Расчет смещения (биполярные транзисторы)

Добавлено 23 октября 2017 в 00:45

Сохранить или поделиться

Хотя транзисторные коммутационные схемы работают без смещения, для аналоговых схем работать без смещения – это необычно. Одним из немногих примеров является радиоприемник на одном транзисторе в разделе «Радиочастотные схемы» главы 9 с усиливающим АМ (амплитудная модуляция) детектором. Обратите внимание на отсутствие резистора смещения базы в этой схеме. В этом разделе мы рассмотрим несколько базовых схем смещения, которые могут устанавливать выбранное значение тока эмиттера I_Э. Учитывая величину тока эмиттера I_Э, которую необходимо получить, какие потребуются номиналы резисторов смещения, R_Б, R_Э и т.д.

Схема смещения с фиксированным током базы

В простейшей схеме смещения применяется резистор смещения базы между базой и батареей базы V_смещ. Использовать существующий источник V_пит, вместо нового источника смещения, – очень удобно. Пример данной схемы смещения показан в каскаде аудиоусилителя в детекторном приемнике в разделе «Радиочастотные схемы» главы 9. Обратите внимание на резистор между базой и клеммой батареи. Подобная схема показана на рисунке ниже.

Напишите уравнение закона напряжений Кирхгофа для контура, включающего в себя батарею, R_Б и падение напряжения V_БЭ на переходе транзистора, на рисунке ниже. Обратите внимание, что мы используем обозначение V_смещ, хотя на самом деле это V_пит. Если коэффициент β велик, мы можем сделать приближение, что I_К = I_Э. Для кремниевых транзисторов V_БЭ ≅ 0.7 В.

Схема смещения с фиксированным током базы

\[V_{смещ} — I_Б R_Б — V_{БЭ} = 0\]

\[V_{смещ} — V_{БЭ} = I_Б R_Б\]

\[I_Б = { V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б }\]

\[I_Э = (\beta + 1)I_Б \approx \beta I_Б\]

\[I_Э = { V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta }\]

Коэффициент β малосигнальных транзисторов, как правило, лежит в диапазоне 100–300. Предположим у нас есть транзистор β=100, какое номинал резистора смещения базы потребуется, чтобы достичь тока эмиттера 1 мА?

Решение уравнения I_Э для определения R_Б и подстановка значений β, V_смещ, V_БЭ и I_Э дадут результат 930 кОм. Ближайший стандартный номинал равен 910 кОм.

\(\beta = 100 \qquad V_{смещ} = 10 В \qquad I_К \approx I_Э = 1 мА \)

\[R_Б = { V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э / \beta } = { 10 — 0,7 \over 1 мА / 100 } = 930 кОм \]

Чему будет равен ток эмиттера при резисторе 910 кОм? Что случится с током эмиттера, если мы заменим транзистор на случайный с β=300?

\(\beta = 100 \qquad V_{смещ} = 10 В \qquad R_Б = 910 кОм \qquad V_{БЭ} = 0,7 В\)

\[I_Э = { V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta } = { 10 — 0,7 \over 910 кОм / 100 } = 1,02 мА \]

\(\beta = 300 \)

\[I_Э = { 10 — 0,7 \over 910 кОм / 300 } = 3,07 мА \]

При использовании резистора стандартного номинала 910 кОм ток эмиттера изменится незначительно. Однако при изменении β со 100 до 300 ток эмиттера утроится. Это неприемлемо для усилителя мощности, если мы ожидаем, что напряжение на коллекторе будет изменяться от почти V_пит до почти земли. Тем не менее, для сигналов низкого уровня от микровольт до примерно вольта точка смещения может быть отцентрирована для β, равного квадратному корню из (100·300), что равно 173. Точка смещения будет по-прежнему дрейфовать в значительном диапазоне. Однако сигналы низкого уровня не будут обрезаны.

Схема смещения с фиксированным током базы по своей природе не походит для больших токов эмиттера, которые используются в усилителях мощности. Ток эмиттера в схеме смещения с фиксированным током базы не стабилен по температуре. Температурный уход – это результат большого тока эмиттера, который вызывает повышение температуры, которое вызывает увеличение тока эмиттера, что еще больше повысит температуру.

Схема автоматического смещения (с обратной связью с коллектором)

Изменения смещения из-за температуры и коэффициента бета могут быть уменьшены путем перемещения вывода резистора смещения с источника напряжения V_смещ на коллектор транзистора, как показано на рисунке ниже. Если ток эмиттера будет увеличиваться, увеличится падение напряжения на R_К, что уменьшит напряжение V_К, что уменьшит I_Б, подаваемый обратно на базу. Это в свою очередь уменьшит ток эмиттера, корректируя первоначальное увеличение.

Напишем уравнение закона напряжений Кирхгофа для контура, включающего в себя батарею, R_К, R_Б и падение напряжения V_БЭ. Заменим I_К≅I_Э и I_Б≅I_Э/β. Решение для I_Э дает формулу I_Э для схемы автоматического смещения при обратной связи с коллектором. Решение для R_Б дает формулу R_Б для схемы автоматического смещения при обратной связи с коллектором.

Схема автоматического смещения при обратной связи с коллектором

\[I_К = \beta I_Б \qquad I_К \approx I_Э \qquad I_Э \approx \beta I_Б \]

\[V_{пит} — I_К R_К — I_Б R_Б -V_{БЭ} = 0\]

\[V_{пит} — I_Э R_К — (I_Э/ \beta) R_Б -V_{БЭ} = 0\]

\[V_{пит} -V_{БЭ} = I_Э R_К + (I_Э/ \beta) R_Б\]

\[V_{пит} -V_{БЭ} = I_Э (( R_Б / \beta) + R_К)\]

\[I_Э = {V_{пит} -V_{БЭ} \over R_Б / \beta + R_К }\]

\[R_Б = \beta \left[ {V_{пит} -V_{БЭ} \over I_Э } — R_К \right] \]

Найдем необходимый резистор смещения при обратной связи с коллектором для тока эмиттера 1 мА, резистора нагрузки коллектора 4,7 кОм и транзистора с β=100. Найдем напряжение коллектора V_К. Оно должно быть примерно посередине между V_пит и корпусом.

\(\beta = 100 \qquad V_{пит} = 10 В \qquad I_К \approx I_Э = 1 мА \qquad R_К = 4,7 кОм \)

\[R_Б = \beta \left[ {V_{пит} — V_{БЭ} \over I_Э } — R_К \right] = 100 \left[ {10 — 0,7 \over 1 мА } — 4,7 кОм \right] = 460 кОм \]

\[ V_К = V_{пит} — I_К R_К = 10 — (1 мА) (4,7 кОм) = 5,3 В \]

Ближайший стандартный номинал к резистору 460 кОм для автоматического смещения при обратной связи с коллектором равен 470 кОм. Найдем ток эмиттера I_Э для резистора 470 кОм. Пересчитаем ток эмиттера для транзисторов с β=100 и β=300.

\(\beta = 100 \qquad V_{пит} = 10 В \qquad R_К = 4,7 кОм \qquad R_Б = 470 кОм \)

\[I_Э = {V_{пит} -V_{БЭ} \over R_Б / \beta + R_К } = {10 -0,7 \over 470 кОм / 100 + 4,7 кОм } = 0,989 мА \]

\(\beta = 300 \)

\[I_Э = {V_{пит} -V_{БЭ} \over R_Б / \beta + R_К } = {10 -0,7 \over 470 кОм / 300 + 4,7 кОм } = 1,48 мА \]

Мы видим, что по мере того как коэффициент бета изменяется от 100 до 300, ток эмиттера увеличивается с 0,989 мА до 1,48 мА. Это лучше, чем в предыдущей схеме смещения с фиксированным током базы, где ток эмиттера увеличился с 1,02 мА до 3,07 мА. При изменении коэффициента бета смещение с обратной связью с коллектором в два раза стабильнее, чем смещение с фиксированным током базы.

Смещение эмиттера

Вставка резистора R_Э в схему эмиттера, как показано на рисунке ниже, вызывает уменьшение уровня сигнала на выходе, также известное как отрицательная обратная связь. Она препятствует изменениям тока эмиттера I_Э из-за изменений температуры, допустимых отклонений номиналов резисторов, изменений коэффициента бета или допустимых отклонений напряжения питания. Типовые допуски составляют: сопротивление резисторов – 5%, бета – 100-300, источник питания – 5%. Почему резистор эмиттера может стабилизировать изменение тока? Полярность падения напряжения на R_Э обусловлена V_пит на батарее коллектора. Полярность на выводе резистора, ближайшем к (-) клемме батареи, равна (-), а на выводе, ближайшем к клемме (+), равна (+). Обратите внимание, что (-) вывод R_Э подключен к базе через батарею V_смещ и R_Б. Любое увеличение тока через R_Э увеличит величину отрицательного напряжения, приложенного к цепи базы, уменьшая ток базы, что уменьшает ток эмиттера. Это уменьшение тока эмиттера частично компенсирует первоначальное увеличение.

Смещение эмиттера

\[V_{смещ} — I_Б R_Б — V_{БЭ} — I_Э R_Э = 0\]

\[I_Э = (\beta+1)I_Б \approx \beta I_Б\]

\[V_{смещ} — (I_Э / \beta) R_Б — V_{БЭ} — I_Э R_Э = 0\]

\[V_{смещ} — V_{БЭ} = I_Э ((R_Б / \beta) +R_Э)\]

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э }\]

\[R_Б / \beta +R_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э }\]

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — R_Э \right]\]

Обратите внимание, что на рисунке выше для смещения базы, вместо V_пит, используется батарея базы V_смещ. Позже мы покажем, что смещение эмиттера более эффективно с меньшей батареей смещения базы. Между тем, напишем уравнение закона напряжений Кирхгофа для контура цепи базы-эмиттера, обращая внимание на полярности компонентов. Подставим I_Б≅I_Э/β и решим уравнение для тока эмиттера I_Э. Это уравнение может быть решено для R_Б (смотрите выше).

Прежде чем применять формулы R_Б и I_Э (смотрите выше), нам нужно выбрать значения резисторов R_К и R_Э. R_К зависит от источника питания коллектора V_пит и тока коллектора, который мы хотим получить, и который, как мы предполагаем, приблизительно равен току эмиттера I_Э. Обычно точка смещения для V_К устанавливается равно половине V_пит. Хотя ее можно было бы установить и выше для компенсации падения напряжения на резисторе эмиттера R_Э. Ток коллектора – это то, что нам необходимо. Он варьируется от микроампер до ампер в зависимости от приложения и параметров транзистора. Мы выберем I_К = 1 мА, типовое значение для транзисторной схемы для малых сигналов. Мы вычисляем значение R_К и выбираем ближайшее стандартное значение. Как правило, хорошо подходит резистор эмиттера, который составляет 10-50% от резистора нагрузки коллектора.

\[V_К = V_{пит} / 2 = 10/2 = 5 В \]

\[R_К = V_К / I_К = 5/1 мА = 5 кОм \quad \text{(стандартный номинал 4,7 кОм)} \]

\[R_Э = 0,1 R_К = 0,1 (4,7 кОм) = 470 Ом \]

В нашем первом примере используем источник смещения с высоким напряжением V_смещ = V_пит = 10 В, чтобы показать, почему желательно более низкое напряжение. Определим стандартный номинал резистора. Рассчитаем ток эмиттера для β=100 и β=300. Сравним стабилизацию тока с предыдущими схемами смещения.

\(\beta = 100 \qquad I_Э \approx I_К = 1 мА \qquad V_{пит} = V_{смещ} = 10 В \qquad R_Э = 470 Ом \)

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — R_Э \right] = 100 \left[ {10 — 0,7 \over 0,001 } — 470 \right] = 883 кОм\]

Для рассчитанного сопротивления резистора R_Б 883 кОм ближайшим стандартным номиналом является 870 кОм. При β=100 ток эмиттера I_Э равен 1,01 мА.

\(\beta = 100 \qquad R_Б = 870 кОм \)

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э } = {10 — 0,7 \over 870кОм / 100 + 470 } = 1,01 мА\]

\(\beta = 300 \)

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э } = {10 — 0,7 \over 870кОм / 300 + 470 } = 2,76 мА\]

Токи эмиттера показаны в таблице ниже.

Сравнение токов эмиттера при β=100 и β=300.

Схема смещения	IЭ при β=100	IЭ при β=300
Схема смещения с фиксированным током базы	1,02 мА	3,07 мА
Схема смещения с обратной связью с коллектором	0,989 мА	1,48 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 10 В	1,01 мА	2,76 мА

В приведенной выше таблице показано, что для V_смещ = 10 В смещение эмиттера не очень хорошо помогает стабилизировать ток эмиттера. Пример со смещением эмиттера лучше, чем предыдущий пример смещения базы, но не намного. Ключом к эффективности смещения эмиттера является снижение напряжения смещения базы V_смещ ближе к величине смещения эмиттера.

Какую величину смещения эмиттера мы сейчас имеем? Округляя, ток эмиттера, умноженный на сопротивление резистора эмиттера: I_ЭR_Э = (1 мА)(470) = 0,47 В. Кроме того, нам необходимо превысить V_БЭ = 0,7 В. Таким образом, на необходимо напряжение V_смещ > (0.47 + 0.7) В или > 1.17 В. Если ток эмиттера изменяется, это число изменится по сравнению с фиксированным напряжение смещения базы V_смещ, что приведет к коррекции тока базы I_Б и тока эмиттера I_Э. Нам подойдет V_Б > 1.17 В, равное 2 В.

\(\beta = 100 \qquad I_Э \approx I_К = 1 мА \qquad V_{пит} = 10 В \qquad V_{смещ} = 2 В \qquad R_Э = 470 Ом \)

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — R_Э \right] = 100 \left[ {2 — 0,7 \over 0,001 } — 470 \right] = 83 кОм\]

Рассчитанный резистор базы 83 кОм намного меньше, чем предыдущий 883 кОм. Мы выбираем 82 кОм из списка стандартных номиналов. Токи эмиттера при R_Б = 82 кОм и коэффициентах β=100 и β=300 равны:

\(\beta = 100 \qquad R_Б = 82 кОм \)

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э } = {2 — 0,7 \over 82 кОм / 100 + 470 } = 1,01 мА\]

\(\beta = 300 \)

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э } = {2 — 0,7 \over 82 кОм / 300 + 470 } = 1,75 мА\]

Сравнение токов эмиттера для смещения эмиттера при V_смещ = 2 В и коэффициентах β=100 и β=300 с предыдущими примерами схем смещения показано в таблице ниже. И здесь мы видим значительное улучшение при 1,75 мА, хотя и не так хорошо, как 1,48 мА при обратной связи с коллектором.

Сравнение токов эмиттера при β=100 и β=300.

Схема смещения	IЭ при β=100	IЭ при β=300
Схема смещения с фиксированным током базы	1,02 мА	3,07 мА
Схема смещения с обратной связью с коллектором	0,989 мА	1,48 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 10 В	1,01 мА	2,76 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 2 В	1,01 мА	1,75 мА

Как мы можем улучшить эффективность смещения эмиттера? Либо увеличить резистор эмиттера R_Э или уменьшить напряжение источника смещения V_смещ, или и то, и другое. В качестве примера удвоим сопротивление резистора эмиттера до ближайшего стандартного значения 910 Ом.

\(\beta = 100 \qquad I_Э \approx I_К = 1 мА \qquad V_{пит} = 10 В \qquad V_{смещ} = 2 В \qquad R_Э = 910 Ом \)

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — R_Э \right] = 100 \left[ {2 — 0,7 \over 0,001 } — 910 \right] = 39 кОм\]

Рассчитанное сопротивление R_Б = 39 кОм совпадает с одним из значений из стандартного списка номиналов. Пересчитывать I_Э для β = 100 нет необходимости. Для β=300 ток эмиттера равен:

\(\beta = 300 \)

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э } = {2 — 0,7 \over 39 кОм / 300 + 910 } = 1,25 мА\]

Эффективность схемы смещения эмиттера с резистором эмиттера 910 Ом намного лучше. Смотрите таблицу ниже.

Сравнение токов эмиттера при β=100 и β=300.

Схема смещения	IЭ при β=100	IЭ при β=300
Схема смещения с фиксированным током базы	1,02 мА	3,07 мА
Схема смещения с обратной связью с коллектором	0,989 мА	1,48 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 10 В	1,01 мА	2,76 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 2 В, RЭ = 470 Ом	1,01 мА	1,75 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 2 В, RЭ = 910 Ом	1,00 мА	1,25 мА

В качестве упражнения изменим пример смещения эмиттера, вернув резистор эмиттера на 470 Ом, и уменьшив напряжение источника смещения до 1,5 В.

\(\beta = 100 \qquad I_Э \approx I_К = 1 мА \qquad V_{пит} = 10 В \qquad V_{смещ} = 1,5 В \qquad R_Э = 470 Ом \)

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — R_Э \right] = 100 \left[ {1,5 — 0,7 \over 0,001 } — 470 \right] = 33 кОм\]

Рассчитанное сопротивление R_Б = 33 кОм совпадает с одним из значений из стандартного списка номиналов. Поэтому пересчитывать I_Э для β = 100 нет необходимости. Для β=300 ток эмиттера равен:

\(\beta = 300 \)

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э } = {1,5 — 0,7 \over 33 кОм / 300 + 470 } = 1,38 мА\]

В таблице ниже приведено сравнение результатов 1 мА и 1,38 мА с предыдущими примерами.

Сравнение токов эмиттера при β=100 и β=300.

Схема смещения	IЭ при β=100	IЭ при β=300
Схема смещения с фиксированным током базы	1,02 мА	3,07 мА
Схема смещения с обратной связью с коллектором	0,989 мА	1,48 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 10 В	1,01 мА	2,76 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 2 В, RЭ = 470 Ом	1,01 мА	1,75 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 2 В, RЭ = 910 Ом	1,00 мА	1,25 мА
Смещение эмиттера, Vсмещ = 1,5 В, RЭ = 470 Ом	1,00 мА	1,38 мА

Формулы для смещения эмиттера были повторены ниже с учетом внутреннего сопротивления эмиттера для лучшей точности. Внутреннее сопротивление эмиттера представляет собой сопротивление в цепи эмиттера внутри корпуса транзистора. Это внутреннее сопротивление r_Э оказывает большое влияние, когда (внешний) резистор эмиттера R_Э мал или даже равен нулю. Значение внутреннего сопротивления эмиттера является функцией тока эмиттера I_Э. Формула приведена ниже.

\[ r_Э = KT/I_Э m \]

где

• K=1.38×10^-23 Дж·К⁻¹ – постоянная Больцмана;
• T – температура в Кельвинах, берем ≅300;
• I_Э – ток эмиттера;
• m – для кремния изменяется от 1 до 2.

\[ r_Э = 0,026 В/I_Э = 26 мВ/I_Э \]

Ниже приведен вывод формул с учетом r_Э.

Схема смещения эмиттера с учетом внутреннего сопротивления r_Э

Более точные формулы смещения эмиттера могут быть получены при написании уравнения закона напряжений Кирхгофа для контура цепи базы-эмиттера. В качестве альтернативы, начнем с формулы I_Э, а затем перейдем в к формуле R_Б, заменив R_Э на r_Э + R_Э. Результаты показаны ниже.

\[V_{смещ} — I_Б R_Б — V_{БЭ} — I_Э r_Э — I_Э R_Э = 0\]

\[I_Э = (\beta+1)I_Б \approx \beta I_Б\]

\[V_{смещ} — (I_Э / \beta) R_Б — V_{БЭ} — I_Э r_Э — I_Э R_Э = 0\]

\[V_{смещ} — V_{БЭ} = I_Э (R_Б / \beta) + I_Э r_Э + I_Э R_Э\]

\[I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta + r_Э +R_Э }\]

\[R_Б / \beta + r_Э +R_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э }\]

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — r_Э — R_Э \right]\]

\[r_Э = 26 мВ / I_Э \]

Повторим расчет R_Б из предыдущего примера, но уже с учетом r_Э, и сравним результаты.

\(\beta = 100 \qquad I_Э \approx I_К = 1 мА \qquad V_{пит} = 10 В \qquad V_{смещ} = 2 В \qquad R_Э = 470 Ом \)

\( r_Э = 26 мВ / 1 мА = 26 Ом \)

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — r_Э — R_Э \right] = 100 \left[ {2 — 0,7 \over 0,001 } — 26 — 470 \right] = 80,4 кОм\]

Включение в расчеты r_Э приводит к более низкому значению сопротивления резистора базы R_Б, как показано в таблице ниже. Это значение находится ниже стандартного номинала 82 кОм, а не выше его.

Эффект от учета r_Э на расчет R_Б

rЭ?	Значение RБ
Без учета rЭ	83 кОс
С учетом rЭ	80,4 кОм

Конденсатор обхода R

_Э

Одна из проблем смещения эмиттера заключается в том, что значительная часть выходного сигнала падает на резисторе эмиттера R_Э (рисунок ниже). Это падение напряжения на резисторе эмиттера находится в последовательном соединении с базой и обладает полярностью, противоположной полярности входного сигнала. (Это похоже на схему с общим коллектором с коэффициентом усиления по напряжению < 1). Это уменьшение уровня сигнала сильно снижает коэффициент усиления по напряжению от базы до коллектора. Решение для усилителей сигналов переменного тока заключается в обходе резистора эмиттера с помощью конденсатора. Это восстанавливает усиление переменного напряжения, поскольку конденсатор для сигналов переменного тока представляет собой короткое замыкание. Постоянный ток эмиттера всё еще будет уменьшаться на резисторе эмиттера, таким образом, стабилизация постоянного тока сохранится.

Конденсатор обхода требуется для предотвращения уменьшения усиления сигнала переменного напряжения

Какая величина емкости должна быть у конденсатора обхода? Она зависит от самой низкой частоты усиливаемого сигнала. Для радиочастот C_обхода может быть небольшим. Для аудиоусилителя с нижней частотой 20 Гц этот конденсатор будет большим. «Эмпирическое правило» для конденсатора обхода состоит в том, что реактивное сопротивление должно составлять 1/10 или меньше от сопротивления резистора эмиттера. Конденсатор должен быть выбран таким образом, чтобы поддерживать самую низкую частоту усиливаемого сигнала. Конденсатор для аудиоусилителя 20 Гц – 20 кГц равен:

\[X_C = { 1 \over 2 \pi f C }\]

\[C = { 1 \over 2 \pi f X_C }\]

\[C = { 1 \over 2 \pi 20 (470/10) } = 169 мкФ\]

Обратите внимание, что внутреннее сопротивление эмиттера r_Э не обходится конденсатором обхода.

Смещение делителем напряжения

Устойчивое смещение эмиттера требует низковольтного источника смещения базы (рисунок ниже). Альтернативой источнику базы V_смещ является делитель напряжения, питаемый источником питания коллектора V_пит.

Смещение делителем напряжения заменяет источник напряжения базы на делитель напряжения

Технология проектирования заключается в том, чтобы сначала разработать схему смещения эмиттера, затем преобразовать ее в схему смещения базы с помощью делителя напряжения, используя теорему Тевенина. Этапы графически показаны на рисунке ниже. Нарисуем делитель напряжения, не присваивая номиналов резисторов. Отделите делитель от базы (база транзистора является его нагрузкой). Примените теорему Тевенина, чтобы получить эквивалентные одно сопротивление Тевенина R_Тев и один источник напряжения V_Тев.

Теорема Тевенина преобразует делитель напряжения в один источник напряжения V_Тев и одно сопротивление R_Тев

Эквивалентное сопротивление Тевенина – это сопротивление от точки нагрузки (стрелка) при уменьшении напряжения батареи (V_пит) до 0 (земля). Другими словами, R1 || R2. Эквивалентное напряжение Тевенина представляет собой напряжение разомкнутой цепи (снятая нагрузка). Этот расчет осуществляется методом коэффициента деления делителя напряжения. R1 получается путем исключения R2 из пары формул для R_Тев и V_Тев. Ниже приведена формула расчета R1, исходя из значений R_Тев, V_Тев и V_пит. Обратите внимание, что R_Тев представляет собой R_Б, резистор смещения из схемы смещения эмиттера. Также ниже приведена формула расчета R2, исходя из значений R1 и R_Тев.

\[R_{Тев} = R1 || R2\]

\[{ 1 \over R_{Тев} } = { 1 \over R1} + { 1 \over R2}\]

\[V_{Тев} = V_{пит} \left[ {R2 \over R1+R2} \right]\]

\[\text f = { V_{Тев} \over V_{пит} }= \left[ {R2 \over R1+R2} \right]\]

\[{ 1 \over R_{Тев} } = { R2 + R1 \over R1 \cdot R2 } = { 1 \over R1 } \left[ { R2 + R1 \over R2 } \right] = { 1 \over R1 } \cdot { 1 \over \text f }\]

\[R1 = { R_{Тев} \over \text f } = R_{Тев} { V_{пит} \over V_{Тев}}\]

\[{ 1 \over R2 } = { 1 \over R_{Тев}} — { 1 \over R1}\]

Преобразуем предыдущий пример смещение эмиттера в смещение с помощью делителя напряжения.

