Схемы на мощных полевых транзисторах: Полевой транзистор схема управления нагрузкой постоянного тока — RC74 — интернет-магазин радиоуправляемых моделей

Содержание

Полевой транзистор схема управления нагрузкой постоянного тока

Полевой транзистор схема, которого представлена в этой публикации способна управлять мощной постоянной нагрузкой также эффективно как и сборки Дарлингтона или биполярные транзисторы.

Полевой транзистор схема, которого работает подобно обычному транзистору — слабым сигналом на затворе управляем мощным потоком через канал. Но, в отличии от биполярных транзисторов, тут управление идет не током, а напряжением. МОП (по буржуйски MOSFET) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает.

Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной, по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.

Нагрузка включается в цепь стока. Вообще, в теории, полевому транзистору совершенно без разницы что считать у него истоком, а что стоком — разницы между ними нет. Но на практике есть, дело в том, что для улучшения характеристик исток и сток делают разной величины и конструкции плюс ко всему, в мощных полевиках часто есть обратный диод (его еще называют паразитным, т.к. он образуется сам собой в силу особенности техпроцесса производства).

У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А.

Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.

Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314, способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.

Тут вариантов три:

На более мелких транзисторах соорудить цепочку, подающую питалово с высоковольтной цепи на затвор, чтобы прокачать его высоким напряжением

применить специальную микросхему драйвер, которая сама сформирует нужный управляющий сигнал и выровняет уровни между контроллером и транзистором. Типичные примеры драйверов это, например, IR2117.

Надо только не забывать, что есть драйверы верхнего и нижнего плеча (или совмещенные, полумостовые).

Выбор драйвера зависит от схемы включения нагрузки и комутирующего транзистора. Если обратишь внимание, то увидишь что с драйвером и в верхнем и нижнем плече используются N канальные транзисторы. Просто у них лучше характеристики чем у P канальных.

Но тут возникает другая проблема. Для того, чтобы открыть N канальный транзистор в верхнем плече надо ему на затвор подать напряжение выше напряжения стока, а это, по сути дела, выше напряжения питания. Для этого в драйвере верхнего плеча используется накачка напряжения. Чем собственно и отличается драйвер нижнего плеча от драйвера верхнего плеча.

- Применить транзистор с малым отпирающим напряжением. Например из серии IRL630A или им подобные. У них открывающие напряжения привязаны к логическим уровням. У них правда есть один недостаток — их порой сложно достать. Если обычные мощные полевики уже не являются проблемой, то управляемые логическим уровнем бывают далеко не всегда.

Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I

Drain или I_D выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10.

Следующий важный для тебя параметр это V_GS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость I_D от V_DS при разных значениях V_GS. И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Видишь, на 5 вольтах на затворе и токе в 8А падение напряжения на транзисторе составит около 4. 5В По закону Ома тогда выходит, что сопротивление этого транзистора в данный момент 4.5/8=0.56Ом. А теперь посчитаем потери мощности — твой движок жрет 5А. P=I*U или, если применить тот же закон Ома, P=I²R. При 8 амперах и 0.56Оме потери составят 35Вт. Больно дофига, не кажется? Вот и мне тоже кажется что слишком. Посмотрим тогда на IRL630.

При 8 амперах и 5 вольтах на Gate напряжение на транзисторе составит около 3 вольт. Что даст нам 0.37Ом и 23Вт потерь, что заметно меньше.

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или t_on,t_off, в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора Ciss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие.

Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО. Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги :).

А в процессе проектирования схемы запомни еще одно простое правило — ни в коем случае нельзя оставлять висеть затвор полевика просто так — иначе он нажрет помех из воздуха и сам откроется. Поэтому обязательно надо поставить резистор килоом на 10 от Gate до GND для N канального или на +V для P канального, чтобы паразитный заряд стекал. Вот вроде бы все, в следующий раз накатаю про мостовые схемы для управления движков

Источник: easyelectronics. ru

Схемотехника составных транзисторов | Статья в журнале «Молодой ученый»

Авторы: Богданов Александр Сергеевич, Погодин Дмитрий Алексеевич

Рубрика: Технические науки

Опубликовано в Молодой учёный №20 (362) май 2021 г.

Дата публикации: 12.05.2021 2021-05-12

Статья просмотрена: 52 раза

Скачать электронную версию

Скачать Часть 2 (pdf)

Библиографическое описание:

Богданов, А. С. Схемотехника составных транзисторов / А. С. Богданов, Д. А. Погодин. — Текст : непосредственный // Молодой ученый. — 2021. — № 20 (362). — С. 75-78. — URL: https://moluch.ru/archive/362/80932/ (дата обращения: 02.11.2022).

