Site Loader

Содержание

Intel решила догнать и перегнать конкурентов, отказавшись от слова нанометр

| Поделиться Intel решила переименовать техпроцессы проивзодства чипов – старая схема, опирающаяся на физический размер транзистора, устарела и малоинформативна. Новая тоже не дает четкого представления об изделиях на ее основе, но демонстрирует, что технологическая отсталость чипмейкера от своих конкурентов не так уж велика – это важно в связи с грядущим выходом Intel на рынок контрактного производства. Intel не теряет надежд догнать и перегнать TSMC в течение четерых следующих лет. Для этого компания внедрит EUV, перейдет к полупроводниковым технологиям уровня ангстремов и начнет использовать инновационный GAA-транзистор, с разработкой которого ей, возможно, помогла IBM.

Intel расписала план развития технологий до 2025 года

Intel представила дорожную карту развития технологий производства микропроцессоров до 2025 г.

Согласно анонсированному плану, корпорация изменит подход к именованию собственных технологических процессов, чтобы привести их в соответствие с принятыми в отрасли, в частности, компаниями TSMC и Samsung. Теперь в названии техпроцесса не будут фигурировать какие-либо единицы измерения длины. Вместо этого Intel будет обозначать техпроцесс, опираясь на соотношение между производительностью и энергопотреблением чипов на его базе.

Intel также представила новую архитектуру транзисторов RibbonFET – впервые за последние 10 лет, а также рассказала о технологии PowerVia, которая предлагает новый подход к подаче питания на транзисторы очень малого размера.

История и будущее инноваций в техпроцессах Intel

Кроме того, компания заявила о планах по внедрению фотолитографии в глубоком ультрафиолете (EUV) нового поколения (High-NA EUV). Intel рассчитывает завершить этот процесс первой в отрасли при помощи оборудования нидерландской ASML.

Чипмейкер рассчитывает догнать лидера отрасли TSMC к 2024 г. по показателю совершенства внедренного техпроцесса, а в 2025 г. и вовсе вернуть себе пальму первенства. Однако стоит иметь в виду, что Intel под этим понимает отношение производительности выпускаемых процессоров к потребляемой мощности, а не, например, применение самых компактных транзисторов в мире.

Новые названия техпроцессов

Итак, Intel отказывается от номенклатуры техпроцессов, которая включает слово «нанометры». 10-нанометровый процесс Enhanced SuperFin теперь называется Intel 7. По данным корпорации, у Intel 7 показатель производительности на единицу потребляемой мощности на 10–15% выше в сравнении с предшественником – 10-нм SuperFin. Intel 7 применяется при производстве новых процессоров семейств Alder Lake и Sapphire Rapids, которые предназначены для потребительского и серверного сегментов соответственно. Поставки чипов Alder Lake должны стартовать в 2021 г., Sapphire Rapids – в I квартале 2022 г.

Новая система именования техпроцессов Intel

Intel 4 (ранее Intel 7 нм) компания рассчитывает освоить ко второй половине 2022 г. Intel обещает прирост производительности на ватт на уровне по сравнению с предыдущим поколением на уровне 20%. Переход на данный техпроцесс также ознаменует полную адаптацию Intel к применению технологии EUV. Именно отставание в ее освоении называют в качестве причин задержки компании с выпуском 10-нм чипов. Технология Intel 4 будет применяться в настольных и мобильных процессорах Meteor Lake, а также серверных процессорах Granite Rapids, которые, как ожидается, появятся на рынке в 2023 г.

Техпроцесс Intel 3 (ранее Intel 7+ нм) должен обеспечить увеличить производительность на ватт примерно на 18% относительно предшественника. Процессоры на базе Intel 3 будут готовы к массовому производству во второй половине 2023 г.

Исторически в названии производственного процесса полупроводников фигурировало число, которое соответствовало длине затвора транзистора. Однако в 1994 г. производители перестали следовать этому правилу. До 2009 г. длина затвора была меньше заявленного в названии значения, а затем «нанометры» взяли на вооружение маркетологи, из-за чего цифры в названии техпроцесса стали иметь мало общего с фактическими размерами транзисторов или плотностью их расположения в интегральной схеме. Например, актуальный 10-нм процесс Intel (FinFET) по размеру и плотности размещения транзисторов примерно соответствует 7-нм процессу TSMC.

Решение отказаться от традиционного числового определения производственных норм в нанометрах, по всей видимости, связано с недавним решением Intel выйти на рынок контрактного производства. Здесь американская корпорация будет напрямую конкурировать с гигантами вроде тайваньской TSMC и южнокорейской Samsung, поэтому пересмотр принципа именования производственных норм выглядит логичным – так заказчикам будет проще ориентироваться на рынке.

Ангстремная эра, транзисторы RibbonFET и технология PowerVia

Первая половина 2024 г., согласно планам Intel, ознаменуется наступлением эры ангстрема, в которой некоторые физические характеристики чипов можно будет выразить только в десятых долях нанометра – ангстремах (десятимиллиардных долях метра).

Первый техпроцесс Intel новой эры будет иметь обозначение 20A (A – angstrom, ангстрем), однако это не значит, что транзистор обязательно будет соответствующего размера. Тем не менее, технология производства Intel 20A предусматривает использование новых транзисторов под названием RibbonFET. Это первый транзистор Intel с кольцевым затвором (GAA, Gate-all-around) и первый транзистор новой архитектуры, выпущенный Intel с 2011 г.

RibbonFET отличается от используемых сейчас FinFET тем, что в первом каждый из четырех его каналов окружен затвором не с трех, а с четырех сторон. Такая конструкция, по оценке Intel, позволяет увеличить скорость переключения устройства при использовании такого же управляющего тока.

Схематичное изображение транзистора RibbonFET с кольцевым затвором

Кроме того, в техпроцессе Intel 20A чипмейкер планирует использовать технологию PowerVia – подачу питания с обратной стороны кристалла через межкремниевые соединения. Запуск Intel 20A ожидается в 2024 г. В частности, продукция Qualcomm будет выпускаться по техпроцессу Intel 20A, однако пока не известно, что это будут за чипы.

От конструктора VR-проектов до повышения цифровой грамотности: как в Москве тестируют инновации в образовании

Инновации и стартапы

На начало 2025 г. намечено освоение техпроцесса Intel 18A. Именно тогда Intel рассчитывает внедрить EUV-литографию с высокой числовой апертурой (High-NA EUV).

Проблемы Intel и пути их решения

Intel испытала серьезные проблемы с внедрением 10-нанометрового техпроцесса, неоднократно откладывая его.

Сперва корпорация обещала начать выпуск 10-нанометровых чипов в 2015 г., после чего последовало несколько сообщений о задержке. В результате официальная дата выхода нового поколения микросхем была перенесена на 2017 г., но затем вновь сдвинута на второе полугодие 2018 г. В конце апреля 2018 г. тогдашний глава компании Брайан Кржанич (Brian Krzanich), объявил о том, что Intel сможет запустить 10-нанометровые процессоры в массовое производство не ранее 2019 г.

В конце мая 2019 г. Intel официально представила свои первые массовые 10-нанометровые процессоры – чипы Ice Lake на базе новой архитектуры Sunny Cove, предназначенные для мобильных устройств.

Пока Intel «покоряла» 10 нанометров и осуществляла реорганизацию производственного подразделения, его главный конкурент – компания AMD – успешно освоила нормы техпроцесса 7 нм.

В марте 2021 г. Intel анонсировала новую стратегию своего развития на ближайшие годы, получившую название IDM 2.0. Для ее реализации Intel вернула в штат нескольких ценных экс-сотрудников.

В рамках реализации стратегии чипмейкер планировал построить два новых завода за три года и $20 млрд, перейти на 7 нм в 2023 г. и стать партнером многих крупных производителей чипов, которые помогут ему в выпуске собственных процессоров.

В частности, Intel упоминала о партнерстве с IBM, которая в начале мая 2021 г. представила первый GAA-транзистор размером 2 нм и тестовый чип на его основе. Tom’s Hardware предполагает, что IBM могла оказать Intel помощь в разработке фирменных транзисторов RibboFET.

В начале июля 2021 г. CNews писал о том, что, по некоторым данным, Intel выпустит свой первый 3-нанометровый процессор в начале 2023 г., причем сделает это в сотрудничестве с TSMC. Также в июле 2021 г. сообщалось о возможном приобретении Intel компании GlobalFoundries, входящую в тройку крупнейших мировых производителей полупроводников, за $30 млрд. Однако позже представители последней опровергли информацию о будущей сделке.

Дмитрий Степанов



Цифровые микросхемы транзисторы.

Микросхемы ТТЛ (74…).

На рисунке показана схема самого распространенного логического элемента — основы микросхем серии К155 и ее зарубежного аналога — серии 74. Эти серии принято называть стандартными (СТТЛ). Логический элемент микросхем серии К155 имеет среднее быстродействие tзд,р,ср.= 13 нс. и среднее значение тока потребления Iпот = 1,5…2 мА. Таким образом, энергия, затрачиваемая этим элементом на перенос одного бита информации, примерно 100 пДж.

Для обеспечения выходного напряжения высокого уровня U1вых. 2,5 В в схему на рисунке потребовалось добавить диод сдвига уровня VD4, падение напряжения на котором равно 0,7 В. Таким способом была реализована совместимость различных серий ТТЛ по логическим уровням. Микросхемы на основе инвертора, показанного на рисунке (

серии К155, К555, К1533, К1531, К134, К131, К531), имеют очень большую номенклатуру и широко применяются.

Динамические параметры микросхем ТТЛ серии

ТТЛ серия Параметр Нагрузка
Российские Зарубежные Pпот. мВт. tзд.р. нс Эпот. пДж. Cн. пФ. Rн. кОм.
К155 КМ155 74 10 9 90 15 0,4
К134 74L 1 33 33 50 4
К131 74H 22 6 132 25 0,28
К555 74LS 2 9,5 19 15 2
К531 74S 19 3 57 15 0,28
К1533 74ALS 1,2 4 4,8 15 2
К1531 74F 4 3 12 15 0,28

При совместном использовании микросхем ТТЛ высокоскоростных, стандартных и микромощных следует учитывать, что микросхемы серии К531 дают увеличенный уровень помех по шинам питания из-за больших по силе и коротких по времени импульсов сквозного тока короткого замыкания выходных транзисторов логических элементов. При совместном применении микросхем серий К155 и К555 помехи невелики.

Взаимная нагрузочная способность логических элементов ТТЛ разных серий

Нагружаемый
выход
Число входов-нагрузок из серий
К555 (74LS) К155 (74) К531 (74S)
К155, КM155, (74) 40 10 8
К155, КM155, (74), буферная 60 30 24
К555 (74LS) 20 5 4
К555 (74LS), буферная 60 15 12
К531 (74S) 50 12 10
К531 (74S), буферная 150 37 30

Выходы однокристальных, т. е. расположенных в одном корпусе, логических элементов ТТЛ, можно соединять вместе. При этом надо учитывать, что импульсная помеха от сквозного тока по проводу питания пропорционально возрастет. Реально на печатной плате остаются неиспользованные входы и даже микросхемы (часто их специально «закладывают про запас») Такие входы логического элемента можно соединять вместе, при этом ток Ioвх. не увеличивается. Как правило, микросхемы ТТЛ с логическими функциями И, ИЛИ потребляют от источников питании меньшие токи, если на всех входах присутствуют напряжения низкого уровня. Из-за этого входы таких неиспользуемых элементов ТТЛ следует заземлять.

Статические параметры микросхем ТТЛ

Параметр Условия измерения К155 К555 К531 К1531
Мин. Тип. Макс. Мин. Тип. Макс. Мин. Тип. Макс. Мин. Макс.
U1вх, В
схема
U1вх или U0вх Присутствуют на всех входах 2 2 2 2
U0вх, В
схема
0,8 0,8 0,8
U0вых, В
схема
Uи.п.= 4,5 В 0,4 0,35 0,5 0,5 0,5
I0вых= 16 мА I0вых= 8 мА I0вых= 20 мА
U1вых, В
схема
Uи.п.= 4,5 В 2,4 3,5 2,7 3,4 2,7 3,4 2,7
I1вых= -0,8 мА I1вых= -0,4 мА I1вых= -1 мА
I1вых, мкА с ОК
схема
U1и.п.= 4,5 В, U1вых=5,5 В 250 100 250
I1вых, мкА Состояние Z
схема
U1и.п.= 5,5 В, U1вых= 2,4 В на входе разрешения Е1 Uвх= 2 В 40 20 50
I0вых, мкА Состояние Z
схема
U1и.п.= 5,5 В, Uвых= 0,4 В, Uвх= 2 В -40 -20 -50
I1вх, мкА
схема
U1и.п.= 5,5 В, U1вх= 2,7 В 40 20 50 20
I1вх, max, мА U1и.п.= 5,5 В, U1вх= 10 В 1 0,1 1 0,1
I0вх, мА
схема
U1и.п.= 5,5 В, U0вх= 0,4 В -1,6 -0,4 -2,0 -0,6
Iк.з., мАU1и.п.= 5,5 В, U0вых= 0 В -18 -55 -100 -100 -60 -150

4.1.4.   H-параметры транзистора | Электротехника

Биполярный транзистор является нелинейным элементом, так как характеризуется нелинейными зависимостями U = f(I) входных и выходных ВАХ. Но при работе транзистора в режиме малого сигнала, т.е. при относительно небольших амплитудах переменных составляющих входных и выходных величин, он может быть представлен в виде активного линейного четырехполюсника (рис. 4.7), предполагающего линейные зависимости между токами и напряжениями. Возможно шесть вариантов выбора независимых и зависимых переменных для описания связи токов и напряжений в данном четырехполюснике.

В силу специфики входных и выходных ВАХ транзистора для его описания обычно выбирают в качестве независимых переменных входной ток (i1) и выходное напряжение (u2), а зависимыми являются: входное напряжение (u1) и выходной ток (i2). При таком выборе четырехполюсник описывается системой уравнений на основе h-параметров:

.

Указанный выбор зависимых и независимых переменных приводит к преобразованию данной системы к виду:

                                                    (4.1)

Тогда физический смысл h-параметров определяется как:

 –

входное сопротивление при коротком замыкании на выходе по переменному сигналу;

 –

коэффициент обратной связи по напряжению в режиме холостого хода на входе по переменному сигналу;

 –

коэффициент передачи тока при коротком замыкании на выходе по переменному сигналу;

 –

выходная проводимость при холостом ходе на выходе по переменному сигналу.

H-параметры измеряются в различных единицах: h11 измеряется в омах, h22 – в сименсах, h21 и h12 – безразмерны. Так как физические единицы параметров неодинаковые, то такую систему называют гибридной. В схеме замещения транзистора на основе h-параметров (рис. 4.8) генератор ЭДС  h12u2 учитывает наличие напряжения обратной связи во входной цепи, когда на выходе действует напряжение u2, а входная цепь разомкнута. Сам генератор считается идеальным, т.е. не имеющим внутреннего сопротивления. Идеальный генератор тока h21i1 учитывает взаимосвязь выходного и входного токов.

Для каждой схемы включения транзистора существует свой набор hпараметров, идентифицируемый соответствующим индексом, но между этими наборами существует однозначная связь, представленная в табл. 4.1.

Таблица 4.1

Связь между h-параметрами для различных схем включения транзисторов

h11э

h11б

h1

h12б

h21э

h21б

h22э

h22б



Применительно к схеме включения с ОЭ вместо обозначения h21э широко используется обозначение b, а в схеме с ОБ – вместо обозначения h21б обозначение a. Так как в в схеме с ОБ направление тока iк противоположно базовому направлению тока i2 исходного четырехполюсника, то h21б

H-параметры обычно измеряются специальными техническими средствами, что упрощает процесс измерения и повышает его точность. При практических расчетах значения этих параметров могут быть определены и графо-аналитическим методом по статическим входным и выходным ВАХ. Так как переменные составляющие токов и напряжений транзистора представляют приращения постоянных составляющих этих величин, система уравнений (4.1) может быть представлена в виде:

DU1 = h11DI1 + h12DU2;

DI2 = h21DI1 + h22DU2.



На рис. 4.9 показан процесс определения h-параметров по входной ВАХ транзистора, а на рис. 4.10 – по выходной. Из рисунков видно, что значения h-параметров не являются постоянными и зависят от режима по постоянному току (рабочей точки транзистора) – значений постоянных составляющих токов и напряжений на входе и выходе транзистора. Поэтому в справочной литературе при указании h-параметров обязательно указывается и режим, при котором произведены измерения.

Значения h-параметров также зависят от частоты переменного сигнала и температуры окружающей среды.

Влияние экстракции дырок из базовой области кремниевого p–n–p -транзистора на его реактивный импеданс | Горбачук

1. Ng, K.K. Complete guide to semiconductor devices / K.K. Ng. – New York: Wiley, 2002. – xxiv+740 p.

2. Burghartz, J.N. Integrated circuit inductor: пат. 5884990 США, МПК6 H01F 5/00 / J.N. Burghartz [et al.]; заявитель International Business Machines Corporation; заявл. 14.10.1997; опубл. 23.03.1999.

3. Титце, У. Полупроводниковая схемотехника: в 2 т. / У. Титце, К. Шенк. – М. : ДМК Пресс, 2008. – 832+942 с.

4. Пенин, Н.А. Отрицательная емкость в полупроводниковых структурах / Н.А. Пенин // Физика и техника полупроводников. – 1996. – Т. 30, № 4. – С. 626–634.

5. Гибадатов, И.Ю. Индуктивный импеданс в гетроструктурах металл – халькогенидный стеклообразный полупроводник – кристаллический полупроводник / И.Ю. Гибадатов, А.С. Глебов // Письма в Журнал технической физики. – 1990. – Т. 16, № 1. – С. 22–25.

6. Butcher, K.S.A. An instrumental solution to the phenomenon of negative capacitance in semiconductors / K.S.A. Butcher, T.L. Tansley, D. Alexiev // Solid-State Electronics. – 1996. – Vol. 39, № 3. – P. 333–336. DOI: 10.1016/0038-1101(95)00143-3

7. Болтаев, А.П. Отрицательная емкость в гетероструктурах Ni–TiO2–p-Si / А.П. Болтаев [и др.] // Микроэлектроника. – 1995. – Т. 24, № 4. – С. 291–294.

8. Болтаев, А.П. Эффекты накопления заряда и отрицательная емкость в гетероструктурах на основе кремния / А.П. Болтаев [и др.] // Известия РАН. – 1999. – Т. 63, № 2. – С. 312–316.

