Промышленная электроника

Промышленная электроника

Горбачев Г. Н., Чаплыгин Е. Е. Промышленная электроника: Учебник для вузов/Под ред. В. А. Лабунцова. — М.: Энергоатом-издат, 1988, — 320 с. Рассмотрены принцип действия, характеристики и параметры полупроводниковых приборов, транзисторных усилителей, импульсных, логических и цифровых устройств, основанных на применении интегральных микросхем. Рассмотрены принцип действия, расчет, характеристики и параметры зависимых вентильных преобразователей, их влияние на питающую сеть, способы построения систем управления. Дан обзор автономных вентильных преобразователей. Для студентов энергетических и электромеханических специальностей вузов. Оглавление ПРЕДИСЛОВИЕ ВВЕДЕНИЕ Глава первая. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ И МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ 1.1. ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ ПОЛУПРОВОДНИКОВ 1.2. ПРОЦЕССЫ В ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНОМ ПЕРЕХОДЕ 1.3. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ 1.4. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ 1.5. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ 1.6. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ 1.7. ТИРИСТОРЫ 1.8. ПАРАМЕТРЫ И РАЗНОВИДНОСТИ ТИРИСТОРОВ 1.9. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ 1.10. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава вторая. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 2.1. ПЕРЕДАТОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА 2.2. РЕЖИМ ПОКОЯ В КАСКАДЕ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ 2.3. ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ. СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА ПОКОЯ 2.4. СХЕМА ЗАМЕЩЕНИЯ И ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАСКАДА С ОЭ 2.5. ВИДЫ СВЯЗЕЙ И ДРЕЙФ НУЛЯ В УСИЛИТЕЛЯХ ПОСТОЯННОГО ТОКА 2.6. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КАСКАД 2.7. КАСКАД С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ 2.8. КАСКАД С ОБЩИМ ИСТОКОМ 2.9. ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 2.10. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 2. 11. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 2.12. ОПЕРАЦИОННЫЕ СХЕМЫ 2.13. КОМПЕНСАЦИЯ ВХОДНЫХ ТОКОВ И НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ 2.14. ЧАСТОТНЫЕ СВОЙСТВА И САМОВОЗБУЖДЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ 2.15. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ 2.16. УСИЛИТЕЛИ С ЕМКОСТНОЙ СВЯЗЬЮ 2.17. КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава третья. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА 3.1. ПРЕИМУЩЕСТВА ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ В ВИДЕ ИМПУЛЬСОВ 3.2. КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ ТРАНЗИСТОРА 3.3. НЕЛИНЕЙНЫЙ РЕЖИМ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ. КОМПАРАТОРЫ 3.4. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ С ПОМОЩЬЮ RС-ЦЕПЕЙ 3.3. МУЛЬТИВИБРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 3.6. ОДНОВИБРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 3.7. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩИХСЯ НАПРЯЖЕНИЙ 3.8. МАГНИТНО-ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава четвертая. ЛОГИЧЕСКИЕ И ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА 4.1. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ОПЕРАЦИИ И ИХ РЕАЛИЗАЦИЯ 4.2. ТИПЫ ЛОГИЧЕСКИХ МИКРОСХЕМ 4. 3. АЛГЕБРА ЛОГИКИ 4.4. КОМБИНАЦИОННЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ УСТРОЙСТВА 4.5. МИНИМИЗАЦИЯ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 4.6. КОМБИНАЦИОННЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ 4.7. АСИНХРОННЫЙ RS-ТРИГГЕР 4.8. СИНХРОННЫЕ ТРИГГЕРЫ 4.9. СЧЕТЧИКИ И РАСПРЕДЕЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ 4.10. РЕГИСТРЫ 4.11. ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ И АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 4.12. МИКРОПРОЦЕССОРЫ 4.13. СИСТЕМА КОМАНД МИКРОПРОЦЕССОРА 4.14. ИНДИКАТОРНЫЕ ПРИБОРЫ И УЗЛЫ ЦИФРОВЫХ УСТРОЙСТВ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава пятая. МАЛОМОЩНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА 5.1. СТРУКТУРА ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ 5.2. ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ С АКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ 5.3. ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ С АКТИВНО-ИНДУКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ 5.4. ФИЛЬТРЫ МАЛОМОЩНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ 5.5. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ И РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ С ЕМКОСТНЫМ ФИЛЬТРОМ 5.6. ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МАЛОМОЩНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ 5.7. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 5.8. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ С МНОГОКРАТНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЭНЕРГИИ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава шестая. ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СРЕДНЕЙ И БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ 6.1. ПРИМЕНЕНИЕ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ В ЭНЕРГЕТИКЕ И ЭЛЕКТРОТЕХНИКЕ 6.2. ОДНОФАЗНЫЙ УПРАВЛЯЕМЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 6.3. ОДНОФАЗНЫЙ ВЕДОМЫЙ СЕТЬЮ ИНВЕРТОР 6.4. ТРЕХФАЗНЫЙ НУЛЕВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 6.5. ТРЁХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 6.6. СОСТАВНЫЕ МНОГОФАЗНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ 6.7. РЕВЕРСИВНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ И НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ 6.8. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава седьмая. ВЛИЯНИЕ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА ПИТАЮЩУЮ СЕТЬ 7.1. КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 7.2. ВЕНТИЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПОВЫШЕННЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ МОЩНОСТИ 7.3. ИСТОЧНИКИ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава восьмая. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ВЕНТИЛЬНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 8.1. ФУНКЦИИ И СТРУКТУРА СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЙ 8.2. ФАЗОСМЕЩАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА (ФСУ) 8.3. МНОГОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ 8. 4. ОДНОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава девятая. АВТОНОМНЫЕ ВЕНТИЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 9.1. СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 9.2. УЗЛЫ КОММУТАЦИИ ОДНООПЕРАЦИОННЫХ ТИРИСТОРОВ 9.3. ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 9.4. ИНВЕРТОРЫ ТОКА 9.5. РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