В статье рассматривается схемотехника и простейшая классификация составных активных приборов. Приведены основные задачи, возлагаемые на цепи согласования и коррекции.

Ключевые слова: составные активные приборы, транзистор, цепи согласования и коррекции.

С помощью применения составных активных приборов (САП) в генераторных и радиопередающих устройствах эффективно решаются задачи снижения массогабаритных показателей аппаратуры посредством уменьшения количества усилительных каскадов, а также каскадов умножения частоты.

Для создания устройств, использующих САП, можно использовать различного рода составные транзисторы (биполярные, полевые, гибридные). Составной транзистор (СТ) — это сложный активный прибор, который получается путем составного соединения двух и более одиночных транзисторов (ОТ). В качестве входного электрода может использоваться входной электрод (база, эмиттер) первого одиночного транзистора. Выводы синфазно работающих цепей выходных электродов всех ОТ структуры САП соединены вместе и выступают в качестве его выходного электрода, подключенного к нагрузке. Отличительной особенностью таких составных приборов является необходимость подбора транзисторов таким образом, чтобы они имели близкие граничные частоты. [1]

К примеру, при реализации генераторного СТ можно воспользоваться как двумя одиночными (соответствующими по мощности и частоте) полевыми или биполярными транзисторами, так и комбинацией входного одиночного полевого транзистора и более мощного выходного биполярного транзистора (такой вариант называется гибридным СТ). [2]

Рассматривая случай сдвоенных СТ с использованием БТ и учитывая три известных способа включения транзистора, можно выделить девять возможных структур сдвоенных БСТ. Они приведены на рисунке 1. Стоит отметить, что в качестве входного выбирался транзистор с проводимостью типа n-p-n, а также учитывалась фазировка выходных токов обоих ОТ.

Рис. 1. Схемы возможных структур сдвоенных БСТ

Стоит отметить, что САП может включать и более двух ОТ, что, безусловно, зависит от предъявляемых требований. Например, строенные СТ могут быть реализованы с помощью трех биполярных транзисторов (БТ) с включением по составной схеме типа общий эмиттер (ОЭ) — ОЭ — ОЭ или общий коллектор (ОК) — ОЭ — ОЭ. [4] Как и сдвоенные, строенные САП могут быть на основе биполярных (БСТ), полевых (ПСТ), а также комбинации биполярных и полевых транзисторах (ГСТ). Разновидностью сдвоенных и строенных СТ являются сложные БСТ (а также ПСТ и ГСТ). Варианты таких структур приведены на рисунке 2, а простейшая классификация СТ приведена на рисунке 3.

Рис. 2. Сложные БСТ: а) сдвоенные; б) строенные

Рис. 3. Классификация СТ

Анализируя схемы структур сдвоенных СТ (СТ2) и строенных СТ (СТ3), видно, что в СТ2 первый, а в СТ3 первый и второй ОТ работают на разделенную нагрузку. В качестве ее первой основной части выступает входное сопротивление следующего за этим транзистором более мощного ОТ структуры. Второй частью является общая выходная нагрузка каскада. Выходной ОТ работает только лишь на выходную нагрузку.

Поскольку сдвоенные и строенные СТ имеют достаточно большие значения коэффициентов усиления по току, данные структуры позволяют получить большие коэффициенты усиления по мощности.

Все вышесказанное относится к САП, работающим на низкой частоте в линейном режиме. Переход в генераторный режим с отсечкой выходного тока вызывает необходимость применения в структурах режимных цепей: режимных резисторов, диодно-дроссельных цепочек, диода Куликова, режимных транзисторов. [1, 2]

С увеличением частоты увеличивается фазовый сдвиг между выходными токами транзисторов в структуре САП, а также появляются сложности в обеспечении оптимального уровня возбуждения второго более мощного выходного БСТ. Безусловно, требуется применять меры по обеспечению нужного уровня возбуждения VT2 и фазированию указанных токов в общей нагрузке для чего используются межтранзисторные цепи коррекции фазы. [3] Наиболее простое решение данных задач заключается в ведении между общим электродом (истоком) полевого и входным электродом (базы) биполярного транзисторов соответствующей цепи согласования и коррекции (ЦСК).

