Site Loader

Содержание

Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 3.

Кроме транзисторов и сборок Дарлингтона есть еще один хороший способ рулить мощной постоянной нагрузкой — полевые МОП транзисторы.
Полевой транзистор работает подобно обычному транзистору — слабым сигналом на затворе управляем мощным потоком через канал. Но, в отличии от биполярных транзисторов, тут управление идет не током, а напряжением.

МОП (по буржуйски MOSFET) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает.

Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной, по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.

Нагрузка включается в цепь стока. Вообще, в теории, полевому транзистору совершенно без разницы что считать у него истоком, а что стоком — разницы между ними нет. Но на практике есть, дело в том, что для улучшения характеристик исток и сток делают разной величины и конструкции плюс ко всему, в мощных полевиках часто есть обратный диод (его еще называют паразитным, т.к. он образуется сам собой в силу особенности техпроцесса производства).

У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314, способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки

MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:

  • На более мелких транзисторах сорудить цепочку, подающую питалово с высоковольтной цепи на затвор, чтобы прокачать его высоким напряжением
  • применить специальную микросхему драйвер, которая сама сформирует нужный управляющий сигнал и выровняет уровни между контроллером и транзистором. Типичные примеры драйверов это, например, IR2117.

    Надо только не забывать, что есть драйверы верхнего и нижнего плеча (или совмещенные, полумостовые). Выбор драйвера зависит от схемы включения нагрузки и комутирующего транзистора. Если обратишь внимание, то увидишь что с драйвером и в верхнем и нижнем плече используются N канальные транзисторы. Просто у них лучше характеристики чем у P канальных. Но тут возникает другая проблема. Для того, чтобы открыть N канальный транзистор в верхнем плече надо ему на затвор подать напряжение выше напряжения стока, а это, по сути дела, выше напряжения питания. Для этого в драйвере верхнего плеча используется накачка напряжения. Чем собственно и отличается драйвер нижнего плеча от драйвера верхнего плеча.

  • Применить транзистор с малым отпирающим напряжением.
    Например из серии IRL630A или им подобные. У них открывающие напряжения привязаны к логическим уровням. У них правда есть один недостаток — их порой сложно достать. Если обычные мощные полевики уже не являются проблемой, то управляемые логическим уровнем бывают далеко не всегда.

Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или ID выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это

VGS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость ID от VDS при разных значениях VGS. И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Видишь, на 5 вольтах на затворе и токе в 8А падение напряжения на транзисторе составит около 4.5В По закону Ома тогда выходит, что сопротивление этого транзистора в данный момент 4.5/8=0.56Ом. А теперь посчитаем потери мощности — твой движок жрет 5А. P=I*U или, если применить тот же закон Ома, P=I2R. При 8 амперах и 0.56Оме потери составят 35Вт. Больно дофига, не кажется? Вот и мне тоже кажется что слишком. Посмотрим тогда на IRL630.

При 8 амперах и 5 вольтах на Gate напряжение на транзисторе составит около 3 вольт. Что даст нам 0.37Ом и 23Вт потерь, что заметно меньше.

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или ton,toff, в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора Ciss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО. Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги :).

А в процессе проектирования схемы запомни еще одно простое правило — ни в коем случае нельзя оставлять висеть затвор полевика просто так — иначе он нажрет помех из воздуха и сам откроется. Поэтому обязательно надо поставить резистор килоом на 10 от Gate до GND для N канального или на +V для P канального, чтобы паразитный заряд стекал. Вот вроде бы все, в следующий раз накатаю про мостовые схемы для управления движков.

Советы по управлению затвором мощного полевого транзистора

Непосредственное управление от контроллера ШИМ

В большинство современных микросхем контроллеров встроен выходной управляющий каскад. Обычно он содержит двухтактную схему на двух транзисторах. Этот выход можно использовать для непосредственного управления затвором мощного полевого транзистора, как показано на рис. 1.

Рис. 1. Мощный ПТ управляется непосредственно от выхода контроллера ШИМ

 

Непосредственное подключение можно использовать в тех случаях, когда управляющая схема подключена к той же самой «земле», что и силовая часть, и уровень мощности относительно невелик.

Судя по справочным данным, ток в несколько ампер можно получить прямо с выхода контроллера ШИМ. Этого вполне достаточно для управления маломощными устройствами. Однако вход полевого транзистора имеет большую емкость. Кроме того, пытаться полностью использовать весь выходной ток контроллера, как правило, — плохая идея.

Это может привести к увеличению электромагнитных помех из–за быстрого включения и выключения, непомерным потерям на обратное восстановление в выпрямителе и шумам в самом контроллере ШИМ. В результате могут возникать случайные сбои в работе и дрожание тактовой частоты.

Лучшее решение — ограничить выходной ток контроллера ШИМ при помощи схемы, показанной на рис. 2. В ней используются два резистора: один для управления временем включения, а другой — для управления временем выключения. (Обычно мы выключаем устройство быстрее, чем включаем, для защиты от коротких импульсов тока.) Диод служит для разделения этих двух функций, но в некоторых случаях, когда критично быстродействие схемы, можно обходиться без него.

Рис. 2. Схема, с помощью которой можно ограничить выходной ток контроллера ШИМ

 

В маломощных преобразователях мы обычно включаем ПТ медленно. Не надо бояться экспериментов с величиной сопротивления резистора Ron. Автор использует в своих проектах значения от 1 Ом до 1 кОм. Сформулированное им правило разработки заключается в том, чтобы увеличивать сопротивление, одновременно наблюдая за осциллограммами переключения и рассеиваемой мощностью ПТ. Если температура начинает заметно возрастать, нужно уменьшить величину сопротивления вдвое. Вы будете удивлены, увидев, как медленно можно включать ПТ в обратноходовом преобразователе, работающем в режиме прерывистых токов, без значительных потерь на переключение.

Выключение должно быть быстрым, чтобы обеспечить быстрый спад импульса тока. Экспериментируйте с разными значениями сопротивления, вместо того, чтобы просто использовать величины, приведенные в руководствах по применению. Более подробную информацию о том, насколько быстро можно управлять ПТ, можно найти в работе[3].

 

Специализированные драйверы затворов

При увеличении мощности преобразователя становится ясно, что сопротивления резисторов в затворе ПТ необходимо уменьшить, чтобы минимизировать потери на переключение. Для схем большой мощности в промышленности, как правило, используют микросхемы драйверов с большими выходными токами. При этом уменьшается влияние помех на контроллер ШИМ, и, кроме того, получается более удачная разводка печатной платы. В продаже имеется множество хороших драйверов. Можно даже создать собственный мощный двухтактный драйвер, если необходимо увеличить производительность при снижении цены. Для устройств большой мощности используют отдельную схему драйвера затвора для достижения быстрого переключения (рис. 3). Резисторы в затворе также имеются.

Рис. 3. Отдельная схема драйвера затвора для быстрого переключения

 

Изолированные драйверы затворов

Для получения очень высоких мощностей разработчики начинают использовать такие топологии, как двухключевой прямоходовый преобразователь, полумостовой или мостовой преобразователи. Во всех этих топологиях необходимо применять плавающий ключ.

Существуют решения этой задачи с использованием полупроводниковых компонентов, но только для низковольтных применений. Интегральные драйверы верхнего плеча не предоставляют разработчику достаточной гибкости, а также не обеспечивают такого уровня защиты, изоляции, устойчивости к переходным процессам и подавления синфазных помех, который дает хорошо спроектированный и изготовленный трансформатор для управления затвором.

На рис. 4 показан самый примитивный способ получения плавающего управления затвором. Выход микросхемы драйвера подключен через разделительный конденсатор к небольшому трансформатору (обычно тороидальному для лучшей производительности). Вторичная обмотка подключена непосредственно к затвору ПТ, и любые замедляющие резисторы должны располагаться со стороны первичной обмотки трансформатора. Обратите внимание на стабилитроны в затворе для защиты от переходных процессов. На выходе драйвера необходимо использовать ограничительные диоды, ими нельзя пренебрегать, даже если при первых испытаниях не возникли проблемы с реактивными токами в трансформаторе.

Рис. 4. Простейшая изолированная схема для управления затвором

В простейшей изолированной схеме для управления затвором используется трансформатор, как показано на рис. 4. Ограничительные диоды необходимы для защиты от реактивных токов, а разделительный конденсатор предотвращает насыщение трансформатора. Конденсатор дает сдвиг уровня выходного напряжения драйвера, который зависит от относительной длительности управляющих импульсов.

Схема, представленная на рис. 4, обеспечивает отрицательное напряжение на вторичной обмотке на интервалах времени, когда ПТ выключен. Это значительно увеличивает устойчивость к синфазным помехам, что особенно важно для мостовых схем.

Однако недостаток отрицательного смещения — это уменьшение положительного напряжения, открывающего ПТ. При небольшой относительной длительности импульсов положительный импульс большой. При относительной длительности, равной 50%, половина имеющегося напряжения драйвера теряется. При большой относительной длительности положительного напряжения может не хватить для полного открывания ПТ.

Схемы с трансформаторной развязкой наиболее эффективны при относительной длительности от 0 до 50%. К счастью, именно это и нужно для прямоходовых, мостовых и полумостовых преобразователей.

Обратите внимание: на рис. 5 показано, как напряжение на разделительном конденсаторе смещается под действием низкочастотных колебаний, наложенных на выходные импульсы драйвера. Эти колебания должны тщательно подавляться для обеспечения безопасной работы. Обычно для борьбы с этим явлением увеличивают емкость конденсатора, что уменьшает Q для низкочастотных составляющих. Необходимо проверить работу схемы при всех возможных переходных процессах, особенно при старте, когда конденсатор разряжен.

Рис. 5. Колебания, возникающие в разделительном конденсаторе и влияющие на работу трансформатора

 

Осторожно: схема восстановления постоянной составляющей!

Иногда разработчик может столкнуться с высоковольтной схемой, в которой требуется изолированное управление затвором при относительной длительности импульсов около 100%. Раньше для таких применений рекомендовали схему, показанную на рис. 6. Но ее применение может приводить к повреждению источника питания при выключении.

Рис. 6. Высоковольтная схема с восстановлением постоянной составляющей

Диод и конденсатор на стороне вторичной обмотки восстанавливают постоянную составляющую на затворе и обеспечивают управление затвором при значениях относительной длительности до 90% и более. Однако у этой схемы есть серьезный недостаток, и использовать ее без очень тщательного анализа не рекомендуется.

Эта схема хорошо работает в установившемся режиме (рекомендуется нагрузочный резистор в затворе), но когда контроллер ШИМ выключается, разделительный конденсатор остается подключенным через трансформатор на неопределенный период времени. Это может привести к насыщению трансформатора, как показано на рис. 6б. Когда трансформатор насыщается, вторичная обмотка замыкается накоротко, и конденсатор на стороне вторичной обмотки может включить ПТ. Насыщение можно предотвратить, если использовать сердечник с зазором и конденсатор небольшой емкости, но при этом увеличится реактивный ток, необходимый для управления затвором, а это вызывает другие проблемы.

 

Изолированное управление затвором для мостовых преобразователей

Мостовые и полумостовые преобразователи — это устройства, в которых требуется очень надежная изолированная схема управления. В то время как один из ключей закрыт, ключ на другой стороне моста будет открыт. В результате на выключенном устройстве будет присутствовать большое синфазное напряжение.

На рис. 7 показана схема, рекомендуемая для полумостового преобразователя. В ней управлять затворами должны два трансформатора. Не пытайтесь использовать только один трансформатор и схему с тремя состояниями, как советуют в некоторых руководствах по применению!

Рис. 7. Для управления затворами в полумостовых преобразователях рекомендуются два отдельных трансформатора

В мостовом преобразователе, показанном на рис. 8, также требуются два трансформатора для управления затворами. Двойные вторичные обмотки в каждом трансформаторе используются для управления парами ПТ в диагонально противоположных плечах моста. Для обоих типов мостов схемы управления затворами должны тщательно тестироваться во время переходного процесса при включении, когда возникают большие пиковые токи, и отрицательные напряжения на затворах невелики.

Рис. 8. Схема мостового преобразователя с двумя трансформаторами для повышения надежности

В схеме моста с фазовым сдвигом (рис. 9) для управления затворами также используются два трансформатора. Но обратите внимание на отличие: каждая сторона моста работает с фиксированной относительной длительностью 50%, что позволяет использовать один трансформатор с двумя вторичными обмотками противоположной полярности. Это одна из немногих схем, где можно применять биполярную схему управления затвором без снижения надежности. Но выбросы, возникающие во время переходных процессов при выключении, не должны приводить к открытию транзисторов. Обратите внимание на полярность вторичных обмоток.

Рис. 9. Мост с фазовым сдвигом с двунаправленными трансформаторами в каждом плече

 

Заключение

Схема управления затвором — критически важная часть проекта преобразователя. Убедитесь в том, что вы используете правильную схему, и не копируйте вслепую схемы из руководства по применению. Трансформаторы в цепях управления затворами придают вашему проекту такую степень надежности, которую невозможно получить при использовании полупроводниковых решений. Если вы разрабатываете очень мощное устройство, то это важнейшая составляющая. Добавление активных элементов для того, чтобы, согласно общепринятому мнению, увеличить скорость переключения, обычно не дает улучшения общей производительности, но вносит новые возможности для потенциальных отказов. Делайте вашу схему управления затвором как можно более простой.

Литература
  1. Balogh L. Design and Application Guide for High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. Texas Instruments Application Note.
  2. Ridley R. Six Reasons for Power Supply Instability. www.switchingpowermagazine.com
  3. Ridley R. Power Supply Stress Testing. www.switchingpowermagazine.com
  4. www.ridleyengineering.com

Подключение мощных Мосфетов к микроконтроллеру

В этой статье мы рассмотрим возможность подключения мощных Mosfet транзисторов для коммутации нагрузки с большим током сигналом с микроконтроллера. Это позволит подключать к микроконтроллеру цепи управления двигателями, светодиодами или любым устройством питания, которое работает с низким постоянным напряжением (DC).

Силовые мосфеты — это электронные компоненты, которые позволяют нам контролировать очень высокие токи. Как и в случае с обычными МОП-транзисторами, у них есть три вывода, которые называются: Сток (D), Исток (S) и Затвор (G). Основной ток проходит между истоком и стоком (I SD), в то время как управление этим током достигается путем подачи напряжения на клемму затвора (относительно клеммы источника), известной как V GS.

 

Принцип работы Мосфетов

В исходном состоянии ток затвора практически равен нулю, поскольку внутри компонента клемма затвора подключена к своего рода конденсатору. Поэтому ток затвора протекает только в тот момент, когда мы меняем уровень входного напряжения (изменение логического состояния), и это является причиной, почему потребление Mosfet (как в случае всех логических схем MOS) увеличивается пропорционально частоте переключения.

Существуют «силовые мостики» двух типов: те, что в канале N, и в канале P. Разница между ними заключается в полярности соединения исток-сток и в том, что напряжение затвора P-канала отрицательное (те же различия, которые существуют между NPN и PNP транзисторами).

Мощный мосфет может работать в «линейном режиме» или в «насыщенности». В аналоговых системах, например на выходных каскадах усилителей звука, мосфеты работают в линейном режиме, тогда как в цифровых системах, в которых они используются в качестве цифровых выключателей питания, они работают в режиме отключения (ВЫКЛ) или насыщения (НА).

В этой статье мы проанализируем только тот мосфет, который используется в качестве цифровых коммутаторов. Когда mosfet находится в состоянии насыщения, значение внутреннего сопротивления между истоком и стоком (Rsd) очень низкое, следовательно рассеиваемая мощность в нем будет незначительной, однако ток через него может проходить очень высокий.

Чтобы довести Mosfet до насыщения, необходимо, чтобы управляющее напряжение на клемме затвора было достаточно высоким, и это может быть проблемой, если мы напрямую используем низкое выходное напряжение микроконтроллера.

Я лучше объясню на примере

Для насыщения биполярного транзистора (типа BC548) необходимо превысить пороговое напряжение базы, которое составляет всего 0,6 В. Управляющее напряжение 0,6 В может быть получено с любой цифровой схемы, работающей от 5 В, 3,3 В и до 1,8 В.

И наоборот, напряжение, необходимое для приведения в действие Mosfet (называемое «пороговым напряжением» или V th), намного выше (несколько вольт) и зависит от модели Mosfet.

Более того, даже если бы мы достигли этого значения, этого было бы недостаточно, потому что мы должны превысить значение линейной области работы, чтобы привести ее к насыщению. Если нет, проводимость не будет полной, и, следовательно, часть мощности будет рассеиваться в mosfet в виде тепла, потому что мощность, рассеиваемая mosfet, является результатом умножения между падением напряжения и током, проходящим по нему (Pmosfet = Vsd * Isd).

На графике мы видим кривые движения типичного N-канального мосфета с разными напряжениями на затворе в двух рабочих областях (линейная область слева от графика и насыщенность справа).

Как мы видим, если мы хотим получить максимальный выходной ток, напряжение на затворе (VGS) должно быть 7,5 В. Это значение варьируется в зависимости от используемой модели mosfet.

Для решения этой проблемы есть две возможности: использовать адаптер, который увеличивает выходные уровни микроконтроллера, или использовать mosfet, который работает с более низкими напряжениями на затворе. МОП-транзисторы с низким уровнем управления затвором известны как «силовые МОП-транзисторы логического уровня».

На графике мы видим кривую движения мосфета «логический уровень» IRL530 (зеленого цвета) по сравнению с классическим мосфетом IRF530 (синим цветом).

Вертикальная полосатая линия указывает на логический уровень 4,75 В (типичный выходной уровень микроконтроллера, питаемого от 5 В). Как мы видим, максимальный выходной ток IRF530 не превышает 2,6 А, хотя эта модель способна выдавать гораздо больший ток, в то время как IRL530 превышает 20 А (полная проводимость).

Если бы наш микроконтроллер работал с напряжением 3,3 В, IRF530 даже не начал бы запускаться.

 


Поэтому выбор типа «логический уровень» Mosfet является лучшим выбором при работе с цифровыми цепями.

На рисунке мы видим соединение «логического уровня» mosfet с микроконтроллером для включения светодиодной ленты. Как объяснялось в начале этой статьи, когда логический уровень управления изменяется, на мгновение mosfet поглощает определенный ток, который заряжает внутренний конденсатор терминала Gate.

Импульсное регулирование мощности (ШИМ) с применением мосфетов

 

Резистор 4,7К служит для ограничения этого начального тока. Мы могли бы использовать любое значение сопротивления, но низкое значение позволяет получить быструю зарядку этого конденсатора и, следовательно, более быстрое переключение mosfet. Быстрая коммутация мосфета полезна если мы хотим использовать импульсное регулирование мощности (ШИМ).

