МОЩНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Используя в схеме стабилизатора мощный полевой транзистор, можно собрать простой стабилизатор, тем не менее имеющий очень хорошие параметры. В предлагаемом стабилизаторе БП стоит полевой транзистор IRLR2905. Он имеет в открытом состоянии сопротивление канала всего 0,02 Ома, а так-же обеспечивает ток до 30 А. Мощность, рассеиваемая транзистором, может превышать 100 Вт. Принципиальная схема одного из вариантов такого стабилизатора приведена на рисунке, клик — для увеличения.
Работа БП на ПТ
Переменное напряжение поступает на выпрямитель и сглаживающий фильтр, и далее на сток полевого транзистора и через резистор R1 на затвор, открывая транзистор. Часть выходного напряжения через резисторный делитель подается на вход микросхемы, замыкая цепь ООС. Напряжение на выходе стабилизатора возрастает вплоть до того момента, пока напряжение на входе управления микросхемы DA1 не достигнет порогового, около 2,5 В.
Налаживание схемы
Установить нужное выходное напряжение резистором. Проверить стабилизатор на отсутствие самовозбуждения с помощью осциллографа. Если самовозбуждение возникает, то параллельно конденсаторам CI, С2 и С4 следует подключить керамические конденсаторы емкостью 0,1 мкФ.
Микросхема КР142ЕН19 заменима на более современную TL431. Конденсаторы любые малогабаритные. Параметры трансформатора, выпрямителя — диодного моста и электролитического конденсатора фильтра выбирают исходя из необходимого напряжения и тока. Транзистор обязательно посадить на эффективный теплоотвод. Возможно потребуется использование кулера.
Поделитесь полезными схемами
| САМОДЕЛЬНОЕ УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЗАРЯДА АВТОАККУМУЛЯТОРОВ Добрый вечер всем автолюбителям. Наступила зима со всеми своими проблемами и появляется множество проблем связанных с автомобилем, чаще всего с аккумулятором. Как правило старые аккумуляторы быстро разряжаются или теряют часть заряда и не у каждого есть зарядное устройство под рукой. |
| ПЕРЕДАТЧИК НА 1 КИЛОМЕТР Делаем серьёзный радиопередатчик для дальности связи с радиоприёмником УКВ более километра. |
| СХЕМА ПОВЫШАЮЩЕГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ Схема повышающего преобразователя низковольтного напряжения, собранного на основе транзисторного блокинг-генератора и ферритового трансформатора. |
| ФМ УСИЛИТЕЛЬ Делаем качественный полуваттный передатчик с усилителем, для передачи аудиосигнала на FM радиовещательный приёмник. |
| ТАЙМЕР ПОДАЧИ ВОДЫ Автоматический электронный таймер для подачи воды в бассейн — схема на микроконтроллере для самостоятельной сборки. |
Мощный линейный источник питания на полевых транзисторах (13В, 20А)
Схема мощного источника питания на полевых транзисторах, обеспечивающего стабилизированное напряжение 13В при токах до 20А и больше.
Принципиальная схема
Рис. 1. Принципиальная схема мощного источника питания на полевых транзисторах, напряжение 13В при токах до 20А и выше.
На диодах Д1-Д4 и конденсаторах C2-C3 собран выпрямитель напряжения.
На компонентах DA1, Д7, R8-R9 собран узел стабилизации напряжения. Напряжение стабилизации задается сопротивлением резистора R9.
На транзисторе VT5 собрана защита по току от короткого замыкания на выходе.
Выходные транзисторы VT1-VT4 работают в линейном режиме.
Детали и монтаж
Диоды Д1-Д4 должны бить закреплены на радиаторе. Также допускается использование готового диодного моста на ток больше 20А.
Мощный полевые транзисторы VT1-VT4 обязательно должны быть закреплены на радиаторе, который можно дополнительно оснастить вентилятором. Нагрев транзисторов при больших токах в нагрузке может быть значительным.
Рис. 2. Размещение выводов у микросхемы TL431.
Рис. 3. Размещение выводов у полевого транзистора IRFZ40.
Резисторы цепочки сравнения R8, R9 и конденсатор C8 должны быть смонтированы как можно ближе к выходу — на клеммах выходных устройства.
Резистор R7 — проволочный, его сопротивлением задается ток срабатывания защиты от короткого замыкания: Ток К.З. = 0.6/R7.
Доработанный вариант схемы
Вариант доработки схемы, предложенный UR5YW, содержит схему защиты по току от короткого замыкания на выходе, собранную в плюсовой цепи питания стабилизатора.
Рис. 4. Доработанный вариант схемы мощного блока питания на 9-17В и ток 14А от UR5YW.
Добавив в схему параллельно VT3-VT4 еще один транзистор IRF3205 можно будет получить выходной ток до 20А. Силовой трансформатор ТС-180 придется заменить более мощным, например на ТС-270. Собранный правильно и без ошибок блок питания запускается сразу.
Автор оригинальной схемы: RK9UC (ex. RA9UCR). 73!
Литература: Мельничук В. В. г. Черновцы, Украина. (UR5YW) — Блок питания на полевых транзисторах IRF3205. https://qrz.if.ua/tech/173-power_source_irf3205.html.
Мощный лабораторный блок питания с MOSFET транзистором на выходе своими руками
Мощный лабораторный блок питания с MOSFET транзистором на выходе своими руками
В предыдущей статье мы рассматривали схемы ЗУ с использованием в качестве силового ключа мощные p-n-p или n-p-n транзисторы. Они позволяли получить достаточно большой ток при небольшом количестве радиодеталей, но у используемых биполярных транзисторов имеется существенный недостаток…
— это большое падение напряжения коллектор-эмиттер в режиме насыщения, достигающее 2 … 2,5 В у составных транзисторов, что приводит к их повышенному нагреву и необходимости установки транзисторов на большой радиатор.
Гораздо экономичней вместо биполярных транзисторов устанавливать силовые МОП (MOSFET) транзисторы, которые при тех же токах имеют гораздо меньшее (в 5 -10 раз) падение напряжения на открытом переходе сток-исток. Проще всего вместо силового p-n-p транзистора установить мощный p-канальный полевой транзистор, ограничив с помощью дополнительного стабилитрона напряжение между истоком и затвором на уровне 15В. Параллельно стабилитрону подключается резистор сопротивлением около 1 кОм для быстрой разрядки ёмкости затвор-исток.
Гораздо более распространены и доступней силовые n- канальные МОП транзисторы, но принципиальная схема устройства с такими транзисторами несколько усложняется, т.к. для полного открытия канала сток-исток на затвор необходимо подать напряжение на 15 В выше напряжения силовой части. Ниже рассмотрена схема такого устройства.
Мощный лабораторный блок питания 1,5 -30В, 0-5А на MOSFET транзисторе
Основа конструкции мало отличается от ранее рассмотренных устройств на биполярных силовых транзисторах. С помощью конденсаторов С1-С3 и диодов VD1-VD5 в схеме формируется повышенное на 15 В напряжение, которое с помощью транзисторов VT2, VT3 подаётся на затвор полевого транзистора VT1.
В схеме желательно использовать MOSFET с наиболее низким сопротивлением открытого канала, но максимальное допустимое напряжение этих транзисторов должно быть в 1,5 — 2 раза выше напряжения силовой цепи. В качестве диода VD8 желательно использовать диоды с барьером Шоттки с рабочим напряжением выше максимального в силовой цепи, в крайнем случае можно использовать КД213А или КД2997, КД2799, но их придётся установить на небольшой радиатор. Требования к изготовлению накопительного дросселя DR1 такие же как и в зарядных устройствах с биполярными ключевыми транзисторами.
При отсутствии подходящего проволочного резистора, используемого в качестве токового шунта R17 схему можно доработать, используя небольшой отрезок манганинового провода диаметром 2 мм или мощные проволочные резисторы сопротивлением 0,01 …0,05 Ом.
Следующая схема имеет нормализацию напряжения на токовом шунте и усилителя на ОУ.
Лабораторный блок питания с усилителем-нормализатором напряжения шунта
Предлагаемая схема отличается от описанной, выше наличием операционного усилителя DA2, что позволяет можно использовать как любой проволочный резистор сопротивлением 0,01 … 0,05 Ом и мощностью 1 — 2 Вт, так и кусок подходящего нихромового или манганинового провода диаметром 1,5 … 2 мм.
Операционный усилитель усиливает напряжение шунта до уровня, необходимого для нормальной работы компаратора микросхемы DA1. Коэффициент усиления ОУ DA2 определяется соотношением сопротивлений резисторов R15 и R18 и определяется из условия получения на выходе ОУ напряжения 0,5 … 3 В при выбранном максимальном выходном токе устройства.
Выходной ток регулируется переменным резистором R4, максимальное напряжение на движке которого должно быть равно напряжению на выходе ОУ DA2 при максимальном рабочем токе. Сопротивление переменного резистора R4 может быть любым в пределах 1 … 100 К, а максимальное напряжение на его движке определяется сопротивлением резистора R6.
Схема позволяет получить гораздо больший выходной ток, чем выбранный автором — максимальная величина тока определяется мощностью силового трансформатора, элементами силовой цепи и настройкой узла ограничения выходного тока. В качестве DA2 может быть использован практически любой доступный операционный усилитель, например КР140УД1408, КР140УД608, КР140УД708, mA741 и т.д.
Конденсатор частотной коррекции C9 может отсутствовать при использовании ОУ, не требующих его использования. В случае использования ОУ типа КР140УД1408 (LM308) его припаивают между выводами 1 и 8, у других ОУ выводы могут быть иными.
Лабораторный блок питания отличается от ранее описанного зарядного устройства гораздо большим максимальным выходным напряжением. Автором выбрано напряжение 30В, но если использовать трансформатор с большим выходным напряжением и применить более высоковольтные силовые элементы, можно получить гораздо более высокие значения.
Регулировка выходного напряжения осуществляется переменным резистором R16, сопротивление которого может быть в пределах 3,3 … 100кОм. Верхний предел выходного напряжения определяется сопротивлением резистора R17 из расчёта получения напряжения 1,5 В на движке переменного резистора R16 в его нижнем, по схеме, положении.
Схему можно упростить, исключив регуляторы тока и напряжения, а также измерительную головку, если устройство будет использоваться только для зарядки одного типа аккумуляторов. Вместо переменного резистора — регулятора выходного напряжения на печатной плате установлен многооборотный подстроечный резистор R15, а ограничение выходного тока задаётся делителем на резисторах R4, R5.
Для исключения выхода из строя диода VD11 при случайной переполюсовке аккумулятора установлен предохранитель FU2. В качестве транзисторов VT2, VT3 можно использовать любые маломощные транзисторы соответствующей структуры на напряжение 60В и ток коллектора 100мА, например КТ209Е, КТ3102Б и т.д.
В авторском варианте схема настраивалась на выходной ток 3,0 А, но его легко повысить до 6А и более, уменьшив номинал резистора R13 до 5,0 кОм.
Внешний вид платы и расположение элементов:
Предложенная схема лабораторного блока питания можно дополнить узлом защиты нагрузки от неконтролируемого повышения выходного напряжения, например, при пробое выходного транзистора или неисправности в схеме. Смотрите следующую схему:
ЛАБОРАТОРНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ С ЗАЩИТОЙ
Предлагаемый лабораторный блок питания отличается от схемы, выше наличием узла защиты нагрузки от повышенного напряжения. При включении блока питания напряжение на его выходе отсутствует, что исключает случайный выход из строя подключенной нагрузки из-за начального несоответствия установленного напряжения и требуемого. Узел ручного включения / отключения нагрузки собран на транзисторах VT5, VT7 и реле K1.
Узел работает следующим образом: в исходном состоянии транзисторы VT5, VT7 заперты и реле К1 обесточено. При кратковременном нажатии на кнопку SB1 высокий потенциал на коллекторе VT7 через резистор R30 и конденсатор С11 открывает VT7 — реле К1 срабатывает, а протекающий через резистор R33 ток катушки реле открывает транзистор VT5, который через резистор R26 удерживает транзистор VT7 в открытом состоянии длительное время. На лицевой панели блока питания зажигается светодиод HL3 «НАГРУЗКА», а контакты реле К1 коммутируют выходное напряжение на выходные клеммы.
В этом состоянии на коллекторе транзистора VT7 низкий потенциал, а на коллекторе VT5 высокий. Конденсатор C10 через резистор R19 заряжается до напряжения 35В, плюсом к нижней, по схеме, обкладке и минусом к базе транзистора VT7. При повторном нажатии кнопки SB1 через резистор R30 и конденсатор С10 к базе VT7 прикладывается отрицательное напряжение — транзистор запирается, отключается реле К1, снимая напряжение с нагрузки, запирается транзистор VT5 и схема приходит в исходное состояние до следующего нажатия кнопки SB1.
Защита от нештатного повышения выходного напряжения работает следующим образом: при нормальном режиме работы напряжение на движке переменного резистора R20 всегда будет равно 1,5 В, независимо от его положения, так как схема управления на микросхеме DA1 сравнивает его с опорным на выводе 15, которое определяется параметрами делителя напряжения на резисторах R13 и R8. При неисправности в схеме это напряжение может превысить уровень 1,5 В, транзистор VT4 через резисторный делитель R15, R16 откроется, а транзистор VT7 закроется, отключив выходное реле К1. При длительной аварийной ситуации будет гореть светодиод HL2 «АВАРИЯ», а реле К1 кнопкой SB1 включаться не будет.
Защита также сработает при быстром вращении оси переменного резистора R20 в сторону уменьшения выходного напряжения, что позволяет быстро отключить нагрузку, если случайно было установлено его недопустимо высокое значение.
Схема также защищает элементы устройства от протекания большого тока при переполюсовке заряжаемого аккумулятора. Если аккумулятор ошибочно подключен минусовым выводом к плюсовой клемме блока питания, то через диод VD15 и резистор R31 откроется транзистор VT6, загорится светодиод HL2 «АВАРИЯ», а реле К1 не будет включаться кнопкой SB1, что предотвращает выход из строя контактов реле К1, конденсатора С9, катушки дросселя DR1 и диода DV10.
Очень важно вначале подключить заряжаемый аккумулятор, а затем нажать кнопку «ПУСК» для начала зарядки, в противном случае, при переполюсовке аккумулятора, перегорит предохранитель FU2.
Перед нажатием кнопки «ПУСК» движком переменного резистора R20 следует установить выходное напряжение блока питания равным его значению при полностью заряженном аккумуляторе, например, для свинцового 12В аккумулятора следует установить 14,8В. Если напряжение на выходе блока питания установить ниже, чем напряжение заряжаемого аккумулятора, то, сразу после пуска, реле К1 обесточится, отключив нагрузку, а светодиод HL2 «АВАРИЯ» кратковременно загорится.
Настройка схемы управления описана на предыдущей странице, а конструктивное исполнение накопительного дросселя приведено в предыдущих публикациях раздела зарядных устройств. Транзистор VT1 и диоды VD7, VD10 следует установить на небольшие радиаторы, площадь которых зависит от выбранного максимального рабочего тока.
Параметры силового трансформатора полностью определяются максимальными значениями выходного тока и напряжения — его мощность должна быть не менее, чем на 20% выше максимальной выходной мощности блока питания на нагрузке.
Почти все элементы схемы размещены на печатной плате, внешний вид которой изображен на рисунке. Отдельно установлен силовой трансформатор, измерительный прибор, выключатель питания, регуляторы тока и напряжения, кнопка пуска, предохранители, выходные клеммы и светодиодные индикаторы. На плате предусмотрена установка различных типов диодов в качестве VD10, даже двойных.
Все предложенные схемы можно использовать также и в качестве зарядных устройств.
Источник:kravitnik.narod.ru
ПОДЕЛИТЕСЬ С ДРУЗЬЯМИ
П О П У Л Я Р Н О Е:
- Электронные предохранители на герконовых реле.
- Зарядное устройство с автоматическим отключением от сети
- Высоковольтный источник с батарейным питанием.
Герконовые реле по сравнению с электромагнитными имеют ряд преимуществ, таких как более высокое быстродействие и малые размеры. Остановимся на реле РЭС-55А и РЭС-43, с применением которых построены рассматриваемые ниже электронные предохранители. Подробнее…
Ещё одна схема зарядного устройства очень похожа на предыдущую, но отличается способом отключения при окончании зарядки. Пуск зарядного устройства производится нажатием кнопки «пуск» на лицевой панели, при этом на схему подаётся питающее напряжение, реле К1 срабатывает и обеспечивает «самоподхват». Подробнее…
В радиолюбительской практике, а так же, при ремонте аппаратуры, может пригодиться портативный высоковольтный источник тока, с батарейным питанием. Такой прибор может быть полезным при проверке обратного напряжения диода, напряжения стабилизации высоковольтного стабилитрона, напряжения зажигания неоновых ламп, а так же, для испытания высоковольтных транзисторов. Подробнее…
Популярность: 19 482 просм.