Рис. 4. Схема ГСТ с цепью согласования и коррекции: а) общий вариант; б) конкретный вариант на RLC-элементах

Итак, выделим две основные задачи ЦСК. Первая, как было сказано выше, связана с обеспечением согласования выходного сопротивления истока ПТ и входного сопротивления (на участке база-эмиттер) БТ (на рисунке 4, а Z’ _вых и Z’ _вх соответственно). Оптимальное согласование, обеспечивающее максимальную отдаваемую в нагрузку мощность, достигается при комплексно-сопряженном согласовании внутреннего сопротивления источника сигнала (т. е. цепь истока ПТ) с сопротивлением нагрузки (т. е. цепь базы БТ). В данном конкретном случае (рисунок 4, а) необходимо, чтобы выходной импеданс ПТ VT1 по цепи истока и нагрузка от VT1, являющаяся базовой цепью БТ VT2 с внешними RLC-элементами ЦСК, были комплексно сопряжены.

Вторая задача, тоже возлагаемая на ЦСК из RLC-элементов, заключается в том, чтобы в процессе прохождения ВЧ или СВЧ сигнала через элементы цепи коррекции осуществлялось такое ускорение фазы тока усиливаемого сигнала, которое способно было бы обеспечить фазу выходного тока I’’ от БТ, одинаковую с фазой тока I’ от ПТ (рисунок 4, б). В результате будет реализовано эффективное суммирование указанных токов, а значит, и максимальное значение тока I _ст в выходной цепи ГСТ.

Таким образом, различные структуры составных транзисторов обладают отличающимися энергетическими параметрами, которые определяют область их применения. Грамотный выбор необходимой структуры позволит обеспечить требуемые параметры разрабатываемой аппаратуры.

Литература:

Судаков Ю. И. Мощные кварцевые автогенераторы на биполярных составных транзисторах. Рязан. радиотехн. ин-т. Рязань, 1988.
Судаков Ю. И. Расчет мощных кварцевых автогенераторов на биполярных составных транзисторах. Рязан. радиотехн. ин-т. Рязань, 1989.
Судаков Ю. И. Гибридные составные транзисторы и эффективная миниатюризация радиопередающих и генераторных устройств (Анализ конкурентноспособных схем. Рязан. радиотехн. ин-т. Рязань, 1991.
Судаков Ю. И. Основы проектирования мощных кварцевых автогенераторов на составных транзисторах. Рязан. радиотехн. ин-т. Рязань, 1989.

Основные термины (генерируются автоматически): входной электрод, транзистор, цепь согласования, входное сопротивление, выходной ток, рисунок, САП, структура, структура САП, цепь истока.