Пример смещения эмиттера, преобразованный в смещение с помощью делителя напряжения

Эти значения были ранее выбраны или расчитаны для примера смещения эмиттера.

\(\beta = 100 \qquad I_Э \approx I_К = 1 мА \qquad V_{пит} = 10 В \qquad V_{смещ} = 1,5 В \qquad R_Э = 470 Ом \)

\[R_Б = \beta \left[ {V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э } — R_Э \right] = 100 \left[ {1,5 — 0,7 \over 0,001 } — 470 \right] = 33 кОм\]

Подстановка значений V_пит, V_смещ и R_Б даст в результате значения R1 и R2 для схемы смещения с делителем напряжения.

\[V_Б = V_{Тев} = 1,5 В \]

\[R_Б = R_{Тев} = 33 кОм \]

\[R1 = R_{Тев} { V_{пит} \over V_{Тев}} = 33 кОм { 10 \over 1,5} = 220 кОм \]

\[{ 1 \over R2 } = { 1 \over R_{Тев}} — { 1 \over R1} = { 1 \over 33 кОм} — { 1 \over 220 кОм} \]

\[R2 = 38,8 кОм \]

Значение R1 равно стандартному значению 220 кОм. Ближайшее стандартное значение для R2, равного 38,8 кОм, рано 39 кОм. Это не сильно изменить I_Э, чтобы его рассчитывать.

Задача: Рассчитаем резисторы смещения для каскодного усилителя на рисунке ниже. V_Б2 – это напряжение смещения каскада с общим эмиттером. V_Б1 – это довольно высокое напряжение 11,5 В, потому что мы хотим, чтобы каскад с общей базой удерживал напряжение на эмиттере на уровне 11,5 – 0,7 = 10,8 В, примерно 11 В. (Это будет 10 В после учета падения напряжения на R_Б1.) То есть, каскад с общей базой является нагрузкой, заменяющей резистор, коллектора каскада с общим эмиттером. На нужен ток эмиттера 1 мА.

Смещение для каскодного усилителя

\( V_{пит} = 20 В \qquad I_Э = 1 мА \qquad \beta = 100 \qquad V_A = 10 В \qquad R_{нагр} = 4,7 кОм \)

\( V_{смещ1} = 11,5 В \qquad V_{смещ2} = 1,5 В \)

\[ I_Э = {V_{смещ} — V_{БЭ} \over R_Б / \beta +R_Э } \]

\[R_{Б1} = { V_{смещ} — V_{БЭ} \over I_Э / \beta } = { (V_{смещ1} — V_A) — V_{БЭ} \over I_Э / \beta } = { (11,5 — 10) — 0,7 \over 1 мА / 100 } = 80 кОм\]

\[R_{Б2} = { V_{смещ2} — V_{БЭ} \over I_Э / \beta } = { (1,5) — 0,7 \over 1 мА / 100 } = 80 кОм\]

Задача: Преобразуем резисторы смещения базы в каскодном усилителе в резисторы схемы смещения с делителем напряжения, питающимся от V_пит 20 В.

\[ R_{смещ1} = 80 кОм \]

\[ V_{смещ1} = 11,5 В \]

\[ V_{смещ} = V_{Тев} = 11,5 В \]

\[ R_Б = R_{Тев} = 80 кОм \]

\[ R1 = R_{Тев} { V_{пит} \over V_{Тев}} \]

\[ R1 = 80 кОм { 20 \over 11,5} = 139,1 кОм \]

\[ { 1 \over R2 } = { 1 \over R_{Тев}} — { 1 \over R1} \]

\[ { 1 \over R2 } = { 1 \over 80 кОм} — { 1 \over 139,1 кОм} \]

\( R2 = 210 кОм \)

\[ V_{пит} = V_{Тев} = 20 В \]

\[ R_{смещ2} = 80 кОм \]

\[ V_{смещ2} = 1,5 В \]

\[ V_{смещ} = V_{Тев} = 1,5 В \]

\[ R_Б = R_{Тев} = 80 кОм \]

\[ R3 = R_{Тев} { V_{пит} \over V_{Тев}} \]

\[ R3 = 80 кОм { 20 \over 1,5} = 1,067 МОм \]

\[ { 1 \over R4 } = { 1 \over R_{Тев}} — { 1 \over R3} \]

\[ { 1 \over R4 } = { 1 \over 80 кОм} — { 1 \over 1067 кОм} \]

\( R4 = 86,5 кОм \)

Окончательная схема показана в главе 9 «Практические аналоговые схемы» в разделе «Радиочастотные схемы» под названием «Каскодный усилитель класса A…».

Подведем итоги:

• Посмотрите на рисунок ниже.
• Выберите схему смещения.
• Выберите R_К и I_Э для вашего приложения. Значения R_К и I_Э обычно должны устанавливать напряжение коллектора V_К на 1/2 от V_пит.
• Рассчитайте резистор базы R_Б, чтобы получить необходимый ток эмиттера.
• Если необходимо, пересчитайте ток эмиттер I_Э для стандартных номиналов резисторов.
• Для схемы смещения с делителем напряжения выполните сначала расчет смещения эмиттера, а затем определите R1 и R2.
• Для усилителей переменного тока: конденсатор обхода, параллельный R_Э, улучшает усиление по переменному напряжению. Выберите X_C≤0,10R_Э для самой низкой частоты.

Формулы расчета смещения (вкратце)

Оригинал статьи:

Теги

Автоматического смещение с обратной связью с коллекторомБиполярный транзисторНапряжение смещенияОбучениеСмещение делителем напряженияСмещение с фиксированным током базыСмещение транзистораСмещение эмиттераЭлектроника

Сохранить или поделиться

Общий расчёт структуры биполярного транзистора — Студопедия

Практическая работа №2. Проектирование и расчёт биполярного транзистора.

План практической работы

1. Общий расчёт структура биполярного транзистора.

2. Выбор концентрации примеси в эпитаксиальном слое коллектора.

3. Расчёт профиля легирования.

4. Расчёт удельных поверхностных сопротивлений базового и эмиттерного слоёв.

5. Контрольные задания.

Общий расчёт структуры биполярного транзистора.

Для расчёта всей структуры биполярного транзистора, изображённой на рис. 2.1., необходимы следующие исходные данные для расчета: глубина коллекторного перехода и концентрация примеси на поверхности пассивной базы.

Рис. 2.1. Структура биполярного транзистора.

Расчет выполняют в такой последовательности:

1. По заданному максимально допустимому напряжению определяют пробивное напряжение , которое должно быть хотя бы на 20% больше , т.е. . Пробивное напряжение коллекторного p-n-перехода выбирают с коэффициентом запаса 2…3.

По графику зависимости (рис. 2.2.), где – концентрация примесей на высокоомной стороне p-n-перехода, находят . Удельное сопротивление коллекторного перехода при рассчитывают по формуле:

Подвижности при заданной концентрации примесей находят из рис. 2.3.

Рис. 2.2. График зависимости пробивного напряжения от концентрации носителей.

Рис. 2.3. Зависимости подвижности носителей от концентрации примесей в полупроводнике

.

2. Определяют характеристическую длину в распределении примесей акцепторов и характеристическую длину в распределении доноров :

3. Для расчёта ширины объёмного заряда на коллекторном и эмиттерном переходах предварительно вычисляют потенциал:

контактную разность потенциалов на коллекторном переходе:

где – тепловой потенциал, равный 0,026 В при ; — концентрация собственных носителей заряда в кремнии ( ).

Контактная разность потенциалов на эмиттерном переходе определяется аналогично .

4. Рассчитывают ширину области объёмного заряда, распространяющуюся в сторону базы и в сторону коллектора при максимальном смещении коллекторного перехода :

5. Выбирают ширину технологической базы, которая должна быть больше ширины слоя объемного заряда на коллекторном переходе , так как последний будет иметь максимальную ширину при :

6. Ширину высокоомного коллектора под коллекторным переходом выбирают больше ширины слоя объемного заряда на коллекторном переходе, распространяющейся в сторону коллектора при максимальном обратном смещении: . Полная толщина коллекторного слоя

7. Определяют концентрацию акцепторов на эмиттерном переходе:

8. В результате высокой степени легирования эмиттера область объёмного заряда на эмиттерном переходе в основном будет сосредоточена в базе. Приближённо можно считать, что , где:

Ширина базы была определена без учета и может оказаться заниженной; в свою очередь, величина тоже может быть меньше действительной, а ширина объемного заряда – больше. Однако превышение незначительно и приведет только к тому, что технологическая ширина базы будет выбрана с некоторым запасом.

9. Корректируют технологическую базу:

10. Для определения размеров активной базы рассчитывают ширину области объемного заряда и при прямом смещении эмиттерного и обратном смещении коллекторного переходов.

11. Определяют активную ширину базы:

12. Находят размеры коллекторов, имеющего квадратную форму со стороной:

где – площадь коллектора, которую рассчитывают по известной емкости коллекторного перехода при заданном смещении , принимая емкость коллектора :

13. Площадь эмиттера можно определить исходя из допустимой плотности тока эмиттера , при которой коллекторный переход находится при нулевом смещении, когда транзистор еще не вошел в режим насыщения:

где

Минимальное напряжение на участке эмиттер-коллектор транзистора рассчитывают по максимальной мощности на p-n переходе и максимальному току коллектора :

Размеры остальных областей транзистора, а также его общая площадь могут быть определены исходя из известной площади эмиттера , минимальной ширины контактов, минимального расстояния между контактами и других конструктивно технологических ограничений, принятых для данной технологии изготовления полупроводниковой ИМС.

Для определённого типа микросхем применяют и другие конструкции интегральных транзисторных структур. В логических микросхемах широко используется многоэмиттерный транзистор (МЭТ), типовая структцра которого приведена на рис. 2.4.

Рис. 2.4. Многоэмиттерный транзистор.

МЭТ представляет собой совокупность нескольких n-p-n транзисторов. Такая структура имеет общую базу и коллектор. Число эмиттеров может быть равным 5..8. Активные базовые области, находящиеся под эмиттерными переходами, объединяются между собой с помощью пассивной области базы. Особенностью МЭТ является наличие паразитного транзистора эмиттер – база – эмиттер. Действие паразитного межэмиттерного транзистора существенно для структур, у которых расстояние между эмиттерами соизмеримо с расстоянием от эмиттера до коллектора. Для уменьшения паразитных токов через эмиттеры искусственно увеличивают сопротивление пассивной области базы.

Расчет основных параметров усилителя на биполярных транзисторах

⇐ ПредыдущаяСтр 4 из 5Следующая ⇒

 

Основными параметрами усилителя принято считать:

• коэффициент усиления по напряжению К_и;

• коэффициент усиления по току К_i;

• входное сопротивление усилителя R_вх;

• выходное сопротивление усилителя

R_вык.

Названные параметры, как правило, рассчитываются на средних частотах, т. е. в полосе пропускания усилителя, когда влиянием всех реактивных элементов схемы можно пренебречь, поскольку в полосе пропускания коэф­фициент усиления К₀ усилителя должен оставаться неизменным, как показа­но на рис. 13. Здесь f_н и f_в — нижняя и верхняя граничные частоты усиления усилителя, а — полоса пропускания усилителя.

Вне полосы частот пропускания усилителя его параметры К_и, К_i, R_вх, R_вых приобретают комплексный характер, т.е. становятся частотнозависимыми. Для расчета параметров транзисторного усилителя вне полосы пропуска­ния необходимо учесть инерционные свойства транзистора включением в эк­вивалентную схему транзистора емкостей коллекторного и эмиттерного пе­реходов, а также реактивные элементы схемы усилителя (конденсаторы, ка­тушки индуктивности, реактивный характер нагрузки).

Последовательность расчета следующая:

1. Составляют эквивалентную электрическую схему усилителя. При этом рекомендуется воспользоваться табл. 2.

2. Рассчитывают основные параметры К_и, К_i, R_вх, R_вых для каждого каскада усилителя по составленной эквивалентной схеме. Для упрощения расче­тов можно воспользоваться формулами табл. 6 как в точном, так и в прибли­женном виде.

При расчетах необходимо учитывать, что входное сопротивление R_BX следующего (n+1) каскада является сопротивлением нагрузки R_H предыдущего n-го каскада. При этом выходное сопротивление n-го каскада является со­противлением R_г (R_c) источника сигнала для последующего (n+1) каскада. Сказанное можно выразить следующим образом:

При расчетах полезно воспользоваться структурным представлением усилителя в виде последовательно соединенных «черных ящиков», как показано на рис. 14, что позволяет избежать ошибок и наглядно, в целом, пред­ставить процесс расчета, не теряясь в мелких деталях.

Рассчитывают коэффициенты всего усилителя по формулам:

Входное и выходное сопротивления усилителя определяются соответствующими сопротивлениями входного и выходного каскадов.

 

4.3 Примеры расчета

1. Рассчитать основные параметры усилительного каскада с емкостной связью, схема которого приведена на рис. 15. Параметры транзистора: h₁₁=1кОм, h₂₁=50, h₁₂=5*10^-4, h₂₂=10^-5См. Посколь­ку мы рассматриваем только параметры транзистора для схемы включения с об­щим эмиттером, то здесь и ниже в индексах параметров букву «э» будем опускать. Параметром h₁₂ — пренебрега­ем. Составим эквивалентную электриче­скую схему каскада для всего рабочего диапазона усилителя, пользуясь табл. 2, учитывая как емкости p-n-переходов транзистора, так и емкость нагрузки. Введем обозначения: С₁₁ — входная ем­кость транзистора или емкость эмиттерного p-n-перехода, Со — суммарная емкость выходной цепи каскада, равная:

где С₂₂ — выходная емкость транзистора или емкость коллекторного p-n-ерехода, С_м — емкость монтажа, С_н — емкость нагрузки. Транзистор включен по схеме с общим эмиттером (рис. 16).

 

Удобно проводить расчет усилителя отдельно для областей нижних, средних и верхних частот. Для каждой области составляется своя эквива­лентная электрическая схема, по которой и рассчитываются параметры уси­лителя. Так в области нижних частот необходимо учесть, что величины ем­костей С₁₁ и Со невелики и при низких частотах сопротивление этих конден­саторов гораздо больше, чем параллельно включенные им резисторы R₆, h₁₁ и R_K, R_Н соответственно. Поэтому влиянием этих емкостей на работу схемы можно пренебречь (рис. 17).

Номиналы емкостей С_р1 и С_р2 достаточно велики (~мкФ), поэтому их сопротивления в области верхних частот становятся очень малыми и ими при расчетах каскада в данной области можно пренебречь. Соответственно уменьшается и сопротивление емкостей С₁₁ и С₀. Эти конденсаторы начина­ют шунтировать включенные параллельно им резисторы R₆, h₁₁ и R_Н соответственно. Следовательно, в области верхних частот необходимо учитывать влияние емкостей p-n-переходов и емкости нагрузки на работу усилителя (рис. 18). В следующих примерах эквивалентная электрическая схема усили­теля в области верхних частот приводиться не будет.

Учитывая, что мы рассчитываем основные параметры каскада в облас­ти средних частот, где коэффициенты усиления по току и напряжению не за­висят от частоты (см. рис.13), то всеми реактивными элементами в схеме за­мещения можно пренебречь. Тогда эквивалентная электрическая схема уп­рощается (рис. 19).

Используем полученные результаты для проведения расчетов. Из схемы замещения видно, что входное сопротивление каскада в данном случае будет равно параллельному соединению резисторов R₆и h₁₁:

.

 

Сопротивление нагрузки равно параллельному соединению резисторов:

Теперь можно рассчитать коэффициенты усиления каскада по напряжению и току. Поскольку в данной схеме отсутствует сопротивление генера­тора, которое может понадобиться для дальнейших расчетов, то обычно в та­ких случаях его принимают равным R_г=60 Ом. В аналоговой электронике чаще имеют дело с усилителями напряжения, поэтому в качестве источника сигнала используется генератор напряжения. В эквивалентной электрической схеме замещения сопротивление генератора по отношению к транзистору или параметру h₁₁ будет включено последовательно (рис. 20, а).

 

С другой стороны, биполярные транзисторы управляются током, по­этому генератор напряжения можно заменить эквивалентным ему генерато­ром тока. Тогда сопротивление по отношению к резистору R₆ и входному сопротивлению транзистора h₁₁ будет включено параллельно (рис. 20, б).

Относительно входного сопротивления транзистора все внешние резисторы в эквивалентной схеме можно считать сопротивлением генератора, поэтому их можно заменить одним эквивалентным сопротивлением R_гэкв(рис. 20, в).

В данном случае R_гэкв равно параллельному соединению резисторов R_г R_Б:

Таким образом, когда параллельно включенные сопротивления отличаются по величине более чем на порядок, то результирующее сопротивление можно приблизительно считать равным меньшему из них. Тогда коэф­фициенты усиления будут равны:

Если учитывать ток, протекающий только по резистору нагрузки R_Н, т. е. учитывать только полезную мощность, отдаваемую в нагрузку, то коэф­фициент усиления по току будет равен:

Выходное сопротивление каскада будет равно параллельному соединению выходного сопротивления транзистора и резистора R_K:

2. Рассчитать основные параметры усилительного каскада, схема кото­рого приведена на рис. 21.

Параметры транзистора: h₁₁ = 800 Ом, h₂₁=48, h₁₂=5* 10^-4, h₂₂=8*10^-5См. Прежде всего, составим соответст­вующую эквивалентную электрическую схему. Параметром h₁₂ пренебре­гаем, как и в предыдущем примере. Поскольку схема не содержит реактив­ных элементов, то сразу составляем эквивалентную схему для области сред­них частот. Транзистор включен по схеме с общим эмиттером, причем в данном каскаде используется последовательная отрицательная обратная связь (ООС), которая увеличивает входное и выходное со­противление транзистора в (1+ h₂₁) раз, поэтому эмиттерный резистор включен во входную и выходную цепи (рис. 22).

 

Тогда входное сопротивление каскада будет равно:

Нагрузкой транзистора является параллельное соединение резисторов R_K и R_H, обозначим его R_h1.

Рассчитав нагрузку усилительного каскада, можно определить коэффициенты усиления по напряжению и току, пользуясь формулами табл. 6:

При расчете коэффициента усиления по напряжению мы учли, что во входной цепи каскада стоит сопротивление генератора и что входное сопротивление транзистора не просто h₁₁, а увеличилось из-за ООС.

Следует также иметь в виду, что мы рассчитали общий коэффициент усиления транзистора по току. Однако из эквивалентной электрической схе­мы следует, что в сопротивление нагрузки R_н передается только часть тока транзистора и электрической мощности, которая собственно и является полезной. Если это учесть, то коэффициент усиления по току именно в нагрузке будет:

Теперь рассчитаем выходное сопротивление каскада. Из эквивалентной электрической схемы следует, что оно равно параллельному соединению резисторов R_к и 1/h₂₂:

Однако мы не учли, что в каскаде имеется последовательно-последовательная ООС, которая увеличивает выходное сопротивление транзистора. Если учесть этот момент, то выходное сопротивление транзистора уже будет равно не 1/h₂₂, а:

Тогда выходное сопротивление всего каскада будет равно также параллельному сопротивлению резистора R_к и выходному сопротивлению транзи­стора, т. е.:

Таким образом, выходное сопротивление усилительного каскада практически равно сопротивлению резистора в коллекторной цепи R_к.

3. Рассчитать основные параметры усилительного каскада, схема которого приведена на рис. 23.

Параметры транзистора: h₁₁=1 кОм, h₂₁=50, h₂₂=10^-5См. Параметром h₁₂ пре­небрегаем. Как и в предыдущем примере, составляем эквивалентную электриче­скую схему каскада, пользуясь табл. 2. Транзистор включен по схеме с общим эмиттером. Полная эквивалентная схема замещения данного каскада с учетом всех элементов схемы представлена на Рис. 24.

Учитывая то, что мы по-прежнему проводим расчет усилительного каскада в области средних частот, где коэффициенты усиления являются частотнонезависимыми, разделительными емкостями С_р1 и С_р2 можно пренеб­речь. Следует также учесть, что емкость С_э в цепь эмиттера ставится для то­го, чтобы шунтировать резистор и исключить ООС по переменному току, которая была в примере 2. Для этого величину конденсатора С_э подбирают такой, чтобы его сопротивление на нижней граничной частоте пропускания усилителя f_H было в 10 раз меньше, чем сопротивление резистора R_Э.

Например, допустим, мы рассчитываем усилитель низкой частоты с полосой пропускания 1 кГц 20 кГц, т.е.f_н =1000 Гц. Тогда:

Таким образом, чтобы исключить ООС по переменному току нам необходимо в цепь эмиттера поставить конденсатор емкостью 1,59 мкФ. Из стан­дартного ряда емкостей выбираем ближайший номинал емкости 1,5 мкФ. В результате сделанных допущений и расчетов наша схема замещения упроща­ется (рис. 25):

Далее расчет проводится как и в предыдущих примерах. Входное сопротивление каскада будет равно параллельному сопротивлению входного сопротивления транзистора h₁₁ и сопротивления делителя R_D, где R_D — это параллельное соединение резисторов R₁ и R₂:

Нагрузкой транзистора R_h1 является параллельное соединение резисторов R_K и R_h:

Эквивалентное сопротивление генератора R_ГЭКВ, как и в примере 1, равно параллельному соединению R_Г=60 Ом и R_d:

Тогда коэффициенты усиления по напряжению и току будут:

Если учитывать ток, протекающий только по сопротивлению нагрузки R_h, т.е. учитывать только полезную мощность отдаваемую в нагрузку, то коэффициент усиления по току будет равен:

Выходное сопротивление каскада будет равно параллельному соединению выходного сопротивления транзистора и резистора R_К:

4. Рассчитать основные параметры усилительного каскада, схема которого приведена на рис. 26. Параметры транзистора: h₁₁=1 кОм, h₂₁=50, h₂₂=10^-5См. Параметром h₁₂пре­небрегаем. Как и в предыдущем примере, составляем эквивалентную электриче­скую схему каскада, пользуясь табл. 2. Транзистор включен по схеме с общим коллектором, и эта схема носит название — эмиттерный повторитель.

Схема заме­щения данного каскада представлена на рис. 27. В данном случае мы пренебрегаем сопротивлением 1/h₂₂, поскольку оно велико (~ 100 кОм) и включено па­раллельно резисторам R_э и R_н (см. табл. 2).

Проводим расчет по формулам табл. 6. Нагрузкой транзистора R_н1 являются параллельно включенные резисторы R_э и R_H:

Тогда входное сопротивление транзистора R_вх.тр будет равно:

Входное сопротивление каскада — это параллельное включенные сопротивление делителя R_D, которое определяется также как в примере 3, и входное сопротивление транзистора R_вх.тр:

Эквивалентное сопротивление генератора равно параллельному сопротивлению резисторов R_г и R_D:

Выходное сопротивление транзистора равно (табл.4):

Выходное сопротивление всего каскада равно параллельному соединению резистора R_э и выходного сопротивления транзистора R_вых.тр:

Коэффициенты усиления каскада по напряжению и току:

Если по-прежнему учитывать ток, протекающий только по сопротивлению нагрузки R_h, т.е. учитывать только полезную мощность отдаваемую в нагрузку, то коэффициент усиления по току будет равен:

 

5. Рассчитать основные параметры усилителя, схема которого приведена на рис. 28. Это двухкаскадный усилитель, оба транзистора которого включены по схеме с общим эмиттером. Параметры транзисторов:

h_11Э1 = h_11Э2 = 1 кОм, h_21Э1=20, h_21Э2=30, h_22Э1 = h_22Э2 =10^-5См.

Параметром h₁₂ пренебрегаем. Как и в
предыдущем примере, сразу составляем эквивалентную электрическую схему усилителя для области средних частот, пользуясь таблицей 2. Схема замещения усилителя представлена на рис. 29.

 

 

 

Входное сопротивление усилителя равно входному сопротивлению первого каскада. В данном случае:

Нагрузкой первого каскада R_h1является параллельное сопротивление резистора R_к1 и входного сопротивления второго каскада, которое в данном усилителе равно h_11э2:

Нагрузкой второго каскада является параллельное соединение резисто­ров R_K2 и R_H:

Выходные сопротивления первого и второго каскадов равны параллельному соединению выходных сопротивлений транзисторов 1/h₂₂ и соот­ветствующих резисторов в цепи коллектора. В данном случае выходное сопротивление транзисторов более чем на порядок превышает сопротивления в цепях коллекторов, поэтому для инженерных расчетов можно считать выходные сопротивления каскадов усилителя приблизительно равными номиналам соответствующих коллекторных резисторов, т.е.:

При этом следует иметь в виду, что выходное сопротивление первого каскада является сопротивлением генератора R_г2 для второго каскада, а вы­ходное сопротивление второго каскада одновременно является выходным сопротивлением всего усилителя, т.е.:

Теперь можно рассчитать коэффициент усиления каждого каскада и всего усилителя:

Здесь следует иметь в виду, что поскольку сопротивление генератора для данной схемы не дано, то, как и в предыдущих примерах, мы считаем его равным 60 Ом. В формулах для расчета коэффициента усиления по напряже­нию для первого каскада все сопротивления подставлены в омах, а для вто­рого каскада — в килоомах.

