3.6. Практический расчет и особенности схемотехники реальных устройств Порядок расчета цепей смещения

В предыдущих разделах настоящей главы мы представили и теоретически обосновали достаточно много способов схемотехнической реализации цепей смещения (т.е. способов задания и стабилизации исходной рабочей точки по постоянному току) в каскадах с биполярными транзисторами. Однако для практического использования при самостоятельной разработке электронных схем такой вид подачи информации явно неудобен. Более полезным оказывается иметь в своем распоряжении четкие правила, описывающие по шагам порядок действий разработчика (не менее важным представляется наличие окончательных формул или таблиц, из которых при подстановке известных справочных данных можно получить все необходимые значения для параметров и номиналов применяемых компонентов).

Сразу отметим, что само по себе наличие указанных правил не обеспечивает гарантированный успех при практической разработке разнообразной аппаратуры.

Разработчик по-прежнему должен очень четко понимать суть всех процессов, происходящих в цепях, и по мере надобности обращаться к теории. В приложении к рассматриваемой здесь задаче расчета цепей смещения это выражается в следующем.

Умение правильно рассчитать номиналы элементов цепей смещения ни в коей мере не помогает в процессе выбора самого способа схемотехнической реализации этих цепей смещения. Т.е. мы приводим здесь только алгоритмы и формулы, позволяющие выбрать номиналы элементов в разнообразных схемах задания смещения, но обходим стороной вопрос – в каком случае применение той или иной схемы является оправданным (оптимальным).

Заметим также, что в реальных усилительных устройствах цепи задания и стабилизации исходной рабочей точки по постоянному току могут в довольно причудливой форме переплетаться с цепями, оказывающими влияние только на переменные сигналы. Поэтому следует понимать, что все приводимые здесь схемы (даже и те, в которых указаны номиналы элементов) на практике обычно видоизменяются, до­полняясь множеством компонентов, обеспечивающих их надлежащие характеристики в рабочем диапазоне частот.

В следующем разделе мы вернемся к этому вопросу и приведем некоторые примеры реальных схем, тем не менее читатель должен иметь достаточно четкое представление о том, какое влияние на постоянные и переменные токи и напряжения оказывают различные электрические цепи. В этом случае проблем с применением описываемых в данном разделе схем смещения в реальных транзисторных усилителях возникать не должно.

Исходные данные для проведения расчетов

В качестве исходных данных при расчете цепей смещения транзисторных каскадов в общем случае могут выступать различные наборы параметров. Мы не будем пытаться охватить абсолютно все случаи, а ограничимся только одним, имеющим наибольшее распространение на практике.

Итак, в первую очередь разработчик должен однозначно определиться с типономиналом применяемого в схеме транзистора. Более того, в некоторых случаях необходимо определиться даже с конкретным экземпляром прибора, поскольку в рамках одной серии может существовать существенный разброс параметров, влияющих на номиналы элементов в цепях смещения.

Параллельно выбирается ре­жим работы транзистора по постоянному току (т.е. определяется положение исходной рабочей точки).

Выше мы нарисовали очень красивые графики, в которых исходная рабочая точка выбиралась при графическом анализе статических характеристик транзистора. Однако на практике в большинстве случаев у нас нет всех этих характеристик, поскольку они не приводятся в стандартных справочных данных на транзистор. Конечно, мы могли бы снять их экспериментально, но обычно можно воспользоваться другим методом. В большинстве справочников при описании параметров транзисторов приводятся значения для постоянных составляющих тока коллектора (или тока эмиттера ) и напряжения коллектор — эмиттер которые соответствуют оптимальному режиму работы транзистора по какому-либо из параметров, характеризующих его усилительные свойства (минимальный коэффициент шума, максимальный коэффициент усиления по мощности, максимальный коэффициент передачи тока эмиттера и т.

п.). Иногда оптимальные значения и могут быть найдены из графиков зависимостей, связывающих различные параметры транзистора, которые также часто имеются в справочниках. Разработчику обычно остается только определиться с тем, какие из усилительных характеристик транзистора он считает наиболее важными и соответствующим образом выбрать конкретные величины и .

Безусловно, встречаются ситуации, когда необходимо учитывать очень большое количество факторов и процесс выбора исходной рабочей точки по постоянному току выглядит гораздо сложнее. С другой стороны, бывает и так, что рабочую точку выбирают, просто разделив пополам параметры предельно допустимого режима выбранного транзистора (это особенно популярно в низкочастотных усилителях при высоких уровнях сигналов). Так или иначе, мы будем предполагать, что конкретные величины и нам известны.

Помимо параметров коллекторной цепи для расчета некоторых схем смещения может понадобиться и знание постоянной составляющей напряжения на переходе база-эмиттер транзистора . Эта величина также берется из справочных данных или находится по входным характеристикам транзистора. Если же ее не удается определить по справочнику, то не будет большой ошибкой для маломощных транзисторов принимать = 0,6… 1,1 В — для кремниевых транзисторов и = 0,2…0,6 В — для германиевых транзисторов.

