Отрицательная обратная связь в усилителе

Обратная связь – процесс передачи сигнала с выхода усилителя обратно на его вход, а также цепь, осуществляющая эту передачу.

Обратная связь (ОС) называется отрицательной (ООС, NFB), если выходной сигнал усилителя вычитается из входного. Для простоты будем рассматривать установившийся режим работы всей системы, причем усилитель работает в активном режиме (т.е. нормально усиливает сигнал без всяких там перегрузок).

Структурная схема усилителя, охваченного ООС, показана на рис.1.

Рис. 1. Структурная схема усилителя, охваченного ООС.

Здесь некоторый «виртуальный» усилитель с коэффициентом усиления по напряжению Ku’ получается из исходного «реального» усилителя, имеющего коэффициент усиления Ku, и охваченного цепью ООС. На самом деле термин «виртуальный» не совсем корректен, но я буду пользоваться им, потому что с точки зрения внешних устройств, подключенных к системе в целом, она представляет собой усилитель с параметрами, отличающимися от параметров реального исходного усилителя без ООС.

С выхода реального усилителя напряжение передается на его вход через цепь ООС с коэффициентом передачи β:

Обычно цепь ООС является пассивной, и β ≤ 1. Если цепь ООС усиливает, то это принципиально ничего не меняет, и все формулы в этом случае выводятся аналогично. Если β = 0, то это означает, что Uоос = 0 и обратная связь отсутствует. Обратите внимание, что совершенно безразлично, какую именно схему имеет цепь ООС. Главное – это насколько (во сколько раз) она ослабляет напряжение.

В данной системе присутствует два разных входных напряжения, и чтобы не путаться, я им дам различные наименования:

1.    Напряжение, подаваемое на вход «виртуального» усилителя от источника сигнала. Его будем обозначать Uсигн.

2.    Напряжение, приходящее на вход реального усилителя – Uвх.

Итак, выходное напряжение усилителя Uвых превращается цепью ООС в напряжение обратной связи Uоос и вычитается из входного напряжения. Результат – входное напряжение реального усилителя:

Важный момент: Uоос всегда меньше Uсигн, поэтому Uвх всегда больше нуля.

Реальный усилитель усиливает свой входной сигнал в Ku раз:

Преобразуем формулу (3):

Но Uвых/Uсигн – это коэффициент усиления Ku’ «виртуального» усилителя, как он проявляется для внешнего мира, поэтому:

Таким образом, мы получили формулу для вычисления коэффициента усиления для усилителя, охваченного ООС.

Теперь можно объяснить, почему Uоос < Uсигн. Допустим, что Uоос = Uсигн. Тогда напряжение, приходящее на вход реального усилителя равно нулю: Uвх = Uсигн – Uоос = 0. А раз так, то и выходное напряжение усилителя равно нулю: Uвых = Uвх∙Ku. Но ведь Uоос получается из выходного напряжения: Uоос = Uвых∙β, значит оно также будет равно нулю! Пришли к противоречию: предположив, что Uоос = Uсигн, получили, что Uоос = 0. Так происходит только при отсутствии сигнала на входе всей системы, когда все напряжения равны нулю. Что будет, если Uоос > Uсигн, рассмотрите самостоятельно. С точки зрения математики, исходное утверждение доказывается элементарно:

Рассматривая физику процессов, следует помнить, что выходное напряжение усилителя появляется не само по себе, а является следствием его усиления и образуется из его входного напряжения: Uвых = Ku∙Uвх.

Итак, при охвате усилителя ООС, его коэффициент усиления уменьшается в (1+β∙Ku) раз. Но введение ООС изменяет и другие параметры усилителя.

1. Отрицательная обратная связь изменяет в (1+β∙Ku) раз входное и выходное сопротивления усилителя. При этом они могут как увеличиваться, так и уменьшаться в зависимости от способа соединения цепи ООС со входом и выходом усилителя – последовательно или параллельно. Способы подключения цепи ООС ко входу усилителя показаны на рис. 2, а к выходу усилителя – на рис. 3.

Рис. 2. Способы подключения цепи ООС ко входу усилителя.

Эти формулы несложно вывести, но мы это делать не будем, а будем пользоваться готовыми. И объяснить их с точки зрения схемотехники также несложно. Например, на рис. 2а, напряжение на входе усилителя после замыкания цепи ООС возросло в (1+β∙Ku) раз: Uсигн = Uвх∙(1+β∙Ku), а входной ток остался прежним. Значит, по закону Ома (R=U/I) и сопротивление возросло в (1+β∙Ku) раз.

Рис. 3. Способы подключения цепи ООС к выходу усилителя.

При последовательной по выходу ООС через ее цепь проходит выходной ток усилителя (ток нагрузки), поэтому ее часто называют обратной связью по току. Несколько примеров разных включений цепи ООС показано на рис. 4 и рис. 5. Цепь ООС является четырехполюсником, который обычно замыкается через «землю» цепи, явным образом это показано на рис. 4б.

Рис. 5. Примеры включения цепи ООС в усилителе на ОУ.

2. Отрицательная обратная связь расширяет частотный диапазон усилителя. Нижняя fн и верхняя fв граничные частоты увеличиваются примерно в (1+β∙Ku), если усилитель имеет спад АЧХ 6 дБ/октаву. На самом деле, при охвате усилителя ООС могут происходить самые разные процессы, вплоть до превращения усилителя в генератор, но если все работает, то частотный диапазон обязательно расширяется. Это иллюстрируют АЧХ исходного усилителя (синяя) и усилителя, охваченного ООС (красная) на рис. 6. Там же показаны границы частотного диапазона без ООС и с ней. Напоминаю, что граничной частотой считается такая частота, где коэффициент усиления уменьшается в корень из двух (примерно 1,41) раз.

Рис. 6. Расширение частотного диапазона при помощи ООС.

3. Введение ООС уменьшает нелинейные искажения усилителя (коэффициент гармоник) примерно в (1+β∙Ku) раз. Это происходит оттого, что ООС линеаризует систему и уменьшает ее ошибки. Изменяется и амплитудная характеристика усилителя (рис.7), на ней плавный переход к области насыщения превращается в довольно острый излом – ООС линеаризует этот участок и «пытается» вытянуть пропорциональное усиление даже там, где оно уже начинает уменьшаться.

Рис. 7. Улучшение линейности усилителя при помощи ООС.

На самом деле (1+β∙Ku) – это очень приблизительная оценка, поскольку для анализа нелинейных цепей используется уже совсем другая математика и там все очень сильно зависит от нелинейности усилителя. Но, тем не менее, искажения усилителя снижаются тем сильнее, чем глубже ООС, и в «простых» случаях формула (1+β∙Ku) работает достаточно хорошо.

Итак, мы видим, что охват усилителя отрицательной обратной связью изменяет ряд его основных параметров в (1+β∙Ku) раз. Проанализируем это выражение сначала чисто математически, не вникая пока в его физический смысл. Очевидно, что тут возможны три варианта:

а) β∙Ku << 1 и это слагаемое практически не влияет на результат. Это происходит при очень малой глубине ООС.

б) β∙Ku ≈ 1. В этом случае можно считать, что глубина ООС становится достаточно большой, чтобы начать оказывать влияние на параметры усилителя.

г) β∙Ku >> 1. Тут обратная связь очень глубока. Интересно, что для очень глубокой ООС формула (4) превращается вот во что:

То есть, свойства усилителя (коэффициент усиления и АЧХ) определяются исключительно параметрами цепи ООС. При значении β∙Ku = 100, погрешность применения вместо формулы (4) упрощенной формулы (5) составляет 1%, такой погрешностью в большинстве случаев можно пренебречь. А в реальных схемах на операционных усилителях величина β∙Ku может достигать десятков тысяч, делая погрешность «упрощения формулы» практически незначимой.

Обратите внимание, что в формуле присутствует величина β∙Ku, как произведение. При этом одинаковое значение этого произведения можно получить как при большой величине Ku и маленьком β, так и при большом β и небольшом Ku, так что в данном смысле эти два параметра равнозначны. Термин «глубина обратной связи» часто ассоциируется с термином «коэффициент передачи цепи ООС», который обозначает величину β, а хорошо было бы ввести некоторое понятие, отражающее именно величину β∙Ku, как более важную для применения. Так сейчас и поступим, только не забывайте, что у нас β ≤ 1, так что понятие большое или маленькое β означает, например, такие значения: β = 0,1 или β = 0,0001.

Теперь давайте оценим степень влияния отрицательной обратной связи, исходя из физического смысла и электроники. Обратимся к рис. 1. Внутри усилителя присутствует два напряжения: Uвх и Uоос. Очевидно, что степень влияния ООС на усилитель зависит от соотношения этих напряжений. Если Uоос << Uвх, то сигнал обратной связи незначителен на фоне входного сигнала усилителя, и ООС влияет слабо. И наоборот, если Uоос >> Uвх, то главную роль во входном сигнале «реального» усилителя играет именно ООС (т.к. Uсигн = Uоос + Uвх и значит входной сигнал «виртуального» усилителя практически равен Uоос). С другой стороны, Uоос получается из напряжения Uвх, после усиления его усилителем и ослабления цепью ООС. Как оно получается? Мысленно разомкнем петлю обратной связи в точке 

А (разрывать цепь электрически можно не всегда – иногда от этого изменяется величина β), рис. 8.

Рис. 8. Разомкнутая петля ООС.

Со стороны точки приложения сигнала ООС (это точка А), входной сигнал проходит два элемента – усилитель и цепь ООС. Общий коэффициент передачи последовательно соединенных устройств равен произведению их коэффициентов передачи: Ku∙β. Эта величина является коэффициентом усиления сигнала в петле обратной связи и называется петлевым усилением:

С другой стороны:

Это то самое взаимоотношение между напряжением ООС и входным напряжением «реального» усилителя, которое показывает степень влияния обратной связи. Кроме того, оно полностью соответствует выражению, которое мы вывели, математически анализируя формулу коэффициента усиления усилителя с замкнутой ООС. Так что глубину обратной связи характеризует именно петлевое усиление, и именно его имеют ввиду, когда говорят о глубине ООС. Хотя иногда под глубиной ООС подразумевают коэффициент передачи цепи обратной связи β – в случаях, когда Ku велико, и величину A = β∙Ku определяет в основном β.

Таким образом, именно петлевое усиление определяет свойства усилителя, которые он проявляет для внешнего мира. Именно на эту величину изменяются коэффициент усиления, входное и выходное сопротивления, граничные частоты и коэффициент гармоник.

В некоторых случаях вычисление петлевого усиления по формуле (6) может быть затруднено, тогда можно найти его из изменения коэффициента усиления усилителя при охвате его ООС:

Последнее выражение достаточно точно, при А≥100. Проще всего определять таким способом петлевое усиление по логарифмической АЧХ усилителя (диаграмме Боде). На рис. 9 петлевое усиление А = 100 – 60 = 40 дБ, т.е. 100 раз. На самом деле А = 100 – 1 = 99 раз (39,9 дБ), но этим зачастую можно пренебречь, поэтому обычно в таких случаях говорят, что петлевое усиление равно ровно 40 дБ.

