В этой статье в качестве примеров схем будут использоваться повышающие схемы, но результаты будут непосредственно применимы к любому преобразователю постоянного тока. На рисунке 1 показаны основные формы сигналов в повышающем преобразователе в режиме постоянного тока (CCM).

;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src=’https:/ /www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/designing-second-stage-output-filters-for-switching-power-supplies/figure1.png?w=435 ‘ alt =’Рисунок 1’&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt;

Рис. 1. Основные формы сигналов напряжения и тока для повышающего преобразователя.

Проблема, которая делает выходной фильтр столь важным для повышающего или любой другой топологии с режимом прерывистого тока, заключается в быстром нарастании и спаде тока во времени в переключателе B. Это приводит к возбуждению паразитных индуктивностей в переключателе, компоновке, и выходные конденсаторы. В результате в реальном мире выходные сигналы больше похожи на рисунок 2, чем на рисунок 1, даже при хорошей компоновке и керамических выходных конденсаторах.

;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src=’https:/ /www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/designing-second-stage-output-filters-for-switching-power-supplies/figure2.png?w=435 ‘ alt =’Рисунок 2’&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt;

Рис. 2. Типичные измеренные формы сигнала повышающего преобразователя в DCM.

Пульсация переключения (на частоте переключения), вызванная изменением заряда конденсатора, очень мала по сравнению с незатухающим звоном выходного ключа, который мы будем называть выходным шумом. Как правило, этот выходной шум находится в диапазоне от 10 МГц до 100+ МГц, что значительно превышает собственную резонансную частоту большинства керамических выходных конденсаторов. Поэтому добавление дополнительных конденсаторов мало что сделает для ослабления шума.

Существует несколько разумных вариантов фильтров различных типов для фильтрации этого вывода. Эта статья проиллюстрирует каждый тип фильтра и даст пошаговый процесс проектирования. Уравнения не являются строгими, и для их некоторого упрощения сделаны некоторые разумные предположения. Требуется еще некоторая итерация, поскольку каждый компонент будет влиять на значения других. Инструменты проектирования ADIsimPower решают эту проблему, используя линеаризованные уравнения для значений компонентов, таких как стоимость или размер, для оптимизации перед выбором фактических компонентов, а затем оптимизируют выходные данные после выбора реальных компонентов из базы данных, состоящей из тысяч деталей. Однако для первого прохода в дизайне такой уровень сложности не обязателен. С предоставленными расчетами и, возможно, с использованием симулятора SIMPLIS, такого как бесплатный ADIsimPE 9.0140 ™ или некоторое время в лаборатории, удовлетворительная конструкция может быть найдена с минимальными усилиями.

Перед проектированием фильтра подумайте, чего можно добиться с помощью одноступенчатого фильтра RC или LC. Обычно с фильтром второй ступени разумно уменьшить пульсации до нескольких сотен мкВ от пика до пика, а шум переключения ниже 1 мВ от пика до пика. Понижающий преобразователь можно сделать несколько тише, поскольку силовая катушка индуктивности обеспечивает значительную фильтрацию. Эти ограничения связаны с тем, что, как только пульсации снижаются до мкВ, компоненты становятся паразитными, и шумовая связь между каскадами фильтра начинает становиться ограничивающими факторами. Если требуется еще более тихая подача, можно добавить фильтр третьей ступени. Тем не менее, импульсные источники питания, как правило, не имеют самых тихих эталонов и также страдают от шума джиттера. Оба они приводят к низкочастотному шуму (от 1 Гц до 100 кГц), который не может быть легко отфильтрован. Следовательно, для источников с чрезвычайно низким уровнем шума может быть лучше использовать один фильтр второй ступени, а затем добавить к выходу LDO.

Прежде чем углубляться в более подробный процесс проектирования для каждого типа фильтров, некоторые значения, которые будут использоваться в процессе проектирования для каждого из типов фильтров, определены следующим образом:

Δ I _PP : Приблизительный размах тока, поступающего на выходной фильтр. Для расчетов принимаем, что это синусоидальная форма. Значение будет зависеть от топологии. Для доллара это пиковый ток в катушке индуктивности. Для повышающего преобразователя это пиковый ток в переключателе B (часто диод).

Δ В ^RIP _OUT  : приблизительное значение пульсаций выходного напряжения при частоте коммутации преобразователя.

R _ESR : ESR выбранного выходного конденсатора.

F _SW : Частота переключения преобразователя.

C _RIP : Выходной конденсатор рассчитывается при условии, что все Δ I _PP rip течет в него.

Δ V ^TRAN _OUT : Изменение V _OUT , когда I _ШАГ применяется к выходу.

I _ШАГ : Мгновенное изменение выходной нагрузки.

T _ШАГ : Приблизительное время отклика преобразователя на мгновенное изменение выходной нагрузки.

F _u : Частота кроссовера преобразователя. За бакс это вообще F _SW ⁄10. Для преобразователя повышающего или понижающего повышающего типа это обычно составляет около трети положения нуля в правой полуплоскости (RHPZ).

Простейший тип фильтра — это просто RC-фильтр, как показано на рисунке 3, подключенный к выходу слаботочного повышающего усилителя на основе ADP161x. Преимуществом этого фильтра является низкая стоимость, и его не нужно демпфировать. Однако из-за рассеиваемой мощности он полезен только для преобразователей с очень малым выходным током. В этой статье предполагаются керамические конденсаторы с малым ESR.

;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src=’https:/ /www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/designing-second-stage-output-filters-for-switching-power-supplies/figure3.png?w=435 ‘ alt =’Рисунок 3’&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt;

Рис. 3. Конструкция повышающего преобразователя ADP161x с малым выходным током и добавленным RC-фильтром на выходе.

Процесс проектирования выходного фильтра RC второго каскада

Шаг 1: Выберите C ₁ , исходя из предположения, что выходная пульсация значения C ₁ приблизительно игнорирует остальную часть фильтра; От 5 мВ до 20 мВ от пика до пика — хорошее начало. Затем C ₁ можно рассчитать по уравнению 1.

Шаг 2: R можно выбрать на основе рассеиваемой мощности. R должен быть намного больше, чем R _ESR , чтобы конденсаторы и этот фильтр были эффективными. Это ограничивает диапазон выходных токов до значения менее 50 мА или около того.

Шаг 3: C ₂ затем можно рассчитать по уравнениям 2–6. A, a, b и c являются лишь промежуточными значениями для упрощения расчета и не имеют физического смысла. Эти уравнения предполагают R << R _LOAD и ESR для каждого конденсатора мало. Оба эти предположения являются очень хорошими и вносят небольшую ошибку. С ₂ должен быть таким же или больше, чем C ₁ . Пульсации на шаге 1 можно отрегулировать, чтобы сделать это возможным.

Для источников питания с более высоким током полезно заменить резистор в пи-фильтре катушкой индуктивности, как показано на рис. 4. Эта конфигурация обеспечивает очень хорошее подавление пульсаций и шумов переключения в дополнение к низким потерям мощности. Проблема в том, что теперь мы ввели дополнительный контур бака, который может резонировать. Это может привести к колебаниям и нестабильному питанию. Таким образом, первым шагом к разработке этого фильтра является выбор способа демпфирования фильтра. На рис. 4 показаны три жизнеспособных метода демпфирования. Добавление R _FILT имеет то преимущество, что требует небольших дополнительных расходов или размеров. Демпфирующий резистор обычно практически не имеет потерь и может быть небольшим даже для больших источников питания. Недостатком является то, что это значительно снижает эффективность фильтра за счет уменьшения параллельного импеданса с катушкой индуктивности. Преимущество метода 2 состоит в том, что он максимизирует производительность фильтра. Если желательна полностью керамическая конструкция, R _D может представлять собой дискретный резистор, включенный последовательно с керамическим конденсатором. В противном случае требуется физически большой конденсатор с высоким ESR. Эта дополнительная емкость (C _D ) может значительно увеличить стоимость и размер конструкции. Техника демпфирования 3 выглядит очень выигрышно, поскольку к выходу добавлен демпфирующий конденсатор C _E , который может несколько помочь с переходной характеристикой и выходными пульсациями. Однако это самый дорогой метод, поскольку требуемая емкость намного больше. Кроме того, относительно большая емкость на выходе снизит частоту резонанса фильтра, что уменьшит достижимую полосу пропускания преобразователя, поэтому метод 3 не рекомендуется. Для инструментов проектирования ADIsimPower мы используем метод 1 из-за низкой стоимости и относительной простоты его внедрения в автоматизированный процесс проектирования.

&amp;amp;amp;amp;lt;img src=’https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/designing-second-stage -выходные-фильтры-для-импульсных-источников-питания/figure4.jpg?w=435 ‘ alt=’Рисунок 4’&amp;amp;amp;amp;gt;

Рис. 4. ADP1621 с выходным фильтром с выделенными несколькими различными методами демпфирования.

Еще один вопрос, который необходимо решить, это компенсация. Это может показаться нелогичным, но почти всегда лучше поместить фильтр в петлю обратной связи. Это связано с тем, что включение его в контур обратной связи помогает немного демпфировать фильтр, устраняет сдвиг нагрузки по постоянному току и последовательное сопротивление фильтра, а также обеспечивает лучшую переходную характеристику с меньшим звоном. На рис. 5 показана диаграмма Боде для повышающего преобразователя с выходным сигналом LC-фильтра, добавленным к выходному сигналу.

;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src=’https://www. .analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/designing-second-stage-output-filters-for-switch-power-supplies/figure5.png?w=435 ‘ alt=’ Рисунок 5. amp; ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt;

Рис. 5. Графики фазы и усиления для повышающего преобразователя с LC-фильтром на выходе.

Обратная связь снимается до или после индуктора фильтра. Людей больше всего удивляет то, как сильно меняется график Боде без обратной связи, даже когда фильтр не находится «в» петле обратной связи. Поскольку на контур управления влияет наличие или отсутствие фильтра в контуре обратной связи, его можно было бы соответствующим образом компенсировать. В общем случае это будет означать уменьшение целевой частоты кроссовера максимум до одной пятой или одной десятой резонансной частоты фильтра (F _РЕС ).

Процесс проектирования фильтра этого типа носит итеративный характер, поскольку выбор каждого компонента влияет на выбор других.

Процесс проектирования LC-фильтра с использованием демпфирования параллельным резистором (метод 1 на рис. 4)

Шаг 1: Выберите C ₁ , как будто на выходе не будет выходного фильтра. От 5 мВ до 20 мВ от пика до пика — хорошее место для начала. Затем C ₁ можно рассчитать по уравнению 8.

Шаг 2: Выберите дроссель L _ФИЛЬТ . Исходя из опыта, хорошее значение составляет от 0,5 мкФ до 2,2 мкФ. Катушку индуктивности следует выбирать для высокой собственной резонансной частоты (SRF). Большие катушки индуктивности имеют большие SRF, что означает, что они менее эффективны для фильтрации высокочастотного шума. Меньшие катушки индуктивности не будут так сильно влиять на пульсации и потребуют большей емкости. Чем выше частота переключения, тем меньше может быть катушка индуктивности. При сравнении двух катушек индуктивности с одинаковой индуктивностью часть с более высоким значением SRF будет иметь более низкую межобмоточную емкость. Емкости между обмотками действуют как короткое замыкание вокруг фильтра для высокочастотного шума.

Шаг 3: Как описано ранее, добавление фильтра повлияет на компенсацию преобразователя, уменьшив достижимую частоту кроссовера (F _u ). Для преобразования в токовом режиме максимально достижимое F _u меньше, чем 1/10 частоты переключения или 1/5 F _RES фильтра, рассчитанного по уравнению 7. К счастью, большинство аналоговых нагрузок работают. не требуют исключительно высокой переходной характеристики. Уравнение 9 вычисляет приблизительную выходную емкость (C _BW ), требуемый на выходе преобразователя для обеспечения заданного переходного тока.

Шаг 4: Установите C ₂ как минимум C _BW и C ₁ .

Шаг 5: Рассчитайте приблизительное сопротивление демпфирующего фильтра, используя уравнения 10 и 11. Эти уравнения не совсем точны, но они наиболее близки к решению в замкнутой форме без необходимости использования сложной алгебры. Инструменты проектирования ADIsimPower рассчитывают R _FILT путем расчета передаточной функции без обратной связи (OLTF) преобразователя с фильтром и закороченной катушкой индуктивности. Затем значения R _FILT угадываются до тех пор, пока пиковое значение OLTF преобразователя с фильтром не будет всего на 10 дБ выше OLTF преобразователя с закороченной катушкой индуктивности. Этот метод можно использовать в симуляторе, таком как ADIsimPE, или в лаборатории с использованием анализатора спектра.

Шаг 6: C ₂ теперь можно рассчитать, используя уравнения 12–15. a, b, c и d используются для упрощения уравнения 16.

Шаг 7: Шаги с 3 по 5 следует повторять до тех пор, пока не будет рассчитана конструкция фильтра с хорошим демпфированием, отвечающая требуемым спецификациям по пульсациям и переходным процессам. Следует отметить, что в этих уравнениях не учитывается последовательное сопротивление дросселя фильтра постоянного тока R _DCR . Это сопротивление может быть весьма значительным для более слаботочных источников питания. Это улучшает характеристики фильтра, помогая демпфировать фильтр, что увеличивает требуемый R _FILT и увеличивает импеданс фильтра. Оба эффекта могут значительно улучшить производительность фильтра. Поэтому для требований к низкому уровню шума может быть очень полезно компенсировать небольшую потерю мощности в L _FILT для улучшения шумовых характеристик. Потери в сердечнике L _FILT также помогают ослабить некоторые высокочастотные шумы. Таким образом, сердечники из порошкового железа с высоким током могут быть хорошим выбором. Они также, как правило, меньше и дешевле при той же текущей мощности. ADIsimPower, конечно же, учитывает как сопротивление дросселя фильтра, так и ESR двух конденсаторов для максимальной точности.

Шаг 8: При выборе фактических компонентов для соответствия расчетным значениям не забудьте уменьшить номинальные емкости любых керамических конденсаторов, чтобы учесть смещение по постоянному току!

Как указывалось ранее, на рис. 4 показаны два эффективных метода демпфирования фильтра. Если вместо параллельного резистора можно выбрать конденсатор C _D для демпфирования фильтра. Это добавит некоторые затраты, но обеспечит наилучшие характеристики фильтра по сравнению с любым другим методом.

Процесс проектирования LC-фильтра с использованием RC-цепи демпфирования (метод 2 на рис.

Шаг 1: Как и в предыдущей топологии, выберите C ₁ , как если бы не было выходного фильтра. 10 мВ от пика до пика 100 мВ от пика до пика — хорошее место для начала, в зависимости от конечной целевой выходной пульсации. С 9Затем 0073 1 можно рассчитать с помощью уравнения 8. C ₁ может быть меньше в этой топологии, чем в предыдущих топологиях, потому что фильтр более эффективен.

Шаг 2: Как и в предыдущей топологии, выбирается дроссель от 0,5 мкГн до 2,2 мкГн. 1 мкГн — хорошее значение для преобразователей между 500 кГц и 1200 кГц.

Шаг 3: Как и раньше, C ₂ можно выбрать из уравнения 16, но с R _FILT , установленным на что-то большое, например 1 МОм, поскольку оно не будет заполнено. Причина, по которой это то же значение, несмотря на C ₁ наличие дополнительного конденсатора состоит в том, что для обеспечения хорошего демпфирования R _D будет выполнен достаточно большим, чтобы C _D не уменьшил значительно пульсации. Установите C ₂ в качестве минимума вычисленного значения C ₂ , C _BW и C ₁ . В этот момент может быть полезно вернуться к шагу 1 и отрегулировать пульсации, предполагаемые для C ₁ , чтобы получить вычисленное значение C ₂ , которое ближе к C _BW и C _{1 9.0074 .}

Шаг 4: C _D должно быть установлено на то же значение, что и C ₁ . Теоретически вы можете добиться большего демпфирования фильтра, используя большую емкость, но это излишне увеличивает стоимость и размер, а также может уменьшить полосу пропускания преобразователя.

Стадия 5: R _D можно рассчитать по уравнению 17. F _RES рассчитывают по уравнению 7, игнорируя присутствие C _D . Это хорошее приближение, поскольку Rd обычно достаточно велико, чтобы C _D мало повлияет на расположение резонанса фильтра.

Шаг 6: Теперь, когда и C _D , и R _D рассчитаны, либо можно использовать керамический конденсатор с последовательным сопротивлением, либо следует выбрать танталовый или аналогичный конденсатор с большим ESR, который соответствует расчетным характеристикам.

Шаг 7: При выборе фактических компонентов для соответствия расчетным значениям не забудьте уменьшить номинальные емкости любых керамических конденсаторов, чтобы учесть смещение по постоянному току!

Другой метод фильтрации заключается в замене буквы L в предыдущем фильтре ферритовым шариком. Однако эта схема имеет много недостатков, которые ограничивают ее эффективность при фильтрации коммутационных шумов и почти ничего не делают для коммутационных пульсаций. Во-первых, насыщенность. Ферритовый шарик будет насыщаться при очень низком уровне тока смещения, а это означает, что феррит будет давать гораздо более низкий импеданс, чем показано на кривых нулевого смещения, показанных во всех технических описаниях. Возможно, ему все еще требуется демпфирование, поскольку он все еще является катушкой индуктивности и, следовательно, может резонировать с выходной емкостью. Однако в настоящее время индуктивность переменная и плохо охарактеризована в самых минимальных данных, представленных в большинстве спецификаций.