Обозначение цепей питания в иностранных материалах

РадиоКот >Статьи >

Обозначение цепей питания в иностранных материалах

Каждый человек увлекающийся электроникой сталкивается с материалами иностранного происхождения. И будь то схема электронного устройства или спецификация на чип, там могут встречаться множество различных обозначений цепей питания, которые вполне могут ввести в замешательство начинающего или незнакомого с этой темой радиолюбителя. В интернете достаточно информации чтобы внести ясность в этот вопрос. Далее кратко изложено то что было найдено о происхождении обозначений и их применении.

 

V_CC, V_EE, V_DD, V_SS — откуда такие обозначения? Обозначения цепей питания проистекают из области анализа схем на транзисторах, где, обычно, рассматривается схема с транзистором и резисторами подключенными к нему. Напряжение (относительно земли) на коллекторе (collector), эмиттере (emitter) и базе (base) обозначают V

C, V_E и V_B. Резисторы подключенные к выводам транзистора обозначим R_C, R_E и R_B. Напряжение на дальних (от транзистора) выводах резисторов часто обозначают V_CC, V_EE и V_BB. На практике, например для NPN транзистора включенного по схеме с общим эмиттером, V_CC соответствуют плюсу, а V_EE минусу источника питания. Соответственно для PNP транзисторов будет наоборот.

Аналогичные рассуждения для полевых транзисторов N-типа и схемы с общим истоком дают объяснение обозначений V_DD и V_SS (D — drain, сток; S — source, исток): V

DD — плюс, V_{SS —} минус.

Обозначения напряжений на выводах вакуумных ламп могут быть следующие: V_P (plate, anode), V_K (cathode, именно K, не C), V_G (grid, сетка).

 

Как написано выше, Vcc и Vee используются для схем на биполярных транзисторах (V_CC — плюс, V_EE — минус), а Vdd и Vss для схем на полевых транзисторах (V_DD — плюс, V_{SS —} минус). Такое обозначение не совсем корректно, так как микросхемы состоят из комплементарных пар транзисторов. Например, у КМОП микросхем, плюс подключен к P-FET истокам, а минус к N-FET

истокам. Тем не менее, это традиционное устоявшее обозначение для цепей питания независимо от типа проводимости используемых транзисторов.

Для схем с двух полярным питанием V_CC и V_DD могут интерпретироваться как наибольшее положительное, а V_EE и V_SS как самое отрицательное напряжение в схеме относительно земли.

Для микросхем питающихся от одного или нескольких источников одной полярности минус часто обозначают GND (земля). Земля может быть разной, например, сигнальная, соединение с корпусом, заземление.

 

Вот перечень некоторых обозначений (далеко не полный).

Обозначение	Описание	Заметки
GND	Земля (минус питания)	Ground
AGND	Аналоговая земля (минус питания)	Analog ground
DGND	Цифровая земля (минус питания)	Digital ground
Vcc Vdd V+ VS+	Плюс питания (наибольшее положительное напряжение)
Vee Vss V- VS−	Земля, минус питания (самое отрицательное напряжение)
Vref	Опорное напряжение (для АЦП, ЦАП, компараторов и др.)	Reference (эталон, образец)
Vpp	Напряжение программирования/стирания	(возможно pp = programming power)
VCORE VINT	Напряжение питания ядра (например, в ПЛИС)	Core (ядро) Internal (внутренний)
VIO VCCIO	Напряжение питания периферийных схем (например, в ПЛИС)	Input/Output (ввод/вывод)

 

Как видно, часто обозначения образуются путём добавления слова, одной или нескольких букв (возможно цифр), которые соответствуют буквам в слове отражающем функцию цепи (например, как Vref).

Иногда обозначения Vcc и Vdd могут присутствовать у одной микросхемы (или устройства), тогда это может быть, например, преобразователь напряжения. Так же это может быть признаком двойного питания. В таком случае, обычно, Vcc соответствует питанию силовой или периферийной части, Vdd питанию цифровой части (обычно Vcc>=Vdd), а минус питания может быть обозначен Vss.

Совмещение в современных микросхемах различных технологий, традиции, или какие-то другие причины, привели к тому, что нет чёткого критерия для выбора того или иного обозначения. Поэтому бывает, что обозначения «смешивают», например, используют V

CC вместе с V_SS или V_DD вместе с V_EE, но смысл, обычно, сохраняется — V_CC > V_SS, V_DD > V_EE. Например, практически повсеместно, можно встретить в спецификации на микросхемы серии 74HC (HC = High speed CMOS), 74LVC и др., обозначение питания как Vcc. Т.е. в спецификации на CMOS (КМОП) микросхемы используется обозначение для схем на биполярных транзисторах.

Текстов какого либо стандарта (ANSI, IEEE) по этой теме найти не удалось. Именно поэтому в тексте встречаются слова «может быть», «иногда», «обычно» и подобные. Несмотря на это, приведённой информации вполне достаточно, чтобы чуть лучше ориентироваться в иностранных материалах по электронике.

 

Информация собрана из различных источников в сети Интернет.
Специально для сайта radiokot.ru

Все вопросы в Форум.

---

Как вам эта статья?	Заработало ли это устройство у вас?

Принцип усиления сигналов в полевых транзисторах с изолированным затвором (МДП-транзисторы)

 

Усиление электрических сигналов в МДП-транзисторах оказывается несколько более сложным процессом по сравнению с полевыми транзисторами с управляющим переходом. Однако все принципы (влияние слабого сигнала на мощный поток зарядов) остаются прежними. Рассмотрим для начала МДП-транзистор со встроенным каналом.

На рис. 2-1.6 показана схема, в которой на выводы стока и истока МДП-транзистора со встроенным каналом \(n\)-типа подано достаточно большое напряжение от внешнего мощного источника питания плюсом к стоку и минусом к истоку. В результате в полупроводниковой структуре возникает поток электронов от истока к стоку. Он протекает через достаточно узкую дорожку (канал

) из полупроводника \(n\)-типа, встроенную в массивную подложку \(p\)-типа и соединяющую \(n\)-области стока и истока.

