Обзор схемотехнических решений, усилители напряжения без ООС
В последнее время внимание разработчиков УМЗЧ все больше привлекают усилители без общей отрицательной обратной связи (ОООС). Для реализации таких усилителей необходимы решения, позволяющие максимально линеаризовать каскады усиления, как напряжения, так и тока, до величины коэффициента гармоник не более 0,5%.
В этом случае усилитель напряжения (УН) желательно запитывать от стабилизированных источников питания с напряжением на 5…15 В большим питания выходного каскада (ВК). Такое решение позволит снизить искажения УН до разумных пределов во всем диапазоне выходных напряжений УМЗЧ.
Коэффициенты усиления по напряжению большинства УМЗЧ находятся в пределах 10…30 (20…30 дБ). Если учесть, что выходной каскад чаще всего работает в режиме буферного повторителя, то этот коэффициент усиления должен обеспечивать усилитель напряжения.
Для того чтобы все исследуемые далее каскады были примерно в одинаковых условиях, в качестве нагрузки используют сопротивление 20 кОм (типовое входное сопротивление выходного каскада УМЗЧ).
Полное напряжение питания возьмем также одинаковым и равным 80 В (это напряжение двухполярного источника ±40 В).
Однотактные усилители исследуют с коэффициентом усиления равным 10 раз или 20 дБ. При встречной динамической нагрузке такие каскады дадут усиление вдвое больше, т.е. 20 или 26 дБ.
Для обеспечения средней точки в схемах используют генераторы стабильного тока и стабилитроны в качестве источников опорного напряжения.
Для начала рассмотрим каскады, пригодные для применения в усилителях с однополярным питанием.
1. Известно, что из всех каскадов усиления напряжения наименьшие искажения вносит дифференциальный каскад (ДК) (рис.1).
Коэффициент усиления по напряжению равен:
Кu=RЗ/(R2+R4)=20к/( 1 к+1 к)=10.
Благодаря глубокой местной ООС нелинейные искажения, вносимые усилителем при выходном напряжении 10 В, равны 0,012% и 0,1 % при выходном напряжении 30 В. Благодаря специфике работы каскада нелинейные искажения на выходах плеч ДК в значительной степени взаимно компенсируются.
2. В качестве следующего каскада усиления рассмотрим каскад с общим эмиттером (ОЭ) (рис.2). При глубокой местной ООС с помощью высокоомного резистора в цепи эмиттера, он вносит искажения при тех же выходных напряжениях, соответственно 0,027% и 0,14%. А это в 1,5-2 раза больше, чем искажения ДК.
При токе коллектора 2 мА на резисторе RЗ происходит падение напряжения около 4 В. Напряжение на конденсаторе С2 с учетом падения напряжения на переходе Б-Э равно около 5 В. При усилении 20 дБ (10 раз) чувствительность усилителя равна примерно 3,5 В (амплитудное или пиковое значение). Таким образом, для отрицательной полуволны сигнала имеем запас почти в 1,5 раза.
Такие же каскады только в зеркальном включении со встречной динамической нагрузкой использованы и в усилителе [1], в котором в качестве выходного каскада использован усилитель с компенсацией нелинейных искажений [2].
3. Иногда с целью повышения входного сопротивления вместо одиночного транзистора используют составной транзистор Дарлингтона (рис.3).
Искажения, вносимые усилителем при выходном напряжении 10 В, равны 0,065%, а при выходном напряжении 30 В — 0,5%. Как видим, вопреки ожиданиям, искажения каскада возросли более чем в 2 раза по сравнению с каскадом на одиночном транзисторе. При попытке увеличить ток коллектора входного транзистора искажения возрастают еще больше.
4. В [3] приведен способ снижения искажений такого каскада за счет использования второго транзистора в качестве усилителя сигнала ошибки (рис.4). В этом случае сопротивление нагрузки разбивается на 2 резистора и R5. Основным усилителем служит транзистор Q1. Сигнал ошибки снимается с резистора R2, усиливается транзистором Q2 и подается в часть нагрузки на резистор R5.
Для компенсации искажений должно выполняться условие: Кu=Р4/Р2=Р5/ПЗ. Более детально этот прием описан в [3]. Искажения, вносимые модифицированным каскадом, равны 0,006% при выходном напряжении 10 В и 0,07% при напряжении 30 В. Недостатком этого способа компенсации искажений являются определенные трудности для реализации в зеркальном каскаде со встречной динамической нагрузкой.
5. Еще одно решение по мотивам [3] показано на рис.5.
Транзистор Q1 выполняет одновременно две функции: каскада усиления с общим эмиттером и сумматора основного тока каскада усиления и тока каскада компенсации искажений на транзисторе 02.
На транзисторе Q3 и стабилитроне D2 организован источник стабилизированного отрицательного напряжения. Ток эмиттера этого транзистора определяет резистор R5
Благодаря тому, что номинал резистора R6 равен номиналу R5, при отсутствии ошибки усиления переменное напряжение на нем будет повторять входное напряжение, которое через конденсатор С1 также поступает и в базу транзистора Q2. При малейшем отклонении тока выхода от номинального на переходе Б-Э транзистора Q2 формируется сигнал ошибки, который им усиливается, и выходное напряжение транзистора Q1 линеаризуется.
Так как искаженный сигнал поступает в эмиттер транзистора Q2, то по сигналу ошибки он работает с общей базой и не инвертирует сигнал. Таким образом, активная компенсация нелинейности усилительного прибора достигается выделением сигнала ошибки с последующим его преобразованием в ток, суммируемый с током выходной цепи каскада.
На работе транзистора Q2 благоприятно сказывается то, что он работает со следящим питанием. С помощью подстроечного резистора R2 выставляют половину напряжения питания на коллекторе транзистора Q1.
Коэффициент усиления по напряжению определяет соотношение сопротивлений резисторов:
Кu=R4/R5.
Искажения, вносимые усилителем, при выходном напряжении 10 В равны 0,02% и 0,055% при выходном напряжении 30 В. Разумеется, это не предел. Для дополнительного снижения искажений необходима кропотливая настройка режимов.
6. В качестве следующего каскада, пригодного для работы в УМЗЧ с двухполярным питанием, рассмотрим комбинацию, состоящую из ДК и каскада с общей базой (ОБ) (рис.6).
Коэффициент усиления по напряжению равен: Кu=RL/(R2+RЗ)=20к/( 1 к+1 к)=10. Несмотря на то, что к ДК добавлен дополнительный каскад усиления, искажения в выходном сигнале такие же, как и в отдельном ДК (рис.1). Причем практически нет разницы, с какого плеча ДК снимать сигнал. В данном варианте УН инвертирующий. Если использовать для снятия сигнала второе плечо ДК, то получим неинвертирующий УН.
7. Более простой УН можно получить, если применить «ломаный каскод» (рис.7). Также, как и в ДК, связь между каскадами токовая. В таком каскаде приращение тока коллектора входного транзистора приводит к такому же уменьшению тока выходного транзистора и наоборот. Минимальных искажений можно ожидать при равенстве токов обоих транзисторов.
Коэффициент усиления по напряжению равен: Кu=R4/R2.
Нелинейные искажения, вносимые этим каскадом, примерно вдвое больше, чем ДК, и при выходном напряжении 10 В равны 0,05% и 0,2% при выходном напряжении 30 В.
К достоинствам рассмотренных каскадов можно отнести их широкополосность, устойчивость к самовозбуждению, чрезвычайно малые искажения при малых уровнях выходного сигнала, а также их плавное нарастание с ростом выходного напряжения. Спектр искажений ограничен гармониками низшего порядка (преимущественно второго и третьего).
Благодаря применению генераторов тока в эмиттерных цепях, режимы большинства каскадов по постоянному току хорошо стабилизированы.
Недостатком таких каскадов является высокое выходное сопротивление, требующее использования высоколинейного ВК с высоким и стабильным входным сопротивлением, а также несимметричное входное сопротивление.
Устранить отмеченные недостатки и получить дальнейшее снижение всех видов искажений позволяет зеркальное выполнение каскадов. Входное сопротивление таких каскадов теоретически стремится к бесконечности и практически определяется резистором, включенным между входом и общим проводом.
8. В качестве примера на рис.8 показано оригинальное решение УН из [3].
Условие компенсации искажений в выходном сигнале выражается равенством:
2Rэ =R5+R6+R7,
где Rэ — эмиттерные резисторы R1-R4.
Резисторы R5, R6 выбраны из условия примерного равенства токов коллектора транзисторов Q9-Q12.
Усиление каскада по напряжению определяется выражением:
Кu=РL/(R5+2R7)=20000(200+2х200)= 20000/600=33,3 раза.
Реальный же коэффициент усиления примерно на 5 дБ выше, так как формула не учитывает вклад в усиление транзисторов 01, 02.
Описанный усилитель имеет искажения при выходном напряжении 10 В равные 0,0016% и при выходном напряжении 30 В — 0,016%.
9. При практической реализации в качестве генераторов тока можно использовать токостабилизирующие диоды [4]. Для поддержания нуля на выходе УМЗЧ необходимо использовать интегратор.
Учитывая, что встречная динамическая нагрузка сама по себе обладает свойствами взаимной компенсации нелинейностей противоположных плеч каскада, был разработан простейший каскад на встречном «ломаном каскоде» (рис.9).
При отсутствии токостабилизирующих диодов их можно заменить типовыми схемами генераторов тока (рис.10).
Для поддержания нуля на выходе использован интегратор. В окончательном варианте УМЗЧ сигнал на интегратор следует подавать с выхода УМЗЧ. Помимо поддержания нуля на выходе интегратор обеспечивает низкое выходное сопротивление на инфранизких частотах, что улучшает демпфирование НЧ громкоговорителей.
Коэффициент усиления по напряжению равен соотношению:
Ku=2RL/R1=2x20k/2k=20 или 26 дБ.
Искажения, вносимые усилителем, при выходном напряжении 10 В равны 0,002% и 0,014% при выходном напряжении 30 В, что практически не уступает более сложной схеме [3].
10. Теперь исследуем УН усилителя [7] (рис.11). С целью упрощения схемы генераторы тока ДК, выполненные на транзисторах, заменены токостабилизирующими диодами.
Входной каскад выполнен ДК по зеркальной схеме. Входной сигнал преобразуется в ток, который с выхода зеркального ДК поступает на масштабные отражатели тока Вилсона, работающие со встречной динамической нагрузкой. Коэффициент усиления по напряжению равен 34 дБ при полосе пропускания 8 МГц. Так же, как и в предыдущих зеркальных схемах, коэффициент передачи можно регулировать сопротивлением нагрузки RL. В данном случае оно равно 3 кОм.
Литература
1. Хорошев В., Шадров В. УМЗЧ без общей ООС // Радио. — 1989. — №9.
2. M.J. Hawksford, Distortion correction in audio power amplifiers, Journal Audio engineering society, Vol. 29 №1,2, 1981 January/February.
3. Кулиш M. Линеаризация каскадов усиления напряжения без ООС // Радио. — 2005. — №12.
Александр Петров, г. Минск
Гибридный усилитель без ООС | ldsound.ru
Схема содержит небольшое количество деталей, проста в настройке, не содержит дефицитных и дорогостоящих компонентов, очень термостабильна.
Коротко о схеме
Истоковый повторитель реализован на комплиментарных MOSFET транзисторах IRFP140, IRFP9140 и особенностей не имеет. Транзистор VT1 на звук влияния не оказывает, нужен для стабилизации тока при изменении температуры выходных транзисторов и установлен в непосредственной близости от них на радиаторе охлаждения. Радиатор желательно иметь массивный, с большой площадью охлаждения, транзисторы установить вплотную друг к другу на теплопроводящую пасту, через слюдяную прокладку. Конденсатор С4 обеспечивает «мягкий» старт истокового повторителя.
Драйвер
С драйвером пришлось повозиться, т.к. входная емкость одного транзистора – 1700 пф. Были опробованы разные типы ламп и разные схемы включения. От слаботочных ламп пришлось отказаться, т.к. завал по ВЧ начинался уже в звуковом диапазоне. Результатом поисков стал СРПП на 6Н6П. При токе каждого триода – 30 мА, АЧХ усилителя проcтирается от единиц герц до 100 кГц, плавный спад начинается в районе 70 кГц. Лампа 6Н6П очень линейна, к тому же драйвер на 6Н6П имеет огромную перегрузочную способность. Режимы триодов 6Н6П – 150 В, 30 мА. По даташиту Рмакс.=4,8 Вт, мы имеем 4,5 Вт, почти на пределе. Кому жалко 6Н6П, можно облегчить режим, увеличив номиналы резисторов R3 и R4, скажем до 120 Ом. И еще, несмотря на то что лампа 6Н6П имеет небольшой коэффициент усиления, она оказалась склонной к самовозбуждению, может все дело в имеющихся у меня экземплярах, но, тем не менее были приняты меры по удушению этого нежелательного явления. На лампу был надет стандартный алюминиевый экран, девятая ножка запаяна на землю, в сетку установлена небольшая катушка – 15 витков провода ПЭВ 0,3, намотанных на резистор 150 кОм/1 Вт. Если ровнехонькая АЧХ на ВЧ для Вас не главное можно попробовать в драйвере 6Н8С или 6Н23П, в СРПП разумеется.
Настройка усилителя проста – R5 устанавливаем в среднее, а R8 в нижнее по схеме положение и включаем усилитель. Прогреваем 3 минуты, крутим R5 – устанавливаем «0» на выходе, затем осторожно крутим R8 – устанавливаем ток покоя выходных транзисторов. Ток контролируем, измеряя падение напряжения, на любом из R15, R16 оно должно быть – 110 мВ, что соответствует току через выходные транзисторы 330 мА. Ток покоя на Ваше усмотрение – все зависит от имеющихся в Вашем распоряжении радиаторов и вентиляторов. Настройка усилителя закончена – наслаждайтесь звуком.
Блок питания не привожу, т.к. каждый может разработать его сам. Но хочу предупредить, что экономить на блоке питания – последнее дело. Ставьте большие трансформаторы, огромные емкости и Вам воздастся. Не забудьте везде наставить предохранителей.
Детали
Все детали самые обычные, резисторы ОМЛТ, конденсаторы JAMICON, резисторы R15, R16 составлены из трех параллельно соединенных ОМЛТ-2 – 1 Ом, R8 – проволочный, входной потенциометр ALPS. Применение аудиофильских компонентов приветствуется, в особой степени это относится к конденсаторам блока питания. Отдельно нужно сказать про С3, С4, С5, от них зависит звучание усилителя, поэтому тип конденсаторов Вам лучше выбрать на Ваш вкус. У меня стоят импортные красно – коричневые пленочники неизвестного производителя, подозреваю производства Поднебесной. Если Вам не нужно чтобы АЧХ усилителя была линейной от 2 Гц, то емкости конденсаторов С3 и С5 можно уменьшить. Выходные транзисторы желательно подобрать в пары по параметрам.