Рис. 9. Определение глубины ООС по АЧХ.

Пока что я ничего не говорил о свойствах и схеме самой цепи ООС. На самом деле, значение ее коэффициента передачи не обязательно являются константой. Эта цепь может быть частотнозависимой, тогда величина β меняется с частотой. Такое свойственно современным усилителям сигналов, когда для постоянного тока стремятся получить стопроцентную обратную связь (β=1), дающую максимальную стабильность режима работы усилителя, а для переменного тока глубину ООС выбирают такой, чтобы Ku’ для него (усиливаемого сигнала) был равен 10…1000 (β≈0,1…0,001). На самом деле при снижении частоты f ниже определенного значения, β начинает расти, доходя до единицы при f = 0, т.е. на постоянном токе. Но это все происходит ниже рабочего диапазона частот усилителя, поэтому в таких случаях глубину ООС принято оценивать двумя значениями: для постоянного тока, и для переменного тока (в рабочем диапазоне частот).

Если вернуться к формуле (5) для коэффициента усиления с замкнутой цепью ООС, то видно, что при достаточно большом значении петлевого усиления, свойства усилителя – это обратная величина от свойств цепи обратной связи. Такая ситуация лучше всего получается, если усилитель имеет очень большой коэффициент усиления без ООС – десятки-сотни тысяч и миллионы. Для работы в таких условиях созданы специальные микросхемы, называемые операционными усилителями (ОУ).

Понятие операционного усилителя появилось во второй половине ХХ века, когда получили широкое распространение аналоговые электронно-вычислительные машины (АВМ). Принцип их применения был основан на том, что подбиралась соответствующая электрическая цепь, описываемая теми же уравнениями, что и исследуемый неэлектрический процесс. Измеряя напряжения и токи в цепи, получали значения параметров исследуемого процесса. Для АВМ требовались блоки (функциональные узлы), выполняющие определенные математические операции: масштабирование (усиление), сложение, вычитание, интегрирование, дифференцирование и др. Довольно быстро пришли к выводу, что вместо того, чтобы разрабатывать каждый такой блок по-отдельности, проще получить их все из одинаковых усилителей, охваченных цепью ООС – так и появились ОУ. В настоящее время возможности цифровых вычислительных машин настолько велики, что моделирование (и управление) проще и точнее выполнять на них, и АВМ практически исчезли, а операционные усилители остались – они оказались очень удобными для применения, ведь из них можно получить практически любое устройство, всего лишь охватив их соответствующей ООС.

Так что получить, например, усилитель с нужной АЧХ достаточно просто, достаточно охватить его ООС, имеющей АЧХ «зеркальной» к требуемой (рис. 10).

Рис. 10. Частотнозависимая ООС.

Схемы, реализующие данные АЧХ показаны на рис. 11.

Рис. 11. Цепь частотнозависимой ООС.

Однако, конструируя схемы на операционных усилителях, следует помнить, что их огромный коэффициент усиления сохраняется только на очень низких частотах, а потом начинает падать со скоростью 20 дБ/декада. У большинства ОУ широкого применения спад АЧХ начинается с частоты порядка 10 Гц. Поэтому на частотах в десятки килогерц Ku может быть довольно мал, и при попытке получить на такой частоте большое усиление, глубина обратной связи (петлевое усиление) может оказаться слишком маленьким. При этом возрастет погрешность выполняемой функции, и повышаются нелинейные искажения. На рис. 12 показаны АЧХ усилителя (см. рис. 10 и рис. 11) без ООС и с ООС. На частотах 20 Гц, 1 кГц и 20 кГц глубина ООС (петлевое усиление) составляет 39 дБ, 24 дБ и 11 дБ соответственно. Вполне можно считать, что на частоте 20 кГц обратная связь имеет очень низкую глубину и практически не улучшает параметров усилителя.

Рис. 12. Зависимость глубины ООС от частоты.

В заключение хотелось бы отметить, что это только элементарная теория обратной связи. Здесь, например, не учтен тот факт, что на переменном токе и коэффициент усиления «реального» усилителя, и коэффициент передачи цепи обратной связи обычно величины комплексные (петлевое усиление также является комплекным). Поэтому формула (4) верна только для модулей, а «на все случаи жизни» ее надо записывать так:

При этом цепь ООС может изменять не только амплитуду сигнала, но и его фазу. Причем, если сдвиг фаз в петле ООС станет равным 180 градусам, то сигнал обратной связи будет не вычитаться из сигнала источника, а прибавляться к нему, и обратная связь из отрицательной превратится в положительную. Но это уже совсем другая история…

Главная цель этого материала – дать понимание основ обратной связи для дальнейшего углубленного ее изучения, тем более что физика и математика процессов показана совершенно правильно.

Готовлю продолжение о секретах применения отрицательной обратной связи.

23.11.2010

8.3. Основные схемы включения ОУ с ООС

8.3.1.Инвертирующий усилитель

При рассмотрении параметров ОУ говорилось, что хороший усилитель должен обладать очень большим усилением, входным сопротивлением, стремящимся к бесконечности, и малым выходным сопротивлением. Эти свойства не могут быть достигнуты даже теоретически. Поэтому можно говорить лишь о приближении параметров каждого конкретного ОУ к идеальным параметрам. Однако это приближение можно считать достаточным, чтобы при анализе схем

сОУ можно было использовать два следующих основных допущения:

1)напряжение на входе ОУ из-за очень большого коэффициента усиления всегда равно нулю при любой схеме включения;

2)из-за очень большого входного сопротивления ОУ (значительно превышающего сопротивления, подключенные к его входу) ток, протекающий во входной цепи ОУ, равен нулю.

Используя эти допущения, рассмотрим схему усилителя, представленную на рис. 8.3.

В этой схеме сигнал от источника U1 подается на инвертирующий вход ОУ через сопротивление R. Сопро-

тивление ROC создает отрицательную обратную связь по напряжению, параллельную по входу. Согласно первому допущению, ток, протекающий по сопротивлению R, равен току, протекающему по сопротивлению ROC (входной ток усилителя равен нулю). Согласно второму допущению, напряжение на сопротивлении R равно U1, а напряжение на сопротивлении ROC равно U2 (напряжение на входе ОУ равно нулю). Таким образом, имеем

ROC

I2

I1

R RI

КДUВХ

Рис. 8.3

I

= −I

2

;

I

= U1 ;

I

2

=

U2

;

U1

= −

U2

.

(8.5)

1

1

R

ROC

R

ROC

Отсюда

К =

U2

= − ROC .

(8.6)

U1

R

Как видно из (8.6), величина коэффициента усиления и его стабильность определяются только параметрами обратной связи и не зависят от свойств ОУ.

В точке ввода обратной связи (инвертирующий вход ОУ) входное сопротивление ОУ уменьшается в F раз (практически стремится к нулю), где F — глубина параллельной, отрицательной обратной связи по напряжению, создаваемой сопротивлением ROC. Следовательно, входное сопротивление усилителя с инвертирующим включением ОУ можно считать равным сопротивлению R. Выходное сопротивление также в F раз меньше RI — выходного сопротивления самого ОУ.

При равенстве сопротивлений R и ROC коэффициент передачи схемы на рис. 8.3 становится равным единице, т.е. схема становится инвертирующим повторителем входного сигнала.

Для уменьшения влияния на работу усилителя напряжения сдвига во входную цепь включается балансировочное сопротивление. Это сопротивление включают между неинвертирующим входом и землей. Отсутствие сигнала на выходе схемы при отсутствии его на входе определяется качеством подбора этого сопротивления.

8.3.2. Неинвертирующее включение ОУ

Схема неинвертирующего включения ОУ представлена на рис. 8.4. Источник сигнала в этой схеме подключен к неинвертирующему входу, следовательно, фаза выходного напряжения не будет отличаться от фазы входного. Напряжение обратной связи UOC формируется на нижнем плече делителя R1,R2 и подается на инвертирующий вход. Таким образом, ОУ оказывается охваченным отрицательной обратной связью по напряжению, последовательной по входу. Коэффициент передачи цепи обратной связи β в этой схеме определяется коэффициентом деления делителя

R2

RИ

β =

,

(8.7)

RI

R1 + R2

а глубина обратной связи

будет

EИ

UВХ

RД

R1

RH

равна

F =1 +βКД .

(8.8)

КДUВХ

R2

UOC

Коэффициент

усиления

усилителя с ООС при достаточно

Рис. 8.4

большом значении βКД >> 1 будет

равен

К =

КД

=

1

=

R

1

+ R

2 =

1 +

R

1

.

(8.9)

1

+βКД

R2

β

R2

Входное сопротивление ОУ с последовательной по входу обратной связью увеличивается в F раз и становится равным

RВХ = RД(1 +βКД ) .

(8.10)

Выходное сопротивление, как и в предыдущем случае, уменьшается благодаря отрицательной обратной связи по напряжению в F раз:

	RВЫХ =			RI	.	(8.11)
		1		+βКД

Если в схеме (см. рис. 8.4) убрать делитель R1R2, выход непосредственно соединить с инвертирующим входом, а сигнал подать на неинвертирующий вход, то усилитель приобретает свойства обычного повторителя напряжения.

8.3.3. Инвертирующий сумматор сигналов

На рис. 8.5 представлена схема, выполняющая суммирование напряжений нескольких сигналов, поступающих на вход ОУ от ряда независимых источников. Выходное напряжение в этой схеме является результатом суммирования напряжений, приложенных к входу и умноженных на коэффициент усиления, определяемый соотношением сопротивлений ROC и R1 — Rn. Согласно принятому ранее допущению, напряжение на инвертирующем входе равно

RОС

нулю,

следовательно,

токи,

E1

R1

протекающие через сопротивления R1 –

E2

Rn, будут соответственно равны

R2

E

I =

E1

; I

=

E2

; I

=

En

.

(8.12)

R

U2

2

n

1

n

n

R1

R2

R n

Все эти токи суммируются в

Рис. 8.5

сопротивлении RОС и создают на выходе

напряжение, равное

R OC

R OC

R OC

U2

= −(I1 +I2

+… +I3 )R OC = − E1

+E2

+… +En

.

(8.13)

R1

R 2

R n

Из (8.13) следует, что усиление по каждому входу можно регулировать, выбирая нужную величину сопротивлений R1 – Rn. При равенстве этих сопротивлений все входные напряжения усиливаются на один и тот же коэффициент. Если сопротивления R1 – Rn выбрать равными R, а сопротивление ROC – равным R/n, то напряжение на выходе будет пропорционально среднему значению всех входных напряжений:

U

= E

R

+ E

R

+… + E

R

=

E1 +E2 +… + En .

(8.14)

2

1 nR

2 nR

n nR

n

Зависимость коэффициента передачи для любого из суммируемых сигналов от сопротивления в его цепи позволяет использовать сумматоры в качестве микшеров при смешении звуковых сигналов.

