5. Оценка параметров сигнала — Физический факультет СПбГУ

 

Задачу оценки параметров сигнала рассмотрим на примере оценки амплитуды отраженного от ионосферы сигнала и его задержки по отношению к земному, не испытавшему отражения. Алгоритм, излагаемый ниже, целесообразно использовать, когда задержка отраженного радиоимпульса оказывается меньше, чем его длительность. На рис 5.1 приведён пример типичной картины временного положения импульсов радионавигационной системы Лоран-С, наблюдаемой на удалении около 700 км при распространении над морской трассой, Частота высокочастотного заполнения радиоимпульсов 100кГц, интервал между периодически излучаемыми импульсами равен 1мсек.

 

Рис.25

 

Видно, что первый отраженный от ионосферы сигнал частично наложен на земной.. Поэтому непосредственное определение как относительной его амплитуды, так и задержки оказывается невозможным. На временном интервале их наложения имеет место их векторное суммирование, разность же фаз высокочастотного заполнения неизвестна.

Построим функционал невязки априорно вычисленных модельных и экспериментально зарегистрированных данных.

 

(5.1)

S(t)- принятый сигнал, So(t) — модель суммарного земного и отраженного сигналов. Функции описывающие априорно модели земног и отраженного сигналов считаем известными, они могут быть и различны.

Введем обозначения: X(t)- модельная функция земного сигнала, Y(t) — модельная функция отражённого сигнала, А и В- их амплитуды соответственно.

Модель принятого суммарного сигнала в местной шкале времени

(5.2)

Тогда функционал невязки (5.1) запишется так:

 

W = (5. 3),

где обозначено:

 

 

(5.3а)

 

 

В этих обозначениях имеем:

 

(5.4)

 

Используем метод наименьших квадратов. Уменьшим число искомых параметров, возьмем производные по А и по В и приравняем их нулю :

 

(5.5)

 

Отсюда найдём параметры А и В, выразив их через корреляционные функции (5.3).

(5.6)

 

Таким образом, функционал невязки выразится через два неизвестных параметра t_x и t_y. :

 

 

(5. 7)

Далее эти два параметра t_x , t_y можно искать численным методом, применяя различные варианты метода спуска.

Практически нахождение этих параметров осложняется тем, что функционал невязки имеет ряд минимумов, а надо найти minimum minimorum. Функцию невязки W(t_x, t_y) можно наглядно представить как поверхность — рельеф над плоскостью искомых параметров t . Обратим внимание, что если сложение земного и отраженного сигналов происходит в противофазе, то функционал невязки имеет более резкие минимумы.

После того, как будут найдены значения t_x* ,t_y* в этих точках вычисляются все функции (5.3) и далее А и В (5.6). Тем самым будут определены все искомые параметры : временные положения земного t_x и отраженного t_y сигналов на временном отрезке наблюдения, а также отношение их амплитуд В/А.

Описанный выше алгоритм целесообразно реализовать в виде программы для ЭВМ . С помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП) преобразуем текущие значения принимаемого суммарного входного сигнала в цифровые отсчёты. Если непосредственно обрабатывать радиоимпульсы, то необходимо, по крайней мере, взять 10 отсчётов на периоде высокочастотного заполнения радиоимпульса. Но такое подробное описание сигнала оказывается излишним, если оценивать необходимый временной интервал оцифровки исходя из ширины спектра импульса по теореме Котельникова. (Dt = 0.5/fmax) , где fmax верхняя граница спектра сигнала. Приведенный в примере импульсный сигнал радионавигационной системы имеет спектр в полосе 100+30кГц. Более экономно можно оцифровать сигнал, если выделить квадратурные составляющие его огибающей, сместив его спектр в область низких частот (fmax= 30 кГц). В эксперименте получить квадратурные составляющие огибающей можно, применив схему с двумя фазовыми детекторами.

Рассмотрим вариант алгоритма «разделения» сигналов при использовании фазовых детекторов. Будем считать, что принятый сигнал F(t) сумма«земного» и однократно отраженного от ионосферы:

 

F_S(t) = aX(t)sinwt + bY(t — tз)cosw(t — tз) = F(t)sin[wt + f(t)] (5.8)

Понятно, что на временном интервале, где имеет место суммирование «земного» и отраженного импульсов, фаза суммарного сигнала будет меняться по телу импульса, т.е f(t) есть функция времени. Здесь а ,b — масштабные множители амплитуд земного и отражённого сигналов — искомые параметры. X(t) ,Y(t) функции их огибающих, они считаются известными. Модельные сигналы следует выбирать подобными:

А(t) = А X(t — t1) sinw(t — t1 ) — модель земного,

B(t) = B Y(t — t2) sinw(t — t2) — модель отраженного.

Определению подлежат четыре параметра: А, В, t1, t2 . Для этого нужно минимизировать функционал невязки:

min (5.9)

Алгоритм минимизации нужно построить с учетом того, что принятый суммарный сигнал F(t) преобразуется на фазовых детекторах (ФД).

 В качестве управляющих сигналов на ФД подаются гармонические сигналы с частотой, равной частоте высокочастотного заполнения радиоимпульсов, фаза управляющего сигнала на одном ФД сдвинута относительно фазы другого на p/2. Принимаемый сигнал подаётся параллельно на оба фазовых детектора. Рис 27 .

 

Рис.27

На выходах низкочастотных фильтров фазовых детекторов получаются квадратурные составляющие принятого суммарного сигнала. Выпишем подробно функции квадратурных составляющих. Обозначив квадратурные составляющие опорных сигналов Аs , Аc , Вs , Вc , функционал (5.9) запишется так:

(5.10).

Далее функционал (5.10) представим так, чтобы искомые параметры А, В были выражены через t1 и t2 . Последние придётся искать численно. Запишем подынтегральную функцию в виде :

(5.11)

Величина  — описывает мощность сигнала, вычисляется по данным эксперимента. Учтём, что умножение модельного сигнала А (t) на управляющий гармонический в схемах ФД даёт:

 

Аs(t) =

= (5.12)

 

Ас =

= (5.13)

Замечая, что фильтры низких частот ФД значительно ослабляют сигналы на частоте 2w, далее соответствующие члены не будут учитываться. Поэтому приближённо имеем:

(5.14)

(5.15)

Преобразуем теперь суммы членов из выражения (5.11) так, чтобы искомые параметры A и В выделились коэффициентами:

 

(5.16)

(5.17)

(5.18)

 

Примем следующие обозначения:

 — энергия принятого сигнала,

 — энергия модельного земного сигнала,

 — энергия модельного отраженного сигнала (5. 19)

 — взаимокорреляционная функция модельных сигналов.

Возвращаясь к выражению (5.4) , которое можем теперь записать в виде:

(5.20)

Аналогично тому, как это было сделано выше , [ см. (5.4 — 5.7)] , используем метод наименьших квадратов. Можно опять уменьшить количество неизвестных параметров, определяемых численно. Для этого продифференцируем функцию W по параметрам А , В и приравняем эти производные нулю. В результате масштабные множители А , В модельных земного и отраженного сигналов можно выразить через корреляционные функции (5.18) в виде:

A = 2  B = 2  (5.21)

 

Теперь функционал невязки неявно выражен как функция двух неизвестных параметров  — временных положений земного и отраженного сигналов на временном интервале регистрации. Значения этих двух параметров, минимизирующих функционал невязки, приходится искать численными методами. Так же как и в рассмотренном выше варианте (без ФД), нахождение и  осложняется тем , что функционал невязки имеет ряд минимумов. Для отыскания главного целесообразно приблизительно определить положение огибающей суммарного сигнала на интервале регистрации. Кстати , следует отметить, что форма огибающей суммарного сигнала может существенно варьироваться. Она зависит от соотношения амплитуд суммируемых сигналов, а также от разности . На Рис. 28 в качестве иллюстрации приведены примеры огибающих суммарных сигналов для различных g = В/А и .

 

Однако ,несмотря, на значимые различия в форме суммарных огибающих при изменении D , могут быть предложены варианты оценки их положения на временной оси. Различия в форме огибающих суммарных сигналов приведены на рис. .

Конкретное описание таких алгоритмов в данном описании не приводится.

После того ,как численным методом минимизирован функционал невязки (5.20) , т. е. найдены , в этих точках вычисляются все функции (5.19 ) : E , U , V ,. R , Q , и L. Далее по (5.21) находятся масштабные множители А , В модельных функций земного и отраженного сигналов. Тем самым определено и искомое отношение амплитуд земного и отраженного сигналов:

 

G = = (5.22).

 

Очевидно, что описанный выше алгоритм целесообразно реализовать программно на ЭВМ, используя представление в цифровом виде как принятого суммарного , так и модельного сигналов. Принимаемый сигнал преобразуется в цифровую форму с помощью АЦП. Модельный же может сразу генерироваться в цифровой форме. Все описанные выше операции проводятся далее численно.

Таким образом, действующий приёмник может иметь в аналоговом варианте только входной полосовой фильтр и усилитель сигнала. После АЦП все операции выполняются над числами в соответствии с программой. В результате получаем оценки всех четырех искомых параметров A, B, и ,обеспечивающих минимум функционала невязки.

Выбор вариантов алгоритма разделения зависит от того, какого типа АЦП окажется предпочтительнее. Прямое преобразование требует более быстродействующих (и , следовательно, дорогих) АЦП , чем в варианте с ФД.

Здесь быстродействие АЦП оценивается просто по теореме Котельникова, исходя из ширины спектра принимаемого сигнала. Разрядность АЦП определит возможный выигрыш в отношении сигнал/ шум при накоплении.

Ошибка 404 | НПФ КонтрАвт. КИПиА для АСУ ТП

Выберите продукцию из спискаНормирующие преобразователи измерительные …НПСИ-ТП нормирующий преобразователь сигналов термопар и напряжения …НПСИ-237-ТП нормирующий преобразователь сигналов термопар и напряжения, IP65 …НПСИ-ТС нормирующий преобразователь сигналов термосопротивлений . ..НПСИ-237-ТС нормирующий преобразователь сигналов термосопротивлений, IP65 …НПСИ-150-ТП1 нормирующий преобразователь сигналов термопар и напряжения …НПСИ-150-ТС1 нормирующий преобразователь сигналов термометров сопротивления …НПСИ-110-ТП1 нормирующий преобразователь сигналов термопар и напряжения …НПСИ-110-ТС1 нормирующий преобразователь сигналов термометров сопротивления …НПСИ-250/500-УВ1 преобразователь сигналов термопар, термосопротивлений и потенциометров…НПСИ-250/500-УВ1.2 преобразователь сигналов термопар, термосопротивлений и потенциометров, разветвитель «1 в 2» …НПСИ-230-ПМ10 нормирующий преобразователь сигналов потенциометров …НПСИ-200-ГРТП модули гальванической развязки токовой петли…НПСИ-200-ГР1/ГР2 модули гальванической развязки токового сигнала (4…20) мА…НПСИ-200-ГР1.2 модуль разветвления 1 в 2 и гальванической развязки сигнала (4…20) мА…НПСИ-ДНТВ нормирующий преобразователь действующих значений напряжения и тока…НПСИ-ДНТН нормирующий преобразователь действующих значений напряжения и тока . ..НПСИ-200-ДН/ДТ нормирующие преобразователи действующих значений напряжения и тока…НПСИ-МС1 преобразователь мощности, напряжения, тока, коэффициента мощности…НПСИ-500-МС3 измерительный преобразователь параметров трёхфазной сети с RS-485 и USB …НПСИ-500-МС1 измерительный преобразователь параметров однофазной сети с RS-485 и USB …НПСИ-УНТ нормирующий измерительный преобразователь унифицированных сигналов с сигнализацией…НПСИ-237-УНТ нормирующий измерительный преобразователь унифицированных сигналов с сигнализацией, IP65 …НПСИ-ЧВ/ЧС нормирующие преобразователи частоты, периода, длительности сигналов, частоты сети…ПНТ-х-х нормирующий преобразователь сигналов термопар…ПСТ-х-х нормирующий преобразователь сигналов термосопротивлений…ПНТ-a-Pro нормирующий преобразователь сигналов термопар программируемый…ПCТ-a-Pro нормирующий преобразователь сигналов термосопротивлений программируемый…ПНТ-b-Pro нормирующий преобразователь сигналов термопар программируемый…ПCТ-b-Pro нормирующий преобразователь сигналов термосопротивлений программируемыйБарьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности). ..КА5003Ех барьеры искрозащиты, разветвители 1 в 2 сигналов термопар, термометров сопротивления и потенциометров, 1-канальные, USB, RS-485…КА5004Ех барьеры искрозащиты, сигналы термопар, термометров сопротивления и потенциометров, сигнализация, USB, RS-485…КА5011Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники аналогового сигнала (4…20) мА, 1-канальные, HART …КА5022Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники аналогового сигнала (4…20) мА, 2-канальные…КА5013Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приемники-разветвители 1 в 2 аналогового сигнала (4…20) мА, 1-канальные, HART, шина питания …КА5031Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники аналогового сигнала (4…20) мА, 1-канальные, HART …КА5032Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники аналогового сигнала (4…20) мА, 2-канальные, HART …КА5131Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), передатчики аналогового сигнала (4…20) мА, 1-канальные, HART . ..КА5132Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), передатчики аналогового сигнала (4…20) мА, 2-канальные…КА5241Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники дискретных сигналов, 1-канальные…КА5242Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники дискретных сигналов, 2-канальные…КА5262Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники дискретных сигналов, 2-канальные…КА5232Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники дискретных сигналов, 2-канальные…КА5234Ех барьеры искрозащиты (барьеры искробезопасности), приёмники дискретных сигналов, 4-канальныеКонтроллеры, модули ввода-вывода…MDS AIO-1 Модули комбинированные ввода-вывода аналоговых и дискретных сигналов…MDS AIO-1/F1 Модули комбинированные функциональные ввода-вывода аналоговых и дискретных сигналов…MDS AIO-4 Модули комбинированные ввода-вывода аналоговых и дискретных сигналов…MDS AIO-4/F1 Модули комбинированные ввода-вывода аналоговых и дискретных сигналов, 4 ПИД регулятора. ..MDS AI-8UI Модули ввода аналоговых сигналов тока и напряжения…MDS AI-8TC Модули ввода сигналов термопар, тока и напряжения…MDS AI-8TC/I Модули ввода сигналов термопар, тока и напряжения с индивидуальной изоляцией между входами…MDS AI-3RTD Модули ввода сигналов термосопротивлений и потенциометров…MDS AO-2UI Модули вывода сигналов тока и напряжения…MDS DIO-16BD Модули ввода-вывода дискретных сигналов…MDS DIO-4/4 Модули ввода-вывода дискретных сигналов …MDS DIO-12h4/4RA Модули ввода-вывода дискретных сигналов высоковольтные…MDS DIO-8H/4RA Модули ввода-вывода дискретных сигналов высоковольтные…MDS DI-8H Модули ввода дискретных сигналов высоковольтные…MDS DO-8RС Модули вывода дискретных сигналов …MDS DO-16RA4 Модули вывода дискретных сигналов …MDS IC-USB/485 преобразователь интерфейсов USB и RS-485…MDS IC-232/485 преобразователь интерфейсов RS-232 и RS-485…I-7561 конвертер USB в RS-232/422/485…I-7510 повторитель интерфейса RS-485/RS-485…I-7520 преобразователь интерфейса RS-485/RS-232Измерители-регуляторы технологические. ..МЕТАКОН-6305 многофункциональный ПИД-регулятор с таймером выдержки…МЕТАКОН-4525 многоканальный ПИД-регулятор…МЕТАКОН-1005 измеритель технологических параметров, щитовой монтаж, RS-485…МЕТАКОН-1015 измеритель, нормирующий преобразователь, щитовой монтаж, RS-485…МЕТАКОН-1105 измеритель, позиционный регулятор, щитовой монтаж, RS-485…МЕТАКОН-1205 измеритель-регулятор, нормирующий преобразователь, контроллер, щитовой монтаж, RS-485…МЕТАКОН-1725 двухканальный измеритель-регулятор, нормирующий преобразователь, щитовой монтаж, RS-485…МЕТАКОН-1745 четырехканальный измеритель-регулятор, нормирующий преобразователь, щитовой монтаж, RS-485…МЕТАКОН-512/532/562 многоканальные измерители-регуляторы…Т-424 универсальный ПИД-регулятор…МЕТАКОН-515 быстродействующий универсальный ПИД-регулятор…МЕТАКОН-513/523/533 ПИД-регуляторы…МЕТАКОН-514 ПДД-регулятор…МЕТАКОН-613 программные ПИД-регуляторы…СТ-562-М источник тока для ПМТ-2, ПМТ-4Регистраторы видеографические…ИНТЕГРАФ-1100 видеографический безбумажный 4/8/12/16 канальный регистратор данных Счётчики, реле времени, таймеры. ..ЭРКОН-1315 восьмиразрядный одноканальный счётчик импульсов, поддержка RS-485, щитовой монтаж…ЭРКОН-315 счётчик импульсов одноканальный, поддержка RS-485, щитовой монтаж…ЭРКОН-325 счетчик импульсов двухканальный, поддержка RS-485, щитовой монтаж…ЭРКОН-415 тахометр-расходомер…ЭРКОН-615 счетчик импульсов реверсивный многофункциональный, поддержка RS-485, щитовой монтаж…ЭРКОН-714 таймер астрономический…ЭРКОН-214 одноканальное реле времени, цифровая индикация, монтаж на DIN-рельс или на панель…ЭРКОН-224 двухканальное реле времени, цифровая индикация, монтаж на DIN-рельс или на панель…ЭРКОН-215 реле времени программируемое одноканальное, поддержка RS-485, щитовой монтаж, цифровая индикацияБлоки питания и коммутационные устройства…PSM-72-24 блок питания 24 В (3 А, 72 Вт)…PSM-36-24 блок питания 24 В (1,5 А, 36 Вт)…PSL низковольтные DC/DC–преобразователи на DIN-рейку 3 и 10 Вт…PSM/4R-36-24 блок питания и реле, 24 В (1,5 А, 36 Вт)…БП-24/12-0,5 блок питания 24В/12В (0,5А). ..ФС-220 фильтр сетевой…БПР блок питания и реле…БКР блок коммутации реверсивный (пускатель бесконтактный реверсивный)…БР4 блок реле…PS3400.1 блок питания 24 В (40 А) …PS3200.1 блок питания 24 В (20 А)…PS3100.1 блок питания 24 В (10 А)…PS3050.1 блок питания 24 В (5 А)…PS1200.1 блок питания 24 В (20 А)…PS1100.1 блок питания 24 В (10 А)…PS1050.1 блок питания 24 В (5 А)Программное обеспечение…SetMaker конфигуратор……  История  версий…MDS Utility конфигуратор…RNet программное обеспечение…OPC-сервер для регулятров МЕТАКОН…OPC-сервер для MDS-модулей

Что такое RSSI, SINR, RSRP, RSRQ? Параметры качества сигнала

GSM-Репитеры.РУ » Что такое RSSI, SINR, RSRP, RSRQ? Параметры качества сигнала

Чтобы определить мощность и качество сотового сигнала, используются различные значения, такие как RSSI, SINR, RSRP и RSRQ. Важно знать, что обозначают эти аббревиатуры, чтобы правильно настроить уличную антенну модема, 4G-роутера или репитера и получить стабильную и быструю сотовую связь.

К сожалению, не все сотовые устройства умеют «показывать» все перечисленные значения. Часто случается, что та или иная модель модема отображает в веб-интерфейсе лишь часть значений или одно определенное значение. В худшем случае мобильный девайс может вовсе не иметь функции отображения численных значений мощности и качества сигнала: в некоторых случаях пользователю доступна лишь шкала уровня сигнала с делениями. В таком случае узнать численные показатели невозможно, поскольку шкала формируется на основе внутренних алгоритмов и расчетов, придуманных разработчиком оборудования.

При оценке качества связи с использованием значений RSSI, SINR, RSRP и RSRQ следует учитывать следующие факторы:

• Эти показатели помогают определить наилучшее положение уличной антенны и дать общую оценку радиочастотной обстановки. Тем не менее, они не являются абсолютными, поскольку на качество сотовой связи также влияют другие внешние факторы — загруженность базовой станции, пропускная способность оборудования оператора и т. п. Приведенные ниже таблицы с оценкой параметров носят информационный характер и основаны на опыте наших инженеров и клиентов;
• В связи с существенными различиями между поколениями сотовой связи не все показатели применимы для всех сотовых сетей. Например, сигнал GSM-сетей обычно измеряется с помощью единственного показателя RSSI, в то время как в 4G-сетях активно используются все четыре перечисленных выше параметра. Оценка параметров также отличается в зависимости от поколения сотовой связи: приемлемое значение RSSI для GSM-связи может быть слишком низким для 4G-сетей.

Итак, предположим, вы зашли в веб-интерфейс мобильного устройства и обнаружили там значения RSSI, SINR, RSRP и RSRQ. Что означают все эти буквы? Давайте разбираться!

Мощность сигнала RSSI (Received Signal Strength Indicator)

RSSI — это значение мощности сигнала, поступающего на антенны устройства. Показатель RSSI измеряется в децибел-милливаттах (дБм) и означает мощность сигнала, принятого вашим прибором. В современных сетях этот показатель не позволяет узнать качество сигнала, поскольку учитывает не только полезный сигнал вашей соты, но также весь побочный сигнал в измеряемом диапазоне частот. Например, значение RSSI включает в себя сигнал соседних базовых станций, внутренние и внешние помехи, шумы.

Поскольку параметр RSSI измеряется в логарифмических единицах децибел-милливатты, он может принимать отрицательные значения. Чем больше значение RSSI, тем более мощный сигнал поступает на устройство. Например, при значении RSSI = -55 дБм уровень сигнала намного выше, чем при RSSI = -75 дБм.

RSSI является наиболее простым, но и наименее полезным показателем, который позволяет лишь примерно оценить качество связи. При наличии сильных помех значение RSSI может быть очень высоким, при этом мобильный интернет может работать очень медленно.

Сегодня показатель RSSI рекомендуется использовать исключительно для оценки мощности GSM- и 3G-сигнала и избегать его использования при работе с 4G-оборудованием.

RSSI	GSM	3G	4G/LTE
Отлично	≥ -70 дБм	≥ -70 дБм	> -65 дБм
Хорошо	-70 дБм… -85 дБм	-70 дБм… -85 дБм	-65 дБм. .. -75 дБм
Удовлетворительно	-86 дБм… -100 дБм	-86 дБм… -100 дБм	-75 дБм… -85 дБм
Плохо	≤ -100 дБм	≤ -100 дБм	-85 дБм… -95 дБм
Нет сигнала	-110 дБм	-110 дБм	≤ -95 дБм

Качество сигнала 3G-сетей

RSCP (Received Signal Code Power)

В 3G-сетях, помимо показателя RSSI, используется параметр RSCP (Received Signal Code Power). Этот показатель означает мощность сигнального кода, полученного вашим прибором при подключении к базовой станции оператора. Важно понимать, что этот показатель не учитывает окружающие помехи. Высокое значение RSCP не обязательно означает высокое качество связи, поскольку уровень окружающих шумов может быть критичным для работы 3G-соединения.

RSCP	3G	Описание
Отлично	-60 дБм… 0 дБм	Сильный сигнал с максимальной скоростью передачи данных
Хорошо	-75 дБм. .. -60 дБм	Уверенный сигнал с хорошей скоростью передачи данных
Удовлетворительно	-85 дБм… -75 дБм	Может быть достигнут приемлемый результат
Плохо	-95 дБм… -85 дБм	Предельные показатели, возможны обрывы соединения
Очень плохо	-124 дБм… -85 дБм	Сильное падение производительности, потеря соединения

EC/IO (Energy per chip to Interference power ratio)

Чтобы оценить качество сотовой связи, необходимо учитывать не только мощность принимаемого сигнала, но также уровень радиочастотного шума, который создается в том числе другими работающими смартфонами и мобильными приборами, соседними базовыми станциями и прочими искусственными источниками. Для этого в 3G-сетях используется показатель EC/IO (Energy per chip to Interference power ratio), который позволяет оценить качество связи на основе мощности входящего сигнала и мощности зафиксированных помех. EC/IO всегда имеет отрицательное значение.

EC/IO	3G	Описание
Отлично	0 дБм… -6 дБ	Сильный сигнал с максимальной скоростью передачи данных
Хорошо	-7 дБм… -10 дБ	Уверенный сигнал с хорошей скоростью передачи данных
Плохо	-10 дБм. .. -20 дБ	Может быть достигнут приемлемый результат, однако скорость передачи данных часто «проседает». Когда значение EC/IO приближается к -20 дБ, производительность сильно падает

Качество сигнала LTE-сетей

RSRP (Reference Signal Received Power)

По мере разработки четвертого поколения сотовой связи консорциум 3GPP пришел к выводу, что показатель RSSI, учитывающий мощность всего входящего сигнала, является не самым удобным инструментом. Вместо показателя RSSI в спецификациях LTE-сетей широко используется параметр RSRP, который оценивает мощность на основе пилотных сигналов, поступающих от текущей базовой станции. Поскольку RSRP не зависит от ширины канала и не учитывает побочные сигналы и помехи, он всегда имеет более низкое числовое значение, чем RSSI.

RSRP	4G/LTE	Описание
Отлично	≥ -80 дБм	Сильный сигнал с максимальной скоростью передачи данных
Хорошо	-80 дБм. .. -90 дБм	Уверенный сигнал с хорошей скоростью передачи данных
Удовлетворительно	-90 дБм… -100 дБм	Может быть достигнут приемлемый результат, однако скорость передачи данных часто «проседает». Когда значение RSRP приближается к -100 дБ, производительность сильно падает
Плохо	≤ -100 дБм	Потеря соединения

SINR (Signal Interference + Noise Ratio)

В идеально мире, где отсутствуют электромагнитные помехи и сигнал от источника без искажений достигает приемника, измерение шумов не требуется. Однако в реальной жизни на сотовый сигнал влияет множество факторов, таких как погодные условия, рельеф местности, зеленые насаждения, близлежащие здания, стены, неправильная настройка антенн, различное работающее оборудование.

В 4G-сетях отношение сигнал/шум выражается показателем SINR (Signal to Interference + Noise Ratio). В некоторых моделях оборудования это значение может обозначаться аббревиатурой CINR — это полные синонимы (Carrier to Interference + Noise Ratio).

SINR рассчитывается как отношение полезного сигнала к помехам от посторонних источников и практически всегда имеет положительное значение. Отрицательные значения SINR фактически означают неработоспособность 4G-сети в текущем местоположении. Показатель SINR широко используется для оценки качества сигнала, однако он не включен в спецификации консорциума 3GPP, который занимается разработкой стандартов сотовой связи.

SINR	4G/LTE	Описание
Отлично	≥ 20 дБ	Сильный сигнал с максимальной скоростью передачи данных
Хорошо	13 дБ. .. 20 дБ	Уверенный сигнал с хорошей скоростью передачи данных
Удовлетворительно	0 дБ… 13 дБ	Может быть достигнут приемлемый результат, однако скорость передачи данных часто «проседает». Когда значение SINR приближается к 0 дБ, производительность сильно падает
Плохо	≤ 0 дБ	Потеря соединения

RSRQ (Reference Signal Received Quality)

Консорциум 3GPP для оценки качества 4G-сигнала предложил собственный показатель — RSRQ (Reference Signal Received Quality). Фактически RSRQ указывает на качество принятых пилотных сигналов от текущей базовой станции, а для его расчетов используются значения RSSI и RSRP.

RSRQ	4G/LTE	Описание
Отлично	≥ -10 дБ	Сильный сигнал с максимальной скоростью передачи данных
Хорошо	-10 дБ… -15 дБ	Уверенный сигнал с хорошей скоростью передачи данных
Удовлетворительно	-15 дБ. .. -20 дБ	Может быть достигнут приемлемый результат, однако скорость передачи данных часто «проседает». Когда значение RSRQ приближается к -20 дБ, производительность сильно падает
Плохо	≤ -20 дБ	Потеря соединения

Значения RSRQ и SINR могут использоваться независимо друг от друга или совместно для подбора оптимального положения уличной антенны сотовой связи.

Как использовать показатели RSSI, SINR, RSRP для настройки уличной антенны?

Во время настройки уличной антенны вышеописанные показатели могут изменяться как в одном, так и в разных направлениях. Бывают ситуации, когда настройка на отдаленную базовую станцию дает лучший результат, чем настройка на ближайшую БС. Например, при настройке антенны на дальнюю базовую станцию уровень RSSI может снизиться (поскольку антенна перестанет улавливать побочный сигнал от других источников), но соотношение сигнал/шум (SINR) и уровень сигнала от базовой станции (RSRP) вырастут.

В процессе юстировки антенны мы рекомендуем учитывать максимально возможное количество параметров. Не следует забывать, что для передачи интернет-данных соотношение сигнал/шум является одним из ключевых параметров, зачастую более важным, чем абсолютная мощность сигнала (RSSI).

Как посмотреть уровень RSSI, SINR, RSRP на моем устройстве?

Современные модемы и 4G-роутеры обычно предоставляют возможность узнать в реальном времени мощность сигнала в децибелах (RSSI) и дополнительные параметры, такие как SINR, RSRP и RSRQ. Однако список доступных параметров зависит от конкретной модели устройства, а также от установленного программного обеспечения (прошивки).

• На модемах Huawei E3372h и других модемах с прошивкой HiLink информация об уровне сигнала доступна в веб-интерфейсе в меню Информация об устройстве или на странице Антенна.

• Для просмотра аналогичной информации на устройствах бренда MikroTik под управлением операционной системы RouterOS необходимо открыть вкладку Interfaces и перейти к параметрам текущего модема (интерфейса). Информация об уровне и качестве сигнала доступна на вкладке Cellular.

• На роутерах Tandem от бренда MicroDrive информация об уровне сигнала доступна в веб-интерфейсе на странице Статус → Обзор → Мобильная сеть.

• На роутерах Keenetic со встроенным модемом (Keenetic Hero 4G и Keenetic Runner 4G) или с подключенным внешним USB-модемом информация об уровне сигнала представлена на стартовой странице Системный монитор → Интернет → Подробнее о соединении.

• Для доступа к расширенной информации об уровне сигнала на устройствах Teltonika (роутеры серии RUT) перейдите на страницу Status → Network → Mobile.

На нашем сайте вы можете приобрести 4G-модемы и роутеры с функцией отображения уровня сигнала в децибелах, например, популярную модель Huawei E3372h. Также в продаже имеется готовый набор для настройки уличной антенны и специализированные анализаторы спектра Arinst для радиочастотной разведки.

 

3.1.Параметры каналов ТЧ ЦСП. Нормирование.

Канал тональной частоты – это совокупность технических средств и среды распространения,обеспечивающая передачу электрических сигналов связи в эффективно передаваемой полосе частот (ЭППЧ) 0,3 — 3,4 кГц. В телефонии и связи часто используется аббревиатура КТЧ. Канал тональной частоты является единицей измерения ёмкости (уплотнения) аналоговых систем передачи (например, K-24, K-60, K-120). В то же время для цифровых систем передачи (например, ИКМ-30, ИКМ-480, ИКМ-1920) единицей измерения ёмкости является основной цифровой канал.

Прямой метод – это оценка по специальным тест-таблицам. В первом случае можно говорить о качестве передачи каналов ТЧ для передачи конкретного сообщения. Для того чтобы можно было оценить качество передач (любого вида сообщения), по данным канала используется косвенный метод. Этот метод оценки по электрическим характеристикам каналов ТЧ.

Итак, к параметрам канала ТЧ ЦСП относятся:

· Остаточное затухание;

· Амплитудно-частотная характеристика;

· Фазо-частотная характеристика;

· Шумы квантования;

· Амплитудная характеристика;

· Шум незанятого или свободного канала;

· ВПВ.

Остаточным затуханием канала ТЧ a_оназывается его рабочее затухание на частоте 1020 (800) Гц при номинальных нагрузках 600 Ом.

а_о = p_вх.к – p_{вых. к},

здесь p_вх.к – уровень сигнала измерительного генератора на входе канала, дБ. p_вых.к – уровень сигнала на выходе канала, дБ

Остаточное затухание вводится с целью повышения устойчивости канала (устойчивость – это способность канала к невозбуждению)

Остаточное затухание (особенно его стабильность во времени) является одним из основных параметров, обеспечивающих качество передачи сигналов. Снижение уровня принимаемого сигнала ухудшает слышимость телефонной передачи, в сочетании с другими мешающими факторами может вызвать ошибки в приеме сигналов тонального телеграфа, передаче данных, а при значительных снижениях уровня (ниже порога чувствительности приемных устройств) прием дискретной информации становится невозможным.

Номинальное значение уровней и остаточного затухания нормируются для различных режимов работы канала ТЧ на частоте 1020 (800) Гц (см. табл. 2.1).

Таблица 2. 1

Режим канала ТЧ	Относительные уровни, дБ (Нп)		Остаточное затухание, дБ (Нп)
	передачи	приема
4-проводный оконечный	–13 (–1,5)	+4,3 (+0,5)	–17,3 (–2)
4-проводный транзит	+4,3 (+0,5)	+4,3 (+0,5)	0
2-проводный оконечный	0	–7 (–0,8)	+7 (+0,8)
2-проводный транзит	–3,5 (–0,4)	–3,5 (–0,4)	0

Канал считается в норме, если не более 5% измерений отклоняется от номинальных значений остаточного затухания.

 

Частотной характеристикой остаточного затухания называется зависимость остаточного затухания канала от частоты.

a_r = (f)

Амплитудно-частотная характеристика канала ТЧ представляет собой зависимость приращения остаточного затухания на частоте, отличной от опорной, по отношению к остаточному затуханию на опорной частоте (800 Гц). Выбор частоты 1010 Гц, в качестве поверочной, оправдывается тем, что частота 800 Гц, является субгармоникой частоты дискретизации, остатки которого на выходе АИМ могут влиять на результаты измерений.

при p₁ = const.

Этот параметр служит для оценки амплитудно-частотных искажении сигнала, передаваемого по каналу. Они обусловлены главным образом количеством и качеством полосовых фильтров в аналоговой частоте аппаратуры канального преобразования оконечных пунктов и пунктов транзита по ТЧ.

Амплитудно-частотные искажения ухудшают разборчивость речи. Снятая АЧХ должна укладываться в шаблонах (рис. 3). В случае отклонения АЧХ от заданных норм, с целью снижения влияния АЧХ осуществляют корректировку корректорами, входящими в состав усилителей низкой частоты (УНЧ) аналоговой части приема каналообразующего оборудования ЦСП.

Рис. 3.1 Нормы на АЧХ канала ТЧ.

Амплитудная характеристика (АХ) канала ТЧ представляет собой зависимость уровня передачи на выходе канала от уровня на его входе . Снимается с целью оценки нелинейных с искажений действующих в канале. Снимается на частоте 1010 Гц и при изменении уровня входного сигнала от  –55 до +3 дБ. Нормы на отклонения амплитудной характеристики от линейной зависимости приведен на рис. 3.2.

 

 

Рис. 3.2. Нормы на отклонение амплитудной характеристики

Шумы квантования. Для оценки шумов квантования пользуются величиной А_зшк. Снимается характеристика в зависимости А_зшк от уровня входного сигнала А_зшк=. Возникают в кодере при осуществлении операции квантования, т.е. при округлении амплитуды отсчета до ближайшего разрешенного для кодирования уровня сигналами. Чем больше погрешность округлении, тем больше мощность шумов квантования. Измеряется уровень шума квантования при изменении уровня входного сигнала от -45 до 0 дБ. Защищенность от шумов квантования рассчитывается по формуле:

А_ЗШК = Р_{ВЫХ. К.} – Р_ШК;

где Р_{ВЫХ. К.} – нормируемый уровень на выходе канала ТЧ в точке измерения, дБ;

Р_ШК – замеренный уровень шума квантования, дБ.

                                                  Рис. 3.3. Шаблон для измерения защищенности от шумов квантования в канале ТЧ ЦСП.

Шум свободного канала.

Измерение мощности шумов свободного канала ТЧ осуществляется при отсутствии передачи по остальным каналам. В этом случае нет переходных влияний, вызванных межсимвольными искажениями. Вход канала должен быть нагружен на 600-омное сопротивление, а к выходу подключен псофометр с входным сопротивлением 600 Ом. На рис. 3.4. показана схема измерения шумов свободного канала ТЧ системы ИКМ-30. Измерения проводятся псофометром МПН-60, тогда максимальный уровень шума

Р_Ш.МАХ. = 20lg (U_Ш.МАХ./0,775)<-68,5, дБ

 

                                                                    Рис. 3.4. Схема измерения шумов свободного канала ТЧ системы передачи.

Внятные переходные влияния (ВПВ).

Величина внятных переходных влияний, как и величина шумов свободного канала зависит от положения рабочей точки кодера, поэтому в процессе измерений следует учитывать максимальное значение переходной помехи. Измерение внятных переходных влияний осуществляется не менее чем в двух каналах, предшествующих влияющему, и не менее чем в двух каналах, следующих непосредственно за влияющим. Пример схемы измерений для каналов ИКМ-30 представлен на рис. 3.5.В качестве индикатора может быть использован анализатор гармоник, например СЧ-44. При уровне измерительного сигнала -3,5 дБ уровень переходной помехи с частотой, равной измерительной, не должен превышать -68,5 дБ, что соответствует защищенности от переходной помехи 65 дБ. В соответствии с рекомендациями МСЭ-Т величина защищенности от внятных переходных помех между каналами должна быть не менее 65 дБ.

                                  Рис. 3.5. Схема измерения защищенности от внятных переходных влияний между каналами для системы ИКМ-30.

В цифровых системах рассматривается влияние на 2 предыдущих канала и на 2 последующих канала. На влияющий канал поступает генератор с частотой 1010 Гц. Выход влияющего канала и вход подверженного влиянием погружается на 600 Ом.

Это разница между уровнем сигнала на выходе и уровнем измеренным прибором. Защищенность должна быть 65,5 дБ.

Параметры цифровых стыков.

Цифровой стык – это точка соединения 2 смежных ступеней иерархии. В стыках нормируются такие параметры как: скорость передачи, стыковой код, длительность импульса, амплитуды импульса и затухания.

Параметры	Первичный стык	Вторичный стык	Третичный стык	Четверичный стык
Скорость передачи, кБит/с	2048	8448	34368	139264
Относительная нестабильность скорости
Код стыковой	ЧПИ	ЧПИ, КВП-3	КВП-3	CMI
Длительность импульса, нС	244	59	14,55	7,18
Амплитуда импульса, В	3	2,37	1	1
Сопротивление в стыке, Ом	120	75	75	75
Затухание, дБ	0-6	0-6	0-12	–

В ЦСП не существует специального оборудования формирования групповых цифровые трактов. Обычно сформированный на определенной ступени иерархии цифровой поток направляется на следующую ступень объединения цифровых потоков либо в линейным тракт. Точки соединения аппаратуры двух смежных ступеней иерархии называют цифровыми стыками. Параметры цифрового сигнала в стыках стандартизированы.

Основными стыковыми параметрами цифрового сигнала являются: скорость передачи цифрового сигнала в стыке; тип стыкового кода; параметры элементов цифрового сигнала: затухание соединительной линии стыка.

Параметры первичных, вторичных, третичных стыков цифровых потоков определяются рекомендациями МККТТ. Форма передаваемых импульсов номинально прямоугольная. Все единицы действительного сигнала независимо от знака должны укладываться в шаблон МККТТ.

Контрольные вопросы.

4.2.   Определение КТЧ?

4.2.   Назовите два метода оценки качества КТЧ?

4. 2.   Для чего предназначены эти два метода КТЧ?

4.2.   Что относится к параметрам КТЧ?

4.2.   Расскажите для чего предназначен каждый из параметров КТЧ?

Показатели качества сигналов со сложной модуляцией

Прежде чем новые параметры или методы получат широкое признание, нужно доказать, что прежние методы имеют серьезные ограничения или вообще не работают. Затем следует стандартизировать новый метод или параметр и условия, необходимые для его измерения. В некоторых случаях, когда новый показатель качества дает явные преимущества за счет простоты применения и удешевления измерений, стандартизация закрепляет его как уже общепризнанный и получивший широкое распространение.

В этой статье мы анализируем, нужен ли новый параметр для оценки качества сложной модуляции, и исследуем необходимые шаги для его повсеместного принятия и стандартизации.

 

Нужен ли новый показатель качества сигналов со сложной модуляцией?

В обычной схеме модуляции с амплитудной манипуляцией мы используем для кодирования информации лишь один параметр — амплитуду оптического сигнала. В сложных схемах модуляции обычно добавляется еще один параметр — фаза. Схема модуляции QPSK представляет собой специальный случай, в котором информация кодируется только по фазе несущей, но сигнал по-прежнему представлен двумя параметрами. (Поскольку двойная поляризация скорее подобна дополнительному каналу передачи, чем третьему параметру модуляции, мы не будем считать ее третьим параметром.) Такое двумерное кодирование уже дает ответ на вопрос: «Нужен ли новый показатель качества сигналов со сложной модуляцией?»

Прежде чем перейти к глубокому анализу этого вопроса, давайте взглянем, как обычно измеряются и анализируются сигналы с амплитудной манипуляцией, и рассмотрим ограничения, связанные с переносом этой концепции на сигналы со сложной модуляцией.

Рис. 1. «Глазковая» диаграмма сигналов с амплитудной манипуляцией

На рис. 1 показаны типичные параметры, получаемые из «глазковой» диаграммы сигналов с амплитудной манипуляцией. Во многих случаях оценка коэффициента битовых ошибок (BER) выполняется на основе распределения шума в сегментах сигнала, соответствующих «1» и «0». Исходя из гауссовского распределения шума, можно определить добротность, которая непосредственно связана с предполагаемым значением BER. Кроме того, в качестве другого параметра, описывающего качество сигнала или системы, часто используется процент попаданий в маску. Стандарты на характеристики определяют конечное число допустимых попаданий в маску. Эта маска приводится в стандарте, и при этом стандартизируются факторы, влияющие на измерительный приемник, например фильтр Бесселя-Томпсона с определенной полосой пропускания на входе измерительного прибора.

Внимательно рассмотрев особенности «глазковой» диаграммы в применении к сигналу со сложной модуляцией, мы сразу же заметим, что, в сущности, они не являются реально сравниваемыми измерительными концепциями. Давайте начнем с сигнала QPSK, применяемого в современных системах передачи 100 Гбит/с. На рис. 2 показана «глазковая» диаграмма сигнала QPSK. Она представляет собой проекцию сигнала на реальную или квадратурную ось, что дает две «глазковые» диаграммы сигнала со сложной модуляцией.

Например, мы видим, что переход от низкого уровня к высокому на рис. 2 (график I) не позволяет сказать, является ли этот переход переходом от символа «01» к символу «11» или от символа «01» к символу «10», как показано на сигнальном созвездии. Для «глазковой» диаграммы Q (рис. 2) мы, естественно, наблюдаем ту же неоднозначность, что порождает сомнения в полезности «глазковой» диаграммы для оценки сигналов со сложной модуляцией.

Рис. 2. «Глазковая» диаграмма сигнала QPSK

В амплитудной манипуляции обычно определяют наилучший уровень принятия решения, изменяя этот уровень малыми шагами и рассчитывая для каждого шага добротность или BER. Минимальный BER соответствует оптимальному уровню принятия решения. Поскольку когерентный приемник «принимает решение» не на основе амплитудного порога, а в результате двумерного поиска ближайшего символа в сигнальном созвездии в определенный момент времени, роль «глазковой» диаграммы для измерения качества сигнала не столь очевидна.

Дополнительная сложность заключается в необходимости различать «глазковые» диаграммы проекций I и Q, что требует подробного документирования испытаний.

И наконец, давайте взглянем на рис. 3, показывающий результаты измерения модуляции 16‑QAM [1]. Этот сигнал имеет неортогональное распределение точек сигнального созвездия, что повышает стойкость к искажениям в оптическом канале. Глядя на проецируемые оси такого сигнала, можно сразу сказать, что любая оценка качества сигнала по «глазковой» диаграмме будет неудачной.

Рис. 3. Результаты измерения модуляции 16‐QAM

Выполненный анализ показал, что мы не можем сохранить измерительные концепции, используемые для оценки амплитудной манипуляции, без серьезных ограничений, связанных:

• с наличием дополнительных параметров модуляции сложных сигналов по сравнению с амплитудной манипуляцией;
• с неоднозначностью «глазковых» диаграмм по отношению к проекциям на оси I и Q;
• с широким распространением модуляции QAM более высокого порядка, в которой практически отсутствует взаимосвязь между результатами и измеренными параметрами «глазковой» диаграммы.

Поскольку QPSK представляет собой особый случай с одним параметром модуляции, существует несколько подходов, переносящих концепции амплитудной манипуляции на сложную модуляцию. До определенного момента это может хорошо работать, но ограничения все же появятся.

 

Каковы альтернативы?

Оптическая связь удобна, поскольку в ней можно воспользоваться наработками мобильной связи, в которой похожие проблемы решены несколько десятилетий назад при переходе от чистой АМ и ЧМ к сложной модуляции для повышения скорости передачи данных.

В этой отрасли была принята концепция амплитуды вектора ошибки (EVM), которая широко используется в таких стандартах, как WLAN, и многих других. Она основана на очень простой идее.

Насколько принимаемый сигнал далек от идеального? Именно это и измеряет амплитуда вектора ошибки.

Причина широкого распространения этой концепции в радиосвязи кроется в том, что она преодолевает описанные выше ограничения.

Сравнивая измеренный сигнал с идеальным, мы можем выполнять это сравнение для любого числа уровней амплитуды и фазы в любых определенных нами точках сигнального созвездия. Это устраняет неоднозначность, поскольку каждая точка сравнивается с ближайшим идеальным «соседом». Неверная ассоциация приведет к такой же ошибке символа, как и в реальном приемнике.

Кроме того, эта концепция предполагает, что для определения принимаемого символа измерительный приемник должен измерять сигнал только в те моменты времени, когда это делает реальный приемник. Любая информация о переходе в этой концепции неинтересна. Конечно, ее можно расширить до измерений во время перехода, но это было бы полезно, если бы результаты сравнивались со стандартизированным переходом.

Другим важным аргументом является тот факт, что EVM, рассчитанную как среднеквадратическое значение статистически большого числа векторов, можно использовать для расчета добротности. Следовательно, EVM имеет такую же непосредственную связь с BER в тех же условиях, как и в случае амплитудной манипуляции, а именно в условиях гауссовского распределения шумов [2].

 

Основные факторы, влияющие на EVM

Как и для амплитудной манипуляции, основным требованием к испытаниям является наличие фильтра Бесселя-Томпсона в эталонном приемнике. Для приемников сложных сигналов можно указать и другие влияющие факторы, например:

• полоса пропускания приемника;
• АХЧ приемника;
• влияние приемника на сигнал, например фазовый сдвиг;
• шум;
• эффективная разрядность АЦП;
• искажения;
• алгоритм обработки сигнала.

Одним из важнейших параметров является полоса пропускания электрического тракта между pin-диодами и АЦП, включая, конечно, и сам АЦП.

На рис. 4 показано влияние полосы пропускания электрического тракта на результаты измерения EVM, полученные путем моделирования. Видно, что при изменении полосы от 22 до 25 ГГц EVM меняется примерно на 1% для сигнала QPSK, передаваемого со скоростью 28 Гбод.

Рис. 4. Зависимость EVM от полосы пропускания

Конечно, оценки влияния одного лишь параметра недостаточно. Фазовая ошибка, вносимая в результате несовершенства изготовления оптических гибридных схем для когерентных интрадинных приемников, является примером того, как оптические компоненты могут ухудшать параметры приемника. На рис. 5 показана смоделированная погрешность фазового угла оптической гибридной схемы IQ.

Рис. 5. Зависимость EVM от фазового угла IQ

В версии 1.1 соглашения OIF об интегрированных интрадинных приемниках допускается фазовый угол ±5° для оптических гибридных схем, что, согласно моделированию, соответствует погрешности EVM около 3%.

И наконец, следует упомянуть о том, что даже способ обработки сигнала, особенно отслеживания фазы, в когерентном оптическом приемнике может привести к различиям в результатах измерения EVM в пределах нескольких процентов или более для сигналов с большим фазовым шумом, вызванным передающим лазером.

Описанные выше примеры показывают, что применение EVM в качестве широко распространенного показателя качества может потребовать более четкой стандартизации, чем это было раньше.

Показатели качества оптических сигналов со сложной модуляцией требуют эталонного сигнала, который должны предоставить институты стандартизации в качестве отслеживаемых образцов, либо комитеты стандартизации должны определить параметры для эталонного приемника, включая правила коррекции искажений и схему обработки сигналов. Эта схема обработки сигналов необязательно должна совпадать со схемой, используемой в стандартных телекоммуникационных приемниках, поэтому поставщики телекоммуникационного оборудования по-прежнему могут использовать собственные схемы обработки сигналов. Дополнительным преимуществом является то, что результаты тестирования оптических сигналов со сложной модуляцией, полученные на разном контрольно-измерительном оборудовании, можно будет сравнивать между собой.

 

В каком состоянии находится стандартизация EVM в оптической промышленности и что еще нужно?

Концепция EVM хорошо знакома производителям оптоэлектронного оборудования. Тем не менее она практически не используется для «стандартизации» качества оптических сигналов со сложной модуляцией и еще реже для оценки BER.

Одна из причин этого может быть в том, что без определенных условий для измерения EVM, подобных тестированию амплитудной манипуляции по маске с помощью фильтра Бесселя-Томпсона, трудно будет сравнивать результаты, полученные на разном измерительном оборудовании или встроенных измерителях телекоммуникационных приемников.

Чтобы найти выход из сложившейся ситуации, подкомитет «Оптоволоконные системы и активные устройства» МЭК SC86C начал работу в этом направлении. Он подготовил и распространил документ, в котором дано определение EVM, адаптированное к сфере оптической связи, и предлагаются система и условия для стандартизации измерений этого параметра. Кроме того, исследовательская группа ITU-T 15 тоже взялась за разработку этой темы для оценки телекоммуникационных передатчиков.

Пока у нас не будет определенного соглашения или стандарта на эталонный приемник для измерения EVM, аналогичного тому, что используется для оценки амплитудной манипуляции с помощью приемника с фильтром Бесселя-Томпсона, мы будем вынуждены учитывать ограничения, связанные с разными условиями измерения. Поэтому нужно довести до конца начатую работу.

В противном случае отсутствие возможности сравнения результатов, полученных изготовителями модулей и компонентов, с результатами, полученными поставщиками систем и услуг, может дать отрицательный экономический эффект.

Литература

1. Pfau  T., Liu X., Chandrasekhar  S. Optimization of 16‑ary Quadrature Amplitude Modulation Constellations for Phase Noise Impaired Channels // ECOC Technical Digest. 2011.
2. Schmogrow  R., et al. Error Vector Magnitude as a Performance Measure for Advanced Modulation Formats // IEEE Photonics Technology letters. Vol. 24, No 1. Jan. 1, 2012.

Раскладываем по полочкам параметры АЦП / Хабр

Привет, Хабр! Многие разработчики систем довольно часто сталкиваются с обработкой аналоговых сигналов. Не все манипуляции с сигналами можно осуществить в аналоговой форме, поэтому требуется переводить аналог в цифровой мир для дальнейшей постобработки. Возникает вопрос: на какие параметры стоит обратить внимание при выборе микроконтроллера или дискретного АЦП? Что все эти параметры означают? В этой статье постараемся детально рассмотреть основные характеристики АЦП и разобраться на что стоит обратить внимание при выборе преобразователя.

Введение

Начать бы хотелось с интересного философского вопроса: если аналоговый сигнал — это бесконечность, теряем ли мы при оцифровке сигнала бесконечное количество информации? Если это так, тогда какой смысл существования такого неэффективного преобразования?
Для того, чтобы ответить на этот вопрос, разберемся с тем, что такое аналого-цифровое преобразование сигнала. Основной график, который отражает работу АЦП – передаточная характеристика преобразования. В идеальном мире это была бы прямая линия, то есть у каждого аналогового уровня сигнала имелся бы единственный цифровой эквивалент.

Рис. 1: Идеальная характеристика АЦП

Однако из-за наличия различных видов шума, мы не можем увеличивать разрядность АЦП до бесконечности. То есть существует предел, который ограничивает минимальную цену деления шкалы. Другими словами, уменьшая деление шкалы мы рано или поздно «упремся» в шум. Да, конечно, можно сделать хоть 100-битный АЦП, однако большинство бит данного АЦП не будут нести полезную информацию. Именно поэтому характеристика АЦП имеет ступенчатую форму, что равносильно наличию конечной разрядности АЦП.
Проектируя систему необходимо выбирать АЦП, который бы обеспечил отсутствие потери информации при оцифровке. Для того, чтобы выбрать преобразователь, необходимо понять, какие параметры его характеризуют.
Параметры АЦП можно разделить на 2 группы:

• Статические — характеризуют АЦП при постоянном или очень медленно изменяющемся входном сигнале. К данным параметрам можно отнести: максимальное и минимальное допустимое значение входного сигнала, разрядность, интегральную и дифференциальную нелинейности, температурную нестабильность параметров преобразования и др.
• Динамические — определяют максимальную скорость преобразования, предельную частоту входного сигнала, шумы и нелинейности.

Статические параметры

Динамические параметры

• Частота дискретизации (fs — sampling frequency) — частота, при которой происходит преобразование в АЦП (ну или 1/Ts, где Ts — период выборки). Измеряется числом выборок в секунду. Обычно под данным обозначением подразумевают максимальную частоту дискретизации, при которой специфицированы параметры преобразователя (рис. 6).
  Рис. 6: Процесс преобразования АЦП
  
• Отношение сигнал/шум (SNR — Signal-to-Noise Ratio) — определяется как отношение мощности обрабатываемого сигнала к мощности шума, добавляемого в процессе преобразования. SNR обычно выражается в децибелах (дБ) и рассчитывается по следующей формуле:
  Наглядно данное выражение продемонстрированно на рисунке 7.
  Рис. 7: Отношение сигнал/шум

  Для оценки SNR АЦП при разработке системы можно воспользоваться следующей формулой:
  

  Первые 2 слагаемых учитывают уровень сигнала и ошибку квантования (нужно понимать, что формула верна для сигнала размаха полной шкалы). Третье слагаемое учитывает эффект передискретизации (выигрыш по обработке или processing gain): если полоса обрабатываемого сигнала (BW < fs/2), то, применив цифровой фильтр низких частот (либо полосовой, тут зависит все от полосы и несущей) к результату преобразования, можно вырезать часть шума АЦП, а оставшаяся часть будет распределена от 0 до BW (рис. 8). Если шум АЦП равномерно распределен по всем частотам (т.н. «белый» шум) интегральный шум после фильтрации уменьшится в fs/2 / BW раз, что и отражает третий член формулы.
  Рис. 8: Увеличение SNR за счет передискретизации
• Общие нелинейные искажения (THD — total harmonic distortion). Прежде, чем сигнал преобразовывается в цифровой код, он проходит через нелинейные блоки, которые искажают сигнал. К примеру, пусть есть сигнал с частотой f. Пройдя через нелинейный блок к нему добавятся компоненты с частотами 2f, 3f, 4f … — 2-я, 3-я, 4-я и т.д. гармоники входного сигнала. Если дискретизированный сигнал разложить в спектр с помощью ДПФ (Дискретного Преобразования Фурье), мы увидим, что все эти гармоники «перенеслись» в первую зону Найквиста (от 0 до fs/2) (рис. 9).
  Рис. 9: Нелинейные искажения

  Побочные гармоники искажают обрабатываемый сигнал, что ухудшает производительность системы. Этот эффект можно измерить, используя характеристику общие нелинейные искажения. THD определяется как отношение суммарной мощности гармонических частотных составляющих к мощности основной (исходной) частотной составляющей (в некоторых документациях выражается в дБ):
  

• Динамический диапазон, свободный от гармоник (SFDR — Spurious-Free Dynamic Range). Является отношением мощности полезного сигнала к мощности наибольшего «спура» (любая паразитная составляющая в спектре, не обязательно гармонического происхождения), присутствующего в спектре (рис. 9).
• Отношение сигнал / шум и нелинейные искажения (SINAD — signal-to-noise and distortion ratio). Аналогичен SNR, но помимо шума учитывает все виды помех и искажений, возникающих при аналого-цифровом преобразовании. SINAD является одним из ключевых параметром, характеризующим АЦП (в некоторых источниках обозначается как SNDR):

• Эффективное число бит (ENOB — effective number of bits) – некая абстрактная характеристика, показывающая сколько на самом деле бит в выходном коде АЦП несет в себе полезную информацию. Может принимать дробные значения.

• Интермодуляционные искажения (IMD — intermodulation distortion). Рассмотренные прежде динамические параметры измеряются, когда на вход подается однотональный гармонический сигнал. Такие однотональные тесты хороши, когда АЦП обрабатывает широкополосные сигналы. В этом случае гармоники, располагающиеся выше fs/2 отражаются в первую зону Найквиста и, следовательно, всегда учитываются в расчете параметров. Однако, имея дело с узкополосными сигналами или АЦП с передискретизацией, даже гармоники низкого порядка (2-я, 3-я) могут иметь достаточно высокую частоту, чтобы выйти из рассматриваемого частотного диапазона (или не отразиться в этот диапазон в случае выхода за fs/2). В этом случае эти гармоники не будут учтены, что приведёт к ошибочному завышению динамических параметров.
  Для решения этой проблемы используются бигармонические тесты. На вход подают две спектрально чистых синусоиды одинаковой мощности с частотами и , которые находятся на близком расстоянии друг от друга. Нелинейность преобразователя порождает дополнительные тоны в спектре (их называют интермодуляционными искажениями) на частотах , где – произвольные целые числа.
  Полезность бигармонического теста в том, что некоторые из интермодуляционных продуктов располагаются в спектре очень близко к исходному сигналу и, следовательно, дают полную информацию о нелинейности АЦП. В частности, интермодуляционные искажения 3-го порядка находятся на частотах и (рис. 10).
  Рис. 10: интермодуляционные искажения

  При построении РЧ систем могут быть интересны так же продукты 2-го и более высокого порядка. Параметр АЦП, характеризующий его интермодуляционные искажения n-го порядка, определяется формулой: [dBc], где – мощность идентичных синусоид на входе, – мощность одного из продуктов. Например – отношение мощности на к мощности на

Полоса пропускания АЦП и субдискретизация (undersamling/sub-sampling)

Полоса пропускания преобразователя (FPBW — Full Power (Analog) Bandwidth). Обычно ширина полосы преобразователя составляет несколько зон Найквиста. Этот параметр должен быть в спецификации, но, если его нет, можно попробовать самостоятельно оценить минимально возможное значение полосы пропускания для данного АЦП. За период выборки емкость УВХ должна зарядиться с точностью 1 LSB. Если период выборки равен , то ошибка выборки сигнала полной шкалы равна:

Решив относительно t, получаем:

Положив, что , определим минимальную полосу АЦП (для ):

Например, для 16 битного АЦП с частотой дискретизации 80 Мвыб/c и шкалой 2 В ограничение снизу для полосы пропускания, рассчитанное по этой формуле, составит FPBW = 282 МГц.

Analog Bandwidth является очень важным параметром при построении систем, которые работают в режиме субдискретизации (“undersampling”). Объясним это подробнее.
Согласно критерию Найквиста, ширина спектра обрабатываемого сигнала должна быть как минимум в 2 раза меньше частоты дискретизации, чтобы избежать элайзинга. Здесь важно, что именно ширина полосы, а не просто максимальная частота сигнала. Например, сигнал, спектр которого расположен целиком в 6-й зоне Найквиста может быть теоретически дискретизован без потери информации (рис. 11). Ограничив спектр этого сигнала антиэлайзинговым фильтром, его можно подавать на дискретизатор с частотой fs. В результате сигнал отразится в каждой зоне.

Рис. 11: undersampling

Свойство переноса спектра при дискретизации

Undersampling или sub-sampling имеет место быть из-за свойств дискретизации. Рассмотрим на примере, пусть имеется сигнал a(t) и его спектральная плотность (рис. 12). Необходимо найти спектральную плотность сигнала после дискретизации сигнала .

Рис 12: дискретизация непрерывного сигнала

По фильтрующему свойству дельта-функции:

После дискретизации :

где

С помощью формулы Релея вычислим спектр:

Из этого выражения следует что спектр сигнала будет повторяться во всех зонах Найквиста.

Итак, если есть хороший антиэлайзинговый фильтр, то соблюдая критерий Найквиста, можно оцифровывать сигнал с частотой дискретизации намного ниже полосы АЦП. Но использовать субдискретизацию нужно осторожно. Следует учитывать, что динамические параметры АЦП деградируют (иногда очень сильно) с ростом частоты входного сигнала, поэтому оцифровать сигнал из 6-й зоны так же «чисто», как из 1-й не получится.
Несмотря на это субдискритезация активно используется. Например, для обработки узкополосных сигналов, когда не хочется тратиться на дорогой широкополосный быстродействующий АЦП, который вдобавок имеет высокое потребление. Другой пример – выборка ПЧ (IF-sampling) в РЧ системах. Там благодаря undersampling можно исключить из радиоприемного тракта лишнее аналоговое звено — смеситель (который переносит сигнал на более низкую несущую или на 0).

Сравним архитектуры

На данный момент в мире существует множество различных архитектур АЦП. У каждой из них есть свои преимущества и недостатки. Не существует архитектуры, которая бы достигала максимальных значений всех, описанных выше параметров. Проанализируем какие максимальные параметры скорости и разрешения смогли достичь компании, выпускающие АЦП. Также оценим достоинства и недостатки каждой архитектуры (более подробно о различных архитектурах можно прочитать в статье на хабр).

Таблица сравнения архитектур

Информацию для таблицы брал на сайте arrow, поэтому если что-то упустил поправляйте в комментариях.

Заключение

Описав параметры разрабатываемой вами системы, можно понять, какие характеристики АЦП для вас являются критичными. Однако не стоит забывать, что динамические параметры преобразователей сильно зависят от многих факторов (частота дискретизации, частота входного сигнала, амплитуда входного сигнала и тд.) Зачастую в таблицах параметров в документации указывают только «красивые» (с точки зрения маркетинга) цифры. Приведу пример, возьмем АЦП ad9265 и рассмотрим его параметр SFDR при частоте входного сигнала 70 МГц:

Таблица показывает значение SFDR при максимальных значениях частоты дискретизации, однако если вы будете использовать частоту ниже (к примеру 40 МГц), вы не получите этих «хороших» значений. Поэтому советую анализировать характеристики АЦП по графикам, чтобы примерно понимать, сможет ли данная микросхема обеспечить нужную вам точность преобразования.

преобразований параметров и сигналов — MATLAB & Simulink

Введение

Чтобы полностью понять результаты, сгенерированные блоками Simulink ^® с фиксированной точкой, вы должны знать об этих проблемах: типы данных

Когда входные сигналы преобразуются из одного типа данных с фиксированной точкой в ​​другой (если есть)

Когда арифметические операции над входными сигналами и параметрами выполнено

Например, предположим, что блок Simulink с фиксированной точкой выполняет арифметическую операцию над своим входным сигналом и параметра, а затем генерирует выходные данные с характеристиками, указанными блок. На следующей диаграмме показано, как связаны эти проблемы.

В следующих разделах описываются преобразования параметров и сигналов. Правила арифметических операций обсуждают арифметические операции.

Преобразование параметров

Параметры блоков с фиксированной точкой, которые принимают числовые значения, всегда преобразуются от double к типу данных с фиксированной точкой. Параметры могут быть преобразуется в тип входных данных, тип выходных данных или в тип данных явно указывается блоком. Например, блок Discrete FIR Filter преобразует свой Начальные состояния параметра для типа входных данных и преобразует его Коэффициент числителя Параметр к типу данных, который вы явно указать через диалоговое окно блока.

Параметры всегда преобразуются перед выполнением любых арифметических операций. Кроме того, параметры всегда преобразуются в автономном режиме с использованием округление к ближайшему и насыщение. Офлайн-конверсии обсуждаются ниже.

Офлайн-преобразования

Офлайн-преобразование — это преобразование, выполняемое вашей платформой разработки (например, процессор на вашем ПК), а не процессор с фиксированной точкой вы ориентируетесь. Например, предположим, что вы используете ПК для разработки программы. для работы на процессоре с фиксированной точкой, и вам нужен процессор с фиксированной точкой для вычислить

y=(abc)u=Cu

снова и снова. Если a , b и c — постоянные параметры, это неэффективно для процессор с фиксированной точкой для вычисления ab / c каждый раз. Вместо этого процессор ПК должен один раз вычислить ab / c в автономном режиме, а процессор с фиксированной точкой вычислит только C · u . Это устраняет две дорогостоящие арифметические операции с фиксированной запятой. операции.

Преобразование сигнала

Рассмотрим преобразование реального значения из одного типа данных с фиксированной точкой в еще один. В идеале значения до и после преобразования равны.

Va=Vb,

, где В _b — входное значение, а В _a — выходное значение. Чтобы увидеть, как реализовано преобразование, два идеальных значения заменены общей схемой кодирования [Slope Bias], описанной в масштабе:

Vi=Fi2EiQi+Bi.

Решение для сохраненного целочисленного значения типа выходных данных, Q _A получается:

QA = FBFA2EB -EAQB+BB -BAFA2 -EA = FS2EB -EAQB+BNET,

, где F _S является скорректированным фракционным слялом и B _S является скорректированным фракционным слялом и B _S является корректируемым фракционным слялом и B . это чистое смещение. Офлайн-конверсии и онлайн-конверсии и операции обсуждаются ниже.

Офлайн-конверсии

Оба F _s и B _net вычисляются в автономном режиме с использованием округления до ближайшего и насыщения. Затем B _net сохраняется с использованием типа выходных данных, а F _s сохраняется с использованием автоматически выбранного типа данных.

Онлайн-преобразования и операции

Остальные преобразования и операции выполняются онлайн процессором с фиксированной точкой, и зависит от наклоны и смещения для входных и выходных типов данных. Преобразования и операции задаются следующими шагами:

1. Начальное значение для Q _a задается чистым смещением, B _net :

   Qa=Bnet.

2. Входное целочисленное значение, Q _b , умножается на скорректированный наклон, F _s :

   QRawProduct=FsQb.

3. Результат шага 2 преобразуется в модифицированный тип выходных данных, где наклон равен единице, а смещение равно нулю:

   QTemp=конвертировать(QRawProduct).

   Это преобразование включает любой необходимый сдвиг битов, округление или обработка переполнения.

4. Выполняется операция суммирования:

   Qa=QTemp+Qa.

   Это суммирование включает любую необходимую обработку переполнения.

Оптимизация моделирования и сгенерированного кода

Обратите внимание, что максимальное количество преобразований и операций выполняется, когда наклоны и смещения входного сигнала и выходного сигнала отличаются (являются несовпадение). Если масштабирование этих сигналов идентично (совпадает), число операций уменьшается по сравнению с худшим (наиболее неэффективным) случаем. Например, когда вход имеет тот же дробный наклон и смещение, что и выход, только шаг 3 требуется:

Qa=конвертировать(Qb).

Эксклюзивное использование только двоичного масштабирования для входных и выходных сигналов сигналы — это распространенный способ устранения несовпадающих наклонов и смещений, а результаты в наиболее эффективных симуляциях и сгенерированном коде.

СИНХРОНИЗАЦИЯ СИГНАЛА НА ШНУРЕ

Полезно определить временные параметры сигнала светофора как принадлежащие к одной из двух категорий: временные параметры местного перекрестка и временные параметры скоординированной работы. Минимум фазы или время изменения желтого цвета являются примерами параметров времени локального пересечения. Длина цикла пересечения и смещение являются примерами временных параметров координации. Временных параметров локального пересечения гораздо больше, чем временных параметров координации. Фактически, большинство систем определяют только три временных параметра координации: длину цикла, смещение и разделение. В следующем разделе этого отчета описываются методы, которые можно использовать для установки параметров времени локального пересечения, а в следующем разделе рассматриваются параметры скоординированной операции.

Основные временные параметры практически одинаковы для всех управляемых контроллеров. Существуют тонкие различия между различными программными реализациями; например, контроллеры NEMA определяют функцию принудительного отключения как функцию «на кольцо», в то время как другие реализации определяют функцию принудительного отключения как функцию «на фазу». Это различие не имеет большого значения для инженера по дорожному движению, который отвечает за разработку новых планов светофоров. Эти различия, однако, очень важны, когда результаты процесса оптимизации синхронизации сигналов реализуются в конкретном контроллере. Многие новые контроллеры автоматически рассчитывают настройку принудительного отключения, как только инженер определяет разделение.

Поскольку в большинстве юрисдикций используются контроллеры с приводом NEMA TS-1 и TS-2 или модели 170, основное внимание уделяется контроллерам с приводом от времени. Однако важно понимать, что во многих юрисдикциях используются контроллеры с предварительной синхронизацией. Большинство принципов, отмеченных в этом разделе, могут быть непосредственно применены к контроллерам с предварительной синхронизацией.

Чтобы узнать о текущем статусе синхронизации сигналов, читатель может обратиться к Практика и процедуры синхронизации сигналов: состояние практики (элемент IR-116), опубликованный Институтом инженеров транспорта (ITE). В этом отчете отражено текущее положение дел в области синхронизации сигналов светофора. Он был подготовлен в рамках продолжающейся программы, разработанной FHWA и ITE, чтобы уделять повышенное внимание качеству синхронизации сигналов светофора в США.

Принципы синхронизации

Приводимого в действие контроллера Некоторые из основных принципов синхронизации зеленого интервала в блоке управления дорожным движением следующие:

Каждая фаза должна иметь минимальное время зеленого сигнала, чтобы у остановившегося транспортного средства, получившего зеленый сигнал, было достаточно времени, чтобы тронуться с места и частично пересечь перекресток до появления желтого сигнала. Это время иногда называют начальной частью зеленого интервала.

Каждому транспортному средству требуется достаточное количество зеленого времени, чтобы проехать от детектора до перекрестка. Это называется временем прохождения, удлинением транспортного средства или зазором. Промежуток относится к расстоянию между транспортными средствами, а также времени между транспортными средствами. Таким образом, каждое последующее срабатывание транспортного средства увеличивает время зеленого цвета фазы. При отсутствии встречных вызовов контроллер отдыхает. Расширения по-прежнему рассчитаны по времени, но не влияют на зеленый интервал.

Должно быть максимальное время, на которое зеленый интервал может быть продлен, если встречные машины ждут; это называется максимальным зеленым или пределом расширения.

После получения срабатывания от противоположной фазы запускается таймер максимального зеленого цвета. Текущая фаза будет удерживать зеленый цвет до тех пор, пока время между активациями не превысит предустановленное расширение блока или промежуток. При обнаружении разрыва начнется желтый интервал замены, и контроллер перейдет к следующей фазе в соответствии с запросом. Это называется прекращением разрывом или разрывом.

Активация от другой фазы, полученная в течение любой части зеленого интервала, также запускает схему синхронизации максимального зеленого. Это также называется пределом расширения. Даже если срабатывания достаточно близки по времени, чтобы предотвратить завершение промежутка, максимальный предел прекратит зеленый интервал, когда истечет заданный максимум. Это называется завершением по максимальному зеленому цвету или max-out.

Основные настройки фазы активации

Все контроллеры с активацией поддерживают эти пять основных параметров синхронизации фазы: минимум зеленого, расширение, максимум зеленого, желтого и красного.

Минимальный зеленый (начальный)

Минимальный зеленый цвет – это первая хронометрируемая часть зеленого интервала. Продолжительность минимального зеленого цвета обычно зависит от количества транспортных средств, которые могут стоять в очереди между входным фазовым детектором и стоп-линией. Как правило, продолжительность фазы не должна быть меньше некоторого абсолютного минимума, например, от 5 до 10 секунд. Если пешеходы могут переходить дорогу с этой фазой, время их перехода также должно быть учтено и включено в минимальную продолжительность фазы.

Термин «минимум зеленый» на некоторых контроллерах называется «минимальный начальный». Есть тонкая разница. Минимальный зеленый цвет определяет продолжительность зеленого цвета, когда нет расширений. Когда контроллер использует минимальное начальное значение, минимальная продолжительность зеленого цвета равна сумме минимального начального значения и одного продления.

Минимальное время зеленого цвета — это минимально гарантированный зеленый цвет, который будет отображаться. Он установлен для того, чтобы транспортные средства, остановившиеся между датчиком на подъезде и стоп-линией, могли тронуться с места и выехать на перекресток. Следовательно, время этого интервала зависит от местоположения детектора и количества транспортных средств, которые могут храниться между детектором и стоп-линией.

Необходимо также учитывать время пешеходов. При отсутствии условий для пешеходов (указатели или кнопки) минимальный гарантированный зеленый цвет должен быть равен минимальному времени для пешеходов (прогулка + расстояние для пешеходов).

Один из методов, который можно использовать для расчета минимального количества гринов:

Минимум зеленый = 5 + 2n

Где:

«n» — количество транспортных средств, которое может храниться между стоп-линией и дальним датчиком в одной полосе. Это определяется путем деления расстояния (в футах) между стоп-линией и детектором на 25, поскольку 25 — это средняя длина транспортного средства плюс расстояние до остановки в футах.

При использовании определения стоп-линии минимальная зеленая полоса может быть довольно короткой, скажем, от 5 до 10 секунд. Эти очень короткие минимумы можно использовать на участках, где нет движения пешеходов, и на участках, где есть активированные пешеходные сигналы. Эти чрезвычайно короткие минимумы никогда не должны использоваться там, где есть вероятность перехода пешеходов с зеленым дисплеем.

Расширение (проход)

Параметр «Продление» (проезд) увеличивает зеленый интервал для каждого срабатывания автомобиля до максимального зеленого. Он начинает отсчет времени, когда транспортное средство снимается; то есть, когда транспортное средство проезжает над детектором. Этот период продления может быть прекращен таймером максимального продления или принудительным отключением.

Параметр фактического времени прохождения (удлинение транспортного средства или время промежутка) — это время, на которое фаза будет продлеваться при каждом срабатывании. Эта настройка представляет собой количество секунд, необходимое транспортному средству, движущемуся со скоростью приближения, для проезда от детектора до стоп-линии. Время прохождения служит двум целям: (1) это время прохождения от детектора до стоп-линии, и (2) это допустимый промежуток времени между срабатываниями, при котором грин остается на этом подходе. Пока обнаружение транспортных средств происходит с более короткими интервалами, чем время проезда (допустимый промежуток), зеленый цвет будет сохраняться на этой фазе до тех пор, пока не истечет максимум или он не будет принудительно выключен.

Если интервал проезда слишком короткий, это может привести к быстрой остановке, а также к прекращению действия грина до того, как движение транспортных средств будет надлежащим образом обслужено. Если установлен слишком длинный интервал проезда, это приведет к чрезмерным задержкам, а также к проблемам с безопасностью из-за неправильно рассчитанных интервалов между последними автомобилями.

Время прохождения рассчитывается следующим образом:

Время прохождения = Д/С

Где:

D — расстояние от стоп-линии до детектора в футах

S — скорость на подходе в футах в секунду.

Максимум Зеленый

Этот параметр времени определяет максимальное время, в течение которого фаза может быть зеленой при наличии конфликтующего вызова. Если конфликтующего вызова нет, он будет сбрасываться до тех пор, пока не произойдет встречный вызов.

Таймер максимального зеленого обычно блокируется во время скоординированной работы, когда максимальное время фазы определяется принудительным отключением фазы. Для большинства активированных фаз максимальное количество зеленого цвета следует рассматривать как ограничение безопасности, что-то, что заставляет фазу завершиться в условиях непрерывного спроса. Не существует общепринятой практики определения оптимальной настройки. Некоторые инженеры считают, что все фазы должны иметь одинаковые ограничения, такие как: 120 секунд для основных сквозных фаз, 90 секунд для второстепенных сквозных фаз и 60 секунд для фаз левого поворота. Другие устанавливают фазовые максимумы, пропорциональные спросу в критический период. Например, можно рассчитать разделение фаз с помощью метода критического движения, а затем установить максимальное значение зеленого цвета на 50 процентов выше, чем разделение фаз.

Желтый

Желтый интервал следует за зеленым интервалом в конце каждой фазы. Желтый интервал также называется интервалом «изменения» и определяет продолжительность желтого дисплея для этой фазы. Интервал изменения фазы сообщает водителям, что их фаза истекла, и они должны: (1) сделать безопасную остановку до стоп-линии или (2) проехать через перекресток, если они находятся слишком близко к перекрестку, чтобы остановиться.

Следующее уравнение обычно используется для определения надлежащего интервала замены:

Желтое время = t + S / (2a +-64,4 g)

Где:

t — время восприятия/реакции водителя в секундах (обычно 1,0 секунды).

S скорость на подходе в футах в секунду.

a — скорость замедления в футах в секунду (обычно берется 10 футов в секунду в квадрате).

g = оценка приближения, процент оценки, деленный на 100 (добавьте для повышения и вычтите для понижения).

Красный

Красный интервал очистки (также известный как полностью красный интервал) следует за желтым интервалом каждой фазы. Он должен истечь, прежде чем можно будет начать следующую фазу последовательности. Обычно это одна-две секунды, но при заходах на посадку с более низкой скоростью нет ничего необычного в использовании очень короткой продолжительности от 0,0 до 0,5 секунд, поскольку желтое время от 3,0 до 4,0 секунд обеспечивает достаточно времени для выполнения требований как по изменению, так и по разрешению. .

Время красного = (W + L) / S

Где:

W — ширина пересечения в футах.
L — длина транспортного средства в футах (обычно принимается за 20 футов).
S — скорость на подходе в футах в секунду.

Параметры пешеходов

Существует два параметра времени пешеходов: Walk и Flashing Don’t Walk (просвет для пешеходов). Там, где движение пешеходов происходит регулярно, пешеходам должно быть предоставлено достаточно времени, чтобы пересечь проезжую часть (MUTCD, раздел 4D. 03). Другими словами, если движение пешеходов не активировано, время, необходимое пешеходам для безопасного перехода дороги (сумма времени ходьбы и запрета ходьбы), будет определять минимальное время зеленого цвета для этой фазы. Когда предусмотрена кнопка нажатия пешеходом (приведение в действие), то при отсутствии нажатия пешеходом будут использоваться обычные минимальные значения для транспортных средств. Обратите внимание, что можно разработать сигнальный дизайн, в котором используется обнаружение пешеходов с помощью кнопок без использования дисплеев «Пешеход» и «Не иди».

Прогулка

Параметр Walk определяет продолжительность отображения сигнала ходьбы. В нормальных условиях интервал ходьбы составляет от 4 до 7 секунд. Это позволяет пешеходам иметь достаточную возможность покинуть бордюр до того, как будет показан интервал безопасного проезда. В особых случаях, например, на школьном перекрестке с большим количеством пешеходов, время ходьбы может превышать 7 секунд. Исследования показали, что очередь пешеходов из 24 и более человек может быть размещена за 7 секунд.

Мигает Не ходи

Параметр расстояния до пешеходов определяет продолжительность отображения мигающего сигнала «Не иди». Это время, необходимое пешеходу на пешеходном переходе, чтобы покинуть бордюр и выехать за пределы проезжей части (раздел 4E.02 MUTCD), прежде чем встречные транспортные средства получат зеленую индикацию.

Мигание «Не ходи» (пропуск для пешеходов) рассчитывается следующим образом:

Мигает, не ходите = W/S _P

Где:

W — расстояние ходьбы (перехода) от бордюра до бордюра в футах.

S _P — средняя скорость ходьбы в футах в секунду (обычно от 3,5 до 4 футов в секунду).

Настройки фазы объем-плотность

В 1950-х годах компания Automatic Signal представила два новых и сложных контроллера сигналов светофора, модель 1022 и модель 1033. Эти контроллеры имели гораздо больше схем синхронизации, чем любые контроллеры, использовавшиеся до или после. Хотя все временные параметры были хорошо обоснованы в теории; на практике многие фактически не улучшили работу перекрестка. Для этого было несколько причин: невозможно было определить, какой из множества таймеров фактически вызвал завершение определенной фазы; технология аналоговых схем синхронизации, доступная в то время, подвергалась изменениям в зависимости от температуры и влажности; и, как и сегодня, у немногих инженеров было время, необходимое для тонкой настройки операции. Из многих функций этих инновационных контроллеров две функции (переменное начальное значение и уменьшение зазора) были усовершенствованы и обычно доступны в современных контроллерах. Эти две особенности объясняются ниже.

Начальная переменная

Чтобы успешно использовать функции объемной плотности контроллера, необходимо, чтобы обнаружение фазы располагалось выше по течению, чем обычно. Это позволяет контроллеру пробовать трафик на подходе с минимальным влиянием стоячей очереди. Обнаружение на расстоянии от 300 до 400 футов вверх по течению от стоп-линии является типичным при работе с объемной плотностью. При обнаружении так далеко, минимальный зеленый будет довольно длинным — 35 секунд с детектором на расстоянии 400 футов. Поскольку минимальная зеленая длина такой продолжительности приведет к очень медленной работе при небольшом спросе, для смягчения этих последствий используются две другие схемы синхронизации: добавленная начальная и максимальная начальная.

Добавлено начальное значение — этот интервал совпадает с минимальным зеленым интервалом. Значение представляет собой количество времени, которое добавляется при получении каждого срабатывания транспортного средства в течение начального периода. Фактическое минимальное время зеленого цвета, используемое контроллером, больше минимального зеленого времени или добавленной начальной суммы. Добавленный начальный уровень не может превышать максимальный начальный. Добавленный начальный параметр позволяет варьировать продолжительность минимума между фактическим минимумом и временем, необходимым для разрядки максимальной очереди, которая может быть сохранена между стоп-линией и детектором.

Максимальное начальное значение — это максимальный период времени, на который добавленное начальное значение может продлить начальный зеленый период. Максимальный начальный не может быть меньше минимального зеленого.

Уменьшение зазора

Уменьшение зазора — еще одна устаревшая концепция, используемая в современном контроллере. Этот параметр используется для того, чтобы позволить логике «поиска промежутка» активированного контроллера идентифицировать меньший промежуток в трафике, чтобы оправдать завершение фазы раньше, чем это подразумевается временем прохождения. Сокращение промежутка — это средство сокращения времени проезда или промежутка на основе времени, в течение которого встречные транспортные средства находились в ожидании. По сути, это приносит пользу ожидающим транспортным средствам, сокращая время, допустимое между транспортными средствами, прибывающими на зеленую фазу, прежде чем эта фаза будет завершена. С функцией уменьшения зазора связаны три временных параметра: время до сокращения, время до уменьшения и минимальный зазор.

Time-Before-Reduction — Этот период начинается, когда фаза становится зеленой и на конфликтующей фазе есть обслуживаемый вызов. По завершении этого периода начинается линейное сокращение времени прохождения.

Time-To-Reduce — Этот период начинается, когда заканчивается Time-Before-Reduce, и управляет линейной скоростью уменьшения до тех пор, пока Gap не уменьшится до минимального Gap.

Минимальный зазор —Как и время проезда, этот параметр расширяет зеленый интервал на минимальное время промежутка для каждого срабатывания транспортного средства до максимального зеленого. Он начинает отсчет времени, когда привод транспортного средства удаляется. Этот период продления может быть прекращен максимальным зеленым или принудительным отключением.

Сводка параметров синхронизации контроллера

Обычно используются 12 параметров синхронизации контроллера:

1. ХОДЬБА — устанавливает длину интервала ХОДЬБА.

2. ДОСТУП ДЛЯ ПЕДАГ — устанавливает продолжительность мигающего интервала «НЕ ХОДИТЕ».

3. MINIMUM GREEN — устанавливает длину начального состояния зеленого интервала.

4. ВРЕМЯ ПРОЕЗДА — устанавливает приращение продления времени преимущественного проезда (зеленый) для каждого срабатывания транспортного средства в течение зеленого интервала.

5. MAXIMUM GREEN — устанавливает максимальный предел, до которого может быть расширен зеленый интервал на фазе при наличии обслуживаемого запроса на конфликтующей фазе.

6. ДОБАВЛЕНО НАЧАЛЬНОЕ — Функция плотности. Устанавливает количество секунд, на которое каждое транспортное средство (приведение в действие) увеличивает начальное состояние зеленого цвета в незеленое время на фазе 9.0007

7. MAXIMUM INITIAL — Функция плотности. Устанавливает максимальный предел, до которого может быть увеличен начальный интервал на фазе.

8. СНИЖЕНИЕ ВРЕМЕНИ B4 — Функция плотности. Устанавливает предустановленное время до того, как разрешенный промежуток (время прохода) начнет уменьшаться.

9. ВРЕМЯ УМЕНЬШИТЬ—Функция плотности. Устанавливает время, в течение которого разрешенный зазор уменьшается от времени прохода до минимального зазора после того, как время до истечения времени до истечения времени сокращения.

10. MINIMUM GAP — Функция плотности. Устанавливает минимальное значение, до которого может быть уменьшен допустимый разрыв между срабатываниями на фазе с зеленым цветом по истечении времени уменьшения.

11. ИЗМЕНЕНИЕ ЖЕЛТОГО — устанавливает длину желтого интервала, следующего за зеленым интервалом.

12. КРАСНЫЙ ЗАЗОР — устанавливает длину интервала красного зазора, следующего за желтым интервалом.

S-параметры: Анализ целостности сигнала в мгновение ока | 2017-05-14

Новые требования к 100-гигабитному Ethernet и 400-гигабитному Ethernet для сетей связи предъявляют повышенные требования к интернет-инфраструктуре. В научно-исследовательской лаборатории используются новые методы проектирования, проверки и устранения неполадок для оптимизации высокоскоростных цифровых каналов. В этой статье обсуждаются новые концепции проектирования и анализа последовательных каналов применительно к методам тестирования и измерения на физическом уровне. Новые испытательные приспособления и программные средства проверки целостности сигналов будут обсуждаться в реальных приложениях в форме тематических исследований проектирования.

ВВЕДЕНИЕ

Современный Интернет повлиял на жизнь многих людей так, как десять лет назад было трудно себе представить. Мобильные устройства в каждом кармане постоянно повышают потребность в пропускной способности, бросая вызов лучшим инженерным умам мира. Современная интернет-инфраструктура эволюционировала, чтобы поддерживать более быструю передачу данных между компонентами системы за счет использования каналов большего размера и новых схем модуляции для использования всех мыслимых эффективных методов.

Основная цель инженера по обеспечению целостности сигналов осталась прежней: разработать максимально чистый физический уровень, обеспечивающий минимальные потери в канале и максимизирующий отношение сигнал/шум в приемнике. Этого можно достичь множеством способов, используя сложные методы предыскажения и эквалайзера, но проблема всегда сводится к оптимизации необработанного чистого канала между передатчиком и приемником. В этой статье обсуждаются некоторые новые концепции, связанные с измерениями и моделированием физического уровня, которые могут открыть глазковую диаграмму в конце канала, используя фундаментальные строительные блоки параметров рассеяния.

ИСПОЛЬЗОВАНИЕ S-ПАРАМЕТРОВ ДЛЯ ХАРАКТЕРИСТИКИ СОВРЕМЕННЫХ СИСТЕМ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ СВЯЗИ

При характеристике канала-прототипа на физическом уровне любого межсоединения, такого как объединительная плата, печатная плата или кабель, существуют традиционные способы просмотра данных о производительности, которые указывают на качество передающего канала. Хотя существуют традиционные методы анализа для оценки качества целостности сигнала, включая переходную характеристику, параметры рассеяния и глазковые диаграммы, существует множество других инструментов, которые можно использовать, включая моделирование канала и сложные измерения, дающие новые показатели качества, которые более точно оценивают реальную мировое исполнение.

Наиболее популярным тестовым оборудованием типа стимул-реакция, используемым для этого пассивного измерения межсоединений, является рефлектометр временной области (TDR) или векторный анализатор цепей (VNA). Как только информация физического уровня собрана с любого прибора, данные можно затем импортировать в специализированные программные инструменты для дальнейшего анализа нескольких доменов, включая время, частоту, отражения, передачи, несимметричный и дифференциальный. Эти методы сегодня хорошо известны в большинстве лабораторий проверки целостности сигналов, а испытательные приборы, выполняющие эти измерения, показаны на рис. 1.9.0007

Есть несколько новых и интересных опций для анализа межсоединений. Эти методологии определения тенденций включают в себя одиночную импульсную характеристику, рабочий диапазон канала (COM), амплитудно-импульсную модуляцию с 4 уровнями (PAM4) и анализ преобразования многопортового режима. Ежедневная рутина инженера-электрика сегодня включает в себя изучение новых и нестандартных способов решения проблем путем получения новых знаний. Во многих случаях это новое понимание возникает из-за визуализации данных немного другим способом, чем обычно. Связь от понимания к решению, работающему с высокоскоростным цифровым проектированием, может быть ускорена с помощью различных инструментов, известных отраслевым экспертам, имеющим опыт решения проблем целостности сигнала. Во многих случаях отдельное приложение может быть сгруппировано в общий тип проблемы, которая уже решена.

Рис. 1. Типичные приложения для высокоскоростных цифровых межсоединений требуют специализированного оборудования для тестирования стимул-реакция, такого как рефлектометр временной области (TDR) или векторный анализатор цепей (VNA).

УХОД ЗА S-ПАРАМЕТРАМИ И ПОДДЕРЖКА

Традиционные микроволновые приложения состоят из систем с узкополосной модуляцией без требований во временной области, таких как глазковые диаграммы. Современные характеристики последовательной связи предъявляют невероятные требования к требованиям к измеряемым S-параметрам и качеству испытательных приспособлений.

Например, несложно провести точные коаксиальные измерения с помощью современного ВАЦ с поддерживаемой электронной прослеживаемой калибровкой NIST. Однако очень часто испытательные приспособления необходимо вставлять между коаксиальным интерфейсом прибора и планарной системой передачи, такой как микрополосковая или полосковая линия. Запуск на испытательном транспортном средстве затруднен и представляет собой серьезную проблему для обеспечения хорошей целостности сигнала. Таким образом, качество измеренных S-параметров тестируемого устройства (DUT) может сильно различаться, поэтому в настоящее время разрабатывается стандарт IEEE PG370 TG1, 2 и 3, который поможет проверить и подтвердить качество S-параметров.

Рис. 2. Стандартные измерения S-параметров ограничены полосой пропускания, имеющей начальную частоту, конечную частоту и размер шага (дельта f).

История S-параметра началась еще до публикации важной статьи Курокавы «Энергетические волны и матрица рассеяния» [1]. Нет никаких сомнений в том, что теоретические рассуждения Курокавы о физическом значении нормированных волн мощности и параметра рассеяния помогли углубить понимание микроволновой техники.

Однако внедрение сетевого анализатора и пробного формата для измерения и хранения S-параметров также способствовало распространению S-параметров. В настоящее время S-параметры являются не только преобладающей поведенческой моделью, используемой в микроволновом сообществе; это также стандартный формат для описания любого межсоединения.

Несмотря на свою теоретическую полноту в микроволновой промышленности, S-параметры имеют свои практические ограничения в приложениях целостности сигнала, такие как ограниченная полоса пропускания (как показано на рисунке 2). Поскольку инженеры по обеспечению целостности сигналов сосредоточены как на частоте, так и на временной области, недостаточно иметь только частотную поведенческую модель межсоединения. Далее мы покажем, как ограниченная пропускная способность S-параметров влияет на качество модели межсоединения во временной области.

Рис. 3. Соотношение Крамерса-Кронига для причинных систем.

Во-первых, S-параметры с ограниченным диапазоном потенциально могут нарушать требования каузальной системы. Поскольку каузальные системы удовлетворяют соотношению Крамерса-Кронига (К-К) [2], существуют строгие условия для того, чтобы система была каузальной. Квалификация:

1. Действительные и мнимые компоненты частотной характеристики (например, элементы матрицы S-параметров) взаимозависимы и связаны преобразованием Гильберта.
2. Соотношение интегрирования K-K, показанное на рис. 3, должно выполняться на всех частотах.

Учитывая строгие требования, измерение усеченного S-параметра каузальной системы обычно нарушает отношение К-К и приводит к некаузальной реакции [3].

В дополнение к нарушению причинно-следственной связи существует также ограничение пассивности на S-параметр пассивных элементов. В частности, пассивная система не генерирует энергию; определение пассивности для S-параметра на каждой частоте предполагает, что все сингулярные значения матрицы рассеяния унитарно ограничены [4]. На практике любой подход к коррекции пассивности требует значительного внимания. Как видно из рисунка 3, манипуляции с S-параметрами в частотной области могут нарушать причинно-следственную связь.

Помимо причинно-следственной связи и пассивности, для цифровых приложений в многогигабитном режиме другим фактором является ширина полосы измеренных данных S-параметров. Показано, что для адекватного прогнозирования отклика в приемнике полоса пропускания модели S-параметров межсоединения должна составлять не менее 60% обратного времени нарастания драйвера 20-80 [5].

Как только мы будем уверены в качестве S-параметров, модель S-параметров в частотной области должна пройти алгоритмы преобразования для получения шаблона полученных данных во временной области. Поскольку импульсная характеристика системы полностью характеризует систему, можно облегчить генерацию полученного шаблона, сначала преобразовав S-параметры частотной области в импульсную характеристику и вычислив формы выходных сигналов с помощью свертки во временной области [3]. После проверки пассивности и причинности данных S-параметров существует множество подходов к преобразованию причинно-следственных пассивных S-параметров во временную область; один из очевидных подходов — обратное дискретное преобразование Фурье.

Хотя обратное дискретное преобразование Фурье обеспечивает допустимый метод преобразования данных S-параметров в частотной области в импульсную характеристику во временной области, конечный частотный предел обратного преобразования вносит некаузальность в форму волны во временной области, такую ​​как рябь Гиббса. Хотя можно применить фильтр для сглаживания резкого обрезания частотных составляющих и уменьшения пульсаций [6], сами применяемые фильтры часто могут быть не причинными.

Получение причинно-следственной и пассивной импульсной характеристики из S-параметров с ограниченной полосой пропускания для анализа свертки во временной области — нетривиальная задача. Таким образом, вычисление принятой формы сигнала во временной области требует осторожности в алгоритме и учета физических свойств исследуемой системы. Тем не менее, учитывая причинно-следственную и пассивную импульсную характеристику, которая точно характеризует межсоединение, можно вычислить принятый сигнал, выполнив свертку во временной области импульсной характеристики с переданным сигналом.

Чтобы узнать больше о тестируемом межсоединении, передается специальный шаблон сигнала. Псевдослучайная двоичная последовательность (PRBS) — это двоичная последовательность, которая, хотя и генерируется детерминированным алгоритмом, демонстрирует статистическое поведение, подобное истинно случайной последовательности. С помощью PRBS проверяются все возможные переходы уровней сигнала при заданной длине шаблона.

Имея шаблон PRBS в качестве передаваемого сигнала и импульсную характеристику межсоединения, процесс дискретной свертки создает полученный шаблон. Как показано на рисунке 4, процесс дискретной свертки включает в себя отражение во времени импульсной характеристики, умножение и суммирование отраженной импульсной характеристики h(-t) и переданного сигнала x(t) на каждом временном шаге t. Результатом дискретной свертки y(t) является сигнал, полученный приемником.

Рис. 4. Импульсная характеристика, свернутая с PRBS, дает полученную форму волны.

Естественно, сигнал на приемнике имеет ту же длительность, что и передаваемый сигнал. Если с принятым сигналом не выполняется дальнейшая обработка, то для изучения того, как передаваемый сигнал ухудшается из-за межсоединения, нужно будет сравнить два длинных сигнала рядом друг с другом. Несмотря на то, что подход сопоставления действителен, он не дает много понимания.

Стандартным подходом к изучению метрики любого межсоединения является глазковая диаграмма. Чтобы построить глазковую диаграмму, нужно взять полученный сигнал, разбить шаблон на определенный интервал времени и наложить нарезанные шаблоны, см. рис. 5. Поскольку глазковая диаграмма является производной принятого сигнала, между глазком нет новой информации. диаграмма и полученный сигнал. Тем не менее, глазковая диаграмма позволяет нам иметь краткий способ просмотра качества межсоединения на одном изображении.

Создав глазковую диаграмму, мы можем посмотреть на ее структуру и определить качество. На рисунке 6 показаны три примера глазковых паттернов. Крайний левый график показывает открытый глаз. Открытый глаз сообщает нам, что после прохождения межсоединения все еще можно различить два разных уровня сигнала, что позволяет интерпретировать высокое напряжение (0,8-1 В) как цифровое, а низкое напряжение (0-0,2 В) как цифровое. ноль.

Рис. 5. Построение глазковой диаграммы без возврата к нулю (NRZ).

Тем не менее, если межсоединение немного ухудшает сигнал, то чистый открытый глаз ухудшается до уровня, показанного в середине рисунка 6, где приемник едва различает два уровня. В худшем случае, когда глаз полностью закрывается, приемник больше не может различать высокие и низкие частоты. Позже мы узнаем, что получение закрытого глаза — это не конец истории; когда есть закрытый глаз, часто можно применить правильные методы выравнивания, чтобы открыть глаз.

Рис. 6. Слева: рисунок с открытым глазом. Посередине: рисунок глаз с очень небольшим раскрытием глаз. Справа: рисунок закрытого глаза, где невозможно различить цифровую единицу и цифровой ноль.

КОНЦЕПЦИЯ ОДНОБИТНОГО ОТКЛИКА

Хотя глазковая диаграмма является наиболее стандартной метрикой межсоединений, сама диаграмма может быть ошеломляющей, поскольку она является представлением всей модели PRBS. Чтобы уменьшить уровень сложности глазковой диаграммы, количество битов в образце уменьшается. По мере уменьшения количества битов случайный характер шаблонов также уменьшается. Когда шаблон PRBS достигает только одного бита, рождается новый метод анализа межсоединения: мгновение ока , однобитовый ответ, как показано на рисунке 7.

Поскольку в одном бите больше нет случайности, однобитовый ответ не проверяет все возможные переходы данных; это представление влияния межсоединения на один бит. Имея один бит во временной области, можно также преобразовать один бит во временной области и исследовать частотный спектр одного бита, чтобы проверить потери, зависящие от частоты.

Хотя и без случайности, поскольку однобитовый ответ является частным случаем PRBS, можно сделать вывод о том, как будет выглядеть глазковая диаграмма, не выполняя анализ глазковой диаграммы. В общем, чем больше разбросан однобитовый отклик, тем больше закрывается глаз.

Рис. 7. Вверху: однобитовый шаблон для свертки с импульсной характеристикой в ​​свертке. Внизу слева: однобитовый ответ канала с потерями (розовый) и канала без потерь (черный). Внизу справа: частотный спектр одного бита после канала с потерями (розовый) и одного бита после канала без потерь (черный).

Вспомните, что когда глаз закрыт, можно использовать технику выравнивания, чтобы открыть глаз. Эквализация противодействует низкочастотному характеру практических межсоединений. По мере увеличения скорости передачи увеличивается подчеркивающая частота Найквиста, зависящие от частоты потери также увеличиваются с приращением частоты. Чтобы компенсировать дополнительные потери на более высоких частотах, в передатчике или приемнике необходимо применить коррекцию верхних частот.

Существует три основных метода выравнивания: линейное выравнивание с непрерывным временем (CTLE), выравнивание с прямой связью (FFE) и выравнивание с обратной связью по решению (DFE). В то время как CTLE является аналоговым фильтром, который демонстрирует характеристику верхних частот, FFE обеспечивает такую ​​же компенсацию верхних частот в цифровой области. В то время как CTLE и FFE являются линейными методами, DFE является методом нелинейной коррекции и применяется только во временной области.

Часто, когда применяется техника выравнивания, можно увидеть только увеличение открытия глаза, но не то, как открывается глаз. Одним из больших преимуществ однобитового отклика является возможность продемонстрировать работу методов выравнивания во временной области. Благодаря однобитовому отклику инженеры получают дополнительный инструмент для понимания того, как эквалайзер минимизирует разброс битов, как показано на рис. 8.   9.0007

Рис. 8. Анализ отклика одного бита показывает, как метод эквалайзера минимизирует распространение бита во временной области. , потребность в нескольких тестовых системах становится трудноуправляемой. Единая тестовая система, которая может полностью охарактеризовать дифференциальные высокоскоростные цифровые устройства, оставляя область и формат анализа на усмотрение разработчика, является очень мощным инструментом. Рисунок 9показан типичный многодоменный тестовый шаблон для популярного высокоскоростного цифрового стандарта USB 3.0. Вся эта информация была собрана VNA в частотной области для целей интеллектуального анализа данных. Постизмеренная обработка была выполнена для отображения различных параметров, которые являются ключевыми для соответствия настоящему стандарту. Например, дифференциальный импеданс, перекрестные помехи на ближнем конце, дифференциальные вносимые потери, перекрестные помехи на дальнем конце, глазковая диаграмма NRZ и глазковая диаграмма PAM4, и это лишь некоторые из них.

Получение этого моментального снимка критических параметров и визуализация всех соответствующих данных на одном дисплее может привести к интересным выводам. Например, перекрестные помехи между устаревшими каналами USB и сверхскоростными каналами USB, которые находятся внутри одного и того же кабеля, могут быть показаны как функция частоты. Кроме того, можно отобразить глазковую диаграмму PAM4, чтобы указать пригодность тестируемого устройства для использования в приложениях 100G Ethernet или 400G Ethernet.

Рис. 9. Типичный многодоменный тестовый шаблон для популярного высокоскоростного цифрового стандарта USB 3.0, измеренный векторным анализатором цепей и обработанный программным обеспечением Physical Layer Test System

Глазковая диаграмма представляет собой цифровое измерение которые сегодня знакомы большинству инженеров по целостности сигналов и могут иметь различные форматы. Наиболее популярными форматами для высокоскоростных электрических цепей являются невозврат к нулю (NRZ) и амплитудно-импульсная модуляция с 4 уровнями (PAM4). Эти примеры глазков NRZ и PAM4 показаны на рисунке 10. Существует также другой формат, называемый «Возврат к нулю» (RZ), который популярен для оптических сигналов, распространяющихся по волокну, но мы не будем обсуждать этот формат здесь.

Чтобы продемонстрировать, как коррекция влияет на раскрытие глаза, на рисунке 10 показаны глазковые диаграммы NRZ и PAM4 до и после коррекции с использованием метода CTLE, как описано по формуле, показанной на рисунке 11. Эквалайзер CTLE определяется коэффициентом масштабирования, нулевой частотой , частота полюса 1 и частота полюса 2. Как правило, фильтр CTLE реализуется с активным каскадом усиления вместе с настроечным резистором дегенерации и конденсатором. Эти резисторы дегенерации и конденсаторы используются для регулировки нулевой и полюсной частот, чтобы настроить соотношение пиков между низкой частотой и высокой частотой.

С точки зрения целостности сигнала очень полезно иметь быстрый симулятор, который можно легко настроить для запуска различных типов эквалайзера, включая не только CTLE, но и эквалайзер с прямой связью (FFE), эквалайзер с обратной связью по решению (DFE) или даже собственный эквалайзер сценариев MATLAB.

Рис. 10. Глазковая диаграмма NRZ вверху и глазковая диаграмма PAM4 внизу до и после коррекции CTLE.

Рис. 11. Формула для выравнивания глазковой диаграммы с помощью передаточной функции Continuous Time Linear Equalizer.

Хотя эквалайзер всегда можно применить при попытках открыть закрытый глаз, для минимизации затрат энергии на эквалайзер предпочтительнее иметь открытый глаз у приемника. Таким образом, оптимизация электрических условий объединительной платы, чтобы избежать закрытых глаз на приемнике, является требованием для любого набора микросхем SERializer-DESerializer (SERDES). Эти чипсеты работают в условиях множества длин каналов и агрессии перекрестных помех.

Объединительные платы представляют собой очень сложную структуру физического уровня и обычно включают широкий спектр нарушений целостности сигнала. Это включает в себя несколько проблем: потери из-за диэлектрических и металлических аномалий, проблемы резонанса из-за полей переходных отверстий и разъемов, проблемы однородности диэлектрического материала на уровне платы, такие как плетение и сети подачи питания, а также отражения из-за переходных отверстий, разъемов, разрывов и переходов пути прохождения сигнала. .

Для выявления и устранения этих проблем разработаны и изготовлены испытательные приспособления. Большинство тестовых приспособлений — это просто способ подключения пользовательского интерфейса к коаксиальному тестовому порту ВАЦ. Однако существуют новые классы тестовых приспособлений, которые можно использовать по-другому. Эти новые тестовые приспособления могут вводить известные аномалии очень точно контролируемым образом, как план экспериментов. Это позволяет инженеру определить диапазон механизмов отказа с точными пределами. Для получения более подробной информации об этой методологии можно обратиться к учебному курсу DesignCon 2017 [5].

Эти тестовые приспособления обеспечивают точные нарушения целостности сигнала, которые можно систематически добавлять для разработки анализа допустимых значений коэффициента битовых ошибок (BER) и полного разбора проблем с каналом в соответствии с общими спецификациями, такими как 802.3bj и OIF CEI 25G LR. Эти спецификации либо предоставляют маски вносимых потерь, отклонений вносимых потерь, обратных потерь, перекрестных помех и рабочего запаса канала (COM).

Тестовые платформы, показанные на рис. 12 (XTALK-32 слева и ISI-32 справа), играют важную роль в характеризации работы SERDES как в патологическом пространстве податливости, так и за пределами пространства, подходящего для параметрического анализа. Платформа только с потерями, ISI-32, обеспечивает точную межсимвольную интерференцию с низкими обратными потерями. Возвратные потери снижают производительность всех тестовых приспособлений. Платформа ISI используется вместе с платформой подавления перекрестных помех XTALK-32 для создания чистых перекрестных помех без ухудшения целостности сигнала из-за отражений или резонанса.

Рис. 12. Новый тип испытательного приспособления можно использовать для планирования экспериментов (любезно предоставлено компанией Wild River Technology).

ПРИМЕР ПРОЕКТИРОВАНИЯ ДЛЯ ОДНОБИТНОГО ОТКЛИКА

В качестве примера проектирования мы рассмотрим межсоединения трех различных длин, 4,5, 10 и 13 дюймов, и изучим взаимосвязь между уровнями затухания в S21 и сигнатурой одиночного битовый отклик на скорости 32 гигабита в секунду. Используя приближение S21 для типичных линий передачи, -0,1 дБ на дюйм на ГГц, на частоте Найквиста, 16 ГГц, ожидаемое значение S21 для каждой длины составляет около -7 дБ, -16 дБ и -20 дБ, что согласуется с измерениями. показано на рис. 13.

Рис. 13. Кривые S21 межсоединений трех разных длин: 4,5, 10 и 13 дюймов. Результаты измерений S21 на частоте Найквиста для каждой длины соответствуют ожиданиям.

Используя измеренный S-параметр в качестве модели поведения межсоединения, мы можем выполнить моделирование во временной области и отправить один бит через межсоединение и увидеть результат однобитового отклика. Для этого мы применили надежный алгоритм преобразования во временной области, который генерирует причинно-следственную и пассивную импульсную характеристику межсоединения на основе заданных измеренных S-параметров [8]. Затем свертка между импульсным откликом и одним битом 1 В на передатчике дает результирующий однобитовый отклик измеренных данных.

В результирующем однобитовом ответе мы ожидаем, что чем больше потери на частоте Найквиста, тем хуже будет распространение одиночного бита, что наблюдается в верхней части рисунка 14. Кроме того, рисунок 14 показывает, что затухание имеет два основных эффекта. на одном бите. Во-первых, это уменьшает максимальную амплитуду передаваемого бита, т. е. исходный бит 1 В был уменьшен до уровня ниже 0,8 В. Во-вторых, можно видеть, что по сравнению со случаем без потерь (черная пунктирная линия) частотно-зависимая потеря строк растягивает начало и конец бита.

Судя по амплитуде и разбросу единичного бита, мы можем сделать вывод, что 4,5-дюймовая структура, вероятно, все еще имеет открытый глаз, а 10-дюймовая и 13-дюймовая структуры имеют глазки с небольшим отверстием или вообще без него. Действительно, наше предсказание на основе однобитового отклика согласуется с глазковой диаграммой, показанной в нижней части рисунка 14. Из согласованного результата между однобитовым откликом и глазковой диаграммой мы можем видеть, что, хотя принято рассматривать межсоединения с использованием глазковой диаграммы, однобитовый ответ может дать быстрое представление о том, как ведет себя межсоединение.

Рис. 14. Однобитовые отклики трех межсоединений разной длины и соответствующие им глазковые диаграммы.

РЕШЕНИЕ ПРОБЛЕМ ПЕРЕКРЕСТНЫХ НАМЕШЕНИЙ С ПОМОЩЬЮ 12-ПОРТОВОГО АНАЛИЗА

Перекрестные помехи — одна из наиболее фундаментальных проблем, возникающих в системах связи. Будь то перекрестные помехи на ближнем или дальнем конце, нежелательная связь электромагнитных полей между соседними дифференциальными парами может быть очень разрушительной для общей производительности. Поэтому проектировщику высокоскоростных цифровых устройств необходимо тщательно охарактеризовать эти каналы. Для этой задачи требуется испытательное оборудование с широким динамическим диапазоном для измерения сигналов очень низкого уровня, поэтому обычно для этой цели используется векторный анализатор цепей.

Измерение потенциальных перекрестных помех в трех дифференциальных парах, как показано на рис. 15, может быть выполнено различными способами с помощью ВАЦ. Для анализа всех возможных комбинаций перекрестных помех на ближнем и дальнем конце 12-портовый векторный анализатор цепей упростит эту задачу без трудоемкой настройки или калибровки. Однако те же 12-портовые данные можно собрать с помощью 4-портового ВАЦ, используя несколько шагов ручного переключения кабельных соединений.

Использование 4-портового ВАЦ для получения файла Touchstone с 12 портами требует 15 отдельных измерений. Для отслеживания всех данных и соответствующих портов реализован метод под названием «Круговой перебор». Это программный инструмент, который предоставляет пользователю пошаговые инструкции о том, куда перемещать каждый тестовый кабель, а затем автоматически правильно заполняет матрицу S-параметров 12 на 12. Обычно это было бы утомительным занятием, но автоматизация является эффективным инструментом и позволяет сэкономить на 12-портовом векторном анализаторе цепей. Единственное предостережение заключается в том, что клеммы ИУ без оконечной нагрузки должны быть согласованы с прецизионной коаксиальной нагрузкой 50 Ом, как показано на рис. 15.

Рис.15. При использовании 12-портового метода кругового перебора важно отключить все порты ИУ, не измеряемые во время тестирования перекрестных помех

Поскольку 12-портовое измерение S-параметров дает большую матрицу 12 на 12 со 144 S-параметрами, чтобы Чтобы понять 12-портовые S-параметры, мы должны сначала понять основные квадранты стандартного 4-портового измерения S-параметров, которые представляют собой дифференциальный канал с двумя входными портами и двумя выходными портами.

Первый квадрант в верхнем левом углу Рисунка 16 определяется как четыре параметра, описывающие характеристики дифференциального стимула и дифференциального отклика тестируемого устройства. Это фактический режим работы для большинства высокоскоростных дифференциальных межсоединений, поэтому обычно наиболее полезный квадрант анализируется первым.

Первый квадрант включает входные дифференциальные обратные потери (SDD11), прямые дифференциальные обратные потери (SDD21), выходные дифференциальные обратные потери (SDD22) и обратные дифференциальные вносимые потери (SDD12). Обратите внимание на формат обозначения параметра SXYab, где S означает параметр рассеяния или S-параметр, X — тип отклика (дифференциальный или общий), Y — тип стимула (дифференциальный или общий), a — выходной порт, а b — выходной порт. входной порт. Это типичная номенклатура для параметров рассеяния в частотной области. Матрица, представляющая матрицу параметров временной области четыре на четыре, имеет аналогичные обозначения, за исключением того, что «S» будет заменена на «T» (т. е. TDD11).

Четвертый квадрант находится в правом нижнем углу рисунка 16 и описывает рабочие характеристики общего сигнала, распространяющегося через тестируемое устройство. Если межсоединение спроектировано с минимальной асимметрией для передачи только дифференциального сигнала, то данные четвертого квадранта не представляют большого интереса. Однако, если какое-либо преобразование режима присутствует из-за недостатков конструкции, то четвертый квадрант описывает, как ведет себя общий сигнал.

Второй и третий квадранты находятся в правом верхнем и левом нижнем углу рис. 16. Их также называют квадрантами смешанного режима. Это связано с тем, что они полностью характеризуют любое преобразование режима, происходящее в тестируемом устройстве, будь то преобразование общего сигнала в дифференциальный (восприимчивость к электромагнитным помехам) или преобразование дифференциального сигнала в общий (излучение электромагнитных помех). Понимание величины и места преобразования режима очень полезно при попытке оптимизировать конструкцию межсоединений для гигабитной пропускной способности.

Рис. 16. Матрица S-параметров смешанного режима и значение каждого квадранта.

Теперь, когда у нас есть общее представление о дифференциальных S-параметрах и многопортовых перекрестных помехах, давайте перейдем к системам измерения, которые измеряют более 4 портов. Существуют многопортовые измерительные системы VNA, построенные на универсальном шасси PXI. PXI (PCI eXtensions for Instrumentation) — это основанная на ПК платформа для систем измерения и автоматизации, которая сочетает в себе функции электрической шины PCI с надежной модульной конструкцией Compact PCI в корпусе Eurocard, с дополнительными специализированными шинами синхронизации и ключевыми функциями программного обеспечения.

При полном заполнении картами PCI многопортовая система VNA, показанная на рис. 17, может содержать в общей сложности 32 отдельных тестовых порта VNA, что позволяет одновременно полностью охарактеризовать до 8 дифференциальных каналов в диапазоне частот до 26,5 ГГц с помощью одной электронной калибровки. Эта модульная испытательная система позволяет точно и быстро измерять огромные объемы данных S-параметров. Типичное 32-канальное измерение может быть выполнено и передано на локальный ПК в течение 10-15 секунд в зависимости от настроек полосы пропускания ПЧ.

С файлом S-параметров для 32 портов анализ перекрестных помех теперь может быть выполнен для любой комбинации портов ближнего и дальнего конца. Тестовая платформа XTALK-32, подключенная к 32-портовому векторному анализатору цепей, показанному на рис. 17, состоит из множества тестовых структур, в том числе 3 компланарных пар связанных микрополосков с разным расстоянием между ними для обеспечения разного уровня агрессивности перекрестных помех.

Копланарная пара жертв настроена на чистый дифференциальный импеданс 100 Ом. Нет штрафа за потери, связанного с проблемами целостности сигнала, за исключением энергии перекрестных помех в приемнике. Этот единственный параметр теста на перекрестные помехи выделен для планирования экспериментов, чтобы можно было создать патологический канал для устранения возможных проблем с перекрестными помехами. Методология патологического теста обсуждалась в предыдущих работах [5].

Рис. 17. 32-портовая тестовая система VNA тестирует тестовую платформу XTALK-32 (любезно предоставлено Wild River Technology)

Хотя дифференциальный канал можно полностью описать с помощью 4-портовой матрицы S-параметров, существует отсутствует информация о взаимодействии дифференциального канала и соседних. Увеличив количество портов до 12, можно включить взаимодействие между двумя соседними дифференциальными каналами и характеристики перекрестных помех. Полное описание трех соседних дифференциальных каналов можно описать с помощью 12 несимметричных портов.

Используя обычное назначение портов, порты с нечетными номерами на одной стороне и порты с четными номерами на другой, копланарная структура может быть помечена, как показано на рис. -конец S-параметров, мы можем использовать дифференциальное назначение портов, чтобы помочь описать взаимодействие между дифференциальными сигналами, общими сигналами и каналом.

Вся важная информация о производительности этих трех дифференциальных каналов содержится в матричных элементах 12 на 12. Однако для одиночной дифференциальной пары выбраны полезные параметры для глазковых диаграмм и анализа цифровых систем:

• SDD21 — Передняя дифференциальная передача
• SDD11 — Дифференциальные обратные потери на дифференциальном порту 1
• SDD22 — то же, что и SDD11, но с учетом дифференциальных портов 2
• SCD21- Преобразование режима: этот параметр указывает, насколько дифференциальный сигнал преобразуется в общий сигнал.

Рис. 18. В этой лабораторной измерительной установке определение порта для дифференциальных каналов показано зеленым цветом, а односторонние порты — красным.

Как и в самом Интернете, в нем слишком много информации, чтобы поглотить все, что интересно. Однако, используя определенные методы интеллектуального анализа данных для определения приоритетности данных, которые будут проанализированы в первую очередь, можно упростить процесс тестирования и измерения.

Первым шагом для понимания физического уровня является наложение форм сигналов профиля импеданса всех симметричных каналов данных. Это дает семейство кривых, показанных в верхнем левом углу рисунка 19. Это сразу отображает профиль импеданса как функцию расстояния по всему каналу. Любой индуктивный скачок или емкостной провал легко показать как выброс. В этой визуализации данных показана интуитивная природа временной области.

Следующим шагом является наложение всех каналов дифференциальных обратных потерь для повторного поиска выбросов. Затем можно проанализировать перекрестные помехи на ближнем конце соседних дифференциальных каналов (SDD31) и перекрестные помехи на ближнем конце наиболее удаленных дифференциальных пар (SDD53). Можно видеть, как низкочастотная величина перекрестных помех значительно уменьшилась по мере того, как пары «жертва» и «агрессор» удалялись друг от друга. Это связано с тем, что связь между соседними линиями изменяется как единица на квадрате расстояния, таким образом, быстро падает в зависимости от расстояния.

Наконец, перекрестные помехи на дальнем конце можно визуализировать аналогичным образом в частотной области. Этот FEXT также будет демонстрировать явление «один на квадрат расстояния», как показано в правом нижнем углу рис. 19.

Рис. 19. Дифференциальные S-параметры, показанные во временной и частотной областях.

Зная назначения портов и важные параметры для изучения в матрице S-параметров для 12 портов, мы вернемся к двум методам получения данных S-параметров для 12 портов. Самый простой — использовать 12-портовый векторный анализатор цепей. Другим методом является использование 4-портового ВАЦ с практикой циклических измерений. Хотя первый метод считается простым, для него требуется 12-портовый векторный анализатор цепей. Даже при наличии более доступных модульных измерительных систем (PXI) на базе ПК 12-портовый векторный анализатор цепей требует значительных инвестиций, масштаб которых зависит от необходимой полосы пропускания.

Метод циклического перебора, с другой стороны, использует существующий 4-портовый анализатор цепей для выполнения нескольких измерений, которые в конечном итоге объединяются в 12-портовый набор данных. Поскольку 4-портовый векторный анализатор цепей чаще используется в лабораториях и обычно обладает высокой пропускной способностью, этот метод особенно привлекателен.

Рис. 20. Пример диалога циклического метода.

Алгоритм циклического перебора для 4 портов предназначен для получения данных S-параметров для 12 портов с минимальным подключением и повторным подключением кабелей. Хотя не невозможно определить порядок необходимых и достаточных соединений с помощью карандаша и бумаги, существует коммерческое программное обеспечение со встроенным циклическим рабочим процессом измерения. В рабочем процессе, показанном здесь на рис. 20, диалоговое окно информирует пользователя о том, какие подключения следует выполнить в первую очередь, и о следующих шагах, которые необходимо предпринять для создания данных S-параметров для 12 портов.

Процесс циклического измерения отслеживается с помощью интуитивно понятного интерфейса, как показано на рис. 21. По мере того как пользователь следует инструкциям, подключает определенные кабели к соответствующим портам и выполняет измерение, сначала отображается серая матрица 12 на 12. постепенно заполняется зелеными блоками. Как только серая матрица станет полностью зеленой, измерение будет завершено и будут сгенерированы данные S-параметров 12 портов.

Рис. 21. Метод кругового перебора позволяет объединить несколько 4-портовых измерений в один 12-портовый файл S-параметров.

ВЗГЛЯД В БУДУЩЕЕ: РАБОЧИЙ ЗАПАС КАНАЛА

Хотя можно подумать, что для исследования канала достаточно использовать глазковые диаграммы и однобитовый ответ, многие новые высокоскоростные стандарты зависят от сложных протоколов связи и нуждаются в другом способе характеризуется. Например, в последней версии стандарта протокола IEEE 802.3bj-2014 добавлена ​​физическая спецификация с 4 линиями и скоростью 25 Гбит/с для объединительных плат, разъемов и твинаксиальных медных кабелей. Появление усовершенствованных каналов с высокой скоростью передачи данных создает проблемы при параллельной реализации продуктов разработчиками микросхем передатчиков/приемников и проектировщиками систем.

Чтобы смягчить проблемы, был применен новый стандартный метод анализа этих каналов; впоследствии была определена методология рабочего диапазона канала, как показано на рис. 22. Алгоритм вычисления COM представляет собой статистическое моделирование импульсных характеристик единичных интервалов жертвы и агрессора, полученных из параметров рассеяния канала. Эта новая методология является одной из будущих тенденций технологии интернет-инфраструктуры для сегодняшних сетей и центров обработки данных. Идти в ногу с будущими тенденциями в области технологий крайне важно, чтобы оставаться в курсе и технически в курсе.

Рис. 22. Рабочий диапазон канала — это новый показатель качества, который предлагается для новых приложений 100G и 400G.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Чтобы не отставать от постоянно растущей скорости современных устройство необходимо. Из-за зрелости разработки S-параметры стали стандартом де-факто для инженеров для описания частотных характеристик данного устройства. Однако, даже при нашем хорошем понимании S-параметров, нам все равно необходимо уделять пристальное внимание при использовании измеренных или смоделированных S-параметров.

Поскольку данные S-параметров ограничены полосой пропускания, нам необходимо проверить причинно-следственную связь данных, чтобы убедиться, что модель является физической, и если нужно охарактеризовать пассивное устройство, пассивность S-параметров устройства также должна быть быть осмотрены. После того, как набор данных причинных и пассивных S-параметров будет готов, можно выполнить частотный или временной анализ для проверки производительности устройства. В этой статье мы представили однобитовый ответ, чтобы помочь охарактеризовать производительность межсоединения.

Однобитовый ответ является частным случаем традиционного подхода с использованием глазковой диаграммы; при передаче и приеме только одного бита однобитовый ответ улавливает мгновение, обеспечивая качественное представление о частотно-зависимых потерях, эффекте выравнивания и просмотре полной глазковой диаграммы.

 Помимо использования S-параметров в качестве трамплина для создания однобитового отклика, существует множество возможностей использования S-параметров в высокоскоростных цифровых схемах, включая следующие:

• Создание модели канала,
• Оптимизация каналов с потерями,
• Набор для моделирования и штамп,
• Анализ перекрестных помех 8-портовых, 12-портовых систем (или выше),
• Создание показателя качества COM.

В дополнение к использованию S-параметров мы также продемонстрировали альтернативный метод получения данных 12-портовых S-параметров: циклический метод. Циклический рабочий процесс снимает практическое ограничение использования высокочастотного ВАЦ с большим числом портов в лаборатории, у которого может не быть максимальной требуемой частоты.

Разработав согласованный подход к измерению S-параметров и уделив пристальное внимание качеству S-параметров, мы будем уверены в полученных глазковых диаграммах, однобитовом ответе, COM и других методах анализа. Таким образом, многие проблемы с целостностью сигнала могут быть решены на ранних стадиях цикла проектирования, что в конечном итоге приводит к более качественным проектам, которые превращаются в надежные цифровые продукты, которые дольше остаются в полевых условиях.

ССЫЛКИ

1. Курокава, К., «Энергетические волны и матрица рассеяния», IEEE Trans. Микр. Теория и техника., 19 марта65, стр. 194-202
2. Г. Арфкен и Х. Вебер, Математические методы для физиков, Academic Press, 2005.
3. Ф. Рао и др., «Необходимость моделей импульсного отклика и точный метод генерации импульсов на основе S-параметров с ограниченным диапазоном», в DesignCon., Санта-Клара, Калифорния, 2008.
4. Д. Юла, Л. Кастриота и Х. Карлин, «Ограниченные действительные матрицы рассеяния и основы теории линейных пассивных сетей», IRE Transactions on Circuit Theory, vol. 6, нет. 1, стр. 102-124, 19 марта59.
5. Х. Барнс и др., «Учебное пособие: методы анализа и оптимизации последовательных каналов от 32 до 56 Гбит/с для патологических каналов», в DesignCon. , Санта-Клара, Калифорния, 2017
6. Р. Лайонс, Понимание цифровой обработки сигналов, Addison-Wesley, 1997.
7. М. Рессо и Э. Богатин, Методы определения характеристик целостности сигнала, второе издание, Международный инженерный консорциум, 2015 г.
8. Ф. Рао, «Оптимизация экстраполяции спектра для расчета причинно-следственной импульсной характеристики с использованием преобразования Гильберта», US 20080281893 А1, 2008

Анализ влияния изменения параметров эхосигнала на погрешность измерения расстояния в лазерных p-ToF дальномерах

. 2022 10 августа; 22(16):5973.

дои: 10.3390/s22165973.

Михал Музал ¹ , Марек Зигмунт ¹

принадлежность

• ¹ Институт оптоэлектроники, Военный технологический университет, ул. Сильвестра Калиского, 2, 00-908 Варшава, Польша.

• PMID: 36015734
• PMCID: PMC9415924
• DOI: 10,3390/с22165973

Бесплатная статья ЧВК

Михал Музал и др. Датчики (Базель). 2022 .

Бесплатная статья ЧВК

. 2022 10 августа; 22(16):5973.

дои: 10.3390/s22165973.

Авторы

Михал Музал ¹ , Марек Зигмунт ¹

принадлежность

• ¹ Институт оптоэлектроники, Военный технологический университет, ул. Сильвестра Калиского, 2, 00-908 Варшава, Польша.

• PMID: 36015734
• PMCID: ПМС9415924
• DOI: 10,3390/с22165973

Абстрактный

В статье представлены результаты исследования влияния изменения параметров цифровых эхосигналов на погрешность измерений дальности импульсным времяпролетным (p-ToF) лазером. Основная цель исследования заключалась в оценке разработанного авторами метода расчета расстояния. Этот метод основан на регистрации полной формы сигнала эхо-импульса и аппроксимации его формы полиномом второй степени (для краткости мы назвали его SDPA). Для определения времени прохождения импульса и измерения расстояния ищется положение вершины этой параболы. Это положение представляет собой максимальную интенсивность входящего эхо-сигнала и связано со временем распространения лазерного импульса туда и обратно. В представленной работе неопределенность измерений оценивалась с помощью имитационных тестов для различных параметров эхо-импульса. Все полученные результаты были использованы для формулировки общей зависимости между неопределенностью измерения алгоритма SDPA и параметрами принимаемых эхо-сигналов. Эта формула расширяет базовые знания в области лазерных измерений расстояния p-ToF. Его можно использовать для оценки неопределенности измерения FW LiDAR на ранней стадии проектирования. Это значительно расширяет возможности анализа ожидаемой производительности устройства. Он также может быть реализован непосредственно в алгоритме измерения дальномера для оценки неопределенности измерения на основе излучения одного импульса, а не серии импульсов.

Ключевые слова: полноволновой LiDAR; лазерный дальномер; точное измерение расстояния.

Заявление о конфликте интересов

Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов.

Цифры

Рисунок 1

Аппроксимация выборочного сигнала…

Рисунок 1

Аппроксимация дискретизированного сигнала полиномом второй степени (SDPA).

фигура 1

Аппроксимация дискретизированного сигнала полиномом второй степени (SDPA).

Рисунок 2

Пример импульсного сигнала…

Рисунок 2

Пример функций импульсного сигнала f ( x ) и наборов образцов…

фигура 2

Пример функций импульсного сигнала f ( x ) и наборов образцов f ( x _i ), используемых в моделировании. График построен для ( a ) четных ( A = 1, τ = 50 нс, f _с = 50 МГц, шум ξ(xi)∈N(0,0.1)) и ( b ) нечетное ( A = 1, τ = 50 нс, f _с = 250 МГц, шум ξ(xi)∈N(0,0.1)) количество отсчетов.

Рисунок 3

Алгоритм имитационных испытаний.

Рисунок 3

Алгоритм имитационных испытаний.

Рисунок 3

Алгоритм имитационных испытаний.

Рисунок 4

Зависимость неопределенности измерения от…

Рисунок 4

Зависимость неопределенности измерения от отношения сигнал/шум (SNR). Параметры генерируемых импульсов…

Рисунок 4

Зависимость неопределенности измерения от отношения сигнал/шум (SNR). Параметры генерируемых импульсов приведены в таблице 1 Блок 1.

Рисунок 5

Зависимость неопределенности измерения от…

Рисунок 5

Зависимость неопределенности измерения от отношения сигнал/шум (SNR). Параметры генерируемых импульсов…

Рисунок 5

Зависимость неопределенности измерения от отношения сигнал/шум (SNR). Параметры генерируемых импульсов приведены в таблице 1 Блок 2.

Рисунок 6

Зависимость неопределенности измерения от…

Рисунок 6

Зависимость неопределенности измерения от частоты дискретизации f _smp . Параметры сгенерированного…

Рисунок 6

Зависимость неопределенности измерения от частоты дискретизации ф _смп . Параметры генерируемых импульсов приведены в таблице 2 Блок 3.

Рисунок 7

Зависимость неопределенности измерения от…

Рисунок 7

Зависимость неопределенности измерения от частоты дискретизации f _smp . Параметры сгенерированного…

Рисунок 7

Зависимость неопределенности измерения от частоты дискретизации f _smp . Параметры генерируемых импульсов приведены в таблице 2 Блок 4.

Рисунок 8

Зависимость неопределенности измерения от…

Рисунок 8

Зависимость неопределенности измерения от длительности импульса для τ для SNR = 100. …

Рисунок 8

Зависимость погрешности измерения от длительности импульса для τ для SNR = 100. Параметры формируемых импульсов приведены в таблице 3 Блок 5.

Рисунок 9

Зависимость неопределенности измерения от…

Рисунок 9

Зависимость погрешности измерения от длительности импульса τ для f _smp = 1…

Рисунок 9

Зависимость неопределенности измерения от ширины импульса τ для f _smp = 1 ГГц. Параметры генерируемых импульсов приведены в таблице 3 Блок 6.

Рисунок 10

Графики зависимости…

Рисунок 10

Графики зависимости неопределенности измерения, рассчитанные по уравнению (16) для…

Рисунок 10

Графики зависимости неопределенности измерения, рассчитанные с использованием уравнения (16) для параметров сигнала, показанных в таблице 4. Сопоставимые результаты показаны на рисунке 4.

Рисунок 11

Графики зависимости…

Рисунок 11

Графики зависимости неопределенности измерения, рассчитанные по уравнению (16) для…

Рисунок 11

Графики зависимости неопределенности измерения, рассчитанной с использованием уравнения (16) для параметров сигнала, показанных в таблице 4. Сопоставимые результаты показаны на рисунке 7.

Рисунок 12

Графики зависимости…

Рисунок 12

Графики зависимости неопределенности измерения, рассчитанные по уравнению (16) для…

Рисунок 12

Графики зависимости неопределенности измерения, рассчитанной с использованием уравнения (16) для параметров сигнала, показанных в таблице 4. Сопоставимые результаты показаны на рисунке 8.

См. это изображение и информацию об авторских правах в PMC

Похожие статьи

• Методы прецизионных измерений расстояний для лазерных дальномеров с цифровой регистрацией сигналов.

  Музал М., Зигмунт М., Кнысак П., Дрозд Т., Якубашек М. Музал М. и др. Датчики (Базель). 2021 сен 26; 21 (19): 6426. дои: 10.3390/s21196426. Датчики (Базель). 2021. PMID: 34640748 Бесплатная статья ЧВК.

• Однофотонный лидар на основе кодированного импульсного лазера для быстрой дальнобойной дальности.

  Дин Ю, Ву Х, Гао С, Ву Б, Шен Ю. Дин Ю и др. J Opt Soc Am A Opt Image Sci Vis. 2022 1 февраля; 39 (2): 206-212. doi: 10.1364/JOSAA.445726. J Opt Soc Am A Opt Image Sci Vis. 2022. PMID: 35200953

• Портативный импульсный когерентный лидар для несотрудничающих целей на малофотонном уровне.

  Пан С, Чжан Ц, Ли З, Ву Г. Панг С и др. Датчики (Базель). 2021 27 марта; 21 (7): 2341. дои: 10.3390/s21072341. Датчики (Базель). 2021. PMID: 33801721 Бесплатная статья ЧВК.

• Разрешение неоднозначности дальности в фотонном сканере глубины, работающем на километровых расстояниях.

  Кричел Н.Дж., Маккарти А., Буллер Г.С. Кричел Н.Дж. и соавт. Выбрать Экспресс. 2010 26 апреля; 18 (9): 9192-206. doi: 10.1364/OE.18.009192. Выбрать Экспресс. 2010. PMID: 20588766

• Подходящее сочетание прямой модуляции интенсивности и последовательности расширения для LIDAR с импульсным кодированием.

  Ким Джи, Пак Ю. Ким Г и др. Датчики (Базель). 2018 30 ноября; 18 (12): 4201. дои: 10.3390/s18124201. Датчики (Базель). 2018. PMID: 30513651 Бесплатная статья ЧВК.

Посмотреть все похожие статьи

использованная литература

1. 1. Рюгер Дж. М. Электронное измерение расстояния. Спрингер; Берлин/Гейдельберг, Германия: 1996.
2. 1. Пионтек С. Измерение расстояния с помощью света, Hamamatsu Corporation и Технологический институт Нью-Джерси. [(по состоянию на 5 мая 2022 г.)]. Доступно в Интернете: https://hub.hamamatsu.com/us/en/application-notes/automotive/measuring-d….
3. 1. Хююппа Дж. , Хююппа Х., Литкей П., Ю Х., Хаггрин Х., Роннхольм П., Пюйсало У., Питканен Дж., Мальтамо М. Алгоритмы и методы бортового лазерного сканирования для измерений леса. Междунар. Арка фотограмм. Дистанционный сенсор Спл. Инф. науч. 2004; 36: 82–89.
4. 1. Бретар Ф., Шове А., Маллет С., Ютци Б. Полноволновые данные LiDAR: сложная задача на ближайшие годы; Материалы XXI Конгресса ISPRS; Пекин, Китай. 3–11 июля 2008 г.; п. 37.
5. 1. Звалли Х.Дж., Шутц Б., Абдалати В., Эбшир Дж., Бентли К., Бреннер А., Бафтон Дж., Дезио Дж., Хэнкок Д., Хардинг Д. Лазерные измерения полярных льдов, атмосферы, океана, и земля. Дж. Геодин. 2002; 34: 405–445. doi: 10.1016/S0264-3707(02)00042-X. — DOI

Грантовая поддержка

Это исследование не получило внешнего финансирования.

Оценка сигнала с зашумленными мешающими параметрами | Биометрика

Фильтр поиска панели навигации БиометрикаЭтот выпускВероятность и статистикаКнигиЖурналыOxford Academic Термин поиска мобильного микросайта

Закрыть

Фильтр поиска панели навигации БиометрикаЭтот выпускВероятность и статистикаКнигиЖурналыOxford Academic Термин поиска на микросайте

Расширенный поиск

Журнальная статья

Получить доступ

ЯАКОВ РИТОВ

ЯАКОВ РИТОВ

Ищите другие работы этого автора на:

Оксфордский академический

Google ученый

Биометрика , том 76, выпуск 1, март 1989 г. , страницы 31–37, https://doi.org/10.1093/biomet/76.1.31

Опубликовано:

01 марта 1989 г. История статьи

Получено:

01 января 1988 г.

Получена редакция:

01 мая 1988 г.

Опубликовано:

01 марта 1989

Фильтр поиска панели навигации БиометрикаЭтот выпускВероятность и статистикаКнигиЖурналыOxford Academic Термин поиска мобильного микросайта

Закрыть

Фильтр поиска панели навигации БиометрикаЭтот выпускВероятность и статистикаКнигиЖурналыOxford Academic Термин поиска на микросайте

Advanced Search

Abstract

Описаны две модели, в которых берется n записей сигнала в белом шуме. В первой модели интересующие параметры сигнала не меняются между записями, но амплитуда меняется случайным образом. Во второй модели местоположение является случайным мешающим параметром. Мы опишем эффективную оценку для первой модели. Для второй модели описана оценка, равная n ^½ последовательный, инвариантный к распределению местоположения и эффективный для конкретного распределения.

Этот контент доступен только в формате PDF.

© 1989 Biometrika Trust

© 1989 Biometrika Trust

Раздел выпуска:

Статьи

В настоящее время у вас нет доступа к этой статье.

Скачать все слайды

Войти

Получить помощь с доступом

Получить помощь с доступом

Доступ для учреждений

Доступ к контенту в Oxford Academic часто предоставляется посредством институциональных подписок и покупок. Если вы являетесь членом учреждения с активной учетной записью, вы можете получить доступ к контенту одним из следующих способов:

Доступ на основе IP

Как правило, доступ предоставляется через институциональную сеть к диапазону IP-адресов. Эта аутентификация происходит автоматически, и невозможно выйти из учетной записи с IP-аутентификацией.

Войдите через свое учреждение

Выберите этот вариант, чтобы получить удаленный доступ за пределами вашего учреждения. Технология Shibboleth/Open Athens используется для обеспечения единого входа между веб-сайтом вашего учебного заведения и Oxford Academic.

1. Щелкните Войти через свое учреждение.
2. Выберите свое учреждение из предоставленного списка, после чего вы перейдете на веб-сайт вашего учреждения для входа.
3. Находясь на сайте учреждения, используйте учетные данные, предоставленные вашим учреждением. Не используйте личную учетную запись Oxford Academic.
4. После успешного входа вы вернетесь в Oxford Academic.

Если вашего учреждения нет в списке или вы не можете войти на веб-сайт своего учреждения, обратитесь к своему библиотекарю или администратору.

Вход с помощью читательского билета

Введите номер своего читательского билета, чтобы войти в систему. Если вы не можете войти в систему, обратитесь к своему библиотекарю.

Члены общества

Доступ члена общества к журналу достигается одним из следующих способов:

Вход через сайт сообщества

Многие общества предлагают единый вход между веб-сайтом общества и Oxford Academic. Если вы видите «Войти через сайт сообщества» на панели входа в журнале:

1. Щелкните Войти через сайт сообщества.
2. При посещении сайта общества используйте учетные данные, предоставленные этим обществом. Не используйте личную учетную запись Oxford Academic.
3. После успешного входа вы вернетесь в Oxford Academic.

Если у вас нет учетной записи сообщества или вы забыли свое имя пользователя или пароль, обратитесь в свое общество.

Вход через личный кабинет

Некоторые общества используют личные аккаунты Oxford Academic для предоставления доступа своим членам. Смотри ниже.

Личный кабинет

Личную учетную запись можно использовать для получения оповещений по электронной почте, сохранения результатов поиска, покупки контента и активации подписок.

Некоторые общества используют личные аккаунты Oxford Academic для предоставления доступа своим членам.

Просмотр учетных записей, вошедших в систему

Щелкните значок учетной записи в правом верхнем углу, чтобы:

• Просмотр вашей личной учетной записи и доступ к функциям управления учетной записью.
• Просмотр институциональных учетных записей, предоставляющих доступ.

Выполнен вход, но нет доступа к содержимому

Oxford Academic предлагает широкий ассортимент продукции. Подписка учреждения может не распространяться на контент, к которому вы пытаетесь получить доступ. Если вы считаете, что у вас должен быть доступ к этому контенту, обратитесь к своему библиотекарю.

Ведение счетов организаций

Для библиотекарей и администраторов ваша личная учетная запись также предоставляет доступ к управлению институциональной учетной записью. Здесь вы найдете параметры для просмотра и активации подписок, управления институциональными настройками и параметрами доступа, доступа к статистике использования и т. д.

Покупка

Стоимость подписки и заказ этого журнала

Варианты покупки книг и журналов в Oxford Academic

Кратковременный доступ

Чтобы приобрести краткосрочный доступ, войдите в свою учетную запись Oxford Academic выше.

У вас еще нет учетной записи Oxford Academic? регистр

Оценка сигнала с зашумленными мешающими параметрами — доступ 24 часа

ЕВРО €30,00

22 фунта стерлингов

39 долларов США.

Реклама

Цитаты

Альтметрика

Дополнительная информация о метриках

Оповещения по электронной почте

Оповещение об активности статьи

Предварительные уведомления о статьях

Оповещение о новой проблеме

Получайте эксклюзивные предложения и обновления от Oxford Academic

Ссылки на статьи через

• Последний

• Самые читаемые

• Самые цитируемые

Обсуждение «Многомасштабного теста независимости Фишера для многомерной зависимости»

Обсуждение «Многомасштабного теста независимости Фишера для многомерной зависимости»

Обсуждение «Многомасштабного теста независимости Фишера для многомерной зависимости»

Мультипликативная модель структурного вложенного среднего для результатов с нулевым завышением

Двухвыборочные тесты ядра в больших размерностях: взаимодействие между несоответствием момента и порядками размерности и выборки

Реклама

Влияние параметров электрического сигнала возбуждения на геометрию струи нетепловой плазмы на основе аргона атмосферного давления | Письма об исследованиях в области наноразмеров

• Nano Express
• Открытый доступ
• Опубликовано: 26 декабря 2014 г.

• Мохамед Тахар Бенаббас ¹ ,
• Salah Sahli ¹ ,
• Abdallah Benhamouda ¹ и
• …
• Hoda rebiai 9

90

141414141414141414141414141414141414141414141414141414141414141414141491

4149.
• . Письма об исследованиях в области наноразмеров том 9 , Номер статьи: 697 (2014) Процитировать эту статью

  • 2066 доступов

  • Детали показателей

  Abstract

  С использованием генератора высоковольтных импульсов и самодельного реактора с диэлектрическим барьерным разрядом (ДБД) цилиндрической конфигурации создана нетепловая аргонно-плазменная струя атмосферного давления для медицинских применений. Струя плазмы длиной около 6 см была создана в газообразном аргоне при атмосферном давлении с приложенным пиковым напряжением и частотой 10 кВ и 50 кГц соответственно. Установлено, что длина и форма создаваемой плазменной струи сильно зависят от установки электродов, величины приложенного напряжения и частоты сигнала. Длина плазменной струи увеличивается при увеличении приложенного напряжения и/или ее частоты, а диаметр на ее конце значительно уменьшается при увеличении частоты приложенного сигнала. При приложенном напряжении 10 кВ диаметр плазменной струи уменьшается примерно с 5 мм на частоте 10 кГц до менее 1 мм на частоте 50 кГц. Полученный размер диаметра плазменной струи очень удобен, когда лечение необходимо проводить в ограниченном пространстве.

  PACS 2008

  52.50.Dg; 52.70.-м; 52.80.-s

  История вопроса

  Нетепловые плазменные струи атмосферного давления (НАППД) широко изучаются из-за их многообещающих применений в нескольких областях промышленности, а также в наномедицине и биотехнологии [1, 2]. Основными преимуществами этого вида неравновесной плазмы атмосферного давления являются их относительно простая реализация и использование в условиях окружающей среды без каких-либо значительных рисков для оператора и/или окружающей среды. Управляемые различными высоковольтными сигналами (переменный, постоянный, импульсный постоянный ток…) [3, 4] на низких или высоких частотах [5, 6], NAPPJ способны производить электроны, ионы, свободные радикалы и фотоны. Используя соответствующие прекурсоры газа, эти реактивные виды плазмы используются в наномедицине для инактивации бактерий [7], лечения рака [8], свертывания крови и процесса заживления травм [9].]. Большинство атмосферных плазменных струй основаны на конфигурациях диэлектрического барьерного разряда (DBD), которые позволяют избежать перехода тлеющего разряда в дугу и гомогенизируют электрический разряд. Хотя за последние годы несколько работ было посвящено технологии плазменных струй и их применению, зависимость характеристик плазменной струи от электрических параметров возбуждающего сигнала до сих пор недостаточно изучена и/или контролируется. В настоящей работе был разработан самодельный плазменно-струйный реактор, использующий аргон в качестве прекурсора. Мы представляем результаты некоторых исследований влияния электрических параметров возбуждающего сигнала на геометрию плазменной струи. Это исследование проводится для того, чтобы получить плазменную струю с геометрией, подходящей для локализованных обработок в ограниченном пространстве.

  Методы

  Схематическое изображение нашего самодельного нетеплового плазменного струйного реактора при атмосферном давлении представлено на рисунке 1. Он состоит из кварцевой трубки (толщина кварца = 1 мм) в качестве диэлектрического барьера, трубки из нержавеющей стали толщиной 6 мм. мм внешнего диаметра и 1 мм толщины, вставленной в стеклянную трубку в качестве внутреннего электрода, и спиральной вольфрамовой проволоки диаметром 0,5 мм, помещенной вокруг горлышка стеклянной трубки в качестве внешнего электрода. Для получения однородного ДБР-разряда трубка из нержавеющей стали с предварительно отполированной внешней поверхностью закреплялась в центре стеклянной трубки с помощью прокладок из ПТФЭ. Газ аргон (99,99%) со скоростью потока около 8 л/мин подавали через внутренний электрод в область разряда, расположенную между двумя электродами. Объем области разряда был уменьшен за счет фиксации внутреннего электрода очень близко к внешнему (два электрода были разделены на несколько миллиметров), что привело к меньшему потреблению электроэнергии (от 7 до 10 Вт) и меньшему рассеиванию энергии, избегая затем использование системы охлаждения. Такая геометрия реактора предотвращает переход тлеющего разряда в дуговой из-за распространения заряда. Внутренний и внешний электроды подключены к генератору высоковольтных импульсов Redline G2000 (Redline Technologies Elektronik GmbH, Baesweiler, Германия), способному выдавать пиковое напряжение до 20 кВ в диапазоне частот от 4 до 500 кГц. Для фотографирования созданных плазм использовалась камера Canon PowerShot SX220 HS (Canon Inc., Токио, Япония).

  Рисунок 1

  Схематическое изображение плазменно-струйного реактора.

  Изображение полного размера

  Результаты и обсуждение

  Фотография типичной плазменной струи, созданной в аргоне, показана на рисунке 2 при приложенном напряжении на внутреннем электроде 10 кВ и частоте 50 кГц. Наблюдаются три разные области: первая в начале струи конической формы, вторая в середине плазменной струи (ядро) и третья представляет собой хвостовую часть струи. Диаметр плазменной струи в начале больше, чем в конце. Однако оказалось, что геометрия и форма плазменной струи зависят от приложенного напряжения и значений частоты сигнала. В зависимости от этих параметров электрического разряда диаметр плазменной струи в середине (ядре) и на ее конце может варьироваться от нескольких сотен микрометров до нескольких миллиметров.

  Рисунок 2

  Фотография, показывающая три области типичной плазменной струи, созданной в аргоне ( V _стр.   = 10 кВ; f   =  50 кГц).

  Изображение полного размера

  Влияние приложенного напряжения

  Минимальное значение около 6 кВ требуется для получения стабильной плазменной струи. Его длина зависит от установки электрода. При заземлении внешнего электрода длина плазменной струи достигает более 60 мм, а при заземлении внутреннего электрода длина плазмы достигает всего нескольких миллиметров. На рис. 3 наглядно показано такое поведение плазменной струи при приложенном напряжении 10 кВ и частоте сигнала 50 кГц. Эти результаты аналогичны результатам, полученным Шао и др. [10]. на плазменной струе, созданной в газе Ar путем подачи напряжения 7,5 кВ с частотой сигнала 17 кГц. Изменение поведения плазменной струи, наблюдаемое при изменении расположения электродов, может быть связано с разницей между величинами накопленных зарядов, генерируемых плазменным разрядом между двумя электродами. На активном электроде приложенный потенциал меняется со временем, что приводит к накоплению зарядов в течение первой половины периода приложенного напряжения и к накоплению зарядов противоположного типа в течение следующего полупериода. Эти заряды компенсируют первые, происходит затем частично или полностью нейтрализующий процесс заряда на этом электроде. Наоборот, поскольку на заземляющем электроде потенциал фиксирован, значительное количество заряда накапливается на внутренней поверхности диэлектрического барьера (кварцевой трубки), под этим электродом, создавая затем перелив заряда. Это перетекание заряда за пределы заземляющего электрода приводит к возникновению напряжения самосмещения в этой области. Это способствует перемещению заряженных частиц вдоль оси газового потока от активного электрода к боковому электроду и воспламеняет плазму за боковыми электродами; в этой области создается обширный тлеющий разряд и получается более выраженная длина плазменной струи, чем наблюдаемая при внешнем активном электроде.

  Рисунок 3

  Изменение длины плазменной струи в зависимости от установки электрода ( В _стр.   = 10 кВ; f   =  50 кГц). (a) Внутренний электрод заземлен и (b) внешний электрод заземлен.

  Изображение полного размера

  Далее все представленные результаты относятся к конфигурации с заземлением внешнего электрода.

  Влияние интенсивности приложенного напряжения на длину плазменной струи представлено на рисунке 4. Для частот выше 10 кГц и ниже 50 кГц (рисунок 4b) наблюдались две области: первая между 6,6 и 8 кВ, где плазма длина струи увеличивается незначительно, а второй (за 8 кВ), где длина плазменной струи увеличивается быстрее. Наличие порогового напряжения около 8 кВ может быть связано с неисправностью в согласующей сети между генератором плазмы и импедансом, образованным созданной плазменной струей и плазменным реактором[11, 12]. Электрическая мощность, передаваемая плазменной струе, более важна, когда в электрической системе хорошо реализована согласующая сеть. В этом случае после достижения значения напряжения, вызывающего электрический пробой газа аргона, в область разряда передается больше энергии. Когда приложенное напряжение увеличивается, создаются более энергичные частицы, и их выраженная энергия позволяет им глубже проникать в окружающий воздух, что приводит к образованию протяженной плазменной струи. Когда согласующая сеть не реализована должным образом, передаваемая энергия находится на низком уровне по сравнению с предыдущей точкой. Тогда созданные виды менее энергичны и не могут проникнуть в окружающий воздух, что приводит к созданию более короткой плазменной струи.

  Рисунок 4

  Изменение длины плазменной струи в зависимости от приложенного пикового напряжения на разных частотах сигнала (a, b).

  Изображение полного размера

  Влияние частоты сигнала

  Как показано на рисунке 5, частота сигнала существенно влияет на длину и форму плазменной струи. При приложенном напряжении 10 кВ на частоте 10 кГц создавалась широкая и освященная плазменная струя без центральной зоны и хвостовой области. При увеличении значения частоты от 10 до 20 кГц струя плазмы становится менее полой и немного ярче. На частоте 30 кГц и выше этого значения частоты более важна яркость плазменной струи, а заштрихованная область уменьшается вплоть до полного исчезновения. Струя плазмы становится тоньше, и возникает защемление, приводящее к образованию центральной и хвостовой областей, представленных на рисунке 2. Это изменение формы струи плазмы сопровождается увеличением длины струи плазмы, как показано на рисунке 6. Сюн и др. [13] также сообщили об этой зависимости длины плазменной струи от изменения частоты сигнала. За пределами 20 кГц длина плазменной струи значительно увеличивается, когда частота сигнала более выражена. Когда частота подаваемого сигнала увеличивается с 20 до 50 кГц, длина плазменной струи увеличивается с 27 до 42 мм и с 35 до примерно 63 мм для приложенного напряжения 8 и 10 кВ соответственно. Диаметр плазменной струи в зоне ядра уменьшается при увеличении частоты сигнала, достигая значения в середине менее 1 мм при приложенном напряжении 10 кВ и частоте сигнала 50 кГц. Хвостовая зона имеет диаметр немного больше, чем у основной зоны. В этой области, рассматриваемой Сюн и др. [14] как турбулентная, частицы плазмы менее энергичны и не могут глубже проникать в окружающий воздух. Мы заметили, что длина и диаметр этой зоны могут значительно уменьшаться, вплоть до ее исчезновения, при снижении приложенного напряжения с 10 до 6 кВ. Тогда получается более тонкая плазменная струя меньшей длины, состоящая в основном из активной зоны. Такой размер плазменной струи будет очень полезен для медицинского применения, когда лечение должно производиться в уменьшенном пространстве в тканях человека. 9Рис. 5   =  10 кВ).

  Полноразмерное изображение

  Рисунок 6

  Изменение длины плазменной струи в зависимости от частоты сигнала.

  Увеличить

  Влияние частоты сигнала на длину и форму плазменной струи можно объяснить изменением пространственно-временного распределения ионов. Поскольку ионы тяжелее электронов, когда частота сигнала увеличивается более чем на 20 кГц, они не могут следовать за изменением сигнала и затем становятся более статичными. Они концентрируются в середине области разряда и газовый поток может выбрасывать их дальше, вызывая увеличение длины плазменной струи. Это увеличение длины плазменной струи происходит в основном за счет увеличения длины ядра и в меньшей степени длины хвостовой зоны.

  Форма плазменной струи, полученная при напряжении 10 кВ при изменении частоты сигнала от 20 до 30 кГц, близка к наблюдаемой Ни и др. [15]. и Ли и др. [16] на плазменной струе газообразного аргона при приложенном напряжении и частоте сигнала 2,7 кВ, 48 кГц и 2,6 кВ, 40 кГц соответственно, а также Кимом и др. [17]. и Цзян и др. [18] на плазменной струе газообразного гелия при приложенном напряжении и частоте сигнала 1,2 кВ, 50 кГц и 9 кВ, 17 кГц соответственно.

  Выводы

  Создана струя нетепловой плазмы атмосферного давления на основе аргона с использованием конфигурации DBD. Исследована зависимость геометрии плазменной струи от электрических параметров возбуждающего сигнала и установки электродов. Установлено, что форма и длина плазменной струи зависят от установки электродов и электрических параметров. Струя плазмы больше распространяется в сторону заземленного электрода, а ее длину и форму можно регулировать, изменяя значения приложенного напряжения и частоты сигнала. Получена плазменная струя с диаметром активной зоны порядка нескольких сотен микрометров. Такой размер плазменной струи очень удобен, когда струя будет использоваться в ограниченном пространстве и/или когда лечение должно быть хорошо локализовано.

  Ссылки

  1. Walk RM, Snyder JA, Srinivasan P, Kirsch J, Diaz SO, Blanco FC, Shashurin A, Keidar M, Sandler AD: Холодная атмосферная плазма для абляционного лечения нейробластомы. J Pediatr Surg 2013, 48: 67–73. 10.1016/j.jpedsurg.2012.10.020

     Статья Google ученый

  2. «>

     Daeschlein G, Scholz S, Ahmed R, von Woedtke T, Haase H, Niggemeier M, Kindel E, Brandenburg R, Weltmann KD, Juenger M: Обеззараживание кожи низкотемпературной плазменной струей атмосферного давления и плазмой диэлектрического барьерного разряда . J Hosp Infect 2012, 81: 177–183. 10.1016/ж.жхин.2012.02.012

     Артикул Google ученый

  3. Xiong Q, Lu XP, Ostrikov K, Xian Y, Zou C, Xiong Z, Pan Y: Импульсные струи холодной атмосферной плазмы, возбуждаемые постоянным током и синусоидой: сравнительный анализ. Phys Plasmas 2010, 17:043506. 10.1063/1.3381132

     Статья Google ученый

  4. Li X, Di C, Jia P, Bao W: Характеристики плазменной струи постоянного тока, работающей на открытом воздухе. Appl Phys Lett 2013, 103: 144107. 10.1063/1.4824305

     Статья Google ученый

  5. «>

     Seo YS, Lee HW, Kwon HC, Choi J, Lee SM, Woo KC, Kim KT, Lee JK: исследование характеристик струй плазмы атмосферного давления в зависимости от частоты возбуждения для биомедицинских приложений. Тонкие твердые пленки 2011, 519: 7071–7078. 10.1016/ж.цф.2010.11.057

     Артикул Google ученый

  6. Kim SJ, Chung TH, Bae SH, Leem SH: Характеристика источника микроплазменной струи атмосферного давления и его применение для инактивации бактерий. Плазменный процесс Полим 2009, 6: 676–685. 10.1002/ппап.200850001

     Артикул Google ученый

  7. Guimin X, Guanjun Z, Xingmin S, Yue M, Ning W, Yuan L: Инактивация бактерий с помощью плазменной струи DBD в аргоне атмосферного давления. Плазменная научная технология 2009, 11: 83–88. 10.1088/1009-0630/11/1/17

     Артикул Google ученый

  8. «>

     Kim JY, Ballato J, Foy P, Hawkins T, Wei Y, Li J, Kim SO: Апоптоз клеток карциномы легкого, индуцированный холодной микроплазмой на основе гибкого оптического волокна. Биосенс ​​Биоэлектрон 2011, 28: 333–338. 10.1016/j.bios.2011.07.039

     Статья Google ученый

  9. Raiser J, Zenker M: Аргоноплазменная коагуляция для открытых хирургических и эндоскопических применений: современный уровень техники. J Phys D Appl Phys 2006, 39: 3520–3523. 10.1088/0022-3727/39/16/С10

     Артикул Google ученый

  10. Shao XJ, Jiang N, Zhang GJ, Cao ZX: Сравнительное исследование плазменных струй гелия и аргона при атмосферном давлении. Appl Phys Lett 2012, 101: 253509. 10.1063/1.4772639

      Статья Google ученый

  11. Hong Y, Lu N, Pan J, Li J, Wu Y, Shang KF: Исследование характеристик струй холодной атмосферной аргоновой плазмы с высоковольтным электродом типа стержень-трубка/трубка. Дж Электростат 2013, 71: 93–101. 10.1016/j.elstat.2012.12.009

      Статья Google ученый

  12. Shao XJ, Zhang GJ, Zhan JY, Mu HB: Исследование длины выброса плазменных струй атмосферного давления. IEEE Trans Plasma Sci 2011, 39: 2340–2341.

      Артикул Google ученый

  13. Xiong Q, Lu X, Ostrikov K, Xiong Z, Xian Y, Zhou F, Zou C, Hu J, Gong W, Jiang Z: Контроль длины шлейфов атмосферной плазменной струи He: влияние параметров разряда и окружающего воздуха . Phys Plasmas 2009, 16: 043505. 10.1063/1.3119212

      Статья Google ученый

  14. Xiong R, Xiong Q, Nikiforov AY, Vanraes P, Leys C: Влияние распределения мольной доли гелия на свойства струй холодной плазмы гелия при атмосферном давлении. J Appl Phys 2012, 112: 033305. 10.1063/1.4746700

      Статья Google ученый

  15. Nie QY, Ren CS, Wang DZ, Zhang JL: Простая струя холодной аргоновой плазмы, создаваемая плавающим электродом при атмосферном давлении. Appl Phys Lett 2008, 93: 011503. 10.1063/1.2956411

      Статья Google ученый

  16. Li X, Jia P, Yuan N, Fang T, Wang L: Одна плазменная струя атмосферного давления с двумя модами на частоте несколько десятков кГц. Phys Plasmas 2011, 18:043505. 10.1063/1.3586499

      Статья Google ученый

  17. Kim DB, Rhee JK, Gweon B, Moon SY, Choe W: Сравнительное исследование микроструйной плазмы низкого атмосферного давления и радиочастотной плазмы, производимой в конфигурации с одним электродом. Appl Phys Lett 2007, 91: 151502. 10.1063/1.2794774

      Статья Google ученый

  18. «>

      Цзян Н., Цзи А., Цао З.: Струи плазмы атмосферного давления за пределами заземляющего электрода в виде переполнения заряда в разрядной установке с диэлектрическим барьером. J Appl Phys 2010, 108: 033302. 10.1063/1.3466993

      Статья Google ученый

  Скачать ссылки

  Благодарности

  Работа выполнена при поддержке Алжирского тематического агентства исследований в области науки и технологий (ATRST).

  Информация об авторе

  Авторы и организации

  1. Лаборатория микросистем и приборов, кафедра электроники, технологический факультет, Университет Константина 1, 25017, Константин, Алжир

     Мохамед Тахар Бенаббас, Салах Беноуда Сахли, Абуда Саида Ребиай

  Авторы

  1. Мохамед Тахар Бенаббас

     Посмотреть публикации автора

     Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

  2. Salah Sahli

     Просмотр публикаций автора

     Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

  3. Abdallah Benhamouda

     Просмотр публикаций автора

     Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Академия

  4. Саида Ребиай

     Посмотреть публикации автора

     Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

  Автор, ответственный за корреспонденцию

  Салах Сахли.

  Дополнительная информация

  Конкурирующие интересы

  Авторы заявляют об отсутствии конкурирующих интересов.

  Вклад авторов

  МТБ спроектировал плазменно-струйный реактор, спроектировал и провел эксперименты, участвовал в интерпретации результатов и подготовил рукопись. SS интерпретировал результаты, участвовал в планировании экспериментов и редактировал рукопись для окончательной версии. AB участвовал в проектировании плазменно-струйного реактора. SR участвовал в интерпретации результатов и редактировал рукопись для окончательной версии. Все авторы прочитали и одобрили окончательный вариант рукописи.

  Оригинальные файлы изображений, представленные авторами

  Ниже приведены ссылки на оригинальные файлы изображений, представленные авторами.

  Оригинальный файл авторов для рисунка 1

  Оригинальный файл авторов для рисунка 2

  Оригинальный файл авторов для рисунка 3

  Оригинальный файл авторов для рисунка 4

  .