РАДИО для ВСЕХ — ЛБП однополярный
Однополярный лабораторный блок питания 0-30В/0-3А с «грубой» и «плавной» регулировками выходного напряжения, регулировкой выходного тока (ограничения по току) и индикацией режима работы — регулировка напряжения или включение ограничения тока. В качестве регулирующего элемента используется полевой транзистор IRLZ44N.
Наконец вытравил и просверлил отверстия в плате ЛБП, чтобы убедиться в работоспособности схемы — всё заработало почти сразу ;-(… Платы будут изготовлены с маской и маркировкой в двух вариантах: ЛБП с питанием напряжением постоянного тока — без выпрямительного моста и переменного резистора «плавно» для регулировки выходного напряжения, ЛБП с питанием напряжением переменного тока — выпрямительный мост установлен на плате и для регулировки выходного напряжения предусмотрен переменный резистор «плавно», а в остальном всё без изменений. Если диодный мост не нужен (будет применён внешний), то на плате вместо него необходимо просто установить перемычки. Обе схемы приведены ниже. Покупайте печатные платы, наборы для сборки, собирайте и пользуйтесь 😉
Технические характеристики:
Входное напряжение (для платы с диодным мостом): 7…32В переменного тока
Входное напряжение (для платы без диодного моста): 9…45В постоянного тока
Ток нагрузки: 0-3А (с индикацией включения режима ограничения тока)
Нестабильность выходного напряжения: не более 1%
Краткое описание конструкциии:
Для однополярного блока питания разработаны две печатные платы размерами 62х59 мм и 92х59 мм. Фотовид печатных плат приведен ниже. На печатных платах предусмотрены отверстия диаметром 3 мм. В верхней части платы, для крепления радиатора и в нижней части для, крепления самой платы в корпусе блока питания. Регулирующий транзистор необходимо установить на большой 😉 радиатор с площадью поверхности не менее 300 см кв. Транзистор Q1 необходимо закрепить с применением теплопроводящей пасты и, при необходимости, с применением изолирующих теплопроводящих подложек. Переменные резисторы регулировки тока и напряжения можно закрепить на передней панели блока питания непосредственно при помощи штатных гаек.
Примечание к схемам блока питания:
После сборки и опробования блока питания покупателем, было замечено, что при отключении от сети блока питания с небольшой нагрузкой или без нагрузки наблюдается некоторое уменьшение напряжения, а потом его всплеск до 12-15В и затем снижение до нуля. Как оказалось, это происходит из-за того, что напряжение, запирающее полевой транзистор, пропадает раньше, чем разрядится конденсатор фильтра CF. При проверке блока питания под нагрузкой мощной лампой такого замечено не было (по понятным причинам). Для устранения броска напряжения необходимо подключить электролитический конденсатор С5 470мкФх6,3В с вывода 8 м/сх на общий провод (припаять сверху над микросхемой между выводами 8 и 11) — см. схемы.
Работа схемы:
Схема стабилизации напряжения собрана на U1.3 и U1.4. На U1.4 собран дифференциальный каскад, усиливающий напряжение делителя обратной связи, образованного резисторами R14 и R15. Усиленный сигнал поступает на компаратор U1.3, сравнивающий выходное напряжение с образцовым, сформированным стабилизатором U2 и потенциометром RV2. Полученная разница напряжений поступает на транзистор Q2, управляющий регулирующим элементом Q1. Ограничение тока осуществляется компаратором U1.1, который сравнивает падение напряжения на шунте R16 с опорным, сформированным потенциометром RV1. При превышении заданного порога, U1.1 изменяет опорное напряжение для компаратора U1.3, что приводит к пропорциональному изменению выходного напряжения. На операционном усилителе U1.2 собран узел индикации режима работы устройства. При понижении напряжения на выходе U1.1 ниже напряжения сформированного делителем R2 и R3, светится светодиод D1, сигнализирующий о переходе схемы в режим стабилизации тока.
Примечание:
В случае работы устройства от питающего напряжения ниже 23В, стабилитрон D3 необходимо заменить перемычкой. Так же, возможно питать слаботочную часть схемы от отдельного источника, подав напряжение 9-35В непосредственно на вход стабилизатора U3 и удалив стабилитрон D3.
ВОЛЬТМЕТРЫ и АМПЕРМЕТРЫ с семисегментными LED индикаторами
Выложены здесь >>> Это не китайские измерительные приборы! Made in Donetsk
Сделанные на скорую руку видео работы блока питания можно посмотреть по ссылкам приведенным ниже. На одном видео заснято опробование цифрового вольтметра на недорогой специализированной м/сх ICL7107.
Стоимость печатной платы размерами 62х59 мм под два переменных резистора — временно нет в наличии
Стоимость печатной платы размерами 92х59 мм под три переменных резистора — временно нет в наличии
Стоимость набора для сборки блока питания (с платой на два резистора, ручки в комплекте) временно отсутствует в продаже
Стоимость набора для сборки блока питания (с платой на три резистора, ручки в комплекте) временно отсутствует в продаже
Краткое описание, схема и перечень деталей набора здесь >>> и здесь >>>
Спасибо за уделённое внимание! Всем удачи, мира, добра, 73!
Простые импульсные блоки питания » Журнал практической электроники Датагор
Несколько раз меня выручали блоки питания, схемы которых стали уже класическими, оставаясь простыми для любого, кто хоть раз уже что-то электронное в своей жизни паял.Аналогичные схемы разрабатывались многими радиолюбителями для разных целей, но каждый конструктор вкладывал в схему что-то свое, менял расчеты, отдельные компоненты схемы, частоту преобразования, мощность, подстраивая под какие-то, известные только самому автору, нужды…
Мне же часто приходилось использовать подобные схемы вместо их громоздких трансформаторных аналогов, облегчая вес и объем своих конструкций, которые необходимо было запитать от сети. Как пример: стерео-усилитель на микросхеме, собранный в дюралевом корпусе от старого модема.
Содержание / Contents
Описание работы схемы, коль она классическая, приводить особого смысла нет. Замечу лишь, что я отказался от использования в качестве схемы запуска от транзистора, работающего в режиме лавинного пробоя, т.к. однопереходные транзисторы типа КТ117 работают в узле запуска гораздо надежнее. Запуск на динисторе мне тоже нравится.На рисунке представлены: а) цоколёвка старых транзисторов КТ117 (без язычка), б) современная цоколёвка КТ117, в) расположение выводов на схеме, г) аналог однопереходного транзистора на двух обычных (подойдут любые транзисторы верной структуры — структуры p-n-p (VT1) типа КТ208, КТ209, КТ213, КТ361, КТ501, КТ502, КТ3107; структуры n-p-n (VT2) типа КТ315, КТ340, КТ342, КТ503, КТ3102)
Ошибка. Диод VD1 включить наоборот!Схема на полевых транзисторах несколько сложнее, что вызвано необходимостью защиты их затворов от перенапряжения.
Ошибка. Диод VD1 включить наоборот!
Все намоточные данные трансформаторов приведены на рисунках. Максимальная мощность нагрузки, которую может запитать блок питания с трансформатором, выполненном на ферритовом кольце марки 3000НМ 32×16Х8, около 70Вт, на К40×25Х11 той же марки, — 150Вт.
Диод VD1 в обеих схемах запирает схему запуска подачей отрицательного напряжения на эмиттер однопереходного транзистора после запуска преобразователя.
Из особенностей — выключение блоков питания производится замыканием обмотки II коммутирующего трансформатора. При этом нижний по схеме транзистор запирается и происходит срыв генерации. Но, кстати, срыв генерации происходит именно по причине «закорачивания» обмотки.
Запирание транзистора в данном случае, хоть и явно происходит по причине замыкания контактом выключателя эмиттерного перехода, — вторично. Однопереходной транзистор в данном случае не сможет запустить преобразователь, который может находиться в таком состоянии (оба ключа заперты по постоянному току через нулевое практически сопротивление обмоток трансформатора) сколь угодно долго.
Правильно расчитанная и аккуратно собранная конструкция блока питания, как правило, легко запускается под требуемой нагрузкой и в работе ведет себя стабильно.
Камрад, рассмотри датагорские рекомендации
🌼 Полезные и проверенные железяки, можно брать
Опробовано в лаборатории редакции или читателями.
ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ СВОИМИ РУКАМИ
ДАННЫЙ МАТЕРИАЛ СОДЕРЖИТ БОЛЬШОЕ КОЛИЧЕСТВО АНИМИРОВАННЫХ ПРИЛОЖЕНИЙ!!!
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЭЛЕКТРИЧЕСТВА
Прежде чем приступить к описанию принципа работы импульсных источников питания следует вспомнить некоторые детали из общего курса физики, а именно что такое электричество, что такое магнитное поле и как они зависят друг от друга.
Сильно глубоко мы не будем углублятся и о причинах возникновения электричества в различных объектах мы тоже умолчим — для этого нужно просто тупо перепечатать 1/4 курса физики, поэтому будем надеятся, что читатель знает что такое электричество не по надписям на табличах «НЕ ВЛЕЗАЙ — УБЬЕТ!». Однако для начала напомним какое оно бывает, это самое электричество, точнее напряжение.
Ну а теперь, чисто теоритически, предположим, что в качестве нагрузки у нас выступает проводник, т.е. самый обычный отрезок провода. Что происходит в нем, когда через него протекает ток наглядно показанно на следующем рисунке:
Если с проводником и магнитным полем вокруг него все понятно, то сложим проводник не в кольцо, а в несколько колец, чтобы наша катушка индуктивности проявила себя активней и посмотрим что будет происходить дальше.
На этом самом месте имеет смысл попить чаю и дать мозгу усвоить только что узнанное. Если же мозг не устал, или же эта информация уже известна, то смотрим дальше
В качестве силовых транзисторов в импульсных блока питания используются биполярные транзисторы, полевые(MOSFET) и IGBT. Какой именно силовой транзистор использовать решает только производитель устройств, поскольку и те, и другие и третьи имеют и свои достоинства, и свои недостатки. Однако было бы не справедливым не заметить, что биполярные транзисторы в мощных источника питания практически не используются. Транзисторы MOSFET лучше использовать при частотах преобразования от 30 кГц до 100 кГц, а вот IGBT «любят частоты пониже — выше 30 кГц уже лучше не использовать.
Биполярные транзисторы хороши тем, что они довольно быстро закрываются, поскольку ток коллектора зависит от тока базы, но вот в открытом состоянии имеют довольно большое сопротивление, а это означает, что на них будет довольно большое падение напряжения, что однозначно ведет к лишнему нагреву самого транзистора.
Полевые имеют в открытом состоянии очень маленькое активное сопротивление, что не вызывает большого выделения тепла. Однако чем мощнее транзистор, тем больше его емкость затвора, а для ее зарядки-разрядки требуются довольно большие токи. Данная зависимость емкости затвора от мощности транзистора вызвана тем, что используемые для источников питания полевые транзисторы изготавливаются по технологии MOSFET, суть которой заключается в использовании параллельного включения нескольких полевых транзисторов с изолированным затвором и выполненных на одном кристалле. И чем мощенее транзистор, тем большее количество параллельных транзисторов используется а емкости затворов суммируются.
Попыткой найти компромисс являются транзисторы, выполненные по технологии IGBT, поскольку являются составными элементами. Ходят слухи, что получилисьони чисто случайно, при попытке повторить MOSFET, но вот вместо полевых транзисторов, получились не совсем полевые и не совсем биполярные. В качестве управляющего электрода выступает затвор встроенного внутрь полевого транзистора не большой мощности, который своими истоком-стоком уже управляет током баз мощных биполярных транзисторов, включенных параллельно и выполненных на одном кристалле данного транзстора. Таким образом получается довольно маленькая емкость затвора и не очень большое активное сопротивление в открытом состоянии.
Основных схем включения силовой части не так уж и много:
АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ БЛОКИ ПИТАНИЯ. Используют положительную связь, обычно индукционную. Простота подобных источников питания накладывает на них некоторые ограничения — подобные источники питания «любят» постоянную, не меняющуюся нагрузку, поскольку нагрузка влияет на параметры обратной связи. Подобные источники бывают как однотактные, так и двухтактные.
ИМПУЛЬСНИНЫЕ БЛОКИ ПИТАНИЯ С ПРИНУДИТЕЛЬНЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ. Данные источники питания так же делятся на однотактыные и двухтактные. Первые хоть и лояльней относятся к меняющейся нагрузке, но все же не очень устойчиво поддерживают необходимый запас мощности. А аудиотехника имеет довольно большой разброс по потреблению — в режиме паузы усилитель потребляет единицы ватт (ток покоя оконечного каскада), а на пиках аудиосигнала потребление может достигать десятков или даже сотен ватт.
Таким образом единственным, максимально приемлемым вариантом импульсных источником питания для аудиотехники является использование двухтактных схем с принудительным возбуждением. Так же не стоит забывать о том, что при высокочастотном преобразовании необходимо уделять более тщательное внимание к фильтрации вторичного напряжения, поскольку появление помех по питанию в звуковом диапазоне сведут на нет все старания по изготовлению импульсного источника питания для усилителя мощности. По этой же причине частота преобразования уводится по дальше от звукового диапазона. Самой популярной частотой преобразования раньше была частота в районе 40 кГц, но современная элементная база позволяет производить преобразование на частотах гораздо выше — вплоть до 100 кГц.
Различают два базовых вида данных импульсных источников — стабилизированные и не стабилизированные.
Стабилизированные источники питания используют широтноимпульсную модуляцию, суть которой заключается в формровании выходного напряжения за счет регулировки длительности подаваемого в первиную обмотку напряжения, а компенсация отсутствия импульсов осуществляется LC цепочками, включенными на выходе вторичного питания. Большим плюсом стабилизированных источников питания является стабильность выходного напряжения, не зависящая ни от входного напряжения сети 220 В, ни от потребляемой мощности.
Не стабилизированные просто управляют силовой частью с постоянной частотой и длительностью импульсов и от обычного трансформатора отличаются лишь габаритами и гораздо меньшими емкостями конденсаторов вторичного питания. Выходное напряжение напрямую зависит от сети 220 В, и имеет небольшую зависисмость от потребляемой мощности (на холостом ходу напряжение несколько выше рассчетного).
Самыми популярными схемами силовой части импульсных источников питания являются:
Со средней точкой (ПУШ-ПУЛЛ). Используются обычно в низковольтных источниках питания, поскольку имеет некоторые особенности в требованиях к элементной базе. Диапазон мощностей довольно большой.
Полумостовые. Самая популярная схема в сетевых ипульсных источниках питания. Диапазон мощностей до 3000 Вт. Дальнейшее увеличение мощности возможно, но уже по стоимости доходит до уровня мостового варианта, поэтому несколько не экономично.
Мостовые. Данная схема не экономична на малых мощностях, поскольку содержит удвоенное количество силовых ключей. Поэтому чаще всего используется на мощностях от 2000 Вт. Максимальные мощности находятся в пределах 10000 Вт. Данная схемотехника является основной при изготовлении сварочных аппаратов.
Рассмотрим подробнее кто есть кто и как работает.
СО СРЕДНЕЙ ТОЧКОЙ
Как было показанно — данную схемотехнику силовой части не рекомендуется использовать для создания сетевых источников питания, однако НЕ РЕКОМЕНДУЕТСЯ не значит НЕЛЬЗЯ. Просто необходимо более тщательно подходить к выбору элементной базы и изготовлению силового трансформатора, а так же учитывать довольно большие напряжения при разводке печатной платы.
Максимальную же популярность данный силовой каскад получил в автомобильной аудитехнике, а так же в источниках бесперебойного питания. Однако на этом поприще данная схемотехника притерпевает некоторые неудобства, а именно ограничение максимальной мощности. И дело не в элементной базе — на сегодня совсем не являются дефицитными MOSFET транзисторы с мгновенными значениями тока сток-исток в 50-100 А. Дело в габаритной мощности самого трансформатора, а точнее в первичной обмотке.
Проблема заключается… Впрочем для большей убедительности воспользуемся программой расчетов моточных данных высокочастотных трансформаторов.
Возьмем 5 колец типоразмера К45х28х8 с проницаемостью M2000HM1-А, заложем частоту преобразования 54 кГц и первичную обмотку в 24 В (две полуобмотки по 12 В) В итоге получаем, что мощность данный сердечник сможет развить 658 вт, но вот первичная обмотка должна содержать 5 витков, т.е. по 2,5 витка на одну полуобмотку. Как то не естественно маловато… Однако стоит поднять частоту преобразорвания до 88 кГц как получится всего 2 (!) витка на полуобмотку, хотя мощность выглядит весьма заманчиво — 1000 Вт.