Определим коэффициенты усиления по току каждого каскада и усили­теля в целом:

 

Здесь мы рассчитали общие коэффициенты усиления транзисторов и усилителя в целом без учета того, что во втором каскаде усиливается только та часть тока, которая попадает на входное сопротивление второго транзистора VT2, и только часть тока передается в нагрузку. Если учесть все эти моменты, то полезный коэффициент усиления по току будет:

 

6. Рассчитать основные параметры усилителя, схема которого приведе­на на рис. 30.

Это трехкаскадный усилитель, первый транзистор которого включен по схеме с общим эмиттером, второй — по схеме с общей базой, третий — по схе­ме с общим коллектором. Параметры транзисторов:

 

Параметром h₁₂, как обычно, пренебрегаем. Поскольку в заданной схе­ме отсутствуют конденсаторы, сразу составляем эквивалентную электриче­скую схему усилителя для области средних частот, пользуясь табл. 2. Схема замещения усилителя представлена на рис. 31.

 

Определим сначала входные и выходные сопротивления всех каскадов и усилителя в целом. Входное сопротивление каскада 1 одновременно явля­ется входным сопротивлением усилителя:

 

Сопротивлением нагрузки третьего каскада является резистор в эмиттерной цепи, т.е. R_н3=R_э=5,1 кОм. Тогда входное сопротивление каскада 3 бу­дет:

 

Выходное сопротивление каскада 1 есть параллельное соединение вы­ходного сопротивления транзистора VT1 и резистора R_к:

Входное сопротивление второго каскада определяется по формулам табл. 4, но здесь необходимо учесть, что последовательно с h_11э2 включено сопротивление делителя R_D, которое равно параллельному соединению резисторов R₁ и R₂:

 

Выходное сопротивление первого каскада является сопротивлением генератора для каскада 2, т.е. R_Г2= R_ВЫХ1. Тогда выходное сопротивление тран­зистора второго каскада будет:

 

Поскольку к выходу каскада 2 подключен резистор R₃, то выходное со­противление второго каскада определяется как параллельное соединение:

 

Выходное сопротивление второго каскада является сопротивлением генератора для третьего каскада R_Г3= R_ВЫХ2. Тогда выходное сопротивление транзистора третьего каскада рассчитать по формуле:

 

К выходу каскада 3 подключен резистор являющийся нагрузкой этого каскада, поэтому выходное сопротивление третьего каскада и всего усилителя будет их параллельным соединением:

 

Прежде чем рассчитывать коэффициенты усиления по напряжению и току нужно определить нагрузку каждого каскада. Нагрузку третьего каскада и всего усилителя мы уже нашли выше. Нагрузкой первого каскада является параллельное соединение входного сопротивления каскада 2 и резистора R_к:

 

Нагрузкой второго каскада является параллельное соединение входного сопротивления третьего каскада и резистора R₃:

 

Теперь рассчитаем коэффициенты усиления каждого каскада и усилителя в целом, пользуясь формулами табл. 6:

 

Далее найдем коэффициенты усиления по току каждого каскада и усилителя в целом. Сразу учтем, что транзисторы каждого каскада усиливают только ту часть тока, которая попадает на входное сопротивление каскада.

 

Если к выходу усилителя подключить сопротивление нагрузки R_н, то коэффициент усиления по току будет несколько меньше.

 

 

4.4 Задачи для самостоятельной работы

 

По заданной в табл. 5 схеме рассчитать следующие основные параметры усилителя: коэффициент усиления по напряжению К_и, коэффициент уси­ления по току К₁, входное сопротивление R_вх, выходное сопротивление уси­лителя R_вых.

 

Таблица 5

 

Расчет основных параметров усилителя необходимо дополнить построением качественных временных диаграмм напряжения в точках, которые обозначены на схемах цифрами от 1 до 4.

 

©2015 arhivinfo.ru Все права принадлежат авторам размещенных материалов.

Расчет статического режима работы биполярного транзистора по постоянному току (расчет рабочей точки)

Анализ технического задания.

В современной радиоэлектронной аппаратуре используются усилители. Усилитель осуществляет увеличение энергии управляющего сигнала за

счет энергии вспомогательного источника. Входной сигнал является как бы шаблоном, в соответствии с которым регулируется поступление энергии от источника к потребителю усиленного сигнала. Усилители делятся [1]:

1) По способности усиливать постоянные и переменные сигналы :

· Усилители постоянного тока

· Усилители переменного тока

2) По виду сигналов, для которых предназначен усилитель:

· Усилители гармонических сигналов

· Усилители импульсных сигналов

3) По диапазону частот, на которые рассчитан усилитель:

· Усилители низкой частоты (предназначены для усиления частот звукового диапазона 0,01…20кГц)

· Усилители высокой частоты (предназначены для усиления сигналов в радиочастотном диапазоне)

4) По усиливаемому электрическому показателю:

· Усилители напряжения

· Усилители тока

· Усилители мощности

Существует понятие коэффициента передачи усилителя – это функция, определяемая как отношение выходного сигнала усилителя к его входному сигналу.

В современных транзисторах используется коэффициент α=0,9÷0,999 Данная величина всегда меньше единицы, но близка к ней.[2]

Параметры рассчитываемого усилителя близки к параметрами, предложенным в задании к курсовой работе. Исходя из этого, можно сделать вывод, что используя современную элементную базу, можно реализовать данную курсовую работу.

Выбор транзистора и элементной базы.

Для расчета усилителя я выбираю транзистор КТ201А. Это отечественный маломощный биполярный транзистор n-p-n структуры. Он предназначен для применения в усилителях низкой частоты. Выпускается в металлостеклянном корпусе с гибкими выводами.

Общеизвестно, что техника может работать в предельном режиме, но надежность и срок службы оборудования уменьшается. Поэтому необходимо выбрать транзистор исходя из условия, что . Это означает, что необходимо выбрать транзистор с максимальным напряжением не менее 20 В. В задании указана верхняя граничная частота не менее 210 кГц. Для того чтобы упростить расчет АЧХ необходимо выбрать транзистор с граничной частотой превышающей это значение. Это позволит считать транзистор частотно-независимым. Таким образом, верхняя граничная частота транзистора должна быть не менее 1МГц. В задании указан температурный диапазон (-20-+80⁰С), который должен выдерживать выбранный транзистор.

На основе вышеизложенного для реализации технического задания подойдет транзистор КТ201А. Параметры транзистора приведены ниже:

******

Расчет статического режима работы биполярного транзистора по постоянному току (расчет рабочей точки).

Для обеспечения надежной работы при широком разбросе параметров транзистора и изменения условий окружающей среды рассчитаем рабочую точку с помощью H смещения.

Зададим . Ток коллектора рассчитывается по формуле: ,

при условии выбора рабочей точки в середине нагрузочной прямой. Выражаем из этой формулы : . Округляем резистор до значения соответствующего ряду ***. Выбираем .

Теперь рассчитаем исходя из формулы для коэффициента усиления каскада: . Отсюда . Округляем резистор до значения соответствующего ряду ***. Выбираем .

Рассчитаем ток базы: ,

где — коэффициент усиления ока базы в схеме с ОЭ.

Для задания рабочей точки транзистора необходимо зафиксировать напряжение на базе с помощью делителя напряжения. Ток через резисторы и делителя напряжения должен быть много больше тока базы для обеспечения режима источника ЭДС. Возьмем ток делителя в 10 раз больше тока базы, т. е. . Тогда .

Рассчитаем напряжение на базе транзистора по формуле: .

Рассчитаем сопротивление резисторов и делителя напряжения по формулам:

.

Округляем резистор до значения соответствующего ряду ***. Выбираем .

Округляем резистор до значения соответствующего ряду ***. Выбираем

Заменим делитель напряжения и источником напряжения и внутренним сопротивлением .

Рассчитаем по формуле

.

А теперь рассчитаем коэффициент нестабильности схемы с Н смещением:

Список используемой литературы.

[1]- А. А. Ровдо «Схемотехника усилительных каскадов на биполярных транзисторах» 188 с.

[2]- http://fn.bmstu.ru/electro

Расчет усилителей на биполярных транзисторах (Курсовая работа)

Федеральное агентство связи

ГОУ ВПО «Сибирский государственный университет
телекоммуникаций и информатики»

Уральский технический институт связи и информатики (филиал)

Курсовая работа по дисциплине «Основы схемотехники»

РАСЧЁТ УСИЛИТЕЛЕЙ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

СОДЕРЖАНИЕ

Введение

Расчет усилительного каскада

1. Исходные данные к курсовой работе

2. Характеристики используемого транзистора

3. Схема цепи питания и стабилизации режима работы транзистора

4. Построение нагрузочной прямой по постоянному току

5. Определение малосигнальных параметров транзистора в рабочей точке

6. Определение величин эквивалентной схемы транзистора

7. Определение граничной и предельных частот биполярного транзистора

8. Определение сопротивления нагрузки транзистора по переменному току

9. Построение сквозной характеристики

10. Определение динамических параметров усилительного каскада

Заключение

Список литературы

Приложение 1. Схема электрическая принципиальная проектируемого усилительного каскада

Приложение 2. Перечень элементов

Введение

Цель данной курсовой работы состоит в закреплении знаний, полученных при изучении дисциплины «Основы схемотехники», в получении опыта разработки и расчета основных характеристик усилительных каскадов, а также в активизации самостоятельной учебной работы, в развитии умений выполнять информационный поиск, пользоваться справочной литературой, определять параметры и эквивалентные схемы биполярных и полевых транзисторов, получать разностороннее представление о конкретных электронных элементах.

В ходе выполнения курсовой работы для заданного типа транзистора определяются паспортные параметры и статические характеристики, в соответствии со схемой включения и величинами элементов схемы усилительного каскада выбирается положение режима покоя, для которого рассчитываются величины элементов эквивалентных схем транзистора и мало сигнальные параметры транзистора, графоаналитическим методом определяются параметры усилительного каскада.

Расчет усилительного каскада

1. Исходные данные к курсовой работе

1. Тип активного элемента	Биполярный транзистор
2. Схема включения активного элемента	С общим эмиттером
3. Используемый активный элемент	КТ208К
4. Напряжение источника питания, Eп	30 В
5. Номинал резистора в цепи, Rк	2,2 кОм
6. Номинал резистора в выходной цепи, Rн	3,0 кОм

В соответствии с заданными исходными данными выбираем схему включения с общим эмиттером и с эмиттерной стабилизацией.

2. Характеристики используемого транзистора

Проектируемое устройство основано на биполярном транзисторе КТ208К. Транзистор КТ208К – кремниевый эпитаксиально-планарный p-n-p типа, используемый в усилительных схемах.

1. Электрические параметры

Наименование		Обозначение	Значения
			min	max
1.1. Обратный ток эмиттера (при Uэ= Uэб max), мкА		I эбо		1
1.2. Обратный ток коллектора (при UК= Uкб max) , мкА		I кбо		1
1.3. Коэффициент обратной связи по напряжению в режиме малого сигнала		h21б
1.4. Статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ (при UК= 1 Iк=30 мA, f=0,27к Гц ) при Тс=+125 0С при Тс=-60 0С		h21э	80 80 40	240 480 240
1.5. Коэффициент шума, дБ (при UК= 3 Iк=0,2 мA, f=1к Гц )		Кш		4
1.6. Входное сопротивление в режиме малого сигнала в схеме с ОЭ при Iэ=5 мA (при UК= 5, f=0,27к Гц )		h11э	130	2500
1.7. Емкость коллекторного перехода, пФ (при UК= 10 f=500к Гц ) 1.8 Емкость эмитерного перехода, пФ (при f=500к Гц ) 1.9 Напряжение насыщения коллектор – эмиттер, В (при Iк=300 мA, Iб=60 мA ) 1.10 Напряжение насыщения база – эмиттер, В (при Iк=300 мA, Iб=60 мA ) 1.11 Граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ, МГц (при UК= 5 Iк=10, мА) 1.12. Выходная проводимость в режиме малого сигнала, при х.х в схеме с ОЭ при Iэ=1 мA (при UК= 5, f=0,27к Гц )		СК СЭ UКЭ нас UБЭ нас Fгр h22э	5 0,15	50 100 0,4 1,5 0,55

2.) Максимально допустимые параметры. Гарантируются при температуре окружающей среды Т_с=-60…+125 ⁰С

2.1. Iк max – постоянный ток коллектора, мА	0,3
2.2. Iк и max – импульсный ток коллектора, мА при tи100 мкс и Q10	0,5
2.3. Uк бmax – постоянное напряжение коллектор-база, В	0,1
2.4. Uкэ max– постоянное напряжение коллектор-эмиттер (при Rб2 кОм), В	45
2.5. Uэб max – постоянное напряжение эмиттер-база, В	45
2.6. Pк max– постоянная рассеиваемая мощность, мВт	200
2.7.Т п мах — Температура перехода, 0С	150
2.8. Допустимая температура окружающей среды, 0С	-60…+125

3. Схема цепи питания и стабилизации режима работы транзистора

Биполярный транзистор в ключевом режиме

Для упрощения рассказа можно представить транзистор в виде переменного резистора. Вывод базы это есть как раз та самая ручка, которую можно покрутить. При этом изменяется сопротивление участка коллектор – эмиттер. Крутить базу, конечно, не надо, может оторваться. А вот подать на нее некоторое напряжение относительно эмиттера, конечно, можно.

Если напряжение не подавать вовсе, а просто взять и замкнуть выводы базы и эмиттера пусть даже и не накоротко, а через резистор в несколько КОм. Получается, что напряжение база – эмиттер (Uбэ) равно нулю. Следовательно, нет и тока базы. Транзистор закрыт, коллекторный ток пренебрежительно мал, как раз тот самый начальный ток. Примерно такой же, как у диода в обратном направлении! В этом случае говорят, что транзистор находится в состоянии ОТСЕЧКИ, что на обычном языке значит, закрыт или заперт.

Противоположное состояние называется НАСЫЩЕНИЕ. Это когда транзистор открыт полностью, так, что дальше открываться уже некуда. При такой степени открытия сопротивление участка коллектор эмиттер настолько мало, что включать транзистор без нагрузки в коллекторной цепи просто нельзя, сгорит моментально. При этом остаточное напряжение на коллекторе может составить всего 0,3…0,5В.

Чтобы довести транзистор до такого состояния, надо обеспечить достаточно большой ток базы, подав на нее относительно эмиттера большое напряжение Uбэ,- порядка 0,6…0,7В. Да, для перехода база-эмиттер такое напряжение без ограничительного резистора очень велико. Ведь входная характеристика транзистора, показанная на рисунке 1, очень похожа на прямую ветвь характеристики диода.

Рисунок 1. Входная характеристика транзистора

Эти два состояния – насыщение и отсечка, используются в том случае, когда транзистор работает в ключевом режиме наподобие обычного контакта реле. Основной смысл такого режима в том, что малый ток базы управляет большим током коллектора, который в несколько десятков раз больше тока базы. Большой ток коллектора получается за счет внешнего источника энергии, но все равно усиление по току, что называется, налицо. Простой пример: маленькая микросхема включает большую лампочку!

Чтобы определить величину такого усиления транзистора в ключевом режиме используется «коэффициент усиления по току в режиме большого сигнала». В справочниках от обозначается греческой буквой β «бетта». Практически для всех современных транзисторов при работе в ключевом режиме этот коэффициент никак не меньше 10…20 Определяется β как соотношение максимально возможного тока коллектора к минимально возможному току базы. Величина безразмерная, просто «во сколько раз».

Даже если ток базы будет больше, чем требуется, беды особой нет: транзистор все равно не сможет открыться больше. На то он и режим насыщения. Кроме обычных транзисторов для работы в ключевом режиме используются «дарлингтоновские» или составные транзисторы. Их «супер — бетта» может достигать 1000 и более раз.

Как рассчитать режим работы ключевого каскада

Чтобы не быть совсем голословным, попробуем рассчитать режим работы ключевого каскада, схема которого показана на рисунке 2.

Задача такого каскада очень простая: включить и выключить лампочку. Конечно, нагрузка может быть любой, — обмотка реле, электромотор, просто резистор, да мало ли что. Лампочка взята просто для наглядности эксперимента, для его упрощения. Наша задача чуть посложнее. Требуется рассчитать величину резистора Rб в цепи базы, чтобы лампочка горела в полный накал.

Такие лампочки применяются для подсветки приборной доски в отечественных авто, поэтому найти ее несложно. Транзистор КТ815 с током коллектора 1,5А для такого опыта вполне подойдет.

Самое интересное во всей этой истории, что напряжения в расчетах участия не принимают, лишь бы соблюдалось условие β ≥ Iк/Iб. Поэтому лампочка может быть на рабочее напряжение 200В, а базовая цепь управляться от микросхем с напряжением питания 5В. Если транзистор рассчитан на работу с таким напряжением на коллекторе, то лампочка будет мигать без проблем.

Но в нашем примере микросхем никаких не предвидится, базовая цепь управляется просто контактом, на который просто подается напряжение 5В. Лампочка на напряжение 12В, ток потребления 100мА. Предполагается, что наш транзистор имеет β ровно 10. Падение напряжения на переходе база – эмиттер Uбэ = 0,6В. См. входную характеристику на рисунке 1.

При таких данных ток в базе должен быть Iб = Iк / β = 100 / 10 = 10(мА).

Напряжение на базовом резисторе Rб составит (за вычетом напряжения на переходе база — эмиттер) 5В – Uбэ = 5В – 0,6В = 4,4В.

Вспоминаем закон Ома: R = U / I = 4,4В / 0,01А = 440Ом. Согласно системе СИ подставляем напряжение в вольтах, ток в амперах, результат получаем в Омах. Из стандартного ряда выбираем резистор сопротивлением 430Ом. На этом расчет можно считать законченным.

Но, кто внимательно посмотрит на схему, может спросить: «А почему ничего не было сказано о резисторе между базой и эмиттером Rбэ? Про него просто забыли, или он не так и нужен?»

Назначение этого резистора — надежно закрыть транзистор в тот момент, когда кнопка разомкнута. Дело в том, что если база будет «висеть в воздухе», воздействие всяческих помех на нее просто гарантировано, особенно, если провод до кнопки достаточно длинный. Чем не антенна? Почти, как у детекторного приемника.

Чтобы надежно закрыть транзистор, ввести его в режим отсечки необходимо, чтобы потенциалы эмиттера и базы были равны. Проще всего было бы в нашей «учебной схеме» использовать переключающий контакт. Надо включить лампочку перекинули контакт на +5В, а когда потребовалось выключить — просто замкнули вход всего каскада на «землю».

Но не всегда и не везде можно позволить такую роскошь, как лишний контакт. Поэтому проще выровнять потенциалы базы и эмиттера при помощи резистора Rбэ. Номинал этого резистора рассчитывать не надо. Обычно его принимают равным десяти Rб. Согласно практическим данным его величина должна быть 5…10КОм.

Рассмотренная схема является разновидностью схемы с общим эмиттером. Тут можно отметить две особенности. Во-первых, это использование в качестве управляющего напряжения 5В. Именно такое напряжение используется, когда ключевой каскад подключается к цифровым микросхемам или, что теперь более вероятно, к микроконтроллерам.

Во-вторых, сигнал на коллекторе инвертирован по отношению к сигналу на базе. Если на базе присутствует напряжение, контакт замкнут на +5В, то на коллекторе оно падает практически до нуля. Ну, не до нуля, конечно, а до напряжения указанного в справочнике. При этом лампочка визуально не инвертируется,- сигнал на базе есть, есть и свет.

Инвертирование входного сигнала происходит не только в ключевом режиме работы транзистора, но и в режиме усиления. Но об этом будет рассказано в следующей части статьи.

Транзисторная импульсная и цифровая техника базируется на работе транзистора в качестве ключа. Замыкание и размыкание цепи нагрузки — главное назначение транзистора, работающего в ключевом режиме. По аналогии с механическим ключом (реле, контактором), качество транзисторного ключа определяется в первую очередь падением напряжения (остаточным напряжением) на транзисторе в замкнутом (открытом) состоянии, а также остаточным током транзистора в выключенном (закрытом) состоянии.

Важность рассмотрения свойств транзисторного ключа для уяснения последующего материала вытекает из того, что путем изменения состояний транзистора в последовательной цепи с резистором и источником питания осуществляются, по сути дела, формирование сигналов импульсной формы, а также различные преобразования импульсных сигналов в схемах и узлах импульсной техники. Транзистор применяют также в качестве бесконтактного ключа в цепях постоянного и переменного токов для регулирования мощности, подводимой к нагрузке.

Основой всех узлов и схем импульсной и цифровой техники является так называемая ключевая схема — каскад на транзисторе, работающем в ключевом режиме. Построение ключевой схемы подобно усилительному каскаду. Транзистор в ключевой схеме может включаться с общей базой, общим эмиттером и общим коллектором. Наибольшее распространение получила схема ОЭ. Этот вид включения биполярного транзистора и используется далее при рассмотрении ключевого режима его работы.

Рисунок 4.3 — Ключевая схема на транзисторе и графическое определение режимов открытого и закрытого состояний транзистора

Ключевая схема на транзисторе типа р-п-р показана на рисунке 4.3, а. Транзистор Т выполняет функцию ключа в последовательной цепи с резистором R_K и источником питания.

Для удобства рассмотрения процессов в схеме в режимах открытого и закрытого состояний транзистора воспользуемся графоаналитическим методом, основанным на построении линии нагрузки а — б по постоянному току (рисунок 4.3, б).

Линия нагрузки описывается соотношением U_кэ = − (Е_к − I_кR_к) и проводится так же, как для усилительного каскада. Точки пересечения линии нагрузки с вольт-амперными характеристиками транзистора определяют напряжения на элементах и ток в последовательной цепи.

Режим запирания (режим отсечки) транзистора осуществляется подачей на его вход напряжения положительной полярности (U_вх > 0), указанной на рисунке 4.3, а без скобок. Под действием входного напряжения эмиттерный переход транзистора запирается (U_бэ > 0) и его ток I_э = 0. Вместе с тем через резистор R_б протекает обратный (тепловой) ток коллекторного перехода I_к0. Режиму закрытого состояния транзистора соответствует точка М_з (см. рисунок 4.3, б).

Протекание через нагрузку теплового тока I_к0 связано с тем, что транзистор в закрытом состоянии не обеспечивает полного отключения нагрузочного резистора R_к от источника питания. Малое значение I_к0 является одним из критериев выбора транзистора для ключевого режима работы.

Величину запирающего входного напряжения U_{вх. зan} выбирают из расчета того, чтобы при протекающем через резистор R_б тепловом токе было обеспечено выполнение условия:

Напряжение U_6э для германиевых транзисторов составляет 0,5…2,0 В.

Режим открытого состояния транзистора достигается изменением полярности входного напряжения (U_вх

где ΔU_{кэ.откр} — падение напряжения (остаточное напряжение) на транзисторе в открытом состоянии.

Остаточное напряжение ΔU_{кэ.откр}, являющееся существенным параметром транзистора в импульсном режиме работы, должно быть минимальным. В зависимости от типа прибора напряжение ΔU_{кэ.откр} лежит в пределах 0,05…1,0 В. Ввиду относительно малого остаточного напряжения по сравнению с Е_к расчет тока I_к открытого транзистора проводится по формуле:

С учетом формулы (4.1) находят граничное значение тока базы I_{б. гр} открытого транзистора, при котором наблюдается пропорциональная зависимость тока коллектора от тока базы:

Таким образом, точка М_о на рисунке 4.3, б представляет собой точку пересечения линии нагрузки с начальным участком коллекторной характеристики транзистора при I_б = I_б.гр.

При дальнейшем увеличении тока базы (I_б > I_{б. гр}) остаточное напряжение ΔU_{кэ..откр} остается почти неизменным, так как все коллекторные характеристики транзистора при I_б > I_{б. гр} практически проходят через точку М_о на рисунке 4.3, б. Режим работы открытого транзистора при I_б > I_{б. гр} называют насыщенным, а отношение S = I_б /I_{б. гр} — коэффициентом насыщения транзистора.

Режим насыщения широко используют для обеспечения открытого состояния транзистора. Его открытое состояние при этом становится более устойчивым к воздействию помех во входной цепи, а положение точки М_о не зависит от изменения коэффициента передачи тока β_ст транзистора, в частности, с понижением температуры. В режиме насыщения ток базы транзистора

,

где коэффициент S для надежного насыщения транзистора в требуемом температурном диапазоне может составлять 1,5…3,0. Найденный ток базы обеспечивается параметрами входной цепи ключевой схемы:

Рассмотрим процессы, протекающие в ключевой схеме при наличии на ее входе управляющего импульса напряжения (рисунок 4.4, а). Это необходимо для выяснения свойств схемы при передаче импульсных сигналов. Примем входной импульс напряжения идеальной прямоугольной формы (длительности переднего и заднего фронтов импульса равны нулю).

