Site Loader
Posted on 10.09.1979

Содержание

Импульсный источник питания на микросхеме LNK562P мощностью 1.6 W с напряжением пробоя 10 kV.

 

Импульсный источник питания на микросхеме LNK562P мощностью 1.6 W с напряжением пробоя 10 kV.

 

Краткая спецификация:

Вход: 85-265 VAC

Выход: 7.7V / 0.21 A

Применение: Адаптер беспроводного телефона

Автор: Департамент по применению Power Integrations

Номер документа: RDR-83

 

Достоинства:

Высокая эффективность, низкая стоимость решения.

Замена стандартным линейным адаптерам.

Напряжение пробоя — 10 kV.

Идеально подходит для питания электронных устройств, включенных в телефонную сеть.

Система энергосбережения EcoSmart удовлетворяет всем существующим стандартам энергосбережения.

Потребление на холостом ходу: <220mW при Uin=265VAC

Средний КПД в активном режиме — 61.3% (превышает требования в 53,2%)

Точность параметров +/-5%, авторестарт, тепловая защита — позволяют поддерживать безопасную температуру печатного узла.

Схема защищает себя от КЗ по выходу и обрыва цепи обратной связи.

Соответствует стандартам: EN55022 и CISPR-22

Соответствует стандартам: IEC61000-4-5 класс 4

 

Внешний вид печатного узла:

 

 

Полная спецификация на источник питания.

Описание

Обозначение

Мин.

Норма

Макс.

Ед. Изм

Вход

Напряжение

Частота

Потребление х.х.

 

Vin

fline

 

 

85

47

 

 

 

50/60

 

 

265

64

0.3

 

VAC

Hz

W

Выход

Напряжение

Пульсация

Ток

Мощность RMS

Наряжение на х.х.

 

Vout

Vripple

Iout

Pout

 

 

6.7

 

0.21

1.4

 

 

7.7

 

0.21

1.6

 

 

8.7

400

 

 

11

 

V

mV

A

W

V

КПД

Полная нагрузка

Средний КПД

 

n

ncec

 

60

53

 

—

 

—

 

 

 

%

%
Наведенниые ЭМИ / безопасность

соответствует CISPR22B / EN55022B, IEC950, UL1950 класс 2

Напряжение пробоя

Дифференциальное включение

Синфазное включение

 

—

 

 

2

6

 

 

10

 

 

—

 

kV

kV
Рабочая темп. окр. среды

Tamb

0

—

50

C

 

Типовая выходная характеристика:

На рисунке выше вы видите сравнение типовых выходных характеристик линейного источника питания и импульсного источника питания на микросхеме LinkSwitch-LP. Как вы можете видеть, характеристика импульсного источника питания в рабочем диапазоне выходных токов более стабильная.

 

Схема электрическая принципиальная.

 

Описание работы:

1) Входная часть

Компоненты С1, С6, L1 и L3 формируют сбалансированный П-образный фильтр. Резистор R5 — подавляет наведенные ЭМИ низкой частоты. Благодаря функции Frequency Jitter микросхемы U1 и специального способа намотки трансформатора T1, этот источник питания не нужнается в Y1 конденсаторе. Это минимизирует аудио шумы в устройствах, подключенных к телефонной линии, благодаря тому, что отсутствует путь проникновения частоты питающей сети со входа источника питания на его выход, соответственно в нагрузку. Данный источник питания полностью удовлетворяет требованиям стандарта EN55022B с запасом более чем в 15dBuV.

Варистор RV1 совместно с резистором RF1 установлены чтобы подавлять дифференциальную помеху по сети. Варистор необходим, чтобы соответствовать требованию по прочности дифференциальной помех в 2 кВ. Если схема будет использоваться в устройстве, где прочность дифференциальной помехе должна составлять только 1кВ — RV1 можно не устанавливать. Резистор RF1 одновременно является плавким пердохранителем источника питания при выходе из строя. При выборе RF1 необходимо учесть то, что он должен держать не только рабочий ток, но и то что он должен выдерживать ток при начальном включении ИП в сеть когда идет заряд накопительных емкостей.

2) Микросхема LinkSwitch-LP

Микросхемы семейства LinkSwitch-LP были спроектированы для замены источников питания на сетевых трансформаторах в сегменте маломощных адаптеров и зарядных устройств. Обратная связь микросхемы LNK562P заводится с резистивного делителя напряжения (R1 и R2), при использовании элементов смещения (D3 и С3), что значительно снижает стоимость устройства, т.к. в этом случае не используется оптопара.

Устройства на сетевых трансформаторах обычно используют плавкие предохранители, которые защищают устройство в случае перегрузки по мощности. При этом, если предохранитель перегорает, его необходимо заменять, т.е извлекать из сети, открывать и пр. В импульсных источниках питания на дискретных элементах чаще всего используется тепловая защита «с защелкой». Т.е. в случае сработавшей тепловой защиты, для его перезапуска, источник питания необходимо отключить от сети и вновь включить. В случае микросхем LinkSwitch-LP, мы имеем дело с тепловой защитой (работающей по закону гистерезиса) и очень малыми допусками (142 С +/- 5%). При срабатывании защиты, микросхема автоматически перезапустится, как только температура опустится до безопасного уровня.

Вывод 6 удален из микросхемы для защиты от воздушного пробоя между выводом DRAIN и другими низковольтными выводами. Это повышает надежность работы источника питания при работе в запыленных помещениях и в помещениях с повышенной влажностью. Если в нагрузке случиться короткое замыкание, микросхема LinkSwitch-LP по обратной связи отработает аварийную ситуацию и войдет в серию авторестартов. что ограничит максимальную выходную мощность на уровне 12% от максимума. Это защитит как саму микросхему, так и нагрузку от выхода из строя. Микросхемы семейства LinkSwitch-LP самозапитываются через вывод DRAIN. Емкость С2 соединенная с выводом BYPASS (BP) — предоставляет запас энергии и локальное отсоединение от внутреннего источника питания. Для того, чтобы снизить потребляемую мощность в режиме холостого хода, возможно запитывание микросхемы током с обмотки смещения. В этой схеме напряжение смещения порядка 14 Вольт и соответственно напряжение на выводе BP — 5.8 Вольта. При номинале R6 — 100 кОм, мы видим, что в вывод BP поступает ток 80 uA. Если снизить номинал R6 и ток, поступающий в BP достигнет 220 uA, потребление источника питания на холостом ходу значительно снизится.

В самом худшем случае потребление источника питания составит 200 мВт при входном напряжении 265 VAC, что значительно ниже большинства стандартов энергетической эффективности. Кроме этого, в данном дизайне минимизировано выделение тепла, давая источнику питания хорошие КПД, линейные и нагрузочные характеристики.

3) Обратная связь.

Выходное напряжение источника питания регулируется сигналом с первичной части. Напряжение смещения первичной части выпрямляется и фильтруется элементами D3 и С3. Индукция рассеяния между выходной обмоткой и обмоткой смещения генерирует ошибку в сигнале обратной связи. Используя стандартный выпрямительный диод, есть возможность более четко отслеживать выходное напряжение генерированием напряжения смещения. Резистор R7 подгружает канал смещения, что дает большую точность сигнала обратной связи.

Делитель напряжения (R1 и R2) дает сигнал на вывод FB микросхемы U1. Номиналы R1 и R2 подобраны так, чтобы напряжение на выводе FB составило 1,69 Вольта и соответственно в вывод FB тек ток 70uA.

Семейство микросхем LinkSwitch-LP использует релейный режим работы (вкл/выкл). Во время работы в режиме постоянного напряжения, рабочие циклы начинают пропускаться, когда ток вывода FB превышает 70 uA. При снижении выходной нагрузки, пропускается больше рабочих циклов. При увеличении нагрузки, соответственно уменьшается число пропущенных рабочих циклов. В результате средня рабочая частота переключений микросхемы варьируется от нагрузки. Когда нагрузка на выходе достигает своего максимума, пропущенных рабочих циклов не остается. Если нагрузка превышает максимально допустимую, выходное напряжение начинает падать. Так как падает выходное напряжение, напряжение на вывод FB соответственно тоже падает и микросхема линейно снижает рабочую частоту. Это предотвращает дальнейший рост выходного тока. Как только напряжение на выводе FB упадет ниже 0,8 Вольта более чем на 100 мс., микросхема входит в режим авторестарт. В этом режиме микросхема запускает преобразование на 100 мс. Если в это время, напряжение на FB не певысит 0,8 Вольта, преобразование прекращается на 100 мс. В таком режиме работы микросхема работает на 12% рабочего цикла, до тех пор, пока авария не будет устранена. Это защищает как источник питания так и нагрузку.

4) Выходной выпрямитель.

Напряжение со вторичной обмотки трансформатора выпрямляется диодом D6 и конденсатором С4. Подгрузочный резистор R4 ограничивает напряжение во время работы на холостом ходу. В этой схеме используется Fast диод D4 для снижения стоимости и уровня ЭМИ.

 

Печатный узел.

Пример печатного узла вы видите на рисунке.

 

 

Перечень элементов.

N

Кол-во

Обозначение

Описание

Производитель

Part number
1 2 C1, C6 3.3 мF, 400 V, Electrolytic, (8 x 11.5) Nippon Chemi-Con ESMQ401ELL3R3MHB5D
2 1 C2 100 nF, 50 V, Ceramic, Z5U Panasonic ECU-S1h204MEA
3 1 C3 10 мF, 50 V, Electrolytic, Gen. Purpose, (5 x 11) Nippon Chemi-Con EKMG500ELL100ME11D
4 1 C4 100 мF, 25 V, Electrolytic, Low ESR,
250 mOhm, (6.3 x 11.5)		 Nippon Chemi-Con ELXZ250ELL101MFB5D
5 1 D1 600 V, 1 A, Fast Recovery Diode, 200 ns, DO-41 Vishay 1N4937
6 2 D2, D3 600 V, 1 A, Rectifier, DO-41 Vishay 1N4005
7 1 D4 50 V, 1 A, Fast Recovery, 200 ns, DO-41 Vishay 1N4933
8 2 J1, J2 Test Point, WHT, THRU-HOLE MOUNT Keystone 5012
9 1 J3 Output cord, 6 ft, 22 AWG, 0.25 Ohm,
2.1 mm connector		 Generic
10 2 J4, J5 PCB Terminal Hole, 22 AWG N/A N/A
11 2 L1, L3 1 mH, 0.15 A, Ferrite Core Tokin SBCP-47HY102B
12 1 R1 22.1 kOhm, 1%, 1/4 W, Metal Film Yageo MFR-25FBF-22K1
13 1 R2 3.01 kOhm, 1%, 1/4 W, Metal Film Yageo MFR-25FBF-3K01
14 3 R5, R7,R8 4.7 kOhm, 5%, 1/4 W, Carbon Film Yageo CFR-25JB-4K7
15 1 R6 100 kOhm, 5%, 1/4 W, Carbon Film Yageo CFR-25JB-100K
16 1 RF1 10 Ohm, 2.5 W, Fusible/Flame Proof Wire Wound Vitrohm CRF253-4 10R
17 1 RV1 275 V, 23 J, 7 mm, RADIAL Littlefuse V275LA4
18 1 T1 Custom Transformer
Core: EE16,
See Power Integration’s document EPR-83 for
Transformer Specification
Bobbin: Horizontal Extended Creepage 5+5 pin

Hical Magnetics,CWS,
Santronics,
Taiwan Shulin
www.bobbin.com.tw

 SIL6043, EP-83, SNX1388, TF-1613
19 1 U1 LinkSwitch-LP, LNK562P, DIP-8B Power Integrations LNK562P

* Примечание: Для снижения пульсаций при входном напряжении 85 VAC — увеличьте емкость С1 и С6 до 4.7uF.

 

Конструкция трансформатора:

1) Схема электрическая

 

2) Электрическая спецификация.

Электрическая прочность 1 с., 60Гц, с выв. 1-6 на вывю FL 6000 Вольт
Индуктивность первичной обмотки Выв. 1-2., ост. обмотки разомкнуты, 100кГц, 0,4 Vrms 3.5 мГн, +/-10%
Резонансная частота Выв. 1-2., ост. обмотки разомкнуты, 250 кГц (Мин.)
Индукция расеяния первичной обмотки Выв. 1-2., ост. обмотки замкнуты, 100кГц, 0,4 Vrms 115 мкГн (Макс.)

 

3) Схема построения.

 

 

Графики работы.

1) Зависимость КПД от входного напряжения.

 

Для проверки, насколько источник питания будет удовлетворят требования стандартов энергосбережения (средний КПД на нагрузках 25%, 50%, 75%, 100% > 53.2), проводились замеры, которые сведены в след. таблицу.

% от полной нагрузки

КПД (%)

115 VAC

230 VAC
25

61.0

56.1
50

65.4

62.6
75

66.5

63.6
100

67.4

62.9
Средний КПД

65,1

61,3
Требуемый минимальный КПД по стандартам энергосбережения

53,2

Как мы видим, данный источник питания полностью удовлетворяет всем требованиям стандартов энергосбережения, существующим на сегодняшний день.

 

2) Потребляемая мощность на холостом ходу.

 

3) Доступная выходная мощность на холостом ходу в зависимости от входного напряжения.

Источник питания предоставляет >500mW при входной мощности 1W.

 

4) Вольт амперная характеристика.

 

5) Тепловые характеристики.

Замеры проводились при полной нагрузке в закрытом объеме (чтобы исключить движение воздуха), результаты сведены в таблицу.

Элемент

Температура (С)

85 VAC

265 VAC

Окружающая среда

50

50

LinkSwitch (U1)

78

84

Кроме этого, тепловая карта представлена на рисунке:

 

6) Электрическая прочность.

Электрическая прочность в дифференциальном и синфазном режиме (1,2/50 мкс) замерялась при входном напряжении источника питания 230 VAC / 60 Hz. Выход источника питания был нагружен на полную нагрузку. Результаты сведены в таблицу.

Уровень импульса (V)

Входное напряжение (VAC)

Подключение электродов

Фаза

Результат теста

+2000

230

L и N

90

Пройден

-2000

230

L и N

90

Пройден

+10000

230

L,N и RTN

90

Пройден

-10000

230

L,N и RTN

90

Пройден

 

7) Уровень наведенных ЭМИ (Полная нагрузка, 230 VAC).

 

Купить образцы микросхем Power Integrations, заказать бесплатную литературу и программное обеспечение, а также получить квалифицированную техническую поддержку вы сможете у эксклюзивного дистрибьютора Power Integrations в России — компании Макро Групп.

www.powerint.ru

Документ перевел:

Геннадий Бандура — Bandura (at) macrogroup.ru
Бренд-менеджер Power Integrations
МАКРО ГРУПП

Схемы защиты устройств от всплесков тока и напряжения

Аварийные «экстратоки» и «экстранапряжения» не идут на пользу ни одному электронному устройству. Необходимо вводить защитные цепи с автоматическим ограничением, снижением, отключением питания или, в крайнем случае, с визуальной/звуковой индикацией аварийного состояния.

Простейшим элементом защиты служит плавкий предохранитель. При его выборе надо ориентироваться на стандартные номинальные токи срабатывания:

• SМD-предохранители — 62; 125; 250; 375; 500; 750 мА, 1.0; 1.5; 2.0; 2.5; 3.0; 3.5; 4.0; 5.0 А;

• обычные «стеклянные» предохранители — 50; 60; 80; 100; 160; 200; 250; 315; 500; 630; 800 мА, 1.0; 1.25; 1.6; 2.0; 3.15; 3.5; 4.0 А.

Время срабатывания предохранителя зависит от величины протекающего тока. Судя по Табл. 6.9, ориентироваться на номинальный ток ПЛАВ нельзя, необходимо его многократное превышение, например, 4/ПЛАВ. На практике считается, что плавкая вставка с надписью «1А» гарантированно «сгорает» при токе 2.5 А.

Радиолюбители за неимением времени иногда изготавливают кустарные проволочные предохранители, называемые в обиходе «жучками». Если используется медный провод, то можно взять данные из Табл. 6.10. Разумеется, «жучки» после проведения эксперимента надо заменить нормальными предохранителями.

Следует отличать плавкие предохранители (fuse) от предохранительных резисторов (fusible resistor). Последние по конструкции напоминают обычные резисторы, но при перегорании не оставляют вокруг себя чёрного пятна металлизированной сажи, которая может закоротить другие цепи на печатной плате.

Ещё один важный элемент защиты — это варисторы (Табл. 6.11). В отличие от предохранителей, они устанавливаются не последовательно, а параллельно, т.е. защита осуществляется по напряжению, а не по току.

Если напряжение меньше порогового, то сопротивление варистора большое, и он практически не оказывают влияние на защищаемую цепь. Если порог достигнут, то сопротивление варистора быстро снижается. Это позволяет эффективно защищать аппаратуру от кратковременных импульсных помех.

На Рис. 6.20, а…к показаны схемы защиты питания от всплесков напряжения и коротких замыканий.

Рис. 6.20. Схемы защиты питания от всплесков напряжения и коротких замыканий (начало):

а) защита от повышенного входного напряжения с порогом, определяемым стабилитроном VD1. Оптореле VU1 имеет нормально замкнутые контакты с током нагрузки не более 250 мА;

б) электронное отключение питания при пробое мощного регулирующего транзистора, находящегося внутри стабилизатора напряжения А1. Быстродействие определяется параметрами оптотиристора VU1. Излучатель HL1 красным цветом индицирует аварийное состояние. Резистор R3 устанавливает напряжение перехода транзистора VT1 в закрытое состояние;

в) «параллельная» защита цепи +5 В. При всплесках напряжения открывается тиристор VS1 и перегорает плавкая вставка FU1 (или самовосстанавливающийся предохранитель). Конденсатор C1устраняет ложные срабатывания тиристора. Мощный проволочный резистор R3защищает тиристор VS1 от «экстратоков». Пороговое напряжение стабилитрона VDI имеет разброс 3.1…3.5 В, поэтому его точное значение устанавливается подстройкой резистора R1.

г) аналогично Рис. 6.20, в, но с заменой тиристорного ключа мощным параллельным стабилизатором напряжения на элементах VDI, VTI, R1…R3 и дополнительной защитой по входу при помощи варистора RV1. Порог срабатывания устанавливается резистором R1 на уровне примерно на 0.2…0.4 В выше, чем напряжение питания +3…+5 В;

Рис. 6.20. Схемы защиты питания от всплесков напряжения и коротких замыканий (окончание):

д) HL1 — это индикатор снижения напряжения питания с +5 до +4 В, что может свидетельствовать о предаварийном состоянии. Точный порог устанавливается резистором R3. Схема служит только для индикации неполадок. Устранение аварии производится оператором вручную;

е) защита от помех и перенапряжений в бортовой сети автомобиля (элементы R1, C1). Мигающий светодиод HL1 служит индикатором неверной полярности подачи питания;

ж) красный цвет светодиода HL1 индицирует обрыв предохранителя FU1, зелёный — нормальную работу. При оранжевом или жёлтом цвете следует выбрать другой тип диода VD1

з) защита от превышения тока в «минусовом» проводе. Резистором R3 добиваются триггер-ного режима работы. Резистором R1 устанавливают ток защиты в пределах 10…600 мА. Для ориентира, если R2= 10 Ом, то ток срабатывания равен 85… 111 мА;

и) варисторная защита устройств, подключённых к телефонной линии. При большой амплитуде или случайной подаче сетевого напряжения 220 В перегорает плавкая вставка FU1;

к) стабилитрон VD2 защищает от всплесков входного напряжения. Ток ограничивается резистором R1, короткие импульсные помехи сглаживаются конденсатором C1.

Источник: Рюмик С.М. 1000 и одна микроконтроллерная схема.

Простая мигалка (стробоскоп) на двух транзисторах схема — Схемка: Электронные Радиосхемы

Схема электрическая принципиальная

Светодиод

Используются два мощных светодиода теплого свечения, включенные параллельно, каждый на 10 Вт. Работая в импульсном режиме они нагреваются мало, поэтому радиатор можно использовать небольшой при большом периоде между вспышками.

Разбор роботы (MicroCap 12)

Транзистор Q1 открывается через переменный резистор RV1, далее открывается второй транзистор Q2, происходит кратковременная вспышка. Во время вспышки заряжается конденсатор C1, отрицательный электродом он оказывается замкнут на минус питания (через КЭ Q2), а вторым электродом подключённым к плюсу питания через (ЭБ Q1):

Далее относительно продолжительное время конденсатор разряжается, закрывая при этом Q1 и следовательно Q2 (светодиод не светит):

Когда же конденсатор заррядится до определенного уровня, то Q1 опять откроется на короткое время через RV1, тот откроет Q2 и произойдет подача минуса на светодиод, он засветится на малое время, во время которого зарядится C1. И дальше то же самое, получаем простейший рабочий RC-генератор.

Схема не отличается особой стабильностью и в некоторых симуляторах может не работать, но зато имеет малое количество составляющих.

Переменный резистор

Переменный резистор рекомендуется взять советский СП-1, СП-2 или что-то подобное, так как они надёжнее маломощных китайских WR 0,125 Ватт.

Не нужно полностью выкручивать вал переменного резистора на маленькое сопротивление – это чревато пробоем транзистора, а также сгоранием самого резистора. Защититься от этого можно включив последовательно с RV1 постоянный резистор на несколько кОм.

Немного расчётов

Рассчитаем по-быстрому сопротивление R1. Из тех. док. используемого мной транзистора BD136 (Q1) его напряжение насыщения коллектор-эмиттер 0,5 В (МАКС.).

От напряжения питания (12 В) отнимем это число:

12 — 0,5 = 11,5 В

Выше полученное напряжение будет подаваться на базу Q2. Это слишком много, учитывая, что допустимое напряжение Эмиттер-База для него 7 В:

Необходимо включить резистор для ограничения тока и, следовательно, напряжения, подаваемого на тока базы Q2 (макс. 3 А).

Коэффициент усиления по току C4106M от 20 до 40, эта цифра показывает во сколько раз ток коллектора может быть больше тока базы.

Берём меньше значение (20). Пусть хотим ток на выходе 1 А (для светодиода 10 Вт хватит), то есть ток Iк= 1 А, а ток базы соответственно должен быть не менее:

Iб=1 А/20=0,05 А

Для получения такого базового тока Q2 при известном напряжении питания (12 В) и падении на КЭ Q1 (~0,5 В) воспользуемся законом Ома и найдём сопротивление искомого резистора.

R = U/I; R = (Uпит – Uкэ (Q1)) / Iб = (11,5) / 0,05 А = 230 Ом

Мощность, рассеиваемая на нём:

P = I2*R = (0,05)2 * 230 = 0,575 Вт

Берем номинал чуть меньше, 220 Ом отлично подойдет, а по мощности пусть будет с адекватным запасом, 1-2 Вт. 

Частота выходного сигнала

f ~1/2RC

На выходе создаются кратковременные импульсы с периодом T=2RC, а длительность низкого уровня (когда СД светит) составляет примерно T/25 с.

Частоту импульсов задают в главной мере C1 и RV1, первый компонент имеет постоянное значение ёмкости, а сопротивление второго наоборот можно изменять, тем самым изменяя количество световых импульсов за единицу времени (оно также зависит от напряжения питания…). Чем больше ёмкость конденсатора C1 и сопротивление резистора RV1, тем реже будут вспышки света (время между вспышками больше). Уменьшая ёмкость C1 и сопротивление RV1 наоборот уменьшается период, а, следовательно, увеличивается частота вспышек.

Список необходимых компонентов

Сборка

Готовое устройство

РЕГЕНЕРАТИВНЫЙ РАДИОПРИЁМНИК DESERT RATT 2

Краткое описание схемы

Сигнал, поступающий из антенны, усиливается примерно в 100 раз транзистором Q1 и подаётся на вход регенеративного каскада через трансформатор T1. Каскад на транзисторе Q2 является одновременно и генератором, и усилителем. По мере того как ток транзистора Q2 увеличивается при уменьшении сопротивления потенциометра RV1 («РЕГЕНЕРАЦИЯ»), управляющего регенерацией, у каскада увеличивается коэффициент усиления и возрастает амплитуда колебаний. Как только будет достигнута точка вблизи порога возникновения генерации, когда колебания ещё не возникли, коэффициент усиления регенеративного каскада сильно возрастёт и станет равен 10000 и более. Именно поэтому DESERT RATT является очень высокочувствительным коротковолновым радиоприёмником, не смотря на его простоту.

Настройка на радиостанции происходит с помощью переменных резисторов RV3 («ГРУБАЯ НАСТРОЙКА») и RV2 («ТОНКАЯ НАСТРОЙКА»), с которых подаётся напряжение на варикапы D2 and D3. Это в свою очередь определяет частоту настройки радиоприёмника.


Click to Enlarge

Примечания:
1. Трансформатор T1 намотан прямо на печатной плате. Обмотка 1-2 содержит 10 витков, 3-4 — 15 витков, 5-6 — 5 витков медного эмалированного провода диаметром 0,4 мм. Индуктивность обмотки 3-6 лежит в пределах 4,5..6 мкГн. Трансформатор намотан на каркасе 38×38 мм из стеклотекстолита. Трансформатор (и катушку L1) можно так же намотать на пластиковом футляре от фотоплёнки диаметром 35 мм, на пузырьке от лекарств и т.д.
2. В схеме можно использовать практически любые NPN транзисторы общего назначения (2N2222, MPS918 и т.д.).
3. Напряжения, отмеченные на схеме зависят от величины напряжения питания. Формы осциллограмм зависят от мощности входного сигнала.
4. Используйте антенну с высоким сопротивлением, например, длинный провод произвольной длины и т.д. Схема не предназначена для работы с 50 Омными антеннами.
5. В схеме применены диоды общего назначения, обычные выпрямительные/переключательные, например, 1N914, 1N4148 и т.д. Применение в качестве D4-D5 германиевых диодов (1N34, 1N70 и т.д.) увеличит выпрямленное напряжение на выходе детектора почти в два раза.
6. Возможно величину сопротивления резистора R5 следует увеличить в 10..100 раз, до 100 кОм..1 мОм.
7. Напряжения для транзистора Q4 на схеме указаны неправильно. На его коллекторе должно быть примерно 7В, на эмиттере — 1,5В.
8. Сопротивление резистора R6 рекомендуется увеличить в 10 раз до 100 кОм, подключив его нижний по схеме вывод к источнику напряжения +3В (аноду диода D1), при этом возможно потребуется увеличить сопротивление резистора R7 в два раза. Это уменьшит шунтирование регенеративного каскада.

Сигнал с регенеративного каскада через конденсатор C10 подаётся на транзистор Q3. Радиочастоты, на которые настроен приёмник, с помощью детектора на диодах D4-D5 преобразуются в звуковые частоты. Если бы диодный детектор был бы напрямую подключён к выходу регенеративного каскада, то этот каскад был бы перегружен, что привело бы к снижению чувствительности. Поэтому буферный каскад на транзисторе Q3 изолирует диодный детектор, предотвращая перегрузку транзистора Q2.

Сигнал звуковой частоты появляется на конденсаторе C14 и переменном резисторе RV4. Резистор RV4 служит регулятором громкости («УСИЛЕНИЕ НЧ»). Он определяет, какая часть сигнала с конденсатора C14 должна поступить на усилитель звуковой частоты. Транзистор Q4 удваивает величину аудио сигнала, который подаётся на усилитель мощности звуковой частоты U1, имеющий коэффициент усиления 200 раз. На выходе получается напряжение, достаточное для работы громкоговорителя с уровнем громкости, обеспечивающем комфортное прослушивание радиопередач.

Подробное описание схемы

Входной усилитель на транзисторе Q1. Сигнал на выходе антенны очень слабый, порядка 1..20 мкВ (1..20 миллионной части вольта). Сигнал вначале проходит через фильтр высокой частоты C1C2L1, что бы ослабить сигналы, лежащие ниже 2 мГц, предотвращая появление помех от местных АМ вещательных станций. Транзистор Q1 включён как обычный эмиттерный повторитель с коэффициентом усиления 100 раз (10 дБ).

Постоянное напряжение величиной 3 В подаётся на коллектор транзистора через первичную обмотку трансформатора T1. Это сделано для снижения потребляемой мощности от батареи питания 9 В. Выходной сигнал с первого каскада подаётся на выводы 1-2 трансформатора T1, и через индуктивную связь оказывается на выводах 3-6 вторичной обмотки. Каскад на транзисторе Q1 кроме всего прочего, изолирует регенеративный каскад от антенны. Это предотвращает транзистор Q2 от случайного превращения в передатчик.

Регенеративный каскад на транзисторе Q2 работает и как усилитель, и как генератор, являясь регенеративным каскадом с большим коэффициентом усиления. Транзистор этого каскада включён по схеме с общей базой. По высокой частоте база транзистора Q2 соединена с общим проводом с помощью конденсатора C6. Входной сигнал с обмотки трансформатора T1 5-6 подаётся на эмиттер транзистора через конденсатор C5. Выходной сигнал подаётся с коллектора на всю вторичную обмотку 3-6 трансформатора T1. Обратите внимание, что и этот каскад питается от 3-х вольт (напряжение подаётся на вывод 6 трансформатора T1). Такое низкое напряжение питания и высокое сопротивление переменного резистора RV1 «РЕГЕНЕРАЦИЯ» это то, что делает эту схему хорошим регенератором с плавным управлением регенерацией и с хорошим качеством звука. Регенеративный каскад с общей базой сконструирован Чарьзом Китченом, N1TEV.

Усиление этого каскада определяется током, текущим из коллектора в эмиттер, и оно устанавливается переменным резистором RV1. Чем меньше его сопротивление, тем сильнее ток и тем больше усиление каскада на транзисторе Q2. Часть сигнала с коллектора транзистора Q2 подаётся на его эмиттер через трансформатор T1 и конденсатор C5, формируя тем самым цепь обратной связи. При увеличении усиления с помощью потенциометра RV1, будет достигнута точка, когда сигнал обратной связи, пройдя через конденсатор C5, возбудит регенеративный каскад и в динамике раздастся свист, заглушающий сигнал станции. Чуть уменьшив усиление, дойдя немного ниже точки возникновения генерации, каскад на транзисторе Q2 станет усилителем с очень большим коэффициентом усиления. Сигнал может быть усилен от 10 000 до 100 000 раз. Такое большое усиление вызовет напряжение на коллекторе транзистора Q2 около 10 мВ (0,01 вольт) при величине сигнала, поступающего с антенны, порядка одной миллионной доли вольта.

Резонансная цепь. Каскад на транзисторе Q2 так же является и резонансным ВЧ усилителем. Его рабочая частота определяется индуктивностью L и ёмкостью C параллельного резонансного контура LC, включённого в цепь коллектора Q2. Из схемы это не очевидно. Индуктивностью является вторичная обмотка трансформатора T1, обмотка 3-6, которая соединена по переменному току с общим проводом через конденсатор C4. Параллельную ёмкость контура образуют ёмкости конденсаторов C8 (или C9), C99 и настроечных диодов, D2-D3.

В оригинальной схеме приёмника DESERT RATT для настройки на радиостанции использовался конденсатор переменной ёмкости, включённый параллельно трансформатору T1, но эти конденсаторы вышли из употребления и их сложно найти. Поэтому схема была адаптирована для электронной настройки, с использованием варикапов. Варикап — это диод, чья ёмкость зависит от величины обратно приложенного напряжения. Обратное напряжение смещения, подаваемое на диоды обеспечивают потенциометры «ГРУБАЯ НАСТРОЙКА» и «ТОНКАЯ НАСТРОЙКА» RV2-RV3. Это напряжение изменяется в пределах 0..9 вольт, при этом ёмкость диодов D2-D3, включённых в параллель, изменяется в диапазоне 8..90 пФ. Диоды 1N4004 — это выпрямительные диоды, но имеющие довольно хорошие характеристики напряжение/ёмкость, так что их можно применить в этом радиоприёмнике. Резистор R5 определяет ток, протекающий через варикапы.

В точке максимального усиления коллектор Q2 имеет очень высокое сопротивление. Необходимо подать многократно усиленный ВЧ сигнал на диодный детектор, но при этом не допустить перегрузки транзистора Q2. Детекторные диоды D4-D5 имеют низкое сопротивление. Если бы выход каскада на транзисторе Q2 напрямую бы соединялся с детектором, то усиление транзисторного каскада существенно снизилось.

Эмиттерный повторитель на транзисторе Q3 не усиливает сигнал по напряжению. У этого каскада высокое входное и низкое выходное сопротивление. Он работает как активный трансформатор импеданса, преобразовывая высокое входное сопротивление от предыдущего каскада в низкое выходное для подачи на детекторный каскад. На базу транзистора подаётся напряжение смещения 2 вольта. ВЧ сигнал подаётся на базу через разделительный конденсатор C10. Выходное сопротивление определяется величиной резистора R7.

Детектор на диодах D4-D5 преобразует модулированный ВЧ сигнал в сигнал звуковой частоты. Двухдиодный детектор увеличивает амплитуду продетектированного напряжения почти в два раза по сравнению с обычным однодиодным детектором. Аудио сигнал снимается с конденсатора C14. Временная постоянная конденсатора C14 и переменного резистора RV4 выбрана такой, что происходит удаление почти всего ВЧ сигнала, остаётся только низкочастотный аудиосигнал и подавляется шипение, присущее регенеративным приёмникам. Положение подвижного контакта потенциометра RV4 определяет величину аудио сигнала, подаваемого через конденсатор C15 на фазорасщепительный каскад на транзисторе Q4.

Расщепитель фазы на транзисторе Q4. Этот каскад преобразовывает входной сигнал в два противофазных. Здесь транзистор Q4 также не усиливает сигнал по напряжению. Например, если на базу транзистора подать переменный сигнал напряжением 20 мВ, то на эмиттере сигнал тоже будет 20 мВ и той же фазой, на коллекторе сигнал будет так же 20 мВ, но фаза сигнала будет противоположной, а разница в напряжении между коллектором и эмиттером будет 40 мВ. Таким образом на микросхему U1 будет подаваться сигнал удвоенного напряжения. Оба противофазных сигнала имеют одинаковую амплитуду из-за того, что сопротивления резисторов R9 и R10 одинаковые.

Фазорасщепительный каскад применён в схеме для того, что бы использовать преимущества дифференциального входа микросхемы U1.

Выходной УЗЧ U1 является полуваттным усилителем звуковой частоты с дифференциальным входом и позволяет подключить к выходу громкоговоритель сопротивлением 8 Ом или головные телефоны.

Сигналы, подаваемые на оба входа, не будут усилены, если их фазы совпадают. Это называется подавление синфазной составляющей. Эти сигналы с синфазной составляющей поступают на вход U1 из шумов, например гула переменного тока питающей сети, ВЧ наводок и ВЧ сигнала от регенеративного каскада на транзисторе Q2. Эти помехи подавляются дифференциальным входом микросхемы U1. Усиливаются только те сигналы, у которых фазы не совпадают. Это улучшает качество звука и селективность приёмника, так как меньше шумов попадает на вход аудиоусилителя.

Постоянные времени цепей R9-C16 и R10-C17 выбраны такими, что бы пропускать сигналы, лежащие в звуковом диапазоне на вход U1.

Микросхема U1 имеет программируемый коэффициент усиления. Конденсатор C18, подключённый к выводам 1 и 8 шунтирует внутренний резистор, что даёт максимальное усиление (200 раз). Фильтр R12-C20 предназначен для подавления перекрёстных искажений, возникающих в выходном двухтактном каскаде микросхемы. Резистор R11 и большая ёмкость (100 мкФ) конденсатора C19 образуют фильтр по питанию 9 вольт для U1. Это предотвращает передачу сигналов по цепи питания, ведущую к самовозбуждению усилителя. Конденсатор C21 предотвращает замыкание вывода 5 микросхемы через нагрузку на землю, является разделительным по постоянному току. Большая ёмкость C21 позволяет воспроизводить низшие звуковые частоты.

Стабилизатор напряжения собран на диодах LED1 и D1. Падение напряжения на светодиоде LED1 составляет 1.3–1.8 вольт, на диоде D1 — 0,7 вольт. Стабилизация напряжения даёт хорошую стабильность регенеративному каскаду при колебаниях напряжения 9 В батареи. В противном случае усиление и настройка дрейфовали по мере разряда батареи и падении её напряжения. Напряжение 1.3–1.8 вольт со светодиода используется для стабилизации напряжения смещения базы транзисторов Q3 и Q4. Светодиод так же служит индикатором включения питания приёмника. Длительная работа батареи и более стабильная работа приёмника является результатом применения низковольтного стабилизатора напряжения.

Пол Харден, NA5N
и Джан Харден, N0QT

BACK

Простой приемник на 80 метров • Приемная техника

Простой приемник на 80 метров схема которого многократно дорабатывалась и переделывалась, потому, собственно, так оно и вышло. Так что если на схеме не можете найти, например, диод D1 или конденсатор С36, так и не ищите, – их там действительно нет и быть не должно. Простой приемник на 80 метров предназначен для наблюдения за работой радиолюбителей в 80-метровом радиолюбительском диапазоне. Построен по схеме прямого преобразования частоты.

Сигнал от антенны через разъем ANT поступает на входной регулятор чувствительности, представляющий собой плавный аттенюатор на переменном резисторе RV1. Резистор выбран с логарифмическим законом регулировки. Далее сигнал поступает на входной контур состоящий из катушки L1 и конденсаторов С1, С2 и CV1. Конденсатор CV1 может быть как переменным, так и подстроечным. В первом случае с его помощью можно независимо от настройки гетеродина подстраивать входной контур, так чтобы достигнуть наилучшего качества приема конкретной радиостанции в конкретных условиях. Во втором случае, с его помощью контур настраивают на середину диапазона или на наиболее интересный участок диапазона, в котором работаете больше времени.

Дальше сигнал поступает на усилитель РЧ на полевом транзисторе VT1. Этот каскад обеспечивает не только усиление сигнала, но и согласование его с симметричным низкоомным входом преобразователя частоты на микросхеме SA612 (IC1).

Преобразователь частоты выполнен на микросхеме SA612. Она содержит содержит балансный смеситель и гетеродин. Контур гетеродина образован катушкой L2 и емкостями С11, С12, С15, С16, D2 и D3. Гетеродин перестраивается в диапазоне от 3,5 до 3,9 МГц. Органом настройки является переменный резистор RV2, с его помощью изменяется напряжение на варикапах D2 и D3. Напряжение на варикапе задается делителем на резисторах R14-RT2-RV2-RT3-R16. Резисторы R14-RT2 и RT3-R16 определяют необходимые пределы перестройки по диапазону. Подстроечными резисторами RT2 и RT3 в процессе настройки задают пределы диапазона принимаемых частот.

Преобразователь частоты и УРЧ питаются от самостоятельного стабилизатора напряжения 6V на микросхеме IC5 типа LM317L. Конечно, здесь может быть даже лучше использовать другой интегральный стабилизатор, что-то вроде 78L06, но хорошо когда он есть в наличии. В данном же случае пришлось использовать регулируемый стабилизатор LM317L, и настроить его на напряжение 6V при помощи резисторов R18 и R19. Но не отрицаю использования даже простого параметрического стабилизатора на балластном резисторе и стабилитроне на напряжение 6V. И даже можно вообще обойтись без стабилизатора, заменив его фактически низкочастотным дросселем, и соответственно понизив общее напряжение питания, но настройка будет зависеть от напряжения питания, причем, сильно.

Симметричный демодулированный сигнал снимается с выводов 4 и 5 IC1 и поступает на низкочастотный LC-фильтр на дросселе Т1 и емкостях С23, С21, С22, С24, С25, С26. Выделенный и отфильтрованный противофазный НЧ сигнал поступает на симметричный вход низкочастотного усилителя на микросхеме IC2. Такая схема, в отличие от схемы с подачей однофазного сигнала на один вход УНЧ имеет явное преимущество, так как максимальный коэффициент усиления УНЧ в такой схеме имеет место только на противофазном симметричном сигнале.

При этом к различным помехам и наводкам, проникающим на вход УНЧ, его чувствительность снижается. Данное обстоятельство очень важно в отношении приемника прямого преобразования, в котором основное усиление происходит на низкой частоте. А высоко чувствительный УНЧ всегда склонен к приему фона переменного тока, наводок через руки оператора и через различные внешние емкости, а так же, к самовозбуждению. Дополнительно, с целью еще большего снижения склонности к самовозбуждению в этой схеме используется отдельное питание НЧ и ВЧ трактов от отдельных стабилизаторов IC5 и IC6.

На выходе можно подключить как миниатюрный динамик, так и головные телефоны. Сопротивление нагрузки может быть от 8 до 100 От, предпочтение следует отдавать нагрузке с большим сопротивлением в этих пределах. Регулировка громкости осуществляется непосредственно на выходе при помощи переменного резистора RV3.

Для намотки катушек L1 и L2 в простой приемник на 80 метров использованы каркасы от контуров цветности старых отечественных телевизоров. L1 содержит 60 витков, L2 – 35 витков, провод ПЭВ 0,12. Дроссель Т1 намотан на ферритовом кольце К7х4хЗ, обмотка содержит 2×25 витков такого же провода. Провод предварительно складывают вдвое, а после намотки концы катушек определяют при помощи прозвонки. Обратите внимание на фазировку катушек, – она должна соответствовать отмеченной на принципиальной схеме. Транзистор BF245A можно заменить на отечественный КПЗОЗ. Варикапы ВВ809 на КВ102, или на КВ104, но тогда должно быть достаточно только одного варикапа.

Монтаж – простой приемник на 80 метров выполнен на куске фольгированного стеклотекстолита, на вырезанных в нем «пятачках». Корпусом служит корпус модуля радиоканала старого отечественного цветного телевизора.

Упрощенная схема диодного смесителя | Записки программиста

В радиолюбительской литературе можно встретить схему упрощенного диодного смесителя. В отличие от диодного кольцевого смесителя он имеет только один трансформатор вместо двух. Возникает закономерный вопрос — почему бы всегда не использовать более простую, а также более дешевую и компактную схему?

Схема в среднем выглядит так:

Это называется одинарный балансный диодный смеситель (single balanced diode mixer). Потенциометр RV1 позволяет добится лучшего подавления LO на выходе смесителя. Некоторые радиолюбители обходятся без него. Резистор R1 иногда тоже не ставят, а кто-то использует вместо него катушку индуктивности. Я попробовал использовать как резистор, так и катушку, а также не использовать ничего. Каких-то изменений в работе схемы замечено не было. В окончательном варианте был оставлен резистор, чтобы диоды имели хоть какой-то контакт с землей.

Принцип действия схемы такой же, как у диодного кольцевого смесителя. Когда ток течет из LO в трансформатор, на вторичной обмотке течет противофазный ток, через диоды D1 и D2. Диоды открыты по ВЧ, и сигнал может течь с порта RF на порт IF. Когда же ток пытается течь в LO из трансформатора, диоды закрываются. Таким образом, RF умножается то на 1, то на 0, что эквивалентно умножению на меандр, чья частота равна частоте LO.

Подаем 15 МГц с уровнем 7 dBm на LO, 3 МГц с уровнем 0 dBm на RF, и на IF видим такую картину:

Все как положено, 15±3 МГц на выходе, плюс некоторое количество побочных продуктов.

А вот для сравнения выход двойного балансного диодного кольцевого смесителя при тех же условиях:

Вносимые потери на 5.4 dB ниже, побочные продукты по четным гармоникам LO почти отсутствуют, а уровень RF на выходе подавлен на 40+ dB. Стоит также отметить, что упрощенный смеситель плохо согласован с 50 Ом. В трансивере uBITX для лучшего его согласования применена пара аттенюаторов на 4 и 6 dB.

Тот факт, что диодный кольцевой смеситель называется двойным балансным, как раз отражает тот факт, что на выходе IF подавлены как RF, так и LO. Упрощенный смеситель является одинарным балансным, то есть, на его выходе подавлено что-то одно, в данном случае — LO. Бывают также небалансные смесители, на выходе которых не подавлен ни один из входов.

Хотя схема и имеет недостатки, знать про нее все же полезно. Субъективно, для какого-нибудь простого и/или компактного трансивера прямого преобразования это прямо то, что нужно.

Метки: Беспроводная связь, Любительское радио, Электроника.

Усилитель голоса построенный на микросхеме TDA7052A

Усилитель голоса для микрофона. Когда мы разрабатывали схему усилителя, мы старались учитывать все, в том числе и источник входного аудио сигнала и целевое устройство вывода или целевую спецификацию громкоговорителя. Только тогда мы смоли разработать эффективный усилитель для голоса. Здесь представлена для повторения простая схема усилителя речи, разработанная с учетом аудиовхода конденсаторного микрофона и выхода громкоговорителя 8 Ом.

Схема простого усилителя голоса

В качестве основной детали здесь используется хорошо известная микросхема звукового усилителя TDA7052A. TDA7052A — это выходной усилитель моно BTL с регулятором громкости, и обладает некоторыми функциями, которые требуют несколько внешних компонентов для обвязки микросхемы усилителя. Кроме этого, он имеет режим отключения звука, тепловую защиту и защиту от короткого замыкания в нагрузке, обеспечивает хорошую общую стабильность для всего диапазона частот.

Принципиальная электрическая схема

Необходимые компоненты

  • Микросхема TDA7052A — 1
  • Громкоговоритель 8 Ом — 1
  • Конденсаторный микрофон — 1
  • Транзистор BC547 NPN — 1
  • Переменный резистор POT 20кОм — 1 шт.
  • Резисторы 100 кОм, 10 кОм, 330 Ом, 1 кОм — по 1 шт.
  • Конденсаторы 1 мкФ, 10 мкФ, 0,1 мкФ — по 1

Усилитель голоса: особенности работы

Прежде чем приступить к построению схемы усилителя, рассмотрим микросхему TDA7052A.

Это 8-контактная двухрядная ИС, она также поставляется в пластиковом корпусе SO8. Мощность, которую гарантирует этот УНЧ составляет 1 Вт, при сопротивлении громкоговорителя 8 Ом RL и напряжении смещения 6 В.

Обозначение выводов IC TDA7052A

  1. Контакт — положительное напряжение питания VP
  2. Контакт — IN + положительный вход
  3. Контакт — заземление сигнала GND1
  4. Контакт — регулятор громкости VC DC
  5. Контакт — OUT + положительный выход
  6. Контакт — заземление GND2
  7. Контакт — н.з. не подключен
  8. Контакт — OUT — отрицательный выход

Здесь мы используем конденсаторный микрофон в качестве источника аудиовхода, поэтому для него требуется каскад предварительного усилителя. Конденсаторный микрофон получает смещение через резистор R1 и подключается к базе транзистора через конденсатор C1. Транзистор Q1 увеличивает мощность аудио сигнала, принимаемого микрофоном.

Выход транзистора Q1 подключен к положительному входу 2 TDA7052A через разделительный конденсатор C2 и переменный резистор RV1. В этом случае, этот подстроечный резистор RV1 функционирует как потенциометр для регулировки громкости. Контакты смещения TDA7052A подключены к источнику питания 9В постоянного тока. Громкоговоритель 8Ω подключен к выходным контактам 5 и 8.

Какова функция этих резисторов в цепи питания

  • Варисторы RV1 RV2 RV3 обеспечивают подавление выбросов энергии на трехфазном входе

  • R141 R73 R65 обеспечивают определенную степень поглощения входящей энергии в условиях перенапряжения и действуют как неофициальные предохранители, если электрические цепи за их пределами, такие как варисторы или другие компоненты, выходят из строя.

  • R140 R146 R147 и диоды D12 D13 D14 питают выпрямленный 3-х фазный постоянный ток, объединяя 3 фазы для получения сглаженного постоянного тока для питания U6, небольшой ИС автономного источника питания с переключателем.Они не играют прямого участия в основной схеме анализа мощности.

Предупреждение — линии, которые пересекаются на диаграмме, могут или не могут соединяться: Обратите внимание, что схема плохо нарисована в исходной записке по применению и страдает еще больше при копировании. Линии пересечения от R141, R140 и RV1 соединяются — это показано маленькой точкой. В противном случае, где на схеме пересекающиеся линии не соединяются и нет точки. Когда схема копируется, как в этом вопросе, точки становится еще труднее увидеть.Это крайне плохая практика, но она встречается чаще, чем следовало бы. Надежная система должна обеспечивать, чтобы пересекающиеся друг с другом линии никогда не соединялись, а линии, которые действительно соединяются, заканчивались буквой T. Это делает их дублированием и доказательством сложенного документа. СМОТРЕТЬ ДИАГРАММУ В КОНЦЕ

Варисторы RV1 RV2 Rv3 фиксируют скачки фазного напряжения, передавая энергию в нейтраль, когда напряжение превышает их номинальное напряжение.

R65 R73 R141 — это резисторы Yageo на 100 Ом 2 Вт, которые ограничивают импульсный ток, потребляемый 6 варисторами в экстремальных условиях неисправности.При сильной перегрузке или выходе из строя варистора они будут действовать как неофициальные предохранители. Они могут выдерживать ток около 140 мА при номинальной мощности и потребуются гораздо меньше, чем при любых разумных условиях эксплуатации. Их можно рассматривать как часть схемы защиты ремней и скоб. Значение 100 Ом последовательных резисторов кажется относительно произвольным. Вполне вероятно, что схема будет работать достаточно хорошо без них, и они больше кажутся признаком дизайнера, пытающегося охватить все возможные варианты.

R147 R146 R140 — это удивительно маленькие резисторы Vishay Dale 0805, даташит здесь

Эти 3 резистора плюс D12 D13 D14 используются для работы маломощного автономного источника постоянного тока с переключателем постоянного тока = U6 = Linksys LNK304. Три диода выпрямляют 3-фазные напряжения и объединяют их, измеряют их через JP6 и R148, а затем сглаживают объединенные выпрямленные 3 фазы до постоянного тока с помощью C35.

D17 — это не стабилитрон, как может показаться — это техническое описание ограничителя перенапряжения TVS.

http://www.datasheetarchive.com/LNK304DG-datasheet.html#

Варистор:

Техническое описание варисторов можно найти здесь

Пройдя довольно запутанный путь через Mouser и т. Д., Вы можете обнаружить, что используемая часть варистора показана в этом техническом описании как VDRS10P510xyE на странице 19. Рабочее напряжение
В переменного тока составляет 510 переменного тока = удобно выше 3-фазного напряжения между фазой и нейтралью, что обычно подвергать.

Копия исходной диаграммы из вопроса, показывающей соединенные и несоединенные пересечения.

Импульсный источник питания

— Использование внешнего подстроечного резистора для управления напряжением повышающего преобразователя без внесения шума в обратную связь по напряжению Импульсный источник питания

— Использование внешнего подстроечного резистора для управления напряжением повышающего преобразователя без внесения шума в обратную связь по напряжению — Электротехнический стек
Сеть обмена стеками

Сеть Stack Exchange состоит из 178 сообществ вопросов и ответов, включая Stack Overflow, крупнейшее и пользующееся наибольшим доверием онлайн-сообщество, где разработчики могут учиться, делиться своими знаниями и строить свою карьеру.

Посетить Stack Exchange
  2. 0
  3. +0
  6. Авторизоваться Подписаться

Electrical Engineering Stack Exchange — это сайт вопросов и ответов для профессионалов в области электроники и электротехники, студентов и энтузиастов.Регистрация займет всего минуту.

Зарегистрируйтесь, чтобы присоединиться к этому сообществу

Кто угодно может задать вопрос

Кто угодно может ответить

Лучшие ответы голосуются и поднимаются наверх

Спросил

Просмотрено 36 раз

\ $ \ begingroup \ $

Требование:

  • Я хочу использовать внешнюю подстройку для управления выходным напряжением.Это изменит / заменит внутреннюю сеть обратной связи R1 / RV1 / R3.

  • Должна быть только одна подстроечная клемма , поэтому ее следует ссылаться на VCC, GND или OUT.

  • Цепь не горит, когда стеклоочиститель находится на одном из концов.

Проблема:

  • Сеть FB (pin3) чрезвычайно чувствительна к шумам. Длинный провод внешнего триммера скреплен, чтобы вызвать проблему.

  • Для удовлетворения требований к одной клемме только R1 и R3 могут быть заменены внешним подстроечным резистором. Однако, если R1 = 0, усилитель ошибки сгорит. Если R3 = 0, выходное напряжение сойдет с ума и сгорит весь выходной каскад.

Приветствуются любые предложения.

Обновление:

Замена RV1 и R3 — это решение проблемы 2, и не имеет значения, закорочен ли дворник на штырь 1 или штырь 3. В этой конфигурации RV1 заменяется внешним триммером, но проблема с шумом остается.

задан 8 окт в 3:18

\ $ \ endgroup \ $ \ $ \ begingroup \ $

Решения проблем:

  1. Согласен. C1 для смягчения этого.Если внешний триммер создает слишком много шума, вы можете увеличить C1 за счет характеристики скачкообразной характеристики. Возможно, что более важно, вам нужно рассмотреть ваш внешний подстроечный элемент в контуре целостности сигнала. Я думаю, что примечанием «одна клемма обрезки» вы указываете, что шина (например, GND или VCC) подключена где-то еще. Где-то должна быть петля, и необходимо убедиться, что площадь петли мала, чтобы минимизировать шум.
  2. Четырехстороннее соединение между R1 и RV1 делает невозможным определение того, что на самом деле подключено, но, тем не менее, вы можете намотать RV1 , чтобы дворник был закорочен на клемму 3 и зафиксировал его там (например.с клеем). Таким образом, если вы замените R3 внешним дворником, даже если он замкнется, останется 10 кОм на землю, как и в исходной цепи.