Трехфазные выпрямители

1. Трехфазная мостовая схема

Рис. 4 Трехфазная мостовая схема выпрямления (схема Ларионова) (а) и диаграммы токов и напряжений, иллюстрирующие ее работу при L_d = ∞ (б)

Трехфазная мостовая схема выпрямления (схема Ларионова) приведена на рис. 4. а, а временные диаграммы токов и напряжений при Ld = ∞ – на рис. 4. б. Вентили V2, V6, V4, у которых соединены аноды, называют анодной тройкой вентилей; V1, V3, V5, у которых соединены катоды, — катодной тройкой вентилей.

В катодной тройке вентилей проводит вентиль, у которого анод самый положительный; в анодной тройке вентилей проводит вентиль, у которого катод самый отрицательный. Если в данный момент фаза a самая положительная, а c – самая отрицательная, то ток проходит от фазы а через V1 в нагрузку, через V2 на фазу с. Нумерация вентилей соответствует порядку их работы.

Выпрямленное напряжение ud формируется из верхушек линейных напряжений. Ток нагрузки id из-за наличия в схеме индуктивности сглажен. На рисунке он представлен прямой линией. Токи через вентили

ia1 … ia6 изображаются прямоугольниками, соответствующими участкам проводимости. Вторичный ток i2a переменный, а первичный i1A имеет такую же форму. В отличие от трехфазной нулевой схемы трансформатор работает в нормальных условиях.

Расчет проведем для случая Ld = ∞ (см. рис. 4. а, б), принимая допущения об идеальности вентилей и трансформатора.

Среднее значение идеального выпрямленного напряжения в многофазной схеме

В трехфазной мостовой схеме

m = 6, тогда

где U2л – линейное напряжение на вторичной стороне трансформатора.

Среднее значение выпрямленного тока

Среднее и амплитудное значения тока через вентиль

Амплитуда напряжения на вентиле

Действующее значение вторичного напряжения, с учетом (4.55)

Действующее значение вторичного тока, с учетом диаграммы (см. рис.4.б)

Действующее значение первичного тока

Действующее значение первичного фазного напряжения

U₁=U₂n

Расчетная мощность обмоток и расчетная (типовая) мощность транс-

форматора

2. Трехфазная нулевая схема и ее разновидности

Трехфазная схема выпрямления с нулевым выводом (трехфазная нулевая схема) приведена на рис. 5 а, а временные диаграммы токов и напряжений при Ld = ∞ – на рис. 5 б.

В каждый момент времени в схеме проводит вентиль той фазы, которая наиболее положительна. За нуль принят потенциал нулевого провода. Выпрямленное напряжение формируется из верхушек полуволн. Ток

Id постоянен, т.к. Ld = ∞ (см. выше). Напряжение на первом вентиле – это потенциал точки а относительно точки k. Потенциал точки а относительно нуля изображен кривой e2a, потенциал точки k относительно нуля изображен верхушками полуволн e2a, e2b, e2c. Напряжение между точками а и k равно отрезкам ординат, заключенным между вышеназванными кривыми.

Вначале на диаграмме ua всегда нужно отметить участки проводимости, где падение напряжения равно нулю, а затем отложить заштрихованные ординаты.

5

Токи через вентили и вторичные обмотки изображаются прямоугольниками, соответствующими участкам проводимости. Для определения первичного тока i1 рассмотрим электромагнитные процессы в трехфазном трансформаторе при работе трехфазной нулевой схемы. Рассмотрение проведем для момента, когда проводит первый вентиль. Примем допущение, что ток холостого хода трансформатора равен нулю. Для электрической цепи на первичной стороне по первому закону Кирхгофа справедливо:

i_1A+i_1B+i_1C=0

Для магнитных цепей по второму закону Кирхгофа:

i_1Aw₁ — i_1Bw₁ — i_2aw₂=0

i_1B – i_1Cw₁=0

Примем для упрощения допущение, что w₁=w₂=w, тогда получим систему уравнение токов. Отсюда

i_1B = i_1C; i_1A = — 2i_1B; i_1A + 0,5i_1A = i_2a = i_a1.

После преобразований получим что

Зная значения токов фаз в рассматриваемый момент, можно определить токи при проводимости других вентилей. На рис. 4.7 б первичный ток i1 повторяет вторичный с точностью до постоянной составляющей.

