Транзисторы КТ8199А — КТ8209А Справочник по биполярным транзисторам;
Лучшие смартфоны на Android в 2022 году
Серия iPhone от Apple редко чем удивляет. Когда вы получаете новый iPhone, общее впечатление, скорее всего, будет очень похожим на ваше предыдущее устройство. Однако всё совсем не так в лагере владельцев устройств на Android. Существуют телефоны Android всех форм и размеров, не говоря уже о разных ценовых категориях. Другими словами, Android-телефон может подойти многим. Однако поиск лучших телефонов на Android может быть сложной задачей.
1684 0
Документация Схемотехника CAD / CAM Статьи
Диоды Транзисторы Переходника и адаптеры Разъемы Кабели Комплектующие
- Главная /
- База знаний /
- Документация /
Справочник по биполярным транзисторам |
|
| Тип прибора | Струк- тура | Рк max. мВт | f гр МГц | Uкбо проб, Uкэо проб, В | Uэбо проб, В | Iк max,A I*к и max,A | I кбо. мкА I*кэо. мкА | h 21Э | rкэ нас. Ом Ск, пф | Тсп, Тр мкс | Аналог | Корпус (цоколевка) |
| КТ8199А | P-N-P | 50 | — | 30 | 5 | 10 | <10 (30 В) | 85 (1 В, 8 А) | <0,125 | — | D45h3A | КТ-28 БКЭ |
| КТ8201А | N-P-N | 20 | — | 700; 400* ‘ | 9 | 0,3; 0,б* | — » — | 5. (2 В; 0,2 А) | <5 | <0,3; <2″ | MJE13001 | КТ-27 БКЭ |
| КТ8203А | N-P-N | 20 | 4 | 700; 400* | 9 | 1,5; 3* | — » — | 5…25 (2 В; 1А) | <1 | <0,7; <4* | MJE13003 | -»- |
| КТ8205А | N-P-N | 75 | — | 700; 400* | 9 | 4; 8* | — » — | 8…40 (5 В, 2 А) | <0,25 | <0,9,<4* | MJE13005 | КТ-28 БКЭ |
| КТ8207А | N-P-N | 80 | — | 700; 400* | 9 | 8,16* | — » ~ | 5…30 (5 В; 5 А) | <0.4 | <0,7;<3* | MJE13007 | — » — |
| КТ8209А | N-P-N | 100 | — | 700; 400* | 9 | 12; 24* | — » — | 6. ..30(5 В; 8 А) | <0,25 | — | MJE13009 | — » — |
Нравится
Твитнуть
Теги Транзисторы Справка
Сюжеты Транзисторы
Справочник по биполярным транзисторам
3189 0
Справочник по биполярным транзисторам
3973 0
Транзисторы 1Т101 — 2Т128 Справочник по биполярным транзисторам
2757 0
Комментарии (0)
Вы должны авторизоваться, чтобы оставлять комментарии.
Вход
О проекте Использование материалов Контакты
Новости Статьи База знаний
Радиомастер
© 2005–2022 radiomaster.ru
При использовании материалов данного сайта прямая и явная ссылка на сайт radiomaster.ru обязательна. 0.2291 s
Справочник по транзисторам | Транзисторы
|
Источники напряжения [Analog Devices Wiki]
Эта версия (06 июня 2017 г.
, 17:55) была одобрена Дугом Мерсером. Доступна ранее утвержденная версия (29 сентября 2013 г., 20:51).
Содержание
Глава 14. Источники опорного напряжения
14.1 Введение
14.2 Каталожные номера простых диодов
14.2.1 Стабилитроны
14.3 Ссылки на запрещенную зону
14.4 Заглубленный (подповерхностный) Zener Ссылки
14.1 Введение
Источники опорного напряжения и линейные регуляторы напряжения имеют много общего. На самом деле последнее может быть функционально описывается как эталонная схема, но с более высоким уровнем выходного тока (или мощности). Соответственно, многие из характеристик двух типов схем имеют большое сходство (даже несмотря на то, что выходное напряжение допуск эталонов обычно жестче в отношении температурного дрейфа, точности и т. д.).
Источники опорного напряжения оказывают большое влияние на производительность и точность аналоговых систем.
