РадиоКот :: Снижение искажений интегральных ОУ.
РадиоКот >Статьи >Снижение искажений интегральных ОУ.
Операционные усилители (ОУ) остаются одними из наиболее распространённых приборов в радиолюбительских разработках. В том числе и в аудиотехники. Такое распространение они получили благодаря своим уникальным комплексом характеристик, предсказуемостью поведения и относительной дешевизной. Особенности схемотехники на ОУ уже достаточно хорошо изучены и опробованы, по этому основным методом повышения качественных характеристик узлов с использованием ОУ, является выбор типа прибора и его производителя, в соответствии с условиями работы.
Одними из «неприятных» показателей в схемах на основе ОУ являются гармонические и интермодуляционные искажения. Как известно, их заметность и придаёт специфическое звучание аудиоустройствам известное «в миру» как пресловутое «транзисторное звучание». Конечно, современные радиолюбители используют в своих конструкциях современные высокоскоростные приборы с малыми, заявленными производителями, собственными искажениями. Однако многие радиолюбители, судя по постам на различных форумах, не могут достать высококачественные усилители зарубежного производства, по этому вынуждены использовать ОУ из старых запасов, хранящихся ещё с незапамятных времён.
Выходной каскад большинства операционных усилителей работает в режиме «А», при малых токах нагрузки. При повышении выходного тока свыше некоторого значения, выходной каскад переходит в режим «АВ». По такому принципу построены большинство бюджетных микросхем-усилителей мощности. Однако если для УМ такая логика «поведения» оправдана, то для цепей предварительного усиления сигнала (где чаще всего и используется ОУ), такое поведение микросхемы не желательно. Ведь с переходом выходного каскада в режим «АВ», начинают возрастать и гармонические искажения.
На рисунке выше представлен участок схемопостроения выходного каскада «типового» операционного усилителя. Транзисторы VT1 и VT2 представляют собой выходную комплементарную пару, режим работы которой определяется цепями смещения каскадов предварительного усиления. Одним из способов повышения линейности выходного каскада является «превращение» его в выходной каскад на эмиттерном повторителе, замкнув выход ОУ с отрицательным источником питания через резистор. Поскольку качественные показатели эмиттерного повторителя выше, то и характеристики всего ОУ заметно улучшаются. Подобный способ применил А. Иванов в каскадах предварительного усиления своего усилителя мощности («УМЗЧ с выходным каскадом на полевых транзисторах»):
Этот же принцип линеаризации выходных каскадов ОУ был применён и в предварительных каскадах усиления и регулировки тембра вышеуказанного усилителя.
Несколько замечаний, по поводу построения этого каскада. Я советую подключить вывод 3 DA3 к земле через токоуравнивающий резистор с номиналом 10 кОм. А в гираторах, вместо транзисторов использовать операционные усилители. Это позволит немного увеличить входной диапазон по напряжению и значительно снизить шумы. Совсем хорошо будет, если применить в качестве регулирующих ползунковых сопротивления R-R такие же номиналов, с линейной зависимостью и с отводом от средней части на «землю». Если не найдётся таких, можно попробовать установить сопротивления около 100 кОм между землёй и входами ОУ DA2. Для повышения линейности регулировок, желательно в верхних и нижних плечах установить последовательно резисторы. Их номиналы определить как 0,1 от R. В заключении отмечу, что номиналы самих, регулирующих сопротивлений желательно выбирать от 10кОм до 100 кОм.
Дальнейшим развитием предложенной схемы стало замена обычного сопротивления на генератор тока. Первой публикацией, замеченной мною, была небольшая статья в журнале «Радио» №6 от 1985 года:
Здесь ток, текущий с выхода ОУ, является коллекторным током транзистора VT1. Определяют его из выражения Iк = 0,6/R5. Полученное значение должно быть в 2 — 3 раза меньше максимально допустимого выходного тока, для выбранного типа ОУ.
Преимущество такого усовершенствования, кроме снижения нелинейных искажений, является расширение частотного диапазона и запаса устойчивости по фазе, так как в большинстве случаев, интегральный транзистор p-n-p имеет несколько худшие параметры, по сравнению с n-p-n типом.
Дальнейшими путями усовершенствования предложенного способа видится в замене диодов на транзистор в диодном включении и заменой активного элемента на полевой транзистор.