В трансформаторе трехфазной нулевой схемы ампервитки вторичной обмотки не компенсируют ампервитки первичной. Суммарные ампервитки на каждом стержне составляют — (1/3 )I w d — 1 3 и направлены в одну сторону. В трансформаторе возникает однонаправленный поток вынужденного намагничивания, вызванный нескомпенсированными ампервитками на каждом стержне. Этот поток замыкается по воздуху, приводит к несимметричному перемагничиванию трансформатора, увеличивает индукцию, ток холостого хода и потери в стали трансформатора.

Рис. 6 Кривые перемагничивания сердечника трансформатора по симметричному циклу (а), и по несимметричному циклу при наличии потока вынужденного намагничивания.

Кривые перемагничивания сердечника трансформатора по симметричному циклу и несимметричному циклам при наличии потока вынужденного намагничивания представлены на рис. 6. В общем случае нулевая схема может

содержать число фаз большее трех. Введем обозначения: m1 — число фаз первичной обмотки; m2 — число фаз вторичной обмотки; m — произведение числа фаз на число выпрямляемых полупериодов (пульсность схемы).

Основные соотношения в схеме при Ld=∞ (см.рис 5):

Так как в трехфазной нулевой схеме m = 3, то

U_d0 = 1,17U₂

Среднее амплитудное значение выпрямленного тока

Среднее и амплитудное значение тока через вентиль при m=3

а амплитуда напряжения на вентиле

Действующее значение вторичного напряжения, с учетом

Действующее значение вторичного тока для трехфазной нулевой схемы,

с учетом диаграммы (рис. 5 б)

Действующее значение первичного тока

Действующее значение первичного напряжения

Расчетные мощности обмоток и трансформатора:

Полученные результаты для расчетных мощностей не отражают реального расхода активных материалов, так как в трансформаторе имеется поток вынужденного намагничивания, который приводит к несимметричному перемагничиванию сердечника, увеличению тока холостого хода и потерь в стали. Это вызывает увеличение расхода меди и стали. Таковы недостатки схемы.

Преимущества схемы:

1) качество выпрямленного напряжения лучше, чем в однофазных схемах;

2) простота;

3) возможность применения бестрансформаторных схем для питания двигателей напряжением 220 В от стандартной сети.

Схема широко применяется в электроприводах малой и средней мощности. Поток вынужденного намагничивания устраняется в схеме трехфазный зигзаг, приведенной на рис. 7. В этой схеме на вторичной стороне трансформатора ток всегда проходит через две полуобмотки, находящиеся на разных стержнях. Это позволяет компенсировать ампервитки первичных обмоток на соответствующих стержнях. На каждом из стержней ток проходит через полуобмотки сначала в одном направлении, а потом – в другом.

Недостатки схемы: усложняется конструкция трансформатора и возрастает расход меди.

7

При применении бестрансформаторных схем для питания двигателей напряжением 220 В от общей сети осуществляется параллельная работа трехфазных схем выпрямления с нулевым выводом от одного общего цехового трансформатора. При разном включении вентилей потоки вынужденного намагничивания взаимно компенсируются и условия работы трансформатора не ухудшаются.

энергий | Бесплатный полнотекстовый | Новый трехфазный выпрямитель с шестью переключателями PFC с функциями коммутации при нулевом напряжении и коммутации при нулевом токе

1.

Введение

Силовые электронные преобразователи играют решающую роль в энергетике благодаря своей способности оптимального управления и кондиционирования мощность, которую они передают нагрузке. Кроме того, они должны контролировать и кондиционировать мощность, которую они получают от источников энергии, чтобы поддерживать их оптимальную работу. Это достигается за счет соответствия стандартам электромагнитных помех и гармоник, таким как EN6100-3-2, и стандартам эффективности, таким как 80Plus [1]. Технологии мягкого переключения являются основным средством повышения эффективности за счет минимизации потерь при переключении и уменьшения электромагнитных помех и гармоник за счет «мягкого» завершения фронтов переходов переключения [2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9].,10,11,12]. В ссылках [8] и [9] описаны методы мягкого переключения, которые включают в себя переключение при нулевом напряжении (ZVS) и переключение при нулевом токе (ZCS). Трехфазные выпрямители с активной коррекцией коэффициента мощности (PFC) обеспечивают улучшенный коэффициент мощности и более низкое содержание гармоник [10,11,12,13]. Активные выпрямители с коррекцией коэффициента мощности, использующие повышающий входной каскад (источник тока), обеспечивают лучшую форму волны входного тока и меньшие гармонические искажения по сравнению с их аналогами с понижающим преобразователем [14]. В [15] для синтеза трехфазного выпрямителя с коррекцией коэффициента мощности использованы три однофазных выпрямителя с коррекцией коэффициента мощности. В [16] сообщается об использовании пространственно-векторной модуляции (SVM) для достижения высокого коэффициента мощности в трехфазном выпрямителе с шестью переключателями. О методах мягкого переключения, используемых в трехфазных выпрямителях, сообщается в [17,18,19].] для повышения эффективности и защиты от электромагнитных помех. Мягкое переключение с использованием пассивного снаббера без потерь представлено в [17]. Хотя этот подход может повысить эффективность, схема страдает от более высокой нагрузки на компоненты. В [18] активный демпфер используется для достижения плавного переключения за счет более высокой сложности управления и напряжения переключения во вспомогательном переключателе. В [19, 20, 21, 22] метод перехода и управления при нулевом напряжении был применен в трехфазном выпрямителе с ККМ. Хотя основные выключатели могут достигать ZVS при включении, вспомогательный переключатель жестко переключается при выключении.