9. Parravicini, G.B. Low-frequency negative capacitance effect in system of metallic nanoparticles embedded in dielectric matrix / G.B. Parravicini [et al.] // Applied Physics Letters. – 2004. – Vol. 85, № 2. – P. 302– 304. DOI: 10.1063/1.1772872

10. Ershov, M. Negative capacitance effect in semiconductor devices / M. Ershov [et al.] // IEEE Transactions on Electron Devices. – 1998. – Vol. 45, № 10. – P. 2196–2206. DOI: 10.1109/16.725254

11. Jones, B.K. Negative capacitance effects in semiconductor diodes / B.K. Jones, J. Santana, M. McPherson // Solid State Communications. – 1998. – Vol. 107, № 2. – P. 47–50. DOI: 10.1016/S0038-1098(98)00162-8

12. Поклонский, Н.А. Отрицательная емкость (импеданс индуктивного типа) кремниевых p+–nпереходов, облученных быстрыми электронами / Н.А. Поклонский [и др.] // Физика и техника полупроводников. – 2006. – Т. 40, № 7. – С. 824–828. DOI: 10.1134/S1063782606070128

13. McPherson, M. Capacitive effects in neutronirradiated silicon diodes / M. McPherson // Nuclear Instruments and Methods in Physics Research A. – 2002.– Vol. 488, № 1–2. – P. 100–109. DOI: 10.1016/S0168-9002(02)00480-1

14. Горбачук, Н.И. Контроль дифференциального сопротивления p–n-переходов биполярного транзистора в активном режиме методом импедансной спектроскопии / Н.И. Горбачук [и др.] // Приборы и методы измерений. – 2019. – Т. 10, № 3. – С. 253–262. DOI: 10.21122/2220-9506-2019-10-3-253-262

15. ULSI Technology / Ed. by C.Y. Chang, S.M. Sze. – New York: McGraw-Hill, 1996. – xxvi+726 p.

16. Impedance spectroscopy: Theory experiment, and applications / Ed. by E. Barsoukov, J.R. Macdonald. – Hoboken: Wiley, 2018. – xviii+528 p. DOI: 10.1002/9781119381860

17. Поклонский, Н.А. Электропроводность композиционных материалов на основе мелкодисперсного кремния вблизи перехода диэлектрик–металл / Н.А. Поклонский [и др.] // Неорганические материалы. – 2004. – Т. 40, № 11. – С. 1293–1298.

18. Poklonski, N.A. Impedance and barrier capacitance of silicon diodes implanted with high-energy Xe ions / N.A. Poklonski [et al.] // Microelectronics Reliability. – 2010. – Vol. 50, № 6. – P. 813–820. DOI: 10.1016/j.microrel.2010.02.007

19. Sze, S.M. Semiconductor devices: Physics and technology / S.M. Sze, M.K. Lee. – New York: Wiley, 2012. – x+578 p.

Биполярный транзистор / Хабр

1. Основные сведения

Биполярным транзистором называется трехэлектродный усилительный полупроводниковый прибор, имеющий трехслойную p-n-p, либо n-p-n структуру с двумя взаимодействующими (ключевое слово) p-n переходами.

Свое имя «TRANSferresISTOR» (дословно – «переходное сопротивление») этот полупроводниковый прибор получил в 1948 году от Уильяма Шокли. Термин «биполярный» подчеркивает тот факт, что принцип действия транзистора основан на взаимодействии с электрическим полем частиц обоих знаков —  как дырок, так и электронов.

Рис. 1. Упрощенный вид внутреннего устройства биполярного транзистора p-n-p структуры.

На рис. 1 показан упрощенный вид внутренней структуры объемного маломощного биполярного p-n-p транзистора. Крайнюю слева р+ область называют эмиттером. Промежуточная n область называется базой. Крайняя p область справа – коллектор. Электронно-дырочный переход между эмиттером и базой называют эмиттерным, а между базой и коллектором – коллекторным.

  • Расстояние между металлургическими границами переходов называется физической толщиной базы «L» .

  • Расстояние между обедненными зонами называется эффективной толщиной базы «W».

Для того, чтобы уменьшить интенсивность процессов рекомбинации дырок в базе, необходимо выполнить условие , то есть физическая толщина базы должна быть меньше диффузионной длины. Это означает автоматическое выполнение условия , что обуславливает взаимодействие переходов.

Эмиттер предназначен для инжекции дырок в базу. Область эмиттера имеет небольшие размеры, но большую степень легирования –  концентрация акцепторной примеси NA в эмиттере кремниевого транзистора достигает ~ 1017 – 1018 ат/см3 (этот факт обозначен символом р+).   Область базы легирована нормально – концентрация донорной примеси ND в ней составляет ~ 1013 – 1014 ат/cм3.  В этом случае эмиттерный переход получается резко несимметричным, поскольку обедненная зона располагается, в основном, в базе. Диффузия носителей становится односторонней, так как резко уменьшается встречный поток электронов из базы в эмиттер, что также уменьшает интенсивность процессов рекомбинации дырок в базе.

Теперь выделим еще раз особенности структуры, которые обеспечивают хорошие усилительные свойства транзистора, уменьшая интенсивность процессов рекомбинации:

  • тонкая база — ;

  • односторонняя диффузия (несимметичный эмиттерный переход)

Область коллектора имеет наибольшие размеры, поскольку в его функцию входит экстракция носителей, диффундировавших через базу.  Кроме того, на коллекторе рассеивается большая мощность, что требует эффективного отвода тепла. 

Биполярные транзисторы, как правило, изготавливаются из кремния, германия или арсенида галлия. По технологии изготовления биполярные транзисторы делятся на сплавные, диффузионные и эпитаксиальные.

Биполярные транзисторы являются усилительными приборами и, поэтому, применяются для построения схем усилителей, генераторов и преобразователей электрических сигналов в широком диапазоне частот (от постоянного тока до десятков гигагерц) и мощности (от десятков милливатт до сотен ватт). В соответствии с этим биполярные транзисторы делятся на группы по частоте:

  1. низкочастотные­ не более 3 МГц;

  2. средней частоты — от 3 МГц до 30МГц;

  3. высокочастотные- от 30 МГц до 300 МГц;

  4. сверхвысокочастотные — более 300 МГц

По мощ­ности выделяют следующем образом:

  • маломощные — не более 0,3 Вт;

  • средней мощности — от 0,3 Вт до1,5 Вт;

  • большой мощности — более 1,5 Вт.

В настоящее время парк биполярных транзисторов очень разнообразен. Сюда входят как обычные транзисторы, которые работают в самых различных аналоговых, импульсных и цифровых устройствах, так и специальные, например, лавинные тран­зисторы, предназначенные для формирования мощных импульсов наносе­кундного диапазона. Следует упомянуть многоэмиттерные, а также составные биполярные транзисторы (транзисторы Дарлингтона), обладающие очень высоким коэффициентом передачи тока.

2. Принцип действия

Рассмотрим активный режим работы транзистора, когда эмиттерный переход открыт прямым смещением Uэб, а коллекторный закрыт обратным смещением Uкб. Для этого воспользуемся одномерной моделью транзистора, которая показана на рис. 2. Модель характерна тем, что все физические величины зависят только от продольной координаты, поперечные же размеры бесконечны. Стрелками на рисунке обозначены положительные направления токов (от «+» к «–»), дырки обозначены открытыми, а электроны – закрытыми кружками.  Сокращения: ЭП – эмиттерный переход, КП – коллекторный переход.

Рис. 2. Иллюстрация принципа действия биполярного транзистора p-n-p структуры.

Предположим, что в начальный момент времени ключ «К» разомкнут. Эмиттерный переход закрыт, поскольку потенциальный барьер в обедненной области перехода запрещает диффузию носителей, несмотря на огромный градиент концентраций на переходе – дырок слева 1017см-3, а справа 106см-3. Это режим отсечки. Транзистор закрыт, существует только небольшой обратный тепловой ток обратно смещенного коллекторного перехода.

Теперь замкнем ключ «К». Потенциальный барьер понижается вследствие частичной компенсации внутреннего электрического поля встречно направленным внешним электрическим полем источника Uэб. Начинается процесс диффузии, вследствие огромного градиента концентраций дырок между эмиттером и базой. Дырки диффундируют или инжектируются из эмиттера в базу, где меняют статус – становятся неосновными. Для неосновных носителей нет потенциального барьера, другими словами, диффундируя через базу в направлении коллекторного перехода, они попадают во втягивающее поле коллекторного перехода и экстрагируются в область коллектора. В цепи коллектора эти дырки создают дрейфовый ток, пропорциональный току эмиттера:

(2.1)

где α – доля дырок, достигших коллектора, или коэффициент передачи тока эмиттера.  Поскольку небольшая часть дырок, инжектированных из эмиттера в базу, все же успевает рекомбинировать, то всегда α <1. При достаточно тонкой базе α может доходить до 0,99 и более. Уменьшение концентрации электронов в базе в результате рекомбинации восполняется потоком электронов от внешнего источника Uэб через внешний вывод базы. Таким образом внутренний ток рекомбинации, являющийся дырочным, полностью компенсируется электронным током через электрод базы:

(2.2)

В цепи коллектора кроме управляемого тока протекает неуправляемый дрейфовый обратный ток Iкб0, обусловленный, в основном, тепловой генерацией электронно-дырочных пар в объеме перехода. Этот ток очень мал, он не зависит от напряжения Uкб, а зависит только от температуры.  Обратный ток коллектора Iкб0 измеряется при разомкнутой цепи эмиттера, о чем говорит индекс «0» (ноль).

Полный ток, протекающий во внешней цепи коллектора, имеет дырочный характер и равен

                                         (2.3)

В нормальных условиях работы поэтому с хорошей точностью полагают, что ток во внешней цепи коллектора равен

                                               (2.4)

а ток во внешней цепи базы имеет электронный характер и равен

                                       (2.5)

Согласно первому закону Кирхгофа,

                                         (2.6)

Для удобства, формально, вводят коэффициент передачи тока базы

                                            (2.7)

Коэффициент связан с коэффициентом соотношением

                                              (2.8)

3. Режимы работы и способы включения

Рис. 3.1. Условное обозначение на схеме биполярного транзистора p-n-p структуры и n-p-n структуры .

Условные обозначения биполярного транзистора на схеме, показаны на рис. 3.1, а показано условное графическое обозначение биполярного транзистора по ГОСТ для формата листа А4. Стрелка на выводе эмиттера всегда направлена от «p» к «n», то есть указывает направление прямого тока открытого перехода. Кружок обозначает корпус дискретного транзистора. Для транзисторов в составе интегральных схем он не изображается. На рис. 3.1, б и в показаны структуры p-n-p и n-p-n соответственно. Принцип действия транзисторов обеих структур одинаков, а полярности напряжений между их электродами разные. Поскольку в транзисторе два перехода (эмиттерный и коллекторный) и каждый из них может находиться в двух состояниях (открытом и закрытом), различают четыре режима работы транзистора.

  • Активный режим, когда эмиттерный переход открыт, а коллекторный закрыт. Активный режим работы является основным и используется в усилительных схемах.

  • Режим насыщения— оба перехода открыты.

  • Режим отсечки— оба перехода закрыты.

  • Инверсный режим— эмиттерный переход закрыт, коллекторный — открыт.

В большинстве транзисторных схем транзистор рассматривается как четырехполюсник. Поэтому для такого включения один из выводов транзистора должен быть общим для входной и выходной цепей. Соответственно различают три схемы включения транзистора, которые показаны на рис. 3.2: а) с общей базой (ОБ), б) общим эмиттером (ОЭ) и в) общим коллектором (ОК).  На рисунке указаны положительные направления токов, а полярности напряжений соответствуют активному режиму работы.

Рис. 3.2. Схемы включения транзистора слева направо: схема с ОБ, ОЭ и ОК.

В схеме ОБ входную цепь является цепь эмиттера, а выходной – цепь коллектора.  Эта схема наиболее проста для анализа, поскольку напряжение Uэб прикладывается к эмиттерному переходу, а напряжение Uкб – к коллекторному, причем источники имеют разные знаки.

В схеме ОЭ входной цепью является цепь базы, а выходной – цепь коллектора. Напряжение Uбэ> 0 прикладывается непосредственно к эмиттерному переходу и открывает его. Напряжение Uкэ той же полярности распределяется между обоими переходами: Uкэ = Uкб + Uбэ. Для того чтобы коллекторный переход был закрыт, необходимо выполнить условие Uкб = Uкэ —  Uбэ> 0, что обеспечивается неравенством Uкэ> Uбэ> 0.

В схеме ОК входной цепью является цепь базы, а выходной – цепь эмиттера.

4. Статические вольт-амперные характеристики

Транзистор, как любой четырехполюсник, можно охарактеризовать четырьмя величинами — входными и выходными напряжениями и токами: Uвх = U1, Uвых = U2, Iвх = I1, Iвых = I2. Функциональные зависимости между этими постоянными величинами называются статическими характеристиками транзистора. Чтобы установить функциональные связи между указанными величинами, необходимо две из них взять в качестве независимых аргументов, а две оставшиеся выразить в виде функций этих независимых аргументов. Как правило, применительно к биполярному транзистору в качестве независимых аргументов выбирают входной ток и выходное напряжение.  В этом случае

                                              (4.1)

Обычно соотношения (4.1) представляют в виде функций одного аргумента. Для этого второй аргумент, называемый параметром характеристики, фиксируют. В основном, используют два типа характеристик транзистора:

                                       (4.2)

                                     (4.3)

Следует отметить, что общепринято представление вольт-амперной характеристики как функции тока от напряжения, поэтому входная характеристика используется в виде обратной функции

                                    (4.4)

 Статические характеристики транзистора могут задаваться аналитическими выражениями, но в большинстве случаев их представляют графически в виде семейства характеристик, которые и приводятся в справочниках.

4.1. Статические характеристики в схеме с ОБ

В схеме с ОБ (рис. 3.2.а) входным током является ток эмиттера Iэ, а выходным – ток коллектора Iк, соответственно, входным напряжением является напряжение Uэб, а выходным – напряжение Uкб.

Входная характеристика в схеме ОБ представлена зависимостью

                                       (4.5)

которая, в свою очередь, является прямой ветвью вольт-амперной характеристики эмиттерного перехода. Семейство входных характеристик кремниевого n-p-n транзистора показано на рис. 4.1, а. Зависимость Iэ от Uкб как от параметра связана с эффектом Эрли: увеличение обратного смещения коллекторного перехода Uкб уменьшает эффективную толщину базы W, что приводит к некоторому росту Iэ. Это проявляется в смещении входной характеристики в сторону меньших значений . Режиму отсечки формально соответствует обратное напряжение Uэб> 0, хотя реально эмиттерный переход остается закрытым () и при прямых напряжениях .

Выходная характеристика транзистора в схеме ОБ представляет собой зависимость

                                    (4.6)

Семейство выходных характеристик n-p-n транзистора показано на рис. 4.1, б. Форма кривых в активной области соответствует форме обратной ветви вольт-амперной характеристики коллекторного перехода.

Рис. 4.1. Семейства входных (а) и выходных (б) характеристик биполярного транзистора в схеме с ОБ.

Выражение для идеализированной выходной характеристики в активном режиме имеет вид

                                             (4.7)

Отсюда следует, что ток коллектора определяется только током эмиттера и не зависит от напряжения Uкб, т.е. характеристики в активном режиме расположены параллельно оси абсцисс. На практике же при увеличении Uкб имеет место небольшой рост Iк, связанный с эффектом Эрли, характеристики приобретают очень незначительный наклон. Кроме того, в активном режиме характеристики практически эквидистантны (расположены на одинаковом расстоянии друг от друга), и лишь при очень больших токах эмиттера из-за уменьшения α кривые несколько приближаются друг к другу.

При Iэ = 0 транзистор находится в режиме отсечки и в цепи коллектора протекает только неуправляемый тепловой ток (Iк = Iкб0).

В режиме насыщения на коллекторном переходе появляется открывающее его прямое напряжение Uкб, большее порогового значения Uкб пор, и возникает прямой диффузионный ток навстречу нормальному управляемому току Iк.  Этот ток называют инверсным.  Инверсный ток резко увеличивается с ростом , в результате чего  Iк очень быстро уменьшается и, затем, меняет знак.

 

4.2. Статические характеристики в схеме с ОЭ

В схеме с ОЭ (рис. 3.2, б) входным током является ток базы Iб, а выходным – ток коллектора Iк. Соответственно, входным напряжением является напряжение Uбэ, а выходным – Uкэ

Рис. 4.2. Семейства входных (а) и выходных характеристик (б) биполярного транзистора в схеме с ОЭ.

Входная характеристика в схеме с ОЭ представляет собой зависимость

                                     (4.8)

что, как и в схеме с ОБ, соответствует прямой ветви вольт-амперной характеристики эмиттерного перехода.

Семейство входных характеристик кремниевого n-p-n транзистора показано на рис. 4.2, а. Зависимость тока базы Iб от напряжения на коллекторе Uкэ, как и в предыдущем случае, обусловлена эффектом Эрли. Уменьшение эффективной ширины базы W с ростом Uкэ приводит к уменьшению тока рекомбинации, а, следовательно, тока базы в целом. В результате, характеристики смещаются в сторону больших значений Uбэ. Следует отметить, что Iб = 0 при некотором значении Uпор> 0, когда рекомбинационный ток (1-α)Iэ становится равным тепловому току Iкэ0. При Uбэ <Uпор, Iб = — Iкэ0, что соответствует режиму отсечки.

 При Uкэ <Uбэ открывается коллекторный переход, и транзистор переходит в режим насыщения. В этом режиме вследствие двойной инжекции в базе накапливается очень большой избыточный заряд электронов, интенсивность рекомбинации которых с дырками резко возрастает, и ток базы стремительно растет.  

Выходная характеристика в схеме с ОЭ представляет собой зависимость

                                     (4.9)

Семейство выходных характеристик показано на рис. 7.6б.  Для получения идеализированной выходной характеристики в активном режиме из соотношения (2.2), учитывая (2.6), исключим ток эмиттера. Тогда

                            (4.10)

Ток Iкэ0 называют сквозным тепловым током транзистора, причем, как видно из (4.11),

                                           (4.11)

Семейство выходных характеристик целиком расположено в первом квадранте. Данный факт обусловлен тем, что в схеме с ОЭ напряжение Uкэ распределено между обоими переходами.  При Uкэ <Uбэ напряжение на коллекторном переходе меняет знак и становится прямым. В результате транзистор переходит в режим насыщения при Uкэ> 0. В режиме насыщения характеристики сливаются в одну линию, т.е. Iк становится неуправляемым и не зависит от тока базы.

Как видно из рис. 4.2 .б, в активном режиме кривые проходят под углом к оси абсцисс, причем этот угол увеличивается с ростом тока базы.  Такое поведение кривых обусловлено эффектом Эрли. Однако рост Iк при увеличении Uкэ выражен значительно ярче, чем в схеме с ОБ, поскольку в активном режиме эмиттерный переход приоткрыт падением напряжения на материале базы в результате протекания коллекторного тока. Это приводит к дополнительному увеличению коллекторного тока Iк с ростом напряжения Uкэ. Этим же объясняется отсутствие эквидистантности и наличие в β раз большего, чем Iкб0, сквозного теплового тока Iкэ0 (4.11). 

Обеспечение более эффективных схем питания с помощью SiC полевых транзисторов 750 В Gen 4

Применение карбида кремния резко ускорилось в последние годы благодаря значительному технологическому прогрессу в области качества и производительности компоненты, их доступность и появление приложений, которые выигрывают от такой производительности. UnitedSiC придерживается стратегии непрерывных технологических инноваций, чтобы обеспечить наименьшее значение Rds (on) мощности. компоненты в диапазоне 650–1200 В [1], основанный на превосходных характеристиках и высоких выходах нашего фирменного SiC JFET технологии.