На следующем рисунке показана схема усилителя Н. Трошина, опубликованного в журнале «Радио» за 1986 год №6 стр55-56 под заголовком «УМЗЧ с нестандартным включением ОУ».
Как понятно из названия, в схеме применён генератор тока в качестве нагрузки ОУ. Это позволило получить, по мнению автора, более полное использование напряжение питания, низкий Кг в области высших частот воспроизводимого диапазона и большую скорость нарастания выходного напряжения. Кроме того, автор немного изменил схему включения выходных каскадов, по сравнению с типовыми схемами. Это снизило накапливание электрического заряда во входных емкостях транзисторов. Принятые меры позволили получить низкие искажения при токе покоя 15-20 mA, и обойтись без термостабилизации всего УМЗЧ.
Усилитель не критичен к номиналам и типам деталей и не сложен в настройке. Выходные транзисторы закрепляются через изолирующие термопрокладки на радиаторе, с площадью рассеивания 300 см2. В качестве замены ОУ можно рекомендовать любой, с выходным каскадом работающим в режиме АВ (проверялся TL081-работает). В качестве диодов вполне работоспособны советские КД521, КД522, либо их зарубежные аналоги. Катушка мотается проводом ПЭВ-1 диаметром 0,6-0,8, и содержит 30 витков, намотанных на каркасе диаметром 8 мм.
Основные технические характеристики (из первоисточника):
Входное сопротивление |
130 кОм |
Номинальное входное напряжение |
0,7 В |
Номинальная выходная мощность |
12 Вт |
Максимальная выходная мощность |
15 Вт |
Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц |
0,02 % |
Коэффициент гармоник на частоте 0,2-20 кГц, при Рвых=12Вт |
0,04 % |
Скорость нарастания выходного напряжения |
10 В/мкс |
Относительный уровень шума (не взвешенное значение) |
— 90 дБ |
От себя добавлю — схема собранная из заведомо исправных деталей работает сразу. При её реализации, я добавил узел регулировки «0» у операционного усилителя. Для получения параметров «автоматически», подобрал транзисторы выходного каскада в пары (тогда мне нечем было измерять К гр). Улучшить технические характеристики усилителя можно заменой ОУ на более скоростной. Повысить выходную мощность можно путём повышения напряжения на выходных каскадах. Только не забывать пересчитывать резисторы в плечах питания ОУ, либо заменить простые стабилизаторы на интегральные.
Еще хотелось бы упомянуть об усилителе опубликованном в журнале «Радио» за 1990 год №2 стр 63-68. В нём так же был использован вышеописанный способ включения ОУ типа К544УД2. Конечно, были и другие «изюминки», в результате был достигнут уровень гармоник не более 0,01% во ВСЕЙ полосе частот(0,2-20кГц) при выходной мощности 60Вт.
В заключении хотелось бы отметить, что в рамках одной статьи нельзя охватить все способы снижения искажений ОУ. Однако рассмотренный, несомненно, заслуживает самого пристального внимания со стороны радиолюбителей. В частности, на мой взгляд , такая схемотехника вполне может быть использована при проектировании высококачественных телефонных усилителей.
Вопросы, как обычно, складываем тут.
Как вам эта статья? | Заработало ли это устройство у вас? |
Операционные усилители (ОУ) широко используются в усилительных устройствах. Однако применение их ограничено в основном каскадами предварительного усиления. Вызвано это тем, что ОУ среднего класса отдают в нагрузку не более 150 мВт и для увеличения выходной мощности приходится использовать мощные выходные каскады с большим количеством дискретных элементов.