При разработке электронных устройств важным вопросом является обеспечение правильного питания. Тут возможны различные методики работы. По одной из них все параметры цепей питания определяются после расчета основных каскадов и подгоняются под них. Однако на практике обычно используется несколько иной способ. А именно, напряжение источника питания задается еще на начальном этапе (в большинстве случаев это не вызывает никаких проблем), а расчет остальных каскадов производится уже исходя из этой заданной величины. Остается только отследить соответствие мощности потребления схемы возможностям использованного источника питания.

Мы будем придерживаться второй более практичной методики, т.е. во всех случаях полагается известным.

Одним из важнейших параметров транзистора является статический коэффициент передачи тока базы _СТ . Суть этого параметра мы уже объясняли достаточно подробно в разделе 2.5. Здесь же отметим, что большинство транзисторов может иметь довольно широкий разброс значений

СТ внутри одной серии (партии). Т.е. для точного расчета цепей смещения может оказаться недостаточным наличие очень расплывчатых справочных данных (в справочниках обычно указывается диапазон возможных значений _СТ для определенного транзистора в определенном режиме) — требуется экспериментальное измерение данного параметра для конкретного экземпляра транзистора, использование которого предполагается в схеме. Однако следует понимать, что необходимость таких измерений продиктована не только наличием в некоторых формулах величины _СТ но и тем влиянием, которое эта величина оказывает на результат вычислений. Выяснить степень данного влияния на практике проще всего непосредственным вычислением, подставляя в формулу различные (вероятные для используемого транзистора) значения _СТ и проверяя, насколько при этом меняется результат. Если изменение результата относительно невелико, то и в точном измерении _СТ нет необходимости — можно обойтись справочными данными (в справочниках часто приводится т.н. типовое значение _СТ если же его нет, то берут среднее значение приведенного диапазона). Еще раз обращаем внимание читателя на то, что речь здесь идет именно о статическом коэффициенте передачи _СТ (в системе статических H-параметров он может обозначаться как

h_21Эа не коэффициенте передачи тока базы в режиме малого сигнала ( или h_21Э ), значения которого также часто указываются в справочной документации на транзисторы. У большинства современных маломощных биполярных транзисторов величина _СТ лежит в пределах 50. ..250, так что довольно часто при проведении расчетов не будет ошибкой принимать _СТ 100.

Далее при рассмотрении конкретных схем мы столкнемся с необходимостью предварительного (до начала расчетов) задания и еще некоторых величин. Причем не всегда эти величины могут быть выражены в цифрах.

Например, нам может понадобиться знание глубины обратной связи по току или напряжению, реализовать которую мы намереваемся в каскаде. Напомним, что обратная связь позволяет улучшить стабильность исходной рабочей точки по постоянному току при воздействии внешних дестабилизирующих факторов. Учитывая, что реальный транзистор — прибор в значительной степени нелинейный, а также помня о влиянии цепей обратной связи по постоянному току на сигналы и параметры каскада в рабочей полосе частот, мы не можем в рамках данной главы описать критерии, по которым разработчик должен выбирать точную величину глубины внутри каскадных ООС в различных ситуациях. Вообще говоря, и во всей данной книге недостаточно информации для полного решения этого вопроса (не хватает подробного описания нелинейных свойств транзисторов). Поэтому в дальнейшем при проведении расчетов мы будем полагать, что требуемая глубина ООС заранее известна, а в то, откуда она взялась, вникать не будем.

Большой выбор схем при реализации цепей смещения обусловлен наличием множества внешних факторов, которые в различных устройствах могут учитываться по-разному и иметь значительный разброс по степени важности их учета разработчиком. Одним из основных таких показателей является температурная стабильность каскада. Для оценки этого параметра применяется т.н. коэффициент нестабильности тока коллектора , который определяется как отношение допустимого изменения коллекторного тока транзистора к вызвавшему его изменению обратного тока коллекторного перехода :

Здесь следует заметить, что обратный ток коллектора — один из наиболее температурно-зависимых параметров транзистора. Именно его колебания во многом определяют температурные изменения статических характеристик транзистора, показанные на рис. 3.16. Таким образом, коэффициент нестабильности отражает степень смещения исходной рабочей точки по постоянному току (вернее, только одного из показателей, задающих эту рабочую точку, — тока коллектора) при колебаниях температуры. Чем более устойчива схема к колебаниям температуры, тем ближе к единице оказывается коэффициент нестабильности .

Иногда при проектировании схемы обеспечение надлежащей температурной стабильности является одним из основных требований. Это может выражаться в задании некоторого числового значения коэффициента нестабильности, которому должна удовлетворять схема (т.е становится одним из исходных параметров расчетов). Не всегда удается достичь заданного показателя только лишь правильным выбором номиналов элементов (тем не менее там, где это возможно, пригодятся приводимые далее формулы) — может оказаться, что выбранная схема цепей смещения не обеспечивает нужного уровня температурной стабилизации рабочей точки или при вычисленных номиналах элементов; значительно (выше разумного предела) деградируют другие важные показатели каскада (потребляемый ток, входное сопротивление и т. п.). В таком случае разработчику необходимо изменять схемотехнику цепей смещения, переходя к использованию более стабильных решений. Мы везде будем приводить формулы, позволяющие вычислить коэффициент нестабильности рассматриваемой схемы при известных номиналах некоторых ее элементов.