В этом типе регулирования, если бы переключение mosfet было «медленным», оно было бы длиннее в линейной зоне и, следовательно, увеличивало бы рассеивание мощности в нем, особенно если мы работаем с высокими частотами. Как только Мосфет переключился, затвор больше не поглощает ток.  Поэтому, если мы планируем использовать наш mosfet для простого включения и выключения, значение этого R может быть и 10K.

Напротив, если мы хотим модулировать выходную мощность с помощью ШИМ-модуляции, для нас удобно использовать значение сопротивления 4,7 К, 3,3 К или 1,2 К включительно. Лучший выбор зависит в основном от частоты ШИМ.

Сопротивление 100 К замкнутое на землю, служит для определения точного логического состояния в том случае, если микроконтроллер не сделал этого, как например в фазе инициализации того же самого.

Если у нас возникла необходимость подключить Mosfet без «логического уровня» к цифровой цепи, мы можем добавить транзистор, который позволит нам увеличить управляющее напряжение, как мы видим на следующем рисунке.

 

Принцип работы очень прост. Когда выход микроконтроллера имеет низкий логический уровень (0 вольт), транзистор не работает, и, следовательно, его коллектор, который подключен к затвору mosfet, будет иметь положительный потенциал 12 В через положительное сопротивление.

Когда выходной сигнал микроконтроллера становится высоким (1,8 В, 3,3 В или 5 В), транзистор приводит в действие и доводит затвор мосфета до 0 В, поэтому он прекращает движение. Как видите, эта схема имеет дефект, который работает наоборот, то есть активируется, когда уровень выходного сигнала микрофона низкий.

Несмотря на это, преимущество в том, что напряжение затвора достигает максимального напряжения питания, что гарантирует полное насыщение любого типа мосфета, который мы подключаем. Значение сопротивления затвора, связанного с положительным, изменяет скорость переключения полевого двигателя, как объяснено в предыдущем случае. (высокие значения для медленного переключения и низкие значения для быстрого переключения (ШИМ-модуляция).

Если мы хотим использовать общий mosfet (не «логический уровень») с неинвертированной логикой управления, мы можем изменить его на P-канал, как показано на рисунке. Обратите внимание, что выходная мощность (в примере, светодиодная лента) подключена к земле (отрицательной) вместо положительной.

Единственная проблема, представленная этим последним решением, состоит в том, что его нельзя использовать, если мы хотим управлять светодиодной полосой RGB с 3 каналами, потому что эти полосы обычно имеют общий анод (уникальный положительный), в то время как мы использовали бы полосу RGB с общим катодом (общий негатив). В любом случае, это решение очень полезно во многих случаях и сможет пригодлится в ваших проектах.

Подключение Mosfet к Aрдуино | Технохрень

Mosfet или МОП-транзистор это такая штука для управления нагрузкой. Типа как реле, но лучше

Бывают N и P  типов. Картинка поможет:

 

Картинку надо запомнить чтобы потом не путаться в документации. Да, и N-канальные круче как правило

NPN mosfet подключение к arduino

Тут все без гемора. Вот пара вариантов подключения:

Если надо еще и плавно включать/выключать лампочку, либо не на всю мощность, а только на половину например, можно из ардуино пищать шимом, а между затвором и истоком включить еще конденсатор микрофарад на 300. Это нужно чтобы открыть мосфет на половину.. Однако это подойдет только для маломощной лампочки, потому как полуоткрытый мосфет имеет некислое внутреннее сопротивление и греется как утюг.

В эту схему подойдет к примеру мосфет  h6n03l. Но тут есть нюанс в выборе резюков. Тот, который между ардуино и gate – чем больше сопротивление, тем меньше ток на ноге ардуино и меньше вероятность что она задымится. И чем больше сопротивление тем медленнее открывается мосфет. Кароч 150 ом норм для ардуино (по закону ома I = E / R, I = 5 / 150 = 0.033 А  — это 33 миллиампера, норм). Зачем он вообще нужен? Дело в том, что затвор (gate) у полевика имеет определенную емкость и является в какой-то мере конденсатором. Так что в момент переключения через затвор проходят большие токи, которые может не выдержать ардуина. Для этого и нужен резистор между gate и пином.

А второй 10 кОм типа подтягивающий резистор – нужен чтобы держать мосфет закрытым и нагрузку выключенной пока порт ардуины в неопределенном состоянии например при загрузке (так называемое Z-состояние).

Но у этой схемы есть косяк – она медленновата. На переключение уйдет 600ns что подходит не для всех задач. Вот фронт и спад.

 

Желтая – выход с мосфета, зелено-бирюзово-светло-голубая – выход с ШИМ ардуино. Желтая не успевает. Для решения этой проблемы надо поставить парочку транзисторов как тут предлагают http://joost.damad.be/2012/09/dimming-12v-led-strip-with-mosfet-and.html

Но это нужно далеко не всегда и как правило достаточно первой схемы. И кстати есть вариант получше — про него в конце статьи.

PNP mosfet arduino

Тут чутка сложнее

Если нам надо на нагрузку подать 5 вольт:

  • R1 ограничивает ток на затворе чтобы ардуинка не сломалась
  • R2 подтягивает порт на землю чтобы не было ложных срабатываний
  • D1 диод шотки чтобы не спалить все – он нужен только если нагрузка имеет большую индуктивность – например реле или мотор или еще что-то, где есть много намотанной проволоки. Кстати для NPN мосфета он тоже нужен. А на переменном токе не нужен, а то задымится)

Если на мотор или лампочку надо 12 вольт то все немного сложнее. Чтобы открыть мосфет нам надо подать 12 вольт на gate, а при таком варианте наш ардуино задымится. Надо еще один транзистор так:

Тут Q1 – биполярный транзистор – он то и включает 12 вольт на gate Q2, а R1 нужен чтобы ограничить ток чтобы ардуино опять таки не задымилась. Работает все так:

  • подаем с ардуино high – q1 начинает проводить ток с коллектора на эмиттер и 12 вольт утекает не в gate q2, а на землю. q2 включает мотор
  • подаем с ардуино low – q1 закрыт и не пропускает ток, 12 вольт через резистор подаются на gate q2, моторчик не крутится. все просто. резистор r2 нужен чтобы ограничить ток q1 и q2 чтобы он не задымились

Управлять больше чем 12 вольт можно, например 24 вольтами, если q1 выдержит. Чтобы наверняка можно добавить диод D2:

Рулим 220 вольтами с помощью мосфета

Мосфетом не совсем удобно рулить 220 вольтами. Ну всяким извращенцам это нравится Вот пример схемы:

Эта схема диммера для лампочек, с помощью ШИМ можно менять яркость. Подробнее тут http://www.learningelectronics.net/circuits/dimmer-with-mosfet.html

А для нормального управления нагрузкой в 220 вольт вместо мосфетов можно использовать:

  • симисторы типа bt131. Если нужна плавная регулировка света, то нужно делать что-то вроде этого:

    Вкратце из за того, что напряжение переменное, надо будет с помощью прерывания отлавливать момент когда лучше всего открыть симистор, и сделать из обычной фазы что-то вроде этого:

    Подробнее тут http://www.cyber-place.ru/showthread.php?t=525
  • транзисторы дарлингтона
  • КР1182ПМ1 (не особо надежно, по отзывам дохнут они)

Подключение Mosfet к Ардуино по-хорошему

Для таких вещей люди специально придумали специальные драйверы типа этих http://voltmaster-samara.ru/catalog/drajvery-mop-i-igbt-tranzistorov

Тут уж народ издевается над МОП транзисторами как хочет

Суть в том, что драйвер нужен как раз для согласования пяти вольт с выводов ардуино (а также других микроконтроллеров) с уровнями, необходимыми для управления затворами мосфетов.

На картинке первые две схемы а) и б) не очень, так как из-за кривых рук разработчика все может задымится. Зато вторые норм.

И кстати если надо использовать ШИМ — то лучше выбрать высокоскоростной драйвер типа TC4420.

Подбор MOSFET для подключения к ардуино

Качаем даташит, например для FQP30N06. Первое на что надо обратить внимание это ток и вольты:

Второе — определить по такой вот диаграмме падение напряжения. Например если мы рулим лампочкой с потреблением 2А, а для управления используем 5 вольт на gate:

Падение напряжения будет где-то 5,4 вольта и нам лучше найти что нибудь менее нагревательное

Третье — надо если используется ШИМ — время открытия и закрытия:

Если прокосячить с частотой, дать большую чем он может вытянуть, то транзюк перегреется.

Опубликовать вашу статью на нашем сайте можно тут!

Простой способ управления ключами COOlSIC MOSFET

В статье описан легко воспроизводимый способ определения чувствительности карбидокремниевых MOSFET, и  представлены результаты испытаний дискретных COOlSIC MOSFET.

Введение

Включение транзисторов, обусловленное ёмкостью Миллера, часто считается недостатком современных карбидокремниевых (SiC) MOSFET. Во избежание этого эффекта схемы управления затвором для преобразователей с жесткой коммутацией, как правило, реализуются с использованием отрицательных напряжений выключения затвора. Но так ли следует управлять транзисторами COOlSIC MOSFET?

Ключевым условием успешной реализации схем с управляющим затвором является корректный выбор уровня напряжения затвора. Технология COOlSIC MOSFET от компании infineon предусматривает выбор напряжения включения затвора в пределах между 18 и 15 В так, чтобы ключ имел наибольшую токонесущую способность или устойчивость к короткому замыканию, соответственно. С другой стороны, уровень напряжения выключения затвора должен только отвечать за безопасное отключение устройства. Компания infineon предоставляет возможность использовать дискретные MOSFET при 0 В с простой схемой управления затвором.

Паразитный эффект включения

Нежелательное включение полупроводникового ключа происходит из-за индуктивной или ёмкостной обратной связи (ос) с затвором. Как правило, у SiC MOSFET ёмкостная ОС возникает из-за ёмкости Миллера (см. рис. 1). Внутренний диод ключа S2 в нижнем плече проводит ток нагрузки Il, пока не замкнется ключ S1. После коммутации этого тока в ключ S1 начинает возрастать напряжение сток–исток ключа S2. На данном этапе вследствие увеличения потенциала стока растет напряжение затвора ключа S2, что обусловлено наличием ёмкости Миллера CGD. В свою очередь, резистор в цепи затвора на стадии выключения препятствует этому повышению. Если величина этого сопротивления недостаточно мала, напряжение может превысить пороговый уровень, что приведет к одновременному замыканию ключей, появлению сквозного тока и росту коммутационных потерь.


Рис. 1. Влияние ёмкости Миллера CGD при выключении внутреннего диода

Разумеется, риск одновременного замыкания ключей и тяжесть его последствий зависят от конкретных условий эксплуатации и измерительного оборудования. наиболее критичными показателями являются высокое напряжение шины постоянного тока, резкий рост напряжения и высокая температура перехода. Из-за них не только возрастает напряжение затвора, но и снижается пороговый уровень. к основным факторам, оказывающим влияние на оборудование, относятся нежелательная паразитная ёмкость платы, параллельная ёмкости CGD, внешний конденсатор, параллельный CGS, напряжение выключения затвора  сопротивление в цепи затвора ключа при отключении.

Измерительная схема

Чтобы определить чувствительность к паразитному эффекту включения, разработчики часто используют характеристику заряда затвора полупроводникового ключа из технического описания. однако оно не позволяет сделать корректные выводы относительно конкретного приложения. Главным недостатком является то, что характеристика заряда затвора является в большей степени статической, тогда как паразитное включение относится к чисто динамическим эффектам. специализированные испытания по определению чувствительности выполняются для оценки паразитного эффекта включения 1200-В/45-мОм COOlSIC MOSFET в 3- и 4-выводных корпусах TO-247 в условиях эксплуатации конкретного приложения. Все тесты выполняются при нулевом напряжении затвора разомкнутого ключа.

Оценочная плата с полумостовой конфигурацией реализована в соответствии со схемой на рисунке 2. В ней ключ в нижнем плече является испытуемым устройством, а ключ в верхнем плече работает в качестве генератора сигналов dv/dt. При включении транзистора в верхнем плече рост напряжения сток–исток ключа в нижнем плече приводит к изменению напряжения затвора dvDS/dt. При этом, чем меньше сопротивление в цепи затвора ключа в разомкнутом состоянии, тем меньше шанс паразитного включения. Цель этого эксперимента – определить критическую величину сопротивления в цепи затвора разомкнутого ключа для рассматриваемого сценария испытания. При этом критичном сопротивлении в цепи затвора величина Q*RR увеличивается на 10% относительно значения при нулевом сопротивлении. Q*RR обозначает сумму трех зарядов: заряда обратного восстановления внутреннего диода; ёмкостного заряда полупроводников, элементов топологии и пассивных компонентов; заряда, возникающего из-за паразитного эффекта включения. Пороговый уровень 10% достаточно велик, чтобы получить надежные результаты измерений, но сравнительно мал для большинства приложений (см. рис. 3). Испытания осуществляются при разных температурах, токовых нагрузках и разной скорости нарастания напряжения. Эта скорость регулируется с помощью сопротивления RGon ключа S1 в верхнем плече.


Рис. 2. Измерительная схема для снятия характеристик: ключ S1 в верхнем плече работает как генератор сигналов dv/dt, а ключ S2 является испытуемым устройством. Цель измерения – установить максимальную величину сопротивления в цепи затвора разомкнутого ключа S2, при которой еще удается избежать паразитного включения


Рис. 3. Характеристики 1200-В/45-мОм COOlSIC MOSFET при 100°C с разными значениями сопротивления в цепи затвора разомкнутого ключа RGoff. Величина Q*RR больше на 10% (оранжевая кривая, 12 Ом) и на 40% (красная кривая, 22 Ом) по сравнению с исходным сигналом (черным цветом, 0 Ом)

Результаты измерений

Тестирование при нулевом нагрузочном токе означает, что внутренний диод испытуемого устройства не является прямосмещенным до переходного процесса при коммутации. Поскольку восстановления диода не наблюдается, переходный процесс обусловлен только перезарядом ёмкостей транзисторной структуры. В таких условиях напряжения, наведенные на паразитные индуктивности, не играют существенной роли. таким образом, у корпуса TO-247 и 4-выводного корпуса TO-247 – одинаковые характеристики.

Результаты измерений при напряжении 800 В и токе представлены на рисунке 4. Хорошо видно, что для предотвращения эффекта включения из-за паразитной ёмкости величина RGoff должна быть тем ниже, чем больше dvDS/dt и выше температура. Заметим, что нулевого напряжения затвора разомкнутого ключа достаточно, чтобы избежать нежелательного отпирания даже при 50 В/нс и температуре 175°C. Если нельзя выбрать достаточно малое сопротивление RGoff, применяются драйверы затвора с активным ограничением эффекта Миллера, например 1EDC30i12MH.

При более высоких уровнях нагрузки происходит жесткая коммутация между внутренним диодом ключа S2 и ключом S1. Из-за обратного восстановления диода и индуцированного напряжения ситуация немного усложняется. По сути, необходимо учитывать три следующих эффекта:
1. Процесс восстановления внутреннего диода уменьшает среднюю скорость dvDS/dt и препятствует включению, обусловленному паразитной ёмкостью.
2. Из-за колебательных процессов между индуктивностью коммутационной петли и выходной ёмкостью устройства локально возрастает величина dvDS/dt.
3. При использовании стандартного корпуса TO-247 отрицательная обратная связь через общий вывод истока ключа S2 уменьшает напряжение затвора, в результате чего возрастает устойчивость к паразитному эффекту включения.

Очевидно, что вклад каждого из трех перечисленных факторов зависит от аппаратной реализации измерительной установки. например, при использовании оценочной платы во всех трех описанных в статье тестах наиболее критичными являются условия эксплуатации, при которых температура равна 175°C, а ток – 0 A. Таким образом, заштрихованная область, в которой отсутствует включение из-за паразитной ёмкости, на рисунке 4 соответствует результатам измерения при токе 40 А. И в этом случае не важно, какой корпус использовался, – TO-247 или 4-выводной TO-247.


Рис. 4. Зависимость критичных значений сопротивления в цепи затвора от dvDS/dt 1200-В/45-мОм CoolSiC MOSFET. Точки измерения получены при напряжении 800 В и токе 0 А; напряжение затвора разомкнутого ключа – 0 В. Пунктирные линии соответствуют расчетным значениям

Высокоскоростные коммутационные приложения

Как видно из рисунка 3, трудно отличить друг от друга ток, протекающий при одновременном замыкании ключей, от тока обратного восстановления внутреннего диода. Оба эффекта замедляют или сглаживают изменение напряжения в переходном процессе и способствуют увеличению коммутационных потерь энергии не только в диоде, но и в ключе. в приложениях, в которых требуются высокие скорости переключения, включение из-за паразитной ёмкости ограничивает эффективность решений, как и в случае выбора неподходящего антипараллельного диода.

На рисунке 5 показаны минимальные уровни коммутационных потерь при включении разных карбидокремниевых MOSFET при управляющем напряжении затвора 18/0 В. Диапазон номинальных значений сопротивления открытого канала испытуемых устройств составляет 60–80 мОм, сопротивление в цепи затвора – 4,7 Ом. Для сравнения на рисунке также показаны коммутационные потери COOlSIC MOSFET с управляющим напряжением 18/–5 В.

Хотя не все устройства поддерживают высокие скорости коммутации при таких параметрах управления, результаты свидетельствуют о высокой устойчивости COOlSIC MOSFET к включению, обусловленному паразитной ёмкостью.


Рис. 5. Минимальные уровни коммутационных потерь при включении разных 1200-В SiC MOSFET при 800 В, 15 A и 150°C

Выводы

Мы рассмотрели простой способ определения чувствительности силовых полупроводниковых ключей к замыканию, вызванному ёмкостью Миллера. Результаты испытаний для дискретных COOlSIC MOSFET, работающих при напряжении шины постоянного тока 800 В и коммутационной скорости 50 В/нс, показывают, что нулевое напряжение управления затвора для отключения транзистора в схеме высокоскоростного двухуровневого преобразователя является допустимым. Для трехуровневых схем, где переключаемое напряжение составляет всего половину напряжения шины постоянного тока, ситуация упрощается в еще большей мере. В таких случаях COOlSIC MOSFET фактически избавлены от ёмкостного включения независимо от величины сопротивления в цепи затвора.

Компания infineon предлагает разработчикам силовой электроники для управления дискретными MOSFET выбирать нулевое напряжение затвора в приложениях с хорошо проработанной топологией печатной платы и минимальной ёмкостью затвор–сток. Благодаря такому решению упрощается конструкция драйвера затвора; при этом эффективность изделия не ухудшается.