С недавним запуском серии UJ4C SiC FET поколения 4 (G4) мы открываем следующую главу в расширении использования SiC в преобразователях мощности и инверторах с большим улучшением характеристик устройства, направленным на предоставление пользователям следующего уровня преимущества производительности и стоимости системы.

 

Сравнительные характеристики имеющихся технологий

Первые продукты UJ4C от UnitedSiC (см. Таблицу 1) рассчитаны на 750 В VDS (MAX) вместо 650 В, чтобы работать с приложениями, использующими шину постоянного тока 500 В, при обслуживании традиционных шинных приложений 300/400 В. Устройства поддерживают номинал затвора +/- 20 В, встроенную защиту от электростатического разряда и возможность использовать простые униполярные приводы затвора, поддерживаемые VTH 5 В, которые являются всеми функциями каскода SiC FET. архитектура. В высокочастотных приложениях могут использоваться приводы затвора от 0 до 10 В с минимальным влиянием на потери проводимости. Сверхнизкое удельное сопротивление в открытом состоянии по этой технологии (SiC JFET 0.7 МОм-см2) обеспечивает примерно половину сопротивления в корпусе данного размера по сравнению с 650 В SiC. MOSFETs.

При заданном сопротивлении чипсы уменьшаются, что приводит к значительному снижению емкости. Это, в свою очередь, приводит к снижению коммутационных потерь. В корпусах TO247-3L и 4L используется технология агломерации Ag для повышения термического сопротивления в сочетании с утонением стружки, чтобы смягчить влияние меньшего размера JFET-кристалла и обеспечить превосходное тепловое сопротивление перехода к корпусу RTHJC. Устройства сохраняют способность справляться с лавинными событиями и особенно хороши для обработки лавинных лавин с низким энергопотреблением и сильным током до 2-кратного номинального тока. Отличное поведение в третьем квадранте с низким VFSD (<1.5 В) и низкотемпературным независимым QRR — еще одна особенность SiC FET, и устройства G4 имеют значительно уменьшенный QRR, чем их более ранние аналоги G3, благодаря снижению COSS.

В таблице 2 мы сравниваем технологические параметры современного SiC. МОП-транзисторы, Устройства Superjuncton и полевые транзисторы G4 SiC. Строки, показывающие RDSA, указывают сопротивление активной площади кристалла (МОм-см2) при 25 ° C и 125 ° C. Это сопротивление JFET, используемого для создания каскодного SiC FET, и дополнительное сопротивление LVMOS может добавить 10% к этому числу. VTH 5 В SiC FET G4 в сочетании с приводом затвора от 0 до 12 В является уникальным и обеспечивает наилучший доступный показатель качества Qg.V для потерь при управлении затвором. Работа этих устройств на частотах от 500 кГц до 1 МГц может выполняться без перегрева стандартных драйверов затвора.

Каскод строительство обеспечивает наименьшее возможное падение напряжения на корпусе диода VFSD из всех вариантов с широкой запрещенной зоной, что позволяет использовать эти устройства в режиме несинхронного выпрямления. Поскольку характеристики обратного восстановления QRR также превосходны, общий показатель качества VF * QRR не имеет себе равных для полевых транзисторов G4 SiC. Это обеспечивает отличные характеристики жесткого переключения и предотвращает отказы устройств в цепях ZVS, если жесткое переключение происходит при любых условиях нагрузки. Показатели качества RDS * EOSS и RDS * COSS, TR, основанные на сопротивлении сетевого каскода, используются для оценки фундаментальных возможностей технологии для приложений с жестким и мягким переключением и считаются лучшими в своем классе. Эти устройства могут позволить более простую реализацию высокочастотных схем с мягкой коммутацией, таких как LLC, CLLC, DAB и PSFB.

 

Таблица 1: Основные параметры первых продуктов на SiC FET поколения 4
 
Таблица 2: Сравнение параметров SiC-полевых транзисторов G4 750 В с аналогичными SiC-полевыми транзисторами 650 В и быстродействующими диодными полевыми транзисторами 600 В со сверхпереходом

 

Формы сигналов переключения и управление скоростью переключения На рис. 1 показаны формы сигналов переключения полумоста устройств на 60 В 18 и 750 МОм в корпусе TO247-4L, измеренные при 400 В, 20 А и 50 А соответственно. Осциллограммы показаны при сравнении большого Rg для управления включением и выключением по сравнению с использованием RC демпфера на устройстве с низким Rg на затворе. В обеих схемах используется RC-демпфер между шиной постоянного тока и землей, называемый демпфером шины [2].

В верхнем ряду рисунка 1 показано переключение 60-метрового SiC полевого транзистора UJ750C4K075018S, 4 В. Разница в потерях при включении при использовании только Rg = 25 Ом (171 мкДж) по сравнению с низким сопротивлением 1 Ом вместе с RC демпфирующим устройством сток-исток 10 Ом, 95 пФ (142 мкДж) невелика. Включение di / dt значительно медленнее при Rg = 25 Ом, но пиковый ток восстановления не сильно отличается. Максимальное значение dV / dt во время включения аналогично, поскольку оно устанавливается SiC JFET и не изменяется Rg, приложенным к LV. МОП-транзистор в SiC FET. Задержка включения выше с 25ohm Rg.

Поведение при выключении для случаев с использованием Rgoff 20 Ом (37 мкДж) по сравнению с Rgoff 1 Ом вместе с RC демпфирующим устройством сток-исток 10 Ом, 95 пФ (17 мкДж), показывает, что при использовании демпфера можно получить более низкие потери, в то время как сохраняя короткую задержку выключения и несколько меньшее перерегулирование VDS и уменьшенное количество звонков. Показанные потери включают амортизатор.

 

Рис. 1. Формы сигналов переключения полумоста для продуктов G4 SiC FET. Верхний ряд показывает поведение устройства 60 м, 750 В при 20 А, 400 В, а нижний ряд показывает поведение устройства 18 м, 750 В при 50 А, 400 В. В левом столбце показаны формы сигналов включения, в правом столбце — формы сигналов выключения. Пунктирными линиями используется низкий внешний RG вместе с RC демпфером на печатная плата между стоком-истоком для каждого устройства, в то время как сплошные линии используют высокие значения внешнего сопротивления для замедления переключения. Во всех случаях используется демпфер шины, т. Е. Используется сопротивление, включенное последовательно с развязывающими керамическими конденсаторами шины (2.5 Ом, 100 нФ) и привод затвора от 0 до 15 В.

 

потери, которые отдельно извлекаются в даташите, очень малы [2, 3]. Однако при более низких токах, таких как 20 А, демпфер не нужен во многих приложениях, поскольку добавленные потери при простом регулировании Rg не являются чрезмерными. По-прежнему рекомендуется использовать демпферы шины, поскольку они улучшают характеристики вызывного сигнала с минимальными потерями.

Однако при 50 А формы сигналов с использованием демпферов намного превосходят и позволяют снизить общие потери при переключении EON + EOFF почти на 36%. Используя низкое Rg, время задержки также может быть низким. На нижних кривых на Рисунке 1 данные переключения при 50 А, 400 В для UJ4C075018K4S (18 м, 750 В) сравниваются для случаев с использованием Rgon 25 Ом / 50 Ом Rgoff с Rg = 1 Ом с демпфирующим резистором 10 Ом, 300 пФ через резистивный демпфер. сток-исток каждого устройства. Низкое сопротивление 1 Ом можно использовать только в том случае, если установлен демпфер для управления выбросами и звоном. Такая компоновка позволяет переключаться с гораздо более быстрым di / dt с уменьшенным временем задержки включения. Потери при включении (включая демпфирующие потери) теперь составляют 418 мкДж по сравнению с 483 мкДж из-за более быстрого рабочего di / dt. Однако обратите внимание, что это более быстрое di / dt не привело к значительному увеличению пикового тока восстановления.

Точно так же формы сигнала выключения 50 А, 400 В в правом нижнем углу рисунка 1 показывают, что гораздо более быстрое переключение и уменьшенное время задержки с Rg = 1 Ом плюс демпферный RC достигается без чрезмерного выброса VDS или звона в фазовом узле. Время задержки выключения также очень короткое. Учитывая, что EOFF с Rg = 1 Ом с демпфирующим резистором RC составляет всего 55 мкДж по сравнению с 255 мкДж при 50 Ом. резистор используется, чтобы сбить напряжение перерегулирования до сопоставимого уровня, очевидно, что использование демпфера очень выгодно для приложений с более высоким током> 20 А.

Точный выбор демпфера может зависеть от области применения, общей индуктивности цепи и уровней пикового тока для выключения и может не потребоваться, если токи ниже 25 А. Потери в демпфирующем резисторе лучше всего измерять напрямую, интегрируя потери V2 / R при включении и выключении. Эти значения указаны в технических характеристиках продукта [2] и составляют 1.7 мкДж при 20 А, 400 В для UJ4C075060K4S с демпфером 10 Ом, 95 пФ и 9.5 мкДж при 50 А, 400 В для UJ4C075018K4S с демпфером 10 Ом, 300 пФ.

Рекомендуется, чтобы устройство просто использовало привод затвора от 0 до 12 В или 15 В, хотя с соответствующими изменениями значений RG [4] можно использовать от -5 В до 15/18/20 В и другие общие шины напряжения затвора. Часто при переключении на частотах выше 0 кГц используются значения от 10 до 300 В. На рисунке 2 сравниваются формы сигналов переключения полумоста для устройства 18 м, 750 В и устройства 60 м, 750 В с использованием корпуса TO247-4L и корпуса TO247-3L с приводом затвора 0-15 В с использованием только демпфера шины. Верхний 

 

Рисунок 2: Формы сигналов переключения полумоста для продуктов G4 SiC FET в корпусах TO247-3L и TO247-4L. Верхний ряд показывает поведение устройства 60 м, 750 В при 20 А, 400 В, а нижний ряд показывает поведение устройства 18 м, 750 В при 50 А, 400 В. В левом столбце показаны формы сигналов включения, в правом столбце — формы сигналов выключения. Пунктирные линии используются для корпуса K4S TO247-4L с источником Кельвина, а сплошные линии — для стандартного корпуса TO3-247L K3S. Во всех случаях используется демпфер шины, т. Е. Используется сопротивление, включенное последовательно с развязывающими керамическими конденсаторами шины (2.5 Ом, 100 нФ) и привод затвора от 0 до 15 В. В верхнем ряду устройства 60 м, 750 В в двух корпусах измерены с Rgon = 1 Ом, Rgoff = 20 Ом, но без какого-либо демпфера RC-устройства. В нижнем ряду, учитывая высокий уровень переключения 50 А, 400 В, демпфер сток-исток 10 Ом, 300 пФ применяется через каждые 18 м, 750 В SiC FET, и используется Rg = 1 Ом.

 

В строке показаны формы сигналов включения и выключения для устройства 60 м, 750 В с одинаковыми Rgon = 1 Ом, Rgoff = 20 Ом для обоих устройств. Сплошные линии соответствуют корпусу 3L, а пунктирные линии — TO247-4L.

Разумеется, для TO247-4L ожидается более быстрое включение di / dt, поскольку индуктивность общего источника обходится, что приводит к снижению EON, несмотря на более высокий пиковый ток. Звонок ворот VGS значительно улучшен с использованием TO247-4L. Звонок VGS для TO247-4L также лучше при выключении, хотя здесь пиковое превышение VDS ниже с пакетом 3L вместе с более высоким EOFF.

В нижней половине рисунка 2 показано использование двух типов корпусов для коммутации 50 А, 400 В устройства 18 м, 750 В в полумосте, каждый с демпфирующим устройством 10 Ом, 300 пФ, Rg = 1 Ом и приводом затвора 0-15 В. Теперь существует гораздо большая разница в формах сигналов и коммутационных потерях между типами корпусов 3L и 4L. Устройства 3L имеют значительно более высокие потери при включении (1.67x) и потерях при выключении (4X) с аналогичными выбросами VDS и dV / dts, а также с более сильным вызывным сигналом VGS, особенно при выключении. Очевидно, что для использования корпусов TO247 при более высоких токах использование комбинации корпуса 4L с демпфирующим устройством RC обеспечивает максимальную производительность с хорошо управляемыми формами сигналов переключения.

 

Обзор преимуществ приложения

Теперь мы можем посмотреть, как эти особенности SiC полевых транзисторов G4 влияют на ряд приложений устройств. На рис. 3а показан пример использования 60 м, 750 В в цепи PFC с тотемным полюсом мощностью 3.6 кВт. В полупроводник График КПД рассчитан на основе измеренных потерь проводимости и коммутации устройств с учетом повышения температуры, но не включая контроллер. Индуктор или другие системные потери. Низкие потери на проводимость и переключение, отличное восстановление диодов и простое управление затвором обеспечивают высокий КПД, показанный здесь. Эта эффективность соответствует или превосходит эффективность более дорогостоящего SiC. MOSFET варианты, требующие более сложных приводов ворот. Поддерживаются как 3L, так и 4L версии пакета TO247. На рисунке 3b показаны те же данные, сравнивающие эффективность с медленной ветвью TPPFC, замененной кремниевым выпрямительным диодом вместо SiC FET. Вариант Si-диода больше 

 

Рисунок 3: полупроводник эффективность использования различных SiC полевых транзисторов в схеме PFC с тотемным полюсом на частоте 65 кГц с учетом только потерь в силовом устройстве. На графике слева используются SiC FET как для быстрого переключения, так и для медленного переключения, а на графике справа сравнивается разница с использованием SiC FET на быстром участке (1x UF3C065030K3S) с кремниевыми выпрямительными диодами на медленном участке. Опция Si-диода снижает эффективность примерно на 0.2%. Термин 1Ph 2P обозначает 1 фазу с двумя параллельными частями. Устройства UF2C — это устройства G3, включенные сюда для демонстрации производительности по сравнению с устройствами UJ3C G4.
 
Таблица 3: Потери в полупроводниках в LLC-цепи мощностью 3600 Вт с использованием SiC полевых транзисторов G4 на различных частотах. Возможен очень высокий КПД, при этом каждое устройство дает потери <6.27 Вт даже на частоте 500 кГц.

 

рентабельно, экономя два транзистора и приводы затвора, но снижение эффективности на 0.2% происходит на высокой линии. В то время как одного полевого транзистора 60 МОм достаточно для приложений мощностью 1.5 кВт, один блок на 18 МОм или два из параллельных 60 м лучше всего для 3–3.6 кВт. Вариант с одним устройством 18 МОм требует меньшей мощности привода затвора и занимает меньше места.

Таблица 3 представляет собой аналогичную оценку потерь в полупроводниках с использованием SiC полевых транзисторов 60 м и 18 м, 750 В в приложении LLC на 3600 Вт. Потери проводимости, возбуждения затвора и диодов суммируются для оценки чистых потерь на устройство при максимальной нагрузке. При использовании двух параллельных 2-метровых SiC полевых транзисторов или одного 60-метрового SiC полевого транзистора потери могут быть ниже 18 Вт на полевой транзистор даже на частоте 6.3 кГц, что обеспечивает очень высокий КПД при минимальной потребности в теплоотводе. Хотя в потерях преобладают потери проводимости, также показаны относительные вклады потерь на выключение, возбуждение затвора и диодной проводимости, которые, как видно из характеристик полевого транзистора G500 SiC, являются очень низкими.

Использование полевых транзисторов UnitedSiC обеспечивает простой путь к повышению эффективности в этих приложениях с мягкой коммутацией без особой необходимости менять привод затвора. В этом случае, когда работа ZVS потеряна, способность устройства к жесткому переключению без плохого восстановления диода гарантирует отсутствие сбоев. Дополнительный запас по напряжению также помогает продлить срок службы, когда это необходимо.

 

Заключение

В этой статье мы рассмотрели параметры новых SiC полевых транзисторов G4 UJ4C 750 В от UnitedSiC по сравнению с SiC MOSFET и полевыми транзисторами Superjunction в классе 600/650 В. Затем мы углубились в характеристики переключения устройств в корпусах TO247-4L и TO247-3L и продемонстрировали преимущества использования корпуса TO247-4L и для токов> 25 А значение демпферов RC для управления формами сигналов переключения при минимизации потерь. Мы использовали известные параметры устройства для извлечения потерь как в PFC с тотемным полюсом, так и в примере LLC, показав, как эти устройства могут обеспечить путь к эффективности 80Plus Titanium с простой реализацией привода затвора. Преимущества в приложениях как с аппаратной, так и с программной коммутацией, в сочетании с более простым управлением затвором и дополнительным запасом 100 В, делают его привлекательным новым входом в быстро расширяющуюся вселенную SiC-транзисторов, нацеленную на диапазон приложений 600-750 В в зарядных устройствах для электромобилей, электромобилей. Преобразователи постоянного тока в постоянный, центры обработки данных, электросвязь, возобновляемые источники энергии и накопители энергии. Дополнительную информацию можно найти на веб-сайте UnitedSiC [2,3,4].

 

дело

[1] https://chargedevs.com/newswire/unitedsic-announces-sic-fetswith-rdson-of-less-than-10-mohms/

[2] https://unitedsic.com/datasheets/DS_UJ4C075018K4S.pdf; https:// unitedsic.com/datasheets/DS_UJ4C075060K4S.pdf

[3] Минимизация электромагнитных помех и коммутационных потерь для SiC полевых транзисторов. https: // www. youtube.com/watch?v=HhV-SS-AnwI

[4] https://unitedsic.com/guides/UnitedSiC%20SiC%20FET%20 User% 20Guide.pdf www.united

 

Эта статья изначально появилась в журнале Bodo’s Power Systems.

 

DLA сертифицировало ещё 4 силовых МОП-транзистора Microsemi в герметичных корпусах

Компания Microsemi объявила, что Управление тыла министерства обороны США (Defense Logistics Agency (DLA)) выдало сертификат на JANTX / JANTXV2N6901 и JANTX / JANTXV2N7334 силовые МОП-транзисторы в герметичных корпусах.

На текущий момент компания Microsemi поставляет уже 26 сертифицированных DLA наименований силовых МОП-транзисторов в герметичных корпусах, которые используются в разработке преобразовательной техники, блоков управления приводом электродвигателей и силовой коммутации. DLA провело сертификацию этих МОП-транзисторов на соответствие параметрам, предъявляемых стандартами JANTX и JANTXV. Они доступны для диапазонов рабочих напряжений 100, 200, 400 и 500В, N- и P-канальные, как корпусах с выводами, так и в корпусах для поверхностного монтажа.

Сертификация МОП-транзисторов – очередной шаг Microsemi в производстве новых устройств для высоконадёжных применений; компания и в дальнейшем будет продолжать расширять ассортимент МОП-транзисторов, удовлетворяющие требованиям агрессивных сред и жёстким условиям окружающей среды, в которых функционируют космические и авиационные аппараты. Компания Microsemi в тесном сотрудничестве с DLA разработала тесты, предназначенные для проверки изделий на соответствие требованиям стандарта MIL-PRF-19500.

