Усилители мощности для радиопередатчиков, схемы усилителей ВЧ

Усилитель мощности на 20 Вт для КВ диапазона (IRF520)

Самодельный КВ усилитель ВЧ выполнен на полевом транзисторе IRF520 и обеспечивает выходную мощность 20 Вт. Усиливаемый сигнал поступает через резистивную матрицу R1-R3 на трансформатор T1. Далее, на затвор VT1. При помощи резисторов R4-R6 на затворе устанавливается постоянное напряжение смещения …

1 271 0

Усилитель мощности ВЧ для радиостанции на 430МГц (5-6 Вт)

Схема самодельного усилителя мощности высокой частоты для карманной УКВ радиостанции на 430 МГц. В настоящее время бурно развивается гражданская связь на диапазоне 430 МГц. В продаже имеется широкий выбор многоканальных карманных радиостанций, не требующих регистрации. Дальность связи комплекта …

1 2546 0

Усилитель мощности на УКВ диапазоны 50МГц(40Вт) и 144 МГц(16Вт)

Транзисторный усилитель потребляет большой ток. Требуются громадные радиаторы с принудительным охлаждением, сложные схемы защиты для дорогих транзисторов и, вследствие этого — тяжелый корпус больших размеров и высокая стоимость. Готовый усилитель мощности (УМ) на транзисторах стоит не менее 50 …

4 6358 0

Защита для ламп усилителя мощности трансивера

Каждый усилитель мощности (УМ) передатчика нуждается в защите ламп. Эта разработка задумывалась как схема при построении новых усилителей мощности. Схема защиты может также быть применена для увеличения надежности действующих УМ. Использование схемы защиты, описанной ниже, позволило …

0 3379 0

Усилитель мощности на лампе ГК71 с общей сеткой (500-700Вт)

Усилитель мощности (УМ) выполнен на «старой» надежной лампе ГК71, с графитовым анодом, не требующей обдува. Принципиальная схема приведена на рис. 1. Схема классическая с общей сеткой (ОС). Анодное напряжение — 3 кВ, напряжение экранной сетки — +50 В, напряжение накала — 22 В, в …

0 8756 1

Усилитель мощности ВЧ на лампе ГК71 (диапазоны 10-160м, 500Вт)

Решитесь на применении в усилителе мощности (УМ) старых добрых стеклянных ламп, тогда вы забудете об их обдуве, прогреве, тренировке и прочее. Предлагаемый УМ может быть рекомендован в качестве стационарного или дачного. Это позволит с фирменным трансивером использовать даже …

3 8917 7

Простой усилитель мощности передатчика диапазона 40м (3,5Вт) Схема усилителя проектировалась для применения совместно с маломощным передатчиком (QRP) при наличии плохих условий в используемой полосе частот. Для работы требуется входной сигнал мощностью примерно 350 мВт. Полуволновой фильтр на выходе схемы необходим для подавления гармоник. Для транзистора…

1 2975 0

Усилитель мощности передатчика диапазона 16-30МГц (20Вт)

Широкополосный усилитель, который использует дешевые мощные ВЧ-тран-зисторы в пластмассовых корпусах, обеспечивает общее усиление по мощности примерно 25 дБ для управления SSB-усилителем мощности, у которого имеется уровень выходной мощности свыше 100 Вт. Рабочее напряжение питания составляет …

0 2994 0

Выключатель усилителя на основе напряжения смещения

Автоматическое выключение усилителя с помощью отрицательного напряжения смещения линейного ВЧ-усилителя класса «В», такого как Heath SB-200, повышает его эффективность, поскольку если входной сигнал отсутствует, то энергия усилителем практически не расходуется. Транзисторы схемы выбраны таким…

0 2591 0

Усилитель класса D для диапазона 40,80,160м (35Вт) Схема может использоваться в любом из 3 диапазонов, в соответствии со значениями элементов, приведенных в перечне элементов под схемой. Усиление по мощности составляет примерно 27 дБ. В качестве возбудителя усилителя могут применяться почти все типы усилителей радиочастоты, которые могут…

1 2861 0

Радиодетали, электронные блоки и игрушки из китая:

Усилители мощности ВЧ/СВЧ-диапазона компании Saras Technology

Британская компания Saras Tech­nology [1] известна в мире как производитель радиоэлектронных устройств ВЧ/СВЧ-диапазона. Свою деятельность она начала в 1998 году, а с 2004‑го стала заниматься собственным производством радиоэлектронных компонентов и устройств. На территории Великобритании компания Saras Technology имеет все необходимые исследовательские, конструкторские и производственные подразделения, сосредоточив свои усилия на разработке и выпуске мощных твердотельных усилителей и фильтров.

Основные особенности деятельности компании по направлению высокочастотных усилителей заключаются в следующем:

•  диапазон рабочих частот: до 20 ГГц и выше;
•  мощность усилителей: до 200 Вт;
•  выпуск узкополосных и широкополосных моделей;
•  наличие высоколинейных усилителей для систем с многопозиционными цифровыми схемами модуляции;
•  выпуск усилителей для непрерывного и импульсного режимов функционирования;
•  наличие моделей, поддерживающих многие протоколы мобильной связи.

В усилителях компании применяются транзисторы на основе нитрида галлия (GaN), которые позволяют достичь высоких качественных показателей. Усилители изготавливаются в виде компактных надежных модулей и могут использоваться в радиоаппаратуре как на стационарных, так и на мобильных объектах, к примеру, на беспилотных летательных аппаратах. Усилители Х‑диапазона могут применяться в наземном оборудовании спутниковых систем связи, где заменяют усилители на лампах бегущей волны.

Высокочастотные усилители мощности Saras Technology находят применение в радиооборудовании коммерческого, промышленного и военного назначения: в оборудовании тактических систем связи, системах видеонаблюдения, аппаратуре телерадиовещания, цифровых системах передачи информации со сложными схемами модуляции, системах радиоподавления и другой специальной аппаратуре для военных структур и служб безопасности.

Далее приведен краткий обзор основных групп усилителей компании.

 

Линейные усилители мощности

Большая и значимая группа изделий — это линейные усилители мощности. Высококачественные линейные и ультралинейные усилители мощности применяются в гражданских и специальных приложениях, где требуется надежная передача цифровой информации. В частности, это системы для передачи видеоинформации. Высоколинейные усилители компании предназначены для использования со многими схемами модуляции, включая COFDM, QPSK, BPSK и QAM. Фактически линейные усилители компании Saras Technology обеспечивают новое качество функционирования для потребителей, использующих высокочастотные цифровые системы передачи информации. В этих усилителях предусмотрены специальные методы линеаризации, обеспечивающие снижение уровня искажений и очень высокое качество сигналов при использовании сложных, многоуровневых методов модуляции. Устройства изготавливаются в компактных и надежных корпусах при минимизации энергопотребления.

Эти усилители характеризуются высоким значением КПД и различными коэффициентами усиления.

В группу линейных усилителей входят модели с различной мощностью для систем с COFDM: усилители с небольшой мощностью — 0,5–3 Вт (табл. 1) и усилители с более высокой мощностью — 5 и 10 Вт (табл. 2).

Таблица 1. Характеристики линейных усилителей мощностью 0,5–3 Вт

Модель	Диапазон рабочих частот, МГц	Минимальный коэффициент усиления, дБ	Выходная мощность P1dB, дБм	Мощность сигнала COFDM, Вт	Напряжение питания, В
SPA0345-7-35	300–450	7	35	0,5	10–16
SPA1015-7-35	1000–1500	7	35	0,5	10–16
SPA2025-7-35	2000–2500	7	35	0,5	10–16
SPA3035-7-35	3000–3500	7	35	0,5	10–16
SPA4450-7-35	4400–5000	7	35	0,5	10–16
SPA0203-12-37	210–250	12	37	1	10–16
SPA0304-11-37	340–470	11	37	1	10–16
SPA0307-12-37	300–700	12	37	1	10–16
SPA0408-12-37	400–800	12	37	1	10–16
SPA1025-11-37	1000–2550	11	37	1	10–16
SPA3035-11-37	3000–3500	11	37	1	10–16
SPA4450-12-39	4400–5000	12	39	1	10–16
SPA5560-12-39	5500–6000	12	39	1	12
SPA8186-12-39	8100–8600	12	39	1	12
SPA0304-13-40	340–470	13	40	2	10–16
SPA1015-13-40	1000–1500	13	40	2	10–16
SPA1624-13-40	1600–2400	13	40	2	10–16
SPA2025-13-40	2000–2500	13	40	2	10-16
SPA4450-13-40	4400–5000	13	40	2	10–16
SPA8186-13-40	8100–8600	13	40	2	12
SPA0304-16-42	349–470	16	42	3	12

Таблица 2. Характеристики линейных усилителей мощностью 5 и 10 Вт

Модель	Диапазон рабочих частот, МГц	Минимальный коэффициент усиления, дБ	Выходная мощность P1dB, дБм	Мощность сигнала COFDM, Вт	Напряжение питания, В
SPA0304-18-47	340–470	18	47	5	10–16
SPA1014-18-47	1000–1400	18	47	5	10–16
SPA2025-30-47	2000–2500	30	47	5	10–16
SPA3035-18-47	3000–3500	18	47	5	10–16
SPA4450-18-47	4400–5000	18	47	5	12–16
SPA1015-30-50	1000–1500	30	50	10	12–16
SPA2025-30-50	2000–2500	30	50	10	12–16
SPA4450-20-50	4400–5000	20	50	10	12–16

Данные модели линейных усилителей имеют общий приблизительный размер 96×49×12,5 мм (без учета соединителей). В этой подгруппе лишь одна модель с мощностью 3 Вт, причем относительно низкочастотная.

Как видно, большинство моделей линейных усилителей выполнено на выходную мощность 0,5–3 Вт, подгруппа более мощных усилителей в два раза меньше предыдущей. Усилители с мощностью 5 и 10 Вт имеют несколько большие общие габариты, чем модели с низкой мощностью, — 190×101×23 мм. Также более мощные усилители характеризуются практически вдвое большим коэффициентом усиления, который у нескольких устройств достигает 30 дБ.

Управление усилителями осуществляется с помощью сигналов TTL. Также в этих устройствах для повышения надежности применяются дополнительные способы защиты: от смены полярности питания, короткого замыкания, повышения напряжения питания.

 

Широкополосные усилители высокой мощности

Компания разработала широкополосные усилители относительно высокой мощности, предназначенные для многодиапазонных систем связи, мобильных систем радиоподавления, для анализа электромагнитной совместимости радиоэлектронных устройств и систем. Данные усилители могут применяться в системах с непрерывными сигналами, с амплитудной и частотной модуляцией, в таких системах связи, как LTE/UMTS.

Функционирование этих усилителей в широкой полосе достигается за счет качественной разработки согласующих цепей, что во многом реализуется с помощью собственного программного обеспечения компании.

Характеристики широкополосных усилителей мощности приведены в таблице 3.

Таблица 3. Характеристики широкополосных мощных усилителей

Модель	Диапазон рабочих частот, ГГц	Выходная мощность в режиме насыщения, Вт	Коэффициент усиления для слабого сигнала, дБ	Коэффициент шума, дБ	Уровень гармоник, дБн	Уровень паразитных составляющих, дБн	Напряжение питания, В; потребляемый ток, А	Размеры, мм; масса, г
SPA080	2–6	10	45	3	–15 (вых. мощность 46дБм)	–60	28; 4	160×90×26, 485
SPA082	0,7–2,7	100	56	7	–15 (вых. мощность 46дБм)	–60	35; 9	180×95×26, 800
SPA095	0,7–2,7	200	56	10	–15 (вых. мощность 46дБм)	–60	35; 16	214×160×30, 1600

Усилитель с мощностью 100 Вт показан на рис. 1.

Рис. 1. Широкополосный усилитель мощностью 100 Вт (модель SPA082)

Устройства изготовлены в относительно компактных алюминиевых корпусах. На радиочастотных портах мощных усилителей используются соединители SMA Female. Диапазон рабочих температур моделей составляет –40…+70 °C. Дополнительно усилители могут изготавливаться с внешними радиаторами, а также с индикаторами температуры и мощности. По требованию заказчиков в усилителях могут быть встроены фильтры и реализованы другие функции.

 

Усилители для локальных систем вещания

Еще одна группа — усилители для систем вещания, беспроводной передачи видеоизображений и речи. Так, в эту группу входят специализированные линейные усилители мощности для локальных вещательных систем. Данные устройства могут успешно применяться в радиоаппаратуре на различных объектах и позволяют расширить область действия имеющихся маломощных передатчиков. Таким пространственным объектом может быть спортивная арена или гольф-клуб. Указанные устройства имеют мощность 1–20 Вт (табл. 4).

Таблица 4. Характеристики линейных усилителей мощности для систем вещания

Модель	Диапазон рабочих частот, МГц	Выходная мощность, Вт	Коэффициент усиления, дБ	Напряжение питания, В; потребляемый ток, А	Размеры, мм	Тип радиочастотных соединителей
SPA001	470–870	1	18	12; 0,37	95×55×30	SMA Female — входной, BNC Female — выходной
SPA005	550–870	до 20, минимальная 5	28	30; 1,5	200×110×53	N-типа Female
SPA007, с переменным коэффициентом усиления	400–1000	5	18–42	Переменный ток 85–264 В, 47–63 Гц	200×134×48; вес 1,5 кг	BNC Female

В качестве дополнения на рис. 2 приведен компактный усилитель с выходной мощностью 1 Вт. В его конструкцию также интегрированы радиатор и фильтр нижних частот.

Рис. 2. Компактный усилитель мощностью 1 Вт (модель SPA001)

В модели SPA007 коэффициент усиления может изменяться с шагом 1 дБ в достаточно широких пределах. Значение коэффициента усиления устанавливается с помощью LED-дисплея.

 

Разработка усилителей для спутниковых систем связи

Одним из направлений по данной тематике является разработка твердотельных усилителей мощности, позволяющих заменять усилители на ЛБВ. В частности, для использования в оборудовании наземных станций военных систем спутниковой связи разработан усилитель Х‑диапазона мощностью 100 Вт (рис. 3). Устройство может быть использовано в оборудовании фиксированных и мобильных станций спутниковой связи. Усилитель характеризуется высоким коэффициентом усиления и весьма высокой стабильностью.

Рис. 3. Твердотельный усилитель мощности для наземных станций спутниковой связи

Для этой модели диапазон рабочих частот 7900–8400 МГц, выходная мощность 50 дБм, минимальное значение линейного коэффициента усиления 53 дБ, вариации коэффициента усиления при температуре во всей полосе рабочих частот 1 дБ (от пика до пика), КСВН 1,3:1; подавление гармонических составляющих 65 дБн, уровень интермодуляционных искажений при тестировании двухтональным сигналом –25 дБн, напряжение питания 24 В, максимальная потребляемая мощность 1000 Вт, диапазон рабочих температур –30…+65 °C, приблизительные размеры 240×190×25 мм.

Усилитель оснащен входным радиочастотным соединителем SMA Female и выходным соединителем CPR‑112G для перехода на волновод (рис. 3). Данное усилительное устройство имеет встроенную систему тестирования.

 

Усилительные модули для радаров

Компания разрабатывает и изготавливает усилительные модули для импульсных радаров, функционирующих в Х‑диапазоне. Например, импульсный усилитель с диапазоном рабочих частот 8,5–9,1 ГГц имеет входную мощность 0 дБм ±2 дБ, а выходную импульсную мощность 50–120 Вт (47–50,8 дБм), его коэффициент усиления для слабого сигнала не менее 55 дБ. Длительность импульса составляет 0,5–20 мкс, постоянный коэффициент заполнения 10%, максимальная частота повторения импульсов 20 кГц.

Другой усилитель, предназначенный для метеорологического радара (модель SPA9395–56–53), имеет диапазон рабочих частот 9,3–9,5 ГГц. Мощность его входного импульсного сигнала –3 дБм, типовая выходная импульсная мощность 200 Вт (минимальная 180 Вт), коэффициент усиления 56 дБ, КСВН по входу и выходу 1,5:1. Максимальная длительность импульса составляет 100 мкс, максимальный коэффициент заполнения 10%, время переключения 250 нс. Подавление гармонических составляющих до 60 дБн, а паразитных составляющих до 80 дБн, отклонение фазы 20°. Минимальный КПД составляет 20% при номинальном выходном сигнале. Управление устройством осуществляется с помощью сигналов TTL. Диапазон рабочих температур –20…+70 °C.

 

Усилители для компенсации потерь в кабелях

Помимо усилителей мощности, компания выпускает усилители, предназначенные для компенсации потерь в кабелях, используемых в радиосистемах. Эти решения предназначены для различных частот в диапазоне UHF, в том числе изготавливаются и широкополосные модели. Они включаются в линию прохождения высокочастотного сигнала, и питание осуществляется непосредственно по этой линии. Для контроля питающего напряжения предусмотрен LED-индикатор. Характеристики усилителей представлены в таблице 5, а внешний вид показан на рис. 4.

Рис. 4. Усилитель для включения в линию сигнала (модель SLA002-8-10)

Таблица 5. Характеристики усилителей, включаемых в высокочастотную линию

Модель	Диапазон рабочих частот, МГц	Коэффициент усиления, дБ	Точка пересечения по интермодуляции 3-го порядка по выходу, дБм	Максимальный коэффициент шума, дБ	Напряжение питания, В; потребляемый ток, мА	Размеры, мм, масса, гр.	Тип соединителей
SLA002-8-10	582–870	10	28	5	12; 40	51×25×25, 150	N-типа
SLA003-8-10	470–900	10	30	4	12; 65	51×25×25, 150	TNC-Female
SLA004-10-12	110–860	12	40	5	12; 120	51×25×25, 150	BNC

Эти изделия отличаются удобной конструкцией, небольшими размерами, малым весом, небольшим или умеренным энергопотреблением.

Для сетей мобильной связи выпускаются модели усилителей мощности для систем 3G/UMTS, LTE и многодиапазонных систем. При этом учитываются требования пользователей: изготовление усилителей в стандартных 19‑дюймовых стойках, контроль выходной мощности, наличие функции by-pass и т. д.

В заключение можно сказать, что усилители компании Saras Technology могут представлять интерес для различных потребителей в России. Представителем компании в России является ООО «Аврэкс» [2].

Литература

1. Сайт компании Saras Technology. 
2. Сайт компании «Аврэкс».

5.2. Высокочастотные усилители мощности

Высокочастотные усилители мощности строят по схеме, содержащей каскады усиления, фильтр и цепи автоматики. Усилители характеризуются номинальной выходной и минимальной входной мощностями, диапазо­ном рабочих частот, КПД, чувствительностью к измене­нию нагрузки, уровнем нежелательных колебаний, устой­чивостью и надежностью работы, массой, габаритами, стоимостью.

Получаемые в настоящее время максимальные зна­чения выходной мощности на частотах до 100 МГц со­ставляют несколько десятков киловатт. При существен­но меньшей мощности, отдаваемой отдельными транзи­сторами (не более 200 Вт), эти значения достигаются специальными устройствами сложения сигналов, среди которых наиболее распространены делители и суммато­ры мощности [46]. Существует множество разновидно­стей этих устройств [46 — 48, 56]. По величине фазово­го сдвига их делят на синфазные (с фазовым сдвигом суммируемых сигналов ф=0), противофазные (ф = я), квадратурные (ф = п/2) и др.; по виду исполнения — с распределенными и сосредоточенными элементами; по способу соединения с нагрузкой — на последователь­ные и параллельные и т. д.

Одним из основных требований, предъявляемых к устройствам сложения сигналов, является обеспечение наименьшего взаимного влияния отдельных модулей, мощности которых суммируются (так называемая раз­вязка модулей). Посмотрим, как выполняется это требование в простом синфазном сумматоре на транс­форматорах. Схема такого сумматора на трансформа­торах Т4 — Т6 вместе с делителем (на трансформато­рах Т1 — ТЗ) и суммируемыми каскадами (на транзи­сторах VT1 и VT2) без цепей смещения и питания показана на рис. 5.4. Трансформаторы Т4 — Т6 имеют коэффициенты трансформации соответственно 1,1 и 1/V2 (здесь r_н — сопротивление нагрузки, R_Б — бал­ластный резистор, сопротивление которого равно 2г_н). При нормальных условиях работы, когда напряжения на коллекторах синфазны и их амплитуды равны, ток в балластном резисторе отсутствует. Трансформатор Т6 приводит к двум последовательно соединенным об­моткам трансформаторов Т4 и Т5 сопротивление 2r_н, так что на коллекторе каждого транзистора сопротив­ление нагрузки составляет r_н. Представим теперь, что коллектор транзистора VT2 оказался замкнутым с его эмиттером. В таком случае вторичная обмотка транс­форматора Т5 представляет собой крайне малое сопротивление для ВЧ сигнала, так что сопротивление 2r_н, приведенное к первичной обмотке трансформатора Т6, полностью приводится ко вторичной обмотке трансфор­матора Т4, а следовательно, и к коллектору транзисто­ра VT1. Но параллельно VT1 при этом оказывается подключен балластный резистор такого же сопротивле­ния, т. е. несмотря на изменение режима работы, во втором каскаде условия работы первого каскада не изменились — он по-прежнему работает на нагрузочное сопротивление r_н. Но, поскольку половина его мощно­сти теперь поступает в балластный резистор, в нагруз­ке остается только половинная мощность одного каска­да, что в 4 раза меньше мощности, отдаваемой усили­телем в нагрузку до изменения нормальных условий работы. Чем большее число каскадов используется для получения выходной мощности, тем меньше сказывает­ся изменение условий работы в том или другом каскаде на общей мощности в нагрузке. Например, в усилите­ле с выходной мощностью 4,5 кВт, получаемой в ре­зультате суммирования мощностей 32 транзисторных каскадов, при отказе одного каскада выходная мощ­ность снижалась всего лишь до 4,3 кВт. Таким образом, очень малое взаимное влияние каскадов в устрой­стве сложения мощностей позволяет, максимально используя усилительные свойства каждого транзистора, обеспечить высокую надежность его работы, а следовательно, безотказную работу усилителя мощности в целом.

Рис. 5.4. Схема усилителя со сло­жением мощности на трансформато­рах

Суммирующее устройство выбирается исходя из ха-рактера и условий работы усилителя, поскольку при решении главной задачи — сложения сигналов — можно, используя те или иные особенности конкретного вида сумматора, улучшить другие характеристики уси­лителя, например ослабить некоторые виды нежела­тельных колебаний или уменьшить чувствительность к рассогласованию нагрузки.

Удовлетворительная развязка модулей, а также ма­лый уровень нежелательных колебаний третьего по­рядка, низкая чувствительность к изменению нагрузки и слабое влияние суммируемых каскадов на предвари­тельный усилитель получаются при использовании квадратурных сумматоров мощности. Противофазные сумматоры при удовлетворительной развязке подавля­ют нежелательные колебания второго порядка. Чередо­вание квадратурных и противофазных устройств сло­жения, например, когда два модуля складываются противофазно, а объединенные таким образом пары мо­дулей — квадратурно, в значительной степени сочетает достоинства обоих видов суммирующих устройств. По этим причинам квадратурные и противофазные сумма­торы и делители мощности, выполненные, например, на длинных коаксиальных или полосковых линиях, трансформаторах, получили широкое распространение в усилителях с выходной мощностью от 10 Вт и выше.

Следующий параметр усилителя — минимальная входная мощность — определяется допустимым уров­нем шума и устойчивостью работы и в этой связи за­висит от схемы, режима работы и конструкции усили-теля. Влияние шума на чувствительность усилителя объ­ясняется следующим. Известно, что приводимая к входу усилителя мощность шума определяется по формуле Р_ш = = 4kTF_шДf [57], где k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура; F_m — коэффициент шума;

Af — ширина полосы частот, в которой определяется

Р_ш. Но при заданном отношении сигнал/шум К_ш на выходе усилителя мощность входного сигнала Р_с не должна быть меньше, чем Р_ШК_Ш. Отсюда следует, что минимально допустимое значение входного сигнала, характеризующее таким образом чувствительность уси­лителя, определяется как Р_Стш=4kTF_щK_шДf. При за­данных К_ш и Af все входящие в это выражение вели­чины известны, за исключением F_JI. С помощью обще­известных соотношений нетрудно показать, что в не­линейном усилителе, каким в общем случае является усилитель мощности, при достаточно большом коэффициенте усиления по мощности первого каскада

где F_ш1 — коэффициент шума первого каскада; у_т+1 — отношение коэффициентов усиления мощности шума к коэффициенту усиления мощности сигнала в (m+1)-м каскаде усилителя, содержащего п каскадов. В зави­симости от режима работы каскада это отношение оп­ределяется по формуле

входящие в эту формулу коэффициенты находятся по таблицам [58]. Например, для четырехкаскадного уси­лителя мощностью 50 Вт при F_m1 = 6, Y₂=1,6, Yз=1,7, Y₄=1,9 имеем F_ш=31, что при K_ш=120 дБ, Дf=20 кГц и 4kT = 1,62*10-²⁰ Вт/Гц дает Р_Ш=1*10^-14 Вт и P_cmin=10 МВт, т. е. при оговоренных условиях мини­мально допустимое значение входного сигнала характе­ризуется напряжением около 1 В на сопротивлении 75 Ом. Заметим, что указанное определение чувстви­тельности справедливо, если на входе усилителя дей­ствует сигнал, в котором мощность шума, по крайней мере, на порядок ниже, чем приведенная к входу мощ­ность собственного шума усилителя Р_ш, так как иначе не будет получено приемлемое отношение сигнал/шум Kш. Если эта разница в величинах шума на входе не соблюдается, то для обеспечения требуемого значения K_ш между источниками сигнала и усилителем должна быть установлена селективная цепь, приводящая к не­обходимому подавлению шума при заданной расстрой­ке от рабочей частоты.