Обычный трехфазный выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности с шестью переключателями показан на рисунке 1. В этой статье предлагается новый трехфазный активный выпрямитель с программным переключением, использующий активную вспомогательную цепь. Принципиальным улучшением характеристик является достижение ZVS при включении для шести выпрямительных ключей и ZCS при выключении для одного вспомогательного ключа. Подробное описание работы предложенного выпрямителя с программным переключением представлено в Разделе 2. Проверка конструкции с помощью моделирования и экспериментальных результатов показана в Разделе 3, а заключительные замечания приведены в Разделе 4.

2. Предлагаемый трехфазный выпрямитель с плавным переключением с шестью переключателями

Предлагаемый трехфазный выпрямитель с шестью переключателями с плавным переключением показан на рис. 2. Схема внутри пунктирной рамки представляет собой вспомогательную схему с плавным переключением добиться ZVS в главных выключателях и ZCS во вспомогательном выключателе. Вспомогательная схема мягкого переключения состоит из вспомогательного переключателя S _A , резонансного дросселя L _R , трансформатора T _r , барьерного диода D _R1 , цепи фиксатора R _C –D _C –C _C и резонансный конденсатор (емкость использует паразитную емкость главного ключа).

Трехфазные линейные напряжения V _RN , V _SN , V _TN для сбалансированной трехфазной системы показаны на рис. 3. Симметрия 60° в трехфазных напряжениях видна на рис. 3. Работа трехфазного ФПЧ с использованием симметрии 60° подробно описана в [11].

Для упрощения анализа можно выбрать интервал 1 (0°–60°) для анализа циклов переключения, так как работа над выпрямителем идентична в других 60° сегментах. Для поддержки операционного анализа сделаны следующие допущения:

(1)

Входная индуктивность L _B достаточно велика, чтобы входной ток можно было рассматривать как источник тока в течение периода переключения;

(2)

Входная емкость C _L достаточно велика, чтобы соответствовать идеальному источнику напряжения V _O ; и

(3)

Выходная емкость схемы фиксатора C _C достаточно велика, чтобы ее напряжение V _C можно было рассматривать как источник напряжения в течение периода переключения.

При перечисленных выше предположениях упрощенная принципиальная схема показана на рис. 4, и определены полярность напряжения и направление тока для каждого основного компонента.

В этом разделе приведено подробное описание работы схемы. Основные формы сигналов схемы для интервала 1 показаны на рис. 5, а эквивалентные схемы для каждого рабочего режима показаны на рис. 6. В цикле переключения необходимо проанализировать 12 рабочих режимов.

2.1. Режим 0: (t ≦ T

₀ )

Этот режим основан на анализе цикла переключения в интервале 1 (V _RN > 0, V _TN > 0 и V _SN < 0) . Перед T ₀ , как и на рис. 6а, диоды D ₁ , D ₆ и D ₅ находятся в состоянии проводимости. Главные выключатели с S ₁ по S ₆ и вспомогательный выключатель S _A выключены. Токи i _R и i _T протекают через диод D _B в нагрузку и возвращаются к источнику переменного тока в виде тока i _S . В этом случае напряжение на активном выпрямительном мосту равно V _X = V _O .

2.2. Режим 1 (T

₀ < t ≦ T ₁ )

При T ₀ вспомогательный переключатель S _A включается для перехода в Режим 1. Ток i ₁ резонансной катушки индуктивности L 90 R начинает увеличиваться, а ток i ₁ протекает через первичную обмотку N ₁ трансформатора Т _r . Индуцированный ток i ₂ и ток возбуждения i _m вытекают через вторичную катушку N ₂ , как показано на рисунке 6b. Напряжение на вторичной обмотке N ₂ равно выходному напряжению V _O . Напряжение В ₁ и В ₂ на обмотках трансформатора Т _r получают следующим образом:

Ток в резонансном дросселе i ₁ увеличивается линейно с наклоном, определяемым выражением

Аналогично i ₁ ток возбуждения i _m также имеет линейный рост, а наклон равен

Когда ток i ₁ возрастает до тока i _S , этот режим завершается. Временной интервал указан ниже:

2.3. Режим 2 (T

₁ < t ≦ T ₂ )

При t = T ₁ ток диода звена постоянного тока i _b достигает нуля. Обратный ток восстановления диода Д _B течет через диод D _B в отрицательном направлении. Резонансный ток индуктора продолжает увеличиваться, как показано на рисунке 6c.