Вроде с такими результатами можно смириться и равномерно по всему кольцу распределить 2 витка тоже, если сильно постараться, можно, но вот качество феррита оставляет желать лучшего, да и M2000HM1-А на частотах выше 60 кГц уже сам по себе греется довольно сильно, ну а на 90 кГц его уже обдувать надо.
Так что как не крути, но получается замкнутый круг — увеличивая габариты для получения большей мощности мы слишком сильно уменьшаем количество витков первичной обмотки, увеличивая частоту мы опять же уменьшаем количество витков первичной обмотки, но еще в довеско получаем лишнее тепло.
Именно по этой причине для получения мощностей свыше 600 Вт используют сдвоенные преобразователи — один модуль управления выдает управляющие импульсны на два одинаковых силовых модуля, содержащих два силовых трансформатора. Выходные напряжения обоих трансформаторов суммируются. Именно таким способом организуется питания сверхмощных автмобильных усилителей заводского производства и с одного силовго модуля снимается порядка 500..700 Вт и не более. Способов суммирования несколько:
— суммирования переменного напряжения. Ток в первичные обмотки трансформаторов подается синхронно, следовательно и выходные напряжения синхронны и могут соединяться последовательно. Соединять вторичные обмотки параллельно от двух трансформаторов не рекомендуется — небольшая разница в намотке или качестве феррита приводит в большим потерям и снижению надежности.
— суммирование после выпрямителей, т.е. постоянного напряжения. Самый оптимальный вариант — один силовой модуль выдает положительное напряжение для усилителя мощности, а второй — отрицательное.
— формирование питания для усилителей с двух уровневым питанием сложением двух идентичных двухполярных напряжений.
ПОЛУМОСТОВАЯ
Полумостовая схема имеет довольно много достоинств — проста, следовательно надежна, легка в повторении, не содержит дефицитных деталей, может выполняться как на биполярных, так и на полывых транзисторах. Транзисторы IGBT в ней тоже прекрано работают. Однако слабое место у нее есть. Это проходные конденсаторы. Дело в том, что при больших мощностях через них протекает довольно большой ток и качество готового импульсного источника питания на прямую зависит от качества именно этого компонента.
А проблема заключается в том, что конденсаторы постоянно перезаряжаются, следовательно они должны иметь минимальное сопротивление ВЫВОД-ОБКЛАДКА, поскольку при большом сопротивлении на этом участке будет выделяться довольно много тепла и в конце концов вывод просто отгорит. Поэтому в качестве проходных конденсаторов необходимо использовать пленочные конденсаторы, причем емкость одного конденсатора может достигать емкости 4,7 мкФ в крайнем случае, если используется один конденсатор — схема с одни кондлесатром тоже довольно часто используется, по принципу выходного каскада УМЗЧ с однполярным питанием. Если же используются два конденсатора на 4,7 мкФ (точка их соединения подключена к обмотке трансформатора, а свободные выводы к плюсовой и минусовой шинам питания), то данная комплектация вполне пригодна для питания усилителей мощности — суммарная емкость для переменного напряжения преобразования складывает и в итоге получается равной 4,7 мкФ + 4,7 мкФ = 9,4 мкФ. Однако данный вариант не расчитан для догосрочного непрерывного использования с максимальной нагрузкой — необходимо разделять суммарную емкость на несколько конденсаторов.
При необходимости получения больших емкостей (низкая частота преоразования) лучше использовать несколько конденсаторов меньшей емкости (например 5 штук по 1 мкФ соединенных параллельно). Однако большое количество включенных параллельно конденсаторов довольно сильно увеличивает габариты устройства, да и суммарная стоимость все гирлянды конденсаторов получается не маленькой. Поэтому, при необходимости получить большую мощность имеет смысл воспользоваться мостовой схемой.
Для полумостового варианта мощности выше 3000 Вт не желательны — уж больно громоздкими будут платы с проходными конденсаторами. Использование в качестве проходных конденсаторов электролитических имеет смысл, но лишь на мощностях до 1000 Вт, посокольку на больших частотах электролиты не эффективны и начинаю греться. Бумажные конденсаторы в каестве проходных показали себя очень хорошо, но вот их габариты…
Для большей наглядности мы приводим таблицу зависимости реактивного сопротивления конденсатора от частоты и емкости (Ом):
| Емкость конденсатора | Частота преобразования | |||||||
| 30 кГц | 40 кГц | 50 кГц | 60 кГц | 70 кГц | 80 кГц | 90 кГц | 100 кГц | |
| 0,1 мкФ | 53 | 39,8 | 31,8 | 26,5 | 22,7 | 19,9 | 17,7 | 15,9 |
| 0,22 мкФ | 24,1 | 18 | 14,5 | 12 | 10,3 | 9 | 8 | 7,2 |
| 0,33 мкФ | 16 | 12 | 9,6 | 8 | 6,9 | 6 | 5,4 | 4,8 |
| 0,47 мкФ | 11,9 | 8,5 | 6,8 | 5,6 | 4,8 | 4,2 | 3,8 | 3,4 |
| 1,0 мкФ | 5,3 | 4 | 3,2 | 2,7 | 2,3 | 2 | 1,8 | 1,6 |
| 2,2 мкФ | 2,4 | 1,8 | 1,4 | 1,2 | 1 | 0,9 | 0,8 | 0,7 |
| 3,3 мкФ | 1,6 | 1,2 | 1 | 0,8 | 0,7 | 0,6 | 0,5 | 0,5 |
| 4,7 мкФ | 1,1 | 0,8 | 0,7 | 0,6 | 0,5 | 0,4 | 0,4 | 0,3 |
На всякий случай напоминаем, что при использовании двух конденсаторо (один на плюс, второй на минус) финальная емкость будет равна сумме емкостей этих конденсаторов. Итоговое сопротивление не выделает тепла, поскольку реактивное, но может повлиять на КПД источника питания при максимальных нагрузках — напряжение на выходе начнет уменьшаться, не смотря на то, что габаритная мощность силового трансформатора вполне достаточна.
МОСТОВАЯ
Мостовая схема пригодна для любых мощностей, но наиболее эффективна на больших мощностях (для сетевых источников питания это мощности от 2000 Вт). Схема содержит две пары силовых транзисторов, управляемых синхроно, но необходимость гальванической развязки эмиттеров верхенй пары вносит некоторые неудобства. Однако эта проблема вполне решаема при использовании трансформаторов управления или же специализированных микросхем, например для полевых транзисторов вполен можно использовать IR2110 — специализированная разработка компании International Rectifier.
Однако силовая часть не имеет ни какого смысла, если ею не управляет модуль управления.
Специализированных микросхем, способных управлять силовой частью импульсных источников питания довольно много, однако наиболее удачной разработкой в этой области является TL494, которая появилась еще в прошлом веке, тем не менее не утратила своей актуальности, поскольку содержит ВСЕ необходимые узлы для управления силовой частью импульсных источников питания. О популярности данной микросхемы прежде всего говорит выпуск ее сразу несколькими крупными производителями электронных компонентов.
Рассмотрим принцип действия данной микросхемы, которую с полной ответственностью можно назвать контроллером, поскольку она обладет ВСЕМИ необходимыми узлами.
ЧАСТЬ I
ЧАСТЬ II
В чем же заключается собственно ШИМ способ регулировки напряжения?
В основу способа положена все таже инерционность индуктивности, т.е. ее не способность мгновенно пропустить ток. Поэтому регулируя длительность импульсов можно изменять финальное постоянное напряжение. Причем для импульсных источников питания это лучше делать в первичных цепях и таким образом экономить средства на создание источника питания, поскольку данный источник будет исполнять сразу две роли:
— преобразование напряжения;
— стабилизацию выходного напряжения.
Причем тепла при этом будет выделяться гораздо меньше по сравнению с линейным стабилизатором, установленным на выходе не стабилизированно импульсного блока питания.
Для больше наглядности стоит посмотреть рисунок, приведенный ниже:
На рисунке приведена схема-эквивалент импульсного стабилизатора в котором в качестве силового ключа выступает генерато прямоугольных импульсов V1, а R1 в качестве нагрузки. Как видно из рисунка при фиксированной амплитуде выходных импульсов в 50 В, изменяя длительность импульсов можно в широких пределах изменять подаваемое на нагрузку напряжение, причем с очень маленькими тепловыми поетрями, зависищами лишь от параметров используемого силового ключа.
С принципами работы силовой части разобрались, с управлением тоже. Осталось соединить оба узла и получить готовый импульсный источник питания.
Нагрузочная способность контроллера TL494 не очень большая, хотя ее хватает для управления одной парой силовых транзисторов типа IRFZ44. Однако для более мощных транзисторов уже необходимы усилители тока, способные развить необходимы тока на управляющих электродах силовых транзисторов. Поскольку мы стараемся снизить габариты источника питания и уйти подальше от звукового диапазона, то оптимальным использованием в качестве силовых транзисторов будут полевые транзисторы, выполненные по технологии MOSFET.
Варианты структур при изготовлении MOSFET.
С одной стороны — для управления полевым транзистором не нужны большие токи — они открываются напряжением. Однако в этой бочке меда есть ложка дегтя, в данном случае заключающаяся в том, что хоть затвор и имеет огромное активное сопротивление, не потребляющее тока для управления транзистором, но затвор имеет емкость. А для ее заряда и разряда как раз и нужны большие токи, поскольку на больших частотах преобразования реактивное сопротивление уже снижается до пределов которые нельзя игнорировать. И чем больше мощность силового MOSFET транзистора тем больше емкость его затвора.
Для примера возьмем IRF740 (400 V, 10A), у которого емкость затвора составляет 1400 пкФ и IRFP460 (500 V, 20 A), у которого емкость затвора составляет 4200 пкФ. Поскольку и у первого, и у второго напряжение затвора не должно быть более ± 20 В, то в качестве управляющих импульсов возьмем напряжение 15 В и посмотрим в симмуляторе что происходит при частоте генератора в 100 кГц на резисторах R1 и R2, которые включены последовательно с конденсаторами на 1400 пкФ и 4200 пкФ.
Тестовый стенд.
При протекании через активную нагрузку тока на ней образуется падение напряжения, по этой величене и можно судить о мгновенных значениях протекающего тока.
Падение на резисторе R1.
Как видно из рисунка сразу при появлении управляющего импульса на резисторе R1 падает примерно 10,7 В. При сопротивлении 10 Ом это означает, что мгновенное значения тока достигает 1, А (!). Как только импульс заканчивается на резисторе R1 падает так же 10,7 В, следовательно и для того, чтобы разрядить конденсатор С1 требуется ток около 1 А..
Для зарядки-разрядки емкости в 4200 пкФ через резистор 10 Ом требуется 1,3 А, поскольку на резисторе 10 Ом падает 13,4 В.
Вывод напрашивается сам собой — для зарядки-разрядки емкостей затворов необходимо, чтобы каска, работающий на затворы силовых транзисторов, выдерживал довольно большие токи, не смотря на то, что суммарное потребление довольно мало.
Для ограничения мгновенных значений тока в затворах полевых транзисторов обычно используют токоограничивающие резисторы от 33 до 100 Ом. Чрезмерное уменьшение этих резисторов повышает мгновенное значение проеткающих токов, а увеличение — увеличивает длительность работы силового транзистора в линейном режиме, что влечет необоснованный нагрев последних.
Довольно часто используется цепочка состоящая из соединенных параллельно резистора и диода. Данная хитрость используется прежде всего для того, чтобы разгрузить управляющий каскад на время зарядки и ускорить разрядку емкости затвора.
Фрагмент однотактного преобразователя.
Таким образом достигается не мгновенное появление тока в обмотке силового трансформатора, а несколько линейное. Хотя это увеличивает температуру силового каскада, но довольно ощутимо снижает выбосы самоидуции, которые неизбежно появляются при подаче прямоугольного напряжения в обмотку трансформатора.
Самоиндукция в работе однотактного преобразователя
(красная линия — напряжение на обмотке трансформатора, синяя — напряжение питания, зеленая — импульсы управления).
Итак с теоритической частью разобрались и можно подвести кое какие итоги:
Для создания импульсного источника питания необходим трансформатор, сердечник у которого изготовлен из феррита;
Для стабилизации выходного напряжения импульсного источника питания необходим ШИМ метод с которым вполне успешно справляется контроллер TL494;
Силовая часть со средней точкой наиболее удобна для низковольных импульсных источников питания;
Силовая часть полумостовой схемотехники удобна для малых и средних мощностей, а ее параметы и надежность во многом зависят от коичества и качества проходных конденсаторов;
Силовая часть мостового типа более выгодна для больших мощностей;
При использовании в силовой части MOSFET не стоит забывать о емкости затворов и расчитывать управляющие элементы силовыми транзисторами с поправками на эту емкость;
Поскольку с отдельными узлами разобрались переходим к финальному варианту импульсного источника питания. Поскольку и алгоритм и схемотехника всех полумостовых источников практически одинакова, то для разъяснения какой элемент для чего нужен разберем по косточкам самый популярный, мощностью 400 Вт, с двумя двуполярными выходными напряжениями.
Осталось отметить некоторые ньюнасы:
Резисторы R23, R25, R33, R34 служат для создания RC-фильтра, который крайне желателен при использовании электролитических конденсаторах на выходе импульсных источниках. В идеале конечно же лучше использовать LС-фильтры, но поскольку «потребители» не очень мощные можно вполне обойтись и RC-фильтром. Сопротивление данных резисторов может использоваться от 15 до 47 Ом. R23 лучше мощностью 1 Вт, остальные на 0,5 Вт вполне достаточно.
С25 и R28 — снабер снижающий выбросы самоиндукции в обмотке силового трансформатора. Наиболее эффективны при емкостях около выше 1000 пкф, но в этом случае на резисторе выделяется слишком много тепла. Необходимы в случае когда после выпрямительных диодов вторичного питания отсутствуют дроссели (подавляющее большинство заводской аппаратуры). Если дроссели используются эффективность снаберов не так заметна. Поэтому мы их ставим крайне редко и хуже источники питания от этого не работают.
Если некоторые номиналы элементов отличаются на плате и принципиальной схеме эти номиналы не критичны — можно использовать и те и другие.
Если на плате имеются элементы отсутствующие на принципиальной схеме (обычно это конденсаторы по питанию) то можно их не ставить, хотя с ними будет лучше. Если же решили устанавливать, то не электролитические конденсаторы можно использовать на 0,1…0,47 мкФ, а электролитические такой же емкости как и те, которые получаются с ними включенными параллельно.
На плате ВАРИАНТ 2 Возле радиаторов имеется прямоугольная часть которая высверливается по периметру и на нее устанавливаются кнопки управления источником питания (вкл-выкл). Необходимость данного отверстия обусловлена тем, что вентилятор на 80 мм не умещается по высоте , для того, чтобы закрепить его к радиатору. Поэтому вентиялтор устанавливается ниже основания печатной платы.
ИНСТРУКЦИЯ ПО САМОСТОЯТЕЛЬНОЙ СБОРКЕ
СТАБИЛИЗИРОВАННОГО ИМПУЛЬСНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ
Для начала внимательно следует ознакомиться с принципиальной схемой, впрочем это следует делать всегда, перед тем как приступать к сборке. Данный преобразователь напряжения работает по полумостовой схеме. В чем отличие от остальных подробно рассказанно здесь.
Принципиальная схема упакованна WinRAR старой версии и выполнена на странице WORD-2000, поэтому с распечаткой данной страницы проблем возникнуть не должно. Здесь же мы рассмотрим ее фрагментами, поскольку хочется сохранить высокую читаемость схемы, а целиком на эеран монитора она умещается не совсем корректно. На всякий случай можно пользоватся этим чертежом для представления картины в целом, но лучше распечатать…
На рисунке 1 — фильтр и выпрямитель сетевого напряжения. Фильтр предназначен прежде всего для исключения проникновения импульсных помех от преобразователя в сеть. Выполнен на L-C основе. В качестве индуктивности используется ферритовый сердечник любой формы (стержневые лучше не нужно — большой фон от них) с намотанной одинарной обмоткой. Габариты сердечника зависят от мощности источника питания, поскольку чем мощнее источник, тем больше помех он будет создавать и тем лучше нужен фильтр.
Рисунок 1.
Примерные габариты сердечников в зависимости от мощности источника питания сведены в таблицу 1. Обмотка мотается до заполения сердечника, диаметр(ы) провода следует выбирать из расчета 4-5 А/мм кв.
| Таблица 1 | ||||
| МОЩНОСТЬ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ | КОЛЬЦЕВОЙ СЕРДЕЧНИК | Ш-ОБРАЗНЫЙ СЕРДЕЧНИК | ||
| 200-400 Вт | Диаметр от 22 до 30 при толщине 6-8 мм | Ширина от 24 до 30 при толщине 6-8 мм | ||
| 400-800 Вт | Диаметр от 32 до 40 при толщине 8-10 мм | Ширина от 30 до 40 при толщине 8-10 мм | ||
| 800-1200 Вт | Диаметр от 40 до 45 при толщине 8-10 мм | Ширина от 40 до 45 при толщине 8-10 мм | ||
| 1200-1600 Вт | Диаметр от 40 до 45 при толщине 10-12 мм | Ширина от 40 до 45 при толщине 10-12 мм | ||
| 2000-2500 Вт | Диаметр от 40 до 45 при толщине 12-16 мм | Ширина от 40 до 45 при толщине 12-16 мм | ||
| 2500-3000 Вт | Диаметр от 40 до 45 при толщине 16-20 мм | Ширина от 40 до 45 при толщине 16-20 мм | ||
Здесь следует немного пояснить почему диаметр(ы) и что такое 4-5 А/мм кв.
