Мощный УНЧ D класса

   В последнее время у радиолюбителей растет интерес к усилителям повышенной мощности. Как правило традиционные усилители класса АВ не позволяют соорудить УНЧ с мощностью выше 500-600 ватт, ведь когда мощность усилителя нужна выше указанной, то резко увеличивается количество комплектующих компонентов и выходных пар транзисторов — это делает схему очень сложной, дорогой и в добавок — трудная настройка схемы. Тут на помощь идут усилители класса D.

   Данный усилитель класса D построен на специализированном драйвере серии IRS20955S. На основе данного драйвера можно создать УНЧ с высоким КПД и весьма хорошим звуком и очень малыми гармоническими искажениями. Итак, давайте рассмотрим основные параметры усилителя. 

 Выходная мощность 130 ВТ при THD 1%
 Частотный диапазон: 18Гц -35кГц
 THD 0,04% на 1кГц
 КПД до 95%

   Из этого можно сделать вывод, что данный усилитель не обладает столь высокой мощностью, которые мы рассматривали в наших предыдущих статьях, но давайте не забудем, что это класс D, тут минимальные тепловые потери, если сравнить с классом АВ, где на тепло уходит ровно половина начального питания, ведь КПД у этого класса не более 55%. Благодаря высокому КПД резко уменьшаются размеры усилителя, а теплоотводы кажутся просто игрушечными.

   В схеме тоже все достаточно просто, оконечник построен на паре мощных полевых транзисторов прямой проводимости, стабилитроны можно ставить любые на 15 вольт, особо углубляться в работу схемы не буду. Питается усилитель от двухполярного источника, напряжение на плечо 40 вольт. АD825 -высококачественный операционный усилитель, от него сигнал поступает на компаратор LM311, затем уже на драйвер, выходной сигнал драйвера усиливается каскадом полевых транзисторов. В дальнейшем мы продолжим рассматривать конструкции мощных усилителей данного класса.

Понравилась схема — лайкни!

ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ УНЧ

Смотреть ещё схемы усилителей

       УСИЛИТЕЛИ НА ЛАМПАХ          УСИЛИТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРАХ  

   

УСИЛИТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ          СТАТЬИ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ   

    

Усилитель класса D 100 Вт « схемопедия

Интерес к усилителям мощности (УМ) класса D появился после разработки первых Импульсных Источников Питания. Стояла задача собрать простой и экономичный УМ. Тема эта не имела своего развития, пока на глаза не попался патент, на то время ведущего инженера-разработчика фирмы Филипс, Бруно Путзейса [1].  Одновременно прочитал статью Сергея Кузнецова [2] на ту же тему.  Много информации и ценных советов получены на vegalab.ru, в теме «класс Д для саба» [3]. Естественно, выбранная конструкция не претендует на законченность или выдающиеся параметры, так-так является на 100% любительской. Но с уверенностью можно утверждать, что конструкция является проверенной и повторяемой, не требует изготовления многослойной ПП. Во время проектирование главным критерием была как раз повторяемость, малая номенклатура использованных запчастей, их доступность, и возможность сборки в любых домашних условиях. В отличие от многих подобных схем  использованы smd резисторы и конденсаторы одного типоразмера – 1206 и 0805 соответственно, а все комплектующие доступны для заказа через интернет.

Кроме того, после сборки  предыдущих версий УМ была осознана острая  необходимость включения в схему узла защиты от КЗ, так как кратковременное замыкание, или другое нештатное событие выводит из строя выходные ключи и, часто, микросхему драйвер, которые как раз и составляют львиную долю стоимости УМ.

Схему на дискретных элементах была отброшена из-за необходимости настройки каждого экземпляра устройства и склонности к нежелательным самовозбуждениям. Аналогичная схема на ИМС настройки не требуют и не столь  критична к замене типов   транзисторов и смене напряжения питания.

Рис.1. Блок-схема УМ класса Д

На микросхеме IC1 собран входной балансный усилитель напряжения. Такая схема выбрана в связи с необходимостью взаимокомпенсации влияния наводок. Коэффициент усиления плеч задается соотношением резисторов R2R5 R7R5, и при использование указанных номиналов составляет примерно 16дБ (6 раз). На элементах С2R2R4C4 и C1R1R3C3 сформирована АЧХ сигнала, поступающего на ОУ  и развязка по постоянному току. Симметричные сигналы с выходов 1 и 7 IC1, через резисторы R8, R9 поступают на входы компаратора IC2 LM311, куда поступает сигнал обратной связи, через патентованную цепь ОС из [1]. IC2, VT3-VT5, IC3, VT8,VT9 и другие элементы объединяются в усилитель класса «Д», коэффициент усиления которого в звуковом диапазоне частот равен отношению R8, R9 к R15, R16 соответственно, для сохранения баланса R8 должен быть равен R9, а R15 – равен R16. Кроме того, как указано в [1] коэффициент усиления 13дБ (4,5 раза) является оптимальным для такого устройства.

Рис.2. Принципиальная схема УМ класса Д

Так-так  драйвер IR2110 IC3 имеет раздельные входы управления верхним и нижним плечом, сигнал с вывода компаратора, который, по сути, является ШИМ модулированным звуковым сигналом, поступает на инвертор VT3, VT5, включенных по схеме дифференциального каскада. На VT4VD3 собран источник тока 1,2мА для обеспечения его работы. Ток задается равенством  падения напряжения на составном сопротивлении R22, R23 и стабилитрона VD4. Для облегчения режима работы VT4 в цепи эмиттера  включен дополнительный гасящий резистор R20. Кроме инвертирования сигнала VT3, VT4  выполняют еще одну важную функцию – функцию «левелшифтера». Так-так вывод Vss (сигнальная земля) микросхемы драйвера подключен к отрицательному выводу питания,  необходимо «привести» сигнал ШИМ IC2 относительно земли устройства к уровню относительно «–Vcc». Номиналы резисторов R21, R24 выбраны таким образом, чтобы напряжение управления на входах IC3 не превышало ≈ 6В (1,2мА*4,7кОм).  Микросхема IC3 включена по стандартной схеме. [4].

Во избежание сквозного тока через транзисторы VT8, VT9 в зарядной цепи установлены ассиметричные схемы ограничивающие ток заряда емкости затворов VD7R36, VD8R37. Время переключения можно рассчитать, пользуясь [5]. В данном устройстве применены полевые транзисторы (ПТ) IRF 540Z как доступные, не дорогие и приемлемые по параметрам. При применение в устройстве стабилитронов на 12В напряжение управлення на затворах ПТ будет составлять 12В-1,5В=10,5В (так-так транзистор VT7 составной). При R36=R37<10 Ом начинается разогрев выходных транзисторов, потому использованы резисторы 15 Ом. В этом случае время переключения, согласно [5] будет равно 42нК/(10,5В/15Ом)=60нС (при 10 Ом 40нС) Для примера, при напряжении питания IC3 равному 13В, из-за увеличения полного заряда затвора, время переключения в той же схеме будет 54нК/(13В/15Ом)=62,3нС. Отсюда средняя мощность запуска на  частоте 300кГц будет равна 42нК*10,5В*300кГц=132мВт, тогда как при напряжении 13В – 54нК*13В*300кГц=210мВт. При этом, средний ток переключения, будет в первом случае 0,132Вт/10,5В=0,0125А, а во втором  0,21Вт/13В=0,0161А. Согласно документации на микросхемы IC3,IC4,IC5 можно определить суммарный ток потребления источника питания на VT7. Он составит 0,125ic3+0,0015ic4+0,01Аic5+0,0125Aig=0,149А. Соответственно, при напряжении питания УМ +/-30В на транзисторе VT7 выделится (30В-10,5В)*0,149А=2,9Вт, при напряжении питания драйвера 13В, упуская подсчет выделится 0,2416А*17В=4,1Вт. (Данные взяты из графиков потребления токов от напряжений питания микросхем). Обобщая вышесказанное, можно отметить, что только правильным выбором напряжения питания драйвера можно при построении 100Вт УМ повысить КПД устройства на 1-2%!

  Первоначально схема защиты была устроена на датчике тока, который включался в цепь стока одного из транзисторов. Таким образом,  при превышении тока через датчик вырабатывался сигнал на отключение устройства. Но для контроля тока в десятки ампер сопротивление и мощность резистора датчика тока, а также занимаемое им место на ПП становиться неприемлемыми. Лучшим решением есть «считывание» падения напряжения с самого перехода ПТ, в то время, когда он открыт, тем более, что такая схема легко реализуется. Так, в период времени, когда  VT9 открыт, точка соединения ПТ-ов через переход сток/исток нижнего транзистора соединяется с отрицательным входом питания. Напряжение в этой точке равняется –Vcc+Ik*Rdson. Так, при токе в 15А через ключ, на истоке будет напряжение, которое больше –Vcc на 15А*0,027 Ом=0,405В. Для развязки от напряжения +Vcc использован быстрый диод VD6. Напряжение «+10,5В» c затвора ПТ подается через ограничивающий резистор R40 на VD6, в таком случае, напряжение в точке соединения R40 и VD6 составит сумму падения напряжения на переходе VD6 плюс напряжения падения на ПТ. То есть, при токе в 15А будет составлять около 0,4В+0,4В=0,8В. Для сглаживания пульсаций этого напряжения  использован конденсатор С22, а для его разрядки R36. Далее напряжение с датчика тока сравнивается с опорным, которое формируется с помощью делителя напряжения R34R32. Причем опорное напряжение можно подстраиваться помощью подстроечного R32. В том случае, если напряжение с датчика больше, чем опорное –  выходной транзистор микросхемы IC5 с открытым коллектором закрывается. На выходе 1,7 IC5 благодаря R35 появляется напряжение +12В, открывается  транзистор VT9, который в свою очередь быстро разряжает емкость  С26 и запускает таймер NE555 IC4, на его выходе 3 устанавливается логический уровень «1» – напряжение 10,5В относительно –Vcc. Это напряжение через светодиод HL1 поступает на вход  11 «Sd» IC3 и запрещает генерацию. Так как входной ток по этому входу недостаточен, для засвечивания светодиода, а так же для исключения ложного срабатывания защиты, по входу «Sd» подключен шунтирующий резистор R26.

Для контроля тока через ПТ был применен сдвоенный компаратор КА393. Его вторая половина следит за напряжением питания нижнего плеча. При этом подразумевается, что оба плеча питания симметричны. При напряжении питания отрицательного плеча ниже уровня примерно «-20В» компаратор срабатывает, и аналогично схеме защиты от превышения тока через ПТ, блокирует работу IC3 и выходного каскада. Это сделано для исключения неприятного свиста при выключении УМ. Кроме этого, схема на таймере 555 IC5 задерживает включение УМ при подключении питания на 2с. Соответственно, при кратковременном срабатывании защиты УМ будет выключаться на 2с. Схема включения IC5 стандартная. Кроме этого, у схемы защиты есть еще одно полезное свойство. Так-так сопротивление канала полевого транзистора растет с температурой (а максимальный допустимый ток уменьшается)  и, соответственно, при равных токах на разогретом транзисторе падение будет выше, чем на холодном. Таким образом, порог срабатывания защиты смещается в безопасную зону при перегреве.

В схеме для питания ОУ и компаратора собраны два параметрических стабилизатора на VT1VD1С13R17 и VT2VD2С14R18. Для развязки от ВЧ помех установлены дроссели L1,L2, которые совместно с С15,С17 и С16,С18 составляют LC фильтр. При отсутствии  дросселей такого типа допустимо использовать резисторы 100-220 Ом. Для питания драйвера IR2110 IC3 и схемы защиты собран еще один параметрический стабилизатор на VT7VD4R33C20. Применен составной транзистор TIP112. Для него нужен радиатор, который может отводить не менее 3Вт тепла. Основную часть мощности потребляет IC3.

Рис 3. ПП УМ класса Д

Печатная плата  представлена на рис.3. Как уже указывалось, ПП не претендует не какой-либо профессионализм, но лишь является работоспособной и легко повторяемой в любительских условиях.

Рис. 4. Монтажная схема УМ верх

Верхний слой фольги оставлен под землю, в местах отверстий под элементы фольга снята небольшим сверлом. Монтажная схема представлена на рис.4.

Рис. 5. Монтажная схема УМ низ

На плате предусмотрена возможность экранирования входного ОУ и компаратора. Для этого вокруг них симметрично расположены  земляные полигоны и переходные отверстия. Однако, как оказалось, в этом нет необходимости.

Во время сборки сначала устанавливаются детали параметрических стабилизаторов и цепь источника тока инвертора. Проверяется наличие выходных напряжений на стабилизаторах и падение напряжения на R20. Оно должно быть около 6В. Затем монтируется микросхема-таймер NE555 c обвязкой, R33 не устанавливается. Производится проверка работы узла задержки запуска при включении. Светодиод должен загораться на 1-3с. после включения питания, а затем  тухнуть. Затем монтируется компаратор LM393 с обвязкой, в том числе R33 и  VT6. Путем регулировки подстрочного резистора R30 устанавливается напряжение на 3 ноге LM393 равным 0,9-1В, проверяется работа схемы контроля напряжения питания. Удобно это делать с помощью регулируемого БП. При понижении  напряжения питания менее 15-20В должен загораться светодиод. После проделывания этих проверок устанавливают остальные детали. Сначала правильно смонтировать все смд детали, потом остальные микросхемы, разъемы и радиаторы, дроссель. Обязательно тщательно промыть ПП. Особое внимание нужно уделить правильной полярности установки танталовых конденсаторов и полярности установки VD5-VD8. Не забывайте, что у танталовых конденсаторов полосой обозначен «+». Выходные транзисторы нужно установить на изолирующие прокладки. Перед включением нужно не забыть подключить ОС и установить перемычки. Первое включение лучше осуществлять с помощью маломощного БП. Для этих целей я использовал dc/dc 12 – +/-35В преобразователь с регулировкой выходного напряжения, подключенный от  маломощного источника 12В, или через 21Вт лампу. Желательно при первом подключение АС к выходу УМ использовать резистор  20-100 Ом. При отсутствии осциллографа наличие несущей проверяется маломощной лампой накаливания на 27В на выходе дросселя. А с помощью лампы на 2,5В можно оценить реальное напряжение ВЧ на выходе УМ. Что касается постоянного напряжения на выходе, то  на моих 3 изготовленных платах оно колебалось от 26мВ до 40мВ, но и с этим можно бороться введением цепей коррекции нуля IC2. Однако мне это показалось излишним.

Дроссель в усилителе едва ли не самый важный элемент. При его неправильном изготовлении либо будут перегреваться транзисторы, либо сам дроссель, либо появятся неприятные призвуки на НЧ. В моем случае я использовал дроссель из тороидального сердечника EPCOS 25,3×14,8×10 N87 c   зазором около 1,1мм. Зазор аккуратно прорезан «болгаркой» отрезным кругом толщиной 1мм. При резке нужно соблюдать крайнюю осторожность!!! Индуктивность сердечника с зазором можно вычислить из [7]. В моем случае для получения 30 мкГн намотано 24 витка. Диаметр провода нужно использовать не менее 0,8-1мм. Шунтирующий конденсатор выходного фильтра С27 должен поддерживать высокие токи и напряжения, некачественные конденсаторы в нем выходят из строя. Нужно использовать конденсатор не менее чем на 100В. Обязательно зашунтировать ВЧ помехи как можно ближе к выводам выходных транзисторов керамическими конденсаторами на 100В. 50В smd конденсаторы по питанию могут выйти из строя и прожечь ПП.

Данное устройство при использовании указанных компонентов может выдать 100Вт среднеквадратической долговременной мощности при напряжении в +/-34В. Температура после 30 мин. работы в таком режиме будет составлять около 65С на радиаторе VT7, 53С на микросхеме IC3 и 50 на радиаторах выходных транзисторов. На музыкальном сигнале средней мощности  нагрев выходных транзисторов не наблюдается и основным источником тепла становится VT7. При применение обдува и увеличении напряжения до +/-47В макс. мощность возрастет до 200Вт и выше. Необходимо понимать, что максимальное выходное напряжение будет меньшим, чем напряжения питания, на величину размаха несущей на выходе.

Усилитель легко модернизировать, собственно при разработке платы учитывалась возможная необходимость в будущем использовать входную часть с модулятором в более мощной конструкции. Для этого необходимо применить 150В, или даже 200В транзисторы, увеличить напряжение питания и переделать выходную часть устройства. Для этого в стабилизаторах питания ОУ и компаратора установлены транзисторы способные рассеивать значительную мощность. При питании не более +/-25В вполне можно ограничиться гасящими резисторами, так-так ток потребление по питанию ОУ и компаратора не превышает 20-25мА. Вообще, собранный правильно УМ надежен и неприхотлив, и не реагирует на ошибки в номиналах резисторов по «цифровым» цепям вплоть до порядка.

Оптимальная частота работы УМ – около 300 кГц. Схема поддерживает работоспособность вплоть до 600 кГц и, наверное, выше, при этом  происходит ощутимый нагрев драйвера IC3. Частота зависит от параметров выходного фильтра и цепей ОС

Все конденсаторы емкостью 1мкФ – танталовые, типоразмера А. Все конденсаторы емкостью 1нФ, кроме С22, – фильтрующие, и от их емкости работоспособность не зависит. В качестве выходных транзисторов можно применить аналоги, например IRF540, однако при этом КПД УМ ухудшится. При отсутствии указанных транзисторов лучше всего использовать параметрический поиск на сайтах изготовителей полупроводников. Радиаторы выходных транзисторов обозначаются HS-123-40. Радиатор VT7- алюминиевый, 10х4х30 мм. Его нагрев при напряжении +/-28В около 40С.

 Плата ревизии 4.82 является 100% проверенной, все ошибки исправлены. УМ включается и выключается без щелчков и шумов и не боится короткого замыкания на выходе. При питании от одного источника питания взаимовлияния каналов мной не замечены. Хотя в [3] рекомендуют включать каждый канал УМ от отдельной обмотки трансформатора питания. При мостовом включении нужно шунтировать выходы разных усилителей конденсатором 0,1мкФ. Работоспособность в мостовом включении проверена. Что касается качественных объективных показателей – судить не берусь,  нет необходимого инструментария. Субъективно же – звук качественный и как минимум «интересный». Описание звучания ucd УМ описывают в [3].