 

Рис. 2-1.6. Схема подачи напряжений на МДП-транзистор со встроенным каналом \(n\)-типа для обеспечения режима усиления

 

Очень близко к каналу (но не имея с ним электрического контакта) расположен металлический затвор. Если теперь мы приложим к затвору транзистора некоторое незначительное по величине и положительное относительно истока напряжение (рис. 2-1.6), то ситуация несколько изменяется. Положительный потенциал затвора будет создавать в полупроводниковой структуре приповерхностное электрическое поле, которое окажет влияние на величину проводимости канала. Поскольку поле положительное, в структуре возникает эффект подталкивания движения электронов от истока через канал к стоку, т.е. ток через канал будет расти. Здесь уместно вспомнить, как при описании биполоярных транзисторов мы рассматривали аналогичный в чем-то эффект — подталкивание электронов разностью потенциалов на эмиттерно-базовом \(p\)-\(n\)-переходе увеличивало их поток, достигающий следующего за базой коллектора. Однако МДП-транзистор со встроенным каналом отличается от обычного биполярного транзистора тем, что ток в канале здесь существует уже при нулевом напряжении затвора. Более того, мы можем прикладывать к затвору не только положительное относительно истока напряжение, но и отрицательное (рис. 1.6). При этом отрицательное приповерхностное электрическое поле будет отталкивать электроны, препятствуя их прохождению через \(n\)-канал от истока к стоку, ток через канал будет падать и при достижении отрицательным напряжением на затворе некоторого уровня (напряжение отсечки) совсем прекратится.

Заметим, что поскольку затвор полностью изолирован от основной полупроводниковой структуры, ток через него почти не течет, что означает возможность использования рекордно маломощных источников сигнала для управления МДП-транзистором. Таким образом, мы имеем очень слабый ток в цепи сток—затвор (обусловлен токами утечки и емкостной связью) и сильный управляемый ток в цепи сток—исток транзистора. Повышая напряжение на участке исток—затвор транзистора, мы будем увеличивать мощность потока электронов, при этом токи в цепях будут соответственно расти. Понижая это напряжение, мы будем уменьшать мощность потока электронов, а токи в цепях будут падать.

Мы описали работу полевого МДП-транзистора со встроенным каналом \(n\)-типа. Для \(p\)-канальных приборов все выглядит совершенно аналогично. Только здесь мы должны рассматривать не потоки электронов, а потоки положительных зарядов — дырок. При этом полярности всех внешних напряжений меняются на обратные. Других отличий нет.

Работа МДП-транзистора с индуцированным каналом очень похожа на работу МДП-транзистора со встроенным каналом. Главное отличие здесь в том, что в таком МДП-транзисторе нет физически встраиваемого участка с соответствующим типом проводимости, соединяющего области истока и стока. Это значит, что при подаче на сток и исток данного транзистора некоторого внешнего напряжения потоки зарядов в структуре отсутствуют — ток в цепи не протекает.

Рассмотрим далее рис. 2-1.7. Он соответствует \(p\)-канальному МДП-транзистору с индуцированным каналом (подложка \(n\)-типа). Заметим, что мы преднамеренно стали рассматривать прибор именно такого типа проводимости. Дело в том, что \(n\)-канальные МДП-транзисторы с индуцированным каналом из-за ряда физических эффектов и технологических причин практически не используются.

 

Рис. 2-1.7. Схема подачи напряжений на МДП-транзистор с индуцированным каналом \(p\)-типа для обеспечения режима усиления

 

Как видно из рис. 2-1.7, мы прикладываем достаточно большое напряжение от внешнего мощного источника питания минусом к стоку и плюсом к истоку. Если одновременно мы приложим к затвору транзистора некоторое отрицательное относительно истока напряжение, то происходит следующее. Отрицательный потенциал затвора создает в полупроводнике приповерхностное электрическое поле, которое оказывает влияние на некоторую незначительную область подложки, лежащую непосредственно под затвором между областями стока и истока. Поскольку поле отрицательное, в структуре возникает эффект подталкивания движения положительных зарядов (дырок) от истока через подвергшуюся воздействию электрического поля область (индуцированный канал) к стоку, т.е. начинается протекание тока от истока к стоку. Все остальное происходит совершенно аналогично тому, как это было при рассмотрении МДП-транзисторов со встроенным каналом. Очевидно, однако, что поток зарядов в индуцированном канале может существовать только при одной определенной полярности напряжения на затворе, а не при разных, как для встроенного канала.

Итак, оказывается, что в МДП-транзисторе можно создать сильный электрический ток в цепи «сток — исток — внешний мощный источник питания» при сверхслабом токе в цепи «сток — затвор — маломощный источник сигнала». Причем данное слабое воздействие на затвор оказывает управляющее действие на ток в сток-истоковой цепи. Если далее в стоковую или истоковую цепь транзистора (рис. 2-1.6, 2-1.7) включить некоторое сопротивление (нагрузку), то окажется, что ток и напряжение на нем повторяют форму входного сигнала на затворе транзистора, но мощность подаваемая на него, гораздо выше мощности входного сигнала, т.е. происходит усиление.

У МДП-транзисторов всех типов потенциал подложки относительно истока оказывает заметное влияние на характеристики и параметры транзистора. Это обусловлено влиянием подложки на проводимость канала, т.е. подложка может выполнять функции затвора. Напряжение на подложке относительно истока должно иметь такую полярность, чтобы \(p\)-\(n\)-переход исток—подложка был смещен в обратном направлении. При этом \(p\)-\(n\)-переход канал—подложка действует также, как затвор для транзистора с управляющим \(p\)-\(n\)-переходом. Естественно, в транзисторах с внутренним соединением истока с подложкой данный эффект не может проявляться.

 

 

< Предыдущая		Следующая >

3.4.7. Цепи питания полевых транзисторов

отсутствует постоянная составляющая. При необходимости разделить каскады по постоянной составляющей в базовую цепь включают конденсатор С1 и сопротивление R1 (на рис. 3.39, б они показаны пунктиром). Такой способ питания транзисторных каскадов очень широко используется в интегральной схемотехнике и при разработке дифференциальных каскадов.

Обилие различных типов полевых транзисторов приводит к большому разнообразию сочетаний полярностей напряжений, прикладываемых между затвором и истоком и между стоком и истоком. Эти сочетания определяются

RC	Е0			E0
		E0
VT			R1	RC
	RC			VT
RЗ		VT
E0З	RЗ RИ	CИ	URИ R2	UR2 СИ URИ
				RИ
а	б			в
		Рис. 3.40

типом канала транзистора (n-тип, р-тип) и способом его активизации (встроенный канал, индуцированный канал). Как следует из характеристик, представленных на рис. 3.16, полярность напряжения на затворе может отличаться от полярности напряжения на стоке или совпадать с ней. Однако идеи подачи напряжения смещения на затвор остаются одинаковыми для всех типов полевых транзисторов.

