Параллельное соединение биполярных и полевых транзисторов

Методы предварительного подбора биполярных и МОСФЕТ-транзисторов для их последующего параллельного соединения в выходных каскадах усилителей мощ- ности, линейных стабилизаторов и прочих устройств

Параллельное соединение транзисторов, будь то усилитель мощности, линейный стабилизатор или какое-либо иное силовое устройство, применяется в тех случаях, когда один полупроводник не в состоянии (в силу своих электрических характеристик) передать в нагрузку требуемую величину тока, а соответственно, и мощности. Именно для увеличения предельного суммарного тока транзисторов и служит их параллельное соединение.

Однако простое соединение одноименных выводов транзисторов не даёт положительных результатов из-за неравномерного распределения тока между полупроводниками, связанного с относительно большим разбросом их характеристик. При повышении рабочей температуры неравномерное распределение тока между транзисторами становится ещё большим до тех пор, пока практически весь ток нагрузки не потечет через один из транзисторов (с наибольшим коэффициентом усиления), что неизбежно приведёт к его пробою.

А далее выход из строя одного из транзисторов неизбежно приведёт к выходу из строя и других транзисторов в цепочке.

Для выравнивания распределения токов через несколько параллельно соединённых полупроводников необходимо выполнить два действия:
1. Подобрать транзисторы с максимально близкими характеристиками;
2. Включить в их эмиттерные (или истоковые) цепи дополнительные выравнивающие резисторы небольшого сопротивления (Рис.1).

Рис.1 Параллельное соединение биполярных и полевых транзисторов

Величину сопротивлений выравнивающих резисторов следует выбирать одного номинала, исходя из падения напряжения на них при максимальном рабочем токе – около 0,7 вольта.

Теперь, что касается подбора транзисторов с максимально близкими характеристиками.

Для биполярных транзисторов нужно стремиться использовать приборы с близкими параметрами коэффициента усиления по току h31э.
Измерять h31э транзисторов желательно при токах коллектора, не сильно отличающихся от рабочих.

Если это выходные транзисторы усилителя мощности – то хотя бы при токах, близких к току покоя транзисторов выходного каскада.
Поскольку мультиметры с возможностью измерения параметров транзисторов предназначены в основном для работы с маломощными полупроводниками, то для корректного результата имеет смысл воспользоваться схемой измерения, приведённой на Рис.2.

Рис.2 Измерение параметра h31э мощных биполярных транзисторов

В приведённой схеме h31_э = I_к/I_б = I_к/[(5v — 0,7v)/R1] ≈ I_к/0,52.
Производить проверку транзистора надо как можно быстрее, потому что уже при токах коллектора свыше 100 мА он начинает нагреваться и тем самым вносить погрешности в результаты измерений.

Параллельно соединённые полевые MOSFET транзисторы необходимо предварительно подобрать по идентичности величины напряжения Uзи при заданном токе стока. Без особых затрат это можно сделать, соорудив схему, приведённую на Рис.3.

Рис.3 Предварительный подбор МОСФЕТ-транзисторов для параллельного включения

Ток истока, при котором производиться измерение напряжения Uзи, задаётся резистором R1 и при номинале 200 Ом составляет:

I_c = (12v — U_зи)/R1 ≈ 9v/0,2k ≈ 45mA.
Резистор R1 должен быть рассчитан на мощность 0,5…1 Вт.

 

Особенности параллельного соединения модулей SiC MOSFET

Возможности SiC MOSFET по повышению тока (> 400 А) гораздо более ограничены по сравнению с Si IGBT, особенно если требуются компоненты в стандартных конструктивах или от нескольких поставщиков. Кроме того, физически меньшие корпуса, которые производятся крупными партиями, как правило, намного дешевле, чем большие, но выпускаемые малыми сериями. Однако при использовании параллельного соединения модулей прежде всего руководствуются техническими соображениями, и в случае SiC MOSFET это гораздо важнее, чем для IGBT, по следующим причинам:

• При установке на радиатор нескольких небольших корпусов обеспечивается гораздо лучшее распределение тепла и его отвод. Это позволяет получить большую токовую отдачу от более дорогих SiC MOSFET-модулей.
• Большие корпуса имеют более высокие распределенные индуктивности, как в силовом контуре, так и в цепях управления затвором, что определяется физической длиной цепи и использованием винтовых соединений для передачи высоких токов.
• Применение большого количества чипов делает крайне критичным требование к симметрии их расположения и выравниванию индуктивностей затворов. Решение этой задачи является очень трудным для стандартных конструктивов, имеющих ограниченные возможности.
• Из двух предыдущих пунктов понятно, как добиться большей скорости переключения и, следовательно, снизить потери и перепады напряжения при выключении при использовании корпусов меньших размеров.