Стоимость устройства составила около 13$ без учета пересылки, сборки и разработки/наладки. Подсчет цены в приложенном файле MS Excel.

Скачать печатную плату в формате LAY

Дополнение от 16.07.2012:

Осциллограммы, приведенные далее, сняты с платы ревизии 4.82. Все указанные детали соответствую схеме, кроме выходных транзисторов. Применены IRF540. БП  импульсный, не стабилизированный. Мощность БП 100Вт. Нагрузка 3.9 Ом резистор.  Масштаб по вертикали и горизонтали указан под осциллограммой.

Слева осциллограмма напряжения на выходе УМ без входного сигнала (желтым) и напряжение в средней точке ПТ (голубым). Справа напряжение несущей на выходе.

Напряжение на выходе УМ перед ограничением. Мощность 88Вт. Питание +/-28В.

Теоретически возможное напряжение на выходе равно 28В/1,41=19,8В.

Ограничение. Питание +/-26В. Фильтр 20 кГц.

Сигналы на входе драйвера IR2110

Как видно из осциллограммы, переключение, которое является источником помех, происходит, когда переходные процессы в схеме заканчиваются.

Задержка между появлением импульса на входе драйвера IR2110 и сигналом в средней точке ПТ. Голубым – сигнал управления.

Средняя точка ПТ. Фронт и спад

Выход компаратора LM311

Задержка реакции на смену полярности сигнала на входе диф. каскада (выходе LM311) Желтым – выход LM311, голубым – сигнал на входе драйвера

Общая задержка распространения сигнала. Голубым – выход компаратора, желтым – напряжение в средней точке ПТ

Напряжение датчика тока желтым (фильтр 10Мгц), напряжение средней точки ПТ – голубым

Во время эксплуатации УМ выяснилось, что транзистор VT6 в указанной схеме включения восприимчив к импульсным помехам. Как оказалось, из-за наводок на базу этого транзистора не удается выставить порог защиты выше 100Вт (на 4Ом).  Была разработана новая ревизия платы, в которой силовые транзисторы выведены на нижнюю сторону. Изменено также включение схемы защиты, исключен транзистор VT6, радиаторы  транзисторов. Уменьшен полигон средней точки ПТ, добавлены цепи подавления «спайков», внесены незначительные изменения в номиналы резисторов. Теперь можно устанавливать плату УМ на пластину-радиатор (дно например). Размер платы уменьшился.

Ссылки:

[1] http://www.google.com.ua/url?sa=t&rct=j&q=%D0%B0%D1%84%D1%82%D0%B0%D1%80%20ucd_aes118_05_2005_putzeys&source=web&cd=2&ved=0CC4QFjAB&url=http%3A%2F%2Fwww.elektroda.pl%2Frtvforum%2Fdownload.php%3Fid%3D303610&ei=-NWGT8W-JMr3sgbGq6XABg&usg=AFQjCNFoc6PsKDQN-Hqxi6xGOF96R_aRqQ&cad=rja

[2] http://www.classd.fromru.com/circuits/ucd1.html

[3] http://www.vegalab.ru/forum/showthread.php/2292-D-class-%D0%B4%D0%BB%D1%8F-%D1%81%D0%B0%D0%B1%D0%B0

[4] http://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/82793/IRF/IR2110.html

[5] http://www.google.com.ua/url?sa=t&rct=j&q=an%0B944a&source=web&cd=1&ved=0CCoQFjAA&url=http%3A%2F%2Fwww.irf.com%2Ftechnical-info%2Fappnotes%2Fan-944.pdf&ei=P9mGT5KGH8fMsgadwL3kBg&usg=AFQjCNHyns6nA5xkh31JgsIVpDiAZcdmQQ&cad=rja

[6] http://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/104297/IRF/IRF540Z.html

[7] http://www.epcos.com/web/generator/Web/Sections/DesignSupport/Tools/Ferrites/Page__License,locale=en.html

Контакты автора: Юрий Игнатьев

Украина, г. Ивано-Франковск, ул. Галицкая, 32, кв 147.

(Киевстар)+38 097 577-69-87, [email protected]

RDC2-0038a, Усилитель мощности класса D. TDA8920J, 100Вт Stereo, Электронные войска

Описание

Модуль RDC2-0038a представляет собой высокопроизводительный усилитель мощности класса D. Усилитель построен на микросхеме TDA8920BJ. Это стереофонический аналоговый чип с цифровым усилителем, предназначенный для работы с 4-омными громкоговорителями мощностью до 110 Вт на канал.
RDC2-0038a сконфигурирован для работы с двумя каналами включенными по мостовой схеме (BTL).
На аналоговый вход усилителя можно подавать как несимметричный так и симметричный (дифференциальный) сигнал.
Встроенная система защиты отслеживает: перегрев, перегрузку и короткое замыкание выходов. При наличии одной из вышеперечисленных ошибок усилитель отключается, а после устранения ошибки восстанавливает работу.
Для обеспечения высококачественного высокоэффективного усиления звука требуется простой пассивный фильтр демодуляции цифрового сигнала LCF05 (приобретается отдельно).
Для охлаждения микросхемы применяются стандартные радиаторы для компьютерных видеокарт размером 40×40 мм. На плате сделаны два отверстия для пристегивания и прижиму радиаторов к микросхеме усилителя. Используйте кулер  (приобретается отдельно) из нашего ассортимента или любой другой с аналогичным способом крепления.
В качестве предварительных усилителей рекомендуем (приобретаются отдельно):
— RDC1-0034a, дифференциальный, высокопроизводительный предварительный усилитель на OPA1632
— RDC1-0048, усилитель с низким уровнем шума на NE5532
— RDC2-0058, предварительный усилитель — темброблок на ADAU1761

Технические характеристики

Напряжение питания выходного каскада: ±12.5 … ±30 В
Количество каналов: 2 x BTL
Сопротивление нагрузки: 3-8 Ом
Выходная мощность: BTL 110 Вт / 3 Ом 10% THD
Выходная мощность BTL 86 Вт / 4 Ом / 10% THD
Выходная мощность: PBTL 210 Вт / 6 Ом 10% THD
Выходная мощность: BTL 69 Вт / 4 Ом / 0,5% THD
Коэффициент нелинейных искажений:0.02%

Схема усилителя с выходными фильтрами.

Блок-схема усилителя с выходными фильтрами.

Подробную инструкцию по включению и конфигурации усилителя можно найти в разделе «Документы».

Это открытый проект! Лицензия, под которой он распространяется – Creative Commons — Attribution — Share Alike license.

Технические параметры

Тип устройства	усилитель нч
Тип УНЧ	tda8920j
Количество каналов	2
Выходная мощность канала, Вт	100
Вес, г	43.38

Техническая документация

РадиоКот :: Мощный усилитель класса D.

РадиоКот >Схемы >Аудио >Усилители > Мощный усилитель класса D. Всем привет. Сейчас у нас пойдет речь об усилителе мощности, работающем в классе D. Теорию по этому вопросу мы уже обсуждали, пора перейти к практике. Усилитель довольно мощный — 240 Вт (правда, при коэфф. гармоник 10%). Но, обо всем по порядку. Итак, усилитель выполнен на микросхеме фирмы Philips — TDA8924. Микросхема сравнительно новая, поэтому, сравнительно недешевая. Ну недешевая — это, конечно, смотря с чем сравнивать. (во накаламбурил то) Основные характеристики следующие: Напряжение питания, В +/-12…+/-30 Потребляемый ток отсутствие сигнала, мА 100 Выходная мощность(максимальная), Вт: в режиме стерео 120 в режиме моно 240 КПД, % 90 Микросхема так же имеет защиту от КЗ на выходе, термическую защиту и защиту акустики от «бум-бац» при включении и выключении. В общем, спалить её довольно тяжело. Ну, разумеется, товарищ производитель основательно лукавит, когда выставляет такие значения выходной мощности. Все дело в том, что они даны с учетом коэффициента гармонических искажений — 10%, что есть полный бедлам. Но, тем не менее, усилитель стоит того, чтобы на него посмотрели поближе, более того — даже спаяли. А о реальных значениях мощности поговорим чуть ниже, после того, как посмотрим на схему. Схема предусматривает два варианта включения усилителя — как стерео, так и моно по мостовой схеме. Особенно удобно, на мой взгляд, использовать этот усилитель для сабвуфера — дури у него — мало никому не покажется. Кстати о дури. Согласитесь, 10% — многовато. Однако с уменьшением коэффициента гармоник падает и выходная мощность, но к счастью для нас не катастрофически. При вполне приемлемых 0,5%, усилитель отдает на нагрузку 4 Ома 70 ватт в стерео режиме и 200 ватт в моно режиме. Кстати, в стерео режиме его можно подключать и к 2-омной нагрузке, тогда он будет отдавать 95 ватт при тех же 0,5% искажений. Переход из стерео режима в моно осуществляется следующим образом: переподключаем акустику, замыкаем джамперы JP3 и JP4 и убираем компоненты R3, R4, C3, C4 и C6. Питание к усилителю подключается по следующее схеме: Все это можно монтировать на одной плате, размеры получаются относительно небольшими, тем более что радиатор для микросхемы нужен чисто символический. О килограмме алюминия, висящем на фланце микросхемы, как это бывает с обычными усилителями можно забыть. Все индуктивности, которые используются в этой схеме можно купить в готовом виде. L1-L4 — это дроссели, рассчитанные на ток 4-5А. L1 и L2 усилителя — индуктивности 10мкГн, рассчитанные на ток 6-7А. Теперь список компонентов — довольно объемный, но однотипный: Обозначение на схеме Номинал C1, C2, С3, С4 470нФ C5, С6 330 С7, С11, С17, С20, С8, С12, С18, С22 100 C23, С24, С32, С31 15нФ C25, С26 560 C28, С27 1мкФ C30, С29, С9, С19, С15, С13, С10, С21, С14 220нФ C16 47     D1 КС156А     L1, L2 10 мкГн     R1, R2, R3, R4 5,6кОм R9, R8 4,7 R10, R11 22 R6, R7 39кОм R5 30кОм     DA1 TDA8924     Источник питания С1, С2 100нФ С3, С4 470мкФх35В С7, С5, С6 47мкФх63В L1, L2, L3, L4 MURATA BL01RN1A2A2B Ну вроде бы и все. Чего забыл — спрашивайте в Форуме. Удачи. Как вам эта статья? Заработало ли это устройство у вас? Эти статьи вам тоже могут пригодиться:

Как построить усилитель мощности класса d

Как создать усилитель мощности класса D

Мощный усилитель класса D — сам по себе и поражен его эффективностью. Раковина едва нагревается!

Вы всегда хотели создать свой собственный усилитель мощности звука? «Src =» // www.allaboutcircuits.com/uploads/articles/Chirila_Class_D_1.jpg «/>

Входной сигнал преобразуется в импульсно-модулированный прямоугольный сигнал с использованием компаратора. Это в основном означает, что вход кодируется в рабочий цикл прямоугольных импульсов. Прямоугольный сигнал усиливается, а затем фильтр нижних частот дает более мощный вариант исходного аналогового сигнала.

Существуют и другие способы преобразования сигнала в импульсы, такие как ΔΣ (дельта-сигма) модуляция, но для этого проекта мы будем использовать PWM.

Импульсно-ширина модуляции с использованием компаратора

На приведенном ниже рисунке вы можете увидеть, как мы преобразуем синусоидальный сигнал (вход) в прямоугольный сигнал, сравнивая его с треугольным сигналом.

нажмите, чтобы увеличить

На положительном пике синусоидальной волны рабочий цикл прямоугольного импульса составляет 100%, а на отрицательном — 0%. Фактическая частота сигнала треугольника намного выше, порядка сотен кГц, так что мы можем позже извлечь наш исходный сигнал.

Реальный фильтр, а не идеальный, не имеет идеального перехода «от кирпичной стены» от полосы пропускания к полосе пропускания, поэтому мы хотим, чтобы сигнал треугольника имел частоту, по меньшей мере, в 10 раз превышающую 20 кГц, что является верхним пределом человеческого слуха,

Power Stage — все звучит хорошо в теории

Теория — это один аспект, другой — практика. Если мы хотим применить предыдущую блок-схему, мы наткнемся на некоторые проблемы.

Два вопроса — это время нарастания и спада устройств на этапе питания и тот факт, что мы используем NMOS-транзистор для драйвера с высокой скоростью.

Поскольку переключение МОП-транзисторов происходит не мгновенно, а больше похоже на подъем вверх и вниз по холму, время включения транзисторов будет перекрываться, создавая низкоомное соединение между положительными и отрицательными рельсами питания. Это приводит к тому, что большой импульс тока проходит через наши полевые МОП-транзисторы, что может привести к сбою.

Чтобы этого не произошло, нам нужно вставить некоторое время между сигналами, которые управляют МОП-транзисторами с высокой и низкой стороны. Один из способов добиться этого — использовать специализированный драйвер MOSFET от International Rectifier (Infineon), такой как IR2110S или IR2011S. Кроме того, эти ИС обеспечивают повышенное напряжение затвора, необходимое для высокомощного NMOS.

Фильтр нижних частот

Для этапа фильтрации одним из лучших способов сделать это является использование фильтра Баттерворта.

Эти фильтры имеют очень плоский ответ в полосе пропускания. Это означает, что сигнал, который мы хотим достичь, не будет слишком сильно ослаблен.

Мы хотим фильтровать частоты, превышающие 20 кГц. Частота отсечки вычисляется на уровне -3 дБ, поэтому мы хотим, чтобы она была немного выше, чтобы не фильтровать звуки, которые мы хотим услышать. Лучше всего выбрать что-то между 40 и 60 кГц. Коэффициент качества \ (Q = \ frac {1} {\ sqrt {2}} \).

Это формулы, используемые для расчета значений индуктивности и конденсатора:

\ (L = \ frac {R_ {L} \ sqrt {2}} {2 \ cdot \ pi \ cdot f_ {c}} \)

\ (C = \ frac {1} {2 \ sqrt {2} \ cdot \ pi \ cdot f_ {c} \ cdot R_ {L}} \)

Создание вашего усилителя (Luke-The-Warm)

Теперь, когда мы знаем, как работает усилитель класса D, давайте его построим.

Прежде всего, я назвал этот усилитель Luke-The-Warm, потому что теплоотвод едва нагревается, в отличие от усилителя класса AB, чей радиатор может нагреваться, если не активно охлаждается.

Ниже вы можете увидеть схему усилителя, которую я разработал. Он основан на эталонном дизайне IRAUDAMP1 International Rectifier (Infineon). Основное различие заключается в том, что вместо модуляции ΔΣ моя использует PWM.

нажмите, чтобы увеличить

Теперь я расскажу вам о некоторых вариантах дизайна и о том, как компоненты работают друг с другом. Начнем с левой стороны.

Входная схема

Для входных схем я решил, что лучше использовать фильтр верхних частот, за которым следует фильтр нижних частот. Это так просто.

Треугольный генератор

Для генератора треугольников я использовал LMC555, который является вариантом CMOS знаменитого чипа 555. Зарядка и разрядка конденсатора создает приятный треугольник, который не идеален (он растет и падает экспоненциально), но если времена нарастания и спада равны, он работает отлично.

Значения резистора и конденсатора устанавливают частоту приблизительно 200 кГц. Все выше этого, и мы столкнемся с проблемами, потому что компаратор и драйвер MOSFET не являются самыми быстрыми устройствами.

компаратор

Для компаратора вы можете использовать любой компонент, который вы хотите — он просто должен быть быстрым. Я использовал то, что у меня было, LM393AP. При времени отклика 300 нс это не самый быстрый и может быть определенно улучшен, но он выполняет эту работу. Если вы хотите использовать другие ИС, просто будьте осторожны, чтобы проверить, соответствуют ли контакты, или вам придется изменить дизайн печатной платы.

Теоретически, op-amp может использоваться как компаратор, но на самом деле операционные усилители предназначены для других видов работы, поэтому убедитесь, что вы используете фактический компаратор.

Поскольку нам нужны два выхода от компаратора, один для драйвера с высокой стороны и один для драйвера с низкой стороны, я решил использовать LM393AP. Это два компаратора в одном пакете, и мы просто заменяем входы для второго компаратора. Другой подход заключается в использовании компаратора, который имеет два выхода, таких как LT1016 от линейной технологии. Эти устройства могут предложить несколько улучшенные характеристики, но они также могут быть более дорогими.

Эти компараторы питаются от биполярного питания 5 В, обеспечиваемого двумя стабилитронами, которые регулируют напряжение от основного источника питания, что составляет ± 30 В.

Драйвер MOSFET

Для драйвера MOSFET я решил использовать IR2110. Альтернативой является IR2011, который используется в эталонном дизайне. Эта интегральная схема обязательно добавит это мертвое время, о котором я говорил в предыдущем разделе.

Поскольку вывод VSS IC привязан к отрицательному источнику питания, нам необходимо выровнять сигналы от компаратора. Это делается с использованием PNP-транзистора и 1N4148-диодов.

Для управления МОП-транзисторами мы приводим в действие IR2110 с напряжением 12 В, на которое ссылается отрицательное напряжение питания; это напряжение генерируется с использованием BD241 в сочетании с стабилизатором 12 В. Высокомощный MOSFET должен управляться напряжением затвора, которое составляет около 12 В выше коммутационного узла VS. Для этого требуется напряжение, превышающее положительное напряжение; IR2110 обеспечивает это напряжение привода с помощью нашего бутстрап-конденсатора C10.

Фильтр

Наконец, фильтр. Частота отсечки составляет 40 кГц, а сопротивление нагрузки составляет 4 Ом, потому что у нас есть 4-омный динамик (используемые здесь значения также будут работать с 8-омным динамиком, но лучше всего настроить фильтр в соответствии с динамиком твой выбор). С помощью этой информации мы можем рассчитать значения индуктивности и конденсатора:

\ (L = \ frac {4 \ sqrt {2}} {2 \ cdot \ pi \ cdot 40000} H = 22.508 \ mu H \)

Мы можем безопасно округлить до 22μH.

\ (C = \ frac {1} {2 \ sqrt {2} \ cdot \ pi \ cdot 40000 \ cdot 4} F = 0.703 \ mu H \)

Самое близкое стандартное значение — 680нФ.