Подача смещения может осуществляться от отдельного источника (рис. 3.40, а) или автоматически (рис. 3.40, б – в). Схема на рис. 3.40, а используется крайне редко, так как применение дополнительного источника питания E0З существенно усложняет устройство усилителя. Принцип действия

схем (см. рис. 3.40, б, в) не отличается от принципа действия схемы эмиттерной стабилизации. В этих схемах за счет сопротивлений RИ создается отрицательная обратная связь по постоянному и переменному токам, последовательная по входу. Отрицательная обратная связь по постоянному току, как и в случае эмиттерной стабилизации, стабилизирует положение рабочей точки каскада на полевом транзисторе. Отрицательная обратная связь по переменному току уменьшает коэффициент усиления каскада. Для устранения ООС по переменной составляющей резистор в цепи истока RИ шунтируют конденсатором достаточно большой емкости СИ.

Необходимое напряжение смещения U0З = UИ получается за счет постоянного тока стока, протекающего по сопротивлению RИ. В связи с тем, что постоянный ток в цепи затвора отсутствует, все напряжение UИ (рис. 3.40, б) оказывается приложенным через сопротивление RЗ между истоком и затвором транзистора. Включение в цепь затвора делителя R1, R2 позволяет получить на затворе напряжение любой полярности (рис. 3.40, в). Действительно,

U0З = UR2 − URИ = R 2IД −R ИI0И ,

(3.89)

где IД – ток делителя. Если UR2 > URИ, напряжение на затворе окажется положительным по отношению к истоку, в противном случае – отрицательным. Необходимую величину напряжения UR2 всегда можно выбрать, задаваясь напряжением URИ, т.е. величиной тока в рабочей точке I0И и сопротивлением RИ.

Стабильность рабочей точки в схемах на рис. 3.39, б, в обеспечивается за счет отрицательной обратной связи по току, последовательной по входу (как и в схеме с эмиттерной стабилизацией). Коэффициент петлевого усиления и глубина обратной связи для рассматриваемых схем можно определить, используя выражения (3.81) – (3.83) и заменив в них RЭ на RИ, а RБ – на RЗ:

КП =	(1+ h31 )RИ =	(1+ h31 )R И ≈			Y21R И .			(3.90)
	RЗ + h21	h21 (1+	RЗ	)	1+	RЗ
			h21			h21

С учетом того что h21 для полевого транзистора в области низких и средних частот стремится к бесконечности, приведенное выше выражение значительно упрощается и принимает форму

Применение новой серии P-канальных MOSFET транзисторов компании IXYS

Введение

Семейство p-канальных MOSFET-транзисторов компании IXYS обладает всеми основными преимуществами сопоставимых
n-канальных MOSFET, такими как очень быстрое переключение, управление с помощью уровня напряжения затвора,
простота параллельного соединения и высокая температурная стабильность. Оптимизация паразитного p-n-p-транзистора
позволила получить приборы с отличной стабильностью к лавинному пробою [1]. По сравнению с n-канальными силовыми
MOSFET со схожей топологией, p-канальные транзисторы имеют лучшую FB-SOA (область безопасной работы при прямом токе)
и практически имеют иммунитет к феномену одиночного эффекта выгорания (Single Event Burnout — открытие паразитного
биполярного транзистора под воздействием космического излучения: приводит к разрушению прибора) [2]. Но главным
преимуществом p-канальных силовых MOSFET является простота управления в схемах верхнего ключа [3].

Источник питания для управления p-канальным транзистором в схеме верхнего ключа может быть однополярным, в то
время как управление n-канальным MOSFET в схеме верхнего ключа требует наличия либо изолированного драйвера,
либо импульсного трансформатора, который во многих случаях может работать некорректно. Более того, во многих
случаях драйвер нижнего ключа может успешно управлять p-канальным MOSFET в верхнем включении. Такое решение
часто позволяет упростить драйвер и снизить общую итоговую стоимость изделия. Главный же недостаток p-канальных
MOSFET — более высокое сопротивление в открытом состоянии (R_ds(on)) по сравнению с n-канальными транзисторами.
Это означает, что стоимостная эффективность решения на p-канальных MOSFET напрямую связана с оптимизацией по
параметру R_ds(on) [4].

Компания IXYS разработала два семейства p-канальных MOSFET, перекрывающих диапазон напряжений от –50 до –600 В и
диапазон токов I_D25 от –10 до –170 А. Таблица для выбора находится на сайте www.ixyspower.com.
p-канальные Trench MOSFET в диапазоне от –50 до –150 В предлагают очень низкое сопротивление канала в
открытом состоянии, низкий заряд затвора, быстрое переключение и быстрый встроенный диод. Планарные p-канальные
MOSFET семейства Polar имеют превосходные динамические и статические характеристики в области напряжений от –100 до –600
В. Оба семейства доступны в лучших в отрасли изолированных корпусах семейства ISOPLUS.

Схемотехника драйверов управления в схеме верхнего ключа

В этом разделе рассмотрены различные техники управления полумостовыми схемами. Управление p-канальным MOSFET —
более простое и менее затратное, если сравнивать его с n-канальным MOS-FET в схеме верхнего ключа [5].

На рис. 2 приведен пример схемы с p-канальным MOSFET в верхнем ключе. Эта схема управления более проста и экономически
более эффективна, если сравнивать ее со схемами на рис. 5 и 7 для n-канальных MOSFET. В этой схеме Dz, Rz и Ch
добавлены к стандартной схеме на n-канальном MOSFET-тран-зисторе. Конденсатор Ch, который «удерживает» постоянное
напряжение между верхней и нижней схемами управления, должен быть существенно больше, чем входная емкость p-канального
MOSFET. Dz удерживает напряжение между затвором и истоком в диапазоне от минуса напряжения на диоде Зенне слишком мала,
ток в цепи будет слишком высок, и он сможет повредить схему драйвера управления или Dz. Если емкость Ch будет слишком
велика, p-канальный MOSFET будет включаться слишком медленно. Это будет происходить из-за медленного нарастания фронта
на затворе транзистора и может привести к его повреждению. Rh3 и R12 регулируют скорость закрывания MOSFET. (Rh2+Rh3) и
(R11+R12) определяют скорость включения транзистора. В большинстве применений требуется более низкая скорость открытия
и более высокая скорость закрытия транзистора [4].

Во многих случаях p-канальный и n-канальный MOSFET могут управляться одной микросхемой драйвера, как показано на рис. 3. Это наиболее экономичное решение и самый простой способ управления полумостовой схемой. Для исключения сквозных токов введена задержка dead time между включениями транзисторов, определяемая различием в скорости включения и выключения. Если эта задержка слишком мала, есть шанс высокого выделения тепла и повреждения транзисторов. Если задержка слишком велика, выходное напряжение мостовой схемы может упасть ниже допустимого уровня. В данной схеме в начале включения каждого из транзисторов напряжение на затворе недостаточно для полного включения MOSFET, и это приводит к дополнительным потерям мощности. Таким образом, данная схема не приспособлена для работы в режиме жестких переключений. Но для некоторых приложений с переключением на нулевом уровне напряжения (Zero Voltage Switching), когда MOSFET-транзистор
включается в тот момент, когда другой MOS-FET работает в режиме диода, данная схема может быть экономически эффективна [4].