На интервале t— t₁, когда входной импульс напряжения отсутствует, транзистор заперт напряжением U_вх..зап положительной полярности. Токи I_б, I_к определяются тепловым током транзистора I_{к (рисунок 4.4, б, в). Напряжение на транзисторе Uкэ = – (Ек – IкRк) (рисунок 4.4, г).}

С момента времени t₁ (cм. рисунок 4.4, а) процессы в схеме обусловливаются отпиранием транзистора входным импульсом напряжения отрицательной полярности U_вх.отп. Это сопровождается изменением тока i_к и напряжения u_кэ транзистора (рисунок 4.4, в, г). Как видно из диаграмм, характер трансформирования i_к и u_кэ при отпирании транзистора отличается от вызвавшего их скачкообразного изменения

а — входной импульс напряжения; б — ток базы; в — ток коллектора;г — напряжение на коллекторе

Рисунок 4.4 — Диаграммы напряжений и токов ключевой схемы

входного напряжения. Отличие обусловлено инерционностью транзистора и проявляется в постепенных нарастании тока i_к и уменьшении напряжения u_кэ. В первом приближении можно принять, что изменения i_к(t) и u_кэ(t) происходят по экспоненте. Тогда инерционность транзистора может быть учтена эквивалентной постоянной времени τ_В = τ_β + τ_к в предположении τ_к = _к(э)R_к, где _к(э) — интегральная (для большого сигнала) емкость коллекторного перехода транзистора в схеме ОЭ.

Если принять, что ток базы в интервале отпирания имеет прямоугольную форму с амплитудой I_б.отп ≈ U_вх.отп / R_б > I_б.гр (см. рисунок 4.4, б), то вызванный им ток i_к (t) будет изменяться по закону:

.

(4.2)

Коллекторный ток возрастает по экспоненциальному закону, стремясь к β_ст I_б.отп > E_к / R_к (см. рисунок 4.4, в). Однако, достигнув предельного значения I_к ≈ E_к / R_к, ток i_к в дальнейшем не изменяется и формирование фронта импульса i_к заканчивается. Положив в формуле (4.2) i_к = I_к, находим длительность фронта нарастания коллекторного тока транзистора:

.

(4.3)

.

(4.4)

Из соотношения (4.4) следует, что длительность фронта импульса сокращается с увеличением коэффициента насыщения транзистора. Это объясняется тем, что большему коэффициенту S соответствует больший отпирающий базовый ток, вследствие чего ток коллектора достигает установившегося значения за меньший интервал времени. Так, например, при τ_В = 5 мкс и S = 3 получаем t_ф = 2,03 мкс. При S = 1 (транзистор при отпирании работает в активном режиме) соотношение (4.4) не может быть использовано для определения t_ф. В этом случае уместно говорить об активной длительности фронта, определяемой относительно уровней 0,1 и 0,9 установившегося значения коллекторного тока (4.2): t_ф = τ_В ln 0,9/0,1 = 2,2 τ_В.

В момент времени t_З действие входного отпирающего импульса напряжения заканчивается. К базе транзистора прикладывается запирающее напряжение U_вх.зап (см. рисунок 4.4, а). При этом ток коллектора и напряжение u_кэ в течение некоторого времени остаются неизменными, а транзистор по прежнему открыт. Создается задержка в запирании транзистора. Это объясняется тем, что до момента времени t_З транзистор находился в режиме насыщения и при поступлении запирающего сигнала ток коллектора еще поддерживается уходящими из базы в коллектор избыточными носителями заряда (дырками). Только после ухода (рассасывания) избыточных носителей и перехода транзистора в активный режим ток коллектора начинает уменьшаться, а напряжение на коллекторе — возрастать (см. рисунок 4.4, в, г). Помимо ухода избыточных носителей заряда по цепи коллектора их рассасывание осуществляется и по цепи базы за счет протекания обратного тока I_б.обр, вызванного запирающим напряжением. Обратный (инверсный) ток базы при этом ограничивается сопротивлением R_б входной цепи: I_б.обр ≈ U_вх.зап /R_б.

Время, в течение которого происходит рассасывание избыточного заряда в базе, называется временем рассасывания t_р (см. рисунок 4.4, в). Это время пропорционально коэффициенту насыщения S. Следующий затем интервал спадания тока i_к определяет время заднего фронта (среза) t_с коллекторного тока.

При определении t_p и t_c необходимо решать уравнение, описывающее изменение заряда в базе. Ввиду пропорциональности заряда в базе току коллектора (базы) процесс, протекающий в транзисторе после момента времени t₃, выражается через токи транзистора в следующем виде:

,

(4.5)

где τ_β‘ — эквивалентная постоянная времени, примерно равная времени жизни неосновных носителей заряда в базе в режиме насыщения, но меньше постоянной времени τ_β, действительной для активного режима (τ_β‘ ≈ τ_β/2). Выражение (4.5) является уравнением экспоненциальной кривой, показанной в интервале t₃ — t₄ пунктиром (см. рисунок 4.4, в).

.

(4.6)

После выхода транзистора из насыщения ток i_к(t) уменьшается от значения I_к, также стремясь к β_ст I_б.гр (рисунок 4.4, в), т. е.

.

(4.7)

Положив в формуле (4.7) i_к = 0, получаем, что

.

(4.8)

Длительности t_ф, t_p, t_c характеризуют быстродействие транзисторного ключа. Как следует из выражений (4.3), (4.6), (4.8), они зависят от частотных свойств транзистора и параметров импульса базового тока. Порядок их величин составляет от долей единицы до единиц микросекунды.

В настоящее время широко используется (особенно в интегральных микросхемах) ключевой режим работы кремниевых транзисторов типа п-р-п. По построению и характеру работы ключевая схема на таком транзисторе аналогична схеме рисунка 4.3, а. Отличие заключается в противоположных полярностях напряжения питания Е_к и отпирающего напряжения U_вх.отп, а также в противоположных направлениях токов базы, эмиттера, коллектора.

Кремниевые транзисторы, в частности типа п-р-п, имеют довольно малый тепловой ток I_к0. Влияние тока I_к0 в выходной и входной цепях закрытого транзистора пренебрежимо мало. По этой причине запирание этих транзисторов осуществимо при U_вх.зап = U_бэ = 0. Эта особенность кремниевых транзисторов дает важное практическое преимущество — возможность исключить дополнительные источники запирающего напряжения в базовых цепях, необходимые для германиевых транзисторов.

Не нашли то, что искали? Воспользуйтесь поиском:

Лучшие изречения: Как то на паре, один преподаватель сказал, когда лекция заканчивалась — это был конец пары: «Что-то тут концом пахнет». 8421 — | 8038 — или читать все.

91.146.8.87 © studopedia.ru Не является автором материалов, которые размещены. Но предоставляет возможность бесплатного использования. Есть нарушение авторского права? Напишите нам | Обратная связь.

Отключите adBlock!
и обновите страницу (F5)
очень нужно

Рассмотрим подробнее ключевой режим работы транзистора. На рис. 6.4 по­казана простейшая схема включения транзистора в таком режиме, для на­глядности— с лампочкой в качестве коллекторной нагрузки. Попробуем рассчитать необходимую величину резистора в базе.

Для почти любых схем с биполярными транзисторами характерно, что на­пряжения в схеме никакой роли не играют, только токи. Можно подключить коллекторную нагрузку хоть к напряжению 200 В, а базовый резистор питать от 5-вольтового источника— если соотношение 2 >IJh соблюдается, то транзистор (при условии, конечно, что он рассчитан на такое высокое напря­жение) будет послушно переключать 200-вольтовую нагрузку, управляясь от источника 5 В. То есть налицо и усиление сигнала по напряжению!

В нашем примере используется небольшая автомобильная лампочка 12 В, 100 мА (примерно, как для подсветки приборной доски в «Жигулях»), а цепь базы питается от источника 5 В (например, через контакты реле). Расчет та­кой схемы элементарно прост: при токе в коллекторе 100 мА, в базе должно быть минимум 10 мА (рассчитываем на самый «дубовый» транзистор, реаль­но можно и меньше). О падении между базой и эмиттером забывать не еле­дует, поэтому считаем, что напряжение на базовом резисторе Re составит 5 В – 0,6 В = 4,4 В, то есть нужное сопротивление будет 440 Ом. Выбираем ближайшее меньшее из стандартного ряда и получаем 430 Ом. Все?

Рис. 6.4. Включение биполярного транзистора в ключевом режиме

Нет, не все. Схема еще не совсем доделана. Она будет работать нормально, если вы поступите так: подключите базовый резистор к напряжению 5 В (лампочка горит), а затем переключите его к «земле» (лампочка гаснет). Но довольно часто встречается случай, когда напряжение на базовый резистор подается-то нормально, а вот при отключении его резистор не присоединяет­ся к «земле», а просто «повисает в воздухе» (именно этот случай и показан на схеме в виде контактов). Так мы не договаривались — чтобы транзистор был в режиме отсечки, надо, чтобы база и эмиттер имели один и тот же потенци­ал, а какой потенциал у базы, если она «в воздухе»? Это только формально, что ноль, а на самом деле всякие наводки и внутренние процессы в транзи­сторе формируют небольшой базовый ток. И транзистор не закроется полно­стью — лампочка будет слабо светиться! Это раздражающий и очень непри­ятный эффект, который даже может привести к выходу транзистора из строя (а старые германиевые транзисторы приводил с гарантией).

Избежать такого эффекта просто: надо замкнуть базу и эмиттер еще одним резистором Кбэ. Самое интересное, что рассчитывать его практически не на­до — лишь бы падение напряжения на нем при подаче напряжения на базу не составило меньше чем 0,6 В. Чем он больше, тем лучше, но все же сопротив­ление не должно быть слишком велико. Обычно его выбирают примерно в 10 раз больше, чем резистор Re, но если вы здесь поставите не 4,3 кОм, как ука­зано на схеме, а, к примеру, 10 кОм, тоже не ошибетесь. Работать этот рези­стор будет так: если включающее напряжение на Re подано, то он не оказы­вает никакого влияния на работу схемы, так как напряжение между базой и эмиттером все равно 0,6 В, и он только отбирает на себя очень небольшую часть базового тока (легко подсчитать какую — примерно 0,15 мА из 10 мА). А если напряжения нет, то R63 надежно обеспечивает равенство потенциалов базы и эмиттера, независимо от того, подключен ли базовый резистор к «зем­ле» или «висит в воздухе».

Я так подробно остановился на этом моменте потому, что о необходимости наличия резистора R63 при работе в ключевом режиме часто забывают — да­же в очень интересной во всех отношениях книге [16] повсеместно встреча­ется эта ошибка.

Простейшая ключевая схема есть вариант т. н. схемы включения транзистора с общим эмиттером (о. э.). В наших примерах есть два момента, на которые стоит обратить внимание. Во-первых, это подключение базовой цепи к пита­нию от 5 В. Это очень часто встречающийся случай, с которым и в этой кни­ге вам придется иметь дело. Напряжением 5 В обычно питаются распростра­ненные типы контроллеров и логических микросхем, и управление таким напряжением устройствами, которым требуется более высокое питание, чаще всего осуществляется именно по схеме рис. 6.4.

Во-вторых, обратите внимание, что сигнал на коллекторе транзистора инвер­тирован (то есть противоположен по фазе) по отношению к входному сигна­лу. То есть, если на базе (точнее, на базовом резисторе) напряжение имеет­ся — на коллекторе оно равно нулю, и наоборот! Это и имеют в виду, когда говорят, что транзисторный каскад в схеме с общим эмиттером инвертиру­ет сигнал (это относится не только к ключевому, но и к усилительному ре­жиму работы, о котором будет рассказано). При этом на нагрузке (лампочке), которая подключена к питанию, а не к общей для входа и выхода каскада «земле», все в порядке — то есть она горит, когда на входе сигнал есть, так что визуальный сигнал не инвертирован.

Поговорим немного о дарлингтоновских транзисторах. Транзистор Дарлинг­тона (его часто называют транзистор с «супербетой», мы будем называть его и так, и так) есть две транзисторные структуры, включенные каскадно, как показано на рис. 6.5, а. Разумеется, можно соорудить такую структуру само­стоятельно (левый транзистор обычно меньшей мощности, чем правый), но существуют и приборы, выпускаемые промышленно (на рис. 6.5, а общий корпус показан пунктиром). Величина Р для них равна произведению коэф­фициентов усиления для каждого из транзисторов и может составлять до не­скольких тысяч. При использовании таких «супербета»-транзисторов обяза­тельно следует иметь в виду то обстоятельство, что рабочее напряжение ме­жду базой и эмиттером у них будет составлять примерно удвоенную величи­ну от обычного транзистора — то есть 1,2—1,4 В. Сопротивление резистора, как сказано ранее, принципиального значения не имеет и для мощных тран­зисторов может составлять несколько килоом.

Рис. 6.5. Другие схемы подключения: а — транзистор Дарлингтона; б — параллельное включение транзисторов

На рис. 6.5, б приведена редко требующаяся, но весьма полезная схема па­раллельного включения мощных транзисторов с целью увеличения допусти­мого коллекторного тока и рассеиваемой мощности (см. далее). Она немного напоминает схему Дарлингтона, но никакого умножения «бет» там, естест­венно, не происходит— суммируются только предельно допустимые показатели. Так как транзисторы всегда немного отличаются друг от друга, то для выравнивания токов через них в этой схеме служат резисторы в эмиттерных цепях, которые нужно выбирать так, чтобы падение напряжения на них при максимальном токе составляло примерно 0,2 В. Естественно, эти резисторы ухудшают КПД, поэтому для таких целей удобнее использовать мощные полевые транзисторы, для которых в аналогичном включении использования резисторов не требуется.

Графический расчет усилителя на одном транзисторе. Биполярные транзисторы, расчёт усилительного каскада. Трекаскадный УНЧ с непосредственной связью

Усилитель с общим эмиттером раньше являлся базовой схемой всех усилительных устройств.

В прошлой статье мы с вами говорили о самой простой схеме смещения транзистора. Эта схема (рисунок ниже) зависит от , а он в свою очередь зависит от температуры, что не есть хорошо. В результате на выходе схемы могут появиться искажения усиливаемого сигнала.

Чтобы такого не произошло, в эту схему добавляют еще парочку и в результате получается схема с 4-мя резисторами:

Резистор между базой и эмиттером назовем R бэ , а резистор, соединенный с эмиттером, назовем R э . Теперь, конечно же, главный вопрос: “Зачем они нужны в схеме?”

Начнем, пожалуй, с R э .

Как вы помните, в предыдущей схеме его не было. Итак, давайте предположим, что по цепи +Uпит—->R к —–> коллектор—> эмиттер—>R э —-> земля бежит электрический ток, с силой в несколько миллиампер (если не учитывать крохотный ток базы, так как I э = I к + I б ) Грубо говоря, у нас получается вот такая цепь:

Следовательно, на каждом резисторе у нас будет падать какое-то напряжение. Его величина будет зависеть от силы тока в цепи, а также от номинала самого резистора.

Чуток упростим схемку:

R кэ – это сопротивление перехода коллектор-эмиттер. Как вы знаете, оно в основном зависит от базового тока.

В результате, у нас получается простой делитель напряжения , где

Мы видим, что на эмиттере уже НЕ БУДЕТ напряжения в ноль Вольт, как это было в прошлой схеме. Напряжение на эмиттере уже будет равняться падению напряжения на резисторе R э .

А чему равняется падение напряжения на R э ? Вспоминаем закон Ома и высчитываем:

Как мы видим из формулы, напряжение на эмиттере будет равняться произведению силы тока в цепи на номинал сопротивления резистора R э . С этим вроде как разобрались. Для чего вся эта канитель, мы разберем чуть ниже.

Какую же функцию выполняют резисторы R б и R бэ ?

Именно эти два резистора представляют из себя опять же простой делитель напряжения . Они задают определенное напряжение на базу, которое будет меняться, если только поменяется +Uпит , что бывает крайне редко. В остальных случаях напряжение на базе будет стоять мертво.

Вернемся к R э.

Оказывается, он выполняет самую главную роль в этой схеме.

Предположим, у нас из-за нагрева транзистора начинает увеличиваться ток в этой цепи.

Теперь разберем поэтапно, что происходит после этого.

а) если увеличивается ток в этой цепи, то следовательно увеличивается и падение напряжения на резисторе R э .

б) падение напряжения на резисторе R э – это и есть напряжение на эмиттере U э . Следовательно, из-за увеличения силы тока в цепи U э стало чуток больше.

в) на базе у нас фиксированное напряжение U б , образованное делителем из резисторов R б и R бэ

г) напряжение между базой эмиттером высчитывается по формуле U бэ = U б – U э . Следовательно, U бэ станет меньше, так как U э увеличилось из-за увеличенной силы тока, которая увеличилась из-за нагрева транзистора.

д) Раз U бэ уменьшилось, значит и сила тока I б , проходящая через базу-эмиттер тоже уменьшилась.

е) Выводим из формулы ниже I к

I к =β х I б

Следовательно, при уменьшении базового тока, уменьшается и коллекторный ток;-) Режим работы схемы приходит в изначальное состояние. В результате схема у нас получилась с отрицательной обратной связью, в роли которой выступил резистор R э . Забегая вперед, скажу, что О трицательная О братная С вязь (ООС) стабилизирует схему, а положительная наоборот приводит к полному хаосу, но тоже иногда используется в электронике.

Расчет усилительного каскада

1) Первым делом находим из даташита максимально допустимую рассеиваемую мощность, которую транзистор может рассеять на себе в окружающую среду. Для моего транзистора это значение равняется 150 миллиВатт. Мы не будем выжимать из нашего транзистора все соки, поэтому уменьшим нашу рассеиваемую мощность, умножив на коэффициент 0,8:

P рас = 150х0,8=120 милливатт.

2) Определим напряжение на U кэ . Оно должно равняться половине напряжения Uпит.

U кэ = Uпит / 2 = 12/2=6 Вольт.

3) Определяем ток коллектора:

I к = P рас / U кэ = 120×10 -3 / 6 = 20 миллиампер.

4) Так как половина напряжения упала на коллекторе-эмиттере U кэ , то еще половина должна упасть на резисторах. В нашем случае 6 Вольт падают на резисторах R к и R э . То есть получаем:

R к + R э = (Uпит / 2) / I к = 6 / 20х10 -3 = 300 Ом.

R к + R э = 300 , а R к =10R э, так как K U = R к / R э , а мы взяли K U =10 ,

то составляем небольшое уравнение:

10R э + R э = 300

11R э = 300

R э = 300 / 11 = 27 Ом

R к = 27х10=270 Ом

5) Определим ток базы I базы из формулы:

Коэффициент бета мы замеряли в прошлом примере. Он у нас получился около 140.

Значит,

I б = I к / β = 20х10 -3 /140 = 0,14 миллиампер

6) Ток делителя напряжения I дел , образованный резисторами R б и R бэ , в основном выбирают так, чтобы он был в 10 раз больше, чем базовый ток I б :

I дел = 10I б = 10х0,14=1,4 миллиампер.

7) Находим напряжение на эмиттере по формуле:

U э = I к R э = 20х10 -3 х 27 = 0,54 Вольта

8) Определяем напряжение на базе:

U б = U бэ + U э

Давайте возьмем среднее значение падения напряжения на базе-эмиттер U бэ = 0,66 Вольт . Как вы помните – это падение напряжения на P-N переходе.

Следовательно, U б =0,66 + 0,54 = 1,2 Вольта . Именно такое напряжение будет теперь находиться у нас на базе.

9) Ну а теперь, зная напряжение на базе (оно равняется 1,2 Вольта), мы можем рассчитать номинал самих резисторов.

Для удобства расчетов прилагаю кусочек схемы каскада:

Итак, отсюда нам надо найти номиналы резисторов. Из формулы закона Ома высчитываем значение каждого резистора.

Для удобства пусть у нас падение напряжения на R б называется U 1 , а падение напряжения на R бэ будет U 2 .

Используя закон Ома, находим значение сопротивлений каждого резистора.

R б = U 1 / I дел = 10,8 / 1,4х10 -3 = 7,7 КилоОм . Берем из ближайшего ряда 8,2 КилоОма

R бэ = U 2 / I дел = 1,2 / 1,4х10 -3 = 860 Ом . Берем из ряда 820 Ом.

В результате у нас будут вот такие номиналы на схеме:

Проверка работы схемы в железе

Одной теорией и расчетами сыт не будешь, поэтому собираем схему в реале и проверяем ее в деле. У меня получилась вот такая схемка:

Итак, беру свой и цепляюсь щупами на вход и выход схемы. Красная осциллограмма – это входной сигнал, желтая осциллограмма – это выходной усиленный сигнал.

Первым делом подаю синусоидальный сигнал с помощью своего китайского генератора частоты :

Как вы видите, сигнал усилился почти в 10 раз, как и предполагалось, так как наш коэффициент усиления был равен 10. Как я уже говорил, усиленный сигнал по схеме с ОЭ находится в противофазе, то есть сдвинут на 180 градусов.

Давайте подадим еще треугольный сигнал:

Вроде бы гуд. Если присмотреться, то есть небольшие искажения. Нелинейность входной характеристики транзистора дает о себе знать.

Если вспомнить осциллограмму схемы с двумя резисторами

то можно увидеть существенную разницу в усилении треугольного сигнала

Заключение

Схема с ОЭ во времена пика популярности биполярных транзисторов использовалась как самая ходовая. И этому есть свое объяснение:

Во-первых , эта схема усиливает как по току, так и по напряжению, а следовательно и по мощности, так как P=UI .

Во-вторых , ее входное сопротивление намного больше, чем выходное, что делает эту схему отличной малопотребляемой нагрузкой и отличным источником сигнала для следующих за ней нагрузок.

Ну а теперь немного минусов:

1) схема потребляет небольшой ток, пока находится в режиме ожидания. Это значит, питать ее долго от батареек не имеет смысла.

2) она уже морально устарела в наш век микроэлектроники. Для того, чтобы собрать усилитель, проще купить готовую микросхему и сделать на ее базе

Транзисторы, как только появились, быстро завоевали главенствующее место в усилительной технике, и причин тому несколько. Транзисторы не имеют нити накала, а значит, не требуют мощности на ее нагрев, прекрасно работают при низком питающем напряжении, хорошо согласуются с низкоомными нагрузками (например, динамическими головками громкоговорителей), долговечны и надежны. В отличие от ламп, характеристики транзисторов отличаются заметной нелинейностью, и в усилителях ее приходится снижать дополнительными мерами, например, введением отрицательной обратной связи (ООС).

Остановимся на расчете несколько более сложного, но зато наиболее распространенного усилителя мощности звуковых частот — УМЗЧ (рис. 51). Все транзисторы, используемые в усилителе, — кремниевые.

На транзисторах VT1 и VT2 собран по дифференциальной схеме входной каскад. Он реагирует только на разность напряжений, поданных на неинвертирующий и инвертирующий входы. Эта разность, в зависимости от полярности, закрывает один и открывает другой транзистор. Нагрузка R1 включена в коллекторную цепь транзистора VT1, но часть его коллекторного тока направляется в цепь базы транзистора предоконечного каскада VT3, обеспечивая смещение и подачу на него сигнала.

Оконечный каскад собран на транзисторах VT4 и VT5 по двухтактной схеме с последовательным включением транзисторов. Они работают в режиме класса АВ или даже В в зависимости от смещения, которое создается диодами VD1 и VD2. Усилитель нагружен на динамическую головку ВА1, включенную без разделительного конденсатора, поскольку в режиме покоя напряжение на выходе усилителя практически равно нулю.

Питается усилитель от двуполярного источника (рис. 52) с одинаковыми выходными напряжениями. Схемы усилителя и источника питания предельно просты, но тем не менее собранная по ним конструкция вполне работоспособна и может обеспечить неплохие параметры.

Дальнейшие усовершенствования сводятся к установке транзисторных генераторов тока вместо резисторов, стабилизаторов напряжения в источнике питания, включению эмиттерных повторителей между отдельными каскадами — вариации на эту тему бесконечны, и интересующиеся схемотехникой УМЗЧ изучат их сами, по другим публикациям. Мы же перейдем к расчету простейшей схемы.

Усилитель (рис. 51) представляет собой не что иное, как операционный усилитель (ОУ) в его простейшем виде. ОУ обладают рядом достоинств, обеспечивших им универсальное и самое широкое применение. Входное сопротивление и коэффициент усиления идеального ОУ бесконечны, выходное сопротивление равно нулю. Идеальный ОУ реагирует только на разность напряжений на его входах. Это означает, что одновременное (синфазное) изменение напряжения на входах не приводит к появлению выходного сигнала.

Наш ОУ далек от идеального: его входное сопротивление составляет десятки килоом, коэффициент усиления — несколько тысяч, а подавление синфазной компоненты входного сигнала не превосходит 20…40 дБ. Тем не менее включается и работает он так же, как идеальный ОУ (рис. 53).

Входной сигнал подается через разделительный конденсатор С4 на неинвертирующии вход DA1 (то, что в треугольнике, соответствует схеме рис. 51, но может быть и другим ОУ с мощным выходом, например, К157УД1, К174УН11 и т.д.). Резистор R4 устанавливает нулевой потенциал на входе.