Ключевые слова

транзистор, составные активные приборы, цепи согласования и коррекции

составные активные приборы, транзистор, цепи согласования и коррекции

Повышение надежности транзисторных схем в силовой электронике

Автор статьи: Reinhard Zimmermann, RECOM Power GmbH

Быстрые IGBT до сих пор были последним словом в силовой электронике, обеспечивая лучшее из обоих миров полевых транзисторов на входе с биполярными транзисторами на пути коллектор-эмиттер. Полевые транзисторы SiC все чаще используются в более требовательных приложениях, поскольку они обеспечивают более высокие частоты переключения при снижении коммутационных потерь. У обеих технологий есть одна общая черта: обеим требуется оптимальное управление и соединения, чтобы обеспечить долгие годы надежной работы в, возможно, суровых условиях, поэтому следует любой ценой избегать ложных срабатываний.
Применение IGBT (биполярных транзисторов с изолированным затвором) и SiC FET (полевых транзисторов на основе карбида кремния) широко распространено в силовой электронике, начиная от ветряных турбин и инверторов солнечной энергии и заканчивая системами управления двигателями, индукционными печами, сварочным оборудованием и электромобилями. , и это лишь некоторые из них.
БТИЗ содержат монокристаллический кремний и обычно считаются экономичным стандартным решением, в то время как в полевых транзисторах SiC используется карбид кремния для обеспечения более высоких температур перехода и более тонких изоляционных слоев на затворе для улучшения теплопроводности и удельной мощности. Коммутационные потери в SiC FET как минимум в четыре раза ниже, чем в IGBT (рис. 1). В частности, полевые транзисторы на основе карбида кремния устраняют типичный для IGBT хвост тока при выключении — преимущество, которое особенно окупается в диапазоне высоких характеристик и более высоких частотах переключения, позволяя заметно повысить эффективность, например, за счет использования полевых транзисторов на основе карбида кремния в мостовых схемах. В качестве альтернативы увеличение частоты коммутации при неизменном КПД может снизить стоимость и вес пассивных компонентов, особенно индуктивностей. Будучи более дорогими, полевые транзисторы SiC чаще используются в сложных задачах; IGBT доминируют на массовом рынке.
Рис. 1 Серая область под кривыми ток/напряжение во время включения (верхние диаграммы) и в выключенном состоянии обеспечивает меру коммутационных потерь. Более крутые рампы переключения дают SiC FET (справа) примерно в четыре раза большую эффективность, чем IGBT при температуре окружающей среды 25°C, с учетом потерь от одного внутреннего диода.
Приложения для управления питанием в быстро развивающемся секторе электромобилей (EV) и устройствах бытовой электроники, таких как зарядные устройства или адаптеры, подпитывают спрос на компоненты из карбида кремния (SiC) и нитрида галлия (GaN). В этом месяце мы рассмотрим последние разработки в области материалов с широкой запрещенной зоной (WBG) и пути развития отрасли.
Оценка надежности схем IGBT и SiC FET быстро связана с риском чрезмерного сосредоточения внимания на характеристиках транзистора при игнорировании модуля драйвера и компоновки схемы; как это часто бывает в аналоговой технике, дьявол кроется в деталях, то есть в паразитных компонентах, не показанных ни на одной принципиальной схеме. Чтобы проиллюстрировать проблемы, с которыми сталкиваются разработчики в реальной жизни, мы включили паразитные емкости и индуктивности, которые играют роль в IGBT и SiC FET, на простой блок-схеме и пометили их зеленым цветом (рис. 2).
Схема должна быть рассчитана таким образом, чтобы избежать ложных срабатываний в экстремальных ситуациях. Случайные короткие замыкания в таком компоненте, как мостовая схема, вызовут проблемы с ЭМС и сократят срок службы компонента или, возможно, даже приведут к его полному разрушению.
Обратите внимание, что C _реверс сильно зависит не только от напряжения, но и от температуры и тока. Имеет смысл приводить измерения в реальных условиях, так как это значение недостаточно определено в большинстве спецификаций.
Зарядка C _{в обратном направлении} не является реальной проблемой, однако реальная проблема возникает, когда зарядный ток вызывает емкость Миллера, входная емкость C _вход была заряжена достаточно далеко, чтобы достичь или превысить пороговое напряжение (рис. 3).
Это приведет к тому, что напряжение эмиттера станет ниже GND. Однако драйвер переводит затвор на GND, что приводит к положительному напряжению затвор-эмиттер. Превышение порогового напряжения вызовет ложный срабатывание, включив транзистор.
Паразитные индуктивности от других ветвей моста и схемы необходимо учитывать при проектировании мостовых схем. Отсутствие изоляции цепи драйвера приведет к тому, что питание GND и GND драйвера окажут значительное влияние на паразитные индуктивности и, следовательно, также возникнет риск ложного срабатывания в мостовой схеме. В этой статье невозможно описать все мыслимые конструкции мостов, поэтому мы рекомендуем загрузить информационный документ Designing Robust Transistor Circuits with IGBT и SIC MOSFET с веб-сайта www.recom-power.com/papers для получения дополнительной информации.
Используйте драйверы затворов с гальванической развязкой и изолированные преобразователи постоянного тока. Подключение источника питания драйвера, подключенного непосредственно к соответствующим эмиттерам, в значительной степени устранит влияние индуктивности цепи.
Используйте драйверы с отдельными соединениями для управляющего эмиттера (контакт Кельвина). Это также может вызвать паразитную индуктивность, но она не будет протекать через ток нагрузки и вызовет серьезные проблемы.
Надежное измерение параметров IGBT и SiC FET не является тривиальным. Паразитные индуктивности L _затвор и L _{эмиттер} препятствуют прямому пути к затвору и эмиттеру, делая невозможным надежное измерение запаса прочности до порога напряжения затвор-эмиттер во время динамической работы; это еще раз подтверждает старое правило: мусор на входе, мусор на выходе.
Одним из решений может быть измерение перекрестного тока на мосту, хотя необходимо соблюдать осторожность, чтобы избежать дополнительных сопротивлений или емкостей в цепи затвор-эмиттер, которые могут изменить режим переключения в IGBT или SiC FET. Один испытанный и надежный метод измерения пересекает токовый шунт вверх по потоку от коллектора верхней стороны через падение напряжения; для этого требуется осциллограф с изолированными входами и соответствующий пробник.
Однако показания без подозрительного тока не гарантируют отсутствия ложных срабатываний в серии. Во-первых, пороговые напряжения затвор-эмиттер сильно различаются между отдельными транзисторами одного типа; во-вторых, существенную роль играет температура перехода (рис. 4). Для пуленепробиваемой надежности потребуются транзисторы с минимальным пороговым напряжением, как показано на диаграмме, которое необходимо измерять при максимально допустимой температуре и максимально возможных dI/dt и dv/dt.
Как упоминалось вначале, коммутационные потери в основном определяются качеством управления, поэтому драйверы затворов и их питание требуют особого внимания. Драйверы напрямую связаны с высоким потенциалом транзисторов, поэтому как входной сигнал, так и источник питания микросхем драйверов должны быть тщательно изолированы. Изолированные DC/DC преобразователи представляют собой очень удобное решение.
Для предотвращения ложных срабатываний, несмотря на крутые рампы во время переключения, требуется отрицательное напряжение смещения на затворе, как описано выше. Значения -9В оказались безопасными на практике. Вот почему преобразователи постоянного тока в постоянный с двойной изоляцией с асимметричными напряжениями +15 В и -9 В оказались особенно подходящими для питания драйверов IGBT (рис. 5 слева).
Рисунок 5 Преобразователи постоянного тока в постоянный с высокой степенью изоляции с асимметричными выходами +15 В/-9 В (например, RECOM RKZ1509) или +20 В/-5 В (например, RECOM RxxP22002D) обеспечивают удобный способ питания IGBT и SiC -FET-драйверы.
Пороговые напряжения на SiC-FET значительно ниже, чем на IGBT, а также уменьшаются с повышением температуры. Это привело бы к логическому выводу, что полевые транзисторы SiC также требуют более отрицательного напряжения смещения на затворе. Напротив, исследования, проведенные в Ноттингемском университете, показывают, что оксид затвора меняется в разной степени на протяжении всего срока службы транзистора.
Пороговое напряжение уменьшается примерно на 0,2–0,3 В в течение тысячи часов работы, а затем остается стабильным при напряжении затвора-истока -5 В. Изменение примерно в пять раз больше, чем при U _GS = -10 В, а разница между транзисторами настолько велика, что некоторые полевые транзисторы SiC уже были «нормально включены» при 0 В. Это привело к рекомендации не использовать значения напряжения смещения затвора более отрицательные, чем -5В.
Теоретически возможно положительное напряжение +15 В, как на IGBT; пороговое напряжение значительно ниже, что обеспечивает надежное переключение в SiC FET. Однако выходные характеристики при различных напряжениях истока затвора показали, что более высокие напряжения истока затвора привели бы к значительно более низкому значению rds(on) (рис. 6). Напряжение затвор-исток +20 В максимально использует преимущества SiC FET, поэтому изолированный преобразователь постоянного тока, работающий при +20 В/-5 В, является лучшим выбором для питания драйвера.
Особое внимание следует уделить сопротивлению изоляции преобразователя постоянного тока в постоянный; высокие частоты переключения — обычно от 10 кГц до 50 кГц в IGBT и более 50 кГц в SiC FET — и крутые рампы подвергают изоляционный барьер постоянному напряжению. Всплески часто значительно выше, чем может уловить осциллограф. Если полагаться только на измерения и использовать преобразователь со слишком жесткой изоляцией, так как это создает риск долговременной надежности системы, поэтому разработчики, как правило, предусматривают достаточные резервы безопасности и используют преобразователи с наилучшей возможной изоляцией при расчете быстродействующих силовых переключателей.
Преобразователи имеют асимметричные выходы либо +15 В/-9 В для IGBT, либо +20 В/-5 В для карбидных полевых транзисторов и доступны для входных напряжений 5 В, 12 В, 15 В и 24 В. Требуемая мощность существенно зависит от частоты коммутации системы; значения 1 Вт в основном достаточно для частот до 10 кГц, тогда как для частот 50 кГц и выше требуется до 2 Вт. Изделия работают в режиме разделения мощности, что означает, что номинальная мощность может быть распределена между двумя розетками.
RECOM подвергает все вновь разработанные преобразователи интенсивным испытаниям HALT (высокоускоренное длительное время) в собственной экологической лаборатории, чтобы обеспечить длительный срок службы даже в экстремальных условиях. Гарантия действует три года. Все преобразователи производятся в соответствии с директивой RoHS2 и Reach, сертифицированы по UL 609.50-1, и его могут попробовать все крупные дистрибьюторы.
Название: Интегральные схемы полевых транзисторов с карбидокремниевым переходом для агрессивных сред

2 Авторы: Neal Graham
Дата выпуска: 2018
Издатель: Университет Ньюкасла
Аннотация:
. подходящий полупроводник для производства электроники в агрессивных средах из-за его широкого ширина запрещенной зоны, большая прочность химической связи и высокая механическая твердость. Сильный исследовательская база способствовала разработке многочисленных сенсорных структур, способных работающие при высоких температурах и агрессивных средах. Передняя электроника подходит для преобразования сигнала на месте, однако, отсутствуют. Полевые транзисторы с переходом (JFET) обходят ловушки современной альтернативы. Варианты транзисторов SiC, и было обнаружено, что они работают предсказуемо и стабильно. в таких экстремальных условиях. Этот тезис впервые демонстрирует возможность производства необходимых стабильных и высокопроизводительных интерфейсных схем из n-канальных JFET в режиме бокового истощения (NLDM). Температурная зависимость соответствующих объемных параметров материала 4H-SiC, имеющих значение для описывающие работу макроскопических JFET, были первоначально изучены. Точная феноменологическая модель была разработана для учета изменения теплового равновесия концентрации свободных носителей. Положение электрохимического потенциала и распределение Было обнаружено, что энергия свободных электронов заметно меняется при непараболичности зоны проводимости, учитывались внутренние полосы с более высокой энергией и внешние эффекты. Эти в свою очередь, было обнаружено, что они влияют на определение контактных потенциалов p-n-перехода. Ошибка наихудшего случая, возникающая из-за использования приближения Больцмана, когда применительно к канальной и затворной областям исследуемых полевых транзисторов с номинальным легированием концентрации 1 1017 см 3 и 2 1019см 3 , соответственно, составляли приблизительно 0:1% и 2% соответственно. Набор эффективных и хорошо работающих выражений закрытой формы был впоследствии разработанные для концентраций свободных носителей в рамках теории Джойса- приближение Диксона (JDA), которые идеально подходят для моделирования цепей. Выражения для эффективной массы электрона с проводимостью и соответствующее взвешивание впоследствии были идентифицированы функции времени релаксации импульса. В то время как проводимость эффективная масса вдоль базисной плоскости практически не зависела от температуры дисперсия непараболической полосы в направлении главной оси ввела температуру вариант 19% и 21% между 25°C и 400°C в первой и второй проводимости полосы соответственно. Монолитно интегрированные гомоэпитаксиальные полевые транзисторы NLDM с сигнальным уровнем 4H–SiC, pn-переход диоды и резисторы были электрически охарактеризованы в диапазоне от комнатной температуры до 400°С. изучены их статические и динамические свойства. Их поведение было признано хорошим представлены макроскопическими моделями дрейфа-диффузии и согласуются с предсказаниями исходя из свойств сыпучих материалов. Коэффициент усиления собственного напряжения изготовленного JFET конструкции номиналом 9длина затвора мкм, глубина канала 300 нм и ширина затвора 250 мкм, при типичных условиях смещения было примерно 100. Вследствие конечной концентрации легирования в буферном слое под активным каналом устройства с экспериментально значение примерно 3 1015 см 3 , было установлено, что исследуемые устройства проявляют сильный эффект тела. Тепловые характеристики использованного отожженного никель-титанового сплава с вольфрамовым покрытием и алюминий-титановые контакты на высоколегированных n- и p-областях соответственно. и описаны соответствующие методы их характеристики. Самый низкий зарегистрированный значение удельного контактного сопротивления 1:90(50) 10=5 см2 при соответствующем поверхностном сопротивлении из 7:89(9) 102 знак равно Боковой ток течет через контактную боковую стенку и Установлено, что разница в поверхностном сопротивлении при контакте увеличивает значение удельного контактное сопротивление, определенное из испытательных конструкций методом длины переноса (TLM) с помощью до 10% для контактов n-типа. Обладая гораздо большим контактным сопротивлением, Было обнаружено, что контакты p-типа оказывают незначительное влияние на производительность устройства из-за высокой импеданс p-n переходов затвор-канал и корпус-канал при типичной работе. Основанная на физике, программа моделирования с интегрированной схемой выделения (SPICE), совместимая, согласованные компактные модели интегральных схем (ИС) были разработаны, которые конгруэнтны с экспериментальными измерениями в вышеупомянутом диапазоне температур и поперек все основные уровни смещения. В частности, автономный, асимметричный, с двойным затвором, несамовыравнивающийся Была разработана модель JFET, которая точно учитывает эффект тела, напряжение зависимая подвижность и температура. Точный, но эффективный решатель зарядовой нейтральности уравнение в каждой области устройства используется для учета неполной ионизации примесей и температурной зависимости контактных потенциалов p-n-перехода. дотошный согласие с экспериментальными измерениями достигалось при минимальном количестве входные параметры. Смоделированные устройства использовались для имитации соответствующих строительных блоков ИС, в том числе одиночных. каскадные и дифференциальные усилители, преобразователи уровня и буферы напряжения. Конечная крутизна тела транзисторов с активной нагрузкой были определены как основной фактор деградации коэффициент усиления по напряжению. Практические способы обойти это обсуждаются с помощью соответствующих эквивалентные модели слабого сигнала. Наконец, был представлен проект двухступенчатой Операционный усилитель (операционный усилитель) 4H–SiC со стабильностью постоянного тока (DC) на всем протяжении температурный диапазон исследования.

Categories Схем

alexxlab
Добавить комментарий Отменить ответ
Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *
Комментарий *
Имя *
Email *
Сайт

Навигация по записям
Previous ReadingМаховик для чего нужен: Маховик двигателя
Next ReadingКак проверить пусковой конденсатор мультиметром видео: Как проверить конденсатор мультиметром: видео

Рубрики
Прост
Радио
Разное
Своими руками
Советы
Схем
Схемы
Транзист
Транзисторы
Электрон
Электроника

Внимание! Внешний вид товара, комплектация и характеристики могут изменяться производителем без предварительных уведомлений. Данный интернет-сайт носит исключительно информационный характер и ни при каких условиях не является публичной офертой, определяемой положениями Статьи 437 (2) Гражданского кодекса Российской Федерации. 2024 © Все права защищены.

Полевой транзистор схема управления нагрузкой постоянного тока

Схемотехника составных транзисторов | Статья в журнале «Молодой ученый»

Ключевые слова

Похожие статьи

Алгоритм расчета переходных процессов стабилизированного.

Систематизация

Анализ особенностей типовых конструкций полевых

Выбор емкости конденсатора звена постоянного

Классы усилителей мощности. Усилители классов А, В, АВ, С

Переходные процессы при коммутации батареи статических…

Исследование элементов троичной логики на примере троичного…

Похожие статьи

Алгоритм расчета переходных процессов стабилизированного…

Систематизация

Анализ особенностей типовых конструкций полевых

Выбор емкости конденсатора звена постоянного

Классы усилителей мощности. Усилители классов А, В, АВ, С

Переходные процессы при коммутации батареи статических…

Исследование элементов троичной логики на примере троичного.