При включении усилителя, в течении нескольких десятков секунд прослушивается фон переменного тока, потом он исчезает. Это явление обусловлено тем, что истоковый повторитель имеет большое входное сопротивление и пока катоды триодов прогреваются, вход повторителя оказывается «подвешенным» и «принимает» окружающие его электромагнитные поля с частотой промышленной электросети. Бороться с этим явлением не нужно – нужно реализовать задержку включения АС.
Мощность усилителя = 140 Вт, при Uвх.эфф. = 1,2 В. Коэффициент нелинейных искажений измерить нечем, но я не думаю что он конский у этого усилителя, судя по звуку.
Звучание
Звук у этого усилителя похож на звук триодного двухтактника, но басовый регистр гораздо «мясистее», бас быстрый, четкий и солидный. Серединка прозрачная и детальная, верхи без «песочка» присущего транзисторам.
Усилитель жрет все, качает любую акустику. Усилитель задумывался для эксплуатации на улице – дома ламповый однотактник, но теперь я не уверен, что он будет не основным. Еще послушаем.
И еще, при постройке усилителя желательно оснастить его системой всевозможной защиты, это улучшит его эксплуатационные качества и защитит Вашу АС от нештатных ситуаций.
Список радиоэлементов:
- VT1 – биполярный транзистор КТ602БМ, 1 шт.
- VT2 – MOSFET-транзистор IRFP140, 1 шт.
- VT3 – MOSFET-транзистор IRFP9140, 1 шт.
- диод КД521А, 2 шт.
- стабилитрон 12 – 15 В, 2 шт.
- лампа 6Н6П 2 шт.
- С1 – электролитический конденсатор 10000 мкФ/50 В, 1 шт.
- С2 – пленочный конденсатор 0,1 мкФ/63 В, 1 шт.
- С3-С5 – пленочный конденсатор 6,8 мкФ/63 В, 3 шт.
- R1 – переменный резистор 50 кОм, 1 шт.
- R2 – резистор 220 кОм, 1 Вт, 1 шт.
- R3, R4 – резистор 100 Ом, 2 Вт, шт.
- R5 – подстроечный резистор 33 кОм, 1 шт.
- R6 – резистор 86 кОм, 1 Вт, 1 шт.
- R7 – резистор 56 кОм, 1 Вт, 1 шт.
- R8 – подстроечный резистор 15 кОм, 1 шт.
- R9 – резистор 15 кОм, 1 Вт, 1 шт.
- R10 – резистор 100 кОм, 1 Вт, 1 шт.
- R11, R12 – резистор 10 кОм, 1 Вт, 2 шт.
- R13, R14 – резистор 150 Ом, 1 Вт, 2 шт.
- R15, R16 – резистор 0,33 Ом, 5 Вт цементный, аксиальный, 2 шт.
Печатная плата
Автор: Петрушишин Владимир
Каталог радиолюбительских схем. Транзисторный усилитель мощности без обратной связи
Каталог радиолюбительских схем. Транзисторный усилитель мощности без обратной связиузнать более подробно принципы работы,
конструкцию и методику настройки
можно в журналах Радио №12,2004 и №1,2005.
Транзисторный усилитель мощности без обратной связи
К. МУСАТОВ, г. Москва
В статье предложен вариант транзисторного стереоусилителя на базе популярного в свое время среди меломанов лампового усилителя «Прибой-204» или «Прибой-104». Фактически от него используются лишь корпус, сетевой и выходные трансформаторы. Использование компенсационного метода линеаризации характеристик усилительных каскадов и применение приборов с «встроенной» обратной связью позволило получить небольшие нелинейные искажения с гармониками низкого порядка и малое выходное сопротивление без введения внешней отрицательной обратной связи.
Человеческое ухо — нелинейный преобразователь; как показали исследования [1], уровень гармонических искажений в нем спадает в энергетическом выражении примерно как 10″, где п — номер гармоники. В логарифмическом исчислении это по 10 дБ на каждый интервал между гармониками. Исходные данные, снятые на тональном сигнале Г. Олсоном, были обработаны Д. Чивером в [2] и в нормированном относительно уровня тестового сигнала виде представлены на рис. 1. Из графиков видно, что при изменении звукового давления от 50 дБ (тихий голос) до 90 дБ (уровень звучания в студии) нелинейные искажения, продуцируемые ухом при преобразовании слышимого звука в ухе и обработке его в мозге, изменяются от 1,5 до 20 % по второй гармонике и от 0,3 до 3 % по третьей. Получается, что если усилитель внесет в сигнал меньший уровень гармонических искажений, то эти искажения будут замаскированы собственными искажениями уха. Учитывая, что слух частично адаптируется к собственным искажениям, установим запас по уровню спектральных составляющих искажений в 10 дБ. Этот запас позволит не демаскировать искажения на низких частотах, когда гармоники попадают в область максимальной чувствительности слуха, а также обеспечить приемлемый уровень интермодуляционных искажений, к которым слух более чувствителен. Поскольку автор поставил задачу построения двухтактного усилителя (у таких усилителей в спектре искажений основная гармоника третья), то ориентиром будет служить значение 1 % искажений по третьей гармонике при уровне звукового давления около 90 дБ. Также из графика видно, что при уровнях звукового давления до 70. ..80 дБ усилитель не должен продуцировать высшие гармоники, начиная с седьмой.
В работах [2, 3] показано, что при замыкании цепи обратной связи происходит расширение спектра гармоник. Усилители с ламповыми триодами и полевыми транзисторами имеют передаточную функцию, близкую к линейно-параболической. Усилительный каскад на мощном полевом транзисторе при уровне искажений по второй гармонике 10 % до замыкания цепи ООС создает резко спадающий спектр. После замыкания цепи ООС получается более широкий спектр уменьшенных по уровню искажений.
В тех же работах [2, 3] представлены расчетные характеристики относительных амплитуд гармоник как функции глубины ООС, причем для расчетов была выбрана квадратичная характеристика каскада, не охваченного обратной связью. Зависимость уровня гармонических искажений такого каскада от глубины обратной связи, охватывающей каскад, представлена на рис. 2. Поскольку передаточные характеристики реальных усилительных элементов содержат не только квадратичный член в разложении, Д. Чивер провел соответствующие измерения на мощном полевом транзисторе с изолированным затвором. При глубине ООС до 5 дБ уровни гармоник от третьей до шестой мало изменялись, при большей же глубине ООС реальные значения были близки к расчетным, но всегда больше. В итоге видно, что есть существенное возрастание уровня высших гармоник при глубине ООС, часто применяемой на практике. Применение глубокой ООС (50…60 дБ) сопряжено с трудностями обеспечения устойчивости усилителя, к тому же в таких усилителях глубина ООС обычно спадает уже на звуковых частотах. Есть и другие отрицательные свойства глубокой ООС (о них ниже).
Реальный усилитель состоит не из одного каскада, а транзисторы, что приводит к продуцированию широкого спектра гармоник, превышающего порог заметности, что в свою очередь повышает интермодуляционные искажения
Решения для создания усилителей, удовлетворяющих требованиям психоакустики.
1.Создание усилителя с глубокой ООС, чтобы с помощью нее постараться подавить высшие гармоники [4, 5].
2.Построение усилителя без общей ООС. Для линеаризации в этом случае применяют несколько местных цепей ООС [6].
3.Использование усилительных каскадов без введения дополнительной ООС. (Hi-End).
Выбор транзисторов для выходного каскада весьма важен.
В ламповых усилителях без ООС в выходном каскаде используется триод, обладающий небольшим выходным сопротивлением, которое с помощью выходного трансформатора снижается до приемлемого уровня (2…3 Ом на нагрузку сопротивлением 8 Ом). Поиск транзисторов, обладающих похожими характеристиками, привел к классу полевых транзисторов со статической индукцией канала. Транзисторы этого типа за рубежом представлены изделиями фирмы Tokin (Япония). Есть и примеры реализации усилителей с их использованием [7]. Приобрести эти транзисторы в России сейчас не представляется возможным. Были разработаны отечественные транзисторы с аналогичной структурой: это серии КП801, КП802 и КП926. Первые две уже не производят и не продают, а последняя еще встречается в продаже. Вольт-амперные характеристики (ВАХ) этого транзистора показали его близость к ламповым триодам.
Максимальная мощность, которую можно снять с такого каскада в линейном режиме (с учетом ограничений по минимальному напряжению и току), равна
Рвых = Uвых m*Iвыхm/2 = 120 В*0,13 А/ 2 = =7,8 Вт,
что соответствует напряжению 11,2В на нагрузке сопротивлением 8 Ом. Таким образом, для согласования с такой нагрузкой потребуется трансформатор с коэффициентом трансформации 11,2/120 = 0,0933. Приведенное к вторичной обмотке выходное сопротивление каскада без учета потерь в трансформаторе получается
R’вых=Rвыхn2 = 540*0,09332= 4,7 Ом.
Это многовато, поэтому была выбрана двухтактная схема, которая позволила снизить выходное сопротивление, поднять выходную мощность и повысить линейность усилителя.
Схема и параметры усилителя
Схема соединений узлов стереофонического усилителя показана на рис. 3. Каждый из каналов усилителя имеет два входа: простой (Х2, Х4) и балансный (Х1, ХЗ). При подаче сигнала от симметричного источника надо разомкнуть контакты выключателя SA1. В усилителе регулятор громкости построен по схеме L-регулятора [8]. Это позволяет добиться снижения вносимых регулировочным резистором помех и искажений.
Схема двухкаскадного УМЗЧ показана на рис. 4. Для стабилизации режимов транзисторов (у усилителя нет ООС по постоянному току) он построен в виде двух дифференциальных каскадов по симметричной балансной схеме с непосредственной связью. Источники стабильного тока задают рабочие режимы каскадов по постоянному току.
Схема блока питания приведена на рис. 5.
Источник питания первого каскада — общий для обоих каналов, с параллельными стабилизаторами напряжения.
Для вторых каскадов УМЗЧ выпрямители раздельны.
Основные параметры усилителя сведены в таблице. Зависимость амплитуды гармоник от уровня сигнала представлена на рис. 6.
Параметр | Значение | Примечание |
Полоса воспроизводимых частот по уровню -3 дБ, Гц | 2…60000 | На нагрузке 6…8 Ом |
2…20000 | На нагрузке 4 Ом | |
Неравномерность в диапазоне частот 20…20000 Гц, дБ | 0,5 | На нагрузке 6…8 Ом |
Выходная мощность на нагрузке сопротивлением 5,5 Ом, Вт | 20 | При коэффициенте гармоник 5 % |
15 | При коэффициенте гармоник 3 % | |
5 | При коэффициенте гармоник 1 % | |
Отношение сигнал/шум, дБ | 96 | При выходной мощности 15 Вт |
106 | Регулятор громкости замкнут | |
Входная емкость, пФ | 110 | Регулятор громкости замкнут |
Чувствительность, мВ | 200…250 | При выходной мощности 5 Вт |
Вых. сопротивление, Ом | 2,5…3 | По выходу на нагрузку 8 Ом |
Коэффициент подавления синфазного сигнала, дБ | 36 | Зависит от подбора входных транзисторов. SA1 разомкнут |
Для совместимости результатов измерения с графиком на рис. 1 выходная мощность пересчитана в звуковое давление (горизонтальная ось) из расчета, что при подаче мощности, равной 1 Вт на канал, в средней по площади комнате будет получено звуковое давление около 90 дБ. При таких условиях усилитель выполняет требования по спектральному составу искажений вплоть до звукового давления 102 дБ. Во всех проведенных измерениях уровень интермодуляционных искажений был равен или меньше уровня гармонических искажений для одинакового уровня сигналов.
ЛИТЕРАТУРА
1. Harry F. Olson. Physics and Engineering. — Dover Publications, 1966, ISBN: 0486217698.
2. Daniel H. Cheever. A new methodology for audio frequency power amplifier testing based on psychoacoustic data that better correlates with sound quality, 1989. <http://altor.sytes.net/cheever.pdf>.
3. Baxandall P. J. Audio power amplifier design. — Wireless World, december 1978, p. 53—56.
4. Акулиничев И. УМЗЧ с широкополосной ООС. — Радио, 1989, № 10, с. 56—58.
5. Агеев С. Сверхлинейный УМЗЧ с глубокой ООС. — Радио, 1999, № 11, с. 13—16.
6. Орлов А. УМЗЧ с симметричным входом без общей ООС. — Радио, 2002, № 4, с. 12-14.
7. SIT Р-Р 60W+60W Power Amplifier. — <http://www.ne.jp/asahi/evo/amp/SIT/pagei.htm>.
8. Белканов А. Сиди себе, регулируй… L-аттенюатор. — Вестник А.Р.А., 1999, № 1.
(Окончание)
Радио №12, 2004 г..
Схемы ИТУН без ООС в классе «А»
Схемы ИТУН без ООС в классе «А»Привет ИТУНщикам! Сразу скажу, что не являюсь горячим приверженцем усилителей в классе «А», тем более без ООС. Хотелось просто посмотреть, что это за зверь, не стремясь получить практическую схему, годную для повторения. Схема моделировалась в MC7. Основной упор делался на термостабильность схемы и малую зависимость от разброса параметров выходных транзисторов. Для этого выходной каскад был выполнен в виде одного из вариантов «точного» токового зеркала. Это позволило также исключить температурную модуляцию параметров выходного каскада, приводящую к тепловым интермодуляционным искажениям. Небольшой комментарий к схеме — R7 — регулировка чувствительности усилителя. D1…D4 — элементы, предотвращающие насыщение выходного каскада при клиппинге. Интегратор на X1 поддерживает нулевое выходное напряжение усилителя. Если захочется зачистить питание входного каскада — лучше R1 и R4 подключить к цепям питания операционного усилителя.
На следующем рисунке приведен результат макетирования этого усилителя. В качестве маломощных транзисторов применялись 2SC945A/2SA733, в качестве мощных составных транзисторов были применены 2Т825А/2Т827А. Питание осуществлялось от стабилизированного двуполярного источника питания +/-15V. В макете ток покоя выходного каскада был равен 1А (греется, однако, не слабо). Подстройка R1 (R4) позволяла уменьшить уровень 3-ей гармоники, а подстройка R8 (R9) — 2-ой гармоники.
Ну, а теперь, как же без выводов — начнем с недостатков — малое ослабление пульсаций источника питания и большая выделяемая мощность на выходных транзисторах. Из достоинств можно отметить быстрый и монотонный спад амплитуды гармоник от частоты и снижение гармонических искажений при уменьшении амплитуды сигнала. Ну и, наверное, те достоинства (и недостатки), которые дает построение усилителя без ООС в классе «А». Возможный путь уменьшения (устранения) недостатков схемы — использование структуры усилителя класса «А+».
Не буду против, если кому-то понравится предложенная схема или элементы ее схемотехники. Были бы кости, а мясо нарастет!
P.S. Не думал, что когда-нибудь вернусь в этому проекту. Но появились интересные мысли по линеаризации выходного каскада. Что получилось — видно на следующей схеме:
За счет динамического выравнивания токов через эмиттеры транзисторов Q5,Q6 (Q7,Q8) путем деления выходных токов предыдущего каскада на Q3 (Q4) пополам на токовых зеркалах Q13,Q14 (Q16,Q15) уменьшена нелинейность коэффициента передачи тока выходным каскадом. Температурная стабильность не ухудшилась. Уменьшение чувствительности усилителя было скомпенсировано уменьшением номиналов резисторов R5 и R6, хотя это можно сделать увеличением резисторов R8 и R9. Уменьшилось влияние источника питания на выходной каскад из-за отсутствия резисторов смещения (как в предыдущей схеме). При желании стабилизировать нулевое выходное напряжение усилителя можно также применить интегратор, только его выходной сигнал придется заводить в другую точку, поближе ко входу ИТУН. Все это хозяйство было промакетировано — работоспособно, но особой разницы на слух замечено не было
P.P.S. По ходу обсуждения одного вопроса на форуме, сваял еще одну схемку ИТУНа (для проверки концепции потребовался ИТУН без ООС). Поскольку повторяться в схемотехнике не очень люблю, получилось что-то более-менее оригинальное, с коротким трактом.
Да и параметры, в общем-то неплохие. Как в симуляторе, при токе покоя 1А —
Так и в реальности — можно посмотреть графики искажений по гармоникам в звуковом частотном диапазоне —
Для любителей более традиционной схемотехники можно предложить модификацию этой схемы на комплементарной паре дифкаскадов — параметры также неплохи (в симуляторе). Эта схема не макетировалась, ввиду своей очевидности
Ну, и для полноты ощущений смакетировал несимметричный ИТУН. Схема макета с результатами измерений при различных уровнях входного сигнала далее (ток покоя — 1А) —
Входной каскад попробовал сделать на источнике опорного напряжения (трехвыводном стабилитроне) TL431. Работает Кто не верит в возможность их использования, советую почитать datasheet. Вырезку из него прикладываю. Кому это покажется не по-аудиофильски — могут использовать обычный дифкаскад.
Цель создания этой схемы — просто проверить концепцию усилителя с быстроспадающим спектром гармоник. Замер искажений этого усилителя в диапазоне частот по гармоникам —
Третью гармонику хотелось бы видеть пониже, но скорость спада гармоник с их номером достаточно велика. На макете оптимизацией по искажениям не занимался. Ниминалы элементов — один в один. Если заменить R9 на генератор тока, то интегратор, в принципе, можно исключить. Дрейф по постоянке при начальном прогреве не более 0,4В. Подстройка выходного напряжения резисторами R3 или R4. Q4 нужен для облегчения теплового режима работы Q2.
Мухамедзянов Н. (aka Nota Bene) (c)2007 reanimator-h <на> yandex.ru
На главную страницу
Характеристики усилителей с ООС
Введение ООС в усилительные схемы приводит к ряду положительных результатов. Рассмотрим некоторые из них.
Стабилизация коэффициента передачи
Пусть усилитель без ООС имеет коэффициент передачи K, нестабильность его, обусловленная различными дестабилизирующими факторами, оценивается величиной DK. Тогда при использовании ООС в соответствии с основным линейным соотношением можно записать:
Поскольку в цепях ОС обычно используются достаточно стабильные линейные пассивные элементы, Koc можно считать величиной постоянной. Поэтому:
.
Таким образом нестабильность усилителя с ООС K* меньше нестабильности усилителя без ООС.
При глубокой ООС, т.е. при KKoc>>1 , имеем:
.
Следовательно, усилитель с глубокой ООС, имеет коэффициент передачи, определяющийся только цепью ОС, и поэтому очень стабилен.
Ослабление нелинейных искажений
Нелинейные искажения в усилителе обусловлены выходом мгновенных значений сигналов за пределы линейной части амплитудной характеристики усилителя Um,вых(Um,вх).
Поскольку введение отрицательной ОС уменьшает коэффициент передачи в (1+KKос) раз, во столько же раз может быть увеличено входное напряжение, соответствующее началу нелинейного участка амплитудной характеристики.
На рис.16 показаны амплитудные характеристики усилителя без ООС и с ООС.
Рис.16
Частотные характеристики усилителя с ООС
Самое наглядное представление
о влиянии на АЧХ ООС дает пример с глубокой ООС.
Пусть усилитель без ОС имеет частотный коэффициент
передачи , а цепь ОС — .
Тогда при ООС:
При K(w)Koc(w )>>1 в достаточно широкой полосе частот, имеем
Если цепь ОС состоит из резисторов, то при глубокой ООС можно получить частотную характеристику усилителя с равномерной АЧХ в широкой полосе частот. В качестве примера можно вспомнить каскад с ОК, который имеет K*=1 из-за глубокой (100%-ной) ОС, и следовательно очень широкую полосу частот. Принято считать для данного типа активного элемента постоянной величину произведения коэффициента усиления в рабочей области на полосу частот этой области. Если каскад при полосе D f имеет Kо , то для него является постоянной величина П= KоD f . При уменьшении Kо полоса Df увеличивается и наоборот. Это отражено на рис.17, где Kо(fв—fн)=K*o(f*в—f*н).
Рис.17
В современной схемотехнике ОС используются очень широко. Часто применяют несколько цепей ОС, охватывая ими или отдельные каскады или цепочки каскадов. Знание теории ОС позволяет выявить появление возможных паразитных положительных ОС, приводящих к неустойчивой работе усилителя, и успешно бороться с этим явлением.
Ряд современных усилителей, называемых операционными, применяются только с использованием различных ООС, что позволяет получать устройства с заданными характеристиками.
Таблица
В таблице даны основные параметры схем с отрицательными обратными связями.
Тип ОС | Последоват. ООС по напряжению | Последоват. ООС по току | Параллельная ООС по напряжению | Параллельная ООС по току |
| K* | K | K | ||
| K*i | Ki | Ki | ||
| R*вх | Rвх(1+KKос) | Rвх(1+KKос) | ||
| R*вых | Rвых(1+KKос) | Rвых (1+Kос,iKi) | ||
| Модель | ИНУН | ИТУН | ИНУТ | ИТУТ |
Идентификация типа ОС | ХХ
на входе КЗ на выходе | ХХ
на входе ХХ на выходе | КЗ
на входе КЗ на выходе | КЗ
на входе ХХ на выходе |
2.4. Усилители с обратной связью
Обратная связь находит широкое использование в разнообразных электронных устройствах. Особую роль обратная связь играет в микроэлектронных усилителях. Можно утверждать, что без ее широкого использования было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.
Обратной связью называется передача энергии из выходной цепи усилителя во входную. Выходной сигнал может поступать на вход устройства полностью или только частично. Сниматься сигнал обратной связи может как с выхода всего устройства, так и с какого-либо промежуточного каскада и подаваться может как на вход всего устройства, так и во входную цепь промежуточного каскада. Обратную связь, охватывающую один каскад, принято называть местной, а охватывающую весь многокаскадный усилитель — общей.
Структурная схема усилителя с обратной связью приведена на рис. 2.21. Здесь коэффициент усиления устройства и коэффициент обратной связи обозначены в виде комплексных величин. Этим утверждается наличие фазового сдвига в ОНЧ и ОВЧ за счет реактивных элементов в самом усилителе и в цепи обратной связи. Коэффициент представляет собой отношение сигнала обратной связи, поступающего на вход с выхода устройства, к выходному сигналу.
Обратная связь вводится в усилитель для изменения его характеристик и параметров в нужном направлении. Обратная связь может возникать за счет (обычно нежелательного) влияния выходных цепей на входные (паразитная обратная связь), через общие цепи питания.
Наличие обратной связи может привести к увеличению либо к уменьшению сигнала на выходе устройства и соответственно коэффициента усиления. В первом случае фазы входного сигнала и сигнала обратной связи совпадают и амплитуды складываются — такую обратную связь называют положительной (ПОС). Во втором случае фазы противоположны и амплитуды сигналов вычитываются — такую обратную связь называют отрицательной (ООС). Положительная обратная связь находит применение в различных генераторах, а иногда и частотно-избирательных усилителях. В большинстве же усилителей положительная обратная связь является нежелательной и используется крайне редко.
Основное применение в усилительных устройствах находит отрицательная обратная связь (ООС). Она позволяет повысить стабильность работы усилителей, а также улучшить другие важные параметры и характеристики. Сразу следует подчеркнуть, что снижение коэффициента усиления в современных усилительных устройствах за счет ООС не является очень значительным фактором, поскольку широко используются микроэлектронные структуры с большими собственными коэффициентами усиления (имеет место значительный запас по величине ).
В усилителях применяют различные виды отрицательной обратной связи, которые различают по способу подачи сигналов ООС во входную цепь усилителя и по способу снятия с выхода усилителя. Если во входной цепи усилителя вычитается ток цепи обратной связи из тока входного сигнала, то ООС называют параллельной. Если же во входной цепи вычитаются напряжения входного сигнала и обратной связи, то ООС называют последовательной.
По способу получения (снятия) сигнала обратной связи различают ООС по напряжению, когда сигнал ООС пропорционален усилителя, и ООС по току, когда сигнал ООС пропорционален току через нагрузку. При последовательной обратной связи по напряжению с выхода усилителя снимается часть выходного напряжения , которая во входной цепи алгебраически складывается с . На рис. 2.22 приведена структурная схема усилителя с последовательной обратной связью по напряжению . Напряжение обратной связи , где (обычно ). Здесь во входной цепи усилителя действует напряжение, равное .
Прежде всего, рассмотрим влияние последовательной обратной связи по напряжению на коэффициент усиления по напряжению. Для усилителя, охваченного обратной связью, можно записать
.
Напомним, что коэффициент усиления по напряжению усилителя без обратной связи . Поэтому, для усилителя с ООС можно получить
. (2.25)
Величины и комплексные, но для простоты изложения будем использовать их действительные значения, что соответствует области средних частот работы усилителя. Формула (2.25) справедлива для случая ООС. В этом легко убедиться, поскольку . Отметим, что при положительной обратной связи в знаменателе правой части (2.25) следует использовать знак « — ».
Из (2.25) следует, что при последовательной ООС по напряжению стабилизируется величина . Так, например, при за счет каких-либо причин возрос на 50%, но при этом увеличится лишь примерно на 0,2%.
Введем понятие глубины обратной связи, которая для ООС равна
. (2.26)
На основании (2.26) можно заключить, что глубина ООС возрастает при увеличении и . При очень глубокой ООС , поэтому в данном случае (2.25) можно переписать в следующем виде:
. (2.27)
Из выражения (2.27) следует очень важный вывод, что при глубокой ООС удается практически полностью исключить влияние параметров транзистора и всего усилителя (в частности, ) на его коэффициент усиления . Здесь уже не будут влиять такие факторы, как изменение температуры, радиационное воздействие, разброс параметров, старение и др. . Введение глубокой последовательной ООС по напряжению обеспечивает стабильность коэффициента усиления по напряжению. Коэффициент усиления по (2.27) определяется , т. е. отношением номиналов двух резисторов.
Улучшение стабильности коэффициента усиления с помощью ООС также широко используется для расширения АЧХ усилителя. На рис. 2.23 приведена АЧХ для усилителя без ООС; там же приведена АЧХ и для .
АЧХ удобно рассчитывать с помощью (2.25). Поскольку , то однозначно определяется . При отклонении частоты сигнала в ОНЧ или ОВЧ уменьшается , но падает и глубина ООС, т. е. . В результате изменяется слабо и реализуется АЧХ с широкой полосой пропускания. Таким образом, можно заключить, что наличие ООС уменьшает частотные искажения, т. е. снижает и .
С помощью ООС удается уменьшить нелинейные искажения, а также влияние помех в усилителе. Поскольку с увеличением будет уменьшаться напряжение непосредственно на входе усилителя (на базе или затворе транзистора), то его работа станет осуществляться на меньшем участке ВАХ активного элемента. Уменьшение рабочих размахов токов и напряжений на участках ВАХ и приведет к уменьшению коэффициентов гармоник. С некоторым приближением можно считать, что ООС обеспечивает работу усилителя на участках ВАХ с малой нелинейностью. Для коэффициента нелинейных искажений усилителя , охваченного ООС, можно записать . Это обстоятельство в ряде случаев оказывает решающее значение, особенно для выходных каскадов усилителя.
Входное сопротивление в усилителе с ООС определяется способом подачи сигналов обратной связи во входную цепь. При последовательной ООС по напряжению можно представить как . Поскольку , то после проведения преобразований можно получить
. (2.28)
Из (2.28) видно, что последовательная ООС по напряжению увеличивает входное сопротивление усилителя в F раз. Это имеет важное значение для входных каскадов усилителей, работающих от источников (датчиков) входного сигнала с большим внутренним сопротивлением .
Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. При последовательной ООС по напряжению усилителя меньше зависит от тока нагрузки, что соответствует уменьшению его выходного сопротивления. Для рассматриваемого вида ООС можно записать:
, (2.29)
откуда следует, что последовательная ООС по напряжению уменьшает выходное сопротивление в F раз. Таким образом, чем глубже OОC, тем меньше . Это имеет важное значение в усилителях напряжения, поскольку позволяет значительно снизить зависимость выходного напряжения от .
Изложенное выше позволяет заключить, что последовательная ООС по напряжению уменьшает и стабилизирует коэффициент усиления по напряжению; снижает линейные и нелинейные искажения; повышает входное и уменьшает выходное сопротивления усилителя.
Последовательная обратная связь по току отличается от последовательной обратной связи по напряжению только выходной частью структурной схемы, т. е. только способом снятия сигнала обратной связи с выхода усилителя. При последовательной обратной связи по току в выходной цепи усилителя включается специальный резистор , падение напряжения на котором пропорционально выходному току. На рис. 2.24,а приведена выходная часть структурной схемы усилителя с обратной связью по току. Во входной цепи усилителя с последовательной обратной связью алгебраически складывается с входным напряжением, как и в усилителе на рис. 2.22. Из рис. 2.24,а следует, что и .