Температурный дрейф или дрейф из-за старения может быть еще большей проблемой, чем абсолютная точность. Начальный
ошибку всегда можно отрегулировать или откалибровать, но компенсировать дрейф в зависимости от температуры или времени сложно.
Там, где это возможно, эталоны должны быть рассчитаны на низкотемпературный дрейф и характеристики старения, которые
сохранять достаточную точность в диапазоне рабочих температур и ожидаемом сроке службы системы.
Шум в
ссылки напряжения часто упускают из виду, но они могут быть очень важны при проектировании системы. Шум – это
мгновенное изменение опорного напряжения. Обычно это указывается в технических описаниях компонентов, но система
разработчики часто игнорируют спецификацию и ошибочно предполагают, что их эталонное напряжение не соответствует
вносить шум в свою систему.
Есть две динамические проблемы, которые необходимо учитывать при работе с источниками опорного напряжения: их поведение при запуске и их поведение при переходных нагрузках. Что касается первого, всегда помните, что эталоны напряжения не включаются мгновенно (это относится к ссылкам внутри стабилизаторов питания, АЦП и ЦАП, а также дискретные конструкции). Таким образом, редко возможно включить АЦП и опорный сигнал, внутренний или внешний. сделать чтение и снова отключить в течение относительно нескольких микросекунд, какой бы привлекательной ни была такая операция может быть с точки зрения энергосбережения.
Что касается второго пункта, данная эталонная ИС может подходить или не подходить для импульсных или быстрых переходных процессов.
условия загрузки, зависящие от конкретной архитектуры. Многие ссылки используют малое энергопотребление, и поэтому
низкая пропускная способность, выходные буферные усилители. Это приводит к плохому поведению при быстрых переходных нагрузках, которые могут
ухудшают характеристики высокоскоростных АЦП (особенно последовательного приближения на основе конденсаторов и конвейерных
АЦП). Подходящая развязка может облегчить проблему (но некоторые эталоны колеблются при больших емкостных нагрузках).
или дополнительный внешний широкополосный буферный усилитель может использоваться для управления частью схемы, где
возникают переходные процессы.
14.2 Каталожные номера простых диодов
С точки зрения функциональности их схемного соединения стандартные эталонные ИС часто доступны только в
последовательный или трехполюсный ( В ВХ , Общий, В ВЫХ ), а также только в положительной полярности.
Серийные типы обладают потенциальными преимуществами более низкого и стабильного тока покоя, стандартного
предварительно подстроенные выходные напряжения и относительно высокий выходной ток без потери точности.
Шунт, или двухполюсник
( , т. е. , подобные диоду) ссылки более гибкие в отношении рабочей полярности, но они также более
ограничительный в отношении загрузки. На самом деле они могут поглощать чрезмерную мощность при сильном изменении напряжения питания резистора.
входы. Кроме того, они иногда бывают нестандартного напряжения. Все эти различные факторы имеют тенденцию управлять, когда
один функциональный тип предпочтительнее другого. Напротив, эти самые простые ссылки (как и все
другие регуляторы шунтового типа) имеют основное преимущество, состоящее в том, что полярность легко меняется.
обратимым путем переключения соединений и изменения направления тока возбуждения. Однако основное ограничение всех шунтирующих
регуляторов заключается в том, что ток нагрузки всегда должен быть меньше (обычно значительно меньше), чем ток возбуждения.
Некоторые простые эталоны на основе диодов показаны на рис. 14.1. В первом из них ток движется вперед
смещенный диод (или транзистор, подключенный к диоду) создает напряжение В f = В REF .
В то время
Падение соединения несколько отделено от исходного питания, оно имеет множество недостатков в качестве эталона. Среди
их сильный температурный коэффициент (TC) около -0,3%/°C, некоторая чувствительность к нагрузке и довольно
негибкое выходное напряжение, обычно оно доступно только с шагом 0,65 В.
(a) Диод прямого смещения (b) Стабилитрон (лавинный) диод
Рис. 14.1: Простые схемы опорного диода с двумя выводами
Значительный отрицательный температурный коэффициент эмиттерного базового перехода диода, смещенного в прямом направлении. подключенный транзистор зависит от V BE . Чтобы исследовать это, давайте сначала пересмотрим В БЭ уравнение.