Литература


1. K. Sobe et al. Characterization of the parasitic turn-on behavior of discrete COOlSIC MOSFETs. PCIM Europe 2019. Nuremberg. Germany. May 2018.
2. T. Basler et al. Practical Aspects and Body Diode Robustness of a 1200 V SiC Trench MOSFET. PCIM Europe 2018. Nuremberg. Germany. June 2018.
3. Infineon AN-2006–01. Driving IGBTs with unipolar gate voltage. Application Note. December 2005.
4. S. Jahdi et al. Investigation of parasitic turn-ON in silicon IGBT and Silicon Carbide MOSFET devices: A technology evaluation. ECCE-Europe 2015. Geneva. Switzerland. September 2015.
5. Infineon AN-2017–44. 1200V Highspeed3 IGBT in TO-247PLUS Evaluation Board. Application Note (rev. 1). November 2017.

Авторы:

КЛАУС СОБИ (KLAUS SOBE)

Опубликовано в журнале «Электронные Компоненты», №5-2020.

Как управлять SiС-транзистором

2 ноября 2020

Алексей Гребенников (г. Москва)

Преимущества карбид-кремниевых транзисторов (SiC MOSFET) – высокий КПД, повышенная, по сравнению с биполярными транзисторами с изолированным затвором (IGBT), частота переключения, экономия места на печатной плате. Для управления SiC MOSFET используются специализированные драйверы: как изолированные от транзистора, так и неизолированные. Выбор драйвера и расчет оптимального режима его работы играет ключевую роль в эффективной работе всего устройства на базе SiC MOSFET.

Транзисторы SiC MOSFET обеспечивают очень высокие скорости коммутации – более 100 кГц, – тогда как устройства IGBT обычно работают на частотах менее 60 кГц. По сравнению с обычными кремниевыми диодами, внутренний диод SiC-транзистора имеет очень низкий заряд восстановления, в результате чего снижаются потери на переключение и обеспечивается более высокая плотность мощности.

Рабочее напряжение транзистора SiC MOSFET выше, чем у IGBT или MOSFET, и теоретически может превышать 3000 В. К тому же, эти транзисторы обладают отличными характеристиками включения. Сопротивление их включения меньше зависит от температуры. Более высокие рабочие температуры позволяют уменьшить размеры системы охлаждения, что в итоге приводит к снижению стоимости всего устройства. За счет низкого заряда базы обеспечивается меньший базовый ток при одинаковой частоте по сравнению с транзисторами других типов.

Высокие скорости переключения SiC MOSFET могут привести к возникновению шума и всплесков напряжения, как это показано на рисунке 1.

Рис. 1. Кривые напряжения и тока для SiC MOSFET

Для минимизации этих побочных эффектов необходимо тщательно проектировать печатную плату, содержащую SiC MOSFET-транзисторы, уменьшая влияния шумов и паразитных элементов и обеспечивая оптимальный режим работы драйвера транзистора.

Влияние паразитных элементов показано на рисунке 2.

Рис. 2. Схема SiC с учетом паразитных элементов

Для снижения влияния паразитных элементов на цепи управления транзистора необходимо действовать с соблюдением следующих правил:

  • По возможности, уменьшать длину базовой петли (рисунок 3). Для оценки можно считать, что 1 мм дорожки печатной платы имеет емкость 1 нГн. Индуктивности в базовой петле могут привести к осцилляции VGS.
  • Развязывать цепи базовой и силовой петли. Это позволяет минимизировать влияние LS и снизить индуктивную нагрузку.
  • По возможности, располагать дорожки базовой петли и силовой петли перпендикулярно друг другу. Это позволяет снизить индуктивную связь.
  • Соблюдать другие общепринятые правила для силовых и высокочастотных цепей.

Рис. 3. Базовая петля на схеме включения SiC MOSFET

Данные по паразитным элементам приводятся в спецификациях устройств. Используя данные по отдельным компонентам, можно рассчитать суммарные величины. Например, для транзистора CoolSiC IMW120R045M1 производства компании Infineon, используя обозначения рисунка 2, можно рассчитать величины, приведенные в таблице 1.

Таблица 1. Суммарные паразитные емкости

Входная емкость, пФ Ciss = CGS + CGD 1900
Обратная переходная емкость (емкость Миллера), пФ Crss = CGD 115
Выходная емкость, пФ Coss = CGD + CDS 13

На рисунках 4, 5 и 6 приведены сравнения затворных, выходных и входных характеристик транзисторов CoolSiC IMW120R045M1 и IKW25N120h4 производства Infineon.

Как видно из рисунка 4, у транзистора SiC более крутое плато Миллера по сравнению с транзистором IGBT, соответственно, он обладает меньшей паразитной емкостью Миллера и лучшими динамическими свойствами.

Рис. 4. Типовые характеристики затвора

Как видно из рисунка 5, при одинаковом токе нагрузки падение напряжения на транзисторе SiC более чем в полтора раза меньше, чем на транзисторе IGBT. Соответственно, устройство SiC обеспечивает меньшие потери мощности.

Рис. 5. Типовые выходные характеристики

Особое влияние на работу устройства оказывает сопротивление цепи затвора. На рисунке 6 показаны зависимости скорости переключения и потерь на переключение от сопротивления цепи затвора для транзистора CoolSiC IMW120R045M1 производства компании Infineon.

Рис. 6. Типовые входные характеристики

Как видно из рисунка 7, время переключения и потери на переключение почти прямо пропорциональны сопротивлению цепи затвора. То есть, для обеспечения более высоких скоростей переключения и минимизации потерь энергии необходимо уменьшать сопротивление этой цепи.

Рис. 7. Зависимость скорости переключения и потерь на переключение от сопротивления цепи затвора

На рисунке 8 показано, как сопротивление цепи затвора влияет на основные физические параметры устройства.

Рис. 8. Влияние сопротивления цепи затвора RG на основные физические параметры системы

На данном рисунке:

  • td(on) – задержка включения;
  • td(off) – задержка выключения;
  • tf – время падения тока стока с 90% до 10%;
  • tr – время нарастания тока стока с 10% до 90%;
  • Eon и Eoff – потери на включение и выключение соответственно.

Общее сопротивление цепи затвора состоит из внутренней и внешней составляющих. Внутренняя составляющая зависит от используемого транзистора, внешняя – от величины и количества внешних резисторов. Существуют схемы с одним или двумя внешними резисторами в цепи затвора (рисунки 9 и 10).

Рис. 9. Типовая схема подключения драйвера транзистора SiC-MOSFET с одним внешним резистором в цепи затвора

Рис. 10. Типовая схема подключения драйвера транзистора SiC-MOSFET с двумя внешними резисторами в цепи затвора

Упрощенно схемы рисунков 9 и 10 можно представить эквивалентной схемой, изображенной на рисунке 11.

Рис. 11. Эквивалентная схема драйвера затвора

Для расчета величин эквивалентной схемы рисунка 11 используются формулы 1…3:

$$V_{Drive}=VCC2-VEE2\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

$$R_{G\_Total}=R_{DS(on)}+R_{G,ext}+R_{G,int}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

$$\tau = C_{iss}\times R_{G\_Total}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Для расчета VDrive можно использовать формулу 4:

$$V_{Drive} = i_{G}\times R_{G\_Total}+V_{C}\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Это уравнение является дифференциальным, где iG можно рассчитать по формуле 5:

$$i_{G}=C\times \frac{dV_{C}}{dt}\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Начальные условия: Vc(t=0)=0; t=0; e-t/τ=1, соответственно имеем:

$$i_{G}(t)=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total}}\times e^{-\frac{t}{\tau}} \Rightarrow V_{C}(t)=0 \Rightarrow I_{G\_max}=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total} }\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Начальные условия: Vc(t→∞)=VCC2; t→∞; e-t/τ=0, соответственно имеем:

$$i_{G}(t)=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total}}\times e^{-\frac{t}{\tau}} \Rightarrow V_{C}(t)=VCC2 \Rightarrow I_{G}(t)=0\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

На рисунке 12 показаны графики заряда входной емкости транзистора для двух вариантов внешнего сопротивления RG,ext – 0,8 и 4 Ома.

Рис. 12. Пример тока и напряжения затвора

Критерии выбора микросхемы драйвера

Рассмотрим пример выбора драйвера для транзистора CoolSiC IMW120R045M1 производства компании Infineon. В таблице 2 приведена информация из спецификации на транзистор, необходимая для выбора драйвера.

Таблица 2. Фрагмент спецификации транзистора IMW120R045M1

Предельные значения
Параметр Символ Величина
Напряжение «сток-исток», В VDSS 1200
Ток стока для Rth(j-c,max) ограничен Tvjmax, VGS = 15 В, А TC = 25°C ID 52
TC = 100°C 36
Напряжение «затвор-исток» VGSS -10/+20*
* – Может быть использован биполярный драйвер затвора.

Выбор положительного и отрицательного напряжений на затворе влияет на срок службы устройства. Для обеспечения необходимого срока службы следует учитывать рекомендации, описанные в документе AN 2018-19.

Для выбора отрицательного напряжения на затворе воспользуемся графиком (рисунок 13) из AN 2018-19 для положительного напряжения на затворе VCC2 = 15 В, хотя транзистор IMW120R045M1 может работать и при напряжении VCC2 = 18 В.

Рис. 13. Выбор отрицательного напряжения на затворе по AN 2018-19

Нормализованная частота переключения зависит от срока службы устройства и рассчитывается по формуле 8:

$$Nf_{SW}=\frac{Af_{SW}\times T_{S}\times OT}{10},\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

где:

  • NfSW – нормализованная частота переключения, кГц;
  • AfSW – фактическая частота переключения, кГц;
  • Ts – срок службы устройства, лет
  • OT – процент рабочего времени от общего, %

Таким образом, чем больше отрицательное напряжение, тем меньше нормализованная частота и, соответственно, срок службы устройства.

Согласно рисунку 13, для нормализованной частоты 100 кГц получается отрицательное напряжение VEE2 = -2,8 В. Однако допускается использовать более низкие напряжения. Минимальное напряжение VEE2 должно быть таким, чтобы сопротивление RDS(on) увеличивалось не более чем на 15% при номинальном токе и Tj = 125°C. В данном примере для обеспечения некоторого запаса прочности примем VEE2 = -2 В.

Внешний резистор RG,ext рассчитывается на основании формулы 9:

$$R_{G,ext}=\frac{V_{Drive}\times (t_{r}+t_{d(on)})}{Q_{Gate}},\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

где:

QGate определяется по рисунку 4;

  • tr = 24‧10-9 c и td(on) = 9‧10-9 c (значения берутся из спецификации на транзистор IMW120R045M1;
  • VDrive = VCC2 – VEE2 = 17 В;
  • QGate, согласно рисунку 4, принимаем равным примерно 60‧10-9 Кл.

Таким образом получаем RG,ext = 9,35 Ом ≈ 10 Ом.

Рассчитаем максимальный ток затвора по формуле 10 при RG,int = 4 Ом, RG,ext = 10 Ом, RDS(on) = 0 Ом:

$$R_{G\_Total}=R_{DS(on)}+R_{G,ext}+R_{G,int};\\V_{Drive}=VCC2-VEE2;\:I_{Gmax}=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total}}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Так как расчет проводится в первый раз и величина RDS(on) неизвестна, она приравнивается к нулю.

Получаем IGmax ≈ 1,21 А.

Рассчитаем максимальную рассеиваемую мощность в цепи управления драйвера по формуле 11:

$$P_{vtot}=Q_{G}\times dV_{Drive}\times f_{SW},\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Pvtot = 0,102 Вт.

Важно выполнение условия:

Pvtot ≤ PDOUT,

где PDOUT – максимальная выходная мощность драйвера согласно спецификации.

На основании проведенных вычислений выбираем подходящий драйвер производства Infineon из таблицы 3.

Таблица 3. Рекомендуемый список драйверов для SiC MOSFET

Наименование, корпус Типовой пиковый управляющий ток, А VCC2-VEE2, В Типовая задержка распространения, нс Активное подавление эффекта Миллера Защита от короткого замыкания
1EDI20I12MF 3,5 20 ≤300 +
DSO-8 150mil
1EDC20h22AH 3,5 40 ≤125
DSO-8 300mil
1EDC60h22AH 9,4 40 ≤125
DSO-8 300mil
1EDC20I12MH 3,5 20 ≤300 +
DSO-8 300mil
1ED020I12-F2 2 28 ≤170 + +
DSO-16 300mil
2ED020I12-F2 2 28 ≤170 + +
DSO-36

Наиболее подходящим драйвером для примера, рассмотренного в этом разделе, является микросхема 1ED020I12-F2. 2}{R_{Ltot}};\:P_{RG,ext\_peak\_L}=P_{peak\_L\_tot}\times \frac{R_{G,ext}}{R_{Ltot}}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Для примера, рассмотренного в этой статье, ранее уже были вычислены следующие величины:

QG = 60 нКл;

  • RDS(on)_H = 0 Ом;
  • RDS(on)_L = 0 Ом;
  • RG,ext = 10 Ом;
  • RG,int = 4 Ом;
  • fSW = 100 кГц;
  • VDrive = 17 В.

Используя формулы 11…14, получаем результаты:

  • Pvtot = 0,102 Вт;
  • PvRG = 0,073 Вт;
  • Ppeak_H_tot = 14,74 Вт;
  • Ppeak_L_tot = 14,74 Вт.

Подобная процедура используется для расчета рассеиваемой мощности на всех компонентах.

Для резистора RG,ext средняя рассеиваемая мощность равна 0,073 Вт, тогда как пиковая рассеиваемая мощность – 14,74 Вт. {-9}C}{17\:В}=3.5\:нФ\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Получаем эквивалентную схему для пакета LT Spice (рисунок 15).

Рис. 15. Эквивалентная схема драйвера в пакете LT Spice

Результаты моделирования, показанные на рисунке 16, подтверждают расчеты, выполненные с помощью формул.

Рис. 16. Результат моделирования эквивалентной схемы драйвера в пакете LT Spice

Для рассеивания средней мощности RG,ext 0,073 Вт подойдет практически любой резистор, даже типоразмера 0402. Однако для пиковой мощности 14,74 Вт нужен тщательный подбор типоразмера. Резистор типоразмера 0603 может выдержать краткосрочную нагрузку 100 Вт, но только при комнатной температуре. Поэтому для практических целей лучше использовать резисторы типоразмера 0805 или 1206, чтобы обеспечить запас по температуре и избежать других непредвиденных ситуаций.

Выбранный в примере драйвер 1ED020I12-F2 поддерживает защиту от короткого замыкания, поэтому важно рассчитать внешние резистор и конденсатор для этой цепи. Схема включения этих элементов показана на рисунке 17.

Рис. 17. Цепь защиты от короткого замыкания

При расчете цепи защиты от короткого замыкания необходимо обращать внимание на следующие основные моменты:

  • внутренняя задержка драйвера от момента появления короткого замыкания до срабатывания цепи выключения достигает 430 нс;
  • цепь защиты от короткого замыкания может ложно срабатывать из-за паразитного влияния SiC MOSFET во время включения устройства;
  • время нечувствительности порядка 1 мкс позволяет избежать ложных срабатываний;
  • SiC MOSFET должен переключаться при VTrigger ≈ 4 В согласно спецификации устройства;
  • для подстройки момента срабатывания цепи защиты можно выбрать более высокий номинал резистора RDESAT, например, 10 кОм.

Для расчета величин рисунка 17 используются формулы 16 и 17:

$$V_{C\_DESAT}=I_{DESAT}\times R_{DESAT}+V_{F}+V_{Trigger}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

$$t_{DESAT}=C_{DESAT}\times \frac{V_{C\_DESAT}}{I_{DESAT}}\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

На рисунке 18 показаны временные характеристики процесса защиты от короткого замыкания. {-6}\:А}{9\:В}\approx 83.3\:пФ\qquad{\mathrm{(}}{19}{\mathrm{)}}$$

При расчете емкости в данной цепи время tDESAT принимается равным 1,5 мкс. Выбирая окончательную величину емкости, необходимо учитывать, что диод D1 имеет некоторую емкость, например, 12 пФ, и даже соединительные дорожки и кабели могут в сумме иметь емкость несколько пФ. Поэтому величины этих емкостей вычитаются из значения, вычисленного по формуле 18. В результате получаем:

CDESAT ≤ 71 пФ

Величина tDESAT может варьироваться в некотором достаточно узком диапазоне. Для tDESAT = 1 мкс получаем CDESAT = 43 пФ, а для tDESAT = 2 мкс, CDESAT = 99 пФ.

Подведем итоги

Выбор правильного драйвера для SiC MOSFET-транзистора и расчет режима его работы – это всегда важная часть проектирования устройств на базе этих транзисторов. При проектировании особое внимание следует уделять таким параметрам как:

  • допустимые пределы напряжения «затвор-исток»;
  • величина порогового напряжения;
  • полярность управляющего напряжения: однополярное или двуполярное.

Чтобы избежать преждевременного выхода транзистора из строя, необходимо тщательно выбирать внешний резистор затвора.

Трассировка печатной платы также играет довольно большую роль в обеспечении правильного режима работы устройства.

Обобщенная последовательность шагов по проектированию цепей управления SiC MOSFET-транзистором показана на рисунке 19.

Рис. 19. Основные шаги проектирования

Заключение

В целом проектирование схемы драйвера транзистора SiC MOSFET аналогично расчету для транзисторов IGBT и MOSFET. Специалисты компании КОМПЭЛ всегда рады помочь выбрать правильные устройства и посоветовать оптимальные режимы работы для проектируемых приложений.

•••

Наши информационные каналы

SiC MOSFET: оптимизация управления. Часть 3

Рабочие параметры NCP51705

На рис. 16 синим цветом изображен график зависимости тока потребления IDD драйвера NCP51705 от напряжения питания VDD при отсутствии коммутаций и при отсутствии нагрузки у встроенного стабилизатора V5V. При увеличении напряжения питания VDD ток потребления интегрального драйвера IDD сначала линейно возрастает до тех пор, пока не будет превышено пороговое напряжение UVLO. Пороговое напряжение VDD (UVLO) в данном случае составляет 12 В. Вблизи порогового напряжения VDD (UVLO) ток потребления IDD стабилизируется на уровне 1 мА (плоский участок на графике).Во всем диапазоне напряжений 7 В <VDD <22 В ток потребления IDD увеличивается с 0,6 мА до 2,3 мА.

На этом же рисунке красным цветом представлен график зависимости тока потребления IDD от напряжения питания VDD для случая, когда на вход IN+ подан управляющий ШИМ-сигнал с частотой 100 кГц и коэффициентом заполнения 50% (схема накачки отключена). В данном случае для имитации входного импеданса SiC-транзистора в качестве нагрузки использовали резистор 4,99 Ом и емкость 2,2 нФ. Сопротивление резистора в цепи затвора составляло 3 Ом. В диапазоне напряжений 12 В <VDD <22 В ток потребления IDD линейно увеличивался от 3,7 мА до 5,5 мА.