Поскольку во входной цепи усилителя складываются напряжения для последовательных ООС по напряжению и току, то формула (2.25) является общей для любой последовательной ООС. При глубокой ООС по току выражение (2.25) можно преобразовать к следующему виду:
. (2.30)
Из (2.30) следует вывод о стабильности , но этот вывод здесь справедлив лишь при . Таким образом, различного рода внешние воздействия, разброс параметров транзисторов не оказывают существенного влияния на усилителя с глубокой последовательной ООС по току. Однако такой усилитель весьма чувствителен к изменениям сопротивления нагрузки.
Входное сопротивление усилителя с ООС, как отмечалось выше, определяется способом подачи сигналов во входную цепь. Поскольку и в данном случае используется последовательная ООС, оказывается справедливой формула (2.28) со всеми вытекающими из нее выводами. Способ снятия сигнала обратной связи с выхода усилителя не влияет на , и совершенно неважно, какая ООС используется по напряжению или току.
Наиболее существенное отличие последовательных ООС по напряжению и току проявляется через . Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. При этом способ подачи сигнала ООС во входную цепь не играет никакой роли. Для усилителя, охваченного ООС, по току можно записать следующее выражение: , откуда следует, что выходное сопротивление возрастает.
Изложенное выше позволяет заключить, что последовательная ООС по току стабилизирует коэффициент усиления при постоянной нагрузке, снижает искажения, повышает входное и выходное сопротивления усилителя.
Параллельная обратная связь по току отличается, от последовательной обратной связи по току только входной частью структурной схемы усилителя с параллельной обратной связью. Здесь напряжение образует ток обратной связи , протекающий через дополнительный резистор R. Во входной цепи усилителя происходит алгебраическое сложение и тока входного сигнала. Полная структурная схема усилителя с параллельной обратной связью по току просто формируется из ее частей, изображенных на рис. 2.24, где , а коэффициент обратной связи по току . Глубина ООС по току .
Поскольку основное применение параллельная ООС по току находит в усилителях тока, наиболее интересным является ее воздействие на коэффициент усиления по току . Аналогично (2.25), находим
(2.31)
где — коэффициент усиления по току усилителя без ООС. Точно так же, как при ООС по напряжению стабилизируется , при параллельной ООС по току стабилизируется — . Здесь значительно снижается влияние внешних факторов и разброса параметров на . При глубокой параллельной ООС по току (2.31) преобразуется к виду . Коэффициент усиления по току будет определяться лишь отношением двух резисторов. Отметим также, что введение параллельной ООС по току уменьшает линейные и нелинейные искажения токовых сигналов.
Поскольку входное сопротивление усилителя с ООС определяется лишь способом подачи сигнала обратной связи во входную цепь, то для параллельной ООС можно записать: . Здесь во входной цепи усилителя складываются токи. Таким образом, параллельная ООС уменьшает , причем обратно пропорциональна глубине ООС по току.
Как было показано выше, ООС по току способствует увеличению выходного сопротивления усилителя. При параллельной ООС по току увеличивается пропорционально возрастанию .
Итак, параллельная ООС по току уменьшает и стабилизирует коэффициент усиления по току, снижает искажения токовых сигналов, уменьшает входное и увеличивает выходное сопротивления усилителя.
При параллельной обратной связи по напряжению с сопротивления нагрузки снимается выходное напряжение, которое во входной цепи образует ток обратной связи, протекающий через резистор R. Структурную схему усилителя с параллельной обратной связью по напряжению можно составить из входной части, справедливой для параллельной обратной связи (рис. 2.24, б), и выходной части, справедливой для обратной связи по напряжению (выходная часть на рис. 2.22).
При глубокой параллельной ООС по напряжению нетрудно получить
. (2.32)
Сравним (2.30) и (2.32): если при последовательной ООС по току стабилен при , то в данном случае, при параллельной ООС по напряжению стабилен при .
Итак, параллельная ООС по напряжению стабилизирует коэффициент усиления по напряжению при постоянном сопротивлении источника сигнала, снижает искажения, уменьшает выходное и входное сопротивления усилителя.
В разделах 2.2 и 2.3 уже были рассмотрены усилительные каскады, в которых использовалась ООС. Теперь остановимся подробнее на способах создания ООС и ее влияния на параметры конкретных усилителей.
В эмиттерном (см. рис. 2.14) и истоковом (см. рис. 2.20) повторителях имеет место 100%-ная последовательная ООС по напряжению. Прежде всего, рассмотрим еще раз эмиттерный повторитель. Напомним, что входное напряжение в нем прикладывается между базой транзистора и общей шиной, а выходное напряжение снимается между эмиттером и общей шиной. Таким образом, к эмиттерному переходу транзистора оказывается приложенным управляющее напряжение, равное . Поскольку во входной цепи происходит алгебраическое сложение напряжений, то данная обратная связь является последовательной. Так как сигнал обратной связи снимается с нагрузки (с выхода усилителя) и пропорционален , то такая обратная связь является связью по напряжению. Поскольку напряжение обратной связи составляет не часть, а все , обратная связь является 100%-ной. Во входной цепи происходит вычитание амплитуд напряжений входного сигнала и сигнала обратной связи, т. е. уменьшается управляющий сигнал между базой и эмиттером транзистора, поэтому связь оказывается отрицательной.
Для определения способа получения сигнала обратной связи с выхода усилителя удобно пользоваться методом короткого замыкания (КЗ) нагрузки. В реальном усилителе при использовании этого метода нагрузкой следует считать резистор, с которого, снимается выходной сигнал. Для рассматриваемого каскада ОК таким резистором является . Если при (мысленном) замыкании нагрузки обратная связь исчезает, то это связь по напряжению, а если не исчезает, то это — связь по току.
В эмиттерном (или истоковом) повторителе замыкание (или ) приводит к исчезновению , которое и является напряжением . Таким образом, при КЗ нагрузки обратная связь исчезает, следовательно, в повторителе имеет место обратная связь по напряжению.
Из раздела 2.2 известно, что каскад ОК имеет , малые искажения, большое входное и малое выходное сопротивления. Теперь можно сделать общие выводы относительно параметров каскада ОК. Малый и малые искажения получены за счет 100%-ной ООС, большое сопротивление — из-за того, что ООС последовательная, а малое — что ООС по напряжению. То же самое можно повторить и для каскада ОС.
Т еперь рассмотрим усилители с последовательной ООС по току. На рис. 2.25 приведена принципиальная схема каскада ОЭ с последовательной ООС по току, которая создается через резистор . Нетрудно показать, что рассматриваемая обратная связь является последовательной ООС (на эмиттере присутствует напряжение сигнала обратной связи той же полярности, что и на базе) . Однако здесь уже будет ООС по току, что можно доказать с помощью метода КЗ нагрузки. Так, при (мысленном) замыкании резистора , с которого здесь снимается выходной сигнал, обратная связь не исчезает (а даже несколько возрастает), следовательно, это связь по току.
Для коэффициента усиления по напряжению в усилителе рис. 2.25 можно использовать общую формулу (2.4), справедливую для любого усилительного каскада ОЭ. В каскаде с последовательной ООС , следовательно, пренебрегая и подставив (2.13) в (2.4), после проведения преобразований можно получить
. (2.33)
Полезно сравнить выражение (2.33) с общими формулами для усилителя с последовательной ООС (2.27) или (2.30). Формула (2.33) на конкретном примере подтверждает сделанный ранее важный вывод, что глубокая последовательная ООС исключает влияние параметров транзисторов и всего усилителя на коэффициент , т. е. ООС стабилизирует . Наиболее важным, пожалуй, является даже не повышение стабильности относительно внешних воздействий, а отсутствие влияния не только параметров транзисторов, но даже самих величин и . Из (2.33) следует, что определяется лишь отношением и .
Усилительный каскад на полевом транзисторе с последовательной ООС по току можно представить как каскад ОИ (см. рис. 2.17) при отключенном конденсаторе . В этом случае сигнал ООС образуется на резисторе . Нетрудно показать, что можно рассчитать по следующей формуле:
, (2.34)
где глубина ООС . При выражение (2.34) можно представить как
. (2.35)
Формула (2.35) почти повторяет (2.33). Разница состоит лишь в кажущемся отсутствии влияния . Однако, на самом деле, для низкоомной нагрузки в (2.35) следует заменить на . Выходные сопротивления каскадов ОЭ и ОИ должны возрастать при использовании ООС по току. Во внутренней структуре усилителя это так и происходит. Однако выход этих каскадов шунтируется резисторами и . В результате в них обычно сохраняется постоянное примерно равное (или ).
Теперь вернемся к начальному варианту каскада ОИ (см. рис. 2.17), где присутствует конденсатор . Этот конденсатор вводится для устранения ООС по переменному току. Действительно, теперь в каскаде ОИ будет иметь место лишь последовательная ООС по постоянному току, стабилизирующая режим покоя. Поскольку теперь на резисторе не выделяется переменного напряжения , то в (2.34) следует положить , что приведет ее к виду (2.19). Таким образом, при устранении ООС по переменному току произошло повышение коэффициента усиления. То же самое можно получить и при переходе от каскада ОЭ (рис. 2.25) к каскаду ОЭ ( рис. 2.9).
При разработке усилителей необходимо помнить, что наряду с положительными свойствами введение общей ООС может принести и весьма существенный недостаток – неустойчивость работы, за счет чего в устройстве может возникнуть самовозбуждение. Если это произойдет, то усилитель перестанет выполнять свою основную функцию – усиливать, т. е. он вообще перестанет быть усилителем, а превратится в генератор .
Эта неудача может произойти из-за того, что на некоторой частоте ООС вследствие влияния реактивных элементов схемы превращается в ПОС, причем эта частота может находиться за пределами полосы пропускания усилителя.
Для получения идеальной ООС в усилителе необходимо, чтобы суммарный угол сдвига , вносимый самим усилителем и цепью обратной связи, был равен 180°. В реальном многокаскадном усилителе это условие можно выполнить лишь на одной частоте (или нескольких отдельных частотах). На других частотах (особенно на границах и за пределами полосы пропускания АЧХ) . Это происходит за счет дополнительных фазовых сдвигов, вносимых как самим усилителем, так и цепью обратной связи. Фазовые сдвиги будут тем больше, чем большее число каскадов охвачено общей обратной связью. Если дополнительный фазовый сдвиг достигает 180°, то , и ООС превратится в ПОС. При для ПОС усилитель превращается в генератор. Отметим, что обычно за полосой пропускания АЧХ мало, поэтому мало и . Следовательно, возбуждение усилителя на таких частотах маловероятно. Однако чем большее число каскадов в усилителе охвачено общей ООС, тем больше и , а, следовательно, и вероятность самовозбуждения. Поэтому для обеспечения устойчивой работы усилителя целесообразно охватывать общей ООС возможно меньшее число каскадов, а также применять специальные корректирующие цепи.
|
Обратная связь — подача сигнала с выхода на вход. Выходное сопротивление усилителя, охваченного обратной связью (ООС), в определённой степени зависит от её глубины. Чем больше глубина обратной связи, тем меньше выходное сопротивление. При этом, снижается устойчивость выходного каскада, и в области НЧ возникают задержки сигнала + увеличивается спад АЧХ на краях диапазона. Вполне естественно, наличие обратной связи (любого вида) не раскрывает скоростные качества радиоэлементов, что приводит к деградации звука (на всех частотах) и отпадает необходимость применять музыкальные компоненты, так как чувствительность схемы, уже придавлена — изменения будут незначительные. Другой неприятный момент — реакция реальной нагрузки (АС) на общую отрицательную обратную связь. При воздействии импульсных сигналов на звуковую катушку громкоговорителя появляется сила, стремящаяся изменить её состояние в магнитном поле. Возникшая противо — Э.Д.С. индукции, замыкаясь на выходное сопротивление усилительного каскада, создаёт ток противоположный выходному, что приводит к затягиванию фронтов сигнала. В следствии таких негативных воздействий, интермодуляционные искажения в транзисторных изделиях (с выходом по напряжению) возрастают, более чем в 10 раз, достигая 10 — 25%. В тоже время, в аппаратуре с выходом по току (повторитель) эти искажения примерно на порядок ниже 2 — 3%. В ламповых конструкциях искажения такого рода возрастают всего в 1.5 раза. Как выход из положения — отказ от общей обратной связи с выхода усилителя мощности. Для уменьшения выходящего сопротивления оконечного каскада надо спаривать транзисторы, а не эмитировать сопротивление глубиной ООС. В результате параллельного включения получаем — сопротивление доли ома, которое не изменяется при перегрузки в широком диапазоне частот. Если отключить обратную связь, то амплитудно-частотная характеристика получит заметный спад, начиная с частоты 1 кГц. Это есть настоящая ширина полосы пропускания, дальнейшая — искусственная имитация (включение ООС — срез усиления, для расширения / выравнивания полосы пропускания) выглядит достаточно глупо / противоречиво. Так как сильно урезанный звуковой сигнал не способен звучать точнее оригинала. Любое электрически активное противодействие — есть отрицательная обратная связь и классический резистор надо первым нагонять, это достаточно сложно / маловероятно. Но, если убрать все тормозные величины будет круто. Однако, применить искусственные ограничители (обратную связь, резисторы — для ликвидации возбуждений и искажений) технически элементарно, это определяет спрос, на применение ограничителей энергии в звукотехнике. Оконечный транзисторный каскад УМЗЧ «Grimmi» (однотактный повторитель, нет обратных связей) имеет граничную частоту более 1 мГц. При этом, в схеме установлен единственный резистор, где регулировка режимов работы транзисторов осуществляется индивидуальным напряжением. Для каждого активного элемента несколько блоков питания. В результате отпадает необходимость устанавливать ООС / резисторы — дорого, сложно, возможно. |
Лучшее сочетание вакуумных и полупроводниковых характеристик — однотактный гибридный усилитель звука. Мы не создаём иллюзий, |
Интермодуляционные искажения в усилителях звука и OOS
На сайтах аудиофилов принято пугать посетителей интермодуляционными искажениями, однако, поскольку в большинстве публикаций по этой теме широко используется технология copy-paste, трудно понять, почему возникают эти искажения. и почему они такие страшные. Сегодня я постараюсь в меру своих возможностей и объема статьи точно отразить характер этих страниц.
Тема искажения сигнала в УМЗЧ поднималась в моей предыдущей статье, но в прошлый раз коснулись только линейных и нелинейных искажений.Сегодня мы постараемся разобраться в самых неприятных для слуха, труднодоступных для анализа и трудно устраняемых разработчиками УНЧ интермодуляционных искажениях. Причины их возникновения и связь с отзывами извините за каламбур .
Операционный усилитель в виде белого треугольника
Прежде чем говорить об обратной связи, сделаем краткий экскурс в операционный усилитель OU , так как сегодня транзисторные схемы усиления практически не обходятся без них.Они могут присутствовать в виде отдельных микросхем, а также входить в состав более сложных микросхем — например, интегральных усилителей низкой частоты — ULF .
Рассмотрим усилитель в виде черного ящика, а точнее белого треугольника, как их обычно обозначают в схемотехнике , не вдаваясь в подробности его устройства.
Назначение контактов операционного усилителя
Неинвертирующий вход:
Инвертирующий вход:
Плюс источник питания:
Минус питания:
Если мы увеличим входное напряжение на неинвертирующем входе, то напряжение на выходе увеличится, если на инвертирующем входе наоборот, уменьшится.
Обычно входное напряжение, которое необходимо усилить, подается между двумя входами, а затем выходное напряжение может быть выражено следующим образом:
Где — усиление с обратной связью разомкнутого контура
Поскольку наша цель — не усиление постоянного напряжения, а звуковые колебания, например, рассмотрим зависимость недорогого LM324 DU от частоты входных синусоидальных колебаний.
На этом графике коэффициент усиления нанесен по вертикали, а частота в логарифмическом масштабе — по горизонтали.Результаты работы инженеров не слишком впечатляют и вряд ли этот усилитель будет использоваться в реальности. Во-первых, он показывает хорошую линейность только за пределами воспринимаемого ухом диапазона частот — ниже 10 Гц, а во-вторых, его усиление слишком велико — в 10 000 раз при постоянном токе!
Так что поделать, выход должен быть! Да это он. Возьмите часть выходного сигнала и подайте на инвертирующий вход — введите обратную связь.
Отзыв прост и зол! Панацея от всех бед?
В этой статье мы не будем касаться основ теории операционных усилителей.При желании вы можете найти много информации по этой теме в Интернете, например в цикле статей Игоря Петрова KriegeR.
Ввести обратную связь в схему усилителя непросто, но очень просто. Давайте не будем далеко ходить, чтобы увидеть, как это можно сделать, на примере из моей последней статьи о небольших хитростях трассировки схем на операционных усилителях.
Обратная связь в этой цепи подается на инвертирующий вход укрытия через резистор R2, а точнее делитель напряжения от R2 и R1.
Несложно доказать, что эта схема будет иметь коэффициент усиления по напряжению, равный двум, и он не изменится при усилении гармонических сигналов в очень широком диапазоне частот. С увеличением частоты сигнала коэффициент усиления операционного усилителя без операционной системы падает, , но остается во много раз больше, чем два, , и это падение компенсируется автоматическим уменьшением уровня сигнала обратной связи. В результате коэффициент усиления схемы в целом остается неизменным.Но это не все. Эта схема имеет очень высокий входной импеданс и поэтому практически не влияет на источник сигнала. Он также имеет очень низкий выходной импеданс, что означает, что теоретически он должен сохранять форму сигнала даже при работе с достаточно низким импедансом нагрузки и со сложным импедансом — индуктивным и емкостным.
Неужели у нас действительно есть такой ИДЕАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ?
К сожалению, нет, так как у любой монеты есть орел и решка, а у обратной связи есть обратная сторона.
Что хорошо русскому, немцу смерть или какая-то радиотехника
В радиотехнике хорошо известен эффект взаимодействия сигналов двух разных частот, приложенных к нелинейному элементу, называемый интермодуляцией . В результате получается сложный сигнал с комбинациями частот (гармоник) в зависимости от частоты исходных сигналов f1 и f2 по следующей формуле:
Полученные частоты по амплитуде меньше родительских гармоник и, как правило, их уровень быстро падает с увеличением целочисленных коэффициентов m и n.
Наибольшая амплитуда будет иметь гармоники, называемые гармониками второго порядка с частотами:
и гармоники третьего порядка частоты:
В радиотехнике этот эффект широко используется для преобразования частоты. Благодаря ему работают современные ресиверы. Преобразование частоты происходит в смесителях, построенных на основе нелинейных элементов, в качестве которых часто используются диод с pn переходом, ну или транзистор. Смеситель одновременно принимает принятый сигнал и сигнал от генератора — гетеродина.
На выходе получаем широкий спектр сигналов:
Но за счет узкополосного фильтра FPH мы выбираем полезный сигнал с промежуточной частотой f ave = f r -f с и усиливаем его в усилителе ПЧ. Затем происходит обнаружение с использованием следующего нелинейного элемента, обычно диода, и выходной сигнал после фильтра нижних частот равен
IMI (IMD) — интермодуляционные искажения
Однако, если интермодуляционный эффект жизненно важен для приемников, в усилителях низкой частоты он вызывает появление нелинейных искажений, которые называются интермодуляцией.Ведь звуковой сигнал одновременно содержит гармоники большого количества частот, которые сильно различаются по амплитуде, а транзисторы, входящие в состав усилителя,
Этот вид искажений гораздо неприятнее для уха, чем банальное ограничение амплитуды сигнала, источник их появления в каждом конкретном случае гораздо сложнее обнаружить и, главное, устранить.
Они борются с этим эффектом, применяя более продвинутые транзисторы, работающие в линейном режиме и используя локальный в одном каскаде усиления или глубокую общую обратную связь — мастер на все руки! Однако в умеренности все хорошо — если частоты паразитных гармоник сигнала лежат в области быстрого спада амплитудно-частотной характеристики усилителя, обратная связь может не успеть компенсировать искажение сигнала и даже сама вызвать источник дополнительных искажений.
Обратная связь темной стороны
Для его обнаружения соберем усилитель по схеме, представленной выше, на ОУ LM324, но с немного другими номиналами резистора обратной связи, чтобы получить единичный коэффициент усиления.
А теперь подаем на его вход прямоугольный импульс малой амплитуды, порядка 100 милливольт.
То, что мы получили на выходе, не похоже на входной сигнал.Что произошло и почему отзывы нам не помогли? Как всегда, виновата физика; его мир намного сложнее, чем наши математические модели, основанные на грубых приближениях. Дело в том, что наш усилитель — очень сложное устройство.
Он содержит множество паразитных емкостей, расположенных как внутри интегральных транзисторов, их компонентов, так и в межкаскадных соединениях. Природа паразитных емкостей очень различна, например, из-за времени резорбции неосновных носителей заряда в полупроводнике.Сами транзисторы, на которых построен наш операционный усилитель, являются усилителями с высокой нелинейностью. Причем элементы печатной платы имеют свою емкость, особенно если при трассировке не учитывались рекомендации, сделанные в моей предыдущей статье.
В момент прихода фронта отрицательного сигнала обратная связь определяет, что входное напряжение не соответствует выходному. Он резко увеличивает потенциал инвертирующего входа по сравнению с неинвертирующим входом, чтобы как можно быстрее передать скачок напряжения на входе усилителя, но не успевает это сделать, потому что ему необходимо зарядить паразитные емкости. всего пути усиления, и мы получим край выходного сигнала.Кроме того, когда входной сигнал также перестает быстро изменяться, обратная связь принудительно разряжает эти емкости. Как следствие, мы получаем всплеск на выходе, который в дальнейшем переходит в затухающий колебательный процесс. В особо печальных случаях этот колебательный процесс может затянуться на довольно долгое время — усилитель перейдет в состояние самовозбуждения.
Экскурсия в реальный мир. Общая отрицательная обратная связь в усилителе мощности звука
Нелинейность, присущая каскадам транзисторов, вынуждает разработчиков использовать сильную отрицательную обратную связь как простейшее решение для настройки параметров усилителя в соответствии с требованиями к низким гармоническим и интермодуляционным искажениям курса
Нарисуем реальную схему простого транзисторного усилителя мощности. Можно сказать, что это трехступенчатый. Первый каскад усилителя на ОУ А1, второй транзисторы Т1-Т2 и третий транзистор Т3-Т4. В этом случае усилитель охвачен общей цепью обратной связи,
В результате, благодаря своему огромному усилению, укрытие должно помочь справиться с различными видами нелинейностей и шумов в каскадах транзисторных усилителей. Перечислим ниже основные: транзисторы
- при таком подключении могут работать в очень нелинейном режиме при прохождении сигнала через ноль и при слабых сигналах;
- на выходе усилителя загружается сложная нагрузка — акустическая система.На схеме показаны его эквиваленты — сопротивление R15 и индуктивность L1;
- Транзисторы работают в тяжелых тепловых условиях, и температура их корпуса существенно зависит от выходной мощности, а их параметры сильно зависят от температуры;
- Емкости монтажных и различного рода звукоснимателей могут иметь приличное значение, а ошибки трассировки легко могут привести к возникновению положительной обратной связи и самовозбуждению усилителя;
- Значительно увеличивает роль помех, наведенных на питание;
И OU помогает, но
TIM Динамические интермодуляционные искажения.Перегрузочная способность и эффект ограничения усилителя
Перегрузочная способность усилителя — это параметр, который описывает, на сколько децибел номинальное выходное напряжение или мощность отличается от максимума при ограничении выходного сигнала при запуске мощности — ограничение
Для транзисторных усилителей перегрузочная способность мала, особенно для оконечных и предпоследних каскадов. Номинальная мощность от максимальной часто отличается всего на 40 процентов, что составляет менее 3 дБ.
Представьте, что наш усилитель состоит из идеального предусилителя корректора и UMF4, покрытого обратной связью с коэффициентом B. Важно отметить, что сигнал V 1 может содержать очень высокочастотные составляющие. Предварительный усилитель C действует как фильтр нижних частот, создавая входной сигнал V 2 для усилителя A, содержащий только компоненты, попадающие в полосу звуковых частот.
Напряжение на входе усилителя мощности V 2 имеет время нарастания, определяемое предусилителем, на графике видно, что оно сглажено.Однако в напряжении V 3 , действующем на выходе сумматора, возникает всплеск, вызванный желанием обратной связи компенсировать низкую скорость усилителя мощности A с амплитудой V max
Излучение в сигнале V 3 может быть в сотни
В показанной схеме коэффициент усиления по напряжению имеет наибольшее усиление, однако он имеет хорошую перегрузочную способность — он сохраняет небольшие нелинейные искажения с размахом напряжения на выходе, близким к напряжению питания.Гораздо хуже обстоит дело с каскадом на транзисторах Т1 и Т2 — это усилители тока, которые можно просто вывести из нормального режима работы, а на его восстановление может уйти относительно много времени. Коэффициент усиления напряжения обратной связи, усиливаемый операционными усилителями, и вход этих транзисторов может иметь очень большие значения. Они приводят к перегрузке второго каскада усиления. Т1 и Т2 могут войти в режим насыщения, потерять свои усилительные свойства и оставаться в нем некоторое время даже после исчезновения резкого фронта входного сигнала, пока заряд не разрешится на всевозможных паразитных резервуарах.Паразитные емкости и возможные элементы коррекции АЧХ здесь показаны с помощью элементов R и C.
Выше представлен график крайне неприятного эффекта, который называется «ограничением» усилителя и является результатом обратной связи. На выходе А1 мы получаем эффект ограничения амплитуды, а на выходе усилителя искаженный сигнал.
Методы измерения интермодуляционных искажений и методы борьбы с ними
Согласно стандартной методике измерения интермодуляционных искажений на вход измеряемого объекта одновременно подаются два сигнала: низкие частоты f 1 и высокие частоты f 2 .К сожалению, в разных странах используются разные частоты измерения. Различные стандарты предусматривают разные частоты — 100 и 5000 Гц, 50 и 1000 Гц …
Чаще всего используются частоты 400 и 4000 Гц, утвержденные в DIN 45403, ГОСТ 16122-88 и IEC 60268-5. Амплитуда сигнала с частотой f 1 на 12 дБ в 4 раза больше амплитуды сигнала с частотой f 2 . В зависимости от нелинейности характеристики в рабочей точке она симметрична относительно частоты f 2 дифференциальных и суммарных комбинационных колебаний f 2 ± f 1 и f 2 ± 2f 1 из Образовано высших порядков.Результирующие комбинированные колебания второго порядка с частотами f 2 ± f 1 характеризуют квадратичные, а третьего порядка с частотами f 2 ± 2f 1 — кубические искажения объекта измерения.
Также широко используется пара частот 19 и 20 кГц с одинаковым уровнем сигнала, что удобно прежде всего потому, что основная гармоника, попадающая в звуковой диапазон, в данном случае является сигналом с частотой 1 кГц. , уровень которого легко измерить.
Для подачи измерительных сигналов используются не только генераторы, но также измерительные компакт-диски и даже виниловые пластинки, специально записанные в студии.
Около 30 лет назад для измерения коэффициента интермодуляционных искажений требовались сложные и дорогие инструменты, доступные только в лабораториях и студиях, например состав измерительного стенда для звукоснимающего усилителя:
- Плеер для виниловых пластинок;
- Измерительная пластина;
- Пикап;
- Усилитель коррекции;
- Полосовой фильтр;
- Линейный детектор;
- Фильтр нижних частот.
- И, конечно же, V — это вольтметр, который может измерять действующее значение синусоидальных колебаний!
Сегодня даже простая 16-битная компьютерная музыкальная карта стоимостью до 30 долларов в комплекте со специальной программой измерения и простыми схемами согласования может обеспечить гораздо лучшее качество измерения.
Описанные стандарты очень удобны для производителей аудиовоспроизводящей аппаратуры , легко можно получить красивые маленькие цифры в паспортных данных , но не очень хорошо отражающие реальное качество тракта усилителя.Результат, конечно же, развитие субъективизма — когда два усилителя или даже дорогие аудиокарты , которые формально имеют почти одинаковые параметры, совершенно по-разному «звучат» на сложном музыкальном сигнале — без прослушивания перед покупкой не обойтись. .
Любители качественного звука и отдельные производители высококачественного оборудования стараются продвигать свои методы измерения, основанные на приближениях, менее далеких от реальности.Существуют многочастотные методы, методы исследования взаимодействия частоты гармоники и одиночного импульса, основанные на шумовых сигналах и другие. Однако на этот раз у нас не будет времени подробно их обсуждать.
На методах борьбы с интермодуляционными искажениями мы также остановимся очень кратко:
- Корректировка схемотехники с целью получения хороших результатов для стандартных методик измерения;
- Частотно-зависимые цепи обратной связи и частотной коррекции цепей R5, C3 и R14, C8 на рисунке в этой статье;
- Использование цепей локальной обратной связи, охватывающих от одного до двух каскадов усиления;
- Внедрение транзисторов в линейном режиме.На нашей картинке усилителя за это отвечают диоды D1, D2 и подстроечный резистор R8. Однако такая мера чревата увеличением энергопотребления, особенно выходных каскадов;
- Использование качественных и дорогих комплектующих;
- И, наконец, самое радикальное — использование ламп вместо транзисторов, как более линейных элементов. Однако это отдельная большая и неоднозначная тема, достойная отдельной статьи …
Пожалуй, это моя последняя статья в этом году, пользуясь случаем, хочу поздравить всех своих читателей с Новым годом и пожелать счастья. и удачи в будущем!
Что вам нужно знать о входном токе смещения — и почему — Аналоговые — Технические статьи
Другие части, обсуждаемые в сообщении: THS4551Один из моих стандартных вопросов на собеседовании для новых выпускников колледжей — описать неидеальные аспекты операционный усилитель (ОУ).В то время как большинство кандидатов начинают с коэффициента усиления разомкнутого контура, напряжения смещения, полосы пропускания и шума, лишь немногие упоминают входной ток смещения. Даже у опытных проектировщиков схем часто возникают вопросы о входном токе смещения и его последствиях. В этом посте я отвечу на некоторые из этих вопросов и, надеюсь, развею некоторые заблуждения.
Q: Что такое входной ток смещения?
A: Термин «входной ток смещения» (I B ) в технических описаниях — как для операционных усилителей, так и для полностью дифференциальных усилителей (FDA) — относится к постоянным токам, протекающим на входных контактах усилителя или из них для создания определенная рабочая точка во время нормальной работы, как показано на рисунке 1.
Рисунок 1: Определение входного тока смещения для простого входного каскада PNP
Поскольку для работы полевого МОП-транзистора требуется очень небольшой постоянный ток затвора, во входном токе смещения КМОП-усилителя преобладает утечка из ячеек защиты от электростатического разряда (ЭСР) и других вторичных цепей, подключенных к входам. Величина этого тока утечки невелика — порядка пикоампер (пА). Поскольку входы усилителей с биполярным переходным транзистором (BJT) требуют базовых токов для правильного смещения, входной ток смещения BJT намного больше — порядка микроампер (мкА).Следовательно, входной ток смещения является важной проблемой для усилителей BJT.
Q: Зачем вам усилители с BJT-входом?
A: Поскольку усилители CMOS имеют почти незначительные входные токи смещения, зачем вам вообще усилители BJT? Ответ заключается в том, что биполярный транзистор имеет гораздо большую крутизну ( г, м ) по сравнению с КМОП-транзистором при том же токе покоя. Кроме того, соответствие между BJT также намного лучше, как и его мерцание (или шум 1 / f).Все три преимущества имеют решающее значение для высокоскоростных прецизионных усилителей; следовательно, входы BJT повсеместно используются в высокопроизводительных операционных усилителях и FDA.
В: Как вы оцениваете влияние входных токов смещения?
A: Хотя использование усилителей со значительными входными токами смещения часто требует некоторых дополнительных конструктивных решений, вы можете быть удивлены, обнаружив, насколько мало они на самом деле влияют на производительность системы. Как только вы поймете влияние входного тока смещения, вы сможете взвесить преимущества входного усилителя BJT по сравнению с этими эффектами.
Давайте исследуем влияние входных токов смещения с помощью схемы FDA, показанной на рисунке 2. THS4551 — новейшее дополнение к семейству драйверов прецизионного аналого-цифрового преобразователя (АЦП) TI. THS4551 имеет не только полосу пропускания 150 МГц при 1,35 мА I q , но также дрейф ± 2 мкВ / ° C макс. V OS , как показано в таблице 1. Архитектура входа BJT обеспечивает такую производительность, но создает заметный I B .
Рисунок 2: Схема THS4551 FDA с резисторами 1%
Таблица 1: Основные параметры постоянного тока THS4551, относящиеся к входу
Обращаясь к простейшему с математической точки зрения случаю, давайте сначала предположим, что FDA всегда связаны с симметричными элементами обратной связи, поскольку это приводит к минимальному преобразованию сигнала из синфазных ошибок в дифференциальный выход.
Вы можете рассчитать «приведенное к выходу» напряжение смещения V OOS в два этапа. Сначала найдите положительное и отрицательное напряжения суммирующего перехода усилителя, используя уравнение 1:
.Затем используйте уравнение 2 для вычисления В OUT на основе усиления от суммирующего перехода к выходу, которое является усилением шума:
Комбинируя уравнения 1 и 2 вместе, вы можете рассчитать V OOS на выходе как разницу между этими двумя выходными напряжениями с помощью уравнения 3:
Выходное значение В OOS — это просто разница между входными токами смещения на каждой стороне, умноженная на их соответствующие значения резисторов обратной связи (R F ).Резистор усиления (R G ) выпал из уравнения V OOS . Интуитивно это связано с тем, что небольшой R G , который уменьшил бы влияние I B на напряжение суммирующего перехода, также увеличивает шумовое усиление от суммирующего перехода к выходу, и два эффекта компенсируют друг друга.
Давайте воспользуемся схемой на Рисунке 2 и спецификациями THS4551 в Таблице 1, чтобы рассчитать выходной сигнал V OOS в наихудшем случае для каждого фактора (вход V OS , I B и I OS ), перечислены в таблице 2.
Добавляющий фактор | Макс 25 ° C погрешность | Наихудший прирост выпуска | Вклад наихудшего случая в выходной сигнал В OOS (мкВ) | Прирост на |
Вход В ОС | ± 175 мкВ | 3.04В / В | ± 532 | Уровень шума |
I B ± | 1,5 мкА | ± 20 Ом | ± 30 | Несоответствие резистора обратной связи |
Я ОС | ± 50 нА | 1,01 кОм | ± 50,5 | Резистор обратной связи |
Таблица 2: Термины напряжения смещения, приведенные к выходу THS4551 для R F = 1 кОм, 1%
Теперь давайте рассмотрим четыре случая для различных номиналов резистора и допусков в схеме.Для двух значений R F (1 кОм и 5 кОм) и двух допусков (1% и 0,1%) в таблице 3 показаны результаты.
Корпус | RF (кОм) | RF Допуск (%) | Выход для наихудшего случая В OOS термины (мкВ) | ||
В ОС | I B ± | I OS | |||
1 | 1 | 1 | ± 532 | ± 30 | ± 50.5 |
2 | 1 | 0,1 | ± 526 | ± 3 | ± 50,1 |
3 | 5 | 1 | ± 532 | ± 150 | ± 252,5 |
4 | 5 | 0.1 | ± 526 | ± 15 | ± 250,3 |
Таблица 3: Термины напряжения смещения, приведенные к выходу THS4551 для различных вариантов R F
Аналогичным образом, на Рисунке 4 показаны результаты для дрейфа выходного смещения.
Корпус | RF (кОм) | RF Допуск (%) | Выход для наихудшего случая В OOS Дрейф членов (мкВ / ° C) | ||
В ОС | I B ± | I OS | |||
1 | 1 | 1 | ± 6.1 | ± 0,11 | ± 0,283 |
2 | 1 | 0,1 | ± 6 | ± 0,01 | ± 0,28 |
3 | 5 | 1 | ± 6,1 | ± 0,55 | ± 1.41 |
4 | 5 | 0,1 | ± 6 | ± 0,06 | ± 1,4 |
Таблица 4: Условия дрейфа смещения, приведенные к выходу THS4551, для различных вариантов R F
Пара выводов:
- Хорошо спроектированный FDA или операционный усилитель с BJT-входом должен выдерживать несколько килоомов R F без особого влияния на характеристики постоянного тока.
- Если производительность по постоянному току вызывает беспокойство, подумайте об увеличении допусков резисторов R F и R G до 0,1%, что является простым и недорогим методом смягчения негативных эффектов I B .
Q: А как насчет шума входного тока?
A: Большая часть этого поста посвящена влиянию I B и I OS на напряжение смещения и дрейф напряжения смещения. Еще один важный эффект входного тока — добавление шума.К счастью, шум — это просто изменяющееся во времени смещение, поэтому вы можете рассчитать эффект шума так же, как вы рассчитали эффект смещения. Например, шум выходного напряжения из-за шума входящего тока просто равен
.Еще одна проблема, о которой стоит упомянуть, — это внутренняя отмена смещения ввода. Различные методы подавления обычно позволяют снизить I B с уровня микроампер до наноампер. I OS также будет сокращена, хотя и не так сильно. Однако эти методы подавления обычно увеличивают шум входного тока из-за некоррелированного шума от тока подавления.Поэтому, если шум ограничивает производительность вашей системы, подавление входного смещения, скорее всего, не правильный выбор.
Заключение
По сравнению с усилителями с CMOS-входом, операционные усилители с BJT-входом и FDA предлагают множество преимуществ: более широкую полосу пропускания при более низкой мощности, более низкий уровень шума напряжения и шума 1 / f, а также лучшую точность по постоянному току. Однако у них есть одна загвоздка: более высокие входные токи смещения. При тщательном проектировании вы можете оценить и уменьшить отрицательные эффекты более высоких входных токов смещения.
Каков ваш опыт работы с проблемами, связанными с входным током смещения? Я лишь поверхностно коснулся эффектов I B и не упомянул многие второстепенные проблемы. Что еще ты хочешь узнать? Авторизуйтесь ниже и оставьте комментарий.
Дополнительные ресурсы
- Узнайте больше о THS4551 и узнайте об уравнениях, связанных с расчетами смещения FDA.
- Проверьте этот модуль по входному току смещения от TI Precision Labs.
- Узнайте обо всем ассортименте высокоскоростных операционных усилителей TI и изучите соответствующие технические ресурсы.
(PDF) 8-битный компаратор динамического напряжения с низким энергопотреблением 50 мс / с в КМОП-процессе 0,18 мкм
PROC. 29-я МЕЖДУНАРОДНАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ ПО МИКРОЭЛЕКТРОНИКЕ (МИЭЛЬ 2014), БЕЛГРАД, СЕРБИЯ, 12-15 МАЯ 2014 г.
ТАБЛИЦА II
Сравнение предложенного компаратора с предшествующим уровнем техники
[12] [13] [14] [15] [16] ] Эта работа
Технологии 0.18 мкм 0,18 мкм 0,18 мкм 90 нм 0,18 мкм 0,18 мкм
Год 2012 2013 2013 2013 2012 2013
Питание (В) 1,8 0,6 1,2 1 1,8 1,8
Разрешение (мВ) 1,7 0,001 7,8 33 0,55 3,5
Скорость осушения ( MD / s) 200 1,2 500 1000 3 50
Потребляемая мощность (мкВт 16 0,017 329 51 86 32,4
Установлено отключение предусилителя Калибровка отмены Нет Нет Нет Да Да
FOM (fJ / desicion) 80 14,2 658 51 2866 648
Подтверждение
Работа поддержана Министерством науки и образования Российской Федерации
(Постановление Правительства РФ
№ 220)
Список литературы
[1] C.-ЧАС. Цай, З.-Х. Се и В.-К. Фанг, «Маломощная аналоговая интерфейсная ИС CMOS с низким уровнем шума
для портативных приложений мониторинга мозга и сердца
», в Life Science Systems and Ap-
plations Workshop (LiSSA), 2011 IEEE / NIH, 2011 , стр.
43–46.
[2] CPL Van Vroonhoven, D. Rocha, MJ Vellekoop и
C. Nohammer, «Схема считывания для емкостных биосенсоров
со встроенным аналогово-цифровым преобразованием SAR», в Circuits and Sys-
tems, 2006 г.ISCAS 2006. Труды. 2006 Международный симпозиум IEEE
, 2006 г., стр. 4–1421.
[3] П. Отфиновски, П. Грибос и Р. Клечек, «10-битный 3MS / s
маломощный АЦП с перераспределением заряда в 180-нм CMOS для нейронных приложений
», в смешанном проектировании интегральных схем
and Systems (MIXDES), 2011 г., Материалы 18-й международной конференции In-
, 2011 г., стр. 197–200.
[4] Дж. Томисава, К. Нишикава и С. Ямакава, «Малоточный КМОП-компаратор
, использующий усилитель накопителя заряда
для аналого-цифровых преобразователей», Circuits and Systems, 2008.
ISCAS 2008. Международный симпозиум IEEE, 2008 г., стр.
1942–1945.
[5] Дж. У. Юнг и Б. Разави, «КМОП 25 Гбит / с 5 мВт
CDR / десериализатор», Твердотельные схемы, IEEE Journal of,
vol. 48, нет. 3, стр. 684–697, 2013.
[6] П. Лим и Б. Вули, «8-битный 200-МГц паратор BiCMOS com-
», Solid-State Circuits, IEEE Journal of, vol. 25,
нет. 1, pp. 192–199, 1990.
[7] П. Фигейредо и Дж. Витал, «Технология снижения шума отдачи —
устройства для компараторов с защелкой CMOS», Схемы и системы
II: Краткие сведения, транзакции IEEE на, т.53, нет. 7, pp.
541–545, 2006.
[8] A. Graupner. (2006, октябрь) Методология набора
O ff — Моделирование компараторов. Руководство дизайнера
Сообщество. [Онлайн]. Доступно: http://www.designers-
guide.org/Analysis
[9] Б. Разави и Б. Вули, «Методы проектирования высокоскоростных компараторов высокого разрешения
», Твердотельные схемы. , IEEE
Journal of, vol. 27, нет. 12. С. 1916–1926, 1992.
[10] С.Э. Аллен и Д. Р. Холберг, CMOS Analog Circuit De-
sign. Oxford University Press, 2002.
[11] Дж. Рамирез-Ангуло, Б. Кальво, Р. Карвахал и А. Лопес-
Мартин, «Низковольтные дифференциальные пары КМОП с гамма-улучшением
используя положительную обратную связь », в Circuits and Systems (ISCAS),
Proceedings of the 2010 IEEE International Symposium on,
2010, pp. 773–776.
[12] Т. Рабуске, С. Нушабади и К. Родригес, «A 54,2 Вт
9-битный аналого-цифровой преобразователь со сверхнизким энергопотреблением, 5 мсек / с по технологии
180 нм», Аналоговые интегральные схемы и сигналы
Обработка, т.72, нет. 1. С. 37–46, 2012. [Online].
Доступно: http://dx.doi.org/10.1007/s10470-011-9821-4
[13] Z. Zhu, Y. Xiao, W. Wang, Q. Wang и Y. Yang, “ A
0,6 В, 100 кбит / с, разрешение 810b, настраиваемое АЦП в 0,18 м
cmos, Аналоговые интегральные схемы и обработка сигналов,
об. 75, нет. 2, стр. 335–342, 2013. [Online]. Доступно:
http://dx.doi.org/10.1007/s10470-013-0062-6
[14] С. Бабаян-Машхади и Р. Лотфи, «Анализ и проектирование
низковольтной сети низкого напряжения. -мощный двойной компаратор », Very
Системы большой интеграции (СБИС), IEEE Transac-
tions on, vol.ПП, нет. 99, pp. 1–1, 2013.
[15] М. Хассанпургади, М. Замани и М. Шарифхани, «Маломощный динамический компаратор
с малой уставкой для аналоговых и цифровых преобразователей
», Микроэлектроника. Журнал, 2013. [Онлайн].
Доступно: http://www.sciencedirect.com/science/article/
pii / S0026269213002863
[16] Т. Синюань, З. Чжанмин и Й. Иньтан, «
o ff установить технику отмены в переключаемый конденсатор
компаратор для АЦП SAR ”, Journal of Semiconductors,
vol.33, нет. 1, стр. 015011, 2012. [Онлайн]. Доступно:
http://stacks.iop.org/1674-4926/33/i=1/a=015011
AMP02 Datasheet от Analog Devices Inc.
REV. E – 8–
AMP02
Коэффициент усиления по напряжению может находиться в диапазоне от 1 до 10 000. Установочный резистор
не требуется для приложений с единичным усилением. Для достижения наилучших результатов рекомендуются металлопленочные или проволочные резисторы
.
Общая точность усиления AMP02 определяется допуском
внешнего резистора установки усиления, R
G
, в сочетании с точностью уравнения усиления
AMP02.Общий дрейф усиления объединяет
несоответствие дрейфа внешнего резистора настройки усиления и внутреннего резистора
(20 ppm / ° C тип.). Максимальный дрейф усиления
AMP02 независимо от внешнего резистора настройки усиления составляет 50 ppm / ° C.
Все инструментальные усилители требуют внимания к компоновке, чтобы минимизировать влияние термопары
. Термопары, образованные
между медью и разнородными металлами, могут легко разрушить производительность
TCV
OS
AMP02, которая обычно равна 0.5 мкВ / ° C.
Сами резисторы могут генерировать термоэлектрические ЭДС при установке
параллельно температурному градиенту.
В AMP02 используется конфигурация инструментального усилителя с тремя операционными усилителями
с входным каскадом, состоящим из двух трансимпедированных усилителей
, за которыми следует дифференциальный усилитель с единичным усилением.
Входной каскад и выходной буфер обрезаны лазером для повышения точности усиления
. AMP02 поддерживает широкую полосу пропускания при всех
приростах, как показано на рисунке 3.Для коэффициентов усиления по напряжению более 10,
полоса пропускания превышает 200 кГц. При единичном усилении полоса пропускания
AMP02 превышает 1 МГц.
ЧАСТОТА — Гц
УСИЛЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ — дБ
80
1k 100k 1M 10M
40
0
–20
–40
TA = 25 ⴗ C
TA = 25 ⴗ C
TA = 25 ⴗ C
20
G = 1
G = 10
G = 100
G = 1000
Рисунок 3.AMP02 сохраняет свою полосу пропускания на уровне
с высоким коэффициентом усиления
Подавление синфазного сигнала
В идеале инструментальный усилитель реагирует только на разницу
между двумя входными сигналами и отклоняет синфазные напряжения
и шум. На практике наблюдается небольшое изменение выходного напряжения
, когда оба входа испытывают одинаковое синфазное изменение напряжения
; отношение этих напряжений называется синфазным усилением
. Подавление синфазного сигнала (CMR) — это логарифм
отношения дифференциального усиления к синфазному усилению
, выраженное в дБ.Лазерная обрезка используется для достижения высокого CMR
AMP02.
ИНФОРМАЦИЯ ПО ПРИМЕНЕНИЮ
Входные и выходные напряжения смещения
Инструментальные усилители имеют независимые напряжения смещения
, связанные с входными и выходными каскадами. Входное смещение
компонента напрямую умножается на усиление усилителя, тогда как выходное смещение
не зависит от усиления. Следовательно, при низком усилении преобладают ошибки смещения выходного сигнала
, тогда как при высоком усилении преобладают ошибки смещения входного сигнала
.Общее напряжение смещения, В
OS
, относительно выхода
(RTO) рассчитывается следующим образом:
В RTO VGV
OS IOS OOS
()
= ×
()
+
, где V
IOS
и V
OOS
— входное и выходное напряжение смещения
, спецификации, а G — коэффициент усиления усилителя.
Общий дрейф напряжения смещения TCV
OS
, относящийся к выходу, равен
комбинации характеристик входного и выходного дрейфа.Дрейф напряжения смещения входа
умножается на коэффициент усиления усилителя, G, и
суммируется с дрейфом смещения выходного сигнала:
TCV RTO TCV G TCV
OS IOS OOS
()
= ×
()
+
, где TCV
IOS
— дрейф входного напряжения смещения, а TCV
OOS
—
— дрейф выходного напряжения смещения. Часто дрейф усилителя равен
, возвращаемому к входу (RTI), что эквивалентно изменению входного сигнала
:
TCV RTI TCV TCV
G
OS IOS
OOS
()
= +
Например, максимальный относящийся к входу дрейф для
AMP02EP, установленного на G = 1000, становится:
TCV RTI VC VC VC
OS
()
= + = 2100
1000 21µµ
o
o
o
.
Входные токи смещения и смещения
Токи смещения входных транзисторов являются дополнительными источниками ошибок, которые
могут ухудшить входной сигнал. Токи смещения, протекающие через сопротивление источника сигнала
, проявляются как дополнительное напряжение смещения.
Равное сопротивление источника на обоих входах IA минимизирует
изменений смещения из-за изменений тока смещения с напряжением сигнала
и температурой; однако разница между двумя токами смещения
(входной ток смещения) вызывает ошибку.Значение ошибки — это значение тока смещения, умноженное на сопротивление источника.
Между дифференциальными входами
и аналоговой землей всегда должен быть предусмотрен токопровод, чтобы гарантировать правильную работу усилителя.
Плавающие входы, такие как термопары, должны быть заземлены
рядом с источником сигнала для наилучшего подавления синфазного сигнала.
Gain
AMP02 требует только одного внешнего резистора для установки усиления
по напряжению.Коэффициент усиления по напряжению G равен:
G = 50 кОм
RG
+1
и
RG =
50 кОм
G – 1
Руководство по настройке Cisco NCS 2000 Series SVO, версия 12.2 — Инициализация карт оптических усилителей [Cisco Network Convergence System 2000 Series]
В этой главе «RAMAN-CTP» относится к карте 15454-M-RAMAN-CTP, а «RAMAN-COP» относится к на карту 15454-М-РАМАН-КС.
Однослотовые карты RAMAN-CTP и RAMAN-COP поддержка встречного и совместного распространения рамановского усиления на длинных нерегенерированных участках.
Карты работают на частотах до 96 ITU-T 50 ГГц с разнесением каналов в C-диапазоне оптического спектра (длины волн от 1528,77 до 1566,72 нм). Карта RAMAN-CTP встречного распространения является основным блоком. В Совместно распространяющаяся карта RAMAN-COP является вторичной и может использоваться только тогда, когда присутствует блок встречного распространения.Подключаемый модуль OSC, используемый с картами, является ONS-SC-OSC-18.0 =.
Карту RAMAN-CTP можно откалибровать вручную или автоматически с Вкладка «Обслуживание» в веб-интерфейсе SVO. Когда RAMAN-COP Карта RAMAN-CTP может быть откалибрована только в ручном режиме.
Особенности RAMAN-CTP и RAMAN-COP карты включают:
Рамановская секция: общая мощность насоса 1000 мВт мощность для четырех насосов и двух длин волн.
Встроенная распределенная обратная связь (DFB) лазер на длине волны 1568,77 нм, который будет использоваться для обеспечения оптической безопасности и непрерывности соединения (в Только карта RAMAN-CTP).
Фотодиоды для мониторинга мощности рамановской накачки.
Фотодиоды для мониторинга DFB-лазера и мощности сигнала (только в карте RAMAN-CTP).
Автоматическое отключение лазера (ALS) для оптическая лазерная безопасность.
Аппаратные выходные сигналы при потере контроля сигнала (LOS) на входных фотодиодах.
Обратное отражение рамановской накачки детектор для проверки чрезмерного обратного отражения.
Если узел имеет карту RAMAN-CTP или RAMAN-COP, вы можете установить карту в следующие слоты.
Слоты 2–7 в NCS 2006
Слоты 2–16 в NCS 2015
Если на узле установлены карты RAMAN-CTP или RAMAN-COP, вы можете установить карты в следующие слоты.
Если карта RAMAN-CTP установлена в ровный слот, карта RAMAN-COP должна быть установлен в следующий нечетный слот.
Если RAMAN-COP установлен в ровный слот, карта RAMAN-CTP должна быть установлен в следующий нечетный слот.
OJAS — Желтая канарейка
- Оджас НОМ
Оджас НОМ
Рубашка- Обычная цена
- Распроданный
- Цена продажи
- 65 долларов.00 Распродажа
- Оджас НОМ
Оджас НОМ
Рубашка- Обычная цена
- Распроданный
- Цена продажи
- 65 долларов.00 Распродажа
- Межблочные кабели Ojas
Межблочные кабели Ojas
Межблочные кабели Ojas- Обычная цена
- Распроданный
- Цена продажи
- 50 долларов.00 Распродажа
OJASINTRCN - Комплект колонок для книжной полки v1.1
Комплект полочных динамиков v1.1
Полочный динамик Ojas с 8-дюймовым коаксиальным блоком JBL 328c- Обычная цена
- Распроданный
- Цена продажи
- 1950 долларов.00 Распродажа
БКСЛФСПКР2 - Провод динамика, пара 9 футов
Провод динамика, пара 9 футов
Провод динамика Belden 9497, заделка неизолированного провода- Обычная цена
- Распроданный
- Цена продажи
- 25 долларов.00 Распродажа
SPKRWIRE
Используйте стрелки влево / вправо для навигации по слайд-шоу или проведите пальцем влево / вправо при использовании мобильного устройства
Предупреждение об угрозе: атаки с усилением TCP
В течение 2019 года Radware’s Threat Research Center (TRC) и Emergency Группа реагирования (ERT) отслеживает и защищает от растущего количество атак с отражением TCP.
Атаки отраженияTCP, такие как атаки отражения SYN-ACK, до недавнего времени были менее популярны среди злоумышленников. Недостаток популярности был в основном из-за неправильного предположения, что атаки отражения TCP не могут генерировать достаточное усиление по сравнению с отражениями на основе UDP. Как правило, TCP-атаки имеют низкую пропускную способность и с меньшей вероятностью переполнят интернет-соединение. Вместо этого TCP-атаки используются для создания высокой скорости передачи пакетов (увеличенных объемов пакетов в секунду — PPS), что требует от сетевых устройств больших объемов ресурсов для обработки трафика и вызывает сбои.
За последние два года наблюдается устойчивый рост числа злоумышленников, использующих Атаки с отражением TCP. В атаке с отражением TCP SYN-ACK злоумышленник отправляет поддельный SYN-пакет, при этом исходный IP-адрес источника заменен IP-адресом жертвы адрес, к широкому диапазону случайных или предварительно выбранных IP-адресов отражения. В службы на адресах отражения отправляют жертве пакет SYN-ACK ложной атаки. В то время как ваше типичное трехстороннее рукопожатие может предполагать один пакет SYN-ACK, который должен быть доставлен жертве, когда жертва не ответить последним пакетом ACK, служба отражения продолжит повторно передать пакет SYN-ACK, что приведет к усилению.
Величина усиления зависит от количества повторных передач SYN-ACK службой отражения, которое обычно регулируется настраиваемым параметром. Значение по умолчанию для систем Linux (переменная ядра net.ipv4.tcp_synack_retries) — пять, в то время как в документации не рекомендуется устанавливать значения выше 255. Независимые исследования поведения множества систем и устройств в Интернете выявили уязвимость более 4,8 миллиона устройств. средний коэффициент усиления 112x и тысячи хостов, которые могут быть использованы для усиления почти до 80,000x, соответственно, отражают более 5000 пакетов в течение 60 секунд, оказывая серьезное влияние на сеть жертвы.
Хотя за этой атакой стоят разные мотивы и цели кампании, существует заметно более высокий уровень сопутствующего ущерба среди отражатели по сравнению с кампаниями атак с усилением UDP, как недавно продемонстрировал во время терактов в Турции, Италии и Южной Корее. Не только целевые жертвам, которые часто являются крупными и хорошо защищенными корпорациями, приходится иметь дело с потоки TCP-трафика, но случайно выбранные отражатели от более мелких предприятий домовладельцам, должны обрабатывать поддельные запросы и потенциально законные ответы от цели атаки.Те, кто не подготовлен к этому виды пиков трафика страдают от вторичных отключений, с SYN-флуда один побочных эффектов, воспринимаемых побочными жертвами.
Весной 2019 года произошло несколько событий, которые привлекли внимание исследователей к повышенному риску, связанному с подменой IP-адресов (изготовление пакета интернет-протокола с измененным исходным адресом и занесение в черный список IP-адресов). Подмена пакетов не является незаконной и может использоваться в законных целях, например для проверки того, как устройства обрабатывают неожиданные сетевые события.Тем не менее, спуфинг, чтобы притвориться кем-то другим, обычно считается незаконным.
В марте 2019 года несколько исследователей начали замечать, что их серверы, используемые для интернет-сканирования, были приостановлены из-за занесения в черный список. Сканирование Интернета и создание интернет-опросов — это законные действия, которые исследователи часто делают, чтобы лучше понять влияние определенных уязвимостей или наметить поверхность угрозы нового вектора атаки. Конечно, преступники тоже изучают Интернет, и их намерения менее чисты.Потребность в понимании состава устройств и сервисов в Интернете настолько высока, что такие компании, как Shodan, Censys и ZoomEye, могут с комфортом зарабатывать на жизнь, продавая доступ к собранной и проиндексированной информации сканирования. Основная проблема приостановок заключается в том, что они в лучшем случае неконтролируемы, непроверены и неструктурированы. Кто определяет, какие сканы были получены от законных исследователей? Кто попадает в черный список из-за этого? В результате этого неконтролируемого занесения в черный список в апреле 2019 года два исследователя организовали эксперимент, чтобы доказать, что поддельное сканирование может привести к занесению в черный список любого IP-адреса в Интернете, даже если этот доступ в Интернет или сервер не генерируют исходящий трафик, связанный с этим сканированием. .Конечным результатом эксперимента является то, что ничего не подозревающие жертвы могут добавлять свой IP-адрес в черные списки в реальном времени, что вызывает ложные срабатывания в организациях и отдельных лицах, которые полагаются на эти Интернет-черные списки для защиты от спама и вредоносных серверов.