Без отрицательной обратной связи, снижающей усиление и одновременно нелинейные искажения, а также расширяющей полосу усиливаемых частот, ОУ работать не может. ООС подается с выхода усилителя на инвертирующий вход через резистор R6. На постоянном токе и нижних частотах цепочка C5R5 никакой роли не играет, поэтому глубина ООС — 100 %. Это значит, что потенциалы на выходе и на инвертирующем входе также нулевые. Действительно, малейшее отклонение потенциала выхода, например, в положительную сторону, будет передано на инвертирующий вход через резистор R6, усилено и приведет к понижению потенциала выхода, компенсируя первоначальное отклонение.

Иное дело на переменном токе 3Ч — в цепи ООС работает делитель R6R5, и на инвертирующий вход передается только часть переменного выходного напряжения, равная UвыxR5/(R5 + R6). Напряжения на входах практически равны (не забудем, что коэффициент усиления ОУ — тысячи), поэтому формула для коэффициента усиления будет такой:

K = Uвыx/UBX=1 + R6/R5.

Реактивное сопротивление конденсатора на нижней частоте полосы пропускания усилителя fH должно быть меньше сопротивления резистора R5, поэтому

С5≥ 1/2πfHR5.

Чтобы закончить расчет элементов схемы рис. 53, нам осталось выбрать сопротивления резисторов R4 и R6. Их целесообразно взять одинаковыми, тогда одинаковые входные токи ОУ, проходя через эти резисторы, вызовут и одинаковые падения напряжения. Разность напряжений на входах останется нулевой. Тем не менее эти падения напряжения не должны быть большими, разумно ограничить их на уровне 50… 100 мВ. Следовательно,

R4 = R6 = (0,05…0,1)/iвх.

Например, при iвх = 1 мкА сопротивления резисторов получаются равными 50… 100 кОм.

Перейдем теперь к расчету внутренних элементов ОУ (см. рис. 51). Ток входных транзисторов VT1 и VT2 (он одинаков) составляет

i1 = i2 · h31э

где h31э — статический коэффициент передачи тока входных транзисторов в схеме с общим эмиттером (он тоже должен быть по возможности одинаковым). Суммарный ток транзисторов проходит через резистор R2, и падение напряжения на нем должно быть на 0,5 В (пороговое напряжение открывания транзисторов) меньше напряжения источника питания Еn. Отсюда

R2 = (En-0,5)/2i1

При h31э = 100 и iвх = 1 мкА ток каждого входного транзистора составит 0,1 мА, а сопротивление резистора R2 при Еn = 6 В — 27 кОм. Ток i, должен создавать на резисторе R1 падение напряжения, достаточное для открывания транзистора VT3, т.е. не менее 0,5 В. Следовательно, сопротивление резистора R1 должно составлять

В нашем примере R1 = 5 кОм. Если его выбрать больше, то значительная часть тока i, будет направлена в базу транзистора предоконечного каскада VT3. Это можно допустить при условии

где i3 — коллекторный ток транзистора VT3; h31ЭЗ — его коэффициент передачи тока. Ток i3 определится при дальнейшем расчете.

Далее можно приступить к расчету предоконечного и оконечного каскадов, причем начать лучше с последнего, поскольку режим первого во многом им и определяется. Здесь понадобятся коллекторные характеристики мощных выходных транзисторов, показанные на рис. 54 и приводимые в справочниках.

Предполагается, что транзисторы VT4 и VT5 имеют одинаковые характеристики, различаясь лишь структурой. Подобные пары комплементарных транзисторов выпускаются промышленностью (примеры: КТ315 и КТ361, КТ815 и КТ814, КТ819 и КТ818 с различными буквенными индексами). Характеристики показывают зависимость коллекторного тока от мгновенного напряжения на коллекторе при различных токах базы.

На графике штриховыми линиями показана область допустимых режимов коллекторной цепи: сверху она ограничена максимальным током коллектора, справа — максимально допустимым коллекторным напряжением, в средней же части — максимально допустимой мощностью рассеяния транзистора, исчисляемой как произведение коллекторного тока на напряжение. Нагрузочная прямая нигде не должна пересекать границ допустимых режимов.

Как уже упоминалось, транзисторы VT4 и VT5 работают в режиме, близком к классу В. Это значит, что при отсутствии сигнала напряжение на транзисторе равно Еп, а ток близок к нулю (правая часть нагрузочной прямой). На положительной полуволне сигнала открывается верхний по схеме транзистор (VT4), на отрицательной — нижний (VT5). Поскольку процессы полностью симметричны, рассмотрим работу верхнего транзистора.

По мере его открывания коллекторный ток растет, а напряжение коллектор-эмиттер падает, поскольку положительная полуволна напряжения выделяется на нагрузке — головке ВА1. Перемещаясь вдоль нагрузочной прямой влево и вверх, по коллекторным характеристикам определяем iк max и Uк min показанные на рис. 54. Если характеристик нет, то ток iк max берется несколько меньше максимально допустимого тока коллектора, а под Uк min подразумевается напряжение насыщения коллектор-эмиттер (падение напряжения на транзисторе, когда он полностью открыт).

Знание последних двух параметров позволяет сосчитать мощность, отдаваемую усилителем. Действительно, размах (амплитуда) переменного напряжения ЗЧ на нагрузке составит En — Uк min, а амплитуда тока — iк max. Мощность составит

Р = (Еn — Uк min)iк max /2.

На практике часто именно с этого и начинают расчет — задавшись выходной мощностью, определяют напряжение питания Еn и подбирают тип выходных транзисторов, обеспечивающих нужный максимальный ток и соответствующих по предельно допустимым параметрам (рис. 54). При этом следует еще иметь в виду, что коллекторное напряжение закрытого транзистора может достигать почти 2Еn — предельно допустимое значение напряжения коллектор-эмиттер выбранных транзисторов должно быть не меньше 2Еn.

Зная коэффициент передачи тока (в режиме большого сигнала) выходных транзисторов h31э4 и h31э5 (опять желательно, чтобы они были одинаковыми), находят максимальный ток базы

iб4 = iк max/h31э4

Ток коллектора предоконечного каскада (напомним, что в отличие от выходных транзисторов он работает в классе А) должен быть существенно больше iб4. Здесь выявляются недостатки простейшей схемы (см. рис. 51). Дело в том, что на положительной полуволне сигнала открывается транзистор VT3 и его увеличивающийся ток открывает выходной транзистор VT4. Эти процессы происходят достаточно хорошо. Но на отрицательной полуволне сигнала должен открываться транзистор VT5, а его максимальный ток базы определяется резистором R3, причем напряжение на этом резисторе на пике отрицательной полуволны получается даже меньше Uк min! Вот почему приходится задавать большой ток коллектора предоконечного каскада i3 в 10.. .20 раз больше iб4, а сопротивление резистора R3 подсчитывать по форомуле

Разумеется, это невыгодно — приходится ставить в предоконечный каскад довольно мощный транзистор, да и экономичность всего усилителя снижается. Исправляют ситуацию следующие меры: увеличение коэффициента передачи тока выходных транзисторов (установка составных транзисторов, двух или хотя бы одного на месте VT5), использование вместо резистора R3 транзисторного генератора тока, включение «вольтодобавки». В последнем случае резистор R3 составляют из двух последовательно включенных резисторов, а их среднюю точку соединяют через конденсатор большой емкости с выходом усилителя. Возникшая местная положительная обратная связь и способствует лучшему открыванию транзистора VT5.

Последняя, оставшаяся не рассмотренной, деталь усилителя — конденсатор С1, корректирующий АЧХ в области высших частот. Его емкость обычно невелика — десятки пикофарад. Подробнее о нем будет сказано в следующем разделе.

Вопрос для самопроверки . Рассчитайте УМЗЧ со следующими параметрами, входное напряжение — 0,1 В, напряжение питания — ±6,3 В, сопротивление нагрузки — 4 Ом, полоса воспроизводимых частот — 50 Гц… 12,5 кГц. Выберите тип транзисторов. Определите максимальную выходную мощность на синусоидальном сигнале.

Ответ . Начнем с последнего — рассчитаем выходной каскад в режиме максимальной отдаваемой мощности. Положив остаточное напряжение на коллекторе открытого выходного транзистора U k min = 0,3 В, получаем амплитуду переменной составляющей ЗЧ на выходе Um = 6 В. Тогда максимальное значение тока через транзистор составит l m = U m /R H = 6 В/4 Ом -= 1,5 А. Выходная мощность на синусоидальном сигнале составит Р = = U m I m /2 = 4,5 Вт. Среднее значение тока косинусоидальных импульсов через выходные транзисторы составляет 0,32l m (0,32 — это нулевой коэффициент разложения импульса на гармонические составляющие). Итак, l 0 = 0,32 l m = 0,5 А. Сюда надо добавить еще ток покоя I пок выходных транзисторов порядка 0,05 А.

Теперь находим потребляемую усилителем мощность Р 0 = 2Е n (I 0 + I пок)= 7 Вт. Как видим, КПД усилителя в режиме максимальной мощности составит лишь Р/Р 0 = 4,5 Вт/7 Вт = 0,64 или 64 %. При меньших мощностях КПД окажется еще меньше. На каждом из выходных транзисторов будет рассеиваться мощность (Р 0 — Р)/2 = 1,25 Вт. Неплохой выбор транзисторов — комплементарная пара KT816, KT817 (с любыми буквенными индексами). Их параметры удовлетворяют нашим условиям со значительным запасом.

Усиление предварительных каскадов по напряжению должно составить как минимум 6,3 В/0,1 В = 63. Один транзисторный каскад, учитывая нагрузку на низкий входной импеданс мощных транзисторов, такого усиления не обеспечит, следовательно, необходимо по меньшей мере два каскада. Рекомендуются схемы рис. 51-53. Избыток усиления гасится введением ООС (рис. 53) с отношением сопротивлений R6/R5 примерно 60…70.

Министерство образования Российской Федерации

Ижевский государственный технический университет

Кафедра «Конструирование радиоэлектронной аппаратуры»

Курсовая работа

“Расчет УНЧ на БПТ”

Выполнил: студент группы 671

А.Н. Кирдяшкин

Проверил: С. А. Дерендяев

Ижевск 2003 г.

1. Техническое задание.
2. Цель работы.
3. Принципиальная схема каскада.
4. Определение типа транзисторов.
5. Эквивалентная схема усилителя .
6. Расчет АЧХ и ФЧХ усилителя.
7. Вывод .
8. Литература .

Задание по работе:

• Коэффициент усиления – не менее 30дб;
• Полоса пропускания от 10 Гц до 10 КГц;
• Допустимая неравномерность частотной характеристики: Мн=Мв=1,41;
• Амплитуда входного сигнала – 10 мВ ;
• Входное сопротивление не менее 10 Ком;
• Сопротивление нагрузки не более 10 Ком;
• Емкость нагрузки – 50 пФ ;
• Напряжение источника- + 9В .

Цель работы: Научиться рассчитывать УНЧ на БПТ.

Требования, предъявляемые к усилителю.

Для того чтобы, спроектировать усилитель. Необходимо знать: выходную мощность усилителя P вых. , выходное напряжение U вых., или сопротивление нагрузки R н . Допустимый коэффициент гармоник К г, рабочий диапазон частот (f н и f в), частотные искажения на низшей и высшей рабочих частотах Мн. дБ и Мв дБ; входные данные: входное напряжение U вх, внутреннее сопротивление источника сигнала R и.

К роме указанных основных данных, должно быть известно назначение усилителя, условия его эксплуатации (например, диапазон измерения температуры окружающей среды и т. д.) , тип источника питания (выпрямитель, аккумулятор, гальванический элемент и др.).

Последовательность расчета усилителя.

Проектирования усилителя начинают с составления блок-схемы и выбора ее элементов, исходя из предьявленых к усилителю требований. Типовая блок-схема усилителя с входным и выходным устройствами, предварительным и мощным усилителями изображена на рисунке.

При выборе блок-схемы решают, ли в проектируемом усилителе входное выходные устройства, мощный усилитель, предварительный усилитель. Составив блок-схему усилителя, выбирают принципиальные схемы входного и выходного устройств (реостатно-емкостные, трансформаторные), каскада мощного усилителя (одноактный, двухтактный, трансформаторный, бестрансформаторный), каскадов предварительного усиления (с прямой связью, реостатный, трансформаторный, инверсный и т. д.). После этого выбирают транзисторы для всех усилительных каскадов и находят число каскадов, исходя из заданной выходной мощности или выходного напряжения и напряжения источника сигналов, приближенно определив требуемый от каскадов коэффициент усиления. После чего составляют принципиальную ориентировочную схему усилителя и распределяют заданные частотные искажения по цепям и каскадам, вносящим эти искажения. Распределение Мн и Мв производят отдельно на низшей и высшей рабочих частотах, затем переходят к выбору режимов работы транзисторов и электрическому расчету деталей схемы. Расчет усилителя производят, начиная с оконечного каскада, затем рассчитывают предоконечный каскад т. д.

Выбор схемы оконечного каскада, транзистора для него, режима работы и способа включения.

В транзисторных усилителях звуковой частоты оконечный каскад обычно является каскадом мощного усиления должен отдавать в нагрузку заданную мощность сигнала при наименьшим потреблении мощности от источников питания и допустимом уровне нелинейных и частотных искажений. При проектировании оконечного каскада, прежде всего, решают, будет ли каскад одноактным или двухтактным. При этом учитывают, что двухтактный каскад отдает вдвое большую мощность, чем одноактный. Имеет меньший коэффициент гармоник, выходной трансформатор без постоянного подмагничивания и допускает в три-пять раз большую пульсацию источника питания, но требует двух транзисторов, выходной трансформатор с удвоенным числом витков первичной обмотки и средней точкой, а также инверсную схему предыдущего каскада. Кроме того, двухтактная схема позволяет использовать экономичный режим. Во, что сильно уменьшает необходимую мощность источника питания усилителя. При включении с общим эмиттером и общим коллектором транзисторы в плечах двухтактной схемы необходимо подбирать с одинаковыми значениями , а также по возможности с одинаковой граничной частотной.

Одноактный каскад имеет один транзистор и может быть использован только в режиме А, что увеличивает мощность источника питания. Он не требует инверсной схемы в предыдущем каскаде, допускает меньшую пульсацию источника питания, имеет более высокий коэффициент гармоник. Размеры выходного трансформатора у такого каскада больше из-за наличия постоянного подмагничивания.

Схема электрическая принципиальная УНЧ

Рис. 1

Задачи расчета.

Для расчета транзисторного каскада усиления необходимо иметь следующие данные: выходную мощность Р. вых, сопротивление нагрузки R .н., допустимый коэффициент гармоник К. г, низшую и высшую рабочие частоты f н и f в, допустимые коэффициенты частотных искажений каскада Мн и Мв, низшую и высшую температуру окружающей среды Т окр. макс. И Токр. мин. Кроме того, должен быть известен тип источника питания (сеть переменного тока, сухие батареи, аккумуляторы). В расчет каскада усилителя входит: выбор напряжения источника питания, если оно не задано, выбор точки покоя (тока покоя выходной цепи), тока и напряжения смешения входной цепи, сопротивления нагрузки выходной цепи переменному току, проверка по выходной динамической характеристике (нагрузочной прямой), отдаваемой каскадом мощности Р-, определение амплитуды тока и напряжения входного сигнала (входной мощности) и входного сопротивления каскада, расчет коэффициента гармоник каскада Кг, расчет сопротивлений, задающих смещение, и цепи стабилизации, если она необходима. К расчету каскада усилителя также относится расчет электрических данных выходного трансформатора, его конструктивный расчет и расчет радиатора, охлаждающего транзистор каскада мощного усиления.

Конструкция радиаторов, охлаждающих, транзисторы каскадов может быть различной. Радиатор выполняют из металла с высокой теплоотводностью обычно из алюминия.

Определение типа транзисторов .

Для усилительного каскада транзистор выбирают по трем параметрам: верхней граничной частоте f  , величине тока покоя коллектора I K0 , и наибольшему допустимому напряжению коллектора U КЭ доп. .

Граничная частота передачи тока базы f  должна более чем в 5 раз превышать заданную верхнюю частоту усилителя f в :

f  5 f В = 50000 Гц.

Ток покоя коллектора выбирается из условия I К доп. > I К0 > 1.5 I Н, , где k =20 lg (U Н / U 1 ), U Н =100 mB , I Н = U Н / R Н =100мВ/10кОм=10 мкА. I К доп. > I К0 > 1.5*10 mkA =15 mkA .

Напряжение питания усилителя Е к должно быть выбрано исходя из значения наибольшего допустимого напряжения коллектора, т.е. меньше 0.8 U КЭ доп. .

U КЭ доп =30В, зададимся E К =9В

Поставленным требованиям удовлетворяет импортный транзистор Q 2 N 3904.

Его параметры:

– f  = 250 МГц

– I К доп. = 100 мА >> 1.5 I К = 1 мА

– U КЭ доп. = 25 В. Зададимся Е К = 9В

Выбор режима работы транзистора по постоянному току и расчет номиналов элементов усилителя.

Расчет выходного каскада с общим эмиттером:

По семейству выходных и входных характеристик транзистора выберем рабочую точку,

для этого построим нагрузочную прямую: выбираем значение тока коллектора I К , I К0 =10м A , U КЭ =1/2* Е К =4,5 B .

DesignLab R 1  Е П / I kmax =418Ом.

Задав параметры схемы, построим график рисунок 2.

Рис. 2

К0 =10м A , U КЭ =4,5 B .  I Б =25мк A .

Построим входную характеристику транзистора рисунок. 3.

рис. 3

Расчет.

Сопротивление нагрузки: R Н =10кОм.

Находим амплитуду выходного сигнала: K =20 lg (U Н / U 1 ), выражаем U Н , U Н =250 mB .

Ток коллектора покоя: I К0 =10м A .

По входной характеристике рис. 3 находим: ток покоя базы, напряжение покоя между базой и эмиттером: U БЭ0 =0,667 B , I Б0 =0,05м A .

r ВХ =  U /  I =(0,680-0,654)/(0,078-0,03)=0,8кОм.

Сопротивление в цепи коллектора R K рассчитывается: R K =(E П — U КЭ )/ I К0 =(9-4,5)В/10м A =450Ом.

Рассчитываем сопротивление в цепи эмиттера R Э . Для этого, прежде всего, зададимся падением напряжения на нем:U Rэ =0.2 E П =1,8В

Отсюда R Э2 = U R Э / I Э0  U R Э / I K 0 = 180Ом.

R 4 : R 4 =(E П — U Э0 — U БЭ0 )/(I Б0 + I Д ), где U Э0 =0.2 E П =1,8В. I Д =(2-5) I Б0 =0,15м A .

R 4 =(9-1,8-0,667)/(0,05+0,15)=32,6кОм.

Сопротивление делителя: R 5 =(U Э0 + U БЭ0 )/ I Д =(1,8+0,667)/0,15=16кОм.

R ВЫХ =450Ом.

R ВХ =[(R 4 R 5 )/(R 4 + R 5 )]* r ВХ /[(R 4 R 5 )/(R 4 + R 5 )]+ r ВХ =(10,8*0,8)/(10,8+0,8)=0,7кОм.

Расчет входного каскада с общим коллектором:

По семейству выходных и входных характеристик транзистора выберем рабочую точку, для этого построим нагрузочную прямую: выбираем значение тока коллектора I К , I К0 =5м A , U КЭ =1/2* Е К =4,5 B .

Построим выходную характеристику транзистора, для этого в DesignLab ’е выполним схему включения транзистора с общим эмиттером, где R 1  Е П / I kmax =850Ом. Задав параметры схемы, построим график рисунок 2 .

рис. 4

Рабочая точка имеет следующие координаты I К0 =5м A , U КЭ =4,5 B ,  I Б =25мк A .

Построим входную характеристику транзистора рис. 4.

Расчет

Сопротивление нагрузки: R Н =0,7кОм.

Ток коллектора покоя: I К0 =5м A .

По входной характеристике рис. 4 находим: ток покоя базы, напряжение покоя между базой и эмиттером: U БЭ0 =0,650 B , I Б0 =0,025мА.

Напряжение коллектор – эмиттер покоя: U КЭ0 =(0,4-0,45) E П =0,4*9=3,6В.

Входное сопротивление транзистора, характеризуется сопротивлением цепи база – эмиттер: r ВХ =  U /  I =1кОм.

Сопротивление эмиттера R 3 : R 3 =(E П — U КЭ0 )/ I Э =(9-3,6)/5м=1кОм.

Рассчитываем сопротивление делителя R 2 : R 2 =(E П — U КЭ0 — U БЭ0 )/ I Б0

R 2 =(9-3,6-0,650)/0,025=190 кОм .

Выходное сопротивление каскада: R ВЫХ = R Э  r К(Э) , где r Э =  Т /(I К0 + I Б0 ), r Э =26/(10+0,025)=2,6Ом, R ВЫХ =1000*2,6/(1000+2,6)=2,6Ом.

Входное сопротивление каскада: R ВХ =(1+  )(R 3 * R Н )/(R 3 + R Н ).

рис . 5

где  =  h 21 Э min * h 21 Э max =  400 * 1000 = 632. R ВХ =(1+632)(1*0,7)/(1+0,7)=260кОм.

Входное сопротивление усилительного каскада: R ’ ВХ = R ВХ  R 2 = (260*190)/(260+190) =110кОм.

Для расчета разделительных конденсаторов С 1 , С 2 , С 3 необходимо задаться коэффициентом частотных искажений на нижней рабочей частоте М НР , вносимых этим конденсатором, распределяя заданные допустимые искажения M Н = 1.41 дБ между разделительным. С р. и блокировочным С 4 конденсаторами.

Блокировочный конденсатор. С: С Э =(10 – 20)/2  f Н R 7 , где f Н =10Гц.

С Э =10/6,28*10*180=884мкФ.

Разделительные конденсаторы С 1 , С 2 , С 3 : С 1 =1/(2  f Н *(R 1 + R ’ ВХ )*  М Н 2 -1), где М Н =1,41, С 1 =1/(6,28*10*142010*0,994)=112нФ.

С 2 =1/(2  f Н *(R ВЫХ + R ВХ )*  М Н 2 -1), С 1 =1/(6,28*10*8405*0,994)=1,2мкФ.

С 3 =1/(2  f Н *(R ВЫХ + R ВХ )*  М Н 2 -1), С 1 =1/(6,28*10*10002,6*0,994)=1,6мкФ.

Эквивалентная схема усилителя.

			Rк1	rвх1	rвх2	Rвых1	Rвых2	Cр1	Cр2	h31Iб1	h31Iб2
0,2МОм	32,6кОм	16кОм	0,4кОм	1кОм	0,8кОм	2,6Ом	450Ом	112нФ	1,2мкФ	10мА	20мА

Расчет АЧХ и ФЧХ усилителя.

Для построения АЧХ и ФЧХ характеристик, в DesignLab ’е выполним схему усилительного каскада низкой частоты, который представлен на рис. 6

Рис. 7

Задав номиналы элементов, зайдем в диалоговое окно и выберем меню Analysis режима Setup (устанавливаем параметры). В меню Analysis режима Setup строим графики, которые представлены на рисунке 7.

Мы наблюдаем на рисунке 7, что полоса пропускания немного уже (не соответствует техническим характеристикам), для того чтобы расширить полосу пропускания будем изменять емкость разделительных конденсаторов, т.е. увеличивать. Также изменим амплитуду, для этого будем изменять сопротивление R 7. Рис. 8

АЧХ ФЧХ

рис. 8

Изображаем графики с новыми параметрами.

Вывод.

В курсовом проекте, я научился: вычислять АЧХ и ФЧХ усилителя по полученной функции, составлять эквивалентную схему, рассчитывать номиналы пассивных элементов, сравнивать результаты.

Список литературы .

1. Ю. А. Буланов, С. Н. Усов “Усилители и радиоприемные устройства” Москва “Высшая школа” 1980.
2. И. П. Жеребцов “Основы электроники” ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ 1985г.
3. Г. В. Войшвилло “Усилительные устройство” Москва “Радио и связь” 1983.
4. И. П. Степаненко “Основы теории транзисторов и транзисторных схем” “Энергия” Москва 1967.
5. А. В. Цыкина “Проектирование транзисторных усилителей” “Связь” Москва 1965.

Простейший усилитель на транзисторах может быть хорошим пособием для изучения свойств приборов. Схемы и конструкции достаточно простые, можно самостоятельно изготовить устройство и проверить его работу, произвести замеры всех параметров. Благодаря современным полевым транзисторам можно изготовить буквально из трех элементов миниатюрный микрофонный усилитель. И подключить его к персональному компьютеру для улучшения параметров звукозаписи. Да и собеседники при разговорах будут намного лучше и четче слышать вашу речь.

Частотные характеристики

Усилители низкой (звуковой) частоты имеются практически во всех бытовых приборах — музыкальных центрах, телевизорах, радиоприемниках, магнитолах и даже в персональных компьютерах. Но существуют еще усилители ВЧ на транзисторах, лампах и микросхемах. Отличие их в том, что УНЧ позволяет усилить сигнал только звуковой частоты, которая воспринимается человеческим ухом. Усилители звука на транзисторах позволяют воспроизводить сигналы с частотами в диапазоне от 20 Гц до 20000 Гц.