Рис. 5.7. Схема усилителя с выходной мощностью 15 Вт для диапазона частот 2 — 30 МГц

Другим фактором, ограничивающим чувствитель­ность усилителя, является устойчивость. В этом вопро­се помимо схемных решений большая роль принадле­жит конструктивному выполнению блока, и выбор вход­ного напряжения зависит от соотношения входного сигнала и сигнала, полученного за счет паразитной об­ратной связи. Усилитель можно считать устойчивым, если разница в уровнях входного сигнала при нормальной его работе и при выключенном напряжении питания выход­ного каскада не превышает 10 %. Для примера ука­жем, что такая величина при входном напряжении 0,3 В на сопротивлении 75 Ом получается без усложнения с коэфициентом усиления не менее 19 дБ при напряжении питания 12 В. Схема этого модуля с габаритами не более 30X14X5 мм и массой не более 15 г приведена на рис. 5.5. На рис. 5.6 показана схема построенного на основе этого модуля усилителя диапазона 30 — 80 МГц с выходной мощностью не менее 1,5 Вт и КПД 35 — 40 %. Близкие характеристики (при других квадратурных де­лителе и сумматоре мощности) были получены и на более низких, и на более высоких участках диапазона 1,5 — 120 МГц.

Таблица 5.1

Параметр	Значение
Выходная мощность, Вт, не менее	15	80
Напряжение питания, В	12	27
Сопротивление нагрузки, Ом	50	50
Входное сопротивление (с КСВ<1,6), Ом	50	50
Входное напряжение, В, не менее	1	2
Уровень второй гармоники, дБ, не более	— 30	— 34
Уровень третьей гармоники, дБ, не более	— 18	— 18
Уровень комбинационных колебаний третьего порядка в пике огибающей двухтонового испытательного сигнала, дБ, не более	— 32	— 36
Уровень колебаний паразитной амплитудной модуляции по отношению к величине, вызвав­шей эти колебания помехи (на частоте 1000 Гц) в цепи питания, дБ, не более	— 20	— 20
Уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка по отношению к величине, вызвавшей эти колебания помехи в цепи на­грузки, дБ, не более	— 15	— 16
Ток потребления при номинальной выходной мощности в режиме однотонового испытатель­ного сигнала, А, не более	3	8
Диапазон рабочих температур окружающей среды (при температуре корпуса транзисто­ров не более +110°С), град	— 50 + 50	— 50 + 50

Рис. 5.8. Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 2 — 30 МГц

Таблица 5.2

Обозначение	Конструкция сердечника трансформатора или дросселя, вид материала и типоразмер	Число витков в первичной f и вторич­ной II обмотках, марка провода, вид намотки, особенности кшструкцин
Т1 {см. рис. 5.7)	2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, 1000НМ-ЗБ, К5ХЗХ XL,5	I — 3 витка проводом МПО-0,2; II — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I обмотка расположена внутри II
Т2 (см. рис. 5.7)	2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, 1000НМ-ЗБ, К5ХЗХ X1, 5	I — 6 витков проводом МПО-0,2; II — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I обмотка расположена внутри II
ТЗ {см. рис. 5.7)	1 тороидальный сер­дечник, 400НН-4, К 12Х6Х4, 5	I, II — 6 витков из 12 скру­ченных проводов ПЭВ-0,14, разделенных на 2 группы по 6 проводов; III — 1 виток про­вода МГШВ-0,35 длиной 10см
Т4 {см. рис. 5.7)	1 тороидальный сер­дечник, 400НН-4, К20Х 12X6	I — 2 секции по 3,5 витка проводом МГТФЭ-0,14; II-5,5 витка проводом МГТФЭ-0,14
L3, L4 {см. рис. 5.7, рис. 5.8)	1 тороидальный сер­дечник, ЮООНМ-ЗБ, К 10X6X3	I — 5 витков провода ПЭВ-0,43
L5 {см. рис. 5.8)	2 тороидальных сер­дечника, 400НН-4, К 12X6X4, 5	I — 8 витков провода ПЭВ-0,43
Т1 {см. рис. 5.8)	2 столбика из 6 то­роидальных сердеч­ников каждый, ЮООНМ-ЗБ, К5Х ХЗХ1.5	1 — 2 витка проводом МПО-0,2; II — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; I — обмотка расположе­на внутри II
Т2 {см. рис. 5.8)	2 столбика из 5 то­роидальных сердеч­ников каждый, ЮООНМ-ЗБ, К7Х Х4Х2	I — 2 витка по 2 провода МПО-0,2 с отводом от точки соединения конца 1 провода с началом 2; II — 1 виток труб­чатой конструкции с отводом от середины; I обмотка рас­положена внутри II

Окончание табл. 5.2

Обовначение	Конструкция сердечника трансформатора или дросселя, вид материала и типоразмер	Число витков в первичной I и втерич-ной II обмотках, марка провода, вид намотки, особенности конструкции
ТЗ (см. рис. 5.8)	1 тороидальный сер­дечник, 100НН-4, К 16X8X6	I — 6 витков из 16 скрученных проводов ПЭВ-0,31, разделен­ных на 2 группы по 8 прово—дов, с отводом от точки сое­динения конца 1 группы с на­чалом 2; II — 1 виток прово­да МГШВ-0,35 10 см
Т4 (см. рис. 5.8)	2 столбика из 7 то­роидальных сердеч­ников каждый, 400НН-4, К 16X8X6	I — 1 виток трубчатой конст­рукции с отводом от середи­ны; II — 2 витка из 10 прово­дов МПО-0,2, включенных па­раллельно; II обмотка распо­ложена внутри I

Ширина полосы частот при больших уровнях мощ­ности в значительной степени определяется межкаскад­ными согласующими цепями, в качестве которых ис­пользуются широкополосные трансформаторы специ­альной конструкции, а также цепями коррекции амплитудно-частотной характеристики и цепями обрат­ной связи. Так, на рис. 5.7 и 5.8 показаны схемы уси­лителей с выходной мощностью 15 и 80 Вт для радио­передатчиков мощностью 10 и 50 Вт, работающих в диапазоне 2 — 30 МГц. Их основные характеристики приведены в табл. 5.1, а данные используемых транс­форматоров и дросселей — в табл. 5.2. Особенности этих усилителей — относительно низкий уровень неже­лательных колебаний и сравнительно малая неравно­мерность амплитудно-частотной характеристики. Эти параметры, например, в усилителе на 80 Вт достига­ются применением частотно-зависимой отрицательной обратной связи в выходном каскаде (со вторичной об­мотки трансформатора ТЗ через резисторы R11 и R12 на базы транзисторов VT3 и VT4) и в предоконечном каскаде (с помощью резисторов R4 — R7), а также корректирующими цепями C2R2, C3R3 и R1L1C1.

Уменьшить неравномерность усиления в полосе ча­стот можно также, используя цепи коррекции на входе оконечного каскада (конденсатор С7 и индуктивности проводников АБ и ВГ, представляющих собой полоски фольги длиной 30 и шириной 4 мм) и на выходе уси­лителя (индуктивность трансформатора Т4 и конден­сатор С13). Широкополосные трансформаторы, приме­ненные в этих усилителях, способны обеспечить удов­летворительное согласование не только в диапазоне 2 — 30 МГц, но и на более высоких частотах. Однако на частотах выше 30 МГц лучшие характеристики полу­чаются с трансформаторами на полосковых линиях без ферритовых материалов. Такие трансформаторы, например, были использованы в усилителе с выходной мощностью 80 Вт в диапазоне 30 — 80 МГц (табл. 5.3), схема которого показана на рис. 5.9. Особенность это­го усилителя — применение одновременно биполярных и полевых транзисторов. Такое сочетание позволило улучшить шумовые характеристики по отношению к использованию только биполярных транзисторов, а в сравнении с применением только полевых приборов улучшить энергетические характеристики усилителя [59].

Таблица 5.3

Обозначение	Конструкция трансформатора
Т7, Т 6	Направленный ответвитель в виде микрополоско-вой линии длиной 720 мм и шириной 1,5 мм, вы­полненной на двустороннем фольгированном стеклотекстолите размером 75X20X0,5 мм и по­мещенной между двух стеклотекстолитовых пла­стин, каждая из которых фольгирована с внеш­ней стороны. Общие габариты 75X20X3,5 мм
Т2, ТЗ	6 витков скрутки из двух проводов ПЭВ-0,41 с шагом скрутки 3 витка на 1 см на тороидаль­ном сердечнике МРЮОФ-2-8 К7Х4ХЗ
Т4, Т5	6 витков скрутки из двух проводов ПЭВ2-0,41 с шагом скрутки 3 витка на 1 см на тороидаль­ном сердечнике МРЮОФ-2-8 К12Х7Х6
T7	I обмотка из 1 витка печатного проводника ши­риной 5 мм и II обмотка из 2 витков печатного проводника шириной 2 мм, размещенные друг против друга с разных сторон пластины из двустороннего фольгированного стеклотекстолита размером 80X18X0,5 мм, заключенной между изолирующими стеклотекстолитовыми обкладками
Т8	Печатный проводник общей длиной 370 мм и шириной 10 мм на расстоянии 168 мм и шири­ной, плавно меняющейся от 10 до 3 мм, на рас­стоянии 168 — 370 мм, выполненный на стекло­текстолите ФТС — 1 — 35 — Б — 0,12. Первой обмот­кой является первая часть проводника длиной 168 мм; вторая обмотка начинается от середины первой и заканчивается концом проводника. Весь проводник намотан в виде спирали на диэлект­рическом каркасе

Рис. 5.9 Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 30—80 МГц

В результате такой усилитель обеспечил выходную мощность 80 Вт при работе от источника питания с напряжением 28 В с КПД 40 % при уровне шума не выше — 142 дБ в полосе 20 кГц при 5-процентной от­стройке по частоте от усиливаемого сигнала. Благода­ря меньшему влиянию на энергетические характери­стики каскада паразитной индуктивности элементов в цепи истока у полевых транзисторов в сравнении с влиянием такой же индуктивности в цепи эмиттера у биполярных транзисторов здесь (см. рис. 5.9) сравни­тельно просто и без лишних энергозатрат удалось ре­шить вопрос стабилизации режима работы выходного каскада. В известной мере этому способствовало соче­тание отрицательного температурного коэффициента у тока стока полевых и положительного — у тока кол­лектора биполярных транзисторов.

Важным параметром ВЧ усилителя является его КПД. Этот параметр зависит от назначения усилителя, условий его работы и, как следствие, от схемы пост­роения и используемых полупроводниковых приборов. Он составляет 40 — 90 % для усилителей сигнала с по­стоянной или коммутируемой амплитудой (например, при частотной и фазовой модуляции, частотной и амп­литудной телеграфии) и 30 — 60 % для линейных уси­лителей сигналов с амплитудной модуляцией. Более низкие из указанных значений объясняются использо­ванием энергетически невыгодных, но обеспечивающих линейное усиление недонапряженных режимов во всех каскадах, а также режима А в предварительных, а ча­сто и в предоконечном каскаде усилителя. Более высо­кие значения характерны для ключевого режима уси­ления сигналов с постоянной или коммутируемой амп­литудой (80 — 90 %) или для амплитудно-модулирован-ных сигналов (50 — 60 %) при использовании метода раздельного усиления составляющих сигнала [60]. На­пример, КПД не ниже 80 % был получен в широкопо­лосном усилителе на 4,5 кВт с выходным каскадом на 32 транзисторах, построенном с учетом общих реко­мендаций для ключевого режима [61, 62] и при приня­тии мер по устранению сквозных токов [63]. Однако, несмотря на очевидные энергетические преимущества ключевого режима работы, он еще сравнительно редко используется в ВЧ усилителях. Это объясняется рядом особенностей, к которым, например, относятся критич­ность к изменению нагрузки, высокий уровень нежелательных колебаний, большая вероятность превышения предельно допустимых напряжений транзистора и сложность регулировки при получении необходимых фазочастотных характеристик, стабильность которых должна обеспечиваться в условиях изменяющейся на­грузки, напряжения питания и температуры окружаю­щей среды. Кроме того, для реализации ключевого ре­жима на высоких частотах необходимы транзисторы с крайне малой длительностью переходных процессов при включении и выключении.

Перспективным направлением повышения энергети­ческих характеристик усилителей амплитудно-модули-рованного сигнала является квантование сигнала по уровню с раздельным усилением дискретных состав­ляющих и последующим их суммированием с учетом фазовых сдвигов [64].

В повышении эффективности работы усилителей важную роль играет качество согласования с нагрузкой с учетом возможности ее изменения. В настоящее вре­мя этот вопрос просто ив то же время наиболее ре­зультативно решается применением ферритовых венти­лей и циркуляторов. Однако так обстоит дело на срав­нительно высоких частотах, по крайней мере, выше 80 МГц. С понижением частоты эффективность исполь­зования ферритовых развязывающих устройств резко падает. В этой связи представляют интерес изучение и последующее промышленное освоение обладающих свойствами циркуляторов полупроводниковых невзаим­ных устройств [65], принципиально допускающих рабо­ту и на низких частотах. Если применение вентилей или циркуляторов невозможно, удовлетворительные ре­зультаты получаются при сочетании обычных согла­сующих устройств с автоматическим управлением ре­жимом работы усилителя. Так, увеличивая напряже­ние питания с ростом сопротивления нагрузки (при неизменном или слегка уменьшенном возбуждении) и снижая его с уменьшением сопротивления нагрузки при увеличении возбуждения, можно получить не только постоянную выходную мощность, но и сохранить в ус­ловиях изменяющейся нагрузки то высокое значение КПД, которое было получено в номинальном режиме. Возможности такого способа стабилизации выходной мощности, однако, ограничены предельно допустимыми токами и напряжениями используемого транзистора, а также техническими возможностями согласования ма­лых сопротивлений. По этим причинам реализуемая в настоящее время область нагрузочных сопротивлений, в которой таким путем еще можно добиться сравни­тельно стабильной выходной мощности, ограничена, как показали испытания усилителя с выходной мощ­ностью 4,5 кВт, значением КСВН, не превышающим 3.

Эффект малой чувствительности к рассогласованию нагрузки можно получить и при построении усилителя по схеме сложения мощностей с использованием квад­ратурных сумматоров и делителей мощности [66]. При соответствующем напряжении возбуждения такого уси­лителя можно добиться, несмотря на изменение режи­ма работы каждого из суммируемых каскадов, незна­чительного изменения общего тока потребления и сум­марной выходной мощности. При испытаниях таких усилителей было отмечено, что изменение выходной мощности при рассогласовании нагрузки получается таким же, как и в линейных цепях, т. е. описывается выражением, близким к Р/Р_н=4р/(1+р)², где Р_н и Р — мощности в номинальной и рассогласованной на­грузке, ар — КСВН, характеризующий степень рассо­гласования. Такое изменение в среднем, как показали сравнительные испытания, примерно вдвое меньше, чем у усилителя, построенного, например, по двухтакт­ной схеме.

Существуют и другие способы уменьшения чувст­вительности усилителя к рассогласованию нагрузки, однако все они в той или иной степени уступают рас­смотренным.

К числу основных параметров усилителя в послед­нее время стали относить уровень нежелательных ко­лебаний, возникающих в процессе усиления полезного сигнала. Такие колебания появляются в усилителе мощности вследствие нелинейных процессов под влия­нием полезного сигнала f и помех, поступающих из тракта формирования сигнала (f_ф), источника пита­ния (f_п) и антенны радиопередатчика (f_а). Посторон­ние колебания (помехи) из тракта формирования сиг­нала приводят к нежелательным излучениям радиопере­дающего устройства не только на частотах этих коле­баний fф, но и на частотах, образующихся под их влия­нием комбинационных колебаний mf±nf_ф. Уровень та­ких излучений определяется относительным уровнем нежелательных колебаний на выходе тракта формиро­вания, его изменением (преобразованием) в усилителе мощности, а также фильтрующими и излучающими свойствами следующих за усилителем узлов радиопе­редающего устройства. Изменение отношения помеха/ сигнал в усилителе (K_у) определяется схемой вклю­чения транзистора, режимом работы каскадов, значе­нием и частотой полезного сигнала и помехи.

Наибольшее изменение отношения помеха/сигнал наблюдается в усилителе с ОЭ, а также при малом вы­ходном сопротивлении источника сигнала r_г в усили­теле с ОБ и при малом сопротивлении нагрузки r_н в усилителе с ОК. С увеличением r_г в усилителе с ОБ и r_н в усилителе с О’К K_у->1. При работе усилителя в режимах А и В с любым включением транзистора относительный уровень помехи не изменяется; смеще­ние режима работы в сторону режима С приводит к росту, а в сторону режима АВ, наоборот, к уменьше­нию относительного уровня помехи; при этом рост бо­лее заметен, чем уменьшение. Повышение напряжен­ности режима уменьшает относительный уровень поме­хи. Чем больше значение полезного сигнала, тем при одном и том же режиме работы больше изменяется от­ношение помеха/сигнал. С ростом частоты сигнала и помехи изменение отношения помеха/сигнал уменьша­ется.

Возникающие под действием помехи комбинацион­ные колебания особенно опасны при работе усилителя в режиме С, где их уровень на выходе усилителя со­измерим с уровнем помехи. С изменением режима ра­боты от С к А уровень комбинационных колебаний вто­рого порядка (f±fф) монотонно убывает, а третьего (2f±fф) проходит через 0 в режиме В и по достиже­нии минимума в области отрицательных значений, сви­детельствующей об изменении фазы колебаний на про­тивоположную, при приближении к режиму А стремит­ся к 0.

При прочих равных условиях наибольшим подавле­нием комбинационных колебаний отличается усилитель с ОК, а затем усилители с ОБ и ОЭ. В многокаскад­ном усилителе, в отличие от однокаскадного, помехой для каждого следующего каскада, начиная со второго, являются не только усиленные нежелательные колеба­ния тракта формирования, но и комбинационные, а также гармонические колебания предыдущих каскадов. Осо­бенно велико влияние второй гармоники; она увеличивает уровни комбинационных колебаний второго и третьего порядков и уменьшает отношения помеха/сигнал. Это в основном проявляется в режиме С и фактически отсут­ствует в А. Под ее действием линейный режим работы (K_у=1) смещается из режима В в С. Эти изменения прямо противоположны, если фазу второй гармоники как-то искусственно изменить на л.

Малый уровень комбинационных колебаний, незна­чительное ухудшение отношения помеха/сигнал и одно­временно приемлемые энергетические характеристики характерны для усилителя, предварительные каскады которого работают в режимах А — В, а выходной — в В — С. При включении транзисторов по схеме ОК ре­жимы В — С можно использовать и в предварительных каскадах, но в выходном каскаде включение по схеме ОК неприемлемо из-за высокой восприимчивости уси­лителя к сигналам посторонних радиопередатчиков. Наилучшим для выходного каскада является включе­ние прибора по схеме ОБ или ОЭ. При этом ухудшение отношения помеха/сигнал в усилителе при малом уровне комбинационных колебаний может составить максимум 3 дБ. Но при неграмотном проектировании усилителя это значение может возрасти до 20 дБ, а наибольший уровень нежелательных колебаний будет не только на частоте по­мехи, но и на частотах, обусловленных этой помехой ком­бинационных колебаний.

При расстройке по частоте между полезным сигна­лом и помехой наиболее эффективно подавляются по­мехи в усилителях с фильтрами. Подавление реализу­ется как при электронно-коммутируемых фильтрах, так и путем построения усилителя на основе мощного авто­генератора, управляемого с помощью системы фазовой автоподстройки частоты. В последнем случае удается получать ослабления нежелательных составляющих — до 70 — 80 дБ, начиная уже с 5-процентной отстройки их час­тоты от частоты полезного сигнала [67].

В отличие от помех из тракта формирования сигна­ла, помехи из источника питания (f_n) имеют более низ­кие частоты и поэтому, достаточно хорошо ослабляясь межкаскадными согласующими и фильтрующими цепя­ми усилителя, в выходном сигнале обычно отсутствуют. Однако в результате различных эффектов, обусловливающих зависимость тока коллектора от коллекторного напряжения, они приводят к колебаниям паразитной модуляции с частотами mf+nf_u, наибольшим уровнем среди которых отличаются колебания с частотами f±fп. Вследствие близости по частоте к полезному сиг­налу фильтрация таких колебаний в усилителе практи­чески невозможна, и единственным средством борьбы с ними является ослабление самого эффекта модуля­ции в каскадах усилителя. Это может быть обеспечено использованием недонапряженного режима работы и применением транзисторов с наиболее близкими к го­ризонтальным пологими участками выходных характе­ристик. Таким образом удается ослабить рассматривае­мые колебания до уровня — (17 — 30) дБ по отношению к вызвавшей их помехе. Для сравнения укажем, что при перенапряженном режиме практически независимо от типа транзистора этот уровень составляет — 6 дБ.

Для уменьшения эффекта модуляции (при недона-пряженном режиме) необходимо, чтобы предваритель­ные каскады и цепь смещения выходного каскада уси­лителя питались от отдельного «чистого» источника (в связи с меньшей мощностью такой источник фильт­руется более просто). При этом уровень паразитных колебаний всего усилителя определяется только выход­ным каскадом, в котором и следует принимать меры по его снижению. Если же мешающий сигнал из цепи пи­тания попадает в каскады предварительного усилителя, то уровень паразитных колебаний на выходе всего уси­лителя, как правило, увеличивается. Однако если ме­шающий сигнал в предварительных каскадах оказыва­ется в противофазе с мешающим сигналом, действую­щим на коллекторе транзистора выходного каскада, то эффект модуляции в выходном каскаде может быть частично или полностью скомпенсирован [68]. Такой путь практически позволяет получить дополнительное подавление рассматриваемых нежелательных колебаний около 20 дБ.

Помехи из антенной цепи (f_а), воздействуя на тран­зисторы выходного каскада, приводят к интермодуляци­онным колебаниям с частотами mf+nf_a, наиболее опас­ными из которых являются имеющие большой уровень и малую отстройку по частоте от полезного сигнала интермодуляционные колебания третьего порядка (2f — f_a). Механизм образования этих колебаний факгически тот же, что и колебаний паразитной модуляции. Однако здесь положение усугубляется тем, что вслед­ствие более высокой частоты мешающего сигнала (fa~f) мешающий сигнал по цепи внутренней обрат­ной связи транзистора частично проникает во входную цепь каскада и там за счет эффекта преобразования увеличивает уровень интермодуляционных колебаний. Поэтому для снижения эффекта интермодуляции необ­ходимы транзисторы с минимально возможной емкостью С_к при включении транзистора по схеме ОЭ или мини­мально возможным произведением г_б,С_ка при включении транзистора по схеме ОБ. Усилитель с ОК в отношении этого вида колебаний обладает наихудшими характе­ристиками, так как помеха, во-первых, не только час­тично, а полностью попадает в его входную цепь, а во-вторых, и на выход предыдущего каскада, что еще бо­лее усугубляет эффект интермодуляции.

Существующие в настоящее время транзисторы в недонапряженном режиме работы каскада позволяют получить уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка — (15 — 30) дБ по отношению к вы­звавшей их помехе при включении по схеме ОЭ, при­мерно на 15 дБ меньше при включении по схеме ОБ и, наоборот, на 15 дБ больше при включении по схеме ОК [69]. Дополнительное подавление около 15 — 20 дБ мож­но получить, используя квадратурное суммирование сигналов модулей в выходном каскаде [70] и еще, как минимум, 15 дБ, применяя на выходе усилителя ферри-товый вентиль или циркулятор [66].

Наибольший уровень нежелательных колебаний на­блюдается на гармониках полезного сигнала. В одно-каскадном усилителе без принятия каких-либо мер по их подавлению этот уровень для второй и третьей гар­моник составляет обычно — (15 — 20) дБ. Включением каскадов по схеме сложения мощностей с применением квадратурных и противофазных сумматоров и делите­лей его удается снизить до — (30 — 40) дБ. Если за уси­лителем устанавливается блок фильтров, то этот уро­вень уменьшается еще на величину затухания соответ­ствующего фильтра в полосе задержания.

