Site Loader

Содержание

Как смоделировать трансформатор в LTSpice

Я моделирую низковольтную однофазную электрическую распределительную систему с понижающим трансформатором, используя LTSpice (источник — 480Vrms, понижающий до 120Vrms). В LTSpice вместо установки отношения витков устанавливается индуктивность первичной и вторичной обмоток. Тем не менее, я не могу найти значения индуктивности в таблицах трансформаторов низкого напряжения, и результаты моего моделирования, похоже, зависят от фактического значения каждой обмотки, а не только от отношения. Р>

Индуктивность — хорошее начало, но ее недостаточно для полного моделирования трансформатора. Есть и другие вещи, которые следует учитывать, такие как:

Материал сердечника

Сердечники трансформатора, как правило, изготавливаются из черного металла, но это создает проблемы для моделирования, поскольку оно нелинейно в том, что оно имеет гистерезис и насыщается. LT Spice действительно имеет нелинейную модель, но проблема все еще связана с физическими параметрами. Модель Джайлса Атертона полезна для моделирования этих эффектов.

Источник: Кура

Утечка и взаимная индуктивность

Поскольку только часть магнитного поля от одной катушки протекает через другую катушку, в модели необходимо учитывать утечку, как показано ниже в катушках индуктивности \ $ L_ {LP} \ text {и} L_ {LS} \ $ взаимная индуктивность — та, что ниже. Их можно смоделировать в LT spice .


Источник: Силовая электроника: эффективность в цепях преобразования энергии

Сопротивление провода и емкость

Необходимо учитывать паразитное сопротивление обмотки, это можно определить путем измерения с помощью омметра. Сопротивление провода может быть смоделировано как резистор параллельно с индуктором. Также существует параллельная емкость между всеми обмотками, которая может быть смоделирована как резистор параллельно. с индуктивностью трансформатора. И паразитная емкость, и сопротивление помогают определить полосу пропускания трансформатора. Иногда вы можете получить представление о параметрах трансформатора, если дан график зависимости импеданса от частоты. Р>


Источник: IRF

Большинство этих параметров нужно будет смоделировать самостоятельно. Метод, который я использовал для нахождения индуктивности, найден здесь . Перед моделированием необходимо решить, какие параметры необходимо моделировать и какой уровень точности необходимо достичь при моделировании. Поскольку эти параметры обычно недоступны, измерение трансформатора становится необходимостью. Р>

В большинстве случаев наименее трудоемким делом было бы использование конструкций, которые уже были изготовлены и испытаны (пример: с помощью рекомендаций микросхемы постоянного тока в постоянный ток, которые уже были испытаны). Или построив схему и протестировав ее самостоятельно. Р>

Если имитация желательна, то можно сократить время, чтобы найти производителей трансформаторов, у которых уже есть модели специй. Я видел несколько инструментов, которые могут принимать параметры и генерировать модель специй, но необходимо знать физическую природу трансформатора (например, размер проводов и отношение витков).

    

Моделирование сложных электромагнитных компонентов при помощи Spice-симулятора LTspice / SwCAD III — Компоненты и технологии

Основные типы магнитопроводов

Практически все известные виды вторичных источников питания содержат электромагнитные компоненты, такие как трансформаторы и индуктивности (дроссели, индукторы, реакторы). Обычно эти компоненты имеют одну или несколько обмоток, намотанных поверх магнитопровода из ферромагнитного материала. Использование ферромагнитных материалов позволяет улучшить электрические параметры электромагнитных компонентов, а также уменьшить их размеры и массу.

По аналогии с электрическими цепями, магнитопроводы электромагнитных компонентов иногда называют магнитными цепями. В свою очередь, магнитные цепи, как и электрические, могут быть неразветвленными и разветвленными. На рис. 1 показаны два типа трансформаторов, один из которых имеет неразветвленный (рис. 1а), а другой разветвленный (рис. 1б) магнитопроводы. Здесь также указаны основные уравнения, соответствующие этим магнитопроводам.

На практике трансформаторы, используемые в источниках питания, имеют в основном неразветвленный магнитопровод или с небольшими допущениями могут таковыми считаться.

Трансформаторы с разветвленным магнитопроводом обычно используются в применениях с количеством фаз 3 и более.

Существуют также электромагнитные компоненты, имеющие сложный магнитопровод, являющийся комбинацией неразветвленных и разветвленных участков. Подобные магнитопроводы имеют различные интегрированные электромагнитные компоненты, совмещающие в себе несколько электромагнитных узлов, например, трансформатор и дроссель.

Встроенные средства SPICE-симуляторов, предназначенные для моделирования электромагнитных компонентов

Для моделирования электромагнитных компонентов во всех SPICE-симуляторах есть стандартные библиотечные модели. Например, в симуляторе LTspice/SwCAD III такими моделями являются:

  1. Модель линейной индуктивности.
  2. Модель нелинейной индуктивности.
  3. Модель магнитной связи.

Модель линейной индуктивности

Модель линейной индуктивности в LTspice/SwCAD III имеет вид, представленный на рис. 2. Здесь, кроме индуктивности (Inductance), учитывается масса паразитных параметров, таких как последовательное сопротивление обмотки Rser (Series Resistance), сопротивление потерь между выводами обмотки Rpar (Parallel Resistance) и межвитковая емкость Cpar (Parallel Capacitance). Настроить основные и паразитные параметры модели можно в окне настройки (рис. 3), которое вызывается щелчком правой кнопкой мышки по индуктивности L1 (или L2). Здесь индуктивность измеряется в генри, емкость в фарадах, а сопротивление в омах. Опция Show Phase Dot позволяет делать видимой и скрывать индикацию начала обмотки.

Указание паразитных параметров элементов позволяет получить более реалистичную картину моделирования. Некоторые паразитные параметры LTspice/SwCAD III определяет сам, если пользователь не указывает их конкретную величину. Например, по умолчанию, LTspice/SwCAD III считает, что Rser = 0,001 Ом.

Модель нелинейной индуктивност

В Spice-симуляторах для моделирования нелинейной индуктивности с ферромагнитным сердечником (далее по тексту индуктор) чаще всего используется модель Джилса-Атертона.

В LTspice/SwCAD III используется упрощенная гистерезисная модель магнитного сердечника, которую в 1991 году предложил Джон Чан [1]. Модель использует только основные параметры петли гистерезиса, перечисленные в таблице 1 и показанные на рис. 4.

Таблица 1. Основные параметры петли гистерезиса

Наряду с параметрами петли гистерезиса, при описании индуктора учитываются линейные размеры сердечника, а также количество витков катушки (табл. 2).

Таблица. 2. Линейные размеры сердечника

Допустим, нам нужно моделировать индуктивность с обмоткой из N = 21 витков, которая намотана на магнитопровод из феррита М3000НМС1, состоящий из четырех комплектов ПК40>18. Магнитопровод ПК40×18 имеет площадь сечения A = 2,2 см2 и среднюю длину магнитной силовой линии Lm ≈ 200 мм. В отличие от обычных ферритов, М3000НМС1 может использоваться в сравнительно сильных магнитных полях и имеет следующие параметры петли гистерезиса: Bs = 0,45 Тл (при Н = 800 А/м), Bm ≈ 0,33 Тл (при Н = 100 А/м и Т = 60 °С), Br = 0,1 Тл и Нс = 12 А/м. Если в магнитопроводе предусмотрен немагнитный зазор длиной Lg = 0,07 мм, то строка настройки модели будет выглядеть следующим образом:

Эту строчку нужно ввести в качестве параметра Inductance (H) в меню настройки индуктивности (рис. 3)

Способ задания индуктора, используемый в LTspice/SwCAD III, достаточно привлекателен, так как при описании сердечника использует доступные справочные данные, а также понятные и легко контролируемые параметры самого сердечника и катушки.

Сравнение результатов моделирования с практическими результатами показало высокую достоверность используемой модели, которая в некоторых случаях даже превосходит достоверность модели Джилса-Атертона.

Модель магнитной связи

Модель магнитной связи позволяет создавать идеальный трансформатор, используя модели нескольких линейных индуктивностей. На рис. 5 изображен стандартный способ задания идеального трансформатора.

В данном случае трансформатор имеет две обмотки — L1 и L2. Индуктивности этих обмоток имитируют соответствующие индуктивности намагничивания трансформатора. Для создания магнитной связи между обмотками трансформатора служит фиктивный компонент К, в качестве параметров которого указаны индуктивности, между которыми нужно осуществить связь, и соответствующий коэффициент связи, который может принимать значения от 0 до 1. Для реальных трансформаторов этот коэффициент связи обычно находится в диапазоне 0,9–0,999.

Проблемы корректного моделирования трансформатора с разветвленным магнитопроводом

Идеальный трансформатор позволяет моделировать трансформатор с неразветвленным магнитопроводом, работающим на линейном участке. Попытка таким же образом моделировать трансформатор с разветвленным магнитопроводом требует большой осторожности, так как может привести к серьезным ошибкам, одна из которых показана на рис. 6.

Согласно рис. 6, взаимная фазировка обмоток 3-обмоточного и трехстержневого трансформатора зависит от того, какая обмотка в данный момент подключена к источнику напряжения. Например, если источник напряжения подключен к обмотке N2 на среднем стержне (рис. 3а), то в рассматриваемый момент времени на выводе 1-N1 будет «–», а на выводе 2-N1 будет «+». Если источник напряжения подключить к обмотке N3 на крайнем стержне (рис. 3б), то фаза напряжения на выводах N1 будет сдвинута на 180°, то есть теперь на 1-N1 будет «+», а на 2-N1 будет «–». Если же этот трансформатор моделировать как неразветвленный, то ничего подобного происходить не будет. В этом случае взаимная фазировка обмоток будет сохраняться независимо от того, к какой из обмоток подключен источник напряжения.

Следовательно, для корректного моделирования электромагнитных компонентов с разветвленным или сложным магнитопроводом необходимо создавать специальные модели, способные имитировать их физическую структуру. Наиболее распространенным является метод создания модели, использующий модель магнитного сопротивления. Этот метод имеет преимущество благодаря простоте генерации модели. При этом между имитационной моделью и физическим компонентом сохраняется вполне очевидная взаимосвязь, что упрощает процесс создания модели, а также позволяет избежать многих ошибок.

Принцип подобия электрических и магнитных цепей

Процесс создания модели связан с трансляцией физической структуры магнитного компонента в электрическую схему. Подобное преобразование возможно благодаря принципу подобия, согласно которому к расчету магнитных цепей применимы все приемы расчета электрических цепей с нелинейными сопротивлениями [2]. В этом случае используются следующие аналогии между электрическими и магнитными величинами:

  1. Электродвижущая сила — ЭДС (V) и магнитодвижущая сила — МДС (F).
  2. Напряженность электрического поля (E) и напряженность магнитного поля (H).
  3. Электрический ток (I) имагнитный поток (Ф).
  4. Плотность электрического тока (J) и плотность магнитного потока (B).
  5. Электрическое сопротивление (R) и магнитное сопротивление (R).
  6. Проводимость (s) и проницаемость (μ).

Сравнение электрических и магнитных величин произведено в таблице 3.

Таблица 3. Сравнение между электрическими и магнитными параметрами цепей

Индуктивность магнитной цепи непосредственно связана с магнитным сопротивлением R и количеством витков в обмотке N:

Аналогично для взаимной индуктивности:

Воспользовавшись принципом подобия, создадим модель индуктора с неразветвленным магнитопроводом различного сечения и немагнитным зазором, общий вид которого изображен на рис. 7а. Обычно модель разрабатывается в следующей последовательности:

    1. Магнитопровод делится на части, включая немагнитный зазор, и каждой части присваивается соответствующее магнитное сопротивление (рис. 7б).
    1. Вычисляется магнитное сопротивление каждой части. Для участков магнитопровода:

Для немагнитного зазора:

    1. Присваивается магнитное напряжение источнику с ампервитками F = NI.
    2. Рисуем эквивалентную цепь, показанную на рис. 8.

Некоторые симуляторы, такие как SIMPLORER, используют именно этот принцип для моделирования сложных магнитных цепей. Для этого в библиотеке симулятора есть соответствующие элементы, такие как источник магнито-движущей силы (MMF), источник магнитного потока (FLUX), магниторезистор (RMAG), обмотка (ELTOMAG) и т. д. И все же, если вам понадобилось создать модель сложного трансформатора или дросселя, то можете пока не торопиться с покупкой и изучением достаточно дорогого и сложного симулятора. С таким же успехом подобное моделирование можно произвести и в понравившемся нам LTspice/SwCAD III. Для создания реалистичной модели разветвленного магнитопровода нам будет достаточно всего лишь его модели нелинейного индуктора.

Дуальность физических цепей

Под дуальностью или двойственностью обычно понимают аналогичность математического описания различных процессов, происходящих в различных физических цепях. В таблице 4 указаны типичные дуальные пары для электрических цепей.

Таблица 4. Дуальные пары

Модель неразветвленной магнитной цепи

Чтобы преобразовать модель магнитной цепи в соответствующую ей электрическую схему, необходимо проделать следующие шаги [3]:

    1. Исходя из структуры моделируемого электромагнитного устройства, начертить соответствующую схему магнитной цепи (рис. 7, 8).
    2. Используя двойственность, конвертировать модель сопротивлений (R) в модель проводимостей (P). В этом случае последовательные цепи превращаются в параллельные, магнитный поток превращается в магнитное напряжение, а источник магнитного напряжения превращается в источник тока (рис. 9а).
    1. Чтобы убрать витки из источника тока, умножим величины магнитных проводимостей на количество витков N (рис. 9б).
    2. Согласно закону Фарадея, в течение времени ? всякое изменение магнитного потока ΔФ, пронизывающего обмотку N, независимо от причины, вызвавшей изменение потока, наведет в обмотке напряжение V [4]:

Таким образом, магнитный поток имеет вольт-секундную зависимость, и его изменение зависит только от количества витков обмотки, намотанной поверх магнитопровода, и времени, в течение которого к этой обмотке приложено напряжение. Материал сердечника, а также его длина и сечение не оказывают какого-либо влияния на изменение потока. Если считать, что нас не ограничивают временные рамки и магнитный поток изменяется от 0, то без всякой потери точности вместо ΔФ можно использовать Ф и записать закон Фарадея в несколько упрощенной форме: V = N×Ф. Теперь, чтобы перейти к обмоточному напряжению, каждый элемент схемы и поток Ф умножим на количество витков обмотки N. В результате схема теперь будет представлена обмоточным напряжением и магнитными проводимостями в масштабе N² (рис. 9в).

  1. Из уравнения (1) мы знаем, что L = N²×P. Таким образом, все масштабированные проводимости можно заменить соответствующими индуктивностями (рис. 9г).

Таким образом, последовательную магнитную цепь, состоящую из k различных фрагментов, можно моделировать с помощью k отдельных индукторов, каждый из которых соответствует определенному фрагменту магнитной цепи, то есть имеет соответствующую длину, сечение и материал магнитопровода.

Подтвердим полученные выводы с помощью следующей цепочки логических рассуждений.

Так как цепь не разветвленная, то через нее протекает один и тот же поток Ф. Возникает вопрос, как создать одинаковый поток в магнитопроводах независимых индукторов? В решении этой задачи нам поможет тот же закон электромагнитной индукции (2), согласно которому мы можем получить равный поток в различных магнитопроводах, если намотаем на них обмотки с равным количеством витков и соединим эти обмотки параллельно.

Теперь, обеспечив равенство потоков, решим проблему корректного моделирования намагничивающего тока.

На каждом из участков различного сечения поток Ф вызывает различную индукцию:

В свою очередь, магнитная индукция Bk через кривую намагничивания конкретного фрагмента связана с напряженностью магнитного поля Hk внутри фрагмента магнитопровода. Зная напряженность магнитного поля и длину фрагмента, можно найти магнитное напряжение HkIk = Fk, которое прикладывается к каждому из фрагментов. Так как фрагменты магнитопровода включены последовательно, то общее магнитное напряжение будет равно сумме напряжений, требуемых для создания потока в каждом фрагменте:

Ввиду того, что токи намагничивания отдельных фрагментов суммируются, это позволяет моделировать их при помощи той же модели, которая моделирует равные потоки, и в которой отдельные фрагменты моделируются независимыми индукторами с одинаковыми обмотками, включенными параллельно (рис. 10):

Если на магнитопроводе намотано несколько обмоток, то для получения корректных напряжений можно использовать идеальные трансформаторы напряжения.