Технические параметры МОП-транзисторов Microsemi, прошедших сертификацию DLA:

   Транзистор    BVdss, В    Rds(on), Ом   Канал   ID, А   Версия    Корпус
       2N7334        100            0.7       N    1.0    /590  MO-036
       2N6901        100            1.4       N    1.7    /597    TO-39

Буферизация ионов и интерфейсный заряд обеспечивают высокопроизводительную электронику с органическими электрохимическими транзисторами

Структура устройства и электрические характеристики

Схематическое изображение структуры OECT показано на рис. 1a. Тонкая пленка PEDOT: PSS наносится методом струйной печати на полиэтиленовую пленку. Золото используется для электродов истока и стока. Ширина и длина канала транзистора составляют Вт = 1000 мкм и L = 500 мкм соответственно.Техника печати позволяет легко изменять толщину канала ( t ) путем печати нескольких уложенных друг на друга полимерных слоев в диапазоне от 230 до 2300 нм. Следует отметить, что толщина канала является ключевым параметром конструкции, поскольку она позволяет настраивать емкость транзистора и, в свою очередь, крутизну 19 . В качестве электролита использовали водный раствор хлорида натрия (NaCl) в диапазоне концентраций от c = 1 10 −3 M до c = 5 M.Колодец PDMS используется для пространственного ограничения электролита. Широкий диапазон исследуемых здесь концентраций ионов и толщины полимера чрезвычайно важен для биологических применений, датчиков и схем на основе OECT 19,34,35,36 . Электрод затвора представляет собой таблетку Ag / AgCl, погруженную в электролит. Более подробная информация о производстве OECT представлена ​​в разделе «Методы».

Рис. 1

Структура и электрические характеристики ОЭКТ. a Схематическое изображение OECT. b Типичные характеристики передачи в линейном масштабе OECT. c Типичные выходные характеристики OECT. Концентрация NaCl составляет 100 мМ. d Измеренная крутизна g м = d I D / d V G , максимум g м около 10 мс при В G = 0 В и В D = −0,4 В. Крутизна, приведенная к геометрии устройства и напряжению стока, составляет 60 См · см −1 В −1 . e , f Типичные характеристики переноса (полулогарифмическая шкала и линейная шкала), измеренные при нескольких концентрациях NaCl и при В D = -0,4 В. Толщина устройства составляет 2095 нм

Типичные характеристики переноса и вывода Изготовленные устройства показаны на рис. 1б, в соответственно. При приложении положительного напряжения затвора ( В, G ) катионы дрейфуют в полимер, уменьшая концентрацию дырок и ток стока ( I D ).Аналогично, когда применяется отрицательный В G , ранее введенные катионы дрейфуют из полимера, а анионы дрейфуют в полимер, концентрация дырок увеличивается, и это приводит к большему I D . Как показано на рис. 1d, максимальная крутизна, приведенная к геометрии OECT и напряжению стока, превышает 60 См см −1 В −1 при В G = 0 В и В D = −0,4 В в соответствии с современными стандартами OECT 6 .Чрезвычайно большая крутизна, возникающая в результате ионно-электронного взаимодействия через большую часть полимерного канала, является отличительной чертой OECT.

Анализ основных параметров OECT

Для исследования ионно-электронного взаимодействия в OECT мы измерили характеристики передачи ( I D V G ) путем изменения концентрации ионов c . Рисунок 1e, f показывает, что характеристики I D V G систематически смещаются в сторону более отрицательных напряжений с увеличением концентрации ионов.2}} {2}} \ right] $$

(1)

, где

$$ \ Gamma = \ frac {{Wt}} {L} \ mu C _ {\ mathrm {v}} $$

(2)

Ток стока зависит от геометрических и физических параметров устройства, а именно ширины полимера ( W ), длины ( L ), толщины ( t ), подвижности отверстий ( μ ), объемной емкости ( C). v ) и пороговое напряжение ( V T ), которое определяется как:

$$ V _ {\ mathrm {T}} = V _ {\ mathrm {P}} — V _ {{ \ mathrm {SH}}} $$

(3)

, где В P = qp 0 C v −1 — напряжение отсечки, q — элементарный заряд, p 0 — собственное легирование полупроводника, и В SH учитывает сдвиг напряжения как функцию концентрации ионов c .Стоит отметить, что В SH можно отнести как к границам раздела затвор / электролит, так и электролит / полупроводник.

Согласно формуле. (1) ток стока зависит от приложенных напряжений ( В G и В D ) и от параметров устройства Γ и В T . Γ и V T можно получить, подгоняя передаточные характеристики в линейном режиме.Систематически моделирование проводится на ОЭКТ с различной толщиной каналов и воспроизводятся передаточные характеристики. На дополнительном рисунке 1 показано моделирование I D V G в зависимости от c . Стоит отметить, что мы фокусируемся на узком диапазоне передаточных характеристик, поскольку это позволяет надежно извлекать параметры модели и обеспечивает отличную стабильность характеристик OECT 38,39 (дополнительный рис.2). Наклон линейной аппроксимации методом наименьших квадратов I D –V G дает Γ . На рисунке 2а показано Γ , нормализованное к геометрии канала (а именно Γ n = Γ L W −1 t −1 ) как функция c . Для каждого c среднее значение и стандартное отклонение Γ n рассчитываются путем моделирования OECT с несколькими толщинами.Мы обнаружили, что Γ n не зависит от c и, согласно формуле. (2) следует, что C v не зависит от c . Анализ дополнительно подтверждается воспроизведением передаточных характеристик OECT с моделью тока стока, недавно предложенной Friedlein и соавторами 40 (дополнительное примечание 1), которая учитывает неоднородную подвижность в OECT и обеспечивает превосходные характеристики соответствия рабочая область насыщения (дополнительный рис.2а). Дополнительный рисунок 2d показывает Γ n , извлеченный путем подгонки характеристик OECT с моделью Фридлейна, подтверждая, что C v не зависит от c .

Рис. 2

Параметры OECT в зависимости от концентрации ионов. a Нормированная проводимость Γ n = Γ L W −1 t −1 как функция концентрации ионов. b Пороговое напряжение В T как функция концентрации ионов. Кружки — это среднее значение, а полосы ошибок — это стандартное отклонение, рассчитанное путем моделирования десяти OECT разной толщины

A c -независимо C v критически важно, потому что в случае EDL емкость, на которую влияет противоион. ожидаемая концентрация 41,42 . Чтобы исследовать этот момент, мы проводим измерения спектроскопии электрохимического импеданса (EIS), систематически меняя концентрацию противоионов.Спектры импеданса OECT в зависимости от c показаны на дополнительном рисунке 3. Чтобы получить C v , для каждых c и t мы смоделировали измеренное сопротивление как функцию частоты. с эквивалентной схемой Рэндлса, которая в случае OECT состоит из резистора R s , включенного последовательно с параллельным резистором R p и конденсатором C 19 .В этой модели R с — это сопротивление электролита, R p зависит от реакций на рабочем электроде, а C учитывает накопление ионов на рабочем электроде 43 . Объемная емкость OECT рассчитывается как C v = C v -1 , где v = Вт L t — это общий объем канала OECT. C v и R s как функция c показаны на дополнительном рис.4. Во всех случаях мы обнаружили, что C v не зависит от концентрации ионов, и в результате C v = 44 ± 2 F см −3 . Это значение соответствует последнему слову техники 19,25 .

Для дальнейшего изучения происхождения ионно-зависимого тока стока, показанного на рис. 1e, f, мы проанализировали V T как функцию c . Среднее значение и стандартное отклонение извлекаются из OECT с несколькими значениями толщины для каждой концентрации ионов.Рисунок 2b показывает, что V T уменьшается с увеличением концентрации ионов. Согласно предыдущему анализу, напряжение отсечки не зависит от концентрации ионов ( В P = qp 0 C v −1 ) при условии, что p 0 не зависит от c . С этой целью мы контролировали проводимость полимера как функцию c , измеряя ток стока OECT, когда электрод затвора не погружен в электролит.Мы обнаружили, что I D не зависит от c (дополнительный рисунок 5), и поэтому изменение V T как функции от c можно приписать V SH . На рисунке 3a (символы) показано извлеченное значение V SH как функция от c. В SH учитывает падение напряжения на интерфейсах затвор / электролит ( В G / E ) и электролит / полимер ( В E / P ) и составляет:

$ $ V _ {{\ mathrm {SH}}} = V _ {{\ mathrm {G}} / {\ mathrm {E}}} + V _ {{\ mathrm {E}} / {\ mathrm {P}}} $ $

(4)

Обращаясь к границе раздела затвор-электролит, стоит отметить, что в качестве электрода затвора мы использовали таблетку Ag / AgCl, которая представляет собой неполяризуемый квазиэлектрод сравнения.Согласно уравнению Нернста, падение потенциала на границе затвор-электролит приводит к 44 ​​:

$$ V _ {{\ mathrm {G}} / {\ mathrm {E}}} = \ frac {{k _ {\ mathrm {B}} T}} {q} \ log c $$

(5)

, где k B — постоянная Больцмана, а T — температура. На рис. 3а (сплошная линия) показано падение напряжения на границе затвор / электролит, рассчитанное по формуле. (5). При больших концентрациях ионов В G / E (полная линия) близко к В SH (символы), а при малых концентрациях ионов В G / E значительно больше, чем В SH .Это указывает на то, что вкладом границы раздела электролит / полимер нельзя пренебречь, и его можно рассчитать с помощью уравнения. (4), а именно. V E / P = V SH V G / E .

Рис. 3

Зависимость потенциала на границах раздела от концентрации ионов. a Измеренный сдвиг порогового напряжения В SH как функция концентрации ионов (символы) и потенциала Нернста на границе раздела затвор / электролит В G / E (vs.SHE) рассчитывается по формуле. (5) (сплошная линия). b Зависимость потенциала на границе раздела электролит / полимер В E / P от концентрации ионов. Символы — это измерения, а сплошная линия рассчитана по формуле. (6). Кружки представляют собой среднее значение, а полосы ошибок — стандартное отклонение, рассчитанное путем моделирования десяти OECT разной толщины

Роль взаимодействия объемного заряда

На рисунке 3b (символы) показано падение напряжения на границе раздела электролит / полимер ( В ). E / P ) в зависимости от c .На дополнительном рисунке 6 показано, что V E / P , извлеченный с помощью Friedlein et al. модель полностью согласна. В E / P большая и отрицательная ( В E / P ≈ −0,2 В) при минимальной концентрации ионов c = 10 −3 M, она увеличивается с наклоном Нернста 59 мВ дек −1 до c = 5 10 −1 M, а при более высоких концентрациях V E / P близко к нулю. Это можно объяснить следующим образом.В OECT ионы, растворенные в электролите, могут течь в объем полимерного канала. В случае PEDOT: PSS OECT канал состоит из смеси полимеров, состоящей из богатой PSS матрицы, содержащей зерна с высоким содержанием PEDOT нанометрового размера 20,24,25 , как схематично показано на рис. 4. Электронный ( дырка) проводимость происходит в PEDOT (синие островки на рис. 4), в то время как ионная проводимость обеспечивается полиэлектролитом PSS (светло-серые области на рис. 4). Действительно, при контакте с электролитом матрица PSS набухает и позволяет гидратированным ионам проникать в полимерную смесь 20,45 .Граница раздела полиэлектролит / электролит действует как полупроницаемая мембрана, через которую могут проникать подвижные ионы, обеспечиваемые раствором электролита (красные сферы на рис. 4), но не может быть пересечена фиксированными анионами SO 3 PSS (синие кубики на рис. 4). Как следствие, фиксированные заряды в объеме полиэлектролита ( N fix ) электростатически компенсируются катионами, содержащимися в электролите. Более подробно, при низких концентрациях электролита ( c « N fix ) катионы дрейфуют в полимер и компенсируют фиксированные отрицательные заряды.В состоянии равновесия концентрация катионов в полимере ( c PSS + ) равна N fix независимо от c , и отрицательный потенциал возрастает на границе полиэлектролит / электролит ( V E / P <0 В). С другой стороны, когда c » N fix , фиксированные заряды в полиэлектролите пренебрежимо малы, c PSS + c и V E / P ≈ 0 В.

Рис. 4

Схематический вид материала PEDOT: PSS OECT. Полимерный канал изображен зернами, богатыми PEDOT (темно-синий), размещенными в матрице, богатой PSS (серый). Увеличение показывает ионно-электронное взаимодействие в канале PEDOT: PSS. Фиксированные анионы в полиэлектролите PSS (синие кубики) электростатически компенсируются как дырками в полупроводнике PEDOT (красный h + ) на границе раздела PEDOT / PSS, так и подвижными катионами (красные сферы) в объеме PSS

. поведение напоминает равновесие Доннана в полупроницаемых мембранах, и потенциал на границе раздела полиэлектролит / электролит можно рассчитать как (см. дополнительное примечание 2) 25,46 :

$$ V _ {{\ mathrm {E}} / { \ mathrm {P}}} = — \ frac {{k _ {\ mathrm {B}} T}} {q} {\ mathrm {asinh}} \ left ({\ frac {{z _ {{\ mathrm {fix}) }} N _ {{\ mathrm {fix}}}}} {{2zc}}} \ right) $$

(6)

, где z и z fix — это количество зарядов ионов, растворенных в электролите, и фиксированный заряд в полиэлектролите, соответственно.Интересно, что модель предсказывает, что V E / P демонстрирует нернтовское поведение, когда c « N fix , а V E / P ≈ 0, когда c » N fix . Рисунок 3b (линия) показывает, что В E / P , рассчитанное по формуле. (6) точно воспроизводит измерения во всем диапазоне концентраций ионов. Воспроизведя измерения с помощью модели, мы оценили концентрацию SO 3 N fix = 3.16 M (а именно около 1,9 10 21 см −3 ). Широкий диапазон оцененных здесь концентраций ионов доказывает, что уравнение Нернста не может описать V E / P и, следовательно, окислительно-восстановительными реакциями Фарадея можно пренебречь. Кроме того, дополнительный рис. 7 показывает, что уравнение. (6) может объяснить сдвиг порогового напряжения, измеренный в OECT, использующих электролиты различной химической природы, такие как KCl, Ca (NO 3 ) 2 и Al 2 (SO 4 ) 3 .Это обеспечивает дальнейшее понимание сильной зависимости характеристик транзистора от химической природы используемого противоиона, как сообщается в справочниках. 47,48 .

Интересно, что уравнения. (4) — (6) показывают, что фактическое напряжение стробирования (а именно В G + В SH ) зависит от концентрации электролита ( В SH = В G / E + В E / P ). Комбинируя эту модель с подходом, предложенным Friedlein et al. 40 , нормализованная концентрация дырок ( p / p 0 ) как функция от c , результаты:

$$ \ frac {p} {{p_0}} = \ frac {{V_ { \ mathrm {P}} — V _ {\ mathrm {G}} + V _ {{\ mathrm {ch}}}}} {{V _ {\ mathrm {P}}}} — \ frac {{k _ {\ mathrm { B}} T}} {{qV _ {\ mathrm {P}}}} \ left [{\ log \ left (c \ right) — {\ mathrm {asinh}} \ left ({\ frac {{z _ {{ \ mathrm {fix}}} N _ {{\ mathrm {fix}}}}} {{2zc}}} \ right)} \ right] $$

(7)

, где V ch — потенциал вдоль полимерного канала.На рисунке 5a показано p как функция c и V G . p / p 0 линейно убывает с логарифмом c с наклоном, равным 147 10 −3 dec −1 в нижнем диапазоне c (10 −3 M < c <1 M), где c влияет на V E / P и V G / E и 74 10 −3 dec −1 в верхнем диапазоне c (1 M < c <5 M), где V E / P исчезает и только V G / E зависит от c .На рисунке 5а также показана зависимость от V G V ch . Во всем диапазоне c , p / p 0 линейно уменьшается с увеличением V G , поскольку C v является постоянным.

Рис. 5

Концентрация дырок и ионов в канале OECT. a Концентрация дырок в канале PEDOT: PSS, нормированная на собственную концентрацию дырок в зависимости от c и V G V ch .Концентрация дырок рассчитывается согласно формуле. (7) при координатах канала x = L /2, когда OECT смещен на В D = -0,1 В. b Концентрация подвижных ионов в электролите (черная пунктирная линия) и подвижных концентрация катионов (синяя линия) и аниона (красная линия) в полиэлектролите PSS, приведенная к концентрации фиксированного заряда в полимере N fix . Концентрации рассчитываются по дополнительным уравнениям (19), (20), (21) (см. Дополнительное примечание 2)

На рисунке 5b показаны концентрации подвижных катионов и анионов в массе PSS ( c PSS + и c PSS соответственно) как функция концентрации ионов электролита c .Для общности c PSS + , c PSS и c нормализованы относительно N fix . При c / N fix «1, c PSS + буферизируется до постоянного значения c PSS + = N fix , а c PSS квадратично увеличивается с c .В этом случае на границе раздела электролит / полимер возрастает зависящий от концентрации потенциал. С другой стороны, когда c / N fix »1, эффект электростатического взаимодействия между фиксированными зарядами и подвижными ионами незначителен. Отсюда следует, что концентрация как анионов, так и катионов в фазе PSS равна c и получается исчезающий потенциал на границе раздела.

В качестве дополнительного подтверждения мы производим OECT с положительно заряженным полиэлектролитом в канале.Поли-L-лизин (PLL) добавляется к дисперсии PEDOT: PSS путем изменения соотношения между PLL и PEDOT: PSS (подробности приведены в разделе «Методы»). Выполняется электрический анализ (EIS и характеристики передачи) PEDOT: PSS: PLL OECT и извлекаются параметры устройства. На рисунке 6a показан потенциал электролит / полимер В E / P как функция c , когда соотношение PEDOT: PSS / PLL равно 1/3, 5/1 и 1/0 (без PLL) v / v. Минимум c , где В E / P ≈ 0 В систематически снижается с увеличением концентрации ФАПЧ.Во всех случаях модель (уравнение (6)) точно воспроизводит измерения во всем диапазоне концентраций ионов, и мы обнаружили, что чистая концентрация отрицательного фиксированного заряда в PEDOT: PSS: PLL составляет Н fix ( 5/1) = 1,8 10 20 см −3 (0,3 M) и N fix (1/3 ) = 4 10 19 см −3 (66 10 −3 M), когда отношение PEDOT: PSS / PLL равно 5/1 и 1/3 об / об, соответственно.Эти результаты показывают, что потенциал на границе раздела электролит / полимер можно контролировать, регулируя фиксированную концентрацию заряда в полимере. Чтобы исследовать универсальность модели, мы расширили анализ на другие материалы, а именно P3HT и Crystalized PEDOT: PSS (Crys-P) 49 , которые широко используются для изготовления высокоэффективных OECT 21,47,50 . На рисунке 6а показано, что в случае P3HT OECT V E / P равно 0 В во всем исследованном диапазоне концентраций, в результате получается N fix P3HT <10 17 см −3 (10 −4 M).Такая небольшая фиксированная концентрация заряда ожидается в случае нелегированного P3HT 51,52,53 . Более того, рис. 6a показывает, что в случае Crys-P минимум c , где исчезает V E / P , смещается на более низкое значение c по отношению к исходному PEDOT: PSS, и мы нашли N fix Crys − P = 6 10 19 см −3 . Это дает количественное свидетельство того, что в Crys-P избыток PSS (то есть объемный PSS) химически удаляется обработкой серной кислотой.Интересно, что мы обнаружили, что N fix Crys-P почти совпадает с полученным в PEDOT: PSS: PLL, когда соотношение PEDOT: PSS / PLL составляет 1/3 об / об, что позволяет предположить, что в случае PEDOT: PSS / PLL = 1/3 объемный фиксированный заряд полностью компенсируется.