Данная категория источников питания относится в высокочастотной. Теперь вспомним курс физики, а именно то место, в котором говорится, что на высоких частотах ток течет не по всему сечению проводника, а по его поверхности. И чем выше частота, тем большая часть сечения проводника остается не задействованной. По этой причине в импульсных высокочастотных устройствах обмотки выполняют с помощью жгутов, т.е. берется несколько более тонкив проводников и складывается вместе. Затем получившийся жгут немного скручивают вдоль оси, чтобы отдельные проводники не торчали в разные стороны во время намотки и этим жгутом наматывают обмотки.
4-5 А/мм кв означает, что напряженность в проводнике может достигать от четырех до пяти Ампер на квадрантный миллиметр. Этот параметр отвечает за нагрев проводника за счет пандения в нем напряжения, ведь проводник имеет, хоть и не большое, но все же сопротивление. В импульсной технике моточные изделия (дроссели, трансформаторы) имеют сравнительно не большие габариты, следовательно охлаждаться они будут хорошо, поэтому напряженность можно использовать именно 4-5 А/мм кв. А вот для традиционных трансформаторов, выполненных на железе, этот параметр не должен превышать 2,5-3 А/мм кв. Сколько проводов и какого сечения поможет расчитать табличка диаметров. Кроме этого табличка подскажет какую мощность можно получить при использовании того или иного количества проводов имеющегося в наличии провода, если использовать его в качестве первичной обмотки силового трансформатора. Открыть табличку.
Емкость конденсатора С4 должна быть не ниже 0,1 мкФ, если он используется вообще. Напряжение 400-630 В. Формулировка если он используется вообще используется не напрасно — основным фильтром является дроссель L1, а его индуктивность получилась довольно большой и вероятность проникновения ВЧ помех сводится практически до нулевых значений.
Диодный мост VD служит для выпрямления переменного сетевого напряжения. В каечстве диодного моста используется сборка типа RS (торцевые выводы). Для мощности в 400 Вт можно использовать RS607, RS807, RS1007 (на 700 В, 6, 8 и 10 А соответственно), поскольку установочные габариты у этих диодных мостов одинаковые.
Конденсаторы С7, С8, С11 и С12 необходимы для снижения импульсных помех, создаваемых диодами во время приближения переменного напряжения к нулю. Емкость данных конденсаторов от 10 нФ до 47 нФ, напряжение не ниже 630 В. Однако проведя несколько замеров было выяснено, что L1 хорошо справляется и с этими помехами, а для исключения влияния по первичным цепях вполне хватает конденсатора С17. Кроме этого свою лепту вносят и емкости конденсаторов С26 и С27 — для первичного напряжения они являются двумя, соединенными последовательно конденсаторами. Поскольку их номиналы равны, то итоговая емккость делится на 2 и эта емкость уже не только служит для работы силового трансформатора, но еще и подавляет импульсные помехи по первичному питанию. Исходя из этого мы отказались от использования С7, С8, С11 и С12, ну а если кому то уж очень хочется их установить, то на плате, со стороны дорожек места вполне достаточно.
Следующий фрагмент схемы — ограничители тока на R8 и R11 (рисунок 2). Данные резисторы необходимы для снижения тока зарядки электролитических конденсаторов С15 и С16. Данная мера необходима, поскольку в момент включения необходим очень большой ток. Ни предохранитель, ни диодный мост VD не способны, пусть даже кратковременно выдержать такой мощный токовый бросок, хотя индуктивность L1 и ограничивает максимальное значение протекающего тока, в данном случае этого не достаточно. Поэтому используются токоограничивающие резисторы. Мощность резисторов в 2 Вт выбрана не столько из за выделяемого тепла, а по причине довольно широкого резистивного слоя, способного кратковременно выдержать ток в 5-10 А. Для источников питания мощностью до 600 Вт можно использовать резисторы мощностью и 1 Вт, либо использовать один резистор мощностью 2 Вт, необходимо лишь соблюсти условие — суммарное сопротивление даннйо цепи не должно быть меньше 150 Ом и не должно быть больше 480 Ом. При слишком низком сопротивлении увеличивается шанс разрушения резистивного слоя, при слишком выском — увеличивается время заряда С15, С16 и напряжение на них не успеет приблизится к максимальному значению как сработает реле К1 и контактам этого реле придется коммутировать слишком большой ток. Если вместо резисторов МЛТ использовать проволочные, то суммарное сопротивление можно уменьшить до 47…68 Ом.
Емкость конденсаторов С15 и С16 выбирается так же в зависимости от мощности источника. Вычислить необходиму емкость можно воспользовавшись не сложной формулой : НА ОДИН ВАТТ ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТИ НЕОБХОДИМ 1 МКФ ЕМКОСТИ КОНДЕНСАТОРОВ ФИЛЬТРА ПЕРВИЧНОГО ПИТАНИЯ. Если есть сомнения в своих математических способностях можно воспользоваться табличкой, в которой просто ставите мощность источника питания, который вы собираетесь изготовить и смотрите сколько и каких конденсаторов Вам необходимо. Обратите внимание на то, что плата расчитана на установку сетевых электролитических конденсаторов диаметром 30 мм.
Рисунок 3
На рисунке 3 показанны гасящие резисторы основная цель которых сформировать стартовое напряжение. Мощность не ниже 2 Вт, на плату устанавливаются парами, друг над дружкой. Сопротивление от 43 кОм до 75 кОм. ОЧЕНЬ желательно, чтобы ВСЕ резисторы были одного номилала — в этом случае тепло распределяется равномерно. Для небольших мощностей используется маленькое реле с небольшим потреблением, поэтому можно обойтись 2 или тремя гасящими резисторами. На плате устанавливаются друг над дружкой.
Рисунок 4
Рисунок 4 — стабилизатор питания модуля управления — в любом корпусе интергарльный стабилизатор на +15В. Необходим радиатор. Размер… Обычно хватает радиатора от предпоследнего каскада отечественных усилителей. Можно попросить что-то в телемастерских — на телевезионных платах обычно 2-3 подходящих радиатора находятся. Второй как раз используется для охлаждения транзистора VT4, управляющего оборотами вентилятора (рисунок 5 и 6). Конденсаторы С1 и С3 можно использовать и 470 мкФ на 50 В, но такая замена подходит лишь для источников питания, использующих определенный тип реле, у которых сопротивление катушки довольно большое. На более мощных источниках используется более мощное реле и уменьшение емкости С1 и С3 крайне не желательно.
Рисунок 5
Рисунок 6
Транзистор VT4 — IRF640. Можно заменить на IRF510, IRF520, IRF530, IRF610, IRF620, IRF630, IRF720, IRF730, IRF740 и т.д.. Главное — он должен быть к орпусе ТО-220, иметь максимальное напряжение не ниже 40 В и максимальный ток не менее 1 А.
Транзистор VT1 — практически любой прямой транзистор с максимальным током более 1 А, желательно с маленьким напряжение насыщения. Одинаково хорошо становятся транзисторы в корпусах ТО-126 и ТО-220, поэтому можно подобрать уйму замен. Если прикрутить небольщой радиатор то вполне подойдет даже КТ816 (рисунок 7).
Рисунок 7
Реле К1 — TRA2 D-12VDC-S-Z или TRA3 L-12VDC-S-2Z. По сути — самое обыкновенное реле с обмоткой на 12 V и контактной группой способной коммутировать 5 А и более. Можно использовать реле, используемые в некоторых телевизрах для включения петли размагничивания, только учтите — контактная группа в подобных реле имеет другую цоколевку и даже если она становится на плату без проблем следует проверить какие выводы замыкаются при подаче напряжения на катушку. Отличаются TRA2 от TRA3 тем, что TRA2 имеют одну контактную группу, способную коммутировать ток до 16 А, а TRA3 имеет 2 контактные группы по 5А.
Кстати сказать — печатная плата предлагается в двух вариантах, а именно с использованием реле и без такового. В варианте без реле не используется система мягкого старта первичного напряжения, поэтому данный вариант пригоден для источника питания мощностью не более 400 Вт, поскольку без токоограничения включать на «прямую» емкость более 470 мкФ крайне не рекомендуется. Кроме того — в качестве диодного моста VD ОБЯЗАТЕЛЬНО должен использоваться мост с максимальным током 10 А, т.е. RS1007. Ну а роль реле в варианте без софт-старта выполняет светодиод. Фунция дежурного режима сохранена.
Кнопки SA2 и SA3 (подразумевается, что SA1 — сетевой выключатель) — кнопки любого типа без фиксации, для которых можно изготовить отдельную печатную плату, а можно закрупить и другим удбным способом. Необходимо помнить, что контакты кнопок гальванически связанны с сетью 220 В, поэтому необходимо исключить вероятность их касания в процессе эксплуатации источника питания.
Аналогов контроллера TL494 довольно много, можно использовать любой, только учтите — у разных производителей возможны некоторые различия параметров. Например при замене одного производителя на другого может измениться частота преобразования, но не сильно, а вот выходное напряжение может измениться вплоть до 15%.
IR2110 в принципе не дефецитный драйвер, да и аналогов у нее не так много — IR2113, но IR2113 имеет большее количество вариантов корпуса, поэтому будьте внимательны — необходим корпус DIP-14.
При монтаже платы вместо микросхем лучше использовать разъемы для микросхем (панельки), идеально — цанговые, но можно и обычные. Данная мера позволит избежать некоторых недоразумений, поскольку брака среди и TL494 (нет выходных импульсов, хотя тактовый генератор работает), и среди IR2110 (нет управляющих импульсов на верхний транзистор) довольно много, так что условия гарантии следует согласовать с продавцом микросхем.
Рисунок 8
На рисунке 8 показана силовая часть. Диоды VD4…VD5 лучше использовать быстрые, например SF16, но при отсутствии таковых HER108 тоже вполне подойдут. С20 и С21 — суммарная емкость не менее 1 мкФ, поэтому можно использовать 2 конденсатора по 0,47 мкФ. Напряжение не менее 50 В, идеально — пленочный конденсатра на 1 мкФ 63 В (в случае пробоя силовых транзисторов пленочный остается целым, а многослойная керамика погибает). Для источников питания мощностью до 600 Вт сопротивление резисторов R24 и R25 может быть от 22 до 47 Ом, поскольку емкости затворов силовых транзисторов не очень велики.
Силовые транзисторы могут быть любыми из приведенных в таблице 2 (корпус ТО-220 или ТО-220Р).
| Таблица 2 | ||||||
| Наименование | Емкость затвора, пкФ | Макс напряжение, В | Макс ток, А | Тепловая мощн, Вт | Сопротивление, Ом | |
| IRF740 | 1400-1600 | 400 | 10 | 125 | 0,55 | |
| IRF840 | 1300 | 500 | 8 | 125 | 0.75-0.85 | |
| IRFBC40 | 1300 | 600 | 6 | 125 | 1.2 | |
| SPA20N60C3 | 2400 | 650 | 20 | 34 | 0.19 | |
| SPP20N60C3 | 2400 | 650 | 20 | 200 | 0.19 | |
| STP10NK60ZFP | 1400 | 600 | 10 | 35 | 0.75 | |
| STP10NK60Z | 1400 | 600 | 10 | 115 | 0.75 | |
| STP14NK60Z | 2200 | 600 | 13 | 160 | 0.5 | |
| STP14NK60ZFP | 2200 | 600 | 13 | 40 | 0.5 | |
| STP9NK65Z | 1150 | 650 | 6 | 125 | 1.2 | |
| STP9NK65ZFP | 1150 | 650 | 6 | 30 | 1.2 | |
| STP10NK80Z | 2200 | 800 | 9 | 160 | 0.9 | |
| STP10NK80ZFP | 2200 | 800 | 9 | 40 | 0.9 | |
| STP17NK40ZPFP | 400 | 15 | 35 | 0.23 | ||
| Если тепловая мощность не превышает 40 Вт значит корпус транзистора полностью пластмассовый и требуется теплоотвод большей площади, чтобы не доводить температуру кристалла до критического значения. Напряжение затвора для всех не более ±20 В | ||||||
Тиристоры VS1 и VS в принципе марка значения не имеет, главное — максимальный ток должен составлять не менее 0,5 А и корпус должен быть ТО-92. Мы используем либо MCR100-8, либо MCR22-8.
Диоды для слаботочного питания (рисунок 9) желательно выбирать с маленьким временем восстановления. Вполне подойдут диоды серии HER, например HER108, но можно использоваь и другие, например SF16, MUR120, UF4007. Резисторы R33 и R34 на 0,5 Вт, сопротивление от 15 до 47 Ом, причем R33=R34. Служебная обмотка, работающая на VD9-VD10 должна быть рассчитана на 20 В стабилизированного напряжения. В таблице расчета обмоток она отмечена красным.
Рисунок 9
Силовые выпрямительные диоды могут использоваться как в корпусе ТО-220, так и в корпусе ТО-247. В обоих вариантах печатной платы подразумевается, что диоды будут установлены друг над дружкой и с платой соединяться проводниками (рисунок 10). Разумеется, что при установке диодов следует использовать термопасту и изолирующие прокладки (слюду).
Рисунок 10
В качестве выпрямительных диодов желательно использовать диоды с маленьким временем восстановления, поскольку от этого зависит нагрев диодов на холостом ходу (сказывается внутренняю емкость диодов и они просто греются сами по себе, даже без нагрузки). Список вариантов сведен в таблицу 3
| Таблица 3 | |||
| Наименование | Максимальное напряжение, В | Максимальный ток, А | Время восстановления, нано сек |
| 8ETH06 | 600 | 8 | 30 |
| 15ETH06 | 600 | 15 | 35 |
| 15ETH06FP | 600 | 15 | 35 |
| 30EPH06 | 600 | 30 | 28 |
| 30ETH06 | 600 | 30 | 40 |
| 40EPF06 | 600 | 40 | 60 |
| HFA15TB60 | 600 | 15 | 60 |
| HFA16TB120 | 1200 | 16 | 30 |
| HFA25TB60 | 600 | 25 | 75 |
| HFA30PB120 | 1200 | 30 | 40 |
| MUR1520 | 200 | 15 | 35 |
| MUR820 | 200 | 8 | 25 |
| MUR860 | 600 | 8 | 50 |
| SF84 | 200 | 8 | 35 |
Трансформатор тока выполняет две роли — используется именно как трансформатор тока и как индуктивность, включенная последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора, что позволяет несколько снизить скорость появляения тока в первичной обмотке, что ведет к уменьшению выбросов самоиндукции (рисунок 11).
Рисунок 11
Строгих формул для расчета данного трансформатора нет, но вот соблюсти некоторые ограничения настоятельно рекомендуется:
| ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 200 ДО 500 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 12…18 ММ ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 400 ДО 800 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 18…26 ММ ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 800 ДО 1800 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 22…32 ММ ДЛЯ МОЩНОСТЕЙ ОТ 1500 ДО 3000 ВТ — КОЛЬЦО ДИАМЕТРОМ 32…48 ММ | КОЛЬЦА ФЕРРИТОВЫЕ, ПРОНИЦАЕМОСТЬЮ 2000, ТОЛЩИНОЙ 6…12 ММ |
КОЛИЧЕСТВО ВИТКОВ ПЕРВИЧНОЙ ОБМОТКИ:
3 ВИТКА ДЛЯ ПЛОХИХ УСЛОВИЙ ОХЛАЖДЕНИЯ И 5 ВИТКОВ ЕСЛИ ВЕНТИЛЯТОР ОБДУВАЕТ НЕПОСРЕДСТВЕННО ПЛАТУ
КОЛИЧЕСТВО ВИТКОВ ВТОРИЧНОЙ ОБМОТКИ:
12…14 ДЛЯ ПЕРВИЧНОЙ ИЗ 3-Х ВИТКОВ И 20…22 ДЛЯ ПЕРВИЧНОЙ ИЗ 5-ТИ ВИТКОВ
ГОРАЗДО УДОБНЕЙ ТРАНСФОРМАТОР НАМОТАТЬ СЕКЦИОННО — ПЕРВИЧНАЯ ОБМОТКА НЕ ПЕРЕХЛЕСТЫВАЕТСЯ СО ВТОРИЧНОЙ. В ЭТОМ СЛУЧАЕ ОТМОТАТЬ-ДОМОТАТЬ ВИТОК К ПЕРВИЧНОЙ ОБМОТКЕ НЕ ПРЕДСТАВЛЯЕТ ТРУДА. В ФИНАЛЕ ПРИ НАГРУЗКЕ В 60% ОТ МАКСИМАЛЬНОЙ НА ВЕРХНЕМ ВЫВОДЕ R27 ДОЛЖНО БЫТЬ ПОРЯДКА 12…15 В
Первичная обмотка трансформатора мотается тем же, что и первичная обмотка силового трансформатора TV2, вторичная двойным проводом диаметром 0,15…0,3 мм.