Повышение надежности транзисторных схем в силовой электронике

alexxlab

Добавить комментарий Отменить ответ

Рубрики

Название:	Интегральные схемы полевых транзисторов с карбидокремниевым переходом для агрессивных сред
2 Авторы: Neal Graham
Дата выпуска:	2018
Издатель:	Университет Ньюкасла
Аннотация:
. подходящий полупроводник для производства электроники в агрессивных средах из-за его широкого ширина запрещенной зоны, большая прочность химической связи и высокая механическая твердость. Сильный исследовательская база способствовала разработке многочисленных сенсорных структур, способных работающие при высоких температурах и агрессивных средах. Передняя электроника подходит для преобразования сигнала на месте, однако, отсутствуют. Полевые транзисторы с переходом (JFET) обходят ловушки современной альтернативы. Варианты транзисторов SiC, и было обнаружено, что они работают предсказуемо и стабильно. в таких экстремальных условиях. Этот тезис впервые демонстрирует возможность производства необходимых стабильных и высокопроизводительных интерфейсных схем из n-канальных JFET в режиме бокового истощения (NLDM). Температурная зависимость соответствующих объемных параметров материала 4H-SiC, имеющих значение для описывающие работу макроскопических JFET, были первоначально изучены. Точная феноменологическая модель была разработана для учета изменения теплового равновесия концентрации свободных носителей. Положение электрохимического потенциала и распределение Было обнаружено, что энергия свободных электронов заметно меняется при непараболичности зоны проводимости, учитывались внутренние полосы с более высокой энергией и внешние эффекты. Эти в свою очередь, было обнаружено, что они влияют на определение контактных потенциалов p-n-перехода. Ошибка наихудшего случая, возникающая из-за использования приближения Больцмана, когда применительно к канальной и затворной областям исследуемых полевых транзисторов с номинальным легированием концентрации 1 1017 см 3 и 2 1019см 3 , соответственно, составляли приблизительно 0:1% и 2% соответственно. Набор эффективных и хорошо работающих выражений закрытой формы был впоследствии разработанные для концентраций свободных носителей в рамках теории Джойса- приближение Диксона (JDA), которые идеально подходят для моделирования цепей. Выражения для эффективной массы электрона с проводимостью и соответствующее взвешивание впоследствии были идентифицированы функции времени релаксации импульса. В то время как проводимость эффективная масса вдоль базисной плоскости практически не зависела от температуры дисперсия непараболической полосы в направлении главной оси ввела температуру вариант 19% и 21% между 25°C и 400°C в первой и второй проводимости полосы соответственно. Монолитно интегрированные гомоэпитаксиальные полевые транзисторы NLDM с сигнальным уровнем 4H–SiC, pn-переход диоды и резисторы были электрически охарактеризованы в диапазоне от комнатной температуры до 400°С. изучены их статические и динамические свойства. Их поведение было признано хорошим представлены макроскопическими моделями дрейфа-диффузии и согласуются с предсказаниями исходя из свойств сыпучих материалов. Коэффициент усиления собственного напряжения изготовленного JFET конструкции номиналом 9длина затвора мкм, глубина канала 300 нм и ширина затвора 250 мкм, при типичных условиях смещения было примерно 100. Вследствие конечной концентрации легирования в буферном слое под активным каналом устройства с экспериментально значение примерно 3 1015 см 3 , было установлено, что исследуемые устройства проявляют сильный эффект тела. Тепловые характеристики использованного отожженного никель-титанового сплава с вольфрамовым покрытием и алюминий-титановые контакты на высоколегированных n- и p-областях соответственно. и описаны соответствующие методы их характеристики. Самый низкий зарегистрированный значение удельного контактного сопротивления 1:90(50) 10=5 см2 при соответствующем поверхностном сопротивлении из 7:89(9) 102 знак равно Боковой ток течет через контактную боковую стенку и Установлено, что разница в поверхностном сопротивлении при контакте увеличивает значение удельного контактное сопротивление, определенное из испытательных конструкций методом длины переноса (TLM) с помощью до 10% для контактов n-типа. Обладая гораздо большим контактным сопротивлением, Было обнаружено, что контакты p-типа оказывают незначительное влияние на производительность устройства из-за высокой импеданс p-n переходов затвор-канал и корпус-канал при типичной работе. Основанная на физике, программа моделирования с интегрированной схемой выделения (SPICE), совместимая, согласованные компактные модели интегральных схем (ИС) были разработаны, которые конгруэнтны с экспериментальными измерениями в вышеупомянутом диапазоне температур и поперек все основные уровни смещения. В частности, автономный, асимметричный, с двойным затвором, несамовыравнивающийся Была разработана модель JFET, которая точно учитывает эффект тела, напряжение зависимая подвижность и температура. Точный, но эффективный решатель зарядовой нейтральности уравнение в каждой области устройства используется для учета неполной ионизации примесей и температурной зависимости контактных потенциалов p-n-перехода. дотошный согласие с экспериментальными измерениями достигалось при минимальном количестве входные параметры. Смоделированные устройства использовались для имитации соответствующих строительных блоков ИС, в том числе одиночных. каскадные и дифференциальные усилители, преобразователи уровня и буферы напряжения. Конечная крутизна тела транзисторов с активной нагрузкой были определены как основной фактор деградации коэффициент усиления по напряжению. Практические способы обойти это обсуждаются с помощью соответствующих эквивалентные модели слабого сигнала. Наконец, был представлен проект двухступенчатой Операционный усилитель (операционный усилитель) 4H–SiC со стабильностью постоянного тока (DC) на всем протяжении температурный диапазон исследования. Categories Схем alexxlab Добавить комментарий Отменить ответ Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены * Комментарий * Имя * Email * Сайт Навигация по записям Previous ReadingМаховик для чего нужен: Маховик двигателя Next ReadingКак проверить пусковой конденсатор мультиметром видео: Как проверить конденсатор мультиметром: видео Рубрики Прост Радио Разное Своими руками Советы Схем Схемы Транзист Транзисторы Электрон Электроника Внимание! Внешний вид товара, комплектация и характеристики могут изменяться производителем без предварительных уведомлений. Данный интернет-сайт носит исключительно информационный характер и ни при каких условиях не является публичной офертой, определяемой положениями Статьи 437 (2) Гражданского кодекса Российской Федерации. 2024 © Все права защищены.