Рис. 6

Влияние объемного и межфазного заряда. a Измеренные (символы) и рассчитанные (сплошные линии, уравнение (6)) V E / P как функция от c в OECT с различными полимерными каналами. b Концентрация PEDOT (красные символы, левая ось) и объемная емкость C v (синие символы, правая ось) PEDOT: PSS: PLL OECT в зависимости от отношения PEDOT: PSS / PLL. C v нормализован до C v исходного PEDOT: PSS. Аналогично, концентрация PEDOT нормализуется к концентрации PEDOT: PSS OECT. Пунктирные линии — ориентир для глаза. c Измерено C v как функция c для OECT с различным соотношением PEDOT: PSS / PLL (символы).Пунктирными линиями показаны средние значения.

Роль межфазного взаимодействия зарядов

Для дальнейшей оценки влияния зарядов полиэлектролита на характеристики OECT, мы изготовили OECT PEDOT: PSS: PLL с соотношением PEDOT: PSS / PLL, равным 5. / 1, 1/3, 1/5, 1/10 и 1/50. Дополнительный рисунок 8a показывает, что при небольшом содержании PLL (а именно, PEDOT: PSS / PLL больше, чем 1/3 об. / Об.), PEDOT хорошо диспергирован, и видимого разделения полимера не происходит. При увеличении содержания PLL проявляется четкое отделение ПЭДОТ от дисперсии.Это подтверждается дополнительным рис. 8b, на котором после извлечения дисперсии из шприца значительный остаток PEDOT не получается при соотношениях PEDOT: PSS / PLL, равных 5/1 и 1/3 об / об, в то время как агрегаты PEDOT могут быть четко определены. наблюдается при более высоких концентрациях ФАПЧ. Образование недиспергированного PEDOT неудивительно, учитывая, что PEDOT представляет собой нерастворимый в воде полимер, а отрицательные заряды PSS используются в качестве уравновешивающих заряд легирующих добавок для получения водорастворимого комплекса PEDOT: PSS 54 .Отсюда следует, что компенсация отрицательных фиксированных зарядов PSS, расположенных на границе раздела PEDOT / PSS, положительными зарядами PLL дает нерастворимые в воде агрегаты PEDOT. Чтобы количественно оценить концентрацию PEDOT в PEDOT: PSS: PLL OECT, мы электрооптически исследуем состав осажденных пленок. На рис. 7а показана экспериментальная установка. Мы измеряем оптическое пропускание при 620 нм 55 и В G в диапазоне от 0 В до 0,5 В устройств с различным количеством ФАПЧ.На рисунке 7b показаны изображения, полученные в случае OECT с PEDOT: PSS / PLL = 5/1, а на рисунке 7c показана соответствующая гистограмма интенсивности красного канала при различных V G . Применяя закон Бера-Ламберта, измеренная оптическая интенсивность обеспечивает соотношение между концентрацией PEDOT в PEDOT: PSS: PLL и исходным PEDOT: PSS. На рисунке 6b показана концентрация PEDOT в пленках PEDOT: PSS: PLL как функция отношения PEDOT: PSS / PLL. Когда PEDOT: PSS / PLL ≥ 1/3, концентрация PEDOT в пленке PEDOT: PSS: PLL не зависит от содержания PLL и равна концентрации исходного PEDOT: PSS (без PLL), тогда как дальнейшее увеличение содержания PLL приводит к снижение содержания ПЕДОТ.Важно отметить, что электрооптические измерения показывают, что на состояние легирования PEDOT не влияет система ФАПЧ (дополнительное примечание 3, дополнительный рисунок 9). Можно сделать вывод, что небольшое содержание PLL (PEDOT: PSS / PLL ≥ 1/3 v / v) приводит к компенсации фиксированных зарядов в объеме полиэлектролита с незначительным влиянием на фиксированные заряды на границе раздела PEDOT / PSS. Кроме того, большие количества PLL (PEDOT: PSS / PLL ≤ 1/5 об / об) приводят к отделению PEDOT от дисперсии из-за компенсации межфазных зарядов.

Рис. 7

Электрооптические характеристики ОЭКТ. a Схема измерительной установки. b 2D карты интенсивности, измеренные на OECT с PEDOT: PSS / PLL = 5/1 при В G = [0, 0,1, 0,2, 0,3, 0,4, 0,5] В и В D = В S = 0 В. Масштабная шкала составляет 50 мкм. c Функция плотности вероятности (PDF) 2D-карт интенсивности, измеренных на OECT с PEDOT: PSS / PLL = 5/1 при различных В G

Воспользовавшись этим эффектом компенсации заряда, мы исследуем объемный емкость как функция заряда полиэлектролита путем выполнения EIS на PEDOT: PSS: PLL OECT с различными соотношениями PEDOT: PSS / PLL.На рисунке 6b показано, что C v OECT с небольшим содержанием PLL (PEDOT: PSS / PLL> 1/5 v / v) почти равны исходному PEDOT: PSS OECT, C v немного. уменьшается для устройств с соотношением PEDOT: PSS / PLL, равным 1/5, в то время как оно резко уменьшается при большем содержании PLL. В свете предыдущего анализа небольшое содержание PLL влияет только на объем полимера, не влияя на интерфейс PEDOT: PSS. Таким образом, мы можем сделать вывод, что C v зависит от количества PEDOT в осажденной пленке, демонстрируя, что C v связано с электростатическим взаимодействием на границе полупроводник / (поли) электролит (PEDOT / PSS). .Рисунок 6c показывает, что измеренное значение C v не зависит от концентрации ионов. Такое поведение можно объяснить, рассматривая большую концентрацию фиксированного заряда (около 1 М) на границе раздела PEDOT / PSS, которая дает незначительный диффузный слой 42 .

Электроника на основе OECT

Понимание и количественная оценка ключевых механизмов в OECT обеспечивает обоснование для разработки высокопроизводительной электроники. Здесь в качестве актуального примера мы демонстрируем униполярные инверторы.Инвертор — это фундаментальный строительный блок любой электронной схемы, позволяющий разрабатывать интегрированную электронику и биоэлектронику на основе OECT. Инверторы используются как в цифровых схемах как логические вентили, так и в аналоговых схемах как усилители напряжения. На рис. 8а показана принципиальная электрическая схема, состоящая из двух последовательно включенных OECT p-типа. Входное напряжение В I подается на затвор драйвера OECT, в то время как нагрузка OECT работает как топология 56 с нулевым напряжением V GS .Модель OECT (дополнительное примечание 4, дополнительный рисунок 10) реализована в имитаторе схемы для прогнозирования работы схемы.

Рис. 8

Униполярный инвертор на базе OECT. а Схема разработанной схемы. Геометрия драйвера Вт = 1000 мкм, L = 500 мкм, t = 210 нм, геометрия нагрузки Вт = 1000 мкм, L = 500 мкм, t = 280 нм. Crys-P используется для канала OECT, подробности которого приведены в дополнительном примечании 4. b Измеренные (сплошная линия) и смоделированные (пунктирные линии) характеристики передачи напряжения инвертора. c Измеренное (сплошная линия) и смоделированное (пунктирные линии) усиление инвертора

Концентрация ионов нагрузки OECT используется в качестве конструктивного параметра для максимизации ключевых показателей качества схемы, а именно коэффициента усиления и запаса шума, в то время как Концентрация ионов драйвера составляет 5 М. На рисунке 8b показано, что смоделированные (пунктирные линии) и измеренные (сплошные линии) характеристики переноса согласуются во всем диапазоне напряжений и концентраций ионов.Когда на входе низкий уровень (например, В, I = GND), напряжение исток-затвор В SG , приложенное к драйверу OECT, велико ( В SG = В DD В I ) и, как следствие, выходное напряжение В OUT близко к В DD . При увеличении В I подтягивание становится все слабее и резкий переход В O от В DD к GND отображается, когда В I достигает точки срабатывания. напряжение В TP .Дальнейшее увеличение В I ( В I > В TP ) снижает В SG и В O близко к GND. Рисунок 8b показывает, что на характеристики переноса сильно влияет концентрация ионов. Более подробно, когда c увеличивается с 5 10 −3 до 3 M V TP изменяется с V I = 0,3 V на V I = 0.54 В, а коэффициент усиления увеличивается с 12 до 107 (рис. 8c) с максимальным запасом по шуму, равным 0,33 В, то есть 82% от теоретического предела. Это можно объяснить следующим образом. Увеличивая c , ионная буферизация приводит к более отрицательному пороговому напряжению нагрузочного транзистора, в то время как из-за заряда интерфейса его емкость не изменяется. В результате, В TP увеличивается, поскольку для переключения В O из высокого в низкое состояние требуется большее В I .Кроме того, уменьшенный ток стока транзистора нагрузки дает больший коэффициент усиления, который обратно пропорционален току, протекающему через инвертор. Стоит отметить, что для простоты мы варьировали только концентрацию электролита нагрузки, но аналогичные соображения справедливы в случае, когда как концентрации нагрузки, так и концентрации драйвера взяты в качестве проектных переменных.

Предлагаемый подход сравнивается с несколькими инверторами на основе электролитных технологий в таблице 1.По коэффициенту усиления и шуму разработанный инвертор превосходит те, которые получают современные инверторы с электролитным затвором на основе оксидов металлов, углеродных нанотрубок, двумерных и органических материалов 33,57,58,59,60,61, 62,63,64,65,66 .

Таблица 1 Сравнение производительности

Электроника Готово быстро 4 | Транзист | Сообщество RobotShop

Транзисторы

— это трехконтактные устройства, на биполярном переходном транзисторе эти выводы называются коллектором (C) , базой (B) и эмиттером (E) .Существует две версии BJT-транзистора: NPN и PNP , в которых описывается физическое устройство полупроводниковых материалов, из которых они изготовлены. Это только изменяет направление потока тока. А пока давайте сосредоточимся на более распространенном транзисторе NPN.

Основной принцип транзисторов заключается в том, что, обеспечивая небольшой ток между базой и эмиттером, вы позволяете большему току течь между коллектором и эмиттером.

Источник: Pixel Electric

Режимы работы

Существует четыре различных режима работы транзистора, которые зависят от напряжений на его трех выводах.Четыре режима:

Saturation — Транзистор работает как переключатель в состоянии ON .

Отсечка — Транзистор работает как переключатель в состоянии ВЫКЛ .

Активный — Транзистор работает как усилитель .

Reverse Active — Транзистор работает как менее эффективный усилитель, чем активный режим, и поэтому не будет использоваться.

В режимах насыщения , и , транзистор будет работать как переключатель. Если напряжение между базой и эмиттером превышает пороговое напряжение (около 0,7 В в большинстве транзисторов), это позволит току течь между коллектором и эмиттером, где находится основная цепь. Если оно упадет ниже порогового напряжения, ток перестанет течь, и транзистор перейдет в состояние ВЫКЛ.

Активный режим — самый мощный режим транзистора, потому что он превращает устройство в усилитель. Ток, идущий в базу, усиливает ток, идущий между коллектором и эмиттером.

Для работы в активном режиме базовое напряжение должно быть меньше, чем на коллекторе, но больше, чем на эмиттере. Это также означает, что коллектор должен быть больше эмиттера. Коэффициент усиления (коэффициент усиления) транзистора β линейно связывает ток коллектора с током базы.

Фактическое значение β зависит от транзистора. Обычно это около 100, но может варьироваться от 50 до 2000, в зависимости от того, какой транзистор вы используете и сколько тока через него проходит. Если, например, у вашего транзистора β = 100, это будет означать, что входной ток в 1 мА в базу может производить ток 100 мА через коллектор.

Приложения BJT
Н-образный мост

H-мост — это простая схема, которая позволяет управлять направлением двигателя постоянного тока с помощью транзисторов.Двигатель постоянного тока вращается по часовой стрелке или против часовой стрелки в зависимости от полярности напряжения, приложенного к двигателю. Схема состоит из четырех транзисторов, которые действуют как переключатели, двух PNP и двух NPN. Разомкнув два переключателя и замкнув два других, вы можете управлять направлением двигателя.

Источник: RobotShop

Обычно вы управляете транзисторами с помощью микроконтроллера, такого как Arduino.Самое главное — убедиться, что все транзисторы выдерживают ток, достаточный для двигателя, иначе он перегорит. Например, если двигатель потребляет ток 1 ампер, вам нужны транзисторы, которые могут выдерживать минимум 1 ампер.

Транзистор Дарлингтона

Транзисторы Дарлингтона — это два BJT, соединенных вместе таким образом, что ток, усиленный первым транзистором, дополнительно усиливается вторым.Эта конфигурация дает гораздо более высокий коэффициент усиления по току, чем каждый транзистор в отдельности. Типичный транзистор Дарлингтона имеет коэффициент усиления по току 1000 или более, так что для переключения пары на более высокие токи переключения требуется только небольшой базовый ток.

Источник: Википедия

Пара Дарлингтона ведет себя как отдельный транзистор, то есть у нее одна база, один коллектор и один эмиттер.Один из недостатков — это примерное удвоение напряжения база-эмиттер. Поскольку между базой и эмиттером транзистора Дарлингтона имеется два перехода, эквивалентное напряжение база-эмиттер является суммой обоих напряжений база-эмиттер

Транзисторы Дарлингтона

могут использоваться в сильноточных цепях, например в тех, которые связаны с компьютерным управлением двигателями или реле. Ток усиливается от нормального низкого уровня выходной линии компьютера до величины, необходимой для подключенного устройства.

Фототранзистор и оптопара

Фототранзистор — это транзистор, который может определять уровни света и изменять ток, протекающий между эмиттером и коллектором, в зависимости от уровня света, который он получает.

Характеристики фототранзистора при различной интенсивности света очень похожи на характеристики обычного биполярного транзистора, но с разными уровнями тока базы, замененными разными уровнями интенсивности света.

В фототранзисторе протекает небольшой ток, даже когда нет света. Это называется темновым током и представляет собой небольшое количество электронов, которые вводятся в эмиттер. Как и фотогенерируемые электроны, он также усиливается транзистором.

Источник: Tech-FAQ

Фототранзистор можно комбинировать со светодиодом для создания оптрона.Оптопара — это электронный компонент, который передает электрические сигналы между двумя изолированными цепями с помощью света. Оптопары предотвращают воздействие высокого напряжения на систему, принимающую сигнал.

Оптопары

обычно содержатся в одном корпусе, часто размером с интегральную схему.

Источник: RobotShop

Если вы разрабатываете электронное устройство, которое будет восприимчиво к скачкам напряжения, ударам молнии, скачкам напряжения питания и т. Д.тогда он понадобится для защиты низковольтных устройств. Оптопара может эффективно:

  • Устранение электрических помех из сигналов
  • Изолируйте низковольтные устройства от высоковольтных цепей
  • Позволяет использовать небольшие цифровые сигналы для управления более высокими напряжениями переменного тока

Новый четырехмерный транзистор — превью будущих компьютеров

4 декабря 2012 г.


Это изображение, полученное с помощью просвечивающего электронного микроскопа, показывает поперечное сечение новый тип транзистора в форме рождественской елки, созданный исследователи из университетов Purdue и Гарвардского университета.Транзистор сделан из крошечные нанопроволоки из материала под названием арсенид индия-галлия, которые могут замените кремний в течение десяти лет. (Изображение Университета Пердью)
Загрузить фото

WEST LAFAYETTE, Ind. — Новый тип транзистора в форме как новогодняя елка прибыла как раз к праздникам, но прототип не будет укрываться под деревом вместе с другими подарками.

«Это предварительный обзор того, что будет в полупроводниковой промышленности «, — сказал Пейде» Питер «Йе, профессор электротехника и компьютерная инженерия в Университете Пердью.

Создано

исследователей из университетов Пердью и Гарварда. транзистор, который сделан из материала, который может заменить кремний внутри десятилетие. Каждый транзистор состоит из трех крошечных нанопроволок, сделанных не из кремния, как обычные транзисторы, но из материала, называемого арсенид индия-галлия. Три нанопроволоки становятся все меньше, дающие конусообразное поперечное сечение, напоминающее рождественскую елку.

Исследование основано на предыдущей работе, в которой команда создали трехмерную структуру вместо обычных плоских транзисторов.Подход может позволить инженерам создавать более быстрые, компактные и эффективные интегрированные схемы и более легкие ноутбуки, которые выделяют меньше тепла, чем современные.

Новые данные показывают, как повысить производительность устройства за счет соединение транзисторов вертикально параллельно.

«Одноэтажный дом может вместить столько людей, но больше этажей, больше людей, и это то же самое вещь с транзисторами, — сказал Е. — Их штабелирование дает больше текущая и гораздо более быстрая работа для высокоскоростных вычислений.Это добавляет целую новое измерение, поэтому я называю их 4-D «.

Результаты будут подробно описаны в двух документах, которые будут представлены. во время Международной встречи по электронным устройствам 8-12 декабря в Сан-Франциско. В одном из документов был выделен организаторами конференции как один из «самых интересных темы и доклады, которые будут представлены ».

Работой руководит докторант Purdue Цзянцзян Гу. и постдокторант из Гарварда Синьвэй Ван.

Новейшее поколение кремниевых компьютерных микросхем, представленные в этом году, содержат транзисторы с вертикальной трехмерной структурой. вместо обычной плоской конструкции.Однако, поскольку кремний имеет ограниченную «подвижность электронов» — скорость потока электронов — другие материалы будут вероятно, вскоре потребуется продолжить разработку транзисторов с этим трехмерным подходом, Е. сказал.

Арсенид индия-галлия входит в число перспективных полупроводники изучаются для замены кремния. Такие полупроводники называют III-V материалы, потому что они сочетают в себе элементы из третьей и пятой групп. периодической таблицы.

Авторы научных статей: Гу; Ванга; Purdue докторант Х.Ву; Научный сотрудник Purdue Дж. Шао; Purdue докторант А. Т. Нил; Майкл Дж. Манфра, Уильям Ф. и Пэтти из Purdue Дж. Миллер, адъюнкт-профессор физики; Рой Гордон, Томас Д. Кэбот из Гарварда Профессор химии; и Е.

Транзисторы содержат важные компоненты, называемые затворами, которые позволяют устройствам включаться и выключаться и направлять поток электрический ток. Меньшие ворота позволяют работать быстрее. В сегодняшних Трехмерные кремниевые транзисторы, длина этих затворов составляет около 22 нанометров, или миллиардные доли метра.

Трехмерный дизайн имеет решающее значение, поскольку длина затвора составляет 22 нанометра. и меньше не работают в архитектуре с плоским транзистором. Инженеры работа над транзисторами, которые используют затвор еще меньшей длины; 14 ожидается к 2015 году и 10 нанометров к 2018 году.

Однако уменьшение размеров сверх 10 нанометров и дополнительные улучшения производительности, вероятно, невозможны с использованием кремния, Это означает, что для продолжения прогресса потребуются новые материалы, — сказал Е.

Для создания транзисторов меньшего размера также потребуется найти новый тип изоляционного или «диэлектрического» слоя, который позволяет затвору выключить.Поскольку длина затвора уменьшается менее 14 нанометров, используемый диэлектрик в обычных транзисторах не работает должным образом и, как говорят, «утечка» электрического заряда при выключенном транзисторе.

Нанопроволоки в новых транзисторах покрыты композитный изолятор другого типа, слой лантана толщиной 4 нанометра алюминат со сверхтонким слоем оксида алюминия толщиной в полнанометра. Новый ультратонкий диэлектрик позволил исследователям создать транзисторы из индий-галлий- Арсенид с 20-нанометровыми затворами, что является важной вехой, сказал Е.

Работа, базирующаяся в Центре нанотехнологий Бирка в г. Парк открытий Purdue, финансируется Национальным научным фондом и Semiconductor Research Corp.

Автор: Эмиль Венере, 765-494-4709, [email protected]

Источник: Пейде Е, 765-494-7611, [email protected]


РЕФЕРАТ

20–80 нм Длина канала InGaAs Gate-all-around Nanowire MOSFETs с EOT = 1,2 нм и Самая низкая SS = 63 мВ / дек

Дж.J. Gu, 1) X. W. Wang, 2) H. Wu, 1) J. Shao, 3) А. Т. Нил, 1) М. Дж. Манфра, 3) Р. Г. Гордон, 2) и П. Д. Йе 1)

1) Школа электротехники и вычислительной техники, Университет Пердью

2) Кафедра химии и химической биологии, Гарвардский университет

3) Физический факультет Университета Пердью,

Недавно сверху вниз технология для полевых МОП-транзисторов с нанопроволочным затвором III-V (GAA) была продемонстрировано [1-2].Однако такие показатели устройства, как gm, VDD, SS, DIBL и масштабирование длины канала (Lch) устройств III-V GAA, продемонстрированное в [1] все еще сильно ограничены большим EOT устройств. В этом аннотации мы Экспериментально продемонстрировать полевые МОП-транзисторы с нанопроволокой InGaAs GAA с EOT до 1,2 нм за счет успешной интеграции сложного оксидного диэлектрика LaAlO3 (k ~ 16) [3]. Уменьшение EOT позволило продемонстрировать первый 20-нм Lch InGaAs. МОП-транзисторы с gm 1,65 мСм / мкм при Vds = 0,5 В и незначительными эффектами короткого канала (SCE).Систематическое исследование показателей масштабирования с Lch между 20-80 нм и нанопроволокой размерно-зависимое исследование транспорта с шириной нанопроволоки (WNW) между 20-35 нм также было выполнено для трех разных стеков ворот, демонстрируя почти идеальное SS 63 мВ / дек и DIBL 7 мВ / В. Показано, что интеграция 4 нм LaAlO3 с ультратонким межфазным слоем Al2O3 0,5 нм позволяет снизить EOT = 1,2 нм с оптимизированной плотностью захвата интерфейса (Dit), что обеспечивает отличное масштабируемость, почти баллистический транспорт и высокий gm при низком напряжении питания.


РЕФЕРАТ

III-V Универсальный технологический процесс Nanowire MOSFET: от 3D к 4D

Дж. J. Gu, 1) X. W. Wang, 2) J. Shao, 3) A. T. Neal, 1) M. J. Manfra, 3) R. G. Gordon, 2) и P. D. Ye 1)

1) Школа электротехники и вычислительной техники, Университет Пердью

2) Кафедра химии и химической биологии, Гарвардский университет

3) Физический факультет Университета Пердью,

Введение: III-V полевые МОП-транзисторы на основе нанопроволоки (NW) с универсальным затвором (GAA) или трехмерные транзисторы III-V экспериментально продемонстрировано подходом сверху вниз, показав отличные масштабируемость до длины канала (Lch) 50 нм [1].Однако GM, SS и DIBL сильно ограничены большим EOT устройств [1]. Кроме того, хотя боковая (параллельно поверхности пластины) интеграция ННК проведена. продемонстрировано с высоким приводным током на провод, общая управляемость по току устройств ограничено большим шагом ННК. Чтобы преодолеть это стремление существующим узким местом, впервые был применен нисходящий техпроцесс. разработан для изготовления вертикально уложенных (перпендикулярно поверхности пластины) III-V NWFET, подобные некоторым исследованным Si NWFET [2-3].Мы называем этот новый тип нанопроволочные устройства III-V 4D транзисторы, чтобы отличить их от III-V 3D транзисторы [1], которые имеют только один вертикальный слой и несколько боковых проводов. Экспериментальные результаты, представленные в этом резюме, показывают, что ток возбуждения на Шаг проволоки (Wpitch) значительно увеличен от 3D до 4D структуры. Новое устройство концепция очень многообещающая для будущей высокоскоростной маломощной логики и RF Приложения.


Путь к трехмерной биоэлектронике

ВВЕДЕНИЕ

Клеточные анализы широко использовались для открытия лекарств, а также для понимания молекулярных механизмов болезней в течение нескольких десятилетий.Хотя большинство методов полагаются на оптические преобразователи, электрическое преобразование, возможно, является чрезвычайно богатым данными и динамическим средством взаимодействия с клетками. Большинство электрических измерений до сих пор сосредоточено на электрофизиологическом взаимодействии с электрогенными клетками (например, нейронами или тканями сердца) ( 1 , 2 ). Тем не менее, существует значительный объем работ с использованием методов электрического импеданса для мониторинга таких разнообразных свойств клеток, как адгезия к микродвижению, неинвазивным способом без меток, благодаря новаторской работе Giaever и Keese ( 3 ).Транзисторы, которые многие считают революционным изобретением, открывшим эру микроэлектроники, могут использоваться в качестве преобразователей биологических сигналов при интеграции с электролитами ( 4 ). В качестве транзисторов с электролитным затвором органические электрохимические транзисторы (OECT) особенно подходят для биотрансдукции, поскольку они могут преобразовывать биологические сигналы в электрические выходные сигналы с использованием очень низких рабочих напряжений ( 5 ). OECT использует органическую полупроводниковую пленку в канале, контактирующем с электролитом (биологической средой), потенциал которого модулируется электродом затвора.Работа OECT основана на проникновении ионов электролита в канал и их способности изменять состояние легирования и, следовательно, проводимость канала. Отличительной особенностью этих устройств является то, что взаимодействие ионов с каналом охватывает большую часть органического электронного канала, что приводит к большому усилению модуляции затвора ( 6 ). Поэтому OECT были интегрированы в различные платформы биохимических датчиков, включая имплантируемые матрицы, которые записывают сигналы от электрически активных клеток с рекордно высокой чувствительностью ( 7 ), или платформы in vitro, которые измеряют концентрацию метаболитов в физиологических жидкостях ( 8 10 ).Таким образом, было показано, что OECT, непосредственно взаимодействующие с культурами клеток, позволяют оценить целостность и состояние барьерных (неэлектрогенных) клеток со степенью превосходства над традиционными платформами для измерения электрохимического импеданса с использованием электродов ( 11 ). В этих измерениях клетки, растущие в канале, препятствуют ионному потоку между электролитом и каналом и изменяют производительность устройства. В то время как первые зарегистрированные OECT были основаны на полипирроле ( 12 ), материал рабочей лошадки, обычно используемый в качестве канала, представляет собой проводящий полимер поли (3,4-этилендиокситиофен), легированный полистиролсульфонатом (PEDOT: PSS) из-за его заметная стабильность в окисленной и восстановленной формах.Его оптическая прозрачность и способность к функционализации поверхности особенно важны для клеточных применений, что позволяет проводить параллельную оптическую и электрическую оценку клеток ( 13 ), а также контролировать прикрепление и рост клеток на их поверхности ( 14 ). преобразователи включают [двумерные (2D)] монослои клеток, культивируемых на плоских субстратах, растет признание того, что данные, полученные с помощью подходов плоской биологии, могут вводить в заблуждение.Трехмерные подходы к культивированию клеток в настоящее время широко распространены и принимаются сообществом «орган на чипе» для поиска лекарственных препаратов и токсикологических анализов для человека ( 15 17 ). Следовательно, было разработано большое количество трехмерных моделей, которые лучше имитируют физиологию in vivo, включая сфероиды, органоиды и каркасы, причем последние обычно представляют собой пористую матрицу поддержки клеток, состоящую из синтетических материалов или биополимеров ( 18 , 19 ). Интеграция этих сложных систем с электрическими преобразователями ограничена плоскими электродами ( 20 23 ), что несовместимо с точным контролем функций этих сложных моделей.Однако, как недавно было продемонстрировано, возможность изготовления из проводящих полимеров механически мягких гидрогелей и каркасов ( 24 ) открывает новые захватывающие возможности для интеграции электропроводящих материалов с трехмерными культурами клеток ( 25 27 ). Ранее была показана интеграция каркасов в OECT, но большой размер устройств означал очень низкие скорости и низкую трансдуктивность, а мониторинг клеток не был показан ( 26 ). Недавно мы впервые продемонстрировали использование каркасов PEDOT: PSS для одновременного размещения и мониторинга (посредством импеданса) сокультуры роста клеток млекопитающих в их пористой архитектуре ( 28 ).Мы были вдохновлены подходами тканевой инженерии к выращиванию клеток в трехмерном пространстве на пористых каркасах с механическими и биохимическими сигналами, обеспечивающими рост клеток, но с добавлением электрических функций благодаря проводящему полимеру. Такое трехмерное электродное устройство предлагает расширенные возможности восприятия; однако выделить критические параметры из комплексного спектра импеданса довольно сложно.

Продолжая эту работу, здесь мы покажем использование трехмерных макропористых каркасов в конфигурации OECT для динамического мониторинга роста культур клеток.Мы демонстрируем простую настройку этих каркасов с точки зрения электрических, механических и биохимических свойств благодаря процессу лиофилизации in situ, который мы адаптировали для сборки каркасов внутри жидкостных трубок. Трубчатая структура способствует газообмену и доставке свежей среды к клеткам, которые растут внутри каркаса, в некоторой степени напоминающих кровеносные сосуды. Мы демонстрируем, что клетки легко растут и образуют тканеподобную архитектуру внутри проводящего полимерного каркаса, составляющего канал транзистора.Формирование ткани постепенно модулирует электронные свойства проводящего полимерного каркаса, о чем свидетельствуют изменения как в установившихся, так и в переходных характеристиках устройства. Сопоставляя изменения в характеристиках транзистора с адгезией и ростом клеток с течением времени, мы извлекаем полезную информацию о формировании ткани. Этот динамический и «живой» электронный инструмент без этикеток демонстрирует потенциал этих каркасов для мониторинга трехмерной клеточной культуры в реальном времени и совместимость с использованием в долгосрочных платформах «орган на чипе».

РЕЗУЛЬТАТЫ

Наиболее распространенным и относительно простым методом придания полимеру трехмерной структуры является лиофилизация (известная как лиофилизация) ( 29 , 30 ). Используя эти процессы, можно получить отдельно стоящие макропористые каркасы из водных растворов / дисперсий полимеров с механической стабильностью и пористостью, регулируемыми составом материала и условиями обработки. Кроме того, поскольку основной материал находится в жидкой форме, можно регулировать размеры получаемой затвердевшей структуры с помощью формы, в которой она отливается.Это обеспечивает беспрецедентную простоту изготовления, а также большую универсальность для проектирования платформ на основе этих трехмерных материалов с макроскопическими порами. В нашей предыдущей работе ( 28 ) жидкостная трубка была интегрирована с относительно большим каркасом на основе PEDOT: PSS (с использованием кюветы в качестве формы), чтобы способствовать гомогенному накоплению клеток внутри каркаса, а также обеспечивать непрерывную перфузию необходимых питательных веществ. для роста клеток в течение нескольких дней ( 31 , 32 ). Теперь мы инвертировали и уменьшили эту концепцию и разработали платформу трехмерного мониторинга ячеек на основе трубчатой ​​Т-образной конструкции с электродами истока, стока и затвора, встроенными внутри жидкостной системы.Такая геометрия позволяет интегрировать трехмерный проводящий канал (трехмерный проводящий полимерный каркас) внутри трубки, что одновременно обеспечивает возможность перфузии с легким взаимодействием со стандартными жидкостными системами. Маршрут изготовления «транзистор в лампе» («тубистор») и архитектура устройства показаны на рис. 1, A и B, соответственно. Два одноосных конца устройства служат входным и выходным портами, а центральное отверстие используется для интеграции электродов исток-сток.Электрод затвора (например, сетка из платины или проволока из Ag / AgCl) устанавливается в удлинении трубки рядом с входным отверстием. Трехмерный канал тубистора состоит из пористого каркаса PEDOT: PSS, сформированного на месте с помощью процесса сублимационной сушки, как описано в другом месте ( 26 ). Вкратце, процесс включает замораживание водного раствора полимера с контролируемой скоростью с последующей сублимацией кристаллов льда в условиях высокого вакуума. Это приводит к пористой матрице с высоким отношением поверхности к объему и обширной трехмерной сетью взаимосвязанных пор.Схематическое изображение морфологического перехода, вызванного процессом сублимационной сушки, показано на рис. S1. Размеры производимых трубчатых каркасов определяются внутренним диаметром трубки, а их размер можно регулировать, контролируя вводимый объем. Тубистор запирается через жидкий электролит, который перекрывает основную часть полимерного каркаса и электрода затвора. Несмотря на значительно большую геометрию транзистора и «громоздкую» морфологию PEDOT: PSS, механизм работы тубистора идентичен таковому у 2D OECT ( 5 , 6 , 33 ).В случае OECT смещение на электроде затвора вводит ионы электролита в канал, что приводит к изменению окислительно-восстановительного состояния проводящего полимера. В случае каркасов PEDOT: PSS при приложении положительного смещения затвора катионы из электролита вводятся в сложную матрицу (состоящую из пар сульфонат-аниона и дырки), и анионы компенсируются. Это вызывает удаление дырок и, как следствие, уменьшение тока стока (т. Е. Дедопирование PEDOT: PSS) (проиллюстрировано на рис.1Б). Передаточные и выходные характеристики тубистора показывают уменьшение тока стока с напряжением затвора, что соответствует работе в режиме истощения (рис. 1, D и E). На основе модели, предложенной Ривнаем с соавторами, крутизна ОЭКТ зависит от объемной емкости канала и напрямую зависит от геометрических характеристик ( 6 , 34 ). Учитывая, что объем канала PEDOT: PSS в тубисторе в несколько сотен раз больше, чем в типичных устройствах центробежного литья ( 33 ), ожидаются высокие значения крутизны и низкие скорости переключения.Несмотря на большую длину канала (> 500 мкм), было обнаружено, что крутизна типичного тубистора превышает значения 12 мСм из-за большой ширины и общей толщины. Коммутационная способность транзисторов была исследована с использованием импульсных напряжений на электроде затвора (рис. 1F). Подбирая переходный процесс тока стока, вызванный импульсом напряжения на затворе, мы оценили время отклика (τ) транзисторов. Как правило, тубисторы давали низкую скорость переключения, с экспоненциальным временем нарастания, часто превышающим ~ 1.5 с. Кроме того, наблюдалось асимметричное поведение между режимом дедопирования ( В GS = 0,2 В) и восстановлением тока ( В GS = 0 В) (рис. S2). Это изменение отражается в соотношении значений времени отклика для двух режимов τ rec / τ dedop, , которое оказалось приблизительно равным 1,4. Этот результат указывает на то, что процесс восстановления (при В GS = 0 В) происходит медленнее, чем дедопирование, и может быть объяснен более медленным дрейфом катионов из объема полупроводника в электролит из-за захвата ионов.

Рис. 1. Простые в изготовлении 3D-проводящие полимерные транзисторы в лампе: Tubistor.

( A ) Схематическое изображение процесса изготовления. ( B ) Схематическое изображение конструкции устройства. Устройство состоит из трех основных частей: (i) трубчатая полость с тремя отверстиями (два из них предназначены для контактов и электрода затвора, а другое — для перфузии), (ii) гибкие электроды с покрытием из золота, используемые в качестве источника. (S) и дренажный (D) контакты канала, закрепленные внутри трубки, и (iii) каркас PEDOT: PSS в качестве канала с электродом затвора, встроенным в трубку.Чтобы облегчить визуализацию канала, на виде в разрезе показано, как электроды размещены внутри каркаса. На схеме показан процесс дедопирования внутри канала, когда катионы из электролита вводятся в каркас 3D PEDOT: PSS. ( C ) Фотография тубистора с увеличенным изображением проводящего каркаса внутри трубки. Фотография предоставлена ​​Харалампосом Питсалидисом. ( D ) Выходные кривые транзистора, показывающие зависимость тока стока ( I DS ) от напряжения стока ( В, DS ) для напряжения затвора ( В, GS ) в диапазоне от 0 до 0.6 В. ( E ) Передаточные характеристики и соответствующая крутизна ( г м ) типичного тубистора при В DS = -0,6 В. ( F ) Переходная характеристика тубистора на периодическую импульсы с прямоугольным затвором ( В GS = 0,2 В в течение 10 с) при В DS = -0,2 В. Электролит представлял собой 0,1 М водный раствор NaCl. Расстояние между электродами исток-сток ( L *) в этом конкретном устройстве составляло примерно 1 мм, а ширина ( W *) каркаса составляла 4 мм.Диаметр ( D ) трубчатого каркаса составлял ~ 1,5 мм.