Рис. 16. Зависимость тока потребления IDD от напряжения питания VDD

На рис. 17 представлены осциллограммы сигналов при запуске драйвера. Из рисунка видно, что управляющий сигнал подается на вход IN+ еще до появления напряжения питания VDD. Напряжение VDD плавно увеличивается с 0 В до 20 В. Так как напряжение на входе UVSET = 2 В (не показано), то пороговое напряжение VDD (UVLO) = 12 В. Отрицательное напряжение VEE в данном случае составляет -5 В (вход VEESET подключен к V5V), а пороговое напряжение VEE (UVLO) = −4 В. Выход драйвера активируется при VEE = −4 В, даже если VDD> 12 В. Также обратите внимание, что амплитуда первых импульсов на выходе драйвера OUT (VGS) оказывается меньше 20 В в течение почти 100 мкс. В зависимости от скорости нарастания напряжения VDD, задержка может быть больше, и поэтому при выборе UVSET следует учитывать перегрев, который будет испытывать SiC-транзистор при запуске из-за неполного открывания.

Рис. 17. Осциллограммы сигналов при запуске драйвера (VDD (UVLO) = 12 В, VEE (UVLO) = −4 В):: Ch2-IN +, Ch3-VDD, Ch4-OUT, Ch5-VEE

На рис. 18 представлены осциллограммы тех же сигналов при запуске, но в данном случае UVSET = 3 В, поэтому пороговое напряжение VDD (UVLO) = 18 В. Из графика видно, что выход OUT (VGS) активируется только при VDD > 18 В, даже если -5< VEE <−4 В. Какая из защитных функций UVLO является доминирующей, зависит от скоростей нарастания VDD и VEE. Но главное заключается в том, что выход NCP51705 будет отключен, пока напряжения VDD и VEE, не будут выше и ниже соответствующих пороговых значений UVLO. Обратите внимание, что уже первые импульсы на выходе OUT (VGS) имеют максимальный размах (20 В и – 5В).

Рис. 18.Осциллограммы сигналов при запуске драйвера (VDD (UVLO) = 18 В, VEE (UVLO) = −4 В): Ch2-IN +, Ch3-VDD, Ch4-OUT, Ch5-VEE 

Встроенная схема накачки NCP51705 имеет медленный контур управления, что проявляется в небольшом недорегулировании <400 мкс, наблюдаемом при запуске VEE (рис. 19). Спустя 400 мкс напряжение VEE достигает целевого значения -3 В, -5 В или -8 В.

Рис. 19. Осциллограммы VEE при запуске драйвера

Процесс выключения драйвера происходит плавно, без глитчей и колебаний. Как показано на рис. 20, сигнал на выходе OUT прекращается сразу после просадки VDD и далее по форме повторяет сигнал VEE. Напряжение увеличивается с -5 В до 0 В приблизительно за 300 мс.

Рис. 20. Осциллограммы сигналов при выключении: Ch2-IN +, Ch3-VDD, Ch4-OUT, Ch5-VEE

На рис. 21 представлены те же осциллограммы, что и на рисунке 20, но в увеличенном масштабе. На входе UVSET установлено напряжение 3 В, что определяет пороговое значение VDD (UVLO) = 18, при этом гистерезис UVLO является фиксированным и составляет 1 В. На рисунке 21 хорошо видно, что сигнал на выходе OUT прекращается при VDD = 17 В (Гистерезис 18 В -1 В = 17 В), несмотря на то, что VEE = -4,5 В (пороговое значение VEE(UVLO) = -4 В). Таким образом, даже при плавном уменьшении VDD отключение драйвера происходит без паразитных импульсов или колебаний..

Рис. 21. Осциллограммы сигналов при выключении драйвера: Ch2-IN +, Ch3-VDD, Ch4-OUT, Ch5-VEE.

Сигнал на выходе пропадает при VDD_UVLO (OFF) = 17 В (см. положение курсора на осциллограмме).

Задержка распространения сигнала управления при включении отсчитывается от момента, когда сигнал на входе IN+ достигает 90% от максимального значения, и до момента, когда сигнал на выходе OUT увеличивается до 10% от максимального значения. Как уже неоднократно отмечалось ранее, драйверы SiC-транзисторов работают с более высоким напряжением, чем драйверы кремниевых МОП-транзисторов. Тем не менее, для них задержка распространения также измеряется при нагрузке 1 нФ и напряжении VDD = 12 В. Из рис. 22 видно, что при этих стандартных условиях задержка распространения для NCP51705 составляет 19 нс.

Рис. 22. Задержка включения. Осциллограммы сигналов Ch2-IN +, Ch3-VDD, Ch5-OUT

Задержка распространения сигнала управления при выключении отсчитывается от момента, когда сигнал на входе IN+ уменьшается до 10%, и до момента, когда сигнал на выходе OUT снижается до 90% от максимального значения. На рисунке 23 показан процесс выключения при тех же стандартных условиях (нагрузка 1 нФ и напряжение VDD = 12 В). Величина задержки распространения составляет 22 нс. Времена нарастания и спада для фронта и среза оказываются примерно равными – около 5 нс.

Рис. 23. Задержка выключения. Осциллограммы сигналов Ch2-IN +, Ch3-VDD, Ch5-OUT

Осциллограммы сигналов DESAT и XEN показаны на рисунках 24 и 25. Поскольку тестирование проводилось только для проверки функционала драйвера (без силового контура), то к выводу DESAT был подключен конденсатор емкостью 100 пФ. На рисунке 24 изображены осциллограммы сигналов для случая, когда напряжение на входе DESAT не превышает 7,5 В и выход работает в нормальном режиме. Если частота IN + уменьшается, то длительность включенного состояния будет увеличиваться, в результате конденсатор на входе DESAT будет заряжаться до более высокого напряжения. Такая ситуация представлена на рисунке 25, где напряжение DESAT достигает порогового напряжения 7,5 В. Можно заметить, что при этом выход отключается еще до того, как переключается сигнал на входе. В данном случае низкая скорость нарастания напряжения на входе DESAT выбрана для того, чтобы продемонстрировать отсутствие глитчей и колебаний при аварийном выключении. Таким образом, в реальных приложениях, чтобы отфильтровать высокочастотный шум, идущий от импульсного источника питания, на входе DESAT допускается размещать небольшой внешний конденсатор (<100 пФ).

Сигнал XEN является инвертированным представлением выходного сигнала OUT. Независимо от того, работает ли драйвер в нормальном режиме или в случае срабатывания функции DESAT, XEN отображает реальное состояние сигнала OUT на выходе драйвера.

Рис. 24. Осциллограммы сигналов Ch2-IN +, Ch3-OUT, Ch4-DESAT, Ch5-XEN. Случай, когда напряжение VDESAT <7,5 В

Рис. 25. Осциллограммы сигналов Ch2-IN +, Ch3-OUT, Ch4-DESAT, Ch5-XEN. Случай, когда напряжение VDESAT достигает 7,5 В

ПРИЛОЖЕНИЯ

SiC-транзисторы могут использоваться в тех же приложениях, в которых сейчас используются IGBT. Примерами наиболее распространенных приложений для SiC-транзисторов являются высоковольтные импульсные источники питания, зарядные устройства для автомобилей с гибридной и электрической силовой установкой, электровозы, сварочные аппараты, лазеры, промышленное оборудование, а также силовые устройства, работающие при высокой температуре. Внедрение SiC-транзисторов представляет особый интерес для солнечных инверторов и высоковольтных центров обработки данных. Увеличение рабочего напряжения позволяет не только перейти на провода с меньшим сечением и уменьшить габариты монтажных щитов, но и снизить потери проводимости, а, значит, повысить КПД. Большие солнечные электростанции в настоящее время работают с напряжением 1 кВ, при этом наметилась тенденция увеличения напряжения до 1,5 кВ. Центры обработки данных используют распределенную систему питания 380 В, но рабочее напряжение может быть повышено до 800 В.

Далее будут рассмотрены некоторые базовые примеры, в которых используются драйверы NCP5170.

Управление ключом нижнего плеча

На рис. 26 показана схема, в которой драйвер NCP51705 управляет ключом нижнего плеча. Микроконтроллер (МК) и драйвер взаимодействуют напрямую, без гальванической развязки, хотя во многих приложениях могут потребоваться цифровые изоляторы. Данная схема наглядно демонстрирует, что для безопасного и надежного управления SiC-транзистором требуется минимум компонентов. Следует также отметить, что в схеме используется единственный источник питания 20 В, однако этот источник должен обеспечивать работу с быстрыми импульсами тока, которые возникают при значительных скоростях переключений 50 В/нс (подробнее этот вопрос рассматривался в предыдущей статье). Если напряжение шины VDD формирует специальный вспомогательный источник питания, то особое внимание следует уделить проектированию трансформатора, который должен обладать минимальной паразитной емкостью между первичной и вторичной обмотками.

Рис 26. Управление ключом нижнего плеча

Силовой полумост

На практике более востребованной является полумостовая схема включения SiC-транзисторов. Пример такой схемы изображен на рис. 27. В приложениях большой мощности обычно используют гальваническую развязку, как драйвера верхнего плеча, так и драйвера нижнего плеча. Для этого требуется два цифровых изолятора. Число сигнальных линий, требующих развязки, определяется индивидуально для каждого конкретного приложения. В этом упрощенном примере от микроконтроллера к каждому драйверу идут два сигнала IN+ и IN−, а от драйверов к микроконтроллерам возвращается по одному сигналу XEN. Сигнал XEN позволяет очень точно синхронизировать работу силовых SiC-транзисторов, предотвращать протекание сквозных токов, минимизировать длительность мертвого времени и обнаруживать аварийные ситуации (например, выход транзистора из насыщения). Кроме того, цифровой контроллер может дополнительно контролировать температуру, управлять системой охлаждения (например, вентилятором) и выполнять защитные функции более высокого уровня. Напряжение с выхода V5V от NCP51705 допускается использовать для питания вторичной стороны цифровых изоляторов, как показано на рис. 27.

Рис. 27. Полумостовая схема

Квазирезонансный обратноходовой преобразователь (QR Flyback)

На рис. 28 представлена схема квазирезонансного обратноходового преобразователя мощностью 100 Вт с широким входным диапазоном 300 В <VIN <1 кВ. В этом преобразователе используется контроллер NCP1340B1 и SiC-драйвер NCP51705. Преобразователи такого типа часто применяют в фотоэлектрических и промышленных приложениях, однако если силовой каскад такого преобразователя построен на базе IGBT, то частота коммутации для него обычно не превышает 65 кГц. В то же время для схемы, показанной на рисунке 28, рабочая частота колеблется между 377 кГц <FS <430 кГц в диапазоне нагрузок от 100% до 25%, при VIN = 300 В.

Рис. 28. Квазирезонансный обратноходовой преобразователь 1000 / 24 В, 100 Вт, 400 кГц

Для VIN = 300 В форма напряжения сток-исток определяется суммой входного напряжения и отраженного выходного напряжения. Форма сигнала, представленная на рис. 29, соответствует работе преобразователя в режиме полного рабочего цикла (VIN = 300 В) с напряжением сток-исток SiC-транзистора 720 В. Длительность фронта VDS составляет ~ 30 нс, что соответствует dVDS / dt = 24 В/нс. Контроллер NCP1340B1 обеспечивает плавное, резонансное переключение (практически идеальная ZVS-коммутация при минимальном уровне колебаний VDS) по срезу VDS, что хорошо заметно на осциллограмме. Поскольку в квазирезонансном обратноходовом преобразователе присутствует только ключ нижнего плеча, коммутация которого проводится плавно, то для управления этим ключом может использоваться только положительное напряжение 0 В <VGS <20 В. Тем не менее, в схеме, представленной на рис. 28, диапазон управляющих напряжений затвор-исток составляет -5…20 В. Как отмечалось выше, применение отрицательного запирающего напряжения хотя и приводит к небольшим дополнительным потерям, связанным с увеличенным зарядом затвора, однако, при этом уровень устойчивости схемы к ложным переключениям значительно возрастает.

Рис. 29. Осциллограммы Ch4 = VDS, Ch5 = VGS  (VIN = 300 В, VOUT = 24 В, IOUT = 4 А, FS = 377 кГц)

Отладочная плата NCP5170 EVB

Оценочная плата (EVB) была разработана для оценки эффективности NCP51705 в новых или в уже существующих приложениях. EVB не включает в себя силовой каскад и является платой общего назначения, другими словами она создавалась не для какой-то специальной топологии. Данная плата может использоваться в любом мощном преобразователе для управления ключами верхнего и нижнего плеча. В мостовых схемах для управления транзисторами потребуется две или более оценочных платы EVB. EVB представляет собой комбинацию из изолятора, драйвера и посадочного места для транзистора с корпусом TO-247. Схема оценочной платы представлена на рис. 30.

Рис. 30. Принципиальная схема платы NCP5170 Mini EVB

При разработке оценочной платы EVB ставилась задача получить ультракомпактную универсальную плату, которую можно напрямую подключать к силовым SiC-транзисторам с корпусом TO-247. На рис. 31 представлены фотографии нижней и верхней стороны оценочной платы. Рядом для наглядности помещен транзистор с корпусом TO-247.

Рис. 31. Плата NCP5170 Mini EVB – вид сверху и снизу (35 мм х 15 мм)

Существует несколько вариантов монтажа EVB на уже готовые силовые платы. EVB может быть установлена горизонтально относительно основной силовой платы, как показано на рисунке 32. Это рекомендуемый способ монтажа.

Рис. 32. Горизонтальная установка EVB

Если крупные компоненты на основной плате мешают горизонтальной установке EVB, то оценочную плату можно разместить вертикально или под небольшим углом (то есть параллельно корпусу T0−247). Такой вариант установки является менее предпочтительным из-за того, что вывод стока транзистора оказывается слишком близко к драйверу и может наводить на него помехи из-за высокого значения dV/ dt при коммутациях. При выборе любого из предложенных вариантов монтажа оценочной платы задняя теплоотводящая поверхность транзистора остается открытой и доступной для размещения радиатора. Более подробные инструкции по монтажу EVB представлены в руководстве пользователя [2].

Рис. 33. Вертикальная установка EVB

Оценочная плата EVB по умолчанию работает с ШИМ-сигналом с положительной входной логикой (IN — подключен к GND1). Однако IN- может также работать в качестве входа разрешения или использоваться для инвертирования логики входных сигналов управления. Выход драйвера по умолчанию настроен для работы в положительном диапазоне управляющих напряжений 0 В <VOUT <VDD. Однако пользователь может самостоятельно распаять необходимые перемычки на плате для перенастройки VEESET и получения VEE -3 В, -5 В или -8 В. Наконец, пороговый уровень UVSET по умолчанию составляет 17 В, что советует безопасной области работы SiC-транзисторов.

Исследование рабочих характеристик NCP5170

Характеристики МОП-транзисторов и IGBT исследуют с помощью хорошо известного метода сдвоенного импульса (Double Pulse Test). В этом методе к затвору испытуемого SiC-транзистора нижнего плеча последовательно прикладывается два импульса напряжения. Перед проведением испытаний транзистор предварительно устанавливается в гнездо тестового стенда, подключенное к коммутируемой цепи с индуктивной нагрузкой. Пример такой схемы представлен на рис. 34.

Рис. 34. Схема испытаний и формы сигналов в методе со сдвоенным импульсом (Double Pulse Test)

Длительность первого импульса выбирается таким образом, чтобы ток стока достигал требуемого значения. Так как дроссель в цепи стока имеет большую индуктивность, то во время короткой паузы между импульсами ток IL1 остается почти постоянным. В результате к моменту подачи второго, более короткого импульса, ток начинает нарастать не с 0 А, а с того уровня, который был достигнут в момент окончания первого импульса. Этот метод тестирования позволяет точно контролировать значения ID и VDS, которые необходимы для измерения динамических характеристик и эффективности транзисторов, а также для сравнения транзисторов между собой.

Метод двойного импульса также подходит для оценки эффективности драйверов затвора. Для этого управление одним и тем же SiC-транзистором осуществляется с помощью разных драйверов. Далее, оценивая результаты испытаний, можно сравнить эффективность драйверов. В нашем случае сравнивались показатели EVB NCP5170 (рисунки 30 и 31) и показатели схемы на базе изолированного драйвера FOD8384 (рис. 35).

Рис 35. Схема включения драйвера FOD8384 с оптической развязкой

Драйвер FOD8384 способен выдерживать смещения VDD до 30 В, что делает его подходящим для работы с управляющими напряжениями -5 В <VGS <20 В. Как и в примере, показанном на рисунке 8, драйвер FOD8384 не является законченной схемой управления SiC-транзистором, так как не имеет встроенных защитных функций (DESAT, UVLO и т.д.). Следовательно, в нашем исследовании будет выполняться сравнение только динамических характеристик драйверов.

На рисунках 36 и 37 представлено сравнение фронтов и срезов управляющих сигналов VGS для обеих схем при равном сопротивлении 1 Ом в цепи затвора. В ходе испытаний драйверы управляли 1200 В SiC-транзисторами, работающими с коммутируемым напряжением шины 600 В и током стока 30 A (ID). Характер фронта VGS в схеме с NCP51705, имеет резистивный характер при -5 В <VGS <10 В, далее при 10 В <VGS <20 В форма сигнала соответствует заряду RC-цепи. Ток управления, формируемый NCP51705, достигает пикового значения 6 А, в то время как пиковый ток для FOD8384 составляет всего 1 А. В результате при одних и тех же условиях NCP51705 обеспечивает время нарастания VGS 37,5 нс, в то время как аналогичный показатель для FOD8384 составляет 57,6 нс. Аналогично, время спада VGS для NCP51705 оказывается равным 25,2 нс, а для FOD8384 34,5 нс.

 

Рис. 36. Сравнение фронтов напряжения затвор-исток (VGS)

Рис. 37. Сравнение срезов напряжения затвор-исток (VGS)

Грамотно спроектированный интегральный драйвер затвора обеспечивает низкий импеданс, как при включении, так и при выключении SiC-транзистора. Это позволяет надежно управлять силовым ключом. Кроме того, низкий импеданс драйвера позволяет реализовывать весь потенциал SiC-транзисторов с точки зрения их «природной» высокой скорости dV/dt. Максимальное значение dV/ dt для SiC-транзисторов обратно пропорционально сумме сопротивлений RLO + RGATE + RGI. Чем выше RLO, тем ниже будет устойчивость ключа к высоким dV / dt. Это делает SiC-транзистор более восприимчивым к ложным включениям, вызванным dV/ dt, что приводит к необходимости ограничения dVDS/dt (за счет выбора походящего номинала RGATE). Осциллограммы напряжения VDS NCP51705, представленные на рис. 38, демонстрируют высокую точность управления величиной dVDS/dt, которая обеспечивается простым изменением RGATE. Для RGATE = 1 Ом, dVDS / dt = 72 В / нс. Увеличение RGATE с 1 до 15 Ом снижает dVDS/ dt с 72 В до 68 В / нс. Это подтверждает тот факт, что изменяя RGATE можно очень точно задавать dVDS/dt, если это необходимо.

