Метод измерения напряжения насыщения коллектор-эмиттер и база-эмиттер на постоянном токе — Мегаобучалка

 

Принцип и условия измерения.

Измерение заключается в определении напряжения ме­жду выводами транзистора в режиме насыщения при заданных постоянных токах коллектора и базы.

Напряжение питания коллектора должно быть меньше граничного напряжения U_{КЭО гр} или равно ему.

Если значение U_{КЭО гр} не нормируют, то напряжение питания коллектора не должно превышать максимально допустимого значения постоянного напряжения коллектор-эмиттер.

Значения тока базы I_б и тока коллектора I_к, значение граничного напряжения U_{КЭО гр} указывают в нормативно-тех­нической документации на транзисторы конкретных типов.

Допускается задавать токи базы I_б и коллектора I_к от генераторов тока. При этом выходное сопротивление генератора тока базы должно удовлетворять условию:

 

R_вых,Б ≥ 50 , а выходное сопротивление генератора тока коллектора должна удовлетворять условию:

 

R_вых,К ≥ 50 , где U_{КЭ нас max} и U_{БЭ нас max} — максимальные значения напряжения насыщения коллектор-эмиттер и база-эмиттер, ко­торые могут быть измерены на данной установке;

I_{К min} и I_{Б min} — минимальные значения токов коллектора и ба­зы, которые могут быть установлены на дан­ной установке.

 

Аппаратура

Напряжение насыщения коллектор-эмиттер и база-эмиттер на постоянном токе следует измерять на установке, структурная схема которой приведена на черт. 1.

 

 

Основные элементы, входящие в схему, должны удов­летворять следующим требованиям.

Входное сопротивление измерителя постоянного на­пряжения Р2 должно удовлетворять соотношениям:

 

R_вх ≥ ; R_вх ≥ .

 

Измеритель постоянного напряжения может быть ком­пенсационного типа. В этом случае требования к входному со­противлению не предъявляют.

Допускается использование общего источника питания для задания токов базы и коллектора. Регулировку токов в этом случае осуществляют подбором резисторов R1 и R2.

Взамен резисторов R1 и R2 могут быть использованы внутренние сопротивления источников питания базы или кол­лектора.

Резисторы Rl, R2 и измерители Р1 и РЗ могут полностью или частично отсутствовать, если каким-либо способом обеспечива­ется точность установки режима.

Следует принимать меры к устранению погрешности измерения U_{кэ нас} и U_{бэ нас} за счет падения напряжения на соединительных проводах и контактах путем разделения контактов и соединительных проводов на токовые и потенциальные.

Значение наводок на измерителе напряжения Р2 дол­жно быть не более 2% шкалы.

 

Подготовка и проведение измерения.

При измерении напряжения насыщения коллектор-эмиттер и база-эмиттер мы включаем транзистор в схему измере­ния. По шкале P1 мы устанавливаем значение тока базы, а по шкале РЗ — значение тока коллектора, указанные в нормативно-технической документации на транзисторы конкретных типов, или рассчитанные по заданной степени насыщения.

В положении 1 переключателя S измеритель Р2 измеряет на­пряжение насыщения U_{бэ нас.}

В положении 2 переключателя S измеритель Р2 измеряет напряжение насыщения U_{кэ нас.}

Допускается одновременное измерение напряжений на­сыщения U_{кэ нас} и U_{бэ нас} двумя приборами (без переключа­теля S) если режим измерения этих параметров одинаков.

 

Показатели точности измерения.

Основная погрешность измерительных установок, в ко­торых используются стрелочные приборы, должна находиться в пределах ±5% конечного значения рабочей части шкалы.

Основная погрешность измерительных установок, в ко­торых используются цифровые приборы, должна находиться в пределах ±5% измеряемого значения ±1 знак младшего разряда дискретного отсчета.

 

 

Малоизвестные факты из жизни IGBT и диодов. IGBT

Структура

Свойства IGBT в большой степени определяются паразитными элементами, имеющимися в структуре транзистора. Накопление заряда и его последующее рассасывание приводят к появлению потерь переключения, созданию эффекта запоминания и появлению так называемого «хвостового» тока при выключении. Для лучшего понимания происходящих процессов и возможных механизмов отказа рассмотрим эквивалентную электрическую схему IGBT (рис. 17).

Рис. 17. Ячейка IGBT (NPT-структура с планарным затвором):
а) паразитные элементы структуры;
б) эквивалентная электрическая схема с паразитными элементами

Описание физической природы паразитных конденсаторов и резисторов, показанных на рисунке, приведено в таблице 1.

Таблица 1. Паразитные элементы IGBT-структуры

Символ	Название	Физическое описание
CGE	Емкость «затвор–эмиттер»	Перекрывающая металлизация области «затвор–исток»; зависит от напряжения на затворе, не зависит от напряжения «коллектор–эмиттер»
CCE	Емкость «коллектор–эмиттер»	Емкость перехода между n—-дрейфовой областью и р-карманом
CGC	Емкость «затвор–коллектор»	Емкость Миллера, формируется за счет перекрытия области затвора и дрейфовой зоны n-
RG	Внутренний резистор затвора	Поликремниевый резистор затвора; как правило, в модулях с параллельным соединением чипов требуется дополнительное сопротивление для подавления уравнивающих токов и соответствующих осцилляций между чипами
RD	Дрейфовое сопротивление	Сопротивление n—-области (сопротивление базы PNP-транзистора)
RW	Поперечное сопротивление в области р-кармана	Сопротивление «база–эмиттер» паразитного биполярного NPN-транзистора

На эквивалентной электрической схеме IGBT кроме внутренних резисторов и конденсаторов показан «идеальный MOSFET», NPN-транзистор в области затвора (

n⁺-эмиттерная область (эмиттер)/р⁺-карман (база)/n^—-дрейфовая область с боковым резистором р⁺-кармана под эмиттерами в качестве сопротивления «база–эмиттер» R_W) и PNP-транзистор (p⁺ в эмиттере/n^—-дрейфовая область — база/р⁺-карман — коллектор), образующий в сочетании с NPN паразитную тиристорную структуру. Этот тиристор может защелкиваться при выполнении следующего условия:

где α

npn, α_pnp = α_Т×g_Е — усиление тока транзисторов в базовых цепях; М — коэффициент усиления; α_Т — коэффициент переноса базы; γ_Е — эффективность эмиттера.

Защелкивание приводит к потере управляемости IGBT и его отказу, это состояние должно быть исключено во всех статических и динамических режимах за счет грамотного проектирования конструкции, корректного выбора резисторов затворов и снабберных цепей. Как правило, открывание паразитного тиристора происходит на критических скоростях переключения (динамическое защелкивание из-за увеличения дырочного тока относительно номинального уровня) или при превышении критического значения плотности тока, которое снижается с ростом температуры чипа.

Каждое новое поколение ключей обладает более высокой стойкостью к защелкиванию, основной причиной которого у современных IGBT является многократное превышение номинальной плотности тока при выключении.

Одним из технологических способов подавления паразитной триггерной структуры является уменьшение сопротивления «база–эмиттер» R_W субтранзистора NPN путем высокого легирования p⁺-кармана под n-эмиттерами и сокращения длины n-эмиттера таким образом, чтобы пороговое напряжение перехода «база–эмиттер» NPN-транзистора не достигалось при всех условиях эксплуатации. Кроме того, дырочный ток (базовый ток NPN) поддерживается на минимальном уровне за счет снижения коэффициента передачи тока PNP-транзистора. Отметим, что в любом случае приходится находить компромисс между динамическими характеристиками и надежностью с одной стороны, и параметрами проводимости — с другой.

 

Статические параметры IGBT

Статические и переходные характеристики IGBT-транзистора, работающего с антипараллельным диодом и без него, показаны на рис. 18. Рассматриваются следующие стационарные состояния IGBT.

Рис. 18.
a) Выходные характеристики n-канального IGBT;
б) передаточная характеристика IC = f(VGE)

Выключение и лавинный пробой

Если сигнал включения затвора меньше порогового уровня V_GE(th), то при приложенном напряжении «коллектор–эмиттер» V_CE через IGBT протекает пренебрежимо малый ток утечки. При увеличении V_CE обратный ток плавно растет, однако когда напряжение на коллекторе достигает предельной величины V_CES, начинается лавинный пробой PIN-перехода: p⁺-карман/n-дрейфовая зона/n⁺-эпитаксиальный слой. Уровень V_(BR)VES в первом приближении соответствует напряжению пробоя V_CER биполярного PNP-транзистора, входящего в IGBT-структуру. Последующее лавинообразное нарастание тока в коллектор-базовом диоде приводит к разрушению IGBT. При этом области базы и эмиттера практически закорочены металлизацией эмиттера — между ними нет ничего, кроме бокового резистора p⁺-кармана.

Включение (1 квадрант)

Прямая характеристика IGBT (при положительном напряжении и токе коллектора V_CE и I_C) имеет две характерные зоны (рис. 18):

• Активная область.

Если сигнал управления затвором V_GE незначительно превышает пороговое значение V_GE(th), то большая часть его компенсируется за счет токового насыщения (горизонтальный участок характеристики), ток коллектора

I_C зависит от величины V_GE. Как показано на рис. 17, крутизна прямой характеристики IGBT определяется следующим образом:

Крутизна нарастает пропорционально I_C и V_GE и спадает с увеличением температуры кристалла. При коммутации силовых модулей, содержащих несколько параллельных чипов, активное состояние имеет место только в процессе переключения. Постоянная работа силовых ключей в активном режиме недопустима, поскольку порог V_GE(th) падает при нагреве, и даже небольшой разброс характеристик индивидуальных кристаллов приведет к значительному тепловому и токовому небалансу.

• Область насыщения.

Состояние насыщения, соответствующее включенному состоянию IGBT в процессе коммутации (крутая часть выходной характеристики), достигается в том случае, когда величина тока коллектора зависит только от внешних цепей (нагрузки). Поведение транзистора при этом определяется напряжением насыщения «коллектор–эмиттер» V_CE(sat). Протекание тока по n^—-дрейфовой зоне за счет неосновных носителей приводит к насыщению ключа.

Отметим, что величина V_CE(sat) для IGBT намного ниже, чем прямое падение напряжения MOSFET аналогичного класса напряжения. У большинства современных ключей напряжение насыщения имеет положительный температурный коэффициент, и только PT-IGBT-структура является исключением.

Инверсный режим (3 квадрант)

В инверсном режиме работы меняется полярность p—n-перехода в области коллектора IGBT, его предельное обратное напряжение, как правило, не превышает 20 В. Перспективные RB IGBT с симметричной блокирующей способностью имеют встроенный быстрый последовательный диод (в отличие от обычных транзисторов, снабженных антипараллельным диодом).

 

Динамические параметры IGBT

Поведение IGBT в импульсных режимах определяется их структурой, величиной внутренних конденсаторов и сопротивлений, а также параметрами нагрузки. В отличие от идеального ключа, для динамического управления IGBT требуется определенная мощность, что связано с необходимостью перезаряда входных емкостей изолированного MOS-затвора.

Кроме того, на процесс переключения заметное влияние оказывают распределенные индуктивности силовых терминалов внутри модуля и шин звена постоянного тока преобразователя. Их наличие в сочетании с паразитными емкостями силовых кристаллов и соединительных цепей приводит к появлению коммутационных перенапряжений и осцилляций.

Зависимость импульсных характеристик IGBT от величины внутренних конденсаторов и сопротивлений может быть объяснена следующим образом. У выключенного транзистора значение обратной емкости C_GC мало и примерно равно C_CE. При включении C_GC быстро увеличивается до тех пор, пока напряжение «затвор–эмиттер»

V_GE не сравняется с V_CE, что объясняется инверсией насыщающегося слоя, находящегося под областью затвора.

