Программа для расчёта импульсных трансформаторов двухтактных мостовых, полумостовых и push-pull преобразователей источников питания. Изготовив трансформатор точно по результатам расчёта, при верных исходных данных, можно не опасаться, что трансформатор импульсного источника питания будет не оптимален. Расчёт импульсных трансформаторов достаточно точен, и его результат можно принять за эталон, например, при сравнении с данными других аналогичных программ..

Автором была создана новая методика вычислений, изложенная в статье Москатов Е. «Методика и программа расчёта импульсного трансформатора двухтактного преобразователя», «Радио», № 6, 2006, с. 35 – 37. В статье приведены расчётные формулы и пояснения по работе с программой. В справке программы даны пояснения по типовым вопросам, приведены справочные данные ферритов. Статус лицензии – donationware (класс freeware), то есть программа распространяется свободно и оплата не обязательна.

Язык интерфейса – русский, размер – 427 Кб или 660 Кб.

Сайт разработчика: Сайт

Ссылки для скачивания:

1. Основная программа: Здесь
2. Дополнение: Определение параметров магнитопроводов
3. Старая версия: Transformer

Документация: PDF-файл

Источники:

1. WEB-страница

Оставьте свой комментарий!

Добавить комментарий

Статья 2. Расчет импульсного источника питания на UC3842.

Статья 2. Расчет импульсного источника питания на UC3842.

Продолжаем тему Статья 1. Импульсный источник питания на UC3842.

В этой статье попытаемся рассчитать элементы импульсного источника питания на UC3842 под необходимые параметры. Для начала определимся зачем он нам нужен.

А нужен мне импульсный источник питания в лабораторно – испытательных целях. В будущем, этот ИИП будет немного видоизменен и дополнен возможностью регулировки выходного напряжения и силы тока, а пока рассчитаем ИИП на UC3842 под максимально возможные необходимые параметры.

Первое условие – нужное напряжение – 32 В (больше использовать не приходилось, так, что буду наедятся, что этого хватит). Второе условие – сила тока – естественно, чем больше, тем лучше. Однако будем исходить из реалий: сварочный аппарат мне не нужен, а значит посмотрим, что имеется у меня из деталей. В качестве выпрямительных диодов VD1 – VD4 буду использовать диодный мост DB207S с максимальным пропускным током 2 А. В качестве ключа установится имеющийся IRF840, по датасшиту максимальный коммутируемый им ток до 8 А, но если учесть, что он китайский, то к максимуму лучше не подходить. С силой тока разберемся по ходу.

Самым важным элементом во всей схеме ИИП на UC3842 является трансформатор. Для его расчета воспользуемся программой Flyback. Сразу приведу скрин программы с уже заполненными параметрами, а после разъясню, что откуда брать.

Основные параметры, которые необходимо ввести:

Питание. Устанавливаем точку напротив AC, и вводим значения переменного тока сети. Если установить точку напротив DС, необходимо будет ввести параметры уже выпрямленного тока после диодного моста.

Частота преобразования. Выбрана 60 кГц. Чем больше частота преобразования, тем больше энергии можно передать через один и тот же трансформатор, но нужно помнить, что и ключ устанавливать нужно мощнее. А чем мощнее ключ, тем больше емкость его затвора будет, которую необходимо зарядить, что бы открылся транзистор. А чем больше емкость, тем дольше время ее заряда. Выбрав слишком большую частоту преобразования, может случится так, что транзистор еще не успеет открыться, так как емкость затвора не успеет зарядится полностью, а драйвер его начнет уже закрывать.

Максимально допустимое напряжение на ключе – 500 В, cопротивление канала Rds – 0,85 Ом. Эти значения берем из датасшита на имеющийся у вас полевой транзистор. Вот пример для транзистора IRF840:

Не забываем, что в датасшите напряжение и сила тока указаны максимальные, к которым лучше не приближаться!

Идем дальше. Пороговое напряжение датчика тока – установлено 1 В. Это такое напряжение, формируемое на 3 выводе драйвера UC3842, при превышении которого он закрывает транзистор. Поступает оно с датчика тока R13.

Теперь задаем выходные параметры. Напряжение мне нужно 32 В, однако, я указал две обмотки по 16 В, чтобы после сформировать на выходе двух полярное питание со средней точкой (может когда сгодится). Там же указываем нужный ток Iном. У меня Iном = 5 А, чуть позже объясню почему именно такое значение выбрал.

Так же здесь указываем напряжение обмотки питания драйвера как на скриншоте в начале.

Справа, в программе, задаем параметры сердечника, на котором будем мотать трансформатор. В базе программы уже есть параметры наиболее распространённых сердечников. Я использовать буду сердечник от трансформатора с компьютерного ИИП, собственно его размеры и выбрал.

После ввода всех данных жмем кнопку «Рассчитать». И смотрим, получилось.

Параметры, которые нужны для изготовления ИИП на UC3842.

Величина немагнитного зазора – зазор между частями магнитопровода трансформатора. Программа рассчитывает полный минимальный зазор. Получился 2,071 мм. Берем чуть больше. Делим его пополам, получаем прокладки толoиной чуть более 1 мм. При сборке трансформатора устанавливаем их так как показано на картинке.

Теперь смотрим параметры обмоток.

Первичная обмотка. Необходимо мотать 42 витка в два провода диаметром 0,335 мм. Здесь так же видим амплитуду тока транзистора 4,488 А – это ток который должен «держать» транзистор. Именно из этого параметра выбран ток вторичных обмоток 5 А. Напомню, используемый ключ IRF840 китайского производства. Максимальный ток по датасшиту 8 А. В программе, в графе «вторичные обмотки, Iном» я проставлял различную силу тока, жал кнопку рассчитать и смотрел, что получится в графе амплитуда тока транзистора. Смотрел, чтоб он был ниже максимального тока по датасшину, на процентов 25-30. Так, методом научного тыка, и был получен ток вторичных обмоток 5 А.

Из расчетов берем значение сопротивления датчика тока 0,201 Ом – это сопротивление R13 и минимальную емкость буферной емкости 201 мкФ С3 и С4, вместо которых буду ставить один конденсатор на 220 мкФ.

Вторичные обмотки получились по 6 витков косичкой по 9 проводов диаметром 0,335 мм в каждой.

Обмотка питания драйвера 7 витков одним проводом диаметром 0,335 мм.

В расчетах вторичных обмотках обращаем внимание на параметр Ud – минимальное обратное напряжение выпрямительных диодов.

C трансформатором разобрались. Рассчитаем RCD клампер, цепочку С6 – R6 – VD4 – служит для сглаживания «выбросов» с трансформатора.

Ставим точу напротив имеющегося конденсатора (в моем случае 10 нФ) и жмем рассчитать. Получаем резистор сопротивлением 10,3 кОм мощностью не менее 2,259 Вт и диод FR307.

Рассчитаем частоту задающие элементы R9 и С10.

Выбираем «Обратный расчет. Заданы F и С». Указываем частоту работы 60 кГц и имеющийся конденсатор. Жмем рассчитать. Меняем емкость конденсатора до тех пор, пока сопротивление резистора не окажется наиболее подходящим. У меня получилось С10 = 15 нФ и R9 = 1,5 кОм.

Вроде бы все. Если что-то забыл спрашиваем в комментариях/на форуме.
В следующей статье опишу намотку трансформатора.

П.С. Отдельное спасибо автору программ некому «Старичку». Не знаю кто ты, но проделанная работа действительно заслуживает уважения! 

Проектируем обратноходовой ИБП программой PI Expert

Проектируем обратноходовой ИБП программой PI Expert

В любой конструкции самодельщика при питании от сети есть блок питания. До недавнего времени его выполняли на обычном 50Гц трансформаторе. Но старые запасы трансформаторов у дедов на рынках истощились, а продаваемый новодел сегодня кусается по цене. Конструкции становятся меньше размером и часто классический блок питания занимает неприлично много места.

Блок питания 7,5 Ватт на м. схеме TNY275

Занимает места, чуть больше чем контроллер Mega16.

Сравнение габаритов блоков питания.

1. Классический 3Вт+импульсный стабилизатор.

2. Обратноходовой 28Вт+ стабилизатор тока.

Габариты практически одинаковые. Мощ-ть в 10 раз больше.

В 28Вт блоке питания были ограничения по высоте. Она получилась 21мм. Самой высокой деталью оказались радиаторы. 

До последнего времени импульсный блок питания был довольно сложной конструкцией и спроектировать и сделать его самодельщику было не так просто. Не хотелось тратить время и деньги на непредсказуемую конструкцию. Сегодня положение изменилось. Импульсный блок питания можно спроектировать и сделать с первой попытки не заботясь, что затратиш массу времени на расчет, настройку и покупку второго_третьего комплекта силовых элементов, после фейерверка на рабочем столе. 

 Для изготовления импульсноых блоков питания в своих кострукциях я выбрал продукцию фирмы Power Integrations. Микросхемы для обратноходовых ИБП

Причин несколько:

— огромная номенклатура специализированных микросхем с верхней границей 250Вт

— интеграция в одном корпусе силовых и управляющих элементов

— встроенная, очень развитая защита практически на все нештатные ситуации

— и самое главное, это фирменная, бесплатная очень удобная программа расчета на русском языке PI Expert . Скачать её можно свободно на сайте фирмы Power Integrations.

На рассмотрении этой программы я остановлюсь более подробно.

Почему именно она, а не другие программы расчетов?

Программа расчитывает не только конструкцию импульсного трансформатора, а генерирует целый пакет документации. Вам не надо делать тепловые расчеты радиаторов силовых элементов, заботится о фазировке трансформатора, его заполнении обмоточным проводом, придумывать топологию платы, заботится о возможной замене применяемых компонентов имеющихся в наличии, выискивать в справочниках и даташитах параметры элементов. Все это есть на борту программы. Вы меняете компоненты,, программа проверяет реальную возможность ваших замен и в случае ошибки выдает предупреждение и рекомендации по устранению неправильных действий. Огромным плюсом является большая библиотека компонентов, начиная от контроллеров вторичного питания, активных компонентов и заканчивая резисторами. В библиотеку очень просто добывлять новые компонеты имея под руками даташит на них.  

Рассмотреть программу я хочу на конкретном примере. Это импульсный блок питания для настольной сверлилки. Описывать буду только основные моменты, так как программа большая и понятная. Те проблемы, которые встанут перед любителем при первом проектировании конструкции. Некоторые шаги проектирования я не буду рассматривать так как они понятны и логичны. Надо только один вечер посидеть за компом и просчитать одну конструкцию.

Параметры проектируемого блока питания:

Входное напряжение 180-265вольт. Выход 12вольт 10ампер. 120Вт. 

У меня имелся в запасе контроллер ТОР247, и сердечник с каркасом ETD39/20/13. Попробуем собрать блок питания на них.

1. После ввода основных входных параметров я получил вот такую картинку со схемой и кучей приложений.

Меня не устраивает такое решение. Программа просчитала схему по экономической эффективности, но мне эту конструкцию массово не делать и нужны мои детали. Щелкаем мышкой по контроллеру и выбираем ТОР247. Судя по таблице, его применение возможно для этой мощности. Точно также можно заменить любые компоненты. Я поменял выходные и входные диоды. Конденсаторы выпрямителя. Убрал за ненадобностью дроссель вторички, поменял TL431 на обычный стабилитрон, даже низкоомные сопротивления в обвязке контроллера поменял на имеющиеся. Меняете и смотрите за окном советов. Нет замечаний, спокойно применяете. Единственное это то, что программа иногда пытается вернуть ранее откорректированные элементы по своему разумению. Тут надо следить за ней и возвращать ваши комлектующие. Если что то непонятно в совете или замечании, мышкой щелкаете по графе советов и выскакивает подробное описание проблемы и как её устранить. Пробуйте, писать можно долго, но практика лучше, слишком все просто.

Конечно, основная проблема при проектировании обратноходового ИИП это трансформатор (хотя более точно это не трансформатор, а двухобмоточный дроссель) и формирование зазора в нем.

На этом остановимся более подробно. Программа выбрала самый дешевый сердечник ЕЕ35 и предложила оптимальный, но дикий зазор 0.597мм. Меня это не устраивает. Щелкаем мышкой на схеме по трансформатору, выпадает окно трансформаторов и параметров.

 Необходимо применить имеющийся в закромах сердечник ETD39/20/13, провод д.0,4мм и получить зазор, который можно сделать. Выбираем в табличке наш трансформатор, получаем такие значения

Замечаний нет, зазор такой просто сделать. Но если зазор нам не подходит, или нет нужного изоляционного материала для зазора можно подогнать его к желаемому, сейчас это и попробуем.

Нажимаем в левой колонке «Основные параметры» 

 И начинаем менять «Витков в главной вторичной обмотке» Тут торопиться не надо, постоянно возвращаемся в главное окно и смотрим что получается. Предположим, что у нас есть сердечник с заводским зазором 0.75мм. Увеличиваем количество витков вторичной обмотки до 4 и получаем зазор равный 0.77мм. Приблизились к нужному. Понятно, что количеством витков мы грубо меняем зазор, переходим к точной настройке.

Уходим в строку «Напряжение обратного хода» и методом тыка, находим такое напряжение обратного хода, при котором зазор будет такой какой нам нужен.

Все, зазор мы имеем запланированный, марка сердечника какую хотели. Все просто и быстро, без массивной арифметики и возникающих ошибок. Я настоятельно рекомендую очень дотошно изучить все пункты левой панели «Панели навигации». Чем дольше я считаю блоки питания в этой программе тем больше удивляюсь, как хорошо инженеры Power Integrations её сделали. Любую мелочь можно найти, посмотреть и откоректировать. Рекомендую  изучить её. Блок питания не тот узел, что бы с ним, с каждым париться. Сердечники я тоже рекомендую покупать с готовым зазором, это сегодня не проблема. Проектные параметры и реально полученные совпадают с большой точностью. Не забывайте, что зазор делается на заводе только в центральном керне, а самодельный получается в основном прокладками. По этому прокладка должна быть 12 от полученного в программе зазора. Так как зазор получается и в центральном керне и в переферийных ребрах.

Что бы закончить с трансформатором, поправим и проверим технологические вопросы.

Откорректируем диаметр проводов по наличию домашних запасов.

Откроем страницу «Параметры дизайна» и глянем на «Фактический коэффициент заполнения окна….» У нас все в порядке. Катушки займут только 54% окна.

Еще очень и очень много можно и нужно сделать, но это описывать намного дольше чем делать. Единственное, советую с первого раза не пропустить и сделать фазировку проводов. При намотке трансформатора вы не будете ломать себе голову в какую сторону мотать катушки и к каким выводам что запаяно. Сделав это в программе, забудете навсегда о фазировке катушек этих блоков питания. Для этого необходимо откорректировать номера выводов согласно разработанной схемы, а намотку производить по подробной инструкции в программе.

При разводке печатной платы надо придерживаться предложенной в программе топологии и рекомендаций. Устройство с импульсными токами, свои правила разводки не придумывайте. Быть умнее инженеров фирмы дело неблагодарное. Приведет это только к плачевному результату.

 В результате был сделан вот такой небольшой блок питания с довольно солидными параметрами. На плате еще разведен стабилизатор тока для 1вт светодиода подсветки рабочей зоны, и реле автопуска.

Основные проблемы проектирования обратноходового ИБП я описал, это сердечник двухобмоточного дросселя и зазор. Остальное дело небольшой практики и желания. На первый блок питания вы потратите один-два вечера. Следующие будут получаться за один час.

Главное не забывать, что программа выполняет сложный алгоритм проектирования, а ваша задача правильно ей обьяснить, что вы от неё хотите. Однажды, делал 100Вт блоки питания для декоративной подсветки и рекламы. Заказчик гарантировал приличную сеть. Пришла зима, народ поврубал обогреватели, сеть просела, декоративная подсветка и реклама потухла. Блоки питания, как и было запроектировано, заблокировались при пониженном напряжения. Проблему решили, но проще было не допустить её, задав в начале программы нужное входное напряжение.  

Мне источники вторичного питания фирмы Power Integrations нравятся практически своей неубиваемостью. Если выполнены все рекомендации программы, применены детали не с мусорки, микросхема сама себя защищает. Защищает от превышения максимального тока через силовой кристалл, пререгрева, короткого замыкания на выходе, большой емкостной нагрузки (софстарт), аварий в сети. Все вышеназванные защиты я проверил специально на реальном железе. Параметры самодельных трансформаторов, при аккуратной намотке, получаются очень хорошие. Даже индукция рассеяния не выходит за пределы полученной в программе.

Конструкция ИБП получается очень маленькой с небольшим количеством деталей и относительно дешевой. Основную стоимость ИБП составляют входные и выходные конденсаторы. Но они в любом блоке питания присутствуют. Несколько десятков ИБП сделанных мной запустились без проблем и малейшей настройки. Спаял — включил — работает. Как и должно быть. Блок питания это узел второстепенный, и хлопот он не должен доставлять.

Спасибо за внимание.

https://www.power.com/

Файлы:

Все вопросы в Форум.

Аморфные и нанокристаллические сплавы в импульсных источниках питания. Программы расчёта моточных компонентов

Аннотация:

Иллюстрация пяти программ — калькуляторов для разработки электромагнитных компонентов ИИП с применением современных магнитомягких материалов — аморфных и нанокристаллических сплавов. Пример разработки много- канального форвард конвертера. Расчёт дросселя сетевого фильтра, силового трансформатора, дросселя магнитного усилителя, выходных дросселей, помехоподавляющих дросселей. Советы, рекомендации, полезные ссылки, сравнение расчётных и экспериментальных данных. В помощь профессионалам и радиолюбителям.

Программы доступны на сайте www.mstator.ru в разделе «Дизайн-центр».

Примечание: Компактная версия статьи «Программы расчёта моточных изделий в импульсных преобразователях» опубликована в журнале

«Электронные компоненты», №2, 2014 год.

Сведения об авторе: Фоченков Эдуард Анатольевич. Ведущий инженер, нач. бюро механизации и автоматизации ОАО МСТАТОР, г. Боровичи Новгородской обл. Разработчик технологического оборудования и контрольно-измерительной техники. Технический консультант, автор ряда статей и технических материалов по свойствам и применению аморфных и нанокристаллических магнитопроводов, аппаратуре для измерения динамических параметров петли гистерезиса. Статьи опубликованы в журналах КИПиС, Радио, Электрическое питание и др.

Аморфные и нанокристаллические магнитные сплавы появились относительно недавно, с 1970 года. Область применения этих материалов динамично расширяется [1]. Они имеют свои преимущества и особенности, а информации по их применению мало. Для многих они ещё остаются экзотикой и загадкой [2-4].

Цель этой статьи – познакомить разработчиков и радиолюбителей с комплектом программ – калькуляторов [5]. Автор выражает благодарность В.М. Денисенко, создавшему программы по ТЗ производителя и согласованной методике.

На рисунке 1 приведена упрощённая схема прямоходового преобразователя с фиксированной (R1, C6) скважностью 0.35 и двухканальным выходом. Частота преобразования 100 кГц. Канал 1 стабилизирован магнитным усилите- лем (МУ) на дросселе L2. Канал 2 классический, не стабилизированный. Конфигурация схемы выбрана для демонстрации программ. В практических схемах обычно присутствует ОС с канала 2 через оптопару на ШИМ контроллер (или ОС с отдельной обмотки). Остальные выходы стабилизируются локальными МУ, обеспечивающими полную независимость каналов.

Рис.1. Схема двухканального прямоходового конвертера

Расчёт трансформатора.

Задаём исходные данные (см. рис.2). Питание от сети выбрано с учётом её колебаний. Коэффициент заполнения окна небольшой – 0.35; он выбирается с учётом изоляции между обмотками. Номинальное напряжение выходов 18 В выбрано с учётом запаса на регулирование выходного напряжения с помощью МУ. Номинальный ток нагрузки в канале 1 выбирается ниже заданных 4А, исходя из требуемой выходной мощности. Допустимая температура 120°C. Ожидаемая макс. температура позволяет по желанию снизить это ограничение (автором выбрано 110°C). Отношение сопротивлений Rac/Rdc позволяет уменьшить поверхностный эффект (скин-эффект) за счёт увеличения числа проводов. Стабилизация выходов: имеется в виду наличие общей ШИМ-стабилизации преобразователя.

Серия магнитопроводов (вверху справа). Выбираем серию магнитопроводов (на рисунке 2 вверху справа):

1. MSTN. Недорогой нанокристаллический сплав АМАГ-200. Максимальная индукция 1.2 Тл. Малые потери. Рабочая температура до 120 °С. Магнитная проницаемость не менее 20 000.
2. MST. Аморфный сплав АМАГ-186 с высоким содержанием кобальта. Максимальная индукция 0.9 Тл. Потери немного выше АМАГ-200. Рабочая температура до 120 °С. Возможно изготовление из трёх близких сплавов, отличающихся проницаемостью: АМАГ-187 – проницаемость 1400; АМАГ-186 – проницаемость 2000; АМАГ-185 – проницаемость 3300. В схеме (рис.1) использован магнитопровод из материала АМАГ-185 с проницаемостью 3300. Очень линейная «плоская» петля гистерезиса, проницаемость мало зависит от размаха индукции и частоты, что важно для резонансных преобразователей. Часто применяется для прецизионных трансформаторов тока.

В данной схеме (Рис.1) применение серии MSTN может создать проблемы с размагничиванием магнитопровода из-за высокой индуктивности первичной обмотки. Большой период собственных колебаний контура первичной обмотки (первичная обмотка Т1 – емкость C_си VT1) может потребовать снижения частоты преобразования или применения другой топологии (например, косого полумоста). Выбираем серию MST.

Рис.2. Расчёт трансформатора форвард конвертера

После нажатия кнопки Автоматический выбор магнитопровода и его расчёт, программа выводит результаты (Рис.2). Предусмотрена ручная оптимизация проекта с возможностью выбора другого магнитопровода, изменения числа витков, диаметра провода и числа проводов каждой обмотки. Например, если потери в магнитопроводе значительно больше, чем в проводах, нужно увеличить число витков первичной обмотки. Если потери в какой то обмотке доминируют, увеличивается диаметр провода в ней и т.п. Как вариант поиска лучшего решения, советую провести серию последовательных расчётов, изменяя исходную плотность тока в диапазоне от 10 до 2 А/мм². Лучший вариант далее оптимизируется в соответствии с конкретными требованиями разработчика [6].

Расчёт дросселя МУ L2.

Дроссель L2 образует с нагрузкой делитель напряжения. Магнитопровод с прямоугольной петлёй гистерезиса (ППГ) работает по частному циклу. На прямом участке петли гистерезиса (ПГ) магнитопровод намагничивается до полного насыщения, что соответствует очень низкой проницаемости и минимальному импедансу дросселя. Т.е. делителя фактически нет, и весь импульс напряжения прикладывается к нагрузке. На обратном участке ПГ магнитопровод перемагничивается малым обратным током управления, его импеданс становится максимальным, и в следующем цикле он практически отключает нагрузку на определённое время. МУ «вырезает» часть входного импульса, что приводит к уменьшению коэффициента заполнения (см. рис. 7, осциллограммы С,D; H,E). Величина вырезаемой вольт-секундной площади (потока) регулируется током управления, который определяет точку возврата по ПГ. Максимальный ток управления соответствует предельной ПГ. При этом вырезается максимальная часть импульса и выходное напряжение минимально, или отключено. Особенно эффективны эти схемы в низковольтных сильноточных многока- нальных источниках [7].

Задаём исходные данные (см. рис.3). Следует заметить, что программа расчёта трансформатора (см. рис. 2) имеет всплывающие подсказки. Это текстовые пояснения и некоторые дополнительные данные. Например, при наведении курсора на выходное напряжение, появляются данные об амплитуде импульса выходного напряжения. Это значение (64.4В) мы используем далее при расчёте дросселя МУ. Коэффициент заполнения окна может быть более высоким, до 0,45.

Опция Только регулирование – используется, если не требуется функция защиты по выходному току. Работа с отключением – когда используется защита по току с полным отключением выхода. Однослойная обмотка (в одинряд виток к витку) имеет минимальную паразитную ёмкость. Многослойная обмотка позволяет минимизировать раз- меры дросселя МУ. Плотность тока в диапазоне от и до – программа перебирает автоматически весь заданный диапазон плотности тока и выбирает оптимум по минимальномуперегреву.

Серия магнитопроводов. Доступны серии:

1. MSSA-L. Аморфный материал АМАГ-172 на основе кобальта с малой коэрцитивной силой и индукцией 0.6 Тл. Отжиг в продольном поле. Коэффициент прямоугольности на частоте 100 кГц: около 0.98.
2. MSSA-N. Тот же материал. Отжиг без поля. Коэффициент прямоугольности на частоте 100 кГц: около 0.94. Коэрцитивная сила немного ниже относительно MSSA-L. Более плавная кривая регулирования. Используется в ряде применений, когда не устраивает первая серия.
3. MSSN. Недорогой нанокристаллический материал АМАГ-200. Отжиг в продольном поле. За счёт высокой индукции (1.2 Тл) дроссель имеет минимальные габариты. Коэрцитивная сила и ток управления выше MSSA-L. Ограниченный ряд типоразмеров.

Рис.3. Расчёт дросселя магнитного усилителя L2

Программа выдаёт две температуры дросселя: температуру дросселя в рабочем режиме (регулирование) и температуру при отключении (защита). Если температура при отключении высокая, на этапе оптимизации можно увеличить число витков дросселя. При этом температура при отключении и ток управления снижаются, а температура дросселя в рабочем режиме повышается. Так при автоматическом расчёте программа выдаёт для нашего случая 21 виток провода 0.8 мм. Температура дросселя: 72.3°С. Температура при отключении: 119.9°С. На этапе оптимизации увеличиваем вручную число витков до 28 и получаем данные, приведённые на рисунке 3. Малый ток управления позволяет снизить потери транзистора VT2, однако для МУ критичен обратный ток диода VD7. Это постоянная составляющая тока управления, которая приводит к уменьшению верхней границы диапазона регулирования. Для диодов Шоттки обратный ток значителен, и растёт с ростом температуры. Не следует проектировать дроссель МУ с очень малым током управления. Иногда даже приходится отказываться от применения диодов Шоттки.

Расчёт выходных дросселей L6, L7

В группе «Исходные данные» (см. рис.4) не следует указывать неоправданно низкий минимальный выходной ток. Это ведёт к увеличению габарита дросселей, т.к. именно это значение используется для расчёта требуемой индуктивности. Величину амплитуды импульса перед дросселем берём из программы расчёта трансформатора (см. рис.2). Величину коэффициента заполнения окна можно выбирать повыше (0.45 ÷ 0.47). Когда окно полностью заполнено проводом, как правило, получается минимум потерь и перегрева.

Серия магнитопроводов. Для выбора доступны следующие серии:

1. MSC. Серия из известного аморфного сплава 2НСР с распределённым зазором. Максимальная индукция 1.5 Тл. Изделия имеют высокий коэффициент индуктивности, средние потери, максимальное поле смещения до 35 Э.
2. MSC-L. Тот же материал. Малогабаритные низкопрофильные магнитопроводы c распределённым зазором, применяемые в микросборках.
3. АРНР60, АРНР90. Новейшая серия порошковых магнитопроводов на основе измельчённой аморфной ленты с покрытием. Максимальная индукция 1.5 Тл. Очень высокое максимальное поле смещения за счёт высокой индукции до 100 Э для серии АРНР90 (проницаемость 90) и выше 150Э для серии АРНР60 . Очень малые потери, на уровне лучших импортных магнитодиэлектриков, имеющих гораздо меньшее допустимое поле смещения [10].
4. АРМР60, APMP90, APMP125. Новейшая серия порошковых магнитопроводов на основе измельчённой нанокристаллической ленты с покрытием. Индукция 1.2 Тл. Проницаемость, соответственно: 60, 90, 125. Самые малые потери — ниже, чем у серии APHP. Допустимое поле смещения меньше относительно серии АРНP из-за меньшей индукции.

В нашем случае выходной ток небольшой, оптимальна порошковая серия с максимальной проницаемостью и минимальными потерями APMP125. Результат расчёта дросселя L6 приведён на рисунке 4. Можно использовать тот же дроссель L7.

Рис. 4. Расчёт выходного дросселя L6

Выбор помехоподавляющих дросселей L3 — L5.

Помехоподавляющие дроссели применяются взамен традиционных RC демпферных цепей (снабберов), включаемых параллельно диодам. Дроссели формируют паузу на время обратного восстановления диодов. Они блокируют быстрые изменения тока, изменяют характер переключения на мягкий, устраняя саму причину помех. Дроссели имеют меньший габарит относительно классических снабберов и меньшие потери [8].

Магнитопроводы серии MSB, как правило, используются как одновитковые дроссели, т.е. надеваются на выводы элементов. В данном случае (для небольшого выходного тока) они используются автором в качестве трёхвитковых дросселей, устанавливаемых отдельно. Результаты расчёта приведены на рисунке 5.

Расчёт синфазного фильтра.

Задаём требуемую индуктивность обмотки 12 мГн на частоте преобразования 100 кГц (см. рис.6). В программе можно задать индуктивность на двух частотах – 100 и 10 кГц. На этих частотах производителем нормируется коэффициент индуктивности магнитопроводов.

Из данных расчёта трансформатора (см. рис.2) берём максимальный ток потребления (АС) 0.65А. Обмотки разделены диэлектрической вставкой для исключения пробоя. Задаём зазор между обмотками, фактически равный толщине вставки – 0.5 мм. Плотность тока для открытых обмоток может быть высокой при допустимом перегреве. Задаём 10 А/мм².

Данные расчёта приведены на рисунке 6.

Рис.5. Расчёт помехоподавляющих дросселей

Рис.6. Расчёт дросселя сетевого синфазного фильтра

Экспериментальная проверка подтвердила работоспособность всех моточных компонентов и показала неплохое совпадение расчётных данных с фактическими (см. табл. 1).

При проектировании печатной платы необходимо учитывать взаимное тепловое влияние элементов, увеличиваю- щее перегрев. Дроссель L2 одновременно выполняет функцию помехоподавляющего (для диода VD7). Поскольку он гасит высокочастотные колебания на фронтах импульсов, его перегрев значительно выше расчётного. Во всех случаях необходима практическая проверка проекта с измерением рабочей температуры компонентов.

На рисунке 7 приведены осциллограммы в характерных точках схемы. В качестве иллюстрации эффективности помехоподавляющих дросселей L4, L5 на рисунке 8 представлены осциллограммы в точках E,F при исключённом дросселе L4.

Таблица 1

В заключение кратко остановимся на интересной особенности работы прямоходового конвертера в том случае, когда в схеме нет классического выхода. Рассмотрим, например, двухканальный стабилизированный источник ±15В, 4А на рисунке 9.

В этом случае дроссели МУ отключают выход в части периода и исключают переход энергии собственных колебаний контура первичной обмотки в нагрузку. Это может быть использовано при разработке схем с включением транзистора при нуле напряжения (ZVS). Для сетевых источников с целью снижения напряжения на ключе, как правило, применяют активное демпфирование. В компромиссном варианте (см. рис. 9) напряжение на стоке транзистора VT1 ограничено на уровне 700В за счёт размагничивающей обмотки. При этом включение транзистора VT1 происходит не в нуле, но с достаточно малым напряжением стока (около 50В – осциллограмма А, см. рис.10) при минимальном токе, т.к. нагрузка отключена дросселем МУ. Подключение нагрузки и скачкообразный рост тока VT1 происходят с задержкой, уже при нулевом напряжении на стоке (см. осциллограммы А,В,D на рисунке 10). Малое напряжение и ток в момент включения VT1 снижают ВЧ помехи и динамические потери. Подбором С_доп обеспечивается совпадение момента включения VT1 с минимумом напряжения на стоке. Благодаря уникальной линейности ПГ (без зазора) и стабильности свойств магнитопровода [9] это совпадение сохраняется не зависимо от выходного тока, температуры, входного напряжения и т.п. В случае меньшего входного напряжения (например, DC-DC преобразователь) или используя высоковольтный транзистор, можно получить чистый ZVS преобразователь с переключением в нуле напряжения. В этом случае размагничивающая обмотка исключается. При этом качественные характеристики трансформатора повышаются. Транзисторы VT2, VT3 обеспечивают ограничение выходного тока каналов на заданном уровне (источник тока). Дроссели L8,L9 сглаживают ВЧ-пульсации и выполнены на низкопрофильных магнитопроводах MSC1020. Они имеют 16 витков провода диаметром 0.67 мм. Расчёт был выполнен с помощью той же программы для выходных дросселей, исходя из требуемой индуктивности при заданном токе нагрузки.  Осциллограммы приведены на рисунке 10.

Рис. 7. Осциллограммы в характерных точках схемы рисунка 1

Рис. 8. Осциллограммы в точках E,F с замкнутым дросселем L4

Рис.9. Вариант схемы двухполярного источника

Рис. 10. Осциллограммы в характерных точках схемы рисунка 9.

ЛИТЕРАТУРА:

1. Martin Ferch, Magnetec GmbH, Langenselbold, Germany: “Application examples of nanocrystalline inductive components in today’s power electronic systems”. Soft Magnetic Materials Conference, Budapest, Hungary, September 2013.
2. В.С. Чернов, О.Г. Иванов и др. Российские аморфные и нанокристаллические магнитные материалы: Физические свойства и применение. М., Наукоёмкие технологии, №10, 2008 г.
3. Аморфные и нанокристаллические магнитомягкие сплавы МСТАТОР // www.mstator.ru.
4. Ленты аморфные и нанокристаллические // www.mstator.ru.
5. Программы для расчёта компонентов. Дизайн-центр // www.mstator.ru.
6. Особенности и порядок работы с программами. Дизайн-центр // www.mstator.ru.
7. Э.Фоченков. Применение аморфных магнитопроводов насыщения серии MSSA в многоканальных импульсных источниках питания. МСТАТОР. Аморфные магнитопроводы с прямоугольной петлёй гистерезиса. Информация по применениию // www.mstator.ru.
8. Э. Фоченков.
9. Магнитопроводы для силовых трансформаторов ИИП // www.mstator.ru.
10. Новейшие порошковые магнитопроводы АРН, АРМ // www.mstator.ru.

Э.Фоченков, edf01@yandex.ru.

Скачать статью .pdf

Расчет трансформатора для обратноходового импульсного источника питания (Flyback)

Популярность обратноходовых источников питания (ОИП, Flyback) последнее время сильно возросла в связи с простотой и дешевизной этого схемного решения – на рынке можно часто встретить интегральные схемы, включающие в себя практически всю высоковольтную часть такого источника, пользователю остается только подключить трансформатор и собрать низковольтную часть по стандартным схемам. Для расчета трансформаторов также имеется большое количество программного обеспечения – начиная от универсальных программ и заканчивая специализированным ПО производителей интегральных схем.

Сегодня же я хочу поговорить о ручном расчете импульсного трансформатора. «Зачем это нужно?», может спросить читатель. Во-первых, ручной расчет трансформатора подразумевает полное понимание процессов, происходящих в источнике питания, чего зачастую не происходит, если начинающий радиолюбитель рассчитывает трансформатор в специальном ПО. Во-вторых, ручной расчет позволяет выбирать оптимальные параметры функционирования источника (и иметь представление, какой параметр в какую сторону надо изменить для достижения заданного результата) еще на этапе разработки.

Итак, начнем. Структурная схема ОИП представлена на рис. 1. Он состоит из следующих основных функциональных узлов: ключ Sw, трансформатор Т1, выпрямитель выходного напряжения VD1 и C2, фильтр высокочастотных помех С1 и снаббер Snb.

Рис. 1

Работает такой источник следующим образом (см. упрощенные графики на рис. 2): в начальный момент времени t0 ключ Sw открывается, подавая входное напряжение Uin на первичную обмотку трансформатора Т1. В это время напряжение на нижнем выводе обмотки I (точка а) равно нулю (относительно отрицательного провода входного напряжения), в обмотке I начинает линейно нарастать ток, а на обмотке II появляется напряжение, пропорциональное коэффициенту трансформации Т1 (UoutInv). Но полярность этого напряжения оказывается отрицательной (на верхнем по схеме выводе обмотки II, точка b), поэтому диод VD1 закрыт и напряжение на выходной конденсатор С2 не проходит. За промежуток Ton (от t0 до t1) ток через обмотку I линейно нарастает до значения Imax, и энергия запасается внутри трансформатора Т1 в виде магнитного поля.

Рис. 2

В момент времени t1 ключ Sw резко закрывается, ток через обмотку I прекращается и в ней возникает ЭДС самоиндукции, направленная так, чтобы продолжить прекратившийся ток. В этот момент обмотка I сама становится источником напряжения. Так получается потому, что энергия в катушке индуктивности запасается в виде тока (на самом деле, в виде магнитного поля, но он пропорционален току через катушку, поэтому формула энергии в катушке A = LI²/2), но по закону сохранения энергии она не может исчезнуть бесследно, она должна куда-то перейти. Следовательно, ток в катушке не может прекратиться мгновенно, поэтому катушка сама становится источником напряжения, причем любой амплитуды (!) – такой, чтобы обеспечить сразу после закрытия ключа продолжение того же самого тока Imax. Это является первой важной особенностью катушки индуктивности, которую следует запомнить – при резком прекращении тока в катушке, она становится источником напряжения любой амплитуды, пытаясь поддержать прекратившийся в ней ток, как по направлению, так и по амплитуде. Какой же именно «любой» амплитуды? Достаточно большой, чтобы, например, вывести из строя высоковольтный ключ или образовать искру в свече зажигания автомобиля (да, в зажигании автомобиля использует именно это свойство катушек индуктивности).

Все, что описано выше так и происходило бы, если бы обмотка I была единственной обмоткой трансформатора Т1. Но в нем еще есть обмотка II, индуктивно связанная с I. Поэтому, в момент времени t1 в ней тоже возникает ЭДС, направленная так, что в точке b оказывается плюс по отношению к земле. Эта ЭДС открывает диод VD1 и начинает заряжать конденсатор C2 током I2max. Т.е. заряд конденсатора C2 и передача энергии в нагрузку происходит в тот момент времени, когда ключ Sw закрыт. Именно поэтому источники питания, построенные по такому принципу, называют обратноходовыми – потому что в них нет прямой передачи энергии из высоковольтной части в низковольтную, энергия сначала запасается в трансформаторе, а потом отдается потребителю.

В интервал времени от t1 до t2 линейно спадающий от I2max до 0 ток I2 вторичной обмотки поддерживает магнитное поле внутри катушки в соответствии с законом сохранения энергии и не дает напряжению на первичной обмотке (т.к. они индуктивно связаны) вырасти до неконтролируемого значения. Напряжение на обмотке I в этот момент становится равно напряжению выхода, умноженному на коэффициент трансформации Т1. Однако, полярность этого напряжения такова, что оно складывается с входным напряжением Uin и прикладывается к закрытому ключу Sw. Т.е. на закрытый ключ Sw прикладывается напряжение больше входного! Это также является важной особенностью ОИП, которую следует запомнить.

В момент времени t2 энергия, запасенная в трансформаторе Т1 заканчивается, диод VD1 закрывается, напряжение в точке b становится равным нулю, в точке a – входному напряжению питания, и все процессы в схеме прекращаются до момента t3, когда весь цикл повторяется с самого начала. При этом, в интервалах времени t0-t1 и t2-t4 питание нагрузки осуществляется исключительно за счет энергии, запасенной выходным конденсатором С2.

Описанный режим работы ОИП называется режимом разрывных токов – т.е. за интервал Toff (t1-t3) вся энергия, запасенная в трансформаторе Т1 передается в нагрузку, поэтому, в момент t3 ток через первичную обмотку I начинает нарастать с нуля. Существует также режим неразрывных токов, когда на момент t3 некоторая часть энергии еще продолжает находиться в трансформаторе Т1, и ток через обмотку I в момент t3 начинается не с нулевого значения. Данный режим имеет свои особенности, преимущества и недостатки, о которых мы поговорим в следующий раз.

Итак, какими основными особенностями обладает ОИП в режиме разрывных токов? Выпишем основные пункты:

1. Передача энергии от источника к потребителю в ОИП не идет напрямую, энергия сначала запасается в трансформаторе, а затем передается в нагрузку. Это однозначно определяет фазировку первичной и вторичной обмоток, а также заставляет использовать только однополупериодный выпрямитель на выходе блока. Также отсюда следует неявный вывод 2, который, как показала моя личная практика, к сожалению, не до конца понимают даже достаточно опытные конструкторы блоков питания.
2. Максимальная мощность, которую может выдать ОИП в нагрузку, кроме всего прочего, ограничена максимальным количеством энергии, которую может запасти трансформатор! А это, в свою очередь, определяется конструктивными особенностями сердечника и не зависит от обмоток и количества их витков (ниже в статье я рассмотрю данный «парадокс» отдельно и приведу математические доказательства). Эта особенность ограничивает применение ОИП там, где нужны большие выходные мощности.
3. Низковольтная цепь ОИП состоит из диода, конденсатора и, возможно, дополнительных фильтрующих элементов. Однако, в ОИП первым всегда стоит диод, затем идет конденсатор и никак иначе.
4. В установившемся режиме работы ОИП количество энергии, полученное первичной обмоткой I трансформатора Т1 за время Ton равно (без учета потерь) количеству энергии, отданному обмоткой II за время Toff. Поскольку скорость приема или отдачи энергии катушкой определяется напряжением на ней, то зависимость между напряжением «заряда» и «разряда» определяется именно интервалами Toff и Ton. Т.е., по сути, в самом сложном режиме работы блока Duty cycle (коэффициент заполнения, D), равный Ton/(Ton + Toff) определяет отношение обратного напряжения на обмотке I к напряжению питания Uin. Этот пункт будет пояснен подробнее ниже.
5. По закону сохранения энергии, ток I2max, отдаваемый обмоткой II в нагрузку в момент времени t1 численно равен току Imax, только что протекавшему в первичной обмотке, умноженному на отношение количества витков в обмотке I к количеству витков в обмотке II (пояснение ниже).
6. Импульсное значение тока I2max значительно превышает средний выходной ток блока питания (в 2.5 и более раз), поэтому на выпрямительном диоде VD1 может рассеиваться значительная мощность. Именно эта особенность ограничивает применение ОИП там, где нужны большие выходные токи.
7. То же самое (высокое импульсное значение тока) относится и к вторичной обмотке II.
8. Обратное напряжение на диоде VD1 в несколько раз выше выходного напряжения. Это происходит из-за того, что обычно обратное напряжение на первичной обмотке (которое является прямым для диода) выбирается в несколько раз ниже входного, поэтому входное (которое является обратным для диода) после трансформации оказывается в несколько раз выше выходного.

Пояснение к п. 4. Из физики мы помним формулу для катушки индуктивности:

U(t) = L*(dI(t)/dt),

которая означает, что напряжение на катушке прямо пропорционально ее индуктивности, умноженной на скорость изменения тока в ней. Что это нам дает? Прежде всего, то, что если мы прикладываем к катушке постоянное напряжение U, то скорость изменения тока в ней постоянна. Это позволяет переписать формулу для постоянного напряжения без дифференциалов:

U = L*(ΔI/Δt),

и именно в соответствии с этой формулой графики тока на рис. 2 прямые. Далее, если мы прикладываем напряжение Uin к катушке на время Ton, ток в ней возрастет до значения

Imax = Uin*Ton/L

Теперь мы хотим (в самом нагруженном режиме работы), чтобы вся энергия катушки, которую мы только что набрали, была передана в нагрузку за интервал Toff, т.е. на момент t3 ток в катушке должен упасть до нуля. Здесь для упрощения представим, что мы как подаем, так и снимаем напряжение/ток с одной и той же катушки I, позже я объясню, почему такое допущение возможно. Посчитаем, на какое напряжение мы можем «разряжать» катушку, чтобы ток в момент t3 достиг нуля:

Udis = L*Imax/Toff,

Подставляем и упрощаем:

Udis = L*Uin*Ton/(L*Toff) = Uin*Ton/Toff

Т.е. напряжение, на которое мы должны «разряжать» катушку в моменты закрытия ключа Sw зависит только от входного напряжения и интервалов «заряда»-«разряда». Вспомним формулу коэффициента заполнения D:

D = Ton/(Ton + Toff),

таким образом:

Udis = Uin*D/(1 – D)

Но, напряжение, на которое мы «разряжаем» катушку – это и есть то обратное напряжение, которое возникает в первичной обмотке в моменты закрытия ключа. Т.е. мы получили, что оно зависит только от входного напряжения и коэффициента заполнения D и определяется формулой:

Uinv = Uin*D/(1 – D)

При работе в реальных условиях значение коэффициента заполнения D будет меняться в зависимости от входного напряжения и нагрузки блока питания. Свое максимальное значение D будет принимать при минимальном входном напряжении и максимальной выходной мощности — этот режим работы считается самым сложным, и данное максимальное значение D и задается при проектировании блока. Что будет в те моменты, когда входное напряжение блока будет выше или нагрузка будет неполной? D будет принимать меньшие значения, т.к. от более высокого напряжения энергия быстрее «запасется» в первичной обмотке, или же (в случае меньшей нагрузки) надо просто «запасать» меньшее количество энергии. В любом случае, обратное напряжение на первичной обмотке будет всегда одинаковым, т.к. оно жестко связано с выходным напряжением, а то, в свою очередь, стабилизируется схемой. Итак, максимальное обратное напряжение на ключе равно:

Usw = Umax + Umin*D/(1 – D)

Это важный момент при проектировании ОИП, т.к. обычно максимальное обратное напряжение на ключе является исходным параметром, т.е. максимальный коэффициент заполнения D также является исходной величиной. На практике обычно применяют следующие максимальные значения D: 25% (1/4), 33% (1/3) и реже 50% (1/2). Как вы понимаете, в последнем случае максимальное обратное напряжение на ключе будет равно удвоенному минимальному входному напряжению, что усложняет выбор полупроводникового прибора. Более низкие максимальные значения D, в свою очередь, снижают максимальную мощность при том же токе Imax, затрудняют процесс управления ключом Sw и снижают стабильность работы блока.

Почему же здесь мы применили допущение, что мы как подаем энергию, так и снимаем ее с первичной обмотки I, и что будет в реальности, когда снимается энергия с катушки II? То же самое. Напряжение на выводах любой обмотки трансформатора пропорционально скорости изменения магнитного поля в сердечнике (а поле пропорционально току, поэтому напряжение пропорционально скорости изменения тока). Поэтому не важно, с какой обмотки мы будем снимать энергию, если мы будем делать это с одной и той же скоростью, магнитное поле в трансформаторе будет уменьшаться одинаково, а на выводах первичной обмотки будет одно и то же напряжение. Но на какое напряжение надо «разряжать» вторичную обмотку, чтобы снятие энергии происходило с той же самой скоростью? Для этого сначала рассмотрим ток во вторичной обмотке.

Пояснение к п. 5. Пусть обмотка I имеет N1 витков, в то время как обмотка II – N2. Магнитное поле создается током, проходящим через каждый виток катушки, т.е. оно пропорционально произведению I*N. Тогда, получаем Imax*N1 = I2max*N2 (исходя из того, что обе обмотки намотаны в абсолютно одинаковых условиях), отсюда начальный ток вторичной обмотки:

I2max = Imax*N1/N2

Итак, ток во вторичной обмотке будет в N1/N2 раз выше, чем в первичной. Но на какое напряжение мы должны «разряжать» вторичную обмотку, чтобы к моменту t3 потратить всю энергию, запасенную в трансформаторе? Очевидно, что делать это мы должны с точно такой же скоростью; т.е. в каждый отдельный момент времени трансформатор будет терять одно и то же значение энергии dA(t). Но в первом случае dA(t) = Udis*I1(t)*dt (получено из A = W*T, W = U*I), а теперь это будет dA(t) = Uout*I2(t)*dt. Приравняем эти две функции:

Uout *I2(t) = Udis*I1(t), следовательно, в самом начале «разряда» моментальные мощности разряда должны быть равны:

Uout*I2max = Udis*Imax,

Uout = Udis*Imax/I2max = Udis*Imax/(Imax*N1/N2) = Udis*N2/N1

Т.е. для того, чтобы потратить всю энергию трансформатора к моменту t3, мы должны «разряжать» вторичную обмотку II на напряжение Udis*N2/N1, при этом ток разрядки будет линейно падать от Imax*N1/N2 до нуля. Таким образом, мы установили связь между выходным напряжением блока, количеством витков в обмотках и обратным напряжением на первичной обмотке трансформатора.

На этом сугубо теоретическая часть заканчивается, и мы можем перейти к практике. Первый вопрос, который, скорее всего, возникает на данный момент у читателя – это с чего вообще начать разработку ОИП? Ниже я приведу рекомендованную последовательность шагов. Начнем с ситуации, когда трансформатор планируется изготовить полностью самостоятельно (на него нет жестких ограничений).

1. Определяем выходные напряжения и токи источника питания.
2. Увеличиваем выходные напряжения на величину, падающую на выпрямительных диодах (VD1). Лучше всего воспользоваться справочной информацией, но в первом приближении можно брать 1В для обычных кремниевых диодов и 0.3В для диодов Шоттки. Особую точность следует соблюдать, когда ОИП имеет несколько выходных обмоток с разным напряжением, т.к. стабилизовать напряжение возможно только на одной из них.
3. Считаем суммарную выходную мощность трансформатора.
4. Считаем расчетную входную мощность блока как Pin = Pout/0.8 (здесь берется КПД блока 80%).
5. Определяем частоту преобразования F. Обычно выбирается частота от 20КГц до 150КГц. Частоты ниже 20КГц могут быть слышны человеческому уху (блок будет «пищать»), частоты выше 150КГц накладывают более серьезные ограничения на элементную базу, также увеличиваются потери на переключение полупроводников (ключа и диодов). Увеличение частоты преобразования позволяет уменьшить габариты трансформатора, наиболее распространенный диапазон частот для ОИП: от 66 до 100 Кгц.
6. Вычисляем максимальное входное напряжение, от которого нам придется работать. Обычно оно вычисляется как выпрямленное напряжение сети +20%, т.е. Umax = Uсети*1.7 (391В для сети 230В). На это напряжение также должен быть рассчитан конденсатор входного фильтра (не менее 400В в данном случае).
7. Вычисляем минимальное входное напряжение, от которого нам придется работать. Обычно вычисляется как минимальное допустимое рабочее напряжение -20%, минус просадка напряжения на фильтрующем конденсаторе за полупериод входного напряжения. Для сети 230В и емкости конденсатора входного фильтра из расчета не менее 1мкф на 1 ватт нагрузки, можно брать (в среднем) значение Umin = 220В. Если представить, что напряжение на конденсаторе вообще не просаживается от одного полупериода входного напряжения до другого, то Umin можно взять 260В.
8. Определяем коэффициент заполнения D исходя из максимально допустимого обратного напряжения на ключе (считается по формуле Uinv = Umax + Umin*D/(1 – D)).
9. Рассчитываем количество энергии, которую необходимо передать во вторичную обмотку за один импульс: Aimp = Рin*1s/F = Рin/F.
10. Решаем систему уравнений для самого тяжелого режима работы: A = LImax²/2, Umin = LImax*F/D, получаем L = Umin²*D²/(2*Aimp*F²), Imax = Umin*D/(L*F) – это будет требуемая индуктивность первичной обмотки и максимальный ток, протекающий через нее.
11. Исходя из полученного Imax выбираем ключ.
12. Если Imax получился несколько больше, чем может обеспечить имеющийся (выбранный) ключ, меняем исходные параметры – увеличиваем D (насколько возможно исходя из допустимого обратного напряжения ключа), увеличиваем емкость фильтрующего конденсатора, чтобы поднять Umin. На первый взгляд может показаться удивительным, но максимальный ток в первичной обмотке не зависит от частоты – если всё подставить в формулы, получим Imax = 2*Pin/(Umin*D). Исходя из этой формулы, можно было рассчитать максимальный ток и на этапе 8 (сразу после выбора D), но там было бы сложно объяснить, откуда взялся такой расчет.
13. Если значение Imax все равно оказывается больше допустимого и увеличить его никак нельзя, следует рассмотреть конструкцию ОИП в режиме неразрывных токов.
14. Исходя из требуемой индуктивности первичной обмотки и максимального тока в ней, выбираем сердечник трансформатора, рассчитываем необходимый зазор и количество витков первичной обмотки (формулы будут ниже в статье).
15. По формуле N2 = Uout*N1*(1 – D)/(Umin*D) рассчитываем количество витков вторичной обмотки.
16. Определяем среднеквадратичное значение токов в обмотках трансформатора по формуле Irms = Imax*SQRT(D/3), исходя из которых рассчитываем диаметр провода, необходимого для намотки. Чаще всего в импульсных источниках питания применяется плотность тока от 2 до 5 А/мм².
17. Мотаем трансформатор по всем правилам намотки трансформаторов для ОИП.
18. Для того, чтобы убедиться в правильности намотки, измеряем индуктивность первичной обмотки.

Теперь немного рассмотрим сам трансформатор и его конструкцию. Традиционно для импульсных источников питания трансформатор изготавливается на каком-либо сердечнике, выполненном из материала с высокой магнитной проницаемостью. Это позволяет при том же самом количестве витков обмоток сильно увеличить их индуктивность, т.е. сократить количество витков для достижения заданной индуктивности, и, следовательно, уменьшить габариты намотки. Однако, применение сердечника добавляет и недостатки – за счет магнитного гистерезиса в сердечнике теряется некоторая часть энергии, сердечник нагревается, причем потери в сердечнике растут с увеличением частоты (еще одна причина, из-за которой нельзя сильно повышать частоту преобразования). Также добавление сердечника вносит новое, ранее нигде не озвучиваемое ограничение – максимально допустимую плотность потока магнитной индукции Bmax. На практике это проявляется в том, что если увеличивать ток через обмотку, в определенный момент времени, когда ток достигнет определенного максимального значения, сердечник войдет в насыщение и дальнейшее увеличение тока не будет вызывать такое же как раньше увеличение магнитного потока. Это, в свою очередь, приведет к тому, что «относительная индуктивность» обмотки резко упадет, что вызовет еще более быстрое нарастание тока через нее.

. Поэтому во всех схемах ОИП, за исключением простейших блокинг-генераторов, применяется контроль тока через ключ Sw и досрочное закрытие ключа при достижении максимально допустимого тока через первичную обмотку.

Насколько же велико это максимальное значение плотности потока магнитной индукции? Для наиболее распространенного материала сердечников – феррита – оно считается равным 0.3Т. Это – среднее значение, оно может отличаться для каждого конкретного материала, поэтому здесь неплохо обратиться к справочнику. Также, оно зависит от температуры сердечника и, как вы, наверное, уже догадались, падает с ее увеличением. Если вы проектируете ОИП, предназначенный для работы в экстремальных условиях, где температура сердечника может доходить до 125 градусов, уменьшайте Bmax до 0.2Т.

Основная формула, которой вам придется пользоваться при расчете трансформаторов – это индуктивность обмотки по ее габаритам:

L = (μ0*μe*Se*N²)/le, где

μ0 – абсолютная магнитная проницаемость вакуума, 4πе-7,
μe – эффективная магнитная проницаемость сердечника,
Se – эффективная площадь сечения магнитопровода, м².
N – количество витков
le – длина средней магнитной линии сердечника, м

Плотность потока магнитной индукции в сердечнике:

B = (μ0*μe*I*N)/le, где

I – ток через обмотку, А

Таким образом, исходя из максимальной допустимой плотности потока магнитной индукции, максимально допустимый ток для обмотки будет равен:

Imax = (Bmax*le)/(μ0*μe*N)

А теперь еще один очень важный момент – на практике, если подставить реальные данные трансформатора в вышеприведенные формулы, окажется, что максимально допустимый ток в первичной обмотке оказывается в несколько раз меньше того, который нам нужен! Т.е. сердечник будет введен в насыщения еще до того, как мы сможем «вкачать» в него требуемую энергию Aimp. Так что же делать, не увеличивать же габариты трансформатора до неприличных значений?

Нет. Надо вводить в сердечник немагнитный зазор! Введение немагнитного зазора сильно снижает эффективную магнитную проницаемость сердечника, позволяя пропускать через обмотки значительно больший ток. Но, как вы понимаете, это потребует большего числа витков для достижения требуемой индуктивности обмотки.

Рассмотрим формулы для сердечника с зазором. Эффективная магнитная проницаемость сердечника с зазором:

μe = le/g, где

g – суммарная толщина зазора, м.

Следует отметить, что данная формула справедлива только если получаемая μe много меньше исходной магнитной проницаемости (несколько раз), а g много меньше размеров поперечного сечения сердечника. Итак, рассмотрим формулу индуктивности обмотки на сердечнике с зазором:

L = (μ0*Se*N²)/g

Формула от введения зазора стала только проще. Максимально допустимый ток через обмотку:

Imax = (Bmax*g)/(μ0*N)

Ну и последняя формула, которую можно вывести и самостоятельно. Размер зазора для заданного тока:

g = (I*μ0*N)/Bmax

А теперь сделаем интересный вывод. Как вы помните, энергия, запасенная в катушке, выражается формулой A = LI²/2. Так какую максимальную энергию можно запасти в каком-то абстрактном сердечнике? Подставим данные в формулы.

Amax = (μ0*Se*N²)*(Bmax*g) ²/((μ0*N) ²*2g) = Se*g*Bmax²/2μ0

Сейчас вы можете удивиться, но максимальная энергия, которую можно запасти в сердечнике, не зависит от того, какие обмотки на нем намотаны! Но это и логично, ведь энергия выражается в магнитном поле, а обмотки лишь позволяют его менять в ту или другую сторону! Количество витков в обмотках определяет только скорость, с которой магнитная индукция может достигнуть своего максимального значения при данном подведенном напряжении, но это максимальное значение определяется только конструкцией сердечника!

Данный вывод имеет огромное значение при проектировании ОИП на унифицированных сердечниках. Если перед вами стоит именно такая задача, то, прежде всего, вам необходимо рассчитать, какое максимальное количество энергии способен «впитать» выбранный сердечник за один импульс, чтобы понять, подходит ли он для вашей мощности блока. Как вы понимаете, в этом случае максимальную мощность блока можно повысить только за счет повышения частоты преобразования – чем чаще мы будем перекачивать энергию Amax от входа на выход, тем большую мощность блока в результате сможем получить.

Также, из полученной формулы видно, что количество энергии, которое может «уместиться» в сердечнике прямо пропорционально немагнитному зазору! Это позволяет использовать маленькие сердечники на больших мощностях за счет увеличения зазора в них. Ограничением теперь будет только физические размеры – увеличение зазора вызывает уменьшение магнитной проницаемости, что требует большее количество витков.

А теперь вернемся к структурной схеме ОИП на рис. 1. В ней остались два блока, о которых я ничего не сказал – это конденсатор С1 и снаббер Snb.

Назначение конденсатора С1 – заземление выходной части блока по высоким частотам. Дело в том, что любой трансформатор, даже намотанный по всем правилам с экранами, имеет какую-то межобмоточную емкость. Прямоугольное высокочастотное напряжение огромной амплитуды из точки а проходит через эту емкость в выходные цепи блока. Конденсатор С1, имеющий емкость намного больше емкости трансформатора Т1, заземляет выход блока по высоким частотам. Значение емкости этого конденсатора в ОИП чаще всего выбирают в районе 2нф, напряжение – около киловольта. Если предполагается жесткое заземление выхода блока (например, используется только розетка с заземлением), С1 можно не ставить.

Необходимость в Снаббере Snb также вытекает из неидеальности трансформатора Т1, но уже совсем другого рода. Не смотря на то, что обмотки I и II индуктивно связаны между собой, эта связь не составляет 100%. В схемотехнике ОИП принято говорить, что обмотка I представляет собой две части, соединенные последовательно, где первая полностью индуктивно связана с обмоткой II, а вторая – полностью изолирована от нее. Эту вторую часть обмотки I называют «индуктивностью рассеяния».

Когда в момент t1 ток в первичной обмотке (обоих частях ее) резко прекращается, индуктивность рассеяния также пытается его продолжить. А так, как она не связана ни с какой другой обмоткой, она генерирует высоковольтный импульс, прикладываемый к закрытому ключу Sw. Энергия этого импульса во много раз меньше полезной энергии Aimp (чем лучше трансформатор, тем она меньше вообще), но и ее может оказаться достаточно, чтобы повредить ключ (в случае с биполярным транзистором, например, ее вполне хватит для лавинного пробоя). Для защиты ключа от этого импульса, он гасится на специальном схемном решении.

Рис. 3

Самый простой вариант – RCD снаббер, выполненный из диода, конденсатора и резистора (см. рис. 3). Обратное напряжение, возникающее на обмотке I, открывает диод VD и начинает заряжать конденсатор С. В результате, вся энергия импульса передается в конденсатор. В перерывах между импульсами конденсатор разряжается через резистор R. Т.е. энергия, снимаемая с индуктивности рассеяния, превращается в конечном счете в тепло на резисторе R, поэтому мощность этого резистора должна быть значительной (достигает единиц ватт). Преимуществом снаббера можно считать его схемную простоту, и то, что часть энергии из конденсатора С можно выкачать обратно в трансформатор Т применяя медленный диод VD, но эти процессы уже несколько сложней нашей простой статьи. Основным же недостатком снаббера является то, что на нем падает и полезная мощность! Ведь рабочее обратное напряжение первичной обмотки Vinv также заряжает конденсатор до этого значения, т.е. полезная мощность Uinv²/R теряется впустую.

Схемным решением, лишенным этого недостатка является супрессор. Он представляет собой последовательно соединенный быстрый диод VD1 и мощный и быстрый стабилитрон VD2. Когда индуктивность рассеяния генерирует свой высоковольтный импульс, он открывает диод VD1, пробивает стабилитрон VD2 и энергия импульса рассеивается на нем. Стабилитрон VD2 выбирается с большим напряжением пробоя, чем обратное напряжение Uinv, поэтому он не рассеивает полезной мощности блока. К недостаткам супрессора можно отнести более высокий уровень электромагнитных помех, связанный с резким открытием и закрытием полупроводниковых приборов.

Что будет, если этот высоковольтный импульс не погасить ничем? В случае биполярного ключа, скорее всего, в нем возникнет лавинный пробой и блок питания перейдет в режим кипятильника. Современные же полевые транзисторы устойчивы к лавинному пробою и позволяют рассеивать некоторое количество энергии на стоке (это описано в документации), поэтому такой транзистор может работать и без снаббера или супрессора – его роль будет выполнять сам транзистор. Более того, я встречал некоторые дешевые китайские блоки питания, в которых так и было сделано. Однако, я настоятельно не рекомендую такой режим работы, т.к. он дополнительно снижает надежность блока. Супрессорный диод (стабилитрон) стоит очень дешево и рассчитан на колоссальные импульсные мощности (600W, 1.5KW), так почему бы не применять его по назначению?

Также из вышеописанного следует еще один вывод. Независимо от того, решили ли вы применять снаббер или супрессор, обратное напряжение на закрытом ключе будет еще выше, чем рабочее рассчитанное значение Usw! Это следует иметь в виду при выборе ключа.

Обычно современные ключевые транзисторы и микросхемы имеют допустимое обратное напряжение 600 – 800 вольт. При Umax = 391В, Umin = 220В, обратное напряжение на ключе Usw будет иметь следующие значения (в зависимости от D): D = 25%, Usw = 464B; D = 33%, Usw = 501B; D = 50%, Usw = 611B. Это означает, что для ключей с максимальным обратным напряжением 600В следует выбирать только D = 33% или меньше. Для ключей с обратным напряжением 700В можно выбирать D = 50%.

Ну и в завершении статьи приведу простой пример расчета ОИП. Допустим, мы хотим сделать простой блок питания, позволяющий получить на своем выходе 12В 1А. Рассчитаем его по пунктам:

1. Выход блока – 12В 1А.
2. До выходного диода (будем применять обычный кремниевый) должно быть 13В.
3. Выходная мощность трансформатора – 13Вт.
4. Расчетная входная мощность блока Pin = 13/0.8 = 16Вт.
5. F = 100 КГц.
6. Umax = 391В.
7. Umin = 220В (емкость конденсатора входного фильтра – 22мкф).
8. D = 33%, Uinv = 110В, Usw = 501В. Будем ориентироваться на ключи с обратным напряжением 600В.
9. Aimp = 16/100000 = 1.6e-4Дж = 160мкДж.
10. L = 1.65е-3Гн = 1.65мГн, Imax = 0.44А
11. Производим выбор сердечника, расчет параметров намотки и зазора.

А теперь, для сравнения рассчитаем тот же ОИП для случая, когда допустимое напряжение сети может быть в интервале 85-230В. В чем будут отличия?

1. Umax = 391B
2. Umin = 85B (емкость конденсатора фильтра надо будет увеличить до 47мкф)
3. D = 60%, Uinv = 128В, Usw = 519В, Будем ориентироваться на ключи с обратным напряжением 600В.
4. Aimp = 16/100000 = 1.6e-4Дж = 160мкДж.
5. L = 813мкГн, Imax = 0.63А

Заметьте, что параметры максимального тока через ключ изменились не столь значительно — с 0.44А до 0.63А, индуктивность упала в два раза, однако диапазон допустимых входных напряжений расширился очень существенно. В этом заключается еще одно преимущество ОИП — легкость в создании источников питания, работающих от широкого диапазона входных напряжений.

Возможно, в данной статье не до конца рассмотрены все нюансы построения ОИП, однако ее объем и так получился больше, чем планировалось. Но тем не менее, я надеюсь, что она сможет помочь начинающим радиолюбителям понять принципы и самостоятельно создавать обратноходовые источники питания.

Программы расчета обмотки трансформатора SMPS

До «Усовершенствованной программы проектирования трансформатора SMPS» ExcellentIT и Ir2153 SG3525 программы расчета частоты для импульсных источников питания с переходниками делились очень полезными программами. Программы, подготовленные уроженцем России Владимиром Денисенко, работающим с человеком, известным как русский электронный … Проекты в области электроники, SMPS Transformer Coil Transculation Programs «Электронные программные средства», Дата 2019/08/04

До « Advanced SMPS» Программа расчета трансформатора «ExcellentIT» и «Программа расчета частоты Ir2153 SG3525 для импульсных источников питания с переходниками» поделились очень полезными программами.Программы подготовил уроженец России Владимир Денисенко, который поделился личностью, известной как русский электронный форум Старичок51.

Starichok51 доля из 18 программ, пока она не была представлена ​​как очень популярный используемый русский язык. ExcellentIT был переведен на английский язык (эта работа требуется в некоторых программах) в конце очень важной программы, которая добавляла поддержку нескольких языков.

Но есть и другие языки, только английский и русский Пользователи General Turgidson Я хотел бы добавить, что я надеюсь, что переводы технических inglizcesi сделают хорошие

Я расскажу вам, как добавить новый язык, прежде всего, вариант видео — это программы на нескольких языках по ходу работы

Booster Boost Buck-Boost Converter Кольцо сердечника трансформатора постоянного тока Повышающий / понижающий калькулятор

Превосходный IT-импульсный источник питания SMPS Калькулятор сердечников трансформатора

Обратный трансформатор Калькулятор кольцевого сердечника

Программа расчета прямого преобразователя трансформатора

Программа аналогичного характера, но была в бизнесе, выполненная человеком, потому что я изучил много программ, чем простой, но до сих пор подробное дополнение можно настроить или можно использовать нестандартные значения, настройка приятна.. «Кольцевые» версии «для порошкового материала» перевод назывался «порошок», вероятно, для другого типа сердечника, но я не уверен…

Импульсные источники питания много людей, имеющих дело с крупнейшим сорунудом, это трансформатор, катушка много людей, я в том числе, что программы для расчетов пригодятся

источник: kazus.ru/forums/showpost.php?p=234370 альтернативная ссылка:

СПИСОК СКАЧИВАНИЯ ФАЙЛОВ (в формате TXT) : ССЫЛКИ-22853.zip

Как спроектировать собственный трансформатор для цепей питания SMPS

Создание эффективной цепи источника питания — не менее трудная задача. Те, кто уже работал со схемами SMPS, легко согласятся, что конструкция обратного трансформатора играет жизненно важную роль в разработке эффективной схемы источника питания. В большинстве случаев эти трансформаторы недоступны в продаже с теми же параметрами, которые подходят для нашей конструкции. Итак, в этом руководстве по проектированию трансформатора мы узнаем, как построить собственный трансформатор в соответствии с требованиями нашей схемы.Обратите внимание, что это руководство охватывает только теорию, используя которую позже в другом руководстве мы построим схему SMPS 5V 2A с трансформатором ручной работы, как показано на изображении выше для практического применения. Если вы совершенно не знакомы с трансформатором, прочтите, пожалуйста, статью «Основы работы с трансформатором», чтобы лучше понять процесс.

Конструкция трансформатора SMPS имеет различные части трансформатора , которые непосредственно отвечают за работу трансформатора.Детали , присутствующие в трансформаторе , описаны ниже, мы узнаем важность каждой части и то, как ее следует выбирать для вашей конструкции трансформатора. Эти части в большинстве случаев остаются неизменными и для других типов трансформаторов.

Ядро

SMPS — импульсный блок питания. Свойства трансформатора SMPS сильно зависят от частоты, на которой он работает. Высокая частота переключения открывает возможности для выбора трансформаторов SMPS меньшего размера, чем высокочастотные, в трансформаторах SMPS используются ферритовые сердечники .

Конструкция сердечника трансформатора — самая важная вещь в конструкции трансформатора ИИП. Сердечник имеет другой тип A _L (коэффициент индуктивности сердечника без зазоров) в зависимости от материала сердечника, размера сердечника и типа сердечника. Популярный тип материала сердечника — это N67, N87, N27, N26, PC47, PC95 и т. Д. Кроме того, производитель ферритовых сердечников предоставляет подробные параметры в техническом описании, которое будет полезно при выборе сердечника для вашего трансформатора

Вот, например, даташит популярного ядра EE25.

На изображении выше представлено техническое описание сердечника EE25 из материала PC47 от широко известного производителя сердечников TDK. Каждый бит информации будет необходим для конструкции трансформатора. Однако сердечники имеют прямую зависимость от выходной мощности, поэтому для ИИП разной мощности требуются сердечники разной формы и размера.

Вот список ядер в зависимости от мощности. Список основан на конструкции 0-100 Вт. Источник списка взят из документации Power Integration .Эта таблица будет полезна для выбора правильного сердечника для вашей конструкции трансформатора на основе его номинальной мощности.

Здесь термин TIW означает Конструкция провода с тройной изоляцией .Сердечники E являются наиболее популярными и широко используются в трансформаторах SMPS. Однако сердечники E имеют несколько корпусов, таких как EE, EI, EFD, ER и т. Д. Все они выглядят как буква «E», но центральная часть различна для каждого вещества. Распространенные типы ядер E показаны ниже с помощью изображений.

EE Core

EI Core

Ядро ER

Ядро EFD

Шпулька

Бобина — это корпус сердечников и обмоток .Катушка имеет эффективную ширину, которая важна для расчета диаметра проволоки и конструкции трансформатора. Мало того, на катушке трансформатора есть пунктирная метка , которая предоставляет информацию о первичных обмотках. Обычно используемая бобина трансформатора EE16 показана ниже

Первичная обмотка

Обмотка трансформатора SMPS будет иметь первичную обмотку и минимум одну вторичную обмотку, в зависимости от конструкции она может иметь больше вторичной обмотки или вспомогательной обмотки.Первичная обмотка — это первая и самая внутренняя обмотка трансформатора. Он напрямую подключен к первичной обмотке SMPS. Обычно количество обмоток на первичной стороне больше, чем на других обмотках трансформатора. Найти первичную обмотку трансформатора несложно; нужно просто проверить точечную сторону трансформатора для первичной обмотки. Обычно он располагается на стороне высокого напряжения полевого транзистора .

На схеме SMPS вы можете заметить высокое напряжение постоянного тока от высоковольтного конденсатора, подключенного к первичной стороне трансформатора, а другой конец подключен к драйверу питания (вывод стока внутреннего МОП-транзистора) или с отдельным стоком высокого напряжения полевого МОП-транзистора. штырь.

Вторичная обмотка

Вторичная обмотка преобразует напряжение и ток на первичной стороне до требуемого значения. Обнаружение вторичного выхода является немного сложным, поскольку в некоторых схемах SMPS трансформатор обычно имеет несколько вторичных выходов . Однако выходная сторона или сторона низкого напряжения цепи SMPS обычно подключена ко вторичной обмотке. Одна сторона вторичной обмотки — это постоянный ток, заземление, а другая сторона подключена к выходному диоду.

Как уже говорилось, трансформатор SMPS может иметь несколько выходов. Поэтому трансформатор SMPS может также иметь несколько вторичных обмоток.

Вспомогательные обмотки

Существуют различные типы конструкции SMPS, в которых схеме драйвера требуется дополнительный источник напряжения для питания микросхемы драйвера . Вспомогательная обмотка используется для подачи этого дополнительного напряжения на схему драйвера. Например, если ваша ИС драйвера работает от 12 В, то трансформатор SMPS будет иметь вспомогательную выходную обмотку, которая может использоваться для питания этой ИС.

Изоляционная лента

Трансформаторы не имеют электрического соединения между разными обмотками. Поэтому перед намоткой различных обмоток необходимо намотать изоляционные ленты на обмотки для разделения. Типичные барьерные ленты из полиэстера используются с разной шириной для разных типов бобин. Толщина лент должна составлять 1-2 мил для обеспечения изоляции.

Теперь, когда мы знаем основные элементы трансформатора, мы можем выполнить следующие шаги, чтобы спроектировать собственный трансформатор

Шаг 1 : Найдите нужное ядро ​​для желаемого результата.Выберите правильные ядра, перечисленные в предыдущем разделе.

Step 2 : Определение первичного и вторичного витков.

Первичный и вторичный витки взаимосвязаны и зависят от других параметров. Расчетная формула трансформатора для расчета первичной и вторичной обмоток:

Где,
N _p — витки первичной обмотки,

N _с — вторичные витки,

Вмин — минимальное входное напряжение,

Vds — напряжение сток-исток Power Mosfet,

Vo — выходное напряжение

Vd — прямое падение напряжения на выходных диодах

И Dmax — это максимальный рабочий цикл.

Следовательно, первичный и вторичный витки соединены между собой и имеют коэффициент витков . Из приведенного выше расчета можно установить соотношение, и, таким образом, выбрав вторичные витки, можно узнать первичные витки. Хорошая практика — использовать 1 витков на выходного напряжения вторичной обмотки.

Шаг 3: Следующий этап — определение индуктивности первичной обмотки трансформатора. Это можно рассчитать по следующей формуле:

Где,

P ₀ — выходная мощность,

z — коэффициент распределения потерь,

n — КПД,

f _s — частота переключения,

I _p — пиковый первичный ток,

K _RP — отношение пульсаций тока к пиковому значению.

Шаг 4: Следующим этапом является определение эффективной индуктивности желаемого сердечника с зазором.

На изображении выше показано, что такое сердечник с зазором. Зазоры — это метод уменьшения индуктивности первичной обмотки сердечника до желаемого значения. Производители ядер предоставляют ядро ​​с зазором для желаемого рейтинга A _LG . Если значение недоступно, можно добавить проставки между сердечниками или отшлифовать его, чтобы получить желаемое значение.

Шаг 5: Следующим шагом является определение диаметра первичного и вторичного проводов. Диаметр первичных проводов в миллиметрах

Где BW _E — эффективная ширина бобины, а N _p — количество витков первичной обмотки.

Диаметр вторичных проводов в миллиметрах —

BW _E — эффективная ширина шпульки, N _S — количество вторичных витков, а M — поля с обеих сторон.Провода необходимо преобразовать в стандарт AWG или SWG.

Для вторичного проводника больше 26 AWG недопустимо из-за увеличения скин-эффекта . В этом случае можно построить параллельные провода. При параллельной намотке проводов это означает, что когда для вторичной стороны необходимо намотать более двух проводов, диаметр каждого провода может соответствовать фактическому значению одиночного провода для облегчения намотки через вторичную сторону трансформатора. Вот почему вы можете встретить трансформаторы с двумя проводами на одной катушке.

Это все о разработке трансформатора SMPS. Из-за критической сложности, связанной с проектированием, программное обеспечение для проектирования SMPS, такое как PI Expert для интеграции питания или Viper от ST, предоставляет инструменты и превосходные инструменты для изменения и настройки трансформатора SMPS по мере необходимости. Чтобы получить более практическое представление, вы можете проверить это руководство по проектированию SMPS 5V 2A, где мы использовали PI Expert для создания собственного трансформатора, используя пункты, обсужденные до сих пор.

Надеюсь, вы поняли руководство и получили удовольствие от изучения чего-то нового. Если у вас есть какие-либо вопросы, не стесняйтесь оставлять их в разделе комментариев или размещать их на форумах для более быстрого ответа.

Как рассчитать трансформатор SMPS

Трансформатор SMPS становится очевидным на выходе всех преобразователей прямого режима. Преобразователи, использующие прямую, двухтактную, полумостовую и полумостовую топологии, обычно являются преобразователями прямого режима. Следовательно, при вычислении выходной индуктивности используются эквивалентные методы для любых 4 таких широко используемых топологий. Фактическое предназначение выходного дросселя — всегда сохранять мощность для нагрузки в период почти каждого цикла переключения, когда выключены силовые устройства (BJT, MOSFET или IGBT).Электрическая работа трансформатора SMPS всегда заключается в объединении прямоугольных импульсов переключения (сигналов с широтно-импульсной модуляцией с изменяющимся рабочим циклом) в постоянный ток. Конденсатор, расположенный после катушки индуктивности, сглаживает постоянный ток в постоянный ток без пульсаций.

Расчет трансформатора SMPS довольно прост. Чаще всего можно использовать самозамкнутый тороидный сердечник. Ферритовые сердечники с зазором (типы, используемые для ферритовых трансформаторов, например, ETD39), возможно, можно будет использовать без проблем.

Формула для определения выходной индуктивности:

L (min) = [Vin (max) — V (out) x T (ON) / 1,4 x Iout (min)

Vin (max) = Максимальное напряжение рядом с выходным выпрямителем в пределах этого конкретного выхода.
Vout = выходное напряжение.
Toff (est) = ожидаемое время включения силового устройства при максимальном входном напряжении.
Iout (min) = наименьший ожидаемый ток нагрузки для достижения этого выхода.

По приведенной выше формуле определяется L (мин), которая представляет собой минимальную рекомендуемую индуктивность, ниже которой сердечник будет терять магнитный поток при наименьшем номинальном токе нагрузки для этого конкретного выхода.

Убедитесь, что вы спланировали схему, которая позволяет работать без какой-либо нагрузки. Несомненно, вы не можете заменить ноль на Iout (min), потому что это может способствовать получению L (min) числа бесконечности. И, конечно же, это невозможно вообразить, не так ли?

Это означает, что вам необходимо выбрать минимально допустимый ток.

Работайте с резисторной нагрузкой на выходе источника питания, чтобы в случае отсутствия нагрузки эта резисторная нагрузка обеспечивала минимальную нагрузку.

Iout (min) должен быть достаточно значительным, чтобы L (min) определенно не было чрезмерно большим; Кроме того, он не должен быть чрезмерно массивным, что может вызвать чрезмерный дефицит мощности и, следовательно, отрицательный КПД из-за рассеивания мощности в выходном резисторе.

Обычно этот резистор называют фиктивной нагрузкой, исключительной целью которой всегда является обеспечение минимальной нагрузки, если на выходе преобразователя / источника питания почти нет другой нагрузки.

Видя, что мы понимаем минимально необходимую индуктивность, мы должны понимать количество витков, которые нужно включить в наш сердечник.2

L — индуктивность, N — количество витков. Использование M в качестве аргумента:

L = √ L / AL

Таким образом, вот формула, которая может использоваться для вычисления количества витков при определении предпочтительной индуктивности.

Иногда вы, вероятно, не знакомы с оценкой AL. Вы, возможно, не узнаете спецификацию компонента ядра, которым вы владеете, поэтому не сможете идентифицировать таблицу.

Независимо от объяснения, можно экспериментально определить оценку AL.

Сделайте несколько оборотов и определите индуктивность с помощью L-метра. После этого измерьте индуктивность для наборов с различным числом витков.

Сделайте это снова для всех этих выбранных чисел оборотов. Следовательно, определите индуктивность, например, для 5, 10, 20, 40 витков, после чего для каждого и каждого определите значение AL. Получите среднее значение AL.

Можно сделать набросок графика зависимости L от N2. Градиент наиболее эффективной линии совпадения может быть значением AL.Вы также можете математически определить градиент «линии регрессии». Выполняйте любой курс, который вы понимаете, самый быстрый.

А сейчас давайте рассмотрим конкретный пример, чтобы решить то, что вы понимали до этого момента.

Оговоримся, что наш преобразователь является полумостовым преобразователем.

Входное напряжение преобразователя будет отличаться от 150 В переменного тока (212 В постоянного тока) до 250 В переменного тока (354 В постоянного тока). Выходное напряжение преобразователя может составлять 14 В постоянного тока. Частота поворота 50 кГц.

Первичная обмотка трансформатора: 26 витков
Вторичная обмотка трансформатора: 4 + 4 витка

Формула для расчета минимальной существенной индуктивности:

L (мин) = [Vin (макс.) — V (выход) x T (ВКЛ.) / 1,4 x Iout (мин.)

Нам нужно будет оценить выходное напряжение с вторичной обмоткой трансформатора на входе 354 В постоянного тока, что может быть нашим оптимальным входным напряжением.

Считаем, что падение напряжения на выпрямительном диоде составляет 1В. Следовательно, типичное выходное напряжение во вторичной обмотке трансформатора составляет 15 В.Соотношение витков трансформатора (первичная: вторичная) = 26: 4 = 6,5

Таким образом, в любое время типичное вторичное напряжение равно 15 В, типичное напряжение на первичной обмотке трансформатора составляет 6,5 * 15 В = 97,5 В. В случае, если рабочий цикл составлял 100%, напряжение на первичной обмотке трансформатора могло быть 177 В (50% напряжения шины постоянного тока — с учетом полумостовой топологии). Следовательно, рабочий цикл (97,5 / 177) * 100% = 55%.

Среднее выходное напряжение на вторичной обмотке трансформатора будет 15 В с рабочим циклом 55%. Следовательно, максимальное выходное напряжение составляет 15 В / 0.55 = 27,3 В, и тогда предполагается уменьшение диода на 1 В. Следовательно, Vin (макс.) Составляет 26,3 В.

При оптимальном входном напряжении рабочий цикл, вероятно, будет наименьшим. Это может быть любое время, когда перерыв будет самым большим.

Теперь мы определили значение рабочего цикла 55% — это фактически минимальное значение рабочего цикла. Поскольку частота переключения составляет 50 кГц, период времени составляет 20 мкс. Период выключения составляет 0,45 * 20 мкс = 9 мкс. Это наш Toff (est).

Предположим, что конкретная минимальная нагрузка будет потреблять ток 500 мА.При использовании выхода 14 В и тока 500 мА рассеиваемое на выходном резисторе электричество, вероятно, составит:

P = VI = 14 x 0,5 Вт = 7 Вт

Это определенно большая мощность! В случае согласия, обязательно используйте минимальную нагрузку 500 мА. Если вы решите довести минимальную нагрузку до 250 мА, вы уменьшите рассеиваемую мощность (см. Выше) до 3,5 Вт.

Итак, теперь мы выяснили все существенные переменные. Давайте объединим их в формулу.-6 / 1,4 x 0,25

= 316uH

Часто это минимальная ожидаемая индуктивность. Не стесняйтесь использовать индуктивность выше установленного минимального числа, учитывая, что вы правильно определили минимальную существенную индуктивность.

Предположим, мы будем использовать индуктивность 450 мкГн. Предположим, что мы выбрали тороидный сердечник с оценкой AL 64 нГн за виток в квадрате.

Начнем с того, что ожидаемая индуктивность составляет 316 мкГн, что может быть эквивалентно 316000 нГн.

Поэтому предпочтительный диапазон оборотов:

Это может быть 70 или 71 виток. Часто это для 316 мкГн.

Относительно 450 мкГн:

Сделаем примерно 84 витка.

Итак … теперь вы знаете, как рассчитать количество оборотов трансформатора SMPS в домашних условиях, и вы можете применить это простое решение, чтобы определить необходимую выходную индуктивность для любого преобразователя, в котором используются прямой, двухтактный, полумостовой или полномостовая топология. Это легко, а также. Будем надеяться, что у меня лично была возможность дать вам возможность понять без сомнения.Я хочу быть благодарен за ваши отзывы и мнения!

(PDF) Расчет выбора трансформатора для проектирования импульсного источника питания с обратным ходом

Содержимое этой работы может использоваться в соответствии с условиями лицензии Creative Commons Attribution 3.0. Любое дальнейшее распространение

этой работы должно содержать указание на автора (авторов) и название работы, цитирование журнала и DOI.

Опубликовано по лицензии IOP Publishing Ltd

MEACM 2018

IOP Conf.Серия: Материаловедение и инженерия 544 (2019) 012054

IOP Publishing

doi: 10.1088 / 1757-899X / 544/1/012054

1

Расчет выбора трансформатора для разработки Flyback

Импульсный источник питания

Хао Ни1, Айся Ву2 *, Синь Чжан3, Руолин Руань4, Юнхонг Ху5 и Вэй Чжан6

1 Доцент, Хубэйский университет науки и технологий, Сяньнин, КНР

2 * Преподаватель, Хубэйский университет науки и технологий, Сяньнин, КНР

3 Генеральный директор, Hubei Tongda Power Supply Company Limited, Xianning, PRC

4 Профессор, Хубэйский университет науки и технологий, Xianning, PRC

5 Профессор, Hubei University of Science and Technology, Xianning, PRC

6 Старший инженер , Хубэйский университет науки и технологий, Сяньнин, КНР

Эл. Почта: 278928643 @ qq.com

Аннотация. Широтно-импульсная модуляция (ШИМ) — один из самых популярных методов создания импульсных источников питания

. В этой статье описана основа для разработки нового импульсного источника питания с обратным ходом

с интегральной схемой с ШИМ. Для удовлетворения проектных требований,

подробно обсуждается важный этап расчета выбора трансформатора. Метод P

— это метод

, используемый при расчете трансформатора. Затем пошагово вычисляются некоторые другие параметры трансформатора, такие как коэффициент трансформации

, первичный ток трансформатора, индуктивность первичной обмотки трансформатора, виток трансформатора

и воздушный зазор, а также диаметр провода обмотки.

Предлагаемый импульсный источник питания с выбранным трансформатором имеет более простую схему и на

более высокую точность. Различные диапазоны входного и выходного напряжения, необходимые для различных электроприборов

, могут быть вполне удовлетворены.

1. Введение

При разработке импульсных источников питания эффективность является одним из наиболее важных показателей.

Пока КПД бытовых импульсных источников питания в основном составляет около 70%. Чтобы ответить на призыв

об экономии энергии и сокращении выбросов в Китае, концепция дизайна будущего импульсного источника питания

должна быть сосредоточена на снижении потерь и повышении эффективности при проектировании.Потери импульсного источника питания

складываются из потерь входного выпрямителя, потерь переключения, потерь в буферной цепи, потерь проводимости

, потерь трансформатора и индуктивности и т. Д. Помимо потери входного выпрямителя, могут быть все другие потери

. уменьшенный. В эти годы относительно новой технологией является использование импульсного синхронного выпрямителя

при нулевом напряжении / нулевом токе для уменьшения коммутационных потерь и потерь привода сети синхронного выпрямителя

[1-2]. В будущем можно будет использовать управление скачкообразной перестройкой периода для уменьшения малой нагрузки и потерь в режиме ожидания.

Есть много способов повысить эффективность, например пассивная демпферная схема без потерь, синхронный выпрямитель

, микросхема управления с низким энергопотреблением и так далее. Топология Flyback зарекомендовала себя как эффективное решение для импульсного источника питания

благодаря его низкой стоимости и высокой эффективности [3]. Например, адаптеры и зарядные устройства для ноутбуков AC-DC

реализованы с помощью преобразования мощности с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ).

Таким образом, чтобы повысить эффективность и уменьшить потери, в этой статье предлагается новый импульсный источник питания

с обратным переключением для электронных устройств с низким энергопотреблением.

Остальная часть этого документа организована следующим образом. Во-первых, принципы работы будут предложены в Разделе

2. Во-вторых, в Разделе 3 будут описаны конструктивные показатели и структура системы. В этом разделе

Как рассчитать трансформаторы с ферритовым сердечником

Расчет ферритового трансформатора — это процесс, в котором Инженеры оценивают различные характеристики обмотки и размер сердечника трансформатора, используя феррит в качестве материала сердечника. Это помогает им создать идеально оптимизированный трансформатор для конкретного приложения.

В сообщении представлено подробное объяснение того, как рассчитать и разработать индивидуальные трансформаторы с ферритовым сердечником. Содержание легко понять и может быть очень удобно для инженеров, работающих в области силовой электроники и производящих инверторы SMPS.

Почему ферритовый сердечник используется в высокочастотных преобразователях

Вы, возможно, часто задавались вопросом, почему ферритовые сердечники используются во всех современных импульсных источниках питания или преобразователях SMPS. Верно, он предназначен для достижения более высокой эффективности и компактности по сравнению с источниками питания с железным сердечником, но было бы интересно узнать, как ферритовые сердечники позволяют нам достичь такой высокой степени эффективности и компактности?

Это связано с тем, что в трансформаторах с железным сердечником железный материал имеет гораздо более низкую магнитную проницаемость, чем ферритовый материал.Напротив, ферритовые сердечники обладают очень высокой магнитной проницаемостью.

Это означает, что под воздействием магнитного поля ферритовый материал может достигать очень высокой степени намагничивания, лучше, чем все другие формы магнитных материалов.

Более высокая магнитная проницаемость означает меньшее количество вихревых токов и меньшие коммутационные потери. Магнитный материал обычно имеет тенденцию генерировать вихревой ток в ответ на повышение частоты магнитного поля.

По мере увеличения частоты вихревой ток также увеличивается, вызывая нагрев материала и увеличение импеданса катушки, что приводит к дополнительным коммутационным потерям.

Ферритовые сердечники благодаря своей высокой магнитной проницаемости могут более эффективно работать на более высоких частотах благодаря меньшим вихревым токам и меньшим коммутационным потерям.

Теперь вы можете подумать, почему бы не использовать более низкую частоту, поскольку это, наоборот, поможет уменьшить вихревые токи? Это кажется верным, однако более низкая частота также означала бы увеличение количества витков для того же трансформатора.

Поскольку более высокие частоты допускают пропорционально меньшее количество витков, трансформатор становится меньше, легче и дешевле.Вот почему SMPS использует высокую частоту.

Топология инвертора

В инверторах с импульсным режимом обычно используются два типа топологии: двухтактная и полный мост. Двухтактный использует центральный отвод для первичной обмотки, в то время как полный мост состоит из одной обмотки как для первичной, так и для вторичной обмотки.

На самом деле обе топологии имеют двухтактный характер. В обоих вариантах на обмотку подается непрерывно переключаемый обратный и прямой переменный ток от полевых МОП-транзисторов, колеблющийся с заданной высокой частотой, имитируя двухтактное действие.

Единственное принципиальное различие между ними заключается в том, что первичная сторона трансформатора с центральным ответвлением имеет в 2 раза больше витков, чем у полномостового трансформатора.

Как рассчитать трансформатор инвертора с ферритовым сердечником

Расчет трансформатора с ферритовым сердечником на самом деле довольно прост, если у вас есть все указанные параметры.

Для простоты мы попытаемся решить формулу на примере настройки, скажем, для трансформатора на 250 Вт.

Источником питания будет аккумулятор на 12 В.Частота переключения трансформатора будет 50 кГц, что является типичным значением для большинства инверторов SMPS. Предположим, что на выходе будет 310 В, что обычно является пиковым значением 220 В (среднеквадратичное значение).

Здесь 310 В будет после выпрямления через мостовой выпрямитель с быстрым восстановлением и LC-фильтры. Выбираем ядро ​​как ETD39.

Как мы все знаем, когда используется батарея 12 В, ее напряжение никогда не бывает постоянным. При полной зарядке значение составляет около 13 В, которое продолжает падать по мере того, как нагрузка инвертора потребляет энергию, пока, наконец, батарея не разрядится до минимального предела, который обычно составляет 10.5 В. Поэтому для наших расчетов мы будем рассматривать 10,5 В как значение напряжения питания для В _{в (мин)} .

Обороты первичной обмотки

Стандартная формула для расчета числа витков первичной обмотки приведена ниже:

N _{(первичный)} = В _{дюйм (ном.)} x 10 ⁸ /4 x f x B _max x A _c

Здесь N _{(первичный)} относится к номерам первичных витков.Поскольку в нашем примере мы выбрали двухтактную топологию с центральным ответвлением, полученный результат будет составлять половину от общего количества необходимых витков.

• Vin _(ном.) = Среднее входное напряжение. Поскольку наше среднее напряжение батареи составляет 12 В, возьмем Vin _(ном.) = 12.
• f = 50 кГц или 50 000 Гц. Это предпочтительная частота переключения, выбранная нами.
• B _max = максимальная плотность потока в гауссах.В этом примере мы предположим, что B _max находится в диапазоне от 1300G до 2000G. Это стандартное значение для сердечников трансформаторов на основе феррита. В этом примере давайте установим 1500G. Таким образом, мы имеем B _max = 1500. Более высокие значения B _max не рекомендуются, так как это может привести к достижению трансформатором точки насыщения. И наоборот, более низкие значения B _max могут привести к недоиспользованию ядра.
• A _c = Эффективная площадь поперечного сечения в см ² .Эту информацию можно получить из паспортов ферритовых сердечников. Вы также можете найти A _c , представленный как A _e . Для выбранного сердечника с номером ETD39 эффективная площадь поперечного сечения, указанная в листе технических данных, составляет 125 мм ² . Это равно 1,25 см ² . Следовательно, A _c = 1,25 для ETD39.

Приведенные выше цифры дают нам значения всех параметров, необходимых для расчета первичных витков нашего инверторного трансформатора SMPS.Следовательно, подставляя соответствующие значения в приведенную выше формулу, получаем:

N _{(первичный)} = V _{дюйм (номинальный)} x 10 ⁸ /4 x f x B _макс x A _c

N _{(первичный)} = 12 x 10 ⁸ /4 x 50000 x 1500 x 1,2

N _{(первичный)} = 3,2

Начиная с версии 3.2 является дробным значением и может быть трудно реализовать на практике, мы округлим его до трех оборотов.Однако, прежде чем окончательно определить это значение, мы должны выяснить, совместимо ли значение B _max и находится ли оно в допустимом диапазоне для этого нового округленного значения 3.

Потому что уменьшение количества витков вызовет пропорциональное увеличение B _max , поэтому становится обязательной проверить, находится ли увеличенное значение B _max в пределах допустимого диапазона для наших 3 витков первичной обмотки.

Проверка счетчика B _max путем подстановки следующих существующих значений получаем:
Vin _(nom) = 12, f = 50000, N _pri = 3, A _с = 1.25

B _макс = V _{дюйм (номинал)} x 10 ⁸ /4 x f x N _{(первичный)} x A _c

B _макс. = 12 x 10 ⁸ /4 x 50000 x 3 x 1,25

B _макс. = 1600

Как видно, новый B _{макс. Значение} для N _{( pri)} = 3 витка выглядит нормально и находится в пределах допустимого диапазона.Это также означает, что если в любой момент вам захочется изменить количество витков N _{(первичный)} , вы должны убедиться, что оно соответствует новому значению B _max .

Напротив, можно сначала определить B _max для желаемого числа витков первичной обмотки, а затем отрегулировать число витков до этого значения, соответствующим образом изменив другие переменные в формуле.

Обороты вторичной обмотки

Теперь мы знаем, как рассчитать первичную обмотку ферритового инверторного трансформатора SMPS, пора взглянуть на другую сторону, то есть на вторичную обмотку трансформатора.

Поскольку пиковое значение должно быть 310 В для вторичной обмотки, мы хотели бы, чтобы значение сохранялось для всего диапазона напряжения батареи, начиная с 13 В до 10,5 В.

Без сомнения, нам придется использовать систему обратной связи для поддержания постоянный уровень выходного напряжения для противодействия низкому напряжению батареи или возрастающим колебаниям тока нагрузки.

Но для этого должен быть некоторый верхний запас или запас для облегчения этого автоматического управления. Запас +20 В выглядит достаточно хорошо, поэтому мы выбираем максимальное пиковое выходное напряжение как 310 + 20 = 330 В.

Это также означает, что трансформатор должен быть рассчитан на выдачу 310 В при минимальном напряжении батареи 10,5.

Для управления с обратной связью мы обычно используем саморегулирующуюся схему ШИМ, которая увеличивает ширину импульса при низком заряде батареи или высокой нагрузке и пропорционально сужает ее при отсутствии нагрузки или при оптимальных условиях работы батареи.

Это означает, что при низком уровне заряда батареи ШИМ должен автоматически настраиваться на максимальный рабочий цикл для поддержания предусмотренного выхода 310 В. Можно предположить, что этот максимальный ШИМ составляет 98% от общего рабочего цикла.

Зазор 2% оставлен на мертвое время. Мертвое время — это нулевой интервал напряжения между каждой частотой полупериода, в течение которого полевые МОП-транзисторы или определенные силовые устройства остаются полностью отключенными. Это гарантирует гарантированную безопасность и предотвращает прострождение полевых МОП-транзисторов в переходные периоды двухтактных циклов.

Следовательно, входное питание будет минимальным, когда напряжение батареи достигнет минимального уровня, то есть когда В _дюйм = В _{дюйм (мин)} = 10.5 В. Это приведет к тому, что рабочий цикл будет максимально 98%.

Приведенные выше данные могут быть использованы для расчета среднего напряжения (среднеквадратичное значение постоянного тока), необходимого для того, чтобы первичная сторона трансформатора генерировала 310 В на вторичной, при минимальном уровне заряда батареи 10,5 В. Для этого мы умножаем 98% на 10,5. , как показано ниже:

0,98 x 10,5 В = 10,29 В, это номинальное напряжение, которое должно иметь первичная обмотка трансформатора.

Теперь мы знаем максимальное вторичное напряжение, которое составляет 330 В, и мы также знаем первичное напряжение, которое равно 10.29 В. Это позволяет нам получить соотношение двух сторон как: 330: 10,29 = 32,1.

Поскольку коэффициент номинального напряжения равен 32,1, коэффициент передачи также должен быть в том же формате.

Значение, x: 3 = 32,1, где x = витки вторичной обмотки, 3 = витки первичной обмотки.

Решая это, мы можем быстро получить вторичное число витков

Следовательно, вторичные витки = 96,3.

Рисунок 96.3 — это количество витков вторичной обмотки, которое нам нужно для предлагаемого ферритового инверторного трансформатора, который мы проектируем.Как указывалось ранее, поскольку дробные значения трудно реализовать на практике, мы округляем его до 96 оборотов.

На этом наши расчеты завершены, и я надеюсь, что все читатели, должно быть, поняли, как просто рассчитать ферритовый трансформатор для конкретной схемы инвертора SMPS.

Расчет вспомогательной обмотки

Вспомогательная обмотка — это дополнительная обмотка, которая может потребоваться пользователю для некоторой внешней реализации.

Допустим, помимо 330 В на вторичной обмотке вам понадобится еще одна обмотка для получения 33 В для светодиодной лампы.Сначала мы рассчитаем соотношение витков вторичной обмотки : вспомогательной обмотки относительно номинала вторичной обмотки 310 В. Формула:

N _A = V _sec / (V _aux + V _d )

N _A = вторичное: вспомогательное соотношение, В _сек = вторичное регулируемое выпрямленное напряжение, В _aux = вспомогательное напряжение, В _d = значение прямого падения диода для выпрямительного диода. Поскольку нам нужен высокоскоростной диод, мы будем использовать выпрямитель Шоттки с V _d = 0.5V

Решение дает нам:

N _A = 310 / (33 + 0,5) = 9,25, округлим его до 9.

Теперь давайте вычислим количество витков, необходимых для вспомогательной обмотки, мы получим это по формуле:

N _доп. = N _сек / N _A

Где N _доп. = вспомогательные витки, N _сек = вторичные витки, N _A = вспомогательное передаточное число.

Из наших предыдущих результатов мы имеем N _сек = 96 и N _A = 9, подставляя их в приведенную выше формулу, мы получаем:

N _aux = 96/9 = 10.66, в округлении получается 11 оборотов. Таким образом, для получения 33 В нам потребуется 11 витков на вторичной стороне.

Таким образом, вы можете выбрать размер вспомогательной обмотки по своему усмотрению.

В этом посте мы узнали, как рассчитать и спроектировать инверторные трансформаторы на основе ферритового сердечника, выполнив следующие шаги:

• Расчет первичных витков
• Расчет вторичных витков
• Определить и подтвердить B _max
• Определите максимальное вторичное напряжение для ШИМ-управления с обратной связью
• Найдите передаточное отношение первичной вторичной обмотки
• Вычислите количество витков вторичной обмотки
• Вычислите количество витков вспомогательной обмотки

Используя вышеупомянутые формулы и расчеты, заинтересованный пользователь может легко спроектировать индивидуальный Инвертор на основе ферритового сердечника для применения в импульсных источниках питания.

Для вопросов и сомнений, пожалуйста, используйте поле для комментариев ниже, я постараюсь решить не раньше

Более подробную информацию можно найти по этой ссылке:

Как рассчитать импульсные источники питания

Трансформатор Smps калькулятор

[gravityform id = 1 title = false description = false tabindex = 0]

[gravityform id = 1 title = false description = false tabindex = 0]

— MCI Transformer Corporation

Руководство по применению базового блока питания

Используются четыре основных типа блоков питания:

• Нерегулируемый линейный
• Регулируемый линейный
• Феррорезонанс
• Режим переключения

Различия между четырьмя типами включают постоянное выходное напряжение, экономическую эффективность, размер, вес и пульсации.В этом руководстве объясняется каждый тип источника питания, описывается принцип работы и выделяются преимущества и недостатки каждого из них.

1. Нерегулируемый линейный источник питания

Нерегулируемые источники питания содержат четыре основных компонента: трансформатор, выпрямитель, конденсатор фильтра и резистор утечки.

Этот тип источника питания из-за своей простоты является наименее дорогим и наиболее надежным для требований низкого энергопотребления. Недостатком является непостоянство выходного напряжения.Оно будет меняться в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки, а пульсации не подходят для электронных приложений. Пульсации можно уменьшить, заменив конденсатор фильтра на фильтр IC (индуктор-конденсатор), но затраты на это изменение сделают использование регулируемого линейного источника питания более экономичным выбором.

2. Регулируемый линейный источник питания

Регулируемый линейный источник питания идентичен нерегулируемому линейному источнику питания, за исключением того, что вместо спускного резистора используется трехконтактный стабилизатор.

Регулируемый линейный источник питания решает все проблемы нерегулируемого источника питания, но не так эффективен, потому что трехконтактный регулятор будет рассеивать избыточную мощность в виде тепла, которое должно быть учтено в конструкции источника питания. Выходное напряжение имеет незначительные пульсации, очень маленькую регулировку нагрузки и высокую надежность, что делает его идеальным выбором для использования в электронных устройствах с низким энергопотреблением.

3. Источники питания феррорезонансные

Феррорезонансный источник питания очень похож на нерегулируемый источник питания, за исключением характеристик феррорезонансного трансформатора.

Феррорезонансный трансформатор будет обеспечивать постоянное выходное напряжение в широком диапазоне входного напряжения трансформатора. Проблемы с использованием феррорезонансного источника питания заключаются в том, что он очень чувствителен к незначительным изменениям частоты сети и не может быть переключен с 50 Гц на 60 Гц, и что трансформаторы рассеивают больше тепла, чем обычные трансформаторы. Эти источники питания тяжелее и будут иметь более слышимый шум от резонанса трансформатора, чем регулируемые линейные источники питания.

4. Импульсные источники питания

Импульсный источник питания имеет выпрямитель, конденсатор фильтра, последовательный транзистор, регулятор, трансформатор, но он более сложен, чем другие источники питания, которые мы обсуждали. Схема ниже представляет собой простую блок-схему и не отображает все компоненты источника питания.

Переменное напряжение выпрямляется до нерегулируемого постоянного напряжения с помощью последовательного транзистора и регулятора. Этот постоянный ток прерывается до постоянного высокочастотного напряжения, что позволяет значительно уменьшить размер трансформатора и позволяет использовать источник питания гораздо меньшего размера.Недостатки этого типа источника питания состоят в том, что все трансформаторы должны изготавливаться по индивидуальному заказу, а сложность источника питания не подходит для низкопроизводительных или экономичных применений с низким энергопотреблением.

---

Выпрямительные схемы для регулируемых линейных источников питания

Исходя из нашего предыдущего описания, регулируемый линейный источник питания является наиболее экономичной конструкцией с низким энергопотреблением, низким уровнем пульсаций и низким уровнем регулирования, который подходит для электронных приложений.В этом разделе мы объясним четыре основных используемых схемы выпрямления:

• Полуволна
• Полноволновой центральный отвод
• Полноволновой мост
• Двойной дополнительный

1. Полуволновые схемы

Поскольку конденсаторный входной фильтр потребляет ток из схемы выпрямления только короткими импульсами, частота импульсов вдвое меньше, чем у двухполупериодной схемы, поэтому пиковый ток этих импульсов настолько велик, что эту схему не рекомендуется использовать для Мощность постоянного тока более 1/2 Вт.

2. Полноволновые схемы с центральным ответвлением

Двухполупериодный выпрямитель одновременно использует только половину обмотки трансформатора. Номинальный вторичный ток трансформатора должен в 1,2 раза превышать постоянный ток источника питания. Напряжение вторичной обмотки трансформатора должно быть примерно в 0,8 раза больше напряжения постоянного тока нерегулируемого источника питания на каждую сторону центрального ответвления, или трансформатор должно быть в 1,6 раза больше напряжения постоянного тока с центральным ответвлением.

3.Полноволновой мост

Двухполупериодная мостовая схема выпрямления является наиболее рентабельной, поскольку для нее требуется трансформатор с более низким номиналом в ВА, чем двухполупериодный выпрямитель. В двухполупериодном мосте вся вторичная обмотка трансформатора используется в каждом полупериоде, в отличие от двухполупериодного центрального отвода, который использует только половину вторичной обмотки в каждом полупериоде. Номинальный вторичный ток трансформатора должен в 1,8 раза превышать постоянный ток источника питания. Вторичное напряжение трансформатора должно быть приблизительно.В 8 раз больше постоянного напряжения нерегулируемого источника питания.

4. Двойной дополнительный выпрямитель

Двойной дополнительный выпрямитель используется для подачи положительного и отрицательного выходного постоянного тока с одинаковым напряжением. В большинстве случаев отрицательный ток значительно меньше, чем требуемый положительный ток, поэтому отношение напряжения и тока переменного тока к напряжению и току постоянного тока должно быть таким же, как и для двухполупериодного центрального отвода, описанного ранее.

---

Как указать трансформатор

Регулируемый линейный источник питания используется для обеспечения постоянного выходного напряжения при различных нагрузках, а также для изменения входного напряжения. Все наши расчеты для определения правильного трансформатора предполагают, что входное напряжение может варьироваться от 95 до 130 В и не влияет на выход нашего источника питания.

Формула, используемая для определения напряжения переменного тока, требуемого от трансформатора, выглядит следующим образом:

• В = Выходное напряжение
• Vreg = Падение напряжения регулятора = 3v
• Vrec = Падение напряжения на диодах = 1.25 В
• Врип = пульсация напряжения = 10% от постоянного тока
• Vном = 115 В
• Vlowline = 95 В
• .9 = КПД выпрямителя

Мы суммировали все расчеты для трех основных схем выпрямления в таблице ниже:

Схема выпрямления	RMS НАПРЯЖЕНИЕ (ВОЛЬТ)	RMS ТОК (AMPS)
Полноволновый центральный метчик	В переменного тока C.Т. = 2,092 x Vdc ​​+ 8,08	IAC = IDC x 1,2
Полноволновой мост	В переменного тока = 1,046 x В постоянного тока +4,04	IAC = IDC x 1,8
Двойной дополнительный	В переменного тока CT = 2,092 X В постоянного тока = 8,08	IAC = IDC x 1,8

Существуют регуляторы с малыми потерями, которые имеют падение 0,5 В вместо 3 В, но в настоящее время они не рассматриваются из-за доступности.

ПРИМЕРЫ:

Пример # 1:

Регулируемый линейный источник питания необходим для 5 В постоянного тока на 1 АЦП с первичной обмоткой 115 В или 230 В, и вы не знаете, должен ли он быть двухполупериодным с центральным ответвлением или двухполупериодным мостом.

Полноволновый центральный ответвитель
В перем. Тока Т.Т. = 2,092 x В пост. Тока + 8,08	Iac = Idc x 1,2
В перем. Т. Т. = 2,092 x 5 + 8,08	Iac + 1 x 1,2
Vac C.T. = 18,54 C.T.	Iac = 1,2
VA = 18,54 x 1,2 = 22,5

Возможные варианты трансформаторов:
4-02-6020	Крепление для ПК UL
4-05-4020	Низкопрофильный
4-07-6020	Крепление на шасси UL
4-42-3020	Крепление для ПК VDE
4-44-6020	Крепление для ПК VDE
4-47-3020	Крепление на шасси VDE
4-49-4020	Крепление на шасси VDE

Полноволновой мост
Vac = 1.046 x Vdc ​​+ 5,23	Iac = Idc x 1,8
В переменного тока = 1,046 x В постоянного тока + 5,23	Iac = 1 x 1,8
Vac = 10,46	Iac = 1,8
VA = 10,46x 1,8 = 18,83

Возможные варианты трансформатора:
4-02-6010	Крепление для ПК UL
4-05-4010	Низкопрофильный
4-07-6010	Крепление на шасси UL
4-42-3010	Крепление для ПК VDE
4-47-6010	Крепление для ПК VDE
4-47-3010	Крепление на шасси VDE
4-49-4010	Крепление на шасси VDE

Пример № 2:

Регулируемый линейный источник питания необходим для 12 В постоянного тока при 250 мА постоянного тока с одним первичным напряжением 115 В, а двухполупериодный мост — это схемы выпрямления, которые вы будете использовать.

Полноволновой мост
Vac = 1,046 x Vdc ​​+ 4,04	Iac = Idc x 1,8
В пер. Тока = 1,046 x 12 + 4,04	Iac = 0,25 x 1,8
В пер. = 16,59	Iac = .45
VA = 16,59 x 0,45 = 7,47

Возможные варианты трансформатора:
4-01-5020	Крепление для ПК UL
4-03-4020	Крепление для ПК UL
4-05-3020	UL низкопрофильный кронштейн для ПК
4-06-5020	Крепление на шасси UL
4-41-2020	Крепление для ПК VDE
4-44-5020	Крепление для ПК VDE
4-46-2020	Крепление на шасси VDE

При использовании источников питания убедитесь, что выбранный регулятор имеет достаточный теплоотвод для рассеивания мощности при высокой полной нагрузке линии.

Пример № 3:

Регулируемый линейный источник питания необходим для напряжения ± 15 В постоянного тока при 50 мА с первичной обмоткой 115 В.

Двойной дополнительный:
В перем. Тока CT = 2,092 x В пост. Тока x 8,08	Iac = Idc x 1,8
В перем. Тока CT = 2,092 x 15 + 8,08	Iac = 0,050 x 1,8
В перем. Тока CT = 39,46	Iac = 0,090
ВА = 39.46 x 0,090 = 3,55

Возможные варианты трансформатора:
4-01-4036	Крепление для ПК UL
4-03-3040	Крепление для ПК UL
4-05-2040	UL низкопрофильный кронштейн для ПК
4-06-4036	Крепление на шасси UL
4-44-4036	Крепление для ПК VDE

Давайте теперь посмотрим, как регулятор будет рассеивать тепло в худших условиях при высокой линии (= 130 В) и полной нагрузке.