Рис. 38. Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и различных сопротивлений затвора

Аналогичным образом исследовались характеристики драйвера FOD8384 (рис. 39). Обратите внимание, что изменение RGATE с 1 Ом до 15 Ом приводит к изменению dVDS/dt более чем в 2 раза. Таким образом, из-за высокого внутреннего сопротивления FOD8384 скорость dVDS/dt очень сильно зависит от сопротивления резистора RGATE, что затрудняет управление. Также стоит заметить, что в случае с NCP51705 зависимость dVDS/dt от RGATE носит практически линейный характер, что также упрощает управление.

Рис. 39. Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании FOD8384 и различных сопротивлений затвора

На рис. 40 сравниваются формы сигналов напряжения VDS для обоих драйверов, работающих с одинаковой нагрузкой и одинаковыми параметрами управления (−5 В <VGS <20 В с RGATE = 1 Ом). Скорости dVDS/dt оказываются сопоставимыми: 72 В/нс и 64 В/ нс. Однако NCP51705 демонстрирует меньшее перерегулирование и меньший звон.

Рис. 40. Сравнение фронтов напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и FOD8384. Сопротивление затвора 1 Ом

При использовании NCP51705 у разработчиков есть альтернативный способ управления dVDS/dt – с помощью изменения отрицательного напряжения VEE. Это можно сделать, настроив вывод VEESET в соответствии с таблицей 3 или используя внешний отрицательный источник постоянного напряжения, подключенный к выводу VEE. На рис. 41 представлены осциллограммы VDS при изменении VEE в диапазоне −6…0 В. Обратите внимание на заваленный фронт и емкостный характер сигнала при малых VDS для случая, когда 0 В <VGS <20 В. Это происходит из-за того, что даже при VGS = 0 В на затворе SiC-транзистора остается заряд. Это еще раз демонстрирует важность использования отрицательных управляющих напряжений при выключении.

Рис. 41. Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и различных VEE

Контроль тока стока осуществлялся с помощью датчика тока. Осциллограммы токов представлены на рис. 42. При использовании NCP51705 ток стока уменьшается со скоростью dID / dt = 3,2 А / нс, и при этом уровень звона оказывается ниже, чем при работе с драйвером FOD8384. Высокое значение dID / dt NCP51705 хорошо коррелирует с сигналами VGS, показанными на рис. 37.

Рис. 42. Сравнение срезов тока при использовании NCP51705 и FOD8384

Метод двойных импульсов – это традиционный метод исследования динамических характеристик дискретных силовых полупроводниковых приборов. Поскольку VDS и начальный ток ID можно точно контролировать во время включений и выключений, то этот же метод позволяет оценивать и динамические характеристики интегральных драйверов.

Заключение

В настоящем руководстве были рассмотрены некоторые уникальные особенности SiC-транзисторов, которые необходимо учитывать при разработке схем управления затвором. Низкое значение gm или умеренная крутизна переходной характеристики создают много проблем для драйверов. Хотя традиционные драйверы общего назначения часто используются для управления SiC-транзисторами, они не обладают необходимым функционалом для обеспечения надежных и стабильных переключений. Широкое распространение SiC-транзисторов на рынке в некоторой степени связано с простотой их использования. Интегральный драйвер NCP5170 позволяет разработчикам создавать простые, надежные и эффективные системы управления SiC-транзисторами.

Предыдущие главы:

  1. Управление SiC-транзисторами. Часть 1
  2. Управление SiC-транзисторами. Часть 2

Литература

  1. NCP5170 – SiC MOSFET Driver”, Datasheet, ON Semiconductor, August 2017
  2. NCP5170 Mini EVB”, User Guide, ON Semiconductor, August 2017
  3. https://www.onsemi.com/pub/Collateral/TND6237-D.PDF
Анализ

MOSFET как переключателя со схемой, пример

В этом руководстве мы узнаем о работе MOSFET как переключателя. В учебном пособии по MOSFET мы познакомились с основами MOSFET, его типами, структурой, а также с некоторыми приложениями MOSFET.

Одним из важных применений полевого МОП-транзистора в области силовой электроники является то, что он может быть сконфигурирован как простой аналоговый переключатель. С помощью таких аналоговых переключателей цифровые системы могут управлять потоком сигналов в аналоговых цепях.

Прежде чем вдаваться в подробности того, как MOSFET действует как переключатель, позвольте мне кратко рассказать вам об основах MOSFET, его рабочих областях, внутренней структуре и т. Д. Для получения дополнительной информации о MOSFET прочтите Учебное пособие по MOSFET.

Введение в MOSFET

Полевой транзистор MOSFET или металл-оксид-полупроводник, в отличие от биполярного переходного транзистора (BJT), является униполярным устройством в том смысле, что он использует только большинство носителей в проводимости.

Это тип полевого транзистора с изолированным затвором от канала (поэтому иногда его называют полевым транзистором с изолированным затвором или IGFET), а напряжение на выводе затвора определяет проводимость.

Говоря о терминалах, полевой МОП-транзистор обычно представляет собой трехконтактное устройство, а именно: затвор (G), источник (S) и сток (D) (хотя есть четвертый терминал, называемый субстратом или телом, он обычно не используется. в входном или выходном соединении).

MOSFET Symbol

MOSFET можно разделить на MOSFET расширенного типа и MOSFET с истощением. Каждый из этих типов далее делится на MOSFET с N-каналом и MOSFET с P-каналом.

Символы для каждого из этих типов полевых МОП-транзисторов показаны на изображении ниже.

Основное различие между MOSFET в режиме улучшения и MOSFET в режиме истощения состоит в том, что в режиме истощения канал уже сформирован, то есть он действует как нормально замкнутый (NC) переключатель, а в случае режима улучшения канал не формируется. изначально т. е. нормально разомкнутый (NO) переключатель.

Структура полевого МОП-транзистора

Структура полевого МОП-транзистора варьируется в зависимости от области применения, т. Е. Полевые МОП-транзисторы в технологии ИС расположены довольно горизонтально, в то время как структура силовых полевых МОП-транзисторов представляет собой скорее вертикальный канал.Независимо от области применения, полевой МОП-транзистор имеет в основном три терминала: затвор, сток и источник.

Если мы рассмотрим N-канальный MOSFET, и исток, и сток состоят из n-типа, которые находятся на подложке P-типа.

Работа полевого МОП-транзистора

Давайте теперь попробуем понять, как работает полевой МОП-транзистор с n-канальным расширением. Для пропускания тока стока между областями стока и истока полевого МОП-транзистора должен быть канал.

Канал создается, когда напряжение между выводами затвора и истока V GS превышает пороговое напряжение V TH .

Когда V GS > V TH , говорят, что устройство находится в области триода (или постоянного сопротивления) или области насыщения в зависимости от напряжения на выводах стока и истока V DS .

Для любого V GS , если V DS GS — V TH , то устройство находится в области триода (также известной как постоянное сопротивление или линейная область). Если V DS > V GS — V TH , то устройство переходит в область насыщения.

Когда V GS TH , устройство находится в выключенном состоянии. Ток затвора в обоих режимах работы очень мал (почти равен нулю). Следовательно, MOSFET известен как устройство, управляемое напряжением.

Кривая характеристик полевого МОП-транзистора

На изображении ниже показана характеристическая кривая полевого МОП-транзистора в трех рабочих областях. Он отображает зависимость тока стока I D от напряжения стока в источник V DS для данного напряжения затвор-источник V GS .

Области работы полевого МОП-транзистора

На основании вышеупомянутой работы полевого МОП-транзистора можно сделать вывод, что полевой МОП-транзистор имеет три зоны работы. Это:

  • Область отсечки
  • Линейная (или триодная) область
  • Область насыщения

MOSFET работает в области отсечки, когда V GS TH . В этой области полевой МОП-транзистор находится в выключенном состоянии, так как между стоком и истоком нет индуцированного канала.

Для индуцируемого канала и работы полевого МОП-транзистора либо в линейной области, либо в области насыщения, V GS > V TH .

Напряжение смещения затвор-сток V GD определяет, находится ли полевой МОП-транзистор в линейной области или в области насыщения. В обеих этих областях полевой МОП-транзистор находится во включенном состоянии, но разница в линейной области, канал является непрерывным, а ток стока пропорционален сопротивлению канала.

При переходе к области насыщения, поскольку V DS > V GS — V TH , канал отсекает i.е., он расширяется, что приводит к постоянному току утечки.

Коммутация в электронике

Полупроводниковая коммутация в электронной схеме — один из важных аспектов. Полупроводниковые устройства, такие как BJT или MOSFET, обычно работают как переключатели, то есть они находятся либо в состоянии ВКЛ, либо в состоянии ВЫКЛ.

Характеристики идеального переключателя

Чтобы полупроводниковое устройство, такое как полевой МОП-транзистор, действовало как идеальный переключатель, оно должно иметь следующие характеристики:

  • Во включенном состоянии не должно быть никаких ограничений на величину тока, которую он может нести.
  • В состоянии ВЫКЛ. Не должно быть ограничений по напряжению блокировки.
  • Когда устройство находится во включенном состоянии, падение напряжения должно быть нулевым.
  • Сопротивление в выключенном состоянии должно быть бесконечным.
  • Скорость работы устройства не имеет ограничений.

Практические характеристики переключателя

Но мир не идеален, и он применим даже к нашим полупроводниковым переключателям. На практике полупроводниковый прибор, такой как MOSFET, имеет следующие характеристики.

  • Во включенном состоянии возможности управления мощностью ограничены, т. Е. Ограничен ток проводимости. Блокирующее напряжение в выключенном состоянии также ограничено.
  • Конечное время включения и выключения, ограничивающее скорость переключения. Максимальная рабочая частота также ограничена.
  • Когда устройство включено, будет конечное сопротивление в включенном состоянии, что приведет к прямому падению напряжения. Также будет конечное сопротивление в выключенном состоянии, что приведет к обратному току утечки.
  • Практичный переключатель испытывает потерю мощности во время включения, выключения, а также во время переходного состояния (включено в выключенное или выключено во включенное).

Работа полевого МОП-транзистора как переключателя

Если вы понимали, как работает полевой МОП-транзистор и его рабочие области, вы, вероятно, догадались бы, как полевой МОП-транзистор работает как переключатель. Мы поймем работу полевого МОП-транзистора как переключателя, рассмотрев простой пример схемы.

Это простая схема, в которой полевой МОП-транзистор с N-канальным расширением включает или выключает свет.Чтобы использовать полевой МОП-транзистор в качестве переключателя, он должен работать в области отсечки и линейной (или триодной) области.

Предположим, что устройство изначально выключено. Напряжение на затворе и источнике, то есть V GS становится соответствующим образом положительным (технически говоря, V GS > V TH ), полевой МОП-транзистор входит в линейную область, и переключатель находится в положении ON. Это заставляет свет включиться.

Если входное напряжение затвора равно 0 В (или технически TH ), полевой МОП-транзистор переходит в состояние отключения и выключается.Это, в свою очередь, выключит свет.

Пример полевого МОП-транзистора в качестве переключателя

Рассмотрим ситуацию, когда вы хотите цифровым способом управлять светодиодом мощностью 12 Вт (12 В при 1 А) с помощью микроконтроллера. Когда вы нажимаете кнопку, подключенную к микроконтроллеру, светодиод должен загореться. Когда вы нажмете ту же кнопку еще раз, светодиод должен погаснуть.

Очевидно, что напрямую управлять светодиодом с помощью микроконтроллера нельзя. Вам нужно устройство, которое устраняет разрыв между микроконтроллером и светодиодом.

Это устройство должно принимать управляющий сигнал от микроконтроллера (обычно напряжение этого сигнала находится в диапазоне рабочих напряжений микроконтроллера, например 5 В) и подавать питание на светодиод, который в данном случае от источника питания 12 В. .

Я собираюсь использовать полевой МОП-транзистор. Настройка вышеупомянутого сценария показана на следующей схеме.

Когда логическая 1 (при условии, что микроконтроллер 5 В, логическая 1 — 5 В, а логическая 0 — 0 В) подается на затвор полевого МОП-транзистора, он включается и пропускает ток стока.В результате загорается светодиод.

Аналогично, когда логический 0 подается на затвор полевого МОП-транзистора, он выключается и, в свою очередь, выключает светодиод.

Таким образом, вы можете управлять мощным устройством в цифровом виде с помощью микроконтроллера и полевого МОП-транзистора.

Важное примечание

Важным фактором, который следует учитывать, является рассеиваемая мощность полевого МОП-транзистора. Рассмотрим полевой МОП-транзистор с сопротивлением сток-исток 0,1 Ом. В приведенном выше случае, то есть светодиод мощностью 12 Вт, управляемый источником питания 12 В, приведет к току стока 1 А.

Следовательно, мощность, рассеиваемая полевым МОП-транзистором, равна P = I 2 * R = 1 * 0,1 = 0,1 Вт.

Это кажется низким значением, но если вы управляете двигателем с использованием того же полевого МОП-транзистора, ситуация немного иная. Пусковой ток (также называемый пусковым током) двигателя будет очень высоким.

Таким образом, даже при RDS 0,1 Ом мощность, рассеиваемая во время запуска двигателя, все равно будет значительно выше, что может привести к тепловой перегрузке. Следовательно, R DS будет ключевым параметром при выборе MOSFET для вашего приложения.

Кроме того, при управлении двигателем обратная ЭДС является важным фактором, который необходимо учитывать при проектировании схемы.

Одним из основных преимуществ управления двигателем с помощью полевого МОП-транзистора является то, что входной сигнал ШИМ может использоваться для плавного управления скоростью двигателя.

Заключение

Полное руководство для начинающих по MOSFET как коммутатору. Вы узнали некоторые важные основы MOSFET (его внутреннюю структуру и области действия), идеальный и практический полупроводниковый переключатель, работу MOSFET в качестве переключателя и пару примеров схем.

Основы транзисторов — полевые МОП-транзисторы: 6 шагов

Схемы здесь будут очень простыми, но потребуют либо БОЛЬШОГО количества дискретных N-канальных и P-канальных МОП-транзисторов, либо логических ИС. Логические микросхемы дешевы и их легко найти (попробуйте эту ссылку для микросхемы 4001 или эту ссылку для микросхемы 7402, которые являются четырьмя вентилями NOR), поэтому это не будет слишком сложно.

Схемы взяты из книги Форреста Мимса Digital Logic Projects: Workbook II. Вот ссылка на PDF-файл от RadioShack или на Amazon.com для покупки. (В качестве побочного примечания я рекомендую получить Basic Electronics: Transistors and Integrated Circuits: Workbook I , также на сайте Forrest Mims. Amazon.com или PDF)

Некоторые вещи, которые следует помнить при работе с логическими ИС:

  • Обязательно избегайте накопления статического электричества или разряда, чтобы не повредить микросхемы.
  • Каждая микросхема имеет общий вывод для + V и общий вывод GND. Они не показаны на схемах, но их легко найти в таблице данных (таблица данных 7402).
  • Любые неиспользуемые входные контакты должны быть подключены к GND. Это также не будет отображаться на схемах.
  • Логические микросхемы не предназначены для использования в качестве сильноточных драйверов для больших нагрузок, таких как двигатели и тому подобное. Однако их можно использовать для небольших нагрузок, таких как светодиоды, или для подачи сигнала для таких драйверов, как на этапе 3

Для следующих схем обратите внимание на номер SN74XX над каждым вентилем. Это номер IC, который я использовал для создания схем, если вы хотите получить несколько микросхем и построить их самостоятельно.Большинство этих микросхем поставляются с 4-мя конкретными вентилями, поэтому нижеприведенный SN7402 будет иметь 4 вентиля ИЛИ-НЕ.

Хорошо, начнем с простой светодиодной мигалки. Используя всего два логических элемента ИЛИ-НЕ, мы можем построить осциллятор. См. Схему ниже.

LED2 и R4 необязательны, если вы хотите, чтобы два светодиода мигали вперед и назад. В противном случае LED1 будет мигать со скоростью, определяемой значениями R1 (попробуйте потенциометр здесь) и C1.

Следующая схема представляет собой защелку установки / сброса, которая является ключевым компонентом последовательной логики.Защелки составляют основу памяти компьютера, так как выход остается включенным / выключенным даже после того, как вы отпустите переключатель. Группа из 8 защелок будет формировать структуру ядра для 8-битной ячейки памяти. В памяти SR-защелка известна как D-защелка (данные) и используется с тактовой частотой ядра системы, чтобы определить, когда выполнять защелку. (Это еще не все, но это выходит за рамки этой статьи. Посмотрите здесь, чтобы узнать больше о том, как работает компьютерная память, а здесь — для сравнения последовательной и комбинационной логики.) Теперь схематическое изображение.

Эта схема является скорее демонстрацией концепции, поскольку нас обычно интересует только один выход защелки, потому что, поскольку выходы переключаются между состояниями при нажатии кнопок, они всегда будут в состояниях, противоположных друг другу. . Здесь вы можете связать один из выходов со второй схемой и использовать защелку в качестве немеханического переключателя для второй схемы «нажимать / выключать».

Как упоминалось ранее, любой логический вентиль или схема может быть изготовлена ​​из конечного числа вентилей И-НЕ.Вот пример логического элемента ИЛИ с 3 логическими элементами И-НЕ.

Чтобы изменить ИЛИ на ИЛИ, добавьте четвертую И-НЕ между выходом U3 и светодиодом, при этом два входа U4 связаны вместе.

Похоже, что было бы дороже использовать намного больше полевых МОП-транзисторов, чтобы делать то же самое (4 для 1 затвора NOR, 16 для 3 затворов NAND), и когда вы разрабатываете новый чип, пространство и количество деталей в это пространство является самым важным с точки зрения стоимости чипа. Ну вот и польза.Помните микросхемы FPGA, о которых я упоминал ранее? Это универсальные микросхемы, которые можно запрограммировать на любую ситуацию. Если у нас есть огромная корзина вентилей NAND, которые могут сделать что угодно, тогда мы можем сделать … все, что угодно. Но если мы пытаемся сэкономить место и затраты, используя определенные ворота, мы ограничены количеством всех ворот, которые у нас есть. Что происходит, когда нам нужно больше ворот OR? Для меня это звучит как редизайн, и это тоже стоит денег. Дело в том, что если у вас уже есть конкретный дизайн, может быть лучше использовать точный необходимый вентиль, а не набор общих вентилей NAND.Но если вы создаете прототипы и конструируете с нуля, вам нужна гибкость, и именно в этом преимущество NAND-гейтов.