В усилителях с низкоомной нагрузкой (например, головные телефоны) к выходу ОУ обычно подключают двухтактный усилительный каскад на биполярных транзисторах, работающий в режиме В (рис. 2.3) или АВ (рис. 2.4). Первый каскад характеризуется хорошей термостабильностью, но весьма существенно искажает сигналы малого уровня (искажения типа «ступенька»). Второй работает в линейном режиме (благодаря начальному смещению на базах транзисторов), однако для поддержания необходимой температурной стабильности тока покоя требует введения дополнительных термочувствительных элементов (VD1, VD2). Указанных недостатков нет у каскада, показанного на рис. 2.5, в котором используется необычный способ управления работой транзисторов VT1, VT2 по цепям питания ОУ. Сопротивления резисторов R1 и R2 можно определить так [1]: R1 = R2 = Uсм/Iпотр, где Uсм — рекомендуемое начальное напряжение смещения выходных транзисторов, равное 0,4 В, Iпотр — приводимое в справочниках типовое (либо измеренное для конкретного ОУ) значение тока потребления ОУ. При таком напряжении смещения выходные транзисторы в отсутствие сигнала закрыты и при небольшом сигнале весь выходной ток протекает через ОУ. В результате температурная стабильность такого устройства приближается к стабильности каскада, работающего в режиме В, и в то же время в нем отсутствуют свойственные этому режиму искажения малого сигнала, иными словами, рассмотренный усилитель обладает преимуществами усилителей, собранных по схемам на рис. 1 и 2, и не имеет их недостатков. В то же время коллекторы транзисторов VT1, VT2 этого устройства соединены с выходом ОУ, поэтому амплитуда выходного сигнала не превышает максимального напряжения на выходе ОУ. равного обычно 11… 13 В. Отделив выход ОУ от коллекторов транзисторов, амплитуду выходного напряжения можно увеличить до 14… 14.5 В (что меньше напряжения питания на величину напряжения насыщения транзисторов). Принципиальная схема такого усилителя приведена на рис. 2.6. Его коэффициент усиления — 10, амплитуда выходного напряжения на нагрузке сопротивлением 150 Ом и 10 кОм — соответственно 12 и 14 В, скорость нарастания выходного сигнала — 2,5 В/мкс (Rн = 150 Ом). Резисторы R7. R8, создающие начальное напряжение смещения (0,5 ..0,6 В) на базах транзисторов, уменьшают искажения типа «ступенька». Резистор R5 выполняет функции нагрузки ОУ DA1. Сопротивление его выбирают небольшим (50… 500 Ом), поскольку необходимый для «раскачки» выходных транзисторов ток протекает через этот резистор при небольшой амплитуде выходного напряжения ОУ. Резисторы R9, R10 создают небольшую местную отрицательную обратную связь (ООС), снижающую влияние разброса характеристик транзисторов на параметры выходного каскада. При этом, однако, из-за падения напряжения на резисторах снижается максимальное выходное напряжение.
Принцип управления выходными транзисторами по цепям питания можно применить и в усилителях с более высоким напряжением питания (рис. 2.7). Включенные в цепи питания ОУ транзисторы VT1, VT2 обеспечивают эффективную фильтрацию и стабилизацию напряжения питания ОУ (оно равно напряжению пробоя стабилитронов VD1, VD2 за вычетом падения напряжения на эмиттерных переходах транзисторов). Кроме того, через эти транзисторы, включенные по схеме ОБ. управляющий ток поступает в цепи баз транзисторов VT3. VT4 выходного каскада. Еще один пример построения усилителя с высоким питающим напряжением показан на рис 2.8. Его коэффициент усиления — 10, амплитуда выходного напряжения — 29,5 В, максимальная выходная мощность — 11 Вт, коэффициент гармоник — 0,4 %, полоса пропускания по мощности — 30 кГц. Величину напряжения питания ОУ задают делители R1R2 и R5R6. Частотную коррекцию усилителя осуществляют конденсаторы C1, С2. Высокая линейность усилителя гарантируется при равенстве сопротивлений резисторов R7 и R8 и подборе транзисторов VT3, VT4 с близкими параметрами (параметры транзисторов VT1, VT2 на величину нелинейных искажений существенного влияния не оказывают). Недостаток усилителя — зависимость напряжения питания ОУ от стабильности общего питающего напряжения. Поэтому, если используется нестабилизированный источник, резисторы R2, R5 лучше заменить стабилитронами (см. рис. 2.7). С учетом вышеизложенного был разработан мощный усилитель ЗЧ (рис. 2.9). Его входное напряжение — 1 В, выходная мощность — 50 Вт при сопротивлении нагрузки 4 Ом, коэффициент гармоник — 0,15%, скорость нарастания выходного напряжения — 7 В/мкс. В усилителе использован принцип температурной стабилизации тока покоя выходных транзисторов при помощи обратной связи по току. Элементы R6, R10, R12—R15, С2—С4 предотвращают самовозбуждение.