2.4. Режим 3 (T

₂ < t ≦ T ₃ )

При t = T ₂ паразитная емкость диода D _b вместе с резонансным конденсатором C _R , в который входит паразитный конденсатор главные переключатели и резонансная катушка индуктивности L _R начинают резонировать, как показано на рисунке 6d. При эквивалентном напряжении В _X главного выключателя уменьшается до нуля при t = T ₃ , режим завершается. Эквивалентное напряжение V _X и резонансный ток i ₁ показаны в уравнениях (6) и (7).

2.5. Режим 4: (T

₃ < t ≦ T ₄ )

Когда t > T ₃ , напряжение мостового выпрямителя V _X уменьшается до нуля, а вспомогательный переключатель S _A продолжает работать. Соответствующая эквивалентная схема показана на рис. 6д. Корпусные диоды Д ₄ , D ₃ и D ₂ главных выключателей S ₄ , S ₃ и S ₂ являются проводящими. Включение главных выключателей S ₄ , S ₆ и S ₂ при достижении нулевого напряжения моста обеспечивает включение ЗВС. Схема обнаружения включения главных выключателей при нулевом напряжении также позволяет свести к минимуму потери рабочего цикла и, таким образом, потерю эффективности. После включения главных выключателей на ЗВС резонансный ток дросселя i ₁ уменьшается линейно с наклоном, определяемым уравнением (11). Когда ток главных ключей S ₄ и S ₂ достигает нуля при t = T ₄ , режим завершается.

2.6. Режим 5: (T

₄ < t ≦ T ₅ )

Как показано на рисунке 6f, когда t > T ₄ , тогда S ₄ , S ₆ и S 1 2 9001 сохраняют проводимость . Ток i _l непрерывно уменьшается до нуля, пока t = T ₅ .

2.7. Режим 6: (T

₅ < t ≦ T ₆ )

Когда t > T ₅ , входные токи i _R и i _T протекают через главные выключатели S _{20 и 4 . 2} , как показано на рисунке 6g. Когда ток i _a протекает через вспомогательный переключатель S _A , он состоит в основном из тока намагничивания i _m трансформатора. Если индуктивность намагничивания L _m спроектирована относительно большой, то ток i _a вспомогательного выключателя S _A очень близко к нулю. Когда T ₅ < t ≦ T ₆ , вспомогательный переключатель выключается, чтобы он мог эффективно достичь цели ZCS.

2.8. Режим 7: (T

₆ < t ≦ T ₇ )

Когда t = T ₆ , вспомогательный переключатель S _A выключен, как показано на рисунке 6h. В дальнейшем ток намагничивания i _м трансформатора заряжает паразитную емкость С _oss1 вспомогательного переключателя S _A , чтобы напряжение вспомогательного переключателя постоянно увеличивалось.

2.9. Режим 8: (T

₇ ≦ t ≦ T ₈ )

При t = T ₇ напряжение вспомогательного ключа V _SA увеличивается до V _O + V C 900 D и фиксируется диод. _C проводит. Ток намагничивания i _m протекает через цепь зажима D _C – V _C , как показано на рисунке 6i. Наклон тока возбуждения в этом режиме определяется выражением

2.10. Режим 10: (T

₈ ≦ t ≦ T ₉ )

При t = T ₈ ток намагничивания i _m уменьшается до нуля, что приводит к сбросу трансформатора, как показано на рисунке 6j.

2.11. Режим 10: (T

₉ < t ≦ T ₁₀ )

При t = T ₉ главный выключатель S ₄ выключен. Входной ток i _R заряжает паразитную емкость главного ключа S ₄ и эквивалентное напряжение V _X главного выключателя увеличивается, как показано на рисунке 6k.

2.12. Режим 11: (T

₁₀ ≦ t ≦ T ₁₁ )

При t = T ₁₀ эквивалентное напряжение V _X главного ключа увеличивается до V _{O1 B и диода D} проводит ток, как показано на рис. 6l. После этого встречно-параллельный диод D ₁ главного переключателя S ₁ становится проводящим. Входной ток i _R протекает через диоды Д ₁ и D _B и течет обратно от i _S через нагрузку.

2.13. Режим 12: (T

₁₁ ≦ t ≦ T ₁₂ )

При t = T ₁₁ главный выключатель S ₂ выключен. Входной ток i _T начинает заряжать паразитную емкость главного ключа S ₂ , как показано на рисунке 6m.

3. Экспериментальные проверки

На основе описанной конструкции был построен прототип. При линейном напряжении на трехфазном вводе 220 В, а именно фазном напряжении 127 В, частоте коммутации 40 кГц и выходной нагрузке 7 кВт, то измеренные осциллограммы для трехфазного В _RN , V _SN , V _TN , линейное напряжение и линейный ток были при низкой линии и полной нагрузке. Форма волны тока, как на рис. 7, практически синусоидальная, с низким THD и высоким коэффициентом мощности (A-THD показан на рис. 8, а коэффициент мощности показан на рис. 9).

На рис. 10 показаны осциллограммы моделирования с использованием Isspice при половинной и полной нагрузке. Видно, что главные выключатели S ₄ и S ₂ на нижних сторонах включились, когда их V _X был обнулен резонансным контуром после включения вспомогательного выключателя S _A .