В общем, вернемся к этому. Опять же, используя только ворота NAND, мы можем построить ворота XNOR.

Удалив U5 и связав выход U4 с R3, мы получим вентиль XOR.

Один вентиль XOR может использоваться как 1-битный двоичный сумматор. Добавляя два логических элемента NAND (который, если вы помните, является просто логическим элементом AND), мы получаем полусумматор с двухбитным выходом.

Полный сумматор требует нескольких изменений (добавление XOR, двух NAND и логического элемента OR), которые добавляют вход для обработки сигналов переноса от предыдущего сумматора.Затем несколько сумматоров складываются вместе, по одному сумматору на каждый бит, чтобы построить сумматор. На самом деле это довольно элегантно. Ниже представлена ​​схема полного сумматора.

PB1 — бит A, PB2 — бит B, а PB3 — бит переноса из предыдущего блока сумматора. Если мы нажимаем только PB1 или PB2, мы добавляем 1 + 0, и только светодиод 2 будет гореть, показывая значение 1. Если мы нажмем PB1 и PB2 вместе, это означает двоичное сложение 1 + 1, что в двоичном формате равно 10. (обозначено как 10b). При этом загорится LED1, а LED2 останется выключенным.Если затем нажать PB3 и добавить еще 1, мы получим 11b, и оба светодиода загорятся.

Ниже приведена блок-схема 4-битного сумматора, использующего 4 блока полного сумматора. Первый блок справа (с A0 и B0) можно поменять местами с помощью полусумматора, не влияя на вывод. Он просто удаляет перенос (Cin) на первом сумматоре, который в любом случае подключен к GND.

В этом примере мы складываем два 4-битных числа A и B. Первые биты каждого (A0 и B0) добавляются справа, результат отправляется в S0, а любой бит переноса (C1) отправляется. к следующему сумматору.Затем добавляются A1 и B1 вместе с C1 из первого сумматора, результат поступает на выход S1, и любой бит переноса отправляется на (C2). Последний сумматор либо отображает последний бит переноса (C4), если он есть, либо игнорирует его, если места нет или он не важен. Это решение принимаете вы, дизайнер.

Рассмотрим еще один логический пример — 4-битную цифровую блокировку компаратора. Как уже упоминалось, элементы XOR могут использоваться как сумматоры, но они также являются компараторами, выводя одно состояние, если оба входа одинаковы, и инвертированное состояние, если оба входа разные.Это позволяет нам проверять состояние вывода, переключателя и выхода, только если оно правильное.

Штифты с метками 1, 2, 3 и 4 предназначены для программирования замка. Вы устанавливаете эти контакты в высокий или низкий уровень, чтобы определить комбинацию, а затем вы должны нажать те же соответствующие кнопки PB1-PB4, чтобы выход U13 стал низким. Это позволяет току течь через светодиод, и он включается. Чтобы установить комбинацию, вы можете либо связать контакты напрямую с GND или + V, либо использовать какое-то устройство памяти, которое будет хранить вход после установки и не изменять.Звучит знакомо? Да, вы можете легко добавить схему защелки к 4 контактам комбо-набора. Пока защелки не теряют мощность, они не теряют сохраненное в них значение. Приложения для этого в лучшем случае просты, но идея передается. (Я не несу ответственности за то, как вы решите использовать эту схему, поскольку она небезопасна и может быть легко взломана / сброшена.)

Использование полевых МОП-транзисторов в качестве переключателей общего назначения — Разработка электронных продуктов

Основные правила выбора полевого МОП-транзистора / проверки

Максимальное номинальное напряжение от стока к источнику (макс Vds) определяет максимальное напряжение, которое вы можете переключить.

Пороговое напряжение затвора определяет разность напряжений, которую необходимо приложить к затвору, чтобы МОП-транзистор проводил ток.

Максимальное напряжение между затвором и источником (макс. Vgs) является критическим фактором, который нельзя превышать (даже на несколько нс), в противном случае полевой МОП-транзистор может быть разрушен. Будут ли резкие скачки в рельсах питания? В таком случае обеспечьте какую-либо защиту (например, подавитель переходных процессов) или выберите устройство с более высоким рейтингом. При переключении шин высокого напряжения (например, 24 В от логики низкого напряжения вы часто можете удовлетворить это требование, используя делитель потенциала, чтобы обеспечить МОП-транзистор с напряжением затвора выше 0 В.

Вам нужно использовать микросхему драйвера MOSFET? Если МОП-транзистор имеет высокий ток переключения затвора (например, сильноточные МОП-транзисторы) или будет переключаться быстро (чтобы гарантировать, что МОП-транзистор работает эффективно с минимальным рассеянием мощности), то это может быть необходимо.

Проверьте примечания «Почему выходят из строя полевые МОП-транзисторы» ниже

Общие примечания

Расширенные полевые МОП-транзисторы при включении позволяют пропускать ток в любом направлении с практически идентичным RDSON. В выключенном состоянии они блокируют ток в одном направлении.

Из-за высокого входного импеданса полевые МОП-транзисторы уязвимы для повреждения электростатическими разрядами. Иногда имеют встроенные защитные диоды или стабилитроны.

МОП-транзисторы

, работающие в режиме улучшения, включают диод между выводами истока и стока.
МОП-транзистор с двойным усилением включает в себя два диода, катод-катод.

MOSFET требует только тока затвора во время фронта переключения для зарядки емкости GS. Этот ток затвора может быть большим.

для переключения 0V

Используйте N-канальный MOSFET с источником, подключенным к 0 В (напрямую или через токоограничивающий резистор), и нагрузкой, подключенной к сливу.

Каждый раз, когда напряжение затвора превышает напряжение источника как минимум на пороговое напряжение затвора, полевой МОП-транзистор проводит. Чем выше напряжение, тем больше проводимости МОП-транзистор.

МОП-транзисторы с каналом N

имеют более низкое сопротивление, чем МОП-транзисторы с каналом P, поэтому они предпочтительнее, если у вас есть выбор, какую сторону переключать.

N-канальные полевые МОП-транзисторы

также могут переключать + V в определенных конфигурациях, при этом Drain имеет значение Vin, а источник — Vout.

для переключения + V с помощью P-канального MOSFET

Используйте полевой МОП-транзистор с каналом P с источником, подключенным к + V (напрямую или через токоограничивающий резистор), и нагрузкой, подключенной к сливу.

Обычно вывод истока должен быть более положительным, чем сток (однако это неверно при использовании P Mosfet, например, для защиты от обратной полярности).

Когда напряжение затвора ниже, чем (напряжение источника — пороговое напряжение затвора), полевой МОП-транзистор проводит. Если напряжение затвора выше, чем это, он не проводит. Чем больше разница в напряжении от источника, тем большую проводимость МОП-транзистор может проводить.

МОП-транзисторы с каналом P

имеют более высокое сопротивление, чем МОП-каналы с N-каналом, поэтому они часто менее предпочтительны.

P-канальный MOSFET имеет преимущество перед N-канальным MOSFET для некоторых приложений из-за простоты управления включением / выключением. Для N-канального переключения МОП-транзистора + V требуется дополнительная шина напряжения для затвора; P-канал нет.

для переключения + V с N-канальным MOSFET

Используйте N-канальный MOSFET с стоком, подключенным к + V, и нагрузкой, подключенной к источнику.

В этой схеме есть загвоздка — МОП-транзистор включается при достижении порогового значения Vgs, а напряжение источника в этой схеме изменяется между выключенным (0 В) и включенным (Vin).Это означает, что вы не можете переключить затвор на Vin, вам нужна другая шина напряжения, которая выше, чем Vin, по крайней мере, на порог Vgs МОП-транзистора, а также не превышает максимальную спецификацию Vgs.

Затвор резистор

Использование резистора низкого номинала между драйвером MOSFET и выводом затвора MOSFET гасит любые колебательные колебания, вызванные индуктивностью выводов и емкостью затвора, которые в противном случае могут превысить максимально допустимое напряжение на выводе затвора. Это также снижает скорость включения и выключения полевого МОП-транзистора.Это может быть полезно, если собственные диоды в MOSFET не включаются достаточно быстро.

Если вы управляете полевым МОП-транзистором из подвижной, возможно, шумной линии (например, из контактов реле), вам следует использовать небольшой последовательный резистор затвора рядом с полевым МОП-транзистором, чтобы подавить колебания УКВ. 22 Ом — это много, можно и меньше.

Если скорость / задержка распространения критична, вам может потребоваться избегать использования резистора затвора или поддерживать его значение на низком уровне. Например, с сигналом 5 В и FDN335N резистор затвора 1 кОм может добавить задержку распространения около 200-400 нс (отложенное переключение с затвора на сток).

Для сильноточных полевых МОП-транзисторов емкость канала затвора может быть очень высокой, а быстро изменяющееся напряжение стока может создавать миллиамперы переходного тока затвора. Этого может быть достаточно, чтобы перегрузить и даже повредить чувствительные микросхемы драйверов CMOS. Наличие последовательного резистора — это компромисс между скоростью и защитой, типичные значения от 100R до 10K. Даже без индуктивных нагрузок существует динамический ток затвора. Кроме того, полевые МОП-транзисторы чрезвычайно восприимчивы к повреждению, вызванному электростатическим разрядом, и могут быть необратимо повреждены в результате единственного разрушения затвора.По этой причине рекомендуется использовать последовательные резисторы затвора от 1 кОм до 10 кОм. Это особенно важно, если сигнал затвора исходит от другой печатной платы.

Если полевой МОП-транзистор можно оставить плавающим, используйте понижающий резистор (обычно нормально от 100 кОм до 1 МОм) от затвора к источнику.

ИС драйвера затвора
ИС драйвера

часто используются для сильноточных полевых МОП-транзисторов и при использовании высокой скорости переключения из-за того, что полевой МОП-транзистор требует коротких, но высоких токов для изменения состояния.Входы драйверов обычно имеют логический уровень. Часто полевым МОП-транзисторам требуется привод 1–2 А для эффективного переключения на частотах в сотни килогерц. Этот привод требуется на импульсной основе для быстрой зарядки и разрядки емкостей затвора полевого МОП-транзистора.

Параллельные МОП-транзисторы
Полевые МОП-транзисторы

могут быть размещены параллельно, чтобы улучшить текущие возможности обработки. Просто соедините терминалы Gate, Source и Drain вместе. Любое количество полевых МОП-транзисторов может быть подключено параллельно, но учтите, что емкость затвора складывается по мере того, как вы подключаете больше полевых МОП-транзисторов, и в конечном итоге драйвер МОП-транзистора не сможет управлять ими.

Использование N-канальных МОП-транзисторов для переключения положительного напряжения

Да, можно! Пока выполняется спецификация Vgs, канал N обычно включается и позволяет току течь от источника к сливу (источник более положительный, чем сток). Внутренний диод в любом случае пропускает ток, но включение МОП-транзистора позволяет ему протекать полностью.

Использование корпусного диода

Вы можете использовать корпусный диод, чтобы позволить току проходить через МОП-транзистор, но вам нужно быть осторожным и знать, что вы делаете, чтобы не повредить МОП-транзистор.

Переключатель истинного МОП-транзистора
/ двунаправленный переключатель с МОП-транзисторами П-канала

Используя это расположение «спина к спине» MOSFET с каналом P, при включении ток будет течь в любом направлении. Когда с обеих сторон изолированы. Вы можете использовать любой типичный МОП-канал P-канала.

Транзисторный переключатель необходим, потому что затворы должны переключаться с помощью выхода с открытым стоком, чтобы избежать достаточно большого Vgs от сигнала включения-выключения по сравнению с шинами питания, подключенными к переключаемым стокам.Транзистор может быть потерян в ИС с открытым стоком, которая может выдерживать напряжения стока, когда для подачи сигнала используется выключенное состояние.

Обратите внимание, что эта схема подходит только в том случае, если коммутируемое напряжение> Vgs порога переключения используемого МОП-транзистора.

Там, где это не может быть гарантировано или требуется оптоизоляция, твердотельные реле на фото-МОП-транзисторах являются отличным решением. Примеры:

Avago ASSR-1218 — 200 мА, 60 В. Будет удобно переключать низкие напряжения, такие как + 3V3, без какого-либо падения напряжения, кроме как вызванного его сопротивлением во включенном состоянии (т.е. без падения напряжения при использовании оптического изолятора транзисторного выхода).

Переключатель
Mosfet True / двунаправленный переключатель с N-канальными МОП-транзисторами

Пример:

Почему выходят из строя полевые МОП-транзисторы
Недостаточный привод ворот
Устройства

MOSFET способны коммутировать только большие количества энергии, потому что они предназначены для рассеивания минимальной мощности при включении. Вы должны убедиться, что полевой МОП-транзистор сильно включен, чтобы свести к минимуму рассеивание во время проводимости.Если устройство не будет включено полностью, оно будет иметь высокое сопротивление во время проводимости и будет рассеивать значительную мощность в виде тепла.

Повышенное напряжение

Превышите номинальное напряжение полевого МОП-транзистора всего на несколько нс, и вы можете его уничтожить. Выбирайте полевые МОП-транзисторы консервативно для ожидаемых уровней напряжения и убедитесь, что вы учитываете или имеете дело с подавлением любых скачков напряжения или звонка.

Пиковая токовая перегрузка

Кратковременные токи перегрузки могут вызвать прогрессирующее повреждение полевого МОП-транзистора, часто с небольшим заметным повышением температуры перед отказом.МОП-транзисторы часто указывают высокий пиковый ток, но обычно они рассчитаны только на пиковые токи в несколько 100 мкс. При переключении индуктивной нагрузки убедитесь, что вы переоценили полевой МОП-транзистор для работы с пиковыми токами.

Длительная токовая перегрузка

Если полевой МОП-транзистор пропускает большой ток, то его сопротивление в открытом состоянии вызовет его нагрев. Если радиатор плохой, то МОП-транзистор может выйти из строя из-за чрезмерной температуры. Решением этого может быть параллельное соединение нескольких полевых МОП-транзисторов для разделения между ними высоких нагрузочных токов.

H или полная мостовая конфигурация, сквозная / поперечная проводимость

При использовании полевых МОП-транзисторов P и N между шинами напряжения для обеспечения выходного напряжения H или L, если управляющие сигналы на полевые МОП-транзисторы перекрываются, то они эффективно закорачивают подачу, и это называется состоянием сквозного прохода. Когда это происходит, любые разделительные конденсаторы питания быстро разряжаются через оба устройства каждый раз, когда происходит переключение, что приводит к очень коротким, но большим импульсам тока.

Чтобы избежать этого, вы должны обеспечить паузу между переключениями, в течение которой ни один из полевых МОП-транзисторов не включен.

Нет пути свободного хода

При переключении индуктивных нагрузок должен быть путь для обратной ЭДС к свободному ходу при выключении полевого МОП-транзистора. МОП-транзисторы с расширенным режимом содержат диод, обеспечивающий эту защиту.

Медленное обратное восстановление корпусного диода MOSFET
Резонансные цепи

с высокой добротностью способны накапливать значительную энергию в своей индуктивности и собственной емкости.При определенных условиях настройки это вызывает «свободное вращение» тока через внутренние диоды корпуса полевых МОП-транзисторов, когда один полевой МОП-транзистор выключается, а другое устройство включается. Проблема возникает из-за медленного выключения (или обратного восстановления) внутреннего диода, когда противоположный MOSFET пытается включиться. Корпусные диоды MOSFET обычно имеют длительное время обратного восстановления по сравнению с характеристиками самого MOSFET. Если основной диод одного полевого МОП-транзистора проводит ток при включении противостоящего устройства, то происходит «короткое замыкание», аналогичное описанному выше состоянию сквозного прохода.Вы можете решить эту проблему, добавив диод Шоттки, подключенный последовательно к источнику MOSFET (предотвращающий прямое смещение основного диода MOSFET из-за свободного тока) и высокоскоростной (быстрое восстановление) диод, подключенный параллельно к MOSFET. / Шоттки так, чтобы свободный ток полностью обходил полевой МОП-транзистор и Шоттки. Это гарантирует, что корпусный диод MOSFET никогда не перейдет в режим проводимости. Ток холостого хода обрабатывается диодами с быстрым восстановлением, которые представляют меньшую проблему с прострелом.

Чрезмерный привод ворот

Если затвор полевого МОП-транзистора приводится в действие слишком высоким напряжением, оксидная изоляция затвора может быть пробита, что приведет к разрушению полевого МОП-транзистора. Убедитесь, что в сигнале управления затвором отсутствуют узкие всплески напряжения, которые могут превысить максимально допустимое напряжение затвора.

Медленные переходы при переключении

Небольшая энергия рассеивается во время устойчивого включения и выключения, но значительная энергия рассеивается во время перехода.Поэтому желательно переключаться между состояниями как можно быстрее, чтобы минимизировать рассеивание мощности во время переключения. Поскольку затвор полевого МОП-транзистора кажется емкостным, ему требуются значительные импульсы тока, чтобы зарядить и разрядить затвор за несколько десятков наносекунд. Пиковый ток затвора может достигать ампер.

Паразитные колебания
Входы

MOSFET имеют относительно высокий импеданс, что может привести к проблемам со стабильностью. При определенных условиях высоковольтные полевые МОП-транзисторы могут колебаться на очень высоких частотах из-за паразитной индуктивности и емкости в окружающей цепи.(Частоты обычно находятся в диапазоне низких МГц.) Также следует использовать схему управления затвором с низким импедансом, чтобы предотвратить попадание паразитных сигналов на затвор устройства.

Кондуктивная помеха с контроллером

Быстрое переключение больших токов может вызвать провалы напряжения и кратковременные скачки напряжения на шинах источника питания, что может помешать работе схемы управления. Следует использовать хорошие методы развязки и заземления нейтрали.

Повреждение статическим электричеством
Полевые МОП-транзисторы

очень чувствительны к статическому электричеству.Следует соблюдать антистатические меры предосторожности при обращении, чтобы предотвратить повреждение окиси затвора.

Другие ресурсы Mosfet

http://robots.freehostia.com/SpeedControl/Mosfets.html

ПОЛЕЗНЫЙ?

Мы получаем огромную выгоду от ресурсов в Интернете, поэтому мы решили, что должны попытаться вернуть часть наших знаний и ресурсов сообществу, открыв многие внутренние заметки и библиотеки нашей компании через такие мини-сайты.Мы надеемся, что вы найдете этот сайт полезным.

Пожалуйста, не стесняйтесь комментировать, если вы можете добавить справку к этой странице или указать проблемы и решения, которые вы нашли, но обратите внимание, что мы не предоставляем поддержку на этом сайте. Если вам нужна помощь в решении проблемы, воспользуйтесь одним из множества онлайн-форумов.