Усилители на ОУ, содержащие выходные каскады усиления по напряжению, имеют одну примечательную особенность. Известно, что скорость нарастания выходного напряжения прямо пропорциональна его амплитуде, а поскольку последняя в К раз (К — коэффициент усиления выходного каскада) больше амплитуды напряжения на выходе ОУ, то и скорость его нарастания в К раз превышает скорость нарастания напряжения на выходе ОУ. Казалось бы, что повышения скорости нарастания выходного напряжения можно достигнуть, увеличивая коэффициент усиления каскада, однако делать это можно только до вполне определенной величины, пока сохраняется устойчивость усилителя. Рассмотренные усилители могут быть применены в самых различных устройствах. В генераторах питания электродвигателей магнитофонов и ЭПУ могут работать усилители, схемы которых показаны на рис. 2.8 и рис. 2.9 Практически все предложенные устройства можно использовать в качестве маломощных усилителей ЗЧ. |
Простой аудио усилитель на операционном усилителе LM833
Это схема простого аудио усилителя на основе операционного усилителя LM833. Она относится к разряду тех схем, которые можно собрать за час «на коленке». Однако, несмотря на свою простоту, схема вполне работоспособна и при должном качестве сборки может найти применение в качестве усилителя для наушников или предусилителя электрогитары. Или, на худой конец, вашего первого собранного устройства.
Рис. 1. Схема простого аудио усилителя на LM833.
Усилитель работает от девяти вольтовой батарейки типа «крона». Основу усилителя составляет сдвоенный операционный аудио усилитель общего назначения — LM833. Задействованная часть микросхемы включена по схеме неинвертирующего усилителя, незадействованная — по схеме повторителя, то есть по сути «заглушена». Полоса пропускания схемы приблизительно от 0.5 Гц до 16 кГц. Коэффициент усиления от 1 до 100 в зависимости от значения переменного резистора. Номиналы всех компонентов понятны из схемы.
Операционный усилитель имеет однополярное питание 9 В. Идеальный операционный усилитель может давать на выходе напряжение в диапазоне от 0 до напряжения питания. В реальности так могут вести себя только операционные усилители типа Rail-to-rail, а операционные усилители общего назначения работают в диапазоне от минимального до максимального напряжения насыщения, которое обычно меньше напряжения питания на ~1 — 2 В. Для того чтобы усилить входной сигнал по максимуму и без искажений, мы должны сместить его в середину диапазона выходного напряжения оу — приблизительно в точку 4 В. Тогда выходному сигналу будет где «развернуться».
Рис. 1. Усиление входного сигнала (красный) без смещения. Выходной сигнал (синий) «обрезается снизу».
Рис. 2. Слишком большое смещение. Выходной сигнал «обрезается сверху». Можно уменьшить усиление, тогда сигнал не будет искажаться.
Рис. 3. Оптимальное смещение и усиление. Сигнал не искажается.
Схему смещения составляют компоненты R1, R4 и С3. Резисторы R1 и R4 образуют делитель напряжения, благодаря которому на неинвертирующем выводе операционного усилителя присутствует постоянное напряжение чуть меньше половины питания, а конденсатор C3 отсекает постоянную составляющую входного сигнала. Если вы посмотрите осциллографом напряжение в точке A, то увидите, что входной сигнал колеблется на «подставке» в 4 В. Это как раз то, что нам нужно.
Помимо смещения компоненты R1, R4 и С3 выполняют роль пассивного RC фильтра низкой частоты. Частота среза этого фильтра будет определяться формулой
f = 1/(2*Pi*R*C), [Гц]
С — это емкость входного разделительно конденсатора C3, а R — это суммарное сопротивлении параллельно соединенных резисторов R1 и R4. Почему параллельных? Потому что для переменного сигнала источник питания представляет собой «закоротку». То есть он его как бы не «видит».
Операционный усилитель имеет высокое входное сопротивление. Резисторы R1 и R4 будут уменьшать это сопротивление (потому что для переменного входного сигнала они включены параллельно входному сопротивлению усилителя) и, по сути, определять его значение.
Для того чтобы не «загробить» входной аудио сигнал (по амплитуде и частоте), номиналы резисторов и конденсатора нужно взять достаточно большими — сотни кОм и единицы мкФ. Для номиналов указанных в схеме, частота среза фильтра составит ~0.6 Гц.
Самая простая схема усилителя напряжения на оу — это схема неинвертирующего усилителя (на рисунке ниже она выделена серой рамкой). Для усиления входного сигнала мы можем использовать ее. Коэффициент усиления такой схемы равен отношению двух резисторов в цепи обратной связи.
Uout/Uin = 1 + R5/R6
Рис. 4 Схема неинвертирующего усилителя на оу.
Однако, если мы подадим наш смещенный сигнал на вход обычного неинвертирующего усилителя, операционный усилитель даже при небольшом усилении «уйдет» в насыщение (то есть на выходе будет максимальное напряжение).
Чтобы этого избежать, нужно «заставить» его усиливать только переменный сигнал. Этого можно добиться, если добавить в схему конденсатор — C7. По постоянному сигналу эта схема будет представлять собой повторитель (потому что конденсатор для постоянного сигнала равносилен обрыву), а по переменному неинвертирующий усилитель.
Как можно догадаться, данный конденсатор будет оказывать влияние на полосу пропускания нашей схемы. А если точнее, то конденсатор C7 и резистор R6 образуют низкочастотный фильтр с частотой среза:
F = 1/(2*Pi*R6 * C7) , [Гц]
Емкость конденсатора C7 нужно взять достаточно большой (десятки мкФ), чтобы частота среза этого НЧ фильтра была маленькой (доли Гц).
Схема неинвертирующего усилителя будет усиливать все частоты, которые пропускает операционный усилитель, и в том числе высокочастотный шум. Для аудио усилителя это нам совершенно не нужно. Чтобы ограничить полосу пропускания усилителя со стороны высоких частот, параллельно резистору R5 добавлен конденсатор C5. На низких частотах он не оказывает влияния на коэффициент усиления схемы, а на высоких, когда его сопротивление становится сравнимым с R5, коэффициент усиления схемы уменьшается. Конденсатор C5 вместе с резистором R5 образуют ВЧ фильтр, частота среза которого определяется формулой:
F = 1/(2*Pi*R5* C5) , [Гц]
Большой номинал этого конденсатора придаст звуку более басовое звучание (за счет подавления высоких частот), но может значительно уменьшить коэффициент усиления схемы. Поиграв с номиналом этого конденсатора, можно подобрать приемлимое частотное звучание усилителя.
На выходе операционного усилителя мы получим усиленный входной сигнал на «подставке» 4 В. В отсутствии входного сигнала на выходе усилителя будет просто напряжение 4 В (потому что для постоянного сигнала схема будет работать как повторитель, а на входе у нас 4 В). Если подключить наушники напрямую к выходу, то в отсутствии входного сигнала через них потечет ток. Это нам совершенно не нужно, поэтому на выходе усилителя стоит разделительный конденсатор C4, который «отсекает» постоянную составляющую.
Также на выходе усилителя стоит ВЧ фильтр на элементах R2 и C6. Во-первых R2 ограничивает выходной ток операционного усилителя в случае замыкания выхода на землю, а во-вторых фильтр корректирует выходной сигнал, то есть дополнительно «обрезает» высокие частоты.
И последнее — это конденсаторы в цепи питания операционного усилителя (C1, C2). Это особенно актуально при запитывании схемы от сетевого адаптера.
Конечно, это схема не является эталоном аудио звучания, и, возможно, не оправдает ваши ожидания по качеству звука. Однако, она позволяет начинающему электронщику познакомиться с основами и получить при этом конкретный практический результат. Такой опыт запоминается куда лучше, чем простое чтение учебника и зубрежка формул.
В одном материале всего не объяснишь (да и всего я не знаю), но я постарался коснуться основных моментов схемы. С ними можно поэкспериментировать и посмотреть, как будет вести себя усилитель.
СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КОЭФФИЦИЕНТА ПЕРЕДАЧИ УСИЛИТЕЛЕЙ НА ОУ в устройствах на микросхемах
Эксплуатация ОУ в качестве усилителя слабых сигналов подразумевает возможность и необходимость направленно менять его параметры, подстраивая тем самым свойства технического устройства под нужды потребителя. В этой связи весьма актуальным вопросом эксплуатации ОУ была и остается проблема регулировки его коэффициента передачи в определенных пределах и по заданному закону.
Рис. 6.1. Схема усилителя на ОУ с плавно изменяемым коэффициентом передачи
Варианты способов регулировки коэффициента передачи и их сопоставительные характеристики в графическом представлении [6.1] приведены ниже.
Коэффициент передачи (усиления) усилителя на ОУ, рис. 6.1 [6.2], можно определить как
, рис. 6.2.
х
Рис. 6.2. Характеристики усилителя, рис. 6.1, при регулировке потенциометра R1,x — доля потенциометра R 7
Рис. 6.3. Схема усилителя на ОУ с квадратично изменяемым коэффициентом передачи
Коэффициент передачи (усиления) усилителя на ОУ, рис. 6.3, выполненного в виде двух последова-
тельно включенных каскадов (рис. 6.1) со сдвоенным потенциометром
R1, можно определить как:
Если включить последовательно несколько подобных каскадов, можно получить усилитель, выходное напряжение которого регулируется по закону
Рис. 6.4. Схема усилителя на ОУ со степенным изменением коэффициента передачи
где п — количество каскадов, рис. 6.4.
Регулировочные характеристики синхронно регулируемых 2-х, 3-х, 5-и и 10-и каскадных усилителей показаны на рис. 6.5.
Схема регулировки коэффициента передачи усилителя на ОУ, предложенная Вудвардом [6.3], показана на рис. 6.6. Коэффициент передачи
усилителя определяется как К =
рис. 6.8.
X
Рис. 6.5. Регулировочные характеристики многокаскадных (п-2; п=3; п=5; п= 70) синхронно регулируемых усилителей, рис. 6.4
Коэффициент усиления усилителя на ОУ, рис. 6.7, можно определить как:
Рис. 6.6. Схема усилителя на ОУ с регулируемым коэффициентом усиления
Рис. 6.7. Вариант схемы включения регулятора усиления
Рис. 6.8. Характеристики усилителя, рис. 6.7, при регулировке потенциометра R3, х — доля потенциометра R3. R2/R1:
1 — 10;2 — 5;3 — 2;4 — 1
Частным случаем представленной на рис. 6.9 схемы является схема включения операционного усилителя с резистивным делителем в цепи обратной связи, рис. 6.7. Коэффициент передачи по модулю такого усилителя определяется как:
Рис. 6.9. Схема включения операционного усилителя с резистивным делителем в цепи обратной связи
Рис. 6.10. Характеристики усилителя, рис. 6.9, при использовании в качестве R3 потенциометра, х — доля потенциометра R3, где R3:
1 — 10; 2 — 20; 3 — 33,3; 4 —50; 5—100 кОм
При варьировании номиналов резисторов усилителя, в частности, при замене резистора R3 на потенциометр, можно получить серию характеристических кривых, рис. 6.10 (R1=R3; R2=R4=100 кОм). При х->Ю или при
R3->0 формула для определения К не применима, поскольку формально коэффициент передачи стремится к бесконечности;
Рис. 6.7 7. Схема усилителя Грэма с изменяемым коэффициентом усиления
В усилителе Грэма, рис. 6.11 [6.4,
6.5], коэффициент усиления К при регулировке потенциометра R1 изменяется в пределах от -п до п:
Рис. 6.Ί2. Регулировочные характеристики усилителя Грэма, х — доля потенциометра R7
где х — часть (доля) сопротивления потенциометра R1 между движком и общей шиной.
При условиии
Так, например, при использовании в качестве DA1 усилителя LM741,
R1 = R2=10 кОму R3 = 11,11 кОму R4=100 кОМу т. е. при п-10, коэффициент передачи устройства при крайних положениях движка потенциометра R1 составляет 20 дБ (10 раз), а в его среднем положении падает до -67 дБ (зависит от точности подбора элементов схемы и в идеале стремится к нулю), рис. 6.12.
Поскольку регулировочная кривая усилителя почти симметрична, потенциометр R1 можно разделить на два равных по номиналу сопротивления, одно из которых — переменное.
Примечание.
Следует учитывать уникальную особенность устройства: в верхнем по схеме положении движка потенциометра R1 усилитель не инвертирует фазу входного сигнала, а в нижнем — инвертирует.
Это свойство усилителя Грэма можно использовать для балансировки противофазных сигналов в измерительной и преобразовательной технике.
Коэффициент усиления неинвертирующих усилителей (рис. 6.13, 6.14) определяется как К = 1+R2/R1. Это выражение справедливо при условии, что сопротивление источника сигнала стремится к нулю, входное сопротивление операционного усилителя и его коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи (т. е. предельный) — к бесконечности.
Соответствующее выражение для инвертирующих усилителей, отличающихся только включением входов операционного усилителя, запишется так: К = -R2/R1. Знак минус означает сдвиг выходного сигнала на 180 град.
Рис. 6.16. Вариант выполнения усилителя со ступенчато изменяемым коэффициентом передачи
Рис. 6.15. Вариант схемы включения операционного усилителя с дискретно изменяемым коэффициентом передачи
Рис. 6.14. Вариант схемы неинвертирующего усилителя с плавно регулируемым коэффициентом усиления
Рис. 6,13, Схема неинвертирующего усилителя с плавно регулируемым коэффициентом усиления
Коэффициент передачи усилителя на основе ОУ (рис. 6.15 и 6.16) можно ступенчато менять, используя многопозиционный переключатель. Обычно этот коэффициент меняют в соотношении 1:10:100…, хотя могут быть использованы и иные соотношения, например, 1:2:4:8…
В схеме инвертирующего усилителя Бича с варьируемым коэффициентом усиления, рис. 6.17 [6.6], коэффициент передачи устройства регулируют, изменяя соотношение между сигналами, поступающими на входы операционного усилителя DA1.
Для реализации усилителя необходимо, чтобы R1=R3, R2=R4, тогда /у =-R2/Rl, точнее, KJ,C=-(R2-R4)/(R1+R4), RBX =(Rl+R3)/2.
Практически при R1 = R3 = 2 кОм, R2=R4=200 кОм коэффициент передачи усилителя на микросхеме 741 изменяется в пределах от 40 дБ (R4=0 кОм) до -40 дБ (R4=198 кОм)… -92 дБ (R4=200 кОм), рис. 6.18. При R4=100 кОм коэффициент передачи устройства близок к 1.
Регулировочный элемент в схеме усилителя Бича можно включить по несколько видоизмененному варианту, рис. 6.19 [6.7]. В приведенной схеме первый каскад усиления, выполненный на микросхеме DA1, обеспечивает коэффициент усиления (R2/R1+1)=20. Номиналы резисторов второго каскад, который, собственно, и обеспечивает регулирование коэффициента передачи в широком диапазоне от положительных до отрицательных значений, должны отвечать следующим соотношениям: R3=R4=R6=R5/2=R. Тогда коэффициент передачи каскада можно определить
как (1—R5/R)/2, а всего усиди- теля — 10(1—R5/R). График зависимости коэффициента передачи усилителя при изменении угла поворота движка потенциометра R5 приведен на рис. 6.20.
Рис. 6.17. Схема усилителя Бича с регулируемым коэффициентом передачи
Примечание.
Рис. 6.18. Регулировочные характеристики усилителя Бича, х — доля потенциометра R4
Преимуществом такого способа регулирования является строго линейная зависимость изменения коэффициента передачи от величины сопротивления регулировочного потенциометра.
Схему усилителя Бича (рис. 6.21) можно использовать и в качестве аналогового ключа. Коэффициент передачи ключа во включенном его
состоянии равен 1 (при условии R1=R2=R3=R4), размах входного сигнала не должен превышать 1,2 В.
Входное сопротивление ключа (и усилителя, рис. 6.17) определяется как (Rl+R3)/2.
Когда на вход Uynp поступает уровень логической единицы (2,4—4 В), транзистор VT1 насыщается и подключает резистор R4 к общей шине, в результате сигнал ослабляется на 70—90 дБ. Так, например, при R1=R2=R3=R4=100 кОм коэффициент ослабления входного сигнала составляет 70 дБ.
При поступлении на вход Uynp уровня логического нуля транзистор VT1 запирается, сигнал проходит на выход усилителя без потерь.
Коэффициент передачи усилителя Риттера, рис. 6.22 [6.8,6.9], можно определить из выражения:
где х — доля сопротивления R3, подключенная к неинвертирующего входа ОУ.