8.3.4.Интегрирующий усилитель

Всовременных радиотехнических устройствах, в импульсной технике и

ввычислительной технике находят широкое применение линейные электрические цепи, у которых выходной сигнал пропорционален или интегралу, или производной от приложенного воздействия. Такие цепи получили соответственно названия интегрирующих или дифференцирующих. Из электротехники известно, что простейшая цепь для выполнения этих операций может состоять из включенных последовательно резистора и емкости (рис.8.6,а и б).

	R			C
u1	C	u2	u1	R	u2
	а			б
		Рис.8.6

В схеме на рис. 8.6, а выходной сигнал пропорционален интегралу от входного воздействия. В схеме на рис. 8.6, б выходной сигнал оказывается пропорционален производной от входного воздействия. Таким образом, тип производимой операции зависит от того, с какого элемента снимается выходной сигнал. Качество выполняемых операций в этих цепочках определяется постоянной времени τ = RC. Для увеличения точности операции интегрирования следует увеличивать постоянную времени для схемы (см. рис. 8.6, а). Точность операции дифференцирования для схемы (см. рис. 8.6, б) повышается с уменьшением постоянной времени τ. Нетрудно видеть, что повышение точности операций в обеих цепях ведет к очень быстрому снижению их коэффициентов передачи.

Использование операционных усилителей в устройствах, предназначенных для выполнения операций интегрирования и дифференцирования, позволяет значительно повысить точность этих операций. Интегратор и дифференциатор, построенные на базе ОУ, представлены соответственно на рис. 8.7, а и б. Внешнее отличие этих схем заключается в том, что в интегрирующей схеме в цепи обратной связи включен конденсатор С, а в дифференцирующей схеме в цепи обратной связи включен резистор R.

Рассмотрим схему на рис. 8.7, а. В этой схеме сигнал подается на инвертирующий вход через сопротивление R, а в цепи обратной связи включен конденсатор С. Согласно принятым для операционных усилителей правилам, потенциал входа ОУ не отличается от нуля, а токи через R и C равны между собой:

iR = −iC = −	u1	.	(8.15)
	R

C iC	R	iR
iR	iC
R	C
u1	u2 u1	u2

Рис. 8.7

В свою очередь напряжение в цепи обратной связи на емкости C равно выходному напряжению u2 и определяется током, протекающим через эту емкость:

1

1

u

1

u

2

=

i

dt =

−

1

dt = −

u dt .

(8.16)

C ∫

C

C ∫

R

RC ∫

1

Емкость С в схеме (см. рис. 8.7, а) создает отрицательную обратную связь по напряжению, параллельную по входу. Величина емкости С может быть пересчитана на вход ОУ, согласно эффекту Миллера, путем умножения значения С на 1 + КД. (Аналогичный пересчет уже был показан в отношении емкости СК при анализе частотных свойств транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером.) Таким образом, постоянная времени цепочки RC может быть увеличена во много раз благодаря огромному коэффициенту усиления ОУ без обратной связи, что одновременно приводит к увеличению точности интегрирования.

В схеме, представленной на рис. 8.7, б, сигнал подается на инвертирующий вход через конденсатор С, а сопротивление R включено в цепь обратной связи. Считая, как обычно, что потенциал входа ОУ равен нулю и, следовательно, напряжение на емкости С равно u1, можем записать выражение для тока через емкость в следующем виде:

Операционный усилитель с токовой обратной связью — Википедия

Операцио́нный усили́тель с то́ковой обра́тной свя́зью (ОУ с ТОС^[1], ОУ ТОС), реже трансимпедансный усилитель — электронный усилитель с двумя входами, инвертирующий вход которого, обычно используемый для отрицательной обратной связи, имеет низкое входное сопротивление и управляется током, а не напряжением, как это принято в классических операционных усилителях (ОУ) с дифференциальным входом.

Основное преимущество ОУ ТОС перед классическими ОУ с отрицательной обратной связью (ООС) по напряжению — высокое быстродействие, а именно: высокая скорость нарастания выходного напряжения (до 9 В/нс в серийных интегральных схемах^[2]), малое время установления и большая полоса пропускания. Частота среза серийного ОУ ТОС в схеме с ООС составляет от 100 МГц до 2 ГГц — она зависит только от величины сопротивления цепи ООС и встроенной корректирующей ёмкости и практически не зависит от заданного коэффициента усиления^[3]. ОУ ТОС обычно совпадает с его частотой среза для малого сигнала и превосходит аналогичный показатель классического ОУ. Нелинейные искажения ОУ ТОС на высоких частотах ниже, чем у классического ОУ^[3].

Высокие показатели быстродействия достигаются асимметрией и схемотехнической простотой входного каскада и, как следствие, низкой точностью^[4]. ОУ ТОС применяются преимущественно для усиления и фильтрации сигналов в широкополосных устройствах на частотах выше 100 МГц^[5][6]: в радиолокации, видеотехнике, в системах кабельной и оптоволоконной связи и цифровой обработки высокочастотных сигналов. Популярность ОУ ТОС ограничивают некоторая сложность применения и недостаточная точность^[7]. Основные схемы включения ОУ ТОС топологически совпадают со схемами включения классического ОУ, реализация других типовых схем затруднена или вовсе невозможна. Возможно, что дальнейшее развитие схемотехники классических ОУ ещё более сузит область применения ОУ ТОС^[8].

Блок-схема ОУ ТОС

Традиционное представление: повторители напряжения и токовое зеркало

Альтернативное представление: токовый конвейер с выходным повторителем^[9][10]

В большинстве аналоговых электронных устройств носителем информации, или аналоговым сигналом, выступает электрическое напряжение, а основным структурным узлом обработки сигнала — электронный усилитель напряжения^[11]. Вплоть до середины 1990-х годов в аналоговой электронике доминировали операционные усилители, управляемые напряжением — универсальные усилители напряжения, способные реализовать практически все необходимые функции обработки аналогового сигнала^[12].

Быстродействие любого усилителя напряжения ограничено временем перезарядки ёмкостей аналогового тракта — прежде всего, миллеровских ёмкостей транзисторов, и во вторую очередь, паразитных ёмкостей иных компонентов и проводников схемы^[13][14]. Быстродействие классического ОУ дополнительно ограничивает корректирующая ёмкость, намеренно встроенная в схему для обеспечения устойчивости на высоких частотах^[15]. Паразитные индуктивности проводников ограничивают скорость нарастания токов и также снижают быстродействие, но в реальных интегральных схемах (ИС) влияние индуктивностей намного меньше влияния ёмкостей^[13]. По этой причине усилители тока всегда опережают в быстродействии усилители напряжения, построенные на сопоставимой элементной базе^[13][16]. В идеальном усилителе тока перезарядка ёмкостей не происходит вообще, так как напряжения на элементах схемы остаются неизменными^[17][18]. Если же входными и выходными сигналами усилителя тока должны служить напряжения, то на входе и выходе размещаются согласующие двухтактные эмиттерные повторители, способные быстро заряжать и разряжать паразитные ёмкости^[17].

Именно по такой схеме (входной повторитель напряжения → токовое зеркало → преобразователь тока в напряжение → выходной повторитель напряжения) строятся операционные усилители с токовой обратной связью. Будучи некоторым аналогом классических ОУ с обратной связью по напряжению, ОУ ТОС отличаются от них двумя особенностями архитектуры^[19]:

• Входным каскадом ОУ ТОС служит не дифференциальный усилитель, а повторитель напряжения, высокоомный вход которого является неинвертирующим входом ОУ ТОС, а низкоомный выход — инвертирующим входом ОУ ТОС. Таким образом, даже при разомкнутой цепи ООС напряжение на инвертирующем входе всегда повторяет напряжение на неинвертирующем входе. Сигналом ошибки служит не дифференциальное входное напряжение, а протекающий через инвертирующий вход ток Ierr{\displaystyle I_{err}}^[19].
• Усиление напряжения в ОУ ТОС реализовано не на каскаде с общим эмиттером, а на преобразователе тока инвертирующего входа в напряжение^[19], который здесь фактически представляет собой усилительный каскад с общей базой. Выходное напряжение Vo{\displaystyle V_{o}} идеального ОУ ТОС определяется не дифференциальным входным напряжением, а исключительно током инвертирующего входа:

Vo=ZIerr{\displaystyle V_{o}=ZI_{err}}, где Z{\displaystyle Z} — частотно-зависимый коэффициент преобразования входного тока в выходное напряжение (трансимпеданс)^[19].

В альтернативном представлении ОУ ТОС представляет собой неинвертирующий токовый конвейер второго поколения (CCII+), нагруженный на трансимпеданс Z{\displaystyle Z} и согласованный с внешней нагрузкой выходным повторителем напряжения^[9]. Трактовка ОУ ТОС в терминах теории токовых конвейеров бытует в академической среде, тогда как сами производители эти термины не используют^{[20][комм. 1]}. Трансимпеданс серийных ОУ ТОС велик настолько, что они, как и классические ОУ, применяются исключительно в схемах с глубокой ООС^[22].

Современные токовые аналоговые ИС восходят к двум фундаментальным идеям: изобретённому в 1968—1970 годы Смитом^[en] и Седрой^[en] токовому конвейеру и предложенному в 1975 году Барри Гилбертом принципу транслинейности^[23]. Базовая схема ОУ ТОС, дополняющая токовый конвейер второго поколения транслинейным выходным повторителем^[24], была разработана в начале 1980-х годов группой инженеров Hewlett-Packard во главе с Дэвидом Нельсоном^[25]. В 1983 году Нельсон подал патентную заявку на изобретение, занял у родственников 50 тысяч долларов и основал независимую компанию Comlinear^[26]. Первые выпущенные ею ОУ ТОС использовались в выходных каскадах измерительных генераторов Hewlett-Packard^[25].

Вскоре усилители Нельсона, выгодно отличавшиеся от предшественников простотой интеграции в существующие схемы и широчайшей для своего времени полосой пропускания (от постоянного тока до сотен МГц^{[комм. 2]}), прочно вошли в арсенал конструкторов телевещательной и радиолокационной техники^[25][26]. Это были громоздкие, по современным меркам, гибридные сборки в металлических корпусах промышленного типа^[25]. Реализовать схему Нельсона в монолитной полупроводниковой ИС в те годы было невозможно — технологии начала 1980-х годов не позволяли формировать на кристалле высокочастотные pnp-транзисторы, а медленные боковые pnp-транзисторы, доступные разработчикам 1970-х и начала 1980-х годов, были совершенно непригодны для построения ОУ ТОС^{[25][28][29][27]}. Лишь в 1987 году компания Elantec вывела на рынок первый монолитный ОУ ТОС EL2020. В 1988 году за ней последовали монолитные ИС Comlinear CLC400, Analog Devices AD846^[30] и AD811 — один из самых коммерчески успешных ОУ ТОС^[25]. Тогда же произошло разделение серийных ОУ ТОС на два неравных класса: со встроенной корректирующей ёмкостью (абсолютное большинство изделий) и с возможностью внешней коррекции (Z-выход) — AD844, OPA660 и их аналоги^[24][31].