LR7843 Модуль управления MOSFET — ProtoSupplies

Описание

В этом модуле полевого МОП-транзистора с оптоизоляцией используется МОП-транзистор LR7843, совместимый с N-канальной логикой, со сверхнизкими значениями сопротивления (вкл.) Для приложений переключения низкого тока от умеренного до более высокого тока до 15 А.

В ПАКЕТЕ:
  • LR7843 Модуль управления MOSFET
  • 3-контактный винтовой зажим
  • 2-контактный винтовой зажим
  • Маленькая штанга с наружной резьбой

ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МОДУЛЯ УПРАВЛЕНИЯ МОП-транзистором LR7843:
  • Один коммутационный выход
  • Сверхнизкое сопротивление Rds (включено) 3,3 мОм
  • Входное управляющее напряжение 2,5–20 В с оптоизоляцией
  • 6-28 В выходное коммутируемое напряжение
  • Способность выдерживать постоянный ток 15 А (см. Примечания ниже)
  • 3.Совместимость с логикой 3 и 5 В (см. Примечания ниже)

В модулях используется N-канальный МОП-транзистор LR7843, который имеет сверхнизкое сопротивление Rds (включено), обычно 3,3 мОм.

Эти модули поддерживают около 15 А постоянного тока при напряжении нагрузки 12 В. При управлении с ШИМ максимальный пиковый ток может быть больше 30 А и более.

Конструкция этих модулей включает в себя оптоизолятор на входе, поэтому вход смещается от выходного напряжения нагрузки и не зависит от логических уровней, используемых для управляющего сигнала.Например, вход 3,3 В будет управлять таким же током, как вход 5 В.

Обратите внимание, что на плате модуля нет обратного диода. При использовании модуля с индуктивной нагрузкой следует использовать внешний обратный диод, чтобы избежать возможных повреждений.

Теория работы

Схема модуля управления полевым МОП-транзистором

LR7843

Модуль включает в себя оптоизолятор PC817, который обеспечивает электрическую изоляцию между стороной высокомощного полевого МОП-транзистора и логическими сигналами, используемыми для управления модулем.Если что-то пойдет не так, и вы сожжете MOSFET, это не должно повредить MCU, который используется для управления им.

Вход MCU PWM в модуль управляет внутренней светодиодной стороной оптоизолятора. Этот вход включает в себя резистор, ограничивающий ток 1 кОм, чтобы поддерживать ток через светодиод на безопасном уровне, что позволяет управлять входом с напряжением до 20 В или даже выше, если вы не используете MCU.

Когда входной сигнал ШИМ низкий или отключен, внутренний светодиод в оптоизоляторе выключен, что, в свою очередь, отключает выход фототранзистора.При выключенном фототранзисторе затвор полевого МОП-транзистора замыкается на землю резистором 4,7 кОм. При этом полевой МОП-транзистор остается выключенным, а нагрузка отключается от земли и отключается.

Высокий логический уровень на входе ШИМ включает светодиод внутреннего оптоизолятора, который включает фототранзистор. Это создает делитель напряжения, состоящий в основном из двух резисторов 4,7 кОм. Это смещает затвор на 50% напряжения источника питания, которое включает полевой МОП-транзистор. Если используется источник питания 12 В, напряжение на воротах будет 6 В.

Поскольку максимальное напряжение затвора, доступное для включения полевого МОП-транзистора, составляет 50% от напряжения источника питания, это ограничивает источник питания минимум до 6 В. Рассеиваемая мощность в полевом МОП-транзисторе будет выше при более низком напряжении источника питания, и рекомендуется минимальное напряжение питания 9 В, если вы пытаетесь потреблять через модуль более нескольких ампер.

Когда полевой МОП-транзистор проводит ток, нагрузка подключается к земле, замыкая цепь, и на нагрузку подается питание. Это также обеспечивает заземление встроенного светодиода, который загорается, чтобы указать, что MOSFET включен.Резистор 4,7 кОм ограничивает ток через встроенный светодиод до безопасных уровней в рабочем диапазоне 6–36 В.

Соединения модулей

Для модуля требуется 3 подключения. Логический сигнал для включения / выключения полевого МОП-транзистора; источник питания постоянного тока для питания управляемого устройства (нагрузки) и, наконец, самой нагрузки. Предусмотрены разъемы, которые можно припаять к плате, но при желании эти соединения также могут быть выполнены прямым подключением.

Подключения логических сигналов: 2-контактный разъем на правой стороне предназначен для подключения к MCU.Он имеет два отверстия с центрами 4 мм, которые поддерживают двухпозиционный винтовой зажим, а также два отверстия с центрами 0,1 дюйма, которые в качестве альтернативы могут поддерживать стандартный штыревой разъем, который может быть удобен в установке на макетной плате. Контакты обозначены PWM, для сигнала и GND, для заземления сигнала.

Источник питания нагрузки постоянного тока: подключается к 3-контактным винтовым клеммам с маркировкой + / LOAD / — на задней стороне модуля. Положительный вывод источника питания подключается к + , а заземляющий провод — к .Модуль поддерживает питание нагрузки 6-28 В постоянного тока

.

Нагрузка: Управляемая нагрузка подключается к винтовым клеммам с маркировкой + и Нагрузка на задней стороне модуля. Положительный вывод нагрузки подключается к клемме + , а отрицательный провод нагрузки подключается к клемме .

Заземление сигнала и заземление нагрузки не соединены вместе на модуле из-за того, что оптоизолятор используется для обеспечения изоляции между силовой цепью полевого МОП-транзистора и микроконтроллером.

Винтовые клеммы / разъемы 1 x 2 (вход логического сигнала)

  • ШИМ = Вход сигнала (активный ВЫСОКИЙ).
  • GND = Сигнальная земля

Винтовой зажим 1 x 3 (подключение источника питания нагрузки)

  • + = Подключение к источнику питания (6-28 В), используемому для питания нагрузки
  • = Подключить к заземлению источника питания

Винтовой зажим 1 x 3 (подключения нагрузки)

  • + = Подключить к плюсовому проводу нагрузки (двигатель, светодиоды, вентилятор и т. Д.)
  • НАГРУЗКА = Подключить к отрицательному проводу нагрузки

Физический монтаж: На сигнальном конце платы есть два отверстия диаметром 2 мм, расположенные на расстоянии 12 мм друг от друга, если необходимо установить ее физически.

РЕЗУЛЬТАТЫ ОЦЕНКИ:

Эти модули хорошо работают для базовых операций ВКЛ / ВЫКЛ, таких как управление соленоидом или ШИМ-управление, например, для уменьшения яркости массива светодиодов, и могут обрабатывать удивительное количество энергии, учитывая небольшой размер. Также возможно параллельное соединение этих модулей, чтобы еще больше увеличить мощность управления. Хотя максимальный ток для полевого МОП-транзистора составляет 161 А, не ожидайте, что через этот небольшой модуль будет проходить ток 161 А, поскольку он быстро перегреется из-за минимальной мощности радиатора небольшой печатной платы.

Следует отметить один важный момент: при управлении индуктивной нагрузкой следует использовать внешний обратный диод, чтобы предотвратить возможное повреждение при отключении нагрузки.

В приведенной ниже таблице показаны некоторые примеры измерений температуры полевого МОП-транзистора с нагрузкой от 2,5 А до 20 А при 12 В. Сигнал логического привода изменяется от 100% рабочего цикла (всегда включен) до 50% рабочего цикла или 25% рабочего цикла. Измерения проводятся при отсутствии воздушного потока над модулем и температуре окружающей среды 22 ° C.Поскольку используется источник питания 12 В, напряжение на затворе составляет около 6 В, что дает довольно хорошие характеристики.

Как правило, для обеспечения нормальной работы полевого МОП-транзистора следует поддерживать температуру ниже 100 ° C. Для длительного использования лучше всего использовать температуру 80 ° C или ниже.

Ток нагрузки Вход 12 В при рабочем цикле 100% Вход 12 В при рабочем цикле 50% Вход 12 В при рабочем цикле 25%
5A 34 ° С 30 ° С
10A 56 ° С 39 ° С 34 ° С
15A 97 ° С 59 ° С 40 ° С
20A 88 ° С 60 ° С

ДО ОТГРУЗКИ ЭТИ МОДУЛИ ЯВЛЯЮТСЯ:

  • Образцы проверены при поступлении

Примечания:

  1. Нет

Технические характеристики
Максимальные характеристики
В DS Напряжение сток-исток 30 В макс. (Рекомендуется 28 В)
I D Максимальный ток утечки (непрерывный) 15 А при 12 В
R DS (вкл.) Сопротивление при включении источника утечки 3.3 мОм
Размеры (Д x Ш x В) 35 x 16 x 14 мм (1,38 x 0,63 x 0,55 дюйма)
Лист данных Международный выпрямитель IRLR7843

Подключение N-канального MOSFET — Arduino Project Hub

*******

Пожалуйста, посетите https://proteshea.com/control-dc-fan-with-n-channel-mosfet-and-arduino- uno / для получения полного списка материалов, необходимых для этого проекта.

*******

Введение

Если вы не читали наше Руководство по началу работы с Arduino Uno Rev3, прочтите сначала его. В противном случае продолжайте чтение. В этом руководстве мы будем подключать N-канальный полевой МОП-транзистор для подачи тока на бесщеточный вентилятор постоянного тока. Вентилятор требует 200 мА при + 5 В, что превышает максимальный ток, который может выдавать вывод Arduino Uno Rev3 (Uno). Если вы обратитесь к таблице данных для ATmega328, максимальный ток на вывод составляет 40 мА. Превышение максимального предела тока может повредить микроконтроллер, поэтому убедитесь, что вы определили ток нагрузки, прежде чем подключать какое-либо устройство к выводу Uno.

N-Channel MOSFET

MOSFET может использоваться для усиления или переключения сигналов — в этом примере мы будем использовать его в качестве переключателя. Он состоит из 3 клемм: затвор, исток и сток (распиновка ниже). N-канальный MOSFET — это устройство, управляемое напряжением. Существует два типа N-канальных полевых МОП-транзисторов: улучшенного и обедненного типа. MOSFET улучшенного типа обычно выключен, когда напряжение затвор-исток равно 0 В, поэтому напряжение должно быть приложено к затвору для тока, протекающего через канал сток-исток.МОП-транзистор обедненного типа обычно включен, когда напряжение затвор-исток равно 0 В, и, таким образом, ток течет через канал сток-исток, пока на затвор не будет подано положительное напряжение.

N-канальный полевой МОП-транзистор 2N7000 является усовершенствованным, поэтому мы должны установить на выходном контакте Arduino высокий уровень, чтобы обеспечить питание вентилятора постоянного тока. Максимальный ток, который может использовать полевой МОП-транзистор, варьируется, но тот, который я использую, может выдавать 200 мА. Некоторые полевые МОП-транзисторы могут обеспечивать ток до 30-50 А, и в результате их размер увеличивается, чтобы выдерживать такое количество тока.

ПРИМЕЧАНИЕ : Вам нужно добавить последовательный резистор между выходным контактом Uno и затвором полевого МОП-транзистора. Это ограничит ток на затвор, поскольку Uno может выдавать максимум 40 мА, а затвор может попытаться потянуть больше. Мы рекомендуем использовать резистор 220 Ом, чтобы ограничить ток до ~ 23 мА.

Подключение

Я использую макетную плату вместо модуля Modulus, так как почти у всех есть макетные платы. Во-первых, давайте разместим N-канальный MOSFET на макетной плате — убедитесь, что каждый вывод имеет свой собственный узел.Свяжите вывод истока с GND, затвор — с выводом 2 Uno, а сток — с черным проводом на вентиляторе. Красный провод вентилятора подключается к плюсовой шине на макетной плате.

Если вы еще не установили Uno в зоне прототипирования FuelCan, сделайте это. Я поместил макетную плату в нижний отсек для хранения, чтобы ограничить длину перемычек. Нам нужно подать + 5V и GND на шины питания и заземления на макетной плате. Используйте прилагаемый банановый разъем для зажима кабелей тестовых проводов.Для крепления зажимов тестовых выводов на стороне макета вам потребуются два штыря штекера. Подключите сторону типа A кабеля USB к разъему USB1, а сторону типа B — к разъему Uno. Включите FuelCan с помощью адаптера питания переменного / постоянного тока.

Программное обеспечение

После того, как подключение завершено и FuelCan включен, мы можем загрузить эскиз в Uno. Это довольно просто по сравнению с предыдущими проектами. Все, что делает код, это переключает вывод Uno 2 с низкого на высокий с 5-секундной задержкой между ними.Когда штифт высокий, вентилятор включается, а когда штифт низкий, вентилятор выключается.

частая причина отказа

Продукты и приложения Драйвер полевого МОП-транзистора: частая причина отказа

Надежные источники питания являются основным требованием для снижения частоты отказов электрических устройств. В этой статье объясняются типичные проблемы с блоком питания и как их избежать.

Связанные компании

Маркус Рем за работой: «Начните тестирование предполагаемого источника питания как можно раньше».

(Bild: IB Rehm)

Сегодня в переключающих транзисторах почти всегда используются полевые МОП-транзисторы. Они недороги и имеют небольшие потери на переключение и проводимость даже при высокой диэлектрической прочности. Кроме того, ими относительно легко управлять, и доступно множество интегральных схем драйверов. Однако вы должны быть осторожны, чтобы MOSFET и микросхема драйвера подходили друг к другу. Снова и снова я нахожу сбои поля, которые происходят из-за плохой конструкции переключающего транзистора и драйвера.

Галерея

Галерея с 6 изображениями

Что-то не так с выбором драйвера затвора MOSFET?

На рисунке 2 показана типичная принципиальная схема с полевым МОП-транзистором M 1 и ИС драйвера затвора. Также показаны переключаемая индуктивность L1, резистор R3 для измерения тока и сеть между драйвером и затвором для оптимизации поведения при включении и выключении (R 1 , D 1 , R 2 ). Вы почти всегда выбираете драйвер, который стоит как можно дешевле и едва ли может обеспечить пиковый ток, необходимый для быстрой зарядки затвора.

Полевой транзистор A становится низким импедансом от 0,5 до 1,5 В на затворе, с полевым транзистором B он составляет от 1 до 4 В, а с полевым транзистором C уровень составляет от 3 до 4,5 В. Затем ток используется для управления полевым транзистором. МОП-транзисторы с низким пороговым напряжением затвора часто считаются современными и хорошими. Энергия сохраняется — напряжение даже возводится в квадрат рассеиваемой мощности.

Рис. 3: Выдержка из различных таблиц данных MOSFET.

(Bild: Markus Rehm)

Конечно, этого напряжения на затворе недостаточно для хорошего включения.Для достижения низкого сопротивления при включении (сопротивление истока во включенном состоянии, R DSon ) необходимо приложить значительно более высокое напряжение затвора, например 10 В. Чтобы управлять полевым МОП-транзистором с высоким импедансом, то есть отключать его, напряжение затвора должно быть постоянно и значительно ниже порогового напряжения. Из принципиальной схемы видно, что драйвер тянет на «низкий». Но что значит «низкий»? Четкий ответ: «низкий» должен быть ноль вольт или, по крайней мере, почти ноль вольт.

Рисунок 4: Выдержка из различных листов данных микросхем драйвера затвора

(Bild: Markus Rehm)

Давайте рассмотрим подробнее.На рисунке 4 показан пример соответствующих выдержек из технических паспортов двух разных ИС драйвера затвора. С драйвером «низкий» означает 1,5 В в худшем случае — трудно поверить, но это правда! Это было бы подходящим для управления полевым транзистором C, но с двумя другими полевыми транзисторами A и B переключающий транзистор не блокируется должным образом в выключенном состоянии!

Как я уже сказал, это наихудший случай, который настолько редок, что его, вероятно, не происходит во время разработки. Только после массового производства будут возникать эти неблагоприятные комбинации и приводить к «необъяснимым» сбоям, если вам очень повезло уже в финальном тесте, но чаще всего только с покупателем в его устройстве.

Драйвер B подойдет гораздо лучше, так как «низкий» означает макс. 35 мВ. Не говоря уже о том, что этот тип намного дороже. Вы сами решаете, оправдывают ли эти дополнительные расходы более высокую надежность. Многим производителям блоков питания приходится выкладываться до последнего цента и, конечно же, выбирать более дешевую версию! Ведь во время теста на выносливость ничего не сломалось.

Имеет ли драйвер затвора MOSFET какое-либо влияние в случае сбоев?

Помехи, возникающие в устройстве или поле, могут, например, привести к дополнительному заряду затвора через паразитную мощность мельницы (от стока к истоку).Это может вызвать нежелательное включение переключающего транзистора и вызвать взрыв. Поэтому чрезвычайно важно, чтобы драйвер поддерживал действительно низкий импеданс ворот!

Поскольку некоторые спецификации сегодня «замалчиваются» по стратегическим причинам рынка или важные свойства представлены нечетко, можно также проверить иммунитет самостоятельно. Просто подайте ток прямо в затвор через резистор во время работы и измерьте напряжение затвора, когда оно достигнет критического порогового напряжения.Тогда вы знаете, какой ток паразитных помех может выдержать блок питания.

Рис. 5: Эффективное улучшение достигается за счет сопротивления от затвора к источнику.

(Источник: Markus Rehm)

Эффективное улучшение достигается за счет сопротивления от ворот к источнику (R gs ), как показано на рисунке 5. Мой начальник потянул бы меня за уши раньше, если бы я забыл о таком сопротивлении. .

К сожалению, во многих случаях я вижу, что резистор затвор-исток отсутствует.Многие разработчики считают, что достаточно современной микросхемы драйвера. Конечно, даже без этого резистора блок питания работает на лабораторном столе и во время испытаний на выносливость. Кроме того, он не отображается в большинстве примечаний по применению. Неудачи случаются только тогда, когда они причиняют боль — клиенту на месте. Затем покупателя обвиняют в плохом обращении с блоками питания, были проведены обширные испытания на долговечность, и отказов не было вообще.

Следует также отметить, что этот резистор затвор-исток обычно очень прост в установке.Независимо от типа SMD или сквозного, между затвором и истоком всегда есть место для резистора 0603. Тогда возникает вопрос, какое сопротивление резистора должно быть? В общем: 47 кОм лучше, чем ничего, но должно быть 22 кОм или даже 10 кОм. Это, конечно, зависит от используемого драйвера и полевого МОП-транзистора, а также важную роль играет разводка.

Многие думают, что толстая линия от затвора до драйвера является наиболее важной, потому что ток затвора большой и короткий.Но ток всегда течет по кругу, т.е. при выключении через массу драйвера дальше через шунт R3 и к источнику! Эта область должна быть небольшой, общая длина должна быть как можно короче и не должны использоваться переходные отверстия. Это хорошо для иммунитета и эмиссии.