 

Различия в параллельном соединении IGBT и SiC MOSFET

Тщательный анализ показывает, что, несмотря на более высокую скорость коммутации, в отношении параллельного соединения SiC MOSFET имеют некоторые преимущества по сравнению с IGBT.

• Транзисторы SiC MOSFET имеют более высокий положительный температурный коэффициент R_dson по сравнению с напряжением насыщения V_CEsat Si IGBT. Это играет роль отрицательной обратной связи при статическом выравнивании токов. Если один из приборов принимает больший ток, то его чипы и сам модуль нагреваются сильнее, что увеличивает R_dsonи, следовательно, уменьшает ток ключа. Такая отрицательная обратная связь снижает степень теплового дисбаланса.
• Коммутационные потери Si IGBT заметно растут с повышением температуры, и это положительно влияет на температурный небаланс. Более нагретый чип имеет большие потери, поэтому нагревается еще сильнее. SiC MOSFET демонстрируют незначительное увеличение коммутационных потерь при нагреве, что существенно снижает данный эффект.
• SiC MOSFET имеют более плавную прямую характеристику, то есть небольшие изменения напряжения на затворе в районе пороговой зоны оказывают меньшее влияние на ток стока, чем у эквивалентного Si IGBT. Это улучшает динамическое распределение токов.
• Статистический анализ приборов Infineon с Trench-затвором показывает, что с точки зрения распределения параметров модули с более высоким R_DSon имеют меньшие коммутационные потери, что помогает отбирать партии компонентов по потерям.

 

Опыт работы с параллельным соединением на примере тестовой платформы

Рассмотрим некоторые аспекты тестовой платформы:

1. Внутренняя топология модуля.
2. Топология PCB силового каскада.
3. Конструкция драйвера.
4. Топология PCB-драйвера.
5. Измерительные приборы.
6. Статическое распределение токов.
7. Динамическое распределение токов.

Внутренняя топология модуля

Параллельное соединение должно начинаться с анализа топологии мощных и сигнальных цепей внутри модуля. Внутренняя компоновка кристаллов и выводов модуля может быть выполнена таким образом, чтобы обеспечить одинаковость и симметрию мощных цепей и соединений затворов параллельных чипов. Это должно быть реализовано при сохранении низкой распределенной индуктивности контура коммутации. В общем случае контактный массив сетки в преобразователях, выполненных на основе PCB, позволяет гибко оптимизировать компоновку.

Топология PCB силового каскада

Топология модуля разделена на две симметричные половины. Для получения нужной симметрии силовая схема выполнена в виде зеркального отражения по осевой линии. Это необходимо для обеспечения равномерного распределения токов между чипами, входящими в модуль. Для каждого из четырех модулей была использована точная копия топологии, чтобы сохранить равномерное распределение токов между модулями. Также важно обеспечить низкую индуктивность внешнего контура коммутации, что достигается за счет перекрытия шин DC+ и DC–, выполненных в виде планарных медных слоев PCB с использованием развязывающих конденсаторов.

Схема драйвера

При использовании общего драйвера затвора для управления четырьмя параллельными модулями важно исключить протекание любых токов в сигнальной цепи истока. На рис. 1 на упрощенном примере с двумя модулями показано, как вспомогательное соединение истоков обеспечивает параллельный путь к силовой токовой цепи. Некоторые электроны, именуемые «подростковыми», потому что им нравится идти своей дорогой, могут течь по такой параллельной цепи сигнального истока. Этот ток может быть достаточно большим для того, чтобы вызвать осцилляции в цепи затвора и даже привести к повреждению и размыканию внутренних соединительных проводников модуля.

Рис. 1. Путь прохождения тока при общем подключении истоков

Схема, представленная на рис. 2, используется для уменьшения нежелательных циркулирующих токов. Она содержит синфазный дроссель, имеющий низкий импеданс по отношению к нормальным токам затвора, где входящий и выходящий токи равны, и высокий импеданс к нежелательным токам, проходящим только в цепи истока. Дополнительно для управления каждым затвором в драйвере предусмотрен отдельный усилительный каскад. Это позволяет создать сопротивление в подключении истока, но благодаря наличию конденсаторов любой ток, протекающий по этому пути, не влияет на форму сигнала управления затвором. Ситуация меняется при использовании обычного сопротивления истока, поскольку любой ток, проходящий по этому резистору, будет влиять на напряжение в цепи «затвор-исток», что снижет уровень сигнала управления и увеличивает возможность возникновения пульсаций затвора.

Рис. 2. Схема драйвера затвора

Топология платы драйвера

Модуль 6 мОм имеет двойные контакты для подключения выводов «затвор-исток» и двойные силовые контакты для подключения стока и истока. Это позволяет уменьшить индуктивность и улучшить распределение токов между чипами SiC MOSFET внутри модуля. Основная задача трассировки платы состоит в обеспечении симметрии подключения обеих пар цепей «затвор-исток». Далее необходимо гарантировать одновременное включение и выключение затворов всех четырех модулей. Это достигается с помощью структуры, называемой «дерево», обеспечивающей низкую индуктивность трасс «затвор-исток», имеющих одинаковую длину. Также должна быть симметричной и топология буферных каскадов для каждой пары подключений «затвор-исток». Измерения показали, что максимальная разница времен коммутации затворов не превышает 5 нс.

Измерительное оборудование

На рис. 3 показана схема, используемая для проведения так называемого двухимпульсного теста (DPT — Double Pulse Test). Важно измерить распределение токов в испытательной установке, построенной по схеме H-моста, чтобы прохождение токов и магнитные поля соответствовали конечному применению. Кроме того, нужно иметь возможность генерировать синхронные импульсы управления оппозитными ключами испытуемого устройства с «мертвым временем», длительность которого отвечает системным требованиям.

Рис. 3. Схема двухимпульсного теста (DPT)

Для измерения токов стока и истока трассы DC-шины на печатной плате выполнены с отверстиями с обеих сторон для подключения петли Роговского. Это позволяет измерять ток в цепи DC–, который соответствует току стока нижнего ключа, и в цепи DC+, который отражает ток стока верхнего ключа. Также в установке предусмотрена возможность измерять баланс выходных токов между двумя наборами выходных контактов модуля.

Статическое распределение токов

На рис. 4 показан ток истока четырех нижних ключей в ходе теста DPT. Синхронное выпрямление использовалось для включения верхнего SiC MOSFET после окончания первого импульса, следующего за «мертвым временем», а не после второго импульса, который позволяет току перекоммутироваться на верхний встроенный диод. Небаланс токов четырех согласованных модулей составил ±3%. Отметим, что распределение токов ухудшается после второго импульса, когда MOSFET-транзистор не управляется и ток проходит только через встроенный диод.

Рис. 4. Тест DPT: форма токов четырех параллельных модулей (50 мкс/дел., 50 A/дел.).
Зеленая кривая — Vgs (5 В/дел.).
Синяя кривая — Vds (100 В/дел.):
а) обычный масштаб;
б) масштаб увеличен

Описанный начальный тест проводился с модулями, отобранными по величине R_DS (разброс не более 2%). Также была выполнена проверка модулей с разбросом R_DS 7%, при этом небаланс токов ухудшился на ±4%. Дополнительные испытания при высокой температуре и коммутации верхних ключей показали одинаково хорошие результаты. На рис. 4б представлены увеличенные эпюры сигналов, изображенных на рис. 4а.

Динамическое распределение токов

Измерения показали хорошее динамическое распределение токов как при включении, так и при выключении нижних транзисторов (рис. 5). Не наблюдалось никаких осцилляций тока, что также указывает на равномерное распределение токов между приборами во время включения и выключения. Испытания при различных температурах, измерения режимов верхних ключей и с 7%-ным разбросом R_DS показали похожие характеристики.

