Источник стабильного тока от 5 мкА до 20 мА / Хабр

Источник стабильного тока понадобился автору для отладки схем на биполярных транзисторах, которые, как известно, управляются током. Важное требование к нему — изоляция общего провода прибора от общего провода отлаживаемого устройства, поэтому источник питания пришлось взять автономный. Встроенный четырёхразрядный микроамперметр с автоматическим переключением пределов позволяет немного уменьшить количество аппаратуры, одновременно размещаемой на столе экспериментатора.

Идея схемы взята отсюда. Собственно источник стабильного тока устроен так:

Сопротивление резистора R1 некритично, нужно только, чтобы ток базы транзистора Т1 полностью открывал его. Коэффициент передачи тока транзистора BC559C — около 500, верхний предел регулировки тока у источника — 20 мА, значит, 200 мкА через базу — более чем достаточно. Резистор в 10 кОм обеспечит около 1 мА при 10 В, в принципе, можно увеличить его даже до 50 кОм.

Транзисторы Т1 и Т2 должны быть одинаковыми, но при больших токах параметры Т1 всё равно будут немного «уплывать» из-за небольшого нагрева.

Ток, подаваемый устройством во внешнюю цепь, определяется суммарным сопротивлением резисторов R3 — R5. Их функции: R3 — ограничение тока в случае, если оба переменных резистора вывернуты «в нуль», R4 — точная регулировка тока, R5 — грубая. Ток рассчитывается по формуле I=0.7/(R3+R4+R5), поэтому, например, если резистор R3 взять сопротивлением в 27 Ом, верхний предел регулировки тока составит 0.7/27=25,9мА. На практике получилось 21,6 мА, поскольку падение напряжения на транзисторе Т2 оказалось меньше — около 0,6 В.

Полная схема устройства:

«Крона» питает источник стабильного тока, два элемента ААА — четырёхразрядный микроамперметр. Поэтому выключатель питания взят с двумя нормально разомкнутыми группами контактов. Переключатель S1 позволяет отключить верхнюю клемму и замкнуть источник тока накоротко, чтобы настроить его заранее, до подключения к отлаживаемой схеме.

Параметры на практике получились следующими: максимальный ток — 21,6 мА, максимальный ток при «грубом» регуляторе, вывернутом «в нуль» — 0,3 мА, минимальный — 4,7 мкА. Правда, встроенный микроамперметр меньше 10 мкА не показывает, поэтому внешний иногда может и потребоваться. Выставленный ток остаётся практически неизменным при изменении напряжения на внешней цепи от 0 до 8 В.

Микроамперметр сделан из мультиметра с автоматическим переключением пределов JT-033A фирмы SHENZHEN JINGTENGWEI INDUSTRY CO.,LTD: переключатель режимов удалён, вместо него впаяны перемычки, заставляющие его всегда работать в режиме измерения тока.

Расположение компонентов в корпусе следующее:

Jim сделал симуляцию схемы в Falstad, автор её немного переработал для отображения большего количества параметров, получилось:

$ 1 0.000005 7.619785657297057 65 5 50
t 224 240 176 240 0 -1 0.6771607865907852 -0.5873050244463638 500
t 256 272 304 272 0 -1 1.8738439949380101 -0.6771607865907852 500
r 176 304 176 400 0 10000
v 80 288 80 192 0 0 40 9 0 0 0.5
w 176 304 176 272 3
w 176 272 176 256 0
w 176 224 176 32 1
w 176 32 80 32 0
w 80 32 80 192 0
w 80 288 80 400 0
w 80 400 176 400 3
w 176 400 304 400 0
w 304 336 304 288 3
w 304 240 224 240 1
174 304 128 352 48 0 5000 0.9950000000000001 Resistance
w 176 32 304 32 2
w 304 256 304 240 0
w 304 240 304 208 2
w 304 128 336 128 0
w 352 80 352 128 0
w 352 128 336 128 0
w 256 272 176 272 1
w 304 128 304 208 1
r 304 336 304 400 0 250 

Результат симуляции:

А вот результат симуляции при сопротивлении резистора R1 в 100 кОм:

Генератор тока на операционном усилителе – Tokzamer

Источник тока на ОУ и транзисторе

Предлагаем очень несложную конструкцию аналогового генератора постоянного тока общего назначения, с использованием легко доступных компонентов. Это действительно простая схема, которую легко собрать, и она очень полезна, особенно если вы хотите провести эксперименты с мощными светодиодами и так далее. Вот полная схема аналогового генератора постоянного тока. Схемотехника и теория работы просты и понятны.

Схема аналогового источника постоянного тока

Поскольку это источник постоянного тока, то есть своеобразная электронная нагрузка, он адаптирован для работы со слаботочным независимым блоком питания 12 В. Силовая часть схемы — это доступный мощный полевой МОП-транзистор IRF3205, рассматриваемый как переменный резистор. Обратите внимание, что силовой полевой транзистор можно также использовать в линейном (а не переключающем) режиме, и тогда он обычно рассматривается как переменный резистор.

Следующим ключевым элементом в этой схеме является трехконтактный программируемый диод шунтирующего стабилизатора TL431A. Также есть микросхема маломощного двойного операционного усилителя — LM358.

Принцип работы источника тока на ОУ

Принцип работы аналогового источника тока: когда нагрузка постоянного тока находится под напряжением, на силовом резисторе 1 Ом (R4) создается небольшое напряжение, которое подается на инвертирующий вход (контакт 2) IC1. Это положительное напряжение инвертируется IC1, уменьшая напряжение на выходе (вывод 1), что дополнительно снижает напряжение на R4 через T1. Это стабилизирует выходное напряжение до значения, которое окажется на его неинвертирующем входе (вывод 3). Любое изменение тока через R4 вызывает изменение напряжения на выводе 2, которое точно компенсируется отрицательной обратной связью. В результате через силовой резистор и подключенную нагрузку протекает постоянный ток.

Опорное напряжение составляет около 2,5 В, использовалась TL431A (VR1) в качестве источника опорного напряжения, потому что микросхема была под рукой. Также можно попробовать другие, более дешевые идеи создания постоянного опорного напряжения. Потенциометр 10K (TM1) предназначен для точной настройки тока, и, следовательно, 10-оборотный точный многооборотный подстроечный резистор был бы лучше, чем обычный, который использовался в данном случае.

Обратите внимание, что когда через R4 протекает ток 1 А, на нём будет 1 В. И максимальное опорное напряжение, которое может видеть IC1, будет около 1,2 В. Опорное напряжение 2,5 В дополнительно уменьшено цепью резисторов R2 — TM1 примерно до 1,2 В.

Далее была сделана быстрая тестовая версия на макетной плате. Стоит обратить внимание на то, что эту схему довольно легко заставить возбуждаться, а это нежелательно и может затруднить точную регулировку тока нагрузки. Более того, силовой резистор 1 Ом должен рассеивать довольно много энергии, да и силовой полевой транзистор должен использоваться с подходящим радиатором.

Испытания собранного устройства

Сначала тестировался прототип с белым светодиодом 12 В / 10 Вт, и подключенный осциллограф показывает, что нет никаких лишних колебаний. А затем тестировался до 12 А, используя старый резистор 0,1 Ом / 20 Вт вместо резистора по схеме 1 Ом / 5 Вт. Конечно также поменян радиатор на более мощный. По паспортным данным транзистор IRF3205 может выдерживать ток 100 А, но при достаточном охлаждении.

Теперь о нескольких вещах, которые необходимо учесть при сборке. Во-первых, для схемы генератора постоянного тока следует использовать отдельный источник питания 12 В. Затем, если решите использовать другой операционный усилитель, то выберите ОУ с питанием от шины к сети, поскольку он будет лучше, чем операционный усилитель LM358, который использовался тут. Кроме того, важно уделять внимание номинальным характеристикам компонентов в цепи силовой электроники. Неправильный выбор может привести к серьезным бедствиям, таким как перегрев.

Если что, можете заменить опорное напряжение аналоговым (или широтно-импульсным сигналом с цифровым управлением). Это более условно и легче для понимания, поэтому я не буду сейчас вдаваться в подробности. В таких случаях неиспользуемый второй операционный усилитель будет выступать в качестве буфера с единичным усилением — повторитель напряжения. Входное сопротивление буфера операционного усилителя очень высокое, а выходное очень низкое. Такое включение помогает решить проблемы согласования сопротивлений. Такое включение помогает решить проблемы согласования сопротивлений.

Практические схемы токовых нагрузок

На базе операционного усилителя и полевого транзистора и делают большинство схем источников тока или токовых нагрузок. Практические примеры конструкций смотрите далее.

Теория работы импульсных источников питания и варианты схемотехники.

Модуль драйвера BLDC двигателя жесткого диска — принципиальные электрические схемы включения и обзор готовых блоков.

Схема устройства цветодинамического сопровождения музыки, выполненного на базе драйвера LED индикатора LM3914.

Как разработать прецизионный источник тока на операционных усилителях

В данной статье обсуждается схема источника тока, управляемого напряжением, для которой требуются всего два операционных усилителя и несколько резисторов.

В теории цепей источники напряжения и источники тока одинаково идеальны и одинаково просты в реализации. Вы просто рисуете круг, а затем добавляете знаки плюс и минус для напряжения или стрелку для тока. Теперь у вас есть элемент схемы, который генерирует заданное напряжение во всех условиях или обеспечивает заданный ток во всех условиях.

В реальной жизни источники не идеальны, и, кроме того, приблизиться к теоретическому источнику напряжения значительно проще, чем к теоретическому источнику тока. Источники напряжения бывают простыми, такими как аккумулятор, стабилитрон или резистивный делитель напряжения в сочетании с буфером.

Источники тока, напротив, обычно требуют некоторой продуманной схемы и большего внимания к деталям своей работы.

Архитектуры источников тока

Для создания источника тока существуют различные способы. Прежде чем мы рассмотрим схему с двумя операционными усилителями, давайте кратко рассмотрим некоторые другие варианты. Вы можете узнать обо всех них подробнее, кликнув на соответствующие ссылки.

Рисунок 1 – Схема применения LT3085, взята из технического описания LT3085

Другой вариант – схема на основе усилителя, которую я обсуждал в предыдущей статье о том, как разработать простой, управляемый напряжением, двунаправленный источник тока. Схема на основе усилителя отдаленно напоминает схему с двумя операционными усилителями, но один из усилителей представляет собой не операционный усилитель, а измерительный (инструментальный усилитель).

Рисунок 2 – Схема источника тока, управляемого напряжением. взята из технического описания LT1102

Наконец, у нас есть источник тока Хауленда, который был тщательно проанализирован в статье, написанной доктором Серджио Франко.

Рисунок 3 – Схема источника тока Хауленда

Схема с двумя операционными усилителями

Я нашел эту схему, которая описывается как «прецизионный источник ток», в старой заметке к применению от Analog Devices. Она производит ток на двунаправленном выходе, прямо пропорциональный входному напряжению.

Ниже показана принципиальная схема:

Рисунок 4 – Схема прецизионного источника тока

В этой схеме мне нравятся несколько вещей. Во-первых, необходимы только два типа компонентов: операционные усилители и резисторы.

Во-вторых, используются операционные усилители одинаковой модели. В этой схеме используются два операционных усилителя, тогда как в источнике Хауленда используется только один. Но тот факт, что оба операционных усилителя могут быть одной модели, является преимуществом, потому что вы можете использовать микросхему с двумя операционными усилителями и тем самым минимизировать любые расходы (дополнительная стоимость и место на плате) для второго операционного усилителя.

В-третьих, четыре из пяти резисторов (R2, R3, R4, R5) могут иметь одинаковые номиналы, и тогда коэффициент усиления по отношению тока к напряжению регулируется только одним резистором (R1). Номинал R2–R5 не является критическим, и поэтому вы можете адаптировать схему к компонентам, которые у вас уже есть в лаборатории. Однако имейте в виду, что резисторы более высокой точности будут давать в результате более точный источник тока.

В-четвертых, входное напряжение дифференциальное. Это дает вам некоторую гибкость в том, как вы подаете управляющее напряжение, и это позволяет вам использовать возможности двунаправленного выхода тока схемы без необходимости генерировать управляющее напряжение, которое находится ниже уровня земли.

Основы работы источника тока с двумя операционными усилителями

Чтобы проанализировать источник тока на двух операционных усилителях, мы будем использовать его реализацию в LTspice.

Рисунок 5 – Источник тока на двух операционных усилителях. Схема LTspice

Здесь я использую «идеальный однополюсный операционный усилитель» из LTspice. Сначала я попробовал это с OP-77, но симуляция не прошла должным образом. Возможно, возникла проблема с макромоделью OP-77, потому что у меня есть другая версия схемы, в которой используется операционный усилитель LT1001A, и она моделируется правильно.

Схемы источника постоянного тока обычно полагаются на некоторый тип обратной связи, который заставляет источник напряжения вырабатывать заданный ток независимо от сопротивления нагрузки (простой пример этого вы можете увидеть в управляемом напряжением светодиодном драйвере).

В источнике тока с двумя операционными усилителями U1 усиливает дифференциальное управляющее напряжение, а U2 сконфигурирован как повторитель напряжения, который измеряет напряжение на нагрузке и подает его обратно на входной каскад.

Показанная выше конфигурация источников напряжения создает дифференциальное входное напряжение, которое изменяется от +250 мВ до –250 мВ. Согласно уравнению, приведенному в примечании к применению, выходной ток должен изменяться от 2,5 мА до –2,5 мА, поскольку A_V = 1 и R1 = 100 Ом, и это именно то, что мы наблюдаем:

Рисунок 6 – Зависимость выходного тока от входного дифференциального напряжения

Одна вещь, на которую вам нужно обратить внимание в этой схеме, – это выходное напряжение U1. Весь ток нагрузки исходит от U1. Если пренебречь очень небольшими токами, которые протекают через резистор обратной связи R4 и на неинвертирующий вход U2, напряжение на выходе U1 будет равно I_вых, умноженному на сумму сопротивления нагрузки и сопротивления R1.

Это напряжение может легко превысить то, что фактически может генерировать выходной каскад операционного усилителя, особенно если вы используете шины ±3 В или ±5 В, а не аналоговые напряжения питания ±12 В или ±15 В, которые, как я полагаю, раньше были более распространены.

Из-за этого ограничения я бы сказал, что источник тока с двумя операционными усилителями является подходящим выбором для приложений с низким сопротивлением нагрузки и/или небольшими выходными токами.

Заключение

Мы кратко рассмотрели схему двунаправленного источника тока, которая имеет разумные требования к перечню элементов и включает в себя входной каскад дифференциального управляющего напряжения. В следующей статье мы будем использовать LTspice для более подробного анализа производительности этой схемы.

ElectronicsBlog

Обучающие статьи по электронике

Генераторы на ОУ: мультивибраторы

Всем доброго времени суток! Прошлая статья была посвящена компараторам и триггерам Шмитта на операционных усилителях. Я упоминал, что они служат основой для построения различных видов генераторов колебаний. Среди всех типов генерируемых сигналов можно выделить четыре основных формы импульса: прямоугольная, треугольная, пилообразная и синусоидальная. В соответствии с этими формами импульса получили названия и генераторы сигналов.

Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.

Принцип построения импульсных генераторов на ОУ

В предыдущих статьях я рассказывал об импульсных генераторах с различной формой импульсов, выполненных на транзисторах. Для простых устройств их, возможно, применять, но для создания сложных устройств с регулировкой различных параметров их схемы оказываются неоправданно трудоёмкими в настройке и разработке. Поэтому для упрощения схемотехнической реализации применяют генераторы импульсов в основе, которых лежат операционные усилители.

В общем случае для получения импульсов различной формы требуется замкнутая система, которая состоит из трёх основных частей: интегратора, компаратора и логической схемы.

Блок-схема генератора колебаний различной формы.

Хотя схема состоит из трех частей, но довольно часто в простых генераторах применяют один-два операционных усилителя. Для повышения гибкости и универсальности схем генераторов можно добавлять дополнительные ОУ.

Первой рассматриваемым генератором будет мультивибратор, то есть генератор прямоугольных импульсов.

Автоколебательный мультивибратор на ОУ

Автоколебательный мультивибратор или просто мультивибратор называют генератор прямоугольных импульсов. В его основе лежит триггер Шмитта или компаратор с гистерезисом, но в отличие от триггера напряжение в мультивибраторе формируется интегрирующей цепочкой R1C1. Ниже приведена схема мультивибратора на ОУ

Схема автоколебательного мультивибратора на операционном усилителе.

Данный мультивибратор состоит из операционного усилителя DA1, который охвачен положительной обратной связью через резисторы R2R3 и отрицательной обратной связью при помощи интегрирующей цепочки R1C1.

Рассмотрим работу мультивибратора. В основе работы мультивибратора лежит триггер Шмитта, который создается ПОС при помощи резисторов R2R3. Так как опорное напряжение триггера равно нулю, то напряжение верхнего порогового уровня будет равно

а нижнего порога переключения триггера

Таким образом, в момент подачи питания конденсатор полностью разряжен, то есть на инвертирующем входе ОУ напряжение равно нулю. В тоже время на выходе ОУ, вследствие неидеального ОУ, присутствует некоторое положительное напряжение, часть которого через ПОС R2R3 поступает на неинвертирующий вход ОУ. Далее происходит усиление этого напряжения и на выходе ОУ происходит дальнейший рост напряжения.

Напряжение с выхода ОУ поступает также через цепочку R1C1, но вследствие того, что интегрирующая цепочка задерживает сигнал, то рост напряжения на конденсаторе С1, а следовательно и на инвертирующем входе будет происходить медленнее, чем на неинвертирующем. И в результате разность напряжений на инвертирующем и неинвертирующем входе будет расти, а следовательно будет происходить рост выходного напряжения.

В некоторый момент времени напряжение на конденсаторе U_C (а также на инвертирующем входе) достигнет напряжения верхнего порогового уровня U_ВП триггера Шмитта и выходное напряжение U_ВЫХ скачком станет равным отрицательному напряжению насыщения U_НАС-. В результате чего ток через резистор R1 изменится на противоположный, а конденсатор С1 начнёт разряжаться. Разряд конденсатора будет происходить до напряжения нижнего порога переключения U_ВП триггера. После этого также скачкообразно произойдёт переключение выходного напряжения с отрицательного насыщения к положительному напряжению насыщения U_НАС+ триггера Шмитта. Данные переключения иллюстрирует график расположенный ниже

График напряжений в мультивибраторе: на выходе мультивибратора (верхний) и на конденсаторе С1 (нижний).

Частота выходных импульсов мультивибратора зависит от постоянной времени интегрирующей цепочки R1C1, а также от ширины петли гистерезиса и в общем случае определяется следующим выражением

Не трудно заметить, что при

В случае равенства сопротивлений резисторов в цепи ПОС R2 и R3 соотношения будут выглядеть следующим образом

Улучшение параметров мультивибратора

Стабильность частоты амплитуды генерирования простого мультивибратора, изображённого в начале статьи, во многом определяется стабильностью характеристик насыщения операционного усилителя, поэтому для улучшения параметров выходных импульсов (длительности и амплитуды) необходимо обеспечить стабильность амплитуды выходных импульсов и постоянной времени цепочки R1C1. Ниже приведена схема мультивибратора, в которой сведены к минимуму недостатки предыдущей схемы.