Примечания к сборке

Теперь, когда вы знаете все о внутренней работе, все, что вам нужно сделать, очень внимательно прочитает следующие несколько строк, загрузите файлы ниже, купите необходимые компоненты, вытравите печатную плату и начните сборку.

Фильтр нижних частот

Для фильтра нижних частот вы можете использовать конденсатор 680nF, чтобы максимально приблизить его к расчетному значению, но вы также можете без проблем использовать конденсатор емкостью 1 мкФ (я разработал печатную плату, чтобы вы могли использовать два конденсатора параллельно с смешивать и сочетать).

Эти конденсаторы должны быть полипропиленом или полиэфиром — вообще не стоит использовать керамические конденсаторы со звуковыми сигналами. И вам нужно убедиться, что конденсаторы, которые вы используете для фильтрации, рассчитаны на высокое напряжение, не менее 100VAC (больше не болит). Остальные конденсаторы в конструкции также должны иметь номинальное напряжение.

Я разработал этот усилитель для выходной мощности около 100-150 Вт. Вы должны использовать биполярный источник питания с рельсами ± 30 В. Вы можете пойти выше этого, но для напряжений около ± 40 В вам необходимо убедиться, что вы измените значения резисторов R4 и R5 на 2K2.

Не обязательно, но настоятельно рекомендуется использовать радиатор для BD241C, так как он становится очень жарким.

MOSFETs

Что касается полевых МОП-транзисторов, я предлагаю использовать IRF540N или IRFB41N15D. Эти МОП-транзисторы имеют низкий заряд затвора для более быстрого переключения и низкого R _DS (включен) для более низкого потребления энергии. Вам также необходимо убедиться, что MOSFET имеет достаточное максимальное V _DS (номинальное напряжение от источника питания). Вы можете использовать IRF640N, но R _DS (on) значительно выше, что приводит к усилению с более низким КПД. Вот таблица, сравнивающая эти три MOSFET:

МОП-транзистор	Max V DS (V)	I D (A)	Q g (nC)	R DS (вкл.) (Ω)
IRFB41N15D	150	41	72	0, 045
IRF540N	100	33	71	0, 044
IRF640N	200	18	67	0, 15

Индуктор

Теперь индуктор. Вы можете купить уже сделанный, но я бы предположил, что вы намочите свой собственный — это проект DIY.

Купите тороид T106-2. Это должен быть железный порошок; феррит может работать, но ему нужен пробел или он насытится. Используя упомянутый тороид, ветер 40 оборотов диаметром 0, 8-1 мм (AWG20-18) с медной эмалью. Вот и все. Не волнуйтесь, если это не идеально, просто сделайте его плотным.

Резисторы

Наконец, все резисторы, если не указано (R4, R5), составляют 1/4 Вт.

тестирование

Когда я проектировал печатную плату, я сделал ее так, чтобы ее было очень легко протестировать. Входной сигнал имеет свой собственный разъем, и для заземления есть две клеммы: одна для источника питания и одна для динамика.

Чтобы удалить шум гула (50/60 Гц, от частоты сети), я использовал конфигурацию «звезда-земля»; это означает подключение всех заземлений (земля усилителя, заземление сигнала и заземление громкоговорителя) в той же точке, предпочтительно на печатной плате источника питания, после схемы выпрямителя.

Полный Билль материалов можно найти в файлах ниже, где вы также можете найти файлы PCB как в формате PDF, так и в файлах KiCAD.

Классы класса D и спецификации печатных плат

Последние мысли

Надеюсь, что информации в этой статье достаточно для создания собственного усилителя мощности звука. Надеюсь, вам также понравится создание собственного усилителя.

В этом проекте есть много вещей, которые можно улучшить. У вас есть вся необходимая информация и файлы, но вам не нужно следовать им за письмом.

Вы можете использовать компоненты SMD, улучшить схему компаратора, используя дополнительный выход, или попробовать IR2011S вместо IR2110. Просто запустите этот паяльник, вытравите свою печатную плату и начните работать. Неважно, если это не с первой попытки.

Это все о проб и ошибок. Когда вы, наконец, услышите этот четкий звук, исходящий от вашего динамика, все это будет стоить того.

Если у вас возникли проблемы с вашей сборкой, прокомментируйте здесь или разместите на форуме, используя как можно больше информации. Мы это рассмотрим.

Попробуйте этот проект сами! Получить спецификацию.

Усилитель класса D 20W к 300W – ElettroAmici

Это мощный усилитель класса D легко реализовать. Разработанный с компонентами на шельфе, Она может достигать до 300 Вт RMS с напряжением питания, которое может изменяться от +/- 30Разл +/- 60В зависимости от требуемой мощности. Для того, чтобы подняться на несколько значений компонентов за что власть должна быть пересмотрена, как для максимального рабочего напряжения для рассеиваемой мощности. Я поставил этот предел, чтобы не усложнять схему излишне, увеличивая тем самым затраты на изготовление и габаритные размеры.

Это полная схема усилителя канала:

ведомость запасных частей

Принцип работы класса D

Это автоколебательный класса D усилитель. Это обеспечивает отличную производительность благодаря зависимой переменной частоте от входного сигнала. Каждая секция усилителя описана ниже на основе функции scolta.

Каждый компонент имеет более чем одну функцию, с тем чтобы ограничить сложность схемы и, следовательно, затраты, это является результатом последовательных упрощений даты от долгого дизайна исследования.

этап ввода

U1a представляет собой операционный усилитель подключен как инвертор.

R1 и С1 образуют фильтр верхних частот с частотой среза 7 Гц бесполезно упасть ниже таких частот. R1 определяет фиксированное усиление и входное сопротивление усилителя, R2a и R2b обеспечить усиление с формулой

-(R2a + R2B) / R1

Ни одно значение не является критическим, Вы можете выбрать любое значение от 10k до 100k для R2.

С2 вместе с R2 образуют фильтр нижних частот на который уменьшает возможный высокочастотный шум.

Его частота среза устанавливается

Ft = 1 / (6,28xR2xC2)

С2 должны быть адаптированы в зависимости от значений R2.

Инвертор и интегратора

Это кольцо фактической реакции.

С3 устраняет непрерывную составляющую выходного U1a и снова образуют фильтр верхних частот с R3

всегда с формулой

1 / (6,28xR3xC3) = 3,4Hz.

С3 может варьироваться от 2.2uF до 10uF без проблем.

С4 используется, чтобы уменьшить интермодуляционные искажения, которые могут генерировать интегратор U1B. на самом деле, R8, падает через сигнал интегратора. Можно опустить C4, но, Это часто, чтобы он установлен в этом типе схемы в классе D, также, немного вниз’ привод частоты колебаний (C4 = 1 нФ è 255kHz, Это не 330kHz).

R8 определяет, как этап интегратор вместе с усилением R3.

Усиления -R8 / R3.

Кроме 150kOhms R8, усилитель становится неустойчивым. R3 представляет собой входной импеданс интегратора и является довольно низким, Поэтому значение входного каскада видно из U1a.

R4 защищает U1B в случае невыполнения. на самом деле, если насыщенного выходного напряжения, Это эквивалентно потенциал питания (задается T1 или T2 через R8).

R4 формируя делитель с R8, ограничивается +/- 6Максимальное напряжение постоянного тока на инвертирующем входе. R 4 может быть заменен на два 1N4148 диодов, соединенных с оперативными полномочиями, но, с одним сопротивлением проще!

В нормальном режиме работы, инвертирующий вход входного напряжения колеблется от +/- 100 мВ вокруг и R4 бесполезно (усилитель работает без R4).

Если R4 уменьшается (до 1k) Это увеличивает выходное напряжение смещения. Поведение интегратора ухудшилось. Подвода +/- 50VDC, выходное смещение измеряется в:

R 4 = 10k: 6мВ

R4 = 2.2K: 36мВ

R4 = 1k: 71мВ

Это получается, что предпочтительно, чтобы поставить максимальное значение для возможного R4, но, прикасается всегда учитывать максимально допустимый экскурс +/- 10В на инвертирующем входе. 10к оказывается хороший компромисс.

С5 конденсатор интегратора. Его значение существенно влияет на частоту колебаний (сердце усилителя работы в классе D). A +/- 50В постоянном токе измеряется:

C5 = 220pF: 255кГц

C5 = 470pF: 236кГц

C5 = 1nF: 164кГц

в действительности, в частоте работы есть также “медлительность” TL072, года от внутренней схемы, с которой он сделан чувствовать. Именно поэтому мы приняли предел частоты ниже 300 кГц, но достаточный для этого усилителя, стандарт TL072 является хорошим компромиссом бюджета, с достаточно низким коэффициентом шума для использования в аудио- и достаточно быстро для конкретных применений использования.

Выходной сигнал интегратора напряжение является треугольным сигналом, который идет от + 1.0Разл + 4.2дети С5 = 220pF V.

Выбор источника питания +/- 9,1V представляет собой величину более чем достаточно.

общий доход

Общий коэффициент усиления усилителя определяется двумя отдельными усилений в каскаде: усилитель на основе U1a и интегратора.

В случае R2 = 47K усилитель имеет коэффициент усиления, U1a: -R2 / R1 = -47k / 22K = -2.14 (переменная в соответствии с таблицей)

Gain Дополнение: -R8 / R3 = -100k / 4.7K = -21,3 (фиксированный)

Общий коэффициент усиления усилителя D затем -2.14 Икс (-21.3) знак равно 45, с такой амплификации получены в выходе 250W эффективной 4 Ом с входным сигналом стандартного 2 Vpp или же мы можем еще сказать 0,707 эфф.

переводчик Уровень Transistor

транзистор T3, ПНП позволяет “сдвиг” выходной сигнал интегратора напряжения -Vcc. на самом деле, ток через R5 Она равна (изнурении базовый ток), ток, протекающий через R7. Ввод R 5 = R 7, затем напряжения на клеммах R5 и R7 являются одинаковыми. Мы бы тогда R7 в выходном напряжении же интегратора, вычтен Vbe (ошибка о 0,6 V). Учитывая, что использование треугольной формы сигнала, Вам не нужно очень быстро переключающий транзистор. Потенциал его коллектора мало изменяется и, T3 не насытить во время нормальной операция способствует хорошей линейности.

R6 Он ограничивает ток, который может войти в PIN1 (В) из IR2184 предполагая T3 проводящие и было усилитель насыщения U1B или потенциал по умолчанию.

Ее основным сдерживающим фактором является поддержка по крайней мере, Vce = Vcc (60V). Выбор пал на классический BCX42 (125V, 800мА, 330мВт) идеально подходит для такого использования.

Контроль силовых транзисторов: IR2184

Схема выполнена из дискретных компонентов, которые сделали эту функцию, Было бы гораздо более дорогим с точки зрения габаритных размеров и искажение выходного сигнала, а также денежно-кредитной.

Конкретная интегральная схема делает его очень легко контролировать два усилителя MOSFET, Я выбрал IR2184 (половина моста водитель) от International Rectifier . МОП-транзисторы приводятся в движение с фазовой задержки с временем около 0.4нас.

Если вход В (ножка 1) Он сравнивается с 0В С (ножка 3 которой -Vdc), T2 он находится на, T1 он заблокирован, что обеспечивает низкий уровень выходного сигнала (-Vdc) на выходе конечный.

Если потенциал на выводе В Он находится между 3В и 5В относительно контакта С, Т2 заблокирован, T1 включен, но, Он может оставаться таковым только для 10 О 20 мс, потому что его управление получает питание от начальной загрузки конденсатора С12. Если IN остается постоянно 5VDC, T1 и T2 заблокированы и система не колеблется. Выход из транзисторов является 0В (соединен с землей через R4 + R8 или динамик).

IR2184 подается в 12 V (между 10V и 15V является типичным значением) и потребляет около 30 мА, работающих на 250 кГц с двумя транзисторами IRFB5620 приехать “нагрузка”.

D4 е R14 дело с нагрузкой С12 (самозагрузки конденсатор). Этот конденсатор обеспечивает T1, когда эта команда выполняется. T1 может оставаться таковым в течение нескольких десятков миллисекунд, но достаточно для этого усилителя.

IR2184 должны быть расположены в непосредственной близости от T1 и T2.

Следует ожидать, специальный трек, отличный от того, что каналы Т2, который идет на контакт 3 IR2184 стоит его разрушения, по той же причине два электролизера C7 е C8 Кроме того, они должны быть установлены как можно ближе к конечной T1 и T2.

Для того, чтобы уменьшить потери переключения транзисторов,с использованием компонентов R11, R12, D1 е D2. Диоды позволяют быстрое открытие полевых МОП-транзисторов с быстрой разрядки емкости затвора.

IR2184 способен обеспечить ток больше 1A для этой цели. R11 и R12 обеспечивают небольшое дополнительное время простоя, что исключает риск того, что МОП-транзистор входит в состояние проводимости перед другим имеет интердикт.

Выходной каскад

Выходной каскад состоит из двух идентичных N MOSFET транзисторов T1 и T2 и расцепления конденсаторы C7 и C8. Транзисторы имеют такие размеры, как следует:

VDS = с +/- 60Питающий, Оно должно быть 12, к которому должны быть добавлены 30% – 40% примерно маржа.

то, scelgo VDS = 20.

ID = 15А (худшем случае Vcc = 60V / Load = 4 ом) Преимущество, имеющие высокий ID для МОПА-транзистора этого сопротивления Rdson низка, с последующей диссипацией (потери проводимости) низкий. то, scelgo ID = 25А

Они должны быть выбран транзистором с низким зарядом затвора Qg в противном случае для зарядки займет больше времени, расщепляющие окончательный сигнал и проходящую много времени в линейной зоне, что было бы вредным для двух факторов, увеличение конечного искажения и увеличение рабочих температур.

По этим причинам я выбрал IRFB5620: 25200В 60 мОм разработан специально для класса D усилителей.

выход фильтра

LC-фильтр нижних частот в расчете на выходе по следующей формуле

L1 = RL х 1,41 / 6,28 х F

Учитывая RL нагрузки динамика 4 Ом F, а частота среза фильтра, который должен быть по крайней мере несколько октав ниже частоты переключения и по меньшей мере на одну октаву выше максимальной частоты воспроизводимого я произвольно взятой в качестве значения частоты 43KHz

Применяя формулу я тогда

L1 = 4×1,41/(6,28×43000) знак равно 20,95 мкГн

Я выбираю стандартное значение 22мкГн и перерасчет значения частоты с формулой

F = RLx1,41 / 6,28xL1 = 40,8KHz до сих пор в пределах одной октавы по отношению к максимальной частоте.

Для использования емкости вместо формула

C = 1/(6,28xFxRLx1,41) знак равно 1/(6,28x40800x4x1,41) = 690nF

approssimerò, что стандартное значение 680нФ, из полевых испытаний добавления сопротивления R13 последовательно с конденсатором C14 линеаризирует отклик динамиков.

Автозапуск

Как было упомянуто ранее, если вход “В” IR2184 высока статически, T1 и T2 выключены (С12 разряжается и одновременно будет блокировать D4).
Вы должны положить несколько милливольт сигнала (немного «музыка) вход усилителя, чтобы начать самовозбуждение.
При обычном использовании аудио усилителя, Это не создает никаких проблем. Этот класс D усилитель просто “во время сна” до небольшого музыкального ударения.

мощность

Независимо от двойного напряжения между +/- 30В электронной +/- 60V

Чтобы преодолеть эти ограничения как на верхней и нижней части должны быть заменены сопротивления, ограничивающие стабилитроны с постоянными генераторы тока. За исключением решения в этом случае только упростить окончательную схему, сопротивление, даже если питание, Это, конечно, менее громоздкое, чем два резистора диод, и транзистор, который выполняет ту же работу,.

Значения должны быть отнесены к R2 с требуемой мощностью

Соотношение входного сигнала можно путем изменения значения резисторов R2a и R2b, в соответствии с приведенной ниже таблицей, чтобы получить требуемую мощность, не изменяя другие значения, если не двойное напряжение питания, подаваемое.

практическая реализация

Так как я начал делать компактную схему я создал два различных распутать первый с дискретными компонентами, которые позволили мне сделать все необходимые корректировки в тесте функции и конечные с компонентами SMD для тех, кто любит ультра-компактные профессиональные достижения.

Ниже маршрутизации для испытаний с приближенными измерениями 10 см х 6 см

боковые компоненты и боковые меди

Затем, когда все было откалибровано и отрегулировано для лучшей работы я прошел окончательный вариант с использованием интегрированных силовых компонентов SMD, которые до сих пор остающимися сдержанными.

Размер я не был в состоянии уменьшить далее как два электролитические и катушки очень громоздкие предметы.

Несмотря на это, окончательные измерения были сведены к 99mmx43mm измерения 10см сторону задается размером ребра и ниже не сможет спускаться не слишком увеличивать рабочую температуру.

Если мы считаем, однако, что в такой полосе кадрирование он вошел усилитель может доставить к нагрузке 300Вт эффективной 4 Ом замечательно.

Сабвуферный усилитель класса D на основе TL494

Данная конструкция изначально создавалась просто для того, чтобы понять, что в действительности можно получить от усилителя класса D. Конечно, первая мысль была — найти какой-нибудь прототип, но длительные поиски в интернете не дали ничего кроме фраз «Да сделай ты это на TL494!», но нигде не было никаких схем. Собирать на специализированной интегральной схеме (TDA8920) не представлялось возможным из-за ее дороговизны и дефицитности и ограниченной выходной мощности такого усилителя. В общем, пришлось придумывать свое.

Сначала я хотел сделать усилитель, взяв за основу UC3842/3843 и использовать мощный выходной каскад на полевых транзисторах разной структуры, например, как в известной книге Шкритека (стр. 231). Подобный выходной каскад применен и в конструкции, публиковавшейся не так давно в журнале «Радио». Очевидное преимущество такого каскада — простота, но есть и существенные недостатки. Во-первых, необходимо двуполярное питание, во-вторых, возможно протекание сквозного тока через транзисторы, в третьих, транзисторы разной структуры имеют разное сопротивление канала в открытом сосотоянии, что требует, по-хорошему, применения разного количества транзисторов в плечах (транзисторов с p-каналом нужно ставить больше), а это приводит к существенному усложнению конструкции. Все перечисленное приводит к тому, что реально от такого выходного каскада большую мощность не получить.