Блок фильтров обычно содержит полуоктавные трех-четырехзвенные фильтры, число которых определяется шириной рабочего диапазона частот. Каждый фильтр согласуется с нагрузкой, и его входное сопротивление представляет для усилителя номинальную нагрузку-Однако при согласовании на частоте основного сигнала нередко забывают о необходимости согласования на частотах гармоник. Это, как правило, приводит к изме­нению режима работы выходного каскада усилителя за счет реакции фильтра на частотах гармоник, что в свою очередь проявляется в изменении КПД усилителя и уровня нелинейных искажений усиливаемого сигнала. Кроме того, из-за паразитных реактивностей фильтра иногда создаются благоприятные условия для пропус­кания в нагрузку наряду с полезным сигналом некото­рых его высших гармонических составляющих. В этой связи очень полезно на выходе усилителя устанавли­вать специальный ферритовый фильтр [71], который за счет поглощения энергии высших гармоник в ферри-товом материале не только повышает их ослабление, но и, предохраняя усилитель от попадания отраженных гармоник, предотвращает ухудшение его параметров на частоте полезного сигнала.

С помощью фильтров можно добиться высокого уровня подавления гармонических составляющих. Од­нако следует подчеркнуть, что ослабить гармоник;! до уровня ниже — 120 дБ можно только при очень тща­тельном экранировании ВЧ каскадов и устранении в тракте после усилителя мощности различных кон­тактных соединений, в том числе и ВЧ разъемов, в ко­торых могут образоваться гармонические колебания с тем же уровнем.

Как видно, существующие технические решения обеспечивают высокое подавление нежелательных ко­лебаний. Однако в ряде случаев оно все же оказыва­ется недостаточным для нормальной работы аппарату­ры. Так, при сближении расположенных на подвижных средствах приемопередатчиков или при работе в соста­ве радиокомплексов, где самая разнообразная аппара­тура сосредоточена и должна функционировать в усло­виях крайне ограниченного пространства, радиоприемники нередко не могут работать со своими корреспон­дентами, как только включается расположенный побли­зости радиопередатчик другой линии связи. Такая си­туация возникает вследствие воздействия на приемни­ки некоторых нежелательных излучений радиопередат­чика. К ним в первую очередь относятся шумы. Не­смотря на малый уровень, именно они пролетавляют

наибольшую опасность в указанных условиях, так как, обладая непрерывным спектром и слабо меняющейся с расстройкой спектральной плотностью, могут, если не принять необходимых мер, практически полностью парализовать работу расположенных рядом приемни­ков [67].

Большую опасность в рассматриваемой ситуации представляют помехи из тракта формирования сигнала передатчика и образованные ими в усилителе мощно­сти комбинационные колебания, которые, как и шумы, занимают обширную область частот и не поддаются существенной минимизации при построении усилителя по рассмотренному ранее принципу прямого покаскад­ного усиления мощности.

Транзисторный усилитель мощности • HamRadio

Транзисторный усилитель мощности (ШПУ) отработана и мало чем отличается в различных промышленных конструкциях, что говорит о практическом отсутствии «белых пятен» в данной области радио конструирования. И все же радиолюбители довольно редко применяют самодельные конструкции на мощности более 30-40 Вт. Это, конечно, связано с дефицитностью качественных мощных транзисторов для линейного усиления ВЧ сигнала в диапазоне 1-30 Мгц.
Возможно и то, что основной способ настройки любительской техники – «метод научного тыка» для таких конструкций не подходит, поэтому сегодня более популярны ламповые усилители. Неоднократное применение различных типов транзисторов в ШПУ трансиверов показало их явные преимущества в сравнении с ламповыми на такие же мощности (речь, конечно, идет о Рвых.< 200 Вт). При изготовлении и эксплуатации транзисторного усилителя нужно учитывать определенные особенности, которые не возникают либо менее выражены в ламповом. Вот некоторые из них:

1.Нужно использовать транзисторы, специально разработанные для линейного усиления на частотах 1,5-30 МГц.

2. Выходная мощность двухтактного ШПУ не должна превышать максимального значения мощности применяемых транзисторов, хотя они и выдерживают перегрузки. Например, в военной технике этот показатель не превышает 25-50% от максимального значения.
3. Хотя бы один раз заглянуть в справочник и внимательно ознакомиться с параметрами используемого транзистора.
4. Нельзя превышать ни один из предельно допустимых параметров.
5. Во время предварительной настройки следует использовать безындукционную нагрузку в виде эквивалента сопротивлением 50-75 Ом соответствующей мощности, но ни в коем случае не электролампочку, как это многие делают при настройке лампового усилителя.
6. Наконец-то, напрячься и сделать раз и навсегда качественный КСВ-метр в одной коробке с коммутатором антенн и фильтром TVI с обязательным отключением антенн в нерабочем состоянии. Тем самым Вы избавите себя от нервных стрессов при общении с соседями – любителями сверхдальнего телевизионного приема на комнатную антенну и спешного поиска резиновых перчаток для откручивания разъема антенны с началом каждой грозы.
7. Если Вы заражены «стрелочной болезнью» или любите «держать микрофон» пока из него не закапает «конденсат» – не нужно экономить на размерах корпуса и радиатора. Аксиома -«надежный усилитель – это большой усилитель».

В противном случае обязательно введение дополнительного обдува.

8. Не нужно браться за постройку такого усилителя, если смутно представляете себе разницу между трансформаторами типа «бинокль» и с «объемным витком». В этом случае лучше приобрести готовую конструкцию (в чем Вам может помочь автор статьи) или импровизировать с лампами.

 

Транзисторный усилитель мощности, предлагаемый в данной статье, работает в любом участке КВ диапазона, согласующее устройство позволяет использовать антенны с сопротивлением 50 Ом и более (рис. ).

Мощность раскачки не превышает 1 Вт. Максимальная выходная мощность определяется типом применяемых транзисторов, для КТ957А – до 250 Вт. Коэффициент усиления по мощности до 25 дБ на низкочастотных диапазонах. Входное сопротивление 50 Ом. Уровень гармоник на выходе не более 55 дБ.
Транзисторный усилитель мощности (ШПУ) отработана и мало чем отличается в различных промышленных конструкциях, что говорит о практическом отсутствии «белых пятен»
Максимальный ток потребления до 18-19 А. В связи с тем, что на радиостанции использовалась одна антенна на все диапазоны (треугольник периметром 160 м) было решено ввести в усилитель согласующее устройство с КСВ-метром. Габаритные размеры усилителя определялись размерами используемого трансивера (RA3AO) и составляют 160x200x300 мм. В эти габариты не удалось «уложить» источник +24 В, который выполнен в отдельном корпусе. Для того, чтобы усилитель не перегревался в летнее время, введен принудительный обдув радиатора. В итоге получилась довольно удачная конструкция небольших габаритов, которая может использоваться при работе с возбудителем небольшой мощности, это могут быть трансивер на базе Р399А, трансиверы «Роса», RA3AO с пониженной выходной мощностью и т.д. Аналогичную конструкцию используют RK6LB, UR5HRQ, a RU6MS уже несколько лет эксплуатирует выходной каскад на КТ956А с Р399А.

 

Сигнал с трансивера поступает на трансформатор Т1 (рис.),

это обычный «бинокль», который понижает входное сопротивление и обеспечивает два одинаковых противофазных сигнала на входе драйвера VT1, VT2. Цепочки C4R2 и C5R3 служат для формирования амплитудно-частотной характеристики с подъемом в высокочастотной области. Смещение подается отдельно на каждый транзистор с источника +12В (ТХ). В качестве VT1, VT2 нужно использовать транзисторы, которые служат для линейного усиления ВЧ сигнала. Наиболее подходящие и недорогие КТ921 и КТ955. Если есть возможность подобрать пару, тогда цепи смещения можно объединить. Резисторы отрицательной обратной связи в цепи эмиттеров улучшают устойчивость и линейность работы каскада.

«Фильтр-дырку» C10R10 можно заменить на несколько обычных блокировочных конденсаторов разного номинала (например 1000 пф; 0,01 мк; 0,1 мк), включенных параллельно. Элементы C14, C18, R11 …R14 формируют требуемую АЧХ выходного каскада. Резисторы R15, R18 служат для предотвращения пробоя эмиттерного перехода при обратной полуволне управляющего напряжения. Их можно рассчитать по формуле R = (βmin/(6,28*frp*C3) для других типов транзисторов. Трансформатор Т2 («бинокль») согласовывает относительно высокое выходное сопротивление первого каскада с более низким сопротивлением входных цепей оконечного.

Трансформатор ТЗ обеспечивает подачу питания на VT4, VT5 и симметрирует форму напряжения на коллекторах транзисторов с целью снижения уровня четных гармоник. Дополнительно с помощью контура, образованного обмоткой II и конденсатором С19, реализуется подъем АЧХ усилителя в области 24…30 МГц.

Выходной трансформатор Т4 согласовывает низкое сопротивление выходного каскада с сопротивлением нагрузки 50 Ом. Резистор R21 рассеиваемой мощностью не менее 2 Вт (его можно набрать из нескольких) имеет условное обозначение – «защита от дурака». Наличие этого резистора имеет решающее значение в случае отсутствия какой-либо нагрузки для усилителя. В такой момент вся выходная мощность будет рассеиваться на этом резисторе и от него пойдет «дух горелой краски» – вывод нерадивому пользователю – «горим!». Транзисторы такую экзекуцию выдерживают – по данным завода-изготовителя степень рассогласования нагрузки при Рвых=70 Вт для одного транзистора в течение 1 с – 30:1. В нашем случае имеем 10:1, поэтому можно предположить, что за 3 секунды с транзисторами ничего не произойдет. Как показали эксперименты и многолетний опыт применения такой «защиты», транзисторы ни разу не выходили из строя от перегрузки по выходу.

Даже после прямого попадания молнии в антенну одного из пользователей такой техники вышел из строя только один транзистор, а резистор R21 рассыпался на мелкие кусочки. Реле К1 коммутирует антенну в режимах прием/передача (RX/TX). Желательно применять новое надежное герметизированное реле с малым временем срабатывания. Включение К1 происходит напряжением +12В (ТХ) через транзисторный ключ VT6. Цепь смещения VT4,VT5 объединена, т.к. была возможность подобрать пары этих транзисторов, в противном случае цепи смещения лучше выполнить раздельно, как это сделано, например, в [1]. Для температурной стабилизации тока покоя желательно обеспечить тепловой контакт хотя бы одного из диодов VD1 ,VD3 с ближайшим транзистором.

С выхода усилителя сигнал подается на КСВ-метр (рис.). Схема таких устройств (рис.) неоднократно описывалась в литературе.

Следует лишь отметить, что в качестве сердечника Т1 можно использовать практически любое ферритовое кольцо независимо от проницаемости. С увеличением проницаемости уменьшаем количество витков обмотки II. Подстроечные конденсаторы С1 и С8 должны выдерживать напряжение не менее 120 В и не изменять свои параметры при нагреве.

Узел ФНЧ (АЗ) (рис.4) состоит из шести фильтров нижних частот 5-го порядка, которые переключаются с помощью реле РЭС34 или РЭС10. Их входные и выходные нагрузочные сопротивления 50 Ом. Данные этих фильтров приведены в табл.1, они немного отличаются от расчетных. Это связано с тем, что усилитель слегка расстраивает фильтры и пришлось дополнительно подбирать элементы при максимальной выходной мощности. Это довольно рискованное мероприятие, но другой реальной методики как учесть, просчитать и компенсировать влияние усилителя на ФНЧ в рабочем режиме автору не известно. Фильтры переключаются подачей питающего напряжения на реле с «галетника» SB2 (рис.1).

Отфильтрованный сигнал подается на согласующее устройство (рис.), состоящее из катушек L1,L2 и емкостей С9,С10. При такой схеме включения элементов возможно согласование с нагрузкой >50 Ом. Это полностью соответствовало поставленной задаче – согласовать с рамкой периметром 160 м. Входное сопротивление такой антенны не было меньше 70 Ом ни на одном из диапазонов. Если потребуется согласование с нагрузками ниже 50 Ом, нужно ввести еще один галетный переключатель, который позволит менять конфигурацию устройства. Или хотя бы переключатель конденсатора С10 с выхода устройства на его вход. Очень сложно подобрать вариометр подходящих размеров для такой конструкции, да к тому же с возможностью изменения индуктивности в пределах 0…1 мкГн.

Шаровые вариометры не подходят, т.к. редко изменяют индуктивность на малых пределах, катушки с «бегунком» имеют большие габариты. Поэтому применен простейший вариант – бескаркасная катушка, свернутая в кольцо и своими выводами припаянная на контактные лепестки обычного керамического галетного переключателя на 11 положений. Отводы у катушек сделаны по-разному для того, чтобы более точно подобрать общую индуктивность согласующего устройства. Например, у L1 от 1, 3, 5, 7, 9, 13, 17, 21, 25, 30 витков, а у L2 от 2, 4, 6, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32 витков. Такой дискретности будет достаточно, чтобы точно подобрать требуемую индуктивность.

Например, в антенных тюнерах трансиверов TS-50 и TS-940 фирмы Kenwood используются катушки с семью отводами. Если сопротивление антенны не превысит 360…400 Ом, можно оставить одну катушку на 40…44 витка. Зазор между пластинами С10 должен быть не менее 0,5 мм, подойдут конденсаторы от старых ламповых радиоприемников. Для работы на 160 м, а иногда и на 80 м подключается дополнительный конденсатор С9.

При изготовлении усилителя следует обратить внимание на качество деталей и их электрическую прочность. Выводы элементов в ВЧ цепях должны иметь минимальную длину. По возможности, нужно подобрать пары транзисторов, хотя бы по простейшей методике.

Например, транзисторам задают одинаковые смещения на базе, измеряют коллекторные токи (по крайней мере при трех различных значениях напряжений смещения) и по более близким токам коллекторов отбирают пары транзисторов. Т.к. транзисторы мощные, нужно проводить измерения, задавая токи коллектора ориентировочно 20…50 мА, 200..          .400 мА и 0,9…1,3 А, а напряжение на коллектор подавать близкое к рабочему, хотя бы 18…22 В. Транзисторам при больших токах потребуется временный теплоотвод или измерения нужно проводить быстро, т.к. при прогреве растет крутизна транзистора. Конденсаторы лучше применять керамические, проверенные в аппаратуре, электролитические конденсаторы – танталовые.

Дроссели в базовых цепях можно использовать типов ДМ, ДПМ с минимальным внутренним сопротивлением, чтобы не создавалось на них дополнительное автосмещение, т.е. расчитанные на большой ток (для драйвера не менее 0,4 А, для выходных транзисторов не менее 1,2 А). Еще лучше намотать их на ферритовых кольцах диаметром 7. ..10 мм проницаемостью 600. ..2000, достаточно будет 5… 10 витков провода диаметром 0,4…0,7 мм. «Бинокли» изготавливались по «упрощенной технологии», т.е. внутри столбиков из ферритовых колец протягивается виток посеребряной оплетки от коаксиального кабеля, а уже внутри этой оплетки располагается провод вторичной обмотки в термостойкой изоляции. Каких-либо отличий в работе таких трансформаторов от «биноклей» с медными трубками замечено не было.

Немного сложнее подобрать качественный феррит для ТЗ. В аналогичных усилителях промышленного изготовления отечественного и зарубежного производства рекомендуемая проницаемость феррита для таких трансформаторов 100…125НН. В одном из усилителей авторского изготовления была попытка применить кольцо 125НН диаметром 22 мм, но такой трансформатор имел паразитный резонанс около 4 МГц, что резко ухудшило параметры усилителя на диапазоне 80 метров. Не было «проколов» с ферритами проницаемостью 400… 1000.

Более качественные параметры трансформатор имеет при его намотке скруткой из тонких проводов. Например, в промышленном УМ на КТ956А этот трансформатор намотан скруткой из 16 проводов ПЭВ-0,31, разделенных на 2 группы из 8 проводов. При выборе транзисторов для такого усилителя в первую очередь нужно обратить внимание, для каких целей предназначены эти транзисторы.

Не будет проблем с TVI при максимальной мощности, если применить транзисторы, предназначенные для линейного усиления сигнала в диапазоне 1 …30 МГц – это КТ921,927, 944, 950, 951,955, 956, 957, 980 и т.д. Такие приборы позволяют получать максимально возможную мощность без ухудшения надежности и с минимальной нелинейностью. Для таких транзисторов нормируется коэффициент комбинационных составляющих третьего и пятого порядков и далеко не каждая лампа может соперничать с ними по этим показателям.

Применение КТ930, 931,970 и им подобных в таком усилителе не имеет смысла. Чтобы не загружать читателя излишней информацией по поводу тех или иных транзисторов, нужно только отметить, что транзисторы, предназначенные для частот выше 60 МГц, как правило, изготавливаются по иной технологии и работают в классе С, усиливая частотно-модулированный сигнал. При использовании таких транзисторов на частотах ниже 30 МГц они склонны к возбуждению, не позволяют получать максимальной мощности из-за резкого снижения надежности и повышенных TVI. Более или менее сносно работают только КТ971А, да и то при пониженной мощности.

НАСТРОЙКА усилителя сводится к выставлению токов покоя – по 300…400 мА на VT1 , VT2 и по 150…200 мА на VT4,VT5. Эта процедура выполняется при помощи R1, R4, которые могут быть в пределах 390 Ом…2 кОм и R5 (680 Ом…10 кОм). Если не удается получить требуемых токов, можно добавить по одному диоду последовательно с VD2, VD4, и VD1, VD3.

Нагружаем усилитель на эквивалент, подсоединив его параллельно R21 при отключенных ФНЧ и подав на вход 0,5 Вэфф частотой 29 МГц, контролируем ламповым вольтметром ВЧ напряжение на эквиваленте и потребляемый ток. По отсутствию возбуждения убеждаемся в правильности подключения выводов витка связи в ТЗ. Подбором С19 устанавливается максимальный коэффициент усиления на 29 МГц. Включив параллельно резисторам в эмиттерах VT1, VT2 конденсаторы емкостью 1200…3300 пФ, можно еще немного поднять усиление на высокочастотных диапазонах. Затем проверяем отсутствие паразитных возбуждений, плавно увеличивая напряжение на входе усилителя, при этом выходное напряжение на эквиваленте должно расти так же плавно и без резких скачков. Мощность возбуждения не следует увеличивать более 1 Вт (7 Вэфф).

Правильное соотношение витков в трансформаторах при предполагаемой максимальной мощности проверяют, подсоединив ФНЧ и переключив нагрузку к выходу фильтров. Заметив значения выходного напряжения и потребляемого тока на диапазонах 28, 14, 3,5 МГц, изменяют на один виток II обмотку Т4. Нужно оставить такое количество витков, когда будут минимальные показания измерителя тока при максимальных или тех же значениях выходного напряжения. Как правило, изначально можно намотать 3 витка, а в процессе настройки уменьшить на виток. Аналогичную процедуру проводим с Т1 и Т2.

Для компенсации неравномерности усиления, которая обычно наблюдается на разных диапазонах, возможно потребуется дополнительный подбор C4,R2,C5,R3,R11,…R14,C14,C18. Если транзисторы предварительно не подбирались, желательно подкорректировать токи покоя по максимальному подавлению четных гармоник, уровень которых контролируют анализатором спектра или приемником.

ПЕЧАТНАЯ ПЛАТА (рис.) выполнена из двухстороннего стеклотекстолита толщиной не менее 1,2 мм при помощи острого ножа, металлической линейки и резака для нарезания контактных «пятачков».

Снизу платы некоторые «пятачки» соединены между собой или печатными дорожками, или монтажным проводом (показано пунктиром на рис.5). Для упрощения обозначены только основные радиоэлементы. Общую земляную шину «верха и низа» платы следует соединить пропаянными перемычками в нескольких точках по всему периметру платы. Плата установлена на металлических стойках на радиаторе размером 200×160 мм с ребрами высотой 25 мм. Под транзисторы в плате просверлены отверстия, а для лучшего теплового контакта посадочные места под транзисторы в радиаторе профрезерованы и смазаны теплопроводящей краской.

ФНЧ, выполненные по данным приведенным в таблице 1, в настройке практически не нуждаются.

Конденсаторы должны выдерживать реактивную мощность не менее 200 Вар. Можно использовать КСО или КМ размером не менее 10×10 мм. Допускается параллельное включение конденсаторов меньшей мощности. Катушки диапазонов выше 10 МГц намотаны с шагом, равным диаметру провода, на низкочастотные – виток к витку. Для переключения ФНЧ можно использовать реле или галетный переключатель. Во втором случае элементы фильтров нужно расположить так, чтобы исключить «пролезание» сигнала через соседние, т.к. их входы/выходы в этом случае остаются незаземленными.

Схему согласующего устройства можно изменить или ввести дополнительный переключатель для коммутации различных вариантов включения элементов. Это зависит от конструкции используемых антенн. Необходимо обязательно обеспечить возможность изменения индуктивности в малых пределах, в противном случае могут возникнуть проблемы при настройке согласующего устройства на высокочастотных диапазонах.

Вентилятор М1 для обдува радиатора – от блока питания компьютера. Все блокировочные конденсаторы – керамические, хорошего качества, с выводами минимальной длины. Электролитичекие конденсаторы – типов К53, К52. Диод VD1 имеет тепловой контакт с VT5.

Стабилизатор напряжения 24…27 В должен быть с ограничением максимального потребляемого тока. Можно рекомендовать схему, которая применяется на протяжении последних лет в трансиверах с транзисторными выходными каскадами и зарекомендовала себя как «надежная и простейшая» (рис.).

Это обычный параметрический стабилизатор с защитой от КЗ и перегрузки по току. Для получения требуемого тока применено параллельное включение двух мощных составных транзисторов с выравнивающими резисторами в цепи эмиттеров.

Регулировка выходного напряжения осуществляется резистором R6, а установка тока, при котором срабатывает защита, – R4 (чем выше его сопротивление, тем меньше ток). R5 служит для надежного запуска стабилизатора. В момент, когда выходной каскад не работает и ток потребления источника +24 В равен нулю, напряжение на выходе стабилизатора может повышаться до входного уровня. Чтобы этого не произошло, включен нагрузочный резистор R7, номинал которого зависит от утечки VT2, VT3 и R5. Собранный стабилизатор следует нагрузить на мощное проволочное сопротивление и выставить ток, при котором срабатывает защита. Достоинство этой схемы еще и в том, что регулирующие транзисторы крепятся к шасси (радиатору) без изолирующих теплопроводящих прокладок. При покупке КТ827А обязательна проверка транзисторов на утечку, т.к. очень много попадается брака.

Транзисторный усилитель мощности намоточные данные.

Согласующее устройство (рис.1). L1, L2 – бескаркасные, диаметр провода 1 …1,2 мм, диаметр оправки 16…18 мм, по 35 витков с отводами. С10 – от старых ламповых радиоприемников, зазор не менее 0,5 мм.

Усилитель мощности, А1 Т1 – «бинокль» (два столбика из 4-х тороидальных сердечников каждый, 1000…2000 НМ, К7). I – два витка, провод МПО-0,2; II – 1 виток, провод МПО-0,2.

Т2 – «бинокль» (два столбика из 5-ти сердечников каждый, 1000НМ, К7). 1 – 2 витка по 2 провода МПО-0,2, с отводом от точки соединения конца 1-го провода с началом 2-го; II – 1 виток оплетки коаксиального кабеля диаметром 3…5 мм (желательно посеребренной), или медная трубка. Обмотка I располагается внутри обмотки II, при этом ее оплетка должна плотно облегать витки первой обмотки.

ТЗ – один тороидальный сердечник, 100…600НМ, К16…18. I – 6 витков из 12 скрученных проводов ПЭВ 0,27…0,31, разделенных на 2 группы из 6-ти проводов, с отводом от точки соединения концов проводов первой группы с началом второй. II -1 виток провода МПО-0,2.

Т4 – «бинокль» (два столбика из 7-ми тороидальных сердечников каждый, 400…1000НН, К14…16. I – виток оплетки от коаксиального кабеля диаметром 5…9 мм или медная трубка. II – 2 витка из скрученных 4…5-ти проводов МПО-0,2. Обмотка II – внутри I.
L3 – один тороидальный сердечник, 1000НМ, К10…12, 5 витков провода ПЭВ 0,4…0,5 мм.
L6 – два тороидальных сердечника, 400…1000НМ, К10…12, 8 витков провода ПЭВ 0,9…1,2 мм или скрутки из 5…7 проводов ПЭВ 0,4…0,5 мм.
L1, L2, L4, L5 – стандартные дроссели типа ДМ, L4, L5 индуктивностью 10…15 мкГн на ток не менее 0,4 А.

КСВ-метр, А2

Т1 – тороидальный сердечник 20…50ВЧ, К16…20. I – отрезок коаксиального кабеля, оплетка которого служит электростатическим экраном и заземляется только с одной стороны. II – 15…20 витков ПЭВ 0,2…0,4 мм.