Измеренные осциллограммы сигналов привода затвора и напряжения на главном выключателе показаны на рис. 11. Захваченные осциллограммы указывают на необходимость включения вспомогательного выключателя S _A перед включением основных выключателей S ₄ и S ₂ для достижения ZVS.

Как показано на рисунке 12, при токе i ₁ резонансной катушки индуктивности L _R уменьшается до нуля, вспомогательный выключатель S _A может быть выключен в условиях ZCS.

Сравнение между выпрямителем с жесткой коммутацией и предложенным выпрямителем с программной коммутацией было выполнено при нагрузке 7 кВт в диапазоне входного напряжения 190–250 В. Выпрямитель с жесткой коммутацией был протестирован путем простого отключения вспомогательной схемы программной коммутации. . На рис. 13 показано повышение эффективности выпрямителя с программным переключением. Наибольшая разница в эффективности между выпрямителем с жестким переключением и выпрямителем с программным переключением составила 2,55 %, когда входное линейное напряжение составляло 220 В, а на рисунке 14 показан КПД выпрямителя с программным переключением в диапазоне 1–7 кВт.

4. Выводы

Предложен новый трехфазный выпрямитель с функциями переключения при нулевом напряжении и при нулевом токе. Конструкция была подтверждена моделированием и экспериментальными данными, полученными на прототипе трехфазного выпрямителя мощностью 7 кВт. Повышение эффективности между выпрямителями с жестким и программным переключением достигает пика на 2,55%, когда входное линейное напряжение составляет 220 В при полной нагрузке. Были выведены и проанализированы математические уравнения для объяснения работы схемы в последовательности режимов работы. Экспериментальные результаты подтвердили предложенную конструкцию выпрямителя с плавным переключением в достижении высокого КПД, высокого коэффициента мощности и низкого коэффициента нелинейных искажений.

Вклад авторов

C.-W.L. и С.-Ю.П. спроектировал, отладил систему, построил часть оборудования и провел эксперимент. К.-В.Л. также в основном отвечает за подготовку статьи. Х.-Дж.К. руководил дизайном, анализом, экспериментом и редактированием статьи.

Финансирование

Авторы хотели бы отметить финансовую поддержку Министерства науки и технологий Тайваня через номер гранта NSC 103-2221-E-011-064-MY3.

Конфликт интересов

Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов.

