Отрицательная индуктивность: Отрицательная катушка индуктивности — RC74 — интернет-магазин радиоуправляемых моделей

Содержание

Отрицательная катушка индуктивности

Как результат интерпретации по главному принципу относительности, может быть найдено, что явление противоположной самоиндукции вызвано изменением относительной величины потока между одинаковыми типами электрических зарядов. В качестве использования явления, было бы возможно произвести электроэнергию из пространства при уменьшении энтропии. Теперь я представлю основной элемент схемы, создающий это.

Ток проводимости это относительный поток между свободными электронами, несущими отрицательный заряд и ионами, несущими положительный заряд. Короче говоря, это относительный поток между различными видами зарядов. В этом случае, происходит нормальная самоиндукция. Чтобы производить противоположную самоиндукцию в токе проводимости, необходимо делать относительный поток между одинаковыми видами электрических зарядов. Чтобы сделать это, надо положительные ионы заменить на отрицательные ионы, или свободные электроны должны быть заменены на позитроны. Однако это невозможно, исходя из понимания материи. Также опыт, по переносу относительного потока между различными видами зарядов, заряжая проводник отрицательно, является нереалистичным. Причина — то, что необходимо концентрировать отрицательный заряд близко к проводнику contraly к силе Coulomb. Кроме того, большее количество отрицательных зарядов, чем положительных ионов в проводнике необходимо. Конечно, это невозможно.

Сначала, давайте представим ток проводимости, который не вызвал бы самоиндукцию. Это означает ток без собственного магнитного поля, то есть двухсторонний ток. Это два вида токов, которые одинаковы по величине и противоположны по направлению, ток в двух параллельных электрических проводниках, магнитные поля их не проявляются, подавляемые друг другом. Представляя эти сдвоенные проводники, как одинарный проводник, с точки зрения положительных ионов, величина потока свободных электронов, текущих налево, равно потоку текущему направо. Соответственно, магнитное поле не появляется с точки зрения ионов. Следуя этому предположению, с точки зрения свободных электронов, текущих налево, половина всех свободных электронов, может быть представлена, как ионы текущие направо с двойной ионной скоростью. То есть величина потока свободных электронов равна величине потока ионов. Соответственно, магнитное поле не появляется, с точки зрения свободных электронов, текущих налево. С другой стороны, рассматривая ситуацию с точки зрения свободных электронов, текущих направо, половина из всех свободных электронов, как ионы текут налево с двойной ионной скоростью. То есть величина потока свободных электронов равна величине потока ионов. Соответственно, магнитное поле не появляется, с точки зрения свободных электронов, текущих направо.

Диаг_04а.gif

ДИАГРАММА 4 относительный поток зарядов в бифилярных проводах ( магнитное поле отсутствует)

Диаг_04.gif

Предположим, что два тока одинаковой величины текут в противоположном направлении в двойных электрических проводах. Когда изменяется ток, происходит изменение величины потока положительных электрических зарядов всегда равное изменению величины потока отрицательных электрических зарядов, т.е. изменяется поток свободных электронов. Соответственно, изменяющаяся величина потока электрических зарядов, появляющегося на заднем плане (на подложке) из свободных электронов, не приводит к изменению магнитного поля. Без изменения магнитного поля, наведенное электрическое поле не может появляться. И относительная самоиндукция между потоком электронов и фоном не возникает.

Когда ток изменяется в условии, что фон (подложка) бифилярных проводов заряжен отрицательно, происходит относительное изменение величины потока между свободными электронами, текущими в проводниках и свободными электронами на заднем плане (в подложке). То есть возможность изменить относительную величину потока этого вида зарядов. В это время проявляется отрицательная самоиндукция с отрицательной энергией.

Диаг_05.gif

NGflow.gif

ДИАГРАММА 5

Когда фон (подложка) под бифилярными проводами заряжен отрицательно, магнитные поля с отрицательной энергией, появляется с точки зрения свободных электронов в Группе А и Группе B отрицательной самоиндукцией.

Двойные катушки могут быть сделаны, в два электрических провода с магнитным сердечником. После того, как мы зарядим магнитный сердечник отрицательно, относительно потока электрического тока в двойных катушках, именно тогда явление относительной противоположной самоиндукции появляется между свободными электронами, около магнитного сердечника и свободных электронов, текущих в двойных катушках. В результате этого, отрицательная энергия может быть запасена в среде, где появляется относительное магнитное поле. Мы вводим название отрицательная катушка индуктивности катушке индуктивности, которая состоит из магнитного сердечника, электрически заряженного отрицательно и двойных катушек (неиндуктивная катушка) в которых токи одинаковы и противоположно направлены.

Диаг_06.gif

ДИАГРАММА 6 ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ КАТУШКА ИНДУКТИВНОСТИ

ДИАГРАММА 6 — вариант самой простой отрицательной катушки индуктивности. Чтобы увеличивать электростатическую емкость магнитного сердечника, два алюминиевых цилиндра с различными диаметрами установлены коаксиально к магнитному сердечнику. Наматывая непосредственных на него два эмалированных провода плотно по внешнему цилиндру (в диаграмме, один провод обозначен с синим, другой с красным), одни концы проводов замкнуты а другие концы разомкнуты. Два разомкнутых конца являются выводами отрицательной катушки индуктивности. Чтобы генерировать относительное магнитное поле, которое наблюдается с точки зрения свободных электронов, текущих в катушке, и появляющееся в направлении, которое создает противоположная самоиндукция, необходимо зарядить внешний цилиндр отрицательно, а внутренний цилиндр положительно. Если цилиндры заряжены с противоположно рекомендации, в двойных катушках возникает положительная индуктивность.

К ДИАГРАММЕ 6, исходные условия:

а = 30 mm (диаметр – 60мм),

b = 50 mm (диаметр – 100мм),

c = 1200 mm, радиус проволоки (медь), создающей электрической катушку 0,1мм (диаметр – 0,2мм),

напряжение приложенное к магнитному сердечнику,

внутренний цилиндр заряжен положительно, а внешний цилиндр — отрицательно. И два близко расположенных вывода от катушки. При условии, что двойные катушки этой отрицательной катушки индуктивности имеют потенциал 500 В, электродвижущая сила противоположной самоиндукции — 15 В, в начальный момент времени.

Направление электродвижущей силы противоположной самоиндукции в увеличивающемся токе равно направлению начального приложенного напряжения. Соответственно, в выше приведенном случае, при начальном напряжении 500 В, полное напряжение немедленно достигает 515 В. При этом, наводятся намного большие токи и электродвижущие силы в направлении, способствующем увеличению тока. С такой бесконечной индукцией, ток может легко достигать предельного физического значения в короткое время. И когда ток вызван уменьшением управляющего напряжения, наведенная электродвижущая сила в направлении, которое способствует уменьшению тока, после того, как ток достигает нуля немедленно, он начинает быстро увеличиваться в противоположном направлении.

Отрицательная индуктивность отрицательной катушки индуктивности пропорциональна произведению скорости изменения относительных магнитных потоков, проникающих в катушку и числу витков катушки, подобно основной катушке индуктивности. При повышении напряжения, приложенного к магнитному сердечнику, общее число относительных магнитных потоков, проникающих в двойные катушки, может увеличиться.

В действующей схеме, с отрицательной катушкой индуктивности, необходимо минимизировать магнитные поля, чтобы полностью сохранить отрицательной индуктивность схемы.

Отрицательная катушка индуктивности хранит отрицательную энергию в пространстве, где проявляется относительное магнитное поле, и как противодействие, катушка индуктивности производит положительную энергию как электроэнергию. Свободные электроны, которые получили кинетическую энергию от пространства — как ускорение, возвращают кинетическую энергию пространству — как замедление. В нормальном проводнике, свободные электроны теряют кинетическую энергию, сталкиваясь с атомами. В этом случае, атомы, увеличивают энергию вибраций от столкновения со свободными электронами (повышают температуру). В электрическом проводе отрицательной катушки индуктивности, кинетическая энергия электронов входит и из пространства, так, чтобы электроны слабо влияли на атомы. По этой причине, свободные электроны работают на уменьшение тепловых колебаний атомов. То есть отрицательная катушка индуктивности, приведенная в действие, становится прохладной. То же самое явление происходит в отрицательном проводнике. Хотя свободные электроны в проводнике делают движения в случайном направлении при сталкивании с атомами, эти свободные электроны влияют на скорости друг друга так, что ток не проявляется макроскопически. Эта ситуация равна той, в которой эти два тока одинаковой величины в различных направлениях текут в неиндуктивных двойных катушках. При условии, что проводник заряжен отрицательно, каждый свободный электрон, имеющий тепловое движение может приносить противоположную самоиндукцию при ускорении или замедлении. Соответственно, проводник с отрицательным зарядом охлаждается, и поле отрицательной энергии появляется в пространстве. Таким образом, проводник, который стал отрицательно заряжен, может рассматриваться как работающий отрицательный проводник.

Наша перспективная задача состоят в том, чтобы развить вечный двигатель, используя отрицательную катушку индуктивности и изучить эффект антигравитации, созданный отрицательной катушкой индуктивности.

Диаг_07.gif

ДИАГРАММА 7 Отдельный цилиндр, заряженный отрицательно.

Коаксиальные цилиндры: внутренний цилиндр заражен положительно, а внешний цилиндр — отрицательно.

Образец магнитного сердечника, используемого в отрицательной катушке индуктивности, соленоидального типа. Двойные катушки наматывают вокруг цилиндра заряженного отрицательно.

Диаг_08.gif

ДИАГРАММА 8

Магнитный сердечник, используемый в отрицательной катушке индуктивности, тороидального типа. Внутренний цилиндр заряжен в отрицательно, а внешний цилиндр заряжен положительно. Неиндуктивный электрический провод размещен на поверхности внутреннего цилиндра по окружности в направлении его оси. Неиндуктивный электрический провод не помещен на внешнем цилиндре. Для свободных электронов, текущих в направлении оси цилиндра, заряженные двойные цилиндры равны тороидальной катушке.

Диаг_09.gif

ДИАГРАММА 9

Установка с металлическими шарами, которые заряжены отрицательно, симметрично вокруг оси бифилярных катушек (неиндуктивная катушка). Установка другого меньшего металлического шара, который заряжен положительно, на оси, отдельно от катушки. Поскольку неиндуктивная катушка не производит магнитное поле, в точке зрения свободных электронов, текущих в намотанном проводе в круговом движении, есть только магнитное поле, вызванное заряженными шарами. Это относительное магнитное поле проникает в катушку, и стимулирует появление противоположной самоиндукции.

reactor.jpg

Самовозбуждаемый генератор

Диаг_010.gif

Популярная RLC схема для генерации электрических колебаний.

В этой схеме, переключатель подключает катушку к заряженному конденсатору, когда осциллирующий ток равен:

Начальные условия:

E — основа естественного логарифма, e = 2.7182

d- постоянная затухания, d = R/2L (постоянный и независимый от времени)

Ток с затухающим колебанием, показанным в ДИАГРАММА 11

ДИАГРАММА 11 затухающее колебание

Когда сопротивление R = 0, постоянная затухания d = 0. В этой ситуации, ток становится незатухающим колебанием, показанным в ДИАГРАММА 12

ДИАГРАММА 12 незатухающее колебание

Когда, в RLC схеме, созданы условия, что индуктивность L отрицательна, какой тогда потечет ток? Интересно, если d — отрицательная величина, то нарастающие колебания, показанные в ДИАГРАММА 13 происходят при удовлетворяющим колебания условии. В это время, согласно уравнению 1, т.к. величина синусоидального сигнала отрицательна, величина тока, становится мнимым числом. Другими словами, движения свободных электронов следуют за мнимым временем.

ДИАГРАММА 13 возрастающее колебание

Если это мнимый ток I(A) текущий в схеме в течение t секунд в режиме реального времени, которая имеет сопротивление R, величина работы H (J) производимой от схемы должна быть отрицательна согласно закону Джоуля.

В RLC схеме, где полная индуктивность отрицательна из-за отрицательной катушки индуктивности, мнимый ток увеличивает колебания. Из-за этого мнимого тока, схема остывает.

Диаг_015.gif

ДИАГРАММА 15 — экспериментальная схема, для производства электроэнергии. Использование симметрического кремниевого выключателя (SSS), чье пробивное напряжение — приблизительно 60 V, защищает схему от высокого напряжения, электрическим пробоем с КЗ, и обеспечивает устойчивый выход.

Фактическая экспериментальная установка, упомянута в ДИАГРАММА 16.

genesis.gif

ДИАГРАММА 16 — САМОВОЗБУЖДЕННЫЙ ГЕНЕРАТОР

gene1.jpg

gene2.jpg

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Явление самоиндукции при ускорении электрического заряда — относительное явление, проявляющееся при относительном ускорении между двумя электрическими зарядами. Когда относительное ускорение существует между одинаковыми видами электрических зарядов, отрицательная энергия может быть запасена в относительном магнитном поле. На этом явлении может быть построена отрицательная катушка индуктивности. Сделать отрицательную катушку индуктивности легко, зарядив внутреннюю часть (подложку) неиндуктивной катушки отрицательно.

Эта информация свободна. Это не может использоваться для патента, торговой марки или никакой собственности вообще. Пожалуйста, распределите без изменения настолько широко насколько возможно.

Оригинал статьи «Отрицательная индуктивность» http://www.geocities.com/nayado/ Сайт FM http://www.hamen.nm.ru/

Отрицательная индуктивность и нестабильность каскадного преобразователя постоянного тока в постоянный

Я пытаюсь отладить пару каскадных преобразователей постоянного тока и натолкнулся на кирпичную стену. Местный FAE сказал, что это, вероятно, связано с «Отрицательной входной индуктивностью» на втором преобразователе, которая портит стабильность первого преобразователя (но FAE не собирается «помогать» больше). Проблема в том, что я не могу найти заметки приложений, бумаги, книги и т. Д. По этому вопросу.

Мой вопрос: знаете ли вы какую-либо литературу по таким вопросам? Или, что еще лучше, есть идеи о том, что стоит попробовать или посмотреть?

Вот мои настройки …

Преобразователь 1: от + 4 В до + 12 В при усилении на 1 А. Частота переключения составляет около 350 кГц. Конвертер 2: На самом деле это аудио усилитель класса D мощностью 10 Вт (который в основном является переключающим понижающим преобразователем). Частота переключения составляет около 310 кГц.

И проблема …

Преобразователь 1 работает нормально с резистивной нагрузкой вместо преобразователя 2. Он даже работает, если резистор включен / выключен на звуковых частотах.

Преобразователь 2 работает нормально при питании от настольного источника питания.

Когда преобразователь 1 подает преобразователь 2, C1 отключится из-за перегрузки по току через MOSFET. Отключается легче, если частота звука ниже. Выше 1 кГц синусоида, кажется, работает нормально. Когда он отключается, выходная мощность составляет всего около 50% от того, что преобразователи могут делать отдельно.

Идеи? Указатели?

Обновление: я нашел проблему.

Были две ошибки …

По сути, Олин был прав. Я сделал просчет. Первый преобразователь должен был обеспечивать подачу в два раза больше тока, чем он давал. Вместо +12 В при 1 А нам потребовалось 2 ампера.
Преобразователь 1 является преобразователем режима тока — это означает, что он имеет токовый резистор между MOSFET и GND. Похоже, что следы и переходы печатной платы для этого пути прохождения сигнала были не до задачи. Я пробовал несколько резисторов в диапазоне от 4 до 24 мОм, но подозреваю, что следы / переходы добавляли еще 5 или 10 мОм. Конечным результатом является то, что мы перегрузили током раньше, чем хотели.

В процессе отладки я изолировал преобразователь 1 от остальной части схемы и подстроил его, чтобы обеспечить нагрузку 2 А в нагрузке резистора. После того, как он заработал, я снова подключил его к аудио усилителю, и он работал нормально при всех ожидаемых нагрузках и звуковых частотах.

Так что, по-видимому, это не имеет ничего общего с отрицательной индуктивностью или чем-то еще.

Для того, чтобы быть в основном цифровым парнем, я уверен, что становлюсь намного лучше в аналоговых вещах! 🙂

Отрицательная емкость — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 1

Отрицательная емкость

Cтраница 1

Отрицательная емкость — Cga компенсирует действие междуэлектродной емкости Cga. Таким образом, входная проводимость не учитывает ответвления тока из входной цепи в анодную через эту емкость. [2]

При этом отрицательная емкость инвертора компенсируется параллельными емкостями смежных резонаторов, но при подключении резонатора к активной нагрузке отрицательную параллельную емкость со стороны активного сопротивления скомпенсировать нельзя. [3]

При этом отрицательная емкость инвертора компенсируется параллельными емкостями смежных резонаторов, но при подключении резонатора к активной нагрузке отрицательную-параллельную емкость со стороны активного сопротивления скомпенсировать нельзя. [4]

Некоторых пояснений требуют понятия отрицательной емкости и отрицательной индуктивности. Эти понятия не используются в курсах электротехники, так как они не могут быть реализованы без активных усилительных элементов. [6]

Как отмечалось, КОС позволяют получить отрицательные емкости, индуктивности и диссипативные, сопротивления. При использовании в схеме КОС реактивных элементов возможно получение и других эквивалентных элементов с необычными свойствами. [8]

Например, если положительную емкость подключить параллельно отрицательной емкости, то при равенстве их абсолютных значений полная емкость такого соединения будет равна нулю. Если же последовательно соединить отрицательную индуктивность и положительную индуктивность, имеющие одинаковые абсолютные значения, то полная индуктивность такого соединения также будет равна нулю. [9]

Из входной цепи транзистора в колебательный контур вносится отрицательная емкость — m22CBX, где Свх — входная емкость транзистора. В схеме рис. 2.7 применена емкостная связь контура со входом транзистора, и поэтому L LK, m2 я С / ( С3 Свх), где С — полная емкость контура. [10]

Таким образом, отрицательная индуктивность является показателем емкостного реактивного сопротивления, а отрицательная емкость — показателем индуктивной проводимости цепей. [11]

При поверке приборов типов Е7 — 8 и Е7 — 10, имеющих режимы измерения отрицательных емкостей и индуктивностей, в качестве образцовых мер емкостей на пределах выше 1 мкФ используются меры малой индуктивности, а в качестве образцовых мер индуктивностей на пределах свыше 1 Гн — меры малой емкости. Это позволяет обеспечить приборы метрологически при наличии ограниченной номенклатуры серийно выпускаемых мер. [12]

Какие линейные двухполюсники обладают свойствами отрицательного диссипативного сопротивления, отрицательной диссипативной проводимости, отрицательной индуктивности и отрицательной емкости. [13]

В автоматике, связи, информатике, радиоэлектронике все большее применение находят электрические схемы, выполняющие функции отрицательных резисторов, отрицательных емкостей, заземленных и незаземленных имитированных индуктивных элементов без потерь и с потерями, частотно-зависимых индуктивных и емкостных элементов второго порядка ( ЧЗОС), а также высокоомных резистивных элементов, имитированных переключаемыми конденсаторами. Реализуют эти элементы обычно с помощью схем с ОУ и выполняют на относительно малые токи. Рассмотрим, как их можно осуществить. [14]

При формулировке реальных задач оптимизации — задач технического проектирования, задач распределения ресурсов и других — из физических, технических или экономических соображений обычно приходится накладывать на переменные известные отраничения. Например, в пассивной RC-цепи не может быть отрицательной емкости, нельзя распределять воду, если ее нет в резервуаре, нельзя увеличивать давление в сосуде, если этого не допускает прочность. Подмножество S обычно задается неявно, системой дополнительных уравнений, называемых уравнениями ограничений или просто ограничениями. Эта система может состоять из ограничивающих равенств, ограничивающих неравенств или тех и других вместе. [15]

Страницы: 1 2

Индукторы точечных конвенций в серии: что происходит

Так что я действительно запутался с взаимными индукторами и точечным соглашением. Если ваш ответ будет ссылкой на какой-либо веб-сайт, я могу заверить, что прочитал их все, и это только смутило меня. Итак, вот мои вопросы:

-> Должны ли мы записывать абсолютные значения взаимной индуктивности? Если так, то почему? Вот пример из моей книги:

Они говорят, что для левой стороны у нас есть согласная связь (взаимная положительная индуктивность), и поэтому последовательная индуктивность будет

L = L 11 + L 22 + 2 | L M | L знак равно L 11 + L 22 + 2 | L M |

Зачем использовать абсолютное значение? Разве согласование и взаимная индуктивность не являются положительными)? Что, если это было отрицательно, у вас все еще есть согласная связь? Я вижу, что если мы применяем правило для правого винта, потоки имеют одинаковое направление.

И для правой стороны дискордантной связи (взаимная отрицательная индуктивность) и, следовательно, последовательная индуктивность будет

L = L 11 + L 22 — 2 | L M | L знак равно L 11 + L 22 — 2 | L M |

Опять же: зачем использовать абсолютное значение? Разве муфта не дискордантна (взаимная индуктивность отрицательна)? Что, если это было положительно, у Вас все еще есть диссонирующая связь? Я вижу, что если мы применяем правило для правого винта, потоки имеют противоположные направления.

Следующий пример, который дает моя книга

Применяя тот же шаблон мышления, что и предыдущий, мы получаем диссонирующую связь (отрицательная взаимная индуктивность), поэтому последовательная индуктивность будет

L = L 11 + L 22 — 2 | L M | L знак равно L 11 + L 22 — 2 | L M |

ОДНАКО, моя книга теперь обеспечивает это

L = L 11 + L 22 + 2 л M L знак равно L 11 + L 22 + 2 L M

Я знаю это, потому что L M L M действительно, отрицательно, это приведет нас к тому же результату, однако, зачем сейчас убирать абсолютное значение? Или они предполагают согласованную связь, хотя взаимная индуктивность отрицательна? Или есть шаг, который я пропускаю? Этот не беспокоил меня так сильно, потому что я получил тот же ответ.

Тем не менее, последний случай, когда я бросаю мяч:

Поэтому здесь я предварительно рассчитал взаимную индуктивность и обнаружил, что она действительно отрицательная. Последовательное соединение также подсказывает мне, что у нас есть дискордантная связь (по соглашению точек) и, следовательно, последовательная индуктивность будет

L = L 11 + L 22 — 2 | L M | L знак равно L 11 + L 22 — 2 | L M |

Но теперь моя книга дает ответ

L = L 11 + L 22 — 2 л M L знак равно L 11 + L 22 — 2 L M

И с тех пор L M L M отрицательно, это приведет к различным значениям.

Сейчас я так растерялся, что понятия не имею, как мне решать проблемы, потому что я продолжаю получать разные ответы. Может ли кто-нибудь помочь мне организовать мою линию мысли. Мне кажется, я понимаю концепцию взаимной индуктивности. Чего я не понимаю, так это с абсолютными значениями и последовательным соединением, и я не знаю, что делать.

регулируемая индуктивность — это… Что такое регулируемая индуктивность?

регулируемая индуктивность

adjustable inductance

регулируемая индуктивность
—
[Я.Н.Лугинский, М.С.Фези-Жилинская, Ю.С.Кабиров. Англо-русский словарь по электротехнике и электроэнергетике, Москва, 1999 г.]

Тематики

электротехника, основные понятия

EN

Русско-английский словарь нормативно-технической терминологии. academic.ru. 2015.