На первый взгляд видно, что в уравнении появляется абсолютная температура Т, а величина V T , тепловое напряжение (kT/q), имеет положительный температурный коэффициент.
Это сделало бы В БЭ имеют положительный температурный коэффициент, если I S, ток насыщения перехода, был
постоянный перегрев. I S на самом деле имеет очень сильный температурный коэффициент, как видно на
следующее уравнение для I S .
Примечание: E g — энергетическая щель кремния
M представляет температурную зависимость подвижности
Если мы воспользуемся этим уравнением для I S и вставим его в уравнение V BE , а затем продифференцируем по температуре для константы получаем следующее соотношение I C .
Примечание:
и
Мы можем видеть это на графике моделирования температуры, показанном на рисунке 14.2, где ток через диод
подключенный NPN-транзистор установлен на 1 мА, 2 мА, 5 мА и 10 мА.
Рисунок 14.2 V BE в зависимости от температуры при 1 мА, 2 мА, 5 мА и 10 мА
Наклон линии 10 мА несколько менее отрицателен, чем линия 1 мА . На самом деле все V BE vs. температурные линии сошлись бы при абсолютном нуле, если спроецировать их обратно в начало координат. напряжение они сходятся примерно к энергетической щели кремния или 1,2 вольта. Это свойство не очень полезно сам по себе, но в сочетании с другим свойством BJT может привести к эталонному низкому температурному коэффициенту как мы обсудим в разделе 14.3 по ссылке Bandgap.
Напряжение В BE простого транзистора, подключенного к диоду на рис. 14.1(а), можно использовать для генерации
регулируемый опорный ток, как показано на рис. 14.3. В этой схеме простое подключение диода
вокруг Q 1 заменен эмиттерным повторителем Q 2 .
V BE из Q 1 является
подается через R 2 , и результирующий ток течет через Q 2 , чтобы стать
I REF , без учета базовых токов Q 1 и Q 2 .
Рисунок 14.3 V BE генерирует опорный ток.
Результирующий опорный ток I REF будет равен В BE , деленному на R 2 и имеют сильный отрицательный температурный коэффициент, как мы видели на рисунке 14.2. Эта отрицательная температура
Коэффициент тока часто называют CTAT или дополнением к абсолютной температуре. Мы можем
компенсировать этот отрицательный температурный дрейф, суммируя этот ток с другим током с такой же
сильный положительный температурный коэффициент. Вспоминая главу 11, раздел 10, где мы обсуждали
Источник пикового тока, у нас есть блок цепи, который имеет такой положительный температурный дрейф.
Мы ссылались на
это как PTAT или ток, пропорциональный абсолютной температуре. На рисунке 14.4 мы объединяем схему из
рисунок 14.3 (вопрос 1 , Q 2 , R 1 и R 2 ) справа с заострением
источник тока с рисунка 11.18 в главе 11 (Q 3 , Q 4 , R 3 и R 4 ).
Рисунок 14.4 Объединение токов CTAT и PTAT для получения константы I REF
Если мы установим токи PTAT и CTAT примерно равными (70 мкА) при некоторой номинальной температуре, то сумма два тока (140 мкА) будут примерно одинаковыми по отношению к температуре, как мы видим на графике моделирования в рисунок 14.5.
Рисунок 14.5 Комбинированные источники тока CTAT и PTAT дают постоянную
Здесь также важно отметить, что если бы независимый от температуры ток I REF был
приложенный к резистору с низким температурным коэффициентом опорное напряжение, более или менее независимое от температуры
был бы результат.
Необходимость в нулевом резисторе TCR не является строго обязательной, если все резисторы, используемые в
цепи имеют одинаковую температуру и одинаковый TCR.
14.2.1 Стабилитроны
Во второй схеме на рис. 14.1(b) используется стабилитрон или лавинный диод, а выходной сигнал значительно выше.
результаты напряжения. В то время как истинный пробой стабилитрона происходит ниже 5 В , лавинный пробой происходит при более высоких напряжениях.
и имеет положительный температурный коэффициент. Обратите внимание, что обратный пробой диода упоминается почти
повсеместно сегодня как стабилитрон, хотя обычно это лавинный пробой. С поломкой D 1 напряжение в 5 к 8 V , чистая положительная TC примерно такова, что равна отрицательной TC
диод с прямым смещением D 2 , дающий небольшую чистую TC 100 ppm/°C или меньше при правильной эксплуатации
ток смещения. Комбинации таких тщательно подобранных диодов легли в основу раннего одиночного корпуса.