Учитывая изложенные причины, было принято решение делать мостовой выходной каскад на транзисторах с n-каналом. Несмотря на то, что такой каскад требует применения достаточно дорогостоящих драйверов (я применил IR2110), он свободен от всех недостатков простого выходного каскада, в частности, пользуясь такой схемой можно увеличивать выходную мощность, повышая напряжение питания, при этом при напряжении питания выходного каскада до 70-80 вольт можно применять дешевые ключевые транзисторы, например, IRF540, и снимать с выходного каскада мощность в несколько сотен Вт.

Что касается собственно ШИМ-модулятора, то здесь, рассматривалось 2 варианта — UC3843 и TL494. UC3843 очень неплох, т.к. используя его можно получить высокие тактовые частоты, но, к сожалению, он имеет однофазный выход, так что для того, чтобы использовать его для питания двухтактного каскада пришлось бы ставить еще несколько внешних элеменов для инвертирования выходного сигнала, в простейшем случае транзисторный ключ, а лучше еще один корпус логики. В противоположность UC3843, TL494 не позволяет получить тактовые частоты выше 300КГц (по паспорту, а реально и на 100КГц уже все не так гладко), но содержит внутри себя все необходимое, для постороения узла управления, позволяя ограничиться несколькими пассивными компонентами в обвязке. Поэтому, поразмыслив, я решил сделать усилитель все-таки на основе TL494.

Схема собранного прототипа здесь. Тактовая частота генератора равна 100кГц, можно и больше, но при этом минимальная длительность импульса получается более 6% от периода колебания, что на мой взгляд, маловато. Конденсаторы С5 и С6 можно не устанавливать — достаточно 0.1мкФ. Как видно, схема не содержит обратной связи. С одной стороны, это делает ее чувствительной к изменению напряжения питания выходного каскада, с другой стороны, не стоит забывать, что это всего лишь макет прототипа, от него многого и не требовалось, лишь бы работал:) Схема отмакетирована, но печатная плата не разрабатывалась. Налаживание сводится к установке нуля на выходе подстроечным резистором.

Испытания проводились на низкочастотный громкоговоритель, представляющий из себя две параллельно соединенные головки 10ГД30 в ящике объемом около 50л, фильтр на выход усилителя не подключался, громкоговоритель был подключен к усилителю парой свитых проводов. Выходные транзисторы на радиаторы не устанавливались, т.к. совершенно не грелись. Самое удивительное, что работает это неплохо и без обратной связи. Изначально планировалось использовать такой выходной каскад в мощном сабвуфере (и действительно, для построения сабвуфера такой усилитель подходит идеально), но после того, как я послушал, как это играет, мне показалось, что у такого усилителя есть достаточно высокий потенциал и при использовании в среднечастотном звене. Существенный момент — для того, чтобы такой усилитель нормально работал, полосу сигнала на входе нужно ограничить с помощью ФНЧ. Лучше, если частота среза будет не более одной десятой от тактовой (а лучше и еще меньше). Жаль, что не удалось поднять повыше тактовую частоту, может и на высоких было бы неплохо. Если позволит время, которого почти нет:(, попробую сделать на основе этого усилителя законченную конструкцию.

Если решите собирать такой усилитель, необходимо сразу задуматься о защите громкоговорителя от постоянного напряжения на выходе, т.к. схема не содержит никаких средств поддержания нуля на выходе. Несмотря на то, что скважность определяется напряжением, привязанным к выходу опорного напряжения TL494 и поддерживается довольно точно, предусмотреть защиту все-таки следует. Что касается защиты от короткого замыкания в нагрузке, то при малых мощностях будет достаточно плавкого предохранителя, а при больших надо строить отдельную схему защиты — для этого можно использовать входы SD (Shutdown) драйверов IR2110. Для увеличения выходной мощности выходные ключи можно (и нужно) запитывать от отдельного источника напряжения. Примененные драйверы позволяют поднимать напряжение питания выходных ключей до 500В (я, правда, не могу себе представить, кому это может понадобиться), необходимо будет только применить диоды, рассчитанные на соответствующее напряжение, примененные SF12 имеют допустимое обратное напряжение 200В. Диоды D4-D7 обязательно должны быть диодами Шоттки. Наконец, в качестве дайверов можно применить IR2113 без внесения изменений в схему.

Полная схема выложена здесь.

Внимание! Именно в таком виде схема ни разу не собиралась. Собранное устройство не имело цепей защиты. Тип транзистора Q1 и стабилитрон в его коллекторе нужно выбирать исходя из напряжения питания, резисторы датчика тока — исходя из тока ограничения. Вообще, эта часть схемы нуждается в переработке. Именно так строить защиту не рекомендую. В остальном, схема была вполне рабочей, нормально работала от нестабилизированного источника питания. И еще раз повторюсь, для нормальной работы данной схемы необходимо ограничить полосу входного сигнала (это относится ко всем усилителям класса D), на входе необходим ФНЧ, рекомендую — с частотой среза не более 1/10 от тактовой частоты задающего генератора, имея в виду сабвуферное предназначение. Кроме того, на схеме не показан дроссель выходного фильтра. Я собирал только макет, т.к. меня интересовала исключительно идея. В готовом устройстве выходной фильтр обязателен. Обратную связь при этом нужно снимать после фильтра.

Усилитель мощности нового поколения, 900 Вт, класс D

Усилитель класса D Схема основана на IR2110 ic. Выходная мощность составляет до 900 Вт с качеством звука HiFi . Принципиальная схема и макет печатной платы доступны здесь.

Это моно-плата усилителя класса D , вы можете построить эти две моно-платы, чтобы сделать усилитель мощности стерео класса D. Стереосистема даст вам выходную мощность до 1800 Вт .Эта схема является лучшей из когда-либо созданных схем, любящих усилитель класса D. Итак, в этой статье я собираюсь объяснить, как легко собрать усилитель в домашних условиях.

Эта конструкция усилителя класса D состоит из трех микросхем: TL071 , CD4049 и IR2110 . Комбинации этих компонентов обеспечат высококачественный аудиовыход на выходном каскаде.

Принципиальная схема усилителя класса D мощностью 900 Вт

Щелкните принципиальную схему для просмотра в высоком разрешении

Необходимые компоненты

• TL071 IC — 1
• CD4049 IC — 1
• IR2110 IC — 1
• БИПОЛЯРНЫЙ КОНДЕНСАТОР 10 мкФ — 1
• РЕЗИСТОР 100K — 2
• 1N4148 ДИОД — 5
• 2K2 РЕЗИСТОР — 1
• 1NF ЕМКОСТЬ — 3
• 1NF ЕМКОСТЬ
• РЕЗИСТОР 1K — 2
• РЕЗИСТОР 10 ОМ — 6
• КОНДЕНСАТОР 100 NF — 4
• 2N5401 ТРАНЗИСТОР — 1
• 330 UF КОНДЕНСАТОР — 2
• КОНДЕНСАТОР 22OUF — 1
• РЕЗИСТОР 4K7 — 3
• 8K2 2
• КОНДЕНСАТОР 100 мкФ — 3
• 5.Стабилитрон 6 В — 2
• Стабилитрон 12 В — 1
• ДИОД MUR 120 — 2
• MUR460-1
• 220 PF КОНДЕНСАТОР — 1
• ИНДУКТОР 22UH — 1
• РЕЗИСТОР 1K5 2W — 1
• 10 — резистор 2W 1
• 680NF / 300V КОНДЕНСАТОР — 1

Катушка индуктивности, используемая в этой цепи

Катушка индуктивности является основной частью этой принципиальной схемы. Так что не игнорируйте эту часть. Использование правильного значения и правильной индуктивности даст вам максимальный пик выходного диапазона.вы используете тороидальный сердечник любого типа. Эта концепция неверна, потому что катушка индуктивности пропускает большой ток, поэтому для безупречной работы катушки индуктивности требуется большая токовая нагрузка.

Итак, я рекомендовал вам сказать тороидальный сердечник сендуста. Номер тороидального сердечника T106 . Этот вид тороидального сердечника выдерживает большой ток и высокую температуру. Нормальный для его ядра и железного сердечника насыщается быстрее по сравнению с SENDUST CORE .

Индуктивность 22 мкГенри.Палатки меняются в соответствии с типом тороидального сердечника или используемым вами, поэтому, пожалуйста, используйте измеритель LC , чтобы убедиться, что микроконтроллер Генри верен.

D900 Компоновка печатной платы

D900 Компоновка печатной платы и компоненты шелкография

Блок питания для аудиоусилителя класса d

Блок питания ему обеспечен минимум 70-90-вольтный двойной блок питания. Я рекомендовал не использовать перенапряжение , это повредит ваши компоненты на плате усилителя.

Используйте рекомендованное напряжение, указанное на принципиальной схеме. Покупка трансформатора блока питания на 90 вольт обойдется вам в самую большую сумму. Поэтому в моем предложении используйте и SMPS с вольтовым питанием. SMPS уменьшит занимаемое усилителем пространство.

В наши дни класс аудиоусилителей становится более популярным, чем другие виды систем аудиоусилителей, из-за технических характеристик этого аудиоусилителя. Плата аудиоусилителя очень мала по сравнению с классом A, классом A B, классом B.

И самая низкая цена — важный фактор в усилителе звука класса D. Низкое тепловыделение и очень низкие требования к месту, что является преимуществом этого аудиоусилителя мощности класса D.

ТАКЖЕ ПРОВЕРЬТЕ АУДИОУСИЛИТЕЛЬ 500 Вт КЛАССА D

Принципиальная схема усилителя класса D.

Контекст 1

… Усилитель класса D, изображенный на рис. 1, содержит ШИМ, выходной каскад и LC-фильтр нижних частот. При ШИМ компаратор сравнивает входной модулирующий сигнал с внутренне генерируемым сигналом несущей, обычно пилообразным или треугольным [4] — [11], и генерирует серию модулированных по ширине сигналов. импульсы — сигнал ШИМ.Выходной каскад класса D — это …

Context 2

… мало последствий, так как он устраняется с помощью выходного каскада с мостовой конфигурацией. Третий член (гармоники несущей) и последние члены (продукты интермодуляции между основной и гармонической составляющими модулирующего сигнала и несущей) либо незначительны, либо эффективно удаляются фильтром нижних частот, изображенным на Рис. 1. Следовательно, двухсторонний модулированный выходной сигнал ШИМ идеального усилителя класса D будет содержать только второй член в (4), где нет гармоник.Проще говоря, THD ШИМ, генерируемого треугольной несущей, в идеале равен нулю, поскольку THD сигнала ШИМ, генерируемого отдельным идеальным задним фронтом …

Context 3

… теоретический Фурье При выводе коэффициентов ряда в (21) мы суммируем на рис. 10 THD (at) как функцию степени нелинейности несущей. Здесь отметим, что, как и ожидалось, THD увеличивается с нелинейностью несущей, т.е. с уменьшением.В этом исследовании мы рекомендуем диапазон от 1,5 до 2,0 для. Обратите внимание, что максимальное значение не может быть выбрано произвольно, потому что большое приведет к уменьшению …

Контекст 4

… входного модулирующего сигнала от 1,5 до 2,0 является приблизительно и приводит к приемлемому размаху сигнала в практических реализациях. . В слуховых аппаратах и ​​других низковольтных электронных приборах динамический диапазон обычно ограничен, и его необходимо по возможности сохранять. Стоит отметить, что такие же результаты мы получаем на рис.10, если мы определим THD путем выполнения БПФ для выходного сигнала ШИМ, полученного из исходного синусоидального входного модулирующего сигнала и двухсторонней экспоненциальной машины- …

Контекст 5

… резюмируйте на рис. THD, полученный из MATLAB [(21)], моделирования HSPICE и практических измерений для различных индексов модуляции для двух нелинейностей несущей, 0,5 и 1,5. Моделирование HSPICE представляет собой моделирование практической схемы, изображенной на рис. 5.С другой стороны, измерения основаны на схемах, построенных из …

Context 6

… [(21)], моделирования HSPICE и практических измерений для разных индексов модуляции для двух несущих. нелинейности 0,5 и 1,5. Моделирование HSPICE представляет собой моделирование практической схемы, изображенной на рис. 5. Измерения, с другой стороны, основаны на схемах, построенных из готовых устройств, подключенных к прототипу ИС (рис. 12), воплощающих Выходные каскады класса D.Мы отмечаем из рис. 11, что THD, определенные из (21), HSPICE и измерения хорошо согласуются, тем самым подтверждая наши аналитические выражения в разделе II-B ранее. Основываясь на этом исследовании, мы рекомендуем выбрать значение от 1,5 до 2,0, и этот диапазон соответствует нашей предыдущей рекомендации. …

Контекст 7

… разные индексы модуляции для двух нелинейностей несущих, 0,5 и 1,5. Моделирование HSPICE представляет собой моделирование практической схемы, изображенной на рис.5. С другой стороны, измерения основаны на схемах, построенных из готовых устройств, подключенных к прототипу ИС (рис. 12), воплощающему выходные каскады класса D. Мы отмечаем из рис. 11, что THD, определенные из (21), HSPICE и измерения хорошо согласуются, тем самым подтверждая наши аналитические выражения в разделе II-B ранее. Основываясь на этом исследовании, мы рекомендуем выбрать значение от 1,5 до 2,0, и этот диапазон соответствует нашей предыдущей рекомендации. Далее, как и прежде, отметим, что THD увеличивается…

Контекст 8

… в разделе II-B ранее. Основываясь на этом исследовании, мы рекомендуем выбрать значение от 1,5 до 2,0, и этот диапазон соответствует нашей предыдущей рекомендации. Далее, как и прежде, отметим, что THD увеличивается с увеличением индекса модуляции. Мы разработали прототип ИС, включающий три различных выходных каскада усилителя класса D, изображенных на рис. 12, соотношение конечных транзисторов инвертора (или эквивалентных по сопротивлению) которых отличается, как указано в таблице I.Отметим, что THD во всех случаях невелик. Измеренные THD несколько больше расчетных значений, и это, вероятно, связано с несовершенной треугольной несущей и другими практическими нелинейностями. Of …

Как работают усилители класса D?

Усилитель класса D работает, принимая аналоговый входной сигнал и создавая его копию с ШИМ (широтно-импульсной модуляцией) — по сути, последовательность импульсов, которые соответствуют амплитуде и частоте входного сигнала. В своей основной форме схема компаратора используется для согласования входного сигнала с сигналом ШИМ.Затем сигнал ШИМ усиливается выходным каскадом, работающим в режиме переключения, то есть есть два состояния, включено или выключено, с очень высокой скоростью, соответствующие импульсам ШИМ. Для сравнения, выходные каскады линейного усилителя видят непрерывную форму волны и, во избежание искажений, включены более половины формы волны (класс A / B) или полной формы волны (класс A), что значительно снижает эффективность и выделяет тепло. .

Усиленный сигнал ШИМ проходит через фильтр нижних частот, чтобы восстановить форму звукового сигнала и устранить паразитный ультразвуковой шум перед его выводом на динамики.Этот процесс кажется цифровым, но на самом деле является аналоговым по своей природе. Сигнал не оцифровывается, т. Е. Ему не присваивается числовое значение; Последовательность импульсов ШИМ является «аналогом» входного аудиосигнала. Что отличает усилители Rotel класса D от других моделей, представленных на рынке, так это инновации в области генерации высокоточного ШИМ-сигнала (COM, что означает Controlled Oscillation Modulation) и в цепях обратной связи (MECC, Multivariable Enhanced Cascade Control) для обеспечения стабильная характеристика фильтра, несмотря на переменные импедансы динамиков.Проще говоря, это означает, что наши усилители класса D предлагают полную полосу пропускания при очень низком уровне искажений в «реальных» приложениях — точно так же, как наши линейные усилители, но с преимуществами меньшего размера, охлаждения и гораздо большей энергоэффективности.

Почему на рынке больше нет усилителей класса D? Во-первых, создание стабильных цепей класса D с полной полосой пропускания при одновременном контроле побочных продуктов RF / EMI непросто. У немногих компаний есть технологические ноу-хау для этого. Это также требует широкого использования устройств поверхностного монтажа (SMD), что опять же делает его недоступным для большинства производителей аудио.Для реализации этих проектов мы привлекли технологического партнера.

Вот еще одна ключевая деталь, которая часто вызывает недоумение. Импульсный источник питания (SMPS) — это не то, что делает эти «переключающие» усилители. Как только что было описано, каскад усиления представляет собой высокоскоростную переключающую схему, что определяет эту конструкцию как класс D. В усилителе класса D фактически может использоваться обычный источник питания; и линейный усилитель может использовать SMPS. Традиционный источник питания накапливает большое количество энергии, но при этом расходует «лишнюю» энергию, не требуемую нагрузкой.SMPS согласовывает выходную мощность с требованиями в реальном времени, обеспечивая только мощность, необходимую для нагрузки, в результате чего работает очень эффективно. Аналогия — резервуар для воды (линейная подача), который всегда наполняется и переливается, если потребности недостаточны; по сравнению с бесконечной серией ведер (SMPS), которые можно замедлять или ускорять по мере необходимости. SMPS в наших усилителях класса D отражает тот факт, что схема усиления класса D не требует значительного накопления энергии линейного усилителя мощности, поэтому более эффективный / компактный SMPS является лучшим выбором.

Подводя итог, можно сказать, что наши конструкции класса D предлагают:

1. Превосходное качество звука, подтвержденное многочисленными критическими отзывами и наградами. Конструкции Rotel класса D являются самыми передовыми в мире.
2. Высокая энергоэффективность (90% +, по сравнению с 50-60% для усилителей класса A / B). В нашем все более «зеленом» мире это важный момент.
3. Компактный размер относительно выходной мощности.
4. Холодная работа, так как мало энергии тратится впустую.
5. Низкое выходное сопротивление означает высокий коэффициент демпфирования или контроль над громкоговорителем.
6. Устойчивость к низкоомным нагрузкам.