Для изготовления силового трансформатора импульсного блока птания следует воспользоваться программой для расчета импульсных трансформаторов. Конструктив сердечника принципиального значения не имеет — может быть и тороидальным и Ш-образным. Печатные платы позволяют без проблемно использовать и тот и другой. Если габаритной мощности Ш-образного средечника не хватает его можно так же сложить в пакет, как кольца (рисунок 12).
Рисунок 12
Ш-образными ферритами можно разжиться в телемастерских — не чато, но трансформаторы питания в телевизорах выходят из строя. Легче всего найти блоки питания от отечественных телевизоров 3…5-го. Не стоит забывать, что в случае, если требуется трансформатор из двух-трех средечников, то ВСЕ средечники должны быть одной марки, т.е. для разборки необходимо использовать трансформаторы одного типа.
Если силовой трансформатор будет изготовлен из колец 2000, то можно воспользоваться таблицей 4.
| РЕАЛИЗАЦИЯ | РЕАЛЬНЫЙ ТИПОРАЗМЕР | ПАРАМЕТР | ЧАСТОТА ПРЕОБРАЗОРВАНИЯ | ||||||
| МОЖНО БОЛЬШЕ | ОПТИМАЛЬНО | СИЛЬНЫЙ НАГРЕВ | |||||||
| 50 кГц | 60 кГц | 70 кГц | 80 кГц | 90 кГц | 100 кГц | 110 кГц | |||
| 1 КОЛЬЦО К40х25х11 | К40х25х11 | ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ | 130 | 160 | 175 | 200 | 220 | 250 | 270 |
| ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ | 145 | 120 | 105 | 90 | 80 | 72 | 65 | ||
| 2 КОЛЬЦА К40х25х11 | К40х25х22 | ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ | 230 | 280 | 330 | 370 | 420 | 470 | 520 |
| ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ | 72 | 60 | 52 | 45 | 40 | 36 | 33 | ||
| 1 КОЛЬЦО К45х28х8 | К45х28х8 | ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ | 135 | 150 | 180 | 200 | 230 | 240 | 270 |
| ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ | 174 | 145 | 124 | 110 | 97 | 87 | 79 | ||
| 2 КОЛЬЦА К45х28х8 | К45х28х16 | ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ | 240 | 290 | 340 | 390 | 440 | 480 | 530 |
| ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ | 87 | 73 | 62 | 55 | 49 | 44 | 40 | ||
| 3 КОЛЬЦА К45х28х8 | К45х28х24 | ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ | 360 | 440 | 510 | 580 | |||
| ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ | 66 | 55 | 47 | 41 | |||||
| 4 КОЛЬЦ А К45х28х8 | К45х28х32 | ГАБАРИТНАЯ МОЩНОСТЬ | 490 | 580 | |||||
| ВИТКОВ НА ПЕРВ ОБМОТКУ | 50 | 41 | |||||||
| КОЛИЧЕСТВО ВИТКОВ ВТОРИЧНОЙ ОБМОТКИ РАСЧИТЫВАЕТСЯ ЧЕРЕЗ ПРОПОРЦИЮ, УЧИТЫВАЯ ТО, ЧТО НАПРЯЖЕНИЕ НА ПЕРВИЧНОЙ ОБМОТКЕ РАВНО 155 В ИЛИ ПРИ ПОМОЩИ ТАБЛИЦЫ (ИЗМЕНЯТЬ ТОЛЬКО ЖЕЛТЫЕ ЯЧЕЙКИ) | |||||||||
Обратите внимание, что стабилизация напряжения осуществляется при помощи ШИМ, следовательно выходное расчетное напряжение вторичных обмоток должно быть минимум на 30 % больше, чем вам необходимо. Оптимальные параметры получаются, когда расчетной напряжение составляет на 50…60% больше, чем необходимо стабилизировать. Например Вам необходим источник с выходным напряжением 50 В, следовательно вторичная обмотка силового трансформатора должна расчитываться на выходное напряжение 75…80 В. В таблице расчетов вторичной обмотки этот коэфициент учтен.
Зависимость частоты преобразования от номиналов С5 и R5 показана на графике:
Использовать довольно большое сопротивление R5 не рекомендуется — слишком большое магнитное поле находится совсем не далеко и возможны наводки. Поэтому остановимся на «среднем» номинале R5 в 10 кОм. При таком сопротивлении частотозадающего резистора получаются следующие частоты преобразования:
| Параметры получены у данного производителя | R5 | C5 | Частота преобразования |
| 10 кОм | 680 пкФ | 110 кГц | |
| 820 пкФ | 91 кГц | ||
| 1000 пкФ | 78 кГц | ||
| 1200 пкФ | 67 кГц | ||
| 1500 пкФ | 54 кГц |
(!) Тут следует сказать несколько слов о намотке трансформатора. Довольно часто приходят возмущения, мол при самостоятельном изготовлении источник либо не отдает необходиму мощность, либо силовые транзисторы сильно греются даже без нагрузки.
Откровенно говоря с такой проблемой мы тоже сталкнулись используя кольца 2000, но нам было проще — наличие измерительной аппартуры позволило выяснить в чем причина таких казусов, а она оказалась довольно ожидаемой — магнитная проницаемость феррита не соответсвует маркировки. Другими словами на «слабеньких» трансформаторах пришлось отматывать первичную обмотку, на «греющихся силовых транзисторах» наоборот — доматывать.
Немного позже мы отказалиьс от использования колец, однако тот феррит который мы используем вообще был не макрирован, поэтому пошли на радикальные меры. К собранной и отлаженной плате подключается трансформатор с расчетным количеством витков первичной обмотки и изменяется частота преобразования установленным на плату подстроечным резистором (вместо R5 устанавливается подстроечник на 22 кОм). В момент включения частоат преобразования устанавливается в пределах 110 кГц и начинает снижаться вращением движка подстроечного резистора . Таким образом выясняется частота при которой сердечник начинает входить в насыщение, т.е. когда силовые транзисторы начинают греться без нагрузки. Если частота снижается ниже 60 кГц, то первичная обмотка отматывается, если же температура начинает повышаться на 80 кГц, то первичная обмотка доматывается. Таким образом выясняется количество витков именно для этого сердечника и тоько после этого наматывается вторичная обмотка с использованием предлагаемой выше таблички и на упаковках проставляется количество витков первички для того или иного средечника..
Если качество вашего сердечника вызывает сомнения, то лучше изготовить плату, проверить ее на работоспособность и только после этого изготавливать силовой трансформатор используя описанную выше методику..
Дроссель групповой стабилизации. Кое где даже мелькало суждение, что он ну никак не может работать, поскольку через него протекает постоянное напряжение. С одной стороны подобные суждения верны — напряжение действительно одной полярности, значит может быть опознанно как постоянное. Однако автор подобного суждения не учел тот факт, что напряжение хоть и постонное, но оно пульсирующее и во время работы в данном узле происходит далеко не один процесс (протекание тока), а множество, поскольку дроссель содержит не одну обмотку, а минимум две (если выходное напряжение нужно двуполярное) или 4 обмотки, если необходимо два двуполярных напряжения (рисунок 13).
Рисунок 13
Изготовить дроссель можно и на кольце и на Ш-образхном феррите. Габариты конечно же зависят от мощности. Для мощностей до 400-500 Вт хватает средечника от сетевого фильтра питания телевизоров с 54-х см диагональю и выше (рисунок 14). Конструктив сердечника не принципиален
Рисунок 14
Мотается так же как и силовой трансформатор — из нескольких тонких проводников, свитых в жгут или склеенных в ленту из расчета 4-5 А/мм кв. Теоритически — чем больше витков — тем лучше, поэтому обмотка укладывается до заполнения окна, причем сразу в 2 (если нужен двуполярный источник) или в 4 провода (если нужен источник с двумя двуполярными напряжениями.
После сглаживающих конденсаторов стоят выходные дроссели. Особых требований к ним не предъявляется, габариты… Платы расчитаны на установку сердечников от фильтров сетевого питания телевизоров. Наматывают до заполнения окна, сечение из расчета 4-5 А/мм кв (рисунок 15).
Рисунок 15
Выше упоминалась лента в качетсве обмотки. Здесь следует остановится несколько подробней.
Что лучше? Жгут или лента? И у того и у другого способа есть свои преимущества и недостатки. Изготовление жгута наиболее простой способ — растянул необходимое количество проводов, а затем скрутил их в жгут при помощи дрели. Однако такой способ увеличивает суммарную длину проводников за счет внутреннего кручения, а так же не позволяет добиться идентичности магнитного поля во все проводниках жгута, а это, пусть и не большие, но все же потери на тепло.
Изготовление ленты более трудоемко и немного дороже обходится, поскольку необходимое количество проводников растягивается и затем, при помощи полиуританового клея (ТОП-ТОП, СПЕЦИАЛИСТ, МОМЕНТ-КРИСТАЛЛ) склеивается в ленту. Клей наносят на провод небольшими порциями — по 15…20 см длинны проводника и затем зажав жгут между пальцами как бы втирают его следя за тем, чтобы провода уложились в ленту, на подобии ленточных жгутов, используемых для соединения дисковых носителей с материнской платой IBM компьютеров. После того как клей прихватился наносится новая порция на 15…20 см длины проводов и снова разглаживается пальцами до получения ленты. И так по всей длине проводника (рисунок 16).
Рисунок 16
После полного высыхания клея производят намотку ленты на сердечник, причем первой наматывается обмотка с большим количеством витков (как правило и меньшим сечением), а сверху уже более сильноточные обмотки. После намотки первого слоя необходимо ленту «уложить» внутри кольца воспользовавшись выструганным из дерева конусообразным колышком. Максимальный диаметр колышка равен внутреннему диаметру используемого кольца, а минимальный — 8…10 мм. Длина конуса должна быть не меньше 20 см и измение диаметра должно быть равномерным. После намотки первого слоя кольцо просто одевают на колышек и с усилием надавливают таким образом, чтобы кольцо довольно сильно заклинило на колышке. Затем кольцо снимают, переворачивают и снова одевают на колышек с тем же усилием. Колышек должен быть достаточно мягким, чтоб не повредить изоляцию обмоточного провода, поэтому твердые породы дерева для этих целей не подойдут. Таким образом проводники укладывают строго по форме внутреннего диаметра сердечника. После намотки следующего слоя провод снова «укладывают» при помощи колышка и так делают после намотки каждого следующего слоя.
После намотки всех обмоток ( не забывая использовать межобмоточную изоляцию) трансформатор желательно прогреть до 80…90°С в течении 30-40 мин (можно воспользоваться духовкой газовой или электрической печки на кухне, но не следует перегревать). При этой температуре полиуритановый клей делается эластичным и снова приобретает клеящие свойства склеивая между собой уже не только проводники расположенные параллельно самой ленте, но и находящиеся сверху, т.е. происходит склеивание слоев обмоток между собой, что добавляет механической жесткости обмоткам и исключает какие либо звуковые эффекты, появление которых иногда случается при плохой стяжке проводников силового трансформатора (рисунок 17).
Рисунок 17
Плюсами такой намотки является получения идентичного магнитного поля во все проводах ленточного жгута, поскольку геометрически они располагаются одинаково по отношению к магнитному полю. Такой ленточный проводник гораздо легче равномерно распределять по всему периметру сердечника, что очень актуально даже для типовых трансформаторов, а для импульсных является ОБЯЗАТЕЛЬНЫМ условием. Используя ленту можно добиться довольно плотной намотки, причем увеличив доступ охлаждающего воздуха к виткам, расположенным непосредственно внутри обмотки. Для этого достаточно количество необходимых проводов разделить на два и сделать две одинаковых ленты, которые будут наматываться друг на друга. Таким образом увеличится толщина намотки, но появится большое расстояние между витками ленты, обеспечивая доступ воздуха внутрь трансформатора.
В качестве межслойной изоляции лучше всего использовать фторопластовую пленку — очень эластична, что компенсирует напряженность одного края, возникающего при намотке на кольцо, имеет довольно большое пробивное напряжение, не чувствительна к температурам до 200°С и очень тонкая, т.е. не будет занимать много места в окне сердечника. Но она не всегда имеется под рукой. Использовать виниловую изоленту можно, но она чувствительна к температурам выше 80°С. Изолента на основе материи к температурам устойчива, но имеет маленькое пробивное напряжение, поэтому при ее использовании необходимо наматывать минимум 2 слоя.
Каким бы проводником и в какой бы последовательности Вы не наматывали дроссели и силовой трансформатор следует помнить о длине выводов
Если Дроссели и силовой трансформатор изготавливаются с использованием ферритовых колец, то не надо забывать, что перед намоткой края ферритового кольца следует скруглить, поскольку они достаточно остры, а феррит материал довольно прочный и может повредить изоляцию на обмоточном проводе. После обработки феррит обматывается фторопластовой лентой или матерчатой изолентой и наматывается первая обмотка.
Для полной идентичности одинаковых обмоток обмотки мотаются сразу в два провода (подразумевается сразу в два жгута) которые после намотки прозваниваются и начало одной обмотки соединяется с концом другой.
После намотки трансформатора необходимо удалить лаковую изоляцию на проводах. Это самый не приятный момент, поскольку ОЧЕНЬ трудоемкий.
Прежде всего необходимо зафиксировать вывода на самом трансформаторе и исключить вытягивание отдельных проводов их жгута при механических воздействиях. Если жгут ленточный, т.е. клееный и после намотки прогретый, то достаточно намотать на отводы несколько витков тем же обмоточным проводом непосредственно возле тела трансформатора. Если же используется витой жгут, то его необходимо дополнительно свить у снования вывода и так же зафиксировать, намотав несколько витков провода. Далее вывода либо обжигаются при помощи газовой горелки сразу все, либо зачищаются по одному при помощи канцелярского резака. Если лак отжигался, то после остывания провода защищаются наждачной бумагой и свиваются.
После удаления лака, зачистки и свивки вывода необходимо защитить от окисления, т.е. покрыть канифольным флюсом. Затем трансформатор устанавливают на плату, все вывода, кроме вывода первичной обмотки подключаемого к силовым транзисторам, вставляются в соответствующие отверстия, на всякий случай следует «прозвонить» обмотки. Особое внимание следует обратить на фазировку обмоток, т.е. на соответствие начала обмотки с принципиальной схемой. После того как вывода трансформатора вставлены в отверстия следует их укоротить так, чтобы от конца вывода до печатной платы было 3…4 мм. Затем свитый вывод «раскручивается» и в место пайки помещается АКТИВНЫЙ флюс, т.е. это либо гашенная соляная кислота, на кончик спички берется капелька и переносится в место пайки. Либо в глицерин добавляется ацетил-салициловая кислота кристаллическая (аспирин) до получения кашеобразной консистенции (и то и другое можно приобрести в аптеке, в рецептурном отделе). После этого вывод припаивается к печатной плате, тщательно прогревая и добиваясь равномерного расположения припоя вокруг ВСЕХ проводников отвода. Затем вывод укорачивается по высоте пайки и плата тщательно моется либо спиртом (90% минимум), либо очищенным бензином, либо смесью бензина с растворителем 647 (1:1).
ПЕРВОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ
Включение, проверка работоспособности производится в несколько этапов позволяющих избежать неприятностей, которые однозначно возникнут при ошибке в монтаже.
1. Для проверки данной конструкции потребуется отдельный источник питания с двуполярных напряжением ±15…20 В и мощность 15…20 Вт. Первое включение производят подключив МИНУСОВОЙ ВЫВОД дополнительного источника питания к минусовой первичной шине питания преобразователя, а ОБЩИЙ подключают в плюсовому выводу конденсатора С1 (рисунок 18). Таким образом симмулируется питани модуля управления и он проверяется на работоспосбность без силовой части. Тут желательно использовать осцилограф и частотомер, но если их нет, то можно обойтись и мультиметром, желательно стрелочны (цифровые не адекватно реагируют на пульсирующие напряжения).
Рисунок 18
На выводах 9 и 10 контроллера TL494 стрелочный прибор, включенный на измерение постоянного напряжения должен показать почти половину напряжения питания, что говорит о том, что на микросхеме имеются прямоугольные импульсы
Так же должно сработать реле К1
2. Если модуль работает нормально, то следует проверить силовую часть, но опять же не от высокого напряжения, а используя доп источник питания (рисунок 19).