Улучшенная схема мультивибратора.

В данной схеме мультивибратора введены дополнительные элементы: входные резисторы R1 и R3, повышающие входное сопротивление ОУ и двухсторонний параметрический стабилизатор R4VD1VD2, стабилизирующий амплитуду выходных импульсов. Введение резисторов R1 и R3 связано с тем, чтобы увеличить входное сопротивление ОУ, так как они снабжены защитой по входам при больших дифференциальных сигналах. Их величина выбирается на порядок больше, чем сопротивление резисторов R5 и R6 и имеет порядок сотен килом.

Ещё большего улучшения параметров мультивибратора можно добиться, если резистор в интегрирующей RC цепочке заметить транзисторным генератором тока.

Если ставится задача получения несимметричного мультивибратора, то резистор в цепи ООС заменяется двумя параллельными диодно-резисторными цепями, что изображено на рисунке ниже

Схема несимметричного мультивибратора на операционном усилителе.

Ждущий мультивибратор (одновибратор)

Ждущий мультивибратор в отличие от автоколебательного на выходе формирует одиночный импульс под действием входного сигнала, причём длительность выходного импульса зависит от номиналов элементов обвязки операционного усилителя. Схема ждущего мультивибратора показана ниже

Схема ждущего мультивибратора (одновибратора) на операционном усилителе.

Ждущий мультивибратор состоит из операционного усилителя DA1, цепи ПОС на резисторах R4R5, цепи ООС VD1C2R3 и цепи запуска C1R1VD2.

Цикл работы ждущего мультивибратора можно условно разделить на три части: ждущий режим, переход из ждущего режима в состояние выдержки и непосредственно состояние выдержки. Рассмотрим цикл работы мультивибратора подробнее.

Ждущий режим является основной и наиболее устойчивой частью цикла работы данного типа мультивибратора, так как самопроизвольно он не может перейти в следующие части цикла работы ждущего мультивибратора. В данном состоянии на выходе мультивибратора присутствует положительное напряжение насыщения ОУ (U_НАС+), которое через цепь ПОС R4R5 частично поступает на неинвертирующий вход ОУ, тем самым задавая пороговое напряжение переключения мультивибратора (U_ПП), которое определяется следующим выражением

На инвертирующем входе ОУ присутствует напряжение, которое задаётся диодом VD1 (в случае кремневого диода напряжение примерно равно 0,6 – 0,7 В), то есть меньше порога переключения мультивибратора. При данных условиях ждущий мультивибратор может находиться неограниченно долгое время (до тех пор, пока не поступит запускающий импульс).

Переход из ждущего режима в состояние выдержки, является следующей частью цикла работы ждущего мультивибратора и начинается после того, как на вход поступит импульс отрицательной полярности, амплитуда которого превысит двухкратное значение напряжения переключения ждущего мультивибратора. То есть минимальная амплитуда входного напряжения (U_{ВХ min}) должна быть равна

В этом случае напряжение порога переключения ждущего мультивибратора понизится и станет меньше, чем напряжение падения на диоде VD1. Далее произойдёт лавинообразный процесс переключения выходного напряжения и на выходе установится напряжение отрицательного насыщение ОУ (U_НАС-) и ждущий мультивибратор перейдёт в состояние выдержки. При выборе номиналов элементов входной цепи C1 и R1 надо исходить из того, что конденсатор С1 должен полностью разрядиться за время действия входного импульса, то есть постоянная времени цепи C1R1 должна быть на порядок (в десять раз) меньше длительности входного импульса.

Заключительная часть цикла работы ждущего мультивибратора является состояние выдержки. В данном состоянии на неинвертирующий вход поступает часть напряжения с выхода мультивибратора, тем самым задавая пороговое напряжение перехода мультивибратора в ждущий режим. В тоже время выходное напряжение через цепь ООС C1R1 поступает на инвертирующий вход и открывает диод VD1, через который начинает разряжаться конденсатор С1. После разряда конденсатора С1 до 0 В происходит его зарядка через резистор R1 до напряжения перехода мультивибратора в ждущий режим. После чего схема переходит в исходное состояние и на выходе устанавливается напряжение положительного насыщения ОУ (U_НАС+). Длительность состояния выдержки и непосредственно формируемого выходного импульса определяется временем зарядка конденсатора С1 через резистор R1 и в общем случае определяется следующим выражением

Так как ждущий мультивибратор имеет только одно устойчивое состояние, то за ним закрепилось название одновибратора.

Для того чтобы одновибратор вырабатывал положительные импульсы при положительных управляющих входных сигналах необходимо изменить полярность включения диодов VD1 и VD2.

Теория это хорошо, но без практического применения это просто слова.Здесь можно всё сделать своими руками.

ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ НА ОУ В УСТРОЙСТВАХ НА МИКРОСХЕМАХ

Функциональные генераторы предназначены для синхронного формирования сигналов синусоидальной, прямоугольной и пилообразной формы в области частот, обычно не превышающей единиц мегагерц.

Функциональный генератор или генератор, способный одновременно генерировать сигналы прямоугольной и пилообразной формы, обычно состоит из двух частей (рис. 36.1):

♦ неинвертирующего триггера Шмитта на микросхеме DA1;

♦ интегратора на микросхеме DA2.

Интегратор на микросхеме DA2 интегрирует напряжение, снимаемое с выхода триггера Шмитта на микросхеме DA1. Напряжение на выходе интегратора нарастает (прямой ход «пилы»). Когда выходное напряжение интегратора превысит порог переключения триггера Шмитта, происходит его скачкообразное переключение, напряжение на выходе триггера сменит знак.

Напряжение на выходе интегратора начнет изменяться в обратную сторону (спадающий участок «пилы»). Спад напряжения происходит до тех пор, пока это напряжение не сравняется со вторым, нижним, порогом срабатывания триггера Шмитта. Произойдет очередное его переключение, и процесс будет периодически повторяться.

Период генерируемых колебаний можно вычислить из приближенного выражения

Таким образом, частота генерируемых сигналов прямо пропорционально ‘ зависит от произведения RC-элементов интегрирующей цепочки R3C1 и не зависит от напряжения питания. С выходов генератора можно одновременно снимать сигналы прямоугольной и треугольной формы.

Несколько усложнив схему функционального генератора, можно получить на его выходе сигнал и синусоидальной формы. Обычно для

получения такого сигнала используют сигнал треугольной формы с его последующей обработкой.

Функциональный генератор по типовой схеме (рис. 36.2) выполнен двух операционных усилителях в однокорпусном исполнении

[36.1]. При С 1=4,7 нФ частота генерации — 30 кГц, при 0=47 нФ —

20 Гц. Напряжение питания генератора может варьироваться в пределах 4,5—18 В.

Функциональный генератор (рис. 36.3) при изменении величины управляющего напряжения в пределах от 0,25 до 50 В синхронно изменяет частоту выходных сигналов прямоугольной и пилообразной формы в пределах от 700 Гц до 100 кГц [36.2].

Рис. 36.3. Схема широкодиапазонного функционального генератора на основе компараторов LM 7 93

Регулируемый функциональный генератор (рис. 36.4) выполнен на трех одинаковых операционных усилителях, например, типа LM148, собранных в одном корпусе для компактности [36.3]. Генератор способен вырабатывать одновременно пилообразные и прямоугольные импульсы, форму которых (А) и (В) можно ступенчато менять, пользуясь переключателем S1. Соотношение времен Т1 и Т2 определяется соотношением коммутируемых переключателем S1 резисторов, например, R:R/100. Периоды времен Т1 и Т2 определяются как T1=2RC и T2=RC/50.

Учитывая высокую актуальность функциональных генераторов, были созданы специализированные микросхемы таких генераторов. Примером функционального генератора является микросхема ICL8038 фирмы Harris Semiconductor.

Генератор, выполненный по типовой схеме включения (рис. 36.5), при варьировании номиналов RC-элементов способен работать в диапазоне частота 0,001 Гц — 300 кГц. Искажения формы синусоидального сигнала не превышают 1 %. Ширину прямоугольного (треугольного) импульса можно регулировать в пределах 2—98 %.

Рис. 36.5. Типовое включение микросхемы ICL8038 в качестве функционального генератора

Напряжение питания ±(5—15) В при двуполярном питании или 10—30 В — при однополярном. Потребляемый микросхемой ток не превышает 20 мА (номинальный — 12 мА) при напряжении питания ±10 В. Амплитуда выходного напряжения треугольной формы на сопротивлении нагрузки 100 кОм достигает 1/3 от напряжения питания, для сигнала синусоидальной формы — до 0,22 от напряжения питания.

Варианты подключения внешних элементов регулировки режима работы микросхемы ICL8038 приведены на рис. 36.6.

При использовании микросхемы ICL8038 (рис. 36.7) удобно

Рис. 36.6. Варианты подключения резистивных элементов к микросхеме ICL8038

Рис. 36.7. Вариант включения микросхемы ICL8038 с частотной модуляцией генерируемых сигналов

осуществлять частотную модуляцию генерируемых сигналов. Используя эту особенность микросхемы несложно создать генератор сигналов прямоугольной, треугольной и синусоидальной формы, одновременно управляемых уровнем внешнего напряжения.

Для уменьшения искажений сигнала синусоидальной формы применяют регулировки, предусмотренные схемным решением, представленным на рис. 36.8.

Рис. 36.8. Схема включения микросхемы ICL8038 с минимизацией искажения сигнала синусоидальной формы

Для того чтобы повысить нагрузочную способность генератора используют схему, показанную на рис. 36.9. Использован обычный буферный каскад, который можно использовать для каждого из выходов функционального генератора. Сопротивление нагрузки определяется выбором

микросхемы ОУ; для приведенного случая сопротивление нагрузки не должно быть менее 1 кОм.

Рис. 36.9. Схема функционального генератора на микросхеме ICL8038 с повышенной нагрузочной способностью для сигнала синусоидальной формы

Рис. 36Л0. Схема функционального генератора на микросхеме ICL8038 с регулировкой частоты от 20 Гц до 20 кГц

Практическая схема широкодиапазонного функционального генератора, перекрывающего весь диапазон звуковых частот, приведена на рис. 36.10. Потенциометром R7 минимизируют искажения сигнала синусоидальной формы. Потенциометр R3 предназначен для регулировки соотношения импульс/ пауза (или симметрии) генерируемых сигналов. Потенциометром R10 регулируют частоту генерируемых сигналов.

Аддитивный формирователь сигналов треугольной формы

Электрические сигналы треугольной формы обычно получают при использовании зарядно-разрядных процессов в RC-цепочках. В работах [36.4—36.6] описан и проанализирован [36.7] принцип формирования сигналов треугольной формы путем противофазного сложения выпрямленных с использованием двухполупериодных выпрямителей сигналов синусоидальной формы, сдвинутых между собой на угол 90°. Ниже приведен вариант практической реализации перестраиваемого по частоте генератора сигналов треугольной формы, использующий данный принцип синтеза.

На микросхемах DA1—DA3 собран LR-генератор сигналов синусоидальной формы, с выходов которого снимаются сдвинутые по фазе на угол 90° сигналы (точки А и В). Эти сигналы подаются на входы двух прецизионных выпрямителей, выполненных на микросхемах DA4, DA5 и DA6, DA7, соответственно. Сигналы с выходов выпрямителей (точки С и D) смешиваются на резистивном сумматоре-делителе напряжения R13, R15, R16 (точка Е). Выходной сигнал (точка Е) имеет треугольную форму с отклонением от линейности до 3 %.

Рабочая частота генератора определяется номиналами частотозадающих цепей — индуктивностей LI, L2, сдвоенного потенциометра R9, R10 и резисторов R7, R8. Для указанных номиналов диапазон частоты перестройки составляет 3300—4000 Гц.

Ступенчато изменить частотный диапазон работы можно переключением катушек индуктивности LI, L2. При расширении диапазона перестройки путем дальнейшего изменения соотношения элементов

Рис. 36.11. Схема беземкостного перестраиваемого генератора сигналов треугольной формы

R7/R9=R8/R10 становится заметной выраженная зависимость амплитуды выходного сигнала от частоты. Для исключения этого недостатка необходимо либо сузить диапазон перестройки генератора, либо использовать промежуточные усилители с автоматической регулировкой усиления.

При создании функциональных генераторов традиционно используют генератор прямоугольных импульсов, к выходу которого подключают формирователь треугольного напряжения, основанный на зарядно-разрядных процессах. Затем сигнал треугольной формы преобразуют в подобие синусоидального, выделяя из нее первую гармонику [36.8]. Недостатки таких схемных решений очевидны: это явно выраженная нелинейность зарядноразрядных процессов, особенно заметная при перестройке частоты генератора и заметные искажения синусоидального сигнала в результате некачественной фильтрации высших гармоник сложного сигнала.

Ниже описан функциональный генератор, формирование сигналов в котором происходит в обратной последовательности. Вначале формируется сигнал синусоидальной формы, который затем преобразуется в сигнал треугольной формы [36.4—36.6], а из последнего получают биполярный сигнал прямоугольной формы [36.9].

Практическая схема инверсного функционального генератора представлена на рис. 36.12. Устройство содержит генератор сигналов синусоидальной формы (микросхемы DA1—DA3), вырабатывающий сигналы, сдвинутые по фазе на 90°. Эти сигналы подаются на удвоитель частоты С. И. Семенова [36.5] — прецизионные двухполупериодные выпрямители (микросхемы DA4, DA5 и DA9, DA10), выходные сигналы которых складываются в противофазе, формируя тем самым сигнал треугольной формы. Сигнал треугольной формы поступает затем на схему формирования биполярных импульсов прямоугольной формы (микросхемы DA6—DA8).

Диаграммы сигналов в различных точках устройства показаны на рис. 36.12.

Генератор работает в диапазоне частот: для сигналов синусоидальной формы — 50—500 Гц, для сигналов треугольной и прямоугольной формы (с удвоением исходной частоты) — 100—1000 Гц. Рабочую частоту плавно меняют перестройкой сдвоенного потенциометра R9, R10. Ступенчатое переключение диапазона генерируемых частот вплоть до субгерцовых может быть обеспечено переключением частотозадающих конденсаторов С2 и СЗ. Так, при уменьшении емкостей конденсаторов С2 и СЗ в 10 раз, т. е. до 3,3 нФ, диапазон генерируемых частот составляет 1000—10000 Гц по пилообразному и прямоугольному сигналам; по синусоидальному — 500—5000 Гц.

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. — СПб.: Наука и Техника, 2013. —352 с.

Мощные генераторы тока на операционных усилителях Текст научной статьи по специальности « Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Галалу В. Г., Силаева О. А., Хало П. В.

Текст научной работы на тему «Мощные генераторы тока на операционных усилителях»

В то же время расчеты по Алгоритму 3 не удовлетворяют ограничению (23) из-за значительных инструментальных погрешностей (см. табл. 4-7).

Из проведенных оценок следует, что:

1) при наличии 10% ограничения (22) на рост погрешности вычислений нужно выбирать Алгоритм 3 с параметрами (26), так как по сравнению с Алгоритмом 2 при близких погрешностях для его реализации требуются меньшие затраты времени и памяти;

2) когда действует 1% ограничение на рост погрешности вычислений (23), применение Алгоритма 3 невозможно из-за высоких погрешностей и следует реализовать Алгоритм 2, описываемый параметрами (25).

В завершение заметим, что изложенная методика проектирования алгоритмов вычисления среднеквадратического значения может быть использована при моделировании сигнала z(t) не только гармоническими сигналами.

1. Датчики теплофизических и механических параметров: Справочник в трех томах. T.II. Под общ. ред. Ю.Н. Коптева,; Под ред. Е.Е.Багдатьева, А.В. Гориша, Я.В. Малкова. — М.: ИПРЖР, 1999. -688 с.: ил.

2. Шлетт М. Тенденции индустрии встроенных микропроцессоров // Открытые системы. 1998. № 6.

3. Пьявченко О.Н. Конечно-разностные методы решения обыкновенных дифференциальных уравнений в микрокомпьютерах: Учебное пособие. -Таганрог. Изд-во ТРТУ, 2000. -96 с.

В.Г. Галалу, О.А. Силаева, П.В. Хало МОЩНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ТОКА НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ

Необходимость в использовании мощных управляемых генераторов тока (ГТ) возникает при измерении малых активных сопротивлений, например обмоток мощных электрических машин, в прецизионных отклоняющих системах для пузырьковых камер, в магнитотерапии и в ряде других областей. Достаточно простые схемные решения формирования двуполярного выходного тока для заземлённой нагрузки получаются при использовании операционных усилителей, охваченных положительной и отрицательной обратной связью [1,2]. При этом предпочтение следует отдать схемам, в которых не используются дополнительные внешние транзисторы, так как они ограничивают диапазон выходных токов и вносят дополнительные нелинейные искажения [1].

Широкое распространение получила схема генератора тока Хауленда-Галалу, на одном операционном усилителе и пяти внешних резисторах. При равных коэффициентах передачи по цепям положительной и отрицательной обратной связи выходное сопротивление схемы стремится к бесконечности [2]. К недостаткам этой схемы относится сильная зависимость выходного сопротивления от точности подбора резисторов и их температурного коэффициента. Проблема может быть решена при использовании усилителей, имеющих встроенные матрицы резисторов.

Рассмотрим возможности формирования выходных токов ±100-500мА. Очевидно, что в выходном каскаде необходимо использовать мощный операционный усилитель с выходным током не менее 1А. На рис.1 представлена схема генератора тока на двух операционных усилителях, причем мощный усилитель OPA548T охвачен 100% отрица-

тельной обратной связью. Инструментальный усилитель РОЛ204 имеет встроенную матрицу резисторов и управляемый кодом коэффициент усиления [3].

Значение генерируемого тока определяется из следующего выражения: 1=ивх/Кос-0, где Ивх — входное напряжение преобразователя, а О — коэффициент усиления инструментального усилителя. 0 •I- 0 О 0-40 0-20

Результаты исследований показывают, что внутреннее (выходное) сопротивление генераторов Ri прямо пропорционально сопротивлению ROC. Поэтому для уменьшения относительной погрешности следует в разумных пределах увеличивать ROC. Оптимальным следует считать ROC=RH. Результаты температурных испытаний показывают, что после 2-3 циклов термотренировки, температурный дрейф уменьшается примерно в 2 раза. Скорее всего, это связано с повышением стабильности резисторов обратной связи типа С2-29, класса 0,1-0,2. Эти резисторы следует брать с запасом по мощности в 2-3 раза, т.к. от их стабильности зависят все метрологические характеристики генераторов тока. Температурный дрейф линейно зависит от температуры и от изменения входного сигнала.

1. Рассмотренные управляемые генераторы тока на базе инструментальных усилителей позволяют обеспечить достаточно высокие метрологические характеристики на уровне 14-15 двоичных разрядов в обычных условиях.