Следовательно, даже простейшее устройство способно усилить сигнал в этом диапазоне. Причем делает оно это максимально равномерно. Коэффициент усиления зависит прямо от частоты входного сигнала. График зависимости этих величин — практически прямая линия. Если же на вход усилителя подать сигнал с частотой вне диапазона, качество работы и эффективность устройства быстро уменьшатся. Каскады УНЧ собираются, как правило, на транзисторах, работающих в низко- и среднечастотном диапазонах.

Классы работы звуковых усилителей

Все усилительные устройства разделяются на несколько классов, в зависимости от того, какая степень протекания в течение периода работы тока через каскад:

1. Класс «А» — ток протекает безостановочно в течение всего периода работы усилительного каскада.
2. В классе работы «В» протекает ток в течение половины периода.
3. Класс «АВ» говорит о том, что ток протекает через усилительный каскад в течение времени, равного 50-100 % от периода.
4. В режиме «С» электрический ток протекает менее чем половину периода времени работы.
5. Режим «D» УНЧ применяется в радиолюбительской практике совсем недавно — чуть больше 50 лет. В большинстве случаев эти устройства реализуются на основе цифровых элементов и имеют очень высокий КПД — свыше 90 %.

Наличие искажений в различных классах НЧ-усилителей

Рабочая область транзисторного усилителя класса «А» характеризуется достаточно небольшими нелинейными искажениями. Если входящий сигнал выбрасывает импульсы с более высоким напряжением, это приводит к тому, что транзисторы насыщаются. В выходном сигнале возле каждой гармоники начинают появляться более высокие (до 10 или 11). Из-за этого появляется металлический звук, характерный только для транзисторных усилителей.

При нестабильном питании выходной сигнал будет по амплитуде моделироваться возле частоты сети. Звук станет в левой части частотной характеристики более жестким. Но чем лучше стабилизация питания усилителя, тем сложнее становится конструкция всего устройства. УНЧ, работающие в классе «А», имеют относительно небольшой КПД — менее 20 %. Причина заключается в том, что транзистор постоянно открыт и ток через него протекает постоянно.

Для повышения (правда, незначительного) КПД можно воспользоваться двухтактными схемами. Один недостаток — полуволны у выходного сигнала становятся несимметричными. Если же перевести из класса «А» в «АВ», увеличатся нелинейные искажения в 3-4 раза. Но коэффициент полезного действия всей схемы устройства все же увеличится. УНЧ классов «АВ» и «В» характеризует нарастание искажений при уменьшении уровня сигнала на входе. Но даже если прибавить громкость, это не поможет полностью избавиться от недостатков.

Работа в промежуточных классах

У каждого класса имеется несколько разновидностей. Например, существует класс работы усилителей «А+». В нем транзисторы на входе (низковольтные) работают в режиме «А». Но высоковольтные, устанавливаемые в выходных каскадах, работают либо в «В», либо в «АВ». Такие усилители намного экономичнее, нежели работающие в классе «А». Заметно меньшее число нелинейных искажений — не выше 0,003 %. Можно добиться и более высоких результатов, используя биполярные транзисторы. Принцип работы усилителей на этих элементах будет рассмотрен ниже.

Но все равно имеется большое количество высших гармоник в выходном сигнале, отчего звук становится характерным металлическим. Существуют еще схемы усилителей, работающие в классе «АА». В них нелинейные искажения еще меньше — до 0,0005 %. Но главный недостаток транзисторных усилителей все равно имеется — характерный металлический звук.

«Альтернативные» конструкции

Нельзя сказать, что они альтернативные, просто некоторые специалисты, занимающиеся проектировкой и сборкой усилителей для качественного воспроизведения звука, все чаще отдают предпочтение ламповым конструкциям. У ламповых усилителей такие преимущества:

1. Очень низкое значение уровня нелинейных искажений в выходном сигнале.
2. Высших гармоник меньше, чем в транзисторных конструкциях.

Но есть один огромный минус, который перевешивает все достоинства, — обязательно нужно ставить устройство для согласования. Дело в том, что у лампового каскада очень большое сопротивление — несколько тысяч Ом. Но сопротивление обмотки динамиков — 8 или 4 Ома. Чтобы их согласовать, нужно устанавливать трансформатор.

Конечно, это не очень большой недостаток — существуют и транзисторные устройства, в которых используются трансформаторы для согласования выходного каскада и акустической системы. Некоторые специалисты утверждают, что наиболее эффективной схемой оказывается гибридная — в которой применяются однотактные усилители, не охваченные отрицательной обратной связью. Причем все эти каскады функционируют в режиме УНЧ класса «А». Другими словами, применяется в качестве повторителя усилитель мощности на транзисторе.

Причем КПД у таких устройств достаточно высокий — порядка 50 %. Но не стоит ориентироваться только на показатели КПД и мощности — они не говорят о высоком качестве воспроизведения звука усилителем. Намного большее значение имеют линейность характеристик и их качество. Поэтому нужно обращать внимание в первую очередь на них, а не на мощность.

Схема однотактного УНЧ на транзисторе

Самый простой усилитель, построенный по схеме с общим эмиттером, работает в классе «А». В схеме используется полупроводниковый элемент со структурой n-p-n. В коллекторной цепи установлено сопротивление R3, ограничивающее протекающий ток. Коллекторная цепь соединяется с положительным проводом питания, а эмиттерная — с отрицательным. В случае использования полупроводниковых транзисторов со структурой p-n-p схема будет точно такой же, вот только потребуется поменять полярность.

С помощью разделительного конденсатора С1 удается отделить переменный входной сигнал от источника постоянного тока. При этом конденсатор не является преградой для протекания переменного тока по пути база-эмиттер. Внутреннее сопротивление перехода эмиттер-база вместе с резисторами R1 и R2 представляют собой простейший делитель напряжения питания. Обычно резистор R2 имеет сопротивление 1-1,5 кОм — наиболее типичные значения для таких схем. При этом напряжение питания делится ровно пополам. И если запитать схему напряжением 20 Вольт, то можно увидеть, что значение коэффициента усиления по току h31 составит 150. Нужно отметить, что усилители КВ на транзисторах выполняются по аналогичным схемам, только работают немного иначе.

При этом напряжение эмиттера равно 9 В и падение на участке цепи «Э-Б» 0,7 В (что характерно для транзисторов на кристаллах кремния). Если рассмотреть усилитель на германиевых транзисторах, то в этом случае падение напряжения на участке «Э-Б» будет равно 0,3 В. Ток в цепи коллектора будет равен тому, который протекает в эмиттере. Вычислить можно, разделив напряжение эмиттера на сопротивление R2 — 9В/1 кОм=9 мА. Для вычисления значения тока базы необходимо 9 мА разделить на коэффициент усиления h31 — 9мА/150=60 мкА. В конструкциях УНЧ обычно используются биполярные транзисторы. Принцип работы у него отличается от полевых.

На резисторе R1 теперь можно вычислить значение падения — это разница между напряжениями базы и питания. При этом напряжение базы можно узнать по формуле — сумма характеристик эмиттера и перехода «Э-Б». При питании от источника 20 Вольт: 20 — 9,7 = 10,3. Отсюда можно вычислить и значение сопротивления R1=10,3В/60 мкА=172 кОм. В схеме присутствует емкость С2, необходимая для реализации цепи, по которой сможет проходить переменная составляющая эмиттерного тока.

Если не устанавливать конденсатор С2, переменная составляющая будет очень сильно ограничиваться. Из-за этого такой усилитель звука на транзисторах будет обладать очень низким коэффициентом усиления по току h31. Нужно обратить внимание на то, что в вышеизложенных расчетах принимались равными токи базы и коллектора. Причем за ток базы брался тот, который втекает в цепь от эмиттера. Возникает он только при условии подачи на вывод базы транзистора напряжения смещения.

Но нужно учитывать, что по цепи базы абсолютно всегда, независимо от наличия смещения, обязательно протекает ток утечки коллектора. В схемах с общим эмиттером ток утечки усиливается не менее чем в 150 раз. Но обычно это значение учитывается только при расчете усилителей на германиевых транзисторах. В случае использования кремниевых, у которых ток цепи «К-Б» очень мал, этим значением просто пренебрегают.

Усилители на МДП-транзисторах

Усилитель на полевых транзисторах, представленный на схеме, имеет множество аналогов. В том числе и с использованием биполярных транзисторов. Поэтому можно рассмотреть в качестве аналогичного примера конструкцию усилителя звука, собранную по схеме с общим эмиттером. На фото представлена схема, выполненная по схеме с общим истоком. На входных и выходных цепях собраны R-C-связи, чтобы устройство работало в режиме усилителя класса «А».

Переменный ток от источника сигнала отделяется от постоянного напряжения питания конденсатором С1. Обязательно усилитель на полевых транзисторах должен обладать потенциалом затвора, который будет ниже аналогичной характеристики истока. На представленной схеме затвор соединен с общим проводом посредством резистора R1. Его сопротивление очень большое — обычно применяют в конструкциях резисторы 100-1000 кОм. Такое большое сопротивление выбирается для того, чтобы не шунтировался сигнал на входе.

Это сопротивление почти не пропускает электрический ток, вследствие чего у затвора потенциал (в случае отсутствия сигнала на входе) такой же, как у земли. На истоке же потенциал оказывается выше, чем у земли, только благодаря падению напряжения на сопротивлении R2. Отсюда ясно, что у затвора потенциал ниже, чем у истока. А именно это и требуется для нормального функционирования транзистора. Нужно обратить внимание на то, что С2 и R3 в этой схеме усилителя имеют такое же предназначение, как и в рассмотренной выше конструкции. А входной сигнал сдвинут относительно выходного на 180 градусов.

УНЧ с трансформатором на выходе

Можно изготовить такой усилитель своими руками для домашнего использования. Выполняется он по схеме, работающей в классе «А». Конструкция такая же, как и рассмотренные выше, — с общим эмиттером. Одна особенность — необходимо использовать трансформатор для согласования. Это является недостатком подобного усилителя звука на транзисторах.

Коллекторная цепь транзистора нагружается первичной обмоткой, которая развивает выходной сигнал, передаваемый через вторичную на динамики. На резисторах R1 и R3 собран делитель напряжения, который позволяет выбрать рабочую точку транзистора. С помощью этой цепочки обеспечивается подача напряжения смещения в базу. Все остальные компоненты имеют такое же назначение, как и у рассмотренных выше схем.

Двухтактный усилитель звука

Нельзя сказать, что это простой усилитель на транзисторах, так как его работа немного сложнее, чем у рассмотренных ранее. В двухтактных УНЧ входной сигнал расщепляется на две полуволны, различные по фазе. И каждая из этих полуволн усиливается своим каскадом, выполненном на транзисторе. После того, как произошло усиление каждой полуволны, оба сигнала соединяются и поступают на динамики. Такие сложные преобразования способны вызвать искажения сигнала, так как динамические и частотные свойства двух, даже одинаковых по типу, транзисторов будут отличны.

В результате на выходе усилителя существенно снижается качество звучания. При работе двухтактного усилителя в классе «А» не получается качественно воспроизвести сложный сигнал. Причина — повышенный ток протекает по плечам усилителя постоянно, полуволны несимметричные, возникают фазовые искажения. Звук становится менее разборчивым, а при нагреве искажения сигнала еще больше усиливаются, особенно на низких и сверхнизких частотах.

Бестрансформаторные УНЧ

Усилитель НЧ на транзисторе, выполненный с использованием трансформатора, невзирая на то, что конструкция может иметь малые габариты, все равно несовершенен. Трансформаторы все равно тяжелые и громоздкие, поэтому лучше от них избавиться. Намного эффективнее оказывается схема, выполненная на комплементарных полупроводниковых элементах с различными типами проводимости. Большая часть современных УНЧ выполняется именно по таким схемам и работают в классе «В».

Два мощных транзистора, используемых в конструкции, работают по схеме эмиттерного повторителя (общий коллектор). При этом напряжение входа передается на выход без потерь и усиления. Если на входе нет сигнала, то транзисторы на грани включения, но все равно еще отключены. При подаче гармонического сигнала на вход происходит открывание положительной полуволной первого транзистора, а второй в это время находится в режиме отсечки.

Следовательно, через нагрузку способны пройти только положительные полуволны. Но отрицательные открывают второй транзистор и полностью запирают первый. При этом в нагрузке оказываются только отрицательные полуволны. В результате усиленный по мощности сигнал оказывается на выходе устройства. Подобная схема усилителя на транзисторах достаточно эффективная и способна обеспечить стабильную работу, качественное воспроизведение звука.

Схема УНЧ на одном транзисторе

Изучив все вышеописанные особенности, можно собрать усилитель своими руками на простой элементной базе. Транзистор можно использовать отечественный КТ315 или любой его зарубежный аналог — например ВС107. В качестве нагрузки нужно использовать наушники, сопротивление которых 2000-3000 Ом. На базу транзистора необходимо подать напряжение смещения через резистор сопротивлением 1 Мом и конденсатор развязки 10 мкФ. Питание схемы можно осуществить от источника напряжением 4,5-9 Вольт, ток — 0,3-0,5 А.

Если сопротивление R1 не подключить, то в базе и коллекторе не будет тока. Но при подключении напряжение достигает уровня в 0,7 В и позволяет протекать току около 4 мкА. При этом по току коэффициент усиления окажется около 250. Отсюда можно сделать простой расчет усилителя на транзисторах и узнать ток коллектора — он оказывается равен 1 мА. Собрав эту схему усилителя на транзисторе, можно провести ее проверку. К выходу подключите нагрузку — наушники.

Коснитесь входа усилителя пальцем — должен появиться характерный шум. Если его нет, то, скорее всего, конструкция собрана неправильно. Перепроверьте все соединения и номиналы элементов. Чтобы нагляднее была демонстрация, подключите к входу УНЧ источник звука — выход от плеера или телефона. Прослушайте музыку и оцените качество звучания.

Наиболее важное назначение электронных приборов — усиление электрических сигналов. Устройства, предназначенные для выполнения этой задачи, называются электронными усилителями.

Усилитель — это электронное устройство, управляющее энергией, поступающей от источника питания к нагрузке. Причем мощность, требующаяся для управления, как правило, намного меньше мощности, отдаваемой в нагрузку, а формы входного (усиливаемого) и выходного (на нагрузке) сигналов совпадают.

Схематичное представление работы усилителя

Усилительные устройства широко используются в автоматике и телемеханике, в следящих, управляющих и регулирующих системах, счетно-решающих и вычислительных машинах, контрольно-измерительных приборах, бытовой радиоаппаратуре и т.д.

Важнейшими техническими показателями являются: коэффициент усиления (по напряжению, току и мощности), входное и выходное сопротивления, выходная мощность, диапазон усиливаемых частот, частотные, фазовые и нелинейные искажения.

Большинство источников усиливаемого сигнала развивают очень низкое напряжение. Подавать его непосредственно на каскад усиления мощности не имеет смысла, т.к. при слабом управляющем напряжении невозможно получить сколько-нибудь значительные изменения выходного тока, а, следовательно, и выходной мощности. Поэтому в состав структурной схемы усилителя, кроме выходного каскада, отдающего требуемую мощность полезного сигнала в нагрузку, входят предварительные каскады усиления.

Эти каскады принято классифицировать по характеру сопротивления нагрузки в выходной цепи транзистора. Наибольшее применение получили резистивные усилительные каскады, сопротивлением нагрузки которых служит резистор.

В каскадах предварительного усиления на биполярных транзисторах чаще других используется схема с общим эмиттером (ОЭ), которая обладает высоким коэффициентом усиления по напряжению и мощности, сравнительно большим входным сопротивлением и допускает использование одного общего источника питания для цепей базы и коллектора.

Резистивный каскад на биполярном транзисторе

Простейшая схема резистивного усилительного каскада с общим эмиттером и питанием от одного источника показана на рис..Входной сигнал поступает на базу и изменяет ее потенциал относительно заземленного эмиттера. Это приводит к изменению тока базы, а, следовательно, к изменению тока коллектора и напряжения на нагрузочном сопротивлении RK. Разделительный конденсатор Сp1 служит для предотвращения протекания постоянной составляющей тока базы через источник входного сигнала. С помощью конденсатора Сp2 на выход каскада подается переменная составляющая напряжения Uкэ изменяющаяся по закону входного сигнала, но значительно превышающая его по величине. Важную роль играет резистор RБ в цепи базы, обеспечивающий выбор исходной рабочей точки на характеристиках транзистора и определяющий режим работы каскада по постоянному току.

Простейшая схема резистивного усилительного каскада с общим эмиттером

Для выяснения роли резистора RБ обратимся к рис., иллюстрирующему процесс усиления сигнала схемой с общим эмиттером. В принципе процесс усиления можно отразить следующей взаимосвязью электрических величин.

Графическое пояснение процесса усиления сигнала схемой с общим эмиттером

Um ВХ I Б m IК m IК m RК (Um КЭ = EК — IК m RК) = U m ВЫХ

Действительно, рассматривая вначале рис а, а затем рис б, можно убедиться в том, что напряжение входного сигнала с амплитудой (Um ВХ=UБЭ m) синфазно изменяет величину тока базы. Эти изменения базового тока вызывают в коллекторной цепи пропорциональные изменения тока коллектора и напряжения на коллекторе, причем амплитуда коллекторного напряжения (с учетом масштаба по оси абсцисс) оказывается значительно больше амплитуды напряжения на базе. Следует обратить внимание на то, что напряжения сигнала на входе и на выходе каскада сдвинуты между собой по фазе на 180°, т. е. находятся в противофазе.

Это означает, что рассматриваемый каскад, не нарушая закон изменения сигнала (в нашем частном случае сигнал изменяется по синусоидальному закону), в то же время поворачивает его фазу на 180°.

Для получения наименьших искажений усиливаемого сигнала рабочую точку (точку покоя) П следует располагать в середине отрезка АВ нагрузочной прямой, построенной в семействе выходных характеристик транзистора (режим усиления класса А). Из рис б видно, что положение рабочей точки П соответствует току смещения в цепи базы IБП. Для получения выбранного режима необходимо в усилителе обеспечить требуемую величину тока смещения в цепи базы. Для этого и служит резистор RБ в схеме в первом рисунки.

Схема, приведенная на рис., получила название схемы с фиксированным базовым током. Смещение фиксированным током базы отличается минимальным числом деталей и малым потреблением тока от источника питания. Кроме того, сравнительно большое сопротивление резистора RБ (десятки кОм) практически не влияет на величину входного сопротивления каскада. Однако этот способ смещения пригоден лишь тогда, когда каскад работает при малых колебаниях температуры транзистора. Кроме того, большой разброс и нестабильность параметра в даже у однотипных транзисторов делают режим работы каскада весьма неустойчивым при смене транзистора, а также с течением времени.

Более эффективной является схема с фиксированным напряжением смещения на базе В этой схеме резисторы R»Б и R»Б, подключенные параллельно источнику питания ЕК, составляют делитель напряжения.

При этом повышается стабильность режима работы схемы, так как изменения тока в цепях эмиттера и коллектора транзистора незначительно влияют на величину напряжения смещения.

Сопротивление R»Б делителя включено параллельно входному сопротивлению транзистора. Кроме того, пренебрегая малым внутренним сопротивлением источника питания, можно считать, что R»Б и R»Б включены параллельно друг другу. Поэтому делитель, образованный резисторами R»Б и R»Б должен обладать достаточно большим сопротивлением (порядка нескольких кОм). В противном случае входное сопротивление каскада окажется недопустимо малым.

При построении схем транзисторных усилителей приходится принимать меры для стабилизации положения рабочей точки на характеристиках. Основной дестабилизирующий фактор, нарушающий устойчивую работу транзисторной схемы, — влияние температуры. Существуют различные способы термостабилизации режима работы транзисторных каскадов.

Наибольшее распространение получила схема термостабилизации режима, приведенная на рис.

Схема резистивного каскада с фиксированным напряжением смещения

В этой схеме навстречу фиксированному прямому напряжению смещения, снимаемому с резистора R»Б, включено напряжение, возникающее на резисторе RЭ при прохождении через него тока эмиттера. Пусть по какой-либо причине, например при увеличении температуры, постоянная составляющая коллекторного тока возрастает. Так как IЭ =IК+IБ, то увеличение тока IК приведет к увеличению тока эмиттера IЭ и падению напряжения на резисторе RЭ. В результате напряжение между эмиттером и базой UБЭ уменьшится, что приведет к уменьшению тока базы IБ, а следовательно, и тока IК.

Наоборот, если по какой либо причине коллекторный ток уменьшится, то уменьшится и напряжение на резисторе RЭ, а прямое напряжение UБЭ возрастет. При этом увеличится ток базы и ток коллектора.

В большинстве случаев резистор RЭ шунтируется конденсатором CЭ достаточно большой емкости (порядка десятков микрофарад). Это делается для отвода переменной составляющей тока эмиттера от резистора RЭ.

Данные для расчета.

Схема усилительного каскада на биполярном транзисторе с ОЭ

Основные характеристики

Транзистор

Uкэ/(Iк/Iб)В/(мА/мА)

Uкэ/RВ/кОм

Iкм/IкнмА/мА

Условные обозначения электрических параметров биполярного транзистора КТ312В:

Обозначение:	Параметр
	статический коэффициент передачи тока
	предельная частота коэффициента передачи тока
	емкость коллекторного перехода (Cк) и напряжение на коллекторе (Uк), при котором она измеряется
	емкость эмиттерного перехода (Cэ) и напряжение эмиттер/база (Uэ), при котором она измеряется
Rб*Cк псек	постоянная времени цепи обратной связи на высокой частоте
Uкэ/(Iк/Iб) В/(мА/мА)	напряжение насыщения коллектор-эмиттер (Uкэ) биполярного транзистора при заданном токе коллектора (Iк) и заданном токе базы (Iб)
	обратный ток коллектора
	максимально допустимое постоянное напряжение коллектор-база
Uкэ/R В/кОм	максимально допустимое постоянное напряжение коллектор-эмиттер (Uкэ) при заданной величине сопротивления, включенного между базой и эмиттером (R)
	максимально допустимое постоянное напряжение эмиттер-база
Iкм/Iкн мА/мА	предельно допустимый постоянный (Iкм) ток коллектора предельно допустимый ток коллектора в режиме насыщения (Iкн)или в импульсе
	максимально допустимая постоянная рассеиваемая мощность на коллекторе

Формулы и уравнения для биполярного переходного транзистора (BJT)

Формула и уравнения для биполярного переходного транзистора «BJT»

Биполярный переходный транзистор:

Коэффициенты усиления по току в BJT:

Есть два типа усиления по току в BJT т.е. α и β.

Где

• I _E — ток эмиттера
• I _C — ток коллектора
• I _B — ток базы

Конфигурация общей базы:

Коэффициент усиления общей базы

В общей базовой конфигурации BJT используется в качестве усилителя усиления по напряжению, где коэффициент усиления A _В представляет собой отношение выходного напряжения к входному напряжению:

Где

• α = I _C / I _E
• R _L — сопротивление нагрузки
• R _в — входное сопротивление

Связанные сообщения:

Конфигурация общего эмиттера:

Коэффициент усиления по току в прямом направлении:

Это соотношение выходного тока i.е. ток коллектора I _C к входному току, т.е. базовый ток I _B.

β _F = h _FE = I _C / I _B

Где

• Β _F — коэффициент усиления прямого тока
• I _C — ток коллектора
• I _B — базовый ток

Ток эмиттера:

Ток эмиттера представляет собой комбинацию тока коллектора и базы.Его можно рассчитать с помощью любого из этих уравнений.

• I _E = I _C + I _B
• I _E = I _C / α
• I _E = I _B (1 + β)

Ток коллектора:

Ток коллектора для BJT определяется по формуле:

• I _C = β _F I _B + I _CEO ≈ β _F I _B
• I _C = α I _E
• I _C = I _E — I _B

Где

I _CEO is коллектор на эмиттер тока утечки (открытая база).

Alpha Формула преобразования α в бета β:

Альфа и бета усиления взаимно конвертируемы, и их можно преобразовать с помощью,

• α = β / (β + 1)
• β = α / (1- α)

Напряжение между коллектором и эмиттером:

V _CE = V _CB + V _BE

Где

• V _CE — это напряжение коллектор-эмиттер
• В _CB — напряжение коллектор-база
• В _BE — напряжение база-эмиттер

Связанное сообщение: Как проверить транзистор с помощью мультиметра (DMM + AVO) — NPN и PNP

Конфигурация общего коллектора:

Коэффициент усиления по току:

Коэффициент усиления по току A _i BJT с общим коллектором определяется соотношением выходного тока I _E для ввода тока I _B :

• I _E = I _C + I _B
• A _i = I _E / I _B
• A _i = ( I _C + I _B ) / I _B
• A _i = (I _C / I _B ) + 1
• A _i = β + 1

Связанные формулы и уравнения Сообщения:

hFE hfe & Beta »Электроника

Коэффициент усиления по току — одна из важных характеристик биполярного транзистора — часто встречаются три цифры: Beta β, h

_FE и h _fe , каждая из которых немного отличается.