Моделирование разветвленной магнитной цепи

Чтобы преобразовать модель разветвленной магнитной цепи (рис. 11а) в соответствующую ей электрическую схему, необходимо проделать шаги, аналогичные проделанным ранее с неразветвленной магнитной цепью:

    1. Исходя из структуры моделируемого электромагнитного устройства, начертить соответствующую схему магнитной цепи (рис. 11б).
    2. Используя двойственность, конвертировать модель сопротивлений (R) в модель проводимостей (P). В этом случае последовательные цепи превращаются в параллельные, магнитный поток превращается в магнитное напряжение, а источник магнитного напряжения превращается в источник тока (рис. 12б).
  1. Чтобы убрать витки из источника тока, умножим величины магнитных проводимостей на количество витков N (рис. 12в).
  2. Чтобы перейти к обмоточному напряжению, каждый элемент схемы и поток Ф умножим на количество витков обмотки N. В результате схема теперь будет представлена обмоточными напряжениями и магнитными проводимостями в масштабе N² (рис. 12г).
  3. Из уравнения (1) мы знаем, что L = N²×P. Таким образом, все масштабированные проводимости можно заменить соответствующими индуктивностями (рис. 12д).

Как и в предыдущем случае, можно рассуждать несколько иначе. Представим себе некую магнитную цепь, состоящую из k (в данном случае k = 2) включенных параллельно фрагментов, имеющих различную длину и сечение (рис. 13).

Так как фрагменты магнитной цепи включены параллельно, то к каждому из них приложено одинаковое магнитное напряжение. Одинаковое магнитное напряжение на каждом фрагменте разветвленной магнитной цепи можно смоделировать, соединив k индукторов, имеющих обмотки с равными витками, последовательно. (Фрагменты реального магнитопровода, не имеющие обмотки, в модели все равно должны быть представлены указанным образом.) Так как при этом через обмотки протекает одинаковый ток I, то к сердечникам прикладывается одинаковое магнитное напряжение I×N.

Моделирование сложной магнитной цепи

Если параллельная магнитная цепь включена последовательно с другой, например, с последовательной цепью (рис. 14), то необходимо обеспечить равенство общего магнитного потока протекающего через них.

Для начала считаем, что Rн на рис. 14 имеет бесконечно большое сопротивление и никак не влияет на картину происходящего. В параллельной магнитной цепи общий поток является суммой потоков, протекающих по каждому параллельному фрагменту k:

Параллельная цепь моделируется последовательным включением k дросселей, имеющих одинаковые обмотки. В этом случае элементарные ЭДС Vk, наводящиеся в каждом дросселе, складываются. На основании закона электромагнитной индукции (2), определим суммарный поток для этого случая:

То есть, для обеспечения равенства потоков достаточно для всех дросселей модели указать одинаковое количество витков обмотки и модели отдельных магнитных ветвей включить параллельно. Кроме этого, если фрагмент магнитопровода равного сечения имеет немагнитный зазор, то для его имитации можно использовать один индуктор, что значительно упрощает процесс создания модели. В результате получаем модель (рис. 15).

Из модели (рис. 15) видно, что дроссель L3, по сути, моделирует поток рассеяния Ф3 между катушками ω1 и ω2. Поэтому, при подключении нагрузочного резистора Rн к обмотке ω2, напряжение на ней падает.

Выводы

Каждый фрагмент реального магнитопровода в модели можно представить элементарной нелинейной индуктивностью (индуктором), имеющей материал магнитопровода, его длину, немагнитный зазор и сечение, соответствующие моделируемому фрагменту. Согласно принципу двойственности, все параллельные ветви реального магнитопровода в модели представляются соответствующими индукторами, включенными последовательно, и наоборот. На все индукторы модели мотаются обмотки с одинаковым количеством витков, равным количеству витков одной из обмоток прототипа. При необходимости, для согласования модели с остальными элементами схемы, можно использовать дополнительные идеальные согласующие трансформаторы.

Адаптация модели для магнитных цепей, работающих с частичным или полным подмагничиванием

Все предыдущие рассуждения основаны на законе электромагнитной индукции и справедливы для случая, когда к обмоткам магнитного компонента приложено переменное напряжение. Если к обмотке приложено постоянное напряжение или ненулевая постоянная составляющая переменного, то распределение потока в его магнитных цепях определяется уже не законом электромагнитной индукции, а их магнитным сопротивлением и законом Ома для магнитных цепей. Что касается модели, то в ней распределение потоков определяется омическим сопротивлением обмоток индукторов. Следовательно, чтобы модель корректно отражала процессы, протекающие на постоянном токе в реальной магнитной цепи, достаточно последовательно с каждой обмоткой модели включить нелинейное сопротивление, обратно пропорциональное магнитному сопротивлению моделируемого фрагмента магнитной цепи. Так как эта часть модели работает на постоянном токе, то достаточно, чтобы нелинейное сопротивление отражало начальную кривую намагничивания (без гистерезиса).

Для снятия кривой намагничивания можно использовать тестовый узел (рис. 16). Для примера, проведем тестирование сердечника из феррита М3000НМС1. Сердечник имеет сечение А = 1 м², среднюю длину магнитной силовой линии Lm = 1 м и на него намотана обмотка в один виток.

Тестовый узел построен на двух источниках тока, G1 и G2, управляемых напряжением, которые используются для измерения и нормирования отображаемых параметров.

Известно, что скорость изменения индукции в сердечнике прямо пропорциональна приложенному напряжению V и обратно пропорциональна площади сечения A и виткам обмотки N:

Следовательно, подав напряжение V на вход интегратора, на его выходе мы получим сигнал, пропорциональный индукции в сердечнике. В нашем случае роль интегратора возложена на узел, состоящий из источнике G1 и конденсатора С2. Коэффициент передачи управляемого источника тока G1, обеспечивающий выходное напряжение интегратора, равное индукции, можно вычислить по формуле:

Вычисленное значение коэффициента передачи необходимо записать в строке Value меню настройки управляемого источника тока G1.

Коэффициент передачи управляемого источника тока G2, обеспечивающий выходной ток, равный напряженности в сердечнике нелинейного трансформатора, можно вычислить по формуле:

Вычисленное значение коэффициента передачи необходимо записать в строке Value меню настройки управляемого источника тока.

Для устранения постоянной составляющей на выходе интегратора конденсатор C2 зашунтирован высокоомным резистором R5. В настройках горизонтальной оси, в строчке Quantity Plotted, вместо параметра time впишем параметр I(G2). По вертикали выводим напряжение на выходе интегратора, кликнув по верхнему выводу конденсатора С2 (рис. 15). При этом ток I(G2) равен напряженности магнитного поля, а напряжение на конденсаторе C2 равно магнитной индукции в магнитопроводе. В процессе тестирования необходимо снять ряд предельных циклов перемагничивания сердечника для различных значений максимальной индукции, вплоть до индукции насыщения. Полученные данные записываются в таблицу 5.

Таблица 5. Начальная кривая намагничивания феррита М3000НМС1, полученная программой LTspice/SwCAD III

Для создания нелинейного сопротивления используем стандартный источник тока, управляемый напряжением. Для формирования требуемой вольтамперной характеристики (ВАХ) нелинейного сопротивления проще всего использовать табличную форму задания. Для примера ниже приведена строка настройки нелинейного резистора, имитирующего полученную кривую намагничивания магнитопровода из феррита М3000НМС1. В строке настройки указан ряд пар значений, первое значение пары указывает управляющее напряжение, пропорциональное индукции в сердечнике, а второе значение — соответствующую току источника тока, пропорциональному напряженности магнитного поля:

На рис. 17 показана результирующая ВАХ нелинейного резистора, снятая при помощи программы LTspice/SwCAD III.

Для более детальной аппроксимации достаточно лишь расширить таблицу дополнительными данными.

Так как размеры используемых магнитопроводов отличаются от тех, которые были приняты при тестировании, то перед установкой в модель каждый нелинейный резистор должен быть настроен в соответствии с параметрами моделируемого фрагмента магнитопровода и соответствующей нелинейной индуктивностью, последовательно с которой он будет включен. Величину управляющего напряжения V* для нового сечения А магнитопровода можно определить по формуле:

Соответствующую величину тока I* для магнитопровода, имеющего длину Lm, немагнитный зазор Lg и обмотку N, можно рассчитать по формуле:

Для правильного распределения магнитных потоков важны относительные значения нелинейных резисторов. При выборе абсолютных значений сопротивлений надо стремиться к тому, чтобы общее сопротивление для группового включения нелинейных резисторов примерно соответствовало активному сопротивлению соответствующей обмотки моделируемого электромагнитного компонента.

Согласование величин нелинейных сопротивлений с активным сопротивлением обмотки R возможно с помощью некоторого поправочного коэффициента K, на который перемножаются все скорректированные управляющие напряжения всех нелинейных сопротивлений модели. В свою очередь, выбор поправочного коэффициента вызывает определенные трудности, так как после пересчета нелинейных сопротивлений их координаты не совпадают. Для выбора поправочного коэффициента, например, можно определить общее сопротивление всех нелинейных резисторов Rнел в режиме без насыщения, и затем поделить на него сопротивление обмотки:

Процесс можно упростить, если в магнитопроводе имеется фрагмент с немагнитным зазором. В этом случае можно выбрать пару V*×I*, соответствующую фрагменту с зазором, которая находится на линейном участке кривой намагничивания. Далее рассчитывается поправочный коэффициент K = (R×I*)/V*, на который затем умножить все ранее рассчитанные величины V* всех нелинейных сопротивлений модели.

Падение напряжения на нелинейном резисторе пропорционально магнитному потоку, протекающему через соответствующий дроссель. Собственно, при постоянном токе о величине магнитного потока можно судить только по падению напряжения на этом резисторе. Поэтому иногда величину нелинейного резистора стоит выбирать из соображений удобства наблюдения магнитного потока.

Создание модели интегрированного магнитного компонента

Теперь, когда мы определились с принципами моделирования неразветвленных, разветвленных и сложных магнитных цепей, попробуем создать модель трансформатора с магнитопроводом, имеющим сложную структуру.

В настоящее время в источниках вторичного электропитания все чаще используются интегрированные электромагнитные компоненты, совмещающие в себе разделительный трансформатор и дроссель фильтра. Также известны удачные попытки моделирования подобных компонентов средствами SIMPLORER [5].

Для примера, создадим модель сложного электромагнитного компонента, изготовленного на ферритовом магнитопроводе E 42/21/20 (рис. 18а). Для удобства керны пронумерованы, крайним присвоены номера 1 и 2, а среднему — номер 3. Керн № 3 имеет немагнитный зазор длиной Lg = 0,0005 м. На кернах № 1 и 2 расположено по две обмотки, одна из которых имеет 20 витков, а другая — 6 витков (рис. 18б). Обмотки Iа и Iб имеют сопротивление по 0,02 Ом.

Ранее мы уже моделировали подобную структуру магнитопровода. На рис. 15 изображена соответствующая схема для переменного тока. На рис. 19 изображена схема модели переменного тока для рассматриваемого примера. Здесь индуктивности L1, L2, L3 соответственно имитируют участки 1, 2, 3 магнитной цепи, изображенной на рис. 18б. Кроме этого, для гальванической развязки обмоток и получения требуемых намоточных данных в модели использовано два идеальных трансформатора К1 и К2.

Так как часть интегрированного компонента используется в качестве дросселя постоянного тока, то необходимо дополнить модель соответствующими нелинейными сопротивлениями, которые сделают ее более реалистичной и достоверной.

Ранее мы определили таблицу настройки нелинейного сопротивления для случая, когда магнитопровод имеет длину 1 м, сечение 1 м2 и на него намотана обмотка в 1 виток:

Скорректируем таблицы нелинейных резисторов с помощью формул (3) и (4). Для кернов 1 и 2:

Для керна 3:

При подгонке величины нелинейных сопротивлений использовался поправочный коэффициент K = 200. Полная модель интегрированного электромагнитного компонента изображена на рис. 20. Отображение таблиц нелинейных сопротивлений G1, G2, G3 отключено с тем, чтобы не загромождать схему лишней информацией.

Как уже говорилось ранее, для контроля индукции в определенном участке магнитопровода удобно контролировать падение напряжения на соответствующем нелинейном резисторе. Крайние значения напряжения управления в настроечных таблицах соответствуют максимальной учтенной индукции в сердечнике. Например, для G1 и G2 падение напряжения, равное 0,011625 В, будет соответствовать индукции 0,465 Тл. Следовательно, чтобы наблюдать сигнал, пропорциональный индукции, достаточно умножить соответствующий график на 0,465/0,011625 = 40. Соответственно, для G3 максимальное падение напряжения 0,022692, а коэффициент пересчета графика 0,465/0,022692 = 20,5.

Теперь, когда модель интегрированного электромагнитного компонента готова, осталось ее проверить. Для этого создадим простейшую тестовую схему (рис. 21). Напряжение возбуждения для интегрированного компонента формируется с помощью источников V1 и V2. Далее это напряжение трансформируется, выпрямляется при помощи диодов D1 и D2, сглаживается и поступает в нагрузку R1. На рис. 21а изображены графики напряжения возбуждения интегрированного компонента V(n001) и тока в резисторе нагрузки I(R1). На рис. 21б изображены графики индукции (мТл) в крайних (B1 и B2) и среднем (B3) кернах интегрированного компонента.

Литература
  1. IEEE Transactions On Computer-Aided Design, Vol. 10. No. 4, April 1991 (ссылка из HELP-файла программы LTspice/SwCAD III).
  2. Бессонов Л. А. Теоретические основы электротехники. Изд. 6-е, перераб. и доп. М.: Высшая школа, 1973.
  3. Sandler S. M. SMPS Simulation with Spice 3.
  4. Миловзоров В. П. Электромагнитная техника. М.: Высшая школа, 1966.
  5. Njiende H.,Wetzel H., Froehleke N., Cronje W. A. Models of integrated magnetic components for simulation based design of SMPS with SIMPLORER. http://wwwlea.uni-paderborn.de/fileadmin/Elektrotechnik/AG-LEA/forschung/veroeffentlichungen/2003/03epe-njiende-wetzel-froehleke-cronje.pdf .

Создаем модель нового компонента / LTspice / Сообщество разработчиков электроники

Часть1. Новый компонент как часть иерархической схемы
По мере освоения LТspice и усложнения моделируемых схем нередко возникает необходимость представить уже отработанные узлы в виде нового компонента. LTspice дает такую возможность через создание символа компонента и Spice-файла к нему. Однако сам процесс преобразования схемной модели в символ в Help и в его русскоязычных переводах описан весьма скудно и даже малопонятно. Немудрено, что у начинающих возникает вопрос – “куда же лошадь запрягать?” Надеюсь, что это сообщение окажется неплохим дополнением ко второму видеоуроку по LTspice и будет полезным для изучающих этот симулятор самостоятельно.

1.1 О модели идеального трансформатора
Итак, давайте посмотрим, как создается новый компонент на примере создания символа идеального трехобмоточного трансформатора. Хочу сразу пояснить, почему для примера выбран именно идеальный трехобмоточный трансформатор. Дело в том, что в штатной папке sym, из которой производится вызов компонентов для включения в моделируемую схему, этот примитив (символ) отсутствует. Help LTspice в случае такой необходимости предлагает воспользоваться моделью линейного (неидеального) трансформатора в виде набора взаимно связанных индуктивностей с коэффициентом связи единица. Справедливости ради надо отметить, что в папке «Educational» из каталога «examples» можно найти файл IdealTransformer.asc, в котором представлена модель двухобмоточного идеального трансформатора с использованием 4-х источников тока, управляемых напряжением, (ИТУН или G в Spice-терминологии). Но модель эта выглядит достаточно громоздкой и, кроме того, не доведена до уровня символа.

В то же время известны более компактные Spice-модели идеальных трансформаторов, одна из которых описана в статье L.G. Meares и Charles E. Hymowitz «SPICE Models For Power Electronics» (Spice-модели для силовой электроники)
www.intusoft.com/articles/satcore.pdf
Перепев этой модели, доведенный до уровня символ, под тем же названием, что и у авторов статьи, но с небольшими непринципиальными изменениями можно найти в громадном архиве LTspiceIV.zip, упоминавшемся в видеоуроке bsvi (файлы XFMR1.asy и XFMR2.asy, SUBCKT к ним в файле Sborka.lib).Именно эту модель возьмем в качестве прототипа для наших дальнейших изысков. Но при этом учтем одно интересное замечание из Help LtspiceIV:
«It is better to use a G source shunted with a resistance to approximate an E source than to use an E source. A voltage controlled current source shunted with a resistance will compute faster and cause fewer convergence problems than a voltage controlled voltage source. Also, the resultant nonzero output impedance is more representative of a practical circuit.»
В переводе это звучит так:
«Лучше использовать G-источник (ИТУН), шунтированный сопротивлением, чтобы аппроксимировать Е-источник (ИНУН — источник напряжения, управляемый напряжением), чем использовать просто Е-источник. Источник тока, управляемый напряжением, шунтированный сопротивлением, считается быстрее и вызывает меньше проблем со сходимостью, чем источник напряжения, управляемый напряжением. Кроме того, получаемые результаты благодаря ненулевому импедансу в большей степени репрезентативны по отношению к реальным цепям».
Обратимся теперь к базовой модели идеального двухобмоточного трансформатора из статьи L.G. Meares и Charles E. Hymowitz,

Рис.1 Модель идеального трансформатора, предложенная Кристофером Бассо
Мы видим, что входное напряжение первичной обмотки (порты 1 и 2) в качестве управляющего поступает на источник напряжения Е. Его выходное напряжение через источник напряжения с нулевым выходом VM поступает на порты 3, 4 и используется как напряжение вторичной обмотки. Источник VM используется как датчик тока для источника тока F, управляемого током. Напряжение, получаемое на резисторе RP от протекания тока источника F, воспроизводит ЕДС самоиндукции первичной обмотки. Резистор RS создает ненулевое выходное сопротивление цепи вторичной обмотки. Оба этих резистора RP и RS служат для устранения сингулярности матрицы, описывающей схему. Коэффициент трансформации задается параметром Ratio, равным отношению числа витков вторичной обмотки к числу витков первичной. Листинг модели (Netlist в терминах LTspice) показан в левой части рисунка. Заметим, что входное напряжение может подаваться на любую пару портов, относящихся к одной обмотке. По этой причине, что считать первичной обмоткой, а что вторичной, не имеет принципиального значения. Важно лишь правильно задавать параметр Ratio. Модели многообмоточных трансформаторов создаются путем параллельного включения первичных обмоток нескольких двухобмоточных трансформаторов. Пример построения трехобмоточного трансформатора показан на следующем рис.2:

Рис. 2 Трехобмоточный идеальный трансформатор по модели К. Бассо

1.2 Варианты реализации символа нового компонента
В LTspice заложена возможность представить в виде символа некий функционально законченный узел в общей схеме сложного радиоэлектронного устройства в трех ипостасях:

1) Как низкоуровневую часть иерархической схемы более высокого уровня.
В обычной инженерной практике такое иерархическое дробление сложного устройства на блоки, субблоки, модули и пр. встречается сплошь и рядом.
2) Как примитив с наперед заданными и неизменяемыми свойствами.
В этом смысле созданный символ подобен полупроводниковому прибору или микросхеме.
Никаких изменений в таком примитиве (символе) непосредственно из моделируемой схемы более высокого уровня произвести нельзя. Такое представление имеет смысл в случае многократного повторения данного узла в общей схеме и полной уверенности в отсутствии необходимости каких-либо подстроек.

3) Как примитив (символ) с возможным изменением отдельных параметров непосредственно из моделируемой схемы.

Рассмотрим вначале, как создается модель нашего идеального трехобмоточного трансформатора в случае его использования в качестве элемента схемы более высокого уровня, то есть при иерархическом построении моделируемой схемы. Нашу модель мы будем строить из штатных примитивов LTspice.

1.3 Электрическая схема нового компонента
Разработка модели начинается с электрической схемы функционального узла. Для начала определимся с размещением наших наработок в программе LTspice. Создадим в каталоге LTspiceIV новую папку. Назовем ее My Projects. На мониторе компьютера это выглядит примерно так:

В этой папке будем хранить наши рабочие файлы.
Открываем окно New Schematic (новая схема) в LTspice и рисуем схему нашей модели

Рис. 3 Электрическая схема модели идеального трехобмоточного трансформатора
Сохраним ее в папке My Proects под именем Ideal_Trans3.asc.
1.4 Редактирование компонентов электрической схемы

Приведенная схема требует некоторых пояснений и дополнительной работы. Во первых требуется отредактировать атрибуты компонентов. Для этого наводим курсор на компонент, подлежащий редактированию. Далее щелчком правой кнопки мыши открываем диалог «Component Attribute Editor». В нашем случае требуется отредактировать атрибуты компонентов F1, G1, V1, F2, G2, V2. Кроме того должны быть указаны величины сопротивления резисторов R1, R2, R3, что делается с помощью специализированного редактора резисторов. В качестве средства задания значения атрибутов компонентов схемы также используется Spice-директива
.Params Ratio1=*** Ratio2=***.
Могут быть заданы любые положительные значения Ratio. Индекс 1 относится к верхнему выходу, имеющему порты «c» и «d», индекс 2 — к нижнему с портами «е» и «f».
Во вторых следует учитывать некоторые особенности программы LTspice. Так, для ИТУТ F в атрибуте Value должно присутствовать ключевое слово Gain. При использовании символа двунаправленного порта bi-direct следует помнить, что этот шестиугольный символ имеет только один активный угол, дающий электрическое соединение. Именно к нему должен подводиться проводник от внешнего компонента, используемого, например, при тестировании схемы функционально законченного узла. Аналогичным образом следует поступать с проводниками, идущими из самого функционального узла. Выводы схемы, предполагаемой для преобразования в символ, более различимы, если им присваивать буквенные обозначения. Как выглядят результаты редактирования атрибутов создаваемого символа можно видеть на следующих рисунках:

Рис. 4 Параметры компонентов модели идеального трехобмоточного трансформатора
Обратите внимание, что в значениях атрибута Value источников G1 и G2 фигурирует коэффициент 1е6. Это масштабный множитель, который вводится для учета величины сопротивления шунтирующих резисторов R1 и R2 равного 1 мкОм.
1.5 Тестирование электрической схемы нового компонента
Создав схему будущего символа, протестируем ее. Для этого дорисовываем в поле рабочего чертежа источник тестового сигнала, элементы, имитирующие нагрузку, необходимые связи и запускаем анализ переходных процессов Tran. О правильности созданной модели трехобмоточного трансформатора судим по отображению входных и выходных сигналов в окне анализа переходных процессов. Пример схемы тестирования модели и получаемые результаты теста показаны на следующем рисунке:

Рис. 5 Схема тестирования модели идеального трехобмоточного трансформатора и результаты теста
1.6 Создание библиотечного файла модели нового компонента
Убедившись в работоспособности модели, создаем ее библиотечный файл. Для этого удаляем из файла Ideal_Trans3.asc все дополнительные элементы, введенные для тестирования. Далее командной линией View->SPICE Netlist открываем содержимое списка соединений, т.е. Netlist. Нажатием на правую кнопку и перемещением курсора выделяем весь текст. При повторном нажатии на правую кнопку получаем предложение отредактировать выделение как самостоятельный листинг (Independent Netlist) или сгенерировать расходный листинг (Generate Expended Listing).

Рис. 6 Выделение Netlist для преобразования в файл Ideal_Trans3.cir
Выбираем первое и после нажатия на правую кнопку мыши открывается окно «Save as» с предложением сохранить текстовку как файл с расширением .cir в нашей папке «My projects». Нажимаем «Сохранить» и получаем файл Ideal_Trans3.cir. Однако этот файл еще не пригоден для непосредственного использования и требует дополнительного редактирования. Для этого открываем его в программе LTspice, делаем выделение и копируем в «Блокнот». Удаляем первую строку и вместо нее вставляем:
.subckt Ideal_Trans3 a b c d e f
Удаляем предпоследнюю строку. Последнюю строку записываем так:
.ends Ideal_Trans3
После этого сохраняем файл как библиотечный под именем Ideal_Trans3.lib в папке «My Projects». На этом работа с листингом заканчивается.
1.7 Создание условного графического изображения символа

Далее приступаем к созданию графического изображения символа идеального трехобмоточного трансформатора. Тут возможны два варианта действий:
1) Использовать саму программу LTspice для генерации символа. Работает линия команд
«Hierarhy -> Open this Sheet’s Symbol» (то есть «Иерархия -> Открыть символ этой страницы») и так как символа еще нет, то последует предложение автоматически сгенерировать его. Согласившись, получим весьма неинтересный символ в виде продолговатого прямоугольника с шестью контактами. Его можно немного скорректировать для приведения к более удобному виду.

2) Самостоятельно нарисовать мнемонически более содержательный образ нового компонента, отвечающий привычному его изображению.

Пойдем по второму варианту. Открываем окно создания нового символа с помощью линии команд «File -> New Symbol». Далее используя меню «Draw», рисуем устраивающий нас символ. Ниже показан пример заготовки для создания символа идеального трехобмоточного трансформатора:

Рис. 7 Заготовка символа идеального трехобмоточного трансформатора
На рисунке мы видим некое подобие условного обозначения трансформатора, обрамляющий его прямоугольник, значки выводных контактов, а также множество красных кружочков. Это так называемые анкерные точки для создания дуг окружностей, изображающих обмотки, а также для привязки прямых линий и условных знаков из доступного алфавита. Наиболее трудоемким является рисование дуг. Ниже показан порядок нанесения анкерных точек для дуг, обращенных выпуклостью вверх или вниз,:

Рис. 8 Последовательность установки анкерных точек при рисовании дуг
При нанесении дуг для получения качественного рисунка необходимо следить за координатами анкерных точек, которые отображаются в нижнем левом углу поля чертежа. Все координаты должны иметь значение, кратное 8. Закончив работу по созданию заготовки символа, помещаем его под именем Ideal_Trans3.asy во вновь создаваемую папку «Trans», которая должна быть размещена в каталоге «sym» программы LTspice. Это даст нам возможность вызывать создаваемую модель в разрабатываемую схему через нажатие на кнопку «Component» точно также как и для прочих компонентов.

Power Electronics • Просмотр темы

Здравствуйте любители LTspice.
На сайте ltwiki.org есть моя упакованная папка LTspiceIV.zip.
Она содержит много моделей с символами и очень много примеров.
Всего 33MEG.
Фактически она содержит коллекцию моделей
для LTspice руского сегмента пользователей и зарубежного сегмента,
а так же мою личную библиотеку.
В русском сегменте пользователей широко используется коллекция EXTRA.
Я дополнил её дополнительными моделями с символами. В частности в папке
….LTC\LTspiceIV\lib\sym\EXTRA\ST\DIAC\ есть символ Diac_ST.
В этом случае я применил «оптовое» определение символа. Используется один
символ для нескольких компонентов. Достаточно поставить символ на схему и
щёлкнуть два раза по Diac в строке SpiceModel.Появится указатель с права.
Необходимо нажать на него и появится список компонентов. Я этот приём
использовал несколько раз. Например для операционных усилителей разных фирм,
для диодных мостов, трансилов и варисторов.
Ссылка для скачивания: http://ltwiki.org/files/LTspiceIV.zip
Можно использовать этот файл как коллекцию моделей.
А можно присоединить её к своему LTspice. В этом случае получится готовая система моделирования, содержащая большой набор моделей с символами.
Для начинающих и не только будет полезна коллекция примеров.

Для присоединения необходимо сначала открыть папку C:\Program Files\LTC\
или аналогичную на вашем компьюторе.
Затем распаковать в неё файл LTspiceIV.zip.При этом Имеющаяся на вашем компьютере папка LTspiceIV допишется.

Успехов.
Бордодынов Александр.

Александр собрал в этот архив практически все библиотеки, которые можно найти в инете. Большая благодарность ему за проделанную работу.

Правда подборка сыровата и имеет избыточный размер, т.к. многие модели в ней дублируются. Например, поверхностный осмотр выявил аналогичный набор «оптовых» моделей динисторов, тиристоров, трансилов, которые уже присутствуют в библиотеке

. Кроме этого, библиотека

-а в этой подборке устаревшая. На сайте

.

Моделирование индуктивностей с порошковыми сердечниками при помощи симулятора LTspice

Порошковые сердечники состоят из мелких зерен ферромагнитного материала на основе железа или никеля, скрепленных между собой с помощью специального связующего диэлектрика, обеспечивающего электрическую изоляцию между отдельными зернами. По этой причине подобные магнитные материалы еще называют магнитодиэлектриками. Немагнитные промежутки между отдельными зернами в сумме формируют значительный распределенный немагнитный зазор, уменьшающий магнитную проницаемость сердечника. В свою очередь, значение магнитной проницаемости порошкового сердечника зависит от удельного содержания ферромагнитного порошка и увеличивается при его возрастании.

Наличие распределенного зазора внутри порошковых сердечников позволяет использовать их в условиях сильного одностороннего или двухстороннего намагничивания. Например, подобные условия возникают в сердечниках сглаживающих дросселей выпрямителей и корректоров коэффициента мощности (ККМ), в сердечниках дросселей переменного тока, в сердечниках трансформаторов различных однотактных преобразователей и т. п. Распределенный немагнитный зазор порошковых сердечников дает им определенные преимущества перед классическими магнитными с сосредоточенными зазорами: в последних магнитное поле выходит за пределы сечения сердечника («выпучивается»), что приводит к уменьшению эффективной длины зазора, а также к увеличению уровня внешних полей электромагнитного узла. Поэтому, при прочих равных условиях, электромагнитные изделия на порошковых сердечниках более технологичны, а также имеют меньшие габариты и менее интенсивные внешние поля рассеяния.

В настоящее время многие отечественные и зарубежные производители выпускают сердечники из различных порошковых материалов. Причем некоторые аналогичные типы магнитных материалов различаются по названиям. Например, Sendust («сендаст»), альсифер и Kool Mμ — это один и тот же магнитный материал. То же касается MPP, Mo-пермаллоя и прессперма.

Конечно, производители обеспечивают потенци-альных потребителей разнообразными справочными данными, методиками расчета, а также простейшими компьютерными программами. Однако современному разработчику, владеющему программами моделирования электронных схем, мало произвести конструктивный расчет того или иного электромагнитного узла, нужна корректная модель этого узла, которую можно вставить в модель разрабатываемого электронного устройства.

В данной статье рассматриваются возможности симулятора LTspice, позволяющего моделировать нелинейную индуктивность двумя способами.

Первый способ задания нелинейной индуктивности использует аналитическую зависимость (аналитическая модель):

Ψ = L*I.

Данная зависимость устанавливает связь между потокосцеплением ψ, индуктивностью L и током I, протекающим через катушку индуктивности. В свою очередь, потокосцепление равно произведению магнитного потока Ф на количество витков N катушки индуктивности, сцепленных с этим потоком:

Ψ = φ·Ν.

Для задания индуктивности в поле Inductance окна настройки нужно ввести выражение, связывающее потокосцепление, обозначаемое ключевым словом Flux, и тока, для обозначения которого используется символ х. В следующем примере описанным способом создается линейная индуктивность величиной 1 Гн:

L1. N001. 0. Flux = x.

Рассматриваемый способ может оказаться полезным, если известны зависимости, связывающие магнитную индукцию B с напряженностью магнитного поля H. Подобные зависимости, например, можно обнаружить в справочной документации компании Magnetics [1], производящей ферритовые и порошковые магнитные сердечники. Техническая информация на порошковые магнитные материалы приводится в документации [2]. Здесь же можно найти аналитическое выражение, описывающее кривую намагничивания материала в области положительной индукции и напряженности магнитного поля:

В оригинальной документации используются единицы измерения системы СГС. При этом индукция измеряется в кГс (10 кГс = 1 Тл), а напряженность магнитного поля — в эрстедах (1 А/м = 4π·103 = 0,012566 Э). Использование непривычной системы измерения приносит определенные неудобства, и, чтобы их избежать, пересчитаем все коэффициента: в систему СИ (табл. 1).

Таблица 1. Коэффициенты аналитической зависимости индукции от напряженности для порошковых материалов производства компании Magnetics

a b c d E x μ Тип материала
-23,74 0,208 1,46·10-4 0,778 4,99·10-5 2 14

MPP

0,2112 3,49·10-4 -3,59·10-9 1,11·10-4 -1,23·10-‘ 2 26
0,2576 7,41·10-4 1,91·10-8 2,48·10-4 7,55·10-‘ 2 60
0,0642 -6,27·10-4 3,25·10-6 9,90·10-5 5,37·10-8 0,5 125
0,0653 -7,30·10-4 4,52·10-6 1,58·10-4 7,18·10-8 0,5 147
0,0545 -7,72·10-4 6,51·10-6 6,87·10-5 1,02·10-7 0,5 173
0,0447 -5,58·10-4 5,21·10-6 1,00·10-4 8,16·10-8 0,5 160
0,1001 -0,00145 9,13·10-6 6,06·10-5 1,43·10-7 0,5 200
0,094 -0,00154 1,99·10-5 2,40·10-4 3,07·10-7 0,5 300
0,073 -0,00151 6,48·10-5 6,37·10-4 9,93·10-7 0,5 550
-0,188 2,75·10-4 1,15·10-7 5,29·10-4 3,47·10-8 2 14

High Flux

-0,1286 5,18·10-4 1,18·10-7 5,32·10-4 3,41·10-8 2 26
-0,536 0,00384 3,84·10-6 0,00694 1,02·10-6 2 60
0,0532 -6,81·10-4 3,51·10-6 1,05·10-4 1,69·10-8 0,5 125
0,0774 9,75·10-4 4,26·10-6 1,97·10-5 2,22·10-8 0,5 147
0,0267 -5,32·10-4 4,71·10-6 2,22·10-5 2,46·10-8 0,5 160
0,005868 9,36·10-5 9,01·10-8 -3,68·10-6 8,75·10-‘ 0,5 26

Kool Mμ

0,00887 5,59·10-5 2,70·10-7 2,93·10-6 2,57·10 0,5 40
0,01658 2,30·10-5 7,30·10-7 5,91·10-5 6,05·10-‘ 0,5 60
0,01433 9,72·10-5 1,32·10-6 7,25·10-5 1,13·10-8 0,5 75
0,0566 -1,22·10-4 1,97·10-6 7,28·10-5 1,70·10-8 0,5 90
0,007808 5,09·10-4 2,59·10-6 3,92·10-5 2,28·10-8 0,5 125
-0,536 0,00415 3,84·10-6 0,00741 8,84·10-7 2 60 Xflux

При этом формулу нам также придется немного изменить:

На рис. 1-4 изображены кривые намагничивания, представленные в единицах СИ.

Рис. 1. Кривые намагничивания для порошковых сердечников на основе MPP

Рис. 2. Кривые намагничивания для порошковых сердечников на основе High Flux

Рис. 3. Кривые намагничивания для порошковых сердечников на основе Kool Mm

Рис. 4. Кривые намагничивания для порошковых сердечников на основе Xflux

На рис. 5 приведен пример моделирования нелинейного дросселя, намотанного на тороидальном сердечнике 55122 из Mo-пермаллоя (MPP) с проницаемостью 26. Сердечник имеет среднюю длину магнитной силовой линии L = 31,2 мм и сечение S = 0,192 см2. На сердечник намотана обмотка N = 90 витка.

Рис. 5. Задание нелинейной индуктивности с помощью выражения

Для ввода коэффициентов аналитической зависимости и параметров сердечника используем директиву .PARAM:

.param a=211.2m b=349u c=-3.59n d=111u e=-1.23n x=2 n=90 l=41.1m s=19.2u

Индуктивность нелинейного дросселя задается выражением:

Flux=0.1*{n}*{s}*(({a}+{b}*{n}*x/{l}+{c}*({n}*x/ ll})**2)/(1+{d}*{n}*x/{l}+{e}*({n}*x/{l})**2))**{x}

Результирующее текстовое описание схемы примера должно выглядеть следующим образом:

* C:Program FilesLTCLTspicelVris_5.asc 11 0 N001 PULSE(0 10 0 10m 10m 0 20m) L1N0010

Flux=0.1*{n}*{s}*(({a}+{b}*{n}*x/{l}+{c}*({n}*x/

ll})**2)/(1+{d}*{n}*x/{l}+{e}*({n}*x/{l})**2))**{x}

.param a=44.7m b=-558u c=5.21u d=100u e=81.6n

x=0.5 n=33 l=31.2m s=11.4u

.tran 10m

.backanno

.end

Целью моделирования является исследование зависимости индуктивности нелинейного дросселя от тока, протекающего через его обмотку. Для этого от источника тока ll через обмотку дросселя пропускается ток, линейно нарастающий со скоростью dl/dt = 1000 А/с. В этом случае напряжение на дросселе будет определяться зависимостью V = Lx(dI/dt). Чтобы величина этого напряжения численно равнялась текущей индуктивности, его необходимо уменьшить в 1000 раз.

По результатам моделирования (рис. 5) видно, что индуктивность дросселя минимальна в области малых токов, затем резко возрастает до максимального значения 122,8 мкГн при токе 1,5 А и далее плавно снижается по мере нарастания тока. При токе 3,5 A дроссель имеет индуктивность 100 мкГн.

Данная модель позволяет оценить индуктивность дросселя при различных уровнях подмаг-ничивания его сердечника. Однако она не способна имитировать потери, связанные с пере-магничиванием сердечника, и поэтому плохо подходит для полноценного моделирования.

Второй способ позволяет использовать упрощенную гистерезисную модель магнитного сердечника, которую впервые предложили Джон Чан и др. [3]. Модель использует только основные параметры петли гистерезиса, перечисленные в табл. 2.

Таблица 2. Основные параметры петли гистерезиса

Параметр Описание
H» А/м Коэрцитивная сила
Br, Тл Остаточная индукция
B» Тл Индукция насыщения

Восходящий и нисходящий участки петли гистерезиса моделируются при помощи следующих выражений: • для восходящего участка

• для нисходящего участка

где μ0 = 4π· 10-7 Гн/м — магнитная проницаемость вакуума.

Начальная кривая намагничивания моделируется выражением: B(H) = (Bup(H)+Bdn(H))/2.

Наряду с параметрами петли гистерезиса при описании нелинейной индуктивности учитываются линейные размеры сердечника, а также количество витков катушки (табл. 3).

Таблица 3. Основные параметры сердечника и катушки

Параметр Описание
Lm, м Средняя длина магнитной линии (исключая немагнитный зазор)
Lg, м Длина немагнитного зазора
A, м2 Сечение сердечника
N Количество витков

По сравнению с аналитической, гистере-зисная модель больше подходит для моделирования порошковых сердечников, так как имитирует предельные и частные циклы пере-магничивания магнитного материала [4]. Это позволяет определять потери перемагничива-ния в процессе моделирования.

Настройка гистерезисной модели индуктивности с порошковым сердечником

Допустим, нам нужно промоделировать процессы, происходящие в дросселе ККМ, работающего на частоте 100 кГц. Дроссель намотан на кольцевом порошковом сердечнике № 58254 из материала High Flux с начальной магнитной проницаемостью μ = 125. Такие сердечники производятся компанией Magnetics [1]. Обмотка дросселя содержит 1000 витков.

Для настройки гистерезисной модели дросселя с порошковым сердечником необходимо собрать тестовую модель (рис. 6).

Рис. 6. Тестовая модель испытания нелинейной индуктивности

Согласно данным производителя, сердечник № 58254 имеет следующие конструктивные параметры:

  • габариты 40,8·23,3· 15,3 мм;
  • cечение А = 107,2 мм2 = 0,0001072 м2;
  • cредняя длина магнитной линии Lm = 9,84 см = = 0,0984 м;
  • объем Vc = 10,5 см3 = 0,0000105 м3.

Длину немагнитного зазора можно вычислить, исходя из начальной проницаемости μ магнитного материала, которая показывает, во сколько раз проницаемость сердечника выше проницаемости вакуума. Следовательно, длину зазора можно вычислить по формуле:

Lg=Lm/μ.

Относительная длина немагнитного зазора обратно пропорциональна проницаемости сердечника:

Lg/Lm = 1/т

Вычисленные по этой формуле значения относительной длины зазора для различных значений проницаемости приведены в табл. 4

Таблица 4. Относительная длина немагнитного зазора для порошковых сердечников

μ 14 26 40 60 75 90 125 147 160 173 200 300 550
Lg/Lm 0,0714 0,0385 0,025 0,0167 0,0133 0,0111 0,008 0,0068 0,0062 0,0058 0,005 0,0033 0,0018

Чтобы не отвлекать себя вычислениями в процессе работы, доверим всю рутинную работу симулятору LTspice. Для этого исходные данные необходимо ввести с помощью директивы .PARAM:

.param b=1.3357 f=100k Lm=0.0984 A=0.0001072 N=1000,

где b — определяет желаемую максимальную индукцию в сердечнике, Тл; f— рабочая частота, Гц; Lm — средняя длина магнитной линии сердечника, м; А — сечение сердечника, м2; N — количество витков в обмотке нелинейной индуктивности.

Тестовая модель построена на источнике тока, управляемого напряжением (ИТУН), Gl, и на источнике напряжения, управляемого током (ИНУТ), Н1, который в качестве датчика тока использует независимый источник напряжения V2. Эти управляемые источники используются для измерения и нормирования отображаемых параметров.

Известно, что скорость изменения индукции в сердечнике прямо пропорциональна приложенному напряжению U и обратно пропорциональна площади сечения А и виткам обмотки N:

dB/dt = υ/(α·Ν).

Следовательно, подав напряжение U на вход интегратора, на его выходе мы получим сигнал, пропорциональный индукции в сердечнике. В нашем случае роль интегратора возложена на узел, состоящий из источника G1 и конденсатора С1. Коэффициент передачи ИТУН G1, обеспечивающий выходное напряжение интегратора, равное индукции, можно вычислить по формуле:

KG1 = Cl/(α·N).

Коэффициент передачи ИНУТ h2, обеспечивающий выходное напряжение, равное напряженности в сердечнике нелинейного трансформатора, можно вычислить по формуле:

Кh2 = N/Lm.

Для расчета коэффициентов используем данные, введенные при помощи директивы .PARAM. В качестве коэффициента передачи ИТУН Gl введем выражение «{1μ/(α*N)}», которое вписывается в строку Value на панели Component Attribute Editor. Эта панель вызывается правым щелчком мыши по символу ИТУН G1 (рис. 7).

Рис. 7. Панель настройки ИТУН G1

В качестве коэффициента передачи ИНУТ h2 аналогичным образом вводится выражение «{N/Lm}».

Далее настроим независимый источник напряжения V1. Для этого, щелкнув по его символу правой кнопкой мыши, вызовем окно настройки источника Voltage Source. В результате щелчка левой кнопкой мыши по кнопке Advanced появится окно Independent Voltage Source для расширенной настройки независимого источника напряжения V1. В области Functions этого окна выберем функцию источника импульсного напряжения (рис. 8). Заполним настроечные поля источника напряжения в соответствии с табл. 5.

Рис. 8. Настройка независимого источника напряжения V1

Таблица 5. Настройка источника импульсного напряжения

Настроечное поле Содержимое
Vinitial[V] {b*A*N*f/0.25)
Von[V] {-b*A*N*f/0.25)
Tdelay[s] {0.25/f)
Trise[s] {0.5m/f)
Tfall[s] {0.5m/f)
Ton[s] {(0.5-0.5m)/f)
Tperiod[s] {1/f)

Цикл работы источника импульсного напряжения предусматривает начальное намагничивание сердечника нелинейной индуктивности и формирование замкнутой петли гистерезиса. Директива .tran 0 {1.25/f} {0.25/f} {0.5m/f} автоматически обеспечит отображение замкнутой петли гистерезиса.

Далее вызовем окно настройки нелинейной индуктивности L1, щелкнув правой кнопкой мыши по ее символу (рис. 9). После этого в поле Inductance[H] введем строку:

nc=1000 Bs=1.35 Br=0.5 A={A} Lm={Lm} Lg={Lm/125} N={N}

Рис. 9. Настройка нелинейной индуктивности L1

Параметры модели Hc, Bs и Br установлены ориентировочно и будут уточняться в процессе настройки.

Перед тем как приступить к подбору параметров перемагничивания, необходимо определить ожидаемые потери в сердечнике нелинейной индуктивности.

Производитель в справочной документации приводит формулы, позволяющие определить ожидаемые удельные потери PL. Большим неудобством является то, что в этих формулах также используются единицы СГС. Кроме того, в процессе определения потерь для различных материалов было замечено несоответствие между графиками потерь и формулами, приводимыми в документации Magnetics [2]. Сначала несоответствие было замечено для XFlux, а затем для High Flux с проницаемостью 125. Ориентируясь на графики, поскольку в различных файлах документации они совпадают, удалось получить коэффициенты, обеспечивающие хорошее совпадение аналитических и графических данных. Все формулы приведены в табл.6, где единицы измерения для удобства переведены в систему СИ.

Рассчитаем удельные потери в сердечнике из материала High Flux с проницаемостью μ = 125, для индукции B = 0,1 Тл и частоты F = 100 кГц:

PL = 56,37·B2,55·F1,42 = 56,37·0,12,55·100 0001,42 = 2 000 083 Вт/м3.

Так как объем сердечника Vc = 0,0000105 м3, то потери составят:

Pc = PVc =2 000 083·0,0000105 = 20,1 Вт.

На горизонтальном (насыщенном) участке кривой намагничивания для сердечника High Flux с проницаемостью μ = 125 (рис. 2) выберем две точки, одна из которых находится в конце участка (h2 = 50 000 А/м), а другая в начале (Н2 = 15 000 А/м). Определим по графику (рис. 2) или рассчитаем по формуле (1) индукцию (Тл), соответствующую каждой точке (2).

Согласно методике настройки гистере-зисной модели [4] необходимо совместить крайние точки двух симметричных циклов перемагничивания гистерезисной модели с двумя точками начальной кривой намагничивания сердечника. Кроме того, необходимо обеспечить соответствие потерь перемагничивания гистерезисной модели и сердечника.

Подгонка значения напряженности поля (H
1 = 50 000А/м) для индукции B1 = 1,34 Тл

Чтобы найти напряженность, соответствующую текущим настройкам модели, устанавливаем значение пользовательского параметра b = 1,34 (максимальная индукция 1,34 Тл) и запускаем процесс моделирования. После завершения моделирования необходимо отобразить общий вид петли гистерезиса для сердечника индуктивности L1.

По умолчанию горизонтальная ось плоттера является временной осью (time). Чтобы перейти к отображению петли гистерезиса, на горизонтальную ось плоттера необходимо вывести выходное напряжение ИНУТ h2 V(H), которое имеет размерность напряженности в сердечнике нелинейной индуктивности. Для этого поместим курсор мыши в область числовой разметки горизонтальной оси и, когда тот превратится в маленькую линейку, щелкнем левой кнопкой мыши. В результате этого действия появится меню настройки горизонтальной оси Horizontal Axis (рис. 10), где в поле Quantity Plotted (параметр развертки) вместо параметра «time» необходимо вписать «V(H)».

Рис. 10. Меню настройки Horizontal Plotted

По вертикальной оси плоттера выводим напряжение на конденсаторе V(B), которое имеет размерность индукции в сердечнике нелинейной индуктивности. Для этого необходимо совместить курсор мыши с верхним выводом конденсатора и, когда курсор преобразится в «щуп», щелкнуть левой кнопкой мыши.

Результирующий внешний вид предельной петли гистерезиса изображен на рис. 11

.Рис. 11. Вид петли гистерезиса для максимальной индукции Bm = 1,34 Тл

Если в крайних точках петли гистерезиса абсолютное значение напряженности поля меньше требуемой, то следует уменьшить значение Bs. Если же напряженность поля больше, то значение Ba следует увеличить. Моделирование повторять до тех пор, пока не будет достигнуто удовлетворительное соответствие.

Подгонка значения напряженности поля (∏2 = 15 000А/м) для индукции B2 = 1,11 Тл Чтобы найти напряженность, соответствующую текущим настройкам модели, устанавливаем значение пользовательского параметра b = 1,11 (максимальная индукция 1,11 Тл) и запускаем процесс моделирования. Результирующий внешний вид петли гистерезиса изображен на рис. 12.

Рис. 12. Вид петли гистерезиса для максимальной индукции Bm = 1,11 Тл

Если в крайних точках петли гистерезиса абсолютное значение напряженности поля меньше требуемого, то следует уменьшить значение Br, и наоборот. Повторять подгонку до тех пор, пока не будет достигнуто удовлетворительное соответствие.

Подгонка уровня потерь в сердечнике до требуемого значения P
c = 20,1 Вт при индукции B = 0,1 Тл

Чтобы найти потери, соответствующие текущим настройкам модели, устанавливаем значение пользовательского параметра Ъ = 0,1 (максимальная индукция 0,1 Тл) и запускаем процесс моделирования. После завершения моделирования выводим график потерь в индуктивности Ll. Для этого необходимо навести курсор мыши на символ индуктивности, нажав<Alt>. После того как курсор трансформируется в «градусник», необходимо щелкнуть левой кнопкой мыши. В результате в окно плоттера будет выведен график мгновенной мощности «V(N001,N002)*I(L1)» на индуктивности L1. Чтобы вычислить среднюю мощность, необходимо нажать<Ctrl> и щелкнуть левой кнопкой мыши по формуле графика в верхней части окна плоттера (рис. 13).

Рис. 13. Измерение мощности потерь в индуктивности L1

Если мощность потерь больше требуемой, то необходимо уменьшить значение Hc, и, соответственно, увеличить Hc, если мощность потерь меньше.

Hc=890 Bs=1.223 Br=0.217 α={α} Lm={Lm} Lg={Lm/60} N={N}.

Из настроек для аналогичных материалов видно, что при снижении проницаемости снижается и значение насыщения индукции Bs. Оно и понятно, ведь порошки изотропны. И если при снижении проницаемости уменьшается содержание магнитного материала вдоль магнитной силовой линии, то аналогичным образом снижается и объемное содержание порошка, что приводит к уменьшению заполнения сечения сердечника и снижению максимальной индукции.

Использование симулятора LTspice в процессе расчета дросселя с порошковым сердечником

Индуктивность дросселя с порошковым сердечником сильно зависит от величины тока подмагничивания. Поэтому в процессе расчета обычно требуется подгонять обмоточные данные дросселя, чтобы получить необходимую индуктивность при заданном токе подмагничивания. Процедуру подгонки можно ускорить и сделать ее более показательной и комфортной, если для этой цели использовать симулятор LTspice.

В качестве примера рассчитаем дроссель индуктивностью 0,1 мГн, работающий в цепях импульсного тока частотой 33 кГц. При этом амплитуда тока 1А = 3,5 А, а действующее значение 1д = 0,8 А.

Так как через обмотку дросселя протекает ток с большой амплитудной составляющей, то остановим свой выбор на сердечнике из Mo-пермаллоя (MPP), имеющего минимальный уровень потерь перемагничивания. Воспользуемся графоаналитической методикой подбора порошкового сердечника, предлагаемой в документации производителя [2]. Согласно методике, сначала нужно определить величину = 3,52x0,1 = = 1,225 мГн·А2, характеризующую энергию, запасаемую в индуктивности дросселя. Для выбора сердечника воспользуемся диаграммой на рис. 14.

Рис. 14. Диаграмма для выбора MPP сердечника

Требуемую энергию способен запасать сердечник № 55118, имеющий проницаемость μ = 160 и индуктивность одного виткаАL = 92 нГн. Кроме того, сердечник имеет следующие конструктивные размеры:

  • внешний диаметр OD (макс. = 0,192 см2;
  • средняя длина магнитной силовой линии Lm = 41,1 мм;
  • объем V = 789· 10-9 м3.

Определим количество витков: W = VL/AL= V(0,1×10-3)/(92×109) = 33.

На рис. 15 приведен пример моделирования нелинейного дросселя, намотанного на тороидальном сердечнике № 55118 из Mo-пермаллоя (MPP) с проницаемостью 160. На сердечник намотана обмотка N = 33 витка.

Рис. 15. Моделирование нелинейного дросселя

Для ввода коэффициентов аналитической зависимости и параметров сердечника используем директиву .PARAM:

.param a=44.7m b=-558u c=5.21u d=100u e=81.6n x=0.5 n=33 l=41.1m s=19.2u

Индуктивность нелинейного дросселя задается выражением:

Flux=0.1*{n}*{s}*(({a}+{b}*{n}*x/{l}+{c}*({n}*x/ {l})**2)/(1+{d}*{n}*x/{l}+{e}*({n}*x/{l})**2))**{x}

Моделирование показывает, что выбранный сердечник не способен обеспечить индуктивность 0,1 мГн при токе 3,5 А. Увеличение количества витков до 100 также не спасает ситуацию. При этом сердечник насыщается, и индуктивность даже падает. Гораздо лучшие результаты удается получить с сердечником № 55122, имеющим проницаемость μ = 26 и индуктивность одного витка AL = 15 нГн. Этот сердечник имеет тот же размер, что и № 55118. Определим количество витков для нового сердечника: W = V(0,1×10-3)/(15×109) = 82. Пример моделирования дросселя с сердечником 55122 приведен на рис. 5. Моделирование показывает, что индуктивность 0,1 мГн, при токе 3,5 А, обеспечивается обмоткой, содержащей 90 витков.

Литература

  1. http://www.mag-inc.com/
  2. http://www.maginc.com/File%20Library/Product%20Literature/Powder%20Core%20Literature/2008_PowderCoreCatalog.pdf
  3. Chan J. H., Vladimirescu A., Gao X. C., Liebmann P., Valainis J. Nonlinear Transformer Model for Circuit Simulation. leee Transactions On Computer-Aided Design. Vol. 10. 1991. № 4.
  4. Володин В. Я. Гистерезисная модель нелинейной индуктивности симулятора LTspice // Силовая электроника. 2010. № 1.

Исследование схем импульсных источников питания в SwCAD/LTspice

В книге рассматривается моделирование импульсных преобразователей с индуктивными элементами и трансформаторами в пакете SwCADIII/LTspice от известного изготовителя микросхем Linear Technology. В ходе изложения материала параллельно изучаются приемы работы с пакетом и исследуются особенности конкретных схем. Большое внимание уделяется вопросам теоретического анализа процессов коммутации в индуктивных элементах и трансформаторах. Даются практические рекомендации по построению импульсных источников питания.

Книга предназначена для широкого круга читателей: учащихся, впервые знакомящихся с приемами Spice-моделирования; специалистов, имеющих определенный опыт работы с другими пакетами моделирования электронных схем; начинающих разработчиков устройств с импульсными источниками питания и элементами широтно-импульсной модуляции; радиолюбителей.

Знакомство с пакетом
Загрузка готовой схемы
Моделирование переходного процесса
Получение графиков изменения напряжения, тока и мощности
Приемы работы с графиками
Измерения интервалов, периодов и частот
Измерение средних значений
Спектральная обработка

Исследование схемы импульсного повышающего преобразователя LT1109
Устройство микросхемы импульсного преобразователя LT1109
Создание копии схемы
Изменение параметров элементов схемы
Исследование влияния резисторов делителя обратной связи
Использование директив симулятора
Параметрическое исследование влияния делителя обратной связи
Параметры симулирования переходного процесса

Создание собственной упрощенной схемы повышающего преобразователя
Редактирование схемы
Удаление элементов
Размещение элементов на схеме
Соединение элементов схемы
Перемещение элементов схемы
Создание помеченных узлов
Исследование работы схемы импульсного повышающего преобразователя
Исследование влияния сопротивления нагрузки
Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов опорного генератора

Исследование схемы импульсного понижающего преобразователя LTC1779
Устройство микросхемы импульсного преобразователя LTC1779
Исследование работы схемы импульсного понижающего преобразователя
Влияние резистора контроля тока
Влияние корректирующей RC-цепочки частотной зависимости обратной связи
Упрощенная схема импульсного понижающего преобразователя
Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов опорного генератора

Более сложные элементы LTspice
Моделирование произвольных функций
Создание собственного элемента
Построение внутренней схемы и функциональных связей элемента
Построение графического символа элемента
Согласование выводов схемы и символа элемента
Тестирование элемента и изменение его параметров

Внутренний мир SPICE
Формат описания схемы в LTspice
Spice-формат описания схемы
Формат описания графических символов схемы
Формат подсхем: макромоделей и библиотечных элементов
Преобразование Spice-модели в библиотечный файл
Редактирование атрибутов элементов в редакторе символов
Настройка атрибутов символа
Тестирование элемента и влияние атрибутов на его свойства
Использование директивы Model

Исследование широтно-импульсной модуляции
Упрощенная схема широтно-импульсного модулятора
Схема синхронного преобразователя

Моделирование трансформаторов в LTspice
Трансформатор с идеальным сердечником
Влияние сопротивления нагрузки
Влияние сопротивления обмотки на переходной процесс
Трансформатор с нелинейным сердечником
Параметры нелинейного сердечника с гистерезисом
Сопоставление токов линейной и нелинейной индуктивности
Схема для наблюдения петли гистерезиса
Модель трансформатора с нелинейным сердечником
Учет индуктивности рассеяния
Схема замещения трансформатора с рассеянием
Упрощенная схема замещения трансформатора

Исследование схемы обратноходового преобразователя с трансформатором
Схема обратноходового преобразователя с трансформатором
Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов коммутации
Увеличение напряжения на ключевых элементах преобразователя

Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
Импульсный повышающий преобразователь
Источники высокочастотных осцилляций
Импульсный понижающий преобразователь
Источники высокочастотных осцилляций
Обратноходовый преобразователь с трансформатором
Источники высокочастотных осцилляций
Влияние индуктивности рассеяния на выбросы напряжения на ключевых элементах
Методы борьбы с выбросами напряжения. Демпфирование
Оценка оптимальных параметров схемы демпфирования

Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice

Настройка цветовой схемы LTspice для печати
Оптимизация файловой системы
Полезные команды и комбинации клавиш
Схема
Пробники
Графики
Сводка обозначений элементов и директив LTspice
Суффиксы — множители единиц
Директивы симулятора
Функциональные элементы выражений
Директивы моделирования

Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей

Особенности протекания тока в индуктивности импульсного повышающего преобразователя
Прямой ход
Обратный ход
Соотношения для токов и напряжений прямого и обратного хода
Режим неразрывного тока
Режим разрывного тока
Граничный режим
Особенности протекания тока в индуктивности импульсного понижающего преобразователя
Прямой ход
Обратный ход
Соотношения для токов и напряжений прямого и обратного хода
Режим неразрывного тока
Режим разрывного тока
Граничный режим

Особенности протекания тока в трансформаторе обратноходового преобразователя
Прямой ход
Обратный ход
Соотношения для токов и напряжений прямого и обратного хода
Режим неразрывного магнитного поля
Режим разрывного магнитного поля
Граничный режим

Особенности изменения напряжений на ключевых элементах
Повышающий преобразователь
Понижающий преобразователь
Обратноходовый преобразователь с трансформатором

Обобщенная сводка формул для импульсных преобразователей

Список литературы и Internet-ресурсов
Содержимое прилагаемого к книге компакт-диска

Название: Исследование схем импульсных источников питания в SwCAD/LTspice
Автор: Кубов В. И.
Издательство: К.: «МК-Пресс», СПб.: «КОРОНА-ВЕК»
Год издания: 2015
Страниц: 208
ISBN: 978-966-8806-66-7, 978-5-7931-0560-6
Формат: DjVu + ISO
Язык: русский
Размер: 25,74 Мб

Скачать Исследование схем импульсных источников питания в SwCAD/LTspice + диск

osebe





Здравствуй посетитель! Я Володин Валентин Яковлевич и это мой авторский сайт, посвященный моему основному хобби — электронике.
Сейчас не существует такой области народного хозяйства, где-бы не прибегали к услугам электроники. Но меня особенно интересуют нестандартные подходы к решению задач электротехники, силовой электроники, энергетики. Не менее интересны проблемы более эффективного использования новой и устаревшей элементной базы в источниках питания, а так же возобновляемая энергетика. Так же интересуюсь измерительной техникой — в основном измерение не электрических величин. В своё время работал в конторе, где разрабатывали различные датчики давления, температуры, уровня, нормирующие преобразователи и т.д. и т.п..

Мои изобретения:
1. Пристрiй управлiння силовым транзисторним ключем. Патент UA №44847
2. Електрогазогiдродинамiчний генератор (варианты). Патент UA №44503
3. Пристрiй регулювання зварювального струму. Патент UA №52479
4. High Power Fiber Laser Safety Control System. Patent No: US 9356415 B2

Мои книги:

Современные сварочные аппараты своими руками. Санкт-Петербург: Издательство Наука и Техника, 2008 год.
В книге приводятся необходимые сведения по ручной и полуавтоматической электродуговой сварке, а также, в порядке усложнения, — описания различных сварочных источников, пригодных для повторения.
Повествование сопровождается необходимыми методиками расчета, схемами и чертежами. Большое внимание уделяется моделированию с помощью популярной программы LTspice/SwCad III.
Следуя авторским рекомендациям, читатели смогут самостоятельно рассчитать и изготовить источники для ручной и полуавтоматической сварки, а желающие приобрести готовое устройство — сделать правильный выбор.
Книга предназначена для широкого круга домашних мастеров, радиолюбителей, интересующихся вопросами электросварки.
LTspice: компьютерное моделирование электронных схем. Санкт-Петербург: Издательство БХВ-Петербург, 2010 год.
Книга является наиболее полным описанием бесплатного SPICE-симулятора LTspice, пользующегося заслуженной популярностью как среди любителей, так и среди профессионалов. Книга содержит рекомендации, позволяющие быстро начать работать с симулятором, и в то же время включает полное описание интерфейса, библиотеки схемных элементов и директив моделирования. Рассматриваются процесс настройки схемных элементов, связь текстового описания схемных элементов с графическим интерфейсом программы, редактор схем, редактор символов и плоттера. Подробно описаны вопросы создания и тестирования нелинейных индуктивностей и трансформаторов, вызывающие наибольшие затруднения у начинающих. Большое внимание уделено процессу адаптации сторонних моделей, а также созданию собственных моделей схемных компонентов.
Создаем современные сварочные аппараты. Москва: Издательство ДМК пресс, 2011 год.
В книге приводятся необходимые сведения по ручной и полуавтоматической электродуговой сварке, а также, в порядке усложнения, — описания различных сварочных источников и пульта дистанционного управления, пригодных для повторения. Большое внимание уделено инверторным сварочным источникам, а также современным трансформаторным сварочным источникам, которые по своим габаритам, массе и эффективности практически не уступают инверторным. Повествование сопровождается необходимыми методиками расчета, схемами и чертежами. Большое внимание уделяется моделированию сварочных источников при помощи популярной программы LTspice IV.
В книге приводятся методики проектирования резонансного сварочного источника, а также сварочного источника Буденного, множество практических примеров конструирования трансформаторов и дросселей, а также подробное руководство по использованию наиболее популярных компьютерных программ расчёта дросселей на порошковых сердечниках.
Оригиналы рисунков, которые не правильно или плохо пропечатаны в этой книге.
Как отремонтировать сварочные аппараты своими руками. Санкт-Петербург: Издательство Наука и Техника, 2011 год.
Это первая в СНГ массовая книга по ремонту инверторных сварочных источников. В книге приводятся принципиальные электрические схемы, подробные описания работы, а также методики ремонта и испытания инверторных сварочных источников, получивших наибольшее распространение. Кроме этого, в книге проводится методики проверки электронных компонентов, нагрузочная характеристика балластного реостата, а также описание самодельных дифференциальных осциллографических пробников. Книга предназначена для ремонтников и разработчиков сварочного оборудования, но может быть полезной для широкого круга домашних мастеров и радиолюбителей, интересующихся вопросами электросварки.
Как сделать сварочные аппараты своими руками. Санкт-Петербург: Издательство Наука и Техника, 2011 год.
Электросварка очень популярна у домашних мастеров, в автосервисе, в дачном строительстве. К настоящему времени она практически вытеснила все остальные технологии сварки металла. Книга знакомит домашнего мастера с основами электросварки, принципами построения электросварочных аппаратов. Особое внимание уделяется самому сложному узлу сварочного аппарата — источнику сварочного тока. Приводятся описания различных сварочных источников, пригодных для повторения. Особое внимание уделено инверторным сварочным источникам, которые имеют при малой массе и объеме превосходные нагрузочные характеристики. Книга поможет самостоятельно изготовить источники для ручной и полуавтоматической сварки, а желающим приобрести готовое устройство — сделать правильный выбор. Книга предназначена для широкого круга домашних мастеров, радиолюбителей, интересующихся вопросами электросварки, созданию и ремонту источников сварочного тока.
Книга, по инициативе редакции и без согласования со мной, издана под «псевдонимом» Ф.Г. Кобелев

Мои публикации:
1. Компаратор сетевого напряжения. Журнал Радиолюбитель №11, 12 за 2000 год.
2. Источник бесперебойного питания. Журнал Радио №5, 6 за 2001 год.
3. Программируемый четырёхканальный таймер. Журнал РадiоАматор №4 за 2002 год.
4. ПК измеряет частоту и температуру. Журнал Радио №7 за 2002 год
5. Фильтр для питания электродвигателя. Журнал Радио №9 за 2002 год.
6. Сварочный трансформатор: расчёт и изготовление. Журнал Радио №11, 12 за 2002 год.
7. Энергетика будущего. Журнал Электрик №1 за 2003 год.
8. Экономичное управление симистором. Журнал Радио №6 за 2003 год.
9. Компенсация температурного дрейфа нуля интегрального тензорезистивного датчика давления. Журнал Электрик №8 за 2003 год.
10. Инверторный источник сварочного тока. Опыт ремонта и расчёт электромагнитных элементов. Журнал Радио №8, 9, 10 за 2003 год.
11. Компенсатор отклонения напряжения сети. Журнал РадиоХобби №1 за 2004 год. Улучшение компенсатора.
12. Таймер для забывчивых. Журнал Радио №3 за 2004 год.
13. Электронный регулятор сварочного тока. Журнал Радио №8, 9, 10 за 2004 год.
14. Автоматика безопасности и розжига парового котла. Журнал Электрик №9 за 2005 год.
15. Управление биполярным переключательным транзистором. Журнал Радио №10 за 2005 год.
16. Инверторный источник сварочного тока COLT-1300. Журнал Радио №4 за 2007 год.
17. Моделирование сложных электромагнитных компонентов при помощи spice-симулятора LTspice/SwCAD III. Журнал Компоненты и Технологии №4 за 2008 год.
18. Способ контроля одностороннего подмагничивания трансформатора преобразователя напряжения. Журнал Силовая электроника №2 за 2009 год.
19. Пополнение библиотеки схемных элементов симулятора LTspice. Создание модели ШИМ-контроллера TL494. Журнал Компоненты и технологии №4 за 2009 год.
20. Гистерезисная модель нелинейной индуктивности симулятора LTspice. Журнал Силовая электроника №1 за 2010 год.
21. Моделирование индуктивностей с порошковыми сердечниками при помощи симулятора LTspice. Журнал Силовая электроника №2 за 2010 год.
22. Бесплатные версии программ расчета дросселя с порошковым сердечником. Журнал Силовая электроника №3 за 2010 год.
23. Создание моделей электромагнитных компонентов по результатам эксперимента. Журнал Силовая электроника №3 за 2011 год.
24. Расчёт нерассеивающего демпфера DC/AC-преобразователя. Журнал Силовая электроника №4 за 2011 год.
25. Как получить чистую синусоиду из модифицированной:
    — Часть 1. Журнал РадиоЛоцман №11 за 2013 год.
    — Часть 2. Журнал РадиоЛоцман №12 за 2013 год.
26. Устойчивые зависания источников питания при старте под нагрузкой. Журнал Силовая электроника №3 за 2014 год.
27. Продвинутые источники сварочного тока. Журнал Силовая электроника №4 за 2014 год.
28. Ламповый стереофонический усилитель-цирклотрон. Журнал Радио №11, 12 за 2019 год.
29. Моделирование термосопротивлений и ламп накаливания при помощи симулятора LTspice. Журнал Компоненты и технологии №11 за 2020 год.
30. Настройка гистерезисной модели симулятора LTspice. Журнал Практическая силовая электроника №1(81) за 2021 год.

Некоторые мои поделки:
1. Мощный стабилизатор сетевого напряжения. Диапазон входного напряжения 110-260В, ток 80А, время реакции


Это макет.


А это, стабилизатор собран и установлен на месте.

2. Индукционная плавильная печь мощностью 6кВт. Питание от однофазной сети 220В/50Гц. 2009 год.


Схема собрана для проверки.


Генератор печи крупным планом.


Печь включена. Мощность в индукторе 6000Вт.

3. Источник бесперебойного питания мощностью 500ВА с синусом на выходе. 2008 год.

4. Испытание зарядного устройства 48В 20А для источника бесперебойного питания мощностью 4000ВА с синусом на выходе. (Плата 500ВА-го UPS-а на заднем плане). 2008 год.

5. Концентратор шины MODBUS для системы многоточечного контроля температуры в элеваторах. К концентратору можно подключить до 12 термоподвесок с датчиками температуры DS18B20. Суммарное количеством датчиков может достигать 1440 шт. 2010 год.

6. Универсальный нормирующий преобразователь токового сигнала 4-20мА или 0-5мА в сигнал давления 0.2-1кГс/см2. 2000 год.


Вид с верху (крышка снята)


Вид сбоку (крышка снята)

7. Универсальный нормирующий преобразователь переменного тока 0-5А в токовый сигнал 4-20мА. Питается от измерительной линии. 2001 год.

8. Тестер для испытания и настройки приборов, использующих универсальные токовые сигналы 0-5мА, 0-20мА и 4-20мА. Прибор имеет два канала, которые могут генерировать выходной или измерять входной ток. 2003 год

9. Источник бесперебойного питания мощностью 300Вт. Конструкция источника описана в статьте Источник бесперебойного питания, опубликованной в журнале Радио №5, 6 за 2001 год.

10. Таймер автоматического отключения. Конструкция таймера описана в статье Таймер для забывчивых, опубликованной в журнале Радио №3 за 2004 год.




Использование трансформаторов в LTspice / Switcher CAD III

Трансформаторы

являются ключевым компонентом многих конструкций импульсных регуляторов, обеспечивая изолирующий барьер в опасных системах большой мощности, обеспечивая очень высокие коэффициенты понижения или повышения в высоковольтных схемах и (с дополнительной обмоткой) легко размещая несколько или инвертирующих выходов. . Конвертеры обратного, прямого и SEPIC используют трансформаторы. В этой статье рассказывается, что вам нужно знать, чтобы добавить трансформаторы в симуляции LTspice / SwitcherCAD III.

О LTspice / SwitcherCAD III

LTspice / SwitcherCAD III — это мощный инструмент моделирования SPICE со встроенным схематическим захватом. В отличие от многих других бесплатных симуляторов, LTSpice является универсальным инструментом без ограничений. LTspice включает модели для большинства импульсных преобразователей постоянного / постоянного тока Linear Technology, а также библиотеку устройств для общего моделирования аналоговых схем, включая операционные усилители, компараторы, линейные регуляторы и дискретные устройства. LTspice / SwitcherCAD III можно бесплатно загрузить здесь.

На рисунке 1 показана основная методика. Каждую обмотку трансформатора просто рисуем как катушку индуктивности и соединяем катушки индуктивности с помощью директивы SPICE, называемой K-оператором (например, «K1 L1 L2 1».)

Рис. 1. Чтобы добавить трансформатор к вашей модели LTSpice / SwitcherCAD III, просто нарисуйте две катушки индуктивности и добавьте оператор «K» для соединения катушек индуктивности.

Чтобы добавить директиву, выберите «Директива SPICE» в меню «Правка». Это позволяет вам размещать текст на схеме, которая включена в список соединений SPICE.Как только индуктор упоминается в K-выражении, LTspice использует символ индуктивности с видимой точкой фазирования, чтобы указать фазировку каждой обмотки.

Установка коэффициента трансформации трансформатора — это просто вопрос выбора правильных значений индуктивности. Помните, что индуктивность пропорциональна квадрату отношения витков. В приведенном выше примере отношение витков 1: 3 дает отношение индуктивности 1: 9.

Последняя запись K-оператора — это коэффициент взаимной связи. Это шкала от 0 до 1, где 1 означает идеальную связь между катушками индуктивности (т.е.д., отсутствие индуктивности рассеяния.) Индуктивность рассеяния обычно нежелательна в практических схемах. Например, в трансформаторах, предназначенных для хранения энергии, таких как обратный преобразователь, индуктивность рассеяния не позволяет вторичной обмотке удалить всю энергию, накопленную первичной. В трансформаторе без накопления энергии импеданс индуктивности рассеяния может ограничивать, насколько хорошо вторичная обмотка может экранировать сердечник от первичного тока, устанавливая жесткий предел того, сколько энергии может быть преобразовано через трансформатор.В любом случае индуктивность рассеяния может вызвать нежелательные всплески напряжения или звон, что может привести к необходимости использования демпфирующих цепей и связанных с ними потерь энергии. Мы вернемся к индуктивности рассеяния позже, но для начального моделирования проще и часто бывает достаточно игнорировать индуктивность рассеяния, установив коэффициент взаимной связи равным 1.

Если у вас есть трансформатор с более чем одной первичной и одной вторичной обмотками, вы должны убедиться, что учтены все взаимные индуктивности.Рассмотрим трансформатор с четырьмя обмотками; L1, L2, L3 и L4. Распространенной ошибкой является добавление только трех взаимных связей с тремя отдельными К-образными формулами для такого трансформатора с четырьмя обмотками:

K1 L1 L2 1
K2 L2 L3 1
K3 L3 L4 1

LTspice скажет вам, что этот трансформатор невозможен, поскольку невозможно идеально соединить L1 с L2, а L2 идеально соединить с L3 без некоторой связи между L1 и L3. Да, две катушки индуктивности могут не иметь взаимной индуктивности, но иметь некоторую связь с третьей, но есть ограничения на то, насколько хорошо они могут быть связаны с этой третьей.LTspice анализирует матрицу коэффициентов взаимной связи и определяет, достижимы ли ваши коэффициенты связи физически.

Трансформатор с четырьмя обмотками обычно имеет шесть ненулевых взаимных индуктивностей:

K1 L1 L2 1
K2 L1 L3 1
K3 L1 L4 1
K4 L2 L3 1
K5 L2 L4 1
K6 L3 L4 1

Обычно количество взаимных индуктивностей в трансформаторе с N обмотками составляет N • (N — 1) / 2. Обратите внимание, что число растет как N в квадрате, так же как индуктивность каждой отдельной обмотки пропорциональна квадрату количества витков.

Перестановка всех имен катушек индуктивности вручную для генерации отдельных операторов взаимной связи для каждой взаимной индуктивности в лучшем случае утомительна и, как правило, подвержена ошибкам. Лучше использовать один K-оператор, в котором упоминаются все катушки индуктивности, намотанные на одном сердечнике, и позволяющий LTspice выполнять работу:

К1 L1 L2 L3 L4 1

LTspice понимает это как то, что все эти индукторы связаны друг с другом одним и тем же коэффициентом взаимной связи. На рис. 2 показан этот метод, используемый в трансформаторе с четырьмя обмотками, сконфигурированном как автотрансформатор путем последовательного соединения обмоток.

Рис. 2. Чтобы добавить трансформатор с более чем двумя обмотками, добавьте оператор «K», который включает все связанные индукторы.

Вы можете смоделировать эффекты индуктивности рассеяния, чтобы рассмотреть конструкции демпфера или определить время коммутации преобразователя с резонансным переключением. Есть два способа добавить к вашей модели индуктивность рассеяния. Вы можете либо подключить дополнительные индукторы последовательно с выводами индукторов обмотки — очень прямой подход — либо использовать коэффициент взаимной связи меньше единицы.Индуктивность рассеяния L LEAK может быть связана с индуктивностью обмотки L и коэффициентом связи K следующим уравнением:

Если K близко к 1, два метода электрически эквивалентны.

Одно предостережение: усилия по моделированию значительно возрастают, когда добавляется утечка, потому что после добавления индуктивности рассеяния к моделированию вам также необходимо смоделировать емкости, которые могут звенеть вместе с ней, и потери, ограничивающие добротность звона, в чтобы получить какое-либо согласие между смоделированными и измеренными эффектами.По этой причине я обычно рекомендую начинать моделирование без какой-либо индуктивности рассеяния, а затем добавлять ее позже, если вы чувствуете, что вам нужно исследовать неидеальное поведение из-за индуктивности рассеяния в трансформаторе.

Чтобы смоделировать трансформатор в ваших симуляциях LTspice / SwitcherCAD III, просто нарисуйте каждую обмотку трансформатора как отдельную катушку индуктивности. Затем добавьте в схему директиву SPICE вида K1 L1 L2 L3 … 1.. Вот и все!

Чтобы просмотреть пример файла моделирования с использованием связанных индукторов в преобразователе SEPIC, посетите страницу продукта для контроллера LTC1871 и щелкните вкладку «Моделирование», чтобы получить готовую к запуску демонстрационную схему.

Моделирование нелинейных трансформаторов в LTspice

В предыдущей статье мы узнали, как моделировать индукторы с LTspice. Мы рассмотрели три варианта моделирования катушек индуктивности, каждый из которых имеет разную сложность и точность. При разработке схем, содержащих катушки индуктивности, необходимо учитывать реальные явления, такие как гистерезис или насыщение катушки индуктивности. Чтобы получить это, мы можем использовать модель Чана, которая уже показала большую точность.

В то время как LTspice поставляется с моделями для имитации катушек индуктивности Чана и других нелинейных моделей, имитировать произвольно связанные катушки индуктивности (трансформаторы) невозможно.Однако для этого есть несколько приемов.

В этой статье показано, как реализовать нелинейные модели и как распространить их на любую схему. Моделирование реальных характеристик трансформаторов имеет решающее значение при проектировании импульсных источников питания (SMPS). Предоставляются практические примеры, а также файлы для воспроизведения всех симуляций.

Трансформаторы

Идеальный трансформатор состоит как минимум из двух обмоток, соединенных между собой. Чтобы установить трансформатор в LTpsice, поместите две индуктивности L1, L2, а затем определите взаимную связь (K) с помощью директивы Spice.

Фазовые точки появятся автоматически после того, как вы определите директиву. В идеальном трансформаторе взаимная связь равна единице, в то время как у реальных трансформаторов значения ниже, как будет объяснено позже.

Рисунок 1. Идеальный трансформатор в LTspice

Нелинейные трансформаторы

Как только мы узнаем, как моделировать идеальные трансформаторы, мы можем начать включать сложные параметры в имитационную модель, чтобы перейти к реальному поведению.

Гистерезис

Магнитные материалы имеют тенденцию оставаться намагниченными после воздействия силы поля, даже после того, как она была удалена. Связь между плотностью потока (B) и напряженностью поля (H) показана в петле гистерезиса. Наиболее важными точками петли гистерезиса являются насыщение (в обоих направлениях), удерживающая способность, коэрцитивность. Размер и форма петель гистерезиса напрямую зависят от типа магнитного материала.

Рисунок 2. Петля гистерезиса индуктора. Изображения любезно предоставлены Ресурсным центром NDT и LTWiki

Две ветви петли гистерезиса можно смоделировать с помощью двух уравнений. Один для верхней ветви и для нижней:

\ [B_ + (H) = B_s \ frac {H + H_c} {{\ vert {H + H_ {c}} \ vert + H_c} (\ frac {B_s} {B_r} — 1)}, B_- (H) = B_s \ frac {H-H_c} {{\ vert {H-H_ {c}} \ vert + H_c} (\ frac {B_s} {B_r} — 1)} \]

Модель Чана показывает, что можно моделировать гистерезис, используя три магнитных параметра.

  • Коэрцитивная сила (ампер-виток / м), Hc.
  • Остаточная плотность потока (Тл), Br.
  • Плотность потока насыщения (Тл), Бс.

Кроме того, необходимо учитывать физические аспекты трансформатора:

  • Магнитная длина (лм), в метрах
  • Длина зазора (Lg), в метрах
  • Площадь поперечного сечения (A), в квадратных метрах
  • Число витков (Н)

Основным недостатком использования этой модели для моделирования является сложность получения значений этих параметров.Некоторые производители магнитных сердечников предоставляют их напрямую, в противном случае вам придется делать выводы о них. Также возможно измерить кривые B-H с помощью осциллографа или других специальных инструментов.

Паразитные компоненты

Настоящие трансформаторы содержат паразитные элементы, ограничивающие их использование в реальной жизни. Паразиты определяют такие аспекты, как физическая форма или ориентация обмоток. Кроме того, паразитные элементы будут ограничивать частотную работу трансформаторов.Паразитные элементы можно смоделировать по следующей схеме:

Рисунок 3. Паразитные элементы трансформатора

  • Индуктивность утечки L3, L4. Неидеальная связь между первичной обмоткой L1 и вторичной обмоткой L2 преобразуется в последовательную самоиндукцию как первичной, так и вторичной обмоток.

Индуктивность утечки может быть явно выражена с помощью коэффициента связи K, который определяет, насколько хорошо связаны обе индуктивности:

\ [K = \ sqrt {\ frac {L1L2} {(L1 + L3) (L2 + L4)}} \]

  • Емкости обмоток C1, C2. Они возникают из-за связи между обмотками и магнитопроводом, а также из-за намотки последовательных витков.
  • Емкости связи C3, C4. В этом случае они появляются из-за физической близости между первичной и вторичной обмотками.
  • Сопротивление провода R1, R2. Проводки, обычно сделанные из меди, имеют небесконечное удельное сопротивление, вызывая омические потери.

При проектировании трансформатора обычно изменение одного из паразитных элементов влияет на другой.Следовательно, при моделировании воздействия паразитных элементов очень интересно изучить их влияние на всю схему, сделав их переменными. Это можно сделать, установив их как параметры и используя директиву STEP.

Моделирование нелинейных трансформаторов

Даже LTspice не позволяет моделировать произвольно связанные индукторы, есть некоторые обходные пути для моделирования нелинейных трансформаторов. Самый простой способ — смоделировать идеальный трансформатор, используя контролируемые источники, а затем добавить параллельно неидеальную катушку индуктивности.Следующую схему можно упаковать в подсхему (subckt) и использовать в любом другом моделировании, где требуется трансформатор.

Рисунок 4. Схема нелинейного трансформатора в LTspice

Моделирование идеальных и неидеальных трансформаторов

Простая схема, содержащая идеальный трансформатор, может быть следующей:

Рисунок 5. Моделирование схемы с идеальным трансформатором в LTspice

Связь между первичной и вторичной обмотками идеальна, и обе обмотки являются чисто индуктивными.У них одинаковое значение индуктивности, поэтому ток, наведенный во вторичной обмотке, должен иметь то же значение, что и ток, проходящий через первичную обмотку. Сравнивая напряжение, наведенное во вторичной обмотке с первичной, мы видим, что искажений нет и что амплитуда точно такая же.

Рис. 6. Формы первичных и вторичных сигналов в цепи с идеальным трансформатором


Кроме того, мы можем проверить, что это поведение остается неизменным, даже если мы продолжаем увеличивать входной ток, потому что идеальная катушка индуктивности никогда не достигает насыщения.

Повторяя процесс с нелинейным трансформатором, мы видим, что формы сигналов искажаются, когда мы продолжаем увеличивать ток. Поведение сильно различается, поэтому потратить некоторое время на имитацию неидеальных условий стоит затраченных усилий.

Рисунок 7. Моделирование схемы с неидеальным трансформатором

Рис. 8. Формы первичных и вторичных сигналов в цепи с неидеальным трансформатором

Советы и хитрости

  • В неидеальной трансформаторной схеме модель Чана может быть заменена любой другой моделью для индукторов.Поскольку получение параметров Чана иногда может быть затруднительным, для некоторых приложений модель потока может быть достаточно хорошей.
  • При моделировании неидеального трансформатора с помощью модели Чана мы не знаем его индуктивность. Вы можете измерить его, поместив источник тока с известным наклоном на вход трансформатора, а затем измерив напряжение \ [(V = -L \ frac {dI} {dt}) \].
  • LTspice содержит множество примеров, которые являются хорошей отправной точкой для любого анализа. Вы можете найти их в папке: examples \ education в папке установки LTspice.

Файлы

Нажмите для загрузки:

Transformers.asc

Импульсный источник питания

— Моделирование трансформатора в LTspice

Я хотел смоделировать трансформатор в LTspice. Я поискал в Интернете, как сделать трансформатор в LTspice. Нашел следующую модель со спаренным дросселем:

Но мне эта модель не понравилась. (Я не сказал, что это не сработало), но это не помогает понять, как работает трансформатор.Он многое скрывает. И без огромных знаний (которых у меня не было) о том, как работает трансформатор, я думаю, это приведет к тому, что я буду делать ошибки.

Итак, я решил найти другую модель в LTspice. Отсюда я нашел следующее: http://ltwiki.org/index.php?title=Transformers

Тогда я попытался понять, как это работает. Я написал то, что понял на картинке (по крайней мере, то, что, как мне кажется, понял). Тем не менее, в зависимости от модели и того, что я понял, между электрической моделью и моделью LTspice есть некоторые различия.Вот эквивалентная электрическая модель:

Чего я не понимаю:

  1. В электрической модели напряжение на индуктивности намагничивания равно Vp (первичное напряжение): $$ VLmag = Vp $$ где, как и в модели LTspice, напряжение на том, что кажется индуктивностью намагничивания, равно Vp / Np (Np — первичное число витков): $$ VLmag = \ frac {Vp} {Np} $$
  2. В электрической модели ток через индуктивность намагничивания равен (если я не ошибся): $$ ILmag = Ip — \ frac {NsIs} {Np} $$ где Ip — первичный ток, Is — вторичный ток, Ilmag — ток через индуктивность намагничивания.В модели Ltspice ток через «индуктивность намагничивания» равен: $$ ILmag = NpIp — NsIs $$

Две формулы имеют для меня смысл, поскольку, когда Ilmag равно 0 (идеальный трансформатор), мы получаем соотношение тока идеального трансформатора.

Тем не менее, что мне не нравится, так это то, что Lmag от модели Ltspice и от электрической модели кажутся не равными. Поэтому, если я измерю индуктивность намагничивания трансформатора, я не смогу смоделировать ее, не зная отношения между двумя моделями.

Я делал ошибки? Что вы думаете об этой модели?

Большое спасибо и хорошего дня: D

————————————————- ————-РЕДАКТИРОВАТЬ———————————— —————————

Вот что я наконец получил:

Wurth Electronics Midcom Inc. выпускает библиотеку трансформаторов LTspice

Я гордый представитель золотого поколения электротехнического класса 1966 года в Белградском университете, бывшая Югославия.Более 1000 кандидатов сдали два изнурительных вступительных экзамена на 300 мест: одно по физике, а другое с двумя сессиями по математике продолжительностью шесть часов. Официально только четыре человека прошли с 45 баллами из 100 максимум! Я был одним из четырех счастливчиков.

Первые два года я работал в новом отделении ядерных наук, а затем последние два года специализировался на системах управления. Волею судьбы я пропустил (чуть ли не), что меня приняли на новую должность доцента кафедры систем управления в 1971 году.Мой наставник, профессор Ракич, порекомендовал мне поехать в Соединенные Штаты и получить степень магистра в области систем управления в ожидании открытия новой вакансии. Итак, 29 февраля 1972 года я вылетел чартерным рейсом в Сан-Франциско, оплаченный моим новым спонсором, космическим агентством США, НАСА.

Также по воле судьбы в январе 1974 года я подал заявление в Калифорнийский технологический институт. Мой будущий наставник Дэвид Миддлбрук прислал мне свою статью о повышающем преобразователе, простой схеме с одним транзистором, одним диодом и одной катушкой индуктивности.Эта схема чудесным образом увеличила входное напряжение постоянного тока, чего не могли сделать линейные источники питания. Я сразу решил, что это будет моя область, так как я понятия не имел, как это работает.

За два года обучения в аспирантуре в Калифорнийском технологическом институте я создал Общий метод усреднения в пространстве состояний, а 1 апреля 1975 года изобрел то, что сейчас известно как преобразователь Чука. Тогда (и сейчас) он был признан четвертым членом того, что было трио основных преобразователей: понижающий, повышающий и понижающий-повышающий.Кстати, когда я изобрел свою новую топологию, ни один изобретатель не стал претендовать на старую.

Автор с 1988 года, когда он преподавал курс силовой электроники с Дэвидом Миддлбруком.

Теперь я рад сообщить, что после 50 лет работы в силовой электронике мне удалось превзойти все эти топологии. Я имею в виду, что я просто разработал новые методы коммутации и новые топологии, обеспечивающие гораздо более высокую производительность, чем существующие.В моем предстоящем мастер-классе 1 я объясню, как я заменил все эти топологии переключением «преобразователь мощности на кристалле» (PwrC) не на частоте 50 МГц, а скорее на частоте 50 кГц.

В своей карьере у меня было еще одно раннее видение того, что представляет собой силовая электроника: топология, магнетизм и управление должны быть на первом месте, а коммутационные устройства, транзисторы и диоды — это реализация последней мили. Вы увидите, как эти идеи нашли отражение в моей ранней работе, как это задокументировано в четырехтомном сборнике публикаций Power Electronics Group (PEG) Калифорнийского технологического института с 1976 по 1983 год.Главу 1 в томе 1 этого сборника можно считать моим манифестом по силовой электронике. Я настоятельно рекомендую участникам моего предстоящего мастер-класса заранее тщательно изучить эту главу. 2

Автор сегодня. Немного поседевшие вокруг висков, но все же так же взволнованы изучением новых концепций в силовой электронике.

Несмотря на то, что я много лет проработал в этой области, только в 2010 году я осознал, что сдерживало прогресс в области силовой электроники последние 35 лет.И это было полное игнорирование потребности в новых методах переключения и, как следствие, новой топологии преобразователя и магнетизма. Прогресс также требовал признания того факта, что новые, гораздо более быстрые коммутационные устройства, полевые МОП-транзисторы, GaN и SiC и сверхвысокие частоты переключения выше 1 МГц не являются решением, а как раз наоборот — они являются основным препятствием, хотя по-настоящему хороши при использовании. при 150 кГц и ниже!

Преобразователь Ćuk-buck2 и моделирование ключевых сигналов — основная тема этого видео.

В моем мастер-классе я объясню ряд новых методов переключения, подтверждающих эту точку зрения. Кроме того, я покажу, что топологии преобразователей, разработанные для реализации этих новых методов коммутации, дают гораздо лучшие показатели качества. Они обеспечивают использование напряжения устройства, приближающееся к 100% для коммутационных устройств первичной и вторичной стороны, вместо использования напряжения от 10% до 20%, характерного для традиционных топологий. Эти низкие проценты представляют собой огромный перебор для номинального напряжения коммутирующих устройств!

Чтобы усугубить травму, смещение частот переключения в многомегагерцевый диапазон приводит к плохим результатам для магнитов.Например, работа на частоте переключения 10 МГц приводит к использованию плотности потока материала сердечника на 1%, и ничего не видно с точки зрения размера, кроме ужасающей нагрузки на устройства и, как следствие, увеличения потерь!

Это мнение одного человека, а ваше?

Слободан Жук — писатель, изобретатель, владелец бизнеса, инженер-электрик и профессор электротехники. Импульсный преобразователь постоянного тока в постоянный ток назван в его честь. Более 20 лет, до 1 января 2000 г., он был штатным профессором электротехники в Калифорнийском технологическом институте (Калифорнийский технологический институт).В 1979 году Слободан основал компанию TESLAco, которая в настоящее время находится в Лагуна Нигель, Калифорния. У нее был устав применять результаты фундаментальных исследований, разработанных в Калифорнийском технологическом институте, в коммерческих, космических и военных проектах. В конечном итоге это привело к созданию семейства гибридных преобразователей Чук, включенных в космический корабль Орион, который должен приземлиться на Марсе до 2030 года.

Другие работы, произведенные на TESLAco, включают преобразователь uk с несколькими выходами, встроенный в самолет F-22 Joint Strike Fighter; дефибриллятор сердца с повышающим высоковольтным преобразователем Жук, который был имплантирован более чем 100 000 пациентам; и использование аналогичного преобразователя Ford Motor Company для HID ламп в своих автомобилях.Совсем недавно преобразователь Лук-Бакс2 и преобразователи ШИМ Резонансный Лук были запатентованы и доступны для лицензирования вместе с другими патентами. На сегодняшний день имя Чука написано более чем на 50 патентах. На конференции PCIM Europe 2011 Лео Лоренц представил Жука как «отца силовой электроники». После пяти десятилетий работы в этой области Цук надеется, что его будут помнить и как одного из основателей классической силовой электроники, а также как «отца современной силовой электроники».

Ссылки

1.«Силовая электроника: 50 лет за 3 дня!» Мастер-класс, 25-27 сентября 2018 г., U.C. Ирвин.

2. «Основы коммутируемого преобразования мощности: топологии, магнитные поля и управление» Слободана Жука, глава 1, том 1 публикаций группы силовой электроники Caltech (PEG) с 1976 по 1983 год.

Средства проектирования: Индукторы — LTspice | ТДК Электроника

Дроссели ERU (B82559) Unix Более СКАЧАТЬ
Дроссели ERU (B82559) Окна Более СКАЧАТЬ
Транспондер (B82450 / 51) Unix Более СКАЧАТЬ
Транспондер (B82450 / 51) Окна Более СКАЧАТЬ
Дроссель линии передачи данных DLD (B82789 / 90/93) Unix Более СКАЧАТЬ
Дроссель линии передачи данных DLD (B82789 / 90/93) Окна Более СКАЧАТЬ
Катушки индуктивности с выводами BC (B781 * 8S) Unix Более СКАЧАТЬ
Катушки индуктивности с выводами BC (B781 * 8S) Окна Более СКАЧАТЬ
Катушки индуктивности с выводами LBC (B82144) Unix Более СКАЧАТЬ
Катушки индуктивности с выводами LBC (B82144) Окна Более СКАЧАТЬ
Катушки индуктивности с выводами VHF (B82111E) Unix Более СКАЧАТЬ
Катушки индуктивности с выводами VHF (B82111E) Окна Более СКАЧАТЬ
Двойные дроссели линии электропередачи (B82720 / 21/22/24/25) Unix Более СКАЧАТЬ
Двойные дроссели линии электропередачи (B82720 / 21/22/24/25) Окна Более СКАЧАТЬ
Двойные дроссели линии электропередачи (B82731 / 32/33) Unix Более СКАЧАТЬ
Двойные дроссели линии электропередачи (B82731 / 32/33) Окна Более СКАЧАТЬ
Двойные дроссели линии питания (B82791) Unix Более СКАЧАТЬ
Двойные дроссели линии питания (B82791) Окна Более СКАЧАТЬ
Тройные дроссели линии питания (B82745 / 46/47) Unix Более СКАЧАТЬ
Тройные дроссели линии электропередачи (B82745 / 46/47) Окна Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор (B82471 / 473/475) Unix Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор (B82471 / 473/475) Окна Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 10×10 (B82464) Unix Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 10×10 (B82464) Окна Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 12.8×12,8 (B82477) Unix Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 12,8×12,8 (B82477) Окна Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 12.95×9.4 (B82476) Unix Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 12.95×9.4 (B82476) Окна Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 18.5×15.2 (B82479) Unix Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 18,5×15,2 (B82479) Окна Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор (B82471 / 473/475) Unix Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор (B82471 / 473/475) Окна Более СКАЧАТЬ
Индуктор силовой 6×6 (B82462) Unix Более СКАЧАТЬ
Индуктор силовой 6×6 (B82462) Окна Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 7×7 (B82472) Unix Более СКАЧАТЬ
Силовой индуктор 7×7 (B82472) Окна Более СКАЧАТЬ
SIMID 0603 (B82496) Unix Более СКАЧАТЬ
SIMID 0603 (B82496) Окна Более СКАЧАТЬ
SIMID 0805 (B82498) Unix Более СКАЧАТЬ
SIMID 0805 (B82498) Окна Более СКАЧАТЬ
SIMID 1210 (B82422) Unix Более СКАЧАТЬ
SIMID 1210 (B82422) Окна Более СКАЧАТЬ
SIMID 1812 (B82432) Unix Более СКАЧАТЬ
SIMID 1812 (B82432) Окна Более СКАЧАТЬ
SIMID 2220 (B82442) Unix Более СКАЧАТЬ
SIMID 2220 (B82442) Окна Более СКАЧАТЬ

[PDF] Взаимная индуктивность и схемы трансформатора с LTspice IV

Загрузите схемы взаимной индуктивности и трансформатора с LTspice IV…

Взаимная индуктивность и схемы трансформатора с LTspice IV Университет Эвансвилля 27 июля 2009 г. В дополнение к LTspice IV в этом руководстве предполагается, что вы установили Библиотеку моделирования Университета Эвансвилля для LTspice IV. Эта библиотека расширяет LTspice IV, добавляя символы и модели, которые облегчают студентам, не имеющим предыдущего опыта SPICE, начало работы с LTspice IV.

Взаимная индуктивность. Мы будем использовать LTspice IV для определения токов I1 и I2 сетки в векторной схеме, показанной на рисунке 1.Эта схема включает пару пар индукторов с взаимной индуктивностью j3 Ом.

j3Ω

–j4Ω

12 ∠0 ° V + —

I1

j5Ω

j6Ω

I2

12 Ω

Рисунок 1: Пример схемы Соответствующая схема LTspice IV показана на рисунке 2. Компонент coupled_inductor_pair_1 из каталога компонентов 03_coupled_inductors используется для представления пары связанных индукторов. При использовании пары связанных катушек индуктивности необходимо установить три значения параметра.Вы должны установить значения самоиндукции (L1 и L2) и значение взаимной индуктивности (M). Здесь используется метод, описанный в учебном пособии «Анализ переменного тока» для моделирования векторных цепей: значения индуктивности равны индуктивным реактивным сопротивлениям, значения емкости равны отрицательной обратной величине емкостных реактивных сопротивлений, а схема моделируется на частоте ω = 1 рад. / с (f = 1 / 2π Гц).

Рисунок 2: Схема LTspice IV, соответствующая рисунку 1 Результаты моделирования показаны в таблице 1.Ток фазора I1 — это ток через конденсатор и равен 13,01 -49,40 ° A, а векторный ток I2 — это ток через резистор и составляет 2,91 14,04 ° A. Теоретический анализ 1 из 4

цепи дает идентичные полученные результаты. Обратите внимание, что LTspice определяет ток через источник напряжения как положительный при вводе положительного вывода источника. Следовательно, ток через V1 является отрицательным по отношению к току через C1. Отрицательное значение фазора может быть получено путем прибавления или вычитания 180 ° из фазового угла (обычно углы фазора находятся в диапазоне от -180 ° до + 180 °, мы либо добавляем, либо вычитаем 180 °, так что фазовый угол результат находится в этом диапазоне.). частота: 0,16

Гц

I (C1):

mag:

13,0158 фаза:

-49,3987 °

device_current

I (R1):

mag:

2,

00 фаза

device_current

I (V1):

mag:

13.0158 фаза: 130,601 ° Таблица 1: Результаты моделирования для рисунка 2

device_current

Второй пример схемы с парой связанных индукторов показан на рисунке 3.

5 Ом

20 ∠60 ° V + —

I1

j2Ω

j3Ω j6Ω

I2

–j4Ω

Рис. Обратите внимание, как пара индукторов ориентирована и подключена так, чтобы «точки» совпадали с точками на рисунке 3.

Рисунок 4: Схема LTspice IV, соответствующая рисунку 3 Результаты моделирования показаны в таблице 2. Ток I1 эквивалентен току I ( R1) и равно 3.578 86,565 ° A. Ток I2 эквивалентен току I (C1) и составляет 5,367 ∠86,565 ° A. Эти результаты согласуются с результатами, полученными из теоретического анализа схемы.

2 из 4

частота: 0,16

Гц

I (C1):

mag:

5,36656 фаза:

86,5651 °

ток устройства

I (R1):

10003 фаза:

86,5651 °

device_current

I (V1):

mag:

3.57771 фаза: -93,4349 ° Таблица 2: Результаты моделирования для рисунка 4

device_current

Линейные трансформаторы Линейные трансформаторы — это просто особый случай пары связанных индукторов. Отдельные компоненты линейного трансформатора доступны в библиотеке UE, но лежащая в основе модель эквивалентна модели пары связанных катушек индуктивности.

Идеальные трансформаторы Идеальный трансформатор, показанный на рисунке 5, смоделирован в библиотеке UE, как показано на рисунке 6.

ip

NP: Ns

is

ip

+

+

+

vp

vs

vp

Рисунок 5: Ideal Transformer Symbol

is + + (N / N) v — spp

(Ns / Np) is

vs —

Рисунок 6: Модель идеального трансформатора UE LTspice IV

Схема идеального трансформатора в векторной области показана на рисунке 7.Эквивалентная схема LTspice IV показана на рисунке 8. Идеальная модель трансформатора UE требует указания значений количества витков обмотки в первичной и вторичной обмотках. Фактическое количество витков указывать не обязательно, необходимо только правильное соотношение витков. На схеме, показанной на рисунке 8, значения NP: NS 1: 4, 0,25: 1 или 2: 8 дают идентичные результаты.

2 Ом

120 0 ° Vrms

1: 4

16 Ом + Vo —

+ —

— j 24 Ом

Рисунок 7: Результаты моделирования цепи идеального трансформатора показаны в таблице 3.И снова наблюдается отличное согласие с результатами теоретического анализа.

3 из 4

Рисунок 8: Схема LTspice IV, соответствующая рисунку 7 частота: 0,16

Гц

В (vo):

mag:

214,663 фаза:

116,565 °

I (C1):

mag:

8.94427 фаза:

-153,435 °

device_current

I (R2):

mag:

8.94427 фаза:

-153,435 °

_current устройства

_current mag:

35.7771 фаза:

26,5651 °

device_current

I (V1):

mag:

35.7771 фаза: -153,435 ° Таблица 3: Результаты моделирования для рисунка 8

device_current

4 из 4

Учебное пособие по LTspice: часть 3

Учебное пособие по LTspice: часть 3

Что мы узнали пока позволяет моделировать большинство конструкций. Этот LTspice Tutorial углубляется в анализ цепей с помощью LTspice ® .

На рис. 1 показано приспособление для понижающий преобразователь с внешним полевым транзистором LTC3878 с резистивная нагрузка 80мОм. Его можно скачать здесь: LTC3878 понижающий преобразователь

РИС. 1

Запуск симуляции показывает, что выход установлен на 1,2 В. Щелкните правой кнопкой мыши панель графика и выберите Добавить область графика.На схеме окна удерживайте нажатой клавишу ALT и щелкните левой кнопкой мыши по резистор Rload. Это будет отображать мгновенное рассеиваемая мощность в окне графика, как показано на фиг. 2 с единицами измерения по оси y.

РИС.2

Если он появится в панель с неправильным графиком, щелкните левой кнопкой мыши значок графика и перетащите его на нужную панель.

В окне графика удерживайте клавишу CTRL и щелкните левой кнопкой мыши по графику значок (обведен на рис. 2 выше), чтобы отобразить подробную информацию о средняя рассеиваемая мощность, усредненная по временной отрезок сюжета. Выбор раздела график увеличивает осциллограмму и повторяет CTRL влево щелчок показывает среднюю мощность этой части форма волны.

LTspice Урок 3: Создание Отчет об эффективности

Для создания отчет об эффективности, в строке меню выберите Simulate -> Edit Simulation cmd и выберите Stop Simulation. если обнаружено устойчивое состояние ».Перезапустите симуляцию. Затем нажмите «Просмотр» -> «Отчет об эффективности» -> «Показать на». Схема. Отчет об эффективности появится на схематично, как показано на фиг. 3.

Примечание: эффективность отчет может быть создан только когда есть только один источник напряжения (предполагается, что это вход) и либо один источник тока, либо нагрузка под названием Rload (что считается нагрузкой).

РИС. 3

Повторяя вышеизложенное шаги удаляет отчет об эффективности из схематический.

Также стоит вернуться в Simulate -> Edit Simulation cmd и сняв отметку с поля «Остановить моделирование, если устойчивое состояние» обнаружено ‘

LTspice Урок 3: Использование математики функции для расчета КПД

Нет причин почему вы не можете использовать математические функции в LTspice для изучить эффективность, и действительно, это эффективный способ измерения эффективности мульти выхода система.

Поведенческое напряжение источник дает выходное напряжение в соответствии с математическая функция. Если мы настроим поведенческий источник напряжения для создания напряжения, равного произведение входного напряжения и входного тока, мы затем можно построить график входной мощности с течением времени. Аналогичным образом мы можем установить источник поведенческого напряжения, чтобы произвести напряжение равной выходной мощности каждого преобразователя. Мы можем затем настройте источник поведенческого напряжения для создания напряжение, равное отношению выходной мощности к входной мощность, которая затем дает нам эффективность в реальном времени фигура.

Рассмотрим схему на фиг. 3а. Это простая схема, состоящая из два линейных регулятора 5V, управляемые от входа 10V, каждый обеспечивает ток нагрузки 10 мА. B1 — это поведенческий источник напряжения, выходное напряжение которого равно Vin * Iin. B5 и B2 создают напряжения (P1 и P2) равный выходу полномочия каждого регулятора. B3 выводит напряжение, равное в функцию (100 * (P1 + P2) / Pin) — другими словами эффективность.

Настройка поведенческого источники напряжения могут быть сложными. Лучше всего сначала создайте основную схему, запустите моделирование, зондирование желаемых напряжений и токов и посмотрите, что LTspice называет каждым графиком напряжения. Поведенческий компоненты должны соответствовать этим названиям участков.

Схема на фиг.3а можно скачать здесь: Источники поведенческого напряжения

РИС. 3a

LTspice Урок 3: Моделирование Переходная нагрузка

Мы сейчас собираемся добавить переходную нагрузку на выход через переключатель.Щелкните значок значок, выберите «sw» и установите переключатель в схематический. Добавьте дополнительные компоненты нагрузки, как показано на Рис. 4, включая ИМПУЛЬСНОЕ изменение напряжения источника. от 0 В до 5 В при длительности 1,7 мс 1 мс для управления выключатель.

РИС. 4

Переключатель теперь требует быть определенным.Лучший способ определить переключатель — для перехода к файлам справки (нажав ) и поиск «переключатель», затем выбор напряжения Управляемый переключатель. Это вызовет диалог показано на ФИГ.5

РИС.5

Выделите строку начиная с ‘.model’ и скопируйте его.Вернувшись в схематический редактор, нажмите кнопку Spice Directive и вставьте текст как директиву Spice. Изменять Директива Spice на:

.model MySwitch SW (Ron = 1 м). Roff = 1 Мэг Vt = 1)

охарактеризовать выключатель с сопротивлением ВКЛ 1мОм, ВЫКЛ. сопротивление 1МОм и пороговое напряжение 1В. Остальные характеристики нам не нужны.

Поместите текст в любом месте схемы.

Чтобы связать переключатель к .model, которую мы только что определили, щелкните правой кнопкой мыши символ переключателя в окне схемы. в В поле значения введите MySwitch, чтобы связать .model определение с помощью переключателя, как показано на фиг.6

РИС.6

Запустите симуляцию.Выходное напряжение и ток через дополнительные резистор должен выглядеть как РИС 7.

РИС.7

Теперь выше моделирование проводилось с идеальными компонентами. Обычно это вполне приемлемо, пока не дойдет до измерение влияния эффективных серий сопротивление (ESR) выходного конденсатора, C2.В Схема предназначена для поддержки нагрузки 15А, поэтому большой скачки тока будут течь от катушки индуктивности к выходной конденсатор и любое ESR в C2 проявятся сам по себе как пульсации на выходном напряжении. С 1,2 В выходного сигнала, эта пульсация может легко нарушить спецификация вывода.

Щелкните правой кнопкой мыши конденсатор C2 вызывает таблицу параметров для конденсатор. Мы можем ввести значение СОЭ по нашему выбору. (типичное значение ESR танталового конденсатора составляет около 0.5 Ом), или мы можем нажать кнопку выбора конденсатора. кнопку, чтобы выбрать один из конденсаторов библиотеки в LTspice. LTspice содержит библиотеки многих пассивных и активные компоненты, и они могут быть выбраны щелкнув правой кнопкой мыши по выбранному компоненту и просмотр библиотек.

Запуск симуляции с ESR 0,5 Ом показывает влияние на выходное напряжение.

РИС. 8

Щелкните правой кнопкой мыши большинство пассивных компонентов позволяет нам добавлять паразитные элементы или выберите из уже имеющихся таблиц компонентов хранится в LTspice.На заметку о дизайне, если ESR является проблемой, добавление несколько конденсаторов, подключенных параллельно, снижает эффективную СОЭ. Моделирование с конденсаторами 6×100 мкФ, каждый с ESR 0,5 Ом снизил пульсации с 329 мВ до 170 мВ.

Таким же образом мы можем добавить паразитное ESR к конденсатору, мы также можем добавить последовательное сопротивление катушки индуктивности, по праву щелкнув по катушке индуктивности и введя значение в поле последовательного сопротивления.

Легко потерять отслеживать, какие паразиты были включены в цепи, поэтому нажатие H выделяет на схеме, какие компоненты имеют паразитарные элементы. Для отмены нажмите .

Мы сейчас собираемся посмотрите на моделирование конструкции на основе трансформатора. Загрузите схему на рис.9: Обратноходовой преобразователь LTC3872

РИС. 9

Это отсутствует трансформатор может состоять из 2 катушек индуктивности вместе с директивой SPICE, связывающей индукторы.

Вставьте индуктор 50uH в первичном и 2uH во вторичном. К превратить две катушки индуктивности в трансформатор, нам нужно чтобы сообщить LTspice, что они связаны взаимным индуктивность, K. Вставьте директиву SPICE, используя кнопку и вставить текст

К1 Л1 Л2 1

Это создает взаимное индуктивность, K1, между катушками индуктивности L1 и L2 величиной 1 (у них идеальное сцепление).

Вы заметите, что на трансформаторе добавлены точки. Делать убедитесь, что у них правильная полярность для обратного хода трансформатор. Измените значение первичного индуктор до 50uH и вторичный индуктор до 2uH.

Теперь у вас должен быть схема аналогична фиг.10

РИС.10

Стоит отметить что отношение индуктивностей на трансформаторе равно квадрату передаточного числа.Таким образом трансформатор выше имеет коэффициент индуктивности 25: 1, что дает соотношение витков 5: 1.

Также, если n индукторов одинаковой стоимости и намотаны на один сердечник. соединенная последовательно, общая индуктивность n 2 x значение одиночной катушки индуктивности.

Если трансформатор таблица данных указывает индуктивность рассеяния, это может можно моделировать как дополнительный первичный индуктор, но этот индуктор не включен в директиву SPICE детализация взаимной индуктивности.

alexxlab

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *