Обратные связи в усилителях | Основы электроакустики

Обратные связи в усилителях

В усилителях нередко часть вы­ходного напряжения подается на их вход через так назы­ваемый четырехполюсник обратной связи, т. е. осуществ­ляется обратная связь. Обратная связь оказывает большое влияние на параметры усилительных каскадов.

При обратной связи по напряжению сигнал обратной связи пропорционален напряжению на выходе усилителя. Есть и обратные связи по току — в них сигнал обратной связи снимается обычно с резистора, включенного после­довательно с нагрузкой. В этом случае падение напряже­ния на этом резисторе (а следовательно, и напряжение обратной связи) пропорционально току нагрузки.

Обратная связь характеризуется важным параметром — глубиной А. Он определяет, во сколько раз изменяются параметры усилителя при введении обратной связи. Глу­бина обратной связи по напряжению определяется как А = 1 — росК0, где Рос — коэффициент, указывающий, какая часть напря­жения подается в виде сигнала обратной связи, К0 — коэффициент усиления усилителя. Величина Р0СК0 назы­вается петлевым усилением, причем она положительна при положительной обратной связи и отрицательна при отрицательной обратной связи. В дальнейшем мы будем вести речь только об отрицательной обратной связи, так что для нее А= 1 + роск0.

Теория обратной связи показывает, что при введении отрицательной обратной связи по напряжению коэффи­циент усиления усилителя уменьшается в А раз, но во столько же раз уменьшается его относительная нестабиль­ность, внутренние шумы усилителя, коэффициент нели­нейных искажений и выходное сопротивление (отрица­тельная обратная связь по току стремится уменьшить изменения тока в нагрузке, что означает возрастание выходного сопротивления усилителя). Одновременно при­мерно в А раз уменьшается нижняя граничная частота и возрастает верхняя граничная частота. Таким образом, отрицательная обратная связь по напряжению (ООС) — мощное средство улучшения ряда параметров усилителя, но достигается за счет уменьшения коэффициента усиле­ния и усложнения схемы усилителя, при необходимости получить заданное усиление.

Обратная связь может быть внешней (осуществляемой внешними цепями) и внутренней, органично присущей некоторым схемам — порой даже самым элементарным. Так, рассмотренный ранее эмиттерный повторитель на биполярном транзисторе приближенно можно рассматри­вать как каскад, имеющий 100-процентную внутреннюю отрицательную обратную связь по напряжению. Его коэф­фициент усиления равен К0/(1+р0СК0)=К0/(1+К0)<1, по­скольку Рос=1 (не путайте коэффициент передачи цепи обратной связи 30С с коэффициентом передачи тока базы транзистора). Благодаря столь глубокой отрицательной обратной связи каскад обеспечивает усиление тока с малыми нелинейными искажениями, но с чуть меньшим 1 коэффициентом передачи по напряжению (коэффициент передачи по току повторителя в пределе равен (И1).

Итак, ООС является одним из способов улучшения параметров усилителей. Эта концепция, однако, в послед­ние годы была существенно пересмотрена. Дело в том, что при перегрузках усилителей, когда дифференциальное значение К0 падает, уменьшается и глубина обратной связи. При некоторых видах нелинейности (например, при ограничении усилителем верхушек синусоиды на выходе) дифференциальное значение К0 стремится к нулю и обратная связь попросту исчезает. Поэтому этот вид искажений принципиально невозможно устранить отри­цательной обратной связью — она действует до тех пор, пока усилитель является почти линейным (словом, улуч­шает усилитель там, где он и так хорош).

Более того, ограничение амплитуды при отрицатель­ной обратной связи носит более резкий характер, что на слух воспринимается подчас куда хуже, чем плавное огра­ничение. Сходна и ситуация с динамическими искажени­ями — они лишь усиливаются при глубокой отрицательной обратной связи, поскольку из-за наличия в тракте обрат­ной связи временных задержек обратная связь не успевает адекватно среагировать на быстрые изменения входного сигнала, и для них коэффициент усиления каскада во время таких задержек резко возрастает. Это ведет к пере­грузкам усилителя, хорошо воспринимаемым на слух как резкие хлопки, хрипы и т. д.

Исходя из сказанного ясна, тенденция избегать глубо­ких (или вообще) обратных связей в усилителях мощнос­ти, а нужные параметры получать за счет применения самых современных активных приборов (или наших ста­рых знакомых — электронных ламп) и новых схемотехни­ческих решений. Прекрасные результаты дает применение мощных полевых транзисторов и различных схем усили­тельных каскадов с повышенной линейностью (в частно­сти, балансных и дифференциальных).

Некоторые разработчики любительских усилителей объявили всемирную борьбу с обратными связями. Это чистейшей воды дилетантство. Внутренние обратные свя­зи есть во всех известных приборах, причем подчас доволь­но глубокие. Например, традиционно признанный луч­шим по «звучанию» ламповый триод имеет свои превосходные характеристики именно благодаря глубокой отрицатель­ной обратной связи через промежуток «анод—сетка».

Завершая этот раздел, следует отметить, что часто (если не сказать, повсеместно) встречаются паразитные обратные связи. Например, емкость Сас участка «анод-сетка» у электронных ламп создает так называемую параллельную емкостную обратную связь по напряжению. Это приводит к увеличению входной емкости лампы.

Данный эффект получил название эффекта Миллера (по имени обнаружившего его впервые специалиста). Он присущ не только лампам, но и всем приборам с тремя электродами — в том числе биполярным и полевым транзисторам, также имеющим междуэлектродные емкости. Порою из-за этого эффекта емкость входных цепей возрастает настолько, что становится главной причиной спада усиления на высоких частотах.

Паразитные обратные связи могут осуществляться через паразитные монтажные емкости, благодаря индук­тивной связи между проводниками, вследствие питания различных каскадов от источников питания низкого каче­ства (с повышенным выходным сопротивлением) и т. д. Тщательная конструкция и монтаж усилителей сводят влияние паразитных обратных связей к минимуму.

Обратная связь и компенсация — CoderLessons.com

Основное назначение сети смещения состоит в установлении взаимосвязей между напряжением и током коллектор-база-эмиттер в рабочей точке цепи (рабочая точка также известна как точка покоя, точка Q, точка без сигнала, точка холостого хода, или статическая точка). Поскольку транзисторы редко работают в этой точке Q, базовые сети смещения обычно используются в качестве эталона или отправной точки для проектирования.

Фактическая конфигурация схемы и, в частности, значения сети смещения выбираются на основе динамических условий цепи (желаемое колебание выходного напряжения, ожидаемый уровень входного сигнала и т. Д.). Как только желаемая рабочая точка установлена, следующей функцией сети смещения является стабилизировать схему усилителя в этой точке. Базовая сеть смещения должна поддерживать требуемые зависимости тока при наличии изменений температуры и источника питания и возможной замены транзистора.

В некоторых случаях изменения частоты и изменения, вызванные компонентом снова, также должны компенсироваться сетью смещения. Этот процесс обычно называют стабилизацией смещения. Надлежащая стабилизация смещения поддержит цепь усилителя в желаемой рабочей точке (в практических пределах) и предотвратит термический разгон.

Коэффициент стабильности ‘S’

Он определяется как скорость изменения тока коллектора относительно обратного тока насыщения, поддерживая постоянными β и V _BE . Выражается как

S= frac mathrmdIc mathrmdIc

Методы стабилизации смещения

Метод, позволяющий сделать рабочую точку независимой от изменений температуры или изменений параметров транзисторов, известен как стабилизация . Существует несколько схем обеспечения стабилизации смещения твердотельных усилителей. Все эти схемы имеют форму отрицательной обратной связи. То есть любая ступень в транзисторных токах производит соответствующее изменение напряжения или тока, которое стремится уравновесить первоначальное изменение.

Существует два основных метода получения отрицательной обратной связи: обратная обратная связь по напряжению и обратная обратная связь по току.

Обратная связь по напряжению

На следующем рисунке показана базовая сеть смещения обратного напряжения. Соединение эмиттер-основание смещено в прямом направлении напряжением на стыке R ₁ и R ₂ . Соединение база-коллектор имеет обратное смещение из-за разности напряжений на коллекторе и базе.

Обычно коллектор усилителя с резистивной связью находится под напряжением, приблизительно равным половине напряжения резистора питания (R ₃ ), подключенного между коллектором и базой. Поскольку напряжение на коллекторе положительное, часть этого напряжения передается на базу для поддержки прямого смещения.

Нормальное (или точка Q) прямое смещение на соединении эмиттер-база является результатом всех напряжений между эмиттером и базой. По мере увеличения тока коллектора на R _L возникает большее падение напряжения. В результате напряжение на коллекторе уменьшается, уменьшая напряжение обратной связи с базой через R ₃ . Это уменьшает прямое смещение эмиттер-основание, уменьшает ток эмиттера и снижает ток коллектора до его нормального значения. При начальном уменьшении тока коллектора происходит обратное действие, и ток коллектора увеличивается до своего нормального значения (точка Q).

Любая форма отрицательной или обратной обратной связи в усилителе имеет тенденцию противодействовать всем изменениям, даже тем, которые возникают при усилении сигнала. Эта обратная или отрицательная обратная связь имеет тенденцию уменьшать и стабилизировать усиление, а также нежелательные изменения. Этот принцип стабилизации усиления с помощью обратной связи используется в более или менее всех типах усилителей.

Обратная обратная связь

На следующем рисунке показана отличительная сеть смещения обратного тока (эмиттер-обратная связь) с использованием NPN-транзистора. Обратная связь по току используется чаще, чем обратная связь по напряжению в твердотельных усилителях. Это связано с тем, что транзисторы представляют собой устройства, работающие от тока, а не устройства, работающие от напряжения.

Использование сопротивления эмиттер-обратная связь в любой цепи смещения можно суммировать следующим образом: Ток базы зависит от разности напряжений между базой и эмиттером. Если дифференциальное напряжение снижается, будет течь меньший базовый ток.

Противоположность верна, когда дифференциал увеличен. Весь ток течет через коллектор. Напряжение падает на резисторе эмиттера и поэтому не является полностью зависимым. По мере увеличения тока коллектора ток эмиттера и падение напряжения на резисторе эмиттера также будут увеличиваться. Эта отрицательная обратная связь имеет тенденцию уменьшать разницу между базой и эмиттером, таким образом снижая ток базы. В свою очередь, более низкий базовый ток имеет тенденцию уменьшать ток коллектора и уравновешивать первоначальный ток коллектора.

Компенсация смещения

В твердотельных усилителях, когда потеря в усилении сигнала недопустима в конкретном приложении, методы компенсации часто используются для уменьшения дрейфа рабочей точки. Чтобы обеспечить максимальный уклон и термостабилизацию, оба метода компенсации и стабилизации могут использоваться вместе.

На следующем рисунке показана методика диодной компенсации, в которой использовалась как диодная компенсация, так и стабилизация смещения. Если и диод, и транзистор относятся к одному типу, то они имеют одинаковый температурный коэффициент в цепи. Здесь диод смещен вперед. КВЛ для данной схемы можно выразить как –

Ic= frac beta[V−(VBE−Vo)]+(Rb+Rc)( beta+1)ICORb+Rc(1+ beta)

Из приведенного выше уравнения ясно, что VBE следует за VO относительно температуры, и Ic не будет влиять на изменения в VBE. Это эффективный способ позаботиться о рабочей точке транзистора из-за изменения в VBE.

Устройство температурной компенсации

Мы также можем использовать некоторые чувствительные к температуре устройства для компенсации изменений внутренних характеристик транзистора. Термистор имеет отрицательный температурный коэффициент, что означает, что с повышением температуры его сопротивление уменьшается в геометрической прогрессии. На следующем рисунке показана схема, в которой используется термистор (R _T ) для уменьшения увеличения тока коллектора из-за изменения в VBE, ICO или β в зависимости от температуры.

Когда температура увеличивается, R _T уменьшается, а ток, подаваемый через R _T в R _E, увеличивается. Падение напряжения срабатывания на R _E происходит в направлении, противоположном смещению транзистора. R _T действует так, чтобы иметь тенденцию компенсировать увеличение IC, которое увеличивается из-за повышения температуры.

Bipolar Transistor Cookbook — Part 2

» Перейти к дополнительным материалам

Наша первая статья дала вводный обзор принципов, характеристик и основных схем биполярных транзисторов. На этот раз мы сосредоточимся на практических способах использования биполярных транзисторов в полезных схемах с общим коллектором (повторители напряжения).

СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ

Усилитель с общим коллектором (также известный как усилитель с заземленным коллектором, эмиттерный повторитель или повторитель напряжения) может использоваться в самых разнообразных цифровых и аналоговых усилителях и генераторах постоянного тока. В этом месяце мы начнем с рассмотрения практических схем «цифровых» усилителей.

ЦИФРОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

На рис. 1 показан простой цифровой NPN-усилитель с общим коллектором, входной сигнал которого либо низкий (при нулевом напряжении), либо высокий (при пиковом значении V , не превышающем значение шины питания). Когда на входе низкий уровень, Q1 отключается, а на выходе ноль вольт. Когда на входе высокий уровень, транзистор Q1 открывается, и ток I _L течет через R _L , таким образом генерируя выходное напряжение на RL — собственная отрицательная обратная связь заставляет это выходное напряжение принимать значение, равное одному падению напряжения на переходе база-эмиттер. (около 600 мВ) ниже входного V _{пиковое значение} . Таким образом, выходное напряжение «следует» за входным напряжением (но на 600 мВ меньше).

РИСУНОК 1. Основные детали цифрового усилителя с общим коллектором.

Входной (базовый) ток этой схемы равен значению I _L , деленному на значение h _fe Q1 (номинально 200 в 2N3904), а его входное сопротивление равно h _fe x R _L , т. е. номинально 660K в показанном примере. Выходной импеданс схемы равен импедансу источника входного сигнала (R _s ) значение, деленное на h _fe . Таким образом, схема имеет высокое входное и низкое выходное сопротивление и действует как «буферная» схема с единичным коэффициентом усиления по напряжению.

Если на эту буферную схему подается быстрый входной импульс, ее выход может иметь ухудшенный задний фронт, как показано на рис. 2 . Это ухудшение вызвано наличием паразитной емкости (C _s ) между R _L . Когда входной импульс переключается на высокий уровень, Q1 включается и быстро «источает» (подает) ток заряда в C _s , что дает выходной импульс с резким передним фронтом. Однако, когда входной сигнал снова переключается на низкий уровень, Q1 отключается и, таким образом, не может «поглотить» (поглотить) зарядный ток C _s , который, таким образом, разряжается через R _L и вызывает экспоненциальное затухание заднего фронта выходного импульса. , с постоянной времени, равной произведению C _s -R _L .

РИСУНОК 2. Влияние Cs на выходные импульсы схемы на рисунке 1.

Обратите внимание на приведенное выше описание, что эмиттерный повторитель NPN может эффективно генерировать (но не впитывать) большие токи — эмиттерный повторитель PNP дает противоположное действие и может эффективно впитывать (но не генерировать) большие токи.

ПРИВОДЫ РЕЛЕ

Если базовая коммутационная цепь Рисунок 1 используется для управления индуктивными нагрузками, такими как катушки, громкоговорители и т. д., она должна быть снабжена сетью диодной защиты для ограничения индуктивных противо-ЭДС отключения до безопасные значения. Одной очень полезной схемой управления катушкой индуктивности является драйвер реле, ряд примеров которого показан на рис.0016 Цифры 3 — 7 .

Реле в цепи драйвера NPN в Рисунок 3 может активироваться через цифровой вход или с помощью переключателя SW1 — включается при высоком входном сигнале или замыкании SW1 и выключается при низком или низком входном сигнале SW1 открыт.

РИСУНОК 3. Простой драйвер эмиттерного повторителя.

Релейные контакты RLA/1 доступны для внешнего использования, и цепь может быть выполнена с самофиксацией путем подключения запасного набора нормально разомкнутых релейных контактов (RLA/2) между коллектором и эмиттером Q1, как показано пунктиром. Рис. 4 — это PNP-версия той же схемы; в этом случае реле можно включить замыканием SW1 или подачей «нулевого» входного сигнала. Обратите внимание на Рисунок 3 , что D1 демпфирует обратную ЭДС отключения реле, предотвращая колебание этого напряжения ниже нулевого значения шины. Дополнительный диод D2 можно использовать для предотвращения скачков этого напряжения выше положительной шины.

РИСУНОК 4. Версия PNP драйвера реле.

Цепи, показанные на Рисунки 3 и 4 эффективно увеличивают токовую чувствительность реле примерно в 200 раз (значение h _fe Q1), например, если реле имеет сопротивление катушки 120 Ом и ему требуется ток активации 100 мА. , входное сопротивление схемы составляет 24 кОм, а требуемый входной рабочий ток составляет 0,5 мА. Чувствительность можно дополнительно повысить, используя пару транзисторов Дарлингтона вместо Q1 (как показано на рис. 5 ), но напряжение эмиттера, «следующее» за Q2, будет на 1,2 В (два падения напряжения база-эмиттер) ниже базы. входное напряжение Q1.

РИСУНОК 5. Версия Darlington драйвера реле NPN.

Эта схема имеет входное сопротивление 500 кОм и требует входного рабочего тока 24 мкА — C1 защищает схему от активации переходными напряжениями с высоким импедансом, например, вызванными вспышками молнии, радиопомехами и т. д. Буфер Дарлингтона полезно в конструкциях с задержкой времени C-R, управляющих реле, таких как показанные на рисунках 6 и 7 , в которых C1-R1 генерируют экспоненциальный сигнал, который подается на реле через Q1-Q2, тем самым заставляя реле изменять состояние некоторое время задержки после первоначального подключения питания. При значении R1, равном 120 кОм, схемы дают рабочие задержки примерно 0,1 секунды на мкФ значения C1, т. е. 10-секундную задержку, если C1 = 100 мкФ и т. д.0016 Рисунок 6 Схема заставляет реле включаться с некоторой задержкой после подключения питания. Схема Рисунок 7 заставляет реле включаться, как только подается питание, но снова выключаться после фиксированной задержки.

РИСУНОК 6. Драйвер реле задержки включения.

РИСУНОК 7. Схема задержки автоматического отключения.

ГЕНЕРАТОРЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Генератор постоянного тока (ГПТ) представляет собой схему, которая генерирует постоянный ток нагрузки независимо от значительных изменений сопротивления нагрузки. Биполярный транзистор можно использовать в качестве CCG, используя его в режиме с общим коллектором, показанном на рис. 9.0016 Рисунок 8 . Здесь R1-ZD1 подает фиксированное «опорное» напряжение 5,6 В на базу Q1, заставляя 5 В появляться на резисторе R2, который, таким образом, пропускает 5 мА через эмиттер Q1. Токи эмиттера и коллектора транзистора по своей природе почти идентичны, поэтому ток 5 мА также протекает в любой нагрузке, подключенной между коллектором Q1 и положительной шиной питания, при условии, что ее сопротивление не настолько велико, что Q1 переходит в состояние насыщения.

РИСУНОК 8. Простой генератор постоянного тока 5 мА.

Таким образом, эти две точки действуют как клеммы постоянного тока 5 мА. Значение постоянного тока этой схемы задается базовым напряжением Q1 и значением R2 и может быть изменено путем изменения любого из этих значений. На рис. 9 показано, как можно «инвертировать» базовую схему, чтобы получить выходной сигнал постоянного тока, привязанный к земле, который можно изменять от 1 мА до 10 мА с помощью RV1.

РИСУНОК 9. Переменный (1 мА-10 мА) генератор постоянного тока с заземлением.

Во многих практических приложениях CCG наиболее важной характеристикой схемы является ее высокий динамический выходной импеданс или «постоянство тока» — точная величина тока имеет второстепенное значение — в таких случаях основные схемы Рисунок 8 и 9 могут использоваться. Если требуется большая точность, необходимо повысить точность «опорного» напряжения. Один из способов сделать это — заменить R1 генератором постоянного тока на 5 мА, как показано на рис. 10 символом «двойной круг», чтобы ток стабилитрона (и, следовательно, напряжение) не зависел от изменений напряжения питания.

РИСУНОК 10. Прецизионный генератор постоянного тока.

Красный светодиод действует как превосходный генератор опорного напряжения, имеет очень низкий температурный коэффициент и может использоваться вместо стабилитрона, как показано на рис. 11 .

РИСУНОК 11. Термически стабилизированный генератор постоянного тока, использующий светодиод в качестве опорного напряжения.

В этом случае светодиод вырабатывает примерно 2,0 В, поэтому на резисторе R1 появляется только 1,4 В, значение которого уменьшено до 270 Ом, что обеспечивает постоянный выходной ток 5 мА. Схемы ГПТ (генератор постоянного тока) в Рисунки с 8 по – 11 представляют собой «трехклеммовые» конструкции, требующие как питания, так и выхода. На рис. 12 показан двухконтактный CCG, потребляющий фиксированный ток 2 мА при последовательном подключении к внешней нагрузке.

РИСУНОК 12. Двухполюсный генератор постоянного тока 2 мА.

Здесь ZD1 подает 5,6 В на базу Q1, который (через R1) генерирует постоянный ток коллектора 1 мА — этот ток управляет ZD2, который, таким образом, развивает очень стабильные 5,6 В на базе Q2, которые в В свою очередь, генерирует постоянный ток коллектора около 1 мА, который приводит в действие ZD1. Таким образом, схема действует как регулятор тока с обратной связью, который потребляет всего 2 мА. R3 действует как пусковой резистор, который обеспечивает транзистор начальным базовым током. На рис. 13 показан вариант двухполюсника CCG, в котором рабочий ток полностью регулируется от 1 мА до 10 мА с помощью сдвоенного переменного резистора RV1. Обратите внимание, что для каждой из этих двух цепей требуется минимальное рабочее напряжение между двумя основными клеммами около 12 В, но они могут работать при максимальном напряжении 40 В.

РИСУНОК 13. Двухполюсный регулируемый (1 мА-10 мА) генератор постоянного тока.

ЛИНЕЙНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Схема с общим коллектором может использоваться в качестве линейного усилителя со связью по переменному току путем смещения его базы до значения покоящегося напряжения половинного питания (для компенсации максимальных колебаний сигнала) и связи входного сигнала по переменному току с его базой и получения выходного сигнала. от его эмиттера, как показано на основных схемах на рисунках 14 и 15 . На рис. 14 показана простейшая возможная версия линейного эмиттерного повторителя со смещением Q1 через одиночный резистор (R1). Чтобы добиться смещения половинного питания, значение R1 должно (в идеале) равняться входному сопротивлению Q1 — таким образом, уровень смещения зависит от h 9 Q1. 0018 или значение.

РИСУНОК 14. Простой эмиттерный повторитель.

На рис. 15 показана усовершенствованная версия базовой схемы, в которой резисторы R1-R2 прикладывают к базе Q1 стационарное напряжение половинного питания независимо от изменений значений h _fe Q1. В идеале R1 должен быть равен параллельным значениям или R2 и R _IN , но на практике достаточно просто сделать R1 низким по сравнению с RIN и сделать R2 немного больше, чем R1.

РИСУНОК 15. Высокостабильный эмиттерный повторитель.

В этих двух схемах входное сопротивление, смотрящее непосредственно в базу Q1, равно h _fe x Z _{нагрузки} , где (в базовой схеме рис. выходная нагрузка Z _X . Таким образом, базовое значение импеданса составляет примерно 1M0, когда Z _X бесконечно. Входной импеданс всей схемы равен параллельным импедансам базового импеданса и цепи смещения. Схема в Рис. 14 дает входное сопротивление около 500 К, а схема Рис. 15 — около 50 К. Обе схемы дают усиление по напряжению (A _В ), которое немного меньше единицы, фактическое усиление определяется по формуле: где Z _b = 25/I _c Ом, а где I _c — ток коллектора (который совпадает с током эмиттера) в мА. Таким образом, при рабочем токе 1 мА эти схемы дают коэффициент усиления 0,995, когда Z _{нагружает} = 4k7, или 0,975, когда Z _{нагружает} = 1k0.

НАЧАЛО

Входной импеданс схемы Рис. 15 можно легко повысить с помощью базовой техники «самонастройки», показанной на Рис. 16 . Здесь резистор R3 номиналом 47 кОм подключен между переходом цепи смещения R1-R2 и базой Q1, а входной сигнал подается на базу Q1 через C1. Обратите внимание, однако, что выход Q1 подается обратно на переход R2-R2 через C2, и, таким образом, на обоих концах R3 появляются почти одинаковые сигнальные напряжения — очень небольшой сигнальный ток протекает через R3, который кажется (для входного сигнала) Импеданс намного больше, чем его истинное значение сопротивления.

РИСУНОК 16. Самозагруженный эмиттерный повторитель.

Все практические эмиттерные повторители дают A _V меньше единицы, и это значение определяет «коэффициент усиления» резистора или A _R цепи следующим образом:

   A _R = 1/ (1 — A _V )

Таким образом, если в цепи есть A _V или 0,995, A _R равно 200, а импеданс R3 составляет почти 10 МОм. Это полное сопротивление параллельно R _IN , поэтому схема (рис. 16 ) имеет входное сопротивление примерно 900 кОм. Входной импеданс схемы Рисунок 16 можно увеличить еще больше, используя пару транзисторов, соединенных Дарлингтоном, вместо Q1 и увеличив значение R3, как показано на Рисунок 17 , что дает измеренный входной импеданс около 3М3.

РИСУНОК 17. Эмиттерный повторитель Дарлингтона с бутстрапом.

Еще больший входной импеданс можно получить, используя бутстрепную схему «комплементарной пары обратной связи» в Рисунок 18 , что дает входное сопротивление около 10 МОм. В этом случае транзисторы Q1 и Q2 на самом деле подключены как усилители с общим эмиттером, но они работают практически со 100-процентной отрицательной обратной связью и дают общий коэффициент усиления по напряжению почти равный единице. — идеальный повторитель излучения Дарлингтона.

РИСУНОК 18. Пара комплементарной обратной связи с бутстрапом.

ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ ИЗЛУЧАЮЩИЕ ПОСЛЕДОВАТЕЛИ

Ранее указывалось, что эмиттерный повторитель NPN может генерировать ток, но не может его потреблять, и что эмиттерный повторитель PNP может потреблять ток, но не может его генерировать; т. е. эти схемы могут работать только с однонаправленными выходными токами. Во многих приложениях требуется «двунаправленная» схема эмиттерного повторителя (которая может с одинаковой легкостью получать и отводить токи), и это действие может быть достигнуто с помощью комплементарной конфигурации эмиттерного повторителя, в которой эмиттерные повторители NPN и PNP эффективно соединены последовательно. . На рисунках с 19 по 21 показаны основные схемы этого типа.

Схема в Рис. 19 В используется двойной (раздельный) источник питания, а его выход напрямую соединен с заземленной нагрузкой (R _L ).

РИСУНОК 19. Дополнительный эмиттерный повторитель с раздельным питанием и выходной нагрузкой с прямой связью.

Последовательно соединенные NPN- и PNP-транзисторы смещены на значение покоя «ноль вольт» через делитель потенциала R1-D1-D2-R2, при этом каждый транзистор немного смещен в прямом направлении через кремниевые диоды D1 и D2, которые имеют характеристики по своей сути аналогичен переходу база-эмиттер транзистора. C2 обеспечивает подачу идентичных входных сигналов на базы транзисторов, а R3 и R4 защищают транзисторы от чрезмерных выходных токов. Действие схемы таково, что Q1 подает ток в нагрузку, когда вход становится положительным, а Q2 потребляет ток нагрузки, когда вход становится отрицательным. Обратите внимание, что входной конденсатор C1 неполяризованного типа. На рис. 20 показан альтернативный вариант вышеуказанной схемы, предназначенный для использования с несимметричным источником питания и выходной нагрузкой, связанной по переменному току — обратите внимание, что в этом случае C1 является поляризованным типом.

РИСУНОК 20. Дополнительный эмиттерный повторитель с несимметричным питанием и нагрузкой, связанной по переменному току.

УСИЛИТЕЛЬНЫЙ ДИОД

Цепи Q1 и Q2 в рис. и, следовательно, напряжения прямого смещения транзистора) обычно регулируются в ограниченном диапазоне. Если эти базовые схемы модифицируются для использования с транзисторными каскадами Дарлингтона, всего потребуется четыре смещающих диода — в таких случаях диоды обычно заменяются транзисторным «усиленным диодом», как показано на схеме Q5 на рис.0016 Рисунок 21 .

РИСУНОК 21. Дополнительный эмиттерный повторитель Дарлингтона со смещением через диод с усилителем (Q5).

В схеме (рис. 21) напряжение коллектор-эмиттер Q5 равно падению напряжения база-эмиттер Q5 (около 600 мВ), умноженному на (RV1+R3)/R3 — так, если RV1 установлен на ноль Ом , 600 мВ вырабатывается на Q5, который, таким образом, действует как одиночный кремниевый диод. Однако, если RV1 установлен на 47K, около 3,6 В вырабатывается на Q5, который, таким образом, действует как шесть последовательно соединенных кремниевых диодов. RV1 можно использовать для точной установки падения напряжения Q5 и, таким образом, регулировки значений тока покоя выходных каскадов Q2-Q3.

Мощные версии базовой схемы Рисунок 21 Схема широко используется в качестве основы многих современных схем усилителей мощности звука класса Hi-Fi. Некоторые простые схемы этого типа будут описаны позже в этой серии кулинарных книг по биполярным транзисторам. NV

Часть 1 доступна здесь .