Ссылки

1. Веб-сайт Ecova Plug Load Solutions. Сертифицированные источники питания и производители 80 PLUS. Доступно в Интернете: http://www.plugloadsolutions.com/80PlusPowerSupplies.aspx (по состоянию на 1 марта 2019 г.).
2. Колар, Дж. В.; Фридли, Т. Сущность трехфазных систем выпрямления с коррекцией коэффициента мощности — Часть I. IEEE Trans. Силовой электрон. 2013 , 28, 176–198. [Google Scholar] [CrossRef]
3. Friedli, T.; Хартманн, М .; Колар, Дж.В. Сущность трехфазных выпрямительных систем с ККМ. Часть II. IEEE транс. Силовой электрон. 2014 , 29, 543–560. [Google Scholar] [CrossRef]
4. Chang, CH; Ченг, Калифорния; Чанг, EC; Ченг, HL; Ян, Б. Е. Встроенный преобразователь коэффициента мощности с переходом ZVS. IEEE транс. Силовой электрон. 2016 , 31, 2362–2371. [Google Scholar] [CrossRef]
5. Martins, MLS; Эй, Х.Л. Самокоммутируемые вспомогательные цепи ШИМ-преобразователей ZVT. IEEE транс. Силовой электрон. 2004 , 19, 1435–1445. [Google Scholar] [CrossRef]
6. Бодур, Х.; Бакан А.Ф. Новый преобразователь постоянного тока ZVT-ZCT-PWM. IEEE транс. Силовой электрон. 2004 , 19, 676–684. [Google Scholar] [CrossRef]
7. Иванович, Б.; Стоилькович, З. Новый демпфер с активным мягким переключением, разработанный для повышающего преобразователя. IEEE транс. Силовой электрон. 2004 , 19, 658–665. [Google Scholar] [CrossRef]
8. Моран, Л.; Верлингер, П.; Диксон, Дж.; Wallace, R. Фильтр активной мощности серии A, который одновременно компенсирует гармоники тока и асимметрию напряжения. В материалах конференции IEEE PESC, Атланта, Джорджия, США, 18–22 июня 1999 г. 5; стр. 222–227. [Google Scholar]
9. Чанг, Ю. Повышающий преобразователь с главным выключателем нулевого напряжения и вспомогательными выключателями нулевого тока. Патент США 6 498 463 B2, 24 декабря 2002 г. [Google Scholar]
10. Tsai, H.; Ся, Т .; Чен, Д. Новая безмостовая схема коррекции коэффициента мощности с плавным переключением. В материалах Европейской конференции по силовой электронике и приложениям, Ольборг, Дания, 2–5 сентября 2007 г. [Google Scholar]
11. Jang, Y.; Йованович, М.М.; Фанг, К.Х.; Чанг, Ю.М. Повышающий преобразователь с высоким коэффициентом мощности и мягким переключением. IEEE транс. Силовой электрон. 2006 , 21, 98–104. [Google Scholar] [CrossRef]
12. Tsai, HY; Ся, Т. Х.; Чен, Д. Семейство бесмостовых схем коррекции коэффициента мощности с переходом при нулевом напряжении с вспомогательным переключателем нулевого тока. IEEE транс. Инд. Электрон. 2011 , 58, 1848–1855. [Google Scholar] [CrossRef]
13. Wei, H.; Батареш, И. Сравнение основных топологий преобразователей для коррекции коэффициента мощности. В материалах конференции Southeastcon, Орландо, Флорида, США, 24–26 апреля 1998; стр. 348–353. [Google Scholar]
14. Мохан, Н.; Унделанд, ТМ; Роббинс, В.П. Преобразователи силовой электроники, приложения и дизайн, 2-е изд.; Wiley: New York, NY, USA, 1995. [Google Scholar]
15. Jiang, Y.; Мао, Х .; Ли, ФК; Бороевич, Д. Простые высокопроизводительные трехфазные повышающие выпрямители. В материалах конференции специалистов по силовой электронике IEEE, Тайбэй, Тайвань, 20–25 июня 1994 г .; стр. 1158–1163. [Google Scholar]
16. Ли Р.; Ма, К.; Сюй, Д. Новый управляемый трехфазный повышающий преобразователь PFC мощностью 40 кВт ZVS-SVM. В материалах конференции и выставки IEEE по прикладной силовой электронике, Вашингтон, округ Колумбия, США, 15–19.февраль 2009 г. ; стр. 376–382. [Google Scholar]
17. Hengchun, M.; Ли, CY; Бороевич, Д.; Хити, С. Обзор высокопроизводительных трехфазных схем коррекции коэффициента мощности. IEEE транс. Инд. Электрон. 1997 , 44, 437–446. [Google Scholar] [CrossRef]
18. Li, Q.; Чжоу, X .; Ли, Ф.К. Новый трехфазный выпрямитель/инвертор ZVT с уменьшенными напряжениями и потерями вспомогательных переключателей. В Proceedings of IEEE PESC PESC’96, Бавено, Италия, 23–27 июня 1996 г.; стр. 153–158. [Академия Google]
19. Влаткович В.; Бороевич, Д.; Ли, ФК; Куадрос, К.; Гатарич, С. Новый переход при нулевом напряжении, трехфазная схема выпрямителя/инвертора ШИМ. В Proceedings of IEEE PESC’93, Сиэтл, Вашингтон, США, 20–24 июня 1993 г.; стр. 868–873. [Google Scholar]
20. Кеннел, Р.; Шредер, Д. Стратегия прогнозирующего управления для преобразователей. В материалах 3-го симпозиума IFAC по управлению в силовой электронике и электроприводах, Лозанна, Швейцария, 12–14 сентября 1983 г. ; стр. 415–422. [Академия Google]
21. Меркорелли, П.; Кубасяк, Н .; Лю, С. Многоуровневый регулятор моста с использованием прогнозирующего управления моделью в пакетах вейвлетов для отслеживания траекторий. В материалах Международной конференции IEEE по робототехнике и автоматизации, Новый Орлеан, Луизиана, США, 26 апреля – 1 мая 2004 г.; стр. 4079–4084. [Google Scholar]
22. Меркорелли, П.; Кубасяк, Н .; Лю, С. Модель прогнозирующего управления электромагнитным приводом, питаемым от многоуровневого инвертора ШИМ. В материалах Международного симпозиума IEEE по промышленной электронике, Аяччо, Франция, 4–7 мая 2004 г.; стр. 531–535. [Академия Google]

Рисунок 1. Обычный трехфазный выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности (PFC) с шестью переключателями.

Рисунок 1. Обычный трехфазный выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности (PFC) с шестью переключателями.

Рисунок 2. Схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением ККМ.

Рисунок 2. Схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением ККМ.

Рисунок 3. Линейный цикл в трехфазной балансной энергосистеме.

Рисунок 3. Линейный цикл в трехфазной балансной энергосистеме.

Рисунок 4. Упрощенная схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 4. Упрощенная схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 5. Основные формы сигналов предлагаемого выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 5. Основные формы сигналов предлагаемого выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 6. Режимы работы предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 6. Режимы работы предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 7. Измеренные формы входного напряжения и входного тока при полной нагрузке.

Рис. 7. Измеренные формы входного напряжения и входного тока при полной нагрузке.

Рисунок 8. Результаты измерения A-THD.

Рис. 8. Результаты измерения A-THD.

Рисунок 9. Результаты измерения коэффициента мощности.

Рис. 9. Результаты измерения коэффициента мощности.

Рисунок 10. Моделирование основных осциллограмм напряжения главного выключателя V _X и тока i _l при ( a ) половинной нагрузке и ( b ) полной нагрузке.

Рис. 10. Моделирование основных осциллограмм напряжения главного выключателя V _X и тока i _l при ( a ) половинной нагрузке и ( б ) полная загрузка.

Рисунок 11. Измеренные формы управляющего сигнала и напряжения для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 11. Измеренные формы управляющего сигнала и напряжения для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 12. Измеренные формы управляющего сигнала и резонансного тока для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 12. Измеренные формы управляющего сигнала и резонансного тока для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 13. Сравнение эффективности выпрямителя с жестким и мягким переключением при нагрузке 7 кВт.