Перед тем как перейти наконец к описанию конкретных схем и методик расчета, отметим еще один момент, касающийся воплощения полученных результатов на практике. Естественно, что числовые значения номиналов резисторов, рассчитываемые по приводимым далее формулам, оказываются дробными. На практике мы вынуждены использовать сопротивления с номиналами, близкими к расчетным. Так- же и сама теоретическая модель, из которой выводятся формулы, не всегда достаточно точно отражает реальные физические процессы в транзисторе. Все это приводит к тому, что при практическом исполнении вроде бы корректно рассчитанной схемы реальные токи и напряжения в цепях могут значительно отклониться от тех значений, которые мы хотели бы там видеть. В этом случае требуется экспериментальный подбор номиналов некоторых элементов схемы. Далее на принципиальных схемах мы будем указывать резисторы (звездочкой у обозначения резистора), подбором которых осуществляется точная установка выбранной исходной рабочей точки по постоянному току. В реальных устройствах иногда оказывается удобным вместо подбора резистора установить на его место подстроечный резистор и осуществлять регулировку без перепайки. Пунктирная линия на наших схемах будет указывать на параметр (в данном случае это везде ток коллектора ), который устанавливается регулировкой данного резистора.

С хема с фиксированным током базы

Исходные данные:

Расчет

1.

2.

Вспомогательные формулы:

Комментарий:

Значение сильно зависит от , а коэффициент нестабильности очень высокий.

Схема эмиттерно-базовой стабилизации

И сходные данные:

Расчет:

1.

2. Выбор R2:

т.е. R2 выбирается исходя из:

,

причем большее значение транзистора соответствует большей зависимости режима работы транзистора по постоянному току от его статистического коэффициента передачи тока

3.

Вспомогательные формулы

Комментарий

Номиналы сопротивлений уже не зависят от коэффициент нестабильности не меняется по сравнению со схемой с фиксированным током базы и остается высоким.

С хема эмиттерно-базовой стабилизации с ООС по току

Исходные данные:

или _. Параметр, задает глубину отрицательной обратной связи по постоянному току, иногда его называют коэффициентом обратной связи (не путать с коэффициентом передачи цепи обратной связи). Вообще говоря, при различных подходах к анализу схемы можно использовать различные выражения для . Мы будем исходить из формулы: , т.е.

Заметим, что глубина ООС по переменному току не равна и не может быть выражена только через. . Она зависит также от вида усилительного каскада (ОЭ, ОБ, ОК) и способа подключения нагрузки.

Расчет

В зависимости от требований разработчика к проектируемому каскаду на практике может быть использовано несколько методик расчета рассматриваемой схемы. Их отличия состоят в определении наборов исходных данных. Мы опишем три случая (а, б, в).

1а. Исходными данными для расчетов являются:

2а.

3а.

4а. Выборы параметра делителя напряжения:

, т.е. нужно найти такие значения для R1 и R2, чтобы данное неравенство соблюдалось.

На практике можно начать как с R1, задавшись при этом требуемым значением (в большинстве случаев приемлемо выбирать так и с R2, стремясь получить некоторое заданное значение входного сопротивления .

При заданном :

При заданном (сопротивление между базой и землей):

причем

1б. Исходными данными для расчетов являются:

2б. Выбор параметров делителя напряжения:

нужно найти такие R1 и R2 чтобы соблюдалось неравенство: (верхний предел для здесь назначен произвольно только из соображений здравого смысла).

Часто поэтому на практике лучше начать с выбора сопротивлений R1 задавшись при этом требуемым значением тока делителя , входного сопротивления или глубины обратной связи по току .

При заданном (в большинстве случаев приемлемо выбирать ):

При заданном :

значение не может задаваться произвольно, на практике следует придерживаться правила:

При заданном :

3б.

4б.

5б.

1в. Исходными данными являются:

2в.

3в. Аналогично п.4а.

Вспомогательные формулы

.

Комментарий

Коэффициент нестабильности схемы зависит от глубины обратной связи по току и параметров входного делителя напряжения. Уменьшение (т.е. уменьшение сопротивления R_э) или сопротивления R1 приводит к улучшению (уменьшению) коэффициента нестабильности.

Довольно часто величины , не входят в исходные параметры, т.е. не являются заданными перед началом расчетов. В этом случае разработчик должен сам решать, что ему важнее — высокая устойчивость к колебаниям температуры (низкий коэффициент нестабильности тока коллектора) или возможность обеспечить высокое усиление (что осуществимо только при малой глубине ООС). Заметим, что взаимозависимости и имеют нелинейный характер, т.е. иногда (но отнюдь не всегда) относительно незначительное увеличение глубины ООС по току может вызвать кардинальное уменьшение коэффициента нестабильности. Так что всегда, когда имеется хоть какая-то свобода в выборе глубины ООС по току , имеет смысл, искать для нее такое значение, при котором величина коэффициента нестабильности тока коллектора хотя и не достигает своего минимума, но уже относительно невелика и при дальнейшем увеличении убывает довольно медленно.

