Полупроводниковая схемотехника
Полупроводниковая схемотехника
ОглавлениеПредисловие редактора переводаЧасть I. Основные положения 1. Пояснение применяемых величин 2.  2.1. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ 2.1.3. ДЛИТЕЛЬНОСТЬ ФРОНТА ИМПУЛЬСА И ЧАСТОТА СРЕЗА ФИЛЬТРА 2.2. ФИЛЬТР ВЕРХНИХ ЧАСТОТ 2.3. КОМПЕНСИРОВАННЫЙ ДЕЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 2.4. ПАССИВНЫЙ ПОЛОСОВОЙ RC-ФИЛЬТР 2.5. МОСТ ВИНА-РОБИНСОНА 2.6. ДВОЙНОЙ Т-ОБРАЗНЫЙ ФИЛЬТР 2.7. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР 3. Диоды 3.2. СТАБИЛИТРОНЫ 3.3. ВАРИКАПЫ 4. Транзистор и схемы на его основе 4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ 4.2.2. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ 4.2.3. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ И ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4.2.4. ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО НАПРЯЖЕНИЮ 4.2.5. УСТАНОВКА РАБОЧЕЙ ТОЧКИ 4.3. СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ 4.4. СХЕМА С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ, ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 4.5.2. БИПОЛЯРНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ 4.5.3. СХЕМА «ТОКОВОГО ЗЕРКАЛА» 4.6. СХЕМА ДАРЛИНГТОНА 4.7. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 4.7.2. РЕЖИМ БОЛЬШОГО СИГНАЛА 4.7.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4.  7.4. НАПРЯЖЕНИЕ РАЗБАЛАНСА4.8. ИЗМЕРЕНИЕ НЕКОТОРЫХ ПАРАМЕТРОВ ПРИ МАЛОМ СИГНАЛЕ 4.9. ШУМЫ ТРАНЗИСТОРА 4.10. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ 5. Полевые транзисторы 5.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ МАЛЫХ СИГНАЛОВ 5.3. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ 5.4.1. СХЕМА С ОБЩИМ ИСТОКОМ 5.4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЗАТВОРОМ 5.4.3. СХЕМА С ОБЩИМ СТОКОМ, ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 5.5. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР КАК СТАБИЛИЗАТОР ТОКА 5.6. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 5.7. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР В КАЧЕСТВЕ УПРАВЛЯЕМОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ 6. Операционный усилитель 6.1. СВОЙСТВА ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 6.2. ПРИНЦИП ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ 6.3. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 6.4. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 7. Внутренняя структура операционных усилителей 7.2. ПРОСТЕЙШИЕ СХЕМЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 7.3. СТАНДАРТНАЯ СХЕМА ИНТЕГРАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 7.4.  2. ПОЛНАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ7.4.3. ПОДСТРАИВАЕМАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 7.4.4. СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ 7.4.5. КОМПЕНСАЦИЯ ЕМКОСТНОЙ НАГРУЗКИ 7.5. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 8. Простейшие переключающие схемы 8.1. ТРАНЗИСТОРНЫЙ КЛЮЧ 8.2. БИСТАБИЛЬНЫЕ РЕЛАКСАЦИОННЫЕ СХЕМЫ 8.2.2. ТРИГГЕР ШМИТТА 8.3. МОНОСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 8.4. НЕСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 9. Базовые логические схемы 9.1. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИ 9.2. СОСТАВЛЕНИЕ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.3. ПРОИЗВОДНЫЕ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4. СХЕМОТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4.1. РЕЗИСТИВНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (РТЛ) 9.4.2. ДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ДТЛ) 9.4.3. ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ТТЛ) 9.4.4. ИНТЕГРАЛЬНАЯ ИНЖЕКЦИОННАЯ ЛОГИКА 9.4.5. ЭМИТТЕРНО-СВЯЗАННАЯ ЛОГИКА (ЭСЛ) 9.4.6. n-КАНАЛЬНАЯ МОП-ЛОГИКА 9.4.7. КОМПЛЕМЕНТАРНАЯ МОП-ЛОГИКА (КМОП) 9.4.8. ОБЗОР 9.  4.9. СПЕЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ9.5. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ТРИГГЕРЫ 9.5.2. ТРИГГЕРЫ ТИПА M-S (MASTER-SLAVE) 9.5.3. ДИНАМИЧЕСКИЙ ТРИГГЕР 9.6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА 9.6.3. ПРОГРАММИРУЕМЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ МАТРИЦЫ (ПЛМ) 10. Оптоэлектронные приборы 10.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ ФОТОМЕТРИИ 10.2. ФОТОРЕЗИСТОР 10.3. ФОТОДИОДЫ 10.4. ФОТОТРАНЗИСТОРЫ 10.5. СВЕТОДИОДЫ 10.6. ОПТРОНЫ Часть II. Применения 11. Линейные и нелинейные аналоговые вычислительные схемы 11.1. СХЕМА СУММИРОВАНИЯ 11.2. СХЕМЫ ВЫЧИТАНИЯ 11.2.2. СХЕМА ВЫЧИТАНИЯ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 11.3. БИПОЛЯРНОЕ УСИЛИТЕЛЬНОЕ ЗВЕНО 11.4. СХЕМЫ ИНТЕГРИРОВАНИЯ 11.4.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.2. ЗАДАНИЕ НАЧАЛЬНЫХ УСЛОВИЙ 11.4.3. СУММИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.4. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.5. СХЕМЫ ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЯ 11.  6. РЕШЕНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УРАВНЕНИЙ11.7. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 11.7.2. ЭКСПОНЕНТА 11.7.3. ВЫЧИСЛЕНИЕ СТЕПЕННЫХ ФУНКЦИЙ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМОВ 11.7.4. ФУНКЦИИ SIN X И COS X 11.7.5. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ 11.8. АНАЛОГОВЫЕ СХЕМЫ УМНОЖЕНИЯ 11.8.2. УМНОЖЕНИЕ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМИЧЕСКИХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ 11.8.3. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ, ИСПОЛЬЗУЮЩАЯ ИЗМЕНЕНИЕ КРУТИЗНЫ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРОВ 11.8.4. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ С ИЗОЛИРОВАННЫМИ ЗВЕНЬЯМИ 11.8.5. БАЛАНСИРОВКА СХЕМ УМНОЖЕНИЯ 11.8.6. СХЕМЫ ЧЕТЫРЕХКВАДРАНТНОГО УМНОЖЕНИЯ 11.9. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ КООРДИНАТ 11.9.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДЕКАРТОВЫХ КООРДИНАТ В ПОЛЯРНЫЕ 12. Управляемые источники и схемы преобразования полного сопротивления 12.1. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12.2. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТОКОМ 12.3. ИСТОЧНИКИ ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12.  3.2. ИСТОЧНИКИ ТОКА С ЗАЗЕМЛЕННОЙ НАГРУЗКОЙ12.3.3. ЭТАЛОННЫЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА НА ТРАНЗИСТОРАХ 12.3.4. ПЛАВАЮЩИЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА 12.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ОТРИЦАТЕЛЬНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ (NIC) 12.6. ГИРАТОР 12.7. ЦИРКУЛЯТОР 13. Активные фильтры 13.1. ТЕОРЕТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ 13.1.1. ФИЛЬТР БАТТЕРВОРТА 13.1.2. ФИЛЬТР ЧЕБЫШЕВА 13.1.3. ФИЛЬТРЫ БЕССЕЛЯ 13.1.4. ОБОБЩЕННОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ 13.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ВЕРХНИЕ 13.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13.4. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.4.2. ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.3. ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.4. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.6. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРА НИЖНИХ ЧАСТОТ В ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР 13.  6.1. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ВТОРОГО ПОРЯДКА13.6.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА 13.7. РЕАЛИЗАЦИЯ ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.7.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.3. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.4. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.8. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ЗАГРАЖДАЮЩИЕ ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ 13.9. РЕАЛИЗАЦИЯ ЗАГРАЖДАЮЩИХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.9.2. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С ДВОЙНЫМ Т-ОБРАЗНЫМ МОСТОМ 13.9.3. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С МОСТОМ ВИНА-РОБИНСОНА 13.10. ФАЗОВЫЙ ФИЛЬТР 13.10.2. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13.10.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.11. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЙ УНИВЕРСАЛЬНЫЙ ФИЛЬТР 14. Широкополосные усилители 14.1. ЗАВИСИМОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ ПО ТОКУ ОТ ЧАСТОТЫ 14.2. ВЛИЯНИЕ ВНУТРЕННИХ ЕМКОСТЕЙ ТРАНЗИСТОРА И ЕМКОСТЕЙ МОНТАЖА 14.  3. КАСКОДНАЯ СХЕМА14.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ КАК ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5. СИММЕТРИЧНЫЙ ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С КОМПЛЕМЕНТАРНОЙ КАСКОДНОЙ СХЕМОЙ 14.5.4. ДВУХТАКТНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.6. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 14.6.2. ДВУХТАКТНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 14.7. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 15. Усилители мощности 15.1. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ КАК УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 15.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 15.2.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ В РЕЖИМЕ AB 15.2.3. СПОСОБЫ ЗАДАНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ 15.3. СХЕМЫ ОГРАНИЧЕНИЯ ТОКА 15.4. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ ПО СХЕМЕ ДАРЛИНГТОНА 15.5. РАСЧЕТ МОЩНОГО ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА 15.7. ПОВЫШЕНИЕ НАГРУЗОЧНОЙ СПОСОБНОСТИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 16. Источники питания 16.  1. СВОЙСТВА СЕТЕВЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ16.2. ВЫПРЯМИТЕЛИ 16.2.1. ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.2. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.3. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ДЛЯ ДВУХ СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ ВЫХОДНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.2. СХЕМА С РЕГУЛИРУЮЩИМ УСИЛИТЕЛЕМ 16.3.3. ИНТЕГРАЛЬНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.4. СТАБИЛИЗАТОР С МАЛЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ ПОТЕРЬ 16.3.5. СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЙ, СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ 16.3.6. СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ С ИЗМЕРИТЕЛЬНЫМИ ВЫВОДАМИ 16.3.7. ЛАБОРАТОРНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ 16.3.8. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД ЛАБОРАТОРНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ С БОЛЬШОЙ ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 16.4. ПОЛУЧЕНИЕ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 16.4.2. ПОЛУЧЕНИЕ МАЛЫХ ОПОРНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.5. ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 16.5.2. ПЕРВИЧНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 17. Аналоговые коммутаторы и компараторы 17.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КОММУТАТОРЫ 17.2.2. ДИОДНЫЙ КОММУТАТОР 17.2.3. КОММУТАТОР НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 17.  3. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ НА БАЗЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ17.3.2. КОММУТАТОР НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ С ПЕРЕМЕНОЙ ЗНАКА ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 17.3.3. КОММУТАТОР НА БАЗЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ 17.4. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ С ПАМЯТЬЮ 17.5. КОМПАРАТОРЫ 17.5.2. КОМПАРАТОР С ПРЕЦИЗИОННЫМ ВЫХОДНЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ 17.5.3. ДВУХПОРОГОВЫЙ КОМПАРАТОР 17.6. ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.2. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.3. ПРЕЦИЗИОННЫЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 18. Генераторы сигналов 18.1. LC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.1.2. ГЕНЕРАТОР С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА МАЙССНЕРА) 18.1.3. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ИНДУKТИВНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА ХАРТЛИ) 18.1.4. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ЕМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА КОЛПИТЦА) 18.1.5. LC-ГЕНЕРАТОР С ЭМИТТЕРНОЙ СВЯЗЬЮ 18.1.6. ДВУХТАКТНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2.1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА КВАРЦЕВОГО РЕЗОНАТОРА 18.2.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ С LC-КОЛЕБАТЕЛЬНЫМ КОНТУРОМ 18.  2.3. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ БЕЗ LC-КОНТУРА18.3. СИНУСОИДАЛЬНЫЕ RC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.3.2. МОДЕЛИРОВАНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УРАВНЕНИЯ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ 18.4. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ (ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ) 18.4.2. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР С УПРАВЛЯЕМОЙ ЧАСТОТОЙ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА 18.4.3. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР 18.5. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.1. НИЗКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 19. Комбинационные логические схемы 19.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОДОВ 19.1.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЕ КОДЫ 19.1.3. КОД ГРЕЯ 19.2. МУЛЬТИПЛЕКСОР И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОР 19.3. КОМБИНАЦИОННОЕ УСТРОЙСТВО СДВИГА 19.4. КОМПАРАТОРЫ 19.5. СУММАТОРЫ 19.5.1. ПОЛУСУММАТОР 19.5.2. ПОЛНЫЙ СУММАТОР 19.5.3. СУММАТОРЫ С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ПЕРЕНОСОМ 19.5.4. СЛОЖЕНИЕ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫХ ЧИСЕЛ 19.5.5. ВЫЧИТАНИЕ 19.5.6. СЛОЖЕНИЕ ЧИСЕЛ С ЛЮБЫМИ ЗНАКАМИ 19.6. УМНОЖИТЕЛИ 19.7. ЦИФРОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 20.  Интегральные схемы со структурами последовательностного типа20.1. ДВОИЧНЫЕ СЧЕТЧИКИ 20.1.1. АСИНХРОННЫЙ (ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.1.2. СИНХРОННЫЙ (ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК В КОДЕ 8421 20.2.1. АСИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.2.2. СИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.3. СЧЕТЧИК С ПРЕДВАРИТЕЛЬНОЙ УСТАНОВКОЙ 20.4. РЕГИСТРЫ СДВИГА 20.4.2. КОЛЬЦЕВОЙ РЕГИСТР 20.4.3. РЕГИСТР СДВИГА С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ВВОДОМ 20.4.4. РЕГИСТР СДВИГА С ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫМ НАПРАВЛЕНИЕМ СДВИГА 20.5. ПОЛУЧЕНИЕ ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ 20.6. ПЕРВОНАЧАЛЬНАЯ ОБРАБОТКА АСИНХРОННОГО СИГНАЛА 20.6.2. СИНХРОНИЗАЦИЯ ИМПУЛЬСОВ 20.6.3. СИНХРОННЫЙ ОДНОВИБРАТОР 20.6.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР ИЗМЕНЕНИЙ 20.6.5. СИНХРОННЫЙ ТАКТОВЫЙ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ 20.7. СИСТЕМАТИЧЕСКИЙ СИНТЕЗ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫХ СХЕМ 20.7.2. ПРИМЕР СИНТЕЗА ПЕРЕКЛЮЧАЕМОГО СЧЕТЧИКА 20.7.3. СОКРАЩЕНИЕ ЕМКОСТИ ПАМЯТИ 21. Микро-ЭВМ 21.1. ОСНОВНАЯ СТРУКТУРА МИКРО-ЭВМ 21.  2. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ МИКРОПРОЦЕССОРА21.3. НАБОР КОМАНД 21.4. ОТЛАДОЧНЫЕ СРЕДСТВА 21.5. ОБЗОР МИКРОПРОЦЕССОРОВ РАЗЛИЧНОГО ТИПА 21.6. МОДУЛЬНОЕ ПОСТРОЕНИЕ МИКРО-ЭВМ 21.7. ПЕРИФЕРИЙНЫЕ УСТРОЙСТВА 21.7.1. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.2. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.3. ИНТЕРФЕЙС МАГИСТРАЛИ «ОБЩАЯ ШИНА» 21.7.4. ПРОГРАММИРУЕМЫЙ СЧЕТЧИК 21.7.5. ПОДКЛЮЧЕНИЕ ПЕРИФЕРИЙНЫХ МОДУЛЕЙ СЕМЕЙСТВА 8080 К МАГИСТРАЛЯМ СЕМЕЙСТВА 6800 21.7.6. ОБЗОР ПЕРИФЕРИЙНЫХ УСТРОЙСТВ 21.8. МИНИМАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ 21.8.2. ОДНОКРИСТАЛЬНАЯ МИКРО-ЭВМ 22. Цифровые фильтры 22.1. ТЕОРЕМА О ДИСКРЕТИЗАЦИИ (ТЕОРЕМА О ВЫБОРКАХ) 22.1.2. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 22.2. ЦИФРОВАЯ ФУНКЦИЯ ПЕРЕДАЧИ ФИЛЬТРА 22.3. БИЛИНЕЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ 22.4. РЕАЛИЗАЦИЯ ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ 22.4.2. СТРУКТУРА ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 22.4.3. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 23. Передача данных и индикация 23.1. СОЕДИНИТЕЛЬНЫЕ ЛИНИИ 23.2. ЗАЩИТА ДАННЫХ 23.2.2. КОД ХЕММИНГА 23.  3. СТАТИЧЕСКИЕ ЦИФРОВЫЕ ИНДИКАТОРЫ23.3.1. ДВОИЧНЫЕ ИНДИКАТОРЫ НА СВЕТОДИОДАХ 23.3.2. ДЕКАДНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.3.3. ИНДИКАЦИЯ В ШЕСТНАДЦАТЕРИЧНОМ КОДЕ 23.4. МУЛЬТИПЛЕКСНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.1. МНОГОРАЗРЯДНЫЕ 7-СЕГМЕНТНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.2. МАТРИЦА ТОЧЕК 24. Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи 24.1. СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ ПРИНЦИПЫ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.1.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ПЕРЕКИДНЫМИ КЛЮЧАМИ 24.1.3. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ПОСТОЯННОГО ИМПЕДАНСА (МАТРИЦА ТИПА R-2R) 24.1.4. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ДЛЯ ДЕКАДНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.2. ПОСТРОЕНИЕ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С ЭЛЕКТРОННЫМИ КЛЮЧАМИ 24.2.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ТОКОВЫМИ КЛЮЧАМИ 24.3. ЦА-ПРЕОБРАЮВАТЕЛИ ДЛЯ СПЕЦИАЛЬНЫХ ПРИМЕНЕНИЙ 24.3.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ 24.3.3. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КАК ГЕНЕРАТОР ФУНКЦИЙ 24.4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАНИЯ 24.5. ТОЧНОСТЬ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.6. ПОСТРОЕНИЕ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 25. Измерительные схемы 25.  1. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЙ25.1.2. ИЗМЕРЕНИЕ РАЗНОСТИ ПОТЕНЦИАЛОВ 25.1.3. ИЗОЛИРОВАННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 25.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА 25.2.1. ИЗОЛИРОВАННЫЕ ОТ ЗЕМЛИ АМПЕРМЕТРЫ С МАЛЫМ ПАДЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ 25.2.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА ПРИ ВЫСОКОМ ПОТЕНЦИАЛЕ 25.3. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 25.3.2. ИЗМЕРЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОГО ЗНАЧЕНИЯ 25.3.3. ИЗМЕРЕНИЕ АМПЛИТУДНЫХ ЗНАЧЕНИЙ 25.3.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР 26. Электронные регуляторы 26.2. ТИПЫ РЕГУЛЯТОРОВ 26.2.1. П-РЕГУЛЯТОР 26.2.2. ПИ-РЕГУЛЯТОР 26.2.3. ПРОПОРЦИОНАЛЬНО-ИНТЕГРАЛЬНО-ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ РЕГУЛЯТОР 26.2.4. НАСТРАИВАЕМЫЕ ПИД-РЕГУЛЯТОРЫ 26.3. УПРАВЛЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫМИ ОБЪЕКТАМИ 26.4. ОТСЛЕЖИВАЮЩАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ (АВТОПОДСТРОЙКА) 26.4.1. ЭЛЕМЕНТЫ ВЫБОРКИ-ХРАНЕНИЯ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.2. СИНХРОННЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.3. ЧАСТОТНО-ЧУВСТВИТЕЛЬНЫЙ ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР 26.4.4. ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР С ПРОИЗВОЛЬНО УВЕЛИЧИВАЕМЫМ ДИАПАЗОНОМ ИЗМЕРЕНИЙ 26.4.5. ФАЗОРЕГУЛЯТОР В КАЧЕСТВЕ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТ |
Полосовые фильтры
При создании
активных полосовых (Рис.
7.1) фильтров
(пропускающих (ПП) и заграждающих (ПЗ))
в качестве цепи ОС используют
частотно-зависимые цепи, имеющие на
определенной частоте максимум, либо
минимум пропускания. Это и создает
изменение глубины ОС с частотой и
формирует полосовую АЧХ усилителя.
Наиболее часто в качестве частотно-зависимого
звена ОС используют такие цепи, как
Т-мост, мост Вина, 2Т-мост (см. табл.7.1).
Расмотрим ПФ с симметричным 2Т-мостом (табл.7.3, строка 1). Для такого моста (табл. 7.1, строка 2) в идеальном случае должны соблюдаться условия:
R1=R2=R, R3=R/2, C1=C2=C, C3=2C.
Коэффициент передачи моста по напряжению между точками 1-3 (точка 2 заземлена) описывается выражением
К1-3= u3/u1= jx / (4+jx),
а между точками 2-3 (точка 1 заземлена) – выражением
К2-3 = u3/u2 = 4 / (4+jx).
Здесь x = (w/w0 – w0/w) является относительной расстройкой.
Если использовать параметр Р=jw/w0, то
К1-3 = (Р2+1) / (Р2+4Р+1), и К2-3 = 4P / (P2+4P+1).
Как видно, цепь ОС является фильтром II порядка. На частоте w = w0= = 1/RC при включении точками 1-3 фильтр имеет минимум пропускания (К1-3= 0).
В схеме АФ 2Т-мост точками 1, 3 включается в качестве цепи ООС. Источник сигнала подключается к неинвертирующему входу ОУ (табл. 7.3, сх. № 1). Возможно включение источника сигнала в точку 2 моста. В последнем случае требуется малое выходное сопротивление источника сигнала.
Поскольку
на частоте w0 отрицательная
ОС отсутствует (КОС = К1-3=
0), то усилитель на данной частоте имеет
максимальный коэффициент усиления КU= КU0.
При отклонении частоты сигнала от w0 как в область
верхних, так и нижних частот КОС увеличивается,
ООС усиливается и коэффициент усиления
всего усилителя падает. Так формируется
полосовая пропускающая частотная
характеристика активного фильтра.
Расчет АЧХ проводим при тех же условиях, что и ранее. Поскольку ООС последовательная, то можно записать
еГ = uВХ + uОС = uВЫХ / KU0 + uВЫХKОС.
КU = КU0 / (1+ jx KU0 / (4+jx)) , или
KU = (KU0 /
(1+KU0))
·
((P2+4P+1)
/ (P2+(1/QP) P+1)).
Эти две записи эквивалентны. Как видно, АФ является фильтром второго порядка, имеет два комплексно-сопряженных корня (полюса) в знаменателе. Их собственная частота и добротность соответственно равны
w0=1/RC, QP = (KU0+1) / 4.
Имеются два действительных корня в числителе (нули), которые определяют частоты перегибов АЧХ. Численной подстановкой Р=jw/w0 можно вычислить модуль | КU |(w) и построить АЧХ фильтра, либо j(w) – построить ФЧХ фильтра. Активный фильтр имеет КU= КU0 при w= w0 = = 1/RC, а при w®0 или w®¥ – КU ®1. Вид АЧХ (ФЧХ) АФ приведен в Табл.7.3.
Важным
параметром полосового фильтра является
его полоса пропускания (Пd = wВ – wН)
при заданном ослаблении сигнала (d).
Обычно принято ослабление 3 дБ (КU(wВ)
= КU(wН)
= КU(w0)/) и полоса обозначается как П.
По аналогии с LC цепями фильтр принято характеризовать
добротностью
Q = w0 / П,
что позволяет определять полосу пропускания фильтра. Математически добротность фильтра оценивается по величине коэффициента перед членом Р1 в знаменателе уравнения фильтра. Для АФ с 2Т-мостом добротность QP = (КU0+1)/4, т.е., чем выше усиление исходного усилителя, тем уже полоса пропускания ПФ.
2Т-мост
критичен к подбору своих элементов.
Отклонение в номиналах резисторов и
конденсаторов от идеала приводит к
неполному подавлению сигнала на частоте
w0.
Это можно показать в первом приближении,
анализируя мост с использованием
круговых диаграмм (рис.
7.2). Вектор
выходного напряжения в точке 3 моста
конечен и может принимать различное
положение. На частоте w0 вектор U3 может быть как в фазе, так и в противофазе
с напряжением U1.
Это ведет к возникновению положительной,
либо отрицательной обратной связи в
АФ.
Рис. 7.2. а – 2Т-мост; б – векторная диаграмма моста | |
Подбором резистора R3 в определенных пределах удается компенсировать
Таблица 7.
3АЧХ и ФЧХ полосовых пропускающих фильтров
№ сх
Фильтр
Схема активного фильтра
Передаточная характеристика
АЧХ и ФЧХ фильтров
1
2Т-мост
ПФ-ПП
2
Мост Вина
ПФ-ПП
3
Т-мост
ПФ-ПП
Принято: p=j, P=j/0 ; Ku оу =KU0, r вх оу, r вых оу 0.
3
Окончание таблицы 7.3
АЧХ и ФЧХ полосовых заграждающих фильтров
№ сх
Фильтр
Схема фильтра
Передаточная характеристика
АЧХ и ФЧХ фильтров
4
2Т — мост
ПФ-ПЗ
5
Мост Вина
ПФ-ПЗ
6
Т-мост
ПФ-ПЗ
Принято: p=j, P=j/0 ; Ku оу =KU0, r вх оу, r вых оу 0.
разбаланс моста. При R3>R/2 на выходе моста формируется сигнал противофазный входному и возможно возникновение положительной обратной связи. При R3<R/2 преобладает отрицательная обратная связь. Регулируя R3, можно изменять КU(w) и добротность всего ПФ. Надо иметь в виду, что при изменении резисторов (и емкостей) моста изменяется его частота резонанса w0. При значительной положительной ОС в схеме возникают гармонические колебания на частоте близкой к w0. Усилитель превратится в генератор!!!
На
основе 2Т-моста можно построить полосовой
заграждающий АФ-ПЗ-фильтр – режектор для частот в окрестности w0 (табл. 7.3,
сх. № 4). Схема фильтра построена на
усилителе с КU~ 1. 2Т-мост
включен последовательно в цепь сигнала
и на частоте w0 имеет
нулевой коэффициент передачи сигнала.
Коэффициент передачи такого АФ
определяется уравнением
Т = К (P2+1) / (P2+(1/QP) P+1).
Видно, что добротность корня числителя (нуля) равна бесконечности. Варьируя положение (g) движка резистора R, мы изменяем глубину положительной ОС и таким образом изменяем добротность полюса. Это определяет глубину подавления сигнала на частоте w0 и узость полосы режекции. Вид АЧХ представлен в табл. 7.3. Реально (в зависимости от настройки) удается ослабить сигнал на частоте w0 приблизительно на 40 дБ.
Рассмотрим активный ПФ на основе моста Вина (табл.7.3, сх. № 2). В схеме ПФ-ПП усилителя частотно-зависимое плечо моста Вина включено в цепь положительной ОС. Данная цепь является слабо избирательной и имеет коэффициент передачи (табл.7.1, сх.№ 3)
К1-3 = КОС = 1 / (3+jx),
или КОС= P /
(P2+3P+1).
На частоте w0 = 1/RC цепь положительной ОС имеет максимум КОС=1/3 при фазовом сдвиге равном нулю, т.е. на этой частоте мост проявляет себя как чисто омический делитель.
Во избежание генерации усилитель имеет цепь последовательной отрицательной ОС (ООС) – второе плечо моста Вина, коэффициент передачи которой (КООС=R2 / (R1+R2)) не зависит от частоты в рабочем диапазоне частот. На частоте настройки w0 глубина отрицательной ОС выбирается равной глубине положительной ОС, и усиление АФ максимально. При отклонении частоты сигнала, как в область нижних, так и верхних частот, глубина положительной ОС уменьшается, и в схеме преобладает отрицательная ОС, что ведет к уменьшению коэффициента передачи усилителя. Так формируется АЧХ полосового фильтра (табл. 7.3).
Расчет уравнения
АЧХ фильтра проводится так же, и с теми
же предположениями, что и в предыдущих
случаях.
Записываются условия на
входе усилителя:
(eГ – jп) / Z2 = (jп – uВЫХ) / Z1,
jо = uВЫХR2 / (R1 +R2),
jп – jо = uВХ = uВЫХ / KU0 ,
где Z1 =R +1/pC, Z2 = R / (1+pCR).
Решение системы уравнений с подстановкой P=jw/w0 дает
КU = uВЫХ / eГ= (KU0/ (1+KU0KООС)) (P2+2P+1) / (P2+(3 – K) P+1),
где K = KU0KООС/ (1+KU0KООС).
Как видно, АФ – полосовой усилитель. Он имеет два комплексно-сопряженных корня (полюса) с собственной частотой w0 = 1/RC и два действительных корня – (нуля). Добротность полюса, а следовательно, и ПФ (QP = 1/(3–К)) зависит от величины К, т.е. от глубины ООС. Если КООС= 1/3 и КU0 КООС> 1, то QP = КU0 / 9, КU(w0) = 2КU0/3.
Если К 3, то усилитель превращается в генератор колебаний близких к гармоническим на частоте w0. В таком качестве схема весьма популярна как генератор, частоту колебаний которого легко перестраивать в значительных пределах, изменяя одновременно и в одинаковых пределах величины резисторов R, либо конденсаторов C.
Заграждающий
АФ – полосовой фильтр на основе моста
Вина можно
осуществить по схеме (табл.
7.3, сх. № 5).
Сигнал (eГ – uВЫХ)
подается одновременно на оба плеча
моста – частотно-зависимое и
частотно-независимое. Коэффициент
передачи частотно-зависимого плеча от
точки 2 к точке 3 (K2-3)
имеет неярко выраженный минимум K2-3 = 2/3 на частоте резонанса w0 при фазовом сдвиге равном нулю (см. табл.
7.1). Можно подобрать частотно-независимый
делитель R4–R5 (см. табл. 7.3,
сх. № 5) так, что на частоте
w0 на инвертирующий и неинвертирующий
входы операционного усилителя будут
приходить сигналы равные по амплитуде
и по фазе. Результирующий сигнал на
выходе усилителя будет существенно
ослаблен (КUсинф !) и стремится
к нулю.
При отклонении
частоты от резонанса сигнал на
неинвертирующем входе ОУ будет возрастать
по сравнению с сигналом на инвертирующем
входе. Это вызовет увеличение напряжения
на выходе ОУ.
Благодаря действию
положительной ОС слабо выраженный
минимум исходной АЧХ моста Вина
превращается в достаточно узкий минимум
АЧХ всего АФ.
Математическое описание АФ-ПЗ представлено в табл. 7.3, а способ решения аналогичен ранее примененному. Данный фильтр является фильтром II порядка с бесконечной добротностью нуля. Реальное ослабление сигнала достигает 40 дБ.
Для
построения полосовых
фильтров очень часто используют Т-мост (табл. 7.1, cх.
№ 4), при этом удобно выбирать С1 = С2.
На частоте w0 =
=
1/(R1R2C1C2)0.5 мост имеет
максимум коэффициента передачи сигнала К2-3 = u3/u2,
одновременно К1-3 = u3/u1 на этой
частоте имеет минимум. При организации
АФ-ПП (табл. 7.3, сх. № 3) Т-мост точками 1,
3 включается в цепь отрицательной
обратной связи, в точку 2 включен источник
сигнала.
В цепи положительной обратной
связи используется частотно-независимое
звено – делитель R5–R6.
Варьируя глубину положительной ОС с
помощью делителя R5–R6 можно
изменять коэффициент усиления АФ и его
добротность. АФ с Т-мостом является
фильтром II порядка. Его АЧХ представлена
в табл. 7.3.
Заграждающий
полосовой фильтр на основе Т-моста (см. табл. 7.3,
сх. № 6) строят по
аналогии с ПЗ активным фильтром на
основе моста Вина путем подачи сигнала
через частотно-зависимое и
частотно-независимое плечи на
неинвертирующий и инвертирующий входы
ОУ. На частоте резонанса w0 сигналы на
обоих входах ОУ идентичны, что и приводит
к существенному ослаблению сигнала на
выходе усилителя. Ослабление может
достигать 40 дБ. Варьируя с помощью
делителя R5–R6 глубину положительной обратной связи,
можно изменять ширину полосы заграждения
и степень подавления сигнала.
Фильтр
является фильтром II порядка, его уравнение
приведено в табл. 7.3.
Цепь активного фильтра » Примечания по электронике
Схема операционного усилителядля активного режекторного фильтра может использоваться для удаления одиночных частот или небольших полос частот, а конструкция электронной схемы проста.
Учебное пособие по операционному усилителю Включает:
Введение
Сводка по цепям
Инвертирующий усилитель
Суммирующий усилитель
Неинвертирующий усилитель
Усилитель с переменным усилением
Активный фильтр верхних частот
Активный фильтр низких частот
Полосовой фильтр
Режекторный фильтр
Компаратор
триггер Шмитта
Мультивибратор
Бистабильный
Интегратор
Дифференциатор
Генератор моста Вина
Генератор фазового сдвига
Операционные усилители представляют собой отличный способ изготовления и проектирования режекторных фильтров. Схемы операционных усилителей для активных узкополосных режекторных фильтров очень эффективны и просты в проектировании и сборке с использованием минимального количества электронных компонентов.
можно использовать в различных приложениях, где необходимо удалить определенную частоту или полосу частот. Часто режекторные фильтры имеют фиксированную частоту, хотя можно разработать некоторые из них с переменной частотой.
Режекторные фильтры с фиксированной частотой находят применение, например, для удаления помех фиксированной частоты, таких как гудение сети, из аудиоцепей. Их также можно использовать при проектировании электронных схем во многих областях, удобно удаляя одну частоту или узкую полосу частот.
Отклик режекторного фильтра
Как следует из названия, узкополосный режекторный фильтр обеспечивает режекцию или узкую полосу частот, в которой фильтр удаляет сигналы на этой частоте.
Идеальным откликом для любого узкополосного режекторного фильтра была бы абсолютно ровная характеристика во всем используемом диапазоне, за исключением частоты узкополосного режекторного фильтра. Здесь он будет падать очень быстро, обеспечивая высокий уровень затухания, способный удалить нежелательный сигнал.
В действительности совершенство недостижимо, но при использовании схемы операционного усилителя высокие уровни усиления самого операционного усилителя означают, что высокие уровни затухания и узкие режекции могут быть очень легко достигнуты с минимальным количеством электронные компоненты в дополнение к операционному усилителю.
Цепь активного режекторного фильтра операционного усилителя
На приведенной ниже схеме показана схема операционного усилителя для активного режекторного фильтра с использованием одного операционного усилителя и нескольких дополнительных электронных компонентов.
Схема режекторного фильтра довольно проста, и расчеты конструкции электронной схемы для значений компонентов также легко определить.
Базовая схема режекторного фильтра на операционном усилителе с фиксированным режекторным фильтром Схема активного режекторного фильтра довольно проста в проектировании. Он использует как отрицательную, так и положительную обратную связь вокруг микросхемы операционного усилителя и, таким образом, обеспечивает высокую производительность.
Расчет значения для цепи очень прост. Формула для расчета значений резистора и конденсатора для схемы режекторного фильтра:
fвыемка = 12 π R C
R = R3 = R4
C = C1 = C2
Где:
f метка = центральная частота метки в герцах
Π = 3,142
R и C — номиналы резисторов и конденсаторов в Ом и фарадах
Меры предосторожности при проектировании режекторного фильтра
При построении схемы активного узкополосного режекторного фильтра для достижения наилучших характеристик необходимо использовать компоненты с высокими допусками. Обычно они должны быть 1% или выше. Глубина метки 45 дБ может быть получена при использовании 1% компонентов, хотя теоретически при использовании идеальных компонентов метка может быть порядка 60 дБ. R1 и R2 должны быть согласованы с точностью до 0,5 %, или их можно подстроить с помощью параллельных резисторов.
Еще одним пунктом для обеспечения оптимальной работы схемы является обеспечение того, чтобы импеданс источника был меньше примерно 100 Ом.
Кроме того, импеданс нагрузки должен быть больше примерно 2 МОм.
Цепь часто используется для удаления нежелательного шума из цепей. Значения для режекции 50 Гц будут следующими: конденсаторы: C1, C2 = 47 нФ, резисторы: R1, R2 = 10 кОм, R3, R4 = 68 кОм.
Цепь двойного Т-образного режекторного фильтра на операционном усилителе с переменной добротностью
Хотя фиксированная схема режекторного фильтра может использоваться во многих электронных схемах, иногда может потребоваться переменная ширина режекторного фильтра Q. Это также может быть обеспечено с помощью простой схемы на операционном усилителе.
Двойной Т-образный режекторный фильтр с переменной добротностью прост в реализации и может обеспечить хороший уровень режекции на частоте режекции. В этой схеме операционного усилителя используются два операционных усилителя, и между двумя операционными усилителями можно увидеть двойную Т-образную секцию.
Функция переменной добротности для двойного T-активного режекторного фильтра обеспечивается потенциометром, расположенным на неинвертирующем входе нижнего операционного усилителя на схеме.
Расчет значения цепи очень прост. Формула такая же, как и для пассивной версии двойного Т-образного режекторного фильтра.
fвыемка = 12 π R C
Где:
f надрез = частота среза в герцах
π = 3,142
R и C — номиналы резисторов и конденсаторов, как в схеме
Значение для потенциометра совсем не критично. Оно не должно быть настолько большим, чтобы сопротивление нагружалось входным сопротивлением второго операционного усилителя. Поскольку первый операционный усилитель также воспринимает его как нагрузку резистора, он не должен быть настолько низким, чтобы представлять собой значительную нагрузку. Этот резистор действует только как делитель потенциала, чтобы представить требуемую пропорцию выхода к входу второго операционного усилителя.
Потенциометр может быть где-то между 4,7кОм и 47кОм. Поскольку стандартные операционные усилители имеют входное сопротивление около 250 кОм, запаса для потенциометра 47 кОм достаточно.
Схема операционного усилителя для режекторного фильтра может быть очень полезной, а средство регулировки Q также может быть очень удобным. В нем используется сравнительно немного электронных компонентов: всего два операционных усилителя, которые могут быть объединены в единый корпус интегральной схемы, а также три резистора, три конденсатора и потенциометр для регулировки значения Q.
Основным недостатком схемы режекторного фильтра является то, что по мере увеличения уровня добротности глубина нуля уменьшается. Несмотря на это, схему операционного усилителя можно успешно использовать во многих электронных схемах для самых разных приложений.
Электронные компоненты для режекторных фильтров
Выбор электронных компонентов, используемых в активном фильтре, является ключом к успешной работе схемы. Для активного режекторного фильтра ключевыми факторами являются устойчивость и производительность электронных компонентов.
Изменения параметров электронных компонентов в результате их допусков могут существенно повлиять на изменение выемки и ее глубины.
Все компоненты в области, определяющей вырез, должны иметь жесткий допуск, 1% или выше.
В настоящее время металлопленочные резисторы доступны в виде выводов и устройств для поверхностного монтажа. Эти резисторы не только малошумящие, но их также можно купить в формах с малым допуском. Обычно они доступны в версиях с 1%, 2% или иногда 5%. Поскольку часто разница в стоимости незначительна, хорошим выбором является использование резисторов с номиналом 1%.
Что касается конденсаторов, то электролитических конденсаторов следует избегать любой ценой. Они не только поляризованы, но их терпимость очень плоха. Обычно электролитические конденсаторы имеют допуск от -20% до +80%, поэтому они совсем не точны. Также следует избегать танталовых электролитических конденсаторов. Они лучше электролитических конденсаторов, но тоже поляризованы и не обеспечивают достаточного уровня точности.
Керамические конденсаторы обеспечивают хороший уровень производительности и обычно доступны в необходимых диапазонах.
Они также доступны как для выводных устройств, так и для поверхностного монтажа. В зависимости от фактического диэлектрика доступны конденсаторы с очень высокими допусками, и правильные типы обеспечат хорошие характеристики.
— еще один хороший выбор, так как многие типы имеют хорошие уровни допуска. Однако пленочные конденсаторы обычно доступны только в виде устройств с выводами, а не в виде устройств для поверхностного монтажа.
Две схемы активных режекторных фильтров на операционных усилителях очень просты в проектировании и использовании. Их производительность достаточно хороша для большинства приложений, но если их необходимо каскадировать, необходимо позаботиться о том, чтобы они работали на одной и той же частоте, используя компоненты с очень жесткими допусками для элементов, определяющих частоту.
Дополнительные схемы и схемы:
Основы операционных усилителей
Схемы операционных усилителей
Цепи питания
Транзисторная конструкция
Транзистор Дарлингтона
Транзисторные схемы
схемы полевых транзисторов
Символы цепи
Вернитесь в меню проектирования схем .
. .
Режекторные фильтры – QuantAsylum
Режекторные фильтры всегда играли важную роль в измерениях. Фактически, до того, как стали доступны АЦП и ЦАП с более высокими характеристиками, измерения искажений проводились с использованием очень высококачественных генераторов, пропускаемых через очень узкие и глубокие вырезы после ИУ. То, что осталось, было остатком, и затем вы использовали соответствующий фильтр ограничения полосы пропускания и вольтметр переменного тока, чтобы измерить то, что осталось. Все это, конечно, изменилось, когда появились высокопроизводительные преобразователи, поскольку гибкость цифровых технологий в сочетании с «достаточно хорошими» характеристиками соответствовала требованиям 9.9% потребностей измерения. Но как ни странно (или нет), поступательное движение этой топологии — высококачественный осциллятор, пропущенный через режекторный фильтр — продолжает совершенствоваться. Грубо говоря, современный уровень THD+N составляет около -110 дБ, измеренный с помощью преобразователей на анализаторах стоимостью 10 тысяч долларов и более.
Это можно увеличить еще на 10 дБ (примерно до -120 дБ) при использовании аналоговых генераторов и режекторных меток.
Время от времени возникает вопрос: «Какое оборудование вы используете для измерения производительности QA401?» и ответ: дискретный осциллятор и надрез. Эти два элемента вместе позволяют легко распутать характеристики АЦП и ЦАП. Несмотря на то, что за прошедшие годы появилось и исчезло несколько самодельных плат, изображение используемой в настоящее время платы осциллятора/режема показано ниже: Область B — это осциллятор, область C — вырезка, а область D — 8-ступенчатый кнопочный аттенюатор. Номинальный выход составляет около +2 (регулируется потенциометром внутри области B), а аттенюатор предлагает 0, 6, 12, 18, 24, 30 или 36 дБ затухания.
Генератор восходит к стабилизированному CdS осциллятору Вина Джима Вильямса (ЗДЕСЬ). Современный взгляд на дизайн Williams находится ЗДЕСЬ. Генератор на плате, показанной ниже, использует операционные усилители OPA1656, которые имеют большую полосу пропускания, ошеломляющие 150 дБ усиления разомкнутого контура (большая полоса пропускания и большее усиление означают меньшее искажение), а входы FET означают шум от резисторов с более высокими значениями в контуре.
не будет проблемой.
Для выемки то, что начиналось как активная выемка, позже было преобразовано в пассивную за счет изменения компонентов. Заманчиво подумать о настройке активного режекторного фильтра на частоте 1 кГц, чтобы не было ухудшения на частоте 2 кГц, но на практике, вероятно, лучше вернуться к фокус-покусу и внести исправления в программное обеспечение — чем меньше активных устройства, которые вас просят поставить на пределе своих возможностей, тем лучше.
Версия 1.82 программного обеспечения QA401 упрощает использование пассивной метки. Релиз включает в себя меню для экспорта вашей метки и возможность автоматически исправлять то, что отображается, в зависимости от вашей производительности метки.
Это не идеально, и есть больше областей для изучения и некоторых улучшений, которые необходимы в осцилляторе и оборудовании метки. Но пока давайте посмотрим, как это использовать.
Характеристика осциллятора
Сначала давайте взглянем на измерение осциллятора.
Для всех приведенных ниже измерений мы собираемся выбрать размер БПФ и придерживаться его. Вы должны быть осторожны при использовании слишком большого БПФ и/или слишком большого усреднения. Автономные осцилляторы не идеальны — глубоко внутри осциллятора идет война за коэффициент усиления контура. Если усиление чуть ниже 1,0, то амплитуда умирает. Если коэффициент усиления чуть выше 1,0, то выходной сигнал попадает на рельсы и сильно искажается. Таким образом, вы должны понимать, что петля усердно работает, стремясь сохранить усиление точно на уровне 1,000000, чтобы гарантировать постоянную амплитуду. Конечно, это невозможно в очень малых временных масштабах, но средним приростом в 1,000000 можно управлять в более длительных временных масштабах (секундах).
В результате амплитуда будет плескаться, как вода в ведре, в конце концов стабилизируется, а затем начнет медленно блуждать. Вы хотите убедиться, что для очень малых размеров БПФ (2K), где происходит меньшее усреднение, амплитуда стабильна — может быть +/- 0,02 дБ от чтения к чтению и столь же устойчива в течение десятков секунд.
Если ваш осциллятор не может этого сделать, то более длинные БПФ просто маскируют эти ошибки.
Давайте сначала посмотрим на выходной сигнал генератора с 2K FFT, когда ни один из аттенюаторов генератора не активен. Из этого графика видно, что пик составляет 2,15 дБВ, и он стабилен в течение длительных интервалов (минут).
Теперь увеличим БПФ до 128К. Как вы можете видеть, есть небольшое изменение амплитуды (около 0,15 дБ). С этого момента важно сохранить один и тот же размер БПФ. Мы можем видеть, что 2H и 3H составляют около -93 и -103 дБн соответственно. Это не генератор, это АЦП в QA401 начинает перегружаться, так как он находится всего в 4 дБ от точки отсечки. Это общее явление для всех АЦП в той или иной степени. Вот почему нас интересуют выемки.
Последней точкой на графике выше является центральная частота, которую показывает маркер, равная 1003 Гц. В отличие от генераторов, генерируемых цифровым способом, аналоговые генераторы могут отклоняться на несколько герц от проектной цели, если только вы не настроите и не настроите их вручную.
Но даже если вы настроите вручную, другой день (температура, влажность) приведет к новой частоте. Таким образом, вместо того, чтобы гоняться за последними десятками Гц с помощью ручной настройки, мы позволим программному обеспечению сделать всю работу за нас.
Характеристика выемки
Выше мы рассмотрели осциллятор, а теперь давайте посмотрим на вырез. Ваш вырез не должен быть идеальным: стабильный и подавление 50 дБ, вероятно, лучше, чем резкий вырез с подавлением 70 или 80 дБ. Вы получите большую часть пользы, которая исходит от выреза, если вы можете просто сбить то, что видит АЦП, примерно на 50 дБ.
В качестве первой задачи давайте проверим частотную характеристику пассивной метки с помощью QA401, используя режим Freq Response, и снова 128K FFT. Мы будем использовать следующие настройки, чтобы развернуть метку:
Результаты развертки показаны ниже. Обратите внимание, мы видим, что предельная глубина режекции приближается к 60 дБ. Нам не нужно слишком беспокоиться о какой-либо информации из сюжета, так как когда она экспортируется ниже, важные детали будут обработаны для нас автоматически.
Меню «Файл->Экспорт данных» предлагает новую опцию «Экспорт пользовательского взвешивания Notch». Здесь мы хотим указать частоту вашего генератора (которую мы измерили выше как 1003 Гц), а также имя файла для файла взвешивания пользователя. Когда вы нажмете экспорт, гармоники и усиление для каждой из них будут автоматически рассчитаны для вас. Ниже мы видим, что режекторный фильтр обеспечивает затухание 58,3 дБ на частоте 1006,3 Гц (что является его центральной частотой). Но при частоте нашего генератора 1003 Гц фактическое затухание было измерено на уровне 54,29.дБ. А на второй гармонике 2006 Гц затухание составляет -9,15 дБ.
Теперь, когда выемка экспортирована, мы можем загрузить эти экспортированные данные в наше взвешивание пользователей. Ничего дополнительно делать не нужно.
Теперь, когда пользовательское взвешивание (также известное как метка, которую мы только что экспортировали) загружено и указано в верхнем левом углу экрана, посмотрите, как выглядит частотная характеристика во время другой частотной развертки метки: мы можем видеть основные усиливается, чтобы показать 0 дБр, и гармоники тоже.
Но что более важно, гармоники попадают в правильные места, учитывая небольшую ошибку осциллятора, которую мы измерили на первом этапе.
Уместный вопрос, который можно задать в это время: «Почему вы не усиливаете шум на величину затухания, найденную в вырезе?» Это разумный вопрос. Но если бы это было сделано, шум ИУ имитировал бы шум надреза, что было бы неправильно в большинстве случаев.
Итак, теперь мы можем вернуться и измерить осциллятор, проходящий через вырез. Здесь мы видим, что вторая гармоника сейчас около -128 дБн.
Но его можно улучшить. Уровень шума режекторного выхода ниже, чем у QA401. Итак, мы возьмем режекторный выход и пропустим его через малошумящий усилитель +30 дБ на QA470. Мы также отметим усиление +30 дБ в контекстном меню dBV на QA401, чтобы сообщаемые усиления были правильными. Как вы можете видеть ниже, вытаскивание вещей из грязи на QA401 приносит большие победы THD+N: теперь оно составляет около -118 дБ.
Как это будет выглядеть, если мы возьмем эту точную настройку и запустим в нее хорошо взвешенный ЦАП? На приведенном ниже графике показан Topping D50S, генерирующий синусоиду -1 dBFS, сгенерированную Audacity (F = 1003 Гц, Fs = 48K, WASAPI, родные драйверы Windows).
Этот график достаточно хорошо согласуется с другими измерениями на этом ЦАП (см. измерения Амира на ASR здесь). Amir измеряет THD+N около -111 дБ, с 2H при -120 дБн и 3H при -135 дБн. Все они довольно близки к измеренному значению -110,3 дБ THD+N с 2H при -119.и 3H @ -129.
Обратите внимание на падение шума вокруг основной частоты — это указывает на то, что шум источника (ЦАП) достаточно высок, чтобы его опустить на метку. Эффект здесь довольно скромный, потому что уровень шума ЦАП хороший. Но с более бедным источником это станет более выраженным. Аналоговый осциллятор, однако, ничего из этого не продемонстрировал, что указывает на то, что шум генератора был значительно ниже шума режекции.
Резюме
Аналоговые генераторы в сочетании с режекторными частотами на протяжении многих десятилетий были топологией испытательного оборудования. И они по-прежнему очень полезны сегодня для расширения возможностей цифрового оборудования. Если в вашем арсенале нет выреза, вам следует его построить.