На рис. 6.23 приведена зависимость коэффициента передачи усилителя Риттера при регулировке потенциометра R3: кривая 1 — при R1=R2=1 кОм, R3=10 кОм, R4=100 кОм; кривая 2 — при R1=R2=R3=R4=1 кОм.
Упрощенный вариант схемы Риттера, представленный на рис. 6.22, 6.24, отличается отсутствием резистора R1 (рис. 6.22, Rl->>oo). Регулировочные характеристики усилителя приведены на рис. 6.25.
Хорошо известно, что коэффициент передачи операционного усилителя в типовом включении определяется как 1+R2/R3, т. е. ни при каких обстоятельствах не может быть ниже единицы. Сделать управляемый
аттенюатор с регулируемым коэффициентом передачи от 0 и выше удалось Ф. Енсену [6.10], который использовал сдвоенный потенциометр в выходных цепях усилителя, рис. 6.26, 6.27. Главным действующим элементом, регулирующий общий коэффициент передачи устройства, является сдвоенный потенциометр R3, R4, рис. 6.27. Потенциометр включен таким образом, чтобы при увеличении значения сопротивления потенциометра R3 доля напряжения, снимаемого с движка потенциометра R4, возрастала.
Рис. 6.25. Регулировочные характеристики упрощенного варианта усилителя Риттера
Рис. 6.24. Упрощенный вариант усилителя Риттера с регулируемым коэффициентом передачи
Примечание.
Отмечу, что подобное устройство можно было бы реализовать гораздо проще, применив в качестве регулятора всего один потенциометр.
Усилитель [6.8], представленный на рис. 6.28, позволяет при использовании одного потенциометра регулировать уровень выходного сигнала’ в пределах от -к до /с, дБ.
Коэффициент усиления неинвертирующего усилителя Кус можно определить как, Напряжение в точке А равно
Напряжение на выходе устройстваСледовательно, итого
вый коэффициент передачи устройства, дБ, при условии R1=R4=R можно найти из выражения:На рис. 6.29 показана зави
симость к(х) при R1=R4=R=2 кОм, R3=200 кОм (R2=l МОм). При R3»R и х=0,1—0,9 можно воспользоваться приближенной зависимостью:
Ещеодин усилитель Вудварда [6.11], представленный на рис. 6.30, выполнен на двух операционных усилителях, его коэффициент передачи не зависит от номинала регулирующего элемента — потенциометра R2,
и определяется как, χ ψ 0. Регулировочные характеристики
усилителя приведены на рис. 6.31.
Синхронное и идеально согласованное изменение коэффициента передачи двухканального усилителя при использовании единственного органа управления — потенциометра возможно при построении усилителя по схеме, приведенной на рис. 6.32 [6.12].
Рис. 6.30. Схема усилителя Вудварда на двух ОУ
Рис. 6.37. Регулировочные характеристики усилителя, рис. 6.30, х — доля потенциометра R2, R1=R3
Рис. 6.32. Схема двухканального регулятора уровня сигнала с использованием одного потенциометра
Усилитель состоит из двух электрически не связанных узлов, состояние которых, однако, определяется положением движка потенциометра R5. Резистивные элементы схемы определены из условия: R1=R3=R10=R11=R; R2=R4=R12=Rg.
Коэффициент передачи верхнего по схеме узла определяется выражением, где к — доля потенциометра R5 (0—1,0).
Для нижнего по схеме узла напряжение на выходе ОУ DA2 определяется какРезистивный делитель R—RG цепи
отрицательной обратной связи ОУ DA3 (его коэффициент передачи на инвертирующий вход ОУ DA3 равен), уменьшает это напряжение
на инвертирующем входе ОУ DA3 доПоскольку на неинвер
тирующем входе этой микросхемы напряжение равно UBx2, то, с учетом коэффициента передачи ОУ DA3, напряжение на выходе канала равно
Следовательно, при изменении положения движка управляющего потенциометра R5 коэффициент передачи обоих каналов усилителя будет изменяться в равной степени.
Для обеспечения нулевого коэффициента передачи нижнего канала усилителя при крайнем верхним положении движка потенциометра R5 производят регулировку потенциометра R7.
Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. — СПб.: Наука и Техника, 2013. —352 с.