Усилители мощности

Подбор профессионального усилителя мощности.

Довольно часто владельцы профессиональной акустики с горечью и недоумением повествуют о сгоревших динамических головках в колонках, подключенных к усилителям, мощность которых меньше, чем заявленный по паспорту номинал их акустики. Они недоумевают, как такое могло случиться, ведь кажется вполне логичной невозможность такого исхода. Продавцы утверждают, что акустика будет выдавать мощное звучание при небольшой подаваемой мощности, а при необходимости справится даже с перегрузкой. Эти утверждения справедливы, но лишь в случае, если сам усилитель работает без перегрузки. Чтобы вникнуть в ситуацию, необходимо понимать природу музыки и то, как она соотносится с мощностью усилителя и искажениями.

Начнем с самой природы возникновения звука. Энергия низких частот всегда гораздо выше энергетического потенциала среднечастотного или высокочастотного диапазона. Энергетическая составляющая высоких частот обычно на 10 – 15 дБ ниже, чем у нижних и средних частот. Соответственно, даже если мы допустим присутствие значительных пиков в высокочастотном программном материале (что есть обычная практика) на ВЧ динамик попадает только десятая часть той мощности, которую должны будут держать НЧ и СЧ головки. Такое естественное распределение музыкальной энергии нам выгодно. Например, акустическая система, способная выдерживать 100 Вт подаваемой мощности, должны иметь ВЧ компонент с номиналом всего 10 Вт, и снабдив её 20-ваттным ВЧ драйвером, мы будем иметь 100% запас по мощности, для безопасности ВЧ-компонента.

Взглянем на принцип усилителей мощности.

Заявленная номинальная выходная мощность усилителя не бывает предельной. В определенных условиях, например, при слишком высоком уровне входного сигнала, усилитель может выдавать мощность больше указанной номинальной. Это обусловлено тем, что выходная мощность усилителя указывается учетом общего уровня гармонических искажений (обозначается аббревиатурой THD). Если необходимо воспроизвести большую мощность, усилитель справится с этой задачей, но со значительно более высоким уровнем искажений. Например, усилитель с номиналом 10 Ватт на 8 Ом нагрузке при уровне искажений THD 0.5% можно заставить выдавать 20 Ватт на громкоговорители. Точно так же усилитель с номинальной мощностью 50 Ватт можно перегрузить на 100 Ватт. При этом основная доля искаженного сигнала будет приходиться на диапазон ВЧ.

Звучание усилителя, работающего в перегрузке, обогащается паразитными гармониками. Понятие гармоники было введено для анализа сложных сигналов. Частота каждой гармоники выше основной частоты сигнала. Таким образом, сигнал с частотой 500 Герц, включает в себя сумму сигналов гармоник 1, 2, 4 килогерц и так далее. При номинальной работе усилителя все составляющие сигнал сбалансированы, но как только начинаются искажение (следствие перегрузки) — амплитуды гармоник возрастают и в исходном (500 Гц) сигнале появляются довольно мощные выбросы с частотами один, два, четыре кГц и так далее, а это уже диапазон ВЧ драйвера. Теперь вы видите, что высокочастотный излучатель может сгореть даже от искаженного звука бас гитары. На осциллографе это выглядит примерно следующим образом. Пусть на экране отображается тестовый синусоидальный сигнал. Мощность сигнала пропорциональна половине его амплитуды. Когда усилитель перегружается, вершины волны срезаются, после чего мы получаем форму волны на выходе усилителя мощности приближенную к прямоугольной. В процессе этого мощность выходного сигнала все чаще равна пиковым значениям и не собирается снижаться. В таких случаях на ВЧ драйвер часто поступает удвоенная номинальная мощность усилителя, а такую перегрузку способен выдержать не каждый драйвер. Также, тяжело приходится и СЧ, НЧ динамикам.

Длительный сигнал прямоугольной формы это все равно, что прохождение по катушке динамика постоянного тока. Это способствует ее равномерному прогреву до температуры плавления. Усилитель большего номинала, чем акустическая система, может обеспечить необходимую мощность без среза вершин синусоиды и, следовательно, без искажений. Акустическая система в этом случае будет получать музыкальный сигнал с нормально распределенной по частотному спектру акустической энергии. При таком условии повреждение ВЧ драйвера – маловероятно.

К сожалению, нет единых жестких и универсальных нормативов. Крайне мало моделей усилителей мощности имеют индикаторы, которые могут с реальной точностью указывать, когда усилитель мощности перегружается до опасной для него и акустики точки, где возможен выход из строя динамиков в акустических системах. Не стоит забывать, что регулятор громкости не приклеен и его поворот на половину снизит мощность усилителя более, чем на 50 процентов. Не смотря на то, что бытует мнение об опасности искажений по входу. Аксиом тут нет, как бы нам, возможно, этого не хотелось. Но некоторые вещи всё таки можно подсказать. Мы можем порекомендовать Вам купить профессиональный усилитель мощности с номиналом , превышающим ваши потребности.

Помните, что акустике для правильной отработки динамических всплесков звуковой программы может требоваться мощность, в несколько раз превышающая их номинал. Если усилитель обладает достаточным запасом мощности, то динамические пики сигнала будут воспроизведены чисто и прозрачно, в противном случае звук будет монотонным и скучным. Если усилитель превышает собственный режим допустимых искажений, он вынужден перешагнуть параметры, заложенные при его разработке, выдавая опасные уровни выходного сигнала богатые высокочастотными искажениями. Избегайте перехода в режим перегрузки. Обычно перегрузка возникает на громких пассажах, когда усилитель мощности работает на высоких уровнях громкости. Если перегрузка возникает регулярно — уменьшите громкость или приобретайте профессиональный усилитель мощности большего номинала, который способен донести большую мощность без искажений. В том случае, если мощность акустических систем и усилителей подобрана корректно, а звука все равно не хватает, то стоит задуматься над заменой звукового комплекта.

Не занимайтесь изменением коммутации усилителя во время его работы. При замыкании или размыкании контактов в звуковом тракте, во время работы усилительной системы слышны ощутимые щелчки. Все действия, связанные с перекоммутацией цепей звукового комплекса следует производить при выключенных усилителях мощности, поскольку, при включенном приборе на высокой мощности такие вещи могут очень быстро вывести из строя катушки драйверов. Поднимая тонарм вертушки, снижайте громкость. Если тонарм случайно упадёт на пластинку, результирующий звук “вышибет” динамики. Не “разгоняйте” систему, если в программном материале сильно подняты низкие частоты – они могут сразу перегрузить усилитель. Помните, что увеличение громкости на три децибелла не сильно различимо ухом, но требует от усилителя удвоения мощности, а многие регуляторы тембра способны поднять уровень сигнала на 15 децибелл.

УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ ВЧ

---

   Эта схема ВЧ усилителя передатчика (на 50 МГц) имеет 100 Вт выходной мощности. Данный УВЧ использовал с моим FT-736R для DX SSB. Он усиливает сигнал ровно в 10 раз. Устройство прекрасно подходит для автомобильных радиостанций таксистов, работающих в диапазонах 50 и 27 МГц (с перестройкой контуров).

   Если вы хотите построить этот радиочастотный усилитель, собирайте его на двухсторонней печатной плате — для увеличения площади заземления. Транзистор 2SC2782 нуждается в приличном радиаторе. Максимальная мощность на выходе — 120W.

Схема усилителя мощности ВЧ

Рисунок печатной платы

 

   Технические характеристики усилителя:

•  Входная Мощность: 10W
•  Выходная Мощность: 100W
•  Рабочая Частота: 50-52MHz
•  Режим работы: FM — SSB
•  Рабочее Напряжение: 10-16 В постоянного тока
•  Рабочий Ток: 10 ампер.

   Схема была взята с одного китайского сайта и успешно повторена, только не использовались элементы детектора автоматического переключения приём-передача (на схеме зачёркнуты). Для создания УВЧ на частоты от 100 мегагерц — воспользуйтесь этой радиосхемой.

Поделитесь полезными схемами

---

ПРОСТОЙ ВИДЕОПЕРЕДАТЧИК    Как передавать изображение и звук с видеокамеры-глазка на телевизор, без использования проводов — схема и практическая сборка устройства.

---

ПРОСТАЯ СИГНАЛИЗАЦИЯ ДЛЯ КВАРТИРЫ     Сигнализация для квартиры своими руками — автономное питание и герконовый контактный датчик проникновения. Устройство, описанное в статье, предназначено для звуковой сигнализации о проникновении в квартиру через входную дверь.

---

ЭЛЕКТРОННЫЙ ЗАМОК ДЛЯ ВХОДНОЙ ДВЕРИ    Электронные дверные замки для дома. Развитие высоких технологий уже прочно и надежно вошло в нашу жизнь, и захватила все ее сферы. Разработки в этой сфере проявляются в полную силу в окружающем мире, ведь в нашем мире практически невозможно встретить человека который бы не пользовался мобильными телефонами, компьютерами и другой оргтехникой.

---

СХЕМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ     Все электронные устройства, даже самые большие, всегда составлены из простых элементов. Их существует всего несколько видов.

---

Усилители мощности 5-10 и 50-100Вт.

В реальной конструкции трансивера применен довольно мощный усилитель, пиковая мощность достигает 100Вт. На сегодня, в связи с существующими ценами на мощные ВЧ транзисторы, это довольно дорогой узел. В предоконечном и оконечном каскадах используются отечественные транзисторы, специально разработанные для линейного усиления диапазона 1,5-30МГц при напряжении питания 13,8В.

Усилители 5-10Вт

схема 5Вт , схема 10Вт

Пока приведу урезанную версию ШПУ выходной мощностью до 5Вт. Себестоимость его не высока, поэтому будет доступен большинству радиолюбителей. Выходная мощность практически одинакова на всех диапазонах. При желании, можно на высокочастотных участках выходную мощность сделать больше чем на НЧ. Это иногда требуется, когда используется внешний РА с завалом на ВЧ Bands. Первый каскад выполнен на транзисторе КТ610. Лучшая ему замена — это КТ939А, такой транзистор специально разработан для линейного усиления в классе А. Существуют более современные транзисторы с еще лучшими характеристиками, но их очень сложно найти. Например 2Т996Б у которого коэффициент комбинационных составляющих на частоте 60 МГц по второй гармонике (М2) не более — 65Дб, а по третьей гармонике (М3) не более — 95Дб, далеко не каждая лампа может обеспечить такие параметры. Транзистор VT1 используется в классе А при токе покоя 120-150мА. Трансформатор Т1 выполнен на ферритовом кольце диаметром 10 мм, проницаемость 1000. Намотка в два провода без скрутки, провод диаметром 0,24-0,30 мм, восемь витков, соединение начала одной обмотки с концом другой образуют средний вывод. Подъем усиления на ВЧ обеспечивает отрицательная обратная связь в цепи эмиттера, подбирается при помощи С1. Общее усиление и наклон АЧХ можно подбирать изменяя номиналы R5,C2. Усиленный сигнал через разделительный конденсатор С6 поступает на оконечный каскад VT2. Замены этому транзистору, без ухудшения характеристик, не удалось найти. Более-менее здесь еще работают КТ920Б,В; КТ925Б,В. Можно применять КТ921А,КТ922Б,КТ934Б,Г но это транзисторы, предназначение для использования при напряжении питания 24В. Поэтому можно предполагать завал коэффициента усиления и частотных свойств при питании 13,8В. На счет линейности тоже трудно что-то сказать, т.к. из всех перечисленных только КТ921А предназначен для этих целей, остальные предназначены для усиления ЧМ сигнала на частотах выше 50Мгц в классе С. Такие транзисторы можно использовать на КВ диапазонах с приемлемой линейностью только при пониженной мощности (не более 40%). Если читателю захочется более подробно ознакомиться с мнением автора по поводу построения транзисторных ШПУ с питанием 24В на отечественной элементной базе — у него можно заказать книжку-описание сетевого трансивера с синтезатором частоты на Z80 и таким усилителем мощности. При применении КТ965А в этом каскаде и питании 13,8-14В можно получить не менее пяти линейных Ватт мощности. При сравнении анализатором спектра СК4-59 5Вт полученных в TRX RA3AO и такой же мощности при применении КТ965А, сразу появилось желание выкинуть узел А21 в “дроздивере”. Двухтактный усилитель на КТ913 (А21) обеспечивает наличие “палок” на экране анализатора до предельной частоты прибора (110МГц), а может и выше, т.к. просто не позволяют разрешающие частотные свойства СК4-59. Транзистор КТ965 не предназначен для работы выше 30МГц, поэтому он просто не “тянет” на таких частотах и следы “палок” можно увидеть только на частотах до 50МГц, гармоники подавлены в худшем случае не менее 25Дб. Таким сигналом можно работать в эфире и возбуждать любой усилитель мощности без всяких фильтров. На рис.6 показан двухзвенный фильтр низкой частоты установленный на выходе усилителя, который обрезает те остатки “палок”, которые еще можно разглядеть на экране анализатора, выше 32МГц (L6,L7,C20,C21, C22). В случае “урезанного” ШПУ этот ФНЧ можно не устанавливать. Ток базы VT2 стабилизируется цепочкой VD1,VD2,VT3. Элементы C4,R8 определяют амплитудно-частотную характеристику каскада. Резисторы отрицательной обратной связи R10,R11 улучшают линейность. Резистор R7 служит для предотвращения пробоя эмиттерного перехода при обратной полуволне управляющего напряжения и рассчитывается по формуле R=S/2пFгр.Cэ. Ток покоя в пределах 300-350мА, выставляется резистором R9. Трансформатор Т2 можно выполнить на ферритовом кольце диаметром 16-20 мм проницаемостью 300-600 или применить “бинокль” из колец К10 проницаемостью 600-1000, достаточно по 4 кольца в столбике. Если предполагаемая нагрузка 50-75Ом, трансформировать сопротивление нужно 1:4, для этих целей подойдет трансформатор на кольце намотанный бифилярно проводом 0,6-0,8 мм, достаточно 7-9 витков. Средний вывод, образованный соединением начала одной обмотки с концом другой, подсоединяется к коллектору VT2. С одного свободного вывода через разделительный конденсатор емкостью 47-68Н, реактивной мощностью не менее 10 Вт, снимаем полезный сигнал, а на другой конец обмотки подается питающее напряжение. В случае если сопротивление нагрузки может быть более 100Ом или оно неизвестно, лучше применить трансформатор типа “бинокль”, т.к. с таким трансформатором легче менять соотношение трансформируемых сопротивлений. Выполняется он таким образом — нужно склеить из колец два столбика, затем столбики склеить между собой наподобие “бинокля”. Обмотка I может составлять 1-2 витка провода сечением не менее 0,6 мм. При неизвестном сопротивлении нагрузки обмотку II вначале наматывают с заведомо большим количеством витков, например 5, провод можно использовать монтажный многожильный. Затем, руководствуясь показаниями потребляемого тока каскадом на VT2, показаниями лампового вольтметра, включенного параллельно нагрузке, находим оптимальное соотношение витков трансформатора. Нужно проверять значение выходной мощности на самой высокой частоте — 29Мгц, в середине диапазонов — 14Мгц и на 1,8Мгц. Цепочка из резисторов R12,R13 в мощной версии ШПУ именуется “защитой от дурака”. Здесь служит как делитель при измерении выходной мощности. Элементы R14,C15 компенсируют неравномерность измерителя мощности во всем частотном интервале от 1,5 до 30МГц. Резистор R15 служит для градуировки показаний миллиамперметра. Для того, чтобы делитель не отбирал на себя часть полезной мощности , можно пропорционально увеличить сопротивление R12,R13, но тогда функции “защиты” выполняться не будут. Реле Р1 типа РЭС10 или его герметизированный аналог — РЭС34, паспорт 0301, сопротивление обмотки около 600Ом, предварительно проверить на надежность срабатывания от 11-12В. Можно применять 12-ти вольтовые паспорта с сопротивлением обмотки 100-120Ом, но тогда VT4 нужно заменить на более мощный транзистор (КТ815). Дроссели Др1 и Др3 должны выдерживать рабочий ток — Др1 до 150мА, Др3 до 1А.

 

 

Усилитель мощности 50-100Вт.

фото 50Вт , фото 100Вт , схема

Схемотехника транзисторных широкополосных усилителей мощности отработана и если просмотреть схемы импортных трансиверов, как дешевых так и самых дорогих моделей, то различие в построении этих узлов минимальны, отличия только в наименовании транзисторов, номиналах деталей и незначительно в схеме. Если читатель знаком с предыдущей книжкой — описанием сетевого TRX, в котором применен ШПУ на КТ956А, то он может отметить минимальную разницу в построении таких каскадов. Так как трансивер предназначен для работы от источника питания напряжением 13,8В, то поиски были направлены на то, чтобы обеспечить требуемую мощность с минимальным завалом амплитудно-частотной характеристики в высокочастотной области и сохранением линейности при понижении напряжения питания до 11В. Выбор транзисторов отечественного производства для решения этой задачи очень мал. Если еще учесть, что стоимость их как правило выше, чем транзисторов предназначенных для работы от 24-28В и на радиорынках они довольно редко встречаются, то прежде чем браться за изготовление такого усилителя следует задуматься — а нужно ли прилагать героические усилия, чтобы зацикливаться на этих пресловутых, принятых во всем мире 13,8В? Может слепить ШПУ из того “радиобарахла”, что есть в наличии? Есть же КТ960,КТ958,КТ920,КТ925, которые довольно часто применяют радиолюбители.

Чтобы читателю была более ясна позиция автора, остановимся более подробно на выборе типов транзисторов. Если верить тому, что пишут разработчики и изготовители мощных транзисторов, они делят их на три класса:

•    Низкочастотные (граничная частота до 3МГц)  
• Высокочастотные (граничная частота до 300МГц)
• Сверхвысокочастотные (граничная частота выше 300МГц).  

Нас интересует вторая группа, внутри нее транзисторы разделяются на:

• А) предназначенные для линейного усиления ВЧ сигнала
• Б) для широкополосного усиления сигнала в классе С на частотах 50-400МГц.

Более подробно о том, как проектируются и изготавливаются те или иные транзисторы лучше прочесть в профессиональной литературе. Здесь же отметим лишь основные отличия подгруппы “А” и “Б”. Группа А, транзисторы предназначенные для связной аппаратуры — это в основном линейные широкополосные усилители, работающие в режиме одной боковой полосы, к транзисторам предъявляются дополнительные требования как по конструктивному исполнению (уменьшение емкости коллектора и индуктивности эмиттерного вывода) так и по линейности. В мощных ВЧ транзисторах для связной аппаратуры амплитуда комбинационных составляющих третьего и пятого порядков в 25-30 раз меньше чем амплитуда основных сигналов (ослабление не менее 27-33Дб). При изготовлении транзисторов этой группы производители основное внимание уделяют параметрам линейности и запасу прочности в предельных режимах эксплуатации. В подгруппе Б больше внимания уделяют частотным свойствам и повышению коэффициента усиления по мощности. Например, два транзистора, рассчитанные на получения одинаковой мощности 20Вт — КТ965А (подгруппа А) и КТ920В (подгруппа Б) отличаются предельными эксплуатационными параметрами. КТ965А — ток коллектора 4А, рассеиваемая мощность 32Вт при питании 13В; КТ920В — соответственно 3А, 25Вт при 12,6В. Так как граничная частота транзисторов, предназначенных для работы ниже 30 МГц, довольно невысокая (до 100МГц), то изготовителю легче произвести прибор с большей перегрузочной способностью. Например, минимальные размеры элементов транзистора на частоты 200-500МГц составляет 1мкм и менее, тогда как для частот 50-100МГц они могут иметь размер 3-4 мкм [4]. В том, что перегрузочная способность транзисторов разработанных для линейного усиления КВ диапазона выше, чем у приборов более высокочастотных, но используемых радиолюбителями на частотах до 30МГц, пришлось убедиться на практике. Например, ШПУ с выходной мощностью 70Вт на КТ956А выдерживает КСВ до 10 в длительном режиме и обладает достаточно хорошей линейностью, чего нельзя сказать о точно таком же усилителе на КТ930Б. RU6MS использует ШПУ на КТ956А с выходной мощностью 100-130Вт в виде приставки к “Катрану” уже несколько лет, нагружая усилитель непосредственно на антенну без всякого согласования. Помеха телевидению, даже при использовании “польских” активных антенн, полностью отсутствует. Перед этим он пытался эксплуатировать усилитель, опубликованный Скрыпником в журнале «Радио» и кроме нервных стрессов после очередной замены КТ930Б, отсутствия возможности работать в эфире когда любимая жена смотрит очередной сериал по телевизору, насколько мне известно, другого опыта получено не было. RK6LB применяет промышленный блок на двенадцати КТ956А (мощность до 500Вт) и спокойно работает в эфире при расстоянии 4 метра между усилителем и головной, формирующей сигналы шести телевизионных каналов, станцией кабельного телевидения. Аналогичные параметры линейности и надежности можно получить, применяя транзисторы предназначенные для питания напряжением 13,8В. К сожалению перечень таких изделий выпускавшихся отечественной промышленностью очень мал — это КТ965А,КТ966А,КТ967А. Более современные типы транзисторов на радиорынках попадаются очень редко. Максимальные значения выходной мощности могут быть получены при применении КТ966А и КТ967А, но рассматривать эти версии ШПУ здесь не будем из-за дефицитности транзисторов. Достаточно линейных 50-60Вт выходной мощности можно получить с более доступными КТ965А. Если предполагается частая работа от аккумулятора, то на этом можно остановиться.

Следует учесть, что основная масса радиолюбителей до сих пор используют в трансивере выходной каскад на ГУ19 с такими же энергетическими параметрами и они не могут оценить великолепную чистоту эфира в моменты отключения электроэнергии. А если ещё происходят ежедневные «плановые» отключения, то пользователям ламповой техники остаётся только посочувствовать. Они теряют не только время, но и громадное удовольствие от прослушивания диапазонов во время отсутствия помех, когда отключается электроэнергия в достаточно большом районе. В том случае, когда нужна мощность не менее 100Вт при 12В аккумуляторе, потребуются КТ966,967 или импортные аналоги таких транзисторов, но тогда резко повышается стоимость трансивера и логичнее приобрести что-то готовое фирменное, нежели “изобретать велосипед”. Можно попытаться применить при низковольтном питании транзисторы, разработанные для 27В — это КТ956А, КТ957А, КТ944А, КТ955А, КТ951Б, КТ950Б но, как показал опыт, придется смириться с ухудшением энергетических характеристик и линейности. Одна из версий трансивера, использованного UA3RQ, была такова — задействованы КТ956А при напряжении питания около 20В, в моменты отключения сети подключаются три последовательно включенных щелочных аккумулятора напряжением 19В. Два типа доступных мощных ВЧ транзисторов — КТ958А и КТ960А предполагают их применение в таком трансивере, т.к. разработаны они под питающее напряжение 12,6В но для класса С. По техническим условиям в случае применения этих приборов в режимах классов А,АВ,В рабочая точка должна находиться в области максимальных режимов, т.е. более предпочтительна работа телеграфом и ограниченным SSB сигналом. Для обеспечения достаточной надежности, выходная мощность не более 40Вт. Желательна работа на согласованную антенную нагрузку, в противном случае линейка ШПУ на таких транзисторах склонна к подвозбуду.

Усилитель выполнен на печатной плате привинченной к задней стенке-радиатору корпуса. Распайка деталей с одной стороны платы на вытравленных площадках. Такой способ монтажа позволяет легко закрепить плату на радиаторе и обеспечивает доступ к замене элементов без переворачивания платы, тем самым упрощается процесс настройки ШПУ. Напряжение питания платы 13,8В, если используется отдельный стабилизированный мощный источник питания для трансивера, то напряжение для этого узла можно поднять до 14,5В, а для остальных каскадов TRX ввести дополнительный стабилизатор на 12-13В. Такая мера позволяет увеличить общий коэффициент усиления и соответственно облегчит задачу получения равномерной АЧХ. Ту же мощность при повышенном напряжении можно будет получить при меньшем токе и за счет этого уменьшить просадку питающего напряжения на подводящих проводах. Не нужно забывать, что при низковольтном питании трансивера и довольно большой выходной мощности, потребляемый ток может достигать значительных значений. При выходной мощности 50-60Вт потребляемый ток превышает 7А. Отрицательно сказываются на стабильности питающего напряжения длинные подводящие провода между блоком питания и трансивером. Например на сетевом “шнурке” длиной 1м от сгоревшего 100Вт паяльника, используемом для подачи питающего напряжения от блока питания к трансиверу, просадка напряжения при токе до 10А может достигать 0,3-0,5В, приплюсуйте сюда просадку на проводах внутри трансивера от разъема до выключателя и обратно к плате ШПУ, в итоге на коллекторах выходных транзисторов при максимальной мощности вместо 13,8В, на которые настроен блок питания, имеем 13-13,3В. Это не улучшает ни линейность усилителя, ни его энергетические показатели.

ШПУ трехкаскадный, первый каскад работает в режиме класса А, второй — класс АВ и оконечный в классе В. Схемотехника подобна применяемой в импортных трансиверах и отечественной связной аппаратуре, т.к. такие узлы хорошо отработаны и нет смысла “удивлять мир” радиолюбительскими конструкциями. Основные задачи при построении транзисторных ШПУ — обеспечение максимально линейной АЧХ, надежности и устойчивой работы на нагрузку, отличающуюся от номинальной. Равномерная отдача мощности во всем рабочем диапазоне частот решается при помощи выбора типов транзисторов, дополнительными частотозависимыми цепочками отрицательной обратной связи, подбора соответствующих широкополосных трансформаторов и конструктивным выполнением. Надежная и устойчивая работа обеспечивается всевозможными защитами по перегрузкам, выбором типов радиоэлементов и конструктивным исполнением.

Первый каскад усилителя выполнен на транзисторе VT1 в качестве которого можно применить КТ610, КТ939 или более современный 2Т996Б. Из доступных транзисторов лучший — это КТ939А, т.к. он специально разработан для работы усилителя в классе А с повышенными требованиями к линейности. Транзистор 2Т996Б по данным завода изготовителя обеспечивает такие цифры линейности в которые трудно поверить — коэффициент комбинационных составляющих на частоте 60МГц по второй гармонике (М2) не более — 65Дб, а по третьей гармонике (М3) не более — 95Дб, далеко не каждая лампа может обеспечить такие параметры. Ток покоя зависит от типа применяемого транзистора и составляет не менее 100-160мА. Первый каскад должен работать в жестком режиме класса А с минимумом “мусора” в выходном сигнале, т.к. от этого будет зависеть не только то, что получим на выходе линейки ШПУ, но и общий коэффициент усиления полезного сигнала. Последующие каскады так же широкополосные и они будут одинаково усиливать все сигналы поступающие на их вход. При большом количестве гармоник во входном сигнале часть мощности будет бесполезно расходоваться на их усиление, за счет комбинационных взаимодействий между ними это еще ухудшит и общую линейность. Если посмотреть анализатором спектра такую ситуацию, то обнаружим на выходе каскада еще больший частокол “палок” гармоник, чем видно во входном сигнале. Ток покоя первого каскада регулируется резистором R2. Максимальную отдачу на частоте 29 МГц регулируют конденсатором С1. Цепочка R5,C1 определяет как общий коэффициент усиления, так и наклон АЧХ. Трансформатор Т1 выполнен на ферритовом кольце К7-10 проницаемостью 1000, намотка бифилярная без скрутки двумя проводами диаметром 0,15-0,18 мм равномерно по всему кольцу, достаточно 7-9 витков. Начало одной обмотки соединено с концом второй и образует средний вывод. Дроссель Др1 должен выдерживать потребляемый транзистором ток . При настройке первого каскада основное внимание нужно уделить линейности работы каскада и максимальной отдаче на 29МГц. Не следует увлекаться повышением коэффициента усиления каскада, уменьшая R3,R4 и увеличивая R5 — это приведет к ухудшению линейности и устойчивости работы всего ШПУ. В зависимости от того, какую мощность хотим получить, ВЧ напряжение на коллекторе VT1 нагруженного на VT2, составляет 2-4В. Далее усиленный сигнал через С6 поступает на второй каскад, который работает с током покоя до 350-400мА. Конденсатор С6 определяет АЧХ и в случае завала на 160 м, его номинал можно увеличить до 22-33Н. Здесь применен транзистор КТ965А. Это на первый взгляд не совсем логичное решение, т.к. транзистор “очень мощный” для такого каскада и используется здесь на 15-20% от того, что в нем “заложено”. Попытки применить более “слабый” транзистор в этом каскаде не дали желаемых результатов. Высокочастотные транзисторы 12В серии из доступных — КТ920, КТ925 с различными буквами если и обеспечивали энергетические параметры, то не давали малого количества “палок” в выходном сигнале на экране анализатора спектра. Транзистор КТ921А при хорошей линейности не обеспечивает требуемую АЧХ при питании напряжением 13,8В и не раскачивает выходной каскад до требуемой мощности на ВЧ диапазонах. Только при применении КТ965А удалось получить до 5Вт линейного сигнала с этого каскада. Кстати, если нет требования получения большой мощности от такого трансивера, то на этом каскаде можно завершить построение ШПУ. Трансформатор Т2 следует включить наоборот, т.е. обмоткой II в цепь коллектора, а обмоткой I в нагрузку. Нужно будет подобрать соотношение витков обмоток для оптимальной согласовки с нагрузкой. Но даже при переключенном Т2 без подбора соотношения витков в обмотках, на нагрузке 50 Ом линейка из транзисторов 2Т355А (плата ДПФов), 2Т939А и 2Т965А обеспечивает 13-16В эффективного напряжения. Потребляемый ток достигает 1,3-1,5А, КПД получается невысокий, но это плата за высокую линейность сигнала. Если не удается найти КТ965А, тогда целесообразно этот каскад выполнить двухтактным на транзисторах КТ921А, рис.8. Придётся смириться с некоторым завалом на частотах выше 21 МГц, выходная мощность с таким каскадом достигает 10Вт. Можно получить спектрально очень чистый сигнал с линейной АЧХ мощностью до 5Вт, увеличивая отрицательные обратные связи элементами R5-R8,R10,C9,R11,C10. На схеме показаны раздельные цепи смещения отдельно для каждого транзистора — это версия для самого «бедного радиолюбителя», у которого нет возможности подобрать пару VT2,VT3 с идентичными характеристиками.

Если предполагается подбор транзисторов, тогда цепи питания баз можно объединить. Предварительно резисторами R14,R15 в цепочках стабилизаторов токов баз нужно выставить ток покоя в пределах 150-200 мА на каждый транзистор, а затем более точно подрегулировать по подавлению ближайшей четной гармоники, которую можно прослушать на дополнительный приемник. Пределы регулировки тока покоя зависят от крутизны применяемых транзисторов и количества последовательно включенных диодов VD1,VD2 и VD3,VD4. Попадаются транзисторы у которых для получения тока покоя до 200мА достаточно одного включенного диода. Цепочки С7,R1 и С8,R2 обеспечивают подъем амплитудно-частотной характеристики на высокочастотных диапазонах. Дроссель Др3 должен обеспечивать требуемый каскаду ток (до 2А) без просадки на нем напряжения. Его можно намотать на небольшом ферритовом кольце проницаемостью 600 и более, проводом диаметром не менее 0,6-0,7 мм, достаточно 10-20 витков.

Трансформатор Т1 выполнен в виде “бинокля” из ферритовых колец диаметром 7 мм, проницаемостью 1000-2000. Столбики “бинокля” склеены из 3-4 колец в зависимости от их толщины, высота столбика 9-11 мм. Первичная обмотка 2-3 витка монтажного провода во фторопластовой изоляции, вторичная 1 виток провода ПЭЛ 0,7-0,8 мм.

Трансформатор Т2 выполнен тоже в виде “бинокля”. Два столбика склеены из ферритовых колец проницаемостью 1000, диаметром 10 мм, столбики высотой 13-16 мм. Также можно использовать кольца проницаемостью 1000-2000 диаметром 7 мм, высота столбиков 10-11 мм. Первичная обмотка — 1 виток из оплетки от тонкого коаксиального кабеля с отводом от середины или один виток из сложенных двух монтажных проводов во фторопластовой изоляции, начало одного соединено с концом второго и образует средний вывод. Виток считается, когда провод входит в один “глазок бинокля” и возвращается из второго. Вторичная обмотка, в случае применения оплетки от коаксиального кабеля для I обмотки, проходит внутри этой оплетки, если же применен монтажный провод для “первички”, то обмотка II пропускается через отверстия столбиков аналогично I обмотке, только выводами в противоположную сторону. Количество витков обмотки II может колебаться от 2 до 5 в зависимости от исполнения обмотки I и их придется подобрать экспериментально по лучшему КПД и оптимальной АЧХ выходного каскада на требуемом сопротивлении нагрузки.

“Бинокли” нельзя приклеивать без изоляции на печатную плату, т.к. некоторые марки ферритов пропускают постоянный ток. Следует отметить, что ФНЧ на элементах С34,L1,C35,L2,C36 рассчитан на сопротивление 50 Ом. Если нагрузка значительно отличается от этого значения, фильтр нужно пересчитать или исключить, т.к. он в этом случае будет вносить неравномерность в АЧХ усилителя. Вернемся к схеме на рис. 9. Резистор R7 служит для предотвращения пробоя эмиттерного перехода при обратной полуволне управляющего напряжения и рассчитывается по формуле R=S/2пFгрСэ. Ток базы VT2 стабилизируется цепочкой VD1,VD2,VT3,R9,C9. Резистором R9 выставляется ток покоя. При помощи элементов отрицательной обратной связи R8,C4,R10,R11 можно выставить требуемую АЧХ и коэффициент усиления каскада. Устанавливать VT3 на теплоотвод не требуется. Дроссель Др3 должен выдерживать ток до 1,5А.

Настройка каскада заключается в подборе тока покоя резистором R9, коррекции амплитудно-частотной характеристики и коэффициента усиления резистором R8 и в меньшей степени конденсатором С4. Предварительно обмотку I трансформатора Т2 следует намотать 3 витка. Окончательный подбор будет осуществляться при настройке всего ШПУ.

Противофазные сигналы с трансформатора Т2 через цепочки C16,R15,C17,R16 формирующие требуемую АЧХ, поступают на выходные транзисторы VT6,VT5. Резисторы R8,R17 служат для той же цели, что и R7. При помощи С15 обмотка 2 трансформатора Т2 настраивается в резонанс на самой высокой рабочей частоте (29,7Мгц).

По выходным транзисторам VT6,VT5 информация следующая. Тип применяемых транзисторов зависит от предполагаемой выходной мощности. Самые мощные и соответственно дорогие — это КТ967А. С них можно получать выходную мощность более 100Вт с очень высокой надежностью. Возможно применение КТ956А, но при напряжении питания 13,8В у этих транзисторов резко падает усиление на высокочастотных диапазонах и линейность. Выход только один — повышать напряжение питания хотя бы до 18-20В. С транзисторами КТ965А в выходном каскаде возможно получение 50-60Вт с приемлемой надёжностью. Хотя в справочниках указывается выходная мощность 20Вт на один транзистор, но это как раз тот редкий случай, когда указана «штатная» мощность при применении в промышленной и военной технике с большим запасом надёжности. В качестве эксперимента с пары 2Т965А на 50Ом эквиваленте удавалось получить 90Вт на низкочастотных диапазонах. При выходной мощности 40-45Вт усилитель выдерживает практически любой КСВ в длительном режиме, оптимальной такую работу назвать, конечно же, нельзя. Т.к. при длительной работе с высокими значениями КСВ, например, несколько пользователей этой техники упрямо используют одну «проволоку» на все диапазоны (называя это антенной), обычно один-два раза в год они меняют первый транзистор линейки ШПУ — КТ355А. «Отражёнка» блудит по трансиверу и самое слабое место оказалось в первом каскаде. С транзисторами КТ966А можно получать не менее 80Вт выходной мощности, но у них больше завал на ВЧ диапазонах. Как показал опыт длительного применения этих транзисторов при КСВ до 1,5-2 они выдерживают двукратную перегрузку по мощности. Более распространенные и дешёвые транзисторы такие параметры, увы, не обеспечивают. Например, при применении КТ920В,925В можно с натяжкой получить линейных 40Вт, при превышении этой цифры резко падает надёжность и растёт уровень внеполосных излучений.

Дополнительно усиление и АЧХ можно корректировать цепочками R19,C30 и R20,C27. Стабилизатор базового смещения выполнен на элементах VD4,VD5,VT4. Транзистор VT4 через слюдяную прокладку прикручен к радиатору. Дроссель Др4 намотан на ферритовом стерженьке от самых больших и длинных дросселей (ДМ3) или на ферритовом кольце проницаемостью 600-1000, диаметром 14-16мм для удобства намотки, провод диаметром не менее 0,8мм на стерженьке до заполнения, на кольце достаточно 7-10 витков. Дроссели Др5,Др6 можно применить типов ДПМ-0,6 или намотать их на ферритовых колечках диаметром 7мм, проницаемостью 600-1000, достаточно 5 витков провода ПЭЛ 0,35-0,47мм.

Трансформатор Т3 — «бинокль» из колец диаметром 10-12мм, проницаемость 600-1000, длина столбиков 28-24мм. Обмотка 1 — один виток оплётки от коаксиального кабеля, обмотка 2 — два-три витка монтажного провода во фторопластовой изоляции, проложенного внутри первичной обмотки. Точное количество витков вторичной обмотки подбирается при настройке на требуемое сопротивление нагрузки и номинальной выходной мощности по равномерной АЧХ и наилучшему КПД каскада.

Ток покоя по 200-250мА на транзистор, подбирается резистором R24. Более точно ток покоя можно выставить по наибольшему подавлению чётных гармоник, которые можно проконтролировать анализатором спектра или дополнительным приёмником. Выходные транзисторы требуют обязательного подбора пары. Подбор на малом токе не оптимален — нужно проверить характеристики при токах коллектора 50мА, 300мА, 1А. Более того, транзисторы с близкими характеристиками на постоянном токе следует подобрать в пары ещё и на ВЧ по одинаковой отдаваемой мощности. Т.к. например, самые «крутые» на постоянном токе транзисторы очень часто уступают по отдаче на ВЧ транзисторам с параметрами «ниже средних». Задача успешного выбора пары выходных транзисторов достаточно просто решается — если есть в наличии хотя бы десяток транзисторов. Надежды на то, что раздельное питание баз может компенсировать разброс — увы, — «имеет место быть» только при небольшом разбросе. Наша промышленность так безобразно выдавала «на гора» эту продукцию, что разбросы таковы — на постоянном токе при одном и том же базовом смещении ток коллектора может колебаться от 20 до 300мА, а амплитуда ВЧ напряжения на нагрузке при одинаковой «раскачке» может быть и 20, и 30В. Сложно предположить, что будет выдавать ШПУ если в выходном каскаде применить два транзистора с крайними значениями разбросов. Понятно, что удовлетворения от работы такого «чуда» не получит ни сам пользователь, ни слушатели.

В реальной конструкции ШПУ различия параметров выходных транзисторов отражаются снижением выходной мощности, неравномерным нагревом транзисторов (более «крутой» греется сильнее), из-за перекоса плеч повышенное содержание гармоник в выходном сигнале (вплоть до появления TVI), низким КПД. К сожалению, одним тестером подобрать качественно пару транзисторов для выходного каскада не удаётся, поэтому если есть очень большое желание изготовить такой усилитель, но не удаётся приобрести достаточного количества, чтобы подобрать пару, в крайнем случае, можно за помощью обратиться к автору этих строк, не забывайте только, что возможности мои не безграничны.

К выходной обмотке трансформатора Т3 подпаяна «защита от дурака», состоящая из резисторов R21,R22. В случае, если у линейки ШПУ исчезнет нагрузка или будет подключено вместо антенны неизвестное сооружение, то вся мощность будет рассеиваться на этих резисторах. Рано или поздно от этих резисторов пойдёт дух горелой краски — сигнал нерадивому «эксплуататору» — смотри «чего-то не так, горим». Эта простейшая, но действенная защита позволяет, в случае надобности, без особенных опасений включать трансивер на передачу на неизвестную нагрузку. Чем сопротивление нагрузки выше 50ти Ом, тем большая мощность рассеивается на этих резисторах. Ситуации, когда сопротивление нагрузки ниже чем 50Ом возникают намного реже, и как показывает опыт, усилитель легче выдерживает КЗ нагрузки, нежели её отсутствие. Какая низкоомная нагрузка ни была бы, всегда есть реактивное сопротивление коаксиального кабеля, которым она подключена и реактивность ФНЧ, поэтому абсолютное КЗ на выходе УМа получить достаточно сложно, конечно, если специально не имитировать такую ситуацию. Как гласит один из законов Мерфи: «Защита от дурака срабатывает до того момента, пока не появится изобретательный дурак».

Цепочка R24,C37,VD6,C38,R23 служит для измерения выходной мощности. Элементы R24,C37 подобраны таким образом, чтобы компенсировать неравномерность измерения мощности от частоты. Резистором R23 регулируют чувствительность измерителя.

Фильтр нижних частот с частотой среза 32Мгц состоит из C34,L1,C35,L2,C36. Он рассчитан под 50Ом нагрузку. ФНЧ следует дополнительно настроить по наивысшей отдаче на 28Мгц, сдвигая-раздвигая витки катушек L1,L2. В случае применения дополнительного согласующего устройства между трансивером и антенной или при работе с внешним усилителем мощности его достаточно для подавления внеполосных излучений. В правильно изготовленном и настроенном усилителе уровень второй гармоники не более -30Дб, третьей не более -18Дб, комбинационных колебаний третьего порядка в пике огибающей двух тонового сигнала не более -32Дб.

Контакты К1 реле Р1 подключают антенное гнездо к ШПУ в режиме передачи. Реле Р1 управляется через транзисторный ключ VT4 напряжением ТХ. Диод VD3 служит для защиты транзистора VT4 от бросков обратного тока при переключении реле. Р1 типов РЭС10, РЭС34 с сопротивлением обмотки до 400Ом, его предварительно нужно проверить на надёжность срабатывания от 12-13В. Некоторые реле, например РЭС10 паспортов 031- 03 02, 031-03 01 при напряжении питания 13,8В надёжно отрабатывают в течении первых двух-трёх недель, а затем при нагреве отсека УМа, где и расположены эти реле, начинают отказывать — недотягивают контакты и не подключают выход ШПУ к антенне. Возможно — это было связано с низким качеством реле, хотя десяток реле из той же коробки работают безотказно уже несколько лет. Также можно применить РЭС10 с сопротивлением обмотки 120Ом, паспорт 031-04 01, но нужно учесть, что потребляет оно около 110мА, при 13,8В питании TRX греется, что не улучшает общий температурный режим отсека ШПУ, соответственно максимальный коллекторный ток транзистора VT4 должен быть не менее этого значения. При применении РЭС10 выше описанных паспортов, в качестве VT4 можно применять КТ315.

Замечена интересная особенность отечественной элементной базы — она требует предварительного «теста», прогона в течении не меньше одной-двух недель и желательно в различном температурном режиме, т.е. трансивер следует включать-выключать, чтобы он во время работы нагревался и при отключении остывал. Тогда те детали, которые «должны вылететь» из-за их низкого качества «улетят» быстрее и не приведут к «нервному стрессу» в самый неподходящий момент, как это чаще всего бывает. После такого тестирования трансивер при грамотной и аккуратной эксплуатации, как правило, безотказно работает годами.

GaN преодолевает барьеры — усилители мощности RF становятся все шире и выше

Abstract

Растущий спрос на более высокие скорости передачи данных в телекоммуникациях и более высокое разрешение в промышленных системах увеличивает частоту работы поддерживающей их электроники. Многие из этих систем работают в широком частотном диапазоне, и дальнейшее увеличение требований к полосе пропускания является обычным требованием для новых проектов. Многие из этих систем стремятся использовать одну сигнальную цепочку для всех частотных диапазонов.Достижения в полупроводниковой технологии привели к прорыву в области создания мощных и широкополосных усилителей. Область, в которой когда-то доминировали лампы бегущей волны, начала уступать место полупроводниковым устройствам благодаря революции GaN, которая охватила отрасль и позволила MMIC, которые генерируют мощность> 1 Вт в течение многих десятилетий полосы пропускания. По мере того, как становятся доступными GaAs и GaN-транзисторы с меньшей длиной затвора, а также улучшаются методы проектирования схем, становятся доступными новые устройства, которые могут комфортно работать с частотами миллиметрового диапазона, открывая новые приложения, о которых было трудно думать десять лет назад.В этой статье будет кратко описано состояние полупроводниковой технологии, которая делает возможным эти разработки, соображения по проектированию схем для достижения оптимальных характеристик, а также примеры широкополосных усилителей мощности (PA) как на GaAs, так и на GaN, которые демонстрируют современные технологии.

Многие беспроводные электронные системы работают в широком диапазоне частот. В военной промышленности используются диапазоны частот от нескольких сотен МГц до многих ГГц. Для работы в очень широкой полосе частот необходимы системы радиоэлектронной борьбы и радиоэлектронного противодействия.Угрозы могут возникать на разных частотах, например, от МГц до 20 ГГц, или даже на более высоких частотах сегодня. По мере того, как все больше электроники становится доступной на более высоких частотах, потребность в более высокочастотных системах радиоэлектронной борьбы будет расти. В телекоммуникациях базовые станции работают в диапазоне от 450 МГц до ~ 3,5 ГГц и продолжают расти, поскольку потребность в большей полосе пропускания сохраняется. Системы спутниковой связи работают в основном от диапазона C до диапазона Ka. Приборы, используемые для измерения этих различных электронных устройств, должны работать на всех требуемых частотах, чтобы их можно было повсеместно использовать.В результате системный инженер сталкивается с проблемами, пытаясь разработать электронику, охватывающую весь частотный диапазон. Учитывая возможность того, что одна сигнальная цепочка покрывает весь частотный диапазон, большинство системных инженеров и специалистов по закупкам были бы очень взволнованы. Наличие одной сигнальной цепи, охватывающей весь частотный диапазон, дает множество преимуществ, в том числе более простую конструкцию, более быстрое время вывода на рынок, меньшее количество компонентов для управления и многое другое. Проблема с подходом с одной сигнальной цепочкой всегда связана с ухудшением производительности, которое сопровождает широкополосное решение по сравнению сузкополосное решение. В основе этой проблемы лежит усилитель мощности, который обычно имеет превосходные характеристики с точки зрения мощности и эффективности при настройке в узкой полосе пропускания.

Полупроводниковые технологии

В прошлые годы усилители на лампах бегущей волны (ЛБВ) доминировали в электронике более высокой мощности в качестве каскада усилителя выходной мощности во многих из этих систем. У ЛБВ есть несколько хороших качеств, в том числе мощность в киловаттах, работа в октавах или даже в нескольких октавах полосы пропускания, высокий КПД в условиях замедления и хорошая стабильность по температуре.У ЛБВ есть некоторые недостатки, в том числе низкая долговременная надежность, низкая эффективность и необходимость в очень высоком напряжении для работы (~ 1 кВ или выше). Учитывая долгосрочную надежность полупроводниковых ИС, в течение многих лет существовала тенденция к развитию этой электроники, начиная с GaAs. Когда это было возможно, многие системные инженеры работали над объединением нескольких GaAs IC для получения большой выходной мощности. Целые компании были созданы полностью на основе объединения технологий и их эффективного использования.Существует множество различных типов технологий комбинирования, таких как пространственное комбинирование, корпоративное комбинирование и т. Д. Все эти методы комбинирования постигает одна и та же участь — комбинирование несет потери, и в идеале вам не нужно использовать эти методы комбинирования. Это побуждает нас использовать электронику высокой мощности для начала проектирования. Самый простой способ увеличить ВЧ-мощность усилителя мощности — это увеличить напряжение, что сделало технологии транзисторов из нитрида галлия столь привлекательными. Если мы сравним различные технологии обработки полупроводников, то увидим, как обычно увеличивается мощность с применением технологии ИС с высоким рабочим напряжением.В кремниево-германиевой технологии (SiGe) используется относительно низкое рабочее напряжение от 2 В до 3 В, но она очень привлекательна благодаря преимуществам интеграции. GaAs широко используется в усилителях мощности в течение многих лет в микроволновых частотах и ​​имеет рабочее напряжение от 5 В до 7 В. Кремниевый LDMOS-технология, работающая при 28 В, использовалась в течение многих лет в телекоммуникациях, но в основном полезна на частотах ниже 4 ГГц, поэтому он не так широко используется в широкополосных приложениях. Появление технологии GaN, работающей при напряжении от 28 В до 50 В на подложке с низкими потерями и высокой теплопроводностью, такой как карбид кремния (SiC), открыло ряд новых возможностей.Сегодня использование GaN на кремниевой технологии ограничено диапазоном частот ниже 6 ГГц. Радиочастотные потери, связанные с кремниевой подложкой, и ее более низкая теплопроводность по сравнению с SiC ставят под угрозу коэффициент усиления, эффективность и мощность при увеличении частоты. На рисунке 1 показано сравнение различных полупроводниковых технологий и их сравнение друг с другом.

Рисунок 1. Сравнение технологического процесса силовой электроники микроволнового диапазона частот.

Появление технологии GaN привело к отходу отрасли от усилителей на ЛБВ и к переходу на усилители на основе GaN в качестве выходных каскадов многих из этих систем.В качестве усилителя-драйвера во многих из этих систем по-прежнему используется GaAs, поскольку большая часть этой технологии уже существует и продолжает совершенствоваться. Далее мы рассмотрим, как с помощью схемотехники извлечь из этих широкополосных усилителей мощности максимальную мощность, полосу пропускания и эффективность. Безусловно, конструкции на основе GaN обладают более высокой выходной мощностью, чем конструкции на основе GaAs, и конструктивные соображения в основном те же.