В технической документации на IGBT обычно приводятся значения входных и выходных конденсаторов C_ies, C_res, C_oes в выключенном состоянии (таблица 2). Ценность этих данных для расчета импульсных характеристик невелика, поскольку при коммутации транзистора величины C_ies и C_res меняются в очень широких пределах. Намного более полезным для вычислений является график, связывающий заряд и напряжение затвора (рис. 20а).

Рис. 20.
a) Характеристика заряда затвора;
б) малосигнальные емкости IGBT

Таблица 2. Определение малосигнальных емкостей IGBT

Описание емкости	Значение
Входная Cies	Cies = CGE+CGC
Обратная (Миллера) Cres	Cres = CGC
Выходная Cоes	Cоes = CGС+CCЕ

На рис.  19 показан процесс «жесткой» коммутации IGBT на резистивно-индуктивную нагрузку, обеспечивающую непрерывность тока, поскольку постоянная времени нагрузки L/R намного больше периода рабочей частоты (1/f_sw). Такой режим работы является наиболее показательным для качественной оценки динамических свойств силового ключа. На рис. 19а приведены типовые кривые тока и напряжения коллектора в зависимости от сигнала управления V_GE; там же показана рабочая характеристика включения и выключения в виде графика I_C = f(V_CE). Эти графики с небольшими изменениями справедливы и для MOSFET-ключей.

Рис. 19. Типовые характеристики «жесткого» переключения MOSFET и IGBT (резистивно-индуктивная нагрузка):
а) ток и напряжение;
б) рабочая характеристика включения/выключения и схема измерения

В процессе «жесткой» коммутации в течение короткого времени на транзистор воздействуют одновременно высокие значения тока и напряжения, поскольку благодаря наличию оппозитного диода ток в индуктивности не прерывается при отключении IGBT:

• При включении транзистора он берет на себя весь ток нагрузки I_load, а к закрытому диоду прикладывается полное напряжение. Ток коллектора I_C достигает величины I_load до того, как напряжение V_CE упадет до уровня насыщения V_CE(sat).
• При выключении транзистора оппозитный диод может принять на себя ток нагрузки только после перехода в проводящее состояние. Для этого напряжение «коллектор–эмиттер» должно превысить уровень коммутируемого сигнала до того, как ток коллектора упадет ниже уровня отсечки.

В отличие от тиристоров IGBT способны работать в жестком режиме без применения снабберов благодаря так называемому «динамическому переходу», формируемому в дрейфовой зоне при коммутации. Транзистор при этом, однако, рассеивает очень большую энергию:

С помощью пассивной снабберной цепи рабочая характеристика (рис. 19б) может быть смещена ближе к осям координат. Потери переключения при этом переходят от транзистора к снабберу, что в большинстве случаев снижает эффективность работы всей системы. Поскольку максимально возможная рабочая зона зависит не только от тока/напряжения/частоты, но и от факторов, связанных с неидеальностью транзистора, то реальная область безопасной работы (Safe Operating Area, SOA) приводится в технических характеристиках для различных условий работы.

Как показано на рис. 19, при включении IGBT напряжение V_CE в течение 10 нс снижается до уровня, эквивалентного падению на n^—-дрейфовой области. Затем n^—-зона переносится положительно заряженными носителями от р-коллектора; спустя период времени от нескольких наносекунд до нескольких микросекунд напряжение динамического насыщения V_CE(sat)dyn падает до уровня статического насыщения V_CE(sat).

Включение IGBT

• 0–t₁ (транзистор заблокирован).

При подаче сигнала управления V_GE по цепи затвора начинает протекать ток, заряжающий конденсатор C_GE до значения Q_G1. Уровень V_GE нарастает линейно с постоянной времени, определяемой входной емкостью IGBT и сопротивлением затвора R_G, и пока оно не достигнет порогового значения V_GE(sat), транзистор закрыт и ток коллектора отсутствует.

• t₁–t₂ (нарастание тока коллектора).

После достижения порогового уровня (момент t₁) I_C начинает расти. В это же время сигнал V_GE, связанный с коллекторным током в активной рабочей зоне IGBT в соответствии с выражением I_C = g_fs × V_GE (g_fs — проводимость), увеличивается до значения V_GE = I_C/g_fs (момент t₂). Поскольку оппозитный диод продолжает поддерживать ток в точке t₂, напряжение на коллекторе V_CE уменьшается незначительно. Заряд затвора при этом достигает величины Q_G2. В течение данного интервала времени основные потери генерируются в IGBT, поскольку до тех пор, пока величина I_C меньше тока нагрузки I_L, определенная часть I_L продолжает протекать через оппозитный диод. Именно поэтому сигнал на коллекторе не может заметно опуститься ниже питания V_CC. Разница V_CC и V_CЕ, отмеченная на рис. 19, в основном вызвана динамическими перепадами напряжения на паразитных индуктивностях коммутируемых цепей.

• t₂–t₃ (транзистор полностью включен и находится в активной рабочей зоне, плоский участок характеристики).

Когда оппозитный диод закрывается, напряжение на коллекторе падает до уровня насыщения V_CE(sat), это происходит к моменту t₃. В интервале t₂–t₃ ток коллектора и напряжение на затворе все еще связаны через проводимость g_fs, а величина V_CE остается практически неизменной. Спад V_CE создает компенсирующий ток i_G, заряжающий емкость Миллера С_CG до уровня (Q_G3–Q_G2), заряд затвора в момент времени t₃ составляет Q_G3. После того как весь ток нагрузки I_L переходит на транзистор, начинается блокировка оппозитного диода. Однако из-за наличия эффекта обратного восстановления коллекторный ток IGBT вначале резко возрастает до величины (I_L+I_RRM), после чего по мере рассасывания заряда восстановления Q_rr падает до статического уровня I_L.

• t₃–t₄ (область насыщения).

К моменту t₃ транзистор полностью открыт, его рабочая точка прошла активную область и достигла границы насыщения, параметры V_GE и I_C больше не связаны друг с другом посредством g_fs. Напряжение на затворе продолжает нарастать до уровня сигнала управления V_GG, соответственно растет и заряд затвора, который к этому моменту времени составляет (Q_Gtot–Q_G3).

Напряжение «коллектор–эмиттер» не может мгновенно достичь уровня насыщения V_CE(sat); в зависимости от величины V_G и I_C это происходит через несколько сотен наносекунд. Эта так называемая фаза «динамического насыщения» V_CE(sat)dyn = f(t) представляет собой период времени, необходимый для того, чтобы неосновные носители заняли широкую n^—-область IGBT. Данный процесс также называется «модуляцией проводимости».

Выключение IGBT

При выключении IGBT все процессы идут в обратном порядке: полный заряд затвора Q_Gtot должен быть рассеян за счет подачи отрицательного напряжения управления. Возникающий при этом ток выключения разряжает внутренние емкости транзистора до уровня, при котором практически исчезает влияние носителей заряда в канальной области, с этого момента начинается резкий спад тока коллектора. Однако после прекращения тока эмиттера за счет инжекции в области коллектора IGBT генерируется большое количество носителей р-заряда, которые продолжают присутствовать в n-дрейфовой зоне. Теперь они должны рекомбинировать или исчезнуть за счет обратной инжекции, что приводит к появлению так называемого «хвостового» остаточного тока. Поскольку он полностью спадает только через несколько микросекунд после начала нарастания напряжения на коллекторе, его форма и длительность протекания в основном определяют уровень потерь выключения E_off.

Всплеск напряжения на коллекторе, показанный на рисунке 19, вызван прерыванием тока в распределенной индуктивности L_S силовой цепи. Его амплитуда пропорциональна скорости выключения di_f/dt транзистора и величине L_S. Наличие паразитных компонентов, неизбежно присутствующих в реальных применениях, также приводит к искажениям сигнала управления затвором V_GE, что наиболее ярко выражено в режиме «жесткой» коммутации. Чем больше величина этих элементов, тем выше уровень искажений и сложнее анализ динамических характеристик силового ключа.

 

Базовые формулы для расчета мощности потерь

На рис. 21 показа схема понижающего DC/DC-конвертера, считающаяся наиболее наглядной для оценки динамических свойств силовых ключей, а также формы токов транзистора и диода в так называемом «неразрывном» режиме. Каскад осуществляет регулирование выходного напряжения V_out за счет изменения коэффициента заполнения DC управляющих импульсов.

Рис. 21. Понижающий DC/DC-конвертер, формы токов

Подобные схемы работают в режиме высокочастотной ШИМ-модуляции, и рассеиваемая ими мощность обусловлена потерями проводимости и переключения:

Величины напряжения отсечки V_CE(TO) и динамического сопротивления r_CE приводятся в спецификациях IGBT, их также можно определить по прямой характеристике V_CE = f(I_C). Коэффициент заполнения DC представляет собой отношение длительности импульса проводимости к периоду повторения: DC_IGBT = =t_onIGBT/T. Поскольку ток через оппозитный диод течет, когда транзистор закрыт, то для диода DC_D = 1–DC_IGBT.

Динамические потери рассчитываются как произведение энергии потерь E_sw на рабочую частоту f_sw. Для того чтобы учесть зависимость E_sw от тока и напряжения, можно использовать следующие выражения, содержащие эмпирические коэффициенты K_i, K_v:

где: I_ref, V_ref — номинальные значения тока и напряжения, для которых нормируется энергия потерь; I_out, V_out — реальные величины тока и напряжения; K_v = 1,35 (для 1700-В IGBT), 1,4 (для 1200-В IGBT), K_i = 1 (для IGBT), 0,6 (для диодов).

Несколько более сложным является определение мощности, рассеиваемой полумостовым силовым каскадом трехфазного инвертора, показанным вместе с соответствующими эпюрами напряжений и токов на рис. 22. Наиболее понятным принципом формирования ШИМ-сигнала является сравнение синусоидального сигнала огибающей V_ref(t) и несущего напряжения треугольной формы V_h(t). Коэффициент заполнения DC в данном случае пропорционален мгновенному значению входного синусоидального напряжения, а амплитуда выходного сигнала равна напряжению питания V_CC.

Рис. 22. Схема импульсного полумостового каскада, эпюры напряжений и токов

Форма выходного тока I_out близка к синусоидальной благодаря индуктивному характеру нагрузки, а уровень его пульсаций зависит от периода ШИМ-сигнала, величины L_load и V_CC. Амплитуда выходного напряжения V’_outm(1) и тока нагрузки зависит от коэффициента модуляции M = V_outm(1)/V_d, и, соответственно, максимальной величины DC.

Из-за индуктивного характера нагрузки ток отстает от напряжения на угол cos(φ). Формулы для расчета потерь для данной схемы имеют более сложный вид, чем в предыдущем случае:

Понимание процессов, происходящих в импульсных каскадах, необходимо техническим специалистам, занимающимся проектированием преобразовательной техники на базе полупроводниковых ключей. Не будет преувеличением сказать, что самым распространенным из них является IGBT — «рабочая лошадка» современной силовой электроники. Знание особенностей этих полупроводников, некоторые из которых освещены в данной статье, способно помочь проектировщикам при выборе элементов, при расчете параметров схемы и т. д. Высокие скорости коммутации подобных ключей требуют тщательной проработки конструкции звена постоянного тока, которое во многом определяет не только электрические параметры конвертера, но и его надежность. DC-шина должна быть низкоиндуктивной, малогабаритной, механически прочной и, кроме того, ее крепление не должно создавать деформирующих усилий, негативно воздействующих на силовые терминалы модулей.

Не менее важным этапом является анализ температурных режимов, позволяющий подтвердить правильность выбора силового ключа и режима его работы. Этот этап разработки стал существенно проще благодаря появлению программ теплового расчета, предлагаемых ведущими производителями силовых модулей. Одной из наиболее распространенных и популярных является программа SEMISEL, доступная на сайте фирмы SEMIKRON.

Литература

1. Wintrich A. , Nicolai U., Tursky W., Reimann T. Application Notes for IGBT and MOSFET modules. SEMIKRON International. 2010.
2. Lehmann J., Netzel M., Pawel S., Doll Th. Method for Electrical Detection of End-of-Life Failures in Power Semiconductors. SEMIKRON Elektronik GmbH.
3. Freyberg M., Scheuermann U. Measuring Thermal Resistance of Power Modules // PCIM Europe journal. 2003.
4. Thermal Considerations in the Application of Silicon Rectifier. IR Designer’s Manual. 1991.
5. Calculation of the Maximum Virtual Junction Temperature Reached Under Short-time or Intermittent Duty. IEC 60747-6 by SEMIKRON.

транзисторов — В чем разница между напряжением насыщения «коллектор-эмиттер» и «база-эмиттер»?

спросил 4 года, 7 месяцев назад

Изменено 2 года, 8 месяцев назад

Просмотрено 9к раз

\$\начало группы\$

Как видно из таблицы данных ниже для транзистора 2n2222a NPN, «напряжение насыщения коллектор-эмиттер» и «напряжение насыщения база-эмиттер» определены соответственно как от 0,3 до 1,0 и от 1,2 до 2,0. Кажется, я понимаю насыщение транзистора, но в чем разница между насыщением коллектор-эмиттер и насыщением база-эмиттер?

• транзисторы
• бджт
• насыщение

\$\конечная группа\$

1

\$\начало группы\$

Vce(sat) — это напряжение, измеренное на коллекторе относительно эмиттера при определенных условиях (скажем, 150 мА протекающего тока коллектора и 15 мА приложенного тока базы (принудительное бета, равное 10, получается путем деления Ic на Ib, таким образом, 150 на 15 мА)

Vbe(sat) — напряжение, измеренное на базе относительно эмиттера при указанных выше условиях.

Таким образом, если вы хотите переключить нагрузку 150 мА в этих условиях (скажем) на вход 10 В, вы будете использовать последнее число, чтобы определить требуемое значение резистора, чтобы получить минимальный необходимый базовый ток (и убедитесь, что вы не превышаете любой максимум, если указан минимум Vbe(sat)).

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

В чем разница между Vbe(sat) и Vce(sat)?

Vce(sat)-Vbe(sat)= Vcb (sat) определяется, когда коэффициент усиления по току падает до 10 в качестве переключателя, а не источника тока.

Это примерно 1 вольт при 500 мА и ~ 0,9 В при 150 мА при Ic/Ib=10 из таблицы выше.

• при использовании Ic/Ib=10 в большинстве случаев (~ 10% наихудшего случая hFE)

• Vbe имеет сильно легированный P-N переход с базовым расширением R или эквивалентным. серия Р,

• ESR(b-e) = ΔVbe/ΔIb = (2,0–1,2) В/(50–15) мА = 23 Ом в этом диапазоне.

• Аналогично для Rce или ESR(c-e)=(1,0-0,3)В/(500-150)мА= 2 Ом (или в 10 раз меньше)

• На самом деле Vcb становится смещенным в прямом направлении при насыщении, поэтому качество сверхнизкого Vce зависит от того, как транзистор легирован и обработан (запатентован).

• При этом фактическое значение Rce зависит от размера чипа внутри и его тепловых свойств.

• Я ожидаю, что этот транзистор будет рассеивать Pdmax=1/ESR(c-e) = 1/Rce = 0,5 Вт (плюс-минус 50%)

\$\конечная группа\$

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

.

транзисторов. Почему напряжение коллектор-эмиттер должно быть ≥ 0,3 В?

спросил 5 лет, 11 месяцев назад

Изменено 5 лет, 7 месяцев назад

Просмотрено 9к раз

\$\начало группы\$

В последнее время я рассматривал транзисторы в классе, и одно из «правил» состоит в том, что транзистору требуется минимальное падение напряжения между C и E, т.е. В _CE ≥ 0,3 В.

Однако не было предоставлено никаких выводов или подробного объяснения, чтобы понять, почему это так. Я искал на некоторых сайтах для этого, но не нашел объяснения. Есть что-то, чего я не вижу?

• транзисторы
• бджт

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Если вы разрабатываете транзисторную схему для переключения и с низкими потерями, вы хотели бы, чтобы Vce было как можно меньше. Вы хотели бы, чтобы транзистор был в состоянии насыщения. Для относительно слаботочного одиночного кремниевого транзистора что-то вроде 300 мВ является разумной мерой его насыщения.

Например, рассмотрим 2N4401, обычный NPN-транзистор TO-92. Вот типичное поведение при насыщении:

Как видите, Vce(sat) 300 мВ покрывает полезный диапазон транзистора.

Вы также можете выбрать 100 мВ для токов коллектора менее 100 мА, это просто разумный выбор, основанный на поведении реальных транзисторов.

Ни то, ни другое невозможно для силовых транзисторов. Вот аналогичный график для 15А 2N3055:

Как видите, даже при 10 А и принудительной бета-версии 10 вам повезет, если вы окажетесь ниже нескольких вольт Vce.

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Напряжение коллектор-эмиттер представляет собой сумму напряжения коллектор-база базы-эмиттера и $$V_{CE}=V_{CB}+V_{BE}$$ Чтобы получить заметный ток через транзистор в прямом активном В режиме Si npn-транзистора прямое смещение np-перехода эмиттер-база $V_{BE}$ должно быть достаточно большим (положительным), чтобы создать заметный ток транзистора эмиттер-коллектор. Вы можете считать, что это $$V_{BE}≧0,3V$$ В прямом активном режиме транзистора np-переход коллектор-база должен быть смещен в обратном направлении, поэтому напряжение коллектор-база должно быть $V_{CB} ≥0V$ Отсюда следует, что в прямом активном режиме напряжение коллектор-эмиттер должно удовлетворять $$V_{CE}=V_{CB}+V_{BE}≧0,3V$$

\$\конечная группа\$

4

\$\начало группы\$

Вот очень простая транзисторная схема:

^{смоделируйте эту схему — схема создана с помощью CircuitLab}

Когда я запускаю симулятор постоянного тока, я получаю следующие значения:

Vb =

Как видите, напряжение коллектора составляет около 134 мВ — хорошо ниже базового напряжения, которое составляет 702 мВ (и меньше, чем ваше «эмпирическое правило» 0,3 В).

Транзистор начинает проводить, когда в BE-переходе протекает значительный ток — поскольку это (si)-переход, это происходит при напряжении около 0,6 В. Зависимость экспоненциальная — поэтому изменение напряжения, необходимое для удвоения тока, составляет довольно маленький.

Теперь, когда коллектор притягивается к эмиттеру, переход BC начинает смещаться в прямом направлении: как только это происходит, он «крадет» ток у базы, и меньше тока доступно для протекания в переходе BE. По этой причине коллектор можно вытянуть несколько ниже базы , но не слишком. И 0,3 В (что составляет половину номинального смещения 0,6 В перехода BE) является разумным эмпирическим правилом.

Как показывает вышеприведенное моделирование, фактические значения, которые вы получаете, будут немного отличаться от транзистора к транзистору — 2N3904 считается «переключающим» транзистором с низким Vce, но другие транзисторы могут иметь более высокие значения.

\$\конечная группа\$

2

\$\начало группы\$

Для линейности (усиление с малым искажением) посмотрите на этот график:

Если вы работаете с очень низкими токами, ваша линейная область включает Vce < 0,5 В.