стабилитроны с температурной компенсацией, такие как серия 1N821-1N829.
Эталон стабилитрона с температурной компенсацией ограничен с точки зрения начальной точности, так как наилучший ТП комбинации падают при нечетных напряжениях, например 1N829х 6.2 В . И, схема тоже ограничена по загрузке, поскольку для наилучшего TC необходимо тщательно контролировать ток диода. В отличие от принципиально более низкого напряжения (<2 В ) эталонный источник опорного напряжения на основе стабилитрона обязательно должен питаться от источников значительно более высокого напряжения. чем 6 уровней V , поэтому это исключает работу эталонов стабилитрона от 5 V или более низких системных источников питания.
Опорные источники на основе стабилитронов (лавинных) диодов с низким TC также имеют тенденцию к шуму из-за основного шума источника.
механизм поломки. Это было значительно улучшено с монолитными типами стабилитронов, как описано далее в
раздел 14.
4.
14.3 Ссылки на ширину запрещенной зоны
Разработка эталонов напряжения с низким выходным напряжением (<5 В ) на основе напряжения запрещенной зоны кремния. привело к появлению различных интегральных схем с малым температурным дрейфом. Ссылка на запрещенную зону этот метод привлекателен в конструкциях ИС по нескольким причинам; среди них относительная простота, и избегание стабилитронов и их шума. Однако очень важно в наши дни постоянно сокращающейся системы источников питания является тот фундаментальный факт, что устройства с запрещенной зоной работают при низких напряжениях до 1,2 В или меньше. Не только используются ли они для автономных эталонов ИС, но они также используются в конструкциях многих других линейных ИС, такие как АЦП и ЦАП.
Чтобы понять основную концепцию ссылки на запрещенную зону, нам сначала нужно изучить важный
Связь с участием биполярных транзисторов. Представьте, что у нас есть два одинаковых транзистора, как показано на рис.
14.6.
Рис. 14.6. Мощная взаимосвязь в схемотехнике
Предположим, что каждое из этих устройств снабжено напряжением на базе, а напряжение на коллекторе ( V +) достаточно положительный, чтобы избежать насыщения, которое обычно превышает В БЭ . В этом В эксперименте нам нужно будет измерить два тока коллектора и разницу в базовом напряжении. С тех пор, как мы может контролировать токи коллектора, должно быть легко ограничить диапазон токов значением, при котором ток коллектора и базовое напряжение связаны уже знакомым соотношением:
Где I C – ток коллектора, V BE – напряжение база-эмиттер, I S –
ток насыщения для транзистора с определенной геометрией и легированием, а q/kT — обратная величина
теплового напряжения. Довольно стандартный транзистор, работающий на токе около 100 мкА, может иметь В БЭ из
около 650 мВ при комнатной температуре, где q/kT составляет около 0,039/ В .
Экспоненциальный множитель в уравнении будет
под заказ 10 11 . В этом случае мы можем безопасно отбросить член -1 без серьезной ошибки. С использованием
В этом приближении мы теперь можем исследовать эффект работы согласованных транзисторов при различных
токи. Если мы установим два тока коллектора I C1 и I C2 , регулируя В ВЕ1 и В BE2 , то мы можем взять соотношение двух токов и помня, что
I S1 равно I S2 , как следует из перестановки уравнения:
Из этого уравнения получаем ожидаемый результат, что В ВЕ1 — В ВЕ2 =0, когда отношение I C1 to I C2 равно 1. Мы можем получить уравнение для разности V BE (ΔV BE ), взяв натуральный логарифм:
Из этих уравнений мы видим, что члены I S исчезли, поэтому сильные отрицательные температуры
эффект тоже пропал.
Таким образом, ΔV BE теперь имеет положительный температурный коэффициент и фактически
пропорциональна абсолютной температуре (PTAT).
Теперь мы можем перейти к следующему шагу в разработке источника опорного напряжения. Теперь мы расширим эту концепцию для транзисторы с одинаковыми базовыми напряжениями, но разными площадями эмиттеров, как показано на рис. 14.7. В БЭ Q 1 соответствует V BE Q 2 , что приводит к контролируемому коэффициенту тока между I C1 и I C2 в соотношении 1:8 на основе их относительных площадей излучателей.