Рисунок 19
При такой последовательности проверки что либо сжечь весьма затруднительно даже при серьезных ошибках монтажа (замыкание между дорожками платы, не пропайка элементов) поскольку мощности дополнительного блока не хватит. После включения проверяется наличие выходных напряжения преобразователя — конечно же оно будет значительно ниже расчетного (при использовании доп источника ±15В выходные напряжения будут занижены примерно в 10 раз, поскольку первичное питание составляет не 310 В а 30 В), тем не менее наличие выходных напряжений говорит о том, что в силовой части нет ошибок и можно переходить к терьей части проврки.
3. Первое включение от сети необходимо производить с токоограничением в качестве которого может выступить обычная лампа накаливания на 40-60 Вт, которую подключают вместо предохранителя. Радиаторы уже должны быть установлены. Таким образом в случае чрезмерного потребления по какой либо причине лампа загорится, а вероятность выхода из строя сведется к минимуму. Если же все нормально, то производят регулировку выходного напряжения резисторовм R26 и проверяют нагрузочную способность источника подключив к выходу такую же лампу накаливания. Включенная вместо предохранителя лампа должна загоряется (яркость зависит от выходного напряжения, т.е. от того какую мощность источник будет отдавать. Выходное напряжение регулируется резистором R26, однако может потебоваться подбор R36.
4. Проверка работоспособности производится с установленным на место предохранителем. В качестве нагрузки можно использовать нихромовую спираль для электропечек мощность 2-3 кВт. Два отрезка провода подпаивают к выходу источника питания, для начала к плечу, с котрого производится контроль выходного напряжения. Один провод прикручивается к концу спирали, на второй устанавливается «крокодил». Теперь, переустанавливая «крокодил» по длине спирали, можно оперативно менять сопротивление нагрузки (рисунок 20).
Рисунок 20
Будет не лишним на спирали сделать «растяжки» в местах с определенным сопротивлением, например каждые 5 Ом. Подключаясь к «растяжкам» Уже заранее будет известно какая нагрузка и какая выходная мощность на данный момент. Ну а мощность можно вычислить по закону Ома (используется в табличке).
Все это необходимо для регулировки порога срабатывания защиты от перегрузки, которая должна устойчиво срабатывать при превышении реальной мощности на 10-15% расчетную. Так же проверяется как устойчиво источник питания держит нагрузку.
Если источник питания не отдает расчетную мощность значит какая то ошибка закралась при изготовлении трансформатора — смотрим выше как расчитать витки под реальный сердечник.
Осталось внимательно изучить как изготовить печатную плату, а это подробно описанно здесь И можно приступать к сборке. Необходимые чертежи печатной платы с первоисточником в формате LAY лежат в этом архиве. Чертежи в формате Word в этом архиве, ну а краткое описание по сборке здесь.
Если что то не понятно — спрашивайте — и ответим, и дополним архивы.
Не много дополнительной информации:
| САМОДЕЛЬНЫЕ ПРЕДОХРАНИТЕЛИ | |
| ТОК ПЕРЕГОРАНИЯ, А | ДИАМЕТР МЕДНОГО ПРОВОДА, мм |
| 0,5 | 0,022 |
| 1 | 0,039 |
| 2 | 0,073 |
| 3 | 0,1 |
| 5 | 0,173 |
| 7,5 | 0,24 |
| 10 | 0,31 |
| 15 | 0,44 |
| 20 | 0,56 |
| Цветовая маркировка резисторов | |||||
Цвет знака | Первая | Вторая | Третья | Множе- | Допуск |
Серебристый | — | — | — | 10^-2 | 10 |
Золотистый | — | — | — | 10^-1 | 5 |
Черный | — | 0 | — | 1 | — |
Коричневый | 1 | 1 | 1 | 10 | 1 |
Красный | 2 | 2 | 2 | 10^2 | 2 |
Оранжевый | 3 | 3 | 3 | 10^3 | — |
Желтый | 4 | 4 | 4 | 10^4 | — |
Зеленый | 5 | 5 | 5 | 10^5 | 0,5 |
Голубой | 6 | 6 | 6 | 10^6 | 0,25 |
Фиолетовый | 7 | 7 | 7 | 10^7 | 0,1 |
Серый | 8 | 8 | 8 | 10^8 | 0,05 |
| ПРИМЕРНАЯ МОЩНОСТЬ УСИЛИТЕЛЯ В ЗАВИСИМОСТИ ОТ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ И СОПРОТИВЛЕНИЯ НАГРУЗКИ | ||||||||
| АМПЛИТУДА ПОКАЗАНИЯ ОСЦИЛОГРАФА | ДЕЙСТВУЮЩЕЕ ПОКАЗАНИЯ ВОЛЬТМЕТРА | 4 Ома | 8 Ом | АМПЛИТУДА ПОКАЗАНИЯ ОСЦИЛОГРАФА | ДЕЙСТВУЮЩЕЕ ПОКАЗАНИЯ ВОЛЬТМЕТРА | 4 Ома | 8 Ом | |
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 46 48 50 | 0,71 1,41 2,12 2,83 3,54 4,24 4,95 5,66 6,36 7,07 7,78 8,49 9,19 9,9 10,61 11,32 12,02 12,73 13,44 14,14 15,56 16,97 18,39 19,8 21,22 22,63 24,05 25,46 26,87 28,29 29,7 31,12 32,53 33,95 35,36 | 0,13 0,5 1,12 2 3,13 4,49 6,13 8,01 10,11 12,5 15,13 18,02 21,11 24,5 28,14 32,04 36,12 40,51 45,16 49,98 61 72 85 98 113 128 145 162 180 200 221 242 265 288 313 | 0,06 0,25 0,56 1 1,57 2,25 3,06 4 5,06 6,25 7,57 9,01 10,56 12,25 14,07 16,02 18,06 20,26 22,58 24,99 30 36 42 49 56 64 72 81 90 100 110 121 132 144 156 | 52 54 56 58 60 62 64 66 68 70 72 74 76 78 80 82 84 86 88 90 92 94 96 98 100 105 110 115 120 125 130 135 140 145 150 | 36,78 38,19 39,6 41,02 42,43 43,85 45,26 46,68 48,09 49,5 50,92 52,33 53,75 55,16 56,58 57,99 59,41 60,82 62,23 63,65 65,06 66,48 67,89 69,31 70,72 74,26 77,79 81,33 84,87 88,4 91,94 95,47 99,01 102,55 106,08 | 338 365 392 421 450 481 512 545 578 613 648 685 722 761 800 841 882 925 968 1013 1058 1105 1152 1201 1250 1379 1513 1654 1801 1954 2113 2279 2451 2629 2813 | 169 182 196 210 225 240 256 272 289 306 324 342 361 380 400 420 441 462 484 506 529 552 576 600 625 689 756 827 900 977 1057 1139 1225 1315 1407 | |
| Обычно амплитуда на выходе мощных усилителей класса АВ на 3…7 В меньше напряжения питания, следовательно если напряжение питания будет составлять ±50 В, то на выходе будет амплитуда 43…47 В, т.е. усилитель мощности может отдать в нагрузку 4 Ома 230…270 Вт. | ||||||||
Источник питания на полевых транзисторах типа IRF3205 — Меандр — занимательная электроника
Для питания различных транзисторных конструкций решил собрать источник питания (далее — ИП) со стабилизатором на полевых транзисторах, так как они имеют малое падение напряжения при больших токах в нагрузке.
Собрал и проверил схему стабилизатора RK9UC [1], показанную на рис.1. Эта схема выбрана из-за того, что имеет узел ограничения тока в нагрузке (за это отвечают элементы R6 R7 и VT5, выделенные на рис.1 рамкой). Узел ограничения тока в нагрузку позволяет уменьшить последствия аварийных ситуаций, поскольку надеяться только на один предохранитель не очень разумно. Правда, мне не понравилось место установки «датчика тока» R7 в схеме.
Рис. 1
Перед сборкой стабилизатора, показалось, что из-за него возможна просадка выходного напряжения. Так как из-за падения напряжения на «датчике тока» R7 «регулируемый стабилитрон» DA1 будет неправильно корректировать выходное напряжение.
При испытании ИП, уже при токе нагрузки всего 4 А напряжение на нагрузке проседало с 14,56 до 13,72 В. При закорачивании «датчика тока» R7 «просадка» значительно уменьшалась.
Чтобы спасти изготовленный мною ИП от радикальных переделок, было принято решение, перенести элементы R6, R7 и VT5 в цепь положительного напряжения, и поставить их перед стабилизатором, между выходом выпрямителя и стоками полевых транзисторов, так как сделал RA3WDK [2].
Работа устройства
Схема доработанного ИП показана на рис.2. Он обеспечивает выходное напряжение в пределах 9… 17 В, при токе в нагрузку до 14 А, это значение тока ограничено мощностью примененного трансформатора Тр1 типа ТС-180. Если применить трансформатор типа ТС-270, максимальный ток может быть 20 А. При этом придется добавить еще один транзистор типа IRF3205, включенный параллельно транзисторам VT3 и VT4.
Рис. 2
Для работы стабилизатора на полевых транзисторах VT3 и VT4 необходимо, чтобы напряжение на входе выпрямителя было на 2…3 В больше чем на выходе.
Но для нормальной работы полевых транзисторов VT3 и VT4 типа IRF3205 напряжение на их затворах должно быть на 5…7 В больше чем на истоках. Для этого нужно либо поднять выпрямленное напряжение на входе всего стабилизатора или использовать дополнительный удвоитель напряжения на элементах СЗ VD5 VD6 С6 для питания цепи затворов транзисторов VT3 и VT4.
При увеличении тока нагрузки свыше расчетного, падение напряжения на резисторе R2 превысит значение 0,7 В. Это напряжение, через резистор R3 будет приложено к переходу база-эмиттер транзистора VT1, открывая его. Ток через открытый переход коллектор-эмиттер транзистора VT1 и резисторы R4 и R5, создает падение напряжения на резисторе R5. Это напряжение, приложенное к переходу база-эмиттер транзистора VT2, открывает его. Открытый переход коллектор-эмиттер транзистора VT1 шунтирует «регулируемый стабилитрон» DA1, вследствие чего выходное напряжение уменьшается на столько, на сколько это необходимо для ограничения тока в нагрузке, согласно заданной величине.
Резисторы R7 и R9 предназначены для равномерного распределения тока между полевыми транзисторами VT3 и VT4. Стабилитрон VD8 служить для защиты цепи стоков полевых транзисторов VT3 и VT4. Конденсатор С7 служит для повышения помехоустойчивости узла ограничения тока в нагрузке.
Конструкция и детали
Детали для помехоподавляющего фильтра С1, L1, С2 взяты от импортного компьютерного монитора. Силовой трансформатор Тр1 типа ТС-180, у которого смотаны вторичные обмотки, а вместо них намотано по одной обмотке на каждой катушке с выходным напряжением 9 В, которые включены последовательно.
Диодный мост VD1 — VD4 — диоды с барьером Шоттки, например КД2999, КД2997. Подстроенный резистор R12, для установки выходного напряжения, проволочный, установленный на передней панели. Резистор R2 состоит из двух, соединенных параллельно, резисторов 0,1 Ом 5 Вт.
Емкость конденсаторов С4 и С5 выбирается из расчета 1000 мкФ на каждый 1 А требуемого максимального тока нагрузки.
Транзистор VT1 — маломощный p-n-p, например КТ361 с любым буквенным индексом. Транзистор VT2 – n-p-n, например КТ815, КТ817 с любым буквенным индексом. Транзисторы VT3 и VT4 установлены на радиатор, площадью 200…250 см2. Стабилитрон VD8 — симметричный, на напряжение 8… 12 В, например КС210А, КС213А,
Микроамперметр РА1 на 150 — 200 мкА от кассетных магнитофонов, например М68501, М476/1. Родная шкала снята, вместо нее установлена самодельная шкала, изготовленная с помощью программы FrontDesigner_3.0.
Настройка источника питания
Изменяя сопротивление резисторов R11 и R13, устанавливаем пределы регулировки выходного напряжения. При указанных сопротивлениях резисторов R11 — R13 выходное напряжение регулируется в пределах 9… 17 В.
Нагружаем ИП на эквивалент нагрузки, мощный резистор с сопротивлением 1… 1,5 Ом. Последовательно с эквивалентом подключаем образцовый амперметр. Подбором сопротивления резистора R1 калибруем амперметра РА1. Движком резистора R12 увеличиваем напряжение на выходе, тем самым увеличиваем ток в нагрузку сверх расчетного уровня. Смотрим, есть ли ограничение тока, работает ли стабилизация тока?
Результаты после переделки ИП:
- Напряжение Uxx = 14,64 В;
- При токе нагрузки 12 А напряжение на нагрузке 14,52 В.
Изготовленный ИП мною часто используется для питания аккумуляторного шуруповерта, у которого вышла из строя аккумуляторная батарея.
Литература;
- Стабилизатор RK9UC //http://vprl.ru/staty/nachinayushi/tl/bp13v22a.gif.
- Блок питания «POWER ICE ЗОА v.3» // http://ra3wdk.qrz.ru/tech.htm.
Автор: Василий Мельничук, г. Черновцы
Выбор полевого МОП-транзисторадля систем импульсного питания
Выбор полевого МОП-транзисторадля контроллеров переключения постоянного тока может быть сложным процессом. Недостаточно просто посмотреть номинальные значения напряжения и тока для полевого МОП-транзистора. Баланс между низким зарядом затвора и R DS (ON) должен быть достигнут, чтобы поддерживать температуру полевого МОП-транзистора в пределах спецификации. Эта ситуация усложняется в системе питания с несколькими нагрузками. Онлайновые инструменты проектирования, такие как WEBENCH® Power Architect от Texas Instruments, могут упростить этот процесс и позволить пользователю принимать решения на основе эффективности, занимаемой площади и стоимости для достижения желаемых целей проектирования контроллеров MOSFET.
Импульсные блоки питанияDC-DC обычно используются в современных электронных системах из-за их высокой эффективности. Пример понижающего (или понижающего) синхронного переключающего регулятора с полевым транзистором верхнего и нижнего полевого транзистора показан на рис. 1. В этой конфигурации полевые транзисторы включаются и выключаются в соответствии с рабочим циклом, установленным контроллер для достижения желаемого выходного напряжения. Уравнения для рабочего цикла понижающего регулятора:
Рабочий цикл (верхний полевой транзистор) = V OUT / (V IN × КПД) (1)
Рабочий цикл (нижний полевой транзистор) = 1 — постоянный ток (верхний полевой транзистор) (2)
Полевые транзисторы могут быть интегрированы в тот же чип, что и контроллер, что обеспечивает простейшее решение.Но для обеспечения возможности высокого тока и / или достижения максимальной эффективности полевые транзисторы должны быть внешними по отношению к контроллеру. Это обеспечивает максимальное рассеивание тепла, поскольку физически отделяет полевые транзисторы от контроллера, а также дает максимальную гибкость при выборе правильных полевых транзисторов для работы. Недостатком является то, что процесс выбора полевого транзистора может быть трудным, поскольку необходимо учитывать множество факторов.
Типичный вопрос: «Почему этот полевой транзистор на 10 А не работает с моей конструкцией 10 А?» Ответ заключается в том, что рейтинг 10А не обязательно распространяется на все дизайны.Факторы, которые необходимо учитывать при выборе полевого транзистора, — это номинальное напряжение, температура окружающей среды, частота коммутации, мощность контроллера и площадь радиатора. Ключевой проблемой является то, что полевые транзисторы могут стать слишком горячими и сгореть, если рассеиваемая мощность слишком высока, а теплоотвод недостаточен. Мы можем оценить температуру перехода полевого транзистора, используя θ JA , или тепловое сопротивление корпуса / радиатора, мощность, рассеиваемую в полевом транзисторе, и температуру окружающей среды:
T J = θ JA × P disFET + T A (3)
Это требует расчета рассеиваемой мощности в полевых транзисторах.Рассеиваемую мощность можно разделить на две основные области: потери переменного и постоянного тока. Эти потери можно рассчитать с помощью:
Где:
P SWAC = потери переменного тока
В DS = напряжение на полевом транзисторе
I DS = ток нагрузки
t RISE = время нарастания полевого транзистора
t FALL = время спада FET
T SW = период времени переключения контроллера (1 / частота переключения
Потери постоянного тока: P swDC = R DS (ON) * I OUT * I OUT * Рабочий цикл (5)
Где:
P SWDC = потери постоянного тока
R DS (ON) = FET на сопротивлении
I OUT = ток нагрузки для понижающей топологии
D = Рабочий цикл
Другие механизмы потерь связаны с выходной паразитной емкостью, потерями на затворе и потерями в корпусных диодах из-за проводимости в течение мертвого времени для полевого транзистора нижнего уровня, но в этом обсуждении мы сосредоточимся на потерях переменного и постоянного тока.
Коммутационные потери переменного тока возникают при переходе между включением и выключением переключателя, когда напряжение и ток через переключатель не равны нулю. Выделенные области на рис. 2 показывают это. Согласно уравнению (4), одним из способов уменьшения этих потерь является уменьшение времени нарастания и спада переключателя. Это можно сделать, выбрав полевой транзистор с более низким зарядом затвора. Другой фактор — частота переключения. Чем выше частота переключения, тем больший процент времени периода переключения тратится в переходных областях нарастания и спада, как показано на рис.3. Таким образом, более высокая частота означает большие потери при переключении переменного тока. Таким образом, еще один способ снизить потери переменного тока — снизить частоту переключения, но для этого требуется более крупная и обычно более дорогая катушка индуктивности, чтобы поддерживать пиковый ток переключения в пределах спецификации.
потерь постоянного тока возникают, когда переключатель находится во включенном состоянии, из-за R DS (ON) полевого транзистора. Это довольно простой механизм потери I 2 R, как показано на рис. 4. Однако это осложняется тем фактом, что R DS (ON) изменяется в зависимости от температуры перехода полевого транзистора.Таким образом, для точного определения R DS (ON) необходимо использовать итерационный процесс, который учитывает повышение температуры полевого транзистора с использованием уравнений (3), (4) и (5). Самый простой способ уменьшить потери постоянного тока — выбрать полевой транзистор с низким R DS (ON) . Кроме того, потери постоянного тока пропорциональны проценту включения полевого транзистора, который представляет собой рабочий цикл контроллера для полевого транзистора верхней стороны, и 1 минус коэффициент заполнения полевого транзистора нижней стороны, как упоминалось ранее. Как показано на рис. 5, более длительное время включения означает большие потери при переключении постоянного тока, таким образом, снижение потерь постоянного тока может быть достигнуто за счет сокращения времени включения / рабочего цикла полевого транзистора.Разработчик может изменить рабочий цикл, если входное напряжение может быть изменено, например, если используется промежуточная шина постоянного напряжения.
Простое решение состоит в том, чтобы выбрать полевой транзистор как с низким зарядом затвора, так и с низким R DS (ON) , однако между этими двумя параметрами существует характерный компромисс, который показан на рис. 6. Низкий заряд затвора обычно означает меньший площадь затвора / меньшее количество параллельно включенных транзисторов и, следовательно, больше R DS (ON) . С другой стороны, низкий R DS (ON) обычно достигается за счет использования больших / параллельных транзисторов, что приводит к большему заряду затвора.Это означает, что при выборе полевого транзистора необходимо уравновесить эти две конкурирующие спецификации. Также необходимо учитывать стоимость.
Для схем с низким коэффициентом заполнения, означающим высокое входное напряжение, полевой транзистор верхнего плеча в основном отключен, поэтому потери постоянного тока низкие. Но высокое напряжение на полевом транзисторе приводит к высоким потерям переменного тока, поэтому можно выбрать полевой транзистор с низким зарядом затвора, даже если R DS (ON) высокий. Полевой транзистор нижнего уровня в основном включен, но потери переменного тока минимальны. Это связано с тем, что напряжение на полевом транзисторе нижнего уровня во время включения / выключения возникает только из-за внутреннего диода полевого транзистора, которое очень низкое.Таким образом, необходимо выбрать полевой транзистор с низким R DS (ON) , и заряд затвора может быть высоким. Это показано на рис. 7.
Если мы снизим входное напряжение, мы получим конструкцию с высоким коэффициентом заполнения, в которой в основном используется полевой транзистор верхнего плеча, что показано на рис. 8. В этом случае потери постоянного тока будут высокими и низкими R DS (ON) требуется для. В зависимости от входного напряжения потери переменного тока могут быть не такими важными, но все же не такими низкими, как для полевого транзистора нижнего уровня. Таким образом, может потребоваться умеренно низкий заряд затвора.Это требует компромисса между низким R DS (ON) и низким затвором. Для полевого транзистора низкого уровня время включения минимально, а потери переменного тока низки, поэтому выбор полевого транзистора может быть сделан на основе цены или занимаемой площади, а не рэндов DS (ON) и платы за затвор.
ОБЯЗАТЕЛЬНЫЙ ЦИКЛ TRADEOFFS
Предполагая, что для регулятора точки нагрузки (POL) у нас есть возможность указать номинальное входное напряжение от шины промежуточного напряжения, что является наилучшей ситуацией: высокое входное напряжение / низкий рабочий цикл или низкое входное напряжение / высокий рабочий цикл? Давайте возьмем пример проекта, созданного в WEBENCH Power Designer компании Texas Instruments, с использованием различных входных напряжений для модуляции рабочего цикла с учетом потерь рассеиваемой мощности полевого транзистора.На рис. 9 график поведения полевого транзистора на стороне высокого напряжения показывает, что потери переменного тока значительно уменьшаются при переходе от 25% до 40% рабочего цикла, тогда как потери постоянного тока увеличиваются только линейно. Таким образом, около 35% рабочего цикла кажется идеальным, чтобы иметь возможность выбрать полевой транзистор с балансом емкости и R DS (ON) . Продолжение снижения входного напряжения и перехода к более высоким рабочим циклам даст самые низкие потери переменного тока и самые высокие потери постоянного тока, поэтому в этот момент можно использовать полевой транзистор с низким R DS (ON) с компромиссом с более высоким зарядом затвора.Как показано на графике на рис.10 для полевого транзистора нижней стороны, потери постоянного тока линейно уменьшаются при переходе от низкого к высокому рабочему циклу контроллера (что приводит к сокращению времени работы полевого транзистора на нижней стороне), а потери минимизируются на высоком контроллере. рабочий цикл. Потери переменного тока низкие по всем направлениям, поэтому для всех случаев следует выбирать полевой транзистор с низким R DS (ON) .
ВЫСОКАЯ ЭФФЕКТИВНОСТЬ
На рис. 11 показано, что происходит с общим КПД, когда мы объединяем вместе высокие и низкие потери.Мы видим, что самые низкие суммарные потери полевого транзистора и лучшая эффективность в этом случае относятся к случаю с большим рабочим циклом. Эффективность повысилась с 94,5% до 96,5%. К сожалению, чтобы получить низкое входное напряжение, нам пришлось снизить напряжение питания шины промежуточного напряжения, что увеличило его рабочий цикл, поскольку он питается от фиксированного входного источника. Так что это может компенсировать некоторые или все достижения POL. Другой вариант может заключаться в том, чтобы вообще не использовать промежуточную шину и перейти непосредственно от источника питания к регулятору POL, чтобы уменьшить количество регуляторов.В этом случае рабочий цикл будет низким, и полевые транзисторы должны быть тщательно выбраны.
СРАВНИТЬ НАПРЯЖЕНИЯ НА НАПРЯЖЕНИЯХ
Ситуация усложняется в системе питания с несколькими требованиями к выходному напряжению и току. Чтобы визуализировать компромиссы в такой системе, мы можем использовать инструмент WEBENCH Power Architect. Это позволяет пользователям просматривать ряд сценариев с различными напряжениями промежуточной шины для сравнения эффективности, стоимости и занимаемой площади для различных рабочих циклов регулятора POL.На рис. 12 показана система с входным напряжением 28 В и 8 нагрузками с 4 различными напряжениями в диапазоне от 3,3 В до 1,25 В. Три варианта для сравнения: один без промежуточной шины с 28 В напрямую от источника входного сигнала для достижения низкого рабочего цикла на регуляторах POL, один с промежуточной шиной 12 В для среднего рабочего цикла на регуляторах POL и один с промежуточной шиной 5 В для высокий рабочий цикл регуляторов POL. Рис. 13 и Таблица 1 показывают результаты.
В этом случае архитектура без питания промежуточной шины имела самую низкую стоимость, архитектура с напряжением промежуточной шины 12 В имела наилучшую эффективность, а вариант с напряжением промежуточной шины 5 В имел наименьшую площадь основания.Таким образом, мы видим, что для такой большой системы, как эта, не было четкой тенденции для проектных параметров, как мы видели в случае с одиночным источником питания POL. Это связано с потенциально противоречивыми требованиями нескольких регуляторов, каждый из которых имеет разные требования к току и напряжению на нагрузке, а также сам регулятор промежуточной шины. Лучший способ изучить различные компромиссы — использовать такой инструмент, как WEBENCH Power Architect.
Ссылка на инструмент WEBENCH находится здесь.
Список литературы
Доступ кWEBENCH Power Architect можно получить, используя параметр нескольких выходных напряжений на панели WEBENCH по адресу http: // www.ti.com
Статьи по теме
Демистификация лавинной стойкости силовых полевых МОП-транзисторов
Выбор n-канальных полевых МОП-транзисторов для управления горячей заменой верхнего плеча
Не вводите себя в заблуждение спецификациями силовых устройств
Управление питанием 101: Характеристики силового полевого МОП-транзистора
Цепь бестрансформаторного источника питания с регулируемым МОП-транзистором от 0 до 300 В
Эта простая схема бестрансформаторного источника питания, управляемая полевым МОП-транзистором, может использоваться для обеспечения непрерывно регулируемого выхода постоянного тока от 0 до 300 В и регулирования тока от 100 мА до 1 ампер.
Чтобы защитить мои исследовательские проекты высокого напряжения от постоянного дымообразования, я разработал простую схему, которая может обеспечивать переменное напряжение от 0 до 330 вольт.
Но будьте осторожны, цепь не изолирована от напряжения сети и, следовательно, может вызвать смертельный удар.
Источник питания устойчив к короткому замыканию: ток ограничен примерно до 100 мА.
Работа цепи
Конструкция не требует трансформатора, вместо этого на входе вводится 100-ваттная лампочка, чтобы обеспечить максимальную безопасность в случае короткого замыкания или отказа компонента.
Сетевое напряжение после прохождения через лампу выпрямляется перемычкой D1 (1 А / 500 В) и C1.
T1 настроен как повторитель источника: источник T1 соответствует напряжению стеклоочистителя R3. D2 застрахован для защиты ворот Т1.
Т2 и шунтирующий резистор R2 устанавливают ограничитель тока. Когда выходной ток становится чрезмерным, T2 быстро разряжает затвор T1.
Это останавливает дальнейшее увеличение тока.Значение R3 в основном определялось экспериментально; однако на самом деле это зависит от Hfe T2, что означает, что вам может потребоваться отрегулировать значение R2 соответствующим образом.
Имейте в виду, что для T1 требуется большой радиатор: в самой неприятной ситуации T1, вероятно, будет рассеивать 330 В x 100 мА = 33 Вт!
Вы можете попробовать МОП-транзисторы, такие как BUZ 326 (400 В / 10,5 А), или аналогичным образом использовать IRF740 (400 В / 10 А).
Выходное сопротивление источника питания изменяется в зависимости от бета-коэффициента T1, поэтому, чем больше полевой МОП-транзистор, тем меньше выходное сопротивление!
Принципиальная схема
ОБНОВЛЕНИЕ:
Вышеупомянутая конструкция может быть значительно упрощена, как показано на следующей диаграмме.Был исключен мостовой выпрямитель, что резко снижает уровень нагрузки на полевой МОП-транзистор. Однако пульсация, возникающая из-за полуволнового выпрямления, может быть значительно выше. Конденсатор фильтра на выходе 10 мкФ помогает в некоторой степени уменьшить это. Значение этого конденсатора может быть увеличено до более высокого уровня для улучшения качества постоянного тока.
Можно добавить лампу входной серии, хотя это может и не потребоваться из-за наличия в конструкции текущего каскада управления.Однако для большей безопасности плавкий предохранитель может быть добавлен последовательно с входной линией.
Video Proof:
Этот источник питания можно использовать для получения регулируемой выходной мощности, регулируемой от нуля до максимум 300 вольт. Все устройства должны быть установлены на радиаторах.
Использование комбинации BJT и Mosfet
Работа схемы
Следующая схема бестрансформаторного источника переменного тока 0-300 В может быть понята по следующим пунктам: Как видно на рисунке, используется высоковольтный транзистор BF458 как основное грузоподъемное устройство.
Его базовое смещение управляется другим высоковольтным транзистором BF337, эмиттер которого ограничен стабильным напряжением 24 В. Полевой транзистор используется для выбора тока базы транзистора BF337 через потенциометр 1M.
Этот параметр регулирует базовый ток для BF337, который, в свою очередь, ограничивает напряжение и ток на выходе основного транзистора BF458s.
Вход в схему может быть получен непосредственно от сети переменного тока после надлежащего выпрямления и фильтрации с использованием мостовой схемы и конденсатора 10u / 400V.
Прикосновение ко всей цепи чрезвычайно опасно, необходимо соблюдать осторожность при изготовлении и проверке этой цепи.
ВНИМАНИЕ: ЦЕПЬ ПЕРЕДАЕТ СЕТЕВОЕ НАПРЯЖЕНИЕ, ПОЭТОМУ ОПАСНА. ОНА МОЖЕТ УБИТЬ ЛЮБОГО ЧЕЛОВЕКА, ПРИ НАПРЯЖЕНИИ К ЛЮБОЙ ЦЕПИ НА ПИТАНИИ. СОБЛЮДАЙТЕ СООТВЕТСТВУЮЩИЕ МЕРЫ ПРЕДОСТОРОЖНОСТИ, ЧТОБЫ ИЗБЕЖАТЬ ПРОБЛЕМЫ.
Соединение FET-OR для источников питания
Аннотация: Этот контроллер последовательности источников питания определяет потерю основного напряжения питания и, управляя двумя полевыми транзисторами, автоматически переключает нагрузку на вторичный (резервный) источник питания.
Схема Рис. 1 обеспечивает функцию «диодное ИЛИ» для приложений, которые должны автоматически переключаться между основным и резервным напряжением питания. К таким приложениям относятся блоки памяти с резервным питанием от батарей и любые устройства с батарейным питанием с подключением к сетевой розетке.
Рис. 1. Этот контроллер последовательности источников питания определяет потерю основного напряжения питания и, управляя двумя полевыми транзисторами, автоматически переключает нагрузку на вторичный (резервный) источник питания.
Например, схема SRAM с батарейным питанием (модуль энергонезависимой памяти) требует как минимум двух источников питания: сильноточного активного пути для памяти SRAM (VIN1) и слаботочного резервного источника (VIN2), который сохраняет содержимое памяти при отключении основного питания.Обычное соединение диода-ИЛИ, показанное на рис. 2 , представляет проблему в любом из путей. В тракте VIN1 падение напряжения на диоде может привести к выходу напряжения питания за пределы допуска — 3,3 В ± 10% имеет минимум 2,97 В, поэтому типичное падение напряжения на диоде (0,6 В) выводит VIN1 за пределы ± 10%. Проблема допусков еще хуже для микросхем памяти с источниками питания более низкого напряжения.
Рисунок 2. Для менее ответственных приложений это обычное соединение «диод-ИЛИ» выполняет ту же функцию, что и на рисунке 1.
На стороне ожидания (VIN2) нам нужно минимально возможное падение напряжения, чтобы максимально продлить срок службы резервного источника (будь то батарея, SuperCap ™ или другой источник напряжения). Однако падение на 0,6 В составляет примерно 15% от выходной мощности полностью заряженной (4,1 В) батареи Li +. Диоды Шоттки несколько улучшают ситуацию, уменьшая прямое падение до диапазона от 0,3 В до 0,5 В, но замена диодов на полевые транзисторы снижает падение почти до 0,1 В. Чтобы создать источник питания «FET-ORed» с низким прямым падением напряжения, поместите полевой транзистор в каждый тракт питания, как показано на рисунке 1.Оба полевых транзистора управляются секвенсором источника питания U1.
Вы можете уменьшить потери на VIN1 и VIN2 до менее чем 50 мВ каждый, используя транзистор FDC633N (Fairchild) для пути VIN1 и FDN304P для пути VIN2. Q1 был выбран из-за его текущих возможностей обработки и низкого R DS (ON) . Q2 был выбран для низкого напряжения GS (до 1,8 В — эквивалент двух разряженных элементов AA с напряжением 0,9 В каждый) и низкого R DS (ON) .
Оба полевых транзистора установлены в обратном направлении для обратного смещения их корпусных диодов и, таким образом, предотвращения чрезмерного протекания тока, обеспечивая более плавный переход от одного источника к другому.
U1 действует как детектор источника и противодействующий дребезг для настенного адаптера. Устройство контролирует VIN1 с программируемой задержкой (используйте MAX6819 для типичной фиксированной задержки 200 мс), чтобы гарантировать, что питание от батареи не отключится до тех пор, пока напряжение в стене не станет стабильным на уровне напряжения отключения U1 или выше.