Высококачественный и высокоэффективный цифровой усилитель мощности звука класса D

В данном исследовании представлен высококачественный и высокоэффективный цифровой усилитель мощности звука класса D (CDA), состоящий из цифровых и аналоговых модулей. Для реализации совместимого цифрового входа в MATLAB и Xilinx System Generator реализован полностью цифровой аудио-цифро-аналоговый преобразователь (DAC), который состоит из интерполяционного фильтра 16x, четырехбитового квантованного дельта-сигма четвертого порядка (ΔΣ ) модулятор и широтно-импульсный модулятор с равномерной дискретизацией.CDA использует технологии обратной связи с обратной связью и петлевую фильтрацию для минимизации искажений. Аудио ЦАП, который основан на программируемой пользователем вентильной матрице, потребляет 0,128 Вт и использует 7100 LUT, что обеспечивает 11,2% коэффициента использования ресурсов. Аналоговый модуль изготовлен по технологии BCD 0,18 µ м. Результаты моделирования после компоновки показывают, что CDA обеспечивает выходную мощность 1 Вт с КПД 93,3% на динамик 4 Ом и достигает 0,0138% от общего гармонического искажения (THD) с переходным шумом для входного синусоидального тестового сигнала 1 кГц и 3 .Питание 6 В. Выходная мощность достигает 2,73 Вт при 1% THD (с переходным шумом). Предлагаемый усилитель занимает активную площадь 1 ² мм.

1. Введение

После стремительного развития Интернета вещей с искусственным интеллектом интеллектуальные колонки и TWS-гарнитуры на основе усилителей мощности звука (CDA) класса D стали самыми популярными портативными аудиопродуктами. Одновременно с постоянным развитием технологий цифрового хранения аудиосигналы в основном превратились в цифровые аудиосигналы.Традиционные CDA обычно используют цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) для преобразования цифровых аудиосигналов в аналоговые аудиосигналы и последующего усиления мощности. Это решение не только увеличивает сложность системы и не способствует трансплантации, но также требует высокоточного ЦАП. Кроме того, для снижения производительности системы вводится собственный шум квантования. На рисунке 1 показана новая структура CDA, предложенная в 1990-х годах для совместимости с цифровым аудиоинтерфейсом [1], которая в последние годы постепенно стала предметом исследований.

Методы модуляции CDA можно разделить на широтно-импульсную модуляцию с равномерной выборкой (UPWM) [2–4], модуляцию плотности импульсов (PDM) [5–7], модуляцию щелчков [8, 9] и кодирование нулевой позиции с разделением основной полосы частот [10, 11]. CDA включают несколько основных топологий. Архитектура без обратной связи требует точного сигнала несущей для достижения низких искажений [12]. Архитектура с обратной связью не требует подобной точной несущей, потому что усиление контура CDA подавляет искажение несущей [13].Более того, некоторые АКД обычно содержат однобитовый квантователь, но для обеспечения стабильности по всем индексам модуляции требуется большая мощность контроллера [14, 15]. Многобитовые квантователи могут улучшить стабильность дельта-сигма (ΔΣ) модуляторов, хотя они, тем не менее, влекут за собой высокую мощность покоя и значительную сложность [16]. Чтобы преодолеть эти недостатки, мы предлагаем CDA с обратной связью с обратной связью и петлевую фильтрацию для улучшения общего гармонического искажения (THD) и подавления шума, вносимого источником питания.Кроме того, модулятор ΔΣ реализован с использованием цифровых схем.

Эта статья организована следующим образом. Раздел 2 описывает дизайн предлагаемой архитектуры. Цифровой модуль представлен в разделе 3. Раздел 4 показывает реализацию аналогового модуля. Результаты моделирования после компоновки представлены в разделе 5. Наконец, статья завершается в разделе 6.

2. Проектирование предлагаемой архитектуры класса D

На рисунке 2 показана блок-схема предлагаемой архитектуры класса D, которая в основном состоит из цифрового модуля (называемого аудио ЦАП) и аналогового модуля.Аудио ЦАП состоит из интерполяционного фильтра, модулятора ΔΣ и UPWM. Аналоговый модуль включает в себя отрицательную обратную связь с обратной связью, контурный фильтр и каскад выходной мощности.

Входной цифровой аудиосигнал модулируется ΔΣ-модулятором для достижения ожидаемого отношения сигнал / шум (SNR). Выходной поток битов, а также дискретизированные и удерживаемые несущие сигналы используются для реализации UPWM в цифровой области. Выходной сигнал UPWM управляет аналоговой схемой.

Интерполяционный фильтр, модулятор ΔΣ и UPWM реализованы с использованием цифрового модуля для совместимости с цифровым аудиовходом.Для обеспечения системного отношения сигнал / шум используются технологии передискретизации и формирования шума модулятора ΔΣ. Контурный фильтр, выходной силовой каскад и отрицательная обратная связь с обратной связью реализованы аналоговым модулем. Технология обратной связи с обратной связью с обратной связью используется для эффективного подавления шума источника питания и нелинейности системы, а также для обеспечения высокой точности выходного аудиосигнала. Максимальный размах выходного звукового напряжения можно увеличить вдвое, используя мостовую конфигурацию нагрузки, что, следовательно, в четыре раза увеличивает выходную мощность [17].

3. Реализация цифрового модуля

3.1. Интерполяционный фильтр

Для реализации достаточного отношения сигнал / шум, интерполяционный фильтр передискретизирует входной цифровой аудиосигнал путем интерполяции и равномерно распределяет шум квантования во всей частотной области сигнала. Он готовится к формированию шума на более поздней стадии модулятора ΔΣ [18].

В обычном интерполяционном фильтре обычно используются полуполосные и гребенчатые фильтры [19]. Хотя структура гребенчатого фильтра относительно проста, его фильтрующая способность ограничена.Таким образом, для его улучшения следует использовать некоторые компенсационные технологии. На рисунке 3 показана блок-схема интерполяционного фильтра 16x для предлагаемого CDA. Три полуполосных фильтра и обратный синк-фильтр включены каскадом, чтобы завершить 16-кратную интерполяцию входного цифрового аудиосигнала.

В высококачественном аудио ЦАП пульсация полосы пропускания обычно находится в диапазоне от 0,001 до 0,0001 дБ. Следовательно, в процессе интерполяции максимально допустимая пульсация полосы пропускания интерполяционного фильтра должна быть равна 0.001 дБ, а затухание в полосе задерживания должно превышать 100 дБ. Учитывая эффект квантования конечной длины слова, искажение интерполяционного фильтра должно быть менее 1 дБ [20].

На рисунке 4 показан выходной спектр 16-кратного интерполяционного фильтра с В _в = 1,4 В _pp при частоте входного сигнала f _в = 1 кГц. SNR достигает 99,92 дБ.

3.2. ΔΣ-модулятор

Обычный ΔΣ-модулятор обычно содержит однобитовый квантователь для упрощения конструкции.Однако, если силовой транзистор напрямую управляется выходным сигналом битового потока однобитового квантователя, частота модулированного сигнала переключения [21] будет слишком высокой и будет изменяться в зависимости от входного сигнала, что приведет к снижению мощности. эффективность. Следовательно, квантователи в CDA обычно считаются многобитными квантователями. Однако биты квантователя не должны быть очень высокими, потому что системные часы будут слишком быстрыми, чтобы увеличить энергопотребление системы, и внедрение системы становится затруднительным.SNR модулятора ΔΣ рассчитывается как где n — количество битов квантователя, OSR — частота передискретизации входного сигнала, а L — порядок модулятора ΔΣ.

Уравнение (1) показывает, что максимальное SNR модулятора ΔΣ увеличивается с порядком модулятора ΔΣ, частотой передискретизации входного сигнала и количеством битов квантователя [22]. Однако для низкой частоты передискретизации требуется большее количество битов квантователя или более высокий порядок модулятора.Более высокая частота передискретизации может значительно снизить требования к модуляторам и квантователям. Помимо увеличения частоты системы и энергопотребления, частота выходного импульсного сигнала также экспоненциально увеличивается. Следовательно, в этом исследовании частота передискретизации установлена ​​на 16, порядок модулятора установлен на 4, а количество бит квантователя установлено на 4.

Модуляторы ΔΣ высокого порядка обычно имеют две структуры: одиночные — петлевые и многоступенчатые шумоформирующие (МАШ) структуры [23, 24].Хотя модулятор ΔΣ, реализованный в MASH, может достигать высокой точности, он также должен обеспечивать добавление выходных аппаратных ресурсов. Следовательно, ΔΣ-модулятор, который принимает одноконтурную структуру высокого порядка CIFF, показан на рисунке 5. В этой архитектуре только интегратор первого каскада получает сигнал обратной связи с выхода, что снижает требования к последующим интеграторам. как аппаратные ресурсы, потребляемые модулятором ΔΣ.

В этом проекте DSM использует инструмент Xilinx System Generator для завершения проектирования.Программная платформа использует Xilinx Vivado и MATLAB. Аппаратная платформа использует отладочную плату Artix-7 MIA701. Плата разработки объединяет множество аппаратных ресурсов для удовлетворения требований цифрового дизайна аудио-цифро-аналоговых преобразователей.

Модулятор ΔΣ реализован полностью в цифровом виде. Следовательно, нет необходимости учитывать влияние неидеальных факторов, таких как операционный усилитель в аналоговом ΔΣ-модуляторе. Выходной спектр фильтра ΔΣ модулятора с В _в = 1.4 В _pp при частоте входного сигнала f _в = 1 кГц показано на рисунке 6. SNR достигает 112 дБ.

3.3. UPWM

Распространенными методами модуляции CDA являются UPWM и PDM. По сравнению с PDM, UPWM предлагает преимущества простой схемы, более низкой частоты переключения и более высокой эффективности системы.

Модулятор UPWM — это модулятор прямого преобразования, который преобразует цифровой сигнал в сигнал переключения.Согласно различным сигналам несущей, UPWM можно разделить на следующие: UPWM по переднему фронту, UPWM по заднему фронту, UPWM с симметричным двойным фронтом (SDEUPWM) и асимметричный UPWM с двойным фронтом. SDEUPWM имеет более низкие гармонические искажения и более высокое отношение сигнал / шум, чем другие [25]. В предлагаемом CDA принцип SDEUPWM показан на рисунке 7. Выходной сигнал модулятора ΔΣ сравнивается с сигналом несущей для генерации волны UPWM.

4. Реализация аналогового модуля

4.1. Петлевой фильтр

Петлевой фильтр может уменьшить гармонические искажения петли обратной связи с использованием технологии формирования шума. Кривая частотной характеристики фильтра Баттерворта относительно плоская в полосе пропускания без флуктуаций и постепенно уменьшается до нуля в полосе задерживания. Следовательно, в данном исследовании разработан контурный фильтр Баттерворта. Передаточная функция петлевого фильтра Баттерворта задается следующим образом: n — порядок фильтра, ω _c — частота среза фильтра (точечная частота -3 дБ) и ( n = 1 ∼ n — 1) — коэффициент фильтра.Следовательно, передаточная функция разомкнутого контура системы может быть выражена как где

На рисунке 8 показан выходной спектр с разными порядками с В _в = 1,4 В _pp при частоте входного сигнала f _в = 1 кГц и частота несущего сигнала f _car = 768 кГц. В звуковом диапазоне эффект подавления шума петлевого фильтра Баттерворта увеличивается с порядком, но тенденция к увеличению постепенно замедляется.Учитывая влияние петлевого фильтра на подавление внутриполосного шума и сложность конструкции схемы, порядок считается вторым порядком.

В этом исследовании контурный фильтр предлагаемого CDA использует архитектуру интегратора второго порядка, как показано на рисунке 9. Он состоит из двух каскадных интеграторов Миллера. На рисунке 10 показано, что OTA представляет собой двухкаскадный усилитель с компенсацией Миллера. Поскольку фликкер-шум PMOS ниже, чем у NMOS, дифференциальная входная пара усилителя использует МОП-транзистор P-типа, который может уменьшить влияние шума схемы.Чтобы уменьшить шум и сохранить линейность интегратора, коэффициент усиления по постоянному току двухкаскадного усилителя должен быть больше 80 дБ, а ширина полосы по –3 дБ должна быть больше 100 Гц. Передаточная функция двухкаскадного операционного усилителя выражается следующим образом: где V _id — входной дифференциальный сигнал, A _DC — коэффициент усиления усилителя без обратной связи и p _z , p ₁ , p ₂ и p ₃ — нулевая точка, главный полюс, второй полюс и третий полюс соответственно.

Таким образом, коэффициент усиления по постоянному току двухкаскадного усилителя достигает 86 дБ, ширина полосы по –3 дБ составляет 200 Гц, ширина полосы единичного усиления составляет 12 МГц, а запас по фазе составляет примерно 80 °.

4.2. Дифференциальный компаратор Rail-to-Rail

Компаратор сравнивает выходной сигнал интеграторов первого и второго каскада для генерации сигнала ШИМ для управления силовым транзистором. На рис. 11 показана схема дифференциального компаратора «Rail-to-Rail», который состоит из предусилителя и одноступенчатого компаратора с разомкнутым контуром.

Чтобы гарантировать, что компаратор имеет достаточную точность, в предусилителе используется каскадная структура со складками для достижения высокого усиления по постоянному току. Более того, для достижения широкого входного диапазона качания входной каскад операционного усилителя использует структуру входного сигнала rail-to-rail, использующую NMOS и PMOS параллельно для уменьшения искажений. На рисунке 11 показано, что M 5– M 9 представляют собой токовые зеркальные структуры, которые обеспечивают ток смещения, необходимый для нормальной работы схемы.Нагрузка состоит из M 10– M 15, R 1 и R 2. Кроме того, R 1 и R 2 образуют цепь синфазной обратной связи.

Одноступенчатый компаратор с разомкнутым контуром состоит из одноступенчатого OTA и двухступенчатых буферов. M 16– M 19 состоят из простого OTA для реализации функции преобразования дифференциального выхода в одиночный выход. Двухступенчатый буфер играет роль развязки и улучшает управляемость схемы.

4.3. Выходной силовой каскад

Силовой транзистор CDA можно рассматривать как эквивалент переключателя. В действительности силовой транзистор не является идеальным переключателем при включении, и следует учитывать влияние сопротивления в открытом состоянии. Когда ток протекает через сопротивление в открытом состоянии, он вызывает тепловые потери, которые называются потерями из-за теплопроводности. С другой стороны, когда сигнал ШИМ включает или выключает силовой транзистор, емкость затвора заряжается и разряжается, что приводит к потерям при переключении.

На рисунке 12 показана эквивалентная схема силового транзистора [26]. G, S, D и B представляют собой затвор, исток, сток и подложку силового транзистора соответственно. R _на эквивалентно сопротивлению в открытом состоянии. Паразитная емкость в основном включает емкость затвор-сток C _GD , емкость затвор-исток C _GS и емкости перехода ( C _SB , C _DB 20 и C _ГБ ).

Сопротивление в открытом состоянии силового транзистора может быть выражено как где L и W — длина затвора и ширина затвора силового транзистора, соответственно, μ — подвижность несущей и C _ox — единичная емкость затвора. Следовательно, потери проводимости P _con силового транзистора могут быть выражены как где I _rms — эффективное значение тока, протекающего через силовой транзистор. P _con пропорционально L и обратно пропорционально W .

Общая емкость затвора C _G силового транзистора может быть выражена как где x _d — длина поперечной диффузии. Таким образом, коммутационные потери P _sw могут быть выражены как где f _sw и V _DD — частота и амплитуда сигнала ШИМ, соответственно. P _sw пропорционально W и L .

Для достижения оптимального компромисса между потерями проводимости и коммутации, размеры силового транзистора PMOS составляют Вт, = 1200 µ м и L = 0,18 µ м, а также мощность NMOS транзистор Вт = 400 µ м и L = 0,18 µ м. Кроме того, на рисунке 13 показана схема управления затвором. Он состоит из конфигурации без перекрытия и схемы управления инверторной цепью для уменьшения тока короткого замыкания и паразитной емкости затвора силового транзистора [27].

4.4. Отрицательная обратная связь с обратной связью с обратной связью

Существует два основных типа архитектуры для отрицательной обратной связи с обратной связью. Первый — однопетлевой, а второй — многопетлевой. Главный недостаток многопетлевой архитектуры состоит в том, что требуется точное согласование трактов аналоговой и цифровой обработки сигналов, чтобы избежать больших ошибок, вызванных вариациями коэффициента усиления интегратора [28]. Для уменьшения шума и нелинейности системы в предлагаемом АКП используется структура контура с одинарной обратной связью второго порядка [29, 30].На рисунке 14 показана замкнутая структура отрицательной обратной связи предлагаемого АКД; R _FB обозначает резистор обратной связи.

На рисунке 14 (b) показано, что коэффициент усиления замкнутой системы рассчитывается как

Передаточная функция замкнутой системы определяется как:

THD и PSRR замкнутой системы выражаются как

Из-за технологии обратной связи с обратной связью уравнение (13) показывает, что функция шума системы с обратной связью демонстрирует характеристики высоких частот.Технология формирования шума может быть реализована путем разумной установки коэффициента усиления контура системы. Уравнение (14) указывает, что THD замкнутой системы также уменьшается с увеличением коэффициента усиления контура, что значительно улучшает характеристики системы. Уравнение (15) показывает, что PSRR замкнутой системы также становится более отрицательным по мере увеличения коэффициента усиления контура, и способность подавлять шум источника питания становится сильнее. Из-за эффекта отрицательной обратной связи по напряжению выходное сопротивление замкнутой системы уменьшается и не зависит от нагрузки.Во время стабилизации выходного сопротивления он уменьшает деление напряжения на выходное сопротивление; таким образом, от нагрузки можно получить больше мощности и повысить эффективность системы.

5. Результаты моделирования

Предлагаемый CDA состоит из цифровых и аналоговых модулей. Цифровой модуль реализован на программируемой вентильной матрице (FPGA). На рисунке 15 показано использование ресурсов и распределение энергопотребления аудио ЦАП. Он потребляет 0,128 Вт и использует 7100 LUT, что дает 11.2% от коэффициента использования ресурса.

Аналоговый модуль предлагаемого CDA разработан и изготовлен по технологии 0,18 µ m BCD. Основная схема использует источник питания 3,6 В, а выходной каскад — источник питания 5 В. На рисунке 16 представлена ​​фотография макета предлагаемого CDA. Активная площадь микросхемы составляет примерно 1 мм ² .

На рисунке 17 показана эффективность предлагаемого CDA при нагрузке 4 Ом и частоте аудиовхода 1 кГц.Когда выходная мощность ниже, эффективность во многом зависит от нагрузки системы. С увеличением выходной мощности КПД также постепенно увеличивается и имеет тенденцию к стабилизации. На рисунке 18 показаны характеристики THD предлагаемого CDA при нагрузке 4 Ом и частоте аудиовхода 1 кГц с переходным шумом. Оптимальный THD (с переходным шумом) составляет менее 0,01%. В таблице 1 приведены сводные характеристики CDA и их сравнение с современными CDA. По сравнению с цифровым [31] и аналоговым [32] CDA, предлагаемый CDA имеет значительное преимущество в виде более высокой выходной мощности для 1% THD + N.Он обеспечивает более низкий коэффициент нелинейных искажений + шум по сравнению с аналоговым [17, 33] и цифровым [34] CDA. Кроме того, он обеспечивает более высокую эффективность, чем другие. Таким образом, предлагаемый CDA демонстрирует хорошие характеристики.

9055 DPWM DPWM N = 9055 % 0,5 Параметр [17] [31] [32] [33] 909 90 [1 344] Процесс 0.5 µ м КМОП 0,14 µ м КМОП 0,7 µ м КМОП 45 нм КМОП 0,14 µ м КМОП 0,18 µ 9055 м КМОП Источник питания ( V) 2,5 3,7, 5,0 5,0 4,8 3,7 3,6, 5,0 Архитектура модулятора RWDM ΔΣ + DPWM HM HM ΔΣ + UPWM Тип входа Аналоговый Цифровой Аналоговый Аналоговый Цифровой Цифровой Выходная нагрузка (Ом) 8 4 4 КПД (%) 88∼92 92 84.5 90 90 93,3 THD + N (%) 0,5 0,01 0,003 0,1 0,03 0,0138 — 1 1,4 — 2,7 2,73 Площадь (мм 2 ) 0,59 — 6

1 Результаты моделирования после макета с переходным шумом.RWDM: прямоугольный дельта-модулятор; HM: гистерезисный модулятор; NBDDM: двухсторонний модулятор BD с естественной дискретизацией.

6. Заключение

Был предложен высокоточный и высокоэффективный CDA, состоящий из цифровых и аналоговых модулей. Для достижения совместимого цифрового входа аудио ЦАП реализован с использованием цифровых схем. CDA использует технологии обратной связи с обратной связью и петлевой фильтрации для уменьшения искажений. Аналоговый модуль изготовлен в формате 0.18 µ м Технология BCD. Результаты моделирования показывают, что он достигает 0,0138% THD (с переходным шумом) и 93,3% эффективности для входного синусоидального тестового сигнала 1 кГц и нагрузки 4 Ом. Выходная мощность достигает 2,73 Вт при 1% THD (с переходным шумом).

Доступность данных

Данные, использованные для подтверждения результатов этого исследования, можно получить у соответствующего автора по запросу.

Конфликт интересов

Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов в отношении публикации данной статьи.

Благодарности

Эта работа была поддержана Фондом естественных наук провинции Фуцзянь, Китай (грант № 2018J01803).

Усилители класса D — Electronics-Lab.com

Введение

В предыдущих руководствах была установлена ​​важная связь между углом проводимости усилителя и его эффективностью. Действительно, усилители на основе больших углов проводимости, такие как усилители класса A, предлагают очень хорошую линейность, но имеют очень ограниченный КПД, обычно около 20–30%.При уменьшении угла проводимости достигается высокий КПД, такой как у усилителей класса C.

Угол проводимости, стремящийся к 0 °, поэтому желателен для достижения 100% эффективности. Однако, как мы видели с усилителями класса C , это невозможно реализовать, поскольку на нагрузку не подается питание.

Класс D Усилители точно решают эту проблему, работая с другим методом, чем традиционные усилители классов A, B, AB или C.В первом разделе представлена ​​упрощенная архитектура усилителя класса D и его общее функционирование. Как мы увидим в этом разделе, усилители класса D состоят из трех различных основных модулей. Поэтому следующие разделы посвящены каждому из этих модулей, чтобы понять, как сигнал преобразуется в процессе усиления класса D. Небольшое примечание об эффективности этого усилителя дается в последнем разделе. Наконец, эта информация синтезируется в заключении, которое резюмирует глобальное преобразование сигнала.

Представление усилителя класса D

Усилители

класса D обычно состоят из трех разных модулей: модулятора , переключающего каскада и фильтра нижних частот . Путь прохождения сигнала вместе с последовательностью этих различных модулей представлен на рисунке ниже :

рис 1: Блок-схема усилителя класса D

В то время как классические усилители принимают на вход синусоидальный сигнал, усилители класса D предварительно преобразуют его через модулятор в прямоугольный сигнал.В специальном разделе мы увидим, что представление о модуляции, предложенное на рис. 1 , является чрезмерно упрощенным.

Коммутационный каскад — это то место, где происходит усиление за счет транзисторов. В разделе, посвященном этому этапу, мы подробно представляем, что транзисторы работают в определенном режиме и дополнительной конфигурации для правильного усиления прямоугольного сигнала.

Наконец, фильтр нижних частот используется для восстановления синусоидальной формы сигнала.Более того, этот последний этап устраняет нежелательные гармоники, которые могли возникнуть в процессе усиления.

Модуляция

Существует множество методов модуляции, однако наиболее распространенным и широко используемым для многих приложений является широтно-импульсная модуляция (ШИМ) . Простой график, представляющий ШИМ, показан на Рис. 2 ниже:

Рис. 2: Принцип ШИМ-модулятора

Этот метод заключается в сравнении входного синусоидального сигнала с высокочастотным треугольным сигналом , обычно называемым несущей , полученным от независимого генератора.Чтобы соответствовать теореме Шеннона, частота несущего сигнала должна быть как минимум в два раза выше частоты синусоидального сигнала.

Выход модулятора получается путем следующего сравнения этих двух сигналов:

• Если синус выше несущего сигнала, выход равен 1
• В противном случае вывод равен 0

В ходе этого руководства преобразование сигнала будет отслеживаться путем построения графика каждого шага усиления с помощью программного обеспечения MatLab®.На приведенном ниже рисунке 3 входной сигнал с частотой 2 Гц нанесен на график вместе с несущим сигналом с частотой 20 Гц. Кроме того, вывод ШИМ отображается путем сравнения, описанного ранее.

рис. 3: вход и выход ШИМ. Построено с помощью MatLab®

. Важно отметить, что частота выходного сигнала ШИМ совпадает с несущей частотой. Рабочий цикл — это число, характеризующее долю, в которой значение сигнала равно 1 в течение периода.Например, если импульс симметричен, половина сигнала будет равна 1, а половина — 0, поэтому рабочий цикл будет 50% или 0,5. В случае ШИМ, хотя частота постоянна, рабочий цикл меняется.

Мы можем отметить, что когда входной сигнал максимален, рабочий цикл ШИМ стремится к 1 и, наоборот, стремится к 0 , когда входной сигнал минимален. Следовательно, рабочий цикл ШИМ напрямую связан с исходной формой синусоидального сигнала. Это утверждение действительно может быть подтверждено с помощью простого алгоритма, который независимо усредняет вывод ШИМ для каждого цикла, результат нанесен на график и показан на Рисунок 4 :

рис. 4: Усреднение сигнала ШИМ

На этом рисунке видно, что при усреднении сигнала ШИМ снова появляется синусоида исходного сигнала.В реальных схемах эта операция выполняется фильтром, как мы увидим в разделе «Фильтрация».

Усиление

Поскольку обычно выбирается несущий сигнал, так как его частота намного выше, чем входной сигнал, выходной сигнал ШИМ для усиления может быть выше высокой частоты среза усилителя на основе BJT (см. Руководство по частотной характеристике). По этой причине высокочастотные МОП-транзисторы предпочтительнее классических биполярных усилителей для усиления класса D.

В усилителях класса D один NMOS и один PMOS соединены в двухтактной конфигурации, как показано на Рисунок 5 :

рис 5: Двухтактная конфигурация каскада усиления

Как и в усилителе класса B, дополнительные транзисторы смещены таким образом, что NMOS усиливает только положительные полуволны, а PMOS — только отрицательные полуволны. Этот каскад усиления также называется каскадом переключения , потому что транзисторы ведут себя точно как переключатели: они либо полностью включены (короткое замыкание), либо выключены (разомкнутая цепь).

Фильтрация

Чтобы восстановить исходную синусоидальную форму сигнала, усиленный импульсный сигнал должен обрабатываться фильтром. Этот фильтр должен соответствовать некоторым условиям:

• Подавляет высокие частоты выше нормальной полосы пропускания (средние частоты) усилителя, особенно несущую частоту и ее гармоники.
• Воспроизводит средние частоты усилителя с хорошим уровнем усиления. Например 20 Гц — 20 кГц для усилителя звука.
• Получите максимально ровную полосу для средних частот.

Этот тип фильтра широко известен как фильтр Баттерворта . Типичный фильтр, используемый для выполнения этих требований, представляет собой параллельную LC-цепь . При параллельном подключении к нагрузке R _L его можно рассматривать как фильтр RLC.

рис. 6: L // C-фильтр нижних частот

Полоса пропускания этого фильтра характеризуется его частотой среза f _c при -3 дБ, что удовлетворяет уравнению :

уравнение 1: Частота среза фильтра нижних частот

Более того, поскольку схема RLC является фильтром второго порядка, сильное спадание -40 дБ / дек наблюдается выше f _c .Асимптотическая диаграмма частотной характеристики этого фильтра приведена на рисунке 7:

Рис. 7: Частотная характеристика фильтра Баттерворта второго порядка

. Несколько уровней параллельных конфигураций LC приветствуются, поскольку каждый уровень увеличивает порядок фильтра и, следовательно, качество фильтрации. В , рис. 8 , мы можем отметить разницу между выходными данными, полученными в результате применения фильтра Баттерворта первого или второго порядка к нашему примеру:

Рис. 8: Разница в выходном сигнале между фильтром Баттерворта первого и второго порядка

Поскольку входной сигнал имеет частоту 2 Гц, а несущая частота составляет 20 Гц, для этого фильтра была выбрана частота среза 4 Гц.Мы можем выделить тот факт, что фильтр первого порядка не подходит, поскольку он недостаточно ослабляет несущую частоту, в то время как выходной сигнал фильтра второго порядка намного более синусоидален.

КПД

Оригинальный принцип работы усилителя класса D позволяет довести его эффективность до очень высокого уровня. Такой высокий КПД объясняется тем, что транзисторы ведут себя почти как идеальные переключатели:

• Когда они выключены, ток I _DS не течет между стоком и истоком.
• Когда они включены, на стоке и истоке не наблюдается напряжения V _DS .

Следовательно, нет мощности V _DS × I _DS рассеивается в виде потерь (тепла). Обычно КПД усилителей класса D превышает 90% .

Заключение

Усилители

класса D работают совершенно иначе, чем усилители других обычных классов (A, B, C). Они действительно очень нелинейны и включают в себя специальные модули для обработки сигналов.

Первая операция, которую необходимо выполнить, называется широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) и заключается в сравнении входного сигнала с высокочастотным треугольным сигналом. Независимо от того, находится ли входной сигнал выше несущей или ниже, генерируется новый сигнал, называемый выходом ШИМ, который состоит из прямоугольного сигнала с той же частотой несущей, но с переменным рабочим циклом. Этот сигнал напрямую связан с исходной формой синусоидального входа.

Перед получением синусоидального сигнала каскад переключения, выполненный с двумя дополнительными NMOS и PMOS в двухтактной конфигурации, усиливает выходной сигнал PWM.Особенность транзисторов в том, что они переключаются между полностью включенными и выключенными состояниями и никогда не работают в своей линейной зоне.

С этим усиленным импульсным сигналом последний каскад, состоящий из L // C-цепи, действует как фильтр Баттерворта для восстановления исходной синусоидальной формы. Важно правильно установить частоту среза, чтобы исключить несущую частоту и связанные с ней гармоники. Кроме того, предпочтительнее использовать фильтр Баттерворта высокого порядка, чтобы избежать как можно большего искажения.

Наконец, мы отметили, что эффективность этого усилителя заметно выше, чем у типичных классов, из-за низкой рассеиваемой мощности, которая стала возможной за счет переключения транзисторов. Этот факт является большим преимуществом в конструкции усилителя класса D : они не требуют тяжелых и громоздких радиаторов.

Благодаря многочисленным преимуществам усилители класса D можно найти во многих повседневных применениях: в мобильных телефонах и многих аудиоустройствах, таких как наушники, автомобильные радиоприемники и т. Д.

продуктов, рекомендуемых для использования с усилителями класса D (шумоподавляющие фильтры, индукторы для LPF, режекторные фильтры ESD) | Примечание по применению

Эффективность этих продуктов в отдельных приложениях подробно описана ниже.

Эффективность фильтров подавления шума серии MAF в линиях громкоговорителей с выходной мощностью от 100 мВт до 2 Вт

Высокочастотный шум, вызванный переключением усилителей класса D, становится радиационным шумом, исходящим от линий громкоговорителей.
Самый простой способ противодействовать этому — вставить микросхемы в линию динамика. Однако, несмотря на то, что микросхемы эффективно подавляют радиационный шум, они также создают проблему искажения формы сигнала, что вызывает искажение звука.С помощью микрочипов очень сложно как подавить шум, так и обеспечить высокое качество звука.

Фильтры шумоподавления не влияют на сигналы

Серии MAF и VAF были разработаны как продукты с фильтрами шумоподавления для использования в аудиолиниях, чтобы решить эту проблему за счет использования запатентованного феррита с низким уровнем искажений.
Оба они могут обеспечивать низкое сопротивление постоянному току (сопротивление постоянному току) и высокий номинальный ток, что делает их идеальными для линий громкоговорителей с высокими требованиями к току. Их установка не вызовет таких эффектов, как искажение звука, что позволяет им продемонстрировать выдающуюся эффективность в подавлении радиационного шума.

Ясные различия между чипами и фильтрами подавления шума в отношении локализации звукового образа и впечатления звукового поля

Уровень звуковых искажений, возникающих в звуковых линиях, обычно выражается в числовой форме как THD + N (общее гармоническое искажение + шум), причем более низкие значения указывают на лучшее качество звука.
На рисунке 5 показаны характеристики THD + N в зависимости от выходного сигнала для микросхем и фильтров подавления шума MAF в линиях громкоговорителей для усилителей класса D (без LPF), а также примеры измерения частотных спектров их выходных сигналов.

Рисунок 5: Характеристики THD + N в зависимости от выходного сигнала для чипов и MAF, а также примеры измерения частотных спектров.

Когда используются микросхемы, увеличение выходного сигнала приводит к увеличению значения THD + N, но с MAF характеристики THD + N эквивалентны случаю без фильтра. Это указывает на то, что даже если выходная мощность увеличена, на сигналы не будет воздействовать и искажение звука не будет.Если это проверено с использованием частотного спектра для выходного сигнала (1 кГц), уровень гармоник будет значительно высоким при использовании микросхем, и эта гармоническая составляющая является тем, что слышится как искажение. Напротив, с MAF уровень высоких частот эквивалентен случаю без фильтра, поэтому можно услышать только истинный сигнал 1 кГц.
Несмотря на то, что добавление гармоник эффективно для подавления радиационного шума, оно также является причиной искажения сигнала, приводящего к ухудшению качества звука.

В реальном сравнительном тесте прослушивания высококачественных источников звука для случаев использования микросхем и корпусов с фильтрами подавления шума серии MAF можно обнаружить явные различия в локализации звукового образа и впечатлении от звукового поля. Поэтому применение серии MAF в линиях громкоговорителей для смартфонов и других устройств является выгодным решением для подавления шума при обеспечении высокого качества звука.

Эффективность подавления радиационного шума с помощью MAF показана на рисунке 6.Интенсивность шума для корпуса без фильтра подавляется за счет использования MAF до уровня, эквивалентного тому, который возникает, когда усилитель класса D выключен.

Рисунок 6: Эффективность подавления радиационного шума с помощью MAF

[Связанная страница] Руководство по решениям для аудиоканалов с использованием фильтров шумоподавления

Эффективность индукторов серии VLS-AF для LPF в линиях громкоговорителей с выходной мощностью от 2 до 20 Вт

Катушки индуктивности серии

VLS-AF для LPF могут обеспечивать высокое качество звука благодаря своим низким характеристикам THD + N.

Поскольку индукторы, используемые в LPF, вставляются в линии громкоговорителей, важно, чтобы они не влияли на сигналы в этих линиях.Продукты VLS6045AF представляют собой индукторы для LPF с проволочной магнитной экранированной структурой с использованием феррита, которая обеспечивает такие преимущества, как низкое сопротивление постоянного тока (сопротивление постоянному току) и способность выдерживать большие токи.

На рисунке 7 показаны характеристики THD + N в зависимости от выхода для VLS6045AF и металлических катушек индуктивности, а также примеры измерения частотных спектров их выходных сигналов.
Металлические индукторы имеют сердечники из металлических магнитных материалов. Их особенности включают способность выдерживать большие токи, и они предпочтительны для использования в качестве силовых индукторов для цепей питания.Однако, хотя значение THD + N металлической катушки индуктивности увеличивается по мере увеличения выходной мощности, это значение изменяется лишь незначительно с VLS6045AF, поэтому эффекты, связанные с их вставкой, практически отсутствуют.

Кроме того, частотные спектры показывают, что с металлическими индукторами уровень гармоник в их выходных сигналах (1 кГц) значительно высок, но с VLS6045AF уровень гармоник низкий, близкий к таковому в случае без фильтра.

Рисунок 7: Характеристики THD + N в зависимости от выхода VLS6045AF и металлических катушек индуктивности, а также примеры измерения частотных спектров

Эффективность VLS6045AF по подавлению радиационного шума показана на рисунке 8.Радиационный шум значительно подавляется в широком диапазоне частот, что соответствует предельным значениям, указанным в стандарте CISPR класса B.