Рекомендации по проектированию

Существуют различные топологии и конструктивные особенности, которые разработчик ИС должен использовать при выборе того, как начать разработку, чтобы оптимизировать мощность, эффективность и полосу пропускания.Наиболее распространенным типом конструкции монолитного усилителя является конструкция многокаскадного транзистора с общим истоком, также известная как конструкция каскадного усилителя. Здесь коэффициент усиления умножается на каждом каскаде, что приводит к высокому коэффициенту усиления и позволяет нам увеличивать размеры выходных транзисторов для увеличения ВЧ мощности. GaN предлагает здесь преимущества, поскольку мы можем значительно упростить объединители выходных сигналов, снизить потери и тем самым повысить эффективность, а также уменьшить размер кристалла, как показано на рисунке 2. В результате мы можем добиться более широкой полосы пропускания и улучшить представление.Менее очевидным преимуществом перехода на устройства GaN от GaAs является достижение заданного уровня мощности ВЧ, возможно, 4 Вт — размер транзистора будет меньше, что приведет к более высокому коэффициенту усиления на каскад. Это приведет к меньшему количеству этапов проектирования и, в конечном итоге, к повышению эффективности. Проблема с этой техникой каскадного усилителя заключается в том, что трудно получить полосу пропускания выше октавы без значительного ущерба для мощности и эффективности, даже с помощью технологии GaN.

Рис. 2. Сравнение многокаскадного GaAs PA vs.эквивалентный GaN PA.

Муфта Lange

Одним из подходов к созданию конструкции с широкой полосой пропускания является реализация сбалансированной конструкции с ответвителями Ланге на ВЧ-входе и выходе, показанными на рисунке 3. Здесь возвратные потери в конечном итоге зависят от конструкции ответвителя, поскольку становится проще оптимизировать усиление и отклик мощности по частоте без необходимости оптимизации обратных потерь. Даже при использовании ответвителей Ланге становится все труднее получить полосу пропускания выше октавы, но они действительно предлагают очень хорошие возвратные потери для конструкции.

Рисунок 3. Симметричный усилитель с использованием ответвителей Ланге.

Распределенный усилитель

Следующая топология, которую следует рассмотреть, — это распределенный усилитель мощности, показанный на рисунке 4. Преимущество распределенного усилителя мощности достигается за счет включения паразитных эффектов транзистора в согласующие цепи между устройствами. Входная и выходная емкости устройства могут быть объединены с индуктивностью затвора и стока соответственно, чтобы сделать линии передачи практически прозрачными, исключая потери в линиях передачи.Таким образом, усиление усилителя должно ограничиваться только крутизной устройства, а не емкостными паразитами, связанными с устройством. Это происходит только в том случае, если сигнал, проходящий по линии затвора, находится в фазе с сигналом, проходящим по линии стока, так что выходное напряжение каждого транзистора складывается по фазе с выходным сигналом предыдущего транзистора. Сигнал, поступающий на выход, будет конструктивно мешать, так что сигнал растет вдоль линии стока. Любые обратные волны будут деструктивно мешать, поскольку эти сигналы не будут синфазными.Оконечная нагрузка линии затвора включена для поглощения любых сигналов, которые не поступают на затворы транзисторов. Оконечное устройство дренажной линии предназначено для поглощения любых обратных бегущих волн, которые могут деструктивно мешать выходному сигналу, и улучшить возвратные потери на низких частотах. В результате можно реализовать несколько десятилетий полосы пропускания от кГц до многих ГГц. Эта топология популярна, когда требуется полоса пропускания более октавы и есть некоторые приятные преимущества, такие как равномерное усиление, хорошие возвратные потери, высокая мощность и т. Д.Пример распределенного усилителя показан на рисунке 4.

Рисунок 4. Упрощенная блок-схема распределенного усилителя.

Одна из проблем распределенных усилителей заключается в том, что их мощность определяется напряжением, подаваемым на устройство. Поскольку нет возможности узкополосной настройки, вы, по сути, обеспечиваете транзистор импедансом 50 Ом или близким к нему. Когда мы рассматриваем уравнение для средней мощности усилителя мощности, средняя мощность PA, R _L или оптимальное сопротивление нагрузки, по существу становится равным 50 Ом.Следовательно, достижимая выходная мощность устанавливается напряжением, подаваемым на усилитель, так что если мы хотим увеличить выходную мощность, нам нужно увеличить напряжение, подаваемое на усилитель.

Именно здесь GaN становится очень полезным, поскольку мы можем быстро перейти от напряжения питания 5 В с GaAs к напряжению питания 28 В в GaN, а достижимая мощность повышается с 0,25 Вт до почти 8 Вт, просто переходя с GaAs на GaN. технология. Необходимо учитывать и другие факторы, например, длину затвора процесса, доступного в GaN, и возможность достижения необходимого усиления на высокочастотном конце полосы.Со временем становится доступным больше этих процессов GaN.

Фиксированный резистор R _L с сопротивлением 50 Ом для распределенных усилителей отличается от каскадного усилителя, в котором мы изменяем значение сопротивления транзистора путем согласования цепей для оптимизации мощности от усилителя. Преимущество оптимизации значения сопротивления транзистора с каскадными усилителями состоит в том, что это может улучшить ВЧ-мощность. Теоретически мы можем продолжать увеличивать размер периферии транзистора, чтобы продолжать увеличивать ВЧ-мощность, но для этого есть практические ограничения, такие как сложность, размер кристалла и объединенные потери.Согласующие сети также имеют тенденцию ограничивать полосу пропускания, поскольку им становится трудно обеспечить оптимальный импеданс в широких частотах. В распределенном усилителе мощности есть только линии передачи, цель которых состоит в том, чтобы сигналы конструктивно мешали работе усилителя, а не согласующие цепи. Существуют дополнительные методы для дальнейшего повышения мощности в распределенных усилителях, такие как использование топологии каскодного усилителя для дальнейшего увеличения напряжения, подаваемого на усилитель.

Результаты

Мы показали, что существуют различные методы и полупроводниковые технологии, которые предлагают компромиссы в обеспечении оптимальной мощности, эффективности и полосы пропускания. Каждая из этих различных топологий и технологий, вероятно, найдет свое место в мире полупроводников, поскольку каждая из них дает преимущества, поэтому они сохранились до наших дней. Здесь мы сосредоточимся на нескольких результатах, которые, по нашему мнению, показывают, что сегодня возможно с помощью этих технологий для достижения высокой мощности, эффективности и пропускной способности.

Возможности продукта сегодня

Мы рассмотрим распределенный усилитель мощности на основе GaAs, работающий от постоянного тока до 30 ГГц, который является продуктом компании Analog Devices, HMC994A. Эта часть интересна тем, что охватывает многие десятилетия полосы пропускания, множество различных приложений и обеспечивает высокую мощность и эффективность. Характеристики показаны на рисунке 5. Здесь мы видим выходную мощность в режиме насыщения от МГц до 30 ГГц с мощностью более 1 Вт и КПД добавленной мощности (PAE) 25% от номинального.Этот конкретный продукт также имеет высокие характеристики перехвата третьего порядка (TOI), номинальное значение 38 дБм. Этот результат показывает, что с конструкциями на основе GaAs мы можем достичь КПД, близкого к тому, который возможен при использовании многих конструкций узкополосных усилителей мощности. Учитывая положительную крутизну коэффициента усиления с частотой, высокий PAE, широкополосную мощность и высокие возвратные потери, HMC994A является интересным продуктом.

Рис. 5. Зависимость усиления, мощности и PAE HMC994A от частоты.

Также интересно посмотреть, чего можно достичь с помощью технологии на основе GaN.Analog Devices предлагает стандартный продукт HMC8205BF10, основанный на GaN и сочетающий в себе высокую мощность, эффективность и пропускную способность. Этот продукт работает от источника питания 50 В и обеспечивает мощность ВЧ 35 Вт при номинальном КПД 35% с коэффициентом усиления ~ 20 дБ, охватывающим более чем десятилетнюю полосу пропускания. В этом случае одна ИС может обеспечить примерно в 10 раз больше мощности по сравнению с аналогичными подходами в GaAs. В прошлые годы для этого потребовалась бы сложная комбинационная схема кристалла GaAs, которая не могла бы достичь такой же эффективности.Этот продукт демонстрирует, что возможно с технологией GaN, охватывающей широкую полосу пропускания и обеспечивающей высокую мощность и эффективность, как показано на рисунке 6. Он также демонстрирует прогресс в технологии упаковки электроники высокой мощности, поскольку эта часть размещена во фланцевом корпусе, способном поддерживать непрерывную волну. (CW) сигналы, необходимые для многих военных приложений.

Рисунок 6. Коэффициент усиления мощности HMC8205BF10, P _SAT и PAE в зависимости от частоты.

Сводка

Появление новых полупроводниковых материалов, таких как GaN, открыло возможности для достижения более высоких уровней мощности, охватывающих широкую полосу пропускания.GaAs-устройства с меньшей длиной затвора имеют расширенный частотный диапазон от 20 ГГц до 40 ГГц и выше. В литературе показано, что надежность этих устройств превышает 1 миллион часов, что делает их повсеместными в современных электронных системах. Мы ожидаем, что тенденция к увеличению частот и расширению полосы пропускания сохранится и в будущем.

(PDF) Высокоэффективный усилитель мощности для высокочастотных радиопередатчиков

фильтрует все высшие гармоники входного тока.Чтобы обеспечить питание усилителя класса E переменным напряжением

, этот фильтр

был заменен, и это изменение привело к детонации КПД

.

3a

aas

2

SMJ S

Рис. 16. Осциллограммы опорной огибающей (метка 1),

многоуровневого выходного напряжения (метка 2), выход усилителя огибающей (метка 3)

и выход реализованного передатчика EER (метка 4), когда опорный сигнал передатчика

представляет собой простой сигнал DSB-SC с несущей 125 МГц

и синусоидальную волну 100 кГц в качестве модулированного сигнала

AMkM -200 кГц

iodB / diu Ссылка 10.00 дБм 18,12 дБ

-10,0

-200

-300

-400

-50,0

-60,0

-700

-800

Cen

#Re e

s 25

3 .0

oc

I

00

HM

z Hi

II

J

1

I

ll ll

V

1

{

30

J

k

1.

<

J

i

III

Oh z

i1A

L

ll

)

>

i

i

9000 9000 4 f »

Sv ve

1

‘• V

. Sp

> 6 и

8!

1

2

(

0

10 10

01 M

01 M

Гц

с)

Рисунок 17.Спектр выходного сигнала передатчика, когда системный эталон

представляет собой простой сигнал DSB-SC с несущей 125 МГц и синусоидальную волну

100 кГц в качестве модулированного сигнала

ТАБЛИЦА

II.

ИЗМЕРЕННАЯ

ЭФФЕКТИВНОСТЬ

ИЗ

ВНЕДРЕНИЕ

EER

ПЕРЕДАТЧИК ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ И

LINEAR REGULATOR BY 9000 VOLATOR 9000 VOLATOR 9000 VOLATOR 9000 VOLATOR 9000 VOLATOR 9000 VED

5-14

0-22.5

0-9

5-14

0-22,5

0-9

5-14

0-22,5

Синусоидальная волна

частота

(МГц)

0,5

0,5

0,5

2

2

2

2

2

2

Напряжение питания линейного регулятора

Напряжение питания

Переменное

Переменное

000 Переменное

000 Переменное

000 Переменное

000 Переменное

Константа

Константа

HI

36.4

24,3

43,7

36,4

41,5

43,8

35,0

40,3

42,5

Измерено

КПД

38,5%

000 39,

38,5%

0004 %

35,1%

16,1%

26,9%

37,8%

VI. ВЫВОДЫ

В данной статье представлен радиопередатчик, основанный на методике Кана

.Реализованный передатчик

состоит из усилителя огибающей (отвечает за ввод

огибающей) и усилителя класса E (выполняет фазовую модуляцию).

Усилитель огибающей должен соответствовать строгим требованиям

в отношении его полосы пропускания и линейности, поэтому он реализован как многоуровневый преобразователь, последовательно соединенный с линейным регулятором

. Таким образом, можно воспроизводить высокочастотные сигналы

, применяя относительно низкую частоту переключения.Уровни

многоуровневого преобразователя

были оптимизированы в порядке

для повышения эффективности системы при передаче сигналов с высоким PAPR

. Было показано, что предложенное решение

для усилителя огибающей может воспроизводить синусоидальную волну

2

МГц и обеспечивать пиковую мощность до 100 Вт.

Когда передаваемый сигнал имеет низкое среднее значение, эффективность

предлагаемого усилителя огибающей почти на 50% выше, чем эффективность идеального линейного регулятора

, питаемого постоянным напряжением.Также была измерена линейность усилителя огибающей

, и ослабление интермодуляционных составляющих

составляет около 50 дБ.

Усилитель класса E работает в диапазоне VHF, а его КПД

составляет около 90%. Чтобы уменьшить мощность возбуждения, драйвер

для усилителя класса E реализован как другой усилитель

класса E.

Различные испытания были выполнены с внедренным передатчиком

EER, чтобы охарактеризовать его.Было показано, что

, огибающая может быть модулирована синусоидальной волной 2 МГц.

Затухание продуктов интермодуляции, когда применяется только

AM, составляет около 30 дБ. КПД реализованного передатчика

был измерен для различных огибающих синусоиды

, и он составляет от 35% до 41%. Если усилитель огибающей

был реализован как линейный регулятор, питаемый постоянным напряжением

, КПД передатчик EER

будет на 50–100% ниже, чем в случае, когда усилитель огибающей

выполнен в виде гибридного решения.Из-за паразитной модуляции AM-

PM линейность передатчика при выполнении AM и

PM составляет всего 18 дБ, а работа по повышению линейности передатчика

ведется в стадии

. Используя этот передатчик, мы доказали

, что метод Кана может быть реализован в этом диапазоне частот и мощностей

. Такой подход открывает для

возможность повысить эффективность усилителей

RF

.

VII. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

[1] Ф.Х. Рааб, «Интермодуляционные искажения в передатчиках Kahn-Technique

», IEEE Transactions on Microwave Theory и

Techniques, том 44, выпуск 12, часть 1, декабрь 1996 г., страницы:

2273-2278

[2] FHRaab, P.Asbeck, S.Cripps, PBKenington, ZBPopovic,

N.Pothecary, JFSevic, NOSokal, «RF and Microwave Power

Amplifier and Transmitter Technologies — Part 1», High Frequency

Электроника, Vol.2, № 3, страницы: 22-36, май 2003 г.

[3] Кан, Л. «Однополосная передача путем исключения

и восстановления конверта», Труды IRE, Vol. 40, No. 7, July 1952,

pp.

803 — 806

[4] F.H.Raab; П. Асбек, С. Криппс, П. Б. Кенингтон, З.Б. Попович, Н.

Pothecary, J.F. Sevic, N.O. Сокал, «Усилители мощности и передатчики

для ВЧ и СВЧ», IEEE Transactions on Microwave Theory и

Techniques, Volume 50, Issue 3, March 2002 Страница (s): 814 — 826

TdVib, LLC High Frequency Broadband Integrated Преобразователь и усилитель

Твердая модель интегрированного модуля.Секции преобразователя показаны светло-красным цветом. Платы усилителей (зеленые) установлены в двух частях корпуса (серые) и соединены между собой тепловой шиной (желтовато-коричневый) по средней линии.

Существует определенная потребность в компактном, эффективном, широкополосном подводном преобразователе и интегрированном модуле усилителя мощности, который в различных конфигурациях массива может быть прикреплен или встроен в корпус или конструкцию БПА, корабля или подводной лодки. Этот модуль должен быть масштабируемым и гибким для использования на нескольких платформах и в нескольких приложениях.Технология широкополосного интегрированного усилителя , разработанная ETREMA Products, предназначена для создания компактных, обычных конформных массивов для приложений подводного зондирования. Желаемые характеристики производительности включают:

• +/- 3 дБ при работе в полосе частот 7-30 кГц
• компактный размер ½ длины волны на центральной частоте
• длина модуля <5 ”
• минимальная выходная мощность 30 Вт на элемент
• , высокий рабочий цикл

Возможная демонстрационная конфигурация массива, состоящая из 18 отдельных интегрированных модулей.

В технологиях матричных преобразователей тока обычно используются пьезокерамические (например, PZT) активные элементы, которые требуют значительного напряжения для работы. Высокое напряжение генерируется большими и тяжелыми усилителями, которые занимают ценное пространство и значительно увеличивают вес полезной нагрузки. Технология широкополосного интегрированного усилителя, разработанная ETREMA, объединяет усилители в модуле преобразователя, освобождая место и вес на судне для дополнительной полезной нагрузки и увеличения продолжительности миссии.Существенные улучшения могут быть сделаны в конструкции усилителя мощности, если преобразователь и усилитель спроектированы как система с определением общего пространства проектирования и ключевыми характеристиками системы.

Кроме того, многие технологии активных источников разработаны с расчетом на то, чтобы работать только с определенной платформой или функциональным модулем. Эта ситуация создает недостаток общности, что ведет к сложной логистике, большому количеству запасных частей и увеличению затрат на техническое обслуживание и ремонт.Разработанная и представленная здесь технология предназначена для использования на нескольких платформах, что снижает стоимость единицы продукции, количество запасных частей и затраты на обслуживание.

Новинка представляет собой компактный, эффективный интегрированный модуль преобразователя и усилителя, который можно легко использовать в массиве. Широкополосный магнитострикционный преобразователь использует терфенол-D в мультирезонансной конструкции с согласующими усилителями и управляющей электроникой для достижения высокой эффективности. Широкополосный отклик достигается за счет изменения фазы управляющего сигнала между двумя секциями на определенной частоте, как показано на графике.В режиме низкой частоты две секции работают синхронно. Во время высокочастотной работы секции работают не на 180 градусов по фазе.

Смоделированный уровень источника в зависимости от частоты для массива из 18 элементов. Ниже f0 две секции в каждом модуле работают синфазно. Выше f0 они работают в противофазе.

Данные модели FEA для одного элемента. Ниже f0 две секции в каждом модуле работают синфазно. Выше f0 они работают в противофазе.

Целевой уровень источника может быть достигнут путем применения этой функции в системе силовой электроники усилителя в реальном времени.Желаемая логика будет включать разделение выходных функций по частоте управляющего сигнала. Для частот возбуждения немного меньше f ₀ преобразователи работают синфазно, что приводит к дополнительному акустическому выходу на низких частотах, как показано синей кривой на графике. Для частот возбуждения, превышающих частоту обращения фазы, преобразователи управляются противофазно, что приводит к увеличению акустической мощности на более высоких частотах, как показано красным на графике.

Есть вопросы или хотите запросить цену?

Свяжитесь с TdVib, чтобы узнать необходимое количество и конфигурацию.Или работайте с нами, чтобы оптимизировать производительность и стоимость вашего приложения

Контакт

Приобрести мощный и профессиональный высокочастотный усилитель мощности

О продуктах и ​​поставщиках:

 Alibaba.com представляет одни из лучших профессиональных и многофункциональных устройств высочайшего качества.  высокочастотный усилитель мощности  для увеличения амплитуды сигнала на его входе. Эти прочные и безупречные. Высокочастотный усилитель мощности   соответствует оптимальным стандартам и идеально подходит для подключения ко всем типам устройств.Это профессиональные стандартные машины с большой коммутационной способностью, которые считаются энергосберегающими. Эти фантастические. Высокочастотный усилитель мощности   отличается повышенной безопасностью и стабильностью. Ведущие поставщики и оптовые торговцы на сайте предлагают эти высококачественные продукты по невероятным ценам и по выгодным ценам. 
 Широкий ассортимент. Высокочастотный усилитель мощности  , представленный на объекте, оснащены всеми передовыми технологиями и отличаются высоким качеством, что делает их долговечными и надежными в долгосрочной перспективе.Эти невероятные. Высокочастотный усилитель мощности   экологичен и устойчив к ударам, что делает их рентабельными во всех областях применения. Независимо от вашей цели эти. Высокочастотный усилитель мощности   идеально подходит для всех типов постоянного использования, а также имеет возможность вертикальной установки. 
 
 Alibaba.com имеет несколько функций.  высокочастотный усилитель мощности  различных размеров, цветов, моделей, функций и мощностей в зависимости от требований.Эти уникальные. Высокочастотный усилитель мощности   оснащен такими функциями, как защита от отключения, защита от отключения, защита от перегрузки, защита от перегрева и многие другие отличительные особенности. Многофункциональность.  высокочастотный усилитель мощности  поставляется с передовой технологией охлаждения и с различной мощностью. 
 
 Alibaba.com предлагает комплексные услуги.  высокочастотный усилитель мощности , так что вы можете выбрать лучшую продукцию в соответствии с вашими требованиями и бюджетом.Эти продукты имеют сертификаты ISO, ROHS и доступны как OEM-заказы. Вы также можете выбрать индивидуальную упаковку при оптовом заказе. 
 

Высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F для высокочастотных беспроводных ультразвуковых систем

Abstract

В этой статье представлен новый усилитель, который удовлетворяет как низким искажениям, так и высокой эффективности для высокочастотных беспроводных ультразвуковых систем с ограниченным сроком службы батарей и ограниченными размерами. Хотя повышение эффективности усилителя помогает решить проблемы для беспроводных ультразвуковых систем, оно может вызвать искажение сигнала из-за гармонических составляющих.Таким образом, новый тип усилителя класса F разработан для достижения высокой эффективности и низкого уровня искажений. В усилителе резонансный контур на каждом этапе управляет гармоническими составляющими для уменьшения искажений и повышения эффективности. Трансформаторы с большим шунтирующим резистором также помогают уменьшить остаточный шум во входном сигнале. Предлагаемый усилитель класса F испытывается с использованием моделирования, а формы сигналов напряжения и тока анализируются для достижения правильной работы с адекватным КПД и искажениями.Измеренные характеристики усилителя класса F имеют коэффициент усиления 23,2 дБ и КПД добавленной мощности (PAE) 88,9% на частоте 25 МГц. Измеренный постоянный ток составляет 121 мА с отклонением менее 1% при работе УМ. Принимаемый эхосигнал измерялся посредством эхо-импульсного отклика с помощью преобразователя на 25 МГц в связи с совместимостью разработанного усилителя класса F с высокочастотными преобразователями. Измеренное полное гармоническое искажение (THD) эхо-сигнала было получено как 4,5% с немного низким уровнем шума.Результаты показывают, что низкий THD и высокий PAE нового высокоэффективного высоковольтного усилителя могут увеличить срок службы батареи и уменьшить размер охлаждающего вентилятора, тем самым обеспечивая подходящую среду для высокочастотных беспроводных ультразвуковых систем.

Образец цитирования: Kim K, Choi H (2021) Высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F для высокочастотных беспроводных ультразвуковых систем. PLoS ONE 16 (3): e0249034. https://doi.org/10.1371/journal.pone.0249034

Редактор: D.Нирмал, Институт технологий и наук Каруни, ИНДИЯ

Поступила: 19 ноября 2020 г .; Одобрена: 9 марта 2021 г .; Опубликовано: 29 марта 2021 г.

Авторские права: © 2021 Kim, Choi. Это статья в открытом доступе, распространяемая в соответствии с условиями лицензии Creative Commons Attribution License, которая разрешает неограниченное использование, распространение и воспроизведение на любом носителе при условии указания автора и источника.

Доступность данных: Все соответствующие данные находятся в документе и его файлах с вспомогательной информацией.

Финансирование: Эта работа была поддержана грантом Национального исследовательского фонда Кореи (NRF), финансируемым правительством Кореи (MSIT) (№ 2020R1A2C4001606). Финансирующие организации не играли никакой роли в дизайне исследования, сборе и анализе данных, принятии решения о публикации или подготовке рукописи.

Конкурирующие интересы: Авторы заявили, что конкурирующих интересов не существует.