Без D1, обратите внимание, что VIN2 может иметь обратное управление от VIN1 (за вычетом падения на внутреннем диоде Q1) в течение периода задержки тайм-аута U1. Чтобы предотвратить эту проблему, D1 отключает Q2, поскольку питание подается от первичного источника (VIN1).
Внутренний зарядный насос U1 создает выход GATE, который полностью увеличивает Q1 и смещает Q2. Этот выходной сигнал составляет приблизительно V CC2 + 5,5 В (см. Рисунок 3 ). R3 был добавлен для более быстрого вывода сигнала GATE на землю, тем самым способствуя включению Q2 при удалении VIN1. R3 должен быть как можно большим, потому что нагрузка на выход GATE резистивно увеличивает ток нагрузки и снижает возможность управления затвором. (Для правильной работы эта схема предполагает, что амплитуда VIN2 меньше, чем VIN1.)
Рис. 3. Эти кривые иллюстрируют работу схемы на рис. 1, работающей с нагрузкой 1 А (VIN2 = 3 В).
Аналогичная статья появилась в выпуске от 2 марта 2006 г. Electronic Design .
| ©, Maxim Integrated Products, Inc. |
| ПРИЛОЖЕНИЕ 3864: ПРИМЕЧАНИЕ ПО ПРИМЕНЕНИЮ 3864, г. AN3864, AN 3864, APP3864, Appnote3864, Appnote 3864 |
maxim_web: en / products / power / battery-management, maxim_web: en / products / power, maxim_web: en / products / power / battery-management / battery-monitors-protectors-selectors, maxim_web: en / products / power / mosfet -drivers-controllers, maxim_web: en / products / power / protection-control / горячая замена
maxim_web: en / products / power / battery-management, maxim_web: en / products / power, maxim_web: en / products / power / battery-management / battery-monitors-protectors-selectors, maxim_web: en / products / power / mosfet -drivers-controllers, maxim_web: en / products / power / protection-control / горячая замена
Замечания по проектированию источника питания: как выбрать полевые МОП-транзисторы
Полевые МОП-транзисторы— это полупроводниковые компоненты, которые в основном используются для коммутации и характеризуются высокими напряжениями и токами.Их более высокий КПД и более высокая коммутационная способность на высоких скоростях делают их оптимальным выбором в конструкции источника питания. Давайте рассмотрим некоторые критерии, которые помогут выбрать правильный MOSFET (или MOSFET) для проекта силовой электроники.
Параметры поведения в качестве логического переключателяНезависимо от логического (и аналогового) уровня, на котором работает данный проект, существуют разные пороговые значения, которые определяют явное насыщение или запрет устройства. Другими словами, эти значения определяют точную работу на высоком или низком логическом уровне.Часто между высоким и низким уровнем требуется транзитная зона, которая гарантирует не слишком резкий переход между двумя уровнями. Эта область определяется как «незаконная» или «неопределенная», как показано на Рисунке 1.
Рисунок 1: Логические уровни типичного полевого МОП-транзистораВажно соблюдать минимальное и максимальное пороговое напряжение затвор-исток следующим образом:
- В GS (th) (мин) — значение напряжения затвора, ниже которого MOSFET отключается.
- В GS (th) (макс.) — значение напряжения затвора, выше которого включается полевой МОП-транзистор.
Обычно минимальные напряжения затвора (для положительной логики 5 В) составляют от 0,5 В до 1 В. Напряжения выше максимального порогового значения включают полевой МОП-транзистор. Напряжения между верхней точкой минимума и нижней точкой максимума могут включать или выключать полевой МОП-транзистор. Их следует избегать, поскольку они представляют собой область неопределенности, и поведение полевого МОП-транзистора невозможно предсказать a priori . Следовательно, перед проектированием логики новой системы необходимо изучить поведение ворот каждого устройства.На Рисунке 2 вы можете увидеть классическую электрическую схему, которая обеспечивает нагрузку 8 Ом, запитанную напряжением 96 В. MOSFET работает, в данном случае, как электронный переключатель и может быть активирован, управляя «затвором» с помощью подходящий блок питания. Что касается модели UnitedSiC UF3C065080T3S, диапазон напряжения, применимый к «затвору», составляет от –25 В до 25 В.
Рисунок 2: Общая схема электронного переключателяТеперь давайте посмотрим, как ведет себя проводимость полевого МОП-транзистора, наблюдая за током, который проходит через нагрузку R1 в зависимости от напряжения затвора.Относительный график показан на рисунке 3. Компонент остается в выключенном состоянии (переключатель разомкнут) для всех напряжений «затвора» от –25 В до 5,8 В. В диапазоне от 6,4 В до 25 В полевой МОП-транзистор ведет себя как замкнутый переключатель.
Рисунок 3: Изменяя напряжение «затвора» полевого МОП-транзистора, изменяется режим работы полевого МОП-транзистора.При напряжении затвора от 5,8 В до 6,4 В (с эквивалентным отклонением 600 мВ) полевой МОП-транзистор работает практически в линейной области. Этого интервала следует избегать, поскольку компонент рассеивает много тепловой энергии, как показано на графике мощности SiC на рисунке 4.Средняя мощность M1 (красная кривая) фактически рассеивается следующим образом:
- В период запрета: 0 Вт
- В период насыщения: 12,5 Вт
- В период неопределенности и в линейном режиме: 133,75 Вт с пиковым значением 288 Вт
Эффективность схемы также зависит от много по этому поводу.
Рисунок 4: Необходимо избегать приложения напряжения неопределенности к «затвору» полевого МОП-транзистора; в противном случае его рассеяние будет очень большим. R DS (ON) параметрыR DS (ON) означает «сопротивление между стоком и истоком в проводимости». МОП-транзисторы обычно используются как лучшая альтернатива силовым транзисторам и используются для приложений с сильноточной коммутацией. Если этот параметр ниже, это означает, что полевой МОП-транзистор теряет меньше энергии в соответствии с законом Ома, что приводит к более высокой энергоэффективности и вырабатывает меньше тепла. Поэтому проектировщику следует выбрать модель компонента с наименьшим возможным значением R DS (ON) .В нашем примере, когда полевой МОП-транзистор является проводящим, R DS (ON) можно легко рассчитать по формуле:
R DS (ВКЛ) = В (сток) / I (сток)
из которых:
R DS (ВКЛ) = 1,00574 / 11,87428
, который возвращает значение, равное 0,084 Ом (84 мОм), в соответствии с официальными спецификациями в техническом описании компонента.
Параметры входной (C iss ) и выходной (C oss ) емкости«Затвор», оксидный слой и соответствующее соединение на корпусе MOSFET работают, по сути, как небольшой конденсатор.Как только «затвор» подвергается воздействию напряжения, этот виртуальный конденсатор начинает заряжаться. Зарядка требует времени, поэтому во включенном состоянии происходит задержка. Разработчик должен выбрать полевой МОП-транзистор с минимально возможной входной емкостью, чтобы избежать длительных задержек. Если используется полевой МОП-транзистор с прямым подключением к выходному выводу микроконтроллера, «затвор» должен быть подключен через внешний резистор, чтобы предотвратить нежелательные результаты. Что касается используемой модели SiC, то ее емкостные параметры следующие:
- Входная емкость (C iss ): При VDS = 100 В, В GS = 0 В, F = 100 кГц — 1500 пФ
- Выходная емкость (C iss ): При VDS = 100 В, В GS = 0 В, F = 100 кГц — 104 пФ
особенно подходят для приложений с быстрым переключением.Чем выше частота, тем меньше должны быть трансформаторы, но при этом увеличивается передаваемый шум. В любом случае, некоторые основные параметры, которые связывают компонент со скоростью переключения, следующие:
- Время задержки включения (tdon): 25 нс
- Время нарастания (tr): 14 нс
- Время задержки выключения (tdoff): 54 нс
- Время спада (tf): 11 нс
Графики на рисунке 5 показывают два разных режима переключения полевого МОП-транзистора на двух частотах. Приведенные выше диаграммы относятся к частоте переключения 1 МГц и показывают сигнал тока на нагрузке, напряжение на затворе и напряжение генератора ШИМ, соответственно.Как видите, поведение компонента на этой частоте очень хорошее. На приведенных ниже диаграммах вместо этого используется прямоугольный сигнал с частотой 10 МГц. Обратите внимание, что все сигналы сильно искажены, и на практике полевой МОП-транзистор всегда находится в состоянии проводимости.
Рисунок 5: Различные режимы переключения полевого МОП-транзистора на разных скоростях ЗаключениеРассмотренные параметры — лишь некоторые из них для тех, кто выбирает полевой МОП-транзистор (или полевой МОП-транзистор). Дизайнеры могут изучить другие характеристики компонента, которые касаются, например, рассеивания тепла и других параметров.Работа с полевыми МОП-транзисторами — это очень интересный опыт, который значительно увеличивает эффективность вашей схемы и расширяет ее рабочие возможности. Другие рабочие параметры, которые необходимо соблюдать, включают обратное восстановление, защиту от электростатического разряда, коммутационные потери, максимальные поддерживаемые напряжения и токи и многие другие. Эта информация доступна в официальных технических описаниях компонентов.
Джованни всегда увлекался электроникой, математикой и хобби. Он программист и учитель информатики и математики.Он любит цифры и всегда ищет большие простые числа. Он также написал книгу о программировании микроконтроллера PIC 16F84 с помощью mikroBasic. Он является владельцем компании «Электрософт», занимающейся электроникой и информационными технологиями. Он тренер и учитель на полную ставку.
Напряжение— автоматический выбор мощности с помощью MOSFET
Мне нужна схема, которая автоматически отключит АКБ от НАГРУЗКИ при доп.Электропитание постоянного тока подключено, чтобы аккумулятор не повредился.
Теоретически эту проблему может решить пара диодов, но поскольку падение напряжения не очень хорошо для портативного устройства, поэтому, прочитав несколько тем об «идеальном» диоде (первом и втором), я придумал просто вращающихся полевых МОП-транзисторов (подключение ИСТОЧНИК к фактическому сливу и СЛИВ к фактическому источнику), чтобы внутренний диод блокировал нежелательный обратный ток:
Q1 Предотвращает разряд аккумулятора до постоянного тока, когда e.грамм. Источник 5 В подключен и изолирует положительный провод DC IN от батареи, поэтому мы можем обнаружить внешнее. питание подключено.
Q2 Предотвращает попадание постоянного тока 9–24 В на аккумулятор и его повреждение.
Но, вероятно, через основной диод Q1 к батарее будет протекать небольшой ток в первые моменты после доп. питание подключается (или контакт отскакивает) до того, как сработали ворота Q2, но я не уверен, стоит ли об этом беспокоиться.
В любом случае у меня есть сильное чувство, что я изобретаю велосипед здесь, поэтому мне нужны другие решения / идеи стандарта , пожалуйста.Требования:
- Автоматическое и быстрое переключение. Собственно тумблер 2-х позиционный здесь может быть хорошим решением, но для этого потребуется вручную выбрать источник:
- Нагрузки до 6А, диапазон напряжения: 4-30В
- Маленький , но максимально простой и дешевый (поэтому два реле / SSR @ 6A — это слишком много и дорого)
- Пожалуйста, не используйте диоды при протекании тока нагрузки, поскольку 0,4 В при 6 А — это 2,4 Вт тепла и потеря эффективности ~ 5-6% (что плохо для устройства с батарейным питанием).
Или, если первая схема работает нормально и я не допустил серьезных ошибок, может, я смогу ее использовать? Спасибо за помощь!
О, похоже, я обнаружил проблему — Q1 не открывается после отключения внешнего источника питания, потому что ток от основного диода Q2 может течь через SOURCE-DRAIN Q1 на Q3 BASE, удерживая Q2 от закрытия и Q1 от открытия . Это можно исправить, добавив диод. Да, немного упадет напряжение, но поскольку это справедливо только для внешнего источника питания, мы не потеряем портативную эффективность 🙂
Руководство по проектированию цепей для преобразователей постоянного тока в постоянный (3/10)
Выбор полевого транзистора (FET)
Эффективные схемы преобразователя постоянного / постоянного тока могут быть спроектированы путем выбора абсолютных максимальных номинальных значений напряжения и тока, равных 1.В 5–2 раза выше рабочего напряжения и тока, чтобы снизить интенсивность отказов от пиковых шумов и импульсных шумов во время переключения, и это минимизирует потери с помощью R DS и C ISS . Если R DS и C ISS меньше, потери становятся меньше. Однако эффекты R DS и C ISS противоречат друг другу. Следовательно, эффективно улучшить тот, у которого потери больше, чем у другого.
Потери по C ISS — это мощность, рассеиваемая в условиях зарядки / разрядки между затвором и истоком полевого транзистора, и может быть выражена с помощью C ISS V GS 2 f / 2.Таким образом, если управляющее напряжение и частота переключения становятся больше, потери увеличиваются. Поскольку значения потерь в условиях большой и малой нагрузки почти одинаковы, эффективность в условиях малой нагрузки существенно снижается.
Потери на R DS — это тепло, рассеиваемое компонентами сопротивления между стоком и истоком полевого транзистора, и выражается как R DS I D 2 . Эта потеря увеличивается при увеличении нагрузки.Следовательно, можно сказать, что в условиях малой нагрузки минимизация потерь с помощью C ISS эффективна для повышения эффективности, а в условиях высокой нагрузки эффективна минимизация потерь с помощью R DS .
Это кратко изложено в Таблице 3 ниже.
| Товаров | подсказки | |
|---|---|---|
| Электрические свойства | R DS , C ISS | Минимизируйте C ISS , чтобы повысить эффективность при малой нагрузке. Уменьшите количество R DS , чтобы повысить эффективность при большой нагрузке. |
| Абсолютные максимальные рейтинги | В DS | Выберите прибл. удвоенное выходное напряжение для повышающей цепи. Выберите прибл. вдвое больше входного напряжения для понижающей цепи. |
| В GS | Выберите прибл. вдвое больше напряжения питания для повышающей цепи. Выберите прибл. вдвое больше входного напряжения для понижающей цепи. | |
| I D | Выберите прибл. вдвое больше входного тока для повышающей цепи. Выберите прибл. удвоенный выходной ток для понижающей цепи. | |
Входной ток можно получить с помощью:
{Выходной (ток нагрузки)} x (выходное напряжение) ÷ (входное напряжение) ÷ (КПД)
Если значение КПД неизвестно, ориентировочно использовать 70% при повышении и 80% при понижении.
На рисунке 10 показаны графики эффективности, измеренные при замене только полевого транзистора среди внешних частей схемы XC9220C093 (понижающий), показанной на рисунке 11.Технические характеристики отдельных полевых транзисторов, используемых здесь, показаны в таблице 4.
На рисунке 10 использование полевого транзистора (XP162A11C0) с малым значением R DS позволяет управлять большим током и в некоторой степени способствует повышению эффективности в условиях большой нагрузки. Однако эффективность при небольшой нагрузке существенно снижается. Этот результат показывает, что использование полевого транзистора с возможностью возбуждения излишне большого тока нецелесообразно.
Рисунок 10: XC9220C093 Эффективность различалась в зависимости от полевого транзистора
Рисунок 11: Испытательная схема для XC9220C093, показанная на рисунке 10
| Товаров | Электрические свойства | Абсолютные максимальные рейтинги | |||
|---|---|---|---|---|---|
| R DS (мОм) | C ISS (пФ) | В DS (В) | V GS （V） | I D （A） | |
| XP152A11E5 | 200 | 160 | -30 | ± 20 | -0.7 |
| XP162A11C0 | 110 | 280 | -30 | ± 20 | -2,5 |
Следующая страница
Выбор катушки, подходящей для частоты переключения
DIY Источник переменного тока с регулируемым напряжением и током
Привет, друзья, пришло время сделать источник переменного тока для вашего использования. Главный друг любителей электроники — это регулируемая схема питания.Каждый производитель DIY нуждается в таком настольном блоке питания для выполнения другого проекта. Итак, в этой статье мы собираемся представить вам супер друга для вашего электронного проекта — проект источника переменного тока DIY 30v 10A DC.
Схема регулируемого источника питанияСхема управления переменным напряжением и током работает на основе коммутационной микросхемы TL494. TL494 имеет два усилителя ошибок по сравнению с SG3525, что позволит вам также контролировать постоянное напряжение и ток.
Подключенные 10k и 2.2nf будут определять частоту выходного сигнала. Выходной сигнал составляет около 42 кГц. Сигнал будет включать / выключать MOSFET. Основная особенность этого регулируемого источника питания заключается в том, что изменение напряжения на входе не влияет на выходной каскад. так что тестовое устройство не будет повреждено.
Индуктор 80uH
Я просто взял индуктор со старой индукционной варочной панели. при внешнем диаметре около 3 см начальная индуктивность около 200 мкГн.поэтому я удалил несколько обмоток катушки и оставил на ней 30 витков. Затем он достиг почти 82uH. Это неплохо для этого проекта.