Следует также отметить, что «современные» полевые МОП-транзисторы оптимизированы не только для низкого порогового напряжения затвора, но и для небольшой емкости затвор-исток. Оба уменьшают потери драйверов, но снижают иммунитет. Поэтому конденсатор C GS (прибл.1 нФ, не показан) может использоваться параллельно с R GS . Иногда вы также можете увидеть стабилитрон от затвора к источнику, например 15 В, чтобы избежать опасных перенапряжений.

Драйвер должен подавать необходимый ток через дополнительный R GS (и, возможно, C GS ), и это увеличивает потери мощности. В принципе, следующее относится ко всем частям схемы: либо с высоким импедансом и чувствительными к помехам, либо с низким импедансом и большими потерями.

Рисунок 6. Зеленая пунктирная рамка показывает выходной каскад ИС драйвера затвора как дополнительный выходной каскад.Красная стрелка символизирует пусковой ток в верхнем полевом транзисторе, синяя стрелка — ток отключения в нижнем полевом транзисторе.

(Bild: Markus Rehm)

Действительно ли драйвер MOSFET всегда включен или выключен?

На рисунке 6 показан выходной каскад драйвера затвора, который в основном состоит из двух транзисторов. Верхний транзистор (Top-FET Q 1 ) переводит выходной сигнал в высокий уровень, чтобы включить полевой транзистор M 1 , нижний транзистор (Bottom-FET Q 2 ) переводит в низкий уровень, чтобы выключить полевой транзистор M1.Конечно — в чем проблема?

В идеале должно быть только два состояния: «Q 1 включен и Q 2 выключен», затем FET M 1 включен, или «Q 1 выключен и Q 1 включен» а затем полевой транзистор M1 выключен. На самом деле это невозможно. Оба транзистора не должны проводить одновременно, иначе возникнет «горячая ветвь», то есть короткое замыкание на питающем напряжении V CC через Q 1 и Q 2 . Так что всегда есть точки переключения, в которых выход драйвера имеет высокий импеданс!

В технических описаниях драйверов это, к сожалению, в основном не указано должным образом.Подсказки даются по «времени задержки», «времени нарастания» и «времени спада». И тогда информация почти всегда при 25 ° C, но какая микросхема работает при этой температуре?

Давайте возьмем пример с частотой переключения 100 кГц и временем переключения 100 нс каждое. Это привело бы к состоянию с высоким импедансом 200 нс в течение 10 мкс, что означает 2% периода! Опять же, только резистор от затвора к истоку помогает свести к минимуму риск того, что переключающий транзистор случайно не включится в неподходящее время из-за помех.

Если переключающий транзистор не один, а два, то тема вождения становится еще более критичной. И если переключающий транзистор находится в плавающем состоянии в полумосте, то есть не имеет фиксированного опорного сигнала на источнике, то правильное измерение с помощью беспотенциального пробника также затруднено.

Обнаруживаются ли ошибки разработки в ходе испытания на выносливость?

Многие из моих клиентов считают, что они находят ошибки разработки в ходе интенсивных испытаний на износостойкость в температурном шкафу с различными циклами нагрузки и профилями включения-выключения.К сожалению, это не случай.

Если во время испытания на выносливость происходит «необъяснимый» отказ, предполагается, что испытание было слишком сложным и что это не соответствует реальному случаю. Уже закончена разработка, наконец-то получены необходимые согласования и распечатаны буклеты. Никто не смеет поднять руку и заказать дальнейшее расследование, не говоря уже о переделке.

Кроме того, обычно такие отказы случаются только спустя годы работы в полевых условиях, из-за нарушений окружающей среды, из-за старения компонентов или из-за допусков компонентов.

Наконец, интересный пример.

На большом производственном предприятии происходили сбои электропитания, очень редко, но последствия были очень дорогими, потому что тогда все стояло на месте, и потребовалось много времени, чтобы производство снова заработало нормально. Во время отказов переключающий транзистор был сломан, предохранитель был открыт, а также частично взорвалась ИС драйвера затвора или шунтирующий резистор, однажды также расплавилась проводящая дорожка.

Мой анализ показал, что индивидуальный блок питания оказался не так уж и плох (для нас, швабов, это значит хорошо).Честно говоря, я не обнаружил ошибки разработки, что очень редко, и я не мог воспроизвести ошибку. Однако я заметил, что вышеупомянутая «токовая петля прерывания» была немного длинной, площадь была большой и было даже два переходных отверстия. Возможно, именно здесь были зафиксированы помехи от производственного предприятия?

В отчаянии я пожаловался на это и порекомендовал установить резистор между затвором и источником. У меня не было хороших аргументов, но все остальное я исключил.Производитель блока питания был зол, потому что ему пришлось реализовать «совершенно ненужное изменение». Сначала припаял резистор SMD вручную, а затем немного изменил дизайн. Через несколько лет я узнал, что в последующие годы неудач больше не было.

Таким образом вы избегаете отказов переключающего транзистора и схемы драйвера:

  • Существуют разные пороговые значения напряжения микросхем драйвера и затворов MOSFET. Они должны соответствовать друг другу, прочитать подробности в таблицах данных и изучить мелкий шрифт!
  • На затворе всегда присутствуют времена высокого импеданса, и это опасно, поскольку помехи могут вызвать срабатывание переключающего транзистора.Поэтому всегда устанавливайте резистор между затвором и источником очень близко (например, от 4,7 до 22 кОм).
  • Схема также важна: записывайте токовые петли для включения и выключения на принципиальной схеме и отслеживайте их на печатной плате, не растягивайте большие площади, избегайте переходных отверстий. Это позволяет избежать дополнительных сопротивлений в цепи управления и снижает восприимчивость к помехам.
  • Инструкции также применимы, если каскад драйвера настроен незаметно.

Наконец, важный совет: Многие драйверы затворов уже встроены в ИС контроллеров SMPS.Это значительно упрощает разработку импульсных блоков питания. При выборе контроллера внимательно посмотрите на внутренний драйвер. Он требует много места для полупроводников и стоит денег. Поэтому там часто делают сбережения. Оставьте пальцы на руках дешевых микросхем, где драйвер недостаточно указан. Вложите немного больше в хороший привод для ворот и сэкономьте гораздо более высокие затраты, связанные с возвратом в поле. Кроме того, ночью вы можете спать намного лучше!

Эта статья была впервые опубликована на немецком языке компанией Elektronikpraxis.

* Проф. Маркус Рем преподает промышленную и силовую электронику в Университете прикладных наук Фуртвангена с 2008 года, где он был назначен почетным профессором в 2019 году. С 2012 года он прочитал более 30 лекций на национальных и международных конгрессах, а с 2017 года он проводил однодневные семинары по надежным источникам питания от имени ELEKTRONIKPRAXIS, Vogel Communications Group.

(ID: 46234790)

Символ, рабочие, типы и различные упаковки

Компоненты силовой электронной коммутации, такие как BJT, MOSFET, IGBT, SCR, TRIAC и т. Д.являются важными устройствами, используемыми при проектировании многих схем, от простой схемы драйвера до сложных выпрямителей мощности и инверторов. Самый простой из них — это БЮТ, и мы уже узнали, как работают БЮТ-транзисторы. Наряду с BJT широко используемыми переключателями питания являются полевые МОП-транзисторы. По сравнению с BJT, MOSFET может работать с высоким напряжением и током, поэтому он популярен среди приложений с высокой мощностью. В этой статье мы изучим основы MOSFET , его внутреннюю конструкцию, принцип работы и способы использования в схемных решениях.Если вы хотите пропустить теорию, вы можете ознакомиться со статьей о популярных полевых МОП-транзисторах и о том, где их использовать, чтобы ускорить процесс выбора и проектирования деталей.

Что такое полевой МОП-транзистор?

MOSFET означает Металлооксидный полевой транзистор , MOSFET был изобретен для преодоления недостатков полевых транзисторов, таких как высокое сопротивление стока, умеренный входной импеданс и более медленная работа. Таким образом, полевой МОП-транзистор можно назвать усовершенствованной формой полевого транзистора.В некоторых случаях полевые МОП-транзисторы также называются IGFET (полевой транзистор с изолированным затвором). На практике полевой МОП-транзистор — это устройство, управляемое напряжением, что означает, что при подаче номинального напряжения на вывод затвора полевой МОП-транзистор начинает проводить через выводы стока и истока. Подробности мы рассмотрим позже в этой статье.

Основное различие между полевым транзистором и полевым МОП-транзистором состоит в том, что полевой транзистор имеет металлический оксидный электрод затвора, электрически изолированный от основного полупроводникового n-канала или p-канала тонким слоем диоксида кремния или стекла.Изоляция управляющего затвора увеличивает входное сопротивление полевого МОП-транзистора до чрезвычайно высокого значения в мегаом (МОм).

Символ полевого МОП-транзистора

В общем, полевой МОП-транзистор представляет собой четырехконтактное устройство с выводами слива (D), истока (S), затвора (G) и корпуса (B) / подложки. Вывод на корпусе всегда будет подключен к выводу источника, следовательно, полевой МОП-транзистор будет работать как трехконтактное устройство.На изображении ниже, символ N-канального MOSFET показан слева, а символ P-канального MOSFET показан справа.

Наиболее часто используемый корпус для полевого МОП-транзистора — это To-220, для лучшего понимания давайте взглянем на распиновку знаменитого полевого МОП-транзистора IRF540N (показано ниже). Как вы можете видеть, контакты Gate, Drain и Source перечислены ниже, помните, что порядок этих контактов будет меняться в зависимости от производителя.Другими популярными полевыми МОП-транзисторами являются IRFZ44N, BS170, IRF520, 2N7000 и т. Д.

.

MOSFET как переключатель

Наиболее распространенное применение MOSFET — использование его в качестве переключателя. На приведенной ниже схеме показан полевой МОП-транзистор, работающий как переключающее устройство для включения и выключения лампы. Входное напряжение затвора V GS прикладывается с помощью источника входного напряжения.Когда приложенное напряжение положительное, двигатель будет во включенном состоянии, а если приложенное напряжение равно нулю или отрицательно, лампа будет в выключенном состоянии.

Когда вы включаете МОП-транзистор, подавая необходимое напряжение на вывод затвора, он останется включенным, если вы не подадите 0В на затвор. Чтобы избежать этой проблемы, мы всегда должны использовать понижающий резистор (R1), здесь я использовал значение 10 кОм. В таких приложениях, как управление скоростью двигателя или затемнение света, мы будем использовать сигнал ШИМ для быстрого переключения, во время этого сценария емкость затвора полевого МОП-транзистора будет создавать обратный ток из-за паразитного эффекта.Чтобы решить эту проблему, мы должны использовать токоограничивающий конденсатор, я использовал здесь значение 470.

Вышеупомянутая нагрузка рассматривается как резистивная нагрузка, поэтому схема очень проста, и в случае, если нам нужно использовать индуктивную или емкостную нагрузку, нам нужно использовать какую-то защиту, чтобы предотвратить повреждение полевого МОП-транзистора. Например, если мы используем емкостную нагрузку без электрического заряда, это рассматривается как короткое замыкание, это приведет к высокому «пуску» тока, а когда приложенное напряжение снимается с индуктивной нагрузки, будет Большое количество обратного напряжения, нарастающего в цепи при схлопывании магнитного поля, приведет к наведенной обратной ЭДС в обмотке катушки индуктивности.

Классификация полевых МОП-транзисторов

MOSFET классифицируется на два типа в зависимости от типа операций, а именно MOSFET в режиме расширения (E-MOSFET) и MOSFET в режиме истощения (D-MOSFET), эти полевые МОП-транзисторы дополнительно классифицируются в зависимости от материала, используемого для конструкции. как n-канальный и p-канальный. Итак, в общем, существует 4 различных типа полевых МОП-транзисторов

.
  • MOSFET с N-канальным режимом истощения
  • МОП-транзистор в режиме истощения P-канала
  • MOSFET в режиме расширения с N-каналом
  • MOSFET режим расширения P-канала

N-канальные полевые МОП-транзисторы называются NMOS и представлены следующими символами.

Согласно внутренней конструкции полевого МОП-транзистора, выводы затвора (G), стока (D) и истока (S) физически соединены в полевом МОП-транзисторе в режиме истощения, тогда как в режиме улучшения они физически разделены, поэтому для полевого МОП-транзистора режима улучшения символ выглядит сломанным. МОП-транзисторы с P-каналом называются PMOS и представлены следующими символами.

Из доступных типов полевой МОП-транзистор с N-каналом расширения является наиболее часто используемым.Но ради познания попробуем вникнуть в разницу. Основное различие между N-канальным MOSFET и P-канальным MOSFET заключается в том, что в N-канале переключатель MOSFET будет оставаться открытым до тех пор, пока не будет подано напряжение затвора. Когда на вывод затвора поступает напряжение, переключатель (между стоком и источником) замыкается, а в P-канальном MOSFET переключатель остается закрытым до тех пор, пока не появится напряжение затвора.

Аналогичным образом, основное различие между MOSFET в режиме расширения и режиме истощения состоит в том, что напряжение затвора, приложенное к E-MOSFET, всегда должно быть положительным, и он имеет пороговое напряжение, выше которого он полностью включается.Напряжение на затворе D-MOSFET может быть как положительным, так и отрицательным, и он никогда не включается полностью. Также обратите внимание, что D-MOSFET может работать в режиме улучшения и истощения, в то время как E-MOSFET может работать только в режиме улучшения.

Конструкция полевого МОП-транзистора

На рисунке ниже показана типичная внутренняя структура полевого МОП-транзистора . Хотя полевой МОП-транзистор является усовершенствованной формой полевого транзистора и работает с теми же тремя выводами, что и полевой транзистор, внутренняя структура полевого транзистора действительно отличается от общего полевого транзистора.

Если вы посмотрите на структуру, вы увидите, что вывод затвора закреплен на тонком металлическом слое, который изолирован от полупроводника слоем диоксида кремния (SiO2), и вы увидите два полупроводника N-типа. фиксируется в области канала, где размещены выводы стока и истока. Канал между стоком и истоком полевого МОП-транзистора — N-типа, в противоположность этому подложка выполнена как P-тип. Это помогает смещать полевой МОП-транзистор с обеих полярностей, положительной или отрицательной.Если вывод затвора полевого МОП-транзистора не смещен, он останется в непроводящем состоянии, поэтому полевой МОП-транзистор в основном используется при разработке переключателей и логических вентилей.

Принцип работы полевого МОП-транзистора

В общем, полевой МОП-транзистор работает как переключатель, а МОП-транзистор управляет потоком напряжения и тока между истоком и стоком. Работа полевого МОП-транзистора зависит от МОП-конденсатора , который представляет собой поверхность полупроводника под слоями оксида между выводами истока и стока.Его можно инвертировать из p-типа в n-тип, просто приложив положительное или отрицательное напряжение затвора соответственно. На изображении ниже показана блок-схема полевого МОП-транзистора.

Когда напряжение сток-исток (V DS ) подключено между стоком и истоком, положительное напряжение подается на сток, а отрицательное напряжение — на исток. Здесь PN-переход на стоке смещен в обратном направлении, а PN-переход на истоке смещен в прямом направлении.На этом этапе между стоком и истоком не будет протекания тока.

Если мы подадим положительное напряжение (V GG ) на вывод затвора, из-за электростатического притяжения неосновные носители заряда (электроны) в P-подложке начнут накапливаться на контакте затвора, который образует проводящий мост между двумя n + регионы. Количество свободных электронов, накопленных на контакте затвора, зависит от силы приложенного положительного напряжения.Чем выше приложенное напряжение, тем больше ширина n-канала, образованного из-за накопления электронов, это в конечном итоге увеличивает проводимость, и ток стока (I D ) начнет течь между Источником и Стоком.

Когда на вывод затвора не подается напряжение, не будет протекать ток, за исключением небольшого количества тока из-за неосновных носителей заряда. Минимальное напряжение, при котором полевой МОП-транзистор начинает проводить, называется пороговым напряжением .

Работа полевого МОП-транзистора в режиме истощения:

MOSFET в режиме истощения обычно называют «включенными» устройствами, поскольку они обычно находятся в закрытом состоянии, когда на выводе затвора нет напряжения смещения. Когда мы увеличиваем приложенное к затвору напряжение в положительную сторону, ширина канала будет увеличиваться в режиме истощения. Это увеличит ток стока I D через канал. Если приложенное напряжение затвора сильно отрицательное, ширина канала будет меньше, и полевой МОП-транзистор может попасть в область отсечки.

VI характеристики:

Вольт-амперная характеристика MOSFET-транзистора в режиме истощения находится между напряжением сток-исток (V DS ) и током стока (I D ). Небольшое напряжение на выводе затвора будет управлять током, протекающим через канал. Канал, образованный между стоком и истоком, будет действовать как хороший проводник с нулевым напряжением смещения на выводе затвора. Ширина канала и ток стока увеличиваются, если на затвор подается положительное напряжение, тогда как они уменьшаются, когда мы прикладываем отрицательное напряжение к затвору.

Работа полевого МОП-транзистора в режиме расширения:

Работа полевого МОП-транзистора в режиме расширения аналогична работе открытого переключателя, он начнет работать, только если положительное напряжение (+ V GS ) будет приложено к клемме затвора и ток стока начнет течь через устройство. Ширина канала и ток стока увеличиваются при увеличении напряжения смещения. Но если приложенное напряжение смещения равно нулю или отрицательно, транзистор сам останется в выключенном состоянии.

VI Характеристики:

ВИ-характеристики полевого МОП-транзистора в режиме расширения отображаются между током стока (I D ) и напряжением сток-исток (V DS ). Характеристики VI разделены на три различных области: омическую область, область насыщения и область отсечки. Область отсечки — это область, в которой полевой МОП-транзистор будет находиться в выключенном состоянии, когда приложенное напряжение смещения равно нулю. При приложении напряжения смещения полевой МОП-транзистор медленно движется в сторону режима проводимости, и медленное увеличение проводимости происходит в омической области.Наконец, область насыщения — это место, где положительное напряжение подается постоянно, и полевой МОП-транзистор будет оставаться в состоянии проводимости.

Пакеты MOSFET Полевые МОП-транзисторы

доступны в различных корпусах, размерах и названиях для использования в различных приложениях. В целом, полевые МОП-транзисторы поставляются в 4 различных корпусах, а именно: поверхностный монтаж, сквозное отверстие, PQFN и DirectFET

.

Полевые МОП-транзисторы доступны под разными именами в каждом типе пакетов, а именно:

Поверхностный монтаж: ТО-263, ТО-252, МО-187, СО-8, СОТ-223, СОТ-23, ЦОП-6 и т.

alexxlab

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *