2.3 Усилители постоянного тока

2.3 Усилители постоянного тока

Усилителями постоянного тока (УПТ) называют такие устройства, которые могут усиливать медленно изменяющиеся электрические сигналы, то есть они способны усиливать и переменные и постоянные составляющие входного сигнала.

Таким образом, для осуществления передачи сигналов частот, близких к нулю, в УПТ используется непосредственная (гальваническая) связь. Непосредственная связь может быть использована и в обычных усилителях переменного тока с целью уменьшения числа элементов, простоты реализации в интегральном исполнении, стабильности смещения и т.д. Однако такая связь вносит в усилитель ряд специфических особенностей, затрудняющих как его выполнение, так и эксплуатацию. Хорошо передавая медленные изменения сигнала, непосредственная связь затрудняет установку нужного режима покоя для каждого каскада и обусловливает нестабильность их работы.

При разработке УПТ приходится решать две основные проблемы: согласование потенциальных уровней в соседних каскадах и уменьшение дрейфа (нестабильности) выходного уровня напряжения или тока.

Применение усилительных каскадов в УПТ ограничивается дрейфом нуля. Дрейфом нуля (нулевого уровня) называется самопроизвольное отклонение напряжения или тока на выходе усилителя от начального значения. Этот эффект наблюдается и при отсутствии сигнала на входе. Поскольку дрейф нуля проявляется таким образом, как будто он вызван входным сигналом УПТ, то его невозможно отличить от истинного сигнала. Существует достаточно много физических причин, обусловливающих наличие дрейфа нуля в УПТ. К ним относятся нестабильности источников питания, температурная и временная нестабиль­ности параметров транзисторов и резисторов, низкочастотные шумы, помехи и наводки. Среди перечисленных причин наиболь­шую нестабильность вносят изменения температуры, вызывающие дрейф. Этот дрейф обусловлен теми же причинами, что и не­стабильность тока коллектора усилителя в режиме покоя изменениями I _кбо , U _бэ0 и B .Поскольку температурные изменения этих параметров имеют закономерный характер, то в некоторой степени могут быть скомпенсированы. Так, для уменьшения абсолютного дрейфа нуля УПТ необходимо умень­шать коэффициент нестабильности S _нс .

Абсолютным дрейфом нуля  , называется максимальное самопроизвольное отклонение выходного напряжения УПТ при замкнутом входе за определенный промежуток времени. Качество УПТ обычно оценивают по напряжению дрейфа нуля, приведен­ного ко входу усилителя: е _др = . Приведенный ко входу усилителя дрейф нуля не зависит от коэффициента усиления по напряжению и. эквивалентен ложному входному сигналу. Величина е _др ограничивает минимальный входной сигнал, т. е. определяет чувствительность усилителя.

В усилителях переменного тока, естественно, тоже имеет место дрейф нуля, но так как их каскады отделены друг от друга разделительными элементами (например, конденсаторами), то этот низкочастотный дрейф не передается из предыдущего каскада в последующий и не усиливается им. Поэтому в таких усилителях (рассмотренных в предыдущих главах) дрейф нуля минимален и его обычно не учитывают. В УПТ для уменьшения дрейфа нуля, прежде всего, следует заботиться о его снижении в первом каскаде. Приведенный ко входу усилителя температурный дрейф снижа­ется при уменьшении номиналов резисторов, включенных в цепи базы и эмиттера. В УПТ резистор R _Э большого номинала может создать глубокую ООС по постоянному току, что повысит стабильность и одновременно уменьшит K_U для рабочих сигналов постоянного тока. Поскольку здесь K_U пропорционален S _нс , то величина е _др оказывается независимой от S _нс . Минимального значения е _др можно достичь за счет снижения величин R э, R _б и R_r . При этом для кремниевых УПТ можно получить  Кремниевые УПТ более пригодны для работы на повышенных температурах.

С целью снижения дрейфа нуля в УПТ могут быть использова­ны следующие способы: применение глубоких ООС, использование термокомпенсирующих элементов, преобразование постоянного тока в переменный и усиление переменного тока с последующим выпрямлением, построение усилителя по балансной схеме и др.

Однотактные УПТ прямого усиления по сути своей являются обычными многокаскадными усилителями с непосредственной связью. В таком усилителе резисторы R _э 1 и R _э 2 не только создают местную последователь­ную ООС по току, но и обеспечивают необходимое напряжение   в своих каскадах. В многокаскадном усилителе наблюдается последовательное повышение потенциала на эмиттере транзистора каждого

При разработке УПТ необходимо обеспечивать согласование потенциалов не только между каскадами, но и с источником сигнала и нагрузкой. Если источник сигнала включить на входе усилителя между базой первого транзистора и общей шиной, то через него будет протекать постоянная составляющая тока от источника питания E_K . Для устранения этого тока обычно включают генератор входного сигнала между базой транзистора Т1 и средней точкой специального делителя напряжения, образованного резисторами R ₁ и R ₂ . На рисунке 2.3.1 приведена принципиальная схема рассматриваемого входного каскада УПТ прямого усиле­ния. При правильно выбранном делителе потенциал его средней точки в режиме покоя равен потенциалу покоя на базе первого транзистора.

Рисунок 2.3.1 схема входного каскада УПТ

Нагрузка усилителя обычно включается в диагональ моста, образованного элементами выходной, цепи УПТ. Рассматриваемый здесь способ включения нагрузки используется для получения U _н =0 при Е _r =0. Номиналы резисторов R₃ и R₄ выбираются таким образом, чтобы напряжение средней точки делителя равнялось напряжению на коллекторе выходного транзистора в режиме покоя. При этом в нагрузке для режима покоя не будет протекать тока. В каждом каскаде УПТ прямого усиления за счет резисторов в цепи эмиттера образуется глубокая ООС. Поэтому для определения входного сопротивления K_u oc каскада ОЭ здесь можно пользоваться формулами    и K_u ОС = — R _кн / R _э соответственно. Обычно максимальное усиление свойственно первому каскаду, у которого R _к имеет наибольшее значение. Однако и в последующем каскаде УПТ, где R _к меньше, все равно его номинал должен быть больше номинала R _э . В многокаскадных УПТ прямого усиления может происходить частичная компенсация дрейфа нуля. Так, положительное приращение тока коллектора, первого транзистора вызовет отрицательное приращение тока базы и, следовательно, тока коллектора второго транзистора. В результате суммарный дрейф нуля второго каскада может оказаться меньше, чем в отсутствие первого каскада в идеальном случае и сведен к нулю. Заметим, что полная компенсация дрейфа нуля возможна лишь при специальном подборе элементов и только для некоторой конкретной температуры. Хотя на практике это почти и недо­стижимо, тем не менее в УПТ с четным числом усилительных каскадов наблюдается снижение дрейфа нуля.

Способ построения УПТ на основе непосредственной связи в усилительных каскадах с глубокой ООС может быть использован для получения сравнительно небольшого коэффициента усиления (в несколько десятков) при достаточно большом . Если в таких УПТ попытаться повысить К_u , то неизбежно получим резкое возрастание дрейфа нуля, вызванного не только температурной нестабильностью, но и нестабильностью источников питания. Отметим, что применение традиционных методов уменьшения влияния нестабильностей Е_к с помощью фильтрующих конденсаторов здесь не дает желаемого результата (слишком низкие частоты). Для снижения температурного дрейфа в УПТ прямого усиления иногда применяют температурную компенсацию. В настоящее время в качестве термокомпенсирующего элемента обычно используется диод в прямом смешении, включенный в цепь базы транзистора. Принцип построения таких устройств практически одинаков для усилителей постоянного и переменного тока. Все рассмотренные выше УПТ имеют большой температурный дрейф (e _дрсоставляет единицы милливольт на градус). Кроме того, в них отсутствует зримая компенсация временного дрейфа и влияния низкочастотных шумов. Эти факторы могут оказаться даже более существенными, чем температурный дрейф нуля. Отмеченные недостатки усилителей прямого усиления в значительной степени преодолеваются в УПТ с преобразованием (модуляцией) сигнала.

 

2.3.1 ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

В настоящее время наибольшее распространение получили диф­ференциальные (параллельно-балансные или разностные) усилители. Такие усилители просто реализуются в виде монолитных ИС и широко выпускаются отечественной промышленностью: К118УД, КР198УТ1 и др. Их отличает высокая стабильность работы, малый дрейф нуля, большой коэффициент усиления дифференциального сигнала и большой коэффициент подавления синфазных помех.

На рисунке 2.3.1.1 приведена принципиальная схема простейшего варианта дифференциального усилителя (ДУ). Любой ДУ выпол­няется по принципу сбалансированного моста, два плеча которого образованы резисторами R _к1 и R _к1 , а два других — транзисторами Т1 и Т2. Сопротивление нагрузки включается между коллекторами транзисторов, т. е. в диагональ моста. Сразу отметим, что резисторы R ₀₁ и R ₀₂ имеют небольшие величины, а часто и вообще отсутствуют. Можно считать, что резистор R _Э подключен к эмиттерам транзисторов. Обращает на себя внимание то обстоятельство, что питание ДУ осуществляется от двух источников, напряжения которых равны (по модулю) друг другу. Таким образом, суммарное напряжение питания ДУ равно 2Е.

Рисунок 2.3.1.1 Схема дифференциального усилителя

Использование второго источника (—Е) позволяет снизить потенциалы эмиттеров Т1 и Т2 до потенциала общей шины. Это обстоятельство дает возможность подавать сигналы на входы ДУ без введения дополнительных компенсирующих напряжений. При анализе работы ДУ принято выделять в нем два общих плеча, одно из которых состоит из транзистора Т1 и резистора R_к1 (и R₀₁ ), второе —из транзистора Т2 и резистора R_к2 (и R₀₂ ). Каждое общее плечо ДУ является каскадом ОЭ. Таким образом, можно заключить, что ДУ состоит из двух каскадов ОЭ. В общую цепь эмиттеров транзисторов включен резистор R_Э , которым и задается их общий ток. Для того чтобы ДУ мог качественно и надежно выполнять свои функции, а также в процессе длительной работы сохранить свои параметры и уникальные свойства, в реальных усилителях требуется выполнить два основных требования. Рассмотрим эти требования последовательно.

Первое требование состоит в симметрии обоих плеч ДУ. По нему необходимо обеспечить идентичность параметров каскадов ОЭ, образующих ДУ. При этом должны быть одинаковы параметры транзисторов Т1 и Т2, а также R_к1 = R_к2 (и R₀₁ = R₀₂ ). Если первое требование выполнено полностью, то больше ничего и не требуется для получения идеального ДУ. Действительно, при U_вх1 = U_вх2 = 0 достигается полный баланс моста, т. е. потенциалы коллекторов транзисторов Т1 и Т2 одинаковы, следовательно, напряжение на нагрузке равно нулю. При одинаковом дрейфе нуля в обоих каскадах, ОЭ (плечах ДУ) потенциалы коллекторов будут изменяться всегда одинаково, поэтому на выходе ДУ дрейф нуля будет от­сутствовать. За счет симметрии общих плеч ДУ будет обес­печиваться высокая стабильность при изменении напряжения питания, температуры, радиационного воздействия и т.д. Если собрать ДУ на таких дискретных элементах, то он может быть и продемонстрируете желаемый результат, но только в относительно небольшой промежуток времени. С течением времени параметры транзисто­ров и резисторов будут изменяться различным образом в соот­ветствии с законами своей собственной структуры, естественно, что на них различным образом будут влиять и внешние факторы, а следовательно, нарушится симметрия плеч со всеми вытека­ющими отсюда последствиями. В конечном счете можно за­ключить, что на дискретных элементах (изготовленных в разное время и в разных условиях) осуществить выполнение первого требования для ДУ практически невозможно. Это и обусловили тот факт, что прекрасные свойства ДУ не нашли должного использования в дискретной электронике. Приблизиться к выполнению первого основного требования для ДУ позволила микроэлектроника. Ясно, что симметрию общих плеч ДУ могут, обеспечив лишь идентичные элементы в которых все одинаково и которые были изготовлены в аб­солютно одинаковых условиях. Так, в монолитной ИС близко расположенные элементы действительно имеют почти одинаковые параметры. Следовательно, в монолитных ИС первое требование к ДУ почти выполнено. Это «почти» позволяет реализовать ДУ пусть не с идеальными, но все же с хорошими параметрами, но при непременном условии выполнения второго основного требования к ДУ.

Второе основное требование состоит в обеспечении глубокой ООС для синфазного сигнала. Синфазными называются одинаковые сигналы, т. е. сигналы, имеющие равные амплитуды, формы и фазы. Если на входах ДУ (рис. 10) присутствуют U _вх1 = U _вх2 , причем с совпадающими фазами, то можно говорить о поступлении на вход ДУ синфазного сигнала. Синфазные сигналы обычно обусловлены наличием помех, наводок и т. д. Часто они имеют большие амплитуды (значительно превышающие полезный сигнал) и являют­ся крайне нежелательными, вредными для работы любого усилителя.

Выполнить второе основное требование позволяет введение в ДУ резистора R _Э , (или его электронного эквивалента). Если на вход ДУ поступает сигнал синфазной помехи, например, положительной полярности, то транзисторы Т1 и Т2 приотк­роются и токи их эмиттеров возрастут. В результате по резистору R _Э будет протекать суммарное приращение этих токов, об­разующее на нем сигнал ООС. Нетрудно показать, что R _Э образует в ДУ последовательную ООС по току. При этом будет наблюдаться уменьшение коэффициента усиления по на­пряжению для синфазного сигнала каскадов ОЭ, образующих общие плечи ДУ, K _исф1 и К_исф2 . Поскольку коэффициент усиления ДУ для синфазного сигнала К_исф = К_исф1 — К_исф2 и за счет выполнения первого основного требования К_исф1 ≈ К_исф2 удается получить весьма малое значение К_исф , т. е. значительно подавить синфазную помеху.

Так как в монолитном ДУ с достаточным приближением можно выполнить оба основных требования, удается не только подавить синфазную внешнюю помеху, но и снизить влияние внутренних факторов, проявляющихся через изменения парамет­ров элементов схемы. Конечно, параметры составляющих каска­дов будут изменяться, но по весьма близким зависимостям, влияние которых будет дополнительно ослабляться наличием ООС.

Теперь рассмотрим работу ДУ для основного рабочего входно­го сигнала — дифференциального. Дифференциальными (противо­фазными) принято называть сигналы, имеющие равные амплиту­ды, но противоположные фазы. Будем считать, что входное напряжение подано между входами ДУ, т. е. на каждый вход поступает половина амплитудного значения входного сигнала, причем в противоположных фазах. Если U _вх1 в рассматриваемый момент представляется положительной полуволной, то U _вх2 — отрицательной.

За счет действия U _вх1 транзистор Т1 приоткрывается, и ток его эмиттера получает положительное приращение ∆I _Э1 , а за счет действия U _вх2 транзистор Т2 закрывается, и ток его эмиттера получает отрицательное приращение, т.е. — ∆I _Э2 . В ре­зультате приращение тока в цепи резистора R _Э ∆I_R Э = ∆I _Э1 — ∆I _Э1.  Если общие плечи ДУ идеально симметричны, то ∆I_R Э = 0 и, следовательно, ООС для дифференциального сигнала отсутствует. Это обстоятельство позволяет получать от каждого каскада ОЭ в рассматриваемом усилителе, а следовательно, и от всего ДУ большое усиление. Отсюда происходит и название усилителя — дифференциальный. Так как для дифференциального входного сигнала в любой момент напряжения на коллекторах транзисто­ров Т1 и Т2 будут находиться в противофазе, то на нагрузке происходит выделение удвоенного выходного сигнала. Итак, резистор R _Э , образует ООС только для синфазного сигнала.

Поскольку в реальных ДУ идеальную симметрию плеч осущест­вить нельзя, то R _Э все же будет и для дифференциального сигнала создавать ООС, но незначительной глубины, причем чем лучше симметрия плеч, тем меньше ООС. Небольшую последовательную ООС по току задают в каскадах ДУ с по­мощью резисторов R₀₁и R₀₂ . Как отмечалось выше, эти резисторы имеют небольшие номиналы (участки полупровод­никовой подложки), поэтому создаваемая ими ООС невелика и существенно не влияет на усилительные свойства ДУ.

Таким образом, при выполнении в ДУ двух основных требова­ний он обеспечивает стабильную работу с малым дрейфом нуля, с хорошим усилением дифференциального сигнала и со значитель­ным подавлением синфазной помехи. В зависимости от того, как подключены в ДУ источник входного сигнала и сопротивление нагрузки, следует различать схемы его включения.

Усилители постоянного тока: схемы, принцип действия, формулы

Пример HTML-страницы

Усилитель называют усилителем постоянного тока (УПТ), если он может усиливать постоянные и медленно изменяющиеся сигналы. Такой усилитель может использоваться и для усиления переменных сигналов.

Выше рассмотрены операционные усилители, являющиеся усилителями постоянного тока. Но внутреннее устройство операционных усилителей не рассматривалось.

Васильев Дмитрий Петрович

Профессор электротехники СПбГПУ

Задать вопрос

Для того чтобы постоянные или медленно изменяющиеся сигналы могли быть переданы с входа усилителя на его выход, должны использоваться только гальванические связи между отдельными частями усилителя или эти сигналы должны быть преобразованы в переменные.

Полученные переменные сигналы могут быть усилены с помощью усилителей переменного тока, в которых гальванические связи разорваны с помощью конденсаторов или трансформаторов.

После усиления переменные сигналы должны быть преобразованы в постоянные или медленно изменяющиеся.

При построении УПТ с использованием гальванической связи между каскадами получают УПТ, которому присуще такое вредное явление, как дрейф нуля. Под дрейфом нуля понимают самопроизвольное изменение выходного напряжения при неизменном нулевом входном. Основными причинами дрейфа нуля усилителя являются:

• изменение параметров элементов схемы, прежде всего транзисторов, за счет изменения температуры окружающей среды;
• изменение питающих напряжений;
• постоянное изменение параметров активных и пассивных элементов схемы, вызванное их старением.

Сигнал дрейфа нуля может быть соизмерим с полезным сигналом, поэтому при построении УПТ принимают меры по снижению дрейфа нуля.

Основными мерами снижения дрейфа являются:

• жесткая стабилизация источников питания усилителей;
• использование отрицательных обратных связей;
• применение балансных компенсационных схем УПТ;
• использование элементов с нелинейной зависимостью параметров от температуры для компенсации температурного дрейфа;
• применение УПТ с промежуточным преобразованием и др.

Важным вопросом при построении УПТ является также согласование потенциалов соседних каскадов, согласование источника входного сигнала с УПТ, а также подключение нагрузки к УПТ таким образом, чтобы при нулевом входном напряжении, напряжение на нагрузке было также равно нулю.

Поэтому простейшие УПТ, состоящие из нескольких каскадов, включенных последовательно и соединенных гальванической (непосредственной) связью, даже при условии согласования потенциалов обладают рядом недостатков, главным из которых является дрейф нуля.

Таким образом, для устранения отмеченных выше недостатков УПТ строят в виде параллельно-балансных каскадов, представляющих собой сбалансированный мост, в одно плечо которого включена нагрузка, а в другое — источник питания. Схема такого УПТ приведена на рис. 2.35.

Коллекторные сопротивления R_K1 и R_K2, транзисторы Т₁ и Т₂, резистор R_э образуют мост, к одной диагонали которого подключен источник питания Е_K, а в другую диагональ — между коллекторами транзисторов — включается нагрузка.

Абрамян Евгений Павлович

Доцент кафедры электротехники СПбГПУ

Задать вопрос

При нулевых входных сигналах и полной симметрии схемы (RK1 = RК2, T1 и Т2 одинаковы) потенциалы коллекторов транзисторов Т1 и Т2 одинаковы и uвых, равное u К1—uК2, равно нулю.

Высокая стабильность схемы объясняется тем, что при изменении напряжения источника питания или при одинаковых изменениях параметров транзисторов (например, за счет температуры) потенциалы обоих коллекторов получают равные приращения и, следовательно, выходное напряжение остается равным нулю.

В реальных схемах всегда имеется некоторая несимметрия плеч и существует некоторый дрейф нуля, хотя он и значительно меньше, чем в других схемах.

Входной сигнал в этой схеме может подаваться либо между базами, либо на одну из баз при фиксированном потенциале другой.

Васильев Дмитрий Петрович

Профессор электротехники СПбГПУ

Задать вопрос

Представив Rэ в виде двух параллельно соединенных сопротивлений удвоенной величины (см. пунктир на рис. 2.35), можно увидеть, что рассматриваемый УПТ представляет собой два каскада с эмиттерной стабилизацией, объединенных соответствующим образом (см. вертикальные разделительные линии).

Включив последовательно с R_э дополнительный источник Е_э, можно обеспечить такой начальный режим работы транзисторов, при котором потенциалы входов равны нулю и, следовательно, возможно убрать из схемы сопротивления делителей R₁, R₂, R₃, R₄. В результате получится схема дифференциального усилителя.

Усилители постоянного тока — назначение, виды, схемы и принцип действия

Усилители постоянного тока, как может показаться из названия, сами по себе ток не усиливают, то есть они не генерируют никакой дополнительной мощности. Данные электронные устройства служат для управления электрическими колебаниями в определенном диапазоне частот начиная с 0 Гц. Но посмотрев на форму сигналов на входе и выходе усилителя постоянного тока, можно однозначно сказать — на выходе имеется усиленный входной сигнал, однако источники энергии для входного и выходного сигналов — индивидуальные.

По принципу действия усилители постоянного тока подразделяются на усилители прямого усиления и усилители с преобразованием.

Усилители постоянного тока с преобразованием преобразуют ток постоянный — в переменный, затем он усиливается и выпрямляется. Это называется усилением сигнала с модуляцией и демодуляцией — МДМ.

Схемы усилителей прямого усиления не содержат реактивных элементов, таких как катушки индуктивности и конденсаторы, сопротивление которых зависит от частоты.

Вместо этого существует непосредственная гальваническая связь выхода (коллектора или анода) усилительного элемента одного каскада с входом (базой или сеткой) очередного каскада. По этой причине усилитель прямого усиления способен пропускать (усиливать) даже постоянный ток. Такие схемы популярны и в акустике.

Однако непосредственная гальваническая связь хотя и передает очень точно между каскадами перепады напряжения и медленные изменения тока, такое решение сопряжено с нестабильностью работы усилителя, с затруднением установления режима работы усилительного элемента.

Когда напряжение источников питания немного изменяется, или изменяется режим работы усилительных элементов, либо немного плывут их параметры, — тут же наблюдаются медленные изменения токов в схеме, которые по гальванически связанным цепям попадают во входной сигнал и соответствующим образом искажают форму сигнала на выходе. Зачастую эти паразитные изменения на выходе схожи по размаху с рабочими изменениями, вызываемыми нормальным входным сигналом.

Искажения выходного напряжения могут быть вызваны различными факторами. Прежде всего — внутренними процессами в элементах схемы. Нестабильное напряжение источников питания, нестабильные параметры пассивных и активных элементов схемы, особенно под действием перепадов температуры и т. д. Они могут быть вовсе не связаны с входным напряжением.

Изменения выходного напряжения вызванные данными факторами именуют дрейфом нуля усилителя. Максимальное изменение выходного напряжения в отсутствие входного сигнала усилителя (когда вход замкнут) за определенный временной промежуток, называется абсолютным дрейфом.

Напряжение дрейфа, приведенное ко входу равно отношению абсолютного дрейфа к коэффициенту усиления данного усилителя. Это напряжение определяет чувствительность усилителя, так как вносит ограничение в минимально различимый входной сигнал.

Чтобы усилитель работал нормально, напряжение дрейфа не должно быть больше заранее определенного минимального напряжения усиливаемого сигнала, который подается на его вход.

В случае если дрейф выхода окажется того же порядка или будет превышать входной сигнал, искажения превысят допустимую норму для усилителя, и его рабочая точка окажется смещенной за пределы адекватной рабочей области характеристик усилителя («дрейф нуля»).

Для снижения дрейфа нуля прибегают к следующим приемам. Во-первых, все источники напряжения и тока, питающие каскады усилителя, делают стабилизированными. Во-вторых, используют глубокую отрицательную обратную связь. В-третьих, применяют схемы компенсации температурного дрейфа путем добавления нелинейных элементов, чьи параметры зависят от температуры. В-четвертых, используют балансирующие мостовые схемы. И наконец, постоянный ток преобразуют в переменный и затем усиливают переменный ток и выпрямляют.

При создании схемы усилителя постоянного тока очень важно согласовать потенциалы на входе усилителя, в точках сопряжения его каскадов, а также на нагрузочном выходе. Также необходимо обеспечить стабильность работы каскадов при различных режимах и даже в условиях плавающих параметров схемы.

Усилители постоянного тока бывают однотактными и двухтактными. Однотактные схемы прямого усиления предполагают непосредственную подачу выходного сигнала с одного элемента — на вход следующего. На вход следующего транзистора вместе с выходным сигналом от первого элемента (транзистора) подается коллекторное напряжение первого.

Тут должны быть согласованы потенциалы коллектора первого и базы второго транзистора, для чего коллекторное напряжение первого транзистора компенсируют при помощи резистора. Резистор добавляют также в цепь эмиттера второго транзистора, чтобы сместить его напряжение база-эмиттер. Потенциалы на коллекторах транзисторов следующих каскадов также должны быть высокими, что тоже достигается применением согласующих резисторов.

В двухтактном параллельном балансном каскаде резисторы коллекторных цепей и внутренние сопротивления транзисторов образуют собой четырехплечевой мост, на одну из диагоналей которого (между цепями коллектор-эмиттер) подается напряжение питания, а к другой (между коллекторами) — присоединяется нагрузка. Сигнал который требуется усилить прикладывается к базам двух транзисторов.

При равенстве коллекторных резисторов и полностью одинаковых транзисторах, разность потенциалов между коллекторами, в отсутствие входного сигнала, равна нулю. Если входной сигнал не равен нулю, то на коллекторах будут приращения потенциалов равные по модулю, но противоположные по знаку. На нагрузке между коллекторами появится переменный ток по форме повторяющий входной сигнал, но большей амплитуды.

Такие каскады часто применяются в качестве первичных каскадов многокаскадных усилителей либо в качестве выходных каскадов для получения симметричного напряжения и тока. Достоинство данных решений в том, что влияние температуры на оба плеча одинаково изменяет их характеристики и напряжение на выходе не плывет.

Источник: http://electricalschool.info

5.8. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА | Политех в Сети

Усилителями постоянного тока (УПТ) или медленно меняющихся во времени сигналов называются усилители низкой частоты, коэффициент усиления которых не равен нулю на частоте

. УПТ способны усиливать постоянные и переменные напряжения. Амплитудно-частотная характеристика УПТ приведена на рис.5.35.

Рис.5.35. Амплитудно-частотная характеристика УПТ.

Усилители постоянного тока широко используются в технике физического эксперимента и радиоизмерительных устройствах – электронных вольтметрах, высокочувствительных гальванометрах, осциллографах, в схемах различных стабилизаторов. В усилителях постоянного тока применяется непосредственная связь между каскадами, так как связь через разделительные конденсаторы и трансформаторы не обеспечивает передачи постоянной составляющей усиливаемого сигнала. Поэтому база транзистора каждого последующего каскада непосредственно соединяется с коллектором транзистора предыдущего каскада. Гальваническое соединение связано с необходимостью согласования режимов соседних транзисторов по постоянному току.

При создании многокаскадных УПТ с большими коэффициентами усиления возникают определенные трудности, вызванные нестабильностью усилителей постоянного тока. Отличие коэффициента усиления от нуля при нулевой частоте приводит к тому, что медленные процессы, связанные с колебаниями напряжения источников питания, изменениями сопротивлений резисторов и параметров активных элементов, вызывают появление внутри усилителя небольшого напряжения, которое усиливается последующими каскадами. В результате при отсутствии входного сигнала выходное напряжение УПТ медленно флуктуирует около некоторого среднего значения. Это вредное явление называется дрейфом нуля. Дрейф нуля, вызываемый перечисленными причинами, можно минимизировать, используя высокостабильные элементы схемы и стабилизаторы напряжений источников питания. Однако основной причиной дрейфа нуля являются температурные изменения входной характеристики и параметров транзисторов. Температурное смещение входных характеристик кремниевых транзисторов составляет, примерно, -2,5мВ на один градус Цельсия. Чтобы оценить порядок величины температурного дрейфа нуля на выходе усилителя, рассмотрим двухкаскадный усилитель постоянного тока на кремниевых транзисторах, схема которого представлена на рис. 5.36.

Рис.5.36. Двухкаскадный УПТ с непосредственной связью между каскадами

Предположим, что окружающая температура увеличилась на + 40

. При этом произойдет смещение входной характеристики каждого транзистора на — 0,1В, что эквивалентно появлению дополнительного напряжения на базах транзисторов. Приращение напряжения на коллекторе первого транзистора, коэффициент усиления которого = 6,8, будет равно 0,68В. Это напряжение суммируется с напряжением, вызванным температурным смещением входной характеристики второго транзистора. В результате общее приращение напряжения на базе второго транзистора составит -0,58В. Умноженное на коэффициент усиления второго транзистора , результирующее смещение на выходе усилителя составит:

-1,75*(-0,58В)=0,987В.

Из-за большого температурного дрейфа нуля многокаскадные УПТ с непосредственной связью между каскадами не находят применения.

Дрейф нуля почти полностью отсутствует в усилителях с преобразованием сигнала. В них усиливаемое постоянное напряжение на входе усилителя преобразуется в переменное, которое усиливается усилителем переменного напряжения, на выходе которого обратно преобразуется в постоянное напряжение. Преобразование осуществляется по принципу модуляции-демодуляции сигнала (М-Д-М усилители) с помощью электронных коммутаторов, синхронно коммутирующих входное и выходное напряжения. Входное напряжение при этом преобразуется в короткие прямоугольные импульсы, амплитуда которых соответствует мгновенным значениям напряжения входного сигнала в моменты коммутации. Частота коммутации должна не менее чем в два раза превышать максимальную частоту в спектре входного сигнала. Недостатком таких усилителей являются наводки при коммутации малых входных напряжений. Примером такого усилителя является усилитель в интегральном исполнении 140 УД13. Структурная схема М-Д-М усилителя приведена на рис. 4.37.

Рис.5.37. Структурная схема М-Д-М усилителя

5. 8.1. Дифференциальный усилитель

Значительно минимизировать температурный дрейф нуля можно, используя параллельно-балансные каскады усилителя, построенные на двух идентичных по своим параметрам и характеристикам транзисторах. Такие усилители называются дифференциальными.

Дифференциальные усилители (ДУ) представляют широкий класс усилителей, основным назначением которых является усиление разности между двумя сигналами. По этой причине их также называют разностными усилителями. Свойства ДУ зависят от симметрии между двумя плечами схемы. Балансная природа ДУ делает его идеальным усилителем в интегральном исполнении. Так как практически невозможно получить два абсолютно идентичных по своим параметрам и характеристикам транзистора на дискретных элементах, дифференциальные усилители изготавливают по интегральной технологии, поскольку такой технологии свойственно хорошее согласование элементов усилителя. Принципиальным достижением планарной технологии явилось создание на одной подложке пары строго согласованных по своим параметрам и характеристикам транзисторов. Степень согласования параметров определяется качеством технологического процесса. Для транзисторов, расположенных на одном кристалле, эквивалентная разность температур переходов может быть доведена до нескольких десятых долей градуса. Столь малая разность температур позволяет серийным интегральным дифференциальным структурам иметь разрешающую способность по постоянной составляющей порядка десятых долей милливольта. Температурный дрейф постоянной составляющей при этом имеет порядок единиц микровольт на

изменения окружающей температуры. Такие характеристики обусловили ключевую роль дифференциального усилителя в схемотехнике линейных интегральных схем. Принципиальная схема дифференциального усилителя приведена на рис.5.38. У дифференциального усилителя два входа и два выхода. Можно подавать разные сигналы на оба входа. Можно подавать сигнал на один из входов, второй вход при этом заземляется. Выходной усиленный сигнал можно снимать между выходами усилителя, либо с каждого из выходов относительно земли.

Рис.5.38. Дифференциальный усилитель

При полной симметрии схемы, когда напряжения на входах равны нулю, коллекторные токи транзисторов одинаковы, потенциалы коллекторов левого и правого транзисторов также одинаковы и выходное напряжение между коллекторами транзисторов равно нулю. Любые изменения температуры окружающей среды или флуктуации напряжения питания вызовут одинаковые изменения коллекторных токов и коллекторных напряжений транзисторов. Выходное напряжение между коллекторами при этом останется равным нулю.

Дифференциальный усилитель усиливает разность входных сигналов. У высококачественных дифференциальных усилителей сопротивление резистора

Должно быть неограниченно велико. Совместно с источником питания этот резистор образует генератор стабильного тока . Поэтому необходимо обеспечить высокую стабильность источника питания усилителя, так как качество усилителя зависит от стабильности тока . У дифференциального усилителя ток практически не зависит от наличия сигналов на входах.

Если напряжения генераторов

и Одинаковы, ток Делится пополам между транзисторами усилителя. Напряжения на выходах усилителя при этом равны напряжению баланса:

. (5.90)

Если в момент

На вход подать положительный сигнал, а на вход напряжение UС2=0, то на выходе транзистора появится усиленный проинвертированный импульс, так как этот транзистор включен по схеме с ОЭ. Транзистор усиливает и не инвертирует входной импульс, так как по отношению к входному сигналу представляет схему с ОБ. На выходах ДУ появятся одинаковые импульсы разной полярности. При этом ток левого транзистора во время действия входного импульса будет увеличиваться, а ток правого транзистора будет уменьшаться. Таким образом, на время действия импульса происходит перераспределение тока I0 между левым и правым транзисторами. Суммарный же ток остается равным I0. Изменение напряжений на выходах транзисторов усилителя для этого случая показано на рис.5.39.

Рис.5.39. Изменение напряжений на выходах ДУ

Если подать положительный импульс на базу правого транзистора, то правый транзистор будет представлять собой схему с ОЭ, а левый транзистор по отношению к входному сигналу – схему с ОБ. Ток правого транзистора будет увеличиваться, а ток левого транзистора – уменьшаться. При этом также происходит перераспределение тока между транзисторами усилителя.

Сигнал управления, прикладываемый между входами усилителя, называется дифференциальным. Если на входы поданы одинаковые сигналы, то такой сигнал называется синфазным. Идеальный дифференциальный усилитель не дает отклика на синфазный сигнал. Реальный дифференциальный усилитель откликается на синфазный сигнал из-за неидеальности генератора тока и неидеальной симметрии схемы. При этом незначительно изменяется уровень тока

и напряжение баланса изменяется на величину =.

Обычно под синфазным сигналом понимают сигнал помехи, действующей одновременно на оба входа. Синфазный сигнал может появляться также за счет наводок на оба входа усилителя, за счет нестабильности источников питания, за счет неидеальности генератора тока и неидеальной симметрии схемы усилителя, за счет изменения температуры и других воздействий на усилитель. Синфазный сигнал может присутствовать автоматически в некоторых схемах подачи дифференциального сигнала. В этом случае на входах усилителя происходит суммирование полезного сигнала и синфазного мешающего сигнала. Если сигналы на входах ДУ

и неодинаковы, их можно представить в виде комбинации синфазной и дифференциальной составляющих:

, (5.91)

. (5.92)

Решая систему этих уравнений, получим:

, (5.93)

. (5.94)

Различают коэффициент усиления разностного сигнала и коэффициент передачи синфазного сигнала. Коэффициент усиления разностного сигнала равен:

. (5.95)

С учетом крутизны транзистора коэффициент усиления дифференциального сигнала равен, как и у одиночного

— каскада по схеме с ОЭ:

. (5.96)

Коэффициент передачи синфазного сигнала равен:

. (5.97)

Коэффициент передачи синфазного сигнала можно выразить через отношение коллекторного и эмиттерного резисторов:

. (5.98)

Поскольку

дифференциальный усилитель значительно ослабляет синфазные сигналы. Качество дифференциального усилителя оценивается коэффициентом ослабления синфазного сигнала, который равен отношению

. (5.99)

Величина относительного ослабления синфазного сигнала может быть выражена в логарифмических единицах через коэффициент ослабления синфазного сигнала

(дБ). (5.100)

Коэффициент усиления дифференциального сигнала для одного каскада дифференциального усилителя составляет

= 50 100 , а коэффициент передачи синфазного сигнала . Коэффициент ослабления синфазного сигнала для этого случая равен Раз или (-100дБ). для современных дифференциальных усилителей составляет величину () дБ.

Способность дифференциального усилителя различать по входу малые дифференциальные сигналы на фоне больших синфазных помех является одним из его важнейших достоинств.

Для реального ДУ выходное напряжение равно:

. .101)

Оценим уровень синфазного сигнала на выходе ДУ следующим примером.

Пример.

, , , .

Выходное напряжение ДУ будет равно:

Таким образом, погрешность воспроизведения дифференциального сигнала составляет 0,5

Или 0,05%.

Другой характерной особенностью ДУ является низкое значение температурного дрейфа напряжения на выходе. Это обусловлено тем, что температурные изменения напряжений база-эмиттер левого и правого транзисторов воспринимаются усилителем как синфазный сигнал и значительно ослабляются на выходе. Типовая величина температурного дрейфа разности напряжений база-эмиттер для современных ДУ составляет единицы микровольт на градус Цельсия.

Из выражения для коэффициента передачи синфазного сигнала следует, что чем больше

, тем сильнее ослабляется синфазный сигнал. Для увеличения в цепь эмиттера включают генератор стабильного тока на транзисторах (рис.5.40), эквивалентное выходное сопротивление которого по переменному току составляет десятки – сотни килоом.

Рис.5.40. Генератор стабильного тока

Выходное сопротивление такого генератора тока велико, так как через резистор

Осуществляется последовательная отрицательная обратная связь по току. Поэтому ток стабилен даже при воздействии синфазного сигнала. Для типичного транзистора интегральной схемы разность напряжений база-эмиттер дифференциальной пары Δ. Если пренебречь током базы транзистора генератора стабильного тока, то значение тока можно определить из выражения:

, (5.102)

. (5.103)

Температурные зависимости токов

и Будут одинаковыми.

С повышением температуры напряжение

уменьшается на 2,5 мВ/1оС, при этом падение напряжения на резисторе будет увеличиваться, и ток будет увеличиваться. Но на переходе диода падение напряжения также уменьшается на 2,5 мВ/1оС. В результате ток увеличивается, а ток базы транзистора уменьшается, препятствуя увеличению тока . Таким образом, ток следит за током. В интегральном исполнении вместо диода ставят транзистор в диодном включении.

Дифференциальный усилительный каскад используется в качестве основного блока в схеме операционного усилителя.

5.8.2. Операционные усилители

Наиболее распространенным классом аналоговых интегральных схем являются монолитные операционные усилители (ОУ). Дифференциальные усилители являются основой схемотехники операционных усилителей. Операционным усилителем называется усилитель постоянного тока с большим коэффициентом усиления постоянного напряжения и с большим входным сопротивлением. Обычно ОУ питается от двухполярного источника питания и имеет два входа и один выход. Один вход называется неинвертирующим, так как фаза сигнала на выходе усилителя совпадает с фазой сигнала, поданного на этот вход. Второй вход называется инвертирующим, так как фаза сигнала на выходе усилителя противоположна фазе сигнала на этом входе.

Термин операционный усилитель, возникший впервые в вычислительной технике, в настоящее время существенно изменил свое первоначальное значение. Если ранее с ним отождествляли понятие «решающий усилитель» и неизменно связывали выполнение математических операций – сложения, интегрирования, вычитания, то сейчас эти функции ОУ, хотя и не утратили своего значения, занимают рядовое место в длиннейшем списке возможных применений ОУ в радиоэлектронике, автоматике, измерительной и вычислительной технике. Широкие возможности производства качественных ОУ открылись с внедрением интегральной технологии, позволяющей в одном кристалле создать множество транзисторов с идентичными характеристиками. По своим свойствам ОУ близок к идеальному усилителю напряжения. Идеальный ОУ должен обладать следующими свойствами:

1. Бесконечно большим входным и нулевым выходным сопротивлением.
2. Бесконечно большим коэффициентом усиления в бесконечно широкой полосе частот.
3. У идеального ОУ не должно быть дрейфовых ошибок (дрейф нуля равен 0).

Эти свойства полностью не могут быть реализованы в реальном ОУ. Однако отсюда можно сделать 2 вывода:

1. Входы идеального ОУ не потребляют ток от источника сигнала, так как входное сопротивление равно бесконечности.

2. Между входами идеального ОУ напряжение управления равно нулю, так как коэффициент усиления равен бесконечности.

Эти два вывода можно сформулировать как принцип виртуального замыкания, который поясняется на рис. 5.41. При виртуальном замыкании, как и при обычном, напряжение между замкнутыми зажимами равно нулю. Однако в отличие от обычного замыкания, ток источника сигналов в виртуальное замыкание не ответвляется, а течет через резистор обратной связи. Для тока виртуальное замыкание эквивалентно разрыву цепи. При этом инвертирующий вход (обозначен кружком) можно считать потенциально заземленным.

Рис5.41. Принцип виртуального замыкания

Достоинством ОУ с характеристиками, близкими к идеальным, является то, что он может выполнять большое количество математических операций путем применения пассивных цепей обратной связи, охватывающих усилитель. Если входное и выходное сопротивления усилителя являются соответственно очень высоким и очень низким по отношению к величине сопротивления цепи обратной связи, и если коэффициент усиления достаточно велик, то результирующие характеристики усилителя определяются только параметрами элементов цепи внешней обратной связи.

Структурная схема ОУ показана на рисунке 5. 42.

Рис.5.42. Структурная схема ОУ

В ходным каскадом ОУ является дифференциальный усилитель (ДУ), который для уменьшения статических и дрейфовых ошибок и повышения входного сопротивления работает в режиме микроамперных токов и имеет обычно небольшой коэффициент усиления по напряжению (К = 10). Работа в режиме микроамперных токов позволяет обеспечить не только высокое значение входного сопротивления, но и хорошие шумовые параметры, и низкий уровень дрейфа. Для обеспечения высокой стабильности, хорошего подавления синфазной помехи, малого дрейфа нуля в цепи эмиттеров первого ДУ включен генератор стабильного тока. За входным ДУ включается следующий дифференциальный усилитель – усилитель напряжения (УН), который обычно работает с токами эмиттеров транзисторов, имеющих уровень 1 –2 мА, поэтому его коэффициент усиления всегда превышает 100.

Наиболее широкое распространение получили трех — и двухкаскадные ОУ. В ОУ применяют покаскадное соединение дифференциальных усилителей, поэтому из-за отсутствия разделительных конденсаторов на базах второго каскада ДУ будут значительные постоянные составляющие коллекторного напряжения предыдущего каскада. Чтобы предотвратить насыщение транзисторов второго ДУ, потенциалы их эмиттеров должны быть выше потенциала «земли» примерно на ту же величину, что и потенциалы на их базах. Необходимый сдвиг уровня обеспечивает УН. Выходной каскад ОУ представляет собой усилитель мощности, позволяющий получить необходимое усиление по мощности и малое значение выходного сопротивления.

Обычно в ОУ применяют двухполярное питающее напряжение, чтобы обеспечить возможность работы, как с положительными, так и отрицательными входными сигналами. Двухполярное питание облегчает получение на выходе ОУ нулевого потенциала при отсутствии напряжения на входе. Как правило, ОУ работают с напряжениями питания

.

Амплитудная характеристика ОУ для инвертирующего и неинвертирующего входов имеет вид, показанный на рисунке 5.43.

Рис.5.43. Амплитудная характеристика ОУ

(1- для инвертирующего входа, 2 – для неинвертирующего входа)

Из амплитудной характеристики видно, что напряжение на выходе ОУ равно нулю, когда входное напряжение равно нулю. В реальном ОУ наблюдается разбаланс, т. е.

при Напряжение, которое надо подать на вход ОУ для устранения разбаланса, называется напряжением смещения.

Современные ОУ являются двухкаскадными. Они состоят из сложного входного каскада с повышенным коэффициентом усиления и выходного каскада. АЧХ ОУ аппроксимируют прямыми линиями, изломы которых соответствуют полюсам АЧХ. Такая идеализированная АЧХ называется диаграммой Боде. Двухкаскадный ОУ имеет 2 излома идеализированной амплитудно-частотной характеристики. Чтобы усилитель работал устойчиво, его АЧХ должна быть такой, как у фильтра нижних частот первого порядка, то есть скорость спада АЧХ не должна превышать 20дБ/декаду изменения частоты. Фазовый сдвиг выходного сигнала ОУ должен быть меньше

, когда коэффициент усиления . При этом для любого коэффициента обратной связи запас по фазе будет составлять не менее . Это требование выполняется коррекцией частотной характеристики ОУ, причем коррекция производится так, чтобы при АЧХ была аналогична характеристике фильтра нижних частот первого порядка. Корректирующие цепи обеспечивают устойчивость схемы ОУ к самовозбуждению.

На рисунке 5.44 показаны амплитудно-частотная и фазово-частотная характеристики ОУ с частотной коррекцией и без коррекции.

Рис.5.44. АЧХ и ФЧХ операционного усилителя с частотной коррекцией и без коррекции.

Граничной частотой или частотой единичного усиления ОУ называется частота, при которой коэффициент усиления ОУ без обратной связи становится равным 1(0дБ). Для обеспечения стабильности работы ОУ, расширения его динамического диапазона и получения необходимой рабочей полосы частот в ОУ вводят отрицательную обратную связь.

Широко применяются в радиоэлектронной аппаратуре ОУ общего применения К140УД6, К140УД7, К544УД1, К140УД17, К1409УД1, К140УД20, К1401УД1 и другие. Микросхема ОУ К140УД20 содержит в корпусе два ОУ, а микросхема К1401УД1 – четыре ОУ. Набор параметров ОУ содержит около 20 наименований. Эти параметры, приводимые в справочниках, позволяют оценить качество ОУ без его испытания.

Коэффициент усиления современных ОУ составляет сотни тысяч. Так ОУ К140УД17 имеет коэффициент усиления порядка

. Коэффициент ослабления синфазного сигнала достигает значений —ДБ. Частота единичного усиления ОУ может составлять 100МГц. Величина дифференциального входного сопротивления ОУ на полевых транзисторах составляет величину Ом, а величина выходного сопротивления – десятки Ом.

5.8.2.1. Схемы включения операционных усилителей

Инвертирующий усилитель

Схема инвертирующего усилителя показана на рисунке 5.45.

Рис.5.45. Инвертирующий ОУ

Входной сигнал подается на инвертирующий вход. Неинвертирующий вход заземляется. Фаза усиленного сигнала на выходе ОУ противоположна фазе входного сигнала. Исходя из принципа виртуального замыкания, можно записать:

. (5.104)

Напряжение на выходе равно:

(5.105)

Коэффициент усиления инвертирующего усилителя равен:

(5. 106)

Последнее выражение является достаточно точным, если собственный коэффициент усиления самого ОУ намного больше требуемого коэффициента усиления ОУ с обратной связью. Например, для получения усилителя с коэффициентом усиления 100, коэффициент усиления ОУ без обратной связи должен составлять

и выше. Это условие легко обеспечивают современные ОУ.

Неинвертирующий усилитель

Если источник сигналов подключить к неинвертирующему входу, то получим неинвертирующий усилитель, схема которого приведена на рисунке 5.46.

Рис5.46. Неинвертирующий ОУ

Напряжение обратной связи на инвертирующем входе равно:

. (5.107)

Коэффициент обратной связи равен:

(5.108)

Напряжение на выходе ОУ будет равно:

. (5.109)

Откуда:

. (5.110)

Из этого выражения найдем коэффициент усиления неинвертирующего ОУ:

(5. 111)

При

коэффициент усиления будет равен

(5.112)

Повторитель напряжения

На рисунке 5.47 показана схема повторителя напряжения на ОУ.

Рис.5.47. Повторитель напряжения

Положив в (5.112)

, а , получим коэффициент усиления

Напряжение на выходе повторяет входное напряжение.

Интегратор

Если в цепь отрицательной обратной связи включить конденсатор, как показано на рисунке 5.48, то получим схему инвертирующего интегрирующего усилителя, у которого выходное напряжение пропорционально интегралу от входного напряжения.

Рис.5.48. Интегрирующий усилитель

На основании принципа виртуального замыкания можно записать:

. (5.113)

Ток

, протекая через резистор, заряжает конденсатор и создает на нем напряжение, которое является выходным:

(5. 114)

Подставив значение тока из выражения (5.113) получим:

(5.115)

В отличие от интегрирующей цепочки происходит линейный заряд конденсатора входным током, величина которого определяется резистором R. Если входной сигнал представляет собой переменное напряжение, изменяющееся по косинусоидальному закону, то есть

, то формула напряжения на выходе будет иметь следующий вид:

(5.116)

Как видно из этого выражения, амплитуда выходного сигнала обратно пропорциональна круговой частоте

. Амплитудно-частотная характеристика интегратора в логарифмическом масштабе имеет вид прямой с наклоном -6дБ на октаву изменения частоты.

Если входное напряжение постоянно, то напряжение на выходе будет равно

, (5.117)

То есть выходной сигнал возрастает со временем. Поэтому эта схема пригодна для формирования пилообразного напряжения.

Дифференциатор

Если в схеме интегратора поменять местами резистор и конденсатор, то получим инвертирующий дифференцирующий ОУ, схема которого приведена на рисунке 4.49.

Рис.5.49. Дифференцирующий усилитель

Напряжение на входе дифференцирующего усилителя равно:

. (5.118)

Ток из этого выражения равен

. (5.119)

Подставив значение тока в выражение (5.118), получим напряжение на выходе дифференцирующего усилителя

(5.120)

Если к входу подключить генератор синусоидального напряжения

, то напряжение на выходе будет равно:

(5.121)

Отсюда видно, что амплитудно-частотная характеристика схемы дифференциатора в логарифмическом масштабе представляет собой прямую с наклоном +6дБ на октаву изменения частоты.

Следует отметить, что данная схема становится неустойчивой на больших частотах из-за дополнительного фазового сдвига в цепи обратной связи. Для уменьшения фазового сдвига в цепи обратной связи последовательно с конденсатором включают резистор

. Постоянную времени и, следовательно, граничную частоту выбирают так, чтобы на этой частоте усиление цепи обратной связи составляло 1.

Суммирующий ОУ

Ниже на рисунке 5.50 приведена схема суммирующего инвертирующего усилителя.

Рис5.50. Суммирующий усилитель

Этот усилитель суммирует входные токи на резисторе обратной связи. Напряжение на выходе усилителя пропорционально сумме входных токов и равно:

. (5.122)

Такая схема широко применяется в цифро-аналоговых преобразователях для суммирования весовых токов.

Логарифматор

Если в цепь обратной связи включить нелинейный элемент, то получим схему логарифмирующего усилителя, показанную на рисунке 5.51.

Рис.5.51. Логарифмирующий усилитель

В качестве нелинейного элемента используется полупроводниковый диод. Для положительных входных сигналов ток, протекающий через диод, соответствует прямой ветви вольтамперной характеристики диода и равен:

(5.123)

Это равенство достаточно точное при напряжении на диоде

.

Из выражения (5.123) напряжение на диоде равно

(5.124)

Поскольку ток, протекающий через диод, равен

, (5.125)

То напряжение на выходе усилителя будет равно:

(5.126)

Из этого выражения видно, что напряжение на выходе операционного усилителя пропорционально логарифму входного напряжения.

Для отрицательных входных сигналов необходимо включить диод в обратной полярности. Вместо диода можно использовать биполярный транзистор в диодном включении.

Антилогарифматор

Если нелинейный элемент включить на входе ОУ, то получим антилогарифмирующий усилитель.

Рис. 5.52. Антилогарифмирующий усилитель

Для этой схемы справедливы следующие соотношения:

, (5.127)

, (5.128)

. (5.129)

Подставляя значение тока из (5.129) в (5.128), получим:

. (5.130)

Напряжение на выходе усилителя пропорционально антилогарифму входного напряжения.

Активные фильтры

Реализация фильтров с индуктивностями в области низких частот затруднительна, так как для низкочастотного диапазона необходимы большие катушки, которые сложны в изготовлении и обладают плохими электрическими характеристиками. Применения катушек индуктивностей для фильтров в области низких частот можно избежать, используя

-фильтры совместно с операционными усилителями. Такие фильтры называются активными. Высокое значение входного сопротивления ОУ не нагружает -цепь. Необходимо, чтобы ОУ обеспечивал заданный коэффициент усиления как в полосе пропускания, так и за ее пределами для того, чтобы затухание фильтра за пределами полосы пропускания было не меньше заданного.

На рис.5.53 показаны фильтры первого порядка нижних и верхних частот.

а б

Рис.5.53. Активные фильтры первого порядка нижних (а) и верхних (б) частот

АЧХ фильтра нижних частот определяется интегрирующей цепью на входе и описывается выражением

. (5.131)

Фильтр верхних частот является инвертирующим. Его АЧХ определяется дифференцирующей цепью и описывается выражением

. (5.132)

Активные фильтры более высоких порядков можно построить из последовательно соединенных фильтров первого, второго, третьего порядков.

6. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

6.1.Основные свойства усилителей постоянного тока

Под усилителями постоянного тока (УПТ) понимают усилители, способные усиливать сигналы, нижняя частота которых может быть равной нулю. Частотная характеристика (рис. 6.1) таких усилителей начинается с определенного значения на частоте fH = 0 и остается постоянной до частоты fB, которая, как обычно, определяется техническим заданием на усилитель.

На рис. 6.1 представлены также фазовая, переходная и амплитудная характеристики усилителя постоянного тока. Его фазовая характеристика отличается от подобной характеристики усилителя переменного тока тем, что она расположена в области отрицательных значений фазового сдвига. На переходной характеристике УПТ отсутствует спад в области больших времен, характерный

для усилителей переменного тока. Ампли-
тудная характеристика отражает условия			К				К
прохождения сигнала постоянного тока че-
							f
рез данный усилитель, т. е. при смене по-
лярности постоянного напряжения на вхо-		−ϕ					φ
де соответственно меняется и полярность
	h(t)
выходного сигнала.
	1
Усилители постоянного тока нахо-
дят широкое применение в электронной							f
аппаратуре; они используются в осцилло-
							UВЫХ
графах, вольтметрах постоянного тока,
электронных стабилизаторах тока и напря-	—UВХ						UВХ
жения, различных системах автоматиче-
ского регулирования, операционных уси-
лителях и многих устройствах.							—UВЫХ
По принципу действия УПТ делят
на два вида: усилители постоянного тока							Рис. 6.1

прямого действия и усилители постоянного тока с преобразованием. В УПТ прямого действия используются непосредст-

венные связи между каскадами, источником сигнала и нагрузкой. В усилителях с преобразованием входной сигнал с помощью преобразователя частоты преоб-

215

Рис. 6.2

UВЫХ

разуется в более высокую несущую частоту. На этой частоте осуществляется основное усиление. Затем усиленный высокочастотный сигнал с помощью демодулятора преобразуется обратно в сигнал постоянного тока.

Для оценки качества УПТ наряду с обычными параметрами усилителя вводится понятие дрейфа нуля. Дело в том, что любые воздействия дестабилизирующих факторов, приводящие к.изменению положения рабочей точки, вызовут изменение постоянного напряжения на выходе и будут восприняты как появление сигнала. Зависи-

t мость дрейфа нуля от времени представлена на рис. 6.2. Эта зависимость имеет две составляющие. Одна составляющая обусловлена медленно меняющимися воздействиями,

чаще всего связанными с изменением параметров окружающей среды (особенно температуры), старением элементов схемы и изменением их параметров. Вторая составляющая накладывается на первую и представляет собой изменяющийся сигнал, обусловленный собственными шумами и помехами. Дрейф нуля оценивают величиной изменения выходного напряжения за определенный промежуток времени при отсутствии сигнала на входе. Используя коэффициент усиления усилителя, эту величину обычно приводят к его входу. В этом случае дрейф нуля показывает, какой сигнал необходимо подать на вход, чтобы на выходе получить реальное приращение сигнала. Величиной приведенного к входу усилителя дрейфа нуля ограничивается его реальная чувствительность.

Для уменьшения дрейфа нуля необходимо прежде всего устранить сами источники дестабилизирующих факторов. Устранение отдельных факторов может оказаться очень дорогим и не всегда приемлемым (например помещение усилителя в термостат). На уменьшение нестабильности напряжения питания путем использования стабилизированных источников потребуется меньше затрат. В любом случае нужен комплексный подход к этому вопросу, предусматривающий самые различные способы решения проблемы.

216

6.2. Усилители постоянного тока прямого действия

Так как УПТ усиливает переменную и постоянную составляющие сигнала, в его цепях не могут быть применены реактивные элементы, изменяющие свои параметры в области нижних и средних частот. К ним относятся разделительные и блокирующие конденсаторы, дроссели и трансформаторы. Для межкаскадной связи здесь используют непосредственную связь или связь с помо-

	щью частотно-независимых в диапазоне
	усиливаемых частот элементов (резисторы,			Е0
	диоды и др.).
		R1	R3	R5
	Простейшим усилителем постоянно-
			U2
	го тока является обычный резисторный кас-
			VT
	кад без разделительных конденсаторов (рис.
			R2
	6.3). В выходной цепи используется мосто-
		UИ	R4	R6
	вая схема подключения нагрузки. Мост об-
	разуется сопротивлениями R3,R5,R6 и тран-
	зистором VT вместе с сопротивлением R4.		Рис. 6.3
	Когда мост находится в состоянии баланса,

напряжение U2 будет равно нулю при отсутствии напряжения UИ на входе каскада. При подаче напряжения UИ с плюсом на базе VT транзистор открывается, потенциал его коллектора понижается, и в цепи нагрузки появляется усиленное напряжение U2 с полярностью, указанной на рисунке. Смена полярности входного напряжения приводит к изменению полярности напряжения U2.

Одним из самых распространенных простейших каскадов усиления постоянного тока является дифференциальный каскад (см. рис. 4.35, а, б), рассмотренный выше. Сигнал в таком каскаде может подаваться между базами транзисторов или между базой одного из них и общей шиной. Нагрузка включается между коллекторами транзисторов. Все положительные качества дифференциального каскада в полной мере реализуются при его использовании в качестве УПТ. Этот каскад занимает особое место в разработках УПТ в интегральном исполнении (операционных усилителей). Для всех операционных усилителей на биполярных и полевых транзисторах характерным является использование в качестве входного каскада соответствующего дифференциального усилителя.

217

В случае необходимости получения большого коэффициента усиления приходится строить УПТ из нескольких каскадов. Возникающие при этом трудности выравнивания выходных и входных потенциалов соединяемых каскадов могут решаться различными способами. Наиболее распространенные методы построения многокаскадных УПТ представлены на рис. 6.4.

		R4	R5	R7		15В
R1	R3	12к	9к	6к	R9
	UВХ	VT1	VT2	VT3 UВЫХ
		3В	R6	6В
R2			3к 3В R8 6В		R10
				6к
			а
R1						E0
	R2	R5	E01	R1	R3	R5
			R6		VD	VT2
		R3
	VT1	VT2		R2	VT1	UВЫХ
UВХ	R4	R7	UВЫХ	UВХ	U0K1	R6
				R4
	б		E02		в

Рис. 6.4

На схеме (рис. 6.4, а) коллектор предыдущего каскада непосредственно подключается к базе последующего. Необходимое напряжение смещения на базе следующего транзистора получают за счет выбора соответствующей величины сопротивления в цепи эмиттера следующего каскада. Пусть все три транзистора работают в одном режиме: токи коллекторов равны 1 мА, напряжения коллектор-эмиттер равны 3 В, напряжения база-эмиттер примерно равны нулю. Чтобы получить 3 В на коллекторе VT1 при токе I0K1 = 1 мА, сопротивление R4 должно быть равно 12 кОм. Напряжение коллектор-эмиттер VT1 прикладывается к последовательному соединению перехода база-эмиттер VT2 и сопротивления R6. Чтобы на переходе база-эмиттер VT2 напряжение примерно равнялось нулю, напряжение на R6 должно быть равно 3 В. Это возможно, если

218

сопротивление R6 имеет величину 3 кОм. Напряжение на коллекторе VT2 относительно общей шины теперь будет равно 6 В, для чего необходимо взять сопротивление R5, равное 9 кОм. Для компенсации этого напряжения на базе VT3 сопротивление R8 требуется увеличить до 6 кОм. При заданном режиме и напряжении источника питания сопротивление R7 должно быть уменьшено до 6 кОм. Таким образом, по мере продвижения к выходу усилителя нагрузка каждого последующего каскада уменьшается (R5, R7), а глубина местной обратной связи увеличивается (R6, R8). Согласно (4.9) и (4.12), коэффициент усиления таких каскадов быстро падает и стремится к отношению

	К0	= y21FRH =		h31RH	≈	h31RH	≈	RH .	(6.1)
			h21	+ RЭ(1+ h31)		RЭ(1+ h31)
								RЭ

Уже при равенстве сопротивлений в эмиттере и коллекторе коэффициент усиления не превышает единицы. Избавиться от этих обратных связей с помощью блокировочных конденсаторов в УПТ невозможно. (Как известно, любые реактивные элементы могут использоваться в усилителях постоянного тока только при появляющейся необходимости коррекции частотных характеристик в области высоких частот.) Заметного повышения температурной стабильности эти обратные связи также не дают, так как нестабильность схемы на рис. 6.4, а в основном определяется каскадом на транзисторе VT1, где ввести эту ОС не представляется возможным. Сопротивления R1, R2 и R9, R10 дополняют входную и выходную цепи усилителя до мостового вида для устранения постоянной составляющей, не связанной с сигналом.

В схеме (рис. 6.4, б) используется потенциометрическая связь между каскадами. В этой схеме с помощью резистивных делителей R3 — R4, R5 — R7 дополнительного источника питания Е02 появляется возможность довести до необходимой величины потенциал на базе VT2 и на выходе усилителя. Естественно, плечи делителей R3 и R5 заметно снижают усиление каждого каскада. Коэффициент усиления каскада с потенциометрической связью примерно в 1,5 — 2 раза меньше, чем у аналогичного резисторного каскада. Однако это снижение не прогрессирует от каскада к каскаду и не ограничивает число используемых каскадов.

В схеме на рис. 6.4, в в качестве элемента связи применен стабилитрон. Постоянное напряжение на коллекторе VT1 U0K1, согласно второму закону

219

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

УПТ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ

Высокое входное сопротивление, малый температурный дрейф (в термостабильной точке), низкий уровень шумов позволяют использовать ПТ в схемах усилителей постоянного тока. Наличие термостабильной точки у полевых транзисторов выгодно отличает их от электронных ламп и биполярных транзисторов, используемых в УПТ.

Рис. 1. Простейшие схемы УПТ. а — истоковый повторитель; б — истоковый повторитель с компенсацией дрейфа тока затвора.

В этом параграфе будут рассмотрены простейшие схемы УПТ, а также более сложные балансные каскады на полевых транзисторах.

Полевой транзистор при токе стока, соответствующем точке «нулевого» дрейфа, в схеме простейшего УПТ (рис. 1, а) может иметь очень малый дрейф. Так, при изменении температуры окружающей среды от +10 до +100°C приведенный ко входу дрейф может быть менее 100 мкВ, что соответствует среднему дрейфу 1 мкВ/°С во всем диапазоне температур [2]. Таких результатов можно достигнуть, конечно, при очень тщательной установке, термостабильной точки.

При смене транзисторов без дополнительной подстройки появится дрейф, если новый транзистор не будет иметь точно такое же Uотс, что и прежний.

Достоинство выбора рабочей точки ПТ с нулевым дрейфом по сравнению с другими методами компенсации состоит в том, что используется компенсация встречно направленных явлений внутри одного транзистора.

При большом сопротивлении резистора в цепи затвора R3 появляется дополнительный дрейф, обусловленный током затвора. Этот дрейф можно скомпенсировать с помощью диода и резистивного делителя в схеме, изображенной на рис. 1, б. Здесь обратный ток диода Д1, протекая через резистор R2, создаёт на нём падение напряжения, равное и противоположное напряжению, создаваемому обратным током затвора на резисторе R3. В результате компенсации дрейф может быть снижен до 2 мВ и менее в диапазоне температур от -25 до +100°С.

Рис. 2. Принципиальные схемы балансных усилителей. а — дифференциальный усилитель; б — разностный каскад с генератором тока в нагрузке; в — последовательный балансный каскад.

Для больших значений тока стока I_c, когда режим ПТ далёк от оптимального с точки зрения температурной стабильности, можно получить коэффициент усиления порядка 15-30 при Rвых≈Rc = 10…20 кОм. Коэффициент усиления такого же порядка можно получить и от ПТ с малым напряжением отсечки (т. е. при малых токах стока) в термостабильной точке, однако Rc в этом случае оказывается равным 100-200 кОм, a Rвых=R_i||Rc>50…100 кОм. Столь большие значения Rвых приводят к сужению полосы пропускания усилителя до 10-20 кГц [3].

Для расчета температурного дрейфа усилителей на полевых транзисторах с управляющим p-n переходом можно воспользоваться формулами, приведенными в [5].

Наилучшим способом компенсации дрейфа УПТ с непосредственной связью является использование согласованных пар полевых транзисторов, включенных по схеме дифференциального усилителя (рис. 2, а).

Особенностью балансных усилителей постоянного тока на ПТ является то, что для получения минимального дрейфа приходится использовать режим микротоков. Это в свою очередь обусловливает трудность получения высокого коэффициента усиления и широкой полосы пропускания балансных каскадов.

В [3] показано, что дрейф балансных каскадов можно определить по выражению

(1)

где ρ — удельное электрическое сопротивление кремния; Т — абсолютная температура;

Из соотношения (1) видно, что дрейф балансных каскадов зависит от величины Iс и разброса параметра, определяемого выражением

(2)

Таким образом, получение приемлемого значения приведённого дрейфа сопряжено со значительными трудностями: необходимостью использования транзисторов в режиме очень малых токов стока Iс и отбором в пары по параметру ξ, не поддающемуся прямому измерению.

Использование ПТ в режиме микротоков приводит к проблеме получения коэффициента усиления больше нескольких единиц при ограниченных номиналах источников питания. Один из возможных путей решения этой проблемы-использование схем по типу рис. 33, б, где биполярный транзистор в режиме генератора тока создает эквивалентное сопротивление в несколько мегаом в цепи стока Т2. По данным [3] такой каскад для полевых транзисторов с Uотс≤2 В и Ic0≤0,5 мА обеспечивает усиление около 30 при Ic≈30 мкА. Среднее значение приведенного ко входу дрейфа составляет 100-200 мкВ/°С.

Разбаланс по сопротивлениям R1 и R2 (рис. 33, б) не играет в этой схеме существенной роли благодаря автоматической установке режима биполярного транзистора Т3.

Коэффициент усиления разностного каскада, изображённого на рис. 33, б, можно определить, используя μ=R_iS_макс как основной параметр усиления, потому что полевые транзисторы сохраняют значение μ приблизительно постоянным в широком диапазоне изменения Iс. Тогда усиление разностного каскада можно определить по приближенной формуле [4]

(3)

где r_к — выходное сопротивление каскада на транзисторе Т3 по схеме с общей базой.

В том случае, когда необходим усилитель постоянного тока с несимметричными входом и выходом, можно использовать последовательно-балансный каскад, принципиальная схема которого изображена на рис. 33, е. Схема отличается простотой и невысокой критичностью к подбору транзисторов в пары. Ток в рабочей точке целесообразно выбирать в пределах 0,1-0,2 мА. Усиление в области низких частот на холостом ходу

Ки ≈ μ/2      (4)

При R1=R2=30 кОм (рис. 2, б), Eпит=24 В и использовании полевых транзисторов типа КП103Ж получен коэффициент усиления Ки = 15 при приведённом ко входу дрейфе меньше 150 мкВ/°С.

Рис. 3. Схемы комбинированных балансных усилителей.
а — параллельно-балансного; б — последовательно-балансного.

Приведенные на рис. 2 схемы имеют высокое выходное сопротивление (200-500 кОм) и узкую полосу пропускания (10-20 кГц).

Повышение усиления и расширение полосы пропускания может быть достигнуто путем использования комбинации полевых и биполярных транзисторов. У таких комбинированных каскадов (рис. 3) можно получить коэффициент усиления примерно 200 при дрейфе, приведенном ко входу, 50-100 мкВ/°С [4].

Для расширения полосы пропускания и для получения нулевого уровня на выходе усилителя прибегают к усложнению принципиальной схемы УПТ [7].

Отметим, что отбор пар полевых транзисторов облегчается тем, что между S_m, U_отс и I_c0 существует достаточно однозначное соответствие, позволяющее вести отбор по одному, максимум по двум параметрам.

Подробные сведения о подборе одиночных полевых транзисторов в пары для дифференциальных усилителей можно найти в [6], где автор анализирует взаимосвязь параметров отдельных транзисторов, входящих в пару, с температурным дрейфом и смешением нуля пары, предлагает способ подбора, качественно связывающий критерий подбора и заданные величины температурного дрейфа и смещения нуля.

ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ В УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

При необходимости измерения очень слабых сигналов постоянного тока (единиц микровольт) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за их высокого дрейфа. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (М-ДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающих напряжений и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях М-ДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью специального устройства (модулятора М) в переменный, затем полученный сигнал усиливается усилителем переменного тока (У), после чего детектируется демодулятором ДМ. После демодулятора обычно включается фильтр нижних частот ФНЧ, на выходе которого выделяется усиленный сигнал постоянного тока, пропорциональный входному (рис. 4).

Рис. 4. Структурная схема усилителя М-ДМ.

Так как усиление на постоянном токе заменяется усилением на переменном токе, то дрейф всего усилителя определяется только изменением нулевого уровня выходного напряжения модулятора.

Следующие свойства полевых транзисторов делают их во многих случаях незаменимыми в модуляторах УПТ с преобразованием:

практическое отсутствие статического напряжения смещения нуля;

малый обратный ток затвора закрытого транзистора, обеспечивающий малый дрейф по току и напряжению; малая мощность управления затвором; большой срок службы.

Рассмотрим причины, ухудшающие качественные показатели усилителей М-ДМ с модуляторами на полевых транзисторах: дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи, используя при этом те же эквивалентные схемы и ключевые параметры ПТ, которые были приведены ранее.

Дрейф нулевого уровня модулятора с ПТ обусловлен изменением обратного тока затвора Iз, который зависит от величины управляющего напряжения на затворе и сопротивление затвор — канал. При малом значении тока Iз и высокой частоте преобразования дрейф нулевого уровня зависит также от изменения тока помехи. Остаточный ток ПТ с p-n переходом зависит от температуры, как уже говорилось выше, по экспоненциальному закону. Практически можно с достаточной степенью точности считать, что ток затвора для кремниевых приборов удваивается на каждые 10-12° С.

Рис. 5. Принципиальные и эквивалентные схемы модуляторов на ПТ.
а — параллельного модулятора; б — последовательного модулятора; в — параллельно-последовательного модулятора.

Вследствие наличия сопротивления источника сигнала и сопротивления замкнутого ключа изменение остаточного тока вызывает дрейф нулевого уровня по напряжению. При отсутствии входного сигнала напряжение дрейфа, приведенное ко входу, можно определить по схеме рис. 5, а, из условия, что напряжение на входе преобразователя одинаково при замкнутом и разомкнутом ключе [1]:

откуда

Поскольку для полевых транзисторов выполняется условие

r_з>>r_к, то

Uдр ≈ ΔI_з(R_i+r_к)      (5)

где ΔI_з — изменение остаточного тока, вызванное нестабильностью управляющего напряжения, изменением емкости затвор — канал и другими причинами.

Таким образом, при использовании ПТ в модуляторах высокочувствительных УПТ необходима компенсация остаточных токов и напряжений. При использовании МОП-транзисторов, у которых значение тока затвора на 2-4 порядка меньше, чем у ПТ с p-n переходом, компенсация остаточного тока обычно не требуется.

Другой причиной, вызывающей дрейф и снижающей чувствительность УПТ, является коммутационная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет прохождения управляющего напряжения через ёмкости Сз.с и Сз.и. Эта помеха ограничивает частоту коммутации порядка 500-2000 Гц для ПТ с управляющим p-n переходом (в некомпенсированных модуляторах). Величина помехи зависит от сопротивлений канала открытого и закрытого транзистора, от значения и формы управляющего напряжения и, как уже говорилось выше, от ёмкости затвора.

Заметим, что на дрейф нулевого уровня оказывают влияние также паразитные термо-э.д.с, возникающие в местах соединений разнородных металлов. Для их уменьшения следует внимательно относиться к выбору металлов соединительных проводников, обеспечивающих минимальную термо-э. д.с, тщательно термоизолировать входные цепи, выравнивать температуры в местах соединений, использовать при пайке специальные припои и т. д. Проведение указанных мероприятий позволяет снизить термо-э.д.с. приблизительно до 1 мкВ/°С [8].

В модуляторах, выполненных на полевых транзисторах, используются управляющие напряжения различной формы: синусоидальные, трапециевидные и прямоугольные. Напряжение прямоугольной формы предпочтительно, так как оно может быть меньше, чем напряжение других форм. При использовании полевых транзисторов с управляющим p-n переходом прямоугольные импульсы управляющего напряжения должны быть однополярными.

СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ

В зависимости от схемы включения транзисторных ключей модуляторы делятся на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные; по цикличности работы — однотактные и двухтактные; в зависимости от типа нагрузки — резистивные, индуктивные и трансформаторные.

Параллельный модулятор предназначен для работы с высокоомным источником напряжения. Его принципиальная и эквивалентная схемы приведены на рис. 36, а.

Чувствительность преобразователя к входному сигналу Sc определяется как отношение эффективного значения первой гармоники выходного напряжения к постоянному напряжению на входе [8]. Для сравнительно низких частот преобразования f<1/2πC_зс(R_i+r_к) и R_i>>r_к можно считать

S_{c макс} ≈ 1,41/π = 0,45     (6)

Для низких частот управляющего напряжения U_упр амплитуда помехи на выходе модулятора вычисляется по формуле

    (7)

где U1 — напряжение на емкости С_з.с в момент запирания транзистора.

Максимальная рабочая частота управляющего напряжения выбирается по условию [8]

f_макс < U_c/(U_отсπC_з.сR_i),      (8)

где U_c — напряжение входного сигнала.

Из условия (8) видно, что для повышения максимальной частоты управляющего напряжения необходимо выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и малой проходной емкостью.

Принципиальная и эквивалентная схемы последовательного модулятора приведены на рис. 36, б. При постоянной времени цепи нагрузки τ_н=R_н(C_н+С_з.с) и сравнительно низкой частоте преобразования f<1/(2πτ_н) максимальная чувствительность последовательного модулятора к полезному сигналу, как и в случае параллельного модулятора,

S_{с макс} ≈ 0,45.

Для повышения чувствительности целесообразно увеличивать входное сопротивление усилителя переменного тока, а для снижения помехи на выходе модулятора следует выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и по возможности минимальное значение управляющего напряжения.

Наиболее широкое распространение получил последовательно-параллельный модулятор, обладающий лучшими характеристиками по сравнению с параллельным и последовательным преобразователями. В таком модуляторе изменение внутреннего сопротивления источника сигнала относительно слабо влияет на основные характеристики модулятора, а благодаря разнополярному управлению ключами происходит частичная компенсация помехи в нагрузке.

Принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора приведена на рис. 36, в.

Чувствительность последовательно-параллельного модулятора к полезному сигналу

    (9)

Амплитуда напряжения помехи на выходе модулятора

     (10)

где индексы «1» и «2» означают, что соответствующие обозначения относятся к транзисторам Т1 или Т2.

Преобразователи малых напряжений постоянного тока с ПТ могут выполняться по трансформаторной схеме. Такие схемы обеспечивают наиболее высокую чувствительность и хорошее согласование с источником сигнала при условии выполнения трансформатора с требуемой степенью симметрии. На рис. 37, а представлена одноактная последовательная схема преобразователя с входным трансформатором. Выходной сигнал появляется при замкнутом ключе [1].

Рис. 6. Трансформаторные модуляторы на ПТ.
а — однотактный последовательный модулятор; б — двухтактный балансный модулятор.

Двухтактная балансная схема с входным трансформатором (рис. 6, б) состоит из двух однотактных, управляемых противофазными сигналами. При точной балансировке с помощью подстроенных конденсаторов С1 и С2 двухтактная схема позволяет существенно снизить остаточную помеху. Однотактная балансная схема используется для измерения напряжения до 0,2 мкВ при сопротивлении источника сигнала менее 40 кОм. Дрейф нулевого уровня схемы (в течение нескольких дней) не превышает 0,3 мкВ при частоте преобразования 250 Гц. Двухтактная схема с входным трансформатором, работающая на частоте 250 Гц, позволяет получить полную нестабильность нулевого уровня (в течение трех недель) менее 0,05 мкВ [42].

МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ОСТАТОЧНЫХ ПАРАМЕТРОВ

Существует достаточно много методов и схемных решений, позволяющих уменьшить дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи. В этом параграфе рассмотрены лишь некоторые методы устранения остаточных параметров

Компенсацию остаточного тока можно произвести включением плоскостного диода с характеристикой обратного тока, близкой к характеристике остаточного тока ПТ по схеме рис. 38, а. Поскольку остаточный ток ПТ зависит от управляющего напряжения, то компенсирующий диод также подключается к этому источнику. Полную компенсацию в такой схеме осуществить невозможно, поскольку необходимо осуществлять подбор компенсирующего диода и точную установку напряжения на нем. Практически такая схема обеспечивает снижение дрейфа нулевого уровня по току до 5*10^-10 А и по напряжению до 0,5 мкВ в диапазоне температур 20-70° С [6].

Требуемое значение компенсирующего тока без подбора диода Дк может быть получено при помощи делителя R1 и R2 (рис. 7, б). В этой схеме обратный ток диода должен превышать ток утечки затвора ПТ. Недостатком является шунтирование делителя канала полевого транзистора. При подключении компенсирующего диода к источнику постоянного напряжения дрейф нулевого уровня составляет 5-15 мкВ в диапазоне температур 20-60° С. Необходимого значения компенсирующего тока диода можно достигнуть, используя дополнительные приемы: подбор диода, изменение амплитуды напряжения, подаваемого на диод, включение делителя тока, как показано на рис. 7, б [10].

Рис. 7. Схемы компенсационных модуляторов.
а, б, в — модуляторы с компенсацией остаточного тока; г, д -модуляторы с компенсацией коммутационной помехи.

Существенное влияние на работу модулятора оказывает помеха, проходящая в цепи управления через емкость затвор — канал. Эквивалентное напряжение помехи, обусловленное указанной емкостью, пропорционально напряжению управления, сопротивлению источника сигнала, частоте преобразования и значению емкости. Компенсацию тока помехи I_п можно осуществить включением дополнительного конденсатора С_к в схеме на рис. 7, г. Здесь удается скомпенсировать только помеху основной частоты, однако существенное влияние на работу модулятора оказывают также помехи высших гармоник.

Практически такая схема компенсации снижает напряжение помехи до 1-2 мВ [1].

Если модулятор управляется напряжением прямоугольной формы, то сигнал помехи имеет вид коротких, но больших по амплитуде (до 150-200 мВ) импульсов, которые могут вызвать насыщение усилителя, включённого на выходе модулятора, и смещение нулевого уровня.

На рис. 7, д представлена однотактная параллельная схема, в которой выход модулятора подключается к дифференциальному входу операционного усилителя. В этой схеме исток ПТ подключается к общей точке через балансирующее сопротивление R2. Для окончательной регулировки вводится подстроечный конденсатор С_п. Введение внешнего подстроечного конденсатора не ухудшает температурной стабильности схемы, так как ёмкости

ПТ имеют низкий температурный коэффициент (0,02%/°С) [1]. В сбалансированной схеме, т. е. при R1=R2 и C_з.и=С_з.с, остаточное напряжение помехи практически отсутствует.

Некоторое снижение помех достигается применением модулятора с последовательно-параллельным включением ПТ (рис. 5, в). Основные характеристики этой схемы были приведены ранее. Использование в последовательно-параллельном модуляторе управляющих напряжений противоположной полярности приводит к некоторой компенсации остаточного напряжения помехи. Полной компенсации получить нельзя из-за неидентичности ПТ, работающих в паре, и зависимости ёмкостей затвор — канал от величины управляющего напряжения.

На рис. 8 изображена принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора [11] с компенсацией импульсной помехи, для чего между коммутирующей цепью и сигнальной включена цепь компенсации, состоящая из резисторов R1-R4 конденсатора С2 и диода Д1 Модулятор коммутируется напряжением прямоугольной формы с частотой 1 кГц. По данным [1] модулятор обладает следующими параметрами: порог чувствительности около 5 мкВ, температурный дрейф в диапазоне температур -5..60°С не более 0,1 мкВ/°С, временной дрейф ±2 мкВ за 8 ч непрерывной работы.

Рис. 8. Практическая схема модулятора на полевых транзисторах с компенсацией импульсной помехи.

УСИЛИТЕЛЬ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА КАНАЛА М-ДМ

Усилитель переменного тока канала М-ДМ должен иметь:

необходимый коэффициент усиления с требуемой стабильностью;
полосу пропускания, верхняя и нижняя границы которой отличаются от несущей частоты не менее чем в 5 раз;
большое входное сопротивление; малый уровень низкочастотных шумов; быстрое затухание переходного процесса после перегрузок.

Рис. 9. Схема усилителя несущей с разделенной нагрузкой.

Перечисленные требования сравнительно легко выполнить. Так как частота коммутации (модуляции) редко превышает 10-20 кГц, то в качестве усилителей переменного тока канала М-ДМ могут быть использованы почти все схемы УНЧ.

Применение полевые транзисторов во входных каскадах усилителей переменного тока позволяет получать входные сопротивления до десятков мегаом (в зависимости от частоты модуляции), что обеспечивает коэффициент преобразования М-ДМ систем, близкий к коэффициенту преобразования собственно модуляторов. Использование микросхем типа К2УС261-К2УС264 в качестве усилителей переменного тока позволяет сократить габариты и повысить надежность УПТ М-ДМ в целом.

В случае использования двухтактных модулятора и демодулятора целесообразно во входном каскаде усилителя несущей применять дифференциальную схему, а на выходе — каскад с разделенной нагрузкой. Принципиальная схема такого усилителя переменного тока изображена на рис. 9 [13]. Связь между каскадами непосредственная.

Термостабилизация достигается введением местных обратных связей и использованием дифференциальных усилителей. Для получения одинаковых выходных сопротивлений усилителя последовательно с выходом 1 установлен резистор R17.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

На рис. 10 приведена схема УПТ М-ДМ с использованием микросхем [12]. Особенность схемного решения этого усилителя состоит в том, что компенсация переходных процессов от перезаряда входных емкостей усилителя осуществляется не в модуляторе, а в первом каскаде усилителя несущей частоты. Компенсация достигается за счет того, что часть входного сигнала подается через переменный резистор R3 и конденсатор С1, минуя модулятор, на второй вход дифференциального усилителя К1УТ221А. При равенстве огибающей переходного процесса на одном входе дифференциального усилителя экспоненциальному напряжению на другом его входе в выходном напряжении будут полностью скомпенсированы переходные процессы. Равенство указанных напряжений достигается регулировкой R3. Переходные процессы будут скомпенсированы при выполнении двух условий: равенстве постоянных напряжений на конденсаторах С1 и С2 в начальный момент времени при любых изменениях Uвх и равенстве постоянных времени входных цепей дифференциального усилителя.

Рис. 10. Схема УПТ с преобразованием на ПТ и микросхемах.

Модулятор усилителя собран по последовательно-параллельной схеме на полевых транзисторах типа КП103. Делитель, изменяющий масштаб входного напряжения Uвх, состоит из потенциометра R3 и составного эмиттерного повторителя, служащего для развязки низкоомного потенциометра от источника входного сигнала. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты (40 кГц) собран на трёх микросхемах типа К1УТ221А, коэффициент усиления каждого каскада регулируется резисторами обратной связи, помеченными на принципиальной схеме звездочками (R4, R6, R8, R10, R12, R14).

Упрощенная схема УПТ М-ДМ с модулятором и демодулятором на полевых транзисторах приведена на рис. 11 [14].

Рис. 11. Упрощенная схема УПТ М-ДМ.

Последовательно-параллельный модулятор на транзисторах Т1 и Т2 позволяет несколько понизить напряжение помех, возникающих при переключении ПТ. В качестве усилителя несущей частоты используется микросхема К2УС261, входной каскад которой выполнен на полевом транзисторе; это обеспечивает хорошее согласование между модулятором и усилителем несущей. Демодулятор УПТ выполнен также на полевых транзисторах, что позволило обойтись без фазирующего трансформатора в цепи управления.

Вместо обычного RC-фильтра нижних частот в УПТ используется активный фильтр-интегратор. В этом случае коэффициент усиления несущей частоты может быть снижен в Ки раз (Ки — коэффициент передачи активного фильтра-интегратора) и соответственно увеличена устойчивость всего УПТ [14].

Усилитель охвачен отрицательной обратной связью, которая с выхода активного фильтра вводится в цепь истока полевого транзистора Т2, причём коэффициент усиления УПТ определяется глубиной ООС и может регулироваться с помощью потенциометра R10.

Баланс нуля УПТ и регулирование уровня выходного сигнала осуществляется потенциометром R5 на входе активного фильтра-интегратора.

По данным [14] УПТ имеет следующие параметры: коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью около 10⁶; дрейф нуля, приведенный ко входу за 7 ч. 2,0 мкВ, порог чувствительности 0,2 мкВ; температурный дрейф (в диапазоне температур +20…60°С) 0,2мкВ/°С.

В заключение отметим, что использование полевых транзисторов в схемах УПТ с М-ДМ позволяет улучшить метрологические характеристики, уменьшить габариты и массу, повысить надежность, а применение комплементарных схем с ПТ позволит в дальнейшем создавать схемы УПТ с преобразованием полностью в интегральном исполнении.

А.Г. Милехин

Литература:

1. Александров В. С, Прянишников В. А. Приборы для измерения малых напряжений и токов. М., «Энергия», 1971.
2. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
3. Гальперин М. В., Злобин Ю. П. , Павленко В. А. Транзисторные усилители постоянного тока. М., «Энергия», 1972.
4. Гальперин М. В., Злобин Ю, П., Мелехова Г. Н. Полевые транзисторы КП102 в схемах усиления постоянного тока. — В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
5. Немчинов В. M., Сиколенко С. Ф. Температурный дрейф усилителя на полевом транзисторе с р-п-переходом. — «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи», вып. 4, М., «Связь», 1969.
6. Голованов В. М. Подбор ПТ в пары для дифференциальных усилителей. — «Интегральные схемы», вып. 5. Новосибирск, «Наука», 1973.
7. Немчинов В. М. Параллельный балансный каскад на ПТ.- «Микроэлектроника», вып. 6. М., «Советское радио», 1973.
8. Назарян К. X., Прянишников В. А. Преобразователи напряжения и тока на полевых транзисторах. ЛДНТП, 1973.
9. Hitt J. J., Mosley G. FET chopper circuits for low lewel signals. — «IЕЕЕ Internat. Conf. Record», 1967, pt. 8.
10. Беленький Б. И., Минц М. Б. Высокочувствительные усилители постоянного тока с преобразователями. Л., «Энергия», 1970.
11. Калинчук Б. А., Пичугин О. Р. Модуляторы малых сигналов. М., «Энергия», 1972.
12. Ворожейкин А. И., Добровинский И. Р., Ломтев Б. А. Измерительный усилитель с модуляцией входного сигнала. — «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 6.
13. Полонников Д. Е. Решающие усилители. М, «Энергия», 1973.
14. Хононзон Г. А, Гаркуша О. И., Лебакин Н. А. Высокостаьильный усилитель постоянного тока. — «Приборы и системы управления», 1974, №1

BACK MAIN PAGE

ПРОДУКТЫ — УСИЛИТЕЛИ — АУДИО ПОСТОЯННОГО ТОКА

Сортировать по: Избранные товарыСамые новые товарыЛучшие продажиОт A до ZZ до ABПо обзоруЦена: по возрастаниюЦена: по убыванию

товаров на странице: 812162040100

Столбцы: 1 2 3 4 6

• Быстрый просмотр

  DC AUDIO «PITBULL» 20K — 20000W RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  MSRP: $3849,99

  СЕЙЧАС: 3499,99 долларов США

  ПРОДАЕТСЯ ОТДЕЛЬНО Усилитель серии DC AUDIO 20. 0kw PITBULL представляет собой моноблок мощностью 20 000 Вт. Он создан для 12-вольтовых аудиосистем. Он не будет работать в системах с напряжением 16 или 18 вольт. Это подключаемый усилитель и…

  DC Pitbull 20k

  MSRP: $3849,99

  СЕЙЧАС: 3499,99 долларов США

  Быстрый просмотр

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $3849,99

  СЕЙЧАС: 3 499,99 долл. США

  Итого:

• Быстрый просмотр

  ПОСТОЯННЫЙ АУДИО 90,4–400 Вт RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  MSRP: 621,50 $

  СЕЙЧАС: 499,99 $

  Усилитель серии 90. 4 Competition имеет мощность 90 Вт на канал при 4 Ом или 130 Вт на канал при 2 Ом. Этот усилитель имеет полностью активный кроссовер и много чистой мощности для сборок, ориентированных на SQ. Он также подходит для установки там, где вы хотите усилить…

  DC90.4k

  MSRP: $621,50

  СЕЙЧАС: 499,99 долларов США

  Быстрый просмотр

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: 621,50 $

  СЕЙЧАС: 499,99 долларов США

  Итого:

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  АУДИО ПОСТОЯННОГО ТОКА 10.0K — 10000 Вт RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  MSRP: $2 882,00

  СЕЙЧАС: $2 639,99

  Усилитель серии Competition мощностью 10,0 кВт представляет собой моноблок мощностью 10 000 Вт. Он создан для 12-вольтовых аудиосистем. Он не будет работать в системах с напряжением 16 или 18 вольт. Это подключаемый усилитель, предназначенный для работы при сопротивлении 1 Ом на ампер или 2 Ом при подключении для…

  A3-10.0kw

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  MSRP: $2 882,00

  СЕЙЧАС: 2 639,99 долл. США

  Итого:

  Выберите параметры

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  DC AUDIO 9.0K — УСИЛИТЕЛЬ СРЕДН. СКЗ. 9000 Вт

  Аудио DC

  MSRP: $2 772,00

  СЕЙЧАС: 2529 долларов США.99

  Усилитель серии Competition мощностью 9,0 кВт представляет собой моноблок мощностью 9000 Вт. Он способен работать до 18 вольт при мощности до 11 000 Вт. Это подключаемый усилитель, рассчитанный на работу с сопротивлением 1 Ом на усилитель или 2 Ом при подключении. Он поставляется с регулятором баса и…

  A3-9.0kw

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $2 772,00

  СЕЙЧАС: 2 529,99 долл. США

  Итого:

  Выберите параметры

• Быстрый просмотр

  АУДИО ПОСТОЯННОГО ТОКА 7,5K — 7500 Вт RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  MSRP: 2326,50 долларов США

  СЕЙЧАС: 2089,99 долларов США

  Усилитель серии Competition мощностью 7,5 кВт представляет собой моноблок мощностью 7500 Вт. Он способен работать до 18 вольт при мощности до 9200 Вт. Это подключаемый усилитель, рассчитанный на работу с сопротивлением 1 Ом на усилитель или 2 Ом при подключении. Он поставляется с регулятором баса и…

  А3-7,5 кВт

  MSRP: 2326,50 долларов США

  СЕЙЧАС: 2089,99 долларов США

  Быстрый просмотр

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: 2326,50 долларов США

  СЕЙЧАС: 2 089,99 долл. США

  Итого:

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  АУДИО ПОСТОЯННОГО ТОКА 5.0K — 5000 Вт RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  MSRP: $2 063,60

  СЕЙЧАС: 1649,99 долларов США

  Усилитель серии Competition мощностью 5,0 кВт представляет собой моноблок мощностью 5000 Вт. Он способен работать с напряжением до 18 вольт и мощностью до 7300 Вт. Это подключаемый усилитель, предназначенный для работы с нагрузкой 1 Ом на усилитель или 2 Ом при подключении. Он поставляется с регулятором баса и…

  А3-5.0кВт

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $2 063,60

  СЕЙЧАС: 1 649,99 долл. США

  Итого:

  Выберите параметры

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  АУДИО ПОСТОЯННОГО ТОКА 3,5K — 3500 Вт RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $1,386.00

  СЕЙЧАС: 1099,99 долларов США

    Усилитель серии Competition мощностью 3,5 кВт представляет собой моноблок мощностью 3500 Вт. Он способен работать до 18 вольт при мощности до 5100 Вт. Это подключаемый усилитель, предназначенный для работы с нагрузкой 1 Ом на усилитель или 2 Ом при подключении. Он поставляется с регулятором баса и…

  A3-3.5kw

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: 1386,00 долларов США

  СЕЙЧАС: $1099,99

  Итого:

  Выбрать варианты

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  DC AUDIO 2.0K — 2000 Вт RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  MSRP: $858.00

  СЕЙЧАС: 674,99 долл. США

    Усилитель серии Competition мощностью 2,0 кВт представляет собой моноблок мощностью 2000 Вт. Это подключаемый усилитель, предназначенный для работы с нагрузкой 1 Ом на усилитель или 2 Ом при подключении. Он поставляется с регулятором баса и индикатором отсечения. Для силовых входов принимается 0 awg для…

  А3-2кВт

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $858.00

  СЕЙЧАС: $674,99

  Итого:

  Выбрать варианты

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  АУДИО ПОСТОЯННОГО ТОКА 1.2K — 1200 Вт RMS УСИЛИТЕЛЬ

  Аудио DC

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $545,60

  СЕЙЧАС: 424,99 долл. США

    Усилитель серии Competition мощностью 1,2 кВт представляет собой моноблок мощностью 1200 Вт. Он способен работать с напряжением до 16 вольт и мощностью до 1450 Вт. Это подключаемый усилитель, предназначенный для работы с нагрузкой 1 Ом на усилитель или 2 Ом при подключении. Он поставляется с регулятором баса. Для…

  A3-1.2kw

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $545,60

  СЕЙЧАС: $424,99

  Итого:

  Выбрать варианты

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  УСИЛИТЕЛЬ ЗВУКА ПОСТОЯННОГО ТОКА 175,4 800 Вт RMS

  Аудио DC

  MSRP: 849,20 $

  СЕЙЧАС: 659,99 долл. США

  Усилитель серии 175.4 для соревнований имеет мощность 175 Вт на канал при 4 Ом или 250 Вт на канал при 2 Ом. Это не 1 Ом стабильно. Мы знаем, что многие наши клиенты любят свои низкие граунд-паундеры, но хотят, чтобы их средние и высокие частоты не отставали. Вот почему…

  А3-175.4в

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: 849,20 $

  СЕЙЧАС: $659.99

  Итого:

  Выберите опции

• Выберите параметры

  Быстрый просмотр

  Усилитель серии 90.4 Competition

  Аудио DC

  Рекомендуемая производителем розничная цена: 621,50 $

  СЕЙЧАС: 499,99 $

  Усилитель серии 90.4 Competition имеет мощность 90 Вт на канал при 4 Ом или 130 Вт на канал при 2 Ом. Этот усилитель имеет полностью активный кроссовер и много чистой мощности для сборок, ориентированных на SQ. Он также подходит для установки там, где вы хотите усилить…

  A3-90.4w

  Кол-во в корзине: 0

  Цена:

  Рекомендуемая производителем розничная цена: $621,50

  СЕЙЧАС: 499,99 долл. США

  Итого:

  Выберите параметры

Добавление товаров в корзину

Просмотр корзины Продолжить покупки

Рабочие, строительные, усилители постоянного тока класса А и их применение

Усилитель, называемый просто усилителем, является наиболее важным компонентом в электронной промышленности. Усилитель не только повышает уровень сигнала, но и обеспечивает улучшенное качество входного сигнала. Для повышения уровня напряжения предпочтительно используются трансформаторы, а для включения или выключения электрических импульсов используется реле. А для увеличения диапазона флуктуирующих сигналов используются усилители на основе транзисторов. Итак, мы реализуем назначение усилителей практически в каждом назначении. И сегодня в этой статье описываются усилители постоянного тока (с прямой связью), их характеристики, принцип работы, схема, области применения и преимущества.

Что такое усилитель с прямой связью?

Усилитель постоянного тока представляет собой устройство, в котором выходной сигнал одного каскада напрямую соединен с входом следующего каскада, так что допускается даже нулевой частотный диапазон сигналов. Эти усилители постоянного тока используются для усиления минимального диапазона частот, таких как термопара или фотоэлектрические токи. Как следует из самого названия, нет необходимости в каком-либо соединительном устройстве для соединения входного и выходного каскадов.

Усилители постоянного тока предназначены не только для усиления постоянного тока, но и для усиления переменного и постоянного тока. Поскольку частотная характеристика усилителя с прямой связью аналогична LFP, его даже называют усилителем нижних частот. Усилители постоянного тока получили большую известность, потому что это единственные подходящие устройства для усиления сигналов нулевой частоты.

Характеристики усилителя постоянного тока

Характеристики усилителя постоянного тока включают следующее.

• Диапазон частот усилителей постоянного тока лучший
• Строительная техника и стоимость не дорого
• Конструкция усилителей постоянного тока настолько обтекаемая
• Не требуется большого веса и места
• По сравнению с другим методом связи метод прямой связи обеспечивает хорошее согласование импеданса

Конструкция усилителя постоянного тока

Вот схема двухкаскадного усилителя постоянного тока. Вход второго транзистора Т2 соединен с выходом первого транзистора Т1. Для начального каскада выбран NPN-транзистор, а для следующих каскадов используются PNP-транзисторы. Из-за этого подхода изменения, произошедшие в одном транзисторе, приведут к падению других изменений транзистора. Увеличение тока коллектора и изменение значения «β» в одном транзисторе будут уравновешены уменьшением тока в другом транзисторе.

И работа усилителя постоянного тока объясняется тем, что при подаче входного сигнала на конец базы транзистора T1 он подвергается усилению из-за действия транзистора, и выходной сигнал поступает на конец коллектора f T1. Затем выход Т1 подается на вход Т2 и подвергается дальнейшему усилению. Таким образом, усилители постоянного тока усиливают сигналы за счет прямой связи. Чтобы было ясно, когда положительный полупериод подается на вход T1, он смещает сигнал в прямом направлении и выдает инвертированный сигнал на выходе, где

V _cE = V _CC – I _C R _C

Этот инвертированный сигнал подается на вход T2 и является самосмещенным, так как они подключены каскадно. Базовый конец T2 не будет проводить, и он снова инвертирует приложенный входной сигнал. Когда T1 не проводит проводимость, падение напряжения на переходе CE будет равно нулю, тогда V _CC соответствует I _C R _C .

Схема усилителя с прямой связью может быть показана ниже:

Цепь усилителя постоянного тока

Усилитель класса с прямой связью

Из всей топологии усилителя наиболее часто используемым типом усилителей является усилитель класса А с прямой связью. Конструктивная схема такого типа очень проста, так как в них используется только один переключающий транзистор: IGBT, биполярный или полевой транзистор. Поскольку транзистор смещен во всем диапазоне точки Q внутри к центральной линии нагрузки, он никогда не перейдет ни в положение насыщения, ни в положение отсечки. Этот сценарий позволяет проводить ток через отрицательные и положительные циклы ввода. Недостатком этого типа усилителя является то, что выходной транзистор никогда не переходит в режим OFF.

Усилитель постоянного тока класса А

Они считаются лучшими из-за условий линейности, отличного коэффициента усиления, а также минимального уровня искажений. Несмотря на то, что они меньше подходят для целей усиления высокой мощности, усилители класса А с прямой связью являются лучшими из всех. Лучше всего реализовано такое применение в повышении точности аудиоусилителей. Схема показана ниже:

Чтобы максимизировать уровни усиления и линейности, выходная фаза должна быть включена. Когда значение тока холостого хода нулевого сигнала в выходной секции больше или близко к току нагрузки, то усилитель считается классом A. Поскольку этот тип усилителей работает на линейном участке рабочих характеристик, тогда один выход Устройство позволяет проводить проводимость по всей форме волны, что делает это устройство похожим на источник тока. Кривая частотной характеристики:

Частотная характеристика усилителя класса А

Поскольку усилители постоянного тока класса А работают в линейной области, необходимо правильно выбрать базу транзистора, чтобы обеспечить правильную работу и минимальные искажения. Даже из-за этого дополнительного преимущества существует серьезный недостаток, заключающийся в том, что постоянно включенное состояние выходного транзистора приводит к потере мощности. Поскольку из-за этой потери мощности усилители выделяют большое количество тепла и, таким образом, снижают эффективность на 30 процентов. Это влияет на приложения с высокой мощностью. Кроме того, из-за максимальных уровней тока холостого хода необходимо правильно выбрать источник питания и провести надлежащую фильтрацию для устранения любых шумов и искажений.

Преимущества/недостатки усилителя с прямой связью

Использование усилителя с прямой связью дает значительные преимущества, которые указаны как

• Поскольку в конструкции усилителей постоянного тока минимальное количество компонентов, компоновка и размер цепи меньше.
• Из-за меньшего количества схем стоимость также меньше
• Используется для повышения уровней сигналов минимальной или нулевой частоты
• Также в схеме используется меньшее количество резисторов.

Недостатки

Помимо большего количества преимуществ, усилители постоянного тока также имеют недостатки, а именно:

• В усилителях постоянного тока будет некоторый дрейф напряжения, что приведет к раздражающим колебаниям уровня выходного напряжения.
• По времени или напряжению выходное значение изменяется в соответствии с входным напряжением
• Такие параметры, как β и Vbe, будут изменяться в зависимости от изменений температуры. Это приводит к изменению значений напряжения и тока коллектора.
• Если на входе присутствует какой-либо шум или искажения, они будут отражаться на выходе, и этот шум также будет увеличиваться из-за высокого усиления.

Сравнение методов соединения

При использовании различных методов соединения, таких как трансформатор, прямое соединение и соединение RC DC Трансформатор RC Требуемая площадь и вес Требуется меньше Нужно больше места Минимум Согласование импеданса Лучший по сравнению с другими Лучше всех остальных Очень меньше Стоимость Минимум Дороже Бедный Частотная характеристика Хорошие частотные характеристики Меньше Хорошо в звуковом диапазоне Использование Для усиления сигналов минимальной частоты Для использования усилителя мощности Для повышения напряжения

Применение усилителя постоянного тока

Несколько применений усилителя постоянного тока:

• Используется в телевизионных приемниках
• Компьютеры
• Электронные устройства, такие как динамики, аудиоусилители и другие
• Устройства регулирования
• Дифференциальные, импульсные и операционные усилители

Узнайте больше об операционных усилителях MCQ.

Итак, это все, что касается подробной концепции усилителей с прямой связью. Поскольку благодаря многим преимуществам они являются основными для многих усилителей и многих электронных инструментов. Чтобы получить больше знаний, связанных с этой концепцией, узнайте, почему усилители постоянного тока пользуются большей популярностью и каковы частотные характеристики усилителей постоянного тока?

7114 Высокоскоростной усилитель переменного/постоянного тока с прецизионным источником постоянного тока

• Домашний
• Товары
• Сервис/Поддержка
• Контакт
• Ресурсы
• О нас
• Калькуляторы

AE Techron 7114 — это четырехквадрантный усилитель переменного и постоянного тока мощностью 400 ВА, обеспечивающий исключительную универсальность и ценность. Компактный размер, конфигурируемость пользователем, топология DC-Max™ и прочность AE Techron делают модель 7114 идеальным лабораторным партнером для испытаний автомобильной помехоустойчивости, PSRR или любого другого приложения, где требуется большее напряжение или ток, чем для автомобильных испытаний помехоустойчивости

. , тестирование PSRR или любое приложение, где требуется большее напряжение или ток, чем доступно от источника сигнала.

Compact Power

Модель 7114 весит всего 20 фунтов и занимает примерно половину пространства стойки 2U, но при этом может непрерывно выдавать до 400 Вт RMS. Это делает 7114 отличным выбором, когда размер или портативность являются важными критериями выбора.

Универсальность

Пользовательские элементы управления на передней панели обеспечивают широкий диапазон возможных применений модели 7114; коэффициент усиления, максимальный ток и смещение по постоянному току могут быть фиксированными или плавно изменяться. Выбор связи по переменному или постоянному току делает его подходящим как для приложений постоянного тока, так и для управления объектами, такими как трансформаторы связи или пьезоэлементы, которые не должны видеть постоянный ток. Все элементы управления можно отключить, когда требуется только прочный сильноточный усилитель или источник постоянного тока. Или же каждую функцию можно включить отдельно, чтобы обеспечить уникальный набор возможностей, необходимых в данный момент.

7114 может выдавать постоянный ток без входного сигнала. Выход постоянного тока не зависит от входного сигнала и коэффициента усиления усилителя. Эта возможность постоянного тока в сочетании с входным сигналом от функционального генератора создает универсальный источник постоянного тока с высокоскоростными пульсациями и возможностями отключения.

DC-Max™

7114 построен с использованием нашей новой топологии DC-Max. Усилители с DC-Max имеют долгосрочную мощность постоянного тока, которая более чем на 40% выше, чем у традиционных конструкций. Эта повышенная производительность по постоянному току лучше соответствует требованиям к мощности, установленным при тестировании устойчивости к кондуктивным помехам постоянного тока и PSRR.

Прочность AE Techron

Модель 7114 компактна по размеру, но разработана с использованием тех же консервативных правил проектирования и систем защиты, которые сделали усилители AE Techron самыми прочными из доступных усилителей полосы звукового диапазона.

7114

Высокоскоростной усилитель переменного/постоянного тока с прецизионным источником постоянного тока

• Настраиваемое пользователем смещение постоянного тока: ±20 В или ±45 В
• Настраиваемое пользователем ограничение тока: от 25 А до 1 А
• Компактный, шириной 9,5 дюйма, высотой 2U; весит всего 20 фунтов.
• Работа в четырех квадрантах
• AE Techron Tough: Защита от перегрева, перегрузки по току, повышенного/пониженного напряжения питания; будет управлять емкостными и индуктивными нагрузками

Основные характеристики:

• Выходная мощность до 400 Вт RMS
• Отклик на слабый сигнал до 400 кГц
• До 15 А при 13,5 В постоянного тока
• Скорость нарастания больше 50 В/мкс
• Возможность воспроизведения пульсаций 150 кГц или выпадения/импульсов <4 мкс

Выход

Выход переменного тока

Примечание. Тестирование проводилось при активной нагрузке, как указано. Заявленная производительность является типичной для указанной нагрузки с частотой до 20 кГц. Производительность может ухудшиться при работе с высокореактивными нагрузками или частотой выше 20 кГц, что приводит к снижению максимального напряжения, тока и выходной мощности.

Режим высокого напряжения

Ом	ПИКОВАЯ ВЫХОДНАЯ МОЩНОСТЬ						СКЗ ВЫХОД
	Импульс 40 мс, Рабочий цикл 20 %		5 мин, 100% рабочий цикл		1 час, 100% рабочий цикл		5 мин, 100% рабочий цикл		1 час, 906:50 100% рабочий цикл
	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вт
Открыть	92,0	0,0	92,0	0,0	92,0	0,0	65,0	0,0	65,0	0,0	0
16	80,0	5,0	80,0	5,0	80,0	5,0	56,0	3,5	56,0	3,5	196
8	71,0	8,8	71,0	8,8	71,0	8,8	50,0	6,3	48,0	6,0	288
4	60,0	15,0	60,0	15,0	80,0	20,0	42,0	10,5	40,0	10,0	400
2	43,0	22,0	43,0	22,0	28,0	14,0	30,0	15,0	20,0	10,0	200

Сильноточный режим

Ом	ПИКОВЫЙ ВЫХОД						СКЗ ВЫХОД
	Импульс 40 мс, Рабочий цикл 20 %		5 мин, 100% рабочий цикл		1 час, 100% рабочий цикл		5 мин, 100% рабочий цикл		1 час, 100% рабочий цикл
	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вольт	Ампер	Вт
Открыть	42,4	0,0	42,4	0,0	42,4	0,0	30,0	0,0	30,0	0,0	0
4	32,0	8,0	32,0	8,0	32,0	8,0	22,0	5,5	22,0	5,5	121
2	28,0	14,0	28,0	14,0	28,0	14,0	20,0	10,0	20,0	10,0	200
1	20,0	20,0	20,0	20,0	20,0	20,0	14,0	14,0	14,0	14,0	196
0,5	12,5	25,0	12,5	25,0	12,5	25,0	8,9	17,8	8,9	17,8	158

Выход постоянного тока

Примечание. Тестирование проводилось в сильноточном режиме.

	ВЫХОД (Ампер)
В пост. тока	5 минут, 100% рабочий цикл	1 час, 100% рабочий цикл
48,0	12	8
24,0	10	9
13,5	20	15

Производительность

Данные о частоте

Спереди и сзади

Технические характеристики

Производительность

Тестирование проводилось на частоте 1 кГц. Уровни непрерывной мощности постоянного тока ниже. Условия испытаний см. в таблице характеристик постоянного тока.

Частотная характеристика, Постоянный ток — 150 кГц (1 Вт): от +0,0 до -3,0 дБ
8-омная характеристика мощности (непрерывный режим):
от постоянного тока до 60 кГц: ± 65 Впик
От постоянного тока до 200 кГц: ± 37 Впик
Скорость нарастания: >40 В/мкс
Остаточный шум: 906:50 от 10 Гц до 22 кГц: <190 мкВ (0,19 мВ)
от 10 Гц до 500 кГц: <550 мкВ (0,55 мВ)
Отношение сигнал/шум:
10 Гц — 22 кГц: 90 384 –105 дБ 90 650 10 Гц — 500 кГц: –95 дБ
КНИ ( DC — 50 кГц): менее 0,5 %
Смещение по постоянному току: Менее ±10 мВ Менее ±200 мкВ
Выходное сопротивление: 10 мОм последовательно с 0,95 мкГн
Фазовая характеристика (10 Гц — 10 кГц) : ±6 градусов, включая 800 нс задержка распространения

Входные характеристики

Балансировка с землей: Трехконтактный разъем барьерного блока, 20 кОм дифференциальный
Сбалансированный с землей: Разъем DB-9 на задней панели (контакты 1, 2 и 3), 20 кОм дифференциальный
Несимметричный: разъем BNC, односторонний 10 кОм.
Усиление (переменное или фиксированное), 906:50 Режим напряжения: 10 вольт/вольт;
Режим тока: 5 ампер/вольт
Линейность усиления (по входному сигналу, от 0,2 В до 5 В):
АС: 0,05%
DC: 0,025%
Максимальное входное напряжение: ±10 В, симметричный или несимметричный

Коммуникационные возможности

(через порт управления DB-9 на задней панели)

Текущий монитор: 5A/V ± 1%
Отчет: Сбой системы
Дистанционное управление: Гашение/Быстрое отключение звука/Аварийный останов

Дисплей, управление, состояние, ввод/вывод

Передняя панель,
Тумблер для: Power
Я ПРЕДЕЛ,
Переключатель: 25A фиксированный или регулируемый
Регулируемая ручка управления: 1 — 25A
СОЕДИНЕНИЕ Переключатель: AC или DC
СМЕЩЕНИЕ, 906:50 Переключатель: Нет или переменная
Ручка управления переменной: ±20 В (конфигурируется для ±45 В)
RAIL V Switch (потенциал напряжения): 90 В или 45 В
УСИЛЕНИЕ,
Переключатель: 10X фиксированный или регулируемый
Ручка управления переменной: 0 — 10X
Светодиодные индикаторы отображают: Power, Signal, Overload, Fault
   Входной сигнал: Несбалансированный BNC или сбалансированный Barrier Strip
   Выходной сигнал: Одна пара 5-контактных клемм; подходит для проводов до 12 AWG
Задняя панель,
   Подключение питания: 15 А IEC (с фиксирующей защелкой)
   DB-9 Разъем для: Балансный вход сигнала, удаленный аварийный останов, монитор неисправностей, монитор тока

Защита

Повышенное/пониженное напряжение:
± 10% от указанного напряжения питания усилитель принудительно переходит в режим ожидания
Перегрузка по току:
Защита предохранителями как основного питания, так и источников низкого напряжения
Перегрев:
Отдельный выходной транзистор, радиатор и контроль и защита температуры трансформатора

Физические характеристики

Шасси:
Усилитель предназначен для автономной работы или установки в стойку. Шасси изготовлено из стали с черным порошковым покрытием. Блок занимает половину стойки из двух EIA RU.
Вес: 20 фунтов (9,1 кг), транспортировочный вес 26 фунтов (11,8 кг)
Питание переменного тока: Однофазный, 120 В переменного тока, 60 Гц, 15 А; (220–240 В перем. тока, 50–60 Гц, 8 А, доступна сервисная модель*)
Рабочая температура:
от 10°C до 50°C (от 50°F до 122°F), максимальная выходная мощность снижается при температуре выше 30°C (86°F).
Влажность: 70 % или менее, без конденсации
Охлаждение: Двухскоростное принудительное воздушное охлаждение спереди назад.
Размеры: 9,5” x 22,75” x 3,5” (24,1 см x 57,8 см x 8,9 см)см)

*Эта модель не имеет маркировки CE.

Загрузки

7114 Технический паспорт

Полные технические характеристики

Руководство оператора серии 7100

Для усилителей серии 7100

7114 Руководство по эксплуатации

Для усилителей 7114 2018 года выпуска

Назначение контактов и функции порта управления серии 7100

Для усилителей серии 7100

Рекомендуемые аксессуары

7114 / 7118

Комплект для монтажа в стойку

Размер: 2 RU
Материал: 18GA оцинкованная сталь

T 1000

Трансформатор связи

Передаточное отношение: Понижение 10:1
Выход: До 100 действ.

T 2000

Трансформатор связи

Коэффициент трансформации: Понижение 2:1
Мощность звука: 200 Вт МАКС.

T 3700

Трансформатор связи

Коэффициент трансформации: 1-к-37 шаг вверх
Выход: До 3700 Вср. кв.

Хотите обсудить продукт или приложение?

Наши опытные специалисты по продажам и поддержке помогут подобрать систему, соответствующую вашим потребностям.
Мы эксперты в области пропускной способности аудио.

Связаться с нами

Усилители со связью по постоянному току для аудио

Усилители со связью по постоянному току для аудио

Здесь мы рассмотрим усилители со связью по постоянному току. Мы начнем с дифференциальный каскад, и продолжить работу с обратной связью по напряжению усилитель. Наконец, мы рассмотрим усилитель с обратной связью по току.

Дифференциальный усилитель является одним из наиболее важных усилительных этапы теории линейных цепей. Он обладает рядом свойств, которые делает его хорошо подходящим в качестве входного каскада в усилителях, например. это всегда используется в операционных усилителях с обратной связью по напряжению.

Дополнительно можно отметить способность каскадов подавлять даже большие шумовые сигналы накладываются на относительно слабый входной сигнал.

Кроме того, ступень имеет относительно небольшой дрейф постоянного тока, что делает ее хорошей. подходит в качестве усилителя постоянного тока. Входной разъем со сверхвысоким импедансом среди прочего идеально подходит для подачи сигнала обратной связи.

При добавлении того, что сцена подходит в качестве балансного микшера и модулятор, можно увидеть, что сцена является широко применимым зданием блокировать.

Операционный усилитель с токовой обратной связью является относительно новым изобретение. Характеризуется очень большой скоростью  (высокий ‘Slew Rate’) и очень большая пропускная способность по сравнению с обычным Операционный усилитель с обратной связью по напряжению. Тем не менее, точность несколько хуже, в основном из-за инвертирующего входа с низким импедансом.

Здесь мы сконцентрируемся на приложении в качестве небольшого сигнала усилитель дифференциального каскада. Вообще говоря, функция дифференциальный усилитель должен усиливать разницу между сигналы. Принцип дифференциального усилительного каскада показан на рис. рисунок 2.1.

Рисунок 2.1. Дифференциальный усилитель с входным сигналом.

Мы хотим усилить напряжение сигнала u _D . Так как это не имеет какое-либо прямое соединение с землей, он называется дифференциальным входом Напряжение.

К сожалению, напряжение сигнала часто накладывается напряжение нежелательного синфазного шума u _CM . Шумовое напряжение u _CM на самом деле может быть результатом контуров заземления, индуктивных или емкостных накопление шума и так далее. Явление проиллюстрировано на рисунке 2.2, в этом примере напряжение шума больше, чем сигнал Напряжение.

Идеальный дифференциальный усилитель должен иметь высокий коэффициент усиления сигнала. напряжение u _D , но вызовет бесконечное затухание шумовое напряжение u _СМ . На рис. 2.2а показан полезный сигнал u _D . быть усиленным. Сигнал может быть измерен между усилителями входные клеммы 1 и 2. Здесь сигнал показан с частотой 1 кГц.

Рисунок 2.2а. Напряжение полезного сигнала u _D .

На рис. 2.2b показан нежелательный сигнал контура заземления u _CM , что вызвано разностью потенциалов между землей использованная литература. Сигнал может быть измерен между входом усилителя клемма 2 и земля. Здесь сигнал показан с частотой 50 Гц (например, в результате гула сети), наблюдайте за амплитудой.

Рисунок 2.2б. Напряжение нежелательного шума u _CM .

На рис. 2.2c показан результирующий сигнал u ₁ , который может быть измеряется между входной клеммой усилителя 1 и землей, обратите внимание что вклад шумового напряжения преобладает.

Рисунок 2.2c. Результирующее входное напряжение u ₁ на входе усилителя.

Дифференциальное усиление определяется по формуле (рисунок 2.1):

А Г = и О / и Д

(2.1)

Усиление синфазного сигнала определяется как:

А СМ = и О / и СМ

(2.2)

Требуется, чтобы A _CM был как можно ближе к 0. В реальность А _CM будет иметь значение больше 0, но меньше чем 1. Следовательно, определяется цифра, дающая качество практичный дифференциальный усилитель, известный как подавление синфазного сигнала Соотношение, CMRR. Обычно указывается в дБ и определяется как:

CMRR = 20 lg |A D / A CM |

(2.3)

Схема измерения на рис. 2.3 используется для измерения A _Д и А _СМ . Другими словами, желательно, чтобы CMRR имел максимально возможное значение.

а.	б.
Рисунок 2.3. Измерительная установка для измерения A D (а) и А СМ (б) соответственно.

CMRR — одна из самых важных цифр для операционных усилителей. например. Вот он первый каскад, дифференциальный усилитель, что дает это значение. Типичные значения составляют 90-100 дБ для наиболее распространенных операционные усилители.

2.1. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД.

На рис. 2.4 показан типичный каскад дифференциального усилителя. Сцена питается от двух симметричных источников питания. На этом этапе большой падение напряжения на R ₀ разыскивается.

Рис. 2.4. дифференциальный усилительный каскад.

Базовые резисторы R _B1 и R _B2 сохраняют базы почти до потенциала земли. Часто требуется подключить сигнал источник и усилитель напрямую, чтобы избежать разделительного конденсатора (и базы резисторы).

Дегенерация эмиттера с помощью R _E1 и R _E2 необходим при дискретной конструкции, больших входных сигналах и/или сигнальных входы, работающие на высокой частоте (например, видеосигналы).

Как видно, есть разные способы вывода сигнала. Любой из них может использовать дифференциальное напряжение, u _OD = u _C2 — u _C1 , между коллекторами в качестве выхода, или можно использовать несимметричный напряжение u _O = u _C1 или u _C2 в качестве выхода.

В идеальном дифференциальном усилителе транзисторы были бы полностью равные, отвечающие следующим требованиям:

I С1 = I C2 , h FE1 = h FE2 , U BE1 = U BE2 , 1 = 2 (г м1 = г м2 ).

 

Эти требования, однако, выполнить невозможно, но можно приблизиться, интегрировав два транзистора в один и тот же чип.

Режим работы проще всего объяснить, представив, что u _D в данный момент времени имеет полярность, указанную на рисунке. База транзистора Q ₁ , таким образом, движется положительно, в то время как база Q ₂ движется отрицательно. Таким образом, I _C1 будет увеличиваться, а I _C2 будет уменьшаться с тем же числовым значением.

Результат: два одинаковых, но противоположных изменения напряжения коллектора u _C1 и у _C2 . Если выходной сигнал является разностным сигналом u _OD , доступны двойные колебания выходного напряжения.

При изменении тока коллектора в Q ₁ и Q ₂ имеют такое же числовое значение, но противоположной полярности ток в R ₀ является константой. Другими словами, нет тока сигнала, вызвано дифференциальным входным напряжением u _D , в этом резистор.

Питание каскада синфазным сигналом u _CM при u _D = 0, два основания будут следовать друг за другом. Напряжение U _СМ передается непосредственно на R ₀ , и будет протекать сигнальный ток в резисторе. Этот ток разделится на два равных эмиттерных тока. для двух транзисторов.

Результат: два одинаковых по фазе изменения напряжения коллектора. Используя дифференциальный выход, u _OD , таким образом, равен 0, т. е. u _CM подавляется на выходе. С несимметричным выходом, как уже упоминалось, два напряжения сигнала коллектора u _C1 и u _C2 равны подарок.

2.2. УСЛОВИЯ ДК.

Здесь мы рассмотрим условия постоянного тока дифференциальных усилителей, см. рисунок 2.5. Предполагая, что h _FE >> 1, мы можем пренебречь основанием токи. В то же время мы предполагаем одинаковые транзисторы, так что h _FE1 = h _FE2 и U _BE1 = U _BE2 .

Рисунок 2.5. Эквивалент постоянного тока для дифференциальный усилительный каскад.

Общий ток эмиттера определяется как:

I 0 = (U EE -U BE -I E R E )/ Р 0

(2. 4)

Для одинаковых транзисторов I ₀ делится поровну между Q ₁ и Q ₂ . Это дает:

I C1 = I C2 = I 0 /2

(2,5)

Поскольку два коллекторных резистора равны, это дает:

U CE1 = U CE2 = U CC + U BE — И С Р С

(2.6)

В действительности два транзистора будут иметь разные h _FE , и при этом будет другой U _BE для двоих транзисторы. В результате возникает определенный дисбаланс между I _C1 и я _С2 .

Подача синфазного сигнала с большой амплитудой на каскад в Рисунок 2.5, изменение напряжения на R ₀ будет соответственно большой. Это означает, что I _C1 и I _C2 может отличаться настолько, что Q ₁ и Q ₂ в худшем случае насыщен. Поэтому R ₀ обычно заменяют константой генератор тока. Это может быть выполнено так же просто, как показано на рисунке 2.6.

Рисунок 2.6. Дифференциальный каскад с генератором постоянного тока.

Q ₃ работает как генератор постоянного тока в качестве основы поддерживается при фиксированном потенциале с помощью «жесткого» делителя напряжения состоящий из R ₁ и R ₂ . Напряжение на R ₃ , и соответственно ток коллектора в Q ₃ , т.о. постоянная и почти независимая от входного синфазного сигнала изменение напряжения. Видно, что я _С3 = I ₀ .

В конструкции постоянного тока должен быть предусмотрен выбор напряжения на R ₃ для обеспечения минимального напряжения коллектор-эмиттер для Q ₃ , даже при максимально возможном отрицательном размахе входного напряжения синфазного сигнала.

Динамическое выходное сопротивление генератора тока очень высокое, так как на самом деле Q ₃ работает в обычном базовом режиме. Из-за конденсатор C это определяется как:

R или = r ce

(2.7)

2.3.

СВОЙСТВА МАЛОГО СИГНАЛА.

Здесь мы более подробно рассмотрим свойства слабого сигнала дифференциальный этап. Сначала мы рассмотрим ответ на дифференциальный входной сигнал, во-вторых, синфазный входной сигнал. В На рис. 2.7 показана диаграмма стадии, которую мы хотим проанализировать.

Рисунок 2.7. дифференциальный каскад с эмиттерным вырождением.

При условии, что транзисторы и резисторы равны, это означает, что оба крутизна и коэффициент усиления по току одинаковы для двух транзисторов.

2.3.1. Дифференциальный входной сигнал.

Так как i _g = i _b1 = -i _b2 , дифференциальное входное напряжение для >>1 определяется как:

u D = 2i g (r быть + R E )

(2.8)

Два напряжения коллектора u _c1 и u _c2 равны предоставлено:

u c1 = -i g R C	(2. 9а)
у с2 = я г Р С	(2.9б)

Обратите внимание, что эти два сигнала имеют противоположную фазу. Так это видно что дифференциальная ступень может быть разделена на две отдельные части, где точка А находится на виртуальной земле. Дифференциальный выходной сигнал поэтому:

и ОД = и с2 — и с1 = 2i г Р С

(2.10)

Дифференциальное усиление (заданное в 2.1), таким образом, становится:

A D = u OD / u D = R C /(r be + Р Е )

(2. 11)

Если выход несимметричный, т.е. как у _C2 , усиление предоставлено:

A SD = u C2 /u D = R C /2(r be + Р Е )

(2.12)

Как и ожидалось, здесь вдвое меньше A _D . дифференциальное входное сопротивление, видимое от генератора, определяется как:

R iD = и D / i г = 2(r быть + Р Е )

(2.13)

2.3.2. Входной сигнал общего режима.

Если смотреть со стороны синфазного генератора, две базы параллельны. в паре. Следовательно, ток генератора является суммой двух основных токи, i _g = i _b1 + i _b2 . Когда транзисторы равны, синфазное входное напряжение (для >>1) дается:

u CM = i b (r be + R E ) + 2i б Р 0

(2.14)

Два напряжения коллектора u _c1 и u _c2 равны предоставлено:

u c1 = u c2 = -i b R C

(2.15)

Обратите внимание, что эти два сигнала теперь совпадают по фазе. Соответственно дифференциальная ступень теперь также может быть разделена на две равные части, но где точка теперь следует за сигналом. Дифференциальный выход сигнал поэтому:

и ОД = и с2 — и с1 = 0

(2.16)

Таким образом, для идеального дифференциального усилителя действительный (данный 2.1):

A CM = u OD /u CM = 0

(2.17)

Несимметричный выходной сигнал, например. u _C2 , дает следующий прирост:

A SCM = u C2 /u CM = -R C /2(r быть + R E + 2R 0 )

(2. 18)

По сравнению с дифференциальным усилением видно, что синфазный режим усиление намного меньше, чем дифференциальное усиление. это как раз в розыске свойство дифференциального усилителя. При этом экв. 2.18 шоу что если R ₀ сделать очень большим, A _SCM станет очень маленький. На самом деле это означает, что u _CM сильно подавлен. Используя генератор тока вместо R ₀ (например, как показано на рис. 2.6), это возможно.

Поскольку и A _D , и A _CM теперь являются известными цифрами, можно рассчитать коэффициент подавления синфазного сигнала ступеней. CMRR для дифференциальный выход был определен как:

CMRR = 20 lg |A D /A CM |

(2.3)

Дан дифференциальный выходной сигнал, A _CM = 0 здесь. Соответственно CMRR в теории бесконечен. Поскольку мы приняли равные транзисторов, практическое значение ниже. CMRR для несимметричного выхода таким же образом можно определить как:

CMRR = 20 lg |A SD /A SCM |

(2.19)

Вставка для A _SD og A _SCM дает:

CMRR = 20 lg [(r быть + R E + 2R 0 )/(r быть + Р Е )]

(2.20)

Чтобы получить высокое значение CMRR, R ₀ должно быть большим. Этот как уже упоминалось, достигается заменой R ₀ текущим генератор. Дополнительно достигается еще одно преимущество: точка и CMRR становятся практически независимыми.

Кроме того, есть еще один аспект, который ранее не рассматривался. Часто свойства усилителя зависят от используемой мощности. поставлять. Усилитель может быть спроектирован так, чтобы он зависел от источника питания, или он может быть предназначен для подавления нежелательных шумовых продуктов, происходящих от источник питания. Коэффициент отклонения источника питания (PSRR) показывает, как хороший усилитель предназначен для предотвращения помех от источника питания к доходят до выхода усилителя.

Генератор тока А вместо R ₀ предпочтительнее, так как усилитель будет иметь гораздо более высокое значение PSRR, чем с одним резистор.

Здесь мы продолжим полный дизайн типичного операционный усилитель. Один из вариантов показан на рисунке 3.1. Так должно быть отметил, что дизайн также может быть использован в других приложениях. Например. с увеличением токовой емкости и мощности напряжения, конструкция может быть использована в качестве усилителя мощности звука.

Рисунок 3.1. Типичный операционный усилитель с обратной связью по напряжению.

Конструкция, показанная на рис. 3.1, может быть разделена на три части:

• Входной каскад обеспечивает выходной ток i _a пропорциональна разности напряжений u ₁ -u ₂ . Соответственно эту часть часто обозначают как вход крутизны. сцена.
• Следующий этап обеспечивает выходное напряжение u _b пропорциональное к входному току i _a . Соответственно эта часть часто обозначается как промежуточный каскад транзистора.
• На последнем этапе предусмотрено усиление мощности в виде усиление тока, так как выходное напряжение почти равно напряжение на входе. Соответственно, эту часть часто обозначают как повторитель напряжения.

3.1. ТРАНСПРОВОДИМОСТЬ ВХОДНОЙ СТАДИИ.

Входной каскад представляет собой дифференциальный каскад с несимметричным выходом. Как упоминалось ранее, дифференциальный каскад будет иметь почти 0 вольт при ввод. Соответственно, напряжение смещения относительно низкое. Помимо гораздо более низкое напряжение смещения из-за отмены воздействия от напряжения базового эмиттера, дифференциальный каскад дополнительно имеет Преимущество в том, что часть тока покоя не должна проходить через в конечном итоге сеть обратной связи. Кроме того, линейность намного лучше, чем для входного каскада, состоящего из одного транзисторного каскада.

Обратите внимание, что два резистора коллектора заменены током. зеркало. Поскольку выходной сигнал несимметричный, использование резисторов может вызвать дисбаланс между двумя транзисторами в дифференциальном сцена. Другим результатом использования текущего зеркала является то, что крутизна удваивается по сравнению с использованием резисторов.

Если крутизна транзистора составляет g _m , крутизна с эмиттерным вырождением g _m /(1 + g _м Р _Е ), если >>1. При дифференциальном входном напряжении u ₂ = -u ₁ , выходной ток соответственно равен:

i a = 2g m u 1 /(1 + g m R E ) = г ме и 1

(3.1)

Обратите внимание, что транзистор Q ₁ смотрит на высокий импеданс, такой, что весь ток i _a переносится на эмиттерный повторитель, даже если выходной сигнал несимметричный.

3.2. ТРАНСРЕЗИСТЕНТНОСТЬ ПРОМЕЖУТОЧНАЯ СТАДИЯ.

Транзистор Q ₃ выполнен в виде эмиттерного повторителя и в этой конфигурации есть задача увеличить усиление по току. Выходной ток соответственно равен ₃ i _a (>>1).

Транзистор Q ₄ часто называют напряжением усилительный каскад. Обратите внимание, что входной сигнал состоит из тока (соответственно он управляется током). Так как покоящийся коллектор ток задается генератором тока, выходной ток i _б равно _{4 3} i _a . Из-за резистор R _B , ₄ уменьшен по сравнению с коэффициент усиления по току без этого резистора. Если сопротивление на коллекторе Q ₄ обозначается Z _b , выходное напряжение соответственно дается:

u b = 4 3 i a Z b

(3.2)

Когда вставляется I _a , это может быть написано:

u b = 4 3 Z b g me u 1

(3. 3)

Если g _м4 обозначает крутизну Q ₄ , эффективный коэффициент усиления по току ₄ для этого транзистора может быть найдено как:

1/ 4 = 1/ Q4 + 1/г м4 R B

(3.4)

Обратите внимание, что ₄ равно текущему усилению _Q4 в точке покоя, когда удаляют R _B .

На рисунке 3.1 конденсатор C _D определяет доминирующую столб. Его следует выбирать таким образом, чтобы был обеспечен подходящий запас по фазе. достигается при использовании обратной связи. Отрицательная обратная связь для усилителя здесь достигается с помощью двух резисторов обратной связи R _Ф1 и R _F2 .

3.3. ПОВТОРИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ.

Транзисторы Q ₅ и Q ₆ (отдельно) сконфигурированы как эмиттерные повторители с точкой покоя, определяемой генераторы тока. Следующие транзисторы Q ₇ и Q ₈ аналогичным образом настраиваются как эмиттерные повторители, теперь еще и с эмиттерные резисторы для предотвращения теплового разгона. Так как муфта полностью симметричный, он относительно линейный. Кроме того, потеря между входом и выходом мало, так как есть два двойных основания эмиттерные переходы в противоположных направлениях.

Коэффициент усиления по напряжению почти равен единице, а коэффициент усиления по току очень высок. около _{5 7} . Это больше, чем обычно, где только используется один эмиттерный повторитель. Здесь необходимо добавить форму предвзятости. В на практике это, однако, большие различия в повторителе напряжения реализация. Поскольку это не имеет большого значения для цифр, мы сделаем с этим единственным примером повторителя напряжения.

Тот факт, что повторитель напряжения выполнен полностью симметричным, улучшает свойства на постоянном токе и уменьшает четные гармоники искажение.

Поэтому следует упомянуть, что некоторые дискретные операционные усилители полностью симметричны, разработаны из тех же соображений.

3.4. ПОЛНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ.

Коэффициент усиления разомкнутого контура для всего усилителя на рис. 3.1 равен приблизительно дается уравнением. 3.4:

A o = 4 3 Z b г ме

(3,5)

Это можно найти из ур. 3.3 предположим, что повторитель напряжения имеет коэффициент усиления по напряжению равен единице. Это выражение справедливо до действия компенсационный конденсатор C _D учтен. Этот ограничит усиление без обратной связи на более высоких частотах до:

A h = g me /(2πfC D )

(3. 6)

Частота, соответствующая доминирующему полюсу, определяется как:

f D = 1/(2πfC D Z b )

(3.7)

Поскольку усиление разомкнутого контура зависит от частоты, усиление замкнутого контура также является. Если коэффициент усиления разомкнутого контура обозначен как A(s), коэффициент усиления замкнутого контура можно записать как:

Г(с) = и o (с)/ u 1 (с) = G o /[1 + G или /A(s)]

(3.8)

Здесь G _o = 1 + R _F2 /R _F1 равно коэффициент усиления по напряжению с обратной связью, когда A(s) приближается к бесконечности. Увидеть влияние настройки усиления G _или на частотную характеристику в замкнутом контуре A(s) можно разделить на A(s) = N(s)/D(s), где числитель N(s) содержит нули в передаточной функции, а знаменатель D(s) содержит полюса (включая доминирующий определяется конденсатором С _Д ). Уравнение 3.8 тогда принимает вид:

G(s) = u o (s)/ u 1 (s) = G o N(s)/[N(s) + G или D(s)]

(3.9)

Видно, что G _o не только определяет значение модуля усиления, как и ожидалось, но также умножает эффект D(s) на реакция замкнутого контура.

На рисунке 3.2 показана типичная передаточная функция, когда конденсатор С _D определяет доминирующий полюс таким образом, что отклик падает на 20 дБ/декада выше доминирующей частоты.

Рисунок 3.2. Типичная передаточная функция операционного усилителя с доминирующим полюсом и обратной связи по напряжению.

Кроме того, видно, что при различных коэффициентах усиления замкнутого контура пропускная способность будет разной. Но продукт усиления пропускной способности почти постоянная, напр. пропускная способность уменьшается вдвое, когда усиление удваивается. В Другими словами, это А _o f _D почти равно G ₁ f ₁ G ₂ f ₂ .

Обозначение «Токовая обратная связь» возникает из-за того, что ток обратная связь используется вместо обратной связи по напряжению, которая используется для обычные операционные усилители. Текущая обратная связь работает усилители, как и обычные, доступны в виде интегральных схем.

Усилитель создан для решения проблемы пропускной способности и зависимость усиления обычного операционного усилителя, обсуждалось в предыдущей главе. Большое количество каскадов усиления и сама конфигурация также приводит к большим задержкам распространения и ограничение скорости нарастания.

На рис. 4.1 показан принцип работы усилителей с токовой обратной связью.

Рисунок 4.1. Принцип работы усилителя с обратной связью по току.

Буфер на входе с коэффициентом усиления по напряжению, равным единице, форсирует напряжение u ₂ следить за входным напряжением u ₁ . Текущий я _— вход или выход из терминала усиливается трансимпедансом усилителя к выходному напряжению u _o .

Комплексная передаточная функция A(s) имеет обозначение в омах и u _или = i _— А(с). Операция может быть описана как:

i — = i 1 — i 2 = u 2 /R 1 — (и o — и 2 )/Р 2

Так как u _o = i _— A(s) и u ₂ = u ₁ (из-за буфера) это дает:

u o /A(s) = u 1 (1/R 1 + 1/R 2 )- u o /R 2

(4. 1)

Реорганизация экв. 4.1 с G _или = 1 + R ₂ /R ₁ :

G(s) = u o /u 1 = G o /[1 + R 2 /A(s)]

(4.2)

Чтобы еще раз увидеть влияние усиления G _o на частотная характеристика в замкнутом контуре, A(s) может быть разделена на A(s) = N(s)/D(s), где числитель N(s) содержит нули в переходе функция, а знаменатель D(s) содержит полюсы. Уравнение 4.2 затем становится:

G(s) = u o /u 1 = G o N(s)/[N(s) + R 2 Д(ы)]

(4.3)

Если мы сравним эту реакцию замкнутого контура с реакцией для обычных усилителей с обратной связью по напряжению в уравнении 3. 9 видно что R ₂ заменил G _o в частоте зависимое предложение в знаменателе. Поскольку R ₂ постоянно, не зависит от значения коэффициента усиления замкнутого контура (пока это не возможно для G _или ), видно, что расположение полюсов и таким образом, полоса пропускания может поддерживаться постоянной.

Изменение размера R ₁ Изменение коэффициента усиления, при этом изменение размера R ₂ меняет пропускную способность (если хотел). Большинство поставщиков интегральных усилителей с токовой обратной связью разрабатывают свои усилители для работы с фиксированными значениями R ₂ . Таким образом, эти значения оптимизированы относительно внутренних цепей. емкостей и для различных условий нагрузки. В некоторых случаях R ₂ встроен для оптимизации этой переменной и минимизации паразитных емкости, особенно параллельно этому резистору, которые в противном случае ухудшили бы стабильность.

Усилители этого типа не оптимизированы для точности при высоких коэффициентах усиления. ни для постоянного, ни для переменного тока. Их преимущества обусловлены очень большим полоса пропускания (обычно несколько сотен МГц) и скорость (несколько обычно сотни В/с).

Более подробная схема блока для объяснения того, как эти усилители работают, показано на рисунке 4.2. Резистор R _T представляет транссопротивление, часто указываемое в спецификациях. Значение это обычно довольно высоко (несколько десятков кОм не необычный). Конденсатор С _T представляет собой внутренний и дополнительный конденсатор для обеспечения достаточной стабильности.

Рисунок 4.2. Блокировать Схема усилителя с токовой обратной связью.

Значение этого конденсатора обычно очень низкое (несколько пикофарад), поскольку этого достаточно, поскольку значение R _T очень велико. Обратите внимание, что ток i _— обеспечивает зарядку и разрядка этого конденсатора. Это вместе с отсутствием токоограничивающие генераторы тока, является объяснением высокой значения скорости нарастания, которые достигаются. Резистор R _— в г. цифра представляет собой выходное сопротивление буфера. Электрический ток через это отражается через трансимпедансную сеть (R _T , C _T ) и составляет напряжение на входе буфера A ₂ . Это повторитель напряжения, поэтому входное и выходное напряжение почти равны. равный.

На рис. 4.3 коэффициент усиления обратной связи как функция частоты равен показано для двух разных настроек усиления. Видно, что ширина полосы почти не зависит от коэффициента усиления замкнутого контура. Как уже упоминалось, это в резкий контраст с обычной обратной связью по напряжению усилитель.

Рисунок 4.3 Асимптотика усиления с усилителем с токовой обратной связью.

На рисунке 4.4 показан пример принципиальной схемы тока операционный усилитель с обратной связью.

Рисунок 4.4. Принципиальная схема усилителя с токовой обратной связью.

Схема построена полностью симметрично. Это улучшает свойства на постоянном токе и уменьшает даже гармонические искажения.

Транзисторы Q ₁ -Q ₄ сделать входной буфер A ₁ . Это имеет усиление по напряжению примерно на единицу. Основания Q ₁ и Q ₂ обеспечивают неинвертирующий вход с высоким импедансом. излучатели Q ₃ и Q ₄ , таким образом, обеспечивают низкий импеданс инвертирующий вход. Так как схема симметричная, ток ошибки i _— подается на два токовых зеркала (Q ₉ / Q ₁₀ и Q ₁₁ / Q ₁₂ ) а затем в точку суммирования по основаниям Q ₅ и Q ₆ .

Транссопротивление R _T имеет высокое сопротивление, так как это входное сопротивление выходному буферу A ₂ , состоящему из Q ₅ -Q ₈ . Также этот буфер имеет коэффициент усиления по напряжению, близкий к единице. трансемкость C _T состоит из внутренних емкостей при вход Q ₅ и Q ₆ плюс конденсаторы C _D1 и С _D2 . Они определяют необходимый запас по фазе для обеспечить стабильность работы усилителя при заданном коэффициенте усиления и нагрузке R _л подключен к выходу.

Резистор RF1 нормально задает коэффициент усиления, а R _F2 — выбрано значение, оптимизирующее полосу пропускания и/или скорость нарастания.

Наконец, следует отметить, что усилители с обратной связью по току часто используется в инвертирующем режиме. Это достигается как при инвертировании обычные операционные усилители (здесь базы Q ₁ и Q ₂ заземлены, а нижний конец R _F1 подключен к входному сигналу вместо земли). Затем это видно что вопрос ₃ и Q ₄ соединены на общем основании. Соответственно пропускная способность очень велика и выше, чем у неинвертирующая конфигурация. Недостаток, конечно, в том, что ввод импеданс очень низкий (примерно равен R _F1 ).

 

Дом Copyright2020 Кнут Харальд Нигаард

4-квадрантные сервоусилители постоянного тока Pure

Используя топологию полного моста и LC-фильтрацию на входе и выходе, эти усилители можно использовать в петлях напряжения или тока. Приложения включают сервоприводы, сервоусилители, контроллеры скорости двигателя для щеточных двигателей постоянного тока, контроллеры тяги AGV или рулевого управления в электромобилях. Полный статический реверс.

4 квадрант (двунаправленный) чистые сервоприводы DC

Номер модели:	Рекомендуемое входное напряжение:	Выходной Мощность:	Пульсация выходного напряжения:	Частота переключения:	00″ data-original-value=»Price:» data-order=»Price:»> Цена:
AD5020	12–44 В или 10–35 В	от 0V до +/- 43V	+/- 20 AMPS	+/- 30 AMP	720W	048V, RMS» data-order=»0.048V, RMS»> 0,048V, RMS	125 000HZ	$ 925.00	125 000HZ	$	. От 0v до +/- 79V	+/- 10 А.	+/- 15 А.	640W	0,096V, RMS	125,000,00462	долл. Сервоприводы постоянного тока Продукция Elliott Sound Сервоприводы постоянного тока © Июнь 2019 г. , Род Эллиотт (ESP) Основной индекс Указатель статей Содержимое Введение 1 — Работа сервопривода постоянного тока 2 — инвертирующий сервопривод постоянного тока 3 — Сервопривод постоянного тока без инвертора 4 — Инвертирующие усилители мощности 5 — Фазовый отклик 6 — Меры предосторожности для сервопривода постоянного тока 7 — Использование сервопривода постоянного тока Выводы Ссылки Введение В ряде аудиосхем используется схема сервопривода постоянного тока, идея которой состоит в том, чтобы удалить все следы постоянного тока с выхода предусилителя или усилителя мощности. Помимо (IMO) полной бесполезности создания аудиооборудования, подключенного по постоянному току, это также потенциально опасно, в частности, для громкоговорителей. Работа любого звукового устройства с реакцией на постоянный ток вызывает проблемы, и должно быть очевидно, что сервопривод постоянного тока будет , а не (по определению) позволяют работать с постоянным током. Идея о том, что сервопривод постоянного тока удаляет постоянный ток, но не влияет на переменный ток (на любой частоте), просто не соответствует действительности. Если сервопривод постоянного тока не настроен на нереально низкую частоту (например, 0,01 Гц), он должен , а действительно также влияет на низкочастотный переменный ток. Вопрос здесь в том, является ли это более или менее «навязчивым», чем пара конденсаторов. Значительная часть этого исходит из глупой идеи, что «Лучшая кепка — это отсутствие кепки». Лучший колпачок — это колпачок, выбранный для того, чтобы драйверы ваших громкоговорителей никогда не подвергались воздействию постоянного тока или очень низких частот, которые в любом случае не слышны. Обычно это полиэстер, иногда люди настаивают на полипропилене, и во многих случаях используется электролитическая крышка. Несмотря на все возражения, при условии напряжения на любого конденсатора достаточно мало, вносимые искажения незначительны. Фазовый сдвиг часто называют «хорошей» причиной, по которой следует избегать использования входного конденсатора, но сервопривод постоянного тока на самом деле может сделать его хуже . Легко убедиться, что фазовый сдвиг близок к нулю на любой интересующей частоте, просто используя конденсатор большего размера, чем обычно. Когда вы включаете сервосистему постоянного тока, она создает собственные проблемы, которые редко кто-либо обсуждает. В общей схеме также присутствует дополнительная сложность, иногда значительная. Усилитель мощности будет работать от источников с довольно высоким напряжением (обычно выше ±25 В), но для сервопривода постоянного тока требуется операционный усилитель, для которого требуется более низкое напряжение (максимум около ±15 В). Это означает, что требуется дополнительное регулирование, которое может включать только пару резисторов и стабилитронов, но вместо этого могут использоваться микросхемы регулятора. В комбинированном предусилителе и усилителе мощности сервоприводы постоянного тока могут работать от источников питания предусилителя, и теперь для платы (плат) усилителя мощности необходимы два источника питания — рабочее напряжение и напряжение питания сервопривода. Все это означает, что есть больше деталей, больше разъемов и (очевидно) больше вещей, которые могут пойти не так. Если какая-либо часть цепи сервопривода постоянного тока выходит из строя, есть все шансы, что в результате схема выдаст выход постоянного тока, и этого может быть достаточно, чтобы вызвать отказ динамика в системе с полной связью по постоянному току. Вероятность того, что конденсатор выйдет из строя таким образом, что вызовет ту же проблему, очень мала — настолько мала, что в большинстве случаев ею можно пренебречь. Для тех, кто считает колпачки «злом» (подсказка: это не так), единственный способ обеспечить низкое смещение постоянного тока — это использовать сервопривод постоянного тока, но, как вы увидите, они накладывают свои особые ограничения. Во многих случаях сервопривод может быть более навязчивым, чем использование конденсаторов, и я не понимаю, как это можно считать разумным подходом. Тем не менее, сервоприводы постоянного тока определенно имеют свое применение, и отказываться от них было бы так же глупо, как отказываться от конденсаторов, потому что они «портят» звук (еще один намек: это не так). Следует помнить, что любая сервосистема постоянного тока будет настроена так, чтобы она могла устранять небольшие величины смещения постоянного тока — возможно, до ±1 В или около того было бы разумным максимумом. Если неисправный предусилитель подключен к (скажем) 5 В постоянного тока на его выходе, сервосистема постоянного тока не будет иметь достаточного диапазона, чтобы удалить это, поэтому усилитель мощности подаст постоянный ток прямо на динамики (которые сообщат о своем неудовольствии, освобождая ‘ волшебный дым’. Учтите, что почти каждое музыкальное произведение, которое вы слушаете, уже прошло через бесчисленное количество конденсаторов в процессе записи. Не только соединительные колпачки, но и те, которые используются для эквалайзера (будь то винил или компакт-диск — эквалайзер почти всегда используется во время записи), и даже в таких микрофонах, как конденсаторные (также известные как «конденсаторные») микрофоны или любые другие микрофоны с электронной схемой. Нереально представить, что каждая единица оборудования, используемого для записи, содержит только конденсаторы с самыми передовыми из доступных диэлектриков, потому что в подавляющем большинстве таких элементов нет. Столь же нереалистично предполагать, что если в аудиоцепочке воспроизведения не используются конденсаторы, это улучшит звучание чего-либо. По определению усилитель или предусилитель, использующий сервопривод постоянного тока, не может воспроизводить постоянный ток. Сервопривод сработает и удалит (или попробует удалить ) постоянную составляющую, но если она достаточно велика, чтобы насытить операционный усилитель сервопривода, то постоянная составляющая все равно пройдет. У всего есть пределы, идеальных устройств не бывает, поэтому конечным результатом всегда будет компромисс. Это , а не , чтобы сказать, что сервопривод постоянного тока «бессмыслен». Существует бесчисленное множество единиц оборудования, работа которых зависит от сервопривода постоянного тока (или другого), и цель этой статьи — предоставить полезную информацию, а не отговаривать кого-либо от использования сервопривода постоянного тока, если он подходит для их целей. При использовании для некоторых 9Если 1533 восприняли выгоду (например, устранение конденсаторов на пути прохождения сигнала), то фактическая выгода может быть намного меньше, чем ожидалось. Все строительные блоки схемы имеют свое место в электронике, и разработчик должен определить, что необходимо для достижения желаемых целей. Если это включает в себя сервопривод постоянного тока, то его следует использовать. 1 — Работа сервопривода постоянного тока Прежде чем продолжить, не все будут знать, что такое сервопривод постоянного тока или как он используется, поэтому необходимо дать некоторые пояснения. Если в схеме есть ошибка по постоянному току (т. е. некоторое количество выходного постоянного тока, когда оно должно быть равно нулю), сервопривод используется для обеспечения достаточного входного смещения, чтобы скорректировать выход и установить его на ноль без сигнала. Сервопривод почти всегда представляет собой довольно простой интегратор, чаще всего использующий входной операционный усилитель на полевых транзисторах, чтобы обеспечить низкие значения емкости и высокое сопротивление. Ниже приведены некоторые практические примеры. Интегратор настроен так, что он обеспечивает отрицательную обратную связь, но с очень высоким коэффициентом усиления по постоянному току для поддержания низкой конечной ошибки. Даже «пешеходный» операционный усилитель, такой как TL071, имеет усиление по постоянному току без обратной связи не менее 100 000 (100 дБ), а часто и больше. Основной погрешностью конечной системы является входное напряжение смещения операционного усилителя (обычно 2-3 мВ, но на практике обычно меньше). Общий коэффициент усиления без обратной связи (т. е. до подключения обратной связи) усилителя и сервопривода для сигналов постоянного тока и очень низкочастотных сигналов может легко превышать 120 дБ (1 000 000). Сервопривод постоянного тока обеспечивает очень большое улучшение коэффициента усиления без обратной связи по сравнению со схемой усилителя. Это (по конструкции) ограничено частотами, не слышимыми слышимыми, а дополнительное усиление по постоянному току, обеспечиваемое операционным усилителем сервопривода, способно почти полностью устранить смещение по постоянному току. По своей конструкции немногие усилители мощности имеют достаточно высокий коэффициент усиления без обратной связи (или по постоянному току), чтобы иметь возможность эффективно устранить любое смещение по постоянному току. Операционный усилитель (и связанный с ним интегратор) обеспечивают более чем достаточное усиление по постоянному току, чтобы уменьшить общее смещение по постоянному току до незначительного уровня. Примечание:   Окончательным ограничением любого сервопривода постоянного тока является входное напряжение смещения постоянного тока операционного усилителя, используемого для самого сервопривода. Для операционного усилителя, такого как TL072, «типичное» входное напряжение смещения составляет 3 мВ, и если вы не включите регулятор смещения постоянного тока для сервооперационного усилителя, смещение постоянного тока на выходе основного усилителя может быть не лучше этого значения. Я упоминаю TL072, потому что он идеально подходит для этой цели, поскольку имеет очень низкий входной ток, что сводит к минимуму ошибки, связанные с этим фактором. Предполагается, что смещение постоянного тока на входе интегратора равно 9.1533 ноль для дальнейшего обсуждения, но на практике это будет редко. Рис. 1. Базовый принцип сервопривода постоянного тока Основы сервопривода постоянного тока показаны выше. Интегратор ( ∫ ) по существу игнорирует переменный ток и выдает интеграл (проще говоря, среднее значение) выходного сигнала. Если это какое-то значение постоянного тока, то выход интегратора будет именно таким, при условии, конечно, что переменная составляющая имеет достаточно высокую частоту, чтобы сам интегратор «игнорировал» ее. Обратите внимание, что интегратор инвертирует. Затем вход и интегратор суммируются ( ∑ ), так что любой постоянный ток на выходе усилителя эффективно подавляется. Схема была показана подключенной к громкоговорителю (в конце концов, этот сайт в основном посвящен аудио), но на самом деле это может быть любой преобразователь, который может использоваться в научных, медицинских, промышленных или других целях. Сервоприводы постоянного тока используются в некоторых маловероятных местах, но в любом случае применяются одни и те же принципы. Поскольку они являются сервоприводами постоянного тока , многие из сложных критериев стабильности контура обратной связи могут не понадобиться, но, как вы увидите ниже, простое добавление входного конденсатора может сильно все испортить. 2 — инвертирующий сервопривод постоянного тока На рис. 2 показана схема усилителя (обозначенная просто как «Amp») и цепь сервопривода постоянного тока (обозначенная как U1). Если усилитель показывает какой-либо признак постоянного тока на выходе, он интегрируется с помощью U1, и этот сигнал подается на вход усилителя для коррекции смещения. Предположим, что усилитель (по какой-либо причине) имеет смещение выходного постоянного тока 620 мВ (что соответствует смещению входного постоянного тока около 27 мВ). Хотя это не повредит динамику (мощность 8-омного драйвера всего 49мВт) это может привести к небольшому, но неприемлемому смещению статического положения диффузора динамика. В некоторых других приложениях это может быть катастрофическим (например, при управлении трансформатором). Рис. 2. Практическое инвертирование сервопривода постоянного тока Когда сервопривод постоянного тока подключен, начальный постоянный ток по-прежнему составляет 620 мВ, но схема сервопривода снижает его до уровня менее 1 мВ в течение нескольких секунд. Примерно через 15 секунд (когда схема полностью установится) смещение постоянного тока составляет около 100 мкВ, что является значительным улучшением. Любой постоянный ток на выходе усилителя интегрируется с помощью U1 (через R6 и интегрирующий конденсатор C2), и после установления выход U1 применяет к входу точно такое значение смещения постоянного тока, чтобы заставить выход U1 быть (близким) к нулю. . С показанными значениями (и смещением постоянного тока -630 мВ без сервопривода) выходное напряжение сервопривода будет +300 мВ, и он подает на вход усилителя ровно столько коррекции, чтобы уменьшить смещение всего до 100 мкВ. (Пассивная) точка суммирования — это соединение R1, R2 и R3. Однако показанная схема теперь чувствительна к сопротивлению источника, которое должно превышать 20 кОм, иначе сервопривод постоянного тока не сможет выполнить необходимую коррекцию. U1 может обеспечить максимальное выходное напряжение около 13 В, и это не может обеспечить достаточный ток через цепь смещения (R3, R2 и R1), чтобы справиться с входами с низким импедансом. Это явно неприемлемо, так как большинство источников имеют выходное сопротивление близкое к 100 Ом, поэтому сервопривод постоянного тока не может работать. Есть и другая проблема, заключающаяся в том, что если источник подключен или отключен при включенном усилителе, сервоприводу требуется время, чтобы сбросить себя, чтобы соответствовать изменившимся условиям. В аудиосистеме динамик издает довольно громкий «стук» при изменении входа. Вы также не можете использовать входной потенциометр, потому что постоянный ток сделает его шумным (и это вызовет больше проблем с импедансом источника). Один из ответов — включить C1 (показан серым цветом), чтобы цепь обратной связи сервопривода постоянного тока была изолирована от источника. Однако это имеет некоторые неожиданные последствия, потому что в пути обратной связи задействованы две постоянные времени , которые вызывают некоторые потенциально серьезные проблемы. Это означает, что мы делаем должны заботиться о стабильности контура обратной связи. На приведенном ниже графике показано, что произойдет, если вы используете конденсаторы 100 нФ, 1 мкФ и 10 мкФ для C1. При 10 мкФ появляется некоторый неприятный звон, когда схема стабилизируется, и это также проявляется в частотной характеристике на очень низких частотах. Частотная характеристика показывает пик более 6 дБ на частоте 0,36 Гц, и, хотя она намного ниже слышимости, она будет вызывать «помехи» при стимуляции звуковым сигналом. Если C1 уменьшить до 100 нФ, время установления будет настолько близко к идеальному, насколько вам может понадобиться, но отклик упадет примерно на 2 дБ на частоте 20 Гц. Это почти наверняка неприемлемо. Рис. 3. Влияние двух постоянных времени во входной цепи Использование конденсатора 1 мкФ для C1 дает идеальную характеристику с минимальным перерегулированием и без усиления низких частот там, где оно вам действительно не нужно. К сожалению, сервопривод делает значение входного конденсатора критическим для правильного поведения схемы, что обычно не является проблемой. Мы привыкли ожидать, что изменение низкочастотного отклика — это просто вопрос замены входного конденсатора, но как только установлен сервопривод постоянного тока показанной формы, емкость конденсатора становится критической частью схемы. В частности, отклик красного следа не просто нежелателен, он потенциально опасен! Подробнее об этом ниже. Хотя они и используются иногда, инвертирование сервоприводов постоянного тока является наименее желательным способом достижения ожидаемых целей. Входной конденсатор следует считать обязательным для предотвращения возможных серьезных взаимодействий с импедансом/сопротивлением источника. Емкость конденсатора следует выбирать с осторожностью, и необходимы обширные испытания, чтобы убедиться, что схема абсолютно стабильна. Если колпачок слишком большой или слишком маленький (соответственно), возникнут затухающие колебания или преждевременный спад. Учтите, что многие источники (например, предусилители) имеют выходной конденсатор, который может очень плохо взаимодействовать с комбинацией усилителя мощности и сервопривода. 3 — Неинвертирующий сервопривод постоянного тока Если сервопривод постоянного тока не является инвертирующим, поэтому его выходной сигнал имеет ту же полярность, что и выходной сигнал усилителя, корректирующий сигнал может быть подан на точку отрицательной обратной связи основного усилителя для исправления любой ошибки. Это решает проблему входного конденсатора, потому что он больше не является частью цепи обратной связи по постоянному току. Значение может быть изменено по желанию (или даже опущено, если вы особенно смелы), не влияя на реакцию сервопривода постоянного тока. Обратите внимание, что если есть любой потенциал постоянного тока на входе усилителя, который может вызвать проблемы, и сервопривод может не иметь достаточного диапазона, чтобы изменить это. Сопротивление резистора обратной связи по постоянному току теперь становится частью цепи обратной связи основного усилителя, поэтому оно должно быть достаточно высоким, чтобы не оказывать отрицательного влияния на желаемое усиление. Значения, показанные ниже, влияют на усиление очень незначительно, но обычно это не проблема. Вы должны знать, что при таком использовании выходной шум операционного усилителя (и любые искажения, которые могут быть созданы) будут вводиться в контур обратной связи усилителя, поэтому это необходимо учитывать в схемах, рассчитанных на очень низкий уровень шума. Выход операционного усилителя также является частью контура обратной связи и, соответственно, частью сигнальной цепочки. Рис. 4. Неинвертирующие соединения сервопривода постоянного тока Вход операционного усилителя сервопривода постоянного тока должен быть ограничен так, чтобы он находился в пределах диапазона входного напряжения операционного усилителя. Если усилитель имеет напряжение питания ± 50 В, вы не можете подать его на вход операционного усилителя, потому что он умрет. Теперь мы можем либо добавить аттенюатор (что сильно повлияет на производительность), либо проявить хитрость (предпочтительный выбор, когда это возможно). Если используется пассивный интегратор, мы можем гарантировать, что ничто ниже 1 Гц не вызовет проблем, а вход операционного усилителя можно будет легко защитить из-за высокого импеданса. Интересным моментом в этой схеме является то, что спад составляет 6 дБ на октаву и 9 дБ.1533, а не 12 дБ/октава, как можно было ожидать. Это удачно, потому что это означает, что задействована только одна постоянная времени (2,2 МОм и 100 нФ). Преимущество показанной схемы заключается в том, что она имеет гораздо больший коэффициент усиления на постоянном токе (и ниже 1 Гц). Два диода защищают вход операционного усилителя от аварийных напряжений. Несмотря на наличие конденсатора между выходом и входом сервооперационного усилителя, это не интегратор. Колпачок позволяет операционному усилителю работать с максимальным коэффициентом усиления для постоянного напряжения, но не добавляет полезной фильтрации переменного тока. Теоретически можно использовать более низкие (или более высокие) значения, но более разумно поддерживать одинаковые значения C2 и C3. Это гарантирует, что схема безусловно стабильна и не имеет очень низких искажений частотной характеристики, которые могут возникнуть, если значения различны. Аналогичным образом, R5 и R6 также должны иметь одинаковое значение, как для поддержания стабильной схемы, так и для минимизации смещения постоянного тока на входе операционного усилителя. Если сервопривод сконфигурирован каким-либо другим образом, это уменьшит доступное усиление сервопривода постоянного тока, что повлияет на способность схемы удалять постоянный ток. С расположением, показанным выше, сервопривод может уменьшить смещение до уровня значительно ниже -25 мкВ (как смоделировано). Никому на самом деле не нужно смещение , чтобы быть таким низким, но и это ничему не вредит. Это, очевидно, гораздо лучший вариант, так как это означает, что вы можете использовать любое значение входного конденсатора, которое вам нравится (включая полное отсутствие конденсатора), но будьте осторожны, если часть проблемы смещения постоянного тока на самом деле вызвана входным каскадом усилителя мощности. . Это приведет к тому, что потенциометр станет шумным, а также нарушит хрупкий баланс, достигаемый сервоприводом постоянного тока при изменении уровня. Он будет корректировать любое изменение, но это не мгновенно (требуется до 1,5 секунд, чтобы повторно установить показанные значения). Время установления сервопривода является важным фактором, и оно должно быть , по крайней мере, в два раза больше периодического времени самой низкой интересующей частоты. Если вы ожидаете, что усилитель будет ровным до 10 Гц, это период 100 мс, а интегратору требуется постоянная времени не менее 200 мс (2,2 МОм и 100 нФ дают 220 мс). При моделировании отклик оставался ровным до 2 Гц с показанной схемой. Замедление сервопривода позволит снизить частоты, но в этом нет смысла, потому что 2 Гц уже намного ниже любой слышимой (или воспроизводимой) частоты. Расчетная (и смоделированная) частота интегратора -3 дБ для показанных значений составляет … f = 1/(2π × R × C) f = 1/(2π × 2,2M × 100n) = 0,72 Гц Это может быть неожиданно, но частота интегратора -3дБ не обязательно соответствует частоте -3дБ усилителя . Значение выходного резистора сервопривода постоянного тока изменяет не только коэффициент усиления усилителя, но и точку низкой частоты -3 дБ. С R4, равным 22k, как показано, усилитель имеет частоту -3 дБ 0,72 Гц, как и ожидалось. Если значение R4 увеличивается, частота -3 дБ уменьшается, и наоборот. Например, если R4 равен 100k, частота -3 дБ составляет 0,16 Гц. При условии, что частота интегратора достаточно низкая (желательно менее 1 Гц), вам не нужно слишком беспокоиться об этом. Если вы все равно решите беспокоиться, частота усилителя -3 дБ обратно пропорциональна значению R4. Удвойте R4 до 44k, а частота -3 дБ уменьшится вдвое, до 0,36 Гц. Ниже частоты интегратора отклик усилителя падает до 6 дБ/октаву. Обратите внимание на соединения двух диодов. Иногда они размещаются в обратной параллели с C2 (показаны как «альтернативное соединение» светло-серым цветом), но в основном это очень плохая идея. Причиной является искажение, и это рассматривается в следующем разделе. Похоже, что многие люди не заметили, что это может создать измеримые искажения с высокоуровневыми низкочастотными выходными сигналами усилителя. Показанный метод (с черными диодами) гораздо лучше, если частота интегратора достаточно низкая. Ни один звуковой сигнал не должен быть в состоянии управлять входом операционного усилителя вне его линейного диапазона. В общем, неинвертирующий сервопривод постоянного тока предпочтительнее почти во всех случаях. Он по своей природе стабилен и не имеет «плохих привычек». Вполне могут быть случаи, когда это неуместно, но их, вероятно, будет немного и далеко друг от друга. Важно, чтобы вы знали об обеих возможностях, потому что никогда не знаешь, где будет использоваться конкретный электронный блок, и идея состоит в том, чтобы выбрать топологию, которая лучше всего работает в окончательной схеме. 4 — Инвертирующие усилители мощности В некоторых случаях люди используют усилители мощности, подключенные как инвертирующие усилители. Это не особенно распространено, но это может быть сделано для одного усилителя в конфигурации BTL (мостовая нагрузка). Сервопривод постоянного тока на самом деле не очень заботится о том, является ли усилитель инвертирующим или неинвертирующим, при условии, что применяемая обратная связь по постоянному току является отрицательной. Легко непреднамеренно подключить выход сервопривода для обеспечения положительной обратной связи , что приведет к тому, что усилитель будет развивать очень высокое постоянное выходное напряжение (обычно близкое к одной или другой шине питания). Понятно, что это было бы нехорошо. Если усилитель мощности является инвертирующим, может возникнуть соблазн использовать инвертирующий сервопривод, обеспечивающий необходимую компенсацию смещения постоянного тока на неиспользуемый вход неинвертирующего усилителя. Сигнал на неинвертирующий вход обычно обходится так, чтобы он имел потенциал земли (земли) для переменного тока, что обычно требуется для обеспечения правильной работы усилителя. Этот подход может привести к довольно тревожным (и нежелательным) результатам, и его очень трудно рекомендовать. На рис. 5 показан пример схемы. Рис. 5. Инвертирующий усилитель с сервоприводом постоянного тока Эта схема в основном такая же, как показано на рис. 2, за исключением того, что вход теперь через R5 подключен непосредственно к инвертирующему входу усилителя мощности. Резисторы (R1, R2 и R3) настроены на «разумные» значения для этой топологии. Кажется, что все должно быть в порядке, но, как обсуждалось с инвертирующим сервоприводом постоянного тока, есть некоторые проблемы, которые делают этот подход нестабильным. Сигнал звонка, показанный на рис. 3, вернулся в полную силу из-за двух постоянных времени (R6, C2 и R1, C1). Это не только создает пульсации, когда цепь стабилизируется, но и создает резонансное усиление в 9дБ на 3 Гц. Единственный способ предотвратить как пульсации времени установления, так и опасное низкочастотное усиление — это использовать входной конденсатор (C3) последовательно с R5. Значение является критическим (опять же), и с указанными значениями оно должно составлять 47 мкФ, что обеспечивает полную стабильность. В качестве альтернативы, C1 может быть уменьшен до 1 мкФ, а C3 зашунтирован, что также приводит к стабильной работе. Однако шум от сервопривода также не ослабляется. Любое другое значение для C3 (и особенно полное отсутствие конденсатора), когда C1 составляет 10 мкФ, приведет к совершенно неприемлемым результатам. Ответ с закороченным C3 показан ниже, и должно быть сразу очевидно, что это не очень хорошая идея. Напротив, если схема используется с неинвертирующей сервосистемой, не имеет значения, есть входной конденсатор или нет, и схема ведет себя намного лучше. Любая система с критическими значениями конденсатора и/или резистора по своей природе нестабильна, и если есть какое-либо отклонение, произойдут «плохие вещи». Гарантируя безоговорочную стабильность сервопривода, можно избежать потенциальных проблем. Рис. 6. Урегулирование инвертирующего усилителя с замкнутым сервоприводом постоянного тока и C3 Затухающие колебания, подобные показанным выше, всегда являются признаком того, что что-то не так, и они будут возникать каждый раз при изменении импеданса на входе. Добавление конденсатора обеспечивает дополнительное демпфирование, устраняющее колебание, но, как уже отмечалось, значение имеет решающее значение. Это также большое значение, и единственной жизнеспособной частью является электролитический конденсатор. С показанными значениями (и , включая С3), фазовый сдвиг на частоте 10 Гц составляет 23 градуса. Схема действительно ведет себя, если вход остается разомкнутым, так что, по крайней мере, вам не о чем беспокоиться. Рис. 7. Инвертирующий усилитель с предпочтительным сервоприводом постоянного тока Схема, показанная выше, намного лучше, чем схема, показанная на рис. 5. Она ведет себя без звона или других неполадок независимо от того, включаете ли вы входной конденсатор или нет, и эту схему я бы рекомендовал. В усилителе мощности не место для какой-либо схемы, которая потенциально нестабильна, потому что вы никогда не сможете узнать точную спецификацию предусилителя, который им управляет, если только схема драйвера не находится в том же шасси. Графики производительности не отображаются просто потому, что в них нет необходимости. Эта схема очень незначительно увеличит минимальный уровень шума усилителя, поскольку это инвертирующий усилитель, который в любом случае имеет более высокий уровень шума, чем неинвертирующая схема, а также из-за того, что выход операционного усилителя вводит выходной шум операционного усилителя в точку суммирования (переход R2, R3 и R4). R1 в этой схеме не используется. 5 — Отклик фазы Во введении я заявил, что сервопривод постоянного тока может вносить (и вносит) фазовый сдвиг на низких частотах, и что это может быть хуже, чем использование конденсатора. Нам нужно изучить схему, чтобы увидеть, насколько это верно, потому что некоторые люди могут использовать сервопривод постоянного тока, полагая, что он устраняет низкочастотный фазовый сдвиг. Беглый взгляд на рис. 4 показывает, что на постоянном токе есть обратная связь, но, что важно, низкие частоты также должны быть затронуты. Хотя сервопривод постоянного тока устраняет смещение постоянного тока, он также должен пропускать некоторое количество переменного тока, потому что в основном это довольно простой фильтр нижних частот. Единственным компонентом , который полностью устраняет постоянный ток, является конденсатор, который может быть сколь угодно большим, чтобы он не влиял ни на что в звуковом диапазоне. Глядя на схему на рисунке 4, вы видите, что есть два интегратора с эффективной (суммированной) частотой оборота 0,72 Гц. Выход с U1 подается обратно на инвертирующий вход усилителя, что имеет два эффекта. Во-первых, in увеличивает коэффициент усиления не очень сильно, но на увеличивается, потому что R4 фактически параллелен R3, что дает эффективное значение 990 Ом. Во-вторых, на выходе U1 всего , в основном постоянного тока, но он также пропускает некоторое количество низкочастотного переменного тока обратно на инвертирующий вход усилителя. Это уменьшает усиление для низкочастотного переменного тока и, в свою очередь, создает фазовый сдвиг. Иначе и быть не может! Рис. 8. Амплитуда и фаза усилителя с сервоприводом На приведенном выше графике показана частотная характеристика усилителя, частотная характеристика сервопривода постоянного тока и фаза усилителя в диапазоне от 1 Гц до 10 кГц. C1 и C2 закорочены, а усилитель и сервопривод постоянного тока, показанные на рисунке 4, используются для устранения смещения постоянного тока. Совершенно очевидно, что фаза выходного сигнала усилителя изменяется при снижении частоты, а также заметно падение уровня ниже 4 Гц. Этот график был снят без блокирующего конденсатора входа или обратной связи, но все же присутствует очевидный фазовый сдвиг и ослабление низкочастотного сигнала. По графику этого не скажешь, но частотная характеристика ниже на 1,8 дБ на частоте 1 Гц. Придраться, конечно, не к чему, но фазовый сдвиг на той же частоте составляет 36°, что скорее портит вечеринку тем, кто настаивает на том, что фазовый сдвиг предотвращается сервоприводом. Единственная разница между двумя используемыми схемами заключается в усилении: когда сервопривод установлен, усиление по переменному току составляет 24, а не 23, как вы обычно ожидаете, из-за серворезистора 22k (R6), который подключен параллельно R3. При использовании с сервоприводом смещение входного постоянного тока было установлено на 27 мВ, а выходное постоянное напряжение составляло 100 мкВ. Этого должно быть достаточно, чтобы продемонстрировать, что сервопривод постоянного тока не обеспечивает нулевой фазовый сдвиг. На самом деле, если используются входной конденсатор и конденсатор обратной связи, нетрудно получить фазовый сдвиг меньше , чем с сервоприводом постоянного тока, без дополнительной сложности. Конечно, вы не получите очень низкое смещение по постоянному току на выходе, но нет веских причин стремиться к меньшему, чем 1 мВ, в реальном усилителе мощности. Обычно приемлемо иметь смещение до 100 мВ (мощность менее 2 мВт на 8-омном драйвере). Рис. 9. Цепь усилителя без сервопривода Эта схема использовалась для оценки амплитуды и фазы без сервопривода. При отключенном сервоприводе и использовании конденсаторов, как показано, выходное смещение постоянного тока усилителя будет равно 27 мВ, но это находится в допустимых пределах для усилителя мощности. Наиболее разумно типичные усилители мощности имеют смещение постоянного тока не более 20 мВ, а в некоторых случаях предусмотрен подстроечный резистор, позволяющий (почти) полностью удалить его. Многим людям не нравятся триммеры, но они никогда не будут проблемой, если используются правильно герметичные многооборотные типы, а не дешевые однооборотные триммеры с открытой рамой. Значения искажений не применимы, поскольку схема моделируется (включая входное напряжение смещения постоянного тока). Хотя конденсаторы связи и обратной связи имеют высокие значения, они относятся к низковольтным типам, поскольку на них почти нет напряжения. Иногда думают, что электролитические колпачки всегда должны иметь поляризующее напряжение, но это совсем не так. В бесчисленных схемах (самостоятельных и коммерческих) используются электроники без какого-либо поляризующего напряжения, и они живут долго и счастливо при условии, что напряжение на них всегда остается ниже 1 В (хотя я стремлюсь не более 100 мВ, переменного и / или постоянного тока). Рис. 10. Амплитуда и фаза Без сервопривода Амплитуда снижается на 118 мдБ (0,118 дБ) при частоте 1 Гц, а фазовый сдвиг в худшем случае составляет всего 12° при частоте 1 Гц (против 1,8 дБ вниз и более 35° при использовании сервопривода постоянного тока). Это было достигнуто с помощью конденсатора емкостью 33 мкФ для C1 и установки конденсатора емкостью 1000 мкФ последовательно с R3. Значения емкости немного завышены, и я мог бы легко использовать более низкие значения и добиться хорошего результата, но все еще довольно легко превзойти сервопривод постоянного тока с соответствующими конденсаторами, и нет никаких изменений во «времени установления» ( это неизбежно, конечно, потому что колпачки должны заряжаться, если есть какое-либо заметное смещение). С показанными значениями установившиеся условия постоянного тока достигаются менее чем за 2 секунды. Это почти идентично времени установления с установленным сервоприводом постоянного тока. Если R1 уменьшить до 22k (что является более разумным значением), фазовый сдвиг по-прежнему составляет всего 21° при частоте 1 Гц и пренебрежимо мал (<2°) для любой частоты выше 10 Гц. Помните, что если на каком-либо конденсаторе практически отсутствует (переменное) напряжение, то он может давать практически нулевые искажения, независимо от его «учетных данных» или иных сведений на интернет-форумах. Используемые значения конденсатора намного выше, чем необходимо, и может показаться, что если две постоянные времени (C1, R1 и C2, R3) сделать такими же, как те, которые используются для сервопривода (около 220 мс), отклик и фаза должны быть идентичными. . Однако на самом деле это совсем не так — они должны быть больше. Если C1 равен 10 мкФ, а C2 равен 330 мкФ, то фазовый сдвиг сервопривода и без сервопривода практически идентичен, но низкочастотное затухание меньше (на 1 Гц, -1 дБ без сервопривода, -1,8 дБ с сервоприводом). Можно с уверенностью сказать, что это, вероятно, не то, что вы ожидали, но прежде чем вы начнете насмехаться, я рекомендую вам выполнить физический тест или симуляцию с использованием описанных значений, чтобы вы могли убедиться в этом сами. Использование сервопривода постоянного тока долгое время считалось «решением» использования входных конденсаторов и конденсаторов обратной связи с точки зрения фазовой характеристики (которая на самом деле не слышна). Однако это может легко привести к тому, что система будет иметь шум при включении, а «проблема» фазы не будет решена, несмотря на дополнительную сложность. Эффект от подключения выхода операционного усилителя к цепи обратной связи может легко свести на нет любое предполагаемое преимущество, хотя, опять же, на практике это, вероятно, будет неслышно, если используется компетентный операционный усилитель. 6 — Меры предосторожности для сервопривода постоянного тока Вы должны быть осторожны с любым сервоприводом постоянного тока. Если в результате какого-то несчастного случая вы получите чрезмерное усиление и достаточный фазовый сдвиг в контуре сервопривода, вся схема может колебаться на какой-то очень низкой частоте. Для этого потребуется серьезная ошибка, но это, безусловно, возможно. Я думаю, что могу с некоторой уверенностью сказать, что это нежелательно, поэтому, если вы собираетесь использовать схему сервопривода, ее необходимо тщательно протестировать, чтобы убедиться, что она стабильна во всех возможных условиях эксплуатации. Схема, показанная на рис. 1, чаще всего будет генерировать, особенно если вы попытаетесь отфильтровать обратную связь по постоянному току от усилителя с помощью резисторно-конденсаторного фильтра. Это не показано, и по очень веской причине — с неправильной комбинацией входной и обходной емкостей на самом деле довольно легко создать низкочастотный генератор. Каждый раз, когда у вас есть три постоянные времени в цепи, вы рискуете создать непреднамеренный генератор фазового сдвига, поэтому всегда необходимо соблюдать осторожность. Предвестник этой своеобразной (и, скорее всего, неожиданной) проблемы можно увидеть на рис. 2 (красная кривая), где уже есть затухающие колебания. Если добавляется третья постоянная времени (то есть другой фильтр), становится вероятным появление осциллятора. Затухающие колебания достаточно плохи, но те, которые медленно, но верно достигают полной выходной мощности на неслышимой частоте, мало что хвалят. По сути, добавление третьего фильтра создает осциллятор с фазовым сдвигом, но с непредсказуемой частотой и амплитудой. Все сервосистемы постоянного тока требуют времени, прежде чем сервопривод сможет исправить любые грубые ошибки, но небольшие ошибки обычно устраняются довольно быстро. Тем не менее, хорошей идеей будет наличие реле отключения звука на выходе усилителя, чтобы динамики не подключались до тех пор, пока система не станет стабильной. Если этого не сделать, есть большая вероятность, что усилитель будет «хлопать» или даже «стучать» при включении из-за временной задержки сервопривода. Эта проблема становится критической только в том случае, если цепь естественно имеет большое смещение постоянного тока, потому что оно будет проходить через систему до тех пор, пока у схемы сервопривода не будет достаточно времени для внесения необходимой коррекции. В большинстве случаев схемы усилителя имеют достаточно низкое смещение постоянного тока, поэтому сервопривод не нужен. Одной из основных причин того, что сервоприводы стали популярными, в первую очередь, было стремление к усилителям, которые ровны постоянному току (или близки к нему). Заявления о том, что фазовый сдвиг, вызванный входным (и/или блокирующим обратную связь) конденсатором, каким-то образом «испортит» музыку, являются фантазией и не имеют места в технике. Подавляющее большинство таких заявлений основано на зрительных тестах, когда слушатель/тестер знает, что есть что. Без гарантии слепого (или двойного слепого) теста прицельные тесты дают результаты, основанные на эффекте «ожидания экспериментатора» — если вы ожидаете, что что-то будет звучать лучше или хуже, так оно и будет. Как только один и тот же тест проводится вслепую, «очевидные различия» мгновенно исчезают. Идея о том, что использование сервопривода постоянного тока «устраняет» необходимость во входном конденсаторе, верна, но за это приходится платить. Не только дополнительные детали, но нравится вам это или нет, операционный усилитель сервопривода будет иметь некоторое влияние на производительность усилителя. Если все сделано правильно, то влияние минимально, но тем не менее это следует учитывать всем, кто считает устранение конденсаторов достойной целью. Как и во всем в жизни (и в электронике), здесь есть компромиссы. Если вам нужна наилучшая производительность при минимальном влиянии на усилитель, тогда интегратор должен быть очень медленным, но это означает, что усилитель не готов к использованию, пока компонент постоянного тока не будет удален. Если он имеет быстрое действие, это влияет на низкочастотный конец спектра, как по амплитуде, так и по фазе. Что еще может стать неожиданностью, так это то, что на низких частотах сервопривод постоянного тока может увеличивать искажения. Снова взглянув на рисунок 4, должно быть очевидно, что на некоторой низкой частоте диоды, показанные в «альтернативном подключении», будут отсекать форму волны переменного тока, идущую к U1. Хотя кажется, что U1 настроен как интегратор, это иллюзия — он действует как повторитель напряжения переменного тока. Конденсатор обеспечивает обратную связь по переменному току, поэтому операционный усилитель не ограничивает переменный ток, проходящий через «настоящий» интегратор (R5 и C2), и необходим для обеспечения очень высокого коэффициента усиления по постоянному току, чтобы можно было отменить любое смещение. Когда используются «серые» диоды, они отсекают низкочастотные сигналы переменного тока, а сервопривод постоянного тока возвращает искаженный сигнал обратно в цепь обратной связи усилителя. Теперь это часть выхода усилителя. Даже с «идеальным» (полностью свободным от искажений) усилителем искажение схемы на Рисунке 4 с пиковым выходным сигналом 50 В (полная мощность) составляет 0,07% при 10 Гц и около 0,05% при 20 Гц. Искажения будут увеличиваться с уменьшением частоты, но на более высоких частотах они незначительны. При подключении диодов, как показано, эффекта нет ни на одной частоте. Эта конкретная проблема может быть устранена путем отказа от двух диодов, но входной каскад операционного усилителя может быть поврежден, если возникнет неисправность усилителя по постоянному току. Хотя «альтернативное расположение» диодов, показанное на рис. 4, является общепринятым, лучше использовать диоды от неинвертирующего входа операционного усилителя к каждой шине питания, как показано на рисунке. При условии, что резисторы R5 и C2 выбраны правильно, ни один звуковой сигнал не может выйти за пределы линейного входного диапазона операционного усилителя. Без надлежащего тестирования и пристального внимания к каждому напряжению в системе эта потенциальная проблема может легко остаться незамеченной. Неисправность усилителя может привести к тому, что на входе операционного усилителя напряжение питания будет чуть выше/ниже, но это разрешено для большинства операционных усилителей. Интегральный резистор с высоким номиналом ограничивает ток до безопасного значения. Вам также необходимо тщательно выбрать значение выходного резистора сервопривода. Если оно слишком низкое, это повлияет на коэффициент усиления и может ввести шумы операционных усилителей в усилитель. Если оно слишком велико, операционный усилитель сервопривода может быть не в состоянии подавать достаточный ток в точку суммирования, чтобы устранить смещение. Значение, использованное на рис. 4 (22k), разумно, но при желании его можно увеличить. Однако в сочетании с сетью обратной связи это действует как аттенюатор, уменьшая общее усиление по постоянному току в цепи. Это означает, что на выходе может быть немного больше постоянного тока. Если значение увеличено слишком сильно, операционному усилителю может не хватить выходного напряжения для достижения равновесия. Как правило, выходное напряжение операционного усилителя не должно превышать ±5 В (при условии, что питание составляет 15 В) после стабилизации системы, чтобы обеспечить достаточный диапазон, чтобы справиться с изменениями с течением времени. То же предостережение применяется, если вы используете инвертирующий сервопривод. 7 — Сервопривод постоянного тока использует Несмотря на комментарии, сделанные выше, бывают случаи, когда использование сервопривода постоянного тока либо необходимо, либо, по крайней мере, очень желательно. Для многих коммерческих продуктов важно гарантировать, что гнев «аудиофилов» или обозревателей не будет вызван, как это может быть в случае какого-либо измеримого смещения. Это небольшой рынок, и предполагаемый «дефицит» может нанести ущерб рынку, особенно для «высококачественных» продуктов, имеющих премиальную цену. Из-за неоправданно плохой репутации конденсаторов в некоторых кругах может показаться желательным исключить их из тракта прохождения сигнала. Разумеется, не следует упоминать электролитические конденсаторы, используемые в блоке питания, поскольку они обычно игнорируются, несмотря на то, что они, безусловно, являются частью пути прохождения сигнала. Очень важным приложением является контрольно-измерительная аппаратура, где смещение постоянного тока может быть не только проблематичным, но и серьезно повлиять на работу оборудования. Естественно, это не так просто решить, если система измерения должна включать постоянный ток, потому что сервопривод уберет его. Тем не менее, возможность использования небольших колпачков из металлизированной пленки вместо громоздких электролитов может обеспечить общее улучшение, и нет необходимости в ручном управлении «установкой нуля», которое может быть необходимо, если нет сервосистемы постоянного тока. Использование пленочных конденсаторов и высокоомных резисторов может легко расширить низкочастотную характеристику до 0,1 Гц или меньше, если это необходимо, и это потребует очень больших конденсаторов связи/обратной связи, если требуется чрезвычайно низкая частотная характеристика. Сервоприводы постоянного тока находят множество применений в испытательном и измерительном оборудовании, научном оборудовании и промышленных процессах, поэтому было бы неразумно игнорировать этот процесс. Цель этой статьи — убедиться, что пользователь понимает, что сервопривод постоянного тока — это не панацея, а полезный инструмент при разумном применении. Есть много широко используемых систем, которые в значительной степени полагаются на возможность устранения смещения постоянного тока и уменьшения остатка до нескольких микровольт. Это может быть невозможно в некоторых системах без добавления средства «смещения нуля» (обычно подстроечного потенциометра), которое затем требует проверки наличия любого постоянного тока перед использованием и ручной настройки перед использованием оборудования. Аудио не требует сверхнизкого смещения постоянного тока в большинстве случаев, и там, где постоянный ток является проблемой (например, между потенциометрами, которые могут сделать их шумными), конденсатор всегда является самым простым и дешевым вариантом. Если читатель посчитает, что капсюли каким-то образом «портят» звук, мне нужно только напомнить ему/ей, что музыка уже прошла через бесчисленных конденсаторов в цепочке записи и выравнивания, прежде чем она даже попадет на диск, так что суть спорно. Выводы Короче говоря, сервопривод постоянного тока использует необычайно высокий коэффициент усиления (по постоянному току и очень низким частотам) и низкое смещение входного постоянного тока операционного усилителя, чтобы «свести на нет» любой постоянный ток, который появляется на выходе усилителя. Поскольку в схеме используются фильтры, существует ограничение на низкочастотную характеристику, и в значительной степени по определению усилитель, оснащенный сервоприводом постоянного тока, не может усиливать постоянный ток. Если вход постоянного тока будет достаточно высоким, операционный усилитель будет вынужден выйти за пределы своего линейного диапазона, что означает, что его выход будет подведен к одной или другой шине питания. Окончательный результат не будет счастливым. Поскольку даже «пешеходный» операционный усилитель будет иметь гораздо больший коэффициент усиления по постоянному току без обратной связи, чем любой усилитель мощности, он может поддерживать гораздо лучший контроль смещения по постоянному току, чем усилитель сам по себе. Хотя, безусловно, можно включить в усилитель потенциометр смещения постоянного тока, сервопривод обычно лучше и более последовательно справляется с устранением остаточного постоянного тока. Тем не менее, он должен быть разработан с осторожностью и тщательно протестирован, чтобы убедиться, что он не делает ничего, что вам не нравится (например, колеблется!). Обеспечение оптимальной топологии имеет решающее значение для обеспечения безусловная стабильность. Это означает отсутствие намека на затухающие колебания с любым входным устройством (независимо от того, связано оно со связью по постоянному току или нет). Существует устойчивый миф о том, что использование сервопривода постоянного тока означает отсутствие фазового сдвига на (очень) низких частотах, но это просто неправда. Если используются конденсаторы входа и обратной связи, смещение по постоянному току в большинстве конструкций усилителей будет значительно ниже 50 мВ, и если оба они сделаны больше, чем обычно, можно легко сохранить фазовый сдвиг ниже того, который вы обычно получаете с сервоприводом постоянного тока. Поскольку конденсаторы большие, на них падает очень мало напряжения даже на самой низкой интересующей частоте, и, следовательно, конденсатор(ы) может вносить очень небольшие искажения. Часто упускают из виду, что если напряжение на или любом компоненте близко к нулю, то оно может способствовать почти нулевым искажениям. Конденсаторы большой емкости обычно означают, что будут использоваться электролитические конденсаторы, но даже если искажение конденсатора составляет (скажем) 5%, а напряжение на конденсаторе, возможно, составляет 1% входного напряжения, искажение в худшем случае может составлять 0,05%. Я никогда не измерял какие-либо (разумные) конденсаторы с искажением 5% (даже электролитические со значительным переменным напряжением на них), поэтому искажение, естественно, будет ниже, чем в приведенном примере. Сервопривод постоянного тока делает в значительной степени устраняющим любое смещение постоянного тока, но для большинства усилителей мощности оно уже достаточно низкое, чтобы не вызывать никаких проблем. Сервопривод постоянного тока — очень хорошая идея, если усилитель управляет трансформатором, но это делается исключительно для того, чтобы в обмотке трансформатора не было постоянного тока. Содержание низких частот должно быть тщательно подобрано, чтобы гарантировать, что трансформатор не насыщается, поэтому фильтр низких частот следует считать обязательным. В фильтре (конечно) будут использоваться конденсаторы. Эта конкретная тема подробно освещена в статье Высоковольтные аудиосистемы, в которой рассматриваются усилители, подключенные к выходным трансформаторам. Предпочтительным соединением будет использование неинвертирующего сервопривода, поскольку это сводит к минимуму взаимодействие с входной цепью (особенно с входным конденсатором, если он используется). Учтите, что конденсатор может присутствовать без вашего ведома, в зависимости от источника, и что будет создавать очень нежелательные взаимодействия, если вы выберете неправильную топологию. Однако, как отмечалось выше, он по-прежнему сопряжен с оговорками, и вам необходимо знать о потенциальных взаимодействиях. Сервооперационный усилитель фактически является частью сигнальной цепи, и хотя его вклад невелик, им нельзя пренебречь. С осторожностью и хорошим дизайном его можно настроить так, чтобы он минимально влиял на сигнал, но при этом мог правильно выполнять свою работу. Несмотря на приведенные выше комментарии, сервоприводы постоянного тока являются полезным дополнением, когда важно очень низкое смещение постоянного тока. Если вам нравится идея близкого к нулю выхода постоянного тока от усилителя мощности, тогда сервопривод постоянного тока обеспечит это, но он , а не устранит фазовый сдвиг, и, если не сделать это правильно, может увеличить искажения на низких частотах. Как отмечалось ранее, важно убедиться, что все рабочие условия находятся в пределах возможностей устройства, и что ничего «плохого» не может произойти, если сервопривод постоянного тока выйдет из строя (да, операционные усилители могут и выходят из строя). Каталожные номера Справочник по проектированию усилителя мощности звука, Douglas Self — 2012, ISBN 1136123660 Простые сервоприводы постоянного тока — Уэйн Стегалл Спросите врачей: сервоприводы — доктор Дэйв Бернерс (Universal Audio WebZine, том 4, номер 9, декабрь 2006 г. ) Интересно, что я получил электронное письмо от человека, который утверждал, что является изобретателем сервопривода постоянного тока для аудиоприложений, но, поскольку оно пришло со случайного адреса электронной почты (поэтому мой ответ был отклонен) и не предоставило никаких доказательств, я решил игнорировать запрос на атрибуцию. Если настоящий изобретатель идеи будьте готовы связаться со мной и предоставить приемлемое доказательство, тогда я включу эту информацию. Основной индекс Указатель статей Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, помимо прочего, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2019. Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, будь то электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены в соответствии с Международные законы об авторском праве. alexxlab Добавить комментарий Отменить ответ Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены * Комментарий * Имя * Email * Сайт Рубрики Прост Радио Разное Своими руками Советы Схем Схемы Транзист Транзисторы Электрон Электроника