Рис. 5. Тест DPT: выключение четырех параллельных модулей (200 нс/дел., 50 A/дел.).
Зеленая кривая — Vgs (5 В/дел.).
Синяя кривая — Vds (100 В/дел.):
а) обычный масштаб;
б) масштаб увеличен

 

Выравнивание токов в лаборатории и при серийном производстве

Лабораторные испытания продемонстрировали хорошее распределение токов на очень маленькой выборке модулей. Однако если устройство должно стать коммерческим крупносерийным продуктом, то необходимо рассчитать распределение токов для случайно выбранных модулей с нормальным распределением электрических параметров. Метод, используемый для этого, назван анализом Монте-Карло в честь знаменитого одноименного казино. Для анализа выбирают комплект из четырех модулей (каждый случайным образом), имеющих статистический производственный разброс значений потерь переключения и сопротивления R_{DS_on}.

На основе этих параметров вычисляется ток в каждом модуле и оценивается температура их кристаллов. Поскольку потери переключения и величина R_{DS_on} зависят от нагрева, для расчета конечного значения тока и температуры кристаллов в каждом модуле используется несколько итераций. Этот процесс можно повторить, например, для 50 000 комплектов случайно выбранных компонентов и вычислить нормализованное распределение T_j. В нашем случае результат представлял собой вариацию при ±3s от ±7С. Еще одна ошибка в расчетах вызвана тем, что существует перекрестная корреляция между R_{DS_on} и коммутационными потерями E_tot, когда приборы с меньшим значением R_{DS_on} имеют тенденцию к более высокому E_tot.

 

Заключение

В статье показано, что четыре параллельных модуля способны продемонстрировать хорошее распределение токов как в статических, так и в динамических условиях. С помощью анализа Монте-Карло компоненты могут быть выбраны случайным образом и при этом иметь хорошее распределение при массовом производстве. Необходимо позаботиться о подавлении осцилляций тока в цепях затворов, и, конечно же, разработчики должны следовать трем наиболее важным правилам параллельного соединения силовых полупроводников, а именно симметрии, симметрии и еще раз симметрии.

Литература

1. Infineon AN 2017-41. Evaluation Board for CoolSiC Easy1B half-bridge modules.
2. Infineon AN 2017-04. Advanced Gate Drive Options for Silicon Carbide (SiC) MOSFETs using EiceDRIVER.
3. Infineon AN2014-12. EiceDRIVER™ 1EDI Compact Family. Techni-cal description.
4. Infineon AN2018-09. Guidelines for CoolSiC MOSFET gate drive voltage window
5. Infineon AN2017-14. Evaluation Board EVAL-1EDI20h22AH-SIC.
6. Infineon AN2007-04. How to calculate and minimize the dead time requirement for IGBT’s properly.
7. Infineon AN2017-46. CoolSiC 1200 V SiC MOSFET. Application Note.

current — Параллельные полевые МОП-транзисторы — СпросиСеть спросил

6 лет, 5 месяцев назад

Изменено 3 года, 1 месяц назад

Просмотрено 46 тысяч раз

\$\начало группы\$

Когда я пошел в школу, у нас были базовые схемы и тому подобное.

Я узнал, что это была плохая идея:

^{смоделируйте эту цепь – Схема создана с помощью CircuitLab}

Поскольку ток почти наверняка не будет течь одинаково через эти три предохранителя. Но я видел несколько схем, в которых используются параллельные транзисторы и МОП-транзисторы, например:

^{имитируют эту схему}

Как через них протекает ток? Гарантировано ли, что поток будет одинаковым? Если у меня есть три полевых МОП-транзистора, каждый из которых может выдерживать ток 1 А, смогу ли я потреблять 3 А тока, не поджаривая один из полевых МОП-транзисторов?

• ток
• МОП-транзистор
• параллельный
• предохранители

\$\конечная группа\$

8

\$\начало группы\$

МОП-транзисторы немного необычны тем, что если вы соедините несколько из них параллельно, они довольно хорошо распределят нагрузку. По сути, когда вы включаете транзистор, каждый из них будет иметь немного другое сопротивление во включенном состоянии и немного другой ток. Те, которые несут больший ток, будут больше нагреваться и увеличивать свое сопротивление во включенном состоянии. Это немного перераспределяет ток. При условии, что переключение достаточно медленное для того, чтобы произошел нагрев, это дает естественный эффект выравнивания нагрузки.