На рис. 5 показан пример управления n-канальным MOSFET с помощью импульсного трансформатора. Амплитуда
управляющего импульса в этой схеме не чувствительна к изменению скважности импульсов, в отличие типовой схемы
с импульсным трансформатором. Теоретически, скважность может быть любой. Но в реальной продукции наличие паразитных
связей вносит ограничения на величину скважности. В момент подачи запирающего фронта импульса на затвор транзистор
Qh разряжает емкость затвора. Rb является базовым сопротивлением для Qh. Малая емкость Cb используется для ускорения
переключения Qh. (Rh2+Rh3) есть сопротивление затвора при включении, а Rh3 является сопротивлением затвора при
выключении. Dz поддерживает напряжение между затвором и истоком в диапазоне от 0 до номинального напряжения диода
Зенера.

На рис. 6 представлен изолированный драйвер управления, который управляет и n-канальным, и p-канальным
транзисторами при наличии одного импульсного трансформатора. n-канальный MOSFET использован в качестве верхнего
ключа, в то время как p-канальный транзистор — нижнего ключа. Транзисторы применяются в схеме с общим истоком.
Эта схема обеспечивает постоянное время задержки dead time, определяемое разницей времени между зарядом и разрядом входной емкости.

Поскольку импульсный трансформатор объемный и не обладает высокой надежностью, во многих схемах используются дорогостоящие изолированные драйверы с оптоизо-ляцией или с развязкой по току. Простейший метод обеспечения питания такой схемы — применение техники bootstrap, показанной на рис. 7. Пока транзистор M1 находится во включенном состоянии и напряжение на истоке M2 близко к 0, конденсатор Cb заряжается через диод Db и резистор Rb. В случае если напряжение «земли» верхнего драйвера опустится ниже референсного значения, схема драйвера может стать причиной отказа. Чтобы уменьшить такую возможность, добавляют резистор в цепь стока транзистора Mh.

Данный метод используется преимущественно в автомобильных применениях, где вся нагрузка обычно подключается между ключом и общей «землей» на корпусе. Все ключи в автомобильных применениях располагаются в области положительного потенциала схемы. Для управления n-канальным MOSFET на очень низкой частоте импульсные трансформаторы или технику bootstrap применять невозможно. На рис. 8 показана схема, генерирующая напряжение на затворе выше входного напряжения цепи постоянного тока. Когда генератор прямоугольных импульсов устанавливает на выходе нулевое значение напряжения, диод Dc заряжает емкость накачки Cp. Когда выход генератора прямоугольных импульсов устанавливает положительное напряжение на уровне напряжения питания, диод Dd разряжает емкость Cp. Заряд передается на емкость Cd, которая является источником питания для схемы драйвера верхнего ключа.

Как видно на рис. 9, p-канальные MOSFET требуют гораздо более простой схемы управления, нежели схема на рис. 8.
В общем случае более простая схема является более надежной. Хотя p-канальные MOSFET имеют более высокое
сопротивление канала в открытом состоянии и, как следствие, более высокую удельную стоимость, эта схема управления
во многих случаях делает применение p-канальных MOSFET более экономически выгодным [4].

Выбор p-канальных и n-канальных MOSFET

Невозможно создать p-канальный силовой MOSFET, который имел бы такие же электрические характеристики,
как и n-канальный MOS-FET. Поскольку подвижность носителей заряда в n-канальном силовом MOSFET
в 2,5–3 раза выше, то для обеспечения одного и того же сопротивления в открытом состоянии R_ds(on),
размер кристалла p-канального MOSFET должен быть в 2,5–3 раза больше, по сравнению с n-канальным
транзистором. Вследствие большей площади кристалла p-канальные MOSFET-транзисторы имеют меньшее тепловое
сопротивление и более высокие значения допустимого тока. Но их динамические характеристики (емкость, заряд затвора и др.)
зависят от размера кристалла.

На низких частотах переключений, при которых доминируют потери проводимости, p-канальный MOSFET должен иметь
тот же уровень номинального тока I_D25, что и n-канальный транзистор. Если два транзистора
имеют одинаковый номинальный ток I_D25, нагрев их кристаллов будет практически одинаков при одинаковой
температуре корпуса и одинаковом токе. В этом случае оптимальный размер кристалла p-канального MOSFET составит
уже 1,5–1,8 от размера кристалла n-канального транзистора.

На высоких частотах переключения, где доминируют динамические потери, p-канальный MOSFET должен иметь ту
же величину заряда затвора, что и n-канальный транзистор. Если два транзистора имеют одинаковый заряд
затвора и управляются одинаково, их динамические потери близки. В этом случае p-канальный MOSFET имеет
тот же размер кристалла, что и n-канальный, но его номинальный ток I_D25 может быть меньше, чем у n-канального.

Для работы в линейном режиме необходимо соответствие p-канального и n-канального транзистора
по FBSOA (области безопасной работы) в реальном режиме. Это часто означает соответствие по номинальной рассеиваемой
мощности I_D25, но, кроме того, нужно обращать внимание на физическую способность транзистора работать
в линейном режиме.

В реальных приложениях необходимо тщательно выбирать p-канальный MOSFET-тран-зистор по номинальному
току I_D25 или заряду затвора Qg. Приложений, в которых требуется одинаковое сопротивление
в открытом состоянии R_ds(on), не так много.

Примеры применения

Может быть, аудиоусилители являются наиболее популярной областью применения p-канальных MOSFET-транзисторов.
На рис. 10а n-канальный MOSFET применен в качестве верхнего ключа (HS), а p-канальный — в качестве нижнего
(LS). Выход аудиоусилителя как бы является в данном случае схемой истокового повторителя. Если коэффициент усиления по
напряжению данной схемы равен 1, схема устойчива. На рис. 10б использован транзистор Дарлингтона в комбинации
p-n-p- и n-канального транзисторов, вместо p-канального MOSFET. MOSFET включен по схеме с общим
истоком, которая имеет большой коэффициент усиления по напряжению и обратную связь, контролируемую p-n-p-транзистором.
То есть эта схема может быть неустойчива. После компенсации частотный диапазон этой схемы не может быть достаточен для
передачи аудиосигнала высокого качества.

Аудиоусилитель класса AB

На рис. 11 показана схема аудиоусилителя класса AB, который имеет комплементарный выход на MOSFET-транзисторах,
дифференциальный вход и схему смещения выходного каскада. Данная схема предлагает улучшенные характеристики по
сравнению с эквивалентной схемой на биполярных транзисторах, а также позволяет существенно упростить схему управления.

Входная цепь имеет дифференциальный компаратор на p-n-p-транзисторах, который получает сигнал через цепочку
R1C1 и негативную обратную связь от выходного каскада на базу транзистора Q2 через резистор R6. Компаратор управляет
транзистором Q4, который, в свою очередь, управляет выходным каскадом. Компоненты R6 и R5 определяют усиление в цепи
обратной связи как β = R5/(R5+R6). R2 определяет ток смещения во входном каскаде, обычно порядка 2 мА. Элементы
R4 и C3 создают фильтр, который обеспечивает дополнительное подавление выбросов в цепи питания.

Источник постоянного напряжения, выполненный на R7, R8, R9 и Q3, обеспечивает напряжение смещения V_b
между затворами транзисторов Q5 и Q6. Конденсатор C5 удерживает заданную величину напряжения. Если напряжение
база-эмиттер V_be на транзисторе Q3 составляет порядка 0,6 В, R9 ≈ 10 KОм,
R7 ≈ 100 KОм, напряжение смещения V_b будет V_b≈10 × V_be≈6 В.
Назначение этого напряжения — сместить напряжение на затворах Q5 и Q6, чтобы слегка приоткрыть их и обеспечить
протекание тока покоя в выходном каскаде. Ток покоя снижает задержку при переходе напряжения в выходном каскаде
через 0. Конденсаторы небольшой емкости C2 и C4 обеспечивают стабильность всей схемы.

Выходной каскад объединяет n— и p-канальные силовые MOSFET (Q5 и Q6), соединенные последовательно между
терминалами положительного (+V_dd) и отрицательного напряжения (–V_dd). Стоки Q5 и Q6 соединены с
выходными клеммами, к которым подключается нагрузка (громкоговоритель). Выходной каскад является, по сути, стоковым
повторителем с коэффициентом усиления, очень близким к 1 (но чуть меньше 1), и выполняет функцию идеального источника
напряжения. Его выходное напряжение практически нечувствительно к выходному току [6].

Оба транзистора MOSFET в схеме класса AB требуют наличия области безопасной работы FBSOA, поскольку работают в линейном режиме. Рассеиваемая мощность будет высока по той же причине.

Линейные регуляторы напряжения широко используются для обеспечения питания электронных устройств. Они имеют множество
модификаций для различных приложений. Один из примеров применения показан на рис. 12. Резистивный делитель на R3 и R4
отслеживает изменение выходного напряжения и создает обратную связь по напряжению на положительный вход операционного
усилителя U1. Инверсный вход операционного усилителя получает величину опорного напряжения с диода Зенера ZD1.
Операционный усилитель обеспечивает напряжение управления на затворе p-канального MOSFET-транзистора Q1. Поскольку
падение напряжения на MOSFET близко к 0, эта схема имеет широкий диапазон выходных напряжений.

Рассеиваемая мощность на транзисторе Q1 высока, поскольку она является функцией от разницы между входным и выходным
напряжением и выходного тока. p-канальный MOS-FET-транзистор работает в линейном режиме и требует расширенной области
безопасной работы FBSOA, которая присутствует в обоих семействах p-канальных MOSFET компании IXYS.

На рис. 13 показана схема зарядки и разрядки ячейки на литий-ионных (Li+) аккумуляторах. Один MOSFET используется
для зарядки аккумуляторной батареи, а другой — для ее разрядки. Когда оба транзистора выключены, ячейка изолирована
от окружающей среды и батарея защищена. В начале цикла зарядки может протекать постоянный ток, и MOS-FET будет
работать в линейном режиме. Когда батарея достигнет определенного уровня напряжения, ток заряда должен быть снижен
для достижения заданного уровня напряжения, и схема заряда должна начать работать при постоянном напряжении [7].

На рис. 14 представлена типовая мостовая схема преобразователя с применением p-канальных MOSFET в верхнем ключе.
Каждая фаза содержит один p-канальный и один n-канальный MOSFET. В режиме верхнего ключа p-канальный
MOSFET может быть включен напряжением меньшего уровня, чем напряжение питающей шины верхнего ключа, поскольку он требует
отрицательного напряжения затвор/исток V_gs. Важно, чтобы амплитуда этого напряжения была больше
напряжения открытия транзистора V_{gs (th)}. Это исключает необходимость внешних цепей bootstrap или
накачки емкости, что упрощает требования к DC/DC-конвертору [5].

  

Обе схемы зарядки аккумуляторной батареи и мостового преобразователя на рис. 13 и 14 являются примерами приложений,
требующих низкого R_{ds (on)} и хороших переключательных характеристик, таких как низкий заряд затвора и низкая входная и
выходная емкости.

Литература

1. Erickson R. W., Maksimovic D. Fundamental of Power Electronics. University of Colorado, Boulder, Colorado, Second Edition, 2001.

2. Dodge J. Reduced Circuit Zapping from Cosmic Radiation. Applications Engineering Manager, Power Products Group, Microsemi, September, 2007.

3. How p-Channel MOSFETs Can Simplify Your Circuit. AN-940, International Rectifier,
http://www.eetasia.com/ARTICLES/2000MAY/2000MAY04_ICD_WLP_AN.PDF?SOURCES=DOWNLOAD

4. Mohan N., Undeland T. M., Robbins W. P. Power Electronics Converters, John Wiley & Sons, Second Edition.

5. p-Channel MOSFETs, the Best Choice for High-Side Switching. AN804, Vishay Siliconix, March 10, 1997. Linear Power Amplifier using Complementary HEXFETs. AN-948, International Rectifier, http://home.eunet.cz/rysanek/pdf/irf-fet-amp.pdf

6. A Discrete Approach to Battery Charging for Cellular Phones. AN817, Vishay, January, 2001.
http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/83706/VISAY/AN817.html

7. Sattar A., Tsukanov V. Linear Power MOSFETs Basics and Applications. IXAN0068. IXYS Corporation, www.ixyspower.com

Как устроен блок питания, часть 5

В качестве самой просто схемы я покажу вариант с одним диодом и конденсатором. Такая схема используется в обратноходовых блоках питания, которые составляют сейчас подавляющее большинство.

В готовом блоке питания она выглядит так, как показано на этом фото.
Такие блоки питания чаще всего идут в комплекте с недорогой техникой.

Следующим шагом идет двухполупериодный выпрямитель. Эта схема использовал раньше весьма часто, но в последнее время вытеснена другой, которую я покажу позже.
Такая схемотехника чаще всего встречается в мощных блоках питания, особенно она удобна в нерегулируемых блоках на базе драйвера IR2151-2153, о которых я рассказывал в прошлой части.

Как я тогда сказал, она хорошо подходит для построения первичных источников питания, которые не являются стабилизированными, но которые имеют хороший КПД и могут использовать для питания других устройств, например как этот блок питания лабораторного источника питания.

Особое преимущество данной схемы в том, что ее очень легко переделать в двухполярную и использовать для питания усилителей мощности. В таком варианте добавляется всего пара диодов и конденсатор.

Когда мощности обратноходовой схемотехники не хватает, то используют ее прямоходовый вариант. Здесь энергия при одном такте сначала накапливается в дросселе, а потом через нижний диод поступает в нагрузку. Данная схемотехника очень похожа на схему классического StepDown преобразователя.

Заметить что блок питания собран по такой схемотехнике очень просто, на плате будет большой дроссель. В качестве фильтрующих дроссели с таким габаритом используют крайне редко, потому ошибиться сложно.

Но есть альтернативный вариант этой схемы. Он применяется чаще всего в компьютерных блоках питания и ведет свои истоки от первых БП формата АТ.

Здесь присутствует накопительный дроссель, а первичная обмотка силового трансформатора связана с одной из обмоток трансформатора управления. Если изъять дроссель из этой схемы, то блок питания при нагрузке выше определенной выйдет из строя.
То же самое касается и предыдущей схемы.

Отличить блоки питания последних двух типов очень легко, слева БП построенный по аналогии блока питания АТ формата, у него сразу заметен трансформатор около транзисторов, справа однотактный прямоходовый, трансформатора здесь нет.
Дроссели имеют разные размеры, но это следствие разной рабочей частоты и иногда экономии производителя. Меньший дроссель в работе скорее всего будет перегреваться, да и схема можно работать не очень надежно при максимальной мощности.

Чаще всего в качестве выходных диодов импульсных блоков питания используются диоды Шоттки. Они имеют два важных преимущества перед обычными:
1. Падение напряжения на них в 1.5-2 раза меньше
2. Они быстрее, чем обычные диоды, потому имеют меньше потер при переключении.

В блоках питания рассчитанных на высокое выходное напряжение применяют чаще всего обычные диоды, так как прямое падение у высоковольтных обычных и Шоттки примерно одинаково. Но из-за того что Шоттки быстрее, можно получить уменьшенные потери на снаббере, потому я советую применять их и здесь.

Так как после выпрямления на конденсаторе будут присутствовать заметные пульсации, то после него ставят LC фильтр или говоря простым языком — дроссель и конденсатор

Для примера "народный" блок питания где явно виден как дроссель, так и два конденсатора.

Дроссель необязательно будет большим, а вполне может быть совсем миниатюрным. Работать правда он будет хуже, но это лучше чем ничего.

Иногда дроссель вообще не ставят, хотя место под него есть. Это банальная экономия "на спичках", я всегда рекомендую установить на это место дроссель.

Для примера уровень пульсаций без дросселя и с дросселем. Но стоит учитывать, что после установки дросселя пульсации на первом конденсаторе вырастут, так как на него будет приходится "ударный" ток. Обычно именно он выходит из строя первым.

Улучшить ситуацию можно установив параллельно электролитическим конденсаторам керамические. Данная мера можно существенно облегчить режим работы электролитов. Но стоит иметь в виду, что эффективно они работают только при относительно небольших мощностях БП, а точнее при относительно небольших токах. Можно конечно поставить много таких конденсаторов, но это дорого и габаритно.

При доработке конденсаторы можно напаивать прямо на выводы электролитических конденсаторов.
Я применяю конденсаторы с емкостью 0.1-0.47мкФ.

Чтобы еще немного улучшить качество работы, следует внимательнее отнестись к разводке печатной платы. Если страссировать плату по типу того как я показал на схеме, то пульсации могут еще немного уменьшиться, тем более что это бесплатно.

Ну и последний шаг, установка синфазного дросселя на выходе блока питания. Такое применяется чаще всего в фирменных блоках питания, которым требуется проходить сертификацию на уровень помех излучаемых в эфир. В дешевых практически никогда не встречается.

Теперь об выходных конденсаторах.
Если вы пользуетесь дешевыми блоками питания, то скорее всего на выходе увидите либо вообще безымянные модели.

Либо подделку под фирменные. Например в народном блоке питания применяют подделки под Sanyo или Nichicon, проверить очень просто, по маркировке. Скорее всего вы либо вообще не найдете конденсаторов такой серии, либо в этой серии не будет такого номинала с таким габаритом как у вас, либо внешне они будут отличаться цветом, как в данном случае.
Такие подделки на самом деле не самый худший вариант, но лучше применять фирменные.
Кстати в двухтактных БП конденсаторы обычно живут дольше и требования к их качеству меньше чем у обратноходовых однотактных.

Но все равно, лучше применять именно фирменные конденсаторы, а не суррогаты с их именем. На фото блок питания фирмы Менвелл.

Для облегчения работы конденсаторов есть способ, когда вместо одного двух емких устанавливают много менее емких конденсаторов. В таком варианте нагрузка лучше распределяется и конденсаторы живут дольше.

Схема стабилизации.
Самый простой вариант — стабилизировать напряжение по обратной связи со вспомогательной обмотки трансформатора, правда такое решение и самое плохое в плане стабильности, так как влияет магнитная связь между обмотками и их активное сопротивление, зато дешево.

Следующий вариант сложнее, здесь в качестве порогового элемента применен стабилитрон. В таком варианте выходное напряжение Бп будет равно падению на стабилитроне + напряжению на светодиоде оптрона. Характеристики схемы так себе, но вполне приемлемы для некритичных нагрузок.

Например блок питания с такой стабилизацией. Сверху около оптрона ничего нет.

Снизу расположен стабилитрон и несколько резисторов

Но куда лучшие характеристики показывает схема с регулируемым стабилитроном TL431. Она имеет куда выше качество работы и точность поддержания в том числе лучше держит параметры при изменении температуры.

На плате она обычно выглядит так, как показано на фото.

Выглядит он примерно как обычный транзистор в корпусе ТО-92, отличие только в маркировке. Данный вариант встречается чаще всего. Альтернативный вариант, который вы можете встретить, SMD корпус SOT-23.

Расположение выводов в разных вариантах корпуса.

Например в "народном" блоке питания применен SMD вариант корпуса. На фото видны резисторы делителя обратной связи и вспомогательные, например "подтяжки" к питанию чтобы сформировать минимальный рабочий ток для стабилитрона.

Еще пара фото, сверху платы ничего нет, а стабилитрон TL431 находится снизу.

Иногда в цепи обратной связи ставят подстроечный резистор. Но сначала я скажу пару слов о том, как рассчитывается делитель.
Если применяется стандартный делитель из двух резисторов, то его номиналы подбираются таким образом чтобы при требуемом выходном напряжении в точке соединения было 2.5 Вольта, именно на это напряжение и рассчитана TL431, но стоит учитывать, что есть и более низковольтный вариант этой микросхемы, на 1.25 Вольта, хотя встречается он гораздо реже.
Теперь к подстроечному резистору. Для большего удобства на плате может располагаться подстроечный резистор, позволяющий менять выходное напряжение в небольших пределах, чаще всего +/- 10-20%, больший диапазон не рекомендуется, так как Бп может вести себя нестабильно.
Подстроечный резистор всегда должен стоять последовательно с нижним резистором делителя, тогда в случае выхода его из строя вы получите на выходе Бп минимальное напряжение, а не максимальное, как если бы подстроечный резистор стоял сверху.
Кроме того подстроечные резисторы часто имеют низкую надежность, и если вам не нужна эта функция, то лучше заменить его на постоянный, предварительно подобрав его номинал.

Полностью на плате весь этот узел выглядит следующим образом.

Пару слов о выходном нагрузочном резисторе.
Импульсный блок питания плохо работает без нагрузки, потому параллельно выходу обычно ставят нагрузочный резистор, обеспечивающий минимально необходимую нагрузку при которой БП работает стабильно.
Есть и минус у данного решения, резистор обычно греется, причем иногда заметно. Кроме того этот резистор может греть конденсаторы если они стоят рядом, как на этом фото.

Иногда они греются так, что на плате становятся видны следы перегрева. Но кроме того этот нагрев может плохо сказываться на стабильности БП если он подогревает резисторы делителя обратной связи и они при этом применены обычного типа, а не точные/термостабильные.
Резисторы греются, параметры начинают меняться и меняется выходное напряжение БП, потому рекомендуется располагать резисторы делителя так, чтобы они не были подвержены нагреву, а кроме того лучше применять точные резисторы, на которые нагрев влияет существенно меньше.

Иногда производители неправильно выбирают номинал нагрузочного резистора и он начинает греться сильнее чем допустимо. Например в 24 Вольте версии "народного" блока питания как раз была такая ситуация, пришлось поменять его потом на резистор в два раза большего номинала.

Чтобы ваши блоки питания работали надежно, следует внимательно отнесись к подбору компонентов.
Диоды выбираются из расчета двухкратного запаса для двухтактной схемы и трехкратного для однотактной, например БП 5-7 Ампер, значит диод ставим на 15-20.
Напряжение должно быть не менее чем в четыре раза больше чем выходное у блока питания, если БП на 12 Вольт, то диод на 60, если на 24, то на 100.
Все эти параметры есть в даташите на диоды

Также они указаны на самих диодах.

Конденсаторы следует выбирать низкоимпедансные или LowESR, это также обычно отражено в даташите на компонент.
Емкость выбираем из расчета 0.5-1 тысяч мкФ на 1 Ампер выходного тока. Напряжение — для двухтактной схемы 1.5-2 раза выше чем выходное, для обратноходовой однотактной — не менее чем 2х от выходного.

По фирмам смотрим чтобы были известные бренды, но это я писал и в статье про входной фильтр, здесь рекомендации аналогичны.

С выходным дросселем все гораздо проще, номинальный ток дросселя не менее чем максимальный выходной ток блока питания. Лучше применить дроссель на больший ток, тогда его нагрев будет существенно меньше. Индуктивность 4.7-22мкГн, зависит от выходного тока, так как дроссель на большой ток и индуктивность будет весьма большим.

Обычно дроссели выполняются либо в виде "гантельки", либо в "броневом" исполнении, вторые чаще предназначены для поверхностного монтажа.

В общих чертах на этом все, и конечно видеоверсия данной статьи. Как всегда буду рад вопросам и пожеланиям.

3. Схемы питания транзистора

Цепи питания транзистора должны обеспечивать определенный режим работы по постоянному току. При этом недопустимо отклонение в больших пределах от заданного режима под воздействием дестабилизирующих факторов (изменение температуры, колебание питающих напряжений и т.д.). При выборе того или иного вида цепей питания стремятся применять меньшее число источников питания и схемных элементов и по возможности снижать потребляемую мощность.

Исходный режим работы задается либо напряжением смещения U_бэп, либо током базы I_бп (координата начальной рабочей точки (НРТ)).

Смещение может быть фиксированным, например, по току базы(I_бп=const) или по напряжению на базе(U_бэп=const), либо автоматически регулируемым, когда при изменении тока коллектора напряжение или ток базы также из­меняются, но в сторону выравнивания режима работы транзистора.

Рассмотрим различные способы смещения более подробно.

1. Смещение постоянным током базы (рис.4)

Здесь ток базы

практически определяется источником питания коллекторной цепи Е_к и гасящим резистором R_б.

Схема отличается плохой температурной стабильностью. С ростом температуры I_кп изменяется существенно. Это объясняется сильной температурной зависимостью коэффициента β, а также большой относительной долей I_кб0 в составе I_кп.

Иначе говоря, для выполнения условия

I_бп = (1 – α_ст)I_эп – I_кб0≈ const

необходимо с ростом температуры увеличивать управляемую часть тока базы (I — _ст)I_э, чтобы скомпенсировать рост I_кбо, а для этого необходимо увеличивать U_бэп. При этом I_эп, а значит и I_кп растут значительно.

Величину гасящего резистора определяют по формуле:

2) Смещение постоянным напряжением «база-эмиттер» (рис.5)

Наряжение U_бэп=U_R2 обеспечивается базовым делителем напряжения R₁,R₂. Для уменьшения влияния I_бп на величину U_бэп выбирают I_дел=(2-10)I_бп.

Учитывая это условие и считая заданными I_бп и I_дел, сопротивления резисторов делителя рассчитываются следующим образом:

Температурная стабильность схемы несколько лучше предыдущей. При условии U_бэ=const с ростом температуры I_эп растет, что вызывает, естественно, и рост I_кп. Однако температурный дрейф НРТ при этом меньше, чем при I_бп=const, т.к. режим U_бэп=const в большей степени соответствует режиму I_эп=const.

Иногда вместо резистора R₂ используют диод в прямом направлении. При изменении температуры характеристика диода сдвигается примерно также как и I_к=f(U_б).

Например, при повышении температуры характеристика диода сдвигается влево, напряжение на диоде снизится приблизительно до такого значения, при котором ток коллектора практически не изменяется. Качество стабилизации режима лучше.