Введение

Ультразвук широко используется из-за его множества полезных функций, таких как низкая стоимость и характеристики в реальном времени в повседневной жизни.В ближайшем будущем ожидается дальнейшее увеличение их использования в таких областях, как диагностика, скрининг, профилактика, лечение и устройства защиты [1–4]. Среди них выполняется множество исследований ультразвуковой визуализации, на долю которых приходится 25% всех исследований визуализации во всем мире [5]. Одна из причин заключается в том, что неразрушающие и неинвазивные характеристики ультразвука являются очень привлекательными характеристиками медицинских изображений в качестве диагностических инструментов. Кроме того, диагностические устройства, которые генерируют ультразвуковые изображения, пользуются большим спросом, потому что они полезны для диагностики внутренних тканей и характеристик кровотока мелких животных, человеческого тела или структур, потому что метод проверки в реальном времени прост и обследование может быть завершенным в короткие сроки.Кроме того, отсутствует риск радиационного облучения [6,7]. Однако большинство коммерческих устройств ультразвуковой визуализации имеют кабели, содержащие по крайней мере несколько десятков коаксиальных линий для питания преобразователя или обмена данными между преобразователем и ультразвуковой (ультразвуковой) системой [8,9]. Этот тип кабеля толстый и длинный, что затрудняет сканирование, а его большой вес может вызвать нагрузку на руки и плечи пользователей [10]. Важно преодолеть такой фундаментальный недостаток оборудования для ультразвуковой диагностики.Беспроводные устройства ультразвуковой визуализации имеют компактную конструкцию с высокой портативностью и без ограничений по кабелю, что очень полезно для использования в чрезвычайных ситуациях в различных средах, а их использование снижает нагрузку на руки и плечи пользователей [11]. Поэтому ожидается, что они будут привлекательными для врачей, которые обычно работают круглосуточно в отделениях неотложной помощи или на открытом воздухе, а поставки ультразвуковых косметических систем для домашнего ухода будут пользоваться повышенным спросом со стороны непрофессиональных пользователей, которым не требуются медицинские диагностические системы. для врачей [12].Однако для разработки беспроводных систем ультразвуковой визуализации, которые сопоставимы с обычными настольными системами ультразвуковой визуализации, необходимо учитывать качество беспроводного ультразвукового изображения, которое обеспечивает точную диагностику, и поддерживать адекватную энергоэффективность в течение длительного времени. использовать; это имеет значение для используемой переносной батареи [13]. На рис. 1 блок-схема базовой беспроводной ультразвуковой (ультразвуковой) системы используется для иллюстрации компонентов системы.

Ультразвуковая система состоит из нескольких компонентов, как показано на рис. 1 [7,14,15]. Усилитель в передающей станции играет важную роль в усилении сигнала, необходимого для передачи на преобразователь [1]. Поскольку этот тип усилителя потребляет много энергии, необходимо повысить эффективность усилителей, тем самым снизив потребность в мощности беспроводных ультразвуковых систем. Однако при разработке таких высокоэффективных высоковольтных усилителей необходимо учитывать несколько факторов.Во-первых, высоковольтный транзистор, используемый для высокоэффективного усилителя в режиме переключения, может вызвать различные проблемы [16]. Например, переключение и нелинейные свойства высоковольтных транзисторов искажают выходные сигналы, поскольку они создают высшие гармоники основной частоты [17]. Искаженные выходные сигналы с гармониками могут предоставлять нежелательную информацию и отрицательно влиять на качество изображения [18]. Следовательно, необходимо увеличить линейность путем увеличения точки смещения или удалить гармонические составляющие усилителя с помощью схемы фильтра [19].Однако повышение и понижение точки смещения находятся в компромиссном соотношении между эффективностью и линейностью, поэтому нам необходимо соответствующим образом отрегулировать их. Кроме того, усилители, используемые в беспроводных ультразвуковых системах, выделяют ненужное тепло по нескольким причинам, таким как потеря мощности, высокий ток и т. Д. [20]. Нагрев транзистора может изменить характеристики усилителя во время работы [21]. Следовательно, для обеспечения стабильной работы таких беспроводных ультразвуковых систем в любой среде необходимо уменьшить постоянный ток, используемый в усилителях, и минимизировать отклонения температуры с помощью внешних систем охлаждения [11,22].

Качество изображения можно улучшить, увеличив полосу частот передаваемого сигнала. В ультразвуковых системах чем выше полоса пропускания, тем короче пространственная длина импульса и лучше разрешение [2,17]. Улучшенное детальное разрешение четко различает различные цели на изображении, а сокращенная длина пространственного импульса улучшает осевое разрешение [23]. Однако ультразвук на высоких частотах испытывает коэффициент затухания внутри среды, уменьшая требуемую глубину проникновения для целевой среды [24].В результате цель высокочастотного ультразвукового изображения кажется более четкой, но фактор ослабления среды является более доминирующим, поэтому расстояние, на которое должен проникнуть сигнал, меньше [25]. Недавно был разработан метод сжатия с повышением разрешения (REC) для улучшения осевого разрешения, полосы пропускания и отношения сигнал / шум эхо-сигнала (eSNR) с использованием техники кодированного возбуждения и сжатия импульсов [26]. Усиление eSNR с помощью REC улучшает качество изображения и глубину проникновения [26,27].Поскольку эти технологии могут увеличить глубину проникновения, потребуется высокочастотная ультразвуковая система, которая может получать четкие изображения. Хотя высокочастотные ультразвуковые системы достаточно доступны, большинство коммерческих продуктов в настоящее время имеют частоты ниже 15 МГц.

Усилители класса E и F, которые используются в основном для мобильных или беспроводных приложений, были предложены для реализации высокоэффективных усилителей [28,29]. Усилитель класса E проще в настройке резонаторов, чем усилитель класса F.В классе F резонатор для улавливания третьей гармоники представляет собой очень узкую полосу и требует тонкой настройки [30,31]. Однако, управляя третьей гармоникой через резонатор усилителя класса F, можно значительно увеличить импеданс третьей гармоники [32]. В результате низкий коэффициент нелинейных искажений может быть достигнут за счет использования топологии класса F. Кроме того, плотность мощности усилителя класса E ниже, чем у усилителя класса F. Следовательно, выходная мощность усилителя класса E ниже, чем у усилителя класса F [33].Ультразвуковые преобразователи в беспроводных ультразвуковых системах по-прежнему требуют высокой выходной мощности. Следовательно, необходима конструкция с высокой плотностью мощности для получения большей мощности срабатывания при меньшем пространстве за счет топологии класса F. Усилитель класса F обеспечивает высокий КПД за счет переключения транзистора [21]. С помощью параллельного резонатора можно добиться низкого уровня искажений за счет четкого управления определенными гармоническими составляющими. Кроме того, можно управлять большим количеством гармоник, добавляя параллельный резонатор, а более высокая эффективность может быть достигнута путем изменения формы выходного сигнала напряжения и тока.Однако сложность конструкции схем усилителя класса F пропорциональна эффективности работы [34,35]. В результате усилитель класса F можно сбалансировать, варьируя сложность, эффективность и уровень искажений в зависимости от разработчика. Кроме того, усилители класса F могут точно настраивать и регулировать определенные гармонические составляющие по сравнению с усилителями класса E, поэтому могут быть реализованы модели усилителей класса F, подходящие для беспроводных ультразвуковых систем.

Теория и моделирование усилителя класса F

Чтобы спроектировать высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F, мы смоделировали и проанализировали усилитель класса F с помощью программного обеспечения Advanced Designed System (ADS).

КПД двухкаскадного высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F.

Усилитель класса F управляет гармониками через выходную сеть, чтобы минимизировать фазовое перекрытие тока и напряжения, возможно, уменьшая потребление энергии между стоком и истоком высоковольтного транзистора [36]. Ток преобразуется, как показано на рисунке 2 (A), четными гармониками, а напряжение преобразуется, как показано на рисунке 2 (B), нечетными гармониками. По результатам, эффективность системы может быть максимизирована за счет минимизации энергопотребления усилителя [34,35].Напряжение стока постепенно выравнивается по мере объединения нечетных гармоник с основным сигналом. Когда все нечетные гармоники контролируются, напряжение и ток стока-истока приобретают совершенно плоскую форму волны, аналогичную характеристическому графику идеального усилителя класса F (см. Рис. 2).

Рис. 2. Принципы преобразования сигналов в гармоники.

V _DS формируется из исходного сигнала и нечетной гармоники, а I _DS формируется из исходного сигнала и четной гармоники.

https://doi.org/10.1371/journal.pone.0249034.g002

Конструкция, показанная на рис. 3, использовалась для разработки усилителя класса F. Сеть 1 блокирует нечетные гармоники и работает как разомкнутая цепь, а сеть 2 обеспечивает короткое замыкание для четных гармоник. Чтобы создать идеальный усилитель класса F, все нечетные гармоники должны быть заблокированы [37]. Всякий раз, когда контролируется нечетная гармоника, требуется сеть 1, а для управления всеми нечетными гармониками требуется бесконечная последовательная сеть 1. Следовательно, практически невозможно контролировать все нечетные гармоники из-за необходимости бесконечного пространства и устройств.В целом, учитывая сложность и эффективность использования пространства и оборудования, принято регулировать до третьей гармоники [35]. Это связано с тем, что дополнительный контроль гармоник помогает очень незначительно повысить эффективность из-за различных потерь, которые возникают на практике. Усилитель в этой статье работает на 25 МГц, поэтому наш случай ниже, чем микроволновый (частота от 300 МГц до 300 ГГц). Поэтому мало потерь от высокой частоты. Однако на практике двухкаскадный усилитель имеет большие потери.В результате, по сравнению с идеальным случаем, дополнительный контроль гармоник не поможет значительному повышению эффективности. Поэтому в этой статье усилитель класса F контролировался до третьей гармоники.

Рис. 4 представляет собой упрощенную форму двухкаскадного усилителя класса F для расчета максимальной эффективности стока. Как показано на рис. 4, мы предполагаем, что каждый резонансный контур полностью открыт и закорачивает сигнал, который соответствует резонансной частоте. На рис. 4 мы также предполагаем, что импедансы R1 и R2 первой и второй ступеней одинаковы, а общую эффективность стока можно выразить следующим образом: (1) (2)

Мы предполагаем, что усилитель класса F представляет собой идеальный источник тока без потерь, с нулевым напряжением насыщения и выходной емкостью [32].Затем мы можем приблизительно оценить эффективность стока усилителя мощности класса F. Аппроксимация эффективности стока по контролю нечетных и четных гармоник широко использовалась в предыдущих исследованиях, и данные аппроксимации взяты из литературы [32]. Согласно теории класса F, эффективность стока одной ступени может достигать максимального значения = 88,4% при контроле только всех четных и третьих гармоник. Таким образом, совокупная эффективность стока двух каскадов составляет, и двухкаскадный усилитель класса F может достигать 78.1%.

На рис. 5 показана принципиальная схема разработанного нами высокоэффективного высоковольтного усилителя F. В таблице 1 показаны значения элементов схемы на рис. 5. Усилитель был разработан с учетом различных параметров, таких как выходная амплитуда, искажения и эффективность для беспроводных ультразвуковых систем [38]. Высоковольтный усилитель с высоким КПД был спроектирован так, чтобы иметь два каскада, чтобы снизить нагрузку на высоковольтный транзистор за счет учета каждого коэффициента усиления для защиты транзисторного устройства и обеспечения достаточной выходной мощности.На первом этапе через CF1 и LF1 контролировалась только третья гармоника. На втором этапе третья гармоника контролировалась через CF3 и LF3, а вторая гармоника регулировалась через CF5 и LF5. Однако полоса пропускания резонансных частот CF1 и LF1 очень узкая, поэтому RF1 был использован для увеличения полосы пропускания, и это помогает форме волны напряжения приближаться к прямоугольной, идеальной форме волны напряжения класса F. Кроме того, R3 — это демпфирующий резистор, который помогает получить плоскую форму волны, замедляя время разряда напряжения.Он предназначен для уменьшения оставшихся сигналов, за исключением основного сигнала, с использованием параллельных резонаторов, состоящих из CF2 и LF2 с CF4 и LF4 на первой и второй ступенях, соответственно. Использование только CF4 и LF4 не может полностью устранить вторичную гармонику на втором этапе, и выходной сигнал может содержать вторичную гармонику. Поэтому управление третьей гармоникой осуществлялось с помощью CF5 и LF5. Кроме того, низкочастотный шум, который может возникать из входного сигнала или извне, может отрицательно повлиять на ультразвуковые изображения [39].Сильное статическое электричество может повредить другие устройства или стать фатальным для ультразвуковых изображений. Следовательно, при использовании трансформаторов (T1, T2), имеющих частоту витков 1: 1, исходный сигнал проходит через входной выходной каскад и передает статическое электричество и низкочастотный шум на землю. Кроме того, поскольку R2 имеет очень большое значение сопротивления, равное 1 МОм, он не оказывает существенного влияния на импеданс и помогает удалить остаточный шум, остающийся во входном сигнале.

Фазовый анализ на основе моделирования.

Анализы фаз напряжения стока и тока стока были выполнены с использованием программы моделирования ADS. Схема моделирования была протестирована на основе рисунка 5. В программе эквивалентная схема высоковольтного бокового полупроводникового металлооксидного полевого транзистора с двойным рассеиванием (LDMOSFET), предоставленного STMicroelectronics (см. Рисунок 6), и остальных элементов В схеме использованы основные элементы, предоставляемые программным обеспечением ADS.

Центральная частота составляла 25 МГц, а гармонические составляющие варьировались с помощью резонансной схемы, состоящей из CF и LF (схема усилителя класса F на рис. 5), и она была настроена так, чтобы минимизировать перекрытие напряжения стока истока и формы волны выпрямления.Резонансные частоты CF и LF были отрегулированы путем моделирования S-параметров (см. Рис. 8), а напряжение и ток стока истока были проанализированы для реализации подходящего высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F. На рис. 7 показаны кривые напряжения и тока на стоке-истоке в результатах моделирования. Изменяя гармоническую составляющую, VDS2 и IDS2 имеют слегка плоскую форму волны. Кроме того, мы можем оценить, что высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F работает правильно, минимизируя период перекрытия между формами сигналов тока и напряжения.

Рис. 7. Данные моделирования высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F.

Красные и синие линии представляют напряжение стока и ток стока соответственно. Данные формы сигнала напряжения и тока от (а) первого каскада и (б) второго каскада.

https://doi.org/10.1371/journal.pone.0249034.g007

Несоответствие импеданса между усилителем и преобразователем вызывает потерю амплитуды сигнала и формы волны, таким образом уменьшая отношение сигнал / шум и искажения формы сигнала [40] .Следовательно, согласование электрического импеданса необходимо для уменьшения потерь сигнала и отношения сигнал / шум из-за несоответствия импеданса между преобразователем и усилителем. Кроме того, чтобы максимизировать передачу мощности между ультразвуковым преобразователем и этими устройствами, необходимо согласование электрического импеданса [40,41]. Соответственно, мы сделали согласование импеданса. На рис. 8 показан результат моделирования S-параметров с помощью программного обеспечения ADS. Параметр S (1,1) был настроен на значение меньше -10 дБ, поэтому он составил -14,652 дБ. Кроме того, параметр S (2,2) был настроен на значение менее -10 дБ, таким образом, он был равен -26.993 дБ. Таким образом, значения S (1,1) и S (2,2) были настроены на соответствующие значения.

Условия и метод эксперимента

Высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F был разработан для работы на частоте 25 МГц. Поэтому было проанализировано изменение выходной амплитуды с частотой, чтобы определить его пригодность для использования на частоте 25 МГц. Кроме того, усилитель и преобразователь класса F использовались вместе для анализа сигналов THD и импульсного эхо-сигнала [17]. Мы измерили и проанализировали мощность, коэффициент усиления, КПД добавленной мощности (PAE) и постоянный ток, чтобы оценить производительность на основе входного сигнала усилителя в соответствующей полосе частот.Из-за значений емкости, индуктивности и составляющих сопротивления модели эквивалентной схемы в преобразователе с измерительной аппаратурой учитывался сдвиг резонансной частоты усилителя [25].

Метод измерения характеристик усилителя

На рис. 9 показан процесс измерения, используемый для определения характеристик высокоэффективного высоковольтного усилителя. Входной сигнал подавался от функционального генератора на усилитель мощности, а источник питания постоянного тока подает мощность на затвор и сток транзистора.Сигнал, усиленный высокоэффективным высоковольтным усилителем мощности класса F, ослаблялся с помощью аттенюатора и затем отображался на осциллографе.

Эксперимент проводился в соответствии с методом, показанным на рис. 9. Источник питания постоянного тока, использованный в эксперименте, обеспечивает напряжение 23,5 В на каждой стороне затвора и стока двухкаскадного высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F. . Входной сигнал подавался через генератор функций. В качестве входного сигнала использовалась импульсная волна с диапазоном частот от 15 МГц до 35 МГц и тремя периодами.Напряжение смещения было отрегулировано до 3 В с помощью цепи переменного резистора. Усиленные большие сигналы могут вызвать серьезное повреждение осциллографа при приложении выходного напряжения выше 5 В. Поэтому для защиты осциллографа использовался аттенюатор. Аттенюатор обеспечивает ослабление сигнала примерно в 100 раз меньше, что составляет 40 дБ. На Рис. 10 показана фактическая среда тестирования с измерительным оборудованием.

В ультразвуковых системах акустические сигналы ослабляются и рассеиваются по мере прохождения через среду [42].Следовательно, для получения данных сигнала из среды требуется сигнал приемлемой амплитуды. Проверенная на осциллографе выходная амплитуда использовалась для расчета коэффициента усиления и PAE самого высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F. PAE является важным показателем производительности, который используется для описания количества входной мощности, используемой в процессе усиления, а высокоэффективные усилители могут быть компонентами в системе, которые экономят мощность и энергию [20,29]. Усилитель PAE может быть получен путем вычитания входной мощности из выходной мощности и деления результата на мощность постоянного тока.Таким образом, PAE указывает на эффективность усилителя, потому что только мощность, используемая в процессе усиления, выражается как эффективность. Коэффициент усиления представляет собой коэффициент усиления усилителя, а также один из показателей эффективности усилителя [29]. Как правило, зонды ультразвуковых преобразователей имеют запатентованное радиочастотное экранирование для получения высоких характеристик отношения сигнал / шум. Однако, если в выходном сигнале усилителя много гармонических составляющих, гармонические составляющие выходных сигналов также передаются в эхо-сигнал, а затем принимаются через преобразователь.Кроме того, выходные сигналы PA с импульсом более 10 000 циклов используются для приложений Доплера, кодированного возбуждения, нейромодуляции и акустической стимуляции. Для этих приложений гармонические характеристики действительно важны по сравнению с обычной ультразвуковой визуализацией. Эти нежелательные гармонические сигналы могут повлиять на характеристики ультразвуковых преобразователей, особенно для высокочастотных ультразвуковых преобразователей. Кроме того, скорость, коэффициент отражения и коэффициент поглощения среды различаются, поскольку гармонические составляющие в ультразвуковой системе имеют разные характеристики основного сигнала и частоты.Следовательно, необходимо минимизировать гармонические составляющие, поскольку они могут давать искаженную информацию. Гармоники выше четвертого порядка имеют очень низкие значения. Следовательно, THD был рассчитан путем измерения только до третьей гармоники. В области спектра мы можем определить подходящую полосу частот, анализируя значения THD. Во временной области эхо-сигналы, которые передаются и принимаются через преобразователь, помогают показать пригодность разработанного усилителя для ультразвуковых систем.

Метод измерения импульсного эха

Усилитель был разработан и испытан для определения совместимости разработанного высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F с преобразователем. Фиг.11 — это блок-схема, которая показывает процесс измерения импульсного эхо-сигнала. Нелинейные устройства создают больше шума в высокочастотной среде, а эффективность ультразвуковой системы во время высокочастотных операций значительно снижается при низких напряжениях питания смещения [21]. Если используются нелинейные устройства, такие как расширители и ограничители, необходимо учитывать различные факторы.На рис. 12 (А) показана схема расширителя, состоящая из двух пар диодов. Расширитель служит для удаления шума при напряжении ниже 2V _TH и для минимизации нежелательного сигнала звонка вниз в процессе обработки ультразвукового сигнала [43,44]. Разряженные сигналы и принятые эхо-сигналы сосуществуют на одной линии во временной области и производятся и принимаются через преобразователь (рис. 13). Эхо-сигнал очень мал, поэтому необходимо усилить сигнал через предусилитель, а затем проанализировать сигнал с помощью осциллографа.Однако разряженные сигналы с большими амплитудами также усиливаются предусилителем и могут вызвать повреждение осциллографа, поэтому амплитуду разряда сигнала следует минимизировать с помощью ограничителя. Кроме того, ограничитель может защитить от сильного статического электричества, которое может возникнуть внутри или снаружи устройств [45]. Эквивалентная схема ограничителя показана на рис. 12 (B). Только меньший уровень сигнала между -V _TH и + V _TH (пороговое напряжение используемого диода) проходит через ограничитель, а сигнал выше порогового напряжения закорачивается [15].

Для измерения импульсных эхо-сигналов с помощью ультразвукового преобразователя эксперимент проводился на основе установки, показанной на рис. 11. Тот же функциональный генератор, осциллограф и источник питания постоянного тока использовались для измерения характеристик самого усилителя. Усиленный сигнал передавался через преобразователь после прохождения через расширитель. Переданный сигнал проходит через дистиллированную воду и отражается от кварца, после чего снова принимается тем же преобразователем [46].Полученный сигнал проходит через ограничитель и усиливается через предварительный усилитель, а затем отображается на осциллографе. Кварц отражает передаваемый сигнал более чем на 99%, поэтому его использовали для точного измерения характеристик передаваемого сигнала усилителя и преобразователя [47]. Предварительный усилитель имеет коэффициент усиления около 32 дБ и работает с напряжением 15 В постоянного тока, обеспечиваемым источником питания постоянного тока.

Наконец, добротность эхо-сигнала, генерируемого преобразователем, представляет собой отношение центральной частоты к полосе пропускания.Коэффициент Q можно получить из измеренного эхо-сигнала, а значение выражается следующим уравнением.

(3) Коэффициент добротности

не имеет единицы измерения и может быть рассчитан по формуле (3). Существуют различные приложения ультразвука, такие как визуализация, акустическая стимуляция, допплерография и сфокусированный ультразвук высокой интенсивности. Для разных приложений используются разные периоды импульсов от усилителя. Коэффициент добротности эхо-сигналов, генерируемых ультразвуковыми преобразователями, может отличаться в зависимости от использования, и его можно регулировать в соответствии с количеством циклов импульсов.Мы разработали усилитель мощности класса F для различных возможных ультразвуковых приложений. 3-х цилиндровые импульсы, генерируемые усилителем мощности класса F, были входом для преобразователя 25 МГц.

Результат

Рис. 10 (B) представляет собой фотографию изготовленного двухкаскадного высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F. Из-за возможности повреждения устройства из-за перегрузки по току используется силовой резистор (RD1 на рис. 5) на стороне стока. Радиаторы использовались для минимизации тепловых ошибок, которые могут возникнуть в полевых МОП-транзисторах.

Измерение и анализ характеристик усилителя в зависимости от частоты

Для измерения характеристик усилителя использовалось оборудование, показанное на рис. 10, и измерения проводились в том же процессе, что и на рис. 9. На рис. 14 (A) и 14 (B) показаны графики PAE и THD в зависимости от частоты. Для диапазонов частот от 15 МГц до 35 МГц THD и PAE измеряются с шагом 1 МГц. В эксперименте входной сигнал составлял 7,5 дБ _м , когда применялся сигнал импульсной волны из трех периодов.Входной сигнал подавался одинаково для всех частот от 15 МГц до 35 МГц, а напряжение постоянного тока 23,5 В подавалось на затвор и сток LDMOSFET в двухкаскадном высокоэффективном усилителе и высоковольтном усилителе класса F соответственно. . Постоянный ток был измерен как 121 мА независимо от частоты, когда точка смещения и сток были приложены к LDMOSFET, а входная трехцикловая импульсная волна была применена. На 25 МГц THD был достигнут 5,0%, а PAE был самым высоким — 69,6%. PAE рассчитывалась по выходному сигналу.Следовательно, на частоте 25 МГц гармоническая составляющая может быть включена в расчет PAE. Рис. 14 (C) показывает график P _OUT в зависимости от частотных отклонений. Точки полосы пропускания -3 дБ составляют 11,0 МГц и 36,0 МГц, так что развитый PA имеет 100% пропускную способность.

Рис. 14. Кривые, показывающие изменение P _OUT и расчетные значения PAE и THD, полученные от высокоэффективного высоковольтного усилителя класса F с входной мощностью 7,5 дБмВт в зависимости от частоты.

(а) PAE vs.Частота, (б) THD в зависимости от частоты, (в) P _OUT в зависимости от частоты.

https://doi.org/10.1371/journal.pone.0249034.g014

Ультразвуковое измерение и анализ импульсного эхо-сигнала

Импульсные эхо-сигналы были измерены и проанализированы с помощью ультразвукового преобразователя 25 МГц. На рис. 15 показана форма выходного сигнала осциллографа с использованием импульсной волны 25 МГц с тремя периодами в качестве входа и преобразователя с частотой 25 МГц. Кроме того, БПФ было применено к форме волны эхо-сигнала, чтобы показать данные спектра, как показано на рисунке 16.Пьезоэлектрический элемент в ультразвуковом преобразователе не может немедленно остановиться, если он вибрирует с использованием электроэнергии. Увеличенное количество циклов с большей продолжительностью из-за опускания кольца отрицательно влияет на осевое разрешение ультразвукового изображения [13]. Характеристики пьезоэлемента и увеличенный цикл с большой продолжительностью из-за гармонической составляющей отрицательно влияют на осевое разрешение ультразвукового изображения [25,42]. Осевое разрешение — это числовой показатель максимального размера изображения, который оценивается по отраженному сигналу в направлении распространения звука [1].Пространственная длина импульса определяется длиной волны и числом периодов импульса и пропорциональна осевому разрешению. Чем меньше осевое разрешение, тем четче размер изображения, поэтому необходимо минимизировать длительность импульса. На частоте 25 МГц наблюдалось небольшое явление «звонка вниз». Из-за характеристик пьезоэлемента было очень маленькое кольцо, вызванное другими причинами, кроме увеличенного числа циклов, поэтому мы получили относительно хорошую форму волны.

Рис. 16. Данные спектра БПФ, передаваемые и принимаемые высокоэффективным высоковольтным усилителем класса F и преобразователями 25 МГц.

(a) Данные спектра БПФ для основного сигнала, второй гармоники и третьей гармоники (b) Данные спектра БПФ, увеличенные для отображения ширины полосы.

https://doi.org/10.1371/journal.pone.0249034.g016

Поскольку коэффициенты ослабления и отражения в среде зависят от частоты, а коэффициенты поглощения и рассеяния в среде также различаются, анализ затруднен. информация из среды, даже если в принимаемых эхо-сигналах присутствуют высшие гармонические составляющие.Поэтому в обычных ультразвуковых системах необходимо минимизировать гармонические составляющие для получения четкой информации. На рис. 16 (A) показан спектр БПФ эхо-сигналов 25 МГц. Гармонические составляющие анализировались в спектре БПФ. В спектре БПФ измерялись основной сигнал (-39,0 дБ), вторая гармоника (-78,1 дБ) и третья гармоника (-75,1 дБ). Расчетный коэффициент нелинейных искажений составил 4,5%. В таблице 2 показаны данные спектра на частоте 25 МГц, как показано на рисунке 16 (A). Разница между основным сигналом и второй гармоникой составляет 39.1 дБ, а разница между основным сигналом и третьей гармоникой составляет 36,1 дБ. На рис. 16 (B) представлены те же данные, что и на рис. 16 (A), и это увеличенное изображение для просмотра полосы пропускания. Наибольшее значение было получено на уровне –39,0 дБ на частоте 25,0 МГц. Частота -45,0 дБ, которая является точкой -6 дБ, была измерена на частотах 19,1 МГц и 29,1 МГц. Следовательно, ширина полосы составляет 10,0 МГц, а коэффициент добротности равен 2,5.

Измерение и анализ характеристик усилителя на частоте 25 МГц

Рис. 17 (A) и 17 (B) показывает P _OUT в соответствии с входными сигналами и показывает GAIN и PAE в соответствии с входными сигналами.Для измерения ультразвукового эхо-сигнала, измеренного в том же процессе, что и на рис. 11. Для измерения характеристик усилителя на частоте 25 МГц мы использовали установку, показанную на рис. 9. Условия проведения эксперимента идентичны показанным ранее измерению и анализу характеристик усилителя. на рис. 10. Постоянный ток был измерен как 121 мА, когда точка смещения и сток были приложены к LDMOSFET, а входная трехцикловая импульсная волна применялась, когда входной сигнал изменялся от -16 дБ _м до 10 дБ _м. .Максимальная выходная мощность составляла около 33,9 дБмВт, а PAE — 85,1%. Максимальное усиление напряжения составляло 24,6 дБ, при этом выходная мощность (Pout) составляла 1040 мВт. Кроме того, выходное значение P1dB составляло 2250 мВт, а PAE на этом выходе P1dB составляло около 78,8%.

Последние исследования ультразвуковых усилителей

В таблице 3 приведены сводные характеристики усилителя класса AB, усилителя класса C, усилителя класса F для ультразвука и других приложений с нашим разработанным усилителем класса F. Эти усилители могли использоваться для различного оборудования.Усилители для ультразвуковых изображений в основном используются для ультразвуковых устройств проводного типа, поэтому они используют высоколинейную топологию класса A или класса AB. Трудно применить топологию класса A или класса AB к беспроводным ультразвуковым системам. Мы имеем в виду, что разработать беспроводную ультразвуковую систему сложно из-за низкой эффективности усилителя и ограниченной батареи. В этой статье усилитель впервые применялся с использованием эффективной топологии класса F для ультразвуковой диагностики, так что результаты были проанализированы.Поскольку существует несколько исследовательских работ по нелинейным усилителям для ультразвуковых систем, содержание, содержащееся в таблице 3, не показывает конструкцию усилителя для беспроводных ультразвуковых систем.

Заключение

В ультразвуковых системах усилитель высокого напряжения в передатчике имеет очень высокое энергопотребление. В частности, для беспроводных ультразвуковых систем важно достичь высокой эффективности за счет минимизации энергопотребления от высоковольтного усилителя. Кроме того, медицинские ультразвуковые системы должны предоставлять высококачественные изображения для точной диагностики состояния пациента.Чтобы обеспечить высокое качество видеоизображения, необходимо добиться низкого уровня искажений с помощью регулировки гармоник. Для достижения высокой эффективности и низкого уровня искажений для беспроводных ультразвуковых систем был выбран усилитель класса F. Разработанные высоковольтные усилители класса F могут обеспечить высокий КПД благодаря переключающемуся LDMOSFET и низкому уровню искажений за счет резонансного контура, размещенного на выходной стороне усилителя. Кроме того, каждый резонатор может точно управлять определенной гармонической составляющей, тем самым настраивая выходное напряжение, подходящее для беспроводных ультразвуковых систем.

Мы разработали высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F, проанализировали соответствующие полосы частот, а затем измерили его характеристики. Разработанный высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F может использоваться в полосах частот от 15 МГц до 35 МГц. Требуются некоторые компромиссы между различными характеристическими элементами усилителя, такими как усиление, PAE и THD и резонансная частота, которые необходимо правильно настроить для достижения характеристик, подходящих для беспроводных ультразвуковых систем.Чем выше PAE, тем выше эффективность, но необходимо учитывать THD, поскольку могут быть включены гармонические составляющие. Однако на 25 МГц PAE достаточно высок — 69,6%, а THD также низок — 5,0%. Кроме того, за исключением явления, обусловленного характеристиками пьезоэлемента, оно не оказало существенного влияния на ширину импульса формы волны эхо-сигнала, а THD эхо-сигнала имеет достаточно низкое значение 4,5%. Кроме того, на частоте 25 МГц эхо-сигнал имеет широкую полосу пропускания 10.0 МГц, а коэффициент добротности рассчитывается как 2,5. Следовательно, разработанный высокоэффективный высоковольтный усилитель класса F показывает хорошие характеристики, которые можно использовать для ультразвуковой диагностики.

Постоянный ток — это прямой и критический фактор, повышающий температуру электроники и системы. Производительность может меняться по мере увеличения температуры элемента. Следовательно, внешний охлаждающий вентилятор необходим для понижения температуры с помощью радиатора большого размера. В результате необходимо снизить постоянный ток, чтобы снизить нагрузку на беспроводные ультразвуковые системы и минимизировать ошибки, зависящие от температуры.LDMOSFET, используемый в этом усилителе, представляет собой высоковольтный активный элемент, производительность которого зависит от изменения температуры. Однако измеренный постоянный ток, используемый в этом усилителе класса F для различных амплитуд или частотных диапазонов, совпадает со значением 121 мА. Тем не менее, чтобы минимизировать ошибки, связанные с колебаниями температуры, эксперимент проводился с теплоотводом, установленным на полевые МОП-транзисторы. Фактически, использование высокоэффективного усилителя с низким постоянным током может снизить затраты за счет минимизации внешней системы охлаждающих вентиляторов и объема переносных аккумуляторов.Поэтому более компактный дизайн поможет проводить диагностику дольше и удобнее.

Список литературы

1. 1. Смит Н.Б., Уэбб А. Введение в медицинскую визуализацию: физика, инженерия и клинические приложения. Кембридж, Великобритания: Cambridge Univ. Нажимать; 2010.
2. 2. Шунг К.К. Диагностическое УЗИ: визуализация и измерения кровотока. Бока-Ратон, Флорида, США: Тейлор и Фрэнсис; 2015.
3. 3. Шунг К.К., Смит М., Цуй Б.М. Принципы медицинской визуализации.Нью-Йорк: Academic Press; 2012.
4. 4. He Z, Zheng F, Ma Y, Kim HH, Zhou Q, Shung KK. Подход к формированию луча в ближней зоне с подавлением боковых лепестков для ультразвуковой матричной визуализации. J Acoust Soc Amer. Май 2015 г.; 137 (5): 2785–90. pmid: 25994706
5. 5. Гольдберг ББ. Международная арена ультразвукового образования. J Ultrasound Med. 2003. 22 (6): 549–51. pmid: 12795551
6. 6. Михайлович О.В., Танненбаум А. Удаление пятен на медицинских ультразвуковых изображениях. т.е. операции по ультразвуку, сегнетоэлектрикам и контролю частоты.2006. 53 (1): 64–78. pmid: 16471433
7. 7. Цю В., Ван Х, Чен И, Фу Кью, Су М, Чжан Л. и др. Система визуализации модулированного возбуждения для внутрисосудистого ультразвукового исследования. IEEE Trans Biomed Eng. 2016; 64 (8): 1935–42. pmid: 27893376
8. 8. Чой Х, Ли Х, Лау С.Т., Ху Ц., Чжоу К., Шунг К.К. Разработка интегрированного предусилителя для высокочастотных ультразвуковых преобразователей и портативного приемника малой мощности. IEEE Trans Ultrason Ferroelectr Freq Control. 2011. 58 (12): 2646–58. pmid: 23443700
9. 9.Су М., Чжан З., Хун Дж., Хуанг И, Му П, Ю Й и др. Двухчастотный катетер с общим кабелем для внутрисосудистого ультразвука. IEEE Trans Ultrason Ferroelectr Freq Control. 2019; 66 (5): 849–56. pmid: 30762542
10. 10. Поланд М., Уилсон М., изобретатели; Заявка на патент США, правопреемник. Легкий беспроводной ультразвуковой зонд Июль 2010 г.
11. 11. Дэниелс Дж. М., Хоппманн РА. Практическое медицинское ультразвуковое исследование. Нью-Йорк, Нью-Джерси, США: Спрингер; 2016.
12. 12.Ким Джи Ди, Юн Си, Кай Си Би, Ли Й, Кан Дж, Ю Й и др. Единая портативная система ультразвуковой визуализации на базе ПЛИС для применения в местах оказания медицинской помощи. IEEE Trans Ultrason Ferroelectr Freq Control. 2012. 59 (7): 1386–94. pmid: 22828834
13. 13. Сони, штат Нью-Джерси, Арнтфилд Р., Кори П. Ультразвук по месту лечения. Оксфорд, Великобритания, Elsevier Health Sciences; 2014.
14. 14. Бушберг Дж. Т., Бун Дж. М.. Основы физики медицинской визуализации. Филадельфия, Пенсильвания, США: Липпинкотт Уильямс и Уилкинс; 2011 г.
15. 15. Фогт М., Эрмерт Х. Высокочастотная ультразвуковая визуализация: конструкция системы и оптимизация производительности. Frequenz. 2005. 59 (5–6): 150–3.
16. 16. Kazimierczuk MK. Усилитель мощности RF. Хобокен, Нью-Джерси, США: John Wiley & Sons; 2014.
17. 17. Хоскинс П.Р., Мартин К., Дрозд А. Диагностический УЗИ: физика и оборудование. Кембридж, Великобритания: Cambridge Univ. Нажимать; 2010.
18. 18. Сабо Т.Л. Диагностическая ультразвуковая визуализация: наизнанку.Нью-Йорк: Elsevier Academic Press; 2013.
19. 19. Cripps SC. Передовые методы проектирования усилителей мощности ВЧ. Норвуд, Массачусетс, США: Artech House; 2002.
20. 20. Эроглу А. Введение в проектирование и моделирование ВЧ усилителей мощности. Бока-Ратон, Флорида, США: CRC press; 2018.
21. 21. Cripps SC. Усилители мощности ВЧ для беспроводной связи. Норвуд, Массачусетс, США: Artech House; 2006.
22. 22. Чой Х. Предварительно линеаризованный усилитель мощности класса B для пьезоэлектрических преобразователей и портативных ультразвуковых систем.Датчики. 2019; 19 (2): 287. pmid: 30642060
23. 23. Чжоу К., Лам К.Х., Чжэн Х., Цю В., Шунг К.К. Пьезоэлектрические монокристаллические ультразвуковые преобразователи для биомедицинских приложений. Prog Mater Sci. 2014; 66: 87–111. pmid: 25386032
24. 24. Чжу Б., Чан Нью-Йорк, Дай Дж, Шунг К.К., Такеучи С., Чжоу К. Новое производство высокочастотного (100 МГц) ультразвукового PZT-пленочного линейного массива без порезов IEEE Trans Ultrason Ferroelectr Freq Control. 2013. 60 (4): 854–7. pmid: 23549547
25. 25.Кремкау Ф.В., Форсберг Ф. Принципы и инструменты сонографии. Амстердам, Нидерланды: Elsevier Health Sciences; 2015.
26. 26. О’Доннелл М. Система кодированного возбуждения для улучшения проникновения систем формирования изображения с фазированной решеткой в ​​реальном времени. Транзакции IEEE по ультразвуку, сегнетоэлектрикам и контролю частоты. 1992. 39 (3): 341–51. pmid: 18267644
27. 27. Oelze ML. Увеличение полосы пропускания и разрешения за счет сжатия импульсов. Транзакции IEEE по ультразвуку, сегнетоэлектрикам и контролю частоты.2007. 54 (4): 768–81. pmid: 17441586
28. 28. Уокер JL. Справочник по усилителям мощности ВЧ и СВЧ. Кембридж, Великобритания: Cambridge Univ. Нажимать; 2011.
29. 29. Рейнарт П., Стеяерт М. ВЧ-усилители мощности для мобильной связи. Дордрехт, Нидерланды: Springer; 2006.
30. 30. Гребенников А. Проектирование усилителей мощности ВЧ и СВЧ. Нью-Йорк, Нью-Джерси, США: McGraw-Hill 2005. https://doi.org/10.1017/S1431927605050622 pmid: 17481334
31. 31.Кубович Р. Усилитель мощности класса E. Диссертация Университета Торонто. 2000.
32. 32. Гребенников А, Сокаль Н.О., Франко МЮ. Коммутационные усилители мощности РЧ. Амстердам, Нидерланды: Newnes; 2011.
33. 33. Мадер Т. Б., Брайертон Э. У., Маркович М., Форман М., Попович З. Коммутируемые высокоэффективные СВЧ-усилители мощности в массиве сумматоров мощности в свободном пространстве. Протоколы IEEE по теории и методам микроволнового излучения. 1998. 46 (10): 1391–8.
34. 34.Raab FH. Максимальный КПД и мощность усилителей мощности класса F. IEEE Trans Microwave Theory Tech. 2001. 49 (6): 1162–6.
35. 35. Казимерчук М.К., Войда Р.П., редакторы. Максимальный класс эффективности стока F 3 ВЧ-усилитель мощности. Proc IEEE Int Symp Circuit Syst; 2011: IEEE.
36. 36. Вуолеви Дж., Рахконен Т. Искажения в усилителях мощности ВЧ. Норвуд, Массачусетс, США: Дом Artech; 2003.
37. 37. Хелла М.М., Исмаил М. Радиочастотные КМОП-усилители мощности: теория, разработка и реализация.Берлин, Германия: Springer; 2006.
38. 38. Вагнер М.С., Гарсия К., Мартин Д.С. Ультразвук в местах оказания медицинской помощи в аэрокосмической медицине: известные и потенциальные применения. Aviat Space Environ Med. 2014; 85 (7): 730–9. pmid: 25022161
39. 39. KLAUS DT. РУКОВОДСТВО ПО АНАЛИЗУ МЕДИЦИНСКИХ ИЗОБРАЖЕНИЙ: методы и алгоритмы. Германия: Springer; 2018.
40. 40. Rathod VT. Обзор методов согласования электрического импеданса для пьезоэлектрических датчиков, исполнительных механизмов и преобразователей.Электроника. 2019; 8 (2): 169.
41. 41. Хуанг Х., Парамо Д. Широкополосное согласование электрического импеданса для пьезоэлектрических ультразвуковых преобразователей. Транзакции IEEE по ультразвуку, сегнетоэлектрикам и контролю частоты. 2011. 58 (12): 2699–707. pmid: 23443705
42. 42. Загзебский Я. Основы ультразвуковой физики. Мэриленд-Хайтс, Миссури, США: Мосби; 1996.
43. 43. Камачо Дж., Фрич С. Защитные схемы для ультразвуковых приложений. Транзакции IEEE по ультразвуку, сегнетоэлектрикам и контролю частоты.2008; 55 (5): 1160–4. pmid: 18519225
44. 44. Чой Х., Шунг К.К. Новый мощный расширитель на основе полевых МОП-транзисторов для высокочастотных ультразвуковых систем. Ультразвук. 2014. 54 (1): 121–30. pmid: 23835308
45. 45. Чичек И., Бозкурт А., Караман М. Разработка интерфейсной интегральной схемы для трехмерной акустической визуализации с использованием массивов 2D CMUT. Транзакции IEEE по ультразвуку, сегнетоэлектрикам и контролю частоты. 2005. 52 (12): 2235–41. pmid: 16463489
46. 46. Лам К.Х., Джи Х.Ф., Чжэн Ф., Рен В., Чжоу К., Шунг К.К.Разработка бессвинцовых одноэлементных ультразвуковых преобразователей сверхвысокой частоты (170–320 МГц). Ультразвук. 2013; 53 (5): 1033–8. pmid: 23485349
47. 47. Ли Дж, Лан Х, Лей С., Оу-Ян Дж, Ян Х, Чжу Б. Влияние теплопроводности углеродных нанотрубок на характеристики оптоакустического преобразователя. Углерод. 2019; 145: 112–8.
48. 48. Capineri L. Усилитель мощности с полосой пропускания 15 МГц, 60 Vpp, малые искажения для управления пьезоэлектрическими преобразователями большой мощности. Обзор научных инструментов.2014; 85 (10): 104701. pmid: 25362428
49. 49. Чой Х. Разработка усилителя мощности класса C с архитектурой диодного расширителя для ультразвуковых систем на местах. Микромашины. 2019; 10 (10): 697. pmid: 31615017
50. 50. Ким Дж., Мун Дж., Хонг С., Ким Б. Высокоэффективный усилитель мощности класса F для широкополосных линейных усилителей мощности. Письма о микроволновых и оптических технологиях. 2009. 51 (10): 2323–6.
51. 51. Cai W, Gong J, Wu N, редакторы.Усилитель мощности 2,4 ГГц класса f для беспроводной сети медицинских датчиков. Материалы 2-го Всемирного конгресса по новым технологиям; 2016.

Какой производитель высокочастотных устройств наиболее подходит для микроволновых высокочастотных усилителей мощности | Производство печатных плат и сборка печатных плат

Какой производитель высокочастотных устройств наиболее подходит для СВЧ-усилителя мощности

В настоящее время существуют относительно низкие диапазоны частот (от 300 МГц до 30 ГГц), а также диапазон миллиметровых волн (от 30 до 300 ГГц), а также относительно высокочастотные диапазоны для адаптации к развитию и требованиям технологии 5G.Сеть беспроводной связи, основанная на технологии 5G, сильно отличается от традиционной системы сотовой сети. При разработке усилителя мощности, подходящего для технологии 5G, инженерам необходимо иметь дело как с печатными платами РЧ-диапазона, так и с миллиметровыми волнами. Подложка — очень важный аспект. Какая плита подходит для волн?

Десять лет внимания к печатным платам Allegro, высокопроизводительному среднему и мелкосерийному производству www.raypcb.com Производители высокочастотных плат, пластина которых больше всего подходит для микроволновых высокочастотных усилителей мощности, в настоящее время имеет относительно низкую полосу частот (от 300 МГц до 30 ГГц ), но также содержит миллиметры. Диапазон волн (от 30 до 300 ГГц) также имеет относительно высокочастотный диапазон для адаптации к развитию и требованиям технологии 5G.Сеть беспроводной связи, основанная на технологии 5G, сильно отличается от традиционной системы сотовой сети. При разработке усилителя мощности, подходящего для технологии 5G, инженерам необходимо иметь дело как с радиочастотными микроволновыми излучениями, так и с миллиметровыми волнами. Подложка — очень важный аспект. Какая тарелка подходит для микроволновок?

Усилитель мощности высокочастотный. Как правило, большинство системных приложений 5G не работают на частотах выше 6 ГГц. Производительность частотного микроволнового усилителя мощности 5G зависит от многих ключевых характеристик печатной платы, включая хорошее управление температурой, низкие вносимые потери и однородность радиочастотных характеристик в широком диапазоне температур.Он также включает хорошо контролируемую диэлектрическую проницаемость (Dk или εr). ), высокая теплопроводность, низкий TCDk (тепловой коэффициент Dk), низкий коэффициент потерь и строго контролируемая толщина диэлектрика. Давайте посмотрим на каждое из свойств материала и на то, почему они так важны для характеристик ВЧ-усилителя мощности СВЧ

.

Во многих РЧ-усилителях мощности 5G используется структура Догерти. Схема этой структуры требует проектирования четвертьволновой линии в качестве преобразования импеданса.Если переменные материала печатной платы, зависящие от длины волны, хорошо контролируются, характеристики четвертьволновой линейной схемы могут быть достигнуты, как ожидалось. Переменные, связанные с этим, включают материал Dk и толщину материала. Переменные факторы в процессе производства печатной платы также влияют на характеристики четвертьволновой линейной цепи, такие как точность провода и толщина проводника. Как правило, высокочастотные печатные платы с допуском Dk ± 0,05 считаются более эффективными и могут использоваться для материалов в таких приложениях.Кроме того, толщина диэлектрика материала подложки должна контролироваться на уровне ± 10% или менее. Следовательно, микроволновая плата требует высокочастотного материала, низкой диэлектрической проницаемости, высокой теплопроводности и подложки с низкими потерями. Специальная схема Jin Ruixin — производитель высокочастотных печатных плат, использующих высокочастотные материалы, материалы Rogers 4350, Rogers 5880, политетрафторэтиленовый материал, Yalong и т. Д.

методов шумоподавления для линии электропитания усилителя мощности РЧ (радиочастоты) | Бумажный обзор | Метаморфозы технического журнала Мураты нет.18

Чтобы исследовать взаимосвязь между шумом от DC-DC преобразователя для PA и качеством радиосигнала, мы построили оценочную плату, на которой был установлен DC-DC преобразователь для PA и модуль PA. Внешний вид и принципиальная схема этой изготовленной оценочной платы показаны на рис. 1. Преобразователь постоянного тока в постоянный, используемый в оценочной плате, использует частоту коммутации 6 МГц для УМ, а используемый модуль УМ был совместим с W-CDMA ^{. * 2} и LTE ^{* 3} общие спецификации Band I.Кроме того, во всех периферийных компонентах, используемых для преобразователя постоянного тока для PA и модуля PA (входной / выходной конденсатор, силовой индуктор и т. Д.), Использовались компоненты, рекомендованные каждым производителем.

Как показано на рис. 2, система оценки качества РЧ-сигнала использует анализатор сигналов, который имеет функцию генератора сигналов, и система оценки была настроена так, чтобы РЧ-сигнал подавался на вход RF IN модуля PA на оценочная плата, где он усиливался и выводился модулем PA, а затем RF-сигнал возвращался в анализатор сигналов.Кроме того, индекс оценки качества РЧ-сигнала был основан на широко используемой оценке ACLR (коэффициент утечки по соседнему каналу) при максимальной выходной мощности.

В этих условиях влияние шума от преобразователя постоянного тока в постоянный для PA на качество RF-сигнала было исследовано путем оценки качества RF-сигнала для обоих случаев, когда питание подавалось на модуль PA от стабилизированного источника питания постоянного тока с низкий уровень шума и случай, когда питание подавалось от DC-DC преобразователя для PA.

В результате, по сравнению со случаем, когда питание на модуль PA подавалось от стабилизированного источника постоянного тока, случай, когда питание подавалось от DC-DC преобразователя для PA, показал заметное ухудшение качества радиосигнала в L1. и диапазоны U1, которые наиболее близки к радиочастотному сигналу, и это подтвердило, что шум от преобразователя постоянного тока в постоянный для PA влиял на качество радиочастотного сигнала. На рисунке 3 показано качество радиочастотного сигнала как для случая, когда питание на модуль PA подавалось от стабилизированного источника постоянного тока, так и для случая, когда питание на модуль PA подавалось от преобразователя постоянного тока в постоянный ток для PA.