Принимая во внимание высокое отношение поверхности к объему каркасов, мы полагаем, что управление пористыми трехмерными транзисторами электролитом является более сложной задачей по сравнению с планарными OECT. Таким образом, выбор электрода затвора имеет решающее значение, и необходимо найти хороший баланс между биосовместимостью и эффективностью стробирования ( 35 ). Для характеристики тубисторов использовался неполяризуемый электрод, такой как Ag / AgCl, поскольку падение напряжения на электроде затвора / электролите минимально.Несмотря на широкое использование Ag / AgCl в электрофизиологии, его цитотоксичность доказана в долгосрочных клеточных исследованиях ( 36 ). Альтернативной стратегией является использование электрода затвора большой емкости, такого как PEDOT: PSS. Таким образом, мы исследовали использование вторичного каркаса PEDOT: PSS в качестве электрода затвора (рис. S3A). Независимо от хорошего затвора, предусмотренного в этом случае, электрическая проводка и контакт с решеткой затвора внутри трубы оказались технически сложными. Pt-электроды обладают хорошей биосовместимостью; однако эффективность стробирования довольно неэффективна из-за его поляризуемого характера (рис.S3B). Чтобы преодолеть эти ограничения, необходимо существенно увеличить поверхность электрода затвора. Как мы покажем позже в этой работе, многослойный сетчатый платиновый электрод обеспечивает эффективное управление (при заданной геометрии канала) для нашего трехмерного транзистора, а также хорошую цитосовместимость. Морфологические и структурные свойства каркасов могут иметь большое влияние на клетку. функциональные возможности и результирующее тканевое микроокружение. В частности, размер пор и плотность представляют собой наиболее важные характеристики, поскольку они влияют на проникновение клеток в каркас и определяют их пространственное распределение в трехмерной матрице ( 37 ).Кроме того, они могут влиять на сопротивление потоку, транспортировку питательных веществ и выведение продуктов жизнедеятельности. Простой способ контролировать морфологию пор — варьировать параметр скорости охлаждения. Ранее сообщалось, что размер пор можно эффективно увеличить за счет уменьшения скорости охлаждения ( 38 ). Чтобы подтвердить это, мы исследовали влияние различных скоростей охлаждения (0,4, 0,8 и 1,2 ° C / мин) на морфологию пор каркасов PEDOT: PSS с додецилбензолсульфоновой кислотой (DBSA) в качестве добавки (рис.S4A). Средний размер пор [оцененный из изображений сканирующей электронной микроскопии (SEM)] показал тенденцию к уменьшению с увеличением скорости охлаждения с ~ 85,9 ± 15,0 до 47,9 ± 7,8. Следует отметить, что параметр скорости охлаждения извлекается из значений температуры полки; таким образом, фактическая скорость охлаждения внутри трубки может быть другой. Несмотря на различия в размере пор, наблюдались лишь незначительные колебания электрических характеристик соответствующих устройств (рис. S4B). Последующие эксперименты проводились с промежуточным условием скорости охлаждения (0.8 ° C / мин), так как он дает достаточно большие поры и в целом хорошую однородность. Вариации состава PEDOT: PSS также могут изменить электрические и механические свойства полученных каркасов. Как мы показали ранее, добавление DBSA или коллагена в раствор PEDOT: PSS заметно изменяет проводимость или механическую жесткость соответственно ( 28 ). Следуя этому обоснованию, мы приступили к исследованию влияния различных составов PEDOT: PSS на электрические характеристики тубисторов, показанных на микрофотографиях SEM чистого PEDOT: PSS, PEDOT: PSS / DBSA, PEDOT: PSS / DBSA / коллаген и PEDOT: Каркасы из PSS / DBSA / SWCNT (однослойные углеродные нанотрубки) (рис.2, от А до Г). Каркасы демонстрируют сильно взаимосвязанные пористые сети с размером пор от ~ 50 до 120 мкм. Здесь параметры сублимационной сушки во время изготовления различных каркасов поддерживались постоянными ( T C = -50 ° C, 0,8 ° C / мин). В случае чистого PEDOT: PSS очевидно более случайное распределение пор по размерам, в то время как включение DBSA улучшает однородность образования пор, вероятно, из-за его поверхностно-активных свойств, которые способствуют диспергированию твердых частиц в исходном растворе.Присутствие коллагена в смеси PEDOT: PSS / DBSA, по-видимому, не вызывает какого-либо морфологического воздействия на макроуровне на полученную пористую структуру. В случае смеси ОСУНТ проволочные нанодомены немного выступают за поверхность каркаса (рис. 2D, вставка).

Рис. 2 Морфологические и электрические характеристики различных проводящих матриц.

СЭМ-изображения тубисторов на основе ( A ) чистого PEDOT: PSS, ( B ) PEDOT: PSS / DBSA, ( C ) PEDOT: PSS / DBSA / коллаген и ( D ) PEDOT : Строительные леса PSS / DBSA / SWCNT.На вставках показаны СЭМ-изображения пор при большем увеличении. ( E ) Сравнительные характеристики выходных транзисторов (при В, GS = 0 В) и ( F ) соответствующие кривые крутизны для различных типов каркасов. Характеристики транзистора измеряются в физиологическом растворе с фосфатным буфером (PBS) с использованием гранулы Ag / AgCl в качестве электрода затвора. Измеренное расстояние ( L *) между электродами исток-сток составило примерно 1 мм, а ширина ( W *) каркаса в этом случае составляла 4 мм.Показанные результаты получены на типичных устройствах.

Более поддающиеся количественной оценке изменения можно наблюдать в электрическом поведении тубисторов, а именно, в сравнительных выходных характеристиках и изменении крутизны в данном диапазоне В GS (рис. 2, E и F). При использовании в качестве материала канала каркасы на основе DBSA продемонстрировали существенное улучшение электрических характеристик по сравнению с исходными образцами, что подтверждается характеристиками транзисторов соответствующих тубисторов, что согласуется с предыдущими отчетами о проводимости PEDOT: PSS с усилением DBSA ( 25 , 39 ).В частности, величина I DS увеличилась примерно в шесть раз с DBSA (с ~ 0,7 до ~ 4,2 мА), а величина g m увеличилась с 0,95 до 11,2 мСм. Хотя добавление коллагена может обеспечить лучшую биосовместимость и механические свойства для исследований роста тканей, его изолирующая природа ухудшает проводимость каркасов и общие характеристики тубисторов. Напротив, включение SWCNT в смесь PEDOT: PSS / DBSA привело к тубисторам с высокими значениями крутизны 18.7 мс (лучшее записанное исполнение) ( 40 , 41 ). Дальнейшая работа будет включать более подробное исследование структурных, морфологических и электрических свойств каркасов PEDOT: PSS / наноматериал (УНТ, графен и т. Д.), Как описано Jimison и др. . ( 42 ), OECT могут использоваться для оценки и мониторинга целостности барьерных тканей. В первой попытке использовать тубистор в качестве электрохимического преобразователя для биологических событий, две разные клеточные линии были засеяны на клетки трубчатой ​​формы (длина 4 мм; диаметр 1 мкм).5 мм) PEDOT: каркасы PSS, а именно, барьерные эпителиальные клетки почек (MDCKII) и иммортализованные теломеразой фибробласты (TIF). Изображение различных отдельно стоящих каркасов PEDOT: PSS показано на рис. 3А. В этой серии экспериментов этап посева и роста клеток происходил в пробирке Эппендорфа в течение 3 дней. Затем содержащие ткань каркасы были вставлены внутрь тубистора, чтобы исследовать влияние роста клеток на электрические характеристики тубистора (рис. 3B). Флуоресцентные изображения (рис.3, C и D), взятые после 3 дней культивирования, свидетельствуют о накоплении клеток в каркасе с несколько неоднородным распределением клеток и охватом, очевидным для обоих типов клеток. Это согласуется с предыдущими наблюдениями роста клеток в каркасах PEDOT: PSS и может быть объяснено отсутствием перфузионной системы ( 28 ). В то время как клетки TIF, по-видимому, были распределены по каркасу, образуя отдельные клеточные домены, каркасы, засеянные клетками MDCKII, демонстрировали высокую степень слияния с тканеподобной морфологией на поверхности пор, как показано на увеличенном изображении на рис.3С.

Рис. 3 Электронный мониторинг трехмерных клеточных культур, выращенных ex situ, с помощью тубистора.

( A ) Фотография отдельно стоящих строительных лесов PEDOT: PSS различных размеров и форм. Фотография предоставлена ​​Харалампосом Питсалидисом. ( B ) Набросок процесса роста и измерения клеток ex situ в 3D. Перед электрическими измерениями каркас приводили в контакт с электродами исток-сток в присутствии питательной среды. Изображение флуоресцентной микроскопии PEDOT: каркасы PSS, засеянные ( C ) MDCKII и ( D ) TIF клетками после 3 дней культивирования клеток в пробирке Эппендорфа.Отсканированные изображения были псевдо-желтого цвета. Нормализованная трансдуктивность ( г м ) по сравнению с В GS при В DS = -0,6 В до и после культивирования с ( E ) MDCKII и ( F ) TIF клетками. Нормализованный токовый отклик OECT на периодические прямоугольные импульсы В GS с и без ( G ) MDCKII и ( H ) TIF-ячеек. Пунктирная черная линия — экспоненциальная аппроксимация, используемая для извлечения значений τ.Электрические измерения проводились с помощью затворного электрода Ag / AgCl. Расстояние ( L *) между электродами исток-сток составляло примерно 1,5 мм, в то время как ширина ( W *) каркаса в этой серии экспериментов составляла 4 мм.

Было замечено, что адгезия клеток и последующее образование ткани внутри пор каркаса существенно изменили ток стока, как показано на выходных характеристиках на рис. S5. Это изменение сопровождается сдвигом в сторону отрицательного значения В DS , вероятно, из-за неидеального физического контакта между электродами и полупроводником, что приводит к плохой инжекции заряда, особенно в каркасах, покрытых ячейками.Кроме того, было обнаружено, что рост клеток в каркасах влияет на эффективность передачи ионного сигнала, выраженную величиной г м . Сравнивая максимальные нормализованные значения g m в зависимости от V GS между каркасами, содержащими клетки, и каркасами без клеток, мы заметили снижение на 72 и 60% для MDCKII, засеянных клетками (рис. 3E) и каркасы, засеянные клетками TIF ​​(рис. 3F), соответственно. В соответствии с предыдущими наблюдениями планарных OECT, формирование барьерной ткани (например,g., MDCKII) на канале PEDOT: PSS OECT изменяет характеристики транзистора, то есть увеличивает время отклика (τ). Это было дополнительно подтверждено импульсными характеристиками тубисторов (рис. 3, G и H). Наблюдается заметная разница в относительном изменении времени ответа между двумя типами клеток. В частности, в случае эпителиальных клеток MDCKII, где ионный транспорт затруднен из-за свойств плотного барьера, время ответа (τ), как было обнаружено, существенно увеличивается с 1.От 4 до 3,1 с. Напротив, устройства, засеянные TIF-клетками (безбарьерные тканеобразующие клетки), показали незначительное изменение от 2,0 до 2,6 с. Мы полагаем, что это различие связано с дополнительными эффектами сопротивления, которые передаются эпителиальными клетками, в отличие от клеток фибробластов. Это подтверждается предыдущими работами по скринингу нескольких типов клеток (образующих барьер и не образующих барьер) на двухмерных планарных устройствах ( 43 ). Контрольные эксперименты, проведенные без клеток в культуральной среде в течение 4 дней, показали лишь незначительное ухудшение характеристик устройства, как показано на рис.S6. В частности, было измерено уменьшение I DS примерно на 17%, в то время как соответствующее изменение максимального значения г м было обнаружено примерно на 18%. Чтобы оценить универсальность наших 3D-устройств, мы выполняет мониторинг роста клеток в реальном времени in situ. Жидкая структура тубисторов способствует эффективной перфузии каркасов за счет подачи непрерывного потока среды (0,5 мкл / мин) во время культивирования клеток при мониторинге параметров транзистора.Как обсуждалось ранее, чтобы сделать тубистор биосовместимым с долгосрочными электрическими измерениями, в качестве электрода затвора использовалась платиновая сетка, встроенная в трубку. Схематическая иллюстрация экспериментальной установки показана на рис. 4A. В этой серии экспериментов клетки MDCKII культивировали внутри тубистора без какой-либо предварительной обработки каркаса и визуализировали через 1 и 2 дня (рис. 4, B и C). Гомогенное распространение и распределение клеток четко видно по всему каркасу, наряду с обширным образованием ткани через 2 дня культивирования.Это наблюдение подчеркивает важную роль перфузионной системы при размещении трехмерных клеточных культур. В течение этих 2 дней мы могли отслеживать колебания электрических характеристик устройств, связанных с различными стадиями роста клеток. Выходные характеристики тубисторов в определенные моменты времени в процессе культивирования клеток показывают заметное падение величины I DS ( В DS = -0,6 В) с -1,6 до 0,46 мА после посева. и во время инкубации (1 час без протока), сопровождающейся уменьшением g m более чем на два порядка (рис.4, Г и Д). Мы связываем эти изменения с высокой плотностью исходной клеточной суспензии, которая может затруднять инжекцию носителей заряда и диффузию ионов. После стадии инкубации неприлипающие клетки были вытеснены путем подачи свежей среды в систему, что привело к частичному восстановлению производительности устройства. Дополнительные эксперименты были проведены для изучения начального влияния плотности клеток на производительность устройства путем изменения количества клеток, засеянных в каркасы (4 × 10 3 против 4 × 10 5 клеток).Мы могли наблюдать заметную разницу в производительности устройства после 1 часа посева с различной плотностью клеток. Устройство с засеянным устройством с более высокой плотностью клеток привело к большему снижению величины тока, сопровождаемому изменением значения g m на ~ 28% по сравнению с изменением на ~ 16% для более низкой плотности клеток (рис. S7). Рост ячеек в 3D-матрице оказывает прямое влияние на производительность устройства, скорее всего, связанное с ионным сопротивлением и сопротивлением канала. Таким образом, регулируя количество клеток при заданном размере каркаса, мы можем настроить уровень чувствительности устройства для оценки начальных этапов прикрепления клеток.На этом этапе могут наблюдаться изменения от устройства к устройству из-за случайного распределения ячеек и покрытия. Примечательно, что после прикрепления клеток устройства демонстрируют устойчивое поведение, в то время как постепенное уменьшение с течением времени величины g m наблюдалось после t = ~ 16 часов культивирования клеток, как показано на рис. 4E. Клеточная организация внутри каркасов в течение первых 48 часов сильно определяет электрическую работу устройств с относительным уменьшением максимального значения g m примерно на 82%.Из-за небольшого размера каркаса и хорошей перфузионной способности тубистора мы смогли добиться значительного роста клеток уже через 2 дня культивирования. После 44 часов культивирования клеток нет никаких серьезных изменений в g m , что указывает на то, что была получена сливная ткань. Электрические измерения in situ инкубированного устройства без клеток не показали каких-либо значительных изменений значения g m во времени, как показано на контрольной кривой (обозначенной звездочками) на рис.4E.

Рис. 4 Тубисторы совместимы с мониторингом клеток in situ.

( A ) Иллюстрация экспериментальной установки, используемой в динамических экспериментах. СЭМ-изображение, показывающее клетки MDCKII, культивируемые in situ в каркасе PEDOT: PSS в течение ~ 2 дней, что свидетельствует о том, что клетки были способны прилипать и образовывать ткань внутри тубистора. Серая линия (звездочки) показывает эволюцию трансдуктивности во времени бесклеточного устройства, инкубированного (37 ° C, 5% CO 2 ) в среде для культивирования клеток.Флуоресцентные изображения клеток MDCKII, культивированных in situ в течение ( B ) 1 день и ( C ) 2 дня. Отсканированные изображения были псевдо-желтого цвета. ( D ) Репрезентативные выходные характеристики тубисторов in situ, зарегистрированные во время роста клеток в различные моменты времени. ( E ) Соответствующая эволюция значений нормализованной трансдуктности на разных этапах процесса культивирования клеток. Электрические измерения проводились с использованием затвора с платиновым сетчатым электродом, встроенным в удлинитель трубки.Устройство было подключено к электрическому измерительному блоку во время культивирования клеток.

Мы и другие показали, что адгезия клеток может сильно изменить импеданс электродов, на которых они культивируются; однако другие процессы, такие как формирование барьера (типичное для эпителиальных клеток, таких как клетки MDCKII, используемые здесь), могут иметь дополнительные электрические эффекты, которые могут наблюдаться. Чтобы проиллюстрировать будущий потенциал этих устройств для непрерывного токсикологического мониторинга, мы провели предварительные эксперименты с EGTA, хелатором кальция, который разрушает параклеточные соединения, тем самым нарушая тканевой барьер.Подтверждая влияние EGTA (100 мМ) на наши устройства для 3D-культивирования, прогрессирующее разрушение клеточного барьера было подтверждено уменьшением постоянной времени τ, поскольку плотные контакты подвергаются разборке (рис. S8A). В частности, быстрое уменьшение нормализованного значения τ наблюдалось в течение первых 15 минут, что означает нарушение целостности барьера (рис. S8B). Эти результаты хорошо согласуются с нашими предыдущими исследованиями влияния EGTA на околеклеточную проницаемость с использованием 2D OECT ( 13 , 44 ).

Часть 4 — Transistor Wiki Guide

Battle : Эти Snapshot 3.0 обладают способностью генерировать ауру «неопределенности». Эта аура фактически блокирует участок области, пока вы находитесь в режиме своего хода. Это просто требует от вас более близкого и личного подхода при планировании атак. 4 снимка вместе с одним Чилридером в задней части области приводят к напряженной битве. Сосредоточьтесь на одном снимке за раз, и все будет в порядке.

Сразу вниз по трапу будет болельщик, 2 снимка и крип.Эти две битвы, одна за другой, представляют собой самую сложную череду битв до сих пор без точки доступа между ними.

Однако после того, как вы его завершите, вы, скорее всего, будете близки, если не на уровне 8. На уровне 8 у вас будет 2 функции на выбор, 2 разрешения на выбор и 2 ограничителя на выбор.

Проверьте верхнюю часть галереи архивов в нижней части области, а затем идите направо к точке доступа и терминалу OVC. Вы обойдете брандмауэр безопасности на этой стороне архива.

Вернитесь в вестибюль и в другую сторону комнаты, чтобы войти в другую галерею. Остановитесь у терминала OVC, чтобы услышать, что Камарата не признает вины за Процесс.

Есть еще один терминал OVC слева, у входа в служебное крыло. Новое сообщение от Ашера. Теперь идите в крыло.

Чтобы обойти, вам нужно будет использовать пусковые установки, доступные повсюду. Идите налево, и вы сможете найти терминал OVC с объяснением, почему Камарата забрала ваш голос.Вернись туда, где ты пришел. Справа внизу находится точка доступа и следующий лаунчер. Это приведет вас к следующему бою.

Battle : Есть несколько сорняков, две собаки-прихоти и оператор. Они довольно хорошо рассредоточены, и у Fetch более высокая скорость атаки. Делайте все возможное, чтобы держаться на расстоянии. Над полем боя находится точка доступа и шахта обслуживания. По всему уровню рассыпались клюшки. Вам нужно будет использовать пусковые установки, чтобы добраться до каждого из них, тогда вы быстро с ними справитесь.

Запускайте обратно туда, куда вас привела шахта, затем используйте носок вверх, левую пусковую установку. Продолжайте использовать пусковые установки на каждом острове, чтобы продвигаться вперед, используйте точку доступа, и вы попадете на терминал OVC с другим сообщением от Ашера. Пройдите мимо верхней шахты для техобслуживания. В следующей области вы найдете много укрытий.

B attle : с YoungLady 3.0 у вас полно сил. У нее 750 HP и несколько сорняков, поддерживающих ее. Она порождает Bad Cells и собирает пуинч.Bad Cells неплохие, они просто быстрые. У Weeds теперь 100 HP, так что им нужно два выстрела, чтобы убить. Убейте сорняков поблизости, чтобы Юная Леди не могла восстановить свою жизнь, а затем вытащите ее.

Направляйтесь на северо-запад к следующей точке доступа и терминалу OVC, который перезапишет систему безопасности при любом доступе. Теперь дверь должна быть открыта. Спуститесь по лифту и к двери.