---

Transistor Tutorial:
Основы транзисторов Усиление: HFE, HFE и бета Характеристики транзистора Коды нумерации транзисторов и диодов Выбор транзисторов на замену

---

В любой схеме коэффициент усиления биполярного транзистора по току будет иметь первостепенное значение. Является ли схема общим эмиттером, общим коллектором и т. Д., И использует ли она транзисторы NPN или транзисторы PNP.

Хотя другие параметры этих полупроводниковых устройств также важны, коэффициент усиления по току особенно важен, потому что биполярный транзистор является устройством, управляемым током.

Коэффициент усиления транзистора по току обычно указывается в единицах h _FE , h _fe или греческой букве Beta β.

При проектировании любой транзисторной схемы необходимо обеспечить достаточное усиление для правильной работы схемы. Уровни усиления могут быть очень высокими для многих малосигнальных устройств, при этом усиление по току до 1000 не является редкостью, но для силовых транзисторов усиление намного ниже и иногда может составлять всего лишь 25-50.

BC547 Транзистор с пластиковыми выводами

Обычно характеристики усиления по току для транзисторов обычно имеют очень широкий допуск, и поэтому схемы должны быть в состоянии приспособиться к этому.Однако минимальное усиление транзистора должно быть достаточным для обеспечения правильной работы.

Коэффициент усиления транзистора и бета, β

При проведении многих расчетов коэффициент усиления транзистора по току выражается греческой буквой бета; β.

Это коэффициент усиления прямого тока транзистора при работе в режиме общего эмиттера.

Протекает базовый ток транзистора

Хотя это не совсем точное уравнение, приведенное ниже уравнение более чем достаточно точно для всех практических расчетов.Это уравнение усиления транзистора встречается в большинстве случаев.

. . . . Более подробные уравнения и теория усиления транзисторов.

Транзистор h

_fe

Транзистор H _fe , h _fe часто упоминается как коэффициент усиления по току. Это может привести к некоторой путанице.

Причина использования h _fe заключается в том, что он относится к способу измерения входных и выходных параметров транзистора.

Z-параметры являются одними из основных параметров, используемых при работе со схемой как с черным ящиком. Однако, поскольку транзистор демонстрирует низкий входной импеданс и высокий выходной импеданс, используется форма параметра, известная как h или гибридные параметры.

h _fe — характеристика прямого перехода, то есть усиление транзистора при использовании в режиме общего эмиттера.

h _fe точно такой же, как и транзистор Beta, β — только чуть более корректно использовать его в даташитах.

Коэффициент усиления постоянного и малосигнального транзистора

Коэффициент усиления транзистора незначительно меняется при измерении постоянного тока и небольших изменений сигнала.

Обозначения на двух рисунках немного отличаются. Часто _DC используется для усиления постоянного тока, а _AC используется для усиления переменного тока, которое также может называться усилением малого сигнала транзистора.

Аналогично для hfe. H _fe с большой буквы H используется для усиления постоянного тока, где в качестве усиления переменного или слабого сигнала обозначается h _fe с маленькой буквой h.

Суммарное усиление транзистора

Различные обозначения коэффициента усиления транзистора можно кратко изложить ниже.

• Бета; β: Это основное обозначение коэффициента усиления прямого тока транзистора.
• h _fe : Это коэффициент усиления по току для транзистора, выраженный как параметр h (гибридный параметр). Буква f указывает, что это характеристика прямого переноса, а буква e указывает, что это для общей конфигурации эмиттера.Маленькая буква h указывает на небольшое усиление сигнала. h _fe и бета-версия малого сигнала одинаковы.
• h _FE : Параметр H _fe отличается от h _fe тем, что это параметр h для усиления постоянного тока в установившемся режиме постоянного тока или большого сигнала.

Различные аббревиатуры, используемые для усиления транзистора, H _fe , h _fe и Beta, широко используются, хотя параметры H _fe , h _fe , как правило, более широко используются в таблицах данных.

Примечание

Есть несколько моментов, которые представляют интерес при оценке уровня усиления по току, который имеет транзистор:

• Коэффициент усиления силовых транзисторов: Коэффициент усиления силовых транзисторов обычно намного меньше, чем у малосигнальных устройств. Силовые транзисторы могут иметь коэффициент усиления по току менее 50, но, используя другой транзистор для управления силовым транзистором, общий коэффициент усиления по току может быть увеличен до желаемого уровня.
• Коэффициент усиления по току сильно различается: Стоит отметить, что для любого типа транзистора может быть очень большой разброс между различными устройствами. Обычно характеристики схемы не зависят напрямую от фактического усиления по току, особенно потому, что часто включается отрицательная обратная связь или для коммутационных приложений фактическое усиление не критично. Всегда разумно убедиться, что имеется достаточный коэффициент усиления по току, используя минимальное значение, указанное в таблицах данных.

Изменение текущего прироста

Обычно ожидается, что значение коэффициента усиления по току β для биполярного транзистора является постоянным, однако есть некоторые изменения, которые происходят в значении β или h _FE .

• Изменение β в зависимости от тока коллектора: Уровень тока коллектора может вызвать изменение уровня β или или h _FE .
  • При низком токе: Это происходит, когда биполярный транзистор работает при очень низких уровнях тока в результате видимых механизмов утечки и влияющих на общий ток транзистора.Например, спецификация для BC109B, работающего с током коллектора, I _C , равным 10 мкА, и напряжением коллектора-эмиттера V _CE , равным 5 В, имеет минимальное усиление 40, тогда как для тока коллектора I _C составляет 2 мА и напряжение коллектор-эмиттер В _CE 5 В он имеет минимальное усиление 200.
  • При высоком токе: Было обнаружено, что уровень усиления β биполярного транзистора по току начинает уменьшаться по мере увеличения тока.Это происходит из-за высокого уровня впрыска.
  Обычно биполярный транзистор смещен для работы в своей линейной области для аналоговых сигналов, и можно предположить, что коэффициент усиления по току постоянный. Соответственно, для хорошей линейной работы транзистор должен хорошо работать в пределах своего рабочего диапазона и не заходить на рельсы и не потреблять чрезмерный ток для конкретного полупроводникового устройства.
• Влияние температуры на коэффициент усиления по току β: Температура оказывает большое влияние на многие параметры биполярного транзистора, одним из которых является коэффициент усиления по току β / ч _FE и т. Д.
• Частота: Рабочая частота будет иметь заметное влияние на значение коэффициента усиления по току. Для низких частот значение h _fe , то есть усиление слабого сигнала не будет слишком сильно отличаться от значения для DC h _FE , хорошее практическое правило состоит в том, что среднее значение для h _FE может быть использовал. Поскольку работа схемы для любой схемы не должна критически зависеть от фактического усиления для полупроводникового прибора. Если частота повышается и даже начинает приближаться к f _T устройства, то необходимо использовать более низкий коэффициент усиления.
• Диапазон производства: В результате допусков в производственных процессах коэффициент усиления по току биполярных транзисторов будет варьироваться в значительном диапазоне. (См. ниже).

В этих описаниях вариации β, описанные для биполярных транзисторов, могут быть в равной степени применимы к h _FE .

Технические характеристики усиления по току

В результате производственного процесса биполярные транзисторы обычно имеют широкий диапазон значений коэффициента усиления по току.

Как уже упоминалось, цифры как для H _fe — усиление постоянного тока, так и для h _fe — усиление переменного тока слабого сигнала. Часто указываются цифры для обоих параметров.

В спецификации указаны условия испытаний. Обычно указываются уровень тока и напряжение коллектор-эмиттер.

Принимая во внимание разброс уровней текущего усиления в этих электронных компонентах, могут быть указаны минимальные, типичные и максимальные значения. Часто не все эти цифры приводятся: иногда может быть указано только минимальное значение для текущего усиления.

Поскольку для данного типа транзистора может быть значительное изменение коэффициента усиления, буква суффикса в конце номера детали транзистора может указывать диапазон усиления, ожидаемый для этого конкретного устройства. Например, BC109B имеет коэффициент усиления по току h _FE между 200 и 450, а BC109C имеет коэффициент усиления по току h _FE между 420 и 800.

Какая бы схема ни использовалась, и независимо от того, используются ли транзисторы NPN или PNP, коэффициент усиления транзистора по току является ключевым параметром.Хотя есть существенные вариации усиления, большинство схем допускают фактическое усиление транзистора, что требует, чтобы его было достаточно для обеспечения правильной работы.

Другие электронные компоненты:
Резисторы Конденсаторы Индукторы Кристаллы кварца Диоды Транзистор Фототранзистор Полевой транзистор Типы памяти Тиристор Разъемы ВЧ разъемы Клапаны / трубки Аккумуляторы Переключатели Реле
Вернуться в меню «Компоненты».. .

Правильный расчет транзистора BJT — Обмен электротехнического стека

Используя этот hfe, я рассчитал базовый ток:

Это ваша ошибка. Эта диаграмма применима только в том случае, если напряжение от коллектора к эмиттеру составляет +4 В. У вас поменяли местами коллектор и эмиттер, поэтому V _CE отрицательный, а H _FE будет очень низким.

Также имейте в виду, что эти кривые показывают только типичных значений .Фактическое усиление тока будет варьироваться между отдельными устройствами, а также зависеть от температуры. Эта схема подходит, если вы хотите ограничить ток до около 2А, но не, если вы хотите более точно определенное значение.

Обновление 1

Внес изменения в схему по всем собранным комментариям. Также я изменил напряжение источника на Mach Vce = 4V на графиках для hfe. ценить. Схема по-прежнему показывает неверные значения. Новый R2 рассчитал то же самое путь

R2 = (4-0.9) / 0,0571 = 54,290

Что теперь не так?

После замены соединений коллектора и эмиттера ток через R1 теперь намного ближе к вашему расчету, но все еще меньше на 0,92 А. Вычислив H _FE в моделировании, мы получим (1.08-0.0505) /0.0505 = 20. В таблице данных указано, что минимальное значение H _FE при 4 В и 1 А равно 40. Таким образом, модель «неправильная».

Но модели — это только приближение к реальному миру, поэтому они всегда «неправильны». Эта конкретная модель может быть слишком простой, чтобы внимательно отслеживать фактическую производительность, или она могла быть получена из таблицы данных другого производителя, у которой были другие характеристики.

В ваших расчетах также есть существенная ошибка — вы не учли падение напряжения на R1. При 2 А это будет 1 В, поэтому напряжение на R2 составляет 4 — (1 + 0,9) = 2,1 В, а значение, необходимое для тока базы 57,1 мА, составляет 2,1 / 0,0571 = 36,8 Ом. Вы также должны учитывать базовый ток, проходящий через R1, хотя, поскольку он в 35 раз меньше, чем ток коллектора, он может быть достаточно малым, чтобы его можно было игнорировать.

Если вас беспокоит только получение «точных» 2А через R1, то отдельный резистор может работать лучше, чем ваша схема.Он по-прежнему будет чувствителен к напряжению питания, но не так сильно, как транзистор. Вероятно, он также будет меньше зависеть от температуры и иметь гораздо более строго контролируемые характеристики.

Расчетный транзистор как переключатель

Хотя транзисторы (BJT) широко используются для создания схем усилителя, их также можно эффективно использовать для коммутации.

Транзисторный ключ — это схема, в которой коллектор транзистора включается / выключается с относительно большим током в ответ на соответствующий сигнал включения / выключения низкого тока на его базовом эмиттере.

В качестве примера следующую конфигурацию BJT можно использовать в качестве переключателя для инвертирования входного сигнала для логической схемы компьютера.

Здесь вы можете обнаружить, что выходное напряжение Vc противоположно потенциалу, приложенному к базе / эмиттеру транзистора.

Кроме того, база не связана с каким-либо фиксированным источником постоянного тока, в отличие от схем на основе усилителя. Коллектор имеет источник постоянного тока, который соответствует уровням питания системы, например, 5 В и 0 В в этом случае компьютерного приложения.

Мы поговорим о том, как эта инверсия напряжения может быть спроектирована для обеспечения правильного переключения рабочей точки с отключения на насыщение вдоль линии нагрузки, как показано на следующем рисунке:

Для настоящего сценария на приведенном выше рисунке мы предположили, что IC = ICEO = 0 мА, когда IB = 0 мкА (отличное приближение в отношении улучшения стратегии строительства). Кроме того, предположим, что VCE = VCE (sat) = 0 В вместо обычного уровня от 0,1 до 0,3 В.

Теперь при Vi = 5 В BJT включится, и при рассмотрении конструкции необходимо обеспечить высокую степень насыщения конфигурации на величину IB, которая может быть больше, чем значение, связанное с кривой IB, видимой вблизи уровня насыщения. .

Как видно из приведенного выше рисунка, в этих условиях значение IB должно быть больше 50 мкА.

Расчет уровней насыщенности

Уровень насыщения коллектора для показанной схемы можно рассчитать по формуле:

IC (насыщ.) = Vcc / Rc

Величину базового тока в активной области непосредственно перед уровнем насыщения можно рассчитать по формуле:

IB (макс.) ≅ IC (насыщ.) / Βdc ———- Уравнение 1

Это означает, что для реализации уровня насыщения должно быть выполнено следующее условие:

IB> IC (sat) / IC (sat) / βdc ——— Уравнение 2

На графике, описанном выше, когда Vi = 5 В, результирующий уровень IB можно оценить следующим способом:

Если мы проверим уравнение 2 с этими результатами, мы получим:

Похоже, что это полностью удовлетворяет требуемому условию.Несомненно, любое значение IB, превышающее 60 мкА, будет допущено к проникновению через точку Q над линией нагрузки, расположенной очень близко к вертикальной оси.

Теперь, если обратиться к сети BJT, показанной на первой диаграмме, в то время как Vi = 0 В, IB = 0 мкА и предположить, что IC = ICEO = 0 мА, падение напряжения, происходящее на RC, будет по формуле:

VRC = МККК = 0 В.

Это дает нам VC = +5 В для первой диаграммы выше.

В дополнение к приложениям компьютерного переключения логок, эта конфигурация BJT также может быть реализована как коммутатор с использованием тех же крайних точек линии нагрузки.

Когда происходит насыщение, ток IC имеет тенденцию становиться довольно высоким, что, соответственно, снижает напряжение VCE до самой низкой точки.

Это приводит к возникновению уровня сопротивления на двух клеммах, как показано на следующем рисунке и рассчитывается по следующей формуле:

R (насыщ.) = VCE (насыщ.) / IC (насыщ.), Как показано на следующем рисунке.

Если мы предположим типичное среднее значение для VCE (sat), такое как 0,15 В в приведенной выше формуле, мы получим:

Это значение сопротивления на выводах коллектора-эмиттера выглядит довольно маленьким по сравнению с последовательным сопротивлением в килоомах на выводах коллектора BJT.

Теперь, когда вход Vi = 0 В, переключение BJT будет отключено, в результате чего сопротивление на коллекторе-эмиттере будет:

R (отсечка) = Vcc / ICEO = 5 В / 0 мА = ∞ Ом

Это приводит к обрыву цепи на клеммах коллектора-эмиттера. Если мы рассмотрим типичное значение 10 мкА для ICEO, значение сопротивления отсечки будет таким, как указано ниже:

Rcutoff = Vcc / ICEO = 5 В / 10 мкА = 500 кОм

Это значение выглядит значительно большим и эквивалентным разомкнутой цепи для большинства конфигураций BJT в качестве переключателя.

Решение практического примера

Рассчитайте значения RB и RC для транзисторного ключа, сконфигурированного как инвертор ниже, при условии, что ICmax = 10 мА

Формула для выражения насыщения коллектора:

ICsat = Vcc / Rc

∴ 10 мА = 10 В / Rc

∴ Rc = 10 В / 10 мА = 1 кОм

Также в точке насыщения

IB ≅ IC (насыщ.) / Βdc = 10 мА / 250 = 40 мкА

Для гарантированного насыщения выберем IB = 60 мкА и по формуле

IB = Vi — 0.7 В / РБ, получаем

RB = 10 В — 0,7 В / 60 мкА = 155 кОм,

Округляя полученный результат до 150 кОм и снова оценивая приведенную выше формулу, получаем:

IB = Vi — 0,7 В / РБ

= 10 В — 0,7 В / 150 кОм = 62 мкА,

, так как IB = 62 мкА > ICsat / βdc = 40 мкА

Это подтверждает, что мы должны использовать RB = 150 кОм

Расчетные переключающие транзисторы

Вы найдете специальные транзисторы, называемые переключающими транзисторами, из-за их высокой скорости переключения с одного уровня напряжения на другой.

На следующем рисунке сравниваются периоды времени, обозначенные как ts, td, tr и tf, с током коллектора устройства.

Влияние периодов времени на характеристику скорости коллектора определяется реакцией тока коллектора, как показано ниже:

Общее время, необходимое транзистору для переключения из состояния «выключен» в состояние «включено», обозначается как t (включен) и может быть определено по формуле:

т (вкл) = тр + тд

Здесь td определяет задержку, происходящую, когда входной сигнал переключения меняет состояние, а транзисторный выход реагирует на это изменение.Время tr указывает окончательную задержку переключения от 10% до 90%.

Общее время, затраченное bJt из включенного состояния в выключенное состояние, обозначается как t (выключено) и выражается формулой:

т (выкл.) = Ts + tf

ts определяет время хранения, а tf определяет время спада от 90% до 10% от исходного значения.

Ссылаясь на приведенный выше график, для BJT общего назначения, если ток коллектора Ic = 10 мА, мы можем увидеть, что:

ts = 120 нс, td = 25 нс, tr = 13 нс, tf = 12 нс

, что означает t (on) = tr + td = 13 нс + 25 нс = 38 нс

t (выкл.) = Ts + tf = 120 нс + 12 нс = 132 нс

Смещение биполярного транзистора

— Circuit Cellar

Возвращение к основам — неплохая идея.Многие инженеры-электронщики свободно владеют сложными системами, такими как микроконтроллеры, встроенные ОС или ПЛИС, но, похоже, испытывают больше трудностей с отдельными транзисторами. Какая жалость! Во многих проектах транзистор может быть более адекватным и экономичным решением, чем ИС. Более того, понимание того, что происходит с простыми деталями, не повредит, а транзисторы даже могут быть интересными! Вот почему в этом месяце я расскажу, как использовать биполярный транзистор (BJT) за 1 цент для создания усилителя.

НАШ ДРУГ, ТРАНЗИСТОР

BJT — старое изобретение. В 1947 году он был обнаружен в Bell Laboratories Уолтером Х. Браттейном и Джоном Бардином, входившими в команду Уильяма Шокли. BJT бывает двух видов: NPN и PNP. Для простоты остановлюсь на версии NPN. Однако, если поменять местами шины питания, все будет применимо к его кузине PNP. Транзисторы BJT имеют три вывода: коллектор (C), эмиттер (E) и базу (B). Благодаря внутренней полупроводниковой структуре токи, протекающие через каждый из этих выводов, а также напряжения между ними связаны друг с другом.

Давайте сосредоточимся на базовой схеме с общим эмиттером (см. Рисунок 1). При такой настройке эмиттер заземлен. Есть два основных правила.

Рисунок 1
Этот NPN-транзистор с биполярным переходом имеет схему с общим эмиттером, что означает, что его эмиттер заземлен. Его поведение определяется двумя основными уравнениями.

Во-первых, ток, циркулирующий через коллектор, примерно пропорционален току, приложенному к базе. Их соотношение — это коэффициент усиления транзистора по току, который указывается в техническом описании транзистора и часто обозначается как ßF или HFE:

Во-вторых, напряжение между базой и эмиттером стабильно и близко к 0.6 В для большего количества устройств, как и любой биполярный диод:

Вот как это работает: если напряжение, приложенное между базой и эмиттером, ниже этого порога, то транзистор блокируется и ток через коллектор не циркулирует. Если это напряжение увеличивается до порогового значения, то транзистор становится активным. Вы не сможете значительно увеличить базовое напряжение выше 0,6 В, и устройство начнет управляться по току. В этом режиме через базу будет циркулировать заданный ток.Ток через коллектор всегда будет в разы выше HFE.

Например, если у вас есть транзистор с усилением 100 и подает 1 мА в базу, то 100 мА будет течь через коллектор. Конечно, это приблизительное объяснение, поскольку физика транзистора немного сложнее, но для моего примера этого достаточно. (Поищите в Интернете «модель Эберс-Молла», если вас интересуют подробности. В Википедии также есть хорошее резюме BJT.)

Примеры в этой статье основаны на старом верном транзисторе Fairchild Semiconductor BC238B, но вы можете использовать любой общий транзистор NPN (например,g., вездесущий 2N2222, 2N3904 или BC847, если вы предпочитаете корпуса для поверхностного монтажа). На рисунке 2 показаны основные характеристики BC238B из его таблицы данных. На рисунке 2a показано соотношение между напряжением между коллектором и эмиттером (VCE) и током через коллектор (IC). Каждая кривая соответствует заданному базовому току (IB). Посмотрите пример на кривой для IB = 200 мкА. Как только напряжение VCE превышает пару вольт, ток, циркулирующий через коллектор, становится почти постоянным, около 50 мА.Это означает, что коэффициент усиления по току этого конкретного транзистора составляет 50 мА, разделенные на 200 мкА, что составляет 250. На рисунке 2b показано базовое напряжение VBE. Оно не является строго постоянным, но, как объяснялось, все же близко к 0,6 В.

Рисунок 2
Ключевые характеристики NPN-транзистора Fairchild Semiconductor BC238B были взяты из их таблицы данных.

Последний, но важный момент о характеристиках BJT: их текущее усиление далеко не точное. Во-первых, существует огромный разброс в коэффициенте усиления по току от транзистора к транзистору даже для одной и той же производственной партии.Во-вторых, это усиление будет меняться в зависимости от условий работы транзистора и, в частности, от температуры перехода. В таблице 1 показано заданное усиление для семейства BC238. Он может варьироваться от 180 до 460 для варианта BC238B! Дизайнер должен учитывать эту трудность.

Таблица 1
Fairchild Semiconductor BC238 существует в трех классах усиления, обозначенных суффиксом A, B или C. Даже в одном классе разброс усиления от детали к детали может быть огромным.

BASIC BIASING

Симуляция транзистора проста с помощью симулятора линейной схемы (например,g., SPICE), даже если вы предпочитаете подключать его проволокой. В своем примере я использовал Proteus VSM от Labcenter Electronics, но вы можете использовать любой инструмент SPICE (например, бесплатный LTSpice от Linear Technology) или онлайн-версию (например, CircuitLab, PartSim и т. Д.).

На рисунке 3 показана базовая схема, построенная на BC238B. Я подключил коллектор к источнику питания 10 В постоянного тока через резистор 1 кОм и использовал резистор 1 МОм между базой транзистора и источником питания 10 В. Напряжение, приложенное к базе, превышает пороговое значение 0,6 В, поэтому транзистор будет проводить.Как уже говорилось, базовое напряжение будет оставаться близким к пороговому значению 0,6 В (фактически, его смоделированное значение составляет 0,66 В). Ток, протекающий через базу, может быть легко рассчитан по закону Ома, примененному к резистору базы: I = U / R = (10 — 0,66 В) / 1 МОм = 9,34 мкА. Затем вы можете рассчитать ток, циркулирующий через коллектор, умножив это значение на коэффициент усиления транзистора, или симулятор может рассчитать его за вас.

Рисунок 3
В этой модели ток, циркулирующий через коллектор, в 310 раз больше, чем ток через базу.Как и ожидалось, базовое напряжение остается близким к 0,6 В.

Еще раз взгляните на рисунок 3. Расчетный ток коллектора составляет 2,9 мА, что в 310 раз выше, чем ток базы. Модель BC238B, используемая моим вариантом SPICE, кажется, имеет усиление 310. Следовательно, падение напряжения на резисторе коллектора составляет U = R × I = 1 кОм × 2,9 мА = 2,9 В. Поскольку напряжение источника питания составляет 10 В, напряжение между коллектором транзистора и землей должно быть 7,1 В (т. Е. 10 — 2,9 В), как моделировалось.

Теперь представьте, что вы хотите использовать этот транзистор BC238B для создания усилителя сигнала переменного тока (например,г., небольшой усилитель звука). Начните со схемы, показанной на рисунке 3, и добавьте входной сигнал переменного тока на базу транзистора. Этот входной сигнал будет периодически увеличивать или уменьшать ток, уже приложенный к базе резистором 1 МОм. Эти колебания будут усилены усилением тока транзистора. Следовательно, напряжение коллектора будет колебаться больше, чем входное, и у вас будет рабочий усилитель.

Как это сделать? Первым шагом является определение так называемой «точки покоя транзистора» (т.е., вы должны сначала определить поведение транзистора без приложенного входного сигнала). Обычно вы начинаете с определения номинала резистора коллектора на основе желаемого выходного сопротивления. Затем вам нужно будет рассчитать резистор между базой и шиной питания, чтобы установить на транзисторном выходе желаемое значение постоянного тока.