Позже в том же месяце отрасль финансовых услуг испытала уникальную атаку, которая перерастет в уровень сложности, ранее не замеченный в кампаниях отражения TCP. Финансовые учреждения испытали волну атак, которые можно было наблюдать извне, независимо от целевой сети.Эти учреждения стали целью многовекторных кампаний, которые привели к резкому увеличению пропускной способности и пропускной способности как с протоколами UDP, так и с TCP. Эти два события, нацеленные на финансовую отрасль, были уникальными из-за объемов TCP-трафика, имитирующего поддельные дейтаграммы.
Рисунок 1. Сканирование пакетов, обнаруженное сетью обмана Radware из финансовых источников в апреле 2019 года.
После апрельских событий активность атак снизилась. В целом 2019 год был относительно спокойным с точки зрения сообщений о DDoS-атаках.Но осенью 2019 года ситуация обострилась. После удаления нескольких сервисов DDoS-наемников и Bulletproof хостинг-провайдеров наблюдается новый рост активности DDoS-атак. В октябре появилось значительное количество запросов TCP SYN из источников, которые кажутся законными, что указывает на продолжающуюся кампанию DDoS-спуфинга в черный список или отражения.
Первое крупное событие октября привлекло внимание общественности, поскольку атаки нанесли ущерб сети Eurobet, веб-сайта, посвященного спортивным азартным играм.Первоначально предполагалось, что Eurobet столкнулся с кампанией отказа в обслуживании с выкупом (RDoS) из-за сообщения в Твиттере, в котором запрашивалось 80 000 долларов в биткойнах, чтобы остановить атаку.
Рисунок 2 — Твит @ItDdos с просьбой выделить $ 80 000 BTC для предотвращения RDoS-атакиТеперь подозревается, что это был преступный оппортунист, в основном потому что кампания длилась почти 30 дней и затронула несколько другие сети ставок без упоминания о вымогательстве. Злоумышленники RDoS редко присутствуют в социальных сетях и обычно запрашивают часть того, что было на @ItDdos просить.
Атака на Eurobet длилась несколько дней и была настолько заметной, что многие малые предприятия начали предполагать, что они стали целью атак SYN-флуда, что привело к спорам о блокировке трафика из затронутых сетей.
Рисунок 3 — Количество пакетов, исходящих из адресного пространства Eurobet — октябрь 2019 г.Позже, в октябре, на фоне шквала DDoS-атак, направленных на компании почти во всех вертикалях по всему миру, появилась еще одна крупномасштабная многовекторная кампания, нацеленная на финансовую и телекоммуникационную отрасли в Турция демонстрирует те же модели, что и в предыдущих кампаниях.Эта атака была замечена сообществом специалистов по безопасности из-за отражающего характера одного из векторов атаки. В течение 24 часов миллионы пакетов TCP-SYN с почти 7000 различных исходных IP-адресов, входящих в состав AS12903 (Garanti Bilisim Teknolojisi ve Ticaret TR.AS), были обнаружены глобально и, в частности, нацелены на порты 22, 25, 53, 80 и 443.
Рисунок 4 — Количество пакетов, исходящих из диапазонов IP-адресов Garanti BBVA — октябрь 2019 г.За последние 30 дней компания Radware зафиксировала ряд криминальных кампаний, в которых использовалась реализация TCP, выполняя атаки отражения TCP против крупных корпораций.Атаки не только затронули целевые сети, но и нарушили сети отражения по всему миру, создавая последствия предполагаемых атак SYN-flood со стороны многих предприятий. Ниже приведен список исходных номеров автономных систем (жертв) наиболее заметных кампаний атак с отражением TCP, зафиксированных за последние 30 дней сетью обмана Radware:
- 8 октября: AS36351
- 10 октября: AS1267
- 13 октября: AS200944
- 18 октября: AS59711
- 19 октября: AS35574
- 22 октября: AS35574
- 23 октября 2014 г. 25 октября: AS262254
- 25 октября: AS16509
- 27 октября: AS12903
- 29 октября: AS16509
- 31 октября: AS197014
- 31 октября: AS35574
- 1 ноября 1 ноября: AS145566 1 ноября : AS59711
- 3 ноября: AS16509
Когда компьютер пытается установить TCP-соединение с другим устройством, для установления соединения требуется трехэтапный метод, называемый трехэтапным подтверждением TCP.Чтобы инициировать рукопожатие, клиент должен отправить SYN-пакет серверу, с которым он хочет установить соединение. Сервер должен прослушивать запрошенный порт и иметь возможность принимать новые приглашения на подключение. Сервер ответит клиенту пакетом SYN-ACK, который при приеме подтвердит сервер пакетом ACK. Пока соединение не будет закрыто, и клиент, и сервер могут обмениваться информацией, используя TCP-соединение.
Рисунок 5 — Трехстороннее рукопожатие TCPSYN-флуд — это DoS-атака, основанная на исчерпании ресурсов, а не на использовании доступной полосы пропускания или чрезмерной загрузке ЦП из-за высокой скорости передачи пакетов.Атака злоупотребляет способом, которым сервер устанавливает TCP-соединение. Когда клиент отправляет SYN-пакет на порт, на котором сервер принимает новые соединения, сервер подтверждает запрос пакетом SYN-ACK, отслеживая при этом полуоткрытое соединение. После получения пакета ACK от клиента сервер выделяет ресурсы памяти, связанные с полуоткрытым соединением. Злонамеренный клиент, выполняющий SYN-лавину, не отправляет ожидаемый ACK. Сервер ожидает подтверждения, сохраняя запись в полуоткрытой таблице соединений, так как перегрузка сети и отбрасывание пакетов могут привести к отсутствию ответов ACK.Однако при атаке пакет ACK никогда не приходит, и достаточное количество запросов на соединение от злонамеренного клиента в течение периода ожидания полуоткрытого соединения приведет к превышению сервером доступных ресурсов и запретит законным клиентам инициировать новые соединения.
Рисунок 6 — Атака SYN-floodПри атаке с подделкой SYN клиент будет подавлен, быстро отправив фальсифицированные пакеты SYN, которые подделывают IP-адрес источника, тем самым заставляя сервер отправлять SYN-ACK на неправильный IP-адрес.Устройство на поддельном IP-адресе никогда не отправляло исходный SYN-пакет, поэтому оно не ответит пакетом ACK. Как следствие, количество полуоткрытых соединений на сервере быстро растет и в конечном итоге исчерпает ресурсы, выделенные для отслеживания соединения, в результате чего сервер откажется от новых запросов на соединение. Проводя имитацию SYN-атаки, злоумышленник получает возможность скрыть свой истинный IP-адрес источника, исчерпывая сетевые ресурсы устройства жертвы.Это также позволяет злоумышленнику обойти простые меры безопасности, основанные на ограничении количества активных подключений на хост, используя разные поддельные IP-адреса для каждого запроса SYN.
Рисунок 7 — Атака с помощью спуфинга SYN FloodSYN cookie — это метод, используемый серверами для предотвращения исчерпание ресурсов из-за атак SYN-флуда. Кодируя информацию в исходном Порядковый номер TCP пакета SYN-ACK, сервер может восстановить информацию обычно хранится в таблице соединений путем декодирования поля SEQ в ACK ответ от клиента.Протокол TCP позволяет конечным точкам свободно выбирать первый порядковый номер; последующие порядковые номера должны добавить единицу к получил порядковый номер. Использование файлов cookie SYN — это компромисс. Файлы cookie SYN делают не нарушать спецификации протокола и должен быть совместим с существующим TCP реализации стека. Однако из-за ограниченного размера 32-битной SEQ число, количество уникальных чисел, которые могут быть закодированы, ограничено, как и количество полуоткрытых сессий, которые можно отслеживать с помощью файлов cookie SYN.Потому что при создании файлов cookie SYN сервер должен отклонять все параметры TCP, например, размер окна, который может повлиять на производительность службы. Наконец, Файлы cookie SYN увеличивают нагрузку на сервер, поскольку они являются вычислительными. дорого. Использование файлов cookie SYN также увеличивает возможность злоумышленников использовать случайные числа SEQ в пакетах ACK и использование грубой силы для обхода безопасности политика устройства, блокирующего пакеты через файлы cookie SYN.
Другая проблема, возникающая из-за файлов cookie SYN, заключается в том, что пакет ACK завершения соединения, отправленный клиентом, теряется.В этом случае клиент предполагает, что соединение было успешно установлено, и ждет, пока сервер отправит свои начальные данные или повторно отправит пакет SYN-ACK. Однако, поскольку сервер не знает о полуоткрытом сеансе, он не будет повторно отправлять SYN-ACK, потому что он отбросил запись, которая позволила бы ему это сделать. В конце концов, клиент прервет соединение из-за тайм-аута уровня приложения, но это может занять относительно много времени.
Отражение атак
АтакиReflection используют законные службы TCP / UDP от третьих лиц для отражения трафика атаки к целевой жертве, в конечном итоге скрывая исходный IP-адрес злоумышленников.При атаке с отражением злоумышленники будут отправлять поддельные пакеты в службу отражателя с поддельным IP-адресом источника, установленным на IP-адрес предполагаемой жертвы, таким образом косвенно подавляя жертву ответными пакетами, сгенерированными отражателями. Служба отражателя, используемая в этой атаке, может быть любым легитимным сервером и явно не скомпрометирована, что делает этот вид атаки особенно трудным для предотвращения. Когда атака распространяется с использованием нескольких отражателей, вектор атаки называется распределенной отражающей атакой отказа в обслуживании (DRDoS).Атака отражения усиливается, когда ответ сервера превышает исходный запрос, отправленный злоумышленником.
Рисунок 8 — Отражательная атакаДо недавнего времени атаки отражения TCP наблюдались редко. или сообщил о. Обычно злоумышленники используют протокол UDP для отражения и атаки с усилением, главным образом потому, что UDP — это протокол без установления соединения, который не проверяет исходный IP-адрес, как это делает TCP по своей трехсторонней рукопожатие. Существует более десятка хорошо известных протоколов прикладного уровня. определены как основные отражатели для атак на основе UDP.
Протокол сетевого времени (NTP), например, представляет собой простой сетевой протокол, разработанный для синхронизации времени через Интернет. В атаке с отражением NTP злоумышленник отправляет поддельные пакеты NTP, содержащие запрос « monlist», в список известных открытых серверов NTP. « monlist » — это команда, которая запрашивает у сервера список последних 600 хостов, подключенных к службе NTP. Следовательно, сервер NTP отвечает большим (усиленным) ответом на исходный IP-адрес запрашивающей стороны, который подделывается как IP-адрес жертвы.
Рисунок 9 — Атака отражения / усиления NTP. Коэффициент усиления полосы пропускания(BAF) — это измерение, которое сравнивает общий размер пакета, отправленного на отражатель, с размер всех пакетов, полученных от рефлектора. Атаки с отражением UDP использование серверов NTP может генерировать BAF, превышающий 500-кратный размер оригинальный запрос. Другие протоколы прикладного уровня, такие как Memcached, могут генерировать BAF до 50,000x. Из-за большого BAF в конкретных протоколах приложений, полагающихся на UDP и широкую доступность образцов исходного кода атак злоумышленники не потратил время на исследование атак с отражением TCP.В основном это связано с ошибочное предположение, что атаки отражения TCP не генерируют достаточно усиление или пропускная способность, чтобы окупить затраты времени и Ресурсы.
Идея о том, что атаки отражения TCP будут менее эффективными, чем атаки отражения на основе UDP, начинает меняться. Старое представление заключалось в том, что атаки на основе TCP слишком обширны по сравнению с сегодняшним ландшафтом атак на основе объемов. Также предполагается, что только прикладной уровень может генерировать большие ответы для создания эффективных уровней усиления.Это в сочетании с необходимостью установления связи для получения доступа к прикладному уровню службы на основе TCP исключает возможность подделки удостоверения. Часто это причины, по которым векторы атак на основе TCP в среде DDoS менее привлекательны для злоумышленников. Времена меняются.
Ссылаясь на рисунок 5, в идеальном мире трехстороннее рукопожатие является прямым: SYN / SYN-ACK / ACK. Интернет не так совершенен, как нам хотелось бы, также одним из драйверов TCP является оптимизация и обеспечение доставки полезной нагрузки между хостами в Интернете.Устройства, обменивающиеся данными через Интернет, должны будут повторно передавать данные, чтобы учесть потерю пакетов. В презентации 2014 года и в техническом документе обсуждается, как злоумышленники могут злоупотреблять реализациями TCP в устройствах и службах в Интернете, выявляя тысячи усилителей, которые допускают коэффициенты усиления в 50 раз и выше.
В атаке с отражением TCP из-за использования трех разных пакетов, обычно используемых в трехстороннем рукопожатии, размер пакета, доставленного жертве, не сильно меняется и почти идентичен размеру исходного пакета. отправлено злоумышленником.В идеальном мире усиление, получаемое от атак с отражением TCP, очень ограничено. Однако пакеты теряются, пакеты вне состояния (OOS) обрабатываются как враждебные и ненадежные, а не подтверждаются пакетами RST, чтобы быстро устранять сбои соединения и запрещать длительные периоды ожидания тайм-аута. Реализации стеков TCP / IP в устройствах и ОС, а также способы их обработки повторных передач различаются, некоторые из них даже могут считаться неисправными. В результате устройства будут повторно передавать пакеты с переменным количеством попыток и переменной скоростью в зависимости от устройства и услуг.При достаточно высокой скорости и грамотном выборе отражающего устройства атаки отражения TCP могут достигать коэффициентов усиления почти до 80 000 раз, соответственно, отражая более 5000 пакетов в минуту.
Рис. 10. Коэффициенты усиления TCP из «Адского рукопожатия»Однако получение хорошего усиления за счет отражения TCP — непростая задача. Уровень сложности, который требуется злоумышленникам, довольно высок по сравнению с большинством DDoS-атак с использованием UDP.Чтобы быть наиболее эффективными, злоумышленники должны идентифицировать отражатели, которые лучше всего реагируют на их атаку, и избегать RST или ICMP хост запрещен / недостижимых управляющих сообщений от жертвы, что ограничивает количество попыток, предпринимаемых отражателем. Сканируя диапазон жертвы с помощью сканирования SYN-ACK, злоумышленник может определить, какие части IP