Рис. 13. Сравнение эффективности выпрямителя с жестким и мягким переключением при нагрузке 7 кВт.

Рисунок 14. Измеренный КПД от 1 до 7 кВт с выпрямителем с плавным переключением.

Рис. 14. Измеренный КПД от 1 до 7 кВт с выпрямителем с плавным переключением.

© 2019 авторами. Лицензиат MDPI, Базель, Швейцария. Эта статья находится в открытом доступе и распространяется на условиях лицензии Creative Commons Attribution (CC BY) (http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/).

Трехфазные выпрямители — EEEGUIDE.COM

Трехфазный однополупериодный выпрямитель: На рис. 9.11 показана схема трехфазного однополупериодного выпрямителя. Три диода подключены к трем фазам вторичной обмотки трехфазного трансформатора, соединенной звездой. Нейтральная точка N вторичной обмотки образует отрицательную клемму для нагрузки и заземлена, как показано на рис. 9.11. Входные и выходные сигналы также показаны на рисунке. Влиянием реактивного сопротивления и сопротивления утечки трансформатора пренебрегают, так как это прямое падение напряжения на аноде.

Каждый диод проводит ток в течение одной трети цикла, как видно из рис. 9.11. Когда один диод проводит, два других остаются неактивными, потому что тогда их катоды становятся положительными по отношению к их анодам. Этот процесс повторяется во время каждого последующего цикла. Напряжение постоянного тока (между катодом и нейтралью) колеблется между пиковым значением переменного напряжения на фазу V _{S max} и половиной этого значения, т. е. 1/2 V _{S max} (без учета падения напряжения на диоде). Выходное напряжение постоянного тока можно получить из следующего уравнения

Среднеквадратичное значение тока нагрузки можно получить из следующего уравнения

Вышеприведенная схема очень полезна, если доступно 3-фазное питание. Даже без сглаживающего устройства нет точки, в которой выпрямленное напряжение падает до нуля, как это происходит в однофазных цепях. Пульсации напряжения сравнительно малы и в три раза превышают частоту переменного тока. Сглаживание, если оно желательно, достигается гораздо легче.

Однако насыщение сердечника трансформатора по постоянному току происходит из-за протекания постоянного тока каждого диода во вторичных фазных обмотках трансформатора, но этого можно избежать, используя зигзагообразную вторичную обмотку.

Трехфазный двухполупериодный выпрямитель: Схема 6-диодного, 6-фазного однополупериодного или трехфазного двухполупериодного выпрямителя показана на рис. 9.12. Здесь каждый диод проводит только одну шестую периода, т. е. π/3. Форма выходного сигнала 6-диодного выпрямителя показана на рис. 9.12. Видно, что постоянное напряжение колеблется меньше, чем для трехфазного. Оно колеблется между максимальным переменным напряжением (фазным значением) и 86,6% от него, при этом среднее значение в 0,955 раза превышает максимальное значение.

Преимущество использования большего количества диодов заключается в более плавном выходе. Недостатки использования большого количества диодов заключаются в том, что каждый диод работает меньшее время за цикл, и конструкция усложняется. Наиболее выгодным числом является 6, поскольку при использовании более 6 диодов стоимость быстро возрастает без сравнительного увеличения мощности выпрямителя.

Использование межфазного трансформатора: Факторы, определяющие количество фаз, для которых должен быть разработан выпрямитель: (1). низкая генерация гармоник в выходной цепи (2). лучший коэффициент использования трансформатора (3). регулирование низкого напряжения и (4). высокий коэффициент мощности. Условие 1 требует, чтобы число фаз было большим, но для выполнения условий 2, 3 и 4 необходимо, чтобы число фаз оставалось низким.

Преимущества 3-фазного выпрямителя, такие как более высокий коэффициент использования трансформатора, высокий коэффициент мощности и регулировка низкого напряжения, а также преимущество 6-фазного или 12-фазного выпрямителя с низким процентом гармоник, можно получить вместе с использованием межфазного трансформатора с 6- или 12-диодный выпрямитель. В этой модифицированной схеме m диодов для выпрямителя разделены на несколько групп, соединенных звездой по три, например две группы для 6-диодного и четыре группы для 12-диодного выпрямителя. Каждая группа диодов имеет свою индивидуальную вторичную обмотку, точки звезды различных групп не соединены напрямую вместе, а соединены через межфазный трансформатор. Общая нейтральная точка образует минусовую клемму выходной цепи постоянного тока.

Функция межфазного трансформатора в приведенной выше схеме заключается в одновременном выравнивании потенциалов двух диодов таким образом, чтобы в любой момент нагрузка распределялась между двумя эффективно работающими параллельно диодами. Таким образом, хотя форма выходного напряжения постоянного тока имеет характеристику 6-фазного выпрямителя с низким содержанием гармоник, равным удвоенной частоте сети, нагрузка фактически делится между двумя 3-фазными системами, работающими параллельно, при напряжении на клеммах, которое является средним значением.