Правило простое. Для минимальных искажений и клиппирования необходимо установить выходное напряжение постоянного тока равным половине напряжения питания. На рисунке 3 я использовал базовый резистор 1 МОм и нашел 7.1 В на выходе (предпочтительно 10 В / 2 = 5 В). Уменьшение номинала базового резистора увеличит базовый ток, что затем снизит среднее выходное напряжение (см. Рисунок 4). Это моделирование показывает, что базовый резистор, близкий к 560 кОм, обеспечивает среднее напряжение на выходе 5 В, что мы и искали. Ток в режиме ожидания через коллектор I = U / R = 5 В / 1 кОм = 5 мА.

Рисунок 4
Это моделирование показывает напряжение между коллектором и эмиттером (зеленый) и ток базы (красный) при изменении номинала резистора базы.Имеется промежуточное значение, близкое к 560 кОм, где напряжение коллектор-эмиттер близко к VCC / 2, что составляет 5 В.

Теперь у вас есть правильно смещенный по постоянному току транзистор, и вам просто нужно ввести входной сигнал. на базе через развязывающий конденсатор и извлеките выходной сигнал коллектора через другой развязывающий конденсатор (см. рисунок 5). Значение этих конденсаторов напрямую связано с самой низкой частотой, которую вы хотите усилить. Вы можете либо рассчитать его (помня, что импеданс конденсатора Z = 1 / 2πfC), либо смоделировать его.

Рис. 5
Усилитель с фиксированным смещением создается просто путем подачи входного сигнала переменного тока на базу через конденсатор. Моделирование во временной области (вверху справа) показывает, что выходное напряжение близко к ± 1,6 VPP с ± 10 мВ на входе. Полоса пропускания расширяется до 100 Гц (внизу слева), в то время как искажения остаются близкими к 1%, а вторая гармоника на 25 дБ ниже, чем сигнал (внизу справа).

Конденсатор емкостью 1 мкФ обеспечивает приемлемую границу низких частот 100 Гц, как показано на моделировании частотной характеристики.Я также выполнил моделирование во временной области с входным сигналом 20 мВПП, 1,2 кГц. Как показано на рисунке 5, результирующее смоделированное выходное напряжение составляет 3,2 ВП, что обеспечивает коэффициент усиления 160. Итак, у вас есть усилитель.
Обратите внимание, что его коэффициент усиления по напряжению не идентичен коэффициенту усиления по току транзистора (помните, мы получили 160 против 300). Это усиление напряжения всегда ниже по сравнению с усилением тока HFE, в основном потому, что вы добавляете напряжение, а не ток на базу. Отношения между ними непростые.Поищите в Интернете «модель гибридного пи», если вам нужно больше объяснений, или просто смоделируйте ее.

СТАБИЛИЗИРОВАННЫЙ ЭМИТТЕР

Теперь вы использовали только базовый транзистор, два резистора и два конденсатора, чтобы разработать усилитель переменного тока с довольно высоким коэффициентом усиления. Это так называемое решение с фиксированным смещением. Но можете ли вы догадаться, в чем проблема? Помните, что коэффициент усиления по току транзистора никогда не определяется четко, за исключением случаев, когда вы измеряете его самостоятельно для каждого транзистора и заботитесь о рабочем состоянии и температуре транзистора.
Представьте, что вы строите схему и используете транзистор, коэффициент усиления которого вдвое больше, чем у моделируемого. Это довольно обычное дело, зная о широком разбросе их характеристик. Из-за более высокого коэффициента усиления тот же резистор смещения базы обеспечит ток коллектора в два раза больше, чем планировалось. Следовательно, падение напряжения на резисторе коллектора будет вдвое выше, а это означает, что выходное напряжение постоянного тока больше не будет 5 В, а будет близко к 0 В! Усилитель больше не будет работать или будет генерировать очень сильные искажения.

Это объясняет, почему часто требуется немного более сложная схема. Основная идея состоит в том, чтобы стабилизировать коэффициент усиления усилителя, даже если коэффициент усиления транзистора по току не определен должным образом. Самый распространенный метод называется «смещение, стабилизированное эмиттером».

Как показано на рисунке 6, для этого метода требуются два дополнительных резистора и конденсатор. Во-первых, между эмиттером и землей добавляется резистор с большим конденсатором, включенным параллельно. Цель состоит в том, чтобы переместить уровень эмиттера в напряжение виртуальной земли, немного превышающее опорное напряжение 0 В.Затем добавляется еще один резистор между базой транзистора и линией 0 В. Его функция — фиксировать постоянное напряжение базы. Вскоре я представлю расчеты, но сначала вопрос: что произойдет, если коэффициент усиления транзистора по току увеличится по какой-либо причине? Ток, циркулирующий через коллектор и эмиттер, будет увеличиваться, и, следовательно, будет увеличиваться падение напряжения на резисторе между эмиттером и землей. Это означает, что напряжение эмиттер-земля увеличится. Но подождите, напряжение базы фиксировано относительно земли и источника питания благодаря двум резисторам.Если напряжение эмиттера увеличивается, то напряжение база-эмиттер будет уменьшаться. Это уменьшит ток, протекающий через базу, что, в свою очередь, уменьшит ток коллектора и компенсирует более высокое усиление транзистора. Тогда у вас есть своего рода автоматическая стабилизация усиления!

Рисунок 6
Для смещения, стабилизированного эмиттером, потребовалось еще два резистора и еще один конденсатор. Коэффициент усиления немного ниже, но такая схема намного более стабильна, чем схема с фиксированным смещением.

Расчет такого смещения, стабилизированного эмиттером, немного сложнее, чем подход с фиксированным смещением, поскольку все параметры связаны друг с другом.В качестве отправной точки разумно установить эмиттерный резистор на падение 1 В. Возвращаясь к рисунку 4, у меня был коллекторный резистор 1 кОм (определяемый на основе желаемого выходного импеданса). Этот резистор обеспечивал среднее падение напряжения 5 В. Если мне нужно падение напряжения на 1 В, я должен использовать резистор в пять раз меньше. Я использовал ближайшее стандартизированное значение, которое составляет 210 Ом. Сопротивление коллектора необходимо немного уменьшить, чтобы компенсировать и поддерживать средний ток коллектора 5 мА. Как показано на рисунке 7a, этот резистор теперь должен быть R = U / I = (9 В / 2) / 5 мА = 900 Ом для оптимальных характеристик.Я использовал стандартизированное значение 910 Ом.
Расчет двух резисторов на базе немного сложнее и должен быть выполнен точно. Отправной точкой является предположение, что ток, протекающий через два резистора, который фиксирует базовое напряжение, должен быть примерно в пять раз выше, чем базовый ток транзистора для хороших характеристик.

На рис. 7b показаны детали расчетов, которые являются лишь применением законов Тевенина и Ома. Я нашел 51 и 12 кОм соответственно.

Наконец, конденсатор между эмиттером и землей должен быть «достаточно большим».Вы можете смоделировать это или, в качестве отправной точки, предположить, что его значение должно быть близко к значению базового конденсатора, умноженному на коэффициент усиления по току транзистора.
Как показано на рисунке 7, я использовал конденсатор емкостью 100 мкФ, который, вероятно, немного короче. В результате коэффициент усиления по напряжению, как и ожидалось, составляет около 130, что немного ниже, чем коэффициент усиления для версии с фиксированным смещением (помните, он был 160).

СМЕЩЕНИЕ, СТАБИЛИЗИРОВАННЫЙ КОЛЛЕКТОРОМ

Использование схемы, стабилизированной эмиттером, является наиболее распространенным методом, но можно использовать другой подход, если добавленные два резистора и конденсатор вызывают проблему.Это решение, которое называется «смещением, стабилизированным коллектором», не требует ни одного дополнительного компонента по сравнению с простейшей конфигурацией с фиксированным смещением (см. Рисунок 8).

Рис. 8
Схема смещения, стабилизированная коллектором, не сложнее для рисования, чем схема с фиксированным смещением, но немного сложнее для понимания.

Идея состоит в том, что вместо смещения базы транзистора резистором, подключенным к источнику питания, вы просто подключаете его к коллектору транзистора. Таким образом, если коэффициент усиления транзистора по току увеличивается, то ток коллектора увеличивается, а напряжение между коллектором и эмиттером уменьшается.Поскольку база смещается от напряжения коллектора, ток через базу будет уменьшаться, стабилизируя усилитель. Умно, не правда ли?

На стороне вычисления шаги идентичны конфигурации с фиксированным смещением. Значение базового резистора можно рассчитать как R = U / I, где U = (VCC / 2) / IB. Вот нашел 270 кОм. Но у этого решения есть два недостатка. Во-первых, достижимый прирост напряжения немного ниже, чем в предыдущем решении. Во-вторых, компенсация не так хороша.Тем не менее, он может быть достаточно большим для ваших проектов и ничего не стоит!

Наконец, я сравнил три решения (с фиксированным смещением, со стабилизацией по эмиттеру и со стабилизацией по коллектору) с точки зрения стабильности. Я просто заменил BC238B транзистором 2N2222, который имеет значительно меньшее усиление, и перезапустил симулятор. В простейшей конструкции с фиксированным смещением напряжение постоянного тока коллектора изменилось с 5 до 6,6 В, а коэффициент усиления по напряжению был уменьшен со 156 до 105 В (снижение на 32%). С решением для стабилизации эмиттера снижение усиления составило всего 5.7% (т.е. с 139 до 131). Наконец, стабилизация коллектора обеспечила промежуточную производительность от 143 до 121 (15%). Как и ожидалось, самое изощренное решение лучше.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Эта статья могла быть написана 60 лет назад. Здесь нет ничего нового. Однако я убежден, что разработчики часто забывают, что один транзистор иногда может заменить операционный усилитель. А это может снизить стоимость продукта на десятки центов, чем нельзя пренебрегать для приложений большого объема.Фактически, одиночный транзистор также может быть хорошим решением для сверхмалопотребляющих конструкций.

Недавно моя компания работала над системой обнаружения сигналов тревоги, в которой сигнал пьезодатчика необходимо усилить перед обнаружением. Это было несложно, за исключением того, что устройству нужно было проработать пару лет от батарейки типа «таблетка», а усилитель должен был оставаться включенным. Как вы понимаете, мы начали с попытки использовать компараторы со сверхмалым энергопотреблением, но единственный транзистор со сверхмалым током смещения оказался выигрышным решением.

Я надеюсь, что эта статья была освежающей, даже если в ней не обсуждалась захватывающая новая технология. Биполярные транзисторы не должны быть вам темной стороной, просто поиграйте с ними!

РЕСУРСОВ
Инженерные классы Bade, «BJT Biasing», 2012.

CircuitLab, Inc., www.circuitlab.com.

М. Х. Миллер, «Смещение BJT», Примечания к вводной электронике, Мичиганский университет в Дирборне, 2000 г.

PartSim, www.partsim.com.

ИСТОЧНИКИ

BC238B BJT-транзистор
Fairchild Semiconductor Corp.| www.fairchildsemi.com

Proteus VSM design suite
Электроника для лабораторий | www.labcenter.com

LTSpice SPICE simulator
Linear Technology Corp. | www.linear.com

---

Роберт Лакост живет во Франции, недалеко от Парижа. Он имеет 24-летний опыт работы в области встроенных систем, аналоговых разработок и беспроводной связи. Победитель более чем 15 международных конкурсов дизайна, в 2003 году он основал свою консалтинговую компанию ALCIOM, чтобы разделить свою страсть к инновационным проектам смешанных сигналов.Его книга («Темная сторона Роберта Лакоста») была опубликована издательством Elsevier / Newnes в 2009 году. Вы можете связаться с ним по адресу [email protected], если не забудете указать «темную сторону» в строке темы, чтобы обойти спам-фильтры. .

---

Эта полная статья опубликована в Circuit Cellar 279 (октябрь 2013 г.).

Редакционная группа Circuit Cellar состоит из профессиональных инженеров, технических редакторов и специалистов по цифровым медиа. Вы можете связаться с редакционным отделом по адресу editorial @ circuitcellar.com, @circuitcellar и facebook.com/circuitcellar

Спонсируйте эту статью «Транзисторы

— Практический EE

»

Транзисторы — это полупроводниковые устройства, которые используются для усиления, включения и выключения электрических сигналов. Существует два основных типа транзисторов: транзисторы с биполярным переходом (BJT) и полевые транзисторы (FET). Эти два типа транзисторов сильно отличаются друг от друга. Оба они могут усиливать сигналы и включать и выключать сигналы, но способ их управления и их поведение совершенно разные.Транзисторы представляют собой трехконтактные устройства, две из которых предназначены для основного проводящего пути через устройство, а третья клемма предназначена для управления этим путем.

Биполярные переходные транзисторы (БЮТ)

Существует два типа BJT: PNP и NPN. Буквы «P» и «N» относятся к кремниевому легирующему агенту, используемому при изготовлении транзистора, и существенное различие, о котором следует помнить, состоит в том, что они имеют противоположную полярность, что означает, что ток течет по клеммам и от них в противоположных направлениях.Клеммы BJT называются Base (b), Collector (c) и Emitter (e).

B = База
C = Коллектор
E = Излучатель

Символы BJT

Обозначения биполярного транзистора

Коллектор и эмиттер образуют основной токопроводящий путь, а база управляет этим путем.

Чтобы объяснить, как работает BJT, я начну с NPN. PNP такой же, но с обратным направлением тока на каждой клемме. Проще всего думать о BJT как об устройствах, управляемых током, и думать о стрелке в символе как о диоде.Чтобы включить NPN BJT, нужно подать ток на базу. Этот ток течет через базу, через диод, обозначенный стрелкой, и выходит из эмиттера. Прямое напряжение от базы к эмиттерному диоду обычно составляет около 0,7 В, поэтому ток, протекающий от базы к эмиттеру, создает напряжение 0,7 В от базы к эмиттеру (Vbe = 0,7 В). Ток, протекающий в базу, также заставляет ток течь в коллектор и выходить из эмиттера (ток в базе «включает» транзистор). Этот ток, протекающий в коллектор, Ic, пропорционален току, протекающему в базе, Ib, а коэффициент пропорциональности называется бета (β) и является одной из ключевых характеристик BJT.Таким образом, полный ток, вытекающий из эмиттера, равен Ib + Ic.

Еще одним важным аспектом BJT является напряжение между коллектором и эмиттером. Здесь нет особого отношения напряжений, за исключением того, что существует минимальное напряжение, которое обычно составляет от 0,2 В до 0,3 В от коллектора к эмиттеру для NPN и от эмиттера к коллектору для PNP. Это называется V _{CE, SAT} (напряжение насыщения коллектор-эмиттер).

Чтобы выключить NPN BJT, просто прекратите подавать ток на базу.Тогда ток перестанет течь от коллектора к эмиттеру, или, иначе говоря, токопроводящий путь от коллектора к эмиттеру перекрывается.

Текущий поток BJT

Как я сказал выше, PNP похожи на NPN, за исключением того, что ток течет в противоположных направлениях. Чтобы включить PNP, снимите ток с базы. Этот ток течет к базе от эмиттера через диод, обозначенный стрелкой, и напряжение около 0,7 В формируется от эмиттера к базе. Ток, вытекающий из базы из эмиттера, заставляет ток течь из коллектора из эмиттера.Ток, который индуцируется течением от эмиттера к коллектору, пропорционален току, текущему из базы, а константа пропорциональности равна β.

Общие уравнения BJT

I _E = I _B + I _C ; Ток эмиттера равен току базы плюс ток коллектора.

I _C = β * I _B ; Ток коллектора равен бета-коэффициенту транзистора, умноженному на ток базы.

В _{CE, SAT} = ~ +/-. 3 В ; При включении минимальное напряжение (напряжение насыщения) от коллектора до эмиттера составляет около + 0,3 В для NPN и -,3 В для PNP.

• Обратите внимание, что Vce не обязательно будет таким низким, просто он не будет снижаться независимо от того, насколько больше протекает ток коллектора … устройство было насыщено.

В _BE = ~ +/-. 7 В ; При включении напряжение от базы до эмиттера составляет около + .7 В для NPN и -.7В для PNP.

BJT как усилитель

Чтобы использовать BJT в качестве усилителя, используется соотношение между током коллектора и током базы. Бета транзистора обычно составляет от 50 до 200, поэтому ток, подаваемый в базу, будет усилен током коллектора за счет бета. Если вы хотите усилить напряжение вместо тока, просто используйте резисторы для преобразования напряжения в ток по закону Ома. Важно знать, что для большинства BJT бета-версия не является точной спецификацией.Во-первых, она сильно зависит от температуры. Итак, есть несколько приемов, которые вам нужно использовать для практической реализации BJT, используемого в качестве точного усилителя.

Я должен быть честным, что мне не приходилось внедрять BJT для этой цели в моей карьере, и я больше не помню эти уловки из колледжа, поэтому я собираюсь прекратить обсуждение использования BJT в качестве усилителей на этом этапе.

BJT как коммутатор

Биполярный транзистор можно использовать как выключатель, переводя его между полным насыщением и полностью выключенным.Чтобы довести NPN BJT до насыщения, подайте достаточный ток в базу, например, V _{CE_SAT} упадет до 0,2 — 0,3 В, а затем увеличьте напряжение, чтобы обеспечить запас. Рассмотрим схему ниже, показывающую, например, NPN BJT-транзистор, управляющий резистором.

Транзистор NPN BJT, управляющий резистором

Вопрос в том, какое значение R будет гарантировать, что питание 3,3 В приведет транзистор к насыщению, которое мы определим как V _{CE_SAT} = 0,3 В. Помните, что: ток коллектора = β * базовый ток .Я собираюсь рассказать вам хорошее эмпирическое правило для насыщенности BJT. Бета обычно сильно зависит от температуры, поэтому будьте осторожны, чтобы рассмотреть худший случай, но вам действительно не нужно знать фактическое бета транзистора. Наименьшие значения беты, возможно, составляют около 50, поэтому просто предположите, что бета равна 10. Для насыщенности создайте бета, равную 10, и у вас должен быть достаточный запас.

Полезное правило: для расчетов насыщенности предположим, что бета = 10

Процесс:

• Определите Ic по компонентам на токопроводящем пути от коллектора к эмиттеру.
• Рассчитайте Ib по Ib = Ic / β.
• Определите R по компонентам в токопроводящем пути от базы к эмиттеру.

Помните, что Vb примерно на 0,7 В выше Ve в NPN BJT-транзисторе.

R должно быть 5532 или меньше, чтобы транзистор перешел в насыщение. 4,7 КБ — это обычное стандартное значение, так что это был бы мой выбор. Кроме того, должен быть достаточный запас, позволяющий допускать свободный допуск в 5%.

% PDF-1.3 % 36 0 объект > эндобдж xref 36 237 0000000016 00000 н. 0000005089 00000 н. 0000006668 00000 н. 0000006823 00000 н. 0000007106 00000 н. 0000007450 00000 н. 0000007748 00000 н. 0000007998 00000 н. 0000008312 00000 н. 0000008636 00000 н. 0000008951 00000 п. 0000009397 00000 н. 0000009885 00000 н. 0000010169 00000 п. 0000010433 00000 п. 0000010731 00000 п. 0000011036 00000 п. 0000011329 00000 п. 0000011606 00000 п. 0000011996 00000 п. 0000012224 00000 п. 0000012545 00000 п. 0000012867 00000 п. 0000013135 00000 п. 0000013507 00000 п. 0000013765 00000 п. 0000014029 00000 п. 0000014417 00000 п. 0000014754 00000 п. 0000015040 00000 п. 0000015355 00000 п. 0000015406 00000 п. 0000015706 00000 п. 0000016014 00000 п. 0000016283 00000 п. 0000016596 00000 п. 0000016907 00000 п. 0000017178 00000 п. 0000017359 00000 п. 0000017620 00000 н. 0000017829 00000 п. 0000018163 00000 п. 0000018471 00000 п. 0000018644 00000 п. 0000018837 00000 п. 0000019081 00000 п. 0000019356 00000 п. 0000019603 00000 п. 0000019918 00000 п. 0000020257 00000 п. 0000020575 00000 п. 0000021004 00000 п. 0000021170 00000 п. 0000021432 00000 п. 0000021598 00000 п. 0000021861 00000 п. 0000022125 00000 п. 0000022331 00000 п. 0000022642 00000 п. 0000022905 00000 п. 0000023059 00000 п. 0000023323 00000 п. 0000023584 00000 п. 0000023822 00000 п. 0000024168 00000 п. 0000024470 00000 п. 0000024748 00000 п. 0000025027 00000 н. 0000025079 00000 п. 0000025218 00000 п. 0000025449 00000 п. 0000025705 00000 п. 0000025929 00000 п. 0000025981 00000 п. 0000026018 00000 п. 0000026070 00000 п. 0000026135 00000 п. 0000026303 00000 п. 0000026403 00000 п. 0000026665 00000 п. 0000026907 00000 п. 0000027169 00000 н. 0000027458 00000 п. 0000027688 00000 н. 0000027878 00000 н. 0000028178 00000 п. 0000028476 00000 п. 0000028788 00000 п. 0000029155 00000 п. 0000029410 00000 п. 0000029718 00000 п. 0000030025 00000 п. 0000030250 00000 п. 0000030550 00000 п. 0000030757 00000 п. 0000031029 00000 п. 0000031269 00000 п. 0000031436 00000 п. 0000031488 00000 п. 0000031750 00000 п. 0000031984 00000 п. 0000032210 00000 п. 0000032467 00000 п. 0000032704 00000 п. 0000032947 00000 п. 0000033207 00000 п. 0000033424 00000 п. 0000033768 00000 п. 0000034004 00000 п. 0000034239 00000 п. 0000034517 00000 п. 0000034774 00000 п. 0000035091 00000 п. 0000035332 00000 п. 0000035648 00000 п. 0000035945 00000 п. 0000036245 00000 п. 0000036488 00000 п. 0000036743 00000 п. 0000036795 00000 п. 0000036965 00000 п. 0000037333 00000 п. 0000037577 00000 п. 0000037931 00000 н. 0000038136 00000 п. 0000038322 00000 п. 0000038692 00000 п. 0000038744 00000 п. 0000038913 00000 п. 0000039163 00000 п. 0000039381 00000 п. 0000039516 00000 п. 0000039727 00000 н. 0000040048 00000 н. 0000040361 00000 п. 0000040738 00000 п. 0000040955 00000 п. 0000041216 00000 п. 0000041382 00000 п. 0000041681 00000 п. 0000041943 00000 п. 0000042191 00000 п. 0000042495 00000 п. 0000042757 00000 п. 0000043067 00000 п. 0000043461 00000 п. 0000043502 00000 п. 0000043803 00000 п. 0000044059 00000 п. 0000044326 00000 п. 0000044579 00000 п. 0000044888 00000 н. 0000045212 00000 п. 0000045560 00000 п. 0000045912 00000 п. 0000046214 00000 п. 0000046469 00000 н. 0000046787 00000 п. 0000047071 00000 п. 0000047362 00000 п. 0000047687 00000 п. 0000047972 00000 п. 0000048245 00000 п. 0000048523 00000 п. 0000048922 00000 н. 0000049101 00000 п. 0000049367 00000 п. 0000049634 00000 п. 0000050014 00000 п. 0000050290 00000 н. 0000050554 00000 п. 0000050779 00000 п. 0000051049 00000 п. 0000051243 00000 п. 0000051459 00000 п. 0000051768 00000 п. 0000051996 00000 п. 0000052313 00000 п. 0000052573 00000 п. 0000052812 00000 п. 0000053074 00000 п. 0000053355 00000 п. 0000053687 00000 п. 0000053865 00000 п. 0000054091 00000 п. 0000054358 00000 п. 0000054684 00000 п. 0000054924 00000 п. 0000055240 00000 п. 0000055552 00000 п. 0000055811 00000 п. 0000056004 00000 п. 0000056308 00000 п. 0000056429 00000 п. 0000056963 00000 п. 0000057015 00000 п. 0000057323 00000 п. 0000057585 00000 п. 0000057763 00000 п. 0000058029 00000 п. 0000058289 00000 п. 0000058590 00000 п. 0000059387 00000 п. 0000059625 00000 п. 0000059896 00000 н. 0000060105 00000 п. 0000060372 00000 п. 0000060623 00000 п. 0000060843 00000 п. 0000061106 00000 п. 0000061366 00000 п. 0000061673 00000 п. 0000061965 00000 п. 0000062250 00000 п. 0000062475 00000 п. 0000062702 00000 п. 0000062960 00000 п. 0000065279 00000 п. 0000065539 00000 п. 0000065604 00000 п. 0000065780 00000 п. 0000066056 00000 п. 0000066108 00000 п. 0000066382 00000 п. 0000066462 00000 н. 0000066543 00000 п. 0000066900 00000 н. 0000067078 00000 п. 0000067256 00000 п. 0000067613 00000 п. 0000067665 00000 п. 0000067901 00000 п. 0000067984 00000 п. 0000068188 00000 п. 0000068328 00000 п. 0000005176 00000 н. 0000006645 00000 н. трейлер ] >> startxref 0 %% EOF 37 0 объект > эндобдж 271 0 объект > транслировать HVWL [W> 1 = foySTi ^ PDj0Yb! YiPN * u! 5j9 :: = /

.