Естественное распределение нагрузки не идеально. Вы все равно получите некоторый дисбаланс. Сколько будет зависеть от того, насколько хорошо согласованы транзисторы. Несколько транзисторов на одном кристалле будут лучше, чем отдельные транзисторы, а помогут транзисторы одного возраста, из одной партии или проверенные и подобранные с подобным. Но как очень грубое число, я ожидаю, что вы сможете переключать около 2,5 А с помощью трех полевых МОП-транзисторов на 1 А. В реальной схеме было бы разумно посмотреть таблицы данных производителя и примечания по применению, чтобы увидеть, что они рекомендуют.

Кроме того, эта схема не совсем то, что вам нужно. Вам лучше использовать полевые МОП-транзисторы N-типа для переключения нижнего плеча. Или, если вы хотите придерживаться переключения с высокой стороны, приобретите полевые МОП-транзисторы P-типа. Вам также понадобится правильно размещенный резистор, чтобы убедиться, что затворы не плавают, когда переключатель разомкнут.

\$\конечная группа\$

6

\$\начало группы\$

International Rectifier — Рекомендации по применению AN-941 — Параллельные силовые МОП-транзисторы

Их «краткое описание» (курсив мой):

• Используйте отдельные резисторы затвора , чтобы исключить риск паразитных колебаний.
• Убедитесь, что параллельные устройства имеют герметичное термосоединение .
• Выровняйте индуктивность общего источника и уменьшите ее до значения, которое не сильно влияет на общие потери при переключении на рабочей частоте.
• Уменьшите паразитную индуктивность до значений, обеспечивающих приемлемые выбросы при максимальном рабочем токе.
• Убедитесь, что затвор полевого МОП-транзистора обращен к жесткому источнику (напряжению) с минимально возможным импедансом.
• Стабилитроны в цепях управления затвором могут вызывать колебания. При необходимости их следует размещать на стороне драйвера развязывающего резистора(ов) затвора.
• Конденсаторы в цепях управления затвором замедляют переключение, тем самым увеличивая небаланс переключения между устройствами и вызывая колебания.
• Блуждающие компоненты сведены к минимуму за счет плотной компоновки и уравновешены симметричным расположением компонентов и маршрутизацией соединений.

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Обратите внимание, что МОП-транзисторы полагаются на равномерное распределение тока даже в масштабе с одним устройством. В отличие от теоретических моделей, где канал представлен линией между истоком и стоком, в реальных устройствах, как правило, область канала распределяется по кристаллу для увеличения максимального тока:

^{(область канала распределена по шестиугольной схеме. отсюда)}

Части канала можно рассматривать как отдельные МОП-транзисторы, соединенные параллельно. Распределение тока в частях канала близко к равномерному благодаря естественному эффекту балансировки нагрузки, описанному @Jack B.

\$\конечная группа\$

2

\$\начало группы\$

Почти 3 года спустя, для тех, кто найдет это сейчас… На вопрос был дан очень хороший ответ, но я бы также добавил, что паразитные колебания могут быть проблемой, если ворота просто связаны друг с другом напрямую. Как правило, вы увидите простую радиоуправляемую сеть у ворот, чтобы предотвратить это. Вот так.

Значения могут быть довольно низкими; обычно 470 Ом Rs и 100 пФ Cs

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Один из советов был: — Убедитесь, что параллельно подключенные устройства имеют надежную тепловую связь. Однако я думаю, что автоматическая балансировка нагрузки, вызванная положительным температурным коэффициентом сопротивления, будет работать лучше без жесткой тепловой связи! В понижающем преобразователе у вас также могут быть параллельные диоды Шоттки. Их тепловой коэффициент работает по-другому. Их прямое падение напряжения будет уменьшаться с повышением температуры. Так что для них очень важна тесная тепловая связь. В противном случае ток в самом горячем диоде может убежать!

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Я думаю, что самый простой способ взглянуть на эту проблему — посмотреть на сопротивление сток-исток в таблице данных. В худшем случае у вас есть одно устройство с самым низким сопротивлением, а остальные с самым высоким сопротивлением. Это простая задача о параллельном сопротивлении, чтобы рассчитать, какой ток будет протекать через каждый транзистор. Просто имейте в виду, что при выборе устройства необходимо иметь некоторую защитную полосу для учета колебаний температуры и эффектов старения устройства.