Рисунок 8: Пример эффективности подавления радиационного шума с помощью VLS6045AF

・ Катушки индуктивности серии VLS-AF для ФНЧ

Эффективность фильтров шумоподавления серии VAF в линиях громкоговорителей с выходной мощностью от 2 до 20 Вт

Серия VAF состоит из продуктов с шумоподавляющими фильтрами, разработанными для использования в аудиолиниях с выходной мощностью от 2 до 20 Вт.
На рисунке 9 показаны характеристики THD + N в зависимости от выхода микросхем и VAF201610FA, а также примеры измерения их частотных спектров.
Когда используются микросхемы, увеличение выходного сигнала также приводит к увеличению значения THD + N, но с VAF характеристики почти эквивалентны характеристикам случая без фильтра, что указывает на то, что их вставка не приведет к искажению.
Если исследовать частотные спектры выходного сигнала (1 кГц), то уровень гармоник в микросхемах чрезвычайно высок, но с VAF он почти такой же, как и в случае без фильтра.Эти результаты ясно показывают, что замена микросхем на VAF, служащую фильтром в линии громкоговорителей, исключительно эффективна для уменьшения искажений и улучшения качества звука.

Рисунок 9: Характеристики THD + N в зависимости от выходного сигнала VAF201610FA и примеры измерения частотных спектров Комбинации VLS-AF и VAF могут продемонстрировать выдающуюся эффективность в подавлении радиационного шума.

На рисунке 10 показаны частотно-импедансные характеристики серии VAF201610FA, а также эффективность подавления шума при комбинированном использовании VLS-AF и VAF.
График зависимости интенсивности шума от частотных характеристик показывает примеры измерения интенсивности радиационного шума в линиях громкоговорителей для усилителей класса D для случаев, когда используются только VLS-AF, а также VLS-AF и VAF вместе взятые. С одним только VLS-AF результаты немного недостаточны для соответствия стандарту CISPR класса B (красная пунктирная линия), но можно ясно увидеть, что при объединении VLS-AF и VAF интенсивность шума в диапазоне от 100 до 400 МГц значительно снижается.
Это указывает на то, что высокий импеданс VAF в диапазоне от 100 МГц до 400 МГц делает его идеальным средством противодействия шумам для усилителей класса D.

Рисунок 10: Частотно-импедансные характеристики VLS2016FA и эффективность подавления шума при комбинированном использовании VLS-AF и VAF

・ Шумоподавляющие фильтры серии VAF

Эффективность комбинаций режекторных фильтров VLS-AF, VAF и AVRF ESD в линиях громкоговорителей с выходной мощностью от 2 до 20 Вт

Хотя было показано, что комбинации VLS-AF и VAF в линиях громкоговорителей с выходной мощностью от 2 до 20 Вт эффективны для подавления радиационного шума, эту эффективность можно еще больше повысить, если также использовать режекторные фильтры ESD.

Даже если установлены Notch-фильтры ESD, они не окажут негативного влияния на качество звука.

Notch-фильтры с функцией ESD-защиты очень эффективны при подавлении шума, а также служат в качестве меры противодействия ESD (электростатическому разряду) для схемы. Они представлены с помощью эквивалентных схем, в которых двунаправленные TVS-диоды (стабилитроны) и конденсаторы включены параллельно. Потому что они работают как конденсаторы в случаях, отличных от воздействия электростатического разряда и т. Д.шунтируется на землю, их использование в сочетании с продуктами VLS-AF и VAF в линиях громкоговорителей может еще больше повысить эффективность шумоподавления.

На рисунке 11 показаны характеристики THD + N в зависимости от выхода схемы с VLS-AF (для LPF) в сочетании с режекторными фильтрами ESD VAF и AVRF; и сравнение эффективности подавления радиационного шума для случаев отсутствия фильтра и различных комбинаций, состоящих из VLS-AF, VLS-AF + AVRF и VLS-AF + VAF + AVRF.
Из сравнительного графика эффективности подавления шума на Рисунке 11 видно, что, когда режекторные фильтры VAF или AVRF ESD по отдельности используются вместе с VLS-AF, между ними почти нет различий в результирующих характеристиках THD + N. , без отрицательного влияния на качество звука. Однако, если режекторные фильтры AVRF ESD используются в сочетании с VLS-AF и VAR вместе, шум излучения значительно снижается.
Поскольку режекторные фильтры AVRF ESD могут таким образом повысить эффективность подавления радиационного шума, а также выступать в качестве меры противодействия электростатическому разряду, комбинированное использование VLS-AF + VAF + AVRF является оптимальным решением, которое может предложить различные преимущества.

Рисунок 11: Эффективность подавления шума при комбинированном использовании режекторных фильтров VAF, LPF и ESD.

Усилители класса D

Усилители класса D

Elliott Sound Products

Усилители класса D

© 2005, Серхио Санчес Морено (ColdAmp)
Отредактированный и дополнительный текст и рисунки Рода Эллиотта (ESP)
Страница создана 4 июня 2005 г.

верхний

---

Основной индекс Указатель статей

---

Содержание

---

1 — Введение

Совершенно новая технология усиления звука развивалась в течение последних 15-20 лет, которая имеет явное преимущество перед широко распространенными в настоящее время топологиями класса A и AB.Речь идет о так называемом «классе D». Это преимущество в основном заключается в его высокой энергоэффективности. На рисунке 1 показаны типичные кривые КПД в зависимости от выходной мощности для конструкций класса B и класса D.

Теоретическая максимальная эффективность конструкций класса D составляет 100%, а на практике можно достичь более 90%. Обратите внимание, что эта эффективность высока от очень умеренных уровней мощности до ограничения, тогда как максимум 78% в классе B достигается в начале ограничения. При практическом использовании с музыкальными сигналами достигается КПД менее 50%.Высокая энергоэффективность ШИМ-усилителя означает меньшее энергопотребление при заданной выходной мощности, но, что более важно, резко снижает требования к радиатору. Любой, кто строил или видел мощный аудиоусилитель, заметил, что большие алюминиевые профили необходимы для того, чтобы электроника оставалась относительно прохладной. Нагрузка на силовой трансформатор также значительно снижается, что позволяет использовать трансформатор меньшего размера для той же выходной мощности.

Рисунок 1 — Сравнение эффективности для классов D и AB

Эти радиаторы составляют важную часть веса, стоимости и размеров оборудования.По мере того, как мы углубимся в детали этой топологии, мы заметим, что хорошо работающий (низкий уровень искажений, полный диапазон) усилитель класса D должен работать на довольно высоких частотах, в диапазоне от 100 кГц до 1 МГц, требуя очень высокой скорости мощности и сигнала. устройств. Исторически это относилось к этому классу, где не требуется полная полоса пропускания и допустимы более высокие уровни искажений, то есть сабвуфер и промышленное использование.

Однако это изменилось, и благодаря современным более быстрым переключателям, знаниям и использованию передовых методов обратной связи можно разработать усилители класса D с очень хорошими характеристиками, охватывающими весь звуковой диапазон.Они обладают высокими уровнями мощности, небольшими размерами и низкими искажениями, сравнимыми с хорошими конструкциями класса AB. (С этого момента я буду называть топологии класса A и AB «классическими»).

Полный модуль усилителя класса D, 400 Вт (любезно предоставлен ColdAmp)

С точки зрения «сделай сам» класс D довольно неудачный. Из-за чрезвычайно высокой скорости переключения важна компактная компоновка, а SMD (устройства для поверхностного монтажа) необходимы для получения необходимой производительности.Паразитная емкость и индуктивность обычных компонентов со сквозным отверстием таковы, что практически невозможно сделать усилитель ШИМ, используя эти детали. Действительно, подавляющее большинство всех микросхем, используемых для этого приложения, доступны только для и для поверхностного монтажа, и если взглянуть на любой ШИМ-усилитель, можно увидеть, что обычные компоненты практически не используются где-либо на плате. Поскольку детали SMD очень сложно собрать вручную, а конструкция печатной платы настолько важна для конечной производительности, DIY-версии усилителей PWM действительно очень редки (я не знаю ни одного).

---

2 — Как работает класс D

В классических усилителях по крайней мере одно из выходных устройств (пусть они будут биполярными транзисторами, полевыми МОП-транзисторами или лампами) в любой момент времени является проводящим. Пока нет проблем, но они также несут заданный ток при падении напряжения между коллектор-эмиттер / сток-исток и т. Д. Поскольку P = V × I, они рассеивают мощность, и даже если нет выхода, небольшой количество тока должно проходить через транзисторы, чтобы избежать перекрестных искажений, поэтому присутствует некоторая диссипация.По мере увеличения выходного напряжения для данных шин питания падение напряжения на транзисторах будет падать, но ток увеличивается. При насыщении (клиппинге) VCE или VDS будут низкими, но ток будет довольно высоким (Vout / Rspk). И наоборот, при низких уровнях мощности ток небольшой, но падение напряжения велико. Это приводит к кривой рассеяния мощности, которая не зависит от выходной мощности. Существует ненулевое минимальное рассеивание (нулевой процент эффективности) и точка, в которой достигается максимальная эффективность… около 78% для чистых конструкций класса B, 25% или менее для класса A.

С другой стороны,

Class-D основывает свою работу на переключении выходных устройств между двумя состояниями, а именно «включено» и «выключено». Прежде чем обсуждать конкретные детали топологии, мы можем сказать, что во включенном состоянии через устройство протекает заданное количество тока, в то время как теоретически напряжение от стока к истоку отсутствует (да, почти каждый класс D будет использовать полевые МОП-транзисторы). , следовательно, рассеиваемая мощность теоретически равна нулю. В состоянии «выключено» напряжение будет соответствовать общему напряжению шины питания, поскольку оно ведет себя как разомкнутая цепь, и ток не будет течь (это очень близко к реальности).

Но как наш любимый аудиосигнал может быть представлен ужасной прямоугольной волной всего с двумя возможными уровнями? Что ж, на самом деле он модулирует некоторые характеристики этой прямоугольной волны, поэтому информация есть. Теперь нам «только» нужно понять, как выполняется модуляция и как восстановить из нее усиленный звуковой сигнал. Наиболее распространенный метод модуляции, используемый в классе D, называется ШИМ (широтно-импульсная модуляция) — создается прямоугольная волна с фиксированной частотой , но время, когда она находится в «высоком» и «низком» состояниях, не всегда 50%, но меняется в зависимости от входящего сигнала.Таким образом, когда входной сигнал увеличивается, состояние «высокий» будет присутствовать дольше, чем состояние «низкий», и наоборот, когда сигнал «низкий». Если мы посчитаем, среднее значение сигнала за один цикл будет просто …

V _{среднее} = V _{высокое} × D + V _низкое × (1-D), где D = T _на / T, (рабочий цикл)

T — период сигнала, т.е. 1 / Fsw (частота переключения).

Например, среднее значение 50% рабочего цикла (оба состояния присутствуют в течение одного и того же времени) сигнала, переходящего от + 50 В до -50 В, составляет: 50 × 0.5 + (- 50) × 0,5 = 0 В. Фактически, выходной сигнал холостого хода (отсутствие сигнала) усилителя класса D представляет собой прямоугольный сигнал с коэффициентом заполнения 50%, переключающийся с положительной шины на отрицательную.

Если мы модулируем вход до максимума, мы будем иметь рабочий цикл, близкий к 100%. Положим 99%: Vmean = 50 × 0,99 + (-50) × 0,01 = 49 В. И наоборот, если сигнал самый низкий, нам нужно около 0% (давайте использовать 1%), поэтому Vmean = -49V.

PWM обычно генерируется путем сравнения входного сигнала с треугольной формой волны, как показано на рисунке 2.Треугольная волна определяет как входную амплитуду для полной модуляции, так и частоту переключения

Рисунок 2 — Базовое поколение ШИМ

На рисунке 3 показан типичный сигнал ШИМ, модулированный синусоидой. Обратите внимание, что он разработан таким образом, что сигналы между -1 и 1 В будут давать рабочий цикл от 0% до 100%, 50% соответствуют входному 0 В. «Цифровой» выход использует стандартные логические уровни, где 0 В — это логический «0», а 5 В — это логическая «1». Из-за такой оцифровки сигнала усилители с ШИМ иногда ошибочно называют цифровыми усилителями.Фактически, весь процесс почти полностью аналоговый, а любая «цифровая» схема является случайной.

Рисунок 3 — Аспект модулированного сигнала ШИМ

Обратите внимание, что для правильного представления сигнала частота опорного сигнала ШИМ должна быть намного выше, чем частота максимальной входной частоты. Следуя теореме Найквиста, нам нужна как минимум вдвое большая частота, но в конструкциях с низким уровнем искажений используются более высокие коэффициенты (обычно от 5 до 50). Затем сигнал ШИМ должен управлять схемой преобразования мощности, чтобы формировался мощный ШИМ-сигнал, переключаясь с шин питания с положительной на отрицательную (при использовании полумостовой топологии).

Спектр сигнала ШИМ имеет низкочастотную составляющую, которая является копией спектра входных сигналов, но также содержит компоненты на частоте переключения (и ее гармоники), которые следует удалить, чтобы восстановить исходный модулирующий сигнал. Для этого необходим мощный фильтр нижних частот. Обычно используется пассивный LC-фильтр, потому что он (почти) без потерь и имеет небольшое рассеяние или вообще не имеет его. Хотя всегда должны быть какие-то потери, на практике они минимальны.

---

3 — Топологии

В основном существует две топологии класса D — полумостовая (используются 2 выходных устройства) и полумостовая (4 выходных устройства). У каждого есть свои преимущества. Например, полумост, очевидно, проще и имеет большую гибкость, поскольку полумостовой усилитель может быть соединен мостом, как в классических топологиях. Если он неправильно спроектирован и управляется, он может страдать от явления «накачки шины» (передачи тока в источник питания, что может привести к увеличению его напряжения, создавая ситуации, опасные для усилителя, источника питания и динамика).

Для полного моста требуются выходные устройства, рассчитанные на половину напряжения, чем у полумостового усилителя той же мощности, но это более сложно. На рисунках 5a и 5b концептуально показаны обе топологии. Очевидно, что многие компоненты, такие как разделительные конденсаторы и т. Д., Не показаны.

Рисунок 4a — Топология полумоста класса D

Рисунок 4b — Топология полного моста класса D

Обратите внимание, что для полного моста ШИМ-усилителя требуется только одна шина питания — биполярные источники питания не нужны, но их все же можно использовать.Когда используется один источник питания, каждый провод динамика будет иметь напряжение ½ Vdd. Поскольку он подключен по-разному, громкоговоритель не видит постоянного тока, если все хорошо сбалансировано. Однако это может (и вызывает) проблемы, если допускается замыкание провода динамика на корпус!

Фильтр может быть реализован с помощью одного конденсатора на громкоговорителе, пары колпачков на землю или, в некоторых случаях, обоих (как показано пунктирными линиями, соединяющими колпачки).

В остальной части документа мы сконцентрируемся на топологиях полумоста, хотя подавляющее большинство идей применимо и к проектам полного моста.

---

Конструкция полумоста

Полумостовая схема, изображенная на рисунке 4а, работает следующим образом …

Когда Q1 включен (соответствует положительной части цикла ШИМ), узел переключения (вход индуктора) подключается к Vdd, и через него начинает увеличиваться ток. Основной диод Q2 имеет обратное смещение. Когда Q2 включен (отрицательная часть цикла ШИМ), основной диод Q1 имеет обратное смещение, и ток через Lf начинает уменьшаться. Форма волны тока в Lf имеет треугольную форму.

Очевидно, что только один из транзисторов должен быть включен в любой момент. Если по какой-либо причине оба устройства модернизируются одновременно, между рельсами произойдет эффективное короткое замыкание, что приведет к сильному току и разрушению полевых МОП-транзисторов. Чтобы предотвратить это, необходимо ввести некоторое «мертвое время» (небольшой период, когда оба полевых МОП-транзистора выключены).

Lf вместе с Cf и самим динамиком образуют фильтр нижних частот, который восстанавливает аудиосигнал путем усреднения напряжения коммутационного узла.

Синхронизация имеет решающее значение во всем этом процессе: любая ошибка, такая как задержки или время нарастания МОП-транзисторов, в конечном итоге повлияет на эффективность и качество звука. Все задействованные компоненты должны быть высокоскоростными. Мертвое время также влияет на производительность, и его необходимо минимизировать. В то же время мертвое время должно быть достаточно большим, чтобы гарантировать, что ни при каких обстоятельствах оба полевых МОП-транзистора включены одновременно. Типичные значения от 5 до 100 нс.

Мертвое время является критическим фактором для характеристик искажения.Для минимальных искажений мертвое время должно быть как можно меньше, но это может привести к возникновению «сквозных» токов, когда оба полевых МОП-транзистора включены одновременно. Это не только резко увеличивает искажения и рассеяние, но и быстро разрушает выходные устройства. Если мертвое время слишком велико, реакция выходного каскада больше не соответствует истинному сигналу ШИМ, генерируемому в модулятор, поэтому искажения снова увеличиваются. В этом случае на диссипацию не влияет.

---

4 — Привод ворот

Чтобы обеспечить быстрое время нарастания / спада полевых МОП-транзисторов, драйвер затвора должен обеспечивать достаточно высокий ток для зарядки и разрядки емкости затвора во время интервала переключения.Обычно требуется время нарастания / спада 20–50 нс, что требует тока затвора более 1 А.

Обратите внимание, что на показанных схемах используются оба N-канальных полевых МОП-транзистора. Хотя в некоторых конструкциях используются дополнительные устройства с N- и P-каналами, это является субоптимальным IMO из-за трудности получения подходящих P-устройств и согласованных пар. Так что сконцентрируемся только на N-канальных полумостах. Обратите внимание, что для включения полевого МОП-транзистора между его затвором и истоком должно присутствовать напряжение выше Vth. Источник нижнего полевого МОП-транзистора подключен к -Vss, поэтому его схема управления должна быть отнесена к этому узлу, а не к GND.

Однако верхний полевой МОП-транзистор сложнее управлять, поскольку его источник постоянно находится между + Vdd и -Vss (минус падения из-за сопротивления). Однако его драйвер также должен быть плавающим на коммутационном узле, и, более того, для включенного состояния его напряжение должно быть на несколько вольт выше + Vdd, поэтому при включенном Q1 создается положительное напряжение Vgs. Это также подразумевает смещение напряжения, чтобы схема модулятора могла правильно взаимодействовать с драйвером.