2. Относительная погрешность из-за влияния внутренних сопротивлений генераторов тока существенно уменьшается при увеличении резисторов обратной связи Roc. Внутреннее сопротивление генераторов тока может составлять ЮОМОм для токов 1-2mA и 1МОм для токов 100mA. При увеличении температуры до +850С внутреннее сопротивление Rj уменьшается примерно в 2-3 раза.

3. Температурная стабильность ГТ зависит от температурного дрейфа инструментального усилителя и ТКС резистора обратной связи ROC. В худшем случае относительная погрешность 5t Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Применение операционных усилителей. Часть 1. Регулирование тока нагрузки на примере светодиодного драйвера

Как известно, — для питания светодиодов требуется стабильный ток. Устройство, способное питать светодиоды стабильным током, называется драйвером светодиодов. Эта статья посвящена изготовлению такого драйвера с использованием операционного усилителя.

Итак, главная идея заключается в том, чтобы стабилизировать падение напряжения на резисторе известного номинала (в нашем случае — R₃), включенном в цепь последовательно с нагрузкой (светодиодом). Поскольку резистор включен последовательно со светодиодом, то через них протекает одинаковый ток. Если этот резистор подобран таким образом, что он практически не нагревается, то и сопротивление его будет неизменным. Таким образом, стабилизировав падение напряжения на нём, мы стабилизируем и ток через него и, соответственно ток через светодиод.

Причём же здесь операционный усилитель? Да при том, что одним из его замечательных свойств является то, что ОУ стремится к такому состоянию, когда разность напряжений на его входах равна нулю. И делает он это путём изменения своего выходного напряжения. Если разность U₁-U₂ положительна — выходное напряжение будет возрастать, а если отрицательна — уменьшаться.

Представим, что наша схема находится в некоем равновесном состоянии, когда напряжение на выходе ОУ равно Uвых. При этом через нагрузку и резистор протекает ток I_н. Если по каким либо причинам ток в цепи возрастёт (например, если под действием нагрева уменьшится сопротивление светодиода), то это вызовет увеличение падения напряжения на резисторе R₃ и, соответственно, увеличение напряжения на инвертирующем входе ОУ. Между входами ОУ появится отрицательная разность напряжений (ошибка), стремясь скомпенсировать которую, операционник будет уменьшать выходное напряжение. Он будет делать это до тех пор, пока напряжения на его входах не станут равными, т.е. пока падение напряжения на резисторе R₃ не станет равным напряжению на неинвертирующем входе ОУ.

Таким образом, вся задача свелась к тому, чтобы стабилизировать напряжение на неинверирующем входе ОУ. Если вся схема питается стабильным напряжением U_п, то для этого достаточно простого делителя (как на схеме 1). Раз делитель подключен к стабильному напряжению, то и выход делителя тоже будет стабильным.

Расчёты: Для расчётов выберем реальный пример: пусть мы хотим запитать два сверхъярких светодиода подсветки сотового телефона Nokia от напряжения Uп=12В (отличный фонарик в машину). Нам нужно получить ток через каждый светодиод 20 мА и при этом у нас имеется выковырянный с материнской платы сдвоенный операционный усилитель LM833. При таком токе наши светодиоды светят гораздо ярче, чем в телефоне, но сгорать и не собираются, значительный нагрев начинается где-то ближе к 30 мА. Расчёт будем вести для одного канала операционника, т.к. для второго он абсолютно аналогичен.

напряжение на неинвертирующем входе: U₁=U_п*R₂/(R₁+R₂)

напряжение на инвертирующем входе: U₂=I_н*R₃

из условия равенства напряжений в состоянии равновесия:

U₁=U₂ => I_н=U_п*R₂/R₃*1/(R₁+R₂)

Как выбирать номиналы элементов? Во-первых, выражение для U1 справедливо только в том случае, если входной ток операционного усилителя = 0. То есть для идеального операционного усилителя. Чтобы можно было не учитывать входной ток реального ОУ, ток через делитель должен быть по крайней мере раз в 100 больше, чем входной ток ОУ. Величину входного тока можно посмотреть в даташите, обычно для современных ОУ она может составлять от десятков пикоампер до сотен наноампер (для нашего случая input bias current max=1 мкА). То есть ток через делитель должен быть по меньшей мере 100..200 мкА. Во-вторых, с одной стороны — чем больше R3 — тем более наша схема чувствительна к изменению тока, но с другой стороны — увеличение R3 снижает КПД схемы, поскольку резистор рассеивает мощность, пропорциональную сопротивлению. Будем исходить из того, что мы не хотим падения напряжения на резисторе более 1В. (Вообще же, если хотят побороться за КПД, то R3 выбирают как можно меньше. Предел уменьшения R3 ограничен таким показателем операционника, как напряжение смещения нуля. Для нормальной работы ОУ, R3 выбирают таким, чтобы минимальное падение напряжения на нём было на пару порядков больше напряжения смещения нуля. Подробнее об этом показателе и его влиянии на работу ОУ читайте в статье про дифференциальный усилитель.)

Итак, пусть R1=47кОм, тогда с учётом того, что U1=U2=1В, из выражения для U1 получим R2=R1/(Uп/U1-1)=4,272 -> из стандартного ряда выбираем резистор на 4,3 кОм. Из выражения для U2 находим R3=U2/Iн=50 -> выбираем резистор на 47 Ом. Проверим ток через делитель: Iд=Uп/(R1+R2)=234 мкА, что вполне нас устраивает. Мощность, рассеиваемая на R3: P=Iн2*R3=18,8 мВт, что тоже вполне приемлемо. Для сравнения, — самые обычные резисторы МЛТ-0,125 рассчитаны на 125 мВт.

Скачать плату (разводка под SMD)

Как уже было отмечено, описанная выше схема рассчитана на стабильное питание U_п. Что же делать, если питание НЕ стабильное. Самым простым решением является замена сопротивления R₂ делителя на стабилитрон. Что важно учитывать в этом случае?

Во-первых, важно чтобы стабилитрон мог работать во всем диапазоне напряжения питания. Если ток через R₁D₁ будет слишком маленьким — напряжение на стабилитроне будет значительно выше напряжения стабилизации, соответственно, выходное напряжение будет значительно выше требуемого и светодиод может сгореть. Итак, нужно, чтобы при U_{п min} ток через R₁D₁ был больше или равен I_{ст min} (минимальный ток стабилизации узнаём из даташита на стабилитрон).

R_{1 max} = (U_{п min}-U_ст)/I_{ст min}

Во-вторых, при максимальном напряжении питания ток через стабилитрон не должен быть выше I_{ст max} (наш стабилитрон не должен сгореть). То есть

R_{1 min} =(U_{п max}-U_ст)/I_{ст max}

И, наконец, в-третьих, напряжение на реальном стабилитроне не точно равно U_ст, — оно, в зависимости от тока, меняется от U_{ст min} до U_{ст max}. Соответственно, падение на резисторе R₃ тоже изменяется от U_{ст min} до U_{ст max}. Это так же следует учитывать, поскольку чем больше ΔU_ст — тем больше ошибка регулирования тока, в зависимости от напряжения питания.

Ну ладно, с небольшими токами разобрались, а что делать, если нам нужен ток через светодиод не 20, а 500 мА, что превышает возможности операционника? Тут тоже всё достаточно просто — выход можно умощнить с помощью обычного биполярного или полевого транзистора, все расчёты при этом остаются без изменений. Единственное очевидное условие — транзистор должен выдерживать требуемый ток и максимальное напряжение питания.

Ну вот, пожалуй и всё. Удачи! И ни в коем случае не выкидывайте старый радиохлам — у нас впереди ещё много прикольных штуковин.

12.7. Операционные усилители

В УПТ прямого усиления отсутствуют компоненты, не поддающиеся микроминиатюризации. В связи с этим в настоящее время их изготавливают в виде интегральных микросхем. Очень распространенным типом таких усилителей является операционный усилитель (ОУ). Это название данный тип усилителей получил тогда, когда их использовали только для выполнения математических операций – суммирования, перемножения, интегрирования, дифференцирования, логарифмирования и т.д. В настоящее время ОУ являются универсальными устройствами, используемыми для построения схем различных усилителей, генераторов, формирователей, преобразователей, активных фильтров, стабилизаторов напряжения, источников эталонного напряжения и большого числа других приборов.

Интегральный ОУ представляет собой УПТ прямого усиления с симметричным входом, большим коэффициентом усиления, широкой полосой пропускания, высоким входным сопротивлением, низким выходным сопротивлением, малым дрейфом нуля, высоким подавлением синфазных сигналов и несимметричным выходом.

Независимо от сложности принципиальной схемы структурная схема ОУ содержит следующие основные функциональные узлы: входной каскад, промежуточный каскад – усилитель напряжения, схему сдвига уровня и выходной каскад – усилитель мощности (рис. 12.88).

Рис. 12.88

Входной каскад представляет собой дифференциальный каскад, свойства которого определяют входные параметры всего ОУ. Некоторые варианты реализации дифференциальных каскадов представлены на рис. 12.89. На рис. 12.89а приведена схема простейшего дифференциального каскада на биполярных транзисторах. На рис. 12.89б изображен простейший дифференциальный каскад на полевых транзисторах. В этой схеме для повышения коэффициента усиления дифференциального сигнала вместо стоковых резисторов включены транзисторы VT3, VT4, внутреннее сопротивление которых в этом случае является нагрузкой основных транзисторов VT1, VT2.

а	б
Рис. 12.89

Основным достоинством дифференциальных каскадов на полевых транзисторах является высокое входное сопротивление. Дрейфом по току в них практически можно пренебречь, однако дрейф по напряжению сравнительно большой.

Промежуточный каскад предназначен для согласования входного каскада с оконечным и создания максимального усиления напряжения. Большое усиление напряжения в одном каскаде можно получить только благодаря использованию динамической нагрузки.

Поэтому в интегральных ОУ промежуточные каскады в основном выполняются с динамической нагрузкой по схеме с общим эмиттером. Их схемы могут быть симметричными и несимметричными, причем последние получили более широкое распространение. В качестве усилительных элементов в промежуточных каскадах используются как одиночные транзисторы, так и составные. Некоторые варианты построения промежуточных каскадов представлены на рис. 12.90.

а	б
Рис. 12.90

Выбор той или иной схемы промежуточного каскада зависит от требований к его входному сопротивлению и типу входа. Если требуется несимметричный вход и не требуется большое входное сопротивление, может быть применена схема, изображенная на рис. 12.90а, в которой в качестве усилительного элемента используется составной транзистор VT3, VT4. Динамической нагрузкой составного транзистора является диод VD и транзистор VT1. Конденсатор C предназначен для внутренней коррекции АЧХ ОУ. Если требуется получить весьма малое входное сопротивление и симметричный вход, может быть применена схема, приведенная на рис. 12.90б. Она содержит два усилительных транзистора VT1, VT2, которые включены по схеме с общей базой и позволяют получить предельно малое входное сопротивление при достаточно большом усилении, так как их динамическими нагрузками являются транзисторы VT3, VT5. На транзисторе VT6 реализован источник стабильного тока.

Схема сдвига уровня предназначена для согласования по уровню постоянного напряжения выхода промежуточного каскада с входом оконечного каскада, поскольку в УПТ с непосредственными межкаскадными связями, каким является ОУ, происходит увеличение постоянного потенциала от входа к выходу. Известно немало схем сдвига уровня на биполярных и полевых транзистора. Некоторые варианты реализации схем сдвига уровня представлены на рис. 12.91.

Схемы сдвига уровня представляют собой эмиттерный повторитель, нагруженный на делитель, состоящий из двух резисторов (рис. 12.91а). Однако обычный резисторный делитель будет делить (т.е. уменьшать в заданное число раз) как постоянный потенциал, который необходимо транслировать вниз, так и полезный сигнал, который надо усиливать. Чтобы избежать одинакового деления постоянного и переменного напряжения в делителе, включенном в эмиттерную цепь, применяют резистор и динамическую нагрузку, которая имеет разные сопротивления для постоянного и переменного токов, например стабилитрон (рис. 12.91б). В интегральных ОУ сдвиг уровня постоянного потенциала вниз чаще всего осуществляется с помощью эмиттерного повторителя, который нагружен на резистор и генератор стабильного тока ГСТ (рис. 12.91в).

Выходным каскадом ОУ является усилитель мощности, который должен обеспечивать минимальное выходное сопротивление, поэтому в качестве выходных каскадов ОУ используются эмиттерные или истоковые повторители. Для повышения энергетических показателей ОУ чаще применяются не однотактные, а двухтактные схемы. Двухтактные эмиттерные повторители реализуются чаще всего на комплементарной паре биполярных транзисторов с двумя источниками питания, причем как на одиночных комплементарных парах, так и на комплементарных парах на основе составных транзисторов. В связи с тем, что к выходному каскаду ОУ подключается нагрузка, необходимо защищать мощные выходные транзисторы от перегрузки, которая может быть вызвана неправильным выбором сопротивления нагрузки. Помимо того возможно короткое замыкание выхода ОУ на землю или шину питания. Поэтому в интегральных ОУ должна быть предусмотрена внутренняя защита от перегрузок и короткого замыкания. Некоторые наиболее простые варианты построения выходных каскадов представлены на рис. 12.92.

а	б
Рис. 12.92

На рис. 12.92а приведена схема простейшего однотактного эмиттерного повторителя. Такие выходные каскады, дополненные схемами защиты от перегрузок, используются лишь в наиболее простых типах интегральных ОУ. На рис. 12.92б изображен двухтактный эмиттерный повторитель, выполненный на комплементарной паре VT1, VT2. Транзисторы VT3, VT4, включенные диодами, обеспечивают выбор рабочей точки транзисторов VT1, VT2 для работы в режиме класса AB с одновременной термостабилизацией.

Принципиальная схема простейшего интегрального ОУ типа К140УД1 представлена на рис. 12.93.

Рис. 12.93

Первый каскад выполнен симметричным дифференциальным на транзисторах VT1, VT2, VT3. Вход 1 является неинвертирующим, вход 2 — инвертирующим. Если сигнал подается только на один вход, то второй вход присоединяют к общему проводу схемы через резистор с сопротивлением, равным сопротивлению источника сигнала. Транзистор VT3 и резистор R₃ исполняют роль источника стабильного тока. Следующий каскад на транзисторах VT5, VT6, является также дифференциальным и имеет несимметричный выход с коллектора VT6. Транзистор VT4, включенный диодом, стабилизирует режим работы каскадов усилителя. Транзисторы VT7, VT8 и резисторы R₉, R₁₀, R₁₂ входят в схему сдвига уровня. Сдвиг уровня напряжения здесь осуществляется делителем, образуемым резистором R₉ и цепью VT8, R₁₀ и R₁₂. Этот делитель подключен к несимметричному выходу второго дифференциального каскада через эмиттерный повторитель на транзисторе VT7. Такая схема сдвига уровня имеет большое входное сопротивление и малый входной ток (ток базы эмиттерного повторителя), что позволяет выбрать большое сопротивление резистора R₅ и получить высокий коэффициент усиления второго дифференциального каскада при малом ослаблении сигнала делителем. Выходным каскадом является эмиттерный повторитель на транзисторе VT9. Через резистор R₁₀ и транзистор VT8 в схему вводится положительная обратная связь, компенсирующая ослабление сигнала, вносимое схемой сдвига уровня. Диод VD1 обеспечивает защиту оконечных транзисторов от перегрузки при слишком высоком уровне сигнала.

Принципиальные схемы других интегральных ОУ выглядят гораздо сложнее, поскольку при разработке интегральных ОУ, как и любых аналоговых интегральных микросхем, используется принцип схемотехнической избыточности. Принцип схемотехнической избыточности заключается в усложнении схемотехники аналоговых интегральных схем для улучшения их качества, минимизации площади кристалла и повышения технологичности. Поэтому в аналоговых интегральных схемах избегают применения конденсаторов, занимающих большую площадь подложки, предпочитая решать проблемы согласования уровней каскадов и стабилизации их режимов в пределах более технологичной, хотя и усложненной, схемотехники структур с непосредственными связями. Стремление с помощью аналоговых интегральных схем как можно точнее реализовать аналоговые функции привело к созданию многотранзисторных структур, обладающих большой избыточностью усиления. Для стабилизации эксплуатационных и точностных характеристик в схемотехнике аналоговых интегральных схем широко применяется обратная связь. Для повышения надежности аналоговых интегральных схем их элементы обычно используются в существенно недогруженных режимах. Сказанное объясняет, почему принципиальные схемы аналоговых интегральных схем так отличаются от традиционных принципиальных схем на дискретных транзисторах.

Условное графическое обозначение ОУ как функционального элемента приведено на рис. 12.94.

	Согласно ГОСТ 2.759 – 82 обозначения элементов аналоговой техники, к числу которых относится и ОУ, выполняют на основе прямоугольника. Прямоугольник может содержать основное и одно или два дополнительных поля, расположенных по обе стороны от основного.
Рис. 12.94

В основном поле указывается функциональное назначение элемента, для ОУ это треугольник. Справа от треугольника может быть указан коэффициент усиления. Если конкретное значение коэффициента усиления несущественно, его допускается не указывать (можно также вписать знак бесконечности).

Выводы ОУ делятся на входные, выходные и выводы, не несущие функциональной нагрузки, к которым подключаются цепи напряжения питания и элементы, обеспечивающие нормальную работу ОУ.

Входы показывают слева, выходы – справа. Большинство ОУ имеют один несимметричный выход и два входа, симметричных по отношению к общему проводу. Прямые входы и выходы обозначают линиями, присоединяемыми к контуру графического изображения ОУ без каких-либо знаков, а с кружками в месте присоединения – инверсные входы и выходы.

Прямой вход еще называют неинвертирующим, так как фаза выходного сигнала совпадает с фазой сигнала, поданного на этот вход. Другой вход называют инвертирующим, так как фаза выходного сигнала сдвинута на 180^о относительно сигнала, поданного на этот вход. Чтобы обеспечить возможность работы ОУ как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, требуется двухполярное питающее напряжение. Для этого необходимо предусмотреть два источника постоянного напряжения, которые подключаются к соответствующим выводам ОУ. Эти выводы в общем случае обозначают буквой U. Если питающих напряжений несколько, их условно нумеруют (U₁, U₂) и указывают каждое у своего вывода в дополнительном поле. Вместо буквы можно указывать номинальное значение напряжения и его полярность (например, метки +15 В и – 15 В). К вспомогательным выводам относятся выводы с метками FC – для подключения цепи частотной коррекции, выводы с метками NC – для подключения цепи балансировки по постоянному току, а также вывод металлического корпуса (┴) для соединения с общим проводом устройства, в которое входит ОУ.

Для большей наглядности принципиальных схем допускается упрощенное обозначение ОУ (рис. 12.95), в котором сохраняется лишь основное поле и сигнальные выводы. Общий провод, играющий роль сигнального вывода, также может быть не показан.
	Рис. 12.95

По принципу действия ОУ сходен с обычным УПТ. Он также предназначен для усиления напряжения или мощности входного сигнала. Однако ОУ создан специально для использования в схемах с глубокой обратной связью, так, чтобы параметры схемы определялись преимущественно параметрами цепи обратной связи, а сам ОУ был функционально незаметен. Такой ОУ по своим характеристикам должен приближаться к идеальному.

Идеальный (концепция идеализации) ОУ имеет бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению и бесконечно большое входное сопротивление, а, следовательно, входной ток его равен нулю. Выходное сопротивление идеального ОУ равно нулю, а, следовательно, нагрузка не должна влиять на выходное напряжение. Поскольку коэффициент усиления ОУ очень велик, то при конечном выходном напряжении входное напряжение должно быть близким к нулю. Частотный диапазон усиливаемых сигналов должен простираться от постоянного напряжения до очень высоких частот.

Эти свойства даже теоретически не могут быть достигнуты. Поэтому можно говорить лишь о степени приближения к идеальным свойствам. Близость параметров реального ОУ к идеальным определяет точность, с которой данный ОУ реализует свои функции в составе того или иного устройства.

Знание основных параметров позволяет выяснить ценность конкретного ОУ, быстро и правильно сделать выбор подходящего, проектировать устройства практически без макетирования, предотвращать работу ОУ в недопустимом режиме и уменьшать вероятность отказа.

Параметры ОУ можно разделить на несколько групп: входные, выходные, усилительные, энергетические и т.д. Однако наиболее часто их подразделяют на статические и динамические параметры.

Дифференциальный усилитель | Основы электроакустики

В настоящее время входные цепи операционных усилителей в подавляющем большинстве выполняются по схеме дифференциальных усилителей. По принципу построения это балансные (мостовые) усилительные каскады параллельного типа. Они обладают высокой стабильностью параметров при воздействии различных дестабилизирующих факторов, большим коэффициентом усиления дифференциальных сигналов и высокой степенью подавления синфазных помех. Дифференциальный усилитель – это широко известная схема, используемая для усиления разности двух напряжений. В идеальном случае выходной сигнал не зависит от уровня каждого из сигналов, а определяется только их разностью. Когда уровни сигналов на обоих входах изменяются одинаково, то такое изменение сигнала называют синфазным. Дифференциальный или разностный сигнал называют еще полезным. Хороший дифференциальный усилитель обладает высоким коэффициентом ослабления (подавления) синфазного сигнала (КОСС), который представляет собой отношение выходного полезного сигнала к выходному синфазному сигналу.         Дифференциальные усилители используют в тех случаях, когда слабые сигналы можно потерять на фоне шумов. Примерами таких сигналов являются цифровые сигналы, передаваемые по длинным линиям (кабель обычно состоит из двух скрученных проводов), звуковые сигналы, напряжения кардиограмм. Дифференциальные усилители используются для построения входных каскадов операционных усилителей, которые являются базой современной аналоговой схемотехники.         Дифференциальный каскад состоит из двух каскадов, у которых используется общий эмиттерный резистор (рис.11.15, а). Элементы схемы образуют мост (рис.11.15, б), в одну диагональ которого включен источник питания UПИТ, в другую – сопротивление нагрузки RН. Условие баланса моста, при котором его выходное напряжение равно нулю, определяется как   RVT1RK2 = RVT2RK2.              Нарушение этого условия приводит к разбалансировке моста и появлению выходного напряжения. Такой разбаланс может произойти, например, при изменении выходных сопротивлений транзисторов RVT1и RVT2, которые, в свою очередь, зависят от входных напряжений UВХ1 и UВХ2. 

Рис.11.15. Дифференциальный усилительный каскад (а) и его схема замещения (б)

         Если элементы схемы будут полностью идентичны, выходное напряжение при воздействии любых дестабилизирующих факторов, например, температуры, напряжения источника питания, приведут к одинаковым изменениям токов обоих транзисторов. В результате абсолютное значение выходного напряжения не изменится.         На вход схемы подаются сигналы, один из которых – дифференциальный необходимо усиливать, другой – синфазный необходимо подавлять. Синфазный сигнал вызывает одинаковое изменение состояния транзисторов, следовательно, выходное напряжение при идентичности параметров плеч не будет изменяться, что обеспечивает подавление синфазной помехи. Дифференциальный сигнал вызывает приоткрывание одного из транзисторов и подзапирание второго, тем самым, вызывая появление напряжения на выходе схемы. В этом случае напряжения на входах имеют противоположные знаки. Поэтому приращения как коллекторного, так и эмиттерного токов также имеют противоположные знаки. Изменения коллекторных потенциалов обоих транзисторов, вызванные противоположными по знаку приращениями коллекторных токов, протекающих через соответствующие резисторы, приводит к появлению выходного напряжения  ΔUВЫХ = ΔIK1RK1 – (-ΔIK2RK2) = RK (ΔIK1 + ΔIK2).    На общем эмиттерном резисторе изменение эмиттерных токов даст соответственно приращение 

ΔUЭ = RЭ (ΔIЭ1 – ΔIЭ2).    Если параметры обеих половин дифференциального усилителя одинаковы, то ΔUЭ = 0.          Напряжение ΔUЭ отражает действие в каскаде, выполненном по схеме с ОЭ, последовательной ООС по току нагрузки. Отсутствие этого напряжения говорит о том, что в полностью симметричном дифференциальном каскаде, как по постоянному, так и по переменному току действие ООС отсутствует.         На основании сказанного можно сделать следующий вывод. Коэффициент усиления по напряжению дифференциального усилителя всегда больше, чем в каскаде на одиночном транзисторе.          Сопротивление RЭ определяет коэффициент усиления дифференциального сигнала, чем меньше RЭ, тем больше коэффициент. С другой стороны, чем больше RЭ, тем меньше изменяются коллекторные токи транзисторов при воздействии возмущений (например, синфазных сигналов), тем больше КОСС.         Для устранения этого противоречия в цепь эмиттера включают генератор стабильного тока на транзисторе (рис.11.16). Эта схема при небольшом статическом сопротивлении обладает большим дифференциальным сопротивлением, т.е. при небольшом падении напряжения имеет большое внутреннее сопротивление для переменных составляющих.

         Идеальный генератор постоянного тока обладал бы бесконечным сопротивлением. Транзистор по своим свойствам приближается к идеальному генератору тока, поскольку его выходное сопротивление приближается к 100 кОм.         Применение диода VD в нижнем плече делителя напряжения обеспечивает температурную компенсацию. Прямое напряжения на диоде падает с ростом температуры точно так же, как это имеет место с разностью напряжений между базой и эмиттером, так что в широком диапазоне температур приложенное к базе напряжение согласуется с тем, какое требуется транзистору для поддержания постоянного тока эмиттера. В интегральных микросхемах роль диода может играть точно такой же открытый переход база – эмиттер (транзистор с замкнутым накоротко коллектором и базой), что приводит к идеальному отслеживанию температурных изменений, такую схему называют токовым зеркалом. 

Рис.11.16. Дифференциальный усилитель с генератором тока в эмиттерной цепи 

         Когда в эмиттерной цепи дифференциального усилителя включен генератор стабильного тока, можно дать простое качественное объяснение работы усилителя в целом. Входные сигналы не могут изменить суммарный ток в эмиттерной и коллекторной цепи, они могут только по-разному распределять его между транзисторами. Следовательно, синфазный сигнал не меняет коллекторных токов, и выходной сигнал не возникает. Сигнал на выходе появляется только в том случае, когда входные напряжения различны, при этом в один из транзисторов будет отводиться большая доля суммарного тока эмиттеров, чем в другой. Например, если увеличивается входное напряжение первого транзистора, увеличивается его коллекторный ток, уменьшается – у второго транзистора, соответственно уменьшается напряжение коллектора первого транзистора и увеличивается – у второго транзистора, выходное напряжение равно разности этих двух напряжений.         В реальном усилителе из-за неизбежной асимметрии схемы происходит лишь частичная компенсация изменений выходного напряжения, вызванного действием внешних дестабилизирующих факторов.         Недостатком рассмотренных схем усилителей постоянного тока является дрейф нуля – самопроизвольное изменение выходного напряжения. В первую очередь оно обусловлено несимметрией схемы. Все рассмотренные схемотехнические приемы направлены на улучшение параметров схемы.         Для устранения дрейфа нуля используются усилители постоянного тока с преобразованием. В усилителях рассматриваемого типа входной постоянный или медленно меняющийся сигнал преобразуется (модулируется) в переменный сигнал повышенной частоты. Полученный сигнал усиливается с помощью усилителя переменного напряжения, а затем вновь преобразуется (демодулируется) в постоянный или медленно меняющийся сигнал. Частота переменного напряжения часто составляет десятки килогерц.         Вследствие того, что в таких усилителях отсутствуют гальванические связи между каскадами, удается достичь высокого качества усиления, так как дрейф нуля в данной схеме отсутствует. Такие усилители могут использоваться в прецизионных устройствах. Еще одним достоинством усилителей постоянного тока с преобразованием является возможность изолировать входную и выходную части.         К недостаткам таких усилителей относятся малый частотный диапазон и наличие импульсных помех от модуляторов, присутствующих в выходном сигнале.

 

Последовательный компенсационный стабилизатор с применением операционного усилителя

Рис. 4. Последовательный компенсационный стабилизатор с применением операционного усилителя

 

Часть выходного напряжения Uout, снимаемая с потенциометра R2, сравнивается с опорным напряжением Uz на стабилитроне D1. Разность напряжений усиливается операционным усилителем U1 и подаётся на базу регулирующего транзистора, включенного по схеме эмиттерного повторителя^[1]. Для устойчивой работы схемы петлевой сдвиг фазы должен быть близок к 180°+n*360°. Так как часть выходного напряжения U_out подаётся на инвертирующий вход операционного усилителя U1, то операционный усилитель U1 сдвигает фазу на 180°, регулирующий транзистор включен по схеме эмиттерного повторителя, который фазу не сдвигает. Петлевой сдвиг фазы равен 180°, условие устойчивости по фазе соблюдается.

Опорное напряжение Uz практически не зависит от величины тока, протекающего через стабилитрон, и равно напряжению стабилизации стабилитрона. Для повышения его стабильности при изменениях Uin, вместо резистора R_V применяется источник тока.

В данном стабилизаторе, операционный усилитель фактически включён по схеме неинвертирующего усилителя (с эмиттерным повторителем, для увеличения выходного тока). Соотношение резисторов в цепи обратной связи задают его коэффициент усиления, который определяет, во сколько раз выходное напряжение будет выше входного (то есть опорного, поданного на неинвертирующий вход ОУ). Поскольку коэффициент усиления неинвертирующего усилителя всегда больше единицы, величина опорного напряжения Uz (напряжение стабилизации стабилитрона) должна быть выбрана меньше, чем U_out.

Нестабильность выходного напряжения такого стабилизатора практически полностью определяется нестабильностью опорного напряжения, за счёт большого коэффициента петлевого усиления современных ОУ (G_openloop = 10⁵ ÷ 10⁶).

Для исключения влияния нестабильности входного напряжения на режим работы самого ОУ, он может запитываться стабилизированным напряжением (от дополнительных параметрических стабилизаторов на стабилитроне).

Источники опорного напряжения

В любой схеме стабилизатора компенсационного типа требуется опорное напряжение, с которым сравнивается величина выходного напряжения. Стабильность выходного напряжения стабилизатора не может быть выше стабильности его источника опорного напряжения. Источники опорного напряжения (ИОН) широко применяются также в качестве эталонной меры в аналого-цифровых и цифроаналоговых преобразователях, а также в разного рода пороговых устройствах.

Основное назначение ИОН — создавать образцовое напряжение, которое могло бы быть использовано электронными устройствами преобразования информации в качестве меры, эталона.

 

ИОН на стабилитронах

Простейший метод получения опорного напряжения состоит в том, что нестабилизированное входное напряжение прикладывают через токоограничивающий резистор к стабилитрону, который играет роль так называемого параметрического стабилизатора, чей основной параметр — напряжение пробоя обратносмещенного/ья-перехода (Рис. 5а.).

Полупроводниковый стабилитрон, представляющий собой разновидность диода обладает характерной вольтамперной характеристикой (Рис. 6).__

 

Рис. 5.Схемы ИОН на стабилитронах: а — параметрический ИОН, б — ИОН компенсационного типа

 

 

Рис. 6.Вольтамперная характеристика стабилитрона

 

При определенном обратном напряжении происходит пробой/?-п-перехода, причем вследствие конструктивных и технологических особенностей этот пробой не приводит к выходу прибора из строя. Участок вольтамперной характеристики, соответствующий режиму пробоя, расположен почти вертикально, так что при изменении тока через стабилитрон напряжение на нем меняется мало.

Качество стабилизации оценивается коэффициентом

Кст =V_IN /V_REF>

который называется коэффициентом стабилизации. Для схемы на Рис.5а коэффициен стабилизации

КСТ = 1 + R / r _cт ~ R / r _ст

и составляет обычно от 10 до 100. Здесь гст — дифференциальное (динамическое) сопротивление стабилитрона. Оно приблизительно обратно пропорционально току, протекающему через стабилитрон, поэтому при заданном входном напряжении увеличением сопротивления резистора R невозможно добиться повышения коэффициента стабилизации. Важным фактором для выбора стабилитрона является величина шумовой составляющей напряжения стабилизации, которая сильно возрастает при малых величинах тока. Недостатком схемы на Рис. 5а является относительно высокое выходное сопротивление (десятки Ом), которое также возрастает при уменьшении тока через стабилитрон. Другим недостатком является большой разброс напряжений стабилизации, который даже для прецизионных стабилитронов достигает 5% от номинального значения.

 

Существенного повышения коэффициента стабилизации можно достичь, если токоограничивающий резистор заменить источником стабильного тока, например на полевом транзисторе (Рис.пп в используемом ОУ и может достигать величины порядка 10000. Выходное сопротивление этой схемы составляет десятые доли Ом. Поскольку напряжения на входах ОУ практически равны, выходное напряжение ИОН

 

V_OUT = V_REF (1 + R₂ /R₁)

 

В схеме на Рис. 56 выходное напряжение ИОН не может быть меньше напряжения стабилизации стабилитрона. Если требуется более низкое напряжение, то между стабилитроном и неинвертирующим входом усилителя включается резистивный делитель. Так устроен, например, источник опорного напряжения AD586. Применение ОУ позволяет также путем подгонки соотношения сопротивлений резисторов R₂ /R₁ достичь высокой точности установки опорного напряжения.

В итоге, колебания выходного напряжения ИОН, выполненного по схеме на Рис. 5.б, при реальных изменениях входного напряжения и нагрузки не превышают 1 мВ. Существенно болешие значения имеют температурные колебания опорного напряжения. Температурный коэффициент напряжения стабилизации стабилитрона (ТКН) определяется как отношение относительного приращения напряжения стабилизации к приращению температуры

ТКН = V_CT/ ( V_CTT).

Для большинства стабилитронов он находится в пределах + /—1*10-3К-1.

Для малых напряжений стабилизации он отрицателен, для больших — положителен. Это вызвано тем, что в стабилитронах имеют место два механизма пробоя: туннельный, проявляющийся на низких напряжениях (его напряжение имеет отрицательный ТКН), и вторичный (зенеровский), для которого характерен положительный ТКН, существенный на больших напряжениях. Минимума по абсолютной величине этот коэффициент достигает при напряжениях стабилизации около 6 В, причем напряжение, соответствующее нулевому ТКН, зависит от тока через стабилитрон. Стабилитроны, имеющие ТКН в пределах +10^-5 К^-1, называют опорными диодами и обычно используют в схемах ИОН на напряжения, превышающие 7.5 В. Примером такого источника опорного напряжения может служить ИМС МАХ671С, обеспечивающая выходное напряжение 10 В с точностью 0.01% при КСТ = 20000, ТКН = 310^-6 К^—1 и токе потребления 9 мА. Другой пример — AD586 (отечественный аналог — 1009ЕН2) создает выходное напряжение 5 В с точностью 0.05% при А»сх = 10000, ТКН = 210^-6 К^-1 и токе потребления 3 мА.

Рекордными характеристиками для этого класса ИОН обладает 5-вольтовая ИМС VRE3050 производства фирмы «Thaler Corporation» — ТКН = 0.6-10^-6 К^-1, точность 0.01%, выходное сопротивление 0.025 Ом.

Для повышения температурной стабильности в некоторые ИМС источников опорного напряжения (например, LM199/299/399, отечественный аналог — 2С483) встраивают термостаты с нагревательным элементом. Обе части схемы (нагреватель и ИОН) изготавливаются на одном кристалле, который помещается в теплоизолированном корпусе. Это позволяет достичь ТКН < 1х10^-6 К^-1 в диапазоне температур—25°С…+85°С, причем время, требуемое для установления рабочего режима после включения, составляет всего 3 с. Недостаток такого решения — довольно большая мощность, потребляемая этим источником опорного напряжения (около 400 мВт при 25°С).__

Лабораторный блок питания для рабочего места (3-18В 4А)

При ремонте и конструировании различной электронной техники возникает необходимость в мощном лабораторном блоке питания с регулировкой в широких пределах выходного напряжения и тока.

Исходя из вышесказанного был разработан и изготовлен относительно несложный блок питания, не требующий дефицитных деталей, имеющий следующие параметры и возможности:

• выходное стабилизированное напряжение регулируется в пределах 3…18 В, а при токе 4 А — в пределах 3…16 В;
• максимальный выходной ток 4 А;
• размах пульсаций и шумов при выходном токе 3 А не более 2 мВ;
• ток короткого замыкания не более 15 мА;
• ограничение выходного тока регулируется в пределах 0,35…4 А;
• самозапуск после устранения короткого замыкания и звуковая сигнализация возникновения короткого замыкания;
• световая индикация режима стабилизации тока;
• индикация потребляемого тока;
• возможность зарядки аккумуляторных батарей напряжением от 1,2 до 15 В стабильным током от 0,35 до 4 А;
• питание паяльника ЭПСН-12-25 Вт от отдельной обмотки.

Напряжение переменного тока с обмоток II и III трансформатора Т1 (рис. 1.1) через предохранитель FU2 и переключатель SB1 поступает на выпрямитель на мощных диодах VD1-VD4 (рис. 1.2).

Выпрямленное напряжение фильтруется конденсаторами С4, С5. На диодах VD5 и VD6 выполнен отдельный выпрямитель для питания операционного усилителя (ОУ) DA1 типа К140УД7, что позволяет питать усилитель DA1 напряжением с меньшим уровнем пульсаций.

На этом ОУ выполнен элемент сравнения выходного напряжения с опорным. Максимальное однополярное напряжения питания для К140УД7-40 В.

Рис. 1.1

Напряжение на стабилитроны VD18 и VD19 подается с генератора стабильного тока на полевом транзисторе VT7. Конденсатор С16 уменьшает шумы стабилитронов. Выходное напряжение стабилизатора регулируется переменным резистором R20. Усилитель выходного тока ОУ выполнен на транзисторах ѴТЗ, ѴТ4, ѴТ5. Диапазоны выходных напряжений переключаются кнопкой SB1. Защита от короткого замыкания (КЗ) выполнена на транзисторе ѴТ1. При КЗ выхода стабилизатора напряжение на эмиттере ѴТ1 становится меньше напряжения на его базе, ѴТ1 открывается, напряжение на базе ѴТ5 уменьшается почти до нуля, и транзисторы ѴТЗ-ѴТ5 закрываются. Небольшой выходной ток, протекающий по цепи VD15, R10, необходим для запуска стабилизатора после устранения причины КЗ.

Конденсатор С6 необходим для запуска стабилизатора в момент включения блока питания в сеть, если к выходу стабилизатора подключена нагрузка. Диод VD13 предотвращает пробой перехода база-эмиттер транзистора ѴТ1, когда напряжение на выходе стабилизатора больше 6 В.

Рис.1.2

Узел ограничения выходного тока выполнен на транзисторах ѴТ2 и ѴТ6. При увеличении падения напряжения на R2 начинает открываться маломощный германиевый транзистор VT2. При подходе к режиму ограничения выходного тока начинает слабо светиться светодиод VD14. При дальнейшем увеличении выходного тока транзистор VT2 открывается еще больше, вслед за ним открывается VT6, который через резистор R13 шунтирует выход операционного усилителя. Напряжение на базе VT5 снижается, уменьшается напряжение на выходе стабилизатора, схема входит в режим стабилизации выходного тока. Конденсатор СЮ умень шает пульсации на нагрузке при работающем ограничителе тока. Потребляемый ток индицируется микроамперметром РА1. Его чувствительность устанавливается резистором R3.

Цепь С14 R14 служит для устранения самовозбуждения стабилизатора на высоких частотах, С20 — на низких. Переключатель SB1 на схеме показан в положении 7…18 В.

Сигнализатор короткого замыкания выполнен на КМОП микросхеме DD1 и транзисторах VT8 и VT9. При напряжении на выходе стабилизатора менее 0,6 В транзистор VT8 закрывается, на выв. 1 DD1.1 поступает логическая единица. Генератор на DD1.1 и DD1.2 начинает работать с частотой 4…6 Гц, периодически запуская второй генератор на DD1.3 и DD1.4, работающий на частоте 300…600 Гц. В результате на базу VT9 поступают пачки импульсов, и телефонный капсюль ВА1 издает прерывистый звуковой сигнал.

Микросхема DD1 питается от параметрического стабилизатора на элементах R15, VD16, VD17. Стабилитрон VD17 предотвращает ошибочное срабатывание сигнализатора при выключении блока питания.

Детали. Постоянные резисторы типа МЯТ, С2-23 мощностью не менее указанной на схеме. R2 — пять резисторов МЛТ-2 по 2,7 Ом каждый. Переменный резистор R5 желательно проволочный, например, ППЗ-12 на 68…220 Ом. Переменный резистор R20 — СПЗ-ЗОА, СП1-1, СПЗ-42 сопротивлением 4,7…15 кОм. Оксидные конденсаторы К50-16, К50-35, К50-24 или аналогичные импортные. С4 и С5 можно заменить одним К50-18 на 10000…20000 мкФ, 63 В. Остальные конденсаторы — К73-15А, К73-9, К73-17, МБМ. Не рекомендуется применять отечественные керамические конденсаторы по причине их низкой надежности.

Диоды VD1-VD4, VD20-Kfl202, КД203, Д242, Д243, Д244 с любыми индексами. Диоды VD7-VD11, VD21 заменимы на любые из КД208, КД522, КД102, КД103, КД105, 1 N4001-1 N4007, диоды КД209А — на любые из КД208, КД212, КД221, КД105. Стабилитроны: VD16 — любой на 10…12 В; VD17 — КС156А, КС147А. VD18 заменим на любой импортный на 2…3 В, например, 1N5985B, 1N5986B.

Его можно заменить на один светодиод АП307Б, соединенный последовательно с диодом типа КД521, КД522. VD19 — любой маломощный на 5,5…7 В, например, КС156А, КС162А, КС168А, 1N5995B, 1N4735A. Светодиоды — любые видимого спектра, подходящие по габаритам. VD14 — желательно красный, например КИПД21 (Г-К).

Транзисторы КТ503 с индексами Б-Е, или КТ602, КТ608, КТ630, КТ645, КТ646, 2SC2331 с любыми индексами. МП26Б заменим на любой из МП25, МП26. Мощный транзистор КТ865А можно заменить на КТ818 с любым индексом в металлическом корпусе или на относительно дешевые импортные — 2SA1106, 2SA1186, 2SA1301. Транзистор КТ805АМ заменяется на любой из серий КТ815, КТ817, КТ819, КТ961. Вместо КТ3102Б-КТ3102А, КТ315Г, КТ503Г, КТ645А или 2SD734 с коэффициентом передачи тока базы не менее 200. КПЗОЗА заменим на любой из этой серии с начальным током стока не более 3 мА. Транзистор VT8 — любой из серий КТ312, КТ315, КТ3102, SS9014.

Микросхему DA1 К140УД7 можно заменить на К140УД6, КР140УД708, КР140УД608, КР140УД18. Вместо К561ЛА7 можно использовать микросхемы 564ЛА7, КР1561ЛА7 или собрать аналогичный генератор на других 2-4-входовых инверторах этих серий.

Микроамперметр РА1 — М4387, М4761 или любой другой малогабаритный. ВА1 — любой телефонный капсюль или малогабаритный динамик с сопротивлением катушки не менее 40 Ом.

Кнопка SB1 — П2К с четырьмя контактными группами. Для коммутации напряжения переменного тока три группы контактов следует соединить параллельно, а четвертую использовать для переключения стабилитронов. Кнопка SB2 — такая же, как и SB1 или тумблер на два-три направления и ток 2…5 А.

 Трансформатор можно выполнить на любом стальном магни-топроводе с габаритной мощностью 90…150 Вт. Использован трансформатор ТС-90 от телевизора «Каскад 225» (УСТ61-1). С трансформатора предварительно удалены все вторичные обмотки.

Обмотки II и III включенные параллельно, намотаны проводом ПЭВ-2 0,68 мм из расчета примерно 4,5 витка на 1 В. Они попарно должны содержать строго одинаковое число витков. Обмотки IV и V предназначены для питания низковольтного паяльника ЭПСН-12-25 Вт или аналогичного. Они намотаны проводом ПЭВ-2 диаметром 0,75 мм. Первичная обмотка трансформатора включена на напряжение 237 В, что снижает ток холостого хода трансформатора и, соответственно, повышает надёжность блока питания в целом.

Диоды VD1-VD4 размещаются на общем теплоотводе 150 см2 через изолирующие прокладки. Транзистор ѴТЗ устанавливается на ребристый или игольчатый радиатор площадью не менее 500 см2, транзистор ѴТ4 — на радиатор площадью 10 см2. Если длина провода от выв. 2 DA1 до R20 более 15 см, то необходимо применить экранированный провод.

Провода от выхода выпрямителя VD1-VD4 припаиваются непосредственно к выводам оксидных конденсаторов С4 и С5. К ним же припаивается отдельным проводом левый (по схеме) вывод резистора R2.

Стабилизатор блока питания представляет собой устройство с большим усилением и глубокими ООС, поэтому, при его монтаже следует придерживаться тех же правил, что и при монтаже устройств высококачественного звуковоспроизведения.

При эксплуатации блока питания нужно следить за тем, чтобы суммарная мощность потребления по всем вторичным обмоткам не превышала максимально допустимую для примененного трансформатора.

Также следует исключить подогрев трансформатором и радиатором транзистора ѴТЗ оксидных конденсаторов, особенно СЗ и С4. Если корпус будет типа «мини-башни», то транзистор Т1 следует разместить в верхней ее части, а мощный радиатор частично вынести за пределы корпуса, например, оформив его в виде задней стенки. Элементы налаживания устройства. R3 — чувствительность микроамперметра; R4 — верхний порог ограничения тока нагрузки; R19 и R21 — минимальное и максимальное напряжения диапазона 7…18 В; R23 — тон звукового сигнала; R25 — громкость.

Литература: А. П. Кашкаров, А. Л. Бутов — Радиолюбителям схемы, Москва 2008

Методы контуров токового выхода добавляют универсальности вашему аналоговому набору инструментов

Хотя токовые зеркала и схемы, такие как источник тока Хауленда, преподаются на курсах аналоговых схем, удивительное количество инженеров склонны думать исключительно с точки зрения напряжения при определении выхода прецизионная аналоговая схемотехника. К сожалению, токовые выходы имеют преимущества в ряде ситуаций, включая аналоговую сигнализацию токовой петли (от 0 мА до 20 мА и от 4 мА до 20 мА) в средах с высоким уровнем шума и смещение уровня аналогового сигнала на большой разность потенциалов без использования методов оптической или магнитной изоляции.В этой статье кратко излагаются некоторые из доступных методов и предлагается ряд полезных схем.

Очень легко получить стабильный выходной ток. В простейшем методе используется токовое зеркало: два идентичных транзистора, изготовленные на одной микросхеме, так что их процесс, геометрия и температура идентичны, подключаются, как показано на рисунке 1. Напряжение база-эмиттер одинаково для обоих устройств, поэтому выходной ток, протекающий в коллекторе T2, совпадает с входным током, протекающим в коллекторе T1.

Рисунок 1. Базовое токовое зеркало.

Этот анализ предполагает, что T1 и T2 идентичны и изотермичны, и что их коэффициент усиления по току настолько велик, что базовые токи можно не принимать во внимание. Он также игнорирует раннее напряжение, которое заставляет ток коллектора изменяться с изменением напряжения коллектора.

Эти токовые зеркала могут быть изготовлены на транзисторах NPN или PNP. При формировании T2 из n транзисторов, соединенных параллельно, выходной ток будет в n раз больше входного тока, как показано на рисунке 2a.Если T1 состоит из m транзисторов и T2 n транзисторов, то выходной ток будет в n / m раз больше входного тока, как показано на рисунке 2b.

Рис. 2. (а) многоступенчатое токовое зеркало и (б) токовое зеркало с нецелым отношением.
Три коллектора T2 можно соединить, чтобы получить 3I _IN .

Если влияние раннего напряжения важно, его можно минимизировать, используя немного более сложное токовое зеркало Вильсона. Варианты с тремя и четырьмя транзисторами показаны на рисунке 3.Четырехтранзисторная версия более точна и имеет более широкий динамический диапазон.

Рисунок 3. Токовое зеркало Вильсона. T4 не является обязательным, но улучшает точность и динамический диапазон.

Когда требуется усилитель крутизны (напряжение_вход / ток_выход), его можно сделать с операционным усилителем с однополярным питанием, БЮТ или полевым транзистором (МОП-транзистор обычно является лучшим выбором, поскольку нет ошибки базового тока) и прецизионным резистором. который определяет крутизну, как показано на рисунке 4.

Рисунок 4. Трансдуктивный усилитель.V _IN — I _OUT .

Схема простая и недорогая. Напряжение на затворе MOSFET устанавливает ток в MOSFET и R1 таким образом, что V1, напряжение на R1, равно входному напряжению V _IN .

Если внутри монолитной ИС требуется токовое зеркало, идеально подходят простые транзисторные токовые зеркала. Однако при использовании дискретной схемы высокая цена согласованных транзисторов (из-за их ограниченного спроса, а не из-за каких-либо производственных трудностей) делает токовое зеркало операционного усилителя, показанное на рисунке 5, наименее дорогостоящим методом.В этом токовом зеркале используется усилитель крутизны и один дополнительный резистор.

Рисунок 5. Токовое зеркало операционного усилителя. Токовые зеркала

имеют относительно высокий, иногда нелинейный входной импеданс, поэтому они должны питаться током от источника тока с высоким импедансом (иногда известного как жесткий источник тока ). Операционный усилитель необходим, если входной ток должен иметь приемник с низким сопротивлением. На рисунке 6 показаны два зеркала с малым током Z _IN .

Рисунок 6. (a) Инвертирующее зеркало с малым током Z _IN и (b) неинвертирующее зеркало с малым током Z _IN .

У базовых токовых зеркал и источников полярности входного и выходного тока одинаковы. Обычно эмиттеры / истоки выходных транзисторов заземляются напрямую или через чувствительный резистор, и выходной ток течет от коллектора / стока к нагрузке, другой вывод которой подключен к источнику постоянного тока. Это не всегда удобно, особенно когда необходимо заземлить одну клемму нагрузки. Это не проблема, если в схеме может быть эмиттер / источник на источнике постоянного тока, как показано на рисунке 7.

Рисунок 7. Токовое зеркало для заземленной нагрузки.

Если вход тока или напряжения относится к земле, необходимо использовать сдвиг уровня. Возможны различные схемы, но система, показанная на рисунке 8, подходит для многих ситуаций. Эта простая схема использует источник тока на земле для возбуждения токового зеркала на источнике постоянного тока, которое управляет нагрузкой. Обратите внимание, что текущее зеркало может иметь усиление, поэтому ток сигнала не обязательно должен быть таким большим, как ток нагрузки.

Рис. 8. Уровневые зеркала заднего вида.

Цепи, которые мы обсуждали до сих пор, являются униполярными — ток течет в одном направлении, — но также можно создавать биполярные цепи тока. Самым простым и наиболее известным является токовый насос Хауленда, показанный на рисунке 9. Эта простая схема имеет ряд проблем: она требует очень точного согласования резисторов для получения высокого выходного сопротивления; импеданс источника входного сигнала добавляется к сопротивлению R1, поэтому он должен быть очень низким, чтобы минимизировать ошибку согласования; напряжение питания должно быть существенно выше максимального выходного напряжения; и CMRR операционного усилителя должен быть достаточно хорошим.

Рисунок 9. Токовый насос Howland. Биполярный токовый выход.

Современные высокопроизводительные инструментальные усилители (входные усилители) недороги, поэтому довольно просто сделать биполярный источник тока, используя операционный усилитель, входной усилитель и резистор для измерения тока, как показано на рисунке 10. Такие схемы проще, чем насос Howland, не зависят от сети резисторов (кроме той, которая интегрирована с входным усилителем), и могут иметь колебания напряжения с точностью до 500 мВ от каждого источника питания.

Рисунок 10.Биполярный операционный усилитель.

Схемы, которые мы рассматривали до этого момента, представляют собой усилители с прецизионными токовыми выходами. Конечно, их можно использовать с фиксированным входом в качестве точных источников тока, но можно построить более простые двухконтактные источники тока. Слаботочный источник опорного напряжения ADR291 имеет ток в режиме ожидания около 10 мкА с типичным температурным коэффициентом 20 нА / ° C. Добавив сопротивление нагрузки, как показано на рисунке 11, опорный ток в диапазоне питания от 3 до 15 В составит (2,5 / R + 0.01) мА, где R — сопротивление нагрузки в кОм.

Рисунок 11. 2-контактный источник тока.

Если точность не является проблемой, и все, что требуется, — это жесткий униполярный источник тока, источник тока может быть построен с полевым транзистором, работающим в режиме обеднения, и резистором. Эта схема, показанная на рисунке 12, не отличается особой температурной стабильностью, и для данного значения R ток может значительно варьироваться от устройства к устройству, но это просто и недорого.

Рисунок 12. Источник тока на полевом транзисторе.

Недавно мне потребовалось питание для некоторых светодиодов.Несколько друзей-инженеров подумали, что у меня возникнут проблемы с изготовлением источника переменного тока, необходимого для их регулировки яркости. Фактически, я быстро модифицировал некоторые блоки питания для ноутбуков из «черного кирпича» (купленные за гроши на распродаже автомобильных багажников), чтобы выполнять эту работу. На рисунке 13 показана простая модификация, которая подает на светодиоды постоянный ток. При малых выходных токах он нормально работает с фиксированным выходным напряжением.

Рис. 13. Импульсный блок питания «черный кирпич», модифицированный для токоограничивающего выхода.

Для создания переменного тока опорное напряжение — из черного кирпича или местное — подается на потенциометр, обозначенный P1 и P2.OPA2 и MOSFET посылают небольшой ток через R1, вызывая падение напряжения на нем. Ток нагрузки протекает через резистор считывания. Если падение напряжения на измерительном резисторе из-за тока нагрузки превышает падение на R1, выход OPA1 будет повышаться, игнорируя управление напряжением в модуле и ограничивая его выходное напряжение, чтобы предотвратить превышение выходного тока предела.

Это обсуждение основных идей об источниках тока не является подробным указанием по применению. Некоторые схемы требуют дополнительных проектных работ для ограничения (или рассеивания) тепла, обеспечения стабильности усилителя и недопущения превышения абсолютных максимальных номинальных значений, а также для расчета практических пределов производительности.Для более подробного анализа этих схем обратитесь к хорошему учебнику по электронике, на веб-сайте Analog Devices или даже в Википедии.

использованная литература

AN-1208 Примечание по применению. Программируемый двунаправленный источник тока с использованием цифрового потенциометра AD5292 и операционного усилителя ADA4091-4. Analog Devices, Inc., 2013.

Ан-1530. Высокоточные и недорогие источники тока с использованием дифференциального усилителя AD8276 и операционного усилителя AD8603.

Цепная записка CN-0151. Универсальные высокоточные программируемые источники тока с использованием ЦАП, операционных усилителей и полевых МОП-транзисторов.

Murnane, Мартин. Замечания по применению AN-968. Текущие источники: варианты и схемы. Analog Devices, Inc., 2008.

Конфигурация неинвертирующего операционного усилителя

В этой конфигурации сигнал входного напряжения (V _IN ) подается непосредственно на неинвертирующую (+) входную клемму, что означает, что выходное усиление усилителя становится «положительным» по величине в отличие от «инвертирующего» Усилитель », который мы видели в предыдущем уроке, выходное усиление которого имеет отрицательное значение.В результате выходной сигнал «синфазен» входному сигналу.

Управление с обратной связью неинвертирующего операционного усилителя достигается путем подачи небольшой части сигнала выходного напряжения обратно на инвертирующий (-) входной вывод через цепь делителя напряжения Rƒ — R2, что опять же создает отрицательную обратную связь. Эта конфигурация с замкнутым контуром создает схему неинвертирующего усилителя с очень хорошей стабильностью, очень высоким входным сопротивлением, Rin, приближающимся к бесконечности, поскольку ток не течет на положительный входной терминал (идеальные условия) и низким выходным сопротивлением, Rout, как показано ниже.

Конфигурация неинвертирующего операционного усилителя

В предыдущем руководстве по инвертирующему усилителю мы сказали, что для идеального операционного усилителя «ток не течет на входной терминал» усилителя и что «V1 всегда равно V2». Это произошло потому, что соединение входного сигнала и сигнала обратной связи (V1) имеет одинаковый потенциал.

Другими словами, соединение является суммирующей точкой «виртуальной земли». Из-за этого виртуального узла заземления резисторы Rƒ и R2 образуют простую цепь делителя потенциала на неинвертирующем усилителе, причем коэффициент усиления по напряжению схемы определяется соотношением R2 и Rƒ, как показано ниже.

Схема делителя эквивалентного потенциала

Затем, используя формулу для расчета выходного напряжения сети с делителем потенциала, мы можем вычислить коэффициент усиления по напряжению с обратной связью (A _В, ) неинвертирующего усилителя следующим образом:

Тогда коэффициент усиления по напряжению с обратной связью неинвертирующего операционного усилителя будет представлен как:

Из приведенного выше уравнения видно, что общий коэффициент усиления в замкнутом контуре неинвертирующего усилителя всегда будет больше, но никогда не меньше единицы (единицы), он является положительным по природе и определяется соотношением значений Rƒ и R2.

Если значение резистора обратной связи Rƒ равно нулю, коэффициент усиления усилителя будет точно равен единице (единице). Если резистор R2 равен нулю, коэффициент усиления будет приближаться к бесконечности, но на практике он будет ограничен дифференциальным усилением разомкнутого контура операционных усилителей (A _O ).

Мы можем легко преобразовать конфигурацию инвертирующего операционного усилителя в конфигурацию неинвертирующего усилителя, просто изменив входные соединения, как показано.

Повторитель напряжения (буфер единичного усиления)

Если мы сделаем резистор обратной связи Rƒ равным нулю (Rƒ = 0), а резистор R2 равным бесконечности (R2 = ∞), то результирующая схема будет иметь фиксированный коэффициент усиления «1» (единица), как и все выходное напряжение возвращается на инвертирующий входной терминал (отрицательная обратная связь).Эта конфигурация создаст особый тип схемы неинвертирующего усилителя, называемый повторителем напряжения , также известный как «буфер единичного усиления».

Поскольку входной сигнал подключается непосредственно к неинвертирующему входу усилителя, выходной сигнал не инвертируется, в результате чего выходное напряжение равно входному напряжению, таким образом, Vout = Vin. Это делает схему повторителя напряжения идеальной в качестве источника постоянного напряжения или регулятора напряжения из-за его свойств изоляции между входами и выходами.

Преимущество конфигурации повторителя напряжения с единичным усилением заключается в том, что его можно использовать, когда согласование импеданса или изоляция цепи более важны, чем усиление напряжения или тока, поскольку он поддерживает напряжение входного сигнала на его выходном зажиме. Кроме того, входной импеданс цепи повторителя напряжения чрезвычайно высок, обычно выше 1 МОм, поскольку он равен входному сопротивлению операционных усилителей, умноженному на его коэффициент усиления (Rin x A _O ). Выходное сопротивление операционного усилителя очень низкое, поскольку предполагается идеальное состояние операционного усилителя, поэтому на него не влияют изменения нагрузки.

Повторитель неинвертирующего напряжения

В этой конфигурации неинвертирующей схемы входное сопротивление Rin увеличилось до бесконечности, а полное сопротивление Rƒ обратной связи уменьшилось до нуля. Выход подключен напрямую к отрицательному инвертирующему входу, поэтому обратная связь составляет 100%, а Vin точно равно Vout, что дает ему фиксированное усиление, равное 1 или единице. Поскольку входное напряжение Vin подается на неинвертирующий вход, коэффициент усиления по напряжению усилителя определяется как:

Поскольку через неинвертирующую входную клемму ток не течет, входное сопротивление бесконечно (идеальные условия), поэтому нулевой ток будет проходить через контур обратной связи.Таким образом, любое значение сопротивления может быть помещено в контур обратной связи, не влияя на характеристики цепи, поскольку через нее не протекает ток, поэтому на ней отсутствует падение напряжения, что приводит к нулевым потерям мощности.

Поскольку входной импеданс чрезвычайно высок, буфер единичного усиления (повторитель напряжения) может использоваться для обеспечения большого усиления мощности, поскольку дополнительная мощность поступает от шин питания операционных усилителей и через выходы операционных усилителей на нагрузку, а не на нагрузку. прямо со входа. Однако в большинстве реальных буферных схем с единичным усилением присутствуют токи утечки и паразитные емкости, поэтому в контуре обратной связи требуется резистор низкого номинала (обычно 1 кОм), чтобы помочь уменьшить влияние этих токов утечки, обеспечивая стабильность, особенно если операционный усилитель имеет текущий тип обратной связи.

Повторитель напряжения или буфер единичного усиления — это особый и очень полезный тип схемы неинвертирующего усилителя , который обычно используется в электронике для изоляции схем друг от друга, особенно в переменных состояния высокого порядка или активных фильтрах типа Саллена-Ки. отделите одну ступень фильтра от другой. Типичными доступными ИС цифрового буфера являются четырехуровневый буфер 74LS125 с 3 состояниями или более распространенный восьмеричный буфер 74LS244.

Последняя мысль: коэффициент усиления по напряжению с обратной связью цепи повторителя напряжения равен «1» или Unity .Коэффициент усиления по напряжению разомкнутого контура операционного усилителя без обратной связи составляет Бесконечный . Затем, тщательно выбирая компоненты обратной связи, мы можем контролировать величину усиления, создаваемую неинвертирующим операционным усилителем, от единицы до бесконечности.

До сих пор мы анализировали схему инвертирующего и неинвертирующего усилителя, которая имеет только один входной сигнал, Vin. В следующем уроке об операционных усилителях мы рассмотрим влияние выходного напряжения Vout при подключении дополнительных входов к усилителю.Затем получается еще один общий тип схемы операционного усилителя, называемый суммирующим усилителем, который можно использовать для «сложения» напряжений, присутствующих на его входах.

Аналоговый генератор постоянного тока — Codrey Electronics

Недавно я завершил базовую конструкцию универсального аналогового генератора постоянного тока с использованием легко доступных электронных компонентов.Это простая схема, которую легко и дешево построить, и она очень полезна, особенно если вы хотите поэкспериментировать с галогенными лампами постоянного тока, катушками нагревателя, мощными светодиодами и т. Д. Излишне говорить, что я буду обновлять базовую конструкцию. В ближайшие дни.

Это полная схема (v1) аналогового генератора постоянного тока. Как видите, схемотехника и теория работы чрезвычайно просты и понятны.

Поскольку это автономный генератор постоянного тока / фиктивная электронная нагрузка, он адаптирован для работы с слаботочным независимым источником питания 12 В постоянного тока.«Силовая часть» этой схемы — это широко распространенный силовой полевой МОП-транзистор IRF3205 (T1), рассматриваемый как переменный резистор. Обратите внимание, что силовой полевой МОП-транзистор можно также использовать в линейном (а не переключающем) приложении, и тогда он обычно рассматривается как переменный резистор!

IRF3205 Power MOSFET Datasheet https://www.infineon.com/dgdl/irf3205pbf.pdf?fileId=5546d462533600a4015355def244190a

Следующим ключевым элементом в этой схеме является трехконтактный программируемый диод шунтирующего стабилизатора TL431A (VR1).Также имеется микросхема двойного операционного усилителя малой мощности — LM358 (IC1).

TL431A Лист данных https://www.onsemi.com/pdf/datasheet/tl431-d.pdf Лист данных
LM358 https://www.onsemi.com/pdf/datasheet/lm358-d.pdf

Принцип работы аналогового источника постоянного тока прост и не требует пояснений. Когда нагрузка постоянного тока находится под напряжением, на силовом резисторе 1 Ом (R4) создается небольшое напряжение, которое подается на инвертирующий вход (контакт 2) IC1. Это положительное напряжение инвертируется IC1, уменьшая напряжение на его выходе (вывод 1), что дополнительно снижает напряжение на R4 через T1.Это стабилизирует выходное напряжение до значения, которое кажется на его неинвертирующем входе (вывод 3). Любое изменение тока через R4 вызывает изменение напряжения на выводе 2 iC1, которое точно компенсируется отрицательной обратной связью. Результатом является постоянный ток через силовой резистор и подключенную нагрузку.

Опорное напряжение составляет около 2,5 В, и я использовал TL431A (VR1) в качестве генератора опорного напряжения, потому что это то, что у меня было под рукой. Также можно попробовать другие идеи создания постоянного опорного напряжения.Потенциометр 10K (TM1) в цепи предназначен для точной настройки источника тока, и, следовательно, 10-витковый многооборотный точный подстроечный резистор был бы лучше, чем обычный потенциометр, который я использовал. Точно так же вам не нужно использовать тот же МОП-транзистор IRF3205 — можно использовать любую заменяемую деталь, если вы знаете, что там делаете. Ниже вы можете увидеть экран быстрой проверки используемого мной IRF3205. Спасибо моему тестеру компонентов «Banggood»!

Теперь обратите внимание, что когда через R4 протекает ток 1 А, через него будет 1 В.И максимальное опорное напряжение, которое может видеть IC1, будет около 1,2 В. Как вы могли заметить, опорное напряжение 2,5 В дополнительно уменьшено цепью резисторов R2-TM1 примерно до 1,2 В.

Хотя я сделал свою быструю тестовую версию на мини-макетной плате, никогда не используйте макетную плату в качестве окончательного прототипа (одна вещь, которая может произойти между макетной платой и печатной платой, заключается в том, что на макетной плате обычно выше паразитные емкости). Теперь стоит обратить внимание на то, что эту схему довольно легко заставить колебаться, что, безусловно, нежелательно и может затруднить точную регулировку тока нагрузки.Более того, силовой резистор 1 Ом должен рассеивать довольно много энергии. Кроме того, силовой полевой МОП-транзистор должен использоваться с подходящим радиатором TO-220.

Сначала я протестировал свой прототип макета с белым светодиодом питания 12 В / 10 Вт, и подключенный осциллограф показал, что нет никаких неприятных колебаний (да, моя сборка пока стабильна). А затем я собрал всю схему на куске картона — это была временная модель, пока я не сделаю печатную плату, но на самом деле она работает хорошо.Поверьте, я тестировал его тогда на токе до 12 А, используя старый силовой резистор 0,1 Ом / 20 Вт вместо резистора по умолчанию 1 Ом / 5 Вт (см. Ниже). Как и следовало ожидать, я также поменял радиатор на более мощный. На бумаге МОП-транзистор IRF3205 может выдерживать ток 110 А, хотя мы и близко не приблизимся к пику этого холма!

Теперь о нескольких вещах, которые необходимо учесть при разработке этой конструкции. Во-первых, для схемы генератора постоянного тока следует использовать независимый / отдельный источник питания 12 В.Затем, если вы решите использовать другой операционный усилитель, выберите операционный усилитель с питанием от шины к сети, поскольку он будет лучше, чем операционный усилитель LM358, который я использовал. Кроме того, чрезвычайно важно уделять пристальное внимание номинальным характеристикам компонентов в цепи силовой электроники. Неправильный или ленивый выбор может привести к серьезным бедствиям, таким как взрывы или пожары.

Просто помните, что вы можете заменить опорное напряжение аналоговым (или широтно-импульсным) сигналом для создания усилителя мощности постоянного тока (или электронной нагрузки / фиктивной нагрузки с цифровым управлением).Это более условно и легче для понимания, поэтому сейчас я не буду вдаваться в подробности. В любом случае, в таких случаях вы можете использовать неиспользуемый второй операционный усилитель в качестве буфера с единичным усилением / повторителя напряжения, как указано ниже.

Буфер операционного усилителя, выход которого точно отражает вход, чрезвычайно полезен во многих ситуациях, поскольку помогает решить общие проблемы импеданса. Входное сопротивление буфера операционного усилителя очень высокое, а выходное сопротивление очень низкое. Таким образом, вы можете использовать буфер операционного усилителя, чтобы связать вместе подсхему, не беспокоясь о проблемах с импедансом.

Наконец, за окном вашей лаборатории есть удивительный мир. Никогда не пропустите!

Операционные усилители

— обзор

12.2 Операционный усилитель

Операционный усилитель , или ОУ , является основным строительным блоком для большого количества аналоговых схем. Одним из первых его применений было выполнение математических операций, таких как сложение и интегрирование, в аналоговых компьютерах, отсюда и название «операционный» усилитель.Хотя функции, обеспечиваемые аналоговыми компьютерами, теперь выполняются цифровыми компьютерами, операционный усилитель остается ценным, возможно, самым ценным инструментом в проектировании аналоговых схем.

В своей идеализированной форме операционный усилитель имеет те же свойства, что и идеальный усилитель, описанный выше, за исключением одного любопытного отличия: он имеет бесконечное усиление . Таким образом, идеальный операционный усилитель имеет бесконечное входное сопротивление (идеальная нагрузка), нулевое выходное сопротивление (идеальный источник) и бесконечное усиление A _v .(Символы A _v или A _VOL обычно используются для обозначения коэффициента усиления операционного усилителя.) Очевидно, что усилитель с бесконечным коэффициентом усиления имеет ограниченную ценность, поэтому операционный усилитель редко используется отдельно, но обычно используется вместе с другими элементами, которые снижают его коэффициент усиления до конечного уровня.

Отрицательная обратная связь может использоваться для ограничения усиления. Рассмотрим систему обратной связи на рисунке 12.5. Предположим, что верхний путь (т.(канал прямой связи) представляет операционный усилитель с его коэффициентом усиления A _v , а нижний путь представляет собой коэффициент усиления обратной связи, β .

Рисунок 12.5. Базовая система управления с обратной связью, используемая для иллюстрации использования обратной связи для установки конечного коэффициента усиления в системе с бесконечным усилением с прямой связью, A _V .

Коэффициент усиления всей системы можно найти из основного уравнения обратной связи, введенного и выведенного в примере 5.1. Когда мы вставляем A _V и β в уравнение обратной связи, уравнение 5.10, общий коэффициент усиления системы, G , становится:

(12,4) G = AV1 + AVβ

Теперь, если мы позволим коэффициенту прямого усиления, A _V , коэффициент усиления операционного усилителя, станет равным. до бесконечности:

(12,5) G = limAV → ∞ | AV1 + AVβ = limAV → ∞ | AVAVβ = 1β

Общее усиление, выраженное в дБ, принимает следующий вид:

(12,6) GdB = 20logG = 20log (1β) = — 20logβ

Если β <1, то усиление G > 1, а если β = 1, G = 1. β > 1 приводит к усилению < 1 и уменьшению амплитуды сигнала. Если требуется снижение коэффициента усиления, проще использовать пассивный делитель напряжения — пару последовательно соединенных резисторов с одним резистором, соединенным с землей. Таким образом, в реальных схемах операционного усилителя коэффициент обратной связи β составляет ≤1, чтобы получить коэффициент усиления ≥1. Это удачно, поскольку все, что нам нужно для получения коэффициента обратной связи <1, - это сеть делителя напряжения: один конец пары последовательно соединенных резисторов подключен к выходу, другой конец - к земле, а уменьшенный сигнал обратной связи берется с пересечение двух резисторов (рисунок 12.6). Усиление обратной связи β = 1 еще проще; просто верните весь вывод обратно на ввод.

Рисунок 12.6. Схема делителя напряжения, которая может использоваться для обратной передачи части выходного сигнала на инвертирующий или отрицательный вход операционного усилителя.

Подход, начинающийся с усилителя с бесконечным коэффициентом усиления, а затем его уменьшение до конечного уровня с добавлением обратной связи, кажется излишне запутанным. Почему бы для начала не спроектировать усилитель так, чтобы он имел конечное фиксированное усиление? Ответ резюмируется двумя словами: гибкость и стабильность .Если обратная связь используется для установки коэффициента усиления схемы операционного усилителя, то необходимо создать только один базовый усилитель: один с бесконечным (или просто очень высоким) коэффициентом усиления. Любого желаемого усиления можно достичь, настроив простую сеть обратной связи. Что еще более важно, сеть обратной связи почти всегда реализуется с использованием пассивных компонентов, резисторов, а иногда и конденсаторов. Пассивные компоненты всегда более стабильны, чем устройства на базе транзисторов; то есть они более устойчивы к колебаниям из-за изменений температуры, влажности, возраста и других факторов окружающей среды.Пассивные элементы также легче изготавливать с более жесткими допусками, чем активные элементы. Например, легко купить резисторы с погрешностью в 1%, в то время как у большинства обычных транзисторов коэффициент усиления составляет 100% или более. Наконец, возвращаясь к категории гибкости, можно использовать большое количество различных конфигураций обратной связи, что позволяет одной микросхеме операционного усилителя выполнять множество различных операций обработки сигналов. Некоторые из этих различных функций рассматриваются в Разделе 12.7 в конце этой главы.

Входы операционных усилителей

• Изучив этот раздел, вы сможете:
• Распознавать типичные формы символов схем операционного усилителя.
• Поймите необходимость использования одинарных и двойных источников питания.
• Ознакомьтесь с типичными эксплуатационными требованиями.
• • Высокое усиление и отрицательная обратная связь.
• • Дифференциальные входы.
• • Источники постоянного тока.
• • Подавление синфазного сигнала, CMRR.
• • Нулевое смещение.

Рис. 6.1.1 Обозначение цепи операционного усилителя

Обозначение цепи операционного усилителя

Обозначение схемы для операционного усилителя — это, по сути, стандартный треугольный символ для усилителя. Показаны основные соединения, такие как инвертирующий (-) и неинвертирующий входы и выход, но часто другие соединения не отображаются.Типичный символ операционного усилителя показан на рис. 6.1.1. Однако обратите внимание, что на многих принципиальных схемах не показаны соединения источника постоянного тока.

Двойные блоки питания

Операционному усилителю требуется минимум пять подключений, как показано на рис. 6.1.1, а также два входа и один выход, есть два подключения источника питания. Они могут быть помечены как + V и -V, что указывает на то, что ИС требуется как положительное, так и отрицательное питание. Они часто находятся в диапазоне от + 5В до + 15В для положительного источника питания и от -5В до -15В для отрицательного источника питания.Эта схема с двойным питанием позволяет выходному напряжению колебаться как выше, так и ниже нуля вольт, а также дает выход 0 В, когда нет разницы напряжений между двумя входами.

Операционные усилители с однополярным питанием

Однако количество операционных усилителей, использующих однополярный источник питания, с маркировкой + V и Gnd или 0V постоянно растет. Это полезное устройство для многих портативных и мобильных приложений, где двойные положительные и отрицательные источники питания недоступны, например, в автомобилях.

Усилитель постоянного тока с отрицательной обратной связью с высоким коэффициентом усиления

Операционные усилители

в основном представляют собой усилители постоянного тока с отрицательной обратной связью (NFB). Операционный усилитель имеет очень большое усиление, выходной сигнал может быть в сотни тысяч раз больше, чем входной. Однако это огромное усиление снижается за счет использования отрицательной обратной связи для создания схемы со стабильным усилением, не зависящим от характеристик полупроводника.

Операционные усилители

также всегда связаны по постоянному току, в отличие от усилителя, использующего дискретные компоненты, где можно включать компоненты переменного тока, такие как конденсаторы и катушки индуктивности, в крошечной интегральной схеме невозможно изготовить компоненты переменного тока, достаточно большие, чтобы их можно было использовать на звуковых частотах. , поэтому операционный усилитель ДОЛЖЕН быть усилителем постоянного тока.

Одним из преимуществ использования усилителей постоянного тока (с прямой связью или постоянного тока) является то, что их полоса пропускания простирается вплоть до 0 Гц, что делает их пригодными для многих приложений управления и измерения, где способность операционного усилителя генерировать выходной сигнал постоянного тока по сравнению с разницей между двумя Входные величины постоянного тока чрезвычайно важны. Однако проблема с напрямую подключенными усилителями заключается в их тенденции к дрейфу, вызывая изменение постоянного напряжения, присутствующего в цепи, особенно при изменении температуры.

Поскольку операционный усилитель имеет очень высокое усиление, требуется лишь небольшое изменение напряжения на входе, чтобы вызвать большое изменение напряжения на выходе. Из-за этого входные цепи операционного усилителя спроектированы вокруг дифференциального усилителя, также называемого усилителем с эмиттерной связью или парой с длинным хвостом, который обеспечивает два входа операционного усилителя (инвертирующий и неинвертирующий), а также имеет возможность компенсировать напряжение. дрейф.

Разностный усилитель

Рис. 6.1.2 Усилитель с эмиттерной связью

Операционный усилитель работает в основном как дифференциальный усилитель, вырабатывающий выходное напряжение, пропорциональное разности напряжений на его двух входах.Эти входы, помеченные — (инвертирующий вход) и + (неинвертирующий вход), образуют входы усилителя с эмиттерной связью, базовый пример которого показан на рис. 6.1.2, он состоит из пары согласованных транзисторов. Tr1 и Tr2, которые используют один и тот же эмиттерный резистор R _E .

Предположим, что на одном из входов (b) поддерживается фиксированное напряжение, что доказывает подходящее базовое смещение для обеспечения проводимости Tr2. Если теперь сигнал подается на вход (a), каждый раз, когда напряжение сигнала возрастает, проводимость Tr1 увеличивается, напряжение его коллектора падает, а напряжение его эмиттера (напряжение на общем R _E ) повышается.Это повышение также вызывает повышение напряжения эмиттера Tr2, и, поскольку база Tr2 фиксирована, напряжение база-эмиттер (V _BE ) Tr2 уменьшается и уменьшает ток через Tr2. Это вызывает повышение напряжения на коллекторе Tr2, в результате чего сигнал на выходе C возрастает в противофазе по сравнению с выходом на D.

При условии, что транзисторы идеально согласованы и нет других факторов, вызывающих различия между проводимостью в каждой половине цепи, рост тока из-за проводимости Tr1 компенсируется падением тока через Tr2, а напряжение по R _E менять не должно.На практике изменение составит всего несколько милливольт.

Синфазные сигналы

Если на каждый вход поданы два идентичных сигнала, можно рассмотреть две возможности:

1. Сигналы на каждом входе идентичны и находятся в противофазе друг с другом.

2. Сигналы на каждом входе идентичны и синфазны.

Состояние 1 называется дифференциальным входом, поскольку существует разница, создаваемая противофазными сигналами.В этом случае два усиленных сигнала, сформированные на двух выходах, будут усиленной разницей между двумя сигналами, но поскольку выходные сигналы находятся в противофазе друг с другом, по мере увеличения напряжения одного сигнала напряжение другого сигнала падает, и результирующий сигнал между выходами C и D будет в два раза больше амплитуды любого одиночного выхода.

Условие 2 имеет оба входных сигнала в фазе, поэтому это называется синфазным входом. Выходы C и D также находятся в фазе, одновременно повышаясь и понижаясь.Следовательно, разница между выходами C и D равна нулю. Таким образом, можно сказать, что дифференциальный усилитель усиливает дифференциальный вход, но отклоняет вход синфазного сигнала или является невосприимчивым к нему. Это идеальное подавление синфазных сигналов не совсем реализуется на практике, поскольку неизбежны небольшие различия между коэффициентами усиления между каждым из двух входов и их соответствующими выходами, даже если в интегральной схеме они изготовлены на одной и той же детали. кремния. Однако синфазные сигналы, которые заставляют эмиттерные токи Tr1 и Tr2 увеличиваться и уменьшаться в унисон, будут устанавливать изменяющееся напряжение на общем эмиттерном резисторе R _E , и, поскольку нет развязки на R _E , будет возникать отрицательная обратная связь. , вызывая уменьшение синфазного усиления усилителя.Эту обратную связь синфазного сигнала можно использовать для улучшения подавления синфазного сигнала, если используется большое значение для R _E .

Источник постоянного тока

Рис. 6.1.3 Источник постоянного тока

Вместо того, чтобы полагаться исключительно на отрицательную обратную связь, создаваемую R _E для улучшения подавления синфазных помех в интегральных схемах, большинство микросхем операционных усилителей заменяют R _E в усилителе с эмиттерной связью на источник постоянного тока, как показано на рис. 6.1. 3. Эта схема намного эффективнее предотвращает изменения тока общего эмиттера Tr1 и Tr2, которые возникают из-за синфазных сигналов.База Tr3 смещена при относительно фиксированном напряжении, в данном случае делителем потенциала, образованном R4 и тремя смещенными в прямом направлении диодами D1, D2 и D3, но могут использоваться другие устройства, обычно состоящие из некоторой комбинации диодов или стабилитронов и резисторов. использоваться.

При наличии синфазного сигнала ток коллектор-эмиттер через Tr3 будет пытаться измениться; любое увеличение этого тока приведет к увеличению напряжения на R3, а любое уменьшение — к его уменьшению. Однако, поскольку базовое напряжение Tr3 поддерживается на постоянном уровне, увеличение тока коллектор-эмиттер увеличивает напряжение эмиттера и, следовательно, снижает V _BE .Это уменьшит проводимость Tr3 и уменьшит ток коллектор-эмиттер до исходного значения. Уменьшение тока коллектор-эмиттер Tr3 аналогичным образом увеличило бы V _BE и увеличило бы проводимость Tr3 до тех пор, пока ток снова не вернется в норму. Включение источника постоянного тока в цепь эмиттера дифференциального усилителя делает подавление синфазных сигналов очень эффективным.

Обратите внимание, что в схеме, показанной на рис. 6.1.3, только один выход коллектора Tr2 используется для создания одного усиленного напряжения, которое пропорционально разнице между входами a и b и почти полностью не зависит от изменений, общих для и б.Существуют операционные усилители, использующие два выхода, но операционных усилителей с одним выходом гораздо больше.

Коэффициент подавления синфазного сигнала (CMRR)

В идеале выход операционного усилителя реагирует только на дифференциальные сигналы, но на практике, даже когда входы имеют точно такой же потенциал, а выход должен иметь нулевое напряжение, будет присутствовать небольшой выходной потенциал. Это вызвано неизбежными небольшими различиями в усилении между инвертирующим и неинвертирующим входами. Таким образом, операционный усилитель имеет некоторое усиление по отношению к синфазным сигналам, что указывается параметром Common Mode Voltage Gain (A _VCM ), а соотношение между этим и дифференциальным усилением напряжения (A _VD ) указывается в основной операции. параметры усилителя по коэффициенту подавления синфазного сигнала CMRR.Поскольку это отношение обычно является очень большим числом, оно часто указывается в децибелах.

Причина, по которой CMRR является важным параметром, заключается в том, что при использовании операционного усилителя, как это часто бывает, в схемах, включающих измерения, будет присутствовать некоторая ошибка, например, при измерении разницы между двумя очень небольшими напряжениями, эта ошибка составляет усиливается вместе с истинным дифференциальным напряжением, что делает любые измерения неточными.

В некоторых режимах работы синфазные сигналы не генерируются, например, когда операционный усилитель используется в качестве инвертирующего усилителя, а неинвертирующий вход заземлен.Тогда входные данные одинаковы только тогда, когда они оба равны нулю.

Смещение нуля

Рис. 6.1.4 Регулировка нуля смещения

Если необходимо избежать синфазных сигналов, усиление на каждом из входов должно соответствовать как можно точнее. Чтобы производить операционные усилители с минимальным усилением синфазного сигнала, производители используют различные методы, такие как изготовление дополнительных резисторов для управления усилением на каждом входе в микросхеме, которые затем могут быть удалены по мере необходимости путем выборочного сгорания предохранителей для удаления отдельных резисторов из того или иного канала. чтобы сбалансировать входное усиление.Другой, более точный метод с крошечными резисторами, встроенными в кремниевый чип, заключается в использовании лазеров для обрезки ширины резисторов для изменения их сопротивления в процессе производства и тестирования.

Хотя современные операционные усилители могут иметь очень низкие напряжения смещения, многие операционные усилители имеют два дополнительных вывода для дополнительного обнуления внешнего смещения. Типичное расположение нулевого смещения показано на рис. 6.1.4. Потенциометр подключен между двумя нулевыми выводами смещения, а стеклоочиститель потенциометра подключен к отрицательному источнику питания.Входы подключены к земле, а при включенном питании и работе ИС при температуре окружающей среды потенциометр настраивается так, чтобы выходное напряжение было равно 0 В. Обратите внимание на то, что потенциометр нуля смещения, хотя и присутствует в реальной схеме, довольно часто не включается в принципиальную схему, поскольку после регулировки во время изготовления он не считается играющим какую-либо дальнейшую роль в основной работе схемы.

Из-за таких малых напряжений регулировка может быть весьма чувствительной, и при необходимости потенциометр 10 кОм может быть заменен на 1 кОм с резисторами 4 К7, установленными между каждым концом дорожки потенциометра и нулевыми выводами смещения ИС.

Начало страницы

Обеспечение стабильности ОУ с помощью графика Боде

В 1930-х годах Хендрик Уэйд Боде разработал интуитивно понятный подход к усилению / фазе, единственной целью которого была стабильность схемы. Это стало тем, что сейчас называется графиком Боде, интуитивно понятным графическим отображением коэффициента усиления, фазы и системы обратной связи схемы или усилителя по частоте.

Учитывая его полезность и важность, давайте потратим некоторое время на то, чтобы применить метод анализа стабильности Боде, чтобы посмотреть на усилитель без обратной связи и величину коэффициента обратной связи цепи в децибелах (дБ) и фазовую характеристику (в градусах).В этом блоге будут рассмотрены эти концепции и предложено, как избежать создания схемы «трели», когда вашей основной целью является стабильность частоты.

Чтобы попрактиковаться в этой технике, вы можете загрузить версию графика Боде для печати из ресурсов онлайн-справочника Digi-Key Innovation Handbook.

Однополюсная диаграмма Боде

Конфигурация однополюсной схемы позволяет сигналам DC V _IN напрямую поступать на V _OUT , в то время как на более высоких входных частотах V _OUT равняется нулю децибел (дБ).Построение сюжета Боде простое. Единицы измерения по оси Y представляют собой логарифмическую частоту, а по линейной оси X — коэффициент усиления в децибелах или фазу в градусах. Существует значительное количество формул, которые вы можете применять при разработке графика Боде, но давайте перейдем к подходу быстрого решения.

Простота графика Боде заключается в том, что для рисования графиков требуется только инструмент с прямым краем и знание нескольких правил (рис. 1).

Рис. 1. Однополюсный график Боде, иллюстрирующий величину и фазовый сдвиг, использует прямые линии для иллюстрации частотной и фазовой характеристики схемы.(Источник изображения: Бонни Бейкер)

Два графика на рисунке 1 представляют зависимость частоты от коэффициента усиления и фазы для пары однополюсный резистор / конденсатор. Диапазон частот по оси абсцисс на верхнем и нижнем графике составляет от 1 Гц (Гц) до 10 мегагерц (МГц). Диапазон оси Y верхнего графика составляет от 0 децибел (дБ) до 100 дБ, при значении сигнала 1 Гц, равном 100 дБ. Это значение соответствует коэффициенту усиления 100 000 x V _IN . Синяя кривая — это характеристика усиления с однополюсным датчиком при f _P или 100 Гц, где R равно 159 кОм (кОм), а C равно 10 нанофарад (нФ).

Когда частота превышает полюсную частоту (f _P ), синяя кривая падает на -20 дБ / декаду или -6 дБ / октаву. Эта скорость затухания — первое практическое правило графика Боде, которое следует запомнить: каждый полюс в цепи падает со скоростью -20 дБ / декаду, начиная с полюсной частоты. Таким образом, если два полюса ослабляют V _OUT в одном и том же частотном диапазоне, коэффициент ослабления составляет -40 дБ / декаду.

На нижнем графике Рисунка 1 показана фаза этой однополюсной цепи.При 1 Гц фаза сети R / C составляет 0 градусов (°). За десять лет до f _P , или в данном случае 10 Гц, однополюсная фаза начинает падать со скоростью -45 ° / декаду по направлению к целевому значению -90 °.

К фазовой характеристике полюса применяется несколько правил. Второе практическое правило графика Боде для цепи полюсов состоит в том, что фаза равна -45 ° при f _P . Третье и четвертое правила построения графика Боде описывают фазовую точку затухания и завершения. Однополюсная фаза начинает падать за одну декаду до полюсной частоты (f _P ) и, наконец, устанавливается через одну декаду после f _P на -90 °.

График Боде с одним нулем

График Боде с единичным нулем отражает противоположные правила однополюсного графика Боде. Позиции переключаются с одинаковыми значениями для R и C для предотвращения напряжения постоянного тока V _IN , позволяя при этом более высокой частоте проходить через конденсатор (Рисунок 2).

Рисунок 2: График Боде с одним нулем, иллюстрирующий величину и фазовый сдвиг. (Источник изображения: Бонни Бейкер)

По мере увеличения частоты за пределы f _Z синяя кривая поднимается на +20 дБ / декаду.Нижний график на Рисунке 2 представляет фазу этой цепи с одним нулем. За десять лет до f _Z фаза с одним нулем начинает нарастать со скоростью + 45 ° / декаду по направлению к целевому значению + 90 °. Фаза нулевого контура равна + 45 ° при f _Z .

Суммируя значения на Рисунке 1, положение полюса — f _P , а величина усиления после f _P имеет наклон -20 дБ / декаду. Фаза имеет наклон -45 ° / декаду через f _P , а фаза начинает свое затухание с 0.1x f _P и оседает до -90 ° при 10 x f _P . Обобщая значения на Рисунке 2, нулевое положение — это f _Z , а величина усиления после f _Z имеет наклон +20 дБ / декаду. Фаза имеет наклон + 45 ° / декаду через f _Z , и фаза начинает свое затухание при 0,1 x f _Z и стабилизируется до -90 ° при 10 x f _Z .

Усилитель разомкнутого типа, диаграмма Боде

Частотный режим стандартного операционного усилителя (операционного усилителя) может иметь несколько полюсов и нулей в передаточной функции от субгерцовой частоты до частоты отсечки ноль дБ.В сюжете усилителя Боде нет никакой магии; просто следуйте правилам (рисунок 3).

Рисунок 3: Возможный график Боде операционного усилителя, иллюстрирующий величину и фазовый сдвиг. (Источник изображения: Бонни Бейкер)

На рисунке 3 показан пример операционного усилителя с двумя полюсами (f ₁ и f ₂ ) в передаточной функции. С двумя полюсами усиление каждый раз падает -20 дБ / декаду, а фаза в целом падает до -180 градусов.

На этом этапе у нас есть хорошее начало для построения графиков Боде, но давайте перейдем к реальному миру, где есть система обратной связи.

Стабильность системы усилителя с обратной связью

Вы всегда найдете сеть обратной связи, если потратите время на изучение схем операционного усилителя. Классическая схема обратной связи операционного усилителя имеет элемент прямого усиления (A _OL (jω)) и элемент обратной связи (β (jω)).

Рисунок 4: Классическая схема обратной связи операционного усилителя с элементом прямой связи (AOL (jω)) и элементом обратной связи (β (jω)). (Источник изображения: Бонни Бейкер)

На рисунке 4 коэффициент усиления разомкнутого контура операционного усилителя (A _OL ) сравнительно велик, а коэффициент обратной связи относительно мал.Эта конфигурация отправляет выходной сигнал обратно на инвертирующий терминал, создавая состояние отрицательной обратной связи, где эта обратная связь приводит выход под контроль. Мы будем использовать обратную величину β или 1 / β для определения стабильности схемы операционного усилителя.

Самый простой способ рассчитать 1 / β — это поместить источник с названием V _STABILITY на неинвертирующий вход операционного усилителя. Эта стратегия расчета предоставит отличный способ определения стабильности схемы (рис. 5).

Рисунок 5: Схема неинвертирующего операционного усилителя a.) и инвертирующая схема операционного усилителя b.) оба имеют фиктивный источник напряжения V _STABILITY на их неинвертирующем входе, чтобы обеспечить точный расчет коэффициента 1 / β схемы или усиления шума. (Источник изображения: Бонни Бейкер)

Если вы изучите схемы на Рисунке 5, вы заметите, что цепи обратной связи от неинвертирующего терминала к выходу такие же. Расположение источника напряжения V _STABILITY позволяет точно рассчитать коэффициент 1 / β схемы или коэффициент усиления шума.

Для анализа стабильности 1 / β используется V _STABILTIY . Если предположить, что коэффициент усиления разомкнутого контура операционного усилителя бесконечен, передаточная функция обеих схем будет равна:

Уравнение 1

Уравнение 2

Уравнение 3

Когда частотная составляющая jω в уравнении 3 равна нулю:

Уравнение 4

Когда jω приближается к бесконечности в уравнении 3:

Уравнение 5

Частоты для нуля 1 / β (f _Z ) и полюса (f _P ):

Уравнение 6

Уравнение 7

Графики Боде для кривых анализа устойчивости 1 / β, соответствующих правилам, установленным выше, показаны на рисунке 6.

Рисунок 6: Частотные характеристики 1 / β для рисунков 5 a.) И b.) Идентичны. Ноль возникает на более низкой частоте, а полюс — на более высокой частоте. (Источник изображения: Бонни Бейкер)

На рисунке 6 показаны частотная и фазовая характеристика 1 / β схемы операционного усилителя или коэффициент усиления шума. Этот рисунок суммирует уравнения с 4 по 7 в графической форме. Уравнения 4 и 5 определяют усиление по постоянному току и усиление ¥ включительно. Уравнения 6 и 7 определяют ноль и полюс цепи включительно.Информация на рисунках 3 и 6 обеспечивает первый шаг в установлении стабильности схемы операционного усилителя путем определения передаточной функции системы и расположения полюсов и нулей. Последний шаг — совместить рисунки 3 и 6 в один график.

Определение устойчивости системы

Пересечение или скорость замыкания разомкнутого контура и усиление замкнутого контура определяет фазовый сдвиг контура. Как правило, частота замыкания менее или равная 30 дБ указывает на стабильную цепь.Скорость замыкания более 30 дБ приближается к нестабильному состоянию цепи (рисунок 7).

Рис. 7. Наложение коэффициента усиления AOL и фазовой характеристики операционного усилителя с коэффициентом усиления 1 / β и фазовой характеристикой. (Источник изображения: Бонни Бейкер)

На рисунке 7 скорость замыкания между кривыми усиления A _OL и 1 / β равна 40 дБ. Степень замыкания 40 дБ указывает на фазовый сдвиг более 135 °, что указывает на нестабильную цепь. В этой конфигурации скорость закрытия 180 ° создает колебательный контур.

Есть много решений указанной выше проблемы. Значения сопротивления или емкости можно изменять, перемещая полюсную и нулевую частоты. Другой альтернативой является выбор другого операционного усилителя (рисунок 8).

Рисунок 8: Использование операционного усилителя с полосой пропускания выше, чем у операционного усилителя на рисунке 7, без изменения нулевой и полюсной частот. (Источник изображения: Бонни Бейкер)

На рисунке 8 полоса пропускания операционного усилителя примерно на два десятилетия выше без изменения сети 1 / β.Зеленые пунктирные линии отражают фактические расчеты и обеспечивают более реалистичный график Боде. Увеличение полосы пропускания усилителя изменяет скорость закрытия с 40 дБ до 20 дБ. Результирующий фазовый сдвиг теперь составляет ~ 105 °, что указывает на стабильную схему.

Зеленые пунктирные линии на рис. 8 выходят за рамки построения графика Боде с помощью линейки и карандаша, включая реальный отклик.

Измерительная цепь усиления и фазы

Для измерения коэффициента усиления и фазы схемы усилителя требуется функциональный генератор, обеспечивающий входной сигнал, а также анализатор цепей (рисунок 9).Представлен аналоговый ВЧ-генератор частотной развертки Tabor Electronics LS3081B 3 ГГц.

Рисунок 9: Схема измерения коэффициента усиления и фазы для схемы инвертирующего усилителя на Рисунке 5b.). (Источник изображения: Бонни Бейкер)

На рисунке 9 подача входного сигнала функционального генератора происходит от порта 1 до узла V _STABILITY . Сигнал распространяется через схему усилителя на выход схемы (V _OUT ), где анализатор цепей улавливает сигнал на порте 2 и сравнивает его с сигналом порта 1 функционального генератора.

Заключение

Когда дело доходит до разработки схем стабильных операционных усилителей, диаграмма Боде — чрезвычайно полезный инструмент, который можно добавить в ваш комплект. Сила, стоящая за графиком Боде, становится очевидной, когда вы начинаете смотреть на многополюсные и много-нулевые схемы, где скорость замыкания между усилением разомкнутого контура усилителя и цепью обратной связи быстро определяет стабильность вашей схемы.

Хотя этот блог может помочь освоить использование графика Боде, демонстрируя простое использование линейки на миллиметровой бумаге для оценки коэффициента усиления в зависимости от фазы полюса первого порядка и нулевой цепи, лучший способ научиться — это практиковаться.Опять же, вы можете начать с загрузки печатной версии графика Боде из ресурсов онлайн-справочника Digi-Key Innovation Handbook.

Об авторе

Бонни Бейкер — опытный специалист по аналоговым, смешанным и сигнальным цепям, а также инженер-электронщик. Бейкер опубликовал и является автором сотен технических статей, колонок EDN и описаний продуктов в отраслевых публикациях. Во время написания «Дюжины пекаря: настоящие аналоговые решения для цифровых дизайнеров» и соавтора нескольких других книг она работала дизайнером, моделированием и инженером по стратегическому маркетингу в Burr-Brown, Microchip Technology, Texas Instruments и Maxim Integrated.Бейкер имеет степень магистра электротехники в Университете Аризоны, Тусон, и степень бакалавра музыкального образования в Университете Северной Аризоны (Флагстафф, Аризона). Она спланировала, написала и представила онлайн-курсы по различным инженерным темам, включая АЦП, ЦАП, операционные усилители, инструментальные усилители, моделирование SPICE и IBIS.

lm324 gain Имеет несколько различных применений e. Но у меня вопрос в том, как найти коэффициент усиления для инструментального усилителя? так как у меня Vin1 = 0.• Он имеет полосу пропускания до 1. В верхнем конце звукового спектра усиление будет 1. com / roelvandepaar С благодарностью и хвалой Богу, операционный усилитель LM324 начнет насыщаться при V CC — 1. Это указано 01.11.2012 · LM324 — имеет внутреннюю частотную компенсацию для единичного усиления, большое усиление по постоянному току, широкую полосу пропускания, широкий диапазон питания, очень низкий расход потребляемого тока, низкий входной ток смещения, низкое входное напряжение смещения, большие колебания выходного напряжения и диапазон дифференциального входного напряжения равен напряжению источника питания. Неправильно задокументированная полоса пропускания с единичным усилением TI LM324? Полезно? Пожалуйста, поддержите меня на Patreon: https: // www.Если вам нужен высокий коэффициент усиления с лучшей полосой пропускания, я бы рекомендовал использовать два каскада, каждый с коэффициентом усиления 100. где R1 = R2 = R4 = R5 = R6 = R7 = R = 10K & R3 = 1K. Он питается от одного источника питания 12 В. Они имеют значительное усиление по напряжению примерно 100 дБ. LM324 от TI — это Quad, 30-В, 1. Если вы не можете найти электронную почту, проверьте свой Junk / S 7/7/2018 · Я использую LM324 для генератора треугольных волн 10 кГц, схема, которую я разработал, приведена ниже. Эти четыре OP-AMP могут работать от одного источника напряжения. Генератор низкочастотных сигналов, разработанный с использованием его в качестве основного устройства, имеет преимущества простой схемы, стабильной формы волны, экономичности и практичности, а также простоты использования.Его широкий диапазон питания от 3 В до 36 В (одиночный) или ± 1. Инструментальный усилитель — это дифференциальный усилитель, оптимизированный для высокого входного импеданса и высокого CMRR. Операционный усилитель LM324. Они работают от одного источника питания в широком диапазоне напряжений. Задать вопрос задан 3 года назад. 5V и Vin2 = 0. Резистор 22.08.2013 · LM324 Tamb = 25 ° C LM124 2 5 LM224 Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax LM324 2 7 LM124 7 LM224 LM324 9 Iio Входной ток смещения Tamb = 25 ° C 2 20 нА Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax 40 Iib Входной ток смещения (2) Tamb = 25 ° C 20100 Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax 200 Avd Усиление большого напряжения сигнала, VCC + = 15 В, RL = 2 кОм, Vo = 1.24/4/2020 · LM324 — маломощный операционный усилитель с четырьмя независимыми операционными усилителями с высоким коэффициентом усиления и частотной компенсацией. Выпускается в 14-выводном DIP корпусе, 14 SOP и других корпусах. 14 для каждой ступени (что дает около 70 кГц для LM324). Это обычные схемы усилителя, преобразователь-усилитель, блоки усиления постоянного тока и т. Д. Конфигурация выводов LM324 приведена ниже с полным 11.01.2012 · LM324 — имеет внутреннюю частотную компенсацию для единичного усиления, большое усиление постоянного напряжения, широкую полосу пропускания, широкую полосу пропускания. диапазон питания, очень низкий ток потребления, низкий входной ток смещения, низкое входное напряжение смещения, большой размах выходного напряжения и диапазон дифференциального входного напряжения, равный напряжению источника питания 11/8/2017 · Опубликованный здесь проект — усилитель-распределитель звука Схема с использованием LM324 показана на рисунке 1, который представляет собой недорогой малошумящий усилитель, разработанный с использованием одного из самых популярных операционных усилителей LM324.Он предназначен для работы от одного источника питания в широком диапазоне напряжений от 3 до 32 В. №2. Мы отправили ссылку для подтверждения, чтобы завершить регистрацию. Произведение коэффициента усиления на полосу пропускания LM324 составляет 1 МГц. Конечно, он будет работать (при условии, что у вас настроены правильные блоки питания), но с таким высоким коэффициентом усиления у вас будет очень небольшая полоса пропускания. Если вход, умноженный на усиление, превышает это значение, операционный усилитель насыщается и дает неправильный выходной сигнал. Он может выводить синусоидальные, прямоугольные и треугольные сигналы, обычно используемые в экспериментальных испытаниях.Для источника с высоким импедансом: OPAMPS с входным каскадом на полевых транзисторах лучше (более низкий ток шума). Операционный усилитель LM324 начнет насыщаться при V CC — 1. Принципиальная схема детектора сотового телефона на базе микросхемы LM324. Схема усилителя распределения звука представляет собой комбинацию входного транзисторного усилителя с низким уровнем шума и операционного усилителя для обеспечения хороших характеристик. Серия LM2902, LM124, LM224, LM324 состоит из четырех независимых операционных усилителей с высоким коэффициентом усиления и внутренней частотной компенсацией, которые: Серия LM324 состоит из четырех двухкаскадных операционных усилителей с внутренней компенсацией.Одна единственная ИС обеспечивает функции четырех ИС LM 741. 8 миллиампер. 0 кОм, VCC = 15 В, для большого колебания ВО 25100 — 25100 — TA = бедро к низу (примечание 4) 15 — — 15 — — Разделение каналов 10 кГц ≤ f ≤ 20 кГц, CS с привязкой к входу — -120 — — −120 — дБ Подавление синфазного сигнала, RS ≤ 10 k CMR 65 70 — 50 70 — дБ Операционный усилитель LM324 начнет насыщаться при V CC — 1. Вы успешно зарегистрированы. 37. Серия LM124-N состоит из четырех независимых операционных усилителей с высоким коэффициентом усиления и внутренней частотной компенсацией, предназначенных для работы от одного источника питания в широком диапазоне напряжений.Работа от раздельных источников также возможна, если разница между двумя источниками составляет от 3 В до 32 В Усиление напряжения разомкнутого контура большого сигнала AVOL В / мВ RL = 2. С точки зрения стоимости компонентов это LM324, который можно увидеть ниже на рисунке. 4, иллюстрирующий расположение четырех операционных усилителей внутри микросхемы. Выходное напряжение во много раз превышает разность напряжений между входными клеммами операционного усилителя. Вы можете работать со схемой lm324 как минимум с 0. Применение LM324 имеет множество схемных приложений.Цепь диодного цифрового термометра, полученная Эмом. Я хочу перевести резистивный датчик температуры Pt100 в диапазон 0–10 В для считывания ПЛК. Если вы не можете найти письмо, проверьте свой Junk / S 21/11/2012 · LM2902, LM124, LM224, LM324 Datasheet P. 51V и измените выходной сигнал LM324-SR от 3Peak — маломощный операционный усилитель на 36 В с четыре независимых канала, высокий коэффициент усиления, выходной сигнал с размахом шины и внутренняя частотная компенсация. грамм. Диапазон рабочих температур составляет от 0 ° C до 70 ° C при температуре окружающей среды, тогда как максимальная температура перехода может достигать 150 ° C.Активна 3 года назад. Схема расположения выводов LM324, LM339, LM393, LM386, LM358 Электроника, ИС Схема расположения выводов LM 324 Здесь вы можете увидеть внутреннюю структуру и схему выводов IC LM324. Здесь вы можете увидеть детали выводов, № вывода. Мы можем использовать его во многих проектах. Входное напряжение смещения по умолчанию очень низкое и составляет 2 мВ. Он состоит из четырех блоков усилителей. Это делает его популярным операционным усилителем общего назначения, который используется во многих проектах, поскольку отрицательный источник питания не требуется, как для большинства операционных усилителей.Одинарные операционные усилители TL071, двойные TL072 и четырехъядерные TL074 созданы для звука с низким уровнем шума, чрезвычайно низким уровнем искажений и имеют полную выходную мощность до 100 кГц. Указано на 1/3/2020. · Отрицательное напряжение источника питания также входит в диапазон выходного напряжения. 8 входов) и 4 выхода. Информация о параметрах, заказе и качестве. 21/6/2017 · LM-324 может работать при минимальном напряжении до 3 В и на высоких уровнях напряжения до 32 В. 2 МГц, что означает, что мы можем получить усиление 10 при 120 кГц или 100 при 12 кГц.Мариан — 21.11.2012. Я рассчитал усиление с помощью простого операционного усилителя. Эти устройства состоят из четырех независимых операционных усилителей с частотной компенсацией и высоким коэффициентом усиления, специально разработанных для работы от одного источника питания в широком диапазоне напряжений. 29.07.2019 · LM324 используется как компаратор и как операционный усилитель; LM324 — электронный усилитель напряжения с высоким коэффициентом усиления; Пожалуйста, перейдите по этой ссылке, чтобы узнать о Comparator MCQ. 5 В • Потребляемая мощность, подходящая для работы от батареи Описание LM324 / LM324A, LM2902 / LM2902A состоит из четырех независимых, с высоким коэффициентом усиления, с внутренней частотной компенсацией. Серия LM324 сделана с использованием четырех двухкаскадных операционных усилителей с внутренней компенсацией.Потребляемый ток потребления почти не зависит от напряжения питания в LM324. Достаточно ли такой конструкции или нужен высокоскоростной каток? . Максимальный коэффициент усиления этого усилителя будет зависеть от входа. • Он может работать от +/- 1. в соответствии с расчетным усилением с TF: усиление = 1 + (2R / R1) = 21 в ранее загруженной схеме. Диапазон дифференциального входного напряжения может быть равен диапазону напряжения источника питания. 01.01.2020 · Основные характеристики. Если вы не можете найти письмо, проверьте свой Junk / S 4/11/2009 · 5 455.Вы можете использовать один или два операционных усилителя из четырех или 21/11/2012 · LM2902, LM124, LM224, LM324 Datasheet P. IC содержит четыре операционных усилителя с высоким коэффициентом усиления, которые независимы друг от друга. Операционный усилитель LM324 начнет насыщаться при VCC — 1. Но в этой схеме используются только одиночные операционные усилители из четырех операционных усилителей. Теперь я использую четверной операционный усилитель LM324 в качестве усилителя с единичным усилением, используя эту схему и эту ссылку на странице 9 ( но не используя RL и CL). Ic LM324 не содержит свинца (Pb), галогенов и соответствует требованиям RoHS.03.05.2018 · LM324 состоит из четырех независимых операционных усилителей с высоким коэффициентом усиления и внутренней частотной компенсацией, разработанных специально для работы от одного источника питания в широком диапазоне напряжений. Превосходные операционные усилители LM324 имеют низкое потребление тока. Если вы не можете найти электронное письмо, проверьте свой Junk / S 24/10/2011 · Привет всем, я работаю над проектом, и мне посоветовали использовать LM324 IC для разработки инструментального усилителя. Это наиболее часто используемый усилитель из-за его низкой стоимости.Входной сигнал V + схемы равен 1. Они имеют выходной ток 8 миллиампер. Изучить схемы LM324 рекомендую. Чтобы знать, как построить эту схему, вы должны знать распиновку LM324, чтобы правильно соединить контакты. Первый каскад выполняет не только функцию усиления первого каскада, но также LM124 / LM224 / LM324 LM2902 LM124A / LM224A / LM324A Напряжение питания, В + 32В 26В Дифференциальное входное напряжение 32В 26В Входное напряжение -0. Ниже приведены особенности этого операционного усилителя LM324: • Как показано, это четырехкратный операционный усилитель.ПРИБОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА С РЕГУЛИРУЕМЫМ УСИЛЕНИЕМ С ВЫСОКИМ ВХОДОМ Z 1/4 LM124 1/4 LM124 IB 2N 929 0. Первый каскад выполняет не только функцию усиления первого каскада, но также LM324 представляет собой четырехканальный операционный усилитель, состоящий из четырех усилителей с высоким коэффициентом усиления. Схема диодного цифрового термометра, полученная Em LM324 / LM324A: 3 В ~ 32 В (или ± 1. Операционный усилитель LM324 начнет насыщаться при V CC — 1,42 вместо 1,5 ~ 16 В) LM2902 / LM2902A: 3 В ~ 26 В ( или ± 1,3 МГц 21 мая 2010 г. Также возможна работа от блоков с раздельным питанием, при этом потребление тока источника с низким энергопотреблением не зависит от величины напряжения блока питания.• Это 14-контактная ИС с 4 дифференциальными парами (i. • Большое усиление напряжения 100 дБ. Если вы не можете найти электронное письмо, проверьте свой операционный усилитель Junk / S LM324. Для варианта 2 он имеет лучшую производительность с точки зрения диапазона входного сигнала (то есть максимального и минимального входных Vs), коэффициента усиления схемы и коэффициента подавления синфазного сигнала. 2M / 20K или 60. 0 k, VCC = 15 V, для Large VO Swing 25 100 — 25 100 — TA = бедро к низу (Примечание 4) 15 — — 15 — — Разделение каналов 10 кГц ≤ f ≤ 20 кГц, CS с опорным входом — −120 — — −120 — Подавление синфазного сигнала в дБ, RS ≤ 10 k CMR 65 70 — 50 70 — дБ LM324 состоит из четырех независимых операционных усилителей с частотной компенсацией и высоким коэффициентом усиления, предназначенных для работы от одного или двух источников питания в широком диапазоне напряжений.LM324 состоит из четырех независимых операционных усилителей с высоким коэффициентом усиления и внутренней частотной компенсацией, которые были разработаны специально для работы от одного источника питания в широком диапазоне напряжений. 5 В. Входной ток от 3 В до + 26 В (VIN <−0. Одним из основных преимуществ LM-324 является то, что диапазон входного синфазного сигнала включает отрицательное напряжение, что устраняет необходимость внешнего смещения. 3 В) (Примечание 6) 50 мА 50 Рассеиваемая мощность в мА (Примечание 4) Литой DIP 1130 мВт 1130 мВт Полость DIP 1260 мВт 1260 мВт Малый габаритный корпус 800 мВт 800 мВт Выходное короткое замыкание на землю (один усилитель) (Примечание 5) V + ≤ 15 В и TA Операционный усилитель LM324 будет начинают насыщаться при V CC - 1.Ниже представлено 5/11/2021. • LM324 - маломощный операционный усилитель с четырьмя независимыми операционными усилителями с высоким коэффициентом усиления и частотной компенсацией. Ниже 20/2/2021 · LM324 - четырехканальный операционный усилитель, который относится к большой категории. 29.07.2019 · Преимущества компаратора LM324 LM324 используется как компаратор и операционный усилитель. LM324 - электронный усилитель напряжения с высоким коэффициентом усиления. 21.06.2017 · LM324 - операционный усилитель, состоящий из четырех каналов. От 5 В до +/- 15 В для двойного питания. Вы можете использовать один или два операционных усилителя из четырех или LM324 для увеличения в 10 000 раз? Пожалуйста, поддержите меня на Patreon: https: // www.5 В ~ 13 В) • Диапазон входного синфазного напряжения включает землю • Большое колебание выходного напряжения: от 0 В до VCC -1. Техническое описание микросхемы LM324 можно найти по следующей ссылке: LM324 Datasheet. com / roelvandepaarС благодарностью и хвалой Богу, и с благодарностью многим 21/2/2018 · LM324 - это микросхема с четырьмя операционными усилителями, интегрированная с четырьмя операционными усилителями, питаемыми от общего источника питания. LM324 доступен в зеленом корпусе SOIC-14. Отрицательное напряжение источника питания также входит в диапазон выходного напряжения. Добро пожаловать в ManualMachine.Это дает ему место в каждом операционном усилителе LM324, который начнет насыщаться при V CC - 1. Это число обычно указывается как GBP или произведение коэффициента усиления, потому что коэффициент усиления, умноженный на частоту, не может превышать это число. От 3В до + 32В -0. 001 мкФ IB 3R 3 МОм IB Компенсация входного тока eo IB e I 1/4 LM124 Zo ZI C 1 мкФ 2IB R 1 МОм 2IB * Поликарбонат или полиэтилен * ДЕТЕКТОР ПИКОВ НИЗКОГО ДРЕЙФА 13/9/2006 · Частотная характеристика отдельного операционного усилителя LM324 или LM358 составляет чуть меньше 1 кГц при таком высоком усилении.