В начале XXI века массовая область применения ОУ ТОС — усилители широкополосного сигнала DSL и систем связи по ЛЭП^[25], где выходным усилителем типичного DSL-модема служит сдвоенный ОУ ТОС^[25]. Все серийные ОУ ТОС начала XXI века изготовляются по дорогим, сложным в производстве^[29]биполярным техпроцессам кремний на изоляторе, которые позволяют формировать на кристалле быстрые pnp- и npn-транзисторы с хорошо согласованными параметрами^[32]. Неустранимый недостаток этих технологий — плохой отвод тепла от транзисторов — порождает заметные тепловые искажения сигнала на низких частотах, но в типичных применениях ОУ ТОС они не критичны^[33][34]. Существуют альтернативные токовые топологии на МОП-структурах, но ни одна из них не сумела потеснить в производстве биполярные ОУ ТОС^[32].

В литературе по электронике понятие «обратной связи по току» или «токовой обратной связи» (англ. current feedback) традиционно применялось и продолжает применяться к усилителям, сигнал ООС которых пропорционален току через нагрузку, а понятие «обратной связи по напряжению» — к усилителям, сигнал ООС которых пропорционален напряжению на нагрузке^[35][36]. Для обеих конфигураций цепи ООС сам усилитель, как правило, управляется напряжением. Первым исключением из этого правила стали прямые предшественники ОУ ТОС — ламповые «усилители с токовой обратной связью», в которых ток (а не напряжение) обратной связи подавался в низкоомную цепь катода входной лампы^[37]. Понятие усилителя с токовой обратной связью использовалось в этом, альтернативном, смысле уже в 1930-е годы, например в обзорной работе Фредерика Термана 1937 года^[38], — сам же принцип был известен со времён работ Ли де Фореста и Эдвина Армстронга 1920-х годов^[39]. В англоязычной литературе 1970—1990-х годов понятие «усилителя с токовой обратной связью» применялось к интегральным токоразностным усилителям Нортона^[40].

Усилители по схеме Нельсона поначалу именовались в англоязычной литературе «усилителями Comlinear» (англ. Comlinear amplifier^[41]), затем верх взял термин «усилители с токовой обратной связью» (англ. current feedback amplifier, сокращённо CF amplifier, CFA, CFB). Ещё в 1990 году его заключали в кавычки, чтоб отличать от традиционного понятия^[42] (в русскоязычных статьях кавычки применяются и в XXI веке^[43]). Затем новая трактовка закрепилась в литературе, несмотря на нежелательную двусмысленность — с традиционной точки зрения ОУ ТОС охвачены обратной связью по напряжению^[44]. Альтернативный термин — трансимпедансный усилитель — используется реже и не вполне корректен^[44]. Трансимпедансный усилитель (источник напряжения, управляемый током) может быть реализован на ОУ любого типа, тогда как понятие ОУ ТОС подразумевает, в том числе, особую схемотехнику входного каскада, принципиально отличную от схемотехники классических ОУ^[44][30].

На рынке существуют микросхемы, совмещающие свойства и «чистых» ОУ ТОС, и классических ОУ. Быстродействующие ИС, в которых между инвертирующим входом и ядром, выполненным по схеме ОУ ТОС, встроен дополнительный буферный каскад (LM7171 и аналоги) позиционируются производителями не как ОУ ТОС, а как ОУ с обратной связью по напряжению^[45]. Микромощные ИС с особо низким выходным сопротивлением, в которых входной повторитель ОУ ТОС охвачен глубокой обратной связью по напряжению (линейка «CFB plus» Burr-Brown и Texas Instruments), позиционируются как подкласс ОУ ТОС^[46]. Немногочисленный подкласс ОУ ТОС с возможностью внешней коррекции (Burr-Brown OPA660, Analog Devices AD846 и другие) особого названия не получил, в научной литературе они обычно рассматриваются не как ОУ, а как токовые конвейеры.

В документации Burr-Brown 1990-х годов входной токовый конвейер OPA660 получил название diamond transistor (в русском переводе «бриллиантовый транзистор»), а выходной повторитель — diamond buffer («бриллиантовый» буфер). Смысл первого из этих названий был в том, что токовый конвейер второго поколения рассматривался как идеальный трёхвыводной усилитель тока, своего рода «транзистор» (его «эмиттером» служил выход повторителя, а «коллектором» — выход токовых зеркал)^[47][48]. Предложенные термины не прижились, но словосочетание diamond transistor («бриллиантовый транзистор») иногда применяется для обозначения двухтактного эмиттерного повторителя^[49][50]. В отечественной практике конструкторов усилителей мощности звуковых частот похожая базовая схема получила в 1980-х годах название «параллельный» усилитель^[51].

Упрощённая принципиальная схема ОУ ТОС первого поколения^[52][53]
* T1—T4 — входной повторитель
* T5—T7, T8—Т10 — токовые зеркала
* Т12—Т15 — выходной повторитель
* T11, T16 — динамически управляемые источники тока покоя выходного повторителя

Входной каскад ОУ ТОС выполняется по схеме двухтактного эмиттерного повторителя. Обычно используется четырёхтранзисторная транслинейная конфигурация (англ. diamond transistor, mixed translinear cell, MTC-II^[54]), реже — двухтактный повторитель с диодным смещением (англ. MTC-I^[54]). Коэффициент передачи повторителя, работающего в чистом режиме А, близок к единице настолько, что его отклонениями от идеала обычно пренебрегают^[5][41]. Вход повторителя является неинвертирующим (потенциальным) входом ОУ ТОС, выход повторителя — инвертирующим (токовым) входом ОУ ТОС. В отличие от симметричного дифференциального каскада на входе классического ОУ, входы ОУ ТОС принципиально асимметричны, поэтому он практически никогда не применяется в схемах, чувствительных к асимметрии входов, например, в дифференциальных усилителях-вычитателях^[55].

Выходное сопротивление повторителя R0{\displaystyle R_{0}} — важный показатель, ограничивающий точность устройств на ОУ ТОС^[56]. В серийных ОУ ТОС оно не превышает 50 Ом^[5]. В теории R0{\displaystyle R_{0}} пропорционально абсолютной температуре и обратно пропорционально току покоя повторителя^[57][58], в реальных ИС это нестабильный, плохо предсказуемый показатель^[59]. Из-за неизбежного рассогласования пар pnp- и npn-транзисторов его значения для втекающих и вытекающих токов могут заметно различаться^[60], на высоких частотах R0{\displaystyle R_{0}} плавно возрастает, что незначительно улучшает стабильность усилителя^[5]. На практике этими явлениями пренебрегают и проектируют цепи обратной связи так, чтобы обеспечить устойчивость при любых возможных значениях R0{\displaystyle R_{0}} во всём рабочем диапазоне частот^[59].

В верхнее и нижнее плечи питания входного повторителя включены два токовых зеркала, образующие совместно с повторителем неинвертирующий токовый конвейер второго поколения (CCII+). Генерируемый зеркалами разностный ток Im{\displaystyle {I_{m}}}, равный или прямо пропорциональный выходному току повторителя Ierr{\displaystyle {I_{err}}}, замыкается на условную «землю»^{[комм. 3]} через частотно-зависимую цепь утечки с полным сопротивлением Z{\displaystyle {Z}}. Его активная составляющая RZ{\displaystyle R_{Z}} (от сотен кОм до нескольких МОм) задаёт коэффициент усиления ОУ ТОС в области низких частот, а совместно с емкостной составляющей CZ{\displaystyle C_{Z}} (доли пФ или несколько пФ) — частоту среза ОУ ТОС при разомкнутой петле ООС: fco=1/(2πRzCz){\displaystyle f_{co}=1/(2\pi R_{z}C_{z})}, порядка нескольких сотен кГц^[22][61]. Токовые зеркала и цепь утечки образуют управляемый током источник тока c подключённым к нему трансимпедансом Z{\displaystyle {Z}}. Получаемое при этом напряжение VZ{\displaystyle V_{Z}} равно произведению ZIerr{\displaystyle ZI_{err}}.

Выходной эмиттерный повторитель передаёт это напряжение на выход ОУ ТОС. Конечное выходное сопротивление ОУ ТОС может влиять на его поведение при работе на низкоомную или емкостную нагрузку, но в расчётах им обычно пренебрегают^[22]. Выходные каскады ОУ ТОС проектируются для работы на нагрузки сопротивлением 100 Ом и менее (против типичной нагрузки 600 Ом у классического ОУ)^[62]. Частотные ограничения выходного каскада кремниевого ОУ ТОС, по данным 2006 года, начинают сказываться на частотах выше 1,3 ГГц, а у перспективных ИС на гетероструктурах SiGe — на частотах выше 20 ГГц^[43][63].

Простейшая модель ОУ ТОС

Модель, используемая в анализе быстродействия и точностных показателей^{[22][комм. 4]}

Та же модель в неинвертирующем включении

Коэффициент усиления[править | править код]

В неинвертирующем включении усиливаемое напряжение подаётся на неинвертирующий вход ОУ ТОС, а его инвертирующий вход подключается к средней точке делителя R1R2{\displaystyle {R_{1}}{R_{2}}}, включенного между выходом ОУ и общим проводом. В соответствии с первым законом Кирхгофа алгебраическая сумма токов, втекающих в среднюю точку делителя и вытекающих из неё, равна нулю:

Vo−Vin−R1−Vin−R2+VoZ=0   (1){\displaystyle {\frac {{V_{o}}-{V_{in-}}}{R_{1}}}-{\frac {V_{in-}}{R_{2}}}+{\frac {V_{o}}{Z}}=0~~~(1)}

В первом приближении R0=0{\displaystyle {R_{0}}=0}, поэтому Vin−=Vin+=Vin{\displaystyle {V_{in-}}={V_{in+}}={V_{in}}}. Уравнение (1) преобразуется в формулу для коэффициента усиления Ky{\displaystyle {K_{y}}}:

Ky=VoVin=(1+R1R2)(11+1G)   (2){\displaystyle K_{y}={\frac {V_{o}}{V_{in}}}=\left({1+{\frac {R_{1}}{R_{2}}}}\right)\left({\frac {1}{1+{\frac {1}{G}}}}\right)~~~(2)},

где G{\displaystyle G} — частотнозависимый коэффициент петлевого усиления G=Z(f)R1   (3){\displaystyle G={\frac {Z(f)}{R_{1}}}~~~(3)}

В области низких частот при больших, чисто активных значениях G{\displaystyle G} формула (2) вырождается в базовую формулу для неинвертирующего включения классического ОУ: Ky=1+R1R2{\displaystyle K_{y}=1+{\frac {R_{1}}{R_{2}}}}^[64].