Рисунок 14.7 Различные площади эмиттера приводят к контролируемому коэффициенту тока
Теперь мы можем уменьшить ток в Q 2 , чтобы он был равен току в Q 1 , вставив
резистор между эмиттером Q 2 и заземление, как показано на рис. 14.8. I C2 x R 1 уменьшает V BE из Q 2 изменение соотношения I C1 / I C2 .
Напряжение
падение на резисторе, R 1 представляет собой ΔV BE при этом конкретном уровне тока. Для
заданное значение для R 1 , будет одно и только одно значение V BE , где два
токи коллектора равны (кроме I C1 =I C2 =0). Это показано в моделировании
график на рисунке 14.9, где для коэффициента площади эмиттера 8 и сопротивления резистора 200 Ом.
Рисунок 14.8 Установка эмиттерного резистора R 1
При малых токах, когда падение напряжения на R 1 относительно невелико, I C2 увеличивается более или менее экспоненциально в 8 раз I C1 . По мере увеличения падения напряжения на R 1 ток I C2 становится все менее и менее экспоненциальным и, в конце концов, все еще экспоненциальным I C1 догоняет и проходит I C2 .
Рисунок 14.9 График зависимости тока коллектора от В BE
Если мы сможем настроить схему, обычно через отрицательную обратную связь, которая регулирует V BE на рисунке 14.
8.
так что I C1 = I C2 мы можем получить контролируемое значение для ? В БЭ .
Здесь рассматривается основной принцип ссылки на запрещенную зону с использованием схемы, первоначально предложенной Робертом Видларом в 1971 году и показан на рис. 14.10. Фундаментальная идея Видлара заключалась в том, чтобы компенсировать ТС базового эмиттерного напряжения В БЭ путем суммирования его со вторым напряжением В (R 2 ), которое имеет положительный ТС.
Все эталоны Bandgap используют два основных элемента:
1. Два BJT, работающих при разных плотностях тока
2. Добавление В BE (-TC) и падение напряжения PTAT (+TC)
Проблема в том, что для компенсации большого отрицательного TC V BE достаточно большой
ΔV BE потребуется порядка 600 мВ.
Это невозможно сделать с помощью простой схемы
рисунок 14.8.
Первой из этих эталонных схем была LM109, а базовая ячейка с запрещенной зоной показана на рис. 14.10.
Рисунок 14.10: Справочник по базовой запрещенной зоне
Эта схема также называется эталоном «ΔV BE ». Различная плотность тока между согласованными
транзисторы Q 1 -Q 2 создают ΔV BE на R 3 . Потому что резисторы
R 1 и R 2 находятся в соотношении 1:10 ток в Q 2 будет 1/10 что в
Q 1 приводит к меньшему V BE для Q 2 . Выход, В Ref , составляет
получается суммированием В БЭ Q 3 с усиленным ΔV БЭ Q 1 -Q 2 , разработано на основе R 2 . ΔV BE и V BE компоненты имеют ТП противоположной полярности; ΔV BE пропорционально абсолютной температуре (PTAT), в то время как V BE является дополнением к абсолютной температуре (CTAT).
Когда суммируется выход, В Ref, равно 1,205 В (напряжение запрещенной зоны кремния), TC является минимальным. I IN должно быть больше суммы
I C1 и I C2 и избыточный ток будет протекать в Q 3 как I C3 .
Однако базовые схемы на рис. 14.10 страдают от чувствительности привода к нагрузке и току, а также из-за того, что вывод нуждается в точном масштабировании до более полезных уровней, т. е. , 2,5 В , 5 В и т. д. Проблема привода нагрузки лучше всего решается с помощью буферного усилителя, который также может обеспечить удобное масштабирование напряжения до стандартного уровни.
Усовершенствованный эталон ширины запрещенной зоны с тремя выводами (AD580, представленный в 1974 г.) показан на рис. 14.11.
Эта схема, известная в народе как Brokaw Cell, обеспечивает встроенную буферизацию выходного сигнала, что позволяет
возможности и стандартное масштабирование выходного напряжения.