регулируемая изменением формы рабочей полости гидродинамическая муфта
регулируемая катушка индуктивности

Смотреть что такое «регулируемая индуктивность» в других словарях:

регулируемая индуктивность — — [Я.Н.Лугинский, М.С.Фези Жилинская, Ю.С.Кабиров. Англо русский словарь по электротехнике и электроэнергетике, Москва, 1999 г.] Тематики электротехника, основные понятия EN adjustable inductance … Справочник технического переводчика
регулируемая индуктивность — reguliuojamasis induktyvumas statusas T sritis radioelektronika atitikmenys: angl. regulated inductance vok. regelbare Induktivität, f rus. регулируемая индуктивность, f pranc. inductance réglable, f … Radioelektronikos terminų žodynas
индуктивность, регулируемая величиной (магнитного) потока — — [Я.Н.Лугинский, М.С.Фези Жилинская, Ю.С.Кабиров. Англо русский словарь по электротехнике и электроэнергетике, Москва, 1999 г.] Тематики электротехника, основные понятия EN flux controlled inductance … Справочник технического переводчика
регулируемая магнитным потоком отрицательная индуктивность — — [Я.Н.Лугинский, М.С.Фези Жилинская, Ю.С.Кабиров. Англо русский словарь по электротехнике и электроэнергетике, Москва, 1999 г.] Тематики электротехника, основные понятия EN flux controlled negative inductanceFCNI … Справочник технического переводчика
inductance réglable — reguliuojamasis induktyvumas statusas T sritis radioelektronika atitikmenys: angl. regulated inductance vok. regelbare Induktivität, f rus. регулируемая индуктивность, f pranc. inductance réglable, f … Radioelektronikos terminų žodynas
regelbare Induktivität — reguliuojamasis induktyvumas statusas T sritis radioelektronika atitikmenys: angl. regulated inductance vok. regelbare Induktivität, f rus. регулируемая индуктивность, f pranc. inductance réglable, f … Radioelektronikos terminų žodynas
regulated inductance — reguliuojamasis induktyvumas statusas T sritis radioelektronika atitikmenys: angl. regulated inductance vok. regelbare Induktivität, f rus. регулируемая индуктивность, f pranc. inductance réglable, f … Radioelektronikos terminų žodynas
reguliuojamasis induktyvumas — statusas T sritis radioelektronika atitikmenys: angl. regulated inductance vok. regelbare Induktivität, f rus. регулируемая индуктивность, f pranc. inductance réglable, f … Radioelektronikos terminų žodynas
СТО Газпром 2-1.11-070-2006: Методические указания по выбору режима заземления нейтрали в сетях напряжением 6 и 10 кВ дочерних обществ и организаций ОАО «Газпром» — Терминология СТО Газпром 2 1.11 070 2006: Методические указания по выбору режима заземления нейтрали в сетях напряжением 6 и 10 кВ дочерних обществ и организаций ОАО «Газпром»: 2.1.1 бестоковая пауза: При дуговом замыкании интервал… … Словарь-справочник терминов нормативно-технической документации
Автоколебания — незатухающие колебания в диссипативной динамической системе с нелинейной обратной связью, поддерживающиеся за счёт энергии постоянного, то есть непериодического внешнего воздействия.[1] Автоколебания отличаются от вынужденных колебаний тем, что… … Википедия

Цепи индуктивности переменного тока — реактивность и импеданс — индуктивные

Цепи индуктивности переменного тока

Глава 3 — Реакция и импеданс — Индуктивные

Резисторы против индукторов

Индукторы не ведут себя так же, как резисторы. В то время как резисторы просто противодействуют потоку электронов через них (понижая напряжение, прямо пропорциональное току), индукторы противодействуют изменениям тока через них, понижая напряжение, прямо пропорциональное скорости изменения тока. В соответствии с Законом Ленца (о котором вы можете подробнее прочитать здесь) это индуцированное напряжение всегда имеет такую полярность, чтобы попытаться поддерживать ток по его нынешнему значению. То есть, если ток увеличивается по величине, индуцированное напряжение будет «толкать» поток электронов; если ток уменьшается, полярность будет изменяться и «нажимать» на поток электронов, чтобы противостоять уменьшению. Эта оппозиция нынешним изменениям называется реактивностью, а не сопротивлением.

Математически выраженное соотношение между напряжением, падающим на индуктор, и скоростью изменения тока через индуктор, таково:

Переменный ток в простой индуктивной цепи

Выражение di / dt является одним из исчисления, что означает скорость изменения мгновенного тока (i) со временем, в амперах в секунду. Индуктивность (L) находится в Генрисе, и мгновенное напряжение (e), конечно, находится в вольтах. Иногда вы обнаружите скорость мгновенного напряжения, выраженную как «v» вместо «e» (v = L di / dt), но это означает то же самое. Чтобы показать, что происходит с переменным током, давайте проанализируем простую схему индуктора: (рис. Ниже)

Чистая индуктивная схема: ток индуктора отстает от индуктивного напряжения на 90 ^o .

Если бы мы рассчитали ток и напряжение для этой очень простой схемы, это выглядело бы примерно так: (рис. Ниже)

Чистая индуктивная схема, формы волны.

Помните, что напряжение, падающее на индуктор, является реакцией на изменение тока через него. Поэтому мгновенное напряжение равно нулю всякий раз, когда мгновенный ток находится на пике (изменение нуля или наклон уровня на текущей синусоидальной волне), а мгновенное напряжение находится на пике, где мгновенный ток находится в максимальном изменении (точки самый крутой уклон на текущей волне, где он пересекает нулевую линию). Это приводит к волне напряжения, которая на 90 ^o не соответствует фазе текущей волны. Глядя на график, волна напряжения, похоже, имеет «начальный старт» на текущей волне; напряжение «приводит» к току, а ток «отстает» от напряжения. (Figurebelow)

Ток задерживает напряжение на 90 ^o в чистом индуктивном контуре.

Все становится еще интереснее, когда мы закладываем мощность для этой схемы: (рис. Ниже)

В чистой индуктивной цепи мгновенная мощность может быть положительной или отрицательной

Поскольку мгновенная мощность является продуктом мгновенного напряжения и мгновенного тока (p = ie), мощность равна нулю всякий раз, когда мгновенный ток или напряжение равны нулю. Всякий раз, когда мгновенный ток и напряжение являются положительными (выше линии), мощность положительная. Как и в случае с резистором, мощность также положительна, когда мгновенный ток и напряжение отрицательны (ниже линии). Однако из-за того, что волны тока и напряжения 90 ^o вне фазы, времена когда один положительный, а другой отрицательный, что приводит к столь же частым появлениям отрицательной мгновенной мощности .

Что такое отрицательная сила «индуктивная реактивность»>

Сопротивление индуктора изменению тока переводит на противоположность переменному току в целом, который по определению всегда меняется в мгновенной величине и направлении. Это противодействие переменному току аналогично сопротивлению, но отличается тем, что оно всегда приводит к сдвигу фазы между током и напряжением и рассеивает нулевую мощность. Из-за различий у него другое название: реактивность . Реакция на AC выражается в омах, как и сопротивление, за исключением того, что ее математический символ равен X вместо R. Чтобы быть конкретным, реактивное сопротивление, связанное с индуктором, обычно символизируется прописной буквой X с буквой L в качестве индекса, например это: X _L.

Поскольку индукторы понижают напряжение пропорционально скорости изменения тока, они будут падать больше напряжения для более быстро изменяющихся токов и меньше напряжения для медленных изменяющихся токов. Это означает, что реактивное сопротивление в омах для любого индуктора прямо пропорционально частоте переменного тока. Точная формула для определения реактивности следующая:

Если мы разобьем индуктор 10 мГн на частоты 60, 120 и 2500 Гц, он проявит реактивные сопротивления в таблице ниже.

Реакция индуктора 10 мГн:

Частота (Hertz)	Реакция (Ом)
60	3, 7699
120	7, 5398
2500	157.0796

В уравнении реактивности термин «2πf» (все, что находится справа, кроме L) имеет для себя особый смысл. Это число радианов в секунду, когда переменный ток «вращается», если вы представляете один цикл переменного тока для представления вращения полного круга. Радиан — это единица измерения углов: в одном полном круге есть 2π радиан, так же как 360 ^o в полном круге. Если генератор переменного тока, создающий переменный ток, представляет собой двухполюсный блок, он будет производить один цикл для каждого полного поворота вала, который составляет каждые 2π радиан или 360 ^o . Если эта константа 2π умножается на частоту в герцах (циклы в секунду), результатом будет цифра в радианах в секунду, известная как угловая скорость системы переменного тока.

Угловая скорость в системах переменного тока

Угловая скорость может быть представлена выражением 2πf или может быть представлена ее собственным символом, нижней греческой буквой Omega, которая похожа на наш римский нижний регистр «w»: ω. Таким образом, формула реактивности X _L = 2πfL также может быть записана как X _L = ωL.

Следует понимать, что эта «угловая скорость» является выражением того, насколько быстрыми являются колебания переменного тока, полный цикл равен 2π радианам. Это не обязательно отражает фактическую скорость вала генератора переменного тока. Если генератор переменного тока имеет более двух полюсов, угловая скорость будет кратной скорости вала. По этой причине ω иногда выражается в единицах электрических радианов в секунду, а не (равных) радианах в секунду, чтобы отличить его от механического движения.

В любом случае мы выражаем угловую скорость системы, очевидно, что она прямо пропорциональна реактивному сопротивлению в индукторе. Поскольку частота (или частота вращения генератора) увеличивается в системе переменного тока, индуктор будет оказывать большее сопротивление проходу тока и наоборот. Переменный ток в простой индуктивной цепи равен напряжению (в вольтах), деленному на индуктивное сопротивление (в омах), так как либо переменный, либо постоянный ток в простой резистивной цепи равен напряжению (в вольтах), деленному на сопротивление (в омах). Примерная схема показана здесь: (рис. Ниже)

Индуктивное сопротивление

Фазовые углы

Однако нам нужно иметь в виду, что напряжение и ток здесь не находятся в фазе. Как было показано ранее, напряжение имеет фазовый сдвиг +90 ^{o по} отношению к току. (Рис. Ниже). Если представить эти фазовые углы напряжения и тока математически в виде комплексных чисел, мы обнаружим, что сопротивление индуктора течению также имеет фазовый угол:

Ток задерживает напряжение на 90 ^o в индукторе.

Математически мы говорим, что фазовый угол сопротивления индуктора к току равен 90 ^o, что означает, что сопротивление индуктора току является положительной мнимой величиной. Этот фазовый угол реактивной оппозиции к току становится критически важным в анализе схемы, особенно для сложных схем переменного тока, в которых взаимодействуют реактивность и сопротивление. Было бы полезно представить противоположность какого-либо компонента течению в терминах комплексных чисел, а не скалярных величин сопротивления и реактивности.

ОБЗОР:
• Индуктивное сопротивление — это противодействие, которое индуктор предлагает переменному току из-за его фазового сдвига и выделения энергии в своем магнитном поле. Реакция символизируется заглавной буквой «X» и измеряется в омах точно так же, как сопротивление (R).
• Индуктивное реактивное сопротивление может быть рассчитано с использованием этой формулы: X _L = 2πfL
• Угловая скорость цепи переменного тока — это еще один способ выразить свою частоту в единицах электрических радианов в секунду вместо циклов в секунду. Он символизируется строчной греческой буквой «омега» или со.
• Индуктивное сопротивление увеличивается с увеличением частоты. Другими словами, чем выше частота, тем больше она противостоит AC-потоку электронов.

АКТИВНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СОПРОТИВЛЕНИЯ

Назначение и виды преобразователей сопротивлений. Активные преобразователи сопротивлений предназначены для смены значения или характера сопротивлений или проводимостей пассивных двухполюсных элементов: резистивных, индуктивных или емкостных [1,9,10,11]. К таким преобразователям относят конверторы и инверторы сопротивлений и проводимостей. Схема активного преобразователя сопротивлений или проводимостей приведена на рис. 10.1,а.

Конвертором сопротивления называют активный четырехполюс-ник, преобразующий некоторый двухполюсник с сопротивлением Z_нв двухполюсник с сопротивлением Z_вх=±γZ_н, где γ – вещественная положительная величина, называемая коэффициентом конверсии. Аналогично конвертором проводимости называют четырехполюсник, который преобразует двухполюсник с проводимостью Y_нв двухполюсник с проводимостью Y_вх= ±γY_н.

Рис.10.1. Схема активного преобразова-теля сопротивлений и проводимостей (а) и вольтамперная характеристика элемента с

отрицательным сопротивлением (б)

Инвертором (гиратором) сопротивления называют активный четырехполюсник, который преобразует пассивный двухполюсник с сопротивлением Z_нв двухполюсник с сопротивлением , где -сопротивление инверсии (или сопротивление гирации). Аналогично инвертором проводимости называют четырехполюсник, который преобразует двухполюсник с проводимостью в двухполюсник с проводимостью .

Идея инвертора сопротивления была предложена в 1948 году Бернардом Теллегеном. Основное применение гираторов заключается в создании участков цепи, имитирующих индуктивность. Поскольку катушки индуктивности далеко не всегда могут применяться в электрических цепях, использование гираторов позволит обходиться без катушек.

Из определения конвертора сопротивления следует, что входное сопротивление четырехполюсника с нагрузкой может быть как положительным, так и отрицательным. При этом конвертор положительного сопротивления изменяет только значение сопротивлениядвухполюсника нагрузки, а конвертор отрицательного сопротивления меняет не только значение, но и знак.

Сопротивление бывает положительным, если с возрастанием тока в нем растет и падение напряжения. Если же с ростом тока падение напряжения на сопротивлении уменьшается, то оно является отрицательным. Отрицательной может быть и проводимость двухполюсника.

Вольтамперная характеристика одного из таких сопротивлений приведена на рис.10.1,б. Отрицательным это сопротивление является в области Б, где с ростом приложенного напряжения ток уменьшается. Если включить отрицательное сопротивление в цепь последовательно с положительным, то увеличение тока в этой цепи будет вызывать уменьшение падения напряжения на отрицательном сопротивлении и увеличение напряжения на положительном. При этом сумма падений напряжений на положительном и отрицательном сопротивлениях будет постоянной, а увеличение мощности, расходуемой в положительном сопротивлении, компенсируется мощностью, вносимой отрицательным сопротивлением. Таким образом, отрицательное сопротивление не расходует энергию, а как бы вносит свою энергию в цепь, поэтому оно и названо отрицательным. В действительности в цепях с отрицательным сопротивлением используется только энергия имеющихся в них источников, а отрицательное сопротивление выполняет ее перераспределение между элементами цепи.

Моделирование преобразователей сопротивлений и проводимостей. Наиболее часто конверторы сопротивлений и проводимостей реализуются на управляемых источниках напряжения или тока. Схема конвертора сопротивления с управляемым источником напряжения приведена на рис.10.2,а. В этой схеме управляемый источник

Рис.10.2. Модель конвертора cопротивления с управляемым источником напряжения (а) и модель конвертора про-водимости с управляемым источни

ком тока (б)

напряжения соединен последовательно с сопротивлением нагрузки , а уравнения схемы имеют вид:

.(10.1)

Входное сопротивление такой схемы определяется выражением:

(10.2)

Таким образом, коэффициент конверсии имеет значение:

(10.3)

Если , то рассмотренная схема является конвертором отрицательного сопротивления, если же , то схема становится конвертором положительного сопротивления. При резистивной нагрузке конвертора входное сопротивление будет положительным при и отрицательным при .

Если нагрузка имеет индуктивный характер , то входное сопротивление также оказывается индуктивным:

При входная индуктивность конвертора становится отрицательной ( ). Таким образом, одна и та же схема, приведенная на рис 10.2,а, при различных значениях коэффициента передачи четырехполюсника может быть конвертором положительного или отрицательного сопротивления.

Аналогичные результаты получаем при использовании в четырехполюснике источника тока, управляемого током, как показано на рис 10.2,б. Так как в этой схеме управляемый источник включен параллельно нагрузке, то уравнения схемы имеют вид:

(11.4)

Входная проводимость схемы имеет значение

(11.5)

где – коэффициент передачи управляемого источника по току.

При > 1 входная проводимость становится отрицательной, поэтому схема будет конвертором отрицательной проводимости.

Так, например, если нагрузка четырехполюсника имеет вещественный характер , то входная проводимость

будет отрицательной и вещественной.

Если нагрузка имеет емкостной характер , то входная проводимость также будет емкостной, а сама входная емкость при > 1 будет отрицательной ( ). При < 1, входная емкость будет положительной.

Таким образом, использование конверторов сопротивлений и проводимостей позволяет изменять масштаб положительных сопротивлений, проводимостей, индуктивностей и емкостей, делая их отрицательными, положительными или равными нулю.

Некоторых пояснений требуют понятия отрицательной емкости и отрицательной индуктивности. Положительная емкость (просто емкость) имеет комплексную проводимость , где угол 90^о указывает, что ток опережает напряжение на 90^о. В отрицательной емкости сохраняется та же частотная зависимость проводимости, но изменяется сдвиг фаз между напряжением и током, т. е. ток отстает от напряжения на угол, равный 90^о.

Положительная индуктивность (просто индуктивность) имеет комплексное сопротивление , где угол 90^о указывает, что напряжение опережает ток на 90^о. В отрицательной индуктивности сохраняется тот же вид частотной зависимости сопротивления, но изменяется сдвиг фаз между током и напряжением, т. е. напряжение отстает от тока на 90^о. Иначе говоря, частотные зависимости у отрицательной емкости и отрицательной индуктивности такие же, как у положительных, а сдвиги фаз отличаются на 180^о.

Инверторы сопротивлений и проводимостей также можно построить на управляемых источниках напряжения или тока. Схема инвертора сопротивления на двух источниках напряжения, управляемых током, приведена на рис.10.3,а.

Рис.10.3. Модель инвертора сопротивления на управляемых источниках напряжения (а) и модель инвертора проводимости на управляемых источниках

тока(б)

В этой схеме напряжения на зажимах четырехполюсника, составленного из двух управляемых источников, имеют значения:

(10.6)

где – сопротивление прямой передачи управляемых источников, которое одновременно является и сопротивлением инверсии (гирации).

Из уравнения (10.6) найдем входное сопротивление:

(10.7)

где – сопротивление нагрузки (знак минус введен из-за того, что ток и напряжение на нагрузке имеют различное сопротивление).

Схема, приведенная на рис 10.3,а, соответствует инвертору (гиратору) положительного сопротивления. Если же поменять направление только одного из управляемых источников напряжения, то изменится знак у одного из напряжений в уравнениях (10.6) и сопротивление

(10.8)

примет отрицательное значение. В этом случае схема будет соответствовать инвертору (гиратору) отрицательного сопротивления.

Аналогичные результаты получаем при использовании двух источников тока, управляемых напряжением. Схема инвертора проводимости с двумя управляемыми источниками тока приведена на рис 10.3,б. В этой схеме токи управляемых источников имеют значения:

(10.9)

где Y_г – проводимость прямой передачи источников, которая и является проводимостью инверсии.

Из уравнения (10.9) находим входную проводимость схемы:

(10.10)

где – проводимость нагрузки.

Схема, приведенная на рис 10.3,б, соответствует инвертору (гиратору) положительной проводимости. Если поменять направление только одного из управляемых источников тока, то изменится знак у одного из токов в уравнениях (10.9) и проводимость

(10.11)

примет отрицательное значение. В этом случае схема, приведенная на рис. 10.3,б, будет соответствовать инвертору отрицательной проводимости. Самым распространенным применением инверторов сопротивлений и проводимостей является создание на их основе емкостных аналогов индуктивности. В связи с тем, что изготовление емкости проще, чем изготовление индуктивности, этот способ изготовления индуктивностей находит самое широкое применение, особенно в микроэлектронике. Так, например, если в схеме рис.10.3,а использовать емкостную нагрузку , то входное сопротивление инвертора будет индуктивным, а эквивалентная индуктивность будет иметь значение

, (10.12)

где R_г– вещественное сопротивление инверсии.

При помощи инверторов сопротивлений можно построить безиндуктивные резонансные контуры, различные безиндуктивные фильтры, интеграторы напряжения и многие другие устройства. В таких устройствах отсутствуют многие нежелательные факторы, связанные с несовершенством катушек индуктивности: насыщение ферромагнитных сердечников, потери на гистерезис и вихревые токи, большие габариты и масса катушек. Инверторы сопротивлений с емкостной нагрузкой имеют реактивный (индуктивный) характер входного сопротивления, поэтому такой инвертор не потребляет энергию из цепи, к которой он подключен.

Реализация конверторов сопротивлений на управляемых источниках. При построении конверторов сопротивлений на управляемых источниках напряжения с использованием модели, приведенной на рис.10.2,а, в качестве управляемого источника можно использовать, например, операционный усилитель, выполнив на нем усилитель с ограниченным усилением. Схема такого усилителя без инверсии входного сигнала приведена на рис.10.4,а, а с инверсией – на рис.10.4,б.

Рис.10.4. Схемы неинвертирующего усилителя с ограниченным усилением ОУ (а), инвертирующего усилителя (б) и условное обозначение неинвертирую-

щего усилителя (в) и инвертирующего усилителя (г)

Коэффициент усиления по напряжению для схемы, приведенной на рис.10.4,а, определяется по формуле

а для схемы, приведенной на рис.10.4,б ,

Условные схематические обозначения усилителей с ограниченным усилением приведены на рис.10.4,в и г.

С помощью таких усилителей можно легко организовать конверторы отрицательной и положительной емкости, схемы которых приведены на рис.10.5. Для схемы конвертора отрицательной емкости, изображенной на рис.10.5,а, входная емкость может быть найдена по формуле

а для схемы конвертора положительной емкости, изображенной на рис.10.5,б, – по формуле

Так, например, при R₁=R₂ для схемы конвертора (рис.10.5,а) получаем C_вх=-С_н, т. е. емкость на входе конвертора изменяет знак, не изменяя значения.

Рис.10.5. Схемы конвертора отрицатель-

ной (а) и положительной (б) емкостей

Другой тип конверторов сопротивления можно создать на базе источников тока, управляемых током. Простейшим устройством такого типа является биполярный транзистор. В соответствии со схемой такого конвертора (рис.10.2,б) нагрузка должна подключаться параллельно управляемому источнику тока. Упрощенная схема такого конвертора приведена на рис 10.6,а. Так как нагрузка Z_н включена в эмиттер, то схема является эмиттерным повторителем напряжения, схема замещения которого приведена на рис.10.6,б.

Уравнения для схемы замещения рис.10.6,б имеют вид:

Из этих уравнений получаем входное сопротивление эмиттерного повторителя с нагрузкой:

(10.13)

Рис.10.6. Упрощенная схема конвертора сопротивления на эмиттерном повторителе

(а) и его схема замещения (б)

Таким образом, эмиттерный повторитель является конвертором сопротивления с коэффициентом конверсии . Основным недостатком такого конвертора является неуправляемый коэффициентконверсии.

Реализация инверторов сопротивления на управляемых источниках. При построении инверторов сопротивления на источниках тока, управляемых напряжением, используют уравнения (10.9). Схема инвертора на управляемых источниках тока приведена на рис.10.7,а. Источники тока, управляемые напряжением, можно построить на операционных усилителях или полевых транзисторах. При использовании полевых транзисторов с управляющим р-п переходом ток стока определяется напряжением на затворе, а ток затвора ничтожно мал. В результате полевой транзистор можно использовать как источник тока, управляемый напряжением на затворе, для которого .

Схема инвертора сопротивления, построенная на полевых транзисторах, приведена на рис.10.7,б. В этой схеме два полевых транзистора включены встречно-параллельно и работают на общую нагрузку .

Рис.10.7. Структурная схема инвертора на источниках тока, управляемых напряжением (а), и схема инвертора на

полевых транзисторах (б)

Инвертор сопротивления, выполненный на источниках напряжения, управляемых током, приведен на рис.10.8,а. В этой схеме два источника напряжения, которые управляются током, включены встречно-последовательно. Оба управляемых источника могут иметь общую землю, как показано штриховой линией. В качестве источника напряжения, управляемого током, можно использовать схему на ОУ, приведенную на рис.10.8,б. Сопротивление прямой передачи такого источника имеет значение , т. е. .

Рис.10.8. Структурная схема инвертора сопротивлений на источниках тока, управляемых током (а), и источник напряжений, управляемый током, на операционном

усилителе (б)

Узнать еще:
Как возникает отрицательный ток в катушке индуктивности в цепи переменного тока?
Как показано на этом изображении, как вначале появляется отрицательный ток, когда напряжение начинает расти?
Я так понимаю, что математика отстает от нынешнего. Я просто не могу понять, что происходит с электроникой внутри провода. Как может возрастающее напряжение вызвать обратный ток?
Обновление
Спасибо Andy aka за указание правильного решения с правильными ссылками.Я понял, что ответ на аномалию заключается в уравнении индуктора.
Т.к. для индуктора v = L * di / dt
Следовательно, ток = интеграл (v / L * dt)
Интеграл Vsin (wt) / L = -Vcos (wt) / L
И ЛЮБОВАЯ часть состоит в том, чтобы взять интегралы между 2 точками A и B
Таким образом, ток в момент времени t = -Vcos (wt) / L — (-Vcos (0)) / L = -Vcos (wt) + V / L
Cos (0) — это составляющая постоянного тока, которая «поднимает» всю волну тока над нулевой линией, поэтому ток продолжает течь только в положительном направлении (при условии, что путь сопротивления равен нулю).Здесь упоминается —
http://licn.typepad.com/my_weblog/2012/03/to-zero-cross-or-not-to-zero-cross-john-dunn-consultant-ambertec-pe-pc.html
Наблюдение
Вероятно, поэтому SMPS моего корпуса процессора издает громкий шум, когда я его включаю. Звук сохраняется около минуты, а затем исчезает. Поскольку источник напряжения начинается с 0 В при t = 0, а переменный ток течет только на положительной стороне графика выше уровня 0, давая более высокое значение постоянного тока.
Банкноты
Я попытался прочитать еще несколько онлайн-руководств по схемам, чтобы понять самые основы цепей переменного тока RL и RC.
Каждая цепь переменного тока RL и RC имеет 2 тока. Один — это установившийся ток I (ss), а другой — переходный ток I (tr).
Метод векторов рассчитывает только его установившийся ток. Многие считают, что это «реальное» поведение схемы, хотя это не так.
Эта ссылка показывает расчет переходного тока в цепи переменного тока RL — http: // www.ee.nthu.edu.tw/~sdyang/Courses/Circuits/Ch09_Std.pdf
Я создал частичную симуляцию цепи переменного тока RL, которая хорошо показывает все это — https://www.partsim.com/simulator/#69215
Источник питания
— отрицательная индуктивность и нестабильность каскадного преобразователя постоянного / постоянного тока
Я пытаюсь отладить пару каскадных преобразователей постоянного тока в постоянный и наткнулся на кирпичную стену. Местный FAE сказал, что это, вероятно, как-то связано с «отрицательной входной индуктивностью» на втором преобразователе, нарушающей стабильность первого преобразователя (но FAE не может «помочь» больше).Проблема в том, что я не могу найти никаких заметок приложения, документов, книг и т. Д. По этой проблеме.
У меня вопрос: знаете ли вы какую-либо литературу по таким вопросам? Или еще лучше, какие идеи стоит попробовать или посмотреть?
Вот моя установка …
Преобразователь 1: повышающий преобразователь с +4 В на +12 В при выходном токе 1 А. Частота переключения около 350 кГц. Конвертер 2: На самом деле это 10-ваттный аудиоусилитель класса D (который, по сути, представляет собой переключающий понижающий преобразователь). Частота переключения около 310 кГц.
А проблема …
Преобразователь 1 отлично работает с резистивной нагрузкой вместо преобразователя 2. Он работает даже при включении / отключении резистора на звуковых частотах.
Converter 2 отлично работает при питании от настольного источника питания.
Когда преобразователь 1 питает преобразователь 2, C1 отключится из-за перегрузки по току через полевой МОП-транзистор. Он легче отключается, если звуковая частота ниже. Выше синусоиды 1 кГц вроде нормально работает. Когда он отключается, выходная мощность составляет лишь около 50% от того, что преобразователи могут делать по отдельности.
Идеи? Указатели?
Обновление: я обнаружил проблему.
Было две ошибки …
В принципе, Олин был прав. Я сделал просчет. Первый преобразователь должен был обеспечивать вдвое больший ток, чем он давал. Вместо + 12В на 1А нам понадобилось 2 ампера.
Преобразователь 1 — это преобразователь, работающий в режиме тока, что означает, что у него есть резистор измерения тока между полевым МОП-транзистором и заземлением. Похоже, что дорожки на печатной плате и переходные отверстия для этого пути сигнала не справились с этой задачей.Я пробовал несколько резисторов в диапазоне от 4 до 24 мОм, но подозреваю, что дорожки / переходные отверстия добавляли еще 5 или 10 мОм. В результате мы перегрузили по току раньше, чем хотели.
В процессе отладки я изолировал преобразователь 1 от остальной схемы и настроил его, чтобы обеспечить нагрузку резистором в 2 ампера. Когда он стал твердым, я снова подключил его к аудиоусилителю, и он отлично работал при всех ожидаемых нагрузках и звуковых частотах.
Так что, по-видимому, это не имело ничего общего с отрицательной индуктивностью или чем-то еще.
Поскольку я в основном занимаюсь цифровыми технологиями, я уверен, что стал намного лучше разбираться в аналоговых вещах! 🙂
(PDF) Цепи отрицательной индуктивности для увеличения пропускной способности метаматериала
Здесь для анализа был выбран узел A. Анализ
полюсов локусов проводится по отношению к g
m
и C.
На рис. отрицательная индуктивность
от 40 до 20 нГн.
Все значения L
gyr
, такие как | L
gyr
|> L
d
, приводят к стабильной конфигурации
. Тем не менее, предельное значение, имеющее место для
C
мин
= 6,3 пФ, что соответствует L
гир
= 29,7 нГн,
несколько превышает это условие. Такое поведение
объясняется двумя причинами:
* Полное сопротивление воздуха появляется в шунте с r
0
и
, что снижает добротность системного гиратора / AMC.
* Действительная часть гиратора увеличивается с частотой
(см. Рисунок 10).
Действительно, можно создать стабильную индуктивность
, близкую к индуктивности короткого замыкания L
d
, что критично для
.
дает значительное улучшение полосы пропускания. Вариации g
m
или r
0
не изменяют это наблюдение.
В отличие от результата, полученного для конфигурации AMM Linvill /
, в соединении контуров гиратора
с AMC нет никаких внутренних трудностей: малое сопротивление составляет
, а стабильность не препятствует достижению
требуемых индуктивностей.
5 Характеристики метаматериалов, соединенных
со схемами не-Фостера
Ниже приведены стабильные схемы Линвилла и гиратора
, соединенные с SSR и патч-матрицами, соответственно, для
оцените возможное увеличение пропускной способности.
5.1 AMM, соединенные с контурами Linvill
Параметры рассматриваемого контура Linvill: g
м
=
22 мСм, R = 66 В и L = 25 нГн. В этом случае отрицательная индуктивность
24.Генерируется 4 нГн. Соответствующая эффективная магнитная проницаемость
сравнивается с величиной, полученной с идеальной отрицательной индуктивностью
и стабильной схемой Линвилла
(рис. 15). Обратите внимание, что C
p
был выбран равным 4,4 пФ для порядка
, чтобы сохранить резонансную частоту на уровне 530 МГц.
Похоже, что даже с оптимизированной схемой Linvill,
может быть достигнуто лишь небольшое увеличение пропускной способности.
Кроме того, не существует простых решений, позволяющих
улучшить этот результат.Уменьшение паразитных емкостей, например
, использующий другую транзисторную технологию, может привести к миграции
других полюсов к RHP и, таким образом, к нестабильности.
5.2 AMC в сочетании со схемами гиратора
Параметры рассматриваемой цепи гиратора: g
м
=
15 мСм и C = 7,3 пФ. В этом случае создается отрицательная индуктивность
of31,9 нГн. Соответствующая фаза на отражении
сравнивается с фазой, полученной при идеальной отрицательной индуктивности
и стабильной цепи гиратора
(рис.16).
Чтобы количественно оценить эффективность этого не-Foster AMC,
, мы рассматриваем наклон как показатель качества (см. Уравнение (4)). Идеальная катушка индуктивности
уменьшила бы этот наклон в 51 раз. Отрицательная катушка индуктивности на основе гиратора
действительно уменьшает этот наклон на
в 5,1 раза. Хотя этот коэффициент далек от оптимального, этот коэффициент
все же очень интересен, потому что это производительность, которая была бы
, достигнутая с AMC в пять раз большей толщиной.
6 Выводы
В этой статье мы исследовали все требования, предъявляемые к каналам
не-Фостера путем увеличения пропускной способности.Во-первых, мы рассмотрели два семейства метаматериалов
, а именно AMM и
AMC. Исследование обоих семейств метаматериалов
показало, что достижение метаматериалов
, не относящихся к Фостеру, требует отрицательных индуктивностей, чтобы компенсировать собственные положительные индуктивности
, и чрезвычайно малых сопротивлений, чтобы избежать ослабления или усиления. Затем мы исследовали
двух практических электронных архитектур: схемы Linvill и gyrator
.Из соображений стабильности мы решили подключить цепи Linvill
к AMM, а цепи гиратора — к AMC. Было показано, что
показывает, что входной импеданс цепей Linvill
определяется исключительно импедансом нагрузки, тогда как для цепей гиратора
играют роль как полное сопротивление нагрузки, так и крутизна.
Выводы различны для двух типов цепей. Для цепей
Linvill стабильность достигается только далеко от оптимума
.Это представляет собой серьезное ограничение, и, таким образом, схема NF типа
не дает никакого выигрыша в производительности
для рассматриваемого приложения. Для схем гиратора
таких проблем не возникало. Тем не менее, достижение как малых сопротивлений
, так и больших / отрицательных индуктивностей одновременно
и большой полосы пропускания оказалось сложной задачей. В конце концов, производительность
этого типа схемы NF была все еще более чем в 5
раз лучше, чем у традиционных метаматериалов.
6.1 Последствия и влияния
За последние десять лет несколько авторов предложили
соединять метаматериалы с цепями не Фостера, чтобы
увеличивали рабочую полосу частот. Тем не менее,
до сих пор, количество убедительных демонстраций, основанных на
на метаматериалах, отличных от Фостера, было очень ограниченным. Чтобы выйти за рамки этих первых попыток и получить более глубокое понимание
трудностей соединения метаматериалов с не-Foster
схемами, мы объединили опыт ученых, работающих в
областях метаматериалов и интегральных схем.
На двух репрезентативных примерах эта статья предлагает методологию
для изучения связи метаматериалов и
не-Фостеровских цепей с учетом фундаментальной проблемы стабильности
. Эти примеры демонстрируют чрезвычайную важность выбора соответствующей электронной архитектуры для данного метаматериала. Кроме того, они также демонстрируют
настоятельную необходимость рассмотрения подробных схем замещения
этих архитектур, вплоть до паразитных терминов.
Мы твердо верим, что эта статья, объединив
дополнительных знаний, будет очень ценной для всех
ученых, стремящихся объединить метаматериалы с электронными схемами.
Приложение A
Цель этого приложения — предоставить полные уравнения
, во всей их великолепной сложности, для цепей Linvill
и гираторов.
E. Avignon-Meseldzija et al .: EPJ Appl. Метамат. 2017, 4,11 9
Собственная индуктивность
Собственная индуктивность
Далее: Энергия, накопленная в Up: индуктивность Предыдущая: Взаимная индуктивность

Самостоятельная индуктивность Нам не обязательно нужны две цепи для индуктивного эффекта.Рассматривать одиночная проводящая цепь, вокруг которой течет ток течет. Этот ток создает магнитное поле, которое вызывает магнитный поток, связывающий схема. Мы ожидаем, что поток будет прямо пропорционален току, учитывая линейный характер законов магнитостатики, и определение магнитного потока. Таким образом, мы можем написать
(241)

где коэффициент пропорциональности называется самоиндукцией схема.Как и взаимная индуктивность, самоиндукция цепи измеряется в единицах генри, и является чисто геометрическая величина, зависящая только от форма цепи и количество витков в цепи.
Если ток, протекающий по цепи, изменяется на количество во временном интервале, то магнитный поток, соединяющий цепь, изменяется на величину в том же временном интервале. Согласно с Закон Фарадея, ЭДС
(242)

генерируется по контуру.С , эту ЭДС также можно записать
(243)

Таким образом, ЭДС, генерируемая вокруг цепи за счет собственного тока, напрямую пропорционально скорости изменения тока. Закон Ленца и здравый смысл, требуйте, чтобы, если ток увеличивается, то ЭДС должна всегда действовать для уменьшения тока, а наоборот . Это легко оценить, так как если ЭДС действовала на увеличение ток, когда ток возрастал, мы явно получили бы нефизический положительный отзыв эффект, в котором ток продолжал неограниченно расти.Следовательно, из Уравнение (243), что собственная индуктивность цепи обязательно равна положительному числу . Этот это не относится к взаимной индуктивности, которая может быть как положительной, так и отрицательной.
Рассмотрим соленоид длины и сечения площадь . Предположим, что у соленоида есть витки. Когда в соленоиде течет ток, возникает однородное осевое поле величиной
(244)

генерируется в сердечнике соленоида.Напряженность поля вне ядра является незначительный. Магнитный поток, связывающий один виток соленоида, равен . Таким образом, магнитный поток, связывающий все витки соленоид
(245)

Согласно формуле. (241) собственная индуктивность соленоида определяется выражением , что сводится к
(246)

Обратите внимание, что это положительно. Кроме того, это геометрическая величина, зависящая от только от размеров соленоида, и количества витков в соленоиде.
Инженеры хотели бы уменьшить все части электрического оборудования, независимо от того, насколько они сложны, до эквивалентная схема , состоящая из сети всего четыре разных типа компонента. Этими четырьмя основными компонентами являются ЭДС , резисторы , конденсаторы , и индукторы . Катушка индуктивности — это просто чистая самоиндукция, и обычно она На принципиальных схемах представлен небольшой соленоид. На практике индукторы обычно состоят из коротких соленоидов с воздушным сердечником, намотанных из эмалированной медной проволоки.

Далее: Энергия, накопленная в Up: индуктивность Предыдущая: Взаимная индуктивность
Ричард Фицпатрик 2007-07-14
Цепи отрицательной индуктивности для расширения полосы пропускания метаматериалов
EPJ Appl. Метамат. 2017, 4 , 11
https://doi.org/10.1051/epjam/2017009
Исследовательская статья
Цепи отрицательной индуктивности для увеличения полосы пропускания метаматериалов
Эмили Авиньон-Мезельдзия ¹ ^{, 3}, Томас Лепетит ², Пьетро Марис Феррейра ¹ и Фабрис Буст ² ^{, 3} ^*
¹ GeePs, UMR CNRS 8507, CentraleSupélec, Université Paris-Saclay, _{Гиф-сюр-Иветт, Франция
² ONERA — Французская аэрокосмическая лаборатория,} Палезо, Франция
³ SONDRA, CentraleSupélec, Université Paris-Saclay, _{Гиф-сюр-Иветт, Франция}
^* e-mail: [email protected]
Поступило: 3 июнь 2017 г.
Поступило в окончательной форме: 19 Октябрь 2017 г.
Принято: 27 Октябрь 2017 г.
Опубликовано онлайн: 5 декабря 2017 г.
Аннотация
Пассивные метаматериалы еще предстоит реализовать в крупномасштабных приложениях в значительной степени из-за их ограниченной пропускной способности. Чтобы преодолеть это ограничение, многие авторы предложили соединять метаматериалы с цепями не Фостера. Однако до сих пор количество убедительных демонстраций, основанных на метаматериалах, отличных от Фостера, было очень ограниченным.Эта статья призвана прояснить, почему прогресс был таким медленным, то есть фундаментальную трудность в создании действительно широкополосного и эффективного метаматериала, не связанного с Фостером. С этой целью мы рассматриваем два семейства метаматериалов, а именно искусственные магнитные среды и искусственные магнитные проводники. В обоих случаях оказывается, что для увеличения полосы пропускания требуется отрицательная индуктивность с почти нулевым сопротивлением. Чтобы оценить расширение полосы пропускания с реальными схемами не-Фостера, мы рассмотрим два класса таких схем, а именно Linvill и gyrator.Поскольку вопрос стабильности является критическим, оба семейства метаматериалов изучаются с помощью эквивалентных схем, которые включают усовершенствованные модели этих не-Фостеровских схем. Выводы разные для искусственных магнитных сред, соединенных с цепями Linvill, и искусственных магнитных проводников, соединенных с цепями гиратора. В первом случае очень трудно удовлетворить одновременно требования к расширению полосы пропускания и стабильности, тогда как во втором случае регулировка усиления транзистора действительно значительно увеличивает полосу пропускания.
Ключевые слова: Метаматериалы / Схема Не-Фостера / Линвилл / Гиратор / Искусственные магнитные среды / Искусственный магнитопровод
© E. Avignon-Meseldzija et al., Опубликовано EDP Sciences, 2017
Это статья в открытом доступе, распространяемая в соответствии с условиями лицензии Creative Commons Attribution License (http://creativecommons.org/licenses/by/4.0), которая разрешает неограниченное использование, распространение и воспроизведение на любом носителе при условии, что оригинальная работа правильно процитировано.
1 Введение
С начала нового тысячелетия метаматериалы открыли путь для очень инновационных и многообещающих предложений. Однако в большинстве ранних демонстраций полезная полоса частот была довольно ограниченной, что значительно затрудняло перевод концепций метаматериалов в промышленные приложения. Вскоре стало понятно, что эти узкие полосы пропускания по своей сути связаны с линейной и пассивной, следовательно, причинной природой метаматериалов [1–3].Следуя этому наблюдению, несколько авторов предложили объединить метаматериалы с цепями не Фостера, чтобы преодолеть эти ограничения [4–11].
Теорема Фостера утверждает, что реактивное сопротивление пассивной двухполюсной сети без потерь строго возрастает с увеличением частоты [12]. Таким образом, любая трасса, которая нарушает это правило, называется не-Фостером (NF). Обычно схемы NF нацелены на создание чисто отрицательных реактивных сопротивлений (отрицательных емкостей, индуктивностей или того и другого), то есть с наименьшим сопротивлением.С одной стороны, схемы NF успешно использовались для улучшения согласования импеданса малых антенн путем введения отрицательной емкости в питающую сеть [13–20]. С другой стороны, количество схем NF, которые продемонстрировали значительное расширение полосы пропускания метаматериала с отрицательной индуктивностью, все еще очень ограничено [20,21], несмотря на многие предложения [5–8,11]. Таким образом, эта статья фокусируется только на цепях с отрицательной индуктивностью среди всех цепей не Фостера.
Эта статья призвана прояснить фундаментальную трудность создания действительно широкополосного и эффективного метаматериала NF.С этой целью мы рассматриваем два семейства метаматериалов: искусственные магнитные среды (AMM) и искусственные магнитные проводники (AMC). Эти два семейства были тщательно изучены, но по-прежнему обладают большим потенциалом для инновационных приложений. В обоих случаях для увеличения полосы пропускания требуется импеданс не по Фостеру, способный компенсировать внутреннюю положительную индуктивность с минимально возможным сопротивлением.
Этот документ состоит из четырех частей. В первом мы представляем как AMM, так и AMC, подчеркивая в обоих случаях необходимость в схемах NF.Во втором мы представляем два типа схем NF, а именно Linvill и гиратор, и обсуждаем их характеристики. В третьем мы обсуждаем критическую проблему стабильности схем NF, как ненагруженных, так и нагруженных, подключения AMM к Linvills и AMC к гираторам. В четвертом мы оцениваем характеристики обеих схем NF в их стабильной конфигурации и объясняем их соответствующие ограничения. Далее следует вывод и перспективы.
2 Non-Foster AMM и AMC
2.1 Non-Foster AMM
AMM представляют собой массивы резонаторов с ненулевым магнитным дипольным моментом [22]. В резонансе структура ведет себя как эффективная среда с дисперсионной ненулевой магнитной проницаемостью. Следовательно, AMM являются ведущим выбором в магнито-диэлектрических антенных подложках и линзах для МРТ [23,24]. Однако, как и у всех метаматериалов, полоса пропускания AMM довольно ограничена. В 2013 году совместная работа Северо-Восточного и Корнельского университетов впервые показала, что отрицательная индуктивность NF может значительно увеличить рабочую полосу пропускания AMM [8].
В этой статье мы рассматриваем конкретный АММ, а именно массив кольцевых резонаторов (SRR). Одиночный SRR может быть смоделирован как простой последовательный резонансный контур RLC [25], в то время как массив SRR может быть смоделирован как линия передачи (TL), соединенная через взаимную индуктивность с последовательным резонансным контуром RLC. Кроме того, можно использовать конденсатор с сосредоточенными параметрами и схему NF (Рисунок 1).
Далее мы рассматриваем цепь NF, генерирующую отрицательную индуктивность ( Z _NF = R _NF + jL _neg ω ).В связи с характером серии RLC, этот AMM имеет следующую резонансную частоту: (1) Кроме того, полоса пропускания на полувысоте определяется выражением: (2) Очевидно, он становится бесконечно большим, когда L _t стремится к нулю, то есть, когда L _neg стремится к — L _p. Таким образом, чтобы одновременно увеличить полосу пропускания и сохранить постоянную резонансную частоту, нам нужно увеличить емкость C _p.
Полноволновое моделирование с использованием метода конечных элементов (МКЭ) было проведено для оценки точности нашей эквивалентной схемы. Результаты ясно демонстрируют его достоверность (рис. 2). Поэтому мы выполнили несколько симуляций эквивалентной схемы, варьируя как L _neg, так и R _NF, предполагая, что ни один из этих параметров не зависит от частоты, при корректировке C _p , чтобы резонансная частота оставалась постоянной.
Из S-параметров диэлектрическая проницаемость и магнитная проницаемость были получены с помощью алгоритма NRW [26,27].Хорошо известно, что этот алгоритм может привести к диэлектрической проницаемости нефизического смысла вблизи резонанса. Некоторые авторы предложили новые алгоритмы, чтобы обойти эту трудность [28], но, если диэлектрическая проницаемость сильно отличается, проницаемость остается равной той, которая задается алгоритмом NRW. Таким образом, мы по-прежнему используем его в дальнейшем.
На рисунке 3 показаны два основных воздействия введения полного сопротивления NF в схему. Во-первых, это чисто отрицательная индуктивность ( L _neg = -40 нГн), которая почти компенсирует индуктивность контура, и, во-вторых, дополнительное сопротивление ( R _NF = 17 Ом), которое проистекает из фактического импеданса NF.
Из этого небольшого исследования можно сделать два важных урока:
Идеальная отрицательная индуктивность существенно увеличивает полосу пропускания, соответствующую полезной магнитной проницаемости, при условии, что | L _neg | близка к L _p (с | L _neg | < L _p для стабильности, раздел 4.2).
Резистивная часть, связанная с полным сопротивлением NF, не должна превышать нескольких Ом для эффективного получения большой полосы пропускания.
рисунок 1
Эквивалентная схема, моделирующая массив SRR: PI-сеть линии передачи, подключенной через взаимную индуктивность к резонансной цепи последовательного RLC. ( L _p : индуктор контура, C _p : контур + сосредоточенный конденсатор, Z _NF: полное сопротивление NF, R _p : сопротивление контура).
Рис. 2
Сравнение S-параметров, рассчитанных с помощью двухполупериодного моделирования, с эквивалентной схемой на Рисунке 1 ( C ₁ = 0.2 пФ, L ₁ = 31,5 нГн, M = 18,5 нГн, L _p = 45 нГн, C _p = 2 пФ и R _p = 3 Ом) . Вставка: Геометрия рассчитанного SRR. Размер ячейки: 25 × 20 × 25 мм. Длина SRR: 20 мм, ширина полосы SRR: 2 мм, зазор SRR: 1,5 мм. Предполагаются периодические граничные условия в обоих боковых направлениях.
Рис. 3
Эффективная проницаемость (действительная часть) массива SRR в зависимости от частоты: (1) L _neg = 0, C _p = 2 пФ, R _NF = 0 Ом; (2) L _отр. = -40 нГн, C _p = 18 пФ, R _NF = 0 Ом; (3) L _отр. = −40 нГн, C _p = 18 пФ, R _NF = 17 Ом.
2.2 Non-Foster AMC
AMC
— это, по сути, емкостные частотно-избирательные поверхности (FSS) на плоскости заземления [29]. В резонансе падающая волна отражается без какого-либо фазового сдвига, и структура ведет себя как идеальный магнитопровод. Следовательно, AMC — лучший выбор для низкопрофильных антенн или тонких радиопоглощающих материалов [30–32]. AMC особенно привлекательны на низких рабочих частотах из-за их чрезвычайно малой толщины. Однако, как и у всех метаматериалов, пропускная способность AMC довольно ограничена.В 2011 году группа из HRL Laboratories была первой, кто показал, что отрицательный индуктор NF может значительно увеличить рабочую полосу пропускания AMC [21].
В этой статье мы рассматриваем конкретный AMC, а именно матрицу патчей, размещенную на расстоянии d над землей. Когда d мало по сравнению с λ , распространение между FSS и заземленной поверхностью эквивалентно индуктивности L _d = μ ₀ d .Таким образом, AMC эквивалентен параллельному резонансному контуру LC (рисунок 4).
Далее мы рассматриваем цепь NF, генерирующую отрицательную индуктивность ( Z _NF = R _NF + jL _neg ω ). Благодаря параллельному характеру LC этот AMC имеет следующую резонансную частоту: (3) Кроме того, производная фазового сдвига по резонансу, которая является релевантным показателем качества, определяется выражением: (4) Очевидно, он становится бесконечно малым, когда L _t стремится к бесконечности, т.е.е., когда L _neg стремится к — L _d. Таким образом, в отличие от AMM, чтобы одновременно увеличить полосу пропускания и сохранить постоянную резонансную частоту, нам нужно уменьшить емкость C _g.
Что касается AMM, было проведено двухполупериодное моделирование, чтобы оценить точность нашей эквивалентной схемы. Результаты ясно демонстрируют его достоверность (не показаны). Поэтому мы выполнили несколько симуляций эквивалентной схемы, варьируя как L _neg, так и R _NF, предполагая, что ни один из этих параметров не зависит от частоты, при корректировке C _g для сохранения постоянной резонансной частоты.
Мы рассмотрели матрицу патчей, размещенную на расстоянии d = 25 мм над землей ( L _d = 31,4 нГн), с небольшой емкостью патча (0,25 пФ). С этими параметрами структура ведет себя как AMC около 1,6 ГГц. Поскольку наша начальная рабочая частота слишком высока, у нас есть два варианта понижения ее до 250 МГц. Мы можем либо добавить сосредоточенный конденсатор для увеличения C _g (до 12,8 пФ) или добавить отрицательную индуктивность для увеличения L _t (до 1290 нГн для L _neg = — 32.2 нГн).
На рисунке 5 показаны два основных воздействия введения полного сопротивления NF в схему. Во-первых, это чисто отрицательная индуктивность ( L _neg = -32,2 нГн), которая почти компенсирует индуктивность контура, и, во-вторых, индуктивность дополнительного сопротивления ( R _NF = 3 или 10 Ом) , который проистекает из фактического сопротивления NF.
Из этого небольшого исследования можно сделать два важных урока:
Идеальная отрицательная индуктивность существенно увеличивает полосу пропускания, соответствующую поведению PMC, при условии, что | L _neg | близка к L _d (с | L _neg |> L _d для стабильности, раздел 4.4).
Резистивная часть, связанная с полным сопротивлением NF, не должна превышать нескольких Ом для эффективного получения большой полосы пропускания.
Таким образом, и AMM, и AMC требуют отрицательной индуктивности с небольшой резистивной частью. Следовательно, некоторые из требований, предъявляемых к цепям NF, являются общими для этих двух структур. Однако одним из основных отличий является их серийный и параллельный характер. Это имеет драматические последствия для выбора соответствующей архитектуры NF, как обсуждается ниже.
Рис. 4
Эквивалентная схема, моделирующая матрицу патчей: короткозамкнутая линия передачи, подключенная к емкости, таким образом образуя резонансный контур серии LC. ( L _d : индуктор короткого замыкания, C _g : патч + сосредоточенный конденсатор, Z _NF: полное сопротивление NF).
Рис. 5
Фаза при отражении матрицы патчей в зависимости от частоты: (1) Нет отрицательной индуктивности, C _g = C _gl = 12.8 пФ; (2) L _отр. = -32,2 нГн, C _г = C _g0 = 0,25 пФ, R _NF 0 Ом; (3) L _отр. = -32,2 нГн, C _г = C _g0 = 0,25 пФ, R _NF = 3 Ом; (4) L _отр. = -32,2 нГн, C _г = C _g0 = 0,25 пФ, R _NF = 10 Ом.
3 цепи отрицательной индуктивности
Среди всех возможных архитектур схем, которые могут генерировать отрицательную индуктивность, были выбраны две: Linvill (преобразователь отрицательного импеданса или NIC: Z → — Z ) и гиратор (инвертор отрицательного импеданса или NII: Z → — 1/ Z ).Большинство архитектур, предлагаемых в литературе, основано на этих двух.
Многие авторы указывали на негативное влияние линий передачи и корпусов транзисторов на схемы Не-Фостера [33–36]. Как сообщает Loncar et al. Как показали исследования, линии передачи влияют как на реактивное сопротивление, так и на сопротивление. Таким образом, электрическая длина линий передачи должна быть максимально сокращена. Следовательно, мы решили работать с интегральными схемами.
Мы решили основать обе топологии на MOSFET (металл-оксидно-полупроводниковый полевой транзистор), который является наиболее часто используемым транзистором в микроэлектронике.Классическая модель малого сигнала полевого МОП-транзистора, представленная на рисунке 6, используется в [37].
На рисунке 6, g _m — это крутизна транзистора, v _gs — его напряжение затвор-исток, r ₀ — его выходное сопротивление (с резистором стока, подключенным параллельно или без него), и C _GS, C _GD, C _DS его паразитные емкости. Значения вышеперечисленных параметров зависят от технологии, точки смещения и размеров транзистора.Например, более крупные транзисторы имеют большую паразитную емкость. Мы решили рассмотреть зрелую и легкодоступную технологию (CMOS 0,35 мкм). Следующие значения остаются постоянными на протяжении всей статьи: C _par = C _GS + C _DS = 0,4 пФ, C _gd = 0,2 пФ, r ₀ = 2 кОм.
Рис. 6
Малосигнальная модель полевого МОП-транзистора [37]. Три узла соответствуют воротам (G), источнику (S) и сливу (D).
3.1 Отрицательная индуктивность на основе схем Линвилля
Принцип схемы Линвилля впервые был опубликован в [38]. С тех пор было предложено большое количество реализаций, некоторые из которых используют дискретные компоненты [15,39–41], а другие полностью интегрированы [42,43]. Поскольку это сетевая карта, она обеспечивает отрицательную индуктивность / емкость при нагрузке катушкой индуктивности / конденсатором.
На рисунке 7a представлен принцип работы схемы Линвилла, а на рисунке 7b представлена ее модель слабого сигнала.Рассматривая упрощенную модель без паразитных конденсаторов, входное сопротивление определяется как: (5) Окончательное приближение было получено, если принять g _m r ₀ >> 1. Таким образом, для Linvill реактивная часть импеданса зависит только от нагрузки, а резистивная часть положительна и уменьшается на g _м .
На первый взгляд может показаться, что достаточно рассмотреть только чистую индуктивность ( Z _L = jLω ) вместе с большим g _m .Однако большой g _m подразумевает большое потребление энергии, как показано в [42], где g _m имеет необычно большое значение 30 мс. Практическая альтернатива — добавить последовательно компенсирующий резистор ( Z _L = R + jLω ). Далее мы рассмотрим полную модель , то есть, включая компенсационный резистор, паразитные конденсаторы и без какого-либо приближения (полное выражение входного импеданса см. В Приложении A.1).
В цепи Linvill легко регулируются два параметра: г _м и R . Даже в модели full они предоставляют достаточно степеней свободы, чтобы компенсировать действительную часть импеданса NF на любой интересующей частоте. Чтобы проиллюстрировать этот факт, мы рассмотрим конкретный пример ( g _m ограничено 20 мс, чтобы рассмотреть достижимые значения). На рисунке 8 представлены результаты, которые были получены с R , изменяющимся от 0 Ом до 100 Ом ( г, _м = 20 мСм, L = 40 нГн).Мы видим, что действительная часть всегда отменяется на некоторой частоте ( f _Re0), которая увеличивается с R . Кроме того, мы видим, что действительная часть быстро принимает большие отрицательные значения, превышающие f _Re0.
Выводы этого раздела тройные. Во-первых, отрицательная индуктивность может быть получена путем введения катушки индуктивности в импеданс нагрузки. Во-вторых, подавление действительной части может быть достигнуто либо большим g _m , либо добавлением резистора R к сопротивлению нагрузки, и это может быть достигнуто на любой интересующей частоте.Наконец, минимизация реальной части в большой полосе пропускания не может быть сделана на любой частоте, а, скорее, достижима только на низких частотах ( f <200 МГц) и для большого компенсационного резистора ( R > 100 Ом).
Рис. 7
а) Схема Линвилля на полевых МОП-транзисторах. б) Слабосигнальная модель цепи Линвилля.
Рис. 8
Входное сопротивление цепи Linvill, Z _Linv = Re ( Z _Linv) + jL _Linv ω , принимая g _мS = = 40 нГн и: (1) R = 0 Ом, f _Re0 = 900 МГц (2) R = 50 Ом, f _Re0 = 570 МГц; (3) R = 100 Ом, f _Re0 = 120 МГц.
3.2 Отрицательная индуктивность на основе схем Гиратора
Цепи
Gyrator [44,45] широко используются для реализации активных катушек индуктивности IC, чтобы избежать интеграции пассивных спиральных катушек индуктивности [46], которые занимают много места. Недавно эта топология даже использовалась в ИС для получения отрицательной индуктивности, предназначенной для AMC [47]. Поскольку это NII (инвертор с отрицательным импедансом), он обеспечивает отрицательную индуктивность / емкость, когда он нагружен конденсатором / катушкой индуктивности.
На рис. 9а представлен принцип работы гираторной схемы, а на рис. 9б — модель слабого сигнала. Каждый транзистор в этом упрощенном виде на самом деле является операционным усилителем крутизны (OTA). Мы отмечаем, что настоятельно рекомендуется использовать одноступенчатые OTA, поскольку многоэтапные OTA вводят больше узлов, что приводит к большему риску нестабильности (возможные топологии одноступенчатых каналов OTA см. В Приложении B). В отличие от положительных активных индукторов, которые используют два OTA с g _m разных знаков, отрицательные индукторы используют два OTA с g _m одного знака.
Рассматривая упрощенную модель без паразитных конденсаторов, входное сопротивление определяется как: Окончательное приближение было получено при условии, что и и. Таким образом, для гиратора и реактивная, и резистивная части импеданса отрицательны и уменьшаются с.
На первый взгляд может показаться, что нужно рассматривать только чистую емкость ( Z _L = 1/ jCω ) вместе с большим g _m .Однако если выйти за рамки упрощенной модели , резистивные и реактивные части больше не могут быть разделены. Далее мы рассматриваем полную модель , то есть включая паразитные конденсаторы и без какого-либо приближения (полное выражение входного импеданса см. В Приложении A.2).
В контуре гиратора можно легко управлять тремя параметрами: r ₀, g _m и C через варакторы ( r ₀ оставлено постоянным на 2 кОм для простоты) .Даже в модели full они предоставляют достаточно степеней свободы, чтобы компенсировать действительную часть импеданса NF на любой интересующей частоте. Однако, в отличие от Linvill, для такой компенсации требуется доскональное знание паразитных емкостей. Чтобы проиллюстрировать этот факт, рассмотрим конкретный пример. На рисунке 10 представлены результаты, которые были получены для трех различных комбинаций: g, _m,, и C. Все комбинации гарантируют, что отрицательная индуктивность равна -32.2 нГн на 250 МГц, но действительная часть компенсируется на разных частотах ( f _Re0). Мы видим, что оптимальные значения g _m и C не подчиняются никакому простому закону.
Выводы этого раздела тройные. Во-первых, отрицательная индуктивность может быть получена путем введения конденсатора в сопротивление нагрузки. Во-вторых, отмена реальной части может быть достигнута подходящей комбинацией g _m и C . Наконец, реальная часть в целом намного меньше, чем у Linvill, и, таким образом, точная частота, на которой она отменяется, не так критична, как ее минимизация для достижения большой полосы пропускания.
Рис.9.
а) Схема Гиратора на МОП-транзисторах. б) Слабосигнальная модель гираторной цепи.
Рис. 10
Входное сопротивление цепи гиратора, Z _gyr = Re ( Z _gyr) + jL _gyr ω (1) g _м = 7 C = 0,87 пФ, f _Re0 = 239 МГц (2) g _m = 15 мс, C = 7.0 пФ, f _Re0 = 152 МГц (3) g _м = 30 мс, C = 30 пФ, f _Re0 = 96 МГц.
3.3 Линвилл против Гиратора
Обе топологии могут привести к желаемым значениям отрицательной индуктивности, но не дают одинаковых преимуществ.
Что касается добротности Q = Im ( Z _NF) / Re ( Z _NF), схемы Linvill представляют собой реальную часть, которая относительно велика по сравнению с гираторами, поэтому более низкая добротность.Однако с помощью Linvills легче отменить действительную часть около интересующей частоты, чем с помощью гираторов, благодаря компенсационному резистору R . Тем не менее, это фактически не влияет на характеристики цепей гиратора, поскольку они не представляют крутого изменения реальной части с частотой. Что касается площади кристалла, то схемы Linvill явно хуже, чем гираторы, поскольку они требуют индуктивности. Цепи гиратора более компактны и, кроме того, предлагают возможность настройки g _m через ток смещения для изменения значения отрицательной индуктивности.Что касается стабильности, то ниже будет показано, что выбор конфигурации (шунтирующей или последовательно) является ключевым моментом для стабильности всего метаматериала.
4 Стабильность
Стабильность цепей не Фостера — постоянная тема в литературе [48–50]. Подход, используемый в этой статье для систематического обнаружения возникновения нестабильности в цепи, аналогичен подходу, предложенному в [51]. Чтобы эта статья была автономной, мы резюмируем ее основные шаги ниже.
В общем, линейная система может считаться стабильной, если ограниченный вход приводит к ограниченному выходу (BIBO). Теория управления утверждает, что можно определить BIBO-природу замкнутой системы, изучая полюсы ее передаточной функции: все полюса должны иметь отрицательную действительную часть, то есть принадлежать левой полуплоскости (LHP).
Для линейной схемы стабильность возникает, если выходной ток или напряжение не расходятся или не колеблются для любого приложенного входа. Это должно выполняться на всех узлах.Таким образом, к каждому узлу должен быть приложен унитарный импульс V ( s ) или I ( s ), гарантируя, что схема вернется в исходное состояние после прекращения импульса. Выбор делается следующим образом [51]:
Если узел схемы подключен к виртуальной земле, то в схему вводится импульс напряжения В, ( с ). Поскольку I ( s ) = Y ( s ), текущий i ( t ) будет расходиться, если полюса Y (s), нули Z (s), будут иметь положительные действительные части .Таким образом, это анализ допуска;
Если узел схемы не подключен к виртуальной земле, то в схему вводится импульс тока I ( с ). Поскольку V ( s ) = Z ( s ), напряжение v ( t ) будет расходиться, если полюса Z (s), нули Y (s), имеют положительные действительные части . Это анализ импеданса.
В нашем случае мы заметили, что не происходит точной отмены полюса-нуля ни для цепей Линвилла, ни для цепей гиратора, и, таким образом, все узлы имеют одинаковые полюса.Следовательно, нет необходимости изучать устойчивость в каждом узле, и можно выбрать любой данный узел [51].
Далее мы переходим к двухэтапному исследованию устойчивости схем Линвилла и гиратора. Во-первых, мы рассматриваем их внутреннюю стабильность, то есть стабильность только цепи NF. Во-вторых, мы рассматриваем стабильность цепей Линвилля, подключенных к AMM, и цепей гиратора, подключенных к AMC, соответственно.
4.1 Внутренняя стабильность цепей Linvill
По структуре схема Линвилла очень близка к перекрестно-связанному генератору.Следовательно, стабильность имеет решающее значение.
Все узлы эквивалентны, поэтому мы решили рассмотреть стабильность в узле A (рисунок 7b). Поскольку этот узел подключен к виртуальной земле, применяется импульс напряжения, и мы приступаем к анализу проводимости. В упрощенной модели единственный полюс модели Y _Linv определяется следующим образом: (7) Из уравнения (7) можно вывести условия внутренней устойчивости. Здесь мы предполагаем, что произведение g _m r ₀ достаточно велико, чтобы получить отрицательную индуктивность ( g _m r ₀> 1).
Когда R стремится к нулю, действительная часть этого полюса положительна (нестабильна). Когда R увеличивается, действительная часть этого полюса становится отрицательной (стабильной), как только R > 2 r ₀ / ( g _m r ₀ — 1 ). При значениях на Рисунке 8 стабильность достигается для компенсационных резисторов с сопротивлением более 68 Ом (это условие больше не соблюдается строго в модели full ).Короче говоря, схемы Linvill часто представляют собой внутреннюю нестабильность в типичной конфигурации с отрицательной индуктивностью.
4.2 Стабильность цепей Linvill, подключенных к AMM
Внутреннюю нестабильность цепи Linvill можно компенсировать, подключив ее к подходящему сопротивлению. Поскольку нестабильность возникает из-за полюса проводимости Linvill, стабильность может быть получена путем введения в серии положительной индуктивности , превышающей абсолютное значение отрицательной индуктивности Linvill (общая индуктивность L, _t > 0).Следовательно, схемы Linvill совместимы с AMM, но не с AMC.
Таким образом, анализируется стабильность, когда цепь Линвилла подключена к массиву SRR (рисунок 1). Электрическая модель SRR состоит из трансформатора, L _p = 45 нГн, L ₁ = 31,5 нГн, M = 18,5 нГн, последовательно с сопротивлением R _p = 3 Ом и конденсатор C _p = 18 пФ, что приводит к резонансу на частоте 530 МГц.Эквивалентное сопротивление R _r = 377 Ом моделирует характеристическое сопротивление воздуха. Эквивалентная схема, рассматриваемая для исследования стабильности, соответствует рисунку 1 с заменой Z _NF схемой на рисунке 7b.
Полная система, а также возможные узлы исследования представлены на рисунке 11. Если исследование стабильности проводится в узлах B, C или D, необходимо будет провести анализ импеданса (импульс тока), тогда как, если он проводится в узле A, это должен быть анализ проводимости (импульс напряжения).
Здесь для анализа выбран узел B. Анализ полюсов локусов проводится только по отношению к L , так как g _m установлено на максимальное значение (22 мСм), а R выбрано для отмены действительной части Z _Linv при 530 МГц (с поправкой на каждое значение L , оно изменяется от 90 до 60 Ом).
На рисунке 12 показаны полюсные локусы, полученные для L , которые варьируются от 5 до 30 нГн, что приводит к отрицательной индуктивности, изменяющейся от -2 до -30 нГн.Можно видеть, что значение L больше L _max = 26 нГн, что соответствует L _Linv = -28,2 нГн при 530 МГц, помещает два полюса в RHP. Поскольку общая индуктивность, близкая к нулю ( L _p = 45 нГн), критична для значительного улучшения полосы пропускания, можно ожидать невысоких характеристик. На вставке представлена эволюция L _max с g _m : увеличение g _m далее приводит к медленному уменьшению L _max.
Привязка цепей Linvill к AMM является неотъемлемой трудностью: для получения малых сопротивлений требуется большое g _m , но с большим g _m возможные отрицательные индуктивности ограничены соображениями стабильности (рисунки 13 и 14).
Рис. 11
Эквивалентная схема сетевой карты Linvill, подключенной к массиву SRR (AMM). Представлены все четыре узла и их соответствующий анализ импеданса / проводимости.
Рис. 12
Полюса локусов в узле Б. г _м постоянна (22 мСм). Чтобы отменить действительную часть Z _Linv на 530 МГц, R изменяется от 90 до 60 Ом, когда L изменяется от 5 до 30 нГн. На вставке показана эволюция L _max с г _м.
Рис 13
Эквивалентная схема гиратора НИИ, подключенная к матрице патчей (AMC).Представлены все три узла и их соответствующий анализ импеданса / проводимости.
Рис. 14
Полярные локусы в узле A ( g _м = 15 мСм, C изменяется от 9 пФ до 4 пФ, когда L _gyr изменяется от -40 нГн до -20 нГн).
4.3 Внутренняя устойчивость контуров гиратора
Все узлы эквивалентны, поэтому мы решили рассмотреть стабильность в узле A (рисунок 9b).Поскольку этот узел не подключен к виртуальной земле, применяется импульс тока, и мы приступаем к анализу импеданса. В упрощенной модели единственный полюс модели Z _gyr определяется следующим образом: (8)
Из уравнения (8) можно напрямую вывести условия внутренней устойчивости. Когда g _m> 1/ r ₀, действительная часть этого полюса положительна (нестабильна), а полное сопротивление в основном индуктивное.Когда g _m <1/ r ₀, действительная часть этого полюса отрицательна (стабильна), а полное сопротивление в основном резистивное.
Это означает, что до тех пор, пока импеданс в основном индуктивный, отрицательная индуктивность, создаваемая цепью гиратора, по своей природе нестабильна.
4.4 Устойчивость гираторных цепей, связанных с АМС
Внутреннюю нестабильность цепи гиратора можно компенсировать, подключив ее к подходящему сопротивлению.
Поскольку нестабильность возникает из-за полюса импеданса гиратора, стабильность никогда не может быть восстановлена путем последовательного подключения положительной катушки индуктивности [50]. Однако стабильная конфигурация может быть получена в шунте с положительной индуктивностью , меньшей на , чем абсолютное значение отрицательной индуктивности гиратора (общая индуктивность L _t> 0) [50]. Следовательно, схемы гиратора совместимы с AMC, но не с AMM.
Таким образом, анализируется стабильность, когда цепь гиратора подключена к матрице патчей (рис. 4).Электрическая модель патч-матрицы состоит из конденсатора ( C _go = 0,25 пФ) в шунте с катушкой индуктивности L _d = 31,4 нГн. Эквивалентное сопротивление R _r = 377 Ом моделирует сопротивление воздуха. Эквивалентная схема, рассматриваемая для исследования стабильности, соответствует рисунку 1 с заменой Z _NF схемой на рисунке 9b.
Полная система, а также возможные узлы исследования представлены на рисунке 11.Если исследование стабильности проводится в узлах A или C, необходимо провести анализ импеданса (импульс тока), тогда как, если он проводится в узле B, это должен быть анализ проводимости (импульс напряжения).
Здесь для анализа выбран узел A. Анализ полюсных локусов проводят как для g, _m,, , так и для C .
На рисунке 12 показаны полюсные локусы для g, _м = 15 мСм и C , изменяющихся от 9 до 4 пФ, что приводит к отрицательной индуктивности, изменяющейся от -40 до -20 нГн.
Все значения L _gyr, например | L _gyr | > L _d приводит к стабильной конфигурации. Тем не менее, предельное значение, имеющееся для C _min = 6,3 пФ, что соответствует L _gyr = -29,7 нГн, несколько превышает это условие. Такое поведение объясняется двумя причинами:
Полное сопротивление воздуха появляется в шунте с r ₀ и снижает добротность системного гиратора / AMC.
Действительная часть гиратора увеличивается с частотой (см. Рисунок 10).
Действительно, можно создать стабильную индуктивность, близкую к индуктивности короткого замыкания L _d , что имеет решающее значение для значительного улучшения полосы пропускания. Варианты g _m или r ₀ не изменяют это наблюдение.
В отличие от результата, полученного для конфигурации Linvill / AMM, нет никаких внутренних трудностей в соединении цепей гиратора с AMC: небольшое сопротивление присуще, а стабильность не препятствует достижению требуемых индуктивностей.
5 Характеристики метаматериалов в сочетании со схемами не Фостера
В дальнейшем стабильные схемы Linvill и гиратора соединяются с SSR и матрицами патчей, соответственно, для оценки возможного увеличения пропускной способности.
5.1 AMM в сочетании с цепями Linvill
Параметры рассматриваемой цепи Линвилла: г _м = 22 мСм, R = 66 Ом и L = 25 нГн. В этом случае отрицательная индуктивность -24.Генерируется 4 нГн. Соответствующая эффективная магнитная проницаемость сравнивается с полученной при идеальной отрицательной индуктивности и стабильной цепи Линвилла (). Обратите внимание, что C _p был выбран равным 4,4 пФ, чтобы сохранить резонансную частоту на уровне 530 МГц (рисунок 15).
Похоже, что даже с оптимизированной схемой Linvill можно добиться лишь небольшого увеличения пропускной способности. Более того, простых решений для улучшения этого результата не предвидится. Уменьшение паразитных емкостей, e.г. использование другой транзисторной технологии может привести к перемещению других полюсов к RHP и, таким образом, к нестабильности.
Рис. 15
Зависимость эффективной проницаемости массива SRR от частоты для следующих трех конфигураций: (1) Исходный массив SRR, C _p = 2 пФ (2) Идеальная отрицательная индуктивность, C _p = 18 пФ, L _отр. = −40 нГн, R _NF = 0 Ом (3) Стабильный контур Linvill C _p = 4,4 пФ, L _отр. = −24.4 нГн, R _NF = 66 Ом.
5.2 AMC в сочетании со схемами гиратора
Параметры рассматриваемой гираторной цепи: г, _м,, = 15 мСм и C, = 7,3 пФ. В этом случае создается отрицательная индуктивность -31,9 нГн. Соответствующая фаза при отражении сравнивается с фазой, полученной при идеальной отрицательной индуктивности и стабильной цепи гиратора (рисунок 16).
Чтобы количественно оценить эффективность этого не-Foster AMC, мы рассматриваем наклон как показатель качества (см.(4)). Идеальная катушка индуктивности уменьшила бы этот наклон в 51 раз. Отрицательная катушка индуктивности на основе гиратора действительно уменьшает этот наклон в 5,1 раза. Хотя этот выигрыш далек от оптимального, он все же очень интересен, потому что это производительность, которую можно было бы достичь с помощью AMC, в пять раз более толстого.
Рис.16.
Зависимость фазы при отражении матрицы патчей от частоты для следующих трех конфигураций: (1) Исходная матрица патчей, C _g = C _gl = 12.8 пФ (2) Идеальная отрицательная индуктивность, C _г = C _g0 = 0,25 пФ, L _отр. = −32,2 нГн, R _NF = 0 Ом (3) Стабильный контур гиратора, C _g0 = 0,25 пФ, L _neg = −31,9 нГн, R _NF = 3,2 Ом.
6 Выводы
В этой статье мы исследовали все требования, предъявляемые к не-Фостерским схемам за счет увеличения полосы пропускания.Сначала мы рассмотрели два семейства метаматериалов, а именно АММ и АМС. Исследование обоих семейств метаматериалов показало, что получение метаматериалов, отличных от Фостера, требует отрицательной индуктивности, чтобы компенсировать внутреннюю положительную индуктивность, и чрезвычайно малых сопротивлений, чтобы избежать ослабления или усиления. Затем мы исследовали две практические электронные архитектуры: схемы Linvill и гираторные схемы. Соображения стабильности побуждают нас подключать цепи Linvill к AMM, а цепи гиратора — к AMC.Было показано, что входной импеданс цепей Linvill определяется исключительно импедансом нагрузки, тогда как для цепей гиратора важную роль играют как импеданс нагрузки, так и крутизна.
Выводы для двух типов цепей разные. Для схем Linvill стабильность достигается далеко от оптимальной. Это представляет собой серьезное ограничение, и, следовательно, этот тип схемы NF не дает никакого выигрыша в производительности для рассматриваемого приложения. Для гираторных схем таких проблем не возникало.Тем не менее, одновременное достижение как малых сопротивлений, так и больших / отрицательных индуктивностей и при большой полосе пропускания оказалось сложной задачей. В конце концов, характеристики этого типа схемы NF были все еще более чем в пять раз лучше, чем у обычных метаматериалов.
6.1 Последствия и влияние
За последние десять лет несколько авторов предложили соединять метаматериалы с цепями не Фостера, чтобы увеличить рабочую полосу частот. Однако до сих пор количество убедительных демонстраций, основанных на метаматериалах, отличных от Фостера, было очень ограниченным.Чтобы выйти за рамки этих первых попыток и глубже понять сложность соединения метаматериалов со схемами не Фостера, мы объединили опыт ученых, работающих в области метаматериалов и интегральных схем.
На двух репрезентативных примерах в этой статье предлагается методология изучения связи метаматериалов и цепей, не относящихся к Фостеру, с учетом фундаментальной проблемы стабильности. Эти примеры показывают исключительную важность выбора подходящей электронной архитектуры для данного метаматериала.Кроме того, они также демонстрируют настоятельную необходимость детального рассмотрения эквивалентных схем этих архитектур, вплоть до паразитных терминов.
Мы твердо уверены, что эта статья, объединяющая дополнительные знания, будет очень ценной для всех ученых, стремящихся объединить метаматериалы с электронными схемами.
7 Приложение A
Цель этого приложения — предоставить полные уравнения во всей их великолепной сложности для схем Линвилла и гираторов.
7.1 Линвилл
Входное сопротивление полной модели с компенсационным резистором, паразитными конденсаторами и без приближения определяется как: (А.1) Упрощенная и полная модели сравниваются на рисунке A.1 для конкретного случая ( г _м = 20 мСм, R = 100 Ом, L = 40 нГн, те же параметры, что и на рисунке 8). Все остальные параметры приведены в разделе 3.
Как видно из рисунка A.1, аппроксимация практически не влияет на упрощенную модель, за исключением небольшого смещения индуктивности вверх.Однако на частотах выше 500 МГц следует использовать только полную модель, поскольку резистивные части входного сопротивления для упрощенных и полных моделей впоследствии сильно отклоняются друг от друга.
Рис. A.1
Сравнение упрощенной и полной модели схемы Linvill от 100 до 900 МГц. Параметры цепи: г _м = 20 мСм, R = 100 Ом и L = 40 нГн. (Вверху) Действительная часть входного импеданса. (Внизу) Эквивалентная индуктивность входного импеданса.
7.2 Гиратор
Входное сопротивление полной модели с компенсационным резистором, паразитными конденсаторами и без приближения определяется как: (А.2.1) Упрощенная и полная модели сравниваются на рисунке A.2 для конкретного случая ( г _м = 15 мСм, C = 7 пФ, те же параметры, что и на рисунке 10). Все остальные параметры приведены в разделе 3.
Как видно из рисунка A.2, аппроксимация оказывает небольшое, но значительное влияние на упрощенную модель, поскольку она предсказывает только положительное сопротивление, тем самым упуская потенциальные нестабильности.Однако, в отличие от Linvill, упрощенная модель гиратора действительна в очень широком диапазоне частот, поскольку общее отклонение намного меньше.
Рис. А.2
Сравнение упрощенной и полной модели схемы гиратора от 100 до 500 МГц. Параметры цепи: г _м = 15 мСм и C = 7 пФ. (Вверху) Действительная часть входного импеданса. (Внизу) Эквивалентная индуктивность входного импеданса.
8 Приложение B
Цель этого приложения — предоставить читателю синтетический обзор возможных схем для гиратора и топологий Linvill.Это не могло быть исчерпывающим изложением.
8.1 Гиратор
Топология гиратора основана на двух усилителях OTA (Operational Transconductance Amplifier). В случае Non Foster из-за высокого риска нестабильности лучше ограничить количество узлов, а затем количество этапов в OTA. Две основные конфигурации представлены на рисунке B.1. Эквивалентная модель малого сигнала согласуется с моделью малого сигнала полевого МОП-транзистора. Это означает, что исследования, представленные в этой статье, действительны для этих конфигураций, только путем изменения значений параметров модели малого сигнала, в частности r ₀.Пример гиратора на основе двух одноступенчатых инверторов на базе ОТА предложен в [52]
.
Рис. B.1
Конфигурация OTA с одним входом и одним выходом (SISO).
8.2 Линвилл
Схема Linvill многократно создавалась с использованием различных технологий (биполярные транзисторы или MOSFET, интегрированные или с сосредоточенными элементами). На рисунке B.2 мы предлагаем две недавно опубликованные схемы на основе полевых МОП-транзисторов [42,39]. Как видно на рисунке, стоки перекрестно связанных транзисторов могут быть подключены к транзисторам или резисторам.Таким образом, в модели полевого МОП-транзистора с малым сигналом он изменит порядок величины: r ₀.
Рис. B.2
Схема Линвилля: а) опубликована в [42], б) опубликована в [39].
Список литературы
Д. Юла, Л. Кастриота, Х. Карлин, IRE Trans. Circ. Теор. 6, 102 (1959) [CrossRef] [Google Scholar]
С.А. Третьяков, Микроу. Опт. Technol. Lett. 31, 163 (2001) [CrossRef] [Google Scholar]
С.А. Третьяков, С.И. Масловский, IEEE Antennas Propag. Mag. 49, 37 (2007) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Hrabar et al., Appl. Phys. Lett. 99, 254103 (2011) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Храбар, И. Кройс, А. Кириченко, Метаматериалы 4, 89 (2010) [CrossRef] [Google Scholar]
П.-Y. Chen, C. Argyropoulos, A. Alù, Phys. Rev. Lett. 111, 233001 (2013) [CrossRef] [Google Scholar]
Д.Ф. Сивенпайпер, IEEE Antennas Wirel. Распространение. Lett. 10, 231 (2011) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Саадат и др., IEEE Trans. Антенны Propag. 61, 1210 (2013) [CrossRef] [Google Scholar]
Ф.Gao et al., Electron. Lett. 50, 1616 (2014) [CrossRef] [Google Scholar]
Ю.Дин, В. Фуско, Microw. Опт. Technol. Lett. 54, 2111 (2012) [CrossRef] [Google Scholar]
М.Барбуто и др., IEEE Trans. Антенны Propag. 61, 1219 (2013) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Г. Монтгомери, Р. Х. Дик, Э. М. Перселл, Принципы микроволновых схем (Iet, 1948) [Google Scholar]
А.Д. Харрис, Г.А. Майерс, Документ DTIC, 1968 г. [Google Scholar]
Дж.T. Aberle, R. Loepsinger-Romak, Synth. Лект. Антенны 2, 1 (2007) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Э. Сассман-Форт, Р. Рудиш, IEEE Trans. Антенны Propag. 57, 2230 (2009) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Р. Уайт, Дж. Колберн, Р. Nagele, IEEE Antennas Wirel. Распространение. Lett. 11, 584 (2012) [CrossRef] [Google Scholar]
О.О. Таде, П. Гарднер, П.С. Холл, в: 42-я Европейская микроволновая конференция (EuMC), 2012, стр. 613 [Google Scholar]
S.D. Стернс, в: Международный симпозиум IEEE по антеннам и распространению радиоволн (APSURSI), 2011 г., стр. 1942 г. [Google Scholar]
М.М. Джейкоб, Дж. Лонг, Д.Ф. Зивенпайпер, в Международном симпозиуме Общества по антеннам и распространению (APSURSI), IEEE., 2012, стр. 1 [Google Scholar]
Н. Чжу, Р. В. Циолковски, Appl. Phys. Lett. 101, 024107 (2012) [CrossRef] [Google Scholar]
Д.J. Gregoire, C.R. White, J.S. Colburn, IEEE Antennas Wirel. Распространение. Lett. 10, 1586 (2011) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Третьяков, Аналитическое моделирование в прикладной электромагнетизме (Artech House, 2003). [Google Scholar]
R.C. Хансен, М. Берк, Микроу. Опт. Technol. Lett. 26, 75 (2000) [CrossRef] [Google Scholar]
М.J. Freire, R. Marques, L. Jelinek, Appl. Phys. Lett. 93, 231108 (2008) [CrossRef] [Google Scholar]
ЧАС.Mosallaei, K. Sarabandi, IEEE Antennas Wirel. Распространение. Lett. 4, 5 (2005) [CrossRef] [Google Scholar]
А.М. Николсон, Г.Ф. Росс, IEEE Trans. Instrum. Измер. 19, 377 (1970) [CrossRef] [Google Scholar]
W.B. Weir, Proc. IEEE 62, 33 (1974) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Р. Симовски, Опт. Spectrosc. 107, 726 (2009). [Google Scholar]
Б.А. Мунк, Частотно-селективные поверхности: теория и дизайн (Джон Вили и сыновья, 2005) [Google Scholar]
С.Р. Бест, Д.Л. Ханна, IEEE Antennas Propag. Mag. 50, 52 (2008) [CrossRef] [Google Scholar]
Ю.Fan, Y. Rahmat-Samii, IEEE Trans. Антенны Propag. 51, 2691 (2003) [CrossRef] [Google Scholar]
Н.Энгета, в Международном симпозиуме Общества по антеннам и распространению радиоволн, 2002 г. (IEEE, 2002), стр. 392 [Google Scholar]
Й. Лончар, Д. Муха, С. Храбар, в 2013 г .: Международный симпозиум IEEE по антеннам и распространению радиоволн и Национальное совещание по радионауке USNC / URSI, 2015 г., стр.73 [Google Scholar]
Т. Канеко, Ю. Хорий, в: Материалы Азиатско-Тихоокеанской микроволновой конференции (APMC), 2013 г., стр. 1194 [CrossRef] [Google Scholar]
А.М. Эльфргани, Р.Г. Рохас, в: IEEE MTT-S International Microwave Symposium, 2015, стр. 1 [Google Scholar]
J. Loncar, S. Hrabar, D. Muha, IEEE Trans. Антенны Propag. 65, 390 (2017) [CrossRef] [Google Scholar]
Р.Дж. Бейкер, CMOS: схемотехника, компоновка и моделирование (John Wiley and Sons, 2008) [Google Scholar]
J.G. Linvill, Proc. IRE. 41, 725 (1953), DOI: 10.1109 / JRPROC.1953.274251. [CrossRef] [Google Scholar]
Г.Fu, S. Sonkusale, Appl. Phys. Lett. 106, 203504 (2015) [CrossRef] [Google Scholar]
М.М. Джейкоб, Дж. Лонг, Д.Ф. Зивенпайпер, IEEE Trans. Антенны Propag. 62, 6081 (2014) [CrossRef] [Google Scholar]
Дж.Лонг, Д.Ф. Зивенпайпер, IEEE Trans. Антенны Propag. 64, 3003 (2016) [CrossRef] [Google Scholar]
С.Саадат и др., IEEE Microw. Wirel. Компон. Lett. 25, 118 (2015) [CrossRef] [Google Scholar]
Ю.Чен, К. Моутан, IEEE Trans. Circuits Syst. I: рег. документы. 57, 2609 (2010) [CrossRef] [Google Scholar]
Б.Д. Х. Теллеген, Philips Res. Реп.3, 81 (1948) [Google Scholar]
Э. Копп, Proc IEEE. 53, 2125 (1965) [CrossRef] [Google Scholar]
Ф.Юань, КМОП активные индукторы и трансформаторы: принцип, реализация и применение (Springer, 2008) [Google Scholar]
C.R. White, J.W. Мэй, Дж. Колберн, IEEE Microw. Wirel. Компон. Lett. 22, 35 (2012) [CrossRef] [Google Scholar]
А.М. Эльфргани, Р.Г. Рохас, в: Международный симпозиум Общества по антеннам и распространению (APSURSI), 2014 IEEE. (2014), стр. 464 [CrossRef] [Google Scholar]
Э.Угарте-Муньос, С. Храбар, Д. Сеговия-Варгас, в: Материалы 5-й Европейской конференции по антеннам и распространению радиоволн (EUCAP). (2011), стр. 2059 [Google Scholar]
Э. Угарте-Муньос и др., IEEE Trans. Антенны Propag. 60, 3490 (2012) [CrossRef] [Google Scholar]
Н.Эйллон и др., IEEE Trans. Микроу. Теор. Tech. 59, 2073 (2011) [CrossRef] [Google Scholar]
Э.Авиньон-Месельдзия и др., На конференции по новым схемам и системам (NEWCAS), 2015 IEEE 13th International. (2015), стр. 1 [Google Scholar]
Цитируйте эту статью как : Эмили Авиньон-Мезельдзия, Томас Лепетит, Пьетро Марис Феррейра, Фабрис Буст, Цепи отрицательной индуктивности для увеличения полосы пропускания метаматериалов, EPJ Appl.Метамат. 2017, 4 , 9
Все рисунки
рисунок 1
Эквивалентная схема, моделирующая массив SRR: PI-сеть линии передачи, подключенной через взаимную индуктивность к резонансной цепи последовательного RLC. ( L _p : индуктор контура, C _p : контур + сосредоточенный конденсатор, Z _NF: полное сопротивление NF, R _p : сопротивление контура).
По тексту
Инжир.2
Сравнение S-параметров, рассчитанных с помощью двухполупериодного моделирования, с эквивалентной схемой на Рисунке 1 ( C ₁ = 0,2 пФ, L ₁ = 31,5 нГн, M = 18,5 нГн, L _p = 45 нГн, C _p = 2 пФ и R _p = 3 Ом). Вставка: Геометрия рассчитанного SRR. Размер ячейки: 25 × 20 × 25 мм. Длина SRR: 20 мм, ширина полосы SRR: 2 мм, зазор SRR: 1,5 мм. Предполагаются периодические граничные условия в обоих боковых направлениях.
По тексту
Рис. 3
Эффективная проницаемость (действительная часть) массива SRR в зависимости от частоты: (1) L _neg = 0, C _p = 2 пФ, R _NF = 0 Ом; (2) L _отр. = -40 нГн, C _p = 18 пФ, R _NF = 0 Ом; (3) L _отр. = −40 нГн, C _p = 18 пФ, R _NF = 17 Ом.
По тексту
Рис. 4
Эквивалентная схема, моделирующая матрицу патчей: короткозамкнутая линия передачи, подключенная к емкости, таким образом образуя резонансный контур серии LC. ( L _d : индуктор короткого замыкания, C _g : патч + сосредоточенный конденсатор, Z _NF: полное сопротивление NF).
По тексту
Инжир.5
Фаза при отражении матрицы патчей в зависимости от частоты: (1) Нет отрицательной индуктивности, C _g = C _gl = 12,8 пФ; (2) L _отр. = -32,2 нГн, C _г = C _g0 = 0,25 пФ, R _NF 0 Ом; (3) L _отр. = -32,2 нГн, C _г = C _g0 = 0,25 пФ, R _NF = 3 Ом; (4) L _отр. = -32.2 нГн, C _g = C _g0 = 0,25 пФ, R _NF = 10 Ом.
По тексту
Рис. 6
Малосигнальная модель полевого МОП-транзистора [37]. Три узла соответствуют воротам (G), источнику (S) и сливу (D).
По тексту
Рис. 7
а) Схема Линвилля на полевых МОП-транзисторах.б) Слабосигнальная модель цепи Линвилля.
По тексту
Рис. 8
Входное сопротивление цепи Linvill, Z _Linv = Re ( Z _Linv) + jL _Linv ω , принимая g _мS = = 40 нГн и: (1) R = 0 Ом, f _Re0 = 900 МГц (2) R = 50 Ом, f _Re0 = 570 МГц; (3) R = 100 Ом, f _Re0 = 120 МГц.
По тексту
Рис.9.
а) Схема Гиратора на МОП-транзисторах. б) Слабосигнальная модель гираторной цепи.
По тексту
Рис. 10
Входное сопротивление цепи гиратора, Z _gyr = Re ( Z _gyr) + jL _gyr ω (1) g _м = 7 С = 0.87 пФ, f _Re0 = 239 МГц (2) g _м = 15 мс, C = 7,0 пФ, f _Re0 = 152 МГц (3) g _m = 30 мс, C = 30 пФ, f _Re0 = 96 МГц.
По тексту
Рис. 11
Эквивалентная схема сетевой карты Linvill, подключенной к массиву SRR (AMM). Представлены все четыре узла и их соответствующий анализ импеданса / проводимости.
По тексту
Рис. 12
Полюса локусов в узле Б. г _м постоянна (22 мСм). Чтобы отменить действительную часть Z _Linv на 530 МГц, R изменяется от 90 до 60 Ом, когда L изменяется от 5 до 30 нГн. На вставке показана эволюция L _max с г _м.
По тексту
Инжир.13
Эквивалентная схема гиратора НИИ, подключенная к матрице патчей (AMC). Представлены все три узла и их соответствующий анализ импеданса / проводимости.
По тексту
Рис. 14
Полярные локусы в узле A ( g _м = 15 мСм, C изменяется от 9 пФ до 4 пФ, когда L _gyr изменяется от -40 нГн до -20 нГн).
По тексту
Инжир.15
Зависимость эффективной проницаемости массива SRR от частоты для следующих трех конфигураций: (1) Исходный массив SRR, C _p = 2 пФ (2) Идеальная отрицательная индуктивность, C _p = 18 пФ, L _отр. = −40 нГн, R _NF = 0 Ом (3) Стабильный контур Linvill C _p = 4,4 пФ, L _отр. = −24,4 нГн, R _NF = 66 Ом.
По тексту
Инжир.16
Зависимость фазы при отражении матрицы патчей от частоты для следующих трех конфигураций: (1) Исходная матрица патчей, C _g = C _gl = 12,8 пФ (2) Идеальная отрицательная индуктивность, C _g = C _g0 = 0,25 пФ, L _отр. = −32,2 нГн, R _NF = 0 Ом (3) Цепь стабильного гиратора, C _g0 = 0,25 пФ , L _отр. = -31.9 нГн, R _NF = 3,2 Ом.
По тексту
Рис. A.1
Сравнение упрощенной и полной модели схемы Linvill от 100 до 900 МГц. Параметры цепи: г _м = 20 мСм, R = 100 Ом и L = 40 нГн. (Вверху) Действительная часть входного импеданса. (Внизу) Эквивалентная индуктивность входного импеданса.
По тексту
Инжир.А.2
Сравнение упрощенной и полной модели схемы гиратора от 100 до 500 МГц. Параметры цепи: г _м = 15 мСм и C = 7 пФ. (Вверху) Действительная часть входного импеданса. (Внизу) Эквивалентная индуктивность входного импеданса.
По тексту
Отрицательная емкость от индуктивности сегнетоэлектрического переключателя
1.
Салахуддин, С. и Датта, С. Использование отрицательной емкости для усиления напряжения для маломощных наноразмерных устройств. Nano Lett. 8 , 405–410 (2008).
ADS Статья Google Scholar
2.
Хан, А. И., Йунг, К. У., Ху, К. и Салахуддин, С. Сегнетоэлектрический МОП-транзистор с отрицательной емкостью: настройка емкости и антисегнетоэлектрическая работа. В Proc. IEEE Int. Electron Devices Meeting (IEDM) , стр. 11.3.1–11.3.4 (2011).
3.
Хан, А. И. и др. Отрицательная емкость сегнетоэлектрического конденсатора. Нат. Матер. 14 , 182–186 (2015).
ADS Статья Google Scholar
4.
Appleby, D. J. et al. Экспериментальное наблюдение отрицательной емкости в сегнетоэлектриках при комнатной температуре. Nano Lett. 14 , 3864–3868 (2014).
ADS MathSciNet Статья Google Scholar
5.
Dasgupta, S. et al.Переключение Sub-kT / q при сильной инверсии в PbZr _0,52 Ti _0,48 O ₃ стробированных полевых транзистора с отрицательной емкостью. IEEE J. Explor. Твердотельные вычисления. Dev. Circ. 1 , 43–48 (2015).
ADS Google Scholar
6.
Gao, W. et al. Отрицательная емкость в гетероструктуре сегнетоэлектрик – диэлектрик сверхрешетка при комнатной температуре. Nano Lett. 14 , 5814–5819 (2014).
ADS Статья Google Scholar
7.
Li, K.-S., et al. FinFET-транзистор с отрицательной емкостью менее 60 мВ без гистерезиса. В Proc. IEEE Int. Electron Devices Meeting (IEDM) , стр. 22.6.1–22.6.4 (2015).
8.
McGuire, F. A. et al. Устойчивое переключение ниже 60 мВ / декаду за счет эффекта отрицательной емкости в транзисторах MoS ₂. Нано. Lett. 17 , 4801–4806 (2017).
ADS Статья Google Scholar
9.
Si, M. et al. Крутая отрицательная емкость без гистерезиса MoS _{2 транзистора}. Нат. Nanotechnol. 13,1 , 24 (2017).
ADS Google Scholar
10.
Yeung, CW, Khan, AI, Cheng, J.-Y., Salahuddin, S. & Hu, C. Негистерезисный полевой транзистор с отрицательной емкостью с размахом менее 30 мВ / дек более 10 ⁶ X диапазон тока и I _НА 0.3 мА / мкм без увеличения деформации при напряжении 0,3 В VDD. В г. в конф. Simul. Полуконд. Устройства процессов , стр. 257 (2012).
11.
Русу А., Сальваторе Г. А., Хименес Д. и Ионеску А. М. Полевой транзистор металл – сегнетоэлектрик – метаоксид – полупроводник с подпороговым размахом менее 60 мВ / декада и внутренним усилением напряжения. На собрании по электронным устройствам (IEDM), 2010 IEEE International 16.3.1–16.3.4 (2010).
12.
Ислам Хан, А.и другие. Экспериментальные доказательства наличия сегнетоэлектрической отрицательной емкости в наноразмерных гетероструктурах. Прил. Phys. Lett. 99 , 113501 (2011).
ADS Статья Google Scholar
13.
Маджумдар К., Датта С. и Рао С. П. Возвращение к теории сегнетоэлектрической отрицательной емкости. IEEE Trans. Электрон Дев. 63 , 2043–2049 (2016).
ADS Статья Google Scholar
14.
Hoffmann, M. et al. Прямое наблюдение отрицательной емкости в поликристаллическом сегнетоэлектрике HfO ₂. Adv. Функц. Матер. 26 , 8643–8649 (2016).
Артикул Google Scholar
15.
Yuan, Z. C. et al. Ограничения скорости переключения сегнетоэлектрических полевых транзисторов с отрицательной емкостью. IEEE Trans. Электрон Дев. 63 , 4046–4052 (2016).
ADS Статья Google Scholar
16.
Сальваторе, Г. А., Русу, А. и Ионеску, А. М. Экспериментальное подтверждение зависимости отрицательной емкости от температуры в сегнетоэлектрических полевых транзисторах. Прил. Phys. Lett. 100 , 163504 (2012).
ADS Статья Google Scholar
17.
Lee, M. et al. Перспективы сегнетоэлектрических полевых транзисторов HfZrO _x с экспериментально CET = 0,98 нм, SS _для = 42 мВ / дек, SS _рев. = 28 мВ / дек, выключение <0.2 В, и стратегии без гистерезиса. В Proc. IEEE Int. Electron Devices Meeting (IEDM) , стр. 5–22 (2015).
18.
Muller, J. et al. Сегнетоэлектричество в простом двойном ZrO ₂ и HfO ₂. Nano Lett. 12 , 4318–4323 (2012).
ADS Статья Google Scholar
19.
Mueller, S. et al. Возникновение сегнетоэлектричества в тонких пленках HfO, легированных алюминием ₂. Adv. Функц. Матер. 22 , 2412–2417 (2012).
Артикул Google Scholar
20.
Хюк Парк, М. и др. Влияние отжига в формовочном газе на сегнетоэлектрические свойства Hf _0,5 Zr _0,5 O ₂ тонких пленки с платиновыми электродами и без них. Прил. Phys. Lett. 102 , 112914 (2013).
ADS Статья Google Scholar
21.
Hyuk Park, M. et al. Эволюция фаз и сегнетоэлектрические свойства тонких пленок Hf _0,5 Zr _0,5 O ₂ в зависимости от толщины и температуры отжига. Прил. Phys. Lett. 102 , 242905 (2013).
ADS Статья Google Scholar
22.
Schroeder, U. et al. КМОП-совместимые сегнетоэлектрические материалы на основе оксида гафния. ECS J. Solid State Sci. Technol. 2 , N69 – N72 (2013).
Артикул Google Scholar
23.
Hoffmann, M. et al. Низкотемпературные сегнетоэлектрики на основе оксида гафния. Сегнетоэлектрики 480 , 16–23 (2015). 1 .
Артикул Google Scholar
24.
Lin, B.-T., Lu, Y.-W., Shieh, J. & Chen, M.-J. Индукция сегнетоэлектричества в наноразмерных тонких пленках ZrO ₂ на Pt-электроде без пост-отжига. J. Eur. Ceram. Soc. 37 , 1135–1139 (2017).
Артикул Google Scholar
25.
Александер К. и Садику М. Н. О. Основы электрических цепей (McGraw-Hill Education, Нью-Йорк, 2016).
26.
Bultel, Y., Géniès, L., Antoine, O., Ozil, P. & Durand, R. Моделирование диаграмм импеданса активных слоев в газодиффузионных электродах: диффузия, эффекты омической капли и многоступенчатые реакции. J. Electroanal. Chem. 527 , 143–155 (2002).
Артикул Google Scholar
27.
Махария, Р., Матиас, М. Ф. и Бейкер, Д. Р. Измерение сопротивления электролита каталитического слоя в PEFC с помощью спектроскопии электрохимического импеданса. J. Electrochem. Soc. 152 , A970 – A977 (2005).
Артикул Google Scholar
28.
Рой, С. К., Оразем, М. Э. и Триболлет, Б. Интерпретация низкочастотных индуктивных контуров в топливных элементах PEM. J. Electrochem. Soc. 154 , B1378 – B1388 (2007).
Артикул Google Scholar
29.
Антуан, О., Бултель, Ю. и Дюран, Р. Кинетика и механизм реакции восстановления кислорода на наночастицах платины внутри Nafion. J. Electroanal. Chem. 499 , 85–94 (2001).
Артикул Google Scholar
30.
Тайбл С., Фафилек Г. и Флейг Дж. Спектры импеданса легированных железом тонких пленок SrTiO ₃ при напряжении смещения: индуктивные петли как след движения ионов. Наноразмер 8 , 13954–13966 (2016).
ADS Статья Google Scholar
31.
Guerrero, A. et al. Свойства контактного и объемного импедансов в солнечных элементах с гибридным галогенидом свинца и перовскитом, включая элементы индукционной петли. J. Phys. Chem. С 120 , 8023–8032 (2016).
Артикул Google Scholar
32.
Ghahremanirad, E., Bou, A., Olyaee, S. & Bisquert, J. Индуктивная петля в отклике импеданса перовскитных солнечных элементов, объясненная моделью поверхностной поляризации. J. Phys. Chem. Lett. 8 , 1402–1406 (2017).
Артикул Google Scholar
33.
Lopez-Varo, P. et al. Физика устройств гибридных перовскитных солнечных элементов: теория и эксперимент. Adv. Energy Mater. 8 , 1702772 (2018).
Артикул Google Scholar
34.
Gardner, D. S. et al. Обзор индукторных структур на кристалле с магнитными пленками. IEEE Trans. Magn. 45 , 4760–4766 (2009).
ADS Статья Google Scholar
35.
Касамацу, С., Ватанабе, С., Хванг, С. и Хан, С. Возникновение отрицательной емкости в многодоменных сегнето-параэлектрических наноконденсаторах при конечном смещении. Adv. Матер. 28 , 335–340 (2016).
Артикул Google Scholar
36.
Зубко П. и др. Отрицательная емкость в многодоменных сегнетоэлектрических сверхрешетках. Nature 534 , 524–528 (2016).
ADS Статья Google Scholar
37.
Cheng, S.-Y. и другие. Анализ структуры релаксорных сегнетоэлектриков на основе титаната висмута натрия с помощью дифракции электронов. J. Eur. Ceram. Soc. 33 , 2141–2153 (2013).
Артикул Google Scholar
38.
Берсилл, Л. А., Джулин, П., Хуа, К. и Сеттер, Н. Взаимосвязь между наноструктурой и диэлектрическим откликом танталата свинца-скандия — (I) структура и доменные текстуры. Phys. B 205 , 305–326 (1995).(3-4).
ADS Статья Google Scholar
39.
McClellan, KJ, Xiao, SQ, Lagerlof, KPD & Heuer, AH Определение структуры кубической фазы в сплавах с высоким содержанием ZrO ₂ Y ₂ O ₃ -ZrO ₂ сплавов методом дифракции электронов на сходящемся пучке. Philos. Mag. А 70 , 185–200 (1994).
ADS Статья Google Scholar
40.
Болл, Б. Л., Смит, Р. К., Ким, С. Дж. И Зелеке, С. Модель гистерезиса, зависящего от напряжения, для сегнетоэлектрических материалов. J. Intell. Матер. Syst. Struct. 18 , 69–88 (2007).
Артикул Google Scholar
41.
Дэвис М., Дамьянович Д. и Сеттер Н. Фазовые переходы, индуцированные электрическим полем, температурой и напряжением в релаксорных монокристаллах сегнетоэлектриков. Phys. Ред. B 73 , 014115 (2006).
ADS Статья Google Scholar
42.
Перцев Н., Таганцев А. и Сеттер Н. Фазовые переходы и деформационное сегнетоэлектричество в тонких эпитаксиальных пленках SrTiO ₃. Phys. Ред. B 61 , R825 (2000).
ADS Статья Google Scholar
Преобразователь импеданса для достижения отрицательной емкости и / или отрицательной индуктивности для согласования входных радиочастот
ТЕХНИЧЕСКАЯ ОБЛАСТЬ
Настоящее изобретение в целом относится к согласованию импеданса для антенн и / или малошумящих усилителей (LNA).Более конкретно, аспекты настоящего раскрытия относятся к схеме преобразователя импеданса для достижения отрицательной емкости и / или отрицательной индуктивности для согласования входного импеданса высокочастотного (RF) входного каскада.

Уровень техники
Усилители обычно используются в различных электронных устройствах для усиления сигнала. Доступны разные типы усилителей для разных целей. Например, беспроводное устройство, такое как сотовый телефон, может включать в себя передатчик и приемник для двунаправленной связи.Приемник может использовать малошумящий усилитель (LNA), передатчик может использовать усилитель мощности (PA), а приемник и передатчик могут использовать усилители с регулируемым усилением (VGA).
Приемник может включать в себя LNA, подключенный к антенне через различные блоки входной схемы. Эти схемные блоки могут выполнять такие функции, как фильтрация, переключение между передатчиком и приемником, согласование импеданса и т. Д. Между антенной и приемником может быть подключена схема согласования импеданса, которая может выполнять согласование импеданса для антенны и / или LNA.Схема согласования импеданса может быть реализована с помощью дискретных компонентов. Дискретные компоненты увеличивают стоимость и размер приемника.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В аспекте настоящего раскрытия представлен способ создания отрицательного импеданса с помощью схемы преобразователя отрицательного импеданса. Способ включает в себя прием первого сигнала дифференциального радиочастотного сигнала на источнике первого транзистора пары транзисторов с перекрестной связью и второго сигнала дифференциального радиочастотного сигнала на источнике второго транзистора перекрестно связанной пары. пара транзисторов.Способ также включает в себя создание отрицательной емкости или отрицательной индуктивности на основе импеданса нагрузки, связанной со стоком первого транзистора и стоком второго транзистора.
Другой аспект раскрывает схему преобразователя отрицательного импеданса. Схема преобразователя отрицательного импеданса включает в себя первый транзистор, подключенный к первому радиочастотному (RF) входу в истоке первого транзистора. Схема преобразователя отрицательного импеданса также включает в себя второй транзистор, подключенный ко второму высокочастотному входу в истоке второго транзистора.Второй транзистор перекрестно связан с первым транзистором, образуя пару перекрестно связанных транзисторов. Пара транзисторов с перекрестной связью генерирует отрицательную емкость или отрицательную индуктивность на основе импеданса нагрузки, связанной со стоком первого транзистора и стоком второго транзистора.
В еще одном аспекте настоящего раскрытия представлена схема преобразователя отрицательного импеданса. Схема преобразователя отрицательного импеданса включает в себя средства для создания противодействия току при приложении напряжения.Схема преобразователя отрицательного импеданса также включает в себя средство для генерирования отрицательной емкости или отрицательной индуктивности на основе средства генерирования противодействия, подключенного к стоку первого транзистора пары транзисторов с перекрестной связью и стоку второго транзистора с перекрестной связью. пара транзисторов.
В нем довольно широко очерчены особенности и технические преимущества настоящего раскрытия, чтобы можно было лучше понять последующее подробное описание.Дополнительные особенности и преимущества раскрытия будут описаны ниже. Специалистам в данной области техники должно быть понятно, что это раскрытие может быть легко использовано в качестве основы для модификации или проектирования других структур для выполнения тех же целей настоящего раскрытия. Специалисты в данной области также должны понимать, что такие эквивалентные конструкции не отклоняются от идей раскрытия, изложенных в прилагаемой формуле изобретения. Новые признаки, которые считаются характерными для раскрытия, как в отношении его организации, так и метода работы, вместе с другими целями и преимуществами, будут лучше поняты из следующего описания, когда его рассматривают в связи с сопровождающими фигурами.Однако следует четко понимать, что каждая из фигур предоставлена только с целью иллюстрации и описания и не предназначена для определения пределов настоящего раскрытия.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Для более полного понимания настоящего раскрытия сделана ссылка на следующее описание в сочетании с сопроводительными чертежами.

РИС. 1 показано беспроводное устройство, обменивающееся данными с системой беспроводной связи.

РИС. 2 показывает блок-схему беспроводного устройства, показанного на фиг. 1, согласно аспекту настоящего раскрытия.

РИС. 3 показывает примерный дизайн внешнего интерфейса беспроводного устройства.

РИС. 4 иллюстрирует реализацию входного каскада приемника обратной связи (FBRX) с катушкой индуктивности (например, входной параллельный индуктор) для резонанса выключенного конденсатора.

РИС. 5 иллюстрирует радиочастотную схему, включающую пару транзисторов с перекрестной связью для реализации отрицательной емкости.

РИС. 6 иллюстрирует схему преобразователя импеданса согласно аспектам настоящего раскрытия.

РИС. 7A иллюстрирует часть схемы преобразователя импеданса, включающую в себя пару транзисторов с перекрестной связью, импеданс нагрузки и отрицательный импеданс в соответствии с аспектами настоящего раскрытия.

РИС. 7B показан малосигнальный эквивалент схемы преобразователя импеданса по фиг. 7A согласно аспектам настоящего раскрытия.

РИС.7C иллюстрирует часть обычной схемы преобразователя импеданса.

РИС. 7D иллюстрирует часть схемы преобразователя импеданса согласно аспектам настоящего раскрытия.

РИС. 7E иллюстрирует преобразователь импеданса, включающий в себя индуктор в качестве импеданса нагрузки, согласно аспектам настоящего раскрытия.

РИС. 7F иллюстрирует преобразователь импеданса, включающий в себя конденсатор в качестве импеданса нагрузки согласно аспектам настоящего раскрытия.

РИС. 8 иллюстрирует преобразователь импеданса, соединенный с портом радиочастотного (RF) сигнала, чтобы реализовать отрицательную емкость согласно аспектам настоящего раскрытия.

РИС. 9 изображает упрощенную блок-схему способа достижения отрицательного импеданса или отрицательной индуктивности для согласования импеданса в радиочастотном входном каскаде.

РИС. 10 — блок-схема, показывающая примерную систему беспроводной связи, в которой может успешно использоваться конфигурация раскрытия сущности.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
Подробное описание, изложенное ниже, вместе с приложенными чертежами, предназначено как описание различных конфигураций и не предназначено для представления единственных конфигураций, в которых концепции, описанные в данном документе, могут быть реализованы на практике. Подробное описание включает в себя конкретные детали с целью обеспечения полного понимания различных концепций. Однако специалистам в данной области техники будет очевидно, что эти концепции могут быть реализованы на практике без этих конкретных деталей.В некоторых случаях хорошо известные структуры и компоненты показаны в форме блок-схемы, чтобы избежать затруднения понимания таких концепций. Как описано в данном документе, использование термина «и / или» предназначено для обозначения «включающего ИЛИ», а использование термина «или» предназначено для представления «исключающего ИЛИ».
Аспекты настоящего раскрытия направлены на схему преобразователя импеданса для достижения отрицательной емкости и / или отрицательной индуктивности для согласования входного импеданса высокочастотного (RF) входного каскада для конструкций малошумящих усилителей (LNA).МШУ усиливает входной радиочастотный сигнал и выдает выходной сигнал (например, выходной ток или сигнал напряжения). Схема преобразователя импеданса представляет собой преобразователь отрицательного импеданса, который преобразует импеданс нагрузки на входе малошумящего усилителя. Например, полное сопротивление нагрузки ZL преобразуется в отрицательное сопротивление Zin.
Преобразователь импеданса включает в себя главную цепь и цепь смещения для поддержки основной цепи. Основная схема преобразователя импеданса включает в себя пару транзисторов с перекрестной связью, первый транзистор источника тока, второй транзистор источника тока, первый транзистор стока тока и второй транзистор стока тока.Пара транзисторов с перекрестной связью включает в себя первый транзистор и второй транзистор. Входы (например, входные сигналы в LNA) подаются на источники пары транзисторов с перекрестной связью. Пара транзисторов с перекрестной связью генерирует отрицательную емкость и / или отрицательную индуктивность на основе импеданса нагрузки, реализованного для МШУ входного радиочастотного интерфейса. Пара транзисторов с перекрестной связью обеспечивает дифференциальный вход, а не конфигурацию с несимметричным заземлением.Например, пара транзисторов с перекрестной связью может быть полевыми транзисторами (FET) из металлооксидных полупроводников (NMOS) N-типа.
Для обеспечения дифференциального входа главная цепь разделена на первый путь и второй путь. Первый путь включает в себя первый транзистор, первый транзистор источника тока и первый транзистор стока тока, тогда как второй путь включает в себя второй транзистор, второй транзистор источника тока и второй транзистор стока тока. Затворы каждого из транзисторов кросс-связанной пары транзисторов подключены к стокам противоположного транзистора.Например, затвор первого транзистора соединен со стоком второго транзистора. Аналогичным образом затвор второго транзистора соединен со стоком первого транзистора.
В одном аспекте раскрытия полное сопротивление нагрузки ZL реализуется через сток первого транзистора и сток второго транзистора. Радиочастотный вход подключен к истоку первого транзистора и истоку второго транзистора. Например, радиочастотный вход может быть дифференциальным радиочастотным входом, так что первый вход (например,g., положительный вход) дифференциального радиочастотного входа подключен к истоку первого транзистора, а второй вход (например, отрицательный вход) дифференциального радиочастотного входа подключен к истоку второго транзистора.
Преобразователь импеданса дополнительно включает в себя первый транзистор истока тока и второй транзистор истока тока, соответственно подключенные к стоку первого транзистора и стоку второго транзистора, чтобы обеспечить стабильный ток к паре транзисторов с перекрестной связью.Первый транзистор источника тока и второй транзистор источника тока обеспечивают идентичный ток каждому из первого транзистора и второго транзистора.
Первый транзистор стока тока и второй транзистор стока тока соответственно подключены к истоку первого транзистора и истоку второго транзистора. Отрицательный импеданс Zin (например, отрицательная емкость или отрицательная индуктивность) реализуется через сток первого транзистора стока тока и сток второго транзистора стока тока.
Схема смещения (например, зеркальная схема) преобразователя импеданса генерирует управляющий сигнал для смещения первого транзистора-потребителя тока и второго транзистора-потребителя тока, так что ток через первый путь и второй путь по существу одинаковы. Схема смещения включает в себя третий транзистор источника тока, чтобы отразить первый транзистор источника тока и второй транзистор источника тока, третий транзистор стока тока, чтобы отразить первый транзистор стока тока и второй транзистор стока тока, и третий транзистор, чтобы отразить первый транзистор источника тока. транзистор и второй транзистор.Первый транзистор источника тока, второй транзистор источника тока и третий транзистор источника тока поддерживаются источником тока (например, транзисторной схемой) или смещаются источником тока.
Транзисторы схемы смещения могут быть реализованы в параллельной конфигурации по отношению к транзисторам основной схемы. В работе схема смещения отражает основную схему, хотя и в уменьшенном масштабе. Например, схема смещения отражает первый путь и второй путь основной цепи.Однако ток через цепь смещения уменьшается по сравнению с током через первый путь и второй путь. Чтобы отразить падение напряжения на кросс-связанной паре, третий транзистор реализован как транзистор с диодным соединением, где сток третьего транзистора соединен с затвором третьего транзистора. В одном аспекте раскрытия сток третьего транзистора стока тока соединен с затвором третьего транзистора стока тока, чтобы обеспечить напряжение затвор-исток третьего транзистора стока тока, чтобы смещать первый транзистор стока тока и второй ток. сток транзистор.
Элемент отрицательного импеданса (например, отрицательная емкость или индуктивность) создается таким образом, что преобразователь импеданса уменьшает или даже устраняет нежелательный элемент отрицательного сопротивления, который обратно пропорционален крутизне перекрестно связанных транзисторов. В одном аспекте элемент с отрицательным импедансом устраняется путем соединения импеданса нагрузки ZL со стоками первого и второго транзисторов и соединения дифференциальных радиочастотных входов с истоками первого транзистора и второго транзистора кросс-связанной пары.Импеданс нагрузки ZL может быть емкостным для получения отрицательной емкости, а полное сопротивление ZL нагрузки может быть индуктивным для получения отрицательной индуктивности. Таким образом, инверсия знака импеданса нагрузки достигается схемой преобразователя импеданса.
В одном аспекте устранение элемента отрицательного сопротивления достигается за счет наличия тока отрицательной обратной связи через первый и второй транзисторы кросс-связанной пары на источниках, которые соответствуют входам для дифференциального радиочастотного сигнала. .Например, ток отрицательной обратной связи достигается через пару с перекрестной связью на радиочастотах (RF), что делает схему преобразователя импеданса привлекательной для использования на высоких (RF) частотах. Ток отрицательной обратной связи может быть обнаружен в любой точке (например, у первого источника и второго источника) контура, включающего пару перекрестно связанных транзисторов.
Отрицательный импеданс может быть определен на основе модели слабого сигнала кросс-связанной пары. Например, дифференциальный радиочастотный сигнал может быть применен к источникам кросс-связанной пары, а усиление контура кросс-связанной пары устанавливается выше единицы для достижения отрицательного импеданса.Таким образом, положительное входное сопротивление с преобразованным ZL достигается путем передачи радиочастотного сигнала на входные порты источников (например, первого и второго источников) пары транзисторов с перекрестной связью.
Аспекты настоящего раскрытия могут быть реализованы в системе по фиг. 1, 2, 3 и 10.

РИС. 1 показано беспроводное устройство , 110, , обменивающееся данными с системой беспроводной связи , 120, . Система , 120, беспроводной связи может быть системой 5G, системой долгосрочного развития (LTE), системой множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA), глобальной системой мобильной связи (GSM), беспроводной локальной сетью (WLAN). ) или другую беспроводную систему.Система CDMA может реализовывать широкополосный CDMA (WCDMA), синхронный CDMA с временным разделением (TD-SCDMA), CDMA2000 или некоторую другую версию CDMA. Для простоты на фиг. 1 показана система беспроводной связи , 120, , включая две базовые станции , 130, и , 132, и один системный контроллер , 140, . В общем, беспроводная система может включать в себя любое количество базовых станций и любое количество сетевых объектов.
Беспроводное устройство , 110, может называться пользовательским оборудованием (UE), мобильной станцией, терминалом, терминалом доступа, абонентским устройством, станцией и т. Д.Беспроводное устройство , 110, также может быть сотовым телефоном, смартфоном, планшетом, беспроводным модемом, персональным цифровым помощником (КПК), портативным устройством, портативным компьютером, Smartbook, нетбуком, беспроводным телефоном, станция беспроводной локальной сети (WLL), устройство Bluetooth и т.д. Беспроводное устройство , 110, может быть способно взаимодействовать с системой беспроводной связи , 120, . Беспроводное устройство , 110, также может принимать сигналы от вещательных станций (например,g., вещательная станция , 134, ), сигналы со спутников (например, спутник , 150, ) в одной или нескольких глобальных навигационных спутниковых системах (GNSS) и т. д. Беспроводное устройство , 110, может поддерживать одну или несколько радиотехнологий. для беспроводной связи, такой как LTE, CDMA2000, WCDMA, TD-SCDMA, GSM, 802.11 и т. д.
Беспроводное устройство , 110, может поддерживать агрегацию несущих, которая работает на нескольких несущих. Агрегация несущих также может называться операцией с несколькими несущими.Согласно аспекту настоящего раскрытия, беспроводное устройство , 110, может иметь возможность работать в нижнем диапазоне от 698 до 960 мегагерц (МГц), в среднем диапазоне от 1475 до 2170 МГц и / или в верхнем диапазоне от 2300 МГц. до 2690 МГц, сверхвысокий диапазон от 3400 до 3800 МГц и долгосрочное развитие (LTE) в нелицензионных диапазонах LTE (LTE-U / LAA) от 5150 МГц до 5950 МГц. Полоса низких частот, средняя полоса, полоса высоких частот, сверхвысокая полоса и LTE-U относятся к пяти группам полос (или групп полос), при этом каждая группа полос включает ряд полос частот (или просто «полосы»). ).Например, в некоторых системах каждая полоса может охватывать до 200 МГц и может включать в себя одну или несколько несущих. Например, каждая несущая может охватывать до 40 МГц в LTE. Конечно, диапазон для каждой из полос является просто примерным, а не ограничивающим, и могут использоваться другие частотные диапазоны. LTE Release 11 поддерживает 35 диапазонов, которые называются диапазонами LTE / UMTS и перечислены в 3GPP TS 36.101. Беспроводное устройство , 110, может быть сконфигурировано с использованием до пяти несущих в одном или двух диапазонах в LTE Release 11.

РИС. 2 показывает блок-схему примерного дизайна беспроводного устройства , 200, , такого как беспроводное устройство , 110, , показанное на фиг. 1. Фиг. 2 показывает пример приемопередатчика , 220, , который может быть беспроводным приемопередатчиком (WTR). В общем, преобразование сигналов в передатчике , 230, и приемнике , 250, может выполняться одним или несколькими каскадами усилителя (ов), фильтра (ов), преобразователей с повышением частоты, преобразователей с понижением частоты и т.п.Эти схемные блоки могут быть расположены иначе, чем конфигурация, показанная на фиг. 2. Кроме того, другие блоки схемы, не показанные на фиг. 2 также может использоваться для обработки сигналов в передатчике 230 и приемнике 250 . Если не указано иное, любой сигнал на фиг. 2 или любые другие иллюстрации на чертежах, могут быть несимметричными или дифференциальными. Некоторые схемные блоки на фиг. 2 также можно не указывать.
В примере, показанном на фиг. 2, беспроводное устройство 200 обычно включает в себя приемопередатчик , 220, и процессор данных , 210, .Процессор данных , 210, может включать в себя память (не показана) для хранения данных и программных кодов и, как правило, может включать в себя элементы аналоговой и цифровой обработки. Приемопередатчик , 220, может включать в себя передатчик , 230, и приемник , 250, , которые поддерживают двунаправленную связь. В общем, беспроводное устройство , 200, может включать в себя любое количество передатчиков и / или приемников для любого количества систем связи и полос частот. Весь приемопередатчик , 220, или его часть может быть реализован на одной или нескольких аналоговых интегральных схемах (ИС), радиочастотных (РЧ) интегральных схемах (RFIC), ИС со смешанными сигналами и т.п.
Передатчик или приемник могут быть реализованы с супергетеродинной архитектурой или архитектурой прямого преобразования. В супергетеродинной архитектуре сигнал преобразуется по частоте между радиочастотой и основной полосой на нескольких этапах, например, с радиочастоты на промежуточную частоту (ПЧ) на одном этапе и с промежуточной частоты на основную полосу на другом этапе для приемника. . В архитектуре прямого преобразования частота сигнала преобразуется между радиочастотой и основной полосой за один этап.Архитектуры супергетеродина и прямого преобразования могут использовать разные схемные блоки и / или иметь разные требования. В примере, показанном на фиг. 2, передатчик 230 и приемник 250 реализованы с архитектурой прямого преобразования.
В тракте передачи процессор данных 210 обрабатывает данные, которые должны быть переданы. Процессор данных , 210, также подает синфазные (I) и квадратурные (Q) аналоговые выходные сигналы на передатчик , 230, в тракте передачи.В примерном аспекте процессор данных 210 включает в себя цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП) 214 a и 214 b для преобразования цифровых сигналов, сгенерированных процессором данных 210 , во входящие фазовые (I) и квадратурные (Q) аналоговые выходные сигналы (например, выходные токи I и Q) для дальнейшей обработки.
Внутри передатчика 230 фильтры нижних частот 232 a и 232 b фильтруют синфазный (I) и квадратурный (Q) аналоговые сигналы передачи, соответственно, для уменьшения нежелательных изображений, вызванных предварительное цифро-аналоговое преобразование.Усилители (усилители) 234 a и 234 b усиливают сигналы от фильтров нижних частот 232 a и 232 b , соответственно, и обеспечивают синфазный (I) и квадратурный ( Q) сигналы основной полосы частот. Преобразователь с повышением частоты 240 , включая смесители с повышением частоты 241 a и 241 b преобразует с повышением частоты синфазный (I) и квадратурный (Q) сигналы основной полосы частот с синфазной (I) и квадратурной (Q) передачей ( TX) гетеродин (LO) сигналы от генератора сигналов гетеродина TX 290 для обеспечения сигнала, преобразованного с повышением частоты.Фильтр , 242, фильтрует преобразованный с повышением частоты сигнал, чтобы уменьшить нежелательные изображения, вызванные преобразованием с повышением частоты, а также помехи в полосе частот приема. Усилитель мощности (PA) 244 усиливает сигнал от фильтра 242 для получения желаемого уровня выходной мощности и обеспечивает передачу радиочастотного сигнала. Передаваемый радиочастотный сигнал направляется через дуплексер / переключатель 246 и передается через антенну 248 .
В тракте приема антенна 248 принимает сигналы связи и выдает принятый радиочастотный (RF) сигнал, который направляется через дуплексер / переключатель 246 и подается на малошумящий усилитель (LNA) 252 .Дуплексер / переключатель , 246, предназначен для работы с определенным частотным разделением дуплексера приема (RX) для передачи (TX) (RX-to-TX), так что сигналы RX изолированы от сигналов TX. Принятый РЧ-сигнал усиливается LNA 252 и фильтруется фильтром 254 для получения желаемого входного РЧ-сигнала. Смесители с понижающим преобразованием 261 a и 261 b смешивают выходной сигнал фильтра 254 с синфазными (I) и квадратурными (Q) сигналами гетеродина (RX) приема (i.е., LO_I и LO_Q) от генератора 280 сигналов RX LO для генерации синфазных (I) и квадратурных (Q) сигналов основной полосы частот. Синфазные (I) и квадратурные (Q) сигналы основной полосы усиливаются усилителями 262 a и 262 b и далее фильтруются фильтрами нижних частот 264 a и 264 b для получения синфазных (I) и квадратурных (Q) аналоговых входных сигналов, которые подаются на процессор данных , 210, .В показанной примерной конфигурации процессор данных 210 включает в себя аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 216 a и 216 b для преобразования аналоговых входных сигналов в цифровые сигналы для дальнейшей обработки данных. процессор 210 .
На ФИГ. 2, генератор сигналов гетеродина передачи (TX LO) 290 генерирует синфазные (I) и квадратурные (Q) сигналы TX LO, используемые для преобразования с повышением частоты, в то время как генератор сигналов гетеродина приема (RX LO) 280 генерирует синфазные (I) и квадратурные (Q) сигналы RX LO, используемые для преобразования с понижением частоты.Каждый сигнал гетеродина представляет собой периодический сигнал с определенной основной частотой. Контур фазовой автоподстройки частоты (PLL) , 292, принимает информацию о синхронизации от процессора данных , 210, и генерирует управляющий сигнал, используемый для регулировки частоты и / или фазы сигналов TX LO от генератора сигналов TX LO 290 . Точно так же PLL 282 принимает информацию синхронизации от процессора данных 210 и генерирует управляющий сигнал, используемый для регулировки частоты и / или фазы сигналов RX LO от генератора сигналов RX LO 280 .
Беспроводное устройство 200 может поддерживать агрегацию несущих и может (i) принимать несколько сигналов нисходящей линии связи, передаваемых одной или несколькими сотами на множестве несущих нисходящей линии связи на разных частотах, и / или (ii) передавать несколько сигналов восходящей линии связи в одну или несколько сот на нескольких несущих восходящей линии связи. Для внутриполосной агрегации несущих передачи отправляются на разных несущих в одной и той же полосе. Для межполосной агрегации несущих передачи отправляются на нескольких несущих в разных диапазонах.Однако специалисты в данной области техники поймут, что описанные здесь аспекты могут быть реализованы в системах, устройствах и / или архитектурах, которые не поддерживают агрегацию несущих.

РИС. 3 показывает примерный дизайн внешнего интерфейса беспроводного устройства. Беспроводное устройство , 300, может быть пользовательским оборудованием, сотовым телефоном или каким-либо другим устройством. Беспроводное устройство , 300, включает в себя передатчик и приемник. Для простоты только часть приемника показана на фиг.3, а передатчик не показан.
В тракте приема антенна 310 принимает сигналы, передаваемые базовыми станциями и / или другими передающими станциями, и обеспечивает принятый радиочастотный (RF) сигнал, Vrx. Фильтр (например, полосовой фильтр) 312 фильтрует принятый радиочастотный сигнал для удаления внеполосного шума и нежелательных сигналов и обеспечивает отфильтрованный радиочастотный сигнал. Переключатель передачи / приема (T / R) 314 подключает приемник или передатчик к антенне 310 в любой момент.В режиме приема выбирается приемник, и переключатель , 314, T / R направляет отфильтрованный радиочастотный сигнал от фильтра 312, к схеме согласования , 316, . В режиме передачи выбирается передатчик, и переключатель T / R , 314, принимает передаваемый RF-сигнал от передатчика и направляет передаваемый RF-сигнал на фильтр 312 для передачи через антенну 310 .
Схема согласования 316 выполняет согласование входного импеданса для малошумящего усилителя (МШУ) 302 и подает входной РЧ-сигнал Vin на МШУ.Схема согласования , 316, может быть реализована с помощью катушек индуктивности, конденсаторов и т. Д. МШУ 302 усиливает входной РЧ-сигнал Vin и выдает выходной РЧ-сигнал Vout.
LNA 302 может быть реализован на кристалле в интегральной схеме (IC), которая может быть аналоговой IC, RF IC (RFIC), IC смешанного сигнала и т. Д. Фильтр 312 , T Переключатель / R , 314, и согласующая схема , 316, могут быть реализованы вне кристалла и вне ИС.Некоторые или все из этих схемных блоков (например, переключатель передачи / передачи , 314, и согласующая схема , 316, ) могут быть реализованы с внешними дискретными компонентами, которые затем могут увеличить стоимость и размер беспроводного устройства , 300, .
Фильтр 312 , переключатель T / R 314 и согласующая схема 316 могут быть соединены каскадом, как показано на фиг. 3. Эти схемные блоки могут быть реализованы с пассивными схемами. Тогда каждый из этих схемных блоков может иметь некоторые вносимые потери, которые затем могут ухудшить коэффициент шума приемника.

РИС. 4 иллюстрирует реализацию входного каскада приемника обратной связи (FBRX) с катушкой индуктивности (например, входной параллельный индуктор) для резонанса выключенного конденсатора. Внешняя ВЧ-схема , 400, включает малошумящий усилитель (МШУ) 406 . Согласование импеданса указано для входной РЧ-цепи 400 . Катушка индуктивности , 402, на кристалле может использоваться для резонанса / компенсации паразитной емкости (например, связанной с отключающим конденсатором , 404, ).Конденсатор выключения , 404, может иметь значение около двух пикофарад (пФ). Поскольку встроенный индуктор , 402, занимает большую площадь во входной РЧ-цепи 400 (например, 130 микрометров на сто двадцать пять микрометров (130 мкм × 125 мкм)), желательно реализовать или достичь отрицательная емкость (-C) для резонанса / нейтрализации емкости вне кристалла (например, от конденсатора выключения 404 ) с дополнительным преимуществом уменьшения площади, занимаемой во входной РЧ-схеме 400 (или РЧ-приемнике интегральной схемы или другие приложения внешнего интерфейса приемника).

РИС. 5 иллюстрирует радиочастотную схему 500 , включающую пару транзисторов с перекрестной связью (например, M 1 и M 2 ) для реализации отрицательной емкости. Схема 500 включает пару источников тока 502 a и 502 b , кросс-связанные транзисторы M 1 и M 2 , пару приемников тока 504 a и 504 b , полное сопротивление нагрузки ZL и входное сопротивление Zin.На этой иллюстрации импеданс ZL нагрузки связан между истоком транзистора M 1 и истоком транзистора M 2 . Транзисторы M 1 и M 2 имеют перекрестную связь, так что затвор транзистора M 1 связан со стоком транзистора M 2 , а затвор транзистора M 2 связан на сток транзистора М 1 . Входное сопротивление Zin реализуется между стоком транзистора M 1 и стоком транзистора M 2 .Источники тока , 502, , , и , 502, , , , соответственно, соединены со стоком транзистора M 1 и стоком транзистора M 2 . Потребители тока , 504, , , и , 504, , , , соответственно, подключены к истоку транзистора M 1 и истоку транзистора M 2 .
В этом случае пара транзисторов с перекрестной связью эффективно действует как гиратор и тем самым обеспечивает элемент отрицательной емкости (-C).Гиратор — это пассивный, линейный, двухпортовый элемент электрической сети без потерь. Реализованный входной импеданс определяется по формуле:

Z
in

=

—
2

⁢

z
s

— 2

— 2

=

—

Z
L

—

2

g
m

,

— крутизна транзистора М 1 или М 2 ; и
2z _s — полное сопротивление на стоке транзисторов M 1 или M 2 .

Пара транзисторов с перекрестной связью на фиг. 5 также реализует реальный отрицательный импеданс (-2 / гм), который вызывает нестабильность. Цепи с отрицательным импедансом (которые реализуют реальный отрицательный импеданс) не подходят для большинства приложений. Например, используются дополнительные схемы, чтобы минимизировать влияние отрицательного импеданса. Кроме того, преобразователь импеданса в этой топологии схемы на фиг. 5 может не реализовывать элемент отрицательной индуктивности (-L).Поскольку в этой схеме используется только элемент пассивной отрицательной емкости (-C), она не используется как часть активных блоков в тракте прохождения сигнала малошумящего усилителя (LNA).
В некоторых реализациях для реализации элемента -C используется внутренняя положительная обратная связь. Кроме того, реализованный элемент -C может быть эквивалентно использован для реализации последовательной индуктивности. Однако в этих реализациях реализованный элемент -C изменяется по частоте. Кроме того, топология схемы с использованием внутренней положительной обратной связи и соответствующего реализованного элемента -C не подходит для широкополосных приложений.Реализованный элемент −C строго ограничивает схему. Например, реализованный элемент -C ограничивает схему до проводимости gc = 0, что трудно реализовать.
Аспекты настоящего раскрытия относятся к паре транзисторов с перекрестной связью для улучшенной схемы преобразователя импеданса. Аспекты настоящего раскрытия основаны на симметричном свойстве перекрестно связанной пары для реализации элемента -C / -L вместе с положительным реальным импедансом, как показано на фиг. 6.

РИС.6 иллюстрирует схему , 600, преобразователя импеданса согласно аспектам настоящего раскрытия. Схема преобразователя полного сопротивления , 600, включает в себя основную схему , 610, и схему смещения , 608, для поддержки основной схемы , 610, . Основная схема , 610, включает в себя пару транзисторов с перекрестной связью (например, первый транзистор 606 a и второй транзистор 606 b ), первый транзистор источника тока 602 a , второй транзистор источника тока 602 b , первый транзистор стока тока 604 a и второй транзистор стока тока 604 b .Пара транзисторов с перекрестной связью 606 a и 606 b генерирует отрицательную емкость и / или отрицательную индуктивность на основе импеданса нагрузки, реализованного для МШУ переднего радиочастотного интерфейса. Пара транзисторов с перекрестной связью 606 a и 606 b обеспечивает дифференциальный вход, а не конфигурацию с несимметричным заземлением.
Для обеспечения дифференциального входа основная схема , 610, разделена на первый путь и второй путь.Первый путь включает в себя первый транзистор , 606, , , , первый транзистор источника тока , 602, , , a и первый транзистор, потребляющий ток, , 604, , , , а второй путь включает второй транзистор , 606, . b , второй транзистор источника тока 602 b и второй транзистор стока тока 604 b . В одном аспекте INP является портом положительного входного сигнала для приема положительного входного сигнала по первому тракту, а INM является портом отрицательного входного сигнала для приема отрицательного входного сигнала по второму тракту.Затворы каждого из транзисторов , 606, , , и , 606, , , b, , пары транзисторов с перекрестной связью подключены к стокам противоположного транзистора. Например, затвор первого транзистора , 606, , , , соединен со стоком второго транзистора , 606, , , b, . Точно так же затвор второго транзистора , 606, , b, подключен к стоку первого транзистора , 606, , a.
Схема преобразователя импеданса 600 — это преобразователь отрицательного импеданса, который преобразует импеданс нагрузки на входе LNA (например, LNA 406 ). Например, полное сопротивление нагрузки ZL преобразуется в отрицательное сопротивление Zin между портом положительного входного сигнала INP и портом отрицательного входного сигнала INM.
Первый транзистор источника тока 602 a и второй транзистор источника тока 602 b соответственно соединены со стоком первого транзистора 606 a и стоком второго транзистора 606 b для обеспечения стабильного тока паре транзисторов с перекрестной связью 606 a и 606 b .Первый транзистор стока тока 604 a и второй транзистор стока тока 604 b соответственно подключены к истоку первого транзистора 606 a и истоку второго транзистора 606 б . Отрицательный импеданс Zin (например, отрицательная емкость или отрицательная индуктивность) обеспечивается через сток первого транзистора стока тока 604 a и сток второго транзистора стока тока 604 b.
Схема смещения 608 (например, зеркальная схема) схемы преобразователя импеданса 600 генерирует управляющий сигнал для смещения первого транзистора стока тока 604 a , второго транзистора стока тока 604 b, , первый транзистор источника тока , 602, , , , и / или второй транзистор источника тока, , 602, , b, , так что ток через первый путь и второй путь по существу одинаковы.Схема смещения , 608, включает в себя третий транзистор источника тока 612 для отражения первого транзистора источника тока 602 a и второго транзистора источника тока 602 b , третьего транзистора стока тока 616 до отразить первый транзистор стока тока 604 a и второй транзистор стока тока 604 b , а третий транзистор 614 отразить первый транзистор 606 a и второй транзистор 606 б .Первый транзистор источника тока 602 a , второй транзистор источника тока 602 b и третий транзистор источника тока 612 поддерживаются схемой источника тока 618 (например, транзисторной схемой) или смещен цепью источника тока 618 . Схема смещения , 608, и схема источника тока , 618, могут образовывать общую схему смещения. Основная цепь , 610, является активной частью схемы преобразователя импеданса , 600, , в то время как остальные секции являются схемой смещения (например,g., цепь смещения 608 и цепь источника тока 618 ).

РИС. 7A иллюстрирует часть схемы преобразователя импеданса, включающую в себя пару перекрестно связанных транзисторов M 1 и M 2 , импеданс ZL нагрузки и реализованный отрицательный импеданс Zin согласно аспектам настоящего раскрытия.

РИС. 7B показан малосигнальный эквивалент схемы преобразователя импеданса по фиг. 7A согласно аспектам настоящего раскрытия.Ток стока малых сигналов первого транзистора M 1 определяется выражением g _m V _gs1, а ток стока малых сигналов второго транзистора M 2 определяется выражением g _m V _gs2. Затвор и исток транзисторов M 1 и M 2 соответственно представлены G 1 и G 2 и S 1 и S 2 на фиг. 7Б. Например, из модели слабого сигнала на фиг. 7B, реализованный импеданс можно представить следующим образом:

Zin
=

2

(

г
м

)

—
ZL

, таким образом, пара транзисторов с перекрестной связью M 1 и M 2 на фиг.7A и 7B реализует реальный положительный импеданс (2 / мкм) и не действительный отрицательный импеданс (-ZL). Аспекты настоящего раскрытия обладают гибкостью для реализации элемента -L или -C путем вставки катушки индуктивности или конденсатора в качестве элемента полного сопротивления нагрузки (ZL) без изменения в зависимости от частоты.

РИС. 7C иллюстрирует часть 700 C обычной схемы преобразователя импеданса. ИНЖИР. На фиг.7С показан резистор R, подключенный к каждому из стоков первого транзистора M 1 и второго транзистора M 2 пары транзисторов с перекрестной связью.На основе модели слабого сигнала по фиг. 7C реализованный импеданс можно представить следующим образом:

Zin
=

2

(

г
м

)

—

, где gm — крутизна транзистора M 1 или M 2 , а R — сопротивление.

РИС. 7D иллюстрирует часть схемы преобразователя импеданса согласно аспектам настоящего раскрытия.ИНЖИР. 7D показывает резистор R, подключенный к каждому из стоков первого транзистора M 1 и второго транзистора M 2 пары транзисторов с перекрестной связью. Кроме того, сопротивление нагрузки ZL подключено между стоками первого транзистора M 1 и второго транзистора M 2 . На основе модели слабого сигнала по фиг. 7D реализованный импеданс может быть представлен следующим образом:

Zin
=

2

(

г
м

)

—

—
1
*

w
2

*

c
2

*
R

,

где w — угловая частота, а C — емкость.
Аспекты настоящего раскрытия обладают гибкостью для реализации элемента -L или -C путем включения катушки индуктивности или конденсатора в качестве элемента полного сопротивления нагрузки (ZL) без изменения в зависимости от частоты. Таким образом, c ² можно заменить на L ² в приведенном выше уравнении, если вместо конденсатора используется катушка индуктивности. Третьим членом в уравнении Зина можно пренебречь на высокой частоте.

РИС. 7E иллюстрирует часть 700 E преобразователя импеданса, включающую в себя катушку индуктивности L 1 в качестве импеданса нагрузки согласно аспектам настоящего раскрытия.Например, отрицательная индуктивность может быть достигнута за счет использования катушки индуктивности L 1 (например, 1,2 нГн) в качестве импеданса нагрузки ZL. Реализованное реактивное сопротивление минимально изменяется при изменении процесса, напряжения и температуры (PVT).

РИС. 7F иллюстрирует часть 700 F преобразователя импеданса, включающего в себя конденсатор C 1 в качестве импеданса нагрузки согласно аспектам настоящего раскрытия. Например, отрицательная емкость может быть достигнута за счет использования конденсатора C 1 (например.g., 1,2 пФ) как полное сопротивление нагрузки ZL на перекрестно связанных транзисторах M 1 и M 2 . Как и в случае с катушкой индуктивности, реализованное реактивное сопротивление минимально изменяется при изменении процесса, напряжения и температуры (PVT).

РИС. 8 иллюстрирует преобразователь импеданса , 810, , соединенный с портами радиочастотного (RF) сигнала 805 a и 805 b радиочастотной интегральной схемы 800 для реализации отрицательной емкости в соответствии с аспектами настоящего раскрытие.Радиочастотная интегральная схема 800 включает в себя малошумящий усилитель (LNA) 806 , подключенный к выходу (например, дифференциальному выходу) преобразователя импеданса 810 , и конденсатор выключения 804 , подключенный между портами радиочастотного сигнала 805 a и 805 b . Преобразователь импеданса , 810, подключен к портам радиочастотного сигнала 805 a и 805 b для достижения преимущества уменьшенной площади (напримерг., 20%). Порты радиочастотного сигнала 805 a и 805 b могут принимать дифференциальный радиочастотный сигнал, RF-in. Преобразователь импеданса , 810, может реализовать элемент отрицательной емкости (-C) и элемент отрицательного импеданса (-L), которые подходят для множества приложений. Хотя это не показано, схема смещения может быть включена в преобразователь , 810, импеданса по фиг. 8.

РИС. 9 изображает упрощенную блок-схему , 900, способа достижения отрицательного импеданса или отрицательной индуктивности для согласования импеданса в радиочастотном входном каскаде.На этапе , 902, схема преобразователя отрицательного импеданса принимает первый сигнал дифференциального радиочастотного сигнала на первом источнике первого транзистора из пары транзисторов с перекрестной связью и второй сигнал дифференциального радиочастотного сигнала на втором источнике. исток второго транзистора пары транзисторов с перекрестной связью. На этапе , 904, схема преобразователя отрицательного импеданса генерирует отрицательную емкость или отрицательную индуктивность на основе импеданса нагрузки, соединенного со стоком первого транзистора и стоком второго транзистора.
Согласно дополнительному аспекту настоящего раскрытия, преобразователь отрицательного импеданса включает в себя средство для создания противодействия току при приложении напряжения. Средством создания противодействия может быть полное сопротивление нагрузки ZL, емкость и / или индуктивность. В другом аспекте вышеупомянутые средства могут быть любым модулем или любым устройством, сконфигурированным для выполнения функций, объявленных вышеупомянутыми средствами.

РИС. 10 — блок-схема, показывающая примерную систему беспроводной связи, в которой может успешно использоваться конфигурация раскрытия сущности.В целях иллюстрации на фиг. 10 показаны три удаленных блока 1020 , 1030 и 1050 и две базовые станции 1040 . Следует понимать, что системы беспроводной связи могут иметь намного больше удаленных устройств и базовых станций. Выносные блоки 1020 , 1030 и 1050 включают в себя IC-устройства 1025 A, 1025 B и 1025 C, которые включают описанную схему преобразователя отрицательного импеданса.Следует понимать, что другие устройства также могут включать в себя описанную схему преобразователя отрицательного импеданса, например базовые станции, коммутационные устройства и сетевое оборудование. ИНЖИР. 10 показаны сигналы прямой линии связи 1080 от базовой станции 1040 к удаленным устройствам 1020 , 1030 и 1050 и сигналы обратной линии связи 1090 от удаленных устройств 1020 , 1030 , и 1050 на базовую станцию 1040 .
На ФИГ. 10 удаленное устройство 1020 показано как мобильный телефон, удаленное устройство 1030 показано как портативный компьютер, а удаленное устройство 1050 показано как удаленное устройство с фиксированным местоположением в системе беспроводного локального контура. Например, удаленное устройство может быть мобильным телефоном, блоком портативных персональных систем связи (PCS), переносным блоком данных, таким как персональный цифровой помощник (КПК), устройством с поддержкой GPS, навигационным устройством, телевизионной приставкой. box, музыкальный проигрыватель, видеоплеер, развлекательное устройство, блок данных с фиксированным местоположением, такой как устройство для считывания показаний счетчика, или другое устройство связи, которое хранит или извлекает данные или компьютерные инструкции или их комбинации.Хотя фиг. 10 иллюстрирует удаленные блоки согласно аспектам раскрытия, раскрытие не ограничивается этими иллюстративными проиллюстрированными блоками. Аспекты раскрытия могут быть подходящим образом использованы во многих устройствах, которые включают в себя схему преобразователя отрицательного импеданса.
Для реализации микропрограммного обеспечения и / или программного обеспечения методологии могут быть реализованы с помощью модулей (например, процедур, функций и так далее), которые выполняют функции, описанные в данном документе. Машиночитаемый носитель, материально воплощающий инструкции, может использоваться при реализации описанных здесь методологий.Например, программные коды могут храниться в памяти и выполняться процессорным блоком. Память может быть реализована в блоке процессора или вне блока процессора. Используемый здесь термин «память» относится к типам долговременной, краткосрочной, энергозависимой, энергонезависимой или другой памяти и не ограничивается конкретным типом памяти или количеством запоминающих устройств, или типом носителя, на котором запоминается память. хранится.
Если реализовано во встроенном программном обеспечении и / или программном обеспечении, функции могут быть сохранены в виде одной или нескольких инструкций или кода на машиночитаемом носителе.Примеры включают машиночитаемые носители, закодированные со структурой данных, и машиночитаемые носители, закодированные с помощью компьютерной программы. Машиночитаемый носитель включает в себя физический компьютерный носитель. Носитель данных может быть доступным носителем, к которому может получить доступ компьютер. В качестве примера, но не ограничения, такие машиночитаемые носители могут включать в себя RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM или другое запоминающее устройство на оптическом диске, запоминающее устройство на магнитном диске или другие магнитные запоминающие устройства, или другой носитель, который может использоваться для хранения желаемого программный код в форме инструкций или структур данных, доступный для компьютера; Диск и диск, как они используются здесь, включают компакт-диск (CD), лазерный диск, оптический диск, цифровой универсальный диск (DVD), дискету и диск Blu-ray, где диски обычно воспроизводят данные магнитным способом, тогда как диски воспроизводят данные оптически с помощью лазеров.Комбинации вышеперечисленного также должны быть включены в объем машиночитаемых носителей.
В дополнение к хранению на машиночитаемом носителе инструкции и / или данные могут быть предоставлены как сигналы на среде передачи, включенной в устройство связи. Например, устройство связи может включать в себя приемопередатчик, имеющий сигналы, указывающие на инструкции и данные. Инструкции и данные сконфигурированы так, чтобы один или несколько процессоров выполняли функции, изложенные в формуле изобретения.
Хотя настоящее раскрытие и его преимущества были описаны подробно, следует понимать, что в нем могут быть сделаны различные изменения, замены и изменения без отступления от технологии раскрытия, как определено прилагаемой формулой изобретения. Например, относительные термины, такие как «вверху» и «внизу», используются по отношению к подложке или электронному устройству. Конечно, если подложку или электронное устройство перевернуть, верх становится нижним, и наоборот. Кроме того, при ориентации сбоку, сверху и снизу могут обозначаться стороны подложки или электронного устройства.Более того, объем настоящей заявки не предназначен для ограничения конкретными конфигурациями процесса, машины, производства, состава материала, средств, способов и этапов, описанных в описании. Обычный специалист в данной области техники легко поймет из раскрытия, что процессы, машины, производство, составы материалов, средства, методы или этапы, существующие в настоящее время или разрабатываемые позднее, которые выполняют по существу те же функции или достигают по существу того же результат, поскольку соответствующие конфигурации, описанные в данном документе, могут использоваться согласно настоящему раскрытию.Соответственно, прилагаемая формула изобретения предназначена для включения в свой объем таких процессов, машин, производства, составов материалов, средств, способов или этапов.
Специалисты в данной области техники дополнительно оценят, что различные иллюстративные логические блоки, модули, схемы и этапы алгоритмов, описанные в связи с раскрытием здесь, могут быть реализованы как электронное оборудование, компьютерное программное обеспечение или их комбинации. Чтобы ясно проиллюстрировать эту взаимозаменяемость аппаратного и программного обеспечения, различные иллюстративные компоненты, блоки, модули, схемы и этапы были описаны выше в общих чертах с точки зрения их функциональности.Реализованы ли такие функциональные возможности в виде оборудования или программного обеспечения, зависит от конкретного приложения и конструктивных ограничений, налагаемых на всю систему. Квалифицированные специалисты могут реализовать описанные функциональные возможности различными способами для каждого конкретного приложения, но такие решения по реализации не следует интерпретировать как вызывающие отклонение от объема настоящего раскрытия.
Различные иллюстративные логические блоки, модули и схемы, описанные в связи с раскрытием здесь, могут быть реализованы или выполнены с помощью универсального процессора, процессора цифровых сигналов (DSP), специализированной интегральной схемы (ASIC), поля программируемая вентильная матрица (FPGA) или другое программируемое логическое устройство, дискретное вентильное или транзисторное логическое устройство, дискретные аппаратные компоненты или любая их комбинация, предназначенная для выполнения функций, описанных в данном документе.Универсальный процессор может быть микропроцессором, но в альтернативе процессор может быть любым обычным процессором, контроллером, микроконтроллером или конечным автоматом. Процессор также может быть реализован как комбинация вычислительных устройств, например, комбинация DSP и микропроцессора, нескольких микропроцессоров, одного или нескольких микропроцессоров в сочетании с ядром DSP или любой другой подобной конфигурации.
Этапы способа или алгоритма, описанные в связи с раскрытием, могут быть воплощены непосредственно в аппаратных средствах, в программном модуле, выполняемом процессором, или в их комбинации.Программный модуль может находиться в RAM, флэш-памяти, ROM, EPROM, EEPROM, регистрах, на жестком диске, съемном диске, CD-ROM или любом другом носителе данных, известном в данной области техники. Примерный носитель данных связан с процессором, так что процессор может считывать информацию с носителя данных и записывать информацию на него. В качестве альтернативы носитель данных может быть встроен в процессор. Процессор и носитель данных могут находиться в ASIC. ASIC может находиться в пользовательском терминале.В качестве альтернативы процессор и носитель данных могут находиться в пользовательском терминале как отдельные компоненты.
В одном или нескольких примерных проектах описанные функции могут быть реализованы в аппаратных средствах, программном обеспечении, встроенном программном обеспечении или любой их комбинации. Если реализованы в программном обеспечении, функции могут храниться или передаваться в виде одной или нескольких инструкций или кода на машиночитаемом носителе. Машиночитаемые носители включают в себя как компьютерные носители данных, так и коммуникационные среды, включая любые носители, которые облегчают передачу компьютерной программы из одного места в другое.Носители данных могут быть любыми доступными носителями, к которым может получить доступ универсальный или специализированный компьютер. В качестве примера, но не ограничения, такие машиночитаемые носители могут включать в себя RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM или другое запоминающее устройство на оптическом диске, запоминающее устройство на магнитном диске или другие магнитные запоминающие устройства или любой другой носитель, который может использоваться для переноса или хранить указанные средства программного кода в форме инструкций или структур данных, к которым может получить доступ универсальный или специализированный компьютер или универсальный или специализированный процессор.Кроме того, любое соединение правильно называть машиночитаемым носителем. Например, если программное обеспечение передается с веб-сайта, сервера или другого удаленного источника с использованием коаксиального кабеля, оптоволоконного кабеля, витой пары, цифровой абонентской линии (DSL) или беспроводных технологий, таких как инфракрасный порт, радио и микроволновая печь, тогда коаксиальный кабель, оптоволоконный кабель, витая пара, DSL или беспроводные технологии, такие как инфракрасный порт, радио и микроволновая печь, включены в определение среды. Диск и диск, как они используются здесь, включают компакт-диск (CD), лазерный диск, оптический диск, цифровой универсальный диск (DVD) и диск Blu-ray, где диски обычно воспроизводят данные магнитным способом, тогда как диски воспроизводят данные оптически с помощью лазеров.Комбинации вышеперечисленного также должны быть включены в объем машиночитаемых носителей.
Предыдущее описание предоставлено для того, чтобы дать возможность любому специалисту в данной области техники применить на практике различные аспекты, описанные в данном документе. Различные модификации этих аспектов будут очевидны специалистам в данной области техники, и общие принципы, определенные в данном документе, могут быть применены к другим аспектам. Таким образом, формула не предназначена для ограничения аспектами, показанными в данном документе, но должна соответствовать полному объему, согласующемуся с языком формулы изобретения, при этом ссылка на элемент в единственном числе не предназначена для обозначения «один и только один », Если это специально не указано, а« один или несколько.Если специально не указано иное, термин «некоторые» относится к одному или нескольким. Фраза, относящаяся к «хотя бы одному из» списка элементов, относится к любой комбинации этих элементов, включая отдельные элементы. Например, «по крайней мере одно из: a, b или c» предназначено для охвата: a; б; c; а и б; а и в; б и в; и а, б и в. Все структурные и функциональные эквиваленты элементов различных аспектов, описанных в этом раскрытии, которые известны или позже станут известны рядовым специалистам в данной области техники, явно включены сюда посредством ссылки и предназначены для охвата формулы изобретения.

	Рис. 3 Эффективная проницаемость (действительная часть) массива SRR в зависимости от частоты: (1) L _neg = 0, C _p = 2 пФ, R _NF = 0 Ом; (2) L _отр. = -40 нГн, C _p = 18 пФ, R _NF = 0 Ом; (3) L _отр. = −40 нГн, C _p = 18 пФ, R _NF = 17 Ом.
По тексту

	Рис. 6 Малосигнальная модель полевого МОП-транзистора [37]. Три узла соответствуют воротам (G), источнику (S) и сливу (D).
По тексту

	Рис. 7 а) Схема Линвилля на полевых МОП-транзисторах.б) Слабосигнальная модель цепи Линвилля.
По тексту

	Рис. 8 Входное сопротивление цепи Linvill, Z _Linv = Re ( Z _Linv) + jL _Linv ω , принимая g _мS = = 40 нГн и: (1) R = 0 Ом, f _Re0 = 900 МГц (2) R = 50 Ом, f _Re0 = 570 МГц; (3) R = 100 Ом, f _Re0 = 120 МГц.
По тексту

	Рис.9. а) Схема Гиратора на МОП-транзисторах. б) Слабосигнальная модель гираторной цепи.
По тексту

	Рис. 10 Входное сопротивление цепи гиратора, Z _gyr = Re ( Z _gyr) + jL _gyr ω (1) g _м = 7 С = 0.87 пФ, f _Re0 = 239 МГц (2) g _м = 15 мс, C = 7,0 пФ, f _Re0 = 152 МГц (3) g _m = 30 мс, C = 30 пФ, f _Re0 = 96 МГц.
По тексту

	Рис. 11 Эквивалентная схема сетевой карты Linvill, подключенной к массиву SRR (AMM). Представлены все четыре узла и их соответствующий анализ импеданса / проводимости.
По тексту

	Рис. 12 Полюса локусов в узле Б. г _м постоянна (22 мСм). Чтобы отменить действительную часть Z _Linv на 530 МГц, R изменяется от 90 до 60 Ом, когда L изменяется от 5 до 30 нГн. На вставке показана эволюция L _max с г _м.
По тексту

	Инжир.13 Эквивалентная схема гиратора НИИ, подключенная к матрице патчей (AMC). Представлены все три узла и их соответствующий анализ импеданса / проводимости.
По тексту

	Рис. 14 Полярные локусы в узле A ( g _м = 15 мСм, C изменяется от 9 пФ до 4 пФ, когда L _gyr изменяется от -40 нГн до -20 нГн).
По тексту

	Инжир.А.2 Сравнение упрощенной и полной модели схемы гиратора от 100 до 500 МГц. Параметры цепи: г _м = 15 мСм и C = 7 пФ. (Вверху) Действительная часть входного импеданса. (Внизу) Эквивалентная индуктивность входного импеданса.
По тексту

Отрицательная катушка индуктивности

Отрицательная индуктивность и нестабильность каскадного преобразователя постоянного тока в постоянный

Отрицательная емкость — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 1

Отрицательная емкость

Индукторы точечных конвенций в серии: что происходит

регулируемая индуктивность — это… Что такое регулируемая индуктивность?

Тематики

EN

Смотреть что такое «регулируемая индуктивность» в других словарях:

Цепи индуктивности переменного тока — реактивность и импеданс — индуктивные

Цепи индуктивности переменного тока

Глава 3 — Реакция и импеданс — Индуктивные

Резисторы против индукторов

Переменный ток в простой индуктивной цепи

Что такое отрицательная сила «индуктивная реактивность»>

Угловая скорость в системах переменного тока

Фазовые углы

АКТИВНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СОПРОТИВЛЕНИЯ

Узнать еще:

Как возникает отрицательный ток в катушке индуктивности в цепи переменного тока?

— отрицательная индуктивность и нестабильность каскадного преобразователя постоянного / постоянного тока

(PDF) Цепи отрицательной индуктивности для увеличения пропускной способности метаматериала

Собственная индуктивность

Цепи отрицательной индуктивности для расширения полосы пропускания метаматериалов

Цепи отрицательной индуктивности для увеличения полосы пропускания метаматериалов

1 Введение

2 Non-Foster AMM и AMC

2.1 Non-Foster AMM

2.2 Non-Foster AMC

3 цепи отрицательной индуктивности

3.1 Отрицательная индуктивность на основе схем Линвилля

3.2 Отрицательная индуктивность на основе схем Гиратора

3.3 Линвилл против Гиратора

4 Стабильность

4.1 Внутренняя стабильность цепей Linvill

4.2 Стабильность цепей Linvill, подключенных к AMM

4.3 Внутренняя устойчивость контуров гиратора

4.4 Устойчивость гираторных цепей, связанных с АМС

5 Характеристики метаматериалов в сочетании со схемами не Фостера

5.1 AMM в сочетании с цепями Linvill

5.2 AMC в сочетании со схемами гиратора

6 Выводы

6.1 Последствия и влияние

7 Приложение A

7.1 Линвилл

7.2 Гиратор

8 Приложение B

8.1 Гиратор

8.2 Линвилл

Список литературы

Все рисунки

Отрицательная емкость от индуктивности сегнетоэлектрического переключателя

Преобразователь импеданса для достижения отрицательной емкости и / или отрицательной индуктивности для согласования входных радиочастот

alexxlab

Добавить комментарий Отменить ответ

Рубрики