3. Смещение постоянным током эмиттера (рис.6) (эмиттерная стабилизация).

Здесь резистор R_э обеспечивает температурную стабилизацию режима покоя. Сопротивление его должно быть много больше нестабильного входного сопротивления транзистора со стороны эмиттера, то есть включенного по постоянному току в схеме «ОБ».

.

Рис. 6 Величина R_э принимается от сотен ом до единиц килоом (величина R_эдолжна быть меньше R_к). Напряжение базы (напряжениедолжно быть большеU_бэп).

.

Ток делителя определяется как I_дел = 2  10 I_бп (при большем токе делителя стабильность схемы выше). Иногда ток делителя выбирается равным I_к/10.

Отсюда и.

Данный способ задания режима обеспечивает наилучшую температурную стабильность. При условии I_эп=const с ростом температуры I_кп изменяется незначительно. Это объясняется слабой температурной зависимостью коэффициента , а также тем, что наиболее нестабильный ток I_кб0 составляет лишь малую часть тока коллектора.

4)Цепь смещения с коллекторной стабилизацией (рис.7)

При небольшом изменении температуры и малом разбросе параметров можно обеспечить смещение с удовлетворительной стабильностью по схеме рис.7. При изменении, например увеличении, тока коллектора увеличивается ток эмиттера и уменьшается напряжение U_кэ = E_к – I_э R_к, что приводит к уменьшению тока базы и тока коллектора, иначе говоря всякое изменение тока коллектора встречает противодействие, уменьшающее степень этого изменения.

Величину резистора R_б определим так:

Таким образом, наилучшую стабильность режима покоя обеспечивает схема питания с эмиттерной стабилизацией, но она же является и наиболее сложной.

Обозначение цепей питания в иностранных материалах — Меандр — занимательная электроника

Каждый человек увлекающийся электроникой сталкивается с материалами иностранного происхождения. И будь то схема электронного устройства или спецификация на чип, там могут встречаться множество различных обозначений цепей питания, которые вполне могут ввести в замешательство начинающего или незнакомого с этой темой радиолюбителя. В интернете достаточно информации чтобы внести ясность в этот вопрос. Далее кратко изложено то что было найдено о происхождении обозначений и их применении.

V_CC, V_EE, V_DD, V_SS — откуда такие обозначения? Обозначения цепей питания проистекают из области анализа схем на транзисторах, где, обычно, рассматривается схема с транзистором и резисторами подключенными к нему. Напряжение (относительно земли) на коллекторе (collector), эмиттере (emitter) и базе (base) обозначают V_C, V_E и V_B. Резисторы подключенные к выводам транзистора обозначим R_C, R_E и R_B. Напряжение на дальних (от транзистора) выводах резисторов часто обозначают V_CC, V_EE и V_BB. На практике, например для NPN транзистора включенного по схеме с общим эмиттером, V_CC соответствуют плюсу, а V_EE минусу источника питания. Соответственно для PNP транзисторов будет наоборот.

Аналогичные рассуждения для полевых транзисторов N-типа и схемы с общим истоком дают объяснение обозначений V_DD и V_SS (D — drain, сток; S — source, исток): V_{DD —} плюс, V_{SS —} минус.

Обозначения напряжений на выводах вакуумных ламп могут быть следующие: V_P (plate, anode), V_K (cathode, именно K, не C), V_G (grid, сетка).

Как написано выше, Vcc и Vee используются для схем на биполярных транзисторах (V_CC — плюс, V_EE — минус), а Vdd и Vss для схем на полевых транзисторах (V_DD — плюс, V_{SS —} минус). Такое обозначение не совсем корректно, так как микросхемы состоят из комплементарных пар транзисторов. Например, у КМОП микросхем, плюс подключен к P-FET истокам, а минус к N-FET истокам. Тем не менее, это традиционное устоявшее обозначение для цепей питания независимо от типа проводимости используемых транзисторов.

Для схем с двух полярным питанием V_CC и V_DD могут интерпретироваться как наибольшее положительное, а V_EE и V_SS как самое отрицательное напряжение в схеме относительно земли.

Для микросхем питающихся от одного или нескольких источников одной полярности минус часто обозначают GND (земля). Земля может быть разной, например, сигнальная, соединение с корпусом, заземление.

 

Вот перечень некоторых обозначений (далеко не полный).

Обозначение	Описание	Заметки
GND	Земля (минус питания)	Ground
AGND	Аналоговая земля (минус питания)	Analog ground
DGND	Цифровая земля (плюс питания)	Digital ground
Vcc Vdd V+ VS+	Плюс питания (наибольшее положительное напряжение)
Vee Vss V- VS−	Земля, минус питания (самое отрицательное напряжение)
Vref	Опорное напряжение (для АЦП, ЦАП, компараторов и др.)	Reference (эталон, образец)
Vpp	Напряжение программирования/стирания	(возможно pp = programming power)
VCORE VINT	Напряжение питания ядра (например, в ПЛИС)	Core (ядро)

Internal (внутренний)V_IO
V_CCIOНапряжение питания периферийных схем
(например, в ПЛИС)Input/Output (ввод/вывод)

Как видно, часто обозначения образуются путём добавления слова, одной или нескольких букв (возможно цифр), которые соответствуют буквам в слове отражающем функцию цепи (например, как Vref).

Иногда обозначения Vcc и Vdd могут присутствовать у одной микросхемы (или устройства), тогда это может быть, например, преобразователь напряжения. Так же это может быть признаком двойного питания. В таком случае, обычно, Vcc соответствует питанию силовой или периферийной части, Vdd питанию цифровой части (обычно Vcc>=Vdd), а минус питания может быть обозначен Vss.

Совмещение в современных микросхемах различных технологий, традиции, или какие-то другие причины, привели к тому, что нет чёткого критерия для выбора того или иного обозначения. Поэтому бывает, что обозначения «смешивают», например, используют V_CC вместе с V_SS или V_DD вместе с V_EE, но смысл, обычно, сохраняется — V_CC > V_SS, V_DD > V_EE. Например, практически повсеместно, можно встретить в спецификации на микросхемы серии 74HC (HC = High speed CMOS), 74LVC и др., обозначение питания как Vcc. Т.е. в спецификации на CMOS (КМОП) микросхемы используется обозначение для схем на биполярных транзисторах.

Текстов какого либо стандарта (ANSI, IEEE) по этой теме найти не удалось. Именно поэтому в тексте встречаются слова «может быть», «иногда», «обычно» и подобные. Несмотря на это, приведённой информации вполне достаточно, чтобы чуть лучше ориентироваться в иностранных материалах по электронике.