Рисунок 14.11: Справочник по прецизионной запрещенной зоне Brokaw Cell (AD580, 1974 г.)
AD580 на базе Brokaw Cell был первым эталонным эталоном IC на основе прецизионной запрещенной зоны и вариантами топологии. повлияли на последующие поколения отраслевых стандартов.
Популярным выбором конструкции являются два транзистора Q 1 -Q 2 с масштабом эмиттера 8:1, работающие на идентичные токи коллектора (и, следовательно, 1/8 плотности тока) благодаря согласованным нагрузочным резисторам R 3 ,R 4 и замкнутый контур обратной связи вокруг буферного операционного усилителя. Из-за полученного меньшего V BE 8-кратного сечения Q 1 , R 2 последовательно с Q 1 опускает ΔV BE напряжения, а R 1 (из-за текущих соотношений) имеет умноженное напряжение PTAT В Р1 :
Опорное напряжение ячейки с запрещенной зоной В BG появляется на объединенной основе Q 1 и Q 2 , и представляет собой сумму V BE (Q 2 ) и V R1 , или 1,205 V , диапазон ап Напряжение:
Однако из-за наличия R 5 /R 6 Резисторный делитель и ОУ,
фактическое напряжение, появляющееся при В OUT , может быть увеличено, в данном случае 2,5 В .
Вслед за этим общим
принципе, V OUT можно поднять почти на любой другой практический уровень, например, с помощью
выбираемые отводы для точных выходных значений 2,5, 5, 7,5 и 10 V . Буферный усилитель часто может обеспечить до
10 мА выходной ток при питании от 4,5 до 30 В . Такие ссылки могут иметь
допуски на выходе составляют всего 0,4%, а ТС — всего 10 частей на миллион/°C.
Лабораторная работа ADALM1000 9, ссылка на ширину запрещенной зоны
Лабораторная работа ADALM1000 10, ссылка на ширину запрещенной зоны шунта
Лабораторная работа ADALM2000 9, ссылка на ширину запрещенной зоны
Лабораторная работа ADALM2000 10, ссылка на ширину запрещенной зоны шунта
14.4 Заглубленный (подповерхностный) Zener Ссылки
С точки зрения подходов к проектированию, используемых в эталонном ядре, два наиболее популярных базовых типа ИС
эталоны состоят из запрещенной зоны и скрытого стабилитрона.
Запрещенные зоны обсуждались, но на основе стабилитрона
ссылки требуют дальнейшего обсуждения.
В кристалле ИС пробой диодного перехода с поверхностным управлением подвержен дефектам кристалла и другим дефектам. загрязнение, поэтому стабилитроны, сформированные на поверхности, более шумны и менее стабильны, чем закопанные (или подповерхностные) (см. рис. 14.17). В эталонных микросхемах Analog Devices на основе стабилитрона используются наиболее предпочтительные погребенный зенер. Это существенно уменьшает шум и дрейф стабилитронов с поверхностным режимом (см. Ссылка 4).
Заглубленные эталоны стабилитрона обеспечивают очень низкий температурный дрейф, вплоть до 1-2 частей на миллион/°C (AD588 и AD586), а
самый низкий уровень шума в процентах от полной шкалы, т. е. , 100 нВ /√Гц или меньше. С другой стороны, операционная
ток эталонов типа стабилитрона обычно относительно высок, обычно порядка нескольких мА .
Зенер
напряжение также относительно высокое, обычно порядка 5 В. Это ограничивает его применение при низком напряжении.
схемы. Блок-схема AD586 показана на рис. 15.8.
Рисунок 14.17: Сравнение простого поверхностного стабилитрона с заглубленным стабилитроном
Рис. 14.18: Типичный эталон для скрытого стабилитрона (AD586)
Важный общий момент возникает при сравнении шумовых характеристик различных эталонов. Лучший способ сделать это, чтобы сравнить отношение шума (в пределах заданной полосы пропускания) к выходному напряжению постоянного тока. Для Например, эталон 10 В с плотностью шума 100 нВ / кв. Гц на 6 дБ тише в относительном выражении, чем 5 V эталон с таким же уровнем шума.
Вернуться к предыдущей главе
Перейти к следующей главе
Вернуться к оглавлению
университет/курсы/электроника/текст/глава-14.