Battle : Вас ждет целая команда. Снимки Клокеры и рывки 3.0 преградите свой путь. У них даже есть чирлидеры, которые их защищают. Пространство достаточно широкое, что поможет не перегружаться, но это все равно довольно сложно. сосредоточьтесь на меньшем Процессе и сделайте все возможное, чтобы держаться подальше от Рывка. Приберегите его напоследок и уничтожьте.

Поваренная книга по биполярным транзисторам

— Часть 4


В нашем последнем выпуске серии «Поваренная книга по транзисторам» описаны практические способы использования биполярных транзисторов в простых, но полезных конфигурациях с общим эмиттером и общей базой.На этот раз мы покажем различные способы использования биполяров в практических приложениях для аудиоусилителей слабого сигнала.

ОСНОВЫ АУДИОУСИЛИТЕЛЯ

Транзисторные усилители

находят множество полезных применений в моно- и стереофонических аудиосистемах. Для большинства практических целей каждый канал стереосистемы может быть разбит на три отдельных участка схемы или блоков, как показано на Рис. 1 . Первая секция — это блок селектора / предварительного усилителя. Это позволяет пользователю выбрать желаемый тип источника входного сигнала и применить к сигналу соответствующую величину усиления и частотной коррекции, чтобы полученный выходной сигнал подходил для использования вторым схемным блоком.

РИСУНОК 1.


Вторая секция — это блок регулировки тембра / громкости, который позволяет пользователю настраивать частотные характеристики системы и амплитуду выходного сигнала в соответствии с личными предпочтениями. Эта секция может содержать дополнительные схемы фильтров и устройства, такие как фильтры царапин и шумов, схемы аудиомикшера и т. Д. Его выход подается на последнюю секцию системы — усилитель мощности звука — который управляет громкоговорителями. Здесь описаны различные практические предусилители, регуляторы тембра и связанные с ними схемы.Схемы звуковых усилителей мощности будут рассмотрены в одном из следующих эпизодов сериала.

ПРОСТОЙ ПРЕДУСИЛИТЕЛЬ

Основная функция предварительного усилителя звука заключается в изменении характеристик входного сигнала таким образом, чтобы они давали частотную характеристику уровня и номинальную среднюю выходную амплитуду 100 мВ, необходимую для управления системой регулировки тембра усилителя. Если вход поступает от радиотюнера, проигрывателя компакт-дисков и т. Д., Характеристики сигнала обычно таковы, что их можно подавать непосредственно на секции регулировки тембра, минуя схему предварительного усилителя.Если они получены от микрофона или звукоснимателя (диска) старого образца, они обычно нуждаются в модификации с помощью каскада предварительного усиления.

Микрофоны и звукосниматели обычно бывают магнитными или керамическими / кристаллическими. Магнитные типы обычно имеют низкий выходной импеданс и низкую чувствительность сигнала или среднюю выходную амплитуду (номинальное значение около 2 мВ). Таким образом, их выходы необходимо подавать на каскады предварительного усилителя с высоким коэффициентом усиления. Типы керамика / кристалл обычно имеют высокий выходной импеданс и высокую чувствительность (номинальное значение около 100 мВ).Таким образом, их выходы необходимо подавать на высокоимпедансный каскад предусилителя с почти единичным усилением по напряжению.

Большинство микрофонов имеют плоскую частотную характеристику и могут использоваться с простыми каскадами предварительного усиления. На рис. 2 показан предусилитель с единичным усилением, который можно использовать с большинством высокоомных керамических / кварцевых микрофонов. Это схема эмиттерного повторителя с самонастраивающейся входной сетью (через C2-R3) и входным импедансом около двух МОм — ее питание развязано через C4-R5.

РИСУНОК 2.


На рисунках 3 и 4 показаны схемы предварительного усиления, которые можно использовать с магнитными микрофонами. Одноступенчатая схема в , рис. 3 дает 46 дБ (x200) усиления по напряжению и может использоваться с большинством магнитных микрофонов.

РИСУНОК 3.


Двухступенчатая схема в , рис. 4 дает 76 дБ усиления по напряжению и предназначена для использования с магнитными микрофонами с очень низкой чувствительностью.

РИСУНОК 4.


ЦЕПИ ПРЕДУСИЛИТЕЛЯ RIAA

Если сигнал с переменной частотой от 20 Гц до 20 кГц с постоянной амплитудой записывается на стандартный фонографический диск со скоростью 33,3 об / мин (запись) с использованием обычного оборудования для стереозаписи, а затем запись воспроизводится повторно, создается кривая частотной характеристики с высокой нелинейностью. , показано в Рис. 5 — пунктирная линия показывает идеализированную форму этой кривой, а сплошная линия показывает ее практическую форму. Идеализированный отклик плоский между 500 Гц и 2120 Гц, но нарастает со скоростью 6 дБ / октаву (20 дБ / декаду) выше 2120 Гц и падает со скоростью 6 дБ / октаву между 500 Гц и 50 Гц.Отклик ровный до частот ниже 50 Гц.

РИСУНОК 5.


Эти отклики позволяют производить записи на диск с хорошим отношением сигнал / шум и широким динамическим диапазоном и используются для всех обычных записей. Следовательно, когда диск воспроизводится, его выходной сигнал должен быть передан на усилитель мощности через предусилитель с кривой выравнивания, которая является точной обратной кривой той, которая использовалась для первоначальной записи на диск, так что линейная общая запись до повторный ответ получен. Рисунок 6 показывает форму необходимого RIAA.

РИСУНОК 6.


(Ассоциация звукозаписывающих компаний Америки) уравнительная кривая. Практическая схема выравнивания RIAA может быть создана путем подключения пары цепей обратной связи CR к стандартному предусилителю (так, чтобы коэффициент усиления падал при повышении частоты), при этом одна сеть управляет откликом от 50 до 500 Гц, а другая — Отклик от 2120 Гц до 20 кГц. На рисунке 7 показан такой усилитель.

РИСУНОК 7.


Схема Рис. 7 может использоваться с любым картриджем магнитного считывающего устройства. Он обеспечивает выходное напряжение 1 В от входа 6 мВ на частоте 1 кГц и обеспечивает выравнивание в пределах 1 дБ от стандарта RIAA между 40 Гц и 12 кГц. Фактический предусилитель спроектирован вокруг Q1 и Q2, причем C2-R5 и C3-R6 образуют схему выравнивания обратной связи. Q3 является буферным каскадом эмиттерного повторителя и управляет дополнительным регулятором громкости RV1.

Керамические / кристаллические звукосниматели обычно дают худшее качество воспроизведения, чем магнитные, но дают выходные сигналы гораздо большей амплитуды.Таким образом, их можно использовать с очень простым типом предусилителя с эквалайзером, и, следовательно, они встречаются во многих популярных системах проигрывателя грампластинок. На рисунках 8 и 9 показаны альтернативные схемы предварительного усилителя фонографа, которые можно использовать с керамическими или кристаллическими звукоснимателями. В каждом случае схема предусилителя / эквалайзера построена вокруг Q1, а Q2 представляет собой выходной каскад эмиттерного повторителя, который управляет дополнительным регулятором громкости RV1. Схема Рис. 8 может использоваться с любым картриджем звукоснимателя, емкость которого находится в диапазоне от 1000 пФ до 10 000 пФ.Двухступенчатая эквализация обеспечивается через C1-R2 и C2-R3 и обычно находится в пределах 1,6 дБ от стандарта RIAA между 40 Гц и 12 кГц.

РИСУНОК 8.


Альтернативный вариант Рис. 9 Схема может использоваться только с датчиками со значениями емкости в диапазоне от 5000 пФ до 10 000 пФ, поскольку эта емкость является частью цепи частотной характеристики. Другая часть формируется C1-R3. При 50-60 Гц эта схема имеет высокое входное сопротивление (около 600 кОм) и вызывает лишь небольшую нагрузку на картридж.Однако по мере увеличения частоты входное сопротивление резко уменьшается, таким образом увеличивая нагрузку на картридж и эффективно снижая коэффициент усиления схемы. Кривая выравнивания приближается к стандарту RIAA, а производительность подходит для многих практических приложений.

РИСУНОК 9.


УНИВЕРСАЛЬНЫЙ ПРЕДУСИЛИТЕЛЬ

В большинстве аудиоусилителей используются предусилители с переменными характеристиками, такими как линейный отклик с высоким усилением для использования с магнитными микрофонами, линейный отклик с низким усилением для использования с радиотюнером и RIAA-эквализация с высоким усилением для использования с магнитным звукоснимателем. чистый картридж и т. д.Чтобы удовлетворить это требование, обычно в систему устанавливают одну универсальную схему предусилителя типа, показанного на рис. 10 . По сути, это линейный усилитель с высоким коэффициентом усиления, характеристики которого можно изменять путем переключения альтернативных типов цепей резисторов / фильтров в его контуры обратной связи.

РИСУНОК 10.


Таким образом, когда селекторный переключатель установлен в положение «MAG P.U.» положение, S1a подключает вход к картриджу магнитного считывающего устройства, а S1b подключает RIAA-сеть выравнивания C4-R7-C5 к контуру обратной связи.В остальных положениях переключателя альтернативные источники входного сигнала выбираются через S1a, а соответствующие резисторы обратной связи, регулирующие усиление с линейной характеристикой (R8, R9 и R10), выбираются через S1b. Значения этих резисторов обратной связи следует выбирать (от 10 кОм до 10 МОм) в соответствии с индивидуальными требованиями — коэффициент усиления схемы пропорционален значению резистора обратной связи.

РЕГУЛЯТОР ГРОМКОСТИ

Схема регулировки громкости системы аудиоусилителя обычно размещается между выходом предусилителя и входом схемы регулировки тембра и состоит из делителя напряжения или потенциометра.Этот потенциометр может составлять часть активной цепи, как показано на рисунках , 9 , но загвоздка здесь в том, что быстрые изменения управления могут кратковременно подавать потенциалы постоянного тока в следующую цепь, что может нарушить ее смещение и вызвать серьезное нарушение. искажение сигнала.

Рисунок 11 показывает идеальную форму и расположение регулятора громкости. Он полностью изолирован по постоянному току от выхода предусилителя через C1 и от входа схемы регулировки тембра через C2. Таким образом, изменение ползунка RV1 не влияет на уровни смещения постоянного тока ни в одной из цепей.RV1 должен быть горшком бревенчатого типа.

РИСУНОК 11.


ЦЕПИ КОНТРОЛЯ ТОНА

Сеть регулировки тембра позволяет пользователю изменять частотную характеристику системы усилителя в соответствии с личным настроением или требованиями. Простые сети управления тембром состоят из наборов C-R фильтров, через которые проходят аудиосигналы — эти сети пассивны и вызывают некоторую степень ослабления сигнала. Рисунок 12 показывает практическую схему пассивной сети управления тембром, которая дает ослабление сигнала примерно на 20 дБ, когда регуляторы низких и высоких частот находятся в горизонтальном положении, и дает максимальное усиление и срезание низких и высоких частот примерно на 20 дБ относительно плоского положения. представление.Вход в эту схему может быть получен от регулятора громкости цепи, а выход может быть подан на вход основного усилителя мощности.

РИСУНОК 12.


Основное действие сети управления тональностью Рисунок 12 можно понять с помощью Рисунков 13, и 14 , которые показывают (а) базовую схему и ее эквиваленты в (б) повышении, (в) обрезание и (d) плоское состояние схем управления низкими и высокими частотами соответственно.Ниже приведены краткие пояснения к этим двум диаграммам. В схеме управления низкими частотами Рис. 13 C1 закорочен через RV1, когда RV1 находится в положении максимального усиления, чтобы получить эквивалентную схему (b), которая дает лишь небольшое ослабление низких частот. Когда RV1 находится в положении максимального отсечения, он замыкает C2, чтобы получить эквивалентную схему (c), которая дает примерно 40 дБ ослабления низких частот. Наконец, когда RV1 находится в горизонтальном положении, он дает эквивалентную схему (d), которая дает ослабление сигнала примерно на 20 дБ на всех частотах.Таким образом, эта схема управления низкими частотами обеспечивает максимальное усиление или ослабление низких частот примерно на 20 дБ относительно плоских сигналов.

РИСУНОК 13.


На схеме управления высокими частотами , рис. 14 , R1 закорочен, когда RV1 находится в положении максимального усиления, чтобы получить эквивалентную схему (b), а R2 закорочен, когда RV1 находится в положении максимального отсечения, чтобы приведите эквивалентную схему (c). Когда RV1 установлен в плоское положение, эквивалент схемы равен (d), что дает примерно 20 дБ затухания сигнала на всех частотах.Конечный результат состоит в том, что эта схема управления высокими частотами дает максимум около 20 дБ усиления или ослабления высоких частот по сравнению с плоскими сигналами.

РИСУНОК 14.


Сеть пассивной регулировки тембра базового типа, описанного выше, может быть легко подключена к тракту обратной связи транзисторного усилителя, чтобы система давала общее усиление сигнала (а не затухание), когда ее органы управления находятся в горизонтальном положении. На рисунке 15 показан практический пример схемы активной регулировки тембра этого типа.В этом конкретном примере конструкция использует модифицированную версию базовой схемы регулировки тембра Рисунок 12 , которая позволяет схеме регулировки тембра использовать три (а не четыре) конденсатора регулировки тембра.

РИСУНОК 15.


ЦЕПИ АУДИО СМЕСИТЕЛЯ

Одним из полезных устройств, которое можно установить в зоне секции регулировки громкости / тембра аудиоусилителя, является многоканальный аудиомикшер, который позволяет смешивать несколько различных аудиосигналов для формирования единого композитного выходного сигнала.Это может быть полезно, например, для того, чтобы пользователь мог слышать аварийные звуки микрофона входной двери или детской комнаты и т. Д. При прослушивании обычных развлекательных источников.

На рисунке 16 показан пример простого трехканального аудиомикшера, который дает единичное усиление между выходом и каждым входом. Каждый входной канал состоит из одного конденсатора 100 нФ (C1) и резистора 100 кОм (R1) и имеет входное сопротивление 100 кОм. Схеме можно дать любое желаемое количество входных каналов, просто добавив дополнительные компоненты C1 и R1.При использовании смеситель должен быть размещен между выходом схемы регулировки тембра и входом основного усилителя мощности, причем один вход должен быть взят с выхода регулировки тембра, а другие — от источников полезного сигнала.

РИСУНОК 16.


Рисунок 17 показывает простой способ добавления независимой регулировки громкости и включения / выключения к любому желаемому количеству входных каналов базового Рисунок 16 Схема аудиомикшера — RV1 регулирует громкость, а S1 обеспечивает функцию включения / выключения. .

РИСУНОК 17.


ФИЛЬТРЫ ЦАРАПИНЫ / ШУМА

Обычное раздражение при воспроизведении старых пластинок / дисков — это царапины и / или грохот. Скрипы — это в основном высокочастотные (более 10 кГц) звуки, воспринимаемые с поверхности диска, а грохот — низкочастотные (менее 50 Гц) звуки, которые в основном вызваны медленными изменениями скорости двигателя. Каждый из этих шумов можно значительно уменьшить или устранить, пропустив аудиосигналы проигрывателя через фильтр, который отклоняет проблемные части звукового спектра. На рисунках 18, и , 19, показаны подходящие схемы.

Грохочущий фильтр верхних частот в Рис. 18 дает единичное усиление напряжения для сигналов выше 50 Гц, но дает 12 дБ на октаву подавления сигналов ниже этого значения, то есть дает ослабление 40 дБ при 5 Гц и т. Д. Эмиттер-повторитель Q1 смещен при половинном напряжении питания от точки с низким сопротивлением R1-R2-C3, но имеет отрицательную обратную связь через сеть фильтров R3-C2-C1-R4. Точка переключения частоты схемы может быть изменена путем изменения значений C1-C2 (которые должны быть одинаковыми).Таким образом, если значения C1-C2 уменьшаются вдвое (до 110 нФ), частота переключения удваивается (до 100 Гц) и т. Д.

РИСУНОК 18.


Царапающий фильтр нижних частот в Рис. 19 дает единичное усиление напряжения для сигналов ниже 10 кГц, но дает 12 дБ на октаву подавления сигналов выше этого значения. Эта схема аналогична схеме , рис. 18, , за исключением того, что позиции основных компонентов сети фильтров поменяны местами. Частоту переключения схемы можно изменить, изменив значения C2-R4; е.g., значения 3,3 нФ дают частоту 7,5 кГц.

РИСУНОК 19.


Цепи Figure 18 и 19 можно комбинировать для создания составного фильтра царапин и грохота, подключив выход фильтра верхних частот к входу фильтра нижних частот. При желании фильтры могут быть снабжены байпасными переключателями, позволяющими легко включать и отключать их с помощью соединений, показанных на , рис. 20, .

РИСУНОК 20.


Обратите внимание, что если конструкции Рис. 18 и 19 построены как единый блок, можно сэкономить несколько компонентов, сделав сеть смещения R1-R2-C3 общей для обеих схем. NV


Произошла ошибка при настройке пользовательского файла cookie

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности. Если ваш браузер не принимает файлы cookie, вы не можете просматривать этот сайт.


Настройка вашего браузера для приема файлов cookie

Существует множество причин, по которым cookie не может быть установлен правильно. Ниже приведены наиболее частые причины:

  • В вашем браузере отключены файлы cookie. Вам необходимо сбросить настройки своего браузера, чтобы он принимал файлы cookie, или чтобы спросить вас, хотите ли вы принимать файлы cookie.
  • Ваш браузер спрашивает вас, хотите ли вы принимать файлы cookie, и вы отказались. Чтобы принять файлы cookie с этого сайта, нажмите кнопку «Назад» и примите файлы cookie.
  • Ваш браузер не поддерживает файлы cookie. Если вы подозреваете это, попробуйте другой браузер.
  • Дата на вашем компьютере в прошлом. Если часы вашего компьютера показывают дату до 1 января 1970 г., браузер автоматически забудет файл cookie. Чтобы исправить это, установите правильное время и дату на своем компьютере.
  • Вы установили приложение, которое отслеживает или блокирует установку файлов cookie. Вы должны отключить приложение при входе в систему или проконсультироваться с системным администратором.

Почему этому сайту требуются файлы cookie?

Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности, запоминая, что вы вошли в систему, когда переходите со страницы на страницу. Чтобы предоставить доступ без файлов cookie потребует, чтобы сайт создавал новый сеанс для каждой посещаемой страницы, что замедляет работу системы до неприемлемого уровня.


Что сохраняется в файле cookie?

Этот сайт не хранит ничего, кроме автоматически сгенерированного идентификатора сеанса в cookie; никакая другая информация не фиксируется.

Как правило, в файлах cookie может храниться только информация, которую вы предоставляете, или выбор, который вы делаете при посещении веб-сайта. Например, сайт не может определить ваше имя электронной почты, пока вы не введете его. Разрешение веб-сайту создавать файлы cookie не дает этому или любому другому сайту доступа к остальной части вашего компьютера, и только сайт, который создал файл cookie, может его прочитать.

.

alexxlab

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.