Это одна из основных трудностей конструкции класса D: привод ворот.Для решения вопроса используется несколько подходов …

• Привод затвора трансформатора: используется в полумостовых источниках питания, где рабочий цикл не сильно меняется. Однако в аудиоусилителях рабочий цикл составляет от 0% до 100%, поэтому этот метод создает проблему, потому что сигнал связан по переменному току. Требуется схема восстановления постоянного тока (не показана).
• Управление дискретным затвором: в некоторых конструкциях используются транзисторы для переключения уровня и управления полевым МОП-транзистором. Опять же, возникает проблема: нам нужно напряжение выше + Vdd.
• Интегрированные драйверы: на рынке существует ряд драйверов MOSFET, оптимизированных для высокой скорости, которые можно использовать. Опять же, необходимо напряжение выше Vdd, а также сдвиг уровня.

На рис. 5 (a, b и c) показаны некоторые возможности для управления воротами с высокой стороны …

Рисунок 5а — Трансформаторная связь

Рисунок 5b — Дискретный драйвер BJT

Рисунок 5c — Драйвер IC

Обратите внимание, что в схемах на рисунках 5b и 5c вход ШИМ обозначен как -Vss, поэтому может потребоваться предыдущий сдвиг уровня выхода компаратора, который обычно будет обозначаться как GND.Рис. 5a потребует смещения уровня только инвертированной ШИМ, так как вход трансформатора может быть привязан к GND, как показано. Многие из доступных сейчас микросхем драйверов имеют встроенные переключатели уровня, оптимизированные для скорости. Помните, что любая задержка , внесенная в форму волны переключения, может вызвать искажение или одновременную проводимость полевого МОП-транзистора.

У нас есть еще одна проблема, которую нужно решить … получение 12 В выше VS (коммутационный узел). Мы можем добавить еще один блок питания, изолированный от основного, который (-) подключен к VS.Это решение может оказаться непрактичным, поэтому обычно используются другие методы. Самым распространенным является схема бутстрапа. В методе начальной загрузки используется накачка заряда, состоящая из быстродействующего диода и конденсатора. На выходе усилителя вырабатываются импульсы переключения, необходимые для зарядки конденсатора.

Рис.6 Конденсатор начальной загрузки обеспечивает напряжение питания драйвера на высокой стороне

Таким образом, единственный необходимый вспомогательный источник питания — это 12 В относительно -Vss, который используется для питания как драйвера низкого уровня, так и насоса заряда для драйвера высокого уровня.Поскольку средний ток от этого источника питания невелик (хотя во время событий переключения бывают сильные пики заряда, они длятся всего 20-50 нс, дважды за цикл, поэтому среднее значение довольно низкое, в диапазоне 50-80 мА), это питание легко получить от отрицательной шины с помощью простого регулятора 12 В (конечно, обращая внимание на максимальное входное напряжение).

---

5 — Сдвиг уровня

Как видно из предыдущих рисунков, для возбуждения драйвера MOSFET сигнал ШИМ должен быть отнесен к -Vss.Таким образом, поскольку модулятор обычно работает от +/- 5 до +/- 12 В, обычно требуется функция сдвига уровня. Можно выбрать сдвиг уровня сигнала ШИМ и затем сгенерировать инвертированную версию или сгенерировать оба выхода и инвертировать их оба. Это зависит, например, от типа используемого компаратора (если доступны дополнительные выходы, решение принимается).

Базовая функция сдвига уровня может выполняться с помощью одно- или двухтранзисторной схемы, аналогичной схеме, изображенной на рисунке 6 (перед драйвером на стороне высокого напряжения).Хотя это может работать на низких частотах, важно смоделировать поведение компаратора и устройства сдвига уровня, поскольку они могут привести к значительным задержкам и ошибкам синхронизации, если они неправильно спроектированы.

Справедливо сказать, что переключатель уровня является одной из наиболее важных частей схемы, о чем свидетельствует большое количество конкурирующих ИС, разработанных для этой работы. У каждого будут свои преимущества и недостатки, но во всех случаях сложность намного выше, чем можно предположить из упрощенных диаграмм.

---

6 — Конструкция выходного фильтра

Выходной фильтр — одна из наиболее важных частей схемы, так как от него зависит общая эффективность, надежность и качество звука. Как указывалось ранее, LC-фильтр является распространенным подходом, поскольку он (теоретически) без потерь и имеет крутизну -40 дБ / декаду, что позволяет разумно отклонять несущую, если параметры фильтра и сама частота переключения правильно спроектированы. .

Первое, что нужно сделать, это разработать передаточную функцию для фильтра.Обычно выбирается частотная характеристика Баттерворта или аналогичная, с частотой среза немного выше звукового диапазона (30-60 кГц). Имейте в виду, что одним из конструктивных параметров является оконечная нагрузка, то есть импеданс динамика. Обычно используется типичный резистор на 4 или 8 Ом, но это приведет к вариациям измеряемой частотной характеристики в присутствии разных динамиков. Это должно быть компенсировано правильным проектированием сети обратной связи. Некоторые производители просто оставляют это так, поэтому реакция сильно зависит от нагрузки.Конечно, нежелательный вещь.

Расчет можно выполнить математически или просто использовать одну из множества доступных программ, которые помогают в разработке ЖК-фильтров. После этого всегда полезно моделирование. На рисунке 7 показан типичный LC-фильтр для усилителей класса D и его типичная частотная характеристика.

Рисунок 7 — Частотная характеристика типичного LC 2 класса D ^nd Фильтр заказа

Этот простой фильтр имеет частоту среза -3 дБ, равную 39 кГц (при нагрузке 4 Ом), и подавляет несущую до 31 дБ на частоте 300 кГц.Например, если наши шины питания имеют напряжение +/- 50 В (достаточно примерно для 275 Вт при 4 Ом), остаточная пульсация будет иметь амплитуду около 1 В среднеквадратического значения.

Очевидно, что эта пульсация неслышна, и среднеквадратичное значение 1 В будет рассеиваться только около 200 мВт в типичном твитере (маловероятно, что это проблема, тем более, что импеданс твитера будет намного выше 8 Ом на частоте 300 кГц). Однако следует соблюдать осторожность, так как провода динамика могут стать антенной и повлиять на другое оборудование. Фактически, хотя пара вольт среднеквадратичной пульсации может показаться достаточно низкой для безопасной работы ваших динамиков, электромагнитные помехи могут вызывать беспокойство, поэтому чем меньше у вас уровень несущей, тем лучше.Для дальнейшего подавления используются фильтры более высокого порядка (с потенциальным недостатком увеличения фазового сдвига в звуковой полосе), хотя есть и другие умные способы сделать это, например, очень селективные заградительные фильтры или режекторные фильтры, настроенные на несущую частоту (если это фиксировано, и это происходит только в синхронных проектах, как описано).

Хорошо спроектированные усилители класса D имеют фильтр более высокого порядка и / или специальные секции подавления несущей, чтобы избежать проблем с электромагнитными помехами. Как видно на рисунке 8, отклик зависит от нагрузки, и фактически нагрузка является частью фильтра.Это одна из проблем, которую необходимо решить в конструкциях класса D. Не помогает то, что громкоговоритель представляет полностью другой импеданс усилителю, чем тестовая нагрузка, и многие усилители с ШИМ имеют фильтры, которые не подходят (и никогда не могут быть) правильными для всех практических нагрузок громкоговорителей. Опять же, только несколько хороших усилителей класса D используют методы обратной связи, которые включают выходной фильтр для компенсации изменений импеданса и имеют почти независимую от нагрузки частотную характеристику, а также для уменьшения искажений, вызванных нелинейностями в фильтре.Хотя считается, что пассивные компоненты не имеют искажений, это не относится к сердечникам из феррита или порошкового железа, которые используются для фильтров. Эти компоненты наверняка вносят искажения.

Теперь, компоненты фильтра …
Выходная катушка индуктивности должна выдерживать весь ток нагрузки, а также иметь накопительную способность, как в любом неизолированном переключающем преобразователе (конструкция полумоста класса D фактически аналогична понижающему преобразователю. , его опорным напряжением является звуковой сигнал).

Идеальный индуктор (с точки зрения линейности) — это индуктор с воздушным сердечником, но размер и количество витков, требуемых для типичной работы класса D, обычно делают его непрактичным, поэтому сердечник обычно используется для уменьшения количества витков, а также обеспечить ограниченное магнитное поле, которое снижает излучаемые электромагнитные помехи. Порошковые сердечники или аналогичные материалы являются обычным выбором. Это также можно сделать с ферритовыми сердечниками, но они должны иметь воздушный зазор для предотвращения насыщения. Размер провода также должен быть тщательно выбран, чтобы потери постоянного тока были низкими (требуется толстый провод), но также уменьшался скин-эффект (сопротивление переменному току также должно быть низким).

Форма сердечника индуктора может быть сердечником барабана, ферритовым сердечником RM с зазором или сердечником из тороидального порошка, среди прочего. Барабанные сердечники имеют проблему, заключающуюся в том, что их магнитное поле не закрыто, что создает более излучаемые электромагнитные помехи. Сердечники RM решают эту проблему, но у них большая часть змеевика закрыта, поэтому могут возникнуть проблемы с охлаждением, поскольку поток воздуха невозможен. ИМО, тороиды предпочтительнее, потому что они имеют как замкнутое магнитное поле, которое помогает контролировать излучаемые электромагнитные помехи, физически открытую структуру, которая обеспечивает надлежащее охлаждение, так и легкую и экономичную намотку, поскольку им не нужны бобины.

Формы катушек … Катушки и сердечники типа барабана, тороида и RM (Wilco & Coilcraft)

Многие производители сердечников, такие как Micrometals или Magnetics, предлагают собственное программное обеспечение, очень полезное для проектирования выходного индуктора, поскольку оно помогает выбрать правильный сердечник, размер провода и геометрические параметры. Конденсатор обычно находится в диапазоне от 200 нФ до 1 мкФ и должен быть хорошего качества. Конденсатор частично отвечает за высокочастотные характеристики и требует низких потерь. Конечно, он должен быть рассчитан на полное выходное напряжение, но желательно намного выше.Обычно выбирают полипропиленовые конденсаторы, а сетевые конденсаторы Х2 распространены. Излишне говорить, что нельзя использовать электролиты!

---

7 — Обратная связь

Как я уже говорил ранее, ошибки синхронизации могут привести к увеличению искажений и шумов. Это нельзя пропустить, и чем точнее он будет сохранен, тем лучше будет дизайн. Усилители класса D с разомкнутым контуром вряд ли будут удовлетворять строгим требованиям, поэтому отрицательная обратная связь почти обязательна. Есть несколько подходов.Самый простой и распространенный — взять часть сигнала переключения, предварительно обработать ее с помощью пассивного RC-фильтра нижних частот и подать обратно на усилитель ошибки.

Проще говоря, усилитель ошибки — это операционный усилитель, помещенный в тракт прохождения сигнала (перед компаратором ШИМ), который суммирует входной сигнал с сигналом обратной связи для генерации сигнала ошибки, который усилители автоматически минимизируют (это концепция каждого отрицательного сигнала). -система обратной связи).

Рисунок 8 — Типичное сетевое соединение с обратной связью

Несмотря на то, что таким образом получаются хорошие результаты, все же остается проблема: зависимость от нагрузки из-за того, что динамик является неотъемлемой частью фильтра и, следовательно, влияет на его частотную характеристику, как показано выше.

Некоторые более продвинутые усилители принимают сигнал обратной связи с самого выхода, пытаясь это компенсировать. Таким образом, достигается постоянная частотная характеристика с дополнительным усилением, заключающимся в том, что сопротивление катушки индуктивности вносит гораздо меньший вклад в выходной импеданс, поэтому он остается более низким, следовательно, коэффициент демпфирования выше (более высокое управление динамиком). Однако получить обратную связь после фильтра — непростая задача. LC вводит полюс и, следовательно, фазовый сдвиг, который, если не будет должным образом компенсирован, сделает усилитель нестабильным и, в конечном итоге, начнет колебаться.Обратная связь может быть получена как от коммутирующего узла, так и от выхода фильтра. Хотя это может дать очень хорошие результаты, по-прежнему трудно поддерживать стабильность из-за фазового сдвига через выходной фильтр.

---

8 — Другие топологии

Pure PWM (основанный на треугольных генераторах, также называемый «PWM с естественной дискретизацией») — не единственный способ создания усилителей класса D. Возникло несколько других топологий, многие из которых основаны на автоколебаниях, где гистерезис в компараторе и задержки между компаратором и силовым каскадом могут быть приняты во внимание для разработки системы, которая колеблется сама по себе в некоторой степени управляемым образом.

Несмотря на простоту, эти конструкции имеют некоторые недостатки, IMO. Например, частота переключения не фиксированная, а зависит от амплитуды сигнала. Это делает выходные режекторные фильтры неэффективными, что приводит к более высоким уровням пульсаций. Когда несколько каналов объединены, разница в частоте переключения между ними может привести к появлению частот биений, которые могут стать слышимыми и очень раздражающими. Это также может произойти, конечно, с синхронным дизайном, описанным здесь, но есть простое решение — использовать одни и те же часы для всех каналов.

Некоторые автоколебательные конструкции могут иметь некоторые другие трудности, такие как запуск: могут потребоваться специальные схемы, которые заставят усилитель начать колебаться. И наоборот, если по какой-либо причине колебания прекратятся, вы можете получить «всегда включенный» полевой МОП-транзистор и, следовательно, большое количество постоянного тока на выходе, за которым почти сразу же выйдет из строя громкоговоритель. Конечно, эти проблемы могут быть решены с помощью правильного проектирования, но добавленная сложность может свести на нет первоначальную простоту, поэтому никакой выгоды не получится.

Низкие искажения в усилителе ШИМ требуют очень линейного треугольного сигнала, а также очень быстрого и точного компаратора. На высоких рабочих частотах, необходимых для оптимальной общей производительности, используемые операционные усилители должны иметь широкую полосу пропускания, чрезвычайно высокую скорость нарастания и отличную линейность. Достичь этого дорого, требуются устройства премиум-класса. Некоторые из этих ограничений частично снимаются за счет автоколебательных конструкций (что делает их немного дешевле), но по большей части это неэффективный компромисс.

Тактовые схемы (фиксированная частота) не легче сделать, чем конструкции с автоколебаниями или модуляцией частоты переключения, но они, безусловно, гораздо более предсказуемы и, как правило, имеют меньше проблем в целом. Возможность синхронизации нескольких усилителей гарантирует, что взаимные помехи сведены к минимуму. «Преимущество», заявленное сторонниками схем без тактовой частоты и «случайного переключения», заключается в том, что РЧ-энергия на выводах динамиков распространяется в широком диапазоне частот, что потенциально делает такие усилители более вероятными (или, возможно, менее маловероятными) для прохождения электромагнитных помех. тестирование.С общей точки зрения, это скорее будет препятствием, чем преимуществом, поскольку больше невозможно оптимизировать сеть фильтров для максимального подавления частоты переключения.

Существуют также усилители ШИМ, которые утверждают, что они действительно «цифровые», использующие технологию One-Bit ™ или генерирующие сигнал ШИМ непосредственно из потока данных PCM. Хотя производители таких усилителей, естественно, будут заявлять о своем превосходстве над всеми остальными, такое самовосхваление, как правило, следует игнорировать.Реализовать обратную связь в «чистом» цифровом дизайне в лучшем случае сложно, и может быть невозможно без использования DSP (цифрового сигнального процессора) или использования внешней аналоговой системы обратной связи. Включение дополнительных АЦП и ЦАП (аналого-цифровых преобразователей и наоборот) вряд ли позволит усилителю быть «лучше», чем методы прямого аналогового анализа, описанные в этой статье.

Относительным новичком на сцене является модулятор сигма-дельта, однако на момент написания у него все еще есть проблемы (проблемы в корпоративной речи).Основная проблема заключается в том, что скорость перехода слишком высока, и ее необходимо уменьшить, чтобы приспособить ее к реальным компонентам, особенно к полевым МОП-транзисторам с переключением мощности.

«Чистые» цифровые решения, описанные выше, имеют еще один недостаток, а именно тот факт, что количество импульсов различной ширины конечно и определяется тактовой частотой. Цифровая система может включать только тактовый переход. Согласно имеющейся в настоящее время информации, при добавлении в систему цифрового фильтра формирования шума возможна только 8-кратная передискретизация.Система аналоговой модуляции имеет фактически бесконечное количество импульсов различной ширины, но это невозможно при любой истинно цифровой реализации.

Эти последние комментарии охватывают очень сложную область, одна из которых выходит за рамки данной статьи. Однако даже скудная информация, приведенная выше, даст большинству читателей гораздо больше общедоступной информации, особенно от производителей цифровых усилителей класса D.

---

9 — Некоторые заключительные примечания

В заключение, усилители класса D претерпели значительные изменения с момента своего первого изобретения, достигнув уровней производительности, аналогичных обычным усилителям, и даже лучше в некоторых аспектах, например, при присущем им низком выходном сопротивлении, обеспечивающем безупречные басы.И все это с большим преимуществом в виде высокой эффективности. Конечно, только если они правильно спроектированы.

Однако, несмотря на свою привлекательность, дизайн класса D не очень удобен для самостоятельного использования. Чтобы добиться правильно работающего проекта с точки зрения эффективности, производительности и электромагнитных помех, требуется очень тщательная компоновка печатной платы, выбор некоторых компонентов имеет решающее значение и, конечно же, абсолютно необходимы надлежащие приборы.

Эта статья была написана для того, чтобы пролить свет на внутреннее устройство, преимущества и трудности этой не очень известной (и даже менее хорошо изученной) технологии.Все думают, что «Class-D» означает «цифровой». Надеюсь, что после прочтения этой статьи никто не подумает, что уже

---

---

Основной индекс Указатель статей

Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Серджио Санчеса Морено и Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2005. alexxlab Добавить комментарий Отменить ответ Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены * Комментарий * Имя * Email * Сайт Рубрики Прост Радио Разное Своими руками Советы Схем Схемы Транзист Транзисторы Электрон Электроника