Точный расчет даже такой простой схемы, как представленная на рис. 3.27, иногда может оказаться довольно громоздким (это хорошо видно при первом же взгляде на некоторые из приведенных выше формул). Кроме того, существует много вариантов задания исходных данных, да и требования к итоговым параметрам схемы могут быть различными. Учитывая указанные обстоятельства, в дальнейшем для многих схем мы не будем приводить столь подробного описания, как здесь, а ограничимся только представлением основных соотношений, связывающих между собой параметры этих схем. На практике в таких ситуациях часто нет необходимости решать сложные уравнения. Достаточно на основании имеющихся теоретических знаний о принципах функционирования схемы подбирать (а там, где это возможно, вычислять) номиналы элементов до тех пор, пока не будет достигнуто приближенное соответствие расчетных внешних параметров схемы заданным значениям.

Схема автоматического смещения

И сходные данные:

В рассматриваемой схеме реализована ООС по напряжению. Для оценки степени такой обратной связи мы будем использовать параметр называемый глубиной отрицательной обратной связи по постоянному напряжению, иногда его называют коэффициентом обратной связи по напряжению (не путать с коэффициентом передачи цепи обратной связи). Вообще говоря, при различных подходах к анализу схемы можно использовать различные выражения для . Мы будем исходить из следующей формулы:

т.е

Расчет

1.

2.

Вспомогательные формулы

Комментарий

Значение сильно зависит от . Коэффициент нестабильности из-за введения ООС по напряжению оказывается меньше, чем в схеме с фиксированным током базы (рис.3.25). С увеличением (глубины ООС) падает.

Схема эмиттерно-базовой стабилизации с ООС по напряжению

Основные расчетные соотношения:

Комментарий

Коэффициент нестабильности уменьшается из-за наличия ООС по напряжению (чем больше глубина ООС по напряжению тем ниже ). Номиналы резисторов и почти не зависят от , если ток делителя напряжения на резисторах R1, R2 существенно больше тока базы транзистора VT1.

Схема эмиттерно-базовой стабилизации с ООС по току и напряжению

Основные расчетные соотношения:

Комментарий

Номиналы всех сопротивлений очень слабо зависят от (причем тем слабее, чем большим выбрано значение тока делителя напряжения R1, R2). Коэффициент нестабильности самый низкий среди всех рассмотренных выше схем. Это обусловлено наличием в каскаде двух петель обратной связи. Зависимость от и сильно нелинейная. Тем не менее, если стоит задача разработки каскада с заданным значением коэффициента температурной нестабильности , то могут быть найдены выражения, определяющие минимальные (или оптимальные по какому-либо параметру) значения для и . В большинстве случаев выражения эти очень сложны и расчет каскада без компьютера становится весьма трудоемким. Один же из простейших способов — начать с выбора тока делителя , рассчитать величины сопротивлений R1, R2, а затем и сопротивлений ,.

Схема эмиттерно-базовой стабилизации с ООС по току и напряжению (рис. 3.30) во многих случаях является оптимальным способом задания смещения практически в любых одиночных каскадах на биполярных транзисторах. Этим обусловлено ее очень частое применение. Основной проблемой разработчика здесь является устранение или коррекция влияния цепей ООС на частотах рабочего сигнала. Схема на рис. 3.30, хотя и рассматривалась нами отдельно, является лишь частным случаем более общей схемы, разбираемой далее (рис. 3.31). В общем случае допускается возможность гибкого задания глубины ООС по напряжению за счет разделения коллекторного резистора, других отличий у этих двух схем нет.

Схема эмиттерно-базовой стабилизации с ООС по току и напряжению (общий случай)

Основные расчетные соотношения:

;

Комментарий

В се свойства данной схемы совершенно идентичны тому, что было описано для схемы предыдущей. Здесь стоит лишь отметить, что разделение на две части коллекторного резистора позволяет гибко устанавливать (регулировать) глубину обратной связи по напряжению. Такая возможность особенно важна для каскадов, в которых ООС по напряжению может оказывать вредное влияние на параметры в рабочей полосе частот (снижается коэффициент усиления). Однако, с другой стороны, быть может, чуть отличное, но не менее вредное влияние может оказывать и ООС по току. Именно используя рассмотренную здесь комбинированную схему задания смещения с двумя коллекторными резисторами, разработчик может сделать действие обоих видов ООС максимально сбалансированным (конечно, они не перестанут оказывать влияние на параметры каскада в рабочей полосе частот, однако такое влияние будет более равномерно отражаться на характеристиках каскада).

Схема эмиттерно-базовой стабилизации с ООС по току и дополнительным резистором в цепи базы

Основные расчетные соотношения:

где

Комментарий

С первого взгляда может показаться, что включение дополнительного резистора в схеме на рис. 3.32 лишено всякого смысла, поскольку режим работы по постоянному току совершенно не меняется по сравнению со схемой на рис. 3.28. Однако в дальнейшем будет показано, что для улучшения характеристик каскада в рабочей полосе частот рассмотренная схема может пригодиться. Основное ее достоинство в том, что при определенных условиях она может обеспечить значительное увеличение входного сопротивления каскада. Достигается это как включением дополнительных элементов (как в случае т.н. следящей обратной связи), так и самим выбором номиналов сопротивлений делителя напряжения. Действительно, в каскаде без резистора сопротивление R1 может оказаться значительно больше сопротивления R2. В результате общее входное сопротивление будет определяться относительно небольшим сопротивлением R2, влияние же всех остальных факторов окажется несущественным. Включение дополнительного резистора в цепь базы позволяет сделать входную цепь более сбалансированной. Теперь мы можем гибко подходить к выбору номиналов сопротивлений R1 и R2, обеспечивая увеличение входного сопротивления (конечно, только до вполне определенного предела).

К сожалению, у данной схемы есть и отрицательные черты. Включение дополнительного сопротивления в цепь протекания тока базы несколько снижает коэффициент нестабильности .

Мы рассмотрели порядок расчета восьми типовых схем задания исходной рабочей точки по постоянному току в каскадах на биполярных транзисторах. Следует понимать, что этим не ограничивается все многообразие возможных решений. Тем не менее принципы построения любых других цепей смещения базируются на уже изученных нами приемах. Например, для расчета каскада на биполярном транзисторе во включении с ОК (рис. 3.9) можно воспользоваться методикой, описанной для схемы на рис. 3.28, приняв . Несколько сложнее, но также по аналогии могут рассчитываться и каскады с термокомпенсирующими элементами.

Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем (1977): Теория твердотельной электроники (ТТЭ) — DJVU, страница 143 (2182)

DJVU-файл из архива «Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем (1977)», который расположен в категории «». Всё это находится в предмете «теория твердотельной электроники (ттэ)» из 8 семестр, которые можно найти в файловом архиве РТУ МИРЭА. Не смотря на прямую связь этого архива с РТУ МИРЭА, его также можно найти и в других разделах. Архив можно найти в разделе «книги и методические указания», в предмете «теория твердотельной электроники (ттэ)» в общих файлах.

42. Адирович Э. И., Кузнецова Е. М. О емкости и электрическом пробое р-и переходов. — «Радиотехника и злектроникаю, 1%9, М 1О, с. 1708— 1717. 43. Носов Ю. Р. Переходные характеристики полупроводниковых диодов.— В кнл Полупроводниковые приборы и их применение.

М., «Советское радио», 1960, вып. 4, с. 3 — 38. 44. Носов Ю. Р. Полупроводниковые импульсные диоды. М., «Советское радио», 1965. 224 с. 45. Степаненко И. П. Переходные характеристики полупроводникового плоскостного диода. — «Иэв. вузов. Радиотехника», 1961, М 2, с. 175 — 184. 46. 1лх В., 1Чеиз!адгег 3. Тгапмеп1 гезропзе о1 р-п 1ипсПоп.

— ««ошп. Арр!. Рйуз.», 1954, № 9, р. 1148 — 1154. 47. К вопросу об электрической формовке точечных германиевых диодов.— «Иэв. вузов. Физика», 1960, № 4, с. 98 — 106. Авто В. М. Грика, С. С. Гуткин, В. М. Матошив, М. Г. Сербуленко. 48. Лосев О. В. Детектор-генератор, детектор-усилитель.— «Телеграфна и телефонии без проводов», !921, № 14, с. 380 и 385. 49. Физические основы работы полупроводниковых СВЧ диодов. М., «Со. ветское радио», 1965. 188 с. Аитл С. Н. Иванов, Н.А. Пении, Н. Е.

Скворцова, Ю. Ф. Соколов. 50. Вершин В. Е. Быстродейсгвуюшие полупроводниковые переключатели. М,, «Энергия». 1965. 103 с. 51. ЕзаЫ 1 !че»ч рЬепогпепоп )и пыта»» йегшап)шп р-п !цпсИопз.— «РЬуз. ))еч.», 1959, чо!. !09 (2), р. 603 — 604. 52. Чмау В. Ф. Принципы пастроеняя схем на туннельных диодах. М., «Мир», 1966. 447 с.

53. Мадоян С. Г., Тихадеев Ю. С., Трутко А. Ф. Туннельный диод.— В кнл Полупроводниковые приборы и их применение. М., «Советское радио», 1961, вып. 7, с. 35 — 54. 54. Сидоров А. С. Теория и проектирование нелинейных импульсных схем на туннельвых диодах.

М., «Советское радио», )971. 264 с. 55. Котт В, М., Гаврилов Г. К., Базаров С. Ф. Туннельные диоды в вы- числительной технике. М., «Советское радио», 1967. 216 с. 56. Эрлн Д. Расширение слоя пространственного зарэда в плосиктном триоде. — В квл Полупроводниковая электроника. М., Изд-во иностр. лиг.„ 1955, с. 105 — 115. 57. ЕЬегз 3.

з., МоП Л. 1 1.агйе-з!йиа) ЬеЬачюцг о1 !ипсИои )гапыз1огз.— «Ргос. )ИЕ», 1954, № 12, р. 1761 — 1772, 58. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых приборов. М., «Советское радио», 1969. 592 с. 59. Эрли Д. Теоретический расчиг плоскостных транзисторов. — В кнл Полупроводниковая злектроника. М., Изд-во ииостр. лиг., !955, с.!16 — 149. 60.

Тйанзнстарм. Параметры. методы измерений и испытаний. Пад ред. И. Г. Бергельсона. М., «Советское радио», 1968. 504 с. 61. Акиравич Э. Й., Колотилова В. Г. Переходные характеристики полу- проводниковых триодов. — ДАН, 1%5, т. 105, № 4, с. 709 — 714. 62. Эрглис К. Э., Степаненко И. П. Электронные усилители. Изд. 2.е.

М., «Наука», 1964. 540 с. 63. УГеЬ»)ег »У. Оп )Ье чапа))оп о! )цпсИоп 1гапы»1ог сштеп! ашрИПсаНоп тчИЬ епи1!ег сштеп!. — «Ргас. 1))Е», 1954, № 6, р. 914 — 920. 64. Зай СЬ. Т. ЕПес! о! зцг!асе гесошЬ)па!)ои оп р-п )цисНои апд )гапзийог сЬагас)ег!зИсз. — «1))Е Тгапз.», 1962, ЕО-9, № 1, р. 94 — 108. 65. Оаз М., Ваойггоуд А.

Ое!егпппаИап о1 рйуз!са! рагаше!егз о! «ВИцзюп апд дпИ )гааз)з)огз. — «1ЯЕ Тгапз.», 1961, ЕО-8, № 1, р. 15 — 30. 66. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интеграль- ным схемам. Под ред. Н. Н. Горюнова. М., «Энергия», 1972. 568 с. 67. Теория и расчет основных радиотехнических схем на транзисторах.

М., «Связь», 1964. 455 с. 68. Ривкин А А. Полупроводниковые усилители. М., Связьиздат, 1961. 120 с. 69. Герасючов С. М., Мигулнн И. Н., Яковлев В. Н. Основы теории и расчета транзисторных схем. М., «Советское радио», 1963. 664 с. с ил. 70. Ван-Дер-Зил А. Флуктуаняонные явления в полупроводниках. М., Иад-во нностр. лиг., 1961. 232 с. 71. Ое %Ж О., ИозюП А. Тгапзм!ог е1ес)гоше«. Мсбгачч-Н!!1, 1957.

374 р. 72. Архипов В. К., Злобин А. И., Степаненко И. П. Экспериментальное исследование шумов германиевых триодов. — В кнл Использование полупровод- никовых приборов в узлах электронной аппаратуры. М., Госэнергоиздат, 1958, с. 68 — 77. 73. Куркин И!. Л., Соколов А А. Расчет схемы составного транзнстора.— «Электричество», 1959, № 8, с. 66 — 71. 74. Кремниевые планарные транзисторы. Под ред.

Я.А. Федотова. М., «Советское радио», 1973. 336 с. Автл В. Г. Колесников, В. И. Никишин, В. Ф. Сынорав и др. 75. Дрейфовые полупроводниковые приборы. Сборник переводов. Гостех- нздат УССР, 1960. 237 с. 76. Оаз М., Воойггоуд А. )шриг!!у-бепз!)у бЫпЬц!!аи )п !Ье Ьазе геймю о! дпИ !гапз)з)агз. — «И)Е Тгапз.», 1961, ЕО-8, № 6, р. 15 — 30. 77. ЧГ)б)аг И. Ть Оеяйп )есйп!йиш !ог цюпо!ИЬ)с орегаИояа! ашр!)!!егз,— «1ЕЕЕ Лоции о1 Зо!)б-3)а!е Сксш!з», Ацй.

1969, ЗС-4, р. 184 — 188. 78. Самохвалов М. М. Германиевые сплавные диффузионные триоды. М„ Госэнергоиздат, 1962. 144 с. 79. Коновалов О. М, Полупроводниковые материалы. Изд. Харьковского госуниверситета, 1963. 212 с. 80. Гаврилов Р. А., Скворцов А. М. Технология производства полупроводниковых приборов. Л., «Энергия», 1968. 240 с, 81. Основы технологии кремниевых интегральных схем. Под ред.

Р. Ьургера и Р. Лонована. Пер. с англ. под ред. В. Й. Мордюковича н Ф. П. Пресса. М.««Мир», 1969. 451 с. 82. Буш Г., Вмнвлер У. Определение характеристических параметров полупроводников. М., Изд-во иностр. лиг., 1959. 132 с. 83. Пресс Ф. Н. Фотолитография в производстве гюлупроводниковых при. боров. М., «Энергия», 1968.

ЮО с. 84. Вагдееп Л., ВгаНа!п У«’. ТЬе 1гапзййвг а зеш1сопбпс!ог Гг!обе.— «РЬуз. Ееч.», 1948, ъо1. 74, № 2, р. 230 — 232. 85. Основы полупроводниковой электроники. М., «Советское радио», 1958. 579 с. Автл Лоу, Эндрес, Зевелс и др. 86. 8Ьепйе1 Н., 8!а!х Н. Липс!!оп !гапз!»Гога мНЬ а!рЬа йга!ег гЬап ппйу.— аРгос. 1ЕЕ», !%6, № 3, р.

360 — 371. 87. Львконов В. П. Лавинные транзисторы и их применение в импульсных устройствах. М., «Советское радио», 1973. ЯЖ с. 88. Управлиемые полупроводниковые вентили. М., «Мир», 1967. 455 с. с нл. Автл Л. Джентри, Ф. Гутцвиллер, Н. Голоньяк, Э. Фон Засгров. 89. Гвряинов С А., Абезгауэ Н,Д. Полупроводниковые приборы с отрицательным сопротивлением.

М., «Энергия», 1966. 240 с. 90. Кузьмин В. А., Сенаторов К. я. Четырехслойные полупроводниковые приборы. М., «Энергия», 1%7. 184 с. 91. Полупроводниковые приборы с отрицательным сопротивлением. Под ред. С. А. Гаряинова. М., Госзнергоиздат, 1962. 240 с. 92.

Березин А. С., Мочалкина О. Р. Планарный тиристор с продольной структурой. — «Иэв. вузов. Радиоэлектроника», 19%, № 3, с. 267 †2. 93. Кузьмин В. А;, Мочалкнна О. Р. О зависимости коэффициентов усиления от тока в приборах типа р-и-р-п. †«Изв.

вузов. Радиотехника», 1965, № 2, с. 165 †1. 94. Шекли В. Увиполярвый полевой транзистор. — В кнл Полупроводниковая электроника. М., Изд-во иностр. лиг., 1955, с. 151 †1. 95. Но!э!е!п 8., Не!пюп Г. ТЬе ННсоп !пн»!а!еб-Яа1е !!е!б-ей«с! !гзпз!з!ог. «Рпю. 1ЕЕЕ», 1963, № 9, р. 1190 — 1202. 96. Малин Б. В., Сонин М. С.

Параметры и свойства полевых транзисго. ров. М., «Энергия», 1967. 112 с. 97. Севин Л. Полевые транзисторы. М., «Советское радио», 1968. 184 с. с нл. 98. Ма№ш А. 1пйобпсНоп а !а Гйеопе бп 1еспе1гоп. — ь!опгп. де РЬуз. е! !е габ.», 1960, № 3, р. 24А — 36А; № 7, р. 113А — 121А. 99. МагНп А.

Р!е!б еНес! беч!сез. — «1У!ге!езз ЪЧог!б», 1961, № 5, р. 238— 241. !00. Кобболд Р. Теория и применение полевых транзисторов. Пер с англ. М., «Энергия», 1975; 304 с. 101. Кроуфорд Р. Схемные применения МОП-транзисторов. М., «Мир». 1970. 188 с. 102. Ке«ЬЯ У., Зад СЬ, Т. Зопгсе 1о дга!п гез!з!апсе Ьеуопб р!псЬ-оН !п гпега1-ох№е-зеяпсопбпс!ог 1гапзййогз (МОЗТ!. — «1ЕЕЕ Тгапз.», 1965, ЕО-12, № 3, р. !39 — Г43.

103. Нершенков В. С., Степаненко Н. Н., Яворовсавя Р. Я. Днфференпнальные параметры МДП-транзистора в облаегн насыщения. — «Изв. вузов. Радиоэлектроника», 1971, № 3, с. 337 — 343. 104. $«Ьш!б! А. Е1п Ве!Ггай хцг АрргохппаНоп бег МОЗ-РЕТ-Кепп1ш1еп.— «Насйг!«Ыеп!есЬп!Ь», 1969, чо1. 19, Н. 11, 3. 129 — 140.

105. Баснладзе С. Г. Расчет параметров субсистемы памяти на МЛП-транзисторах одюго типа, — «Иэв. вузов. Радиоэлектроника», 1970, № 1, с. 3 — 11, 106. Байков В. Д., Кармазиисннй А. Н., Немчинов В. М. Влияние потен- циала подложки на вольт-ампарные характеристики унитрона со стоуктурой МДП. — «Известия вузов. Радиоэлектроника», 1969, № 5, с. 461 — 470, 107. Зйаппоп Л МОЯ !тейп«псу зоагь»ч1!5 1оп-1шр!ап!еб 1ауегь, — «Е!ес1го- п1сз», 1969, чо!. 42, № 3, р. 96, 98 — 100. 108. Хейга То Саь«1бу М., бгатезап И. А йпагбеб шзп!а1ед йа!е Пе1д «Пес1 е1ес!гоше!ег. — «1ЕЕЕ Тгапь,», 1967, Н3-14, № 2, р.

pnp — Расчет простой транзисторной схемы

\$\начало группы\$

У меня есть эта схема на картинке, и я надеюсь выяснить, какие расчеты/формулы стоят за ней. Это PNP-транзистор, можно ли узнать, что такое «β» или коэффициент усиления по постоянному току H(FE)? (РЕДАКТИРОВАТЬ: я просил h(FE), но, как указал Антонио51, это для переменного тока, а это не то, что мне нужно.)

РЕДАКТИРОВАТЬ: как люди указывают (и спасибо), потому что транзистор насыщен, это похоже на короткое замыкание между коллектором и эмиттером, и, возможно, легко вычислить R3 и I (R3).

Но Veb всего лишь 0,8 В, а I(R4) смешивается с I(R2), существуют ли формулы, описывающие эту «отношение»?

То, что я ищу, выглядит примерно так, как на картинке ниже, просто схема ближе к тому, что у меня есть.

• транзисторы
• pnp
• расчет

\$\конечная группа\$

4

\$\начало группы\$

Транзистор насыщен, поэтому о характеристиках транзистора в ненасыщенных условиях мало что можно сказать. Принудительная бета — это просто Ic/Ib.

В более нормальных условиях (бета BC557 указана при Vce = -5 В, а не -0,1 В) мы знаем, что бета значительно больше 100, поскольку она хорошо насыщена Ic/Ib ~= 100.

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

 Вы знаете, что IE = 9,96 мА
Вы знаете, что IB = 0,101 мА.
Вы знаете, что IC=IE-IB = 90,86 мА
Вы знаете, что B = IC/IB hFe = 97 мА/мА
 

Это коэффициент усиления транзистора, когда это значение IB подается на базу при данном конкретном напряжении VCE.

В вашем конкретном случае это значение может быть не очень полезным, поскольку схема переводит транзистор в состояние насыщения. Если бы VC было выше, например, 4 или 5 вольт, вы, вероятно, увидели бы гораздо более высокое значение B . B обычно не является постоянной величиной по всей кривой транзистора.

\$\конечная группа\$

1

\$\начало группы\$

Как указал @Neil_UK, я сделал симуляцию с microcap v12. ЕЕ&О.

Сделал «расчет» с BC557B. Вот что я нашел.
Точка покоя OP «не подтверждена», Vce= ~ -2,3 В, OP равно -0,1 В). Возможно «плохие» параметры (мои) модели BC557B.
Параметр переменного тока «бета», измеренный (анализ переменного тока) при частоте 1 кГц (Vce= ~ -2,3 В).

\$\конечная группа\$

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

.

Решение схемы BJT для напряжения/тока транзистора

Самое первое, что нужно сделать, это упростить схему. Это очевидный первый шаг. Вы комбинируете \$R_1\$ и \$R_2\$ и источник напряжения в эквивалент Thevenin. Результирующая схема выглядит следующим образом:

^{имитация этой схемы – Схема создана с помощью CircuitLab}

Я предполагаю, что вы понимаете, как я получил результат справа от схемы слева.

Отсюда вы можете использовать свой подход:

$$ V_{TH}-I_B\cdot R_{TH} — V_{BE} -I_E\cdot R_4 = 0$$

Единственная уловка, которую можно применить здесь, состоит в том, чтобы признать, что \$I_E=\left(\beta+1\right)\cdot I_B\$. (Это будет верно, если BJT находится в своей активной области и не насыщен.) Это то, что, я думаю, я могу предположить, что вы тоже это знаете. Оттуда вы просто делаете очевидное:

$$\begin{align*} V_{TH}-I_B\cdot R_{TH} — V_{BE} -I_E\cdot R_4 &= 0 \\\\ V_{TH}-I_B\cdot R_{TH} — V_{BE} -\left(\beta+1\right)\cdot I_B\cdot R_4 &= 0 \\\\ V_{TH}- V_{BE} &= I_B\cdot R_{TH}+ \left(\beta+1\right)\cdot I_B\cdot R_4 \\ \\ V_{TH}- V_{BE} &= I_B\cdot \left(R_{TH}+ \left(\beta+1\right)\cdot R_4\right) \\ \\ I_B &= \frac{V_{TH}- V_{BE}}{R_{TH}+ \left(\beta+1\right)\cdot R_4} \end{выравнивание*}$$

Есть некоторые мелкие детали, о которых стоит побеспокоиться. Вышесказанное является лишь грубым приближением. Вам нужно сделать некоторую оценку около \$V_{BE}\$ для транзистора, и что бы вы ни делали, ваша оценка останется в лучшем случае просто оценкой. Вам также нужно угадать значение \$I_C\$ в первом приближении. Приятно то, что после вашего первого предположения вы получаете значение, которое намного лучше , и вы можете добавить его еще раз и почти всегда останавливаться на этой точке с более чем достаточными результатами.

Вместо этого вы можете подставить уравнения модели Эберса-Молла для транзистора. Затем вы можете вычислить его с помощью закрытого решения, включающего функцию произведения-логарифма (также известную как функция Ламберта-W). Но ее почти никто не использует, кроме математиков.

К счастью, в большинстве случаев догадаться об обоих этих предположениях несложно, и если вы запомните несколько правил, вы сможете очень и очень приблизиться к ним, не выписывая страницы алгебры.

В вашем случае я получаю значение \$V_B\примерно 1,767\:\textrm{V}\$. Чтобы получить его, я предположил, что \$V_{BE}=700\:\textrm{mV}\$. Если вы знаете, что вычитаете предполагаемое значение \$V_{BE}\$ из этого значения, вы получите новое значение \$V_E\$. Затем вы можете использовать это для оценки \$I_E\приблизительно 1,067\:\textrm{мА}\$ и, учитывая \$\бета=100\$, тогда \$I_C\приблизительно 1,056\:\textrm{мА}\$ . Вы должны быть в состоянии продолжить оттуда.

Я упомянул еще одну ссылку, которую вы можете посмотреть здесь, где я писал об этом подробнее. (Возможно, мне еще придется исправить эту ссылку, но исправления будут незначительными, когда я это сделаю.)

---

ПРИМЕЧАНИЕ. В комментариях ниже обсуждается \$r_e\$. Обычно это важно только в качестве внешнего резистора \$R_4\rightarrow 0\:\Omega\$ и в случаях, когда происходят изменения сигнала. \$r_e\$ — это так называемое динамическое сопротивление , основанное на очень простом выводе из уравнения Шокли. Все кривые I/V, какими бы сложными они ни были, будут выглядеть как линия, если рассмотреть их достаточно близко, и, следовательно, будут иметь локальный наклон, учитывая любую заданную рабочую точку на этой кривой.