\$\конечная группа\$

1

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания и подтверждаете, что прочитали и поняли нашу политику конфиденциальности и кодекс поведения.

параллельных МОП-транзисторов для увеличения тока (регулируемый источник тока 40 А)

спросил 4 года, 7 месяцев назад

Изменено 4 года, 7 месяцев назад

Просмотрено 8к раз

\$\начало группы\$

В моем предыдущем вопросе о регулируемом источнике постоянного тока мне посоветовали использовать операционный усилитель и полевой МОП-транзистор для создания источника тока, который я мог бы регулировать с помощью переменного входного напряжения.

Цель состоит в том, чтобы проверить некоторые предохранители (нормальный рабочий ток и время/ток до плавкого предохранителя). Для этого мне понадобится около 50А (как минимум).

Вот исходная предложенная схема:

(Источник изображения: Изучение электроники)

Резистор будет заменен на резистор гораздо меньшего номинала (в мОм для работы с большим током). Чтобы избежать тепловых проблем, я бы хотел подключить МОП-транзисторы параллельно (4 устройства). Должен ли я использовать один операционный усилитель на каждый полевой МОП-транзистор (копировать всю схему четыре раза) или я должен использовать только один операционный усилитель?

Думаю, я понимаю, как работает схема с одним МОП-транзистором, но мне нужна помощь, чтобы масштабировать ее и избежать поджаривания моего бедного одиночного МОП-транзистора с током 40 А постоянного тока !!

Идея заключалась в том, чтобы использовать автомобильный аккумулятор в качестве основного источника питания. Vdd около 12В и много ампер!

• МОП-транзистор
• ток
• параллельный

\$\конечная группа\$

7

\$\начало группы\$

У вас две проблемы

1. Параллельное соединение MOSEFT в этом режиме нестабильно. Тем не менее, вы можете запараллелить выходы нескольких полностью независимых источников тока, каждый со своим собственным устройством питания, Rs и операционным усилителем.
2. Большинство полевых МОП-транзисторов не любят работать в таком линейном режиме, они разработаны и предназначены для работы в режиме переключения. Внутри полевые МОП-транзисторы представляют собой сотни, если не тысячи отдельных небольших полевых транзисторов. При полном включении они хорошо распределяют ток, их сопротивление меняется в зависимости от температуры, так что любые горячие точки на кристалле теряют ток и охлаждаются. При работе в линейном режиме они нестабильны, при этом \$V_{GS}\$ изменяется с температурой, так что любые горячие точки на кристалле становятся более горячими и быстро теряют тепло.

Если вы посмотрите на график безопасной рабочей зоны (SOA) для многих мощных полевых МОП-транзисторов, вы найдете кривые для различных длин импульсов, но редко кривую постоянного тока, они просто не предназначены для рассеивания значительной мощности в условиях постоянного тока. Во время короткого импульса в линейной области или во время перехода от выключения к включению кубик действительно начинает убегать, но линейное событие заканчивается до того, как будет нанесен какой-либо ущерб. Если вы проверите график SOA для BJT, вы всегда найдете линию постоянного тока, они будут работать на постоянный ток.

У вас есть три варианта.

1. Найдите полевые транзисторы, предназначенные для работы на постоянном токе в линейной области. Их немного и они относительно дороги. Обычно они предназначены для усилителей звука.
2. Работайте с полевым транзистором на долю его номинального рассеяния при переключении, возможно, на 20 %. Это наверное безопасно.
3. Используйте BJT. Дарлингтоны часто имеют коэффициент усиления по току выше 1000, поэтому не слишком сильно нагружайте ваш текущий сервооперационный усилитель.

\$\конечная группа\$

11

\$\начало группы\$

Используйте один операционный усилитель, способный управлять довольно высоким током (20+ мА), и добавьте резистор 1 кОм на каждый затвор MOSFET.

Хорошим примером является аудиоусилитель, вам не нужно заботиться о схеме регулирования, поскольку вы используете операционный усилитель, но он показывает, что Mosfet подключен параллельно.

Поскольку MOSFET имеет положительную температурную зависимость по отношению к температуре, они автоматически компенсируют протекание тока и избегают теплового разгона.

\$\конечная группа\$

9

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания и подтверждаете, что прочитали и поняли нашу политику конфиденциальности и кодекс поведения.