Частота среза для малого сигнала[править | править код]

В области высоких частот ОУ ТОС в схеме с ООС ведёт себя принципиально отлично от классического ОУ со встроенной корректирующей ёмкостью. У последнего частота среза в неинвертирующем включении fc{\displaystyle f_{c}} обратно пропорциональна коэффициенту усиления в области низких частот, заданному отношением R1{\displaystyle R_{1}} и R2{\displaystyle R_{2}}, то есть произведение частоты среза на коэффициент усиления постоянно и равно частоте единичного усиления^{[комм. 5]}. Частота среза ОУ ТОС в первом приближении зависит только от величин R1{\displaystyle {R_{1}}} и корректирующей ёмкости CZ{\displaystyle C_{Z}}, определяющей импеданс Z{\displaystyle Z} на высоких частотах, и не зависит от коэффициента усиления в области низких частот^[65]:

fc≈12πR1CZ   (4){\displaystyle f_{c}\approx {\frac {1}{2\pi {R_{1}}{C_{Z}}}}~~~(4)}^[66]

Изменение R2{\displaystyle {R_{2}}} изменяет коэффициент усиления, но полоса пропускания остаётся неизменной — что особенно удобно в радиочастотных схемах с цифровым программированием усиления^[67][68]. Независимость частоты среза от коэффициента усиления — характерное свойство токовых схем, впервые описанное Терманом в 1937 году^[69].

Более точный анализ, учитывающий влияние R0{\displaystyle {R_{0}}}, показывает, что с ростом коэффициента усиления частота среза всё же снижается, но незначительно — намного медленнее, чем в схеме с обычным ОУ^[68][70]. Наиболее подвержены этому эффекту микромощные ИС с высокими значениями R0{\displaystyle {R_{0}}}^[46]. При Ky=1{\displaystyle K_{y}=1} грамотно спроектированный усилитель на базе ОУ ТОС устойчив, имеет максимально возможную частоту среза, но вблизи неё наблюдаются выбросы АЧХ и фазовые искажения^[71]. В устройствах, критичных к фазовым искажениям, предпочтительно включение с Ky=2{\displaystyle K_{y}=2}, не столь быстродействующее, но менее склонное к выбросам АЧХ^[71]. При Ky>10{\displaystyle K_{y}>10} сужение полосы пропускания становится очевидным^[72], примерно на уровне Ky>50{\displaystyle K_{y}>50} зависимость fc(Ky){\displaystyle f_{c}(K_{y})} приближается к обратно-пропорциональной^[64]. На практике столь высокие коэффициенты усиления не используются, а показатели ОУ ТОС в таких режимах не нормируются.

Паспортные частоты среза ОУ ТОС по данным обзора 2006 года составляют от 10 МГц (для микромощных серий) до 1,65 ГГц (для наиболее быстрых)^[73]. Токи покоя и полосы пропускания различных ОУ ТОС, созданных на сопоставимой технологической базе, связаны примерно линейной зависимостью. Типичный ОУ ТОС разработки начала 2000-х годов в покое потребляет примерно 1 мА на каждые 100 МГц предельной частоты среза^[74].

Сопротивление обратной связи[править | править код]

Из формул (3) и (4) следует, что для расширения полосы пропускания следует уменьшать, насколько это возможно, величину R1{\displaystyle {R_{1}}}. При её снижении ниже допустимого предела (порядка нескольких сотен Ом) расчётная частота среза сдвигается в область полюсов второго и выше порядков, сдвиг фаз достигает величины в 180°, усилитель самовозбуждается. Тем более нельзя замыкать выход ОУ ТОС непосредственно на его инвертирующий вход, как это делается в повторителях на классических ОУ, или подключать к инвертирующему входу интегрирующую или корректирующую ёмкость^[75][76]. При необходимости сузить полосу пропускания или подавить выбросы АЧХ корректирующая ёмкость подключается не к инвертирующему входу, а между неинвертирующим входом и общим проводом^[76]. Модуль полного сопротивления цепи, включенной между выходом ОУ ТОС и его инвертирующим входом, никогда не должен опускаться ниже минимального значения R1{\displaystyle {R_{1}}}, указанного производителем для используемой комбинации коэффициента усиления, напряжения питания и сопротивления нагрузки. Исключение из этого правила — шунтирование R1{\displaystyle {R_{1}}} тщательно подобранной корректирующей ёмкостью для устойчивости ОУ ТОС в инвертирующем включении, когда к инвертирующему входу подключён источник со значительной выходной ёмкостью, например, ЦАП с токовым выходом^{[77][комм. 6]}.

Как правило, производители указывают для каждой серии быстрых ОУ ТОС два набора минимально допустимых R1{\displaystyle {R_{1}}}, установленных опытным путём при характеризации прототипа ИС^[78]. Более высокие значения гарантируют достаточный запас устойчивости и гладкую АЧХ в области частоты среза, меньшие обеспечивают лучшую полосу пропускания при минимальном запасе устойчивости и заметных выбросах АЧХ. Например, для выпущенного в 2002 году ОУ ТОС гигагерцового диапазона THS3202 первое значение составляет 750 Ом для любых допустимых Ky{\displaystyle K_{y}}

что это такое, принцип работы, схемы включения

В радиоэлектронике и микросхемотехнике широкое распространение получил операционный усилитель (ОУ). Он обладает отличными техническими характеристиками (ТХ) по усилению сигналов. Чтобы понять сферы применения ОУ, нужно узнать его принцип действия, схему подключения и основные ТХ.

Что такое операционный усилитель

ОУ — интегральная микросхема (ИМС), основным предназначением которой является усиление значения постоянного тока. Она имеет только один выход, который называется дифференциальным. Этот выход обладает высоким коэффициентом, усиливающим сигнал (Kу). ОУ в основном применяются при построении схем с отрицательной обратной связью (ООС), которая при основной ТХ по усилению и определяет Kу исходной схемы. ОУ применяются не только в виде отдельных ИМС, но и в разных блоках сложных устройств.

У ОУ 2 входа и 1 выход, а также есть выводы для подключения источника питания (ИП). Принцип действия операционного усилителя прост. Существует 2 правила, взятых за основу. Правила описывают простые процессы работы ИМС, происходящие в ОУ, и как работает ИМС, понятно даже чайникам. На выходе разность напряжений (U) равна 0, а входы ОУ почти не потребляют ток (I). Один вход называется неинвертирующим (V+), а другой является инвертирующим (V-). Кроме того, входы ОУ обладают высоким сопротивлением (R) и практически не потребляют I.

Чип сравнивает значения U на входах и выдает сигнал, предварительно усиливая его. Kу ОУ имеет высокое значение, достигающее 1000000. Если произойдет подача низкого U на вход, то на выходе возможно получить величину, равную U источника питания (Uип). Если U на входе V+ больше, чем на V-, то на выходе получится максимальное положительное значение. При запитывании положительным U инвертирующего входа на выходе будет максимальная величина отрицательного напряжения.

Основным требованием для работы ОУ является применение двухполярного ИП. Возможно применение однополярного ИП, но при этом возможности ОУ сильно ограничиваются. Если использовать батарейку и принять за 0 ее плюсовую сторону, то при измерении значений получится 1,5 В. Если взять 2 батарейки и соединить их последовательно, то произойдет сложение U, т.е. прибор покажет 3 В.

Если принять за ноль минусовой вывод батарейки, то прибор покажет 3 В. В другом случае, если принять за 0 плюсовой вывод, то получается -3 В. При использовании в качестве нуля точки между двумя батарейками получится примитивный двухполярный ИП. Проверить исправность ОУ можно только при подключении его в схему.

Виды и обозначения на схеме

С развитием электросхемотехники операционные усилители постоянно совершенствуются и появляются новые модели.

Классификация по сферам применения:

1. Индустриальные — дешевый вариант.
2. Презиционные (точная измерительная аппаратура).
3. Электрометрические (малое значение Iвх).
4. Микромощные (потребление малого I питания).
5. Программируемые (токи задаются при помощи I внешнего).
6. Мощные или сильноточные (отдача большего значения I потребителю).
7. Низковольтные (работают при U<3 В).
8. Высоковольтные (рассчитаны на высокие значения U).
9. Быстродействующие (высокая скорость нарастания и частота усиления).
10. С низким уровнем шума.
11. Звуковой тип (низкий коэффициент гармоник).
12. Для двухполярного и однополярного типа электрического питания.
13. Разностные (способны измерять низкие U при высоких помехах). Применяются в шунтах.
14. Усилительные каскады готового типа.
15. Специализированные.

По входным сигналам ОУ делятся на 2 типа:

1. С 2 входами.
2. С 3 входами. 3 вход применяется для расширения функциональных возможностей. Обладает внутренней ООС.

Схема операционного усилителя достаточно сложная, и не имеет смысла его изготавливать, а радиолюбителю нужно только знать правильную схему включения операционного усилителя, но для этого следует понимать расшифровку его выводов.

Основные обозначения выводов ИМС:

1. V+ — неинвертирующий вход.
2. V- — инвертирующий вход.
3. Vout — выход.Vs+ (Vdd, Vcc, Vcc+) — плюсовая клемма ИП.
4. Vs- (Vss, Vee, Vcc-) — минус ИП.

Практически в любом ОУ присутствуют 5 выводов. Однако в некоторых разновидностях может отсутствовать V-. Существуют модели, которые обладают дополнительными выводами, которые расширяют возможности ОУ.

Выводы для питания необязательно обозначать, т.к. это увеличивает читабельность схемы. Вывод питания от положительной клеммы или полюса ИП располагают вверху схемы.

Основные характеристики

ОУ, как и другие радиодетали, имеют ТХ, которые можно разделить на типы:

1. Усилительные.
2. Входные.
3. Выходные.
4. Энергетические.
5. Дрейфовые.
6. Частотные.
7. Быстродействие.

Коэффициент усиления является основной характеристикой ОУ. Он характеризуется отношением выходного сигнала ко входному. Его еще называют амплитудной, или передаточной ТХ, которая представлена в виде графиков зависимости. К входным относятся все величины для входа ОУ: Rвх, токи смещения (Iсм) и сдвига (Iвх), дрейф и максимальное входное дифференциальное U (Uдифмакс).
Iсм служит для работы ОУ на входах. Iвх нужен для функционирования входного каскада ОУ. Iвх сдвига — разность Iсм для 2 входных полупроводников ОУ.

Во время построения схем нужно учитывать эти I при подключении резисторов. Если Iвх не учитывать, то это может привести к созданию дифференциального U, которое приведет к некорректной работе ОУ.
Uдифмакс — U, которое подается между входами ОУ. Его величина характеризует исключение повреждения полупроводников каскада дифференциального исполнения.

Для надежной защиты между входами ОУ подключаются встречно-параллельно 2 диода и стабилитрона. Дифференциальное входное R характеризуется R между двумя входами, а синфазное входное R — величина между 2 входами ОУ, которые объединены, и массой (земля). К выходным параметрам ОУ относятся выходное R (Rвых), максимальное выходное U и I. Параметр Rвых должен быть меньшим по значению для обеспечения лучших характеристик усиления.

Для достижения маленького Rвых нужно применять эмиттерный повторитель. Iвых изменяется при помощи коллекторного I. Энергетические ТХ оцениваются максимальной мощностью, которую потребляет ОУ. Причина некорректной работы ОУ — разброс ТХ полупроводников дифференциального усилительного каскада, зависящего от температурных показателей (температурный дрейф). Частотные параметры ОУ являются основными. Они способствуют усилению гармонических и импульсных сигналов (быстродействие).

В ИМС ОУ общего и специального вида включается конденсатор, предотвращающий генерацию высокочастотных сигналов. На частотах с низким значением схемы обладают большим коэффициентом Kу без обратной связи (ОС). При ОС используется неинвертирующее включение. Кроме того, в некоторых случаях, например при изготовлении инвертирующего усилителя, ОС не используется. Кроме того, у ОУ есть динамические характеристики:

1. Скорость нарастания Uвых (СН Uвых).
2. Время установления Uвых (реакция ОУ при скачке U).

Где применяются

Существует 2 вида схем ОУ, которые различаются способом подключения. Главный недостаток ОУ — непостоянство Kу, зависящего от режима функционирования. Основные сферы применения — усилители: инвертирующий (ИУ) и неинвертирующий (НИУ). В схеме НИУ Kу по U задается резисторами (сигнал нужно подавать на вход). ОУ содержит ООС последовательного типа. Эта связь выполнена на одном из резисторов. Она подается только на V-.

В ИУ происходит сдвиг сигналов по фазе. Для изменения знака выходного отрицательного напряжения необходима параллельная ОС по U. Вход, который является неинвертирующим, нужно заземлить. Входной сигнал через резистор подается на инвертирующий вход. Если неинвертирующий вход уходит на землю, то разность U между входами ОУ равна 0.

Можно выделить устройства, в которых применяются ОУ:

1. Предусилители.
2. Усилители звуковых и видеочастотных сигналов.
3. Компараторы U.
4. Дифусилители.
5. Диференциаторы.
6. Интеграторы.
7. Фильтрующие элементы.
8. Выпрямители (повышенная точность выходных параметров).
9. Стабилизаторы U и I.
10. Вычислители аналогового типа.
11. АЦП (аналого-цифровые преобразователи).
12. ЦАП (цифро-аналоговые преобразователи).
13. Устройства для генерации различных сигналов.
14. Компьютерная техника.

Операционные усилители и их применение получили широкое распространение в различной аппаратуре.

РадиоКот :: Усилитель с двухпетлевой ООС

РадиоКот >Схемы >Аудио >Усилители >

Усилитель с двухпетлевой ООС

УМЗЧ с двухпетлевой ООС.

Основная идея построения описанных в этой статье трёх схем усилителей основана на конструкции усилителя (УМЗЧ) автора П. Зуева, которая была опубликована в 1984 году под названием «Усилитель с многопетлевой ООС» [1].

Первая ( 2 Вт ) и вторая ( 8 Вт ) схемы – являются как бы прототипом третьего усилителя класса «Hi-Fi», с номинальной мощностью 70 Вт.

Эти усилители состоят в основном из двух частей. Первая часть – «внутренний» усилитель, охваченный «своей» цепью общей отрицательной обратной связью (ООС). Вторая часть – усилитель с внешней общей ООС в виде операционного усилителя (ОУ).

Итак, рассмотрим по порядку:

1. Усилитель 2 Вт на основе К140УД1А (К140УД101А).

Здесь такой тип ОУ выбран для того чтобы показать, насколько эффективно работает двойная ООС даже с таким «простеньким» ОУ, который когда-то назывался МА702, хотя положительным в нём является то, что выходной каскад этого ОУ работает в режиме «А». Первая (внутренняя) ООС в этой схеме образована резисторами R11 и R9, а вторая – R8 и R6.

Убедиться в эффективности работы усилителей с двойной ООС можно довольно легко. Для начала надо конечно собрать и настроить одну из схем описанного здесь усилителя на К140УД1. Затем, достаточно на время превратить первую схему с питанием 12В (или вторую с питанием 25В) в «обычный усилитель», разомкнув внешнюю общую ООС и создать последовательную схему двух усилителей с ООС. Для этого надо отсоединить правый вывод резистора R8 от выхода усилителя и подсоединить его к выходу микросхемы (вывод 5). (Надо ещё уменьшить R8 в два раза для уравнивания усиления). После такой доработки мы будем иметь обычный предварительный усилитель на ОУ и усилитель мощности, связанные между собой гальванически. Послушаем, как они будут работать, скажем, на широкополосный динамик в корпусе или на АС. Можно подключить 5ГДШ-4 для 1-й схемы или что-нибудь аналогичное.

Разницу в звучании заметят многие, особенно после возврата в первоначальное состояние. Выражено это будет в лучшей детализации ВЧ и «прозрачности» СЧ звукового диапазона. В-общем звук станет другим. Это объясняется тем, что эффект действия ООС, направленный на уменьшение нелинейных искажений, как бы перемножается, и искажения уменьшаются в этом случае примерно в 50 – 100 раз по сравнению с исходным «внутренним» УМЗЧ [1]. Причём это зависит как от глубины общей ООС, так и от коэффициента нелинейных искажений первоначального усилителя, когда он ещё не был охвачен цепью ООС. Чем этот коэффициент был меньше, тем эффективнее работа общей ООС.

Это давно известно из теории усилительных устройств. Так, если изначально, скажем, три соединённых усилительных каскада с нагрузкой имели общий Кг=10%, то общая ООС с глубиной 40дБ (100 раз) уменьшит эти искажения только в 15-20 раз. А если, в том же случае, начальный Кг был всего 0.5% и менее, то уменьшение искажений с помощью общей ООС глубиной 40дБ составит примерно те же 40 дБ т. е. почти в 100 раз, но реально чуть меньше, по причине сложности сигналов при возникновении интермодуляционных искажений (то есть искажений, связанных с эффектом преобразования частоты, подобно смесителю приёмника).

Таким образом общая ООС, которой охвачен усилительный каскад, с определённой глубиной, уменьшает нелинейность в нем на величину этой глубины только тогда, когда без этой ООС этот каскад был изначально «почти линеен». В обычных схемах стремятся увеличить линейность транзисторных усилителей с помощью местных ООС. А в нашем случае исходный усилитель уже имеет малые искажения, так как он охвачен «внутренней» общей ООС, что существенно меняет ситуацию [1].

Первая и вторая схемы усилителей на серии К140 имеют ещё одну особенность. Она заключается в применении в них так называемой коррекции на опережение [3], с помощью конденсатора С5 -100 пФ, включённого параллельно внутреннему резистору 10кОм микросхемы. Это удалось осуществить благодаря тому, что в ней есть отводы в виде ножек с номерами 2 и 3. Конденсатор компенсирует запаздывание сигнала из-за RC цепи внутри ОУ, образованной упомянутым резистором и входной ёмкостью последующего транзистора микросхемы. Осциллограф, подключённый к выходу, показывает, что без С5 схема возбуждается на частоте примерно 500 кГц. Покаскадное запаздывание сигнала влияет на усилитель с общей ООС, так как на высоких частотах из за смещения фазы (ФЧХ) отрицательная обратная связь может превратиться в положительную [2]. Тем более, когда речь идёт об усилителе с двойной ООС. Здесь внутренняя схема с «первичной» ООС должна быть как можно «короче», а ОУ должен быть по возможности быстродействующим. Но даже такая схема, построенная на серии К140, имеет высокую стабильность и отлично работает уже несколько лет в виде активной АС для компьютера.

Характеристики усилителя по первой схеме на К140УД1А:

-Номинальная выходная мощность — 2 Вт

-Номинальный диапазон частот 30…20 000 Гц. –

-Коэффициент гармоник в полосе частот 30…15 000, не более 0.03% при мощности 2 Вт.

-Входное сопротивление 7.0 кОм —

-Номинальное входное напряжение 450 мВ.

Настройка первого / второго усилителя на ОУ К140УД1А(Б):

1) Установить ток покоя выходных транзисторов на уровне 4 – 6 мА (с помощью R10), измеряя милливольтметром постоянное напряжение на резисторах R15, R16.

2) Измерить и при необходимости отрегулировать напряжение на выходе усилителя (половина напряжения питания) с помощью делителя R3/R4.

3) Проконтролировать выходное напряжение с помощью осциллографа на выходе усилителя при подключенной нагрузке. На экране прибора не должны быть видны ВЧ возбуждения, — только шумы несколько милливольт. Как правило, это выполняется.

***Исправления, выявленные при повторной сборке: исключён конденсатор С10,  (только в первой и второй схеме), VT3, VT4 — КТ815Б и КТ814Б (во второй схеме). 

2. Усилитель 8 Вт на основе К140УД1Б (К140УД101Б).

 

 

Этот усилитель практически ничем не отличается от предыдущего. Здесь также первая ООС образована резисторами R11 и R9, а вторая – R8 и R6. Разница лишь в напряжении питания и выходной мощности, для обеспечения которой необходимо следующее:

1) Источник питания должен выдавать ток в расчёте 0.72 А на канал.

2) Радиаторы выходных транзисторов должны иметь площадь охлаждающей поверхности не менее 100 см2 на каждый транзистор.

3) Если усилитель будет работать на ёмкостную нагрузку (АС с фильтрами) и с длинными проводами, то необходимо на выходе установить катушку с индуктивностью 2.5 мкГн (20 витков провода ПЭВ-0.62).

4) Если не нашлось ОУ типа К140УД1Б, то во второй схеме можно применить К544УД2 или КР544УД2 с внутренней коррекцией (выводы 1 и 8 замкнуты, резистор R5 – увеличить до 27 кОм, а параллельно С4 поставить конденсатор ёмкостью 0.33 мкФ). В этом случае можно повысить напряжение до 32-х Вольт. При этом необходимо увеличить площадь радиаторов в 1.5 раза. Номинальная выходная мощность при этом составит 12 Вт. Коэффициент гармоник на высоких частотах уменьшиться в несколько раз, а потребляемый ток вырастет до величины 0.9 Ампера на каждый канал при нагрузке 4 Ома.

Характеристики усилителя по второй схеме на К140УД1Б:

-Номинальная выходная мощность — 8 Вт на 4 Ом (Напряжение питания +25В).

-Номинальный диапазон частот 30…20 000 Гц.

-Коэффициент гармоник в полосе частот 30…16 000, не более 0.03% при мощности 8 Вт.

-Входное сопротивление 7.0 кОм.

-Номинальное входное напряжение 400 мВ.

— — — — — — — —

3. Усилитель 70 Вт на основе К574УД1А (Б, В).

Этот усилитель состоит в основном из четырёх каскадов. Первый каскад — это быстродействующий ОУ, нагруженный на второй симметричный каскад с высоким входным сопротивлением (свыше 30 кОм), позволяющий ОУ работать практически без нагрузки. Это даёт возможность работы ОУ с малыми нелинейными искажениями, даже с выходным каскадом в ОУ, работающим в режиме АВ.

Такие каскады как здесь на VT1 и VT2, были описаны ранее. Соединённые в нём базы позволяют создать баланс постоянных токов, при условии, что транзисторы подобраны по параметрам, что создаёт большое входное сопротивление каскада. Питание эмиттеров VT1 и VT2 осуществляется стабилизированным током, что создаёт возможность стабильности токов третьего каскада на VT3 и VT4 – основного усилителя напряжения.

Третий каскад так же симметричен, что позволяет существенно уменьшить вторую и последующие чётные гармоники. Кроме этого местная обратная связь, образованная резисторами R18 и R19 в эмиттерных цепях VT3, VT4 так же уменьшает нелинейность и одновременно превращает VT3 и VT4 в генераторы тока, работающие друг на друга, создавая режим «А», повышая усиление по напряжению, быстродействие и стабильность режимов. Это дало возможность стабилизировать токовый режим всего усилителя.

Четвёртый каскад образован двумя двухтактными эмиттерными повторителями – стандартный вариант. Двух транзисторов достаточно для выходной мощности до 100 Вт, так как перед ними стоит двухтактный усилитель напряжения.

Для получения большей мощности необходимо три транзистора, как это было сделано в [1] или [3]. Можно конечно обойтись двумя транзисторами и для большей мощности (150-200 Вт), но в этом случае возрастут нелинейные искажения, т. к. третий каскад (VT3, VT4) будет переходить в режим АВ. Конечно, речь идёт о повышении напряжения питания и незначительных изменениях в схеме, что часто не имеет необходимости.

Цепь первой (местной) ООС образована резисторами R13 и R15, включенных по переменному току параллельно, конденсаторами С5 С6 и резистором R14. Цепь второй (общей) ООС снимается с выхода усилителя на делитель напряжения, образованный резисторами R4, R3 с конденсатором С3, и подаётся на инвертирующий вход ОУ. Частотная коррекция обеспечивается конденсаторами С7, С8.

Ток покоя выходных транзисторов равен 50- 60 мА. Этого достаточно для уменьшения искажений типа ступенька, так как в переходной нулевой зоне ток обеспечивают одновременно и транзисторы предвыходного каскада через резисторы 39 Ом [1].

Ток покоя стабилизирован с помощью вспомогательного каскада на транзисторах VT5 VT6. Один из них германиевый (VT6). Это желательно выполнить для того чтобы был запас по напряжению для регулировки тока покоя в достаточном диапазоне [2]. Здесь датчиками тока выходных транзисторов являются резисторы в их эмиттерных цепях (0.2 Ома). Эта схема работает как дополнительный усилитель напряжения, создающий отрицательную обратную связь по току для выходного каскада, поддерживая постоянный сквозной ток VT9 VT10 на частотах вплоть до 100 кГц. Это требуется для исключения коммутационных искажений (они же – искажения типа ступенька), а так же для исключения превышения сквозного тока выходных транзисторов.

Наличие германиевого транзистора VT6 даёт возможность иметь более чувствительную температурную компенсацию нагрева выходных транзисторов, позволяющую не ставить какие либо термодатчики на радиаторы VT9, VT10. Так, при длительной работе усилителя на средней мощности 70 Вт, ток покоя выходных транзисторов увеличивается с 60 мА до значения не более чем 150 — 180 мА.

При желании можно поставить VT6 на радиатор с VT9, VT10, но не напрямую, а через текстолитовую прокладку (1мм). Этого будет достаточно, чтобы не получить перекомпенсацию. Конечно, в этом случае, необходимо обеспечить надёжное крепление транзистора VT6 на радиаторе, а самое главное – надёжное электрическое соединение проводов, идущих к ножкам VT6. Ведь при случайном обрыве любого из этих проводов, сквозной ток покоя возрастёт до максимума. Это вызовет плавление предохранителей и срабатывание устройства релейной защиты от постоянного напряжения на выходе, которое, кстати, необходимо предусмотреть в усилителе заранее. Схему такой защиты можно позаимствовать от усилителя В. Шушурина (Радио №11, 1980 г.) либо от усилителя «Бриг-У-001».

Особенности конструкции: Для нормальной работы и температурной стабильности необходимо, чтобы к VT3, VT4 были прикручены маленькие радиаторы в виде пластинок из алюминия размерами 15х20 и толщиной 1-2 мм. А транзисторы VT7, VT8 установлены на п-образные радиаторы из алюминия или крашенной тёмной меди, толщиной 1.5-2 мм размерами 22х40 мм. Резистор R22 для надёжности лучше заменить на постоянный (после настройки). Конденсаторы С1 и С3 — неполярные. С10 и С11 – желательно танталовые (можно номиналом вдвое меньшим, но если они оксидные, то не менее 10 – 20 мкФ). Конденсаторы С5 и С6 можно ставить в пределах 100 – 200 мкФ. Их незначительная нелинейность компенсируется цепью ООС. Конденсаторы С10, С11, C12, С14 и С15 – должны быть хорошего качества, так как они подвержены токовым нагрузкам.

Для усилителя необходим источник питания, который при токе нагрузки 2.4 А на канал, выдавал бы напряжение не менее +/- 30 Вольт. Ёмкость электролитических конденсаторов должна быть не менее 10 000 мкФ на плечо из расчёта на каждый канал УМЗЧ. «Общий провод» должен быть раздельным в цепи предварительного усилителя – входа УМЗЧ, по отношению к цепи выхода и питания (пред. усилитель должен как бы питаться по общему проводу от входа УМЗЧ – тогда не будет фона). В-общем всё как обычно.

Характеристики усилителя по третьей схеме на К574УД1А-В:

-Номинальная выходная мощность — 70 Вт/ 38 Вт (Сопротивление нагрузки — 4 Ом / 8 Ом).

-Номинальный диапазон частот 10…50 000 Гц.

-Коэффициент нелинейных искажений в полосе частот 20…20 000 Гц, не более 0.008% (при Pвых. = 60 Вт).

-Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц, не более 0.001% при Pвых. = 70 Вт.

-Входное сопротивление не менее 40 кОм в диапазоне частот 20…20 000 Гц.

-Номинальное входное напряжение 1.15 В.

-Отношение сигнал / шум не менее 100 дБ.

Характеристики показаны для элементной базы, обозначенной на схеме, после подборки комплементарных пар транзисторов по параметрам (+/- 20%). Ниже описана возможная замена активных элементов на другие. Современные импортные транзисторы обладают лучшими частотными свойствами, благодаря меньшим внутренним ёмкостям, большими допустимыми предельными параметрами, а также лучшей линейностью h31э. Можно заметить, что транзисторы VT1 и VT2, обозначенные на схеме, работают на пределе Uкэ max, а VT3, VT4 — на пределе их максимальных коллекторных ёмкостей.

Настройка УМЗЧ по схеме на К574УД1А-В:

1. Проверить монтаж платы. Выставить R22 (номинал 220 Ом) в положение минимального сопротивления   (0 Ом). Закоротить вход. Подключить на выход контрольную АС.

2. Подать питание на усилитель через резисторы 15 — 20 Ом мощностью 10 Вт.

3. Выставить ток покоя выходных транзисторов с помощью R22 на уровне 50 — 60 мА, измеряя напряжения на резисторах R25 и R24 (напряжение должно быть 10 — 12 мВ, постоянное).

4. Параллельно входу поставить резистор 10 кОм, а параллельно АС подключить осциллограф. На экране ничего не должно быть. Только шумы — несколько милливольт. При наличии возбуждений (что маловероятно — схема очень стабильная) параллельно R4 поставить конденсатор ёмкостью 10 — 15 пФ. Если это не помогает — проверить монтаж (можно попробовать заменить транзисторы VT3 VT4 на более согласованные, особенно по коллекторным ёмкостям). Проверить цепи коррекции ОУ. Устранить паразитные связи. Провода, идущие к выходным транзисторам должны быть как можно короче. В крайнем случае можно увеличить С4 до величины 24 пФ.

5. После успешного запуска и контроля с помощью осциллографа, можно проверить, как изменяется ток покоя выходных транзисторов, в зависимости от температуры. Обычно он не превышает 180 мА в самом худшем случае, это когда VT6 установлен на плате. Но для этого нужны радиаторы с площадью не менее 600 см2 на каждый выходной транзистор. Для улучшения компенсации по температуре, часто достаточно просто приблизить VT6 к выходному радиатору.

При положительном результате можно подключить питание усилителя напрямую и ещё раз проконтролировать “ток покоя” и «ноль» на выходе. Обычно схема работает сразу. Если ноль на выходе не точен, то можно подобрать один из резисторы R16 и R17, временно заменив один из них на переменный, номиналом 1,2 Мом.

Хотелось бы отметить, что этот усилитель был проверен в «экстремальном» режиме, на предельных мощностях в течение длительного времени. Усилитель работал одно время даже при плохом, искрящемся на большой мощности, контакте в цепи предохранителей. После устранения этой неисправности никаких изменений не произошло.

Недостатком этого усилителя можно считать отсутствие триггерной защиты от короткого замыкания на выходе (а так же необходимость установки мини-радиаторов на VT3 и VT4). Это оправдывается простотой схемы. Роль защиты выполняют плавкие предохранители. Но, нужно предусмотреть и надёжное, изолированное соединение выходного разъёма каждого канала усилителя, чтобы не допускать коротких замыканий. Эксплуатировать такой усилитель без предохранителей нельзя. Можно установить предохранители номиналом 4А каждый, но не более. При желании, можно ввести в схему и триггерную защиту, аналогичную [1].

Список замены транзисторов для схемы УМЗЧ -70 Вт:

VT1 — 2N5401, VT2 — 2N5551, VT3 — 2SC3421, VT4 — 2SA1358

VT5 — 2N3904, VT6 — ГТ308Б(В), ГТ320, ГТ321 — с любым буквенным индексом.

VT7-2SC4793, VT8-2SA1837, VT9-2SC5200, VT10-2SA1943. (VT7-VT10 можно оставить и отечественные, если они имеются, так как в этом случае это не существенно).

Стабилитроны VD1 и VD2 можно заменить на зарубежные аналоги, с напряжением стабилизации 15В. Диоды VD3 и VD4 – любые импульсные, с максимальным прямым током не менее 50 мА, например КД521А, КД522Б или их зарубежные аналоги.

Микросхему ОУ DA1 можно заменить на КР574УД1А(В) или её зарубежный аналог, КР544УД2Б, TL051 а также на ОУ: 3507J с коррекцией в соответствии с datasheet.

При такой замене можно ожидать уменьшения нелинейных искажений, не считая замены ОУ.

Литература:

1. Зуев П. «Усилитель с многопетлевой ООС». – Радио №11, 1984 г.

2. Акулиничев И. Т. «УМЗЧ с глубокой ООС». – Радио №10, 1989 г.

3. Сухов Н. «УМЗЧ высокой верности». – Радио №6, 1989 г.

———————————

Файлы:
Плата УМЗЧ 70 Вт на основе К574УД1А-В
Плата УМЗЧ 2 Вт на основе К140УД1А

Все вопросы в Форум.

---

Как вам эта статья?	Заработало ли это устройство у вас?

Усилительный каскад на биполярном транзисторе в схеме включения с оэ и отрицательной обратной связью z-типа (последовательная по току)

Структурная и принципиальная схемы усилительного каскада в схеме с ОЭ при ООС по току последовательного вида приведены на рис. 9.

Рис. 9. Структурная (а) и принципиальная (б) схемы усилительного каскада с ООС по току последовательного вида

Обратная связь в данной схеме обеспечивается резистором R_ос. Напряжение ОСU_оспропорционально току, протекающему через нагрузку и транзистор. Для описания общих свойств данной схемы удобно пользоваться системойZ-параметров. Если [Z]_K– матрицаZ-параметров усилительного каскада без ОС,– матрицаZ-параметров цепи ОС, то матрицаZ-параметров усилительного каскада, охваченного ОС по току последовательного вида, равна:

Для данной схемы имеем:

.

Используя метод четырехполюсников, согласно выражениям, при­веденным в [1], [2], можно вычислить все основные параметры усили­тельного каскада.

Анализ усилительного каскада с ООС по току последовательного вида можно так же провести и методом физических эквивалентных схем, используя выражения, приведенные в [1], [2].

Для данного усилительного каскада (рис. 9) можем записать следующие выражения:

U_вых = (U_вх – U_ос)K_u;

U_ос = I_эR_ос = U_выхR_ос /R₀.

Коэффициент усиления каскада с ООС по току последовательного вида равен:

,

где – коэффициент передачи цепи ОС.

В лабораторной работе задан фактор ОС F= 3. Для анализа каскада необходимо вычислить коэффициент передачи цепи ОС и соответственно величину сопротивления ОС. При

иимеем.

Входное сопротивление усилительного каскада с ООС равно:

,

где =25…100 ≈ 50.

Постоянные времени усилительного каскада с ООС по току последовательного вида в области нижних и верхних частот, а также граничные частоты вычисляются, используя соответствующие выражения, приведенные в [1], [2], но с учетом параметров данного каскада (R_вх,R_вых).

8. Усилительный каскад с частотно-зависимой оос по току последовательного вида

При помощи частотно-зависимой ООС по току последовательного вида (ООС Z-типа) может проводиться коррекция АЧХ усилительного каскада. Для усилительного каскада с ОЭ элементами коррекции являются резисторR_оси конденсаторC_ос(рис. 10,а). Данный вид коррекции, также называемый эмиттерной коррекцией, позволяет расширить полосу пропускания усилительного каскада в области верхних частот (эмиттерная высокочастотная коррекция). Ее достоинства – простота, малогабаритность, эффективность, стабилизация режима работы активных элементов и параметров усилительного каскада, увеличение входного сопротивления. Недостаток – уменьшение коэффициента усиления в области средних частот.

Элементы коррекции R_ос,C_оссоздают в каскаде частотно-зависимую отрицательную обратную связь, глубина которой уменьшается с ростом частоты, что ведет к относительному возрастанию коэффициента усиления, росту верхней граничной частоты и появлению подъема в частотной характеристике в области высоких частот (рис. 10,в), уменьшению времени установления и появлению подъема в переходной характеристике (рис. 10,г). Типовые величины: R_ос– десятки Ом,C_ос– десятки пФ – десятки нФ, в зависимости от диапазона частот и остальных элементов схемы усилительного каскада.

Физическая эквивалентная схема каскада (рис. 10, б) показывает, что с ростом частоты за счет уменьшения сопротивлениявозрастает доля входного напряжения, выделяющаяся на эмиттерном переходе (U_п), и соответственно растет ток в выходной цепиI_к=S_пU_п, гдеS_п– внутренняя крутизна транзистора

.

Рассмотрим свойства каскада с коррекцией, показанного на рис. 10, а, для случая, когда в нем использован транзистор с хорошими частотными свойствами [1, 2].

Рис. 10. Каскад с эмиттерной высокочастотной коррекцией:

а– принципиальная схема,б– эквивалентная схема,

в– семейство частотных иг– семейство переходных характеристик:

1. C_ос= C_{ос opt};

2. C_ос > C_{ос opt};

3. C_ос< C_{ос opt};

4. C_ос= 0; 5.C_ос= ∞.

При этом во всем частотном диапазоне выполняется условие f_s>>f, и крутизна транзистора имеет вещественное значениеS, aM_s(f)= l. Схемное построение рис. 10,а является каскадом с ОЭ, в котором в качестве цепиZиспользовано параллельное соединениеR_оси конденсатораC_ос, т.е. , где– постоянная времени корректирующей цепи. В каскадах OЭ коэффициент усиления:

, (3.1)

где – номинальный коэффициент усиления;;– глубина обратной связи или параметр, характеризующий относительное уменьшение номинального коэффициента усиления, вызванное введением в общий (заземляющий) провод транзистора резистораR_ос.

Нормированная АЧХ, соответствующая соотношению (3. 1):

, (3.2)

где – коэффициент коррекции;– нормированная частота,– постоянная времени усилительного каскада без ООС;;. Согласно (3.2) и принципу Брауде оптимально плоской частотной характеристике отвечает значение параметра коррекции, являющееся решением уравнения:

, (3.3)

т.е.

. (3.4)

Этому значению коэффициента оптимальной коррекции соответствует постоянная времени оптимальной коррекции:

. (3.5)

При большой постоянной времени корректирующей цепи, когда нормированная АЧХ каскада имеет подъем. При малых значениях этой постоянной времени, когда, площадь усиления меньше исходной, соответствующейR_ос= 0. Применение эмиттерной коррекции в условиях(приm=) не приводит к изменению площади усиления, так как в этих условиях введение в схему каскада цепи, состоящей изR_осиC_ос, сопровождается уменьшением номинального коэффициента усиления K₀в (1+g₂₁R_ос) раз и одновременным увеличением в такое же число раз верхней границы полосы пропусканияf_в. Семейство графиков нормированной АЧХ для случая применения высокочастотной коррекции, осуществляемой за счет обратной связи, приведено на рис. 11. Построение графиков выполнено при различных значениях параметровF иm‘, где

. (3.6)

Расчет условий оптимальной коррекции для усилительного каскада в схеме с ОЭ рекомендуется проводить следующим образом.

При заданном значении фактора глубины обратной связи F и расчетных для каждого конкретного варианта усилительного каскада без ООС постоянной времени в области верхних частоти сопротивления ООС по току последовательного вида, используя выражения (3.3), (3.4.) и (3.5), находятся значения коэффициента оптимальной коррекции, постоянная времени цепи обратной связи, величина оптимальной емкости в цепи ООС.

Рис. 11. Семейство графиков нормированной АЧХ для случая применения высокочастотной коррекции (– глубина ООС)

Используя семейство графиков АЧХ, приведенных на рис. 11, при заданной глубине обратной связи Fи расчетном согласно (3. 6) значенииm‘ находится граничная нормированная частота в области верхних частот(по уровню 0,7) и вычисляется граничная частота усилительного каскада.

Граничная частота вычисляется также и при оптимальной коррекции

Анализ схем, построенных на ОУ. » Хабстаб

В статье про измерения отрицательного напряжения с помощью АЦП, большинство описанных схем строились на операционном усилителе(ОУ). Читателю не знакомому с ОУ материал мог показаться сложным, поэтому попробую простым языком объяснить, какими правилами пользуюсь при анализе схем, построенных на ОУ. В общем, схемы на ОУ это непросто, а очень просто.

Существует 3 способа включения ОУ:

• без обратной связи
  
• с положительной обратной связью
  
• с отрицательной обратной связью
  

Каждый из этих способов обладает своими особенностями, зная которые не составит труда понять как работает схема и как её рассчитать.

ОУ включённый без обратной связи представляет собой компаратор, о том как он работает можно почитать тут, да и в принципе можно прочитать эту статью для знакомства c ОУ.

Особенность схемы с обратной связью заключается в том, что напряжения на прямом и инверсном входе стремятся сравняться, давайте подробнее рассмотрим этот процесс. Кстати в зависимости от того на какой вход будем подавать сигнал, а какой заземлим, зависит инвертирующий будет усилитель или нет.

Мы будем рассматривать неинвертирующий усилитель, полагая R11 = R12.
Подадим на прямой вход 2V (разумеется напряжение на выходе изменится мгновенно не может, а начнёт потихоньку расти, растянем рост напряжение во времени) на выходе 1V, на инверсном входе за счёт делителя останется 0.5V, так как напряжение на прямом входе превышает напряжение на инверсном, напряжение на выходе продолжает расти.
На выходе 2V, на инверсном входе 1V, Uвых продолжает расти.
На выходе 4.1V, напряжение на инверсном входе 2.05V, напряжение на выходе начнёт уменьшаться.
На выходе 3.9V, на инверсном входе 1.95V, напряжение на выходе ОУ снова начнёт расти.
Как видно начинаются своеобразные качели, когда напряжение на инверсном входе приближается к напряжению на прямом входе, за счёт них напряжение на инверсном выводе будет всё время стремиться к напряжению на прямом входе. В данном рассуждении не учитывается напряжение смещение ОУ, но суть процесса отражена.

Может кому-то будет понятней так:

Uпрям.вх = 2V, Uвых = 1V, Uинверс.вх = 0.5V, Uпрям.вх > Uинверс.вх, Uвых ↑

Uпрям.вх = 2V, Uвых = 2V, Uинверс.вх = 1V, Uпрям.вх > Uинверс.вх, Uвых ↑

Uпрям.вх = 2V, Uвых = 4.1V, Uинверс.вх = 2.05V, Uпрям.вх Uинверс.вх, Uвых ↓

Uпрям.вх = 2V, Uвых = 3,95V, Uинверс.вх = 1.95V, Uпрям.вх > Uинверс.вх, Uвых ↑

Зная и понимая, это свойство обратной связи не составит труда рассчитать схему на ОУ, причём не важно с помощью какого элемента осуществляется обратная связь, резистор, конденсатор, диод, расчёт такой схемы элементарен. Давайте, пользуясь полученными знаниями выведем формулу для неивертирующего усилителя.

Важно то, что через оба резистора течёт одинаковый ток, который можно легко вычислить, так как напряжения на обоих входах(так есть отрицательная обратная связь — ООС) одинаковое. Давайте найдем какой ток протекает через каждый резистор и приравняем их.

Последняя формула показывает как зависит коэффициент усиления и от номиналов R1 и R2.

С отрицательной связью разобрались, перейдём к положительной.

Положительная обратная связь позволяет ускорять процесс переключения ОУ и привносит интересную особенность в его поведение, называется она гистерезис. Немного про гистерезис можно почитать тут, в самом низу. Если в двух словах, то схема в которой присутствует гистерезис имеет два порога переключения, при превышении верхнего порога напряжение на выходе становится положительным, при пересечении(сверху-вниз) нижнего порога — становится отрицательным. Давайте посмотрим как выглядит гистерезис на осциллограмме. Синий луч — напряжение на генераторе, красный — напряжение на ивертирующем входе, зелёный — на прямом, фиолетовый — на выходе ОУ.

Резкое изменение напряжения на прямом входе(зелёный луч) при пересечении порога, как раз и есть следствие положительной обратной связи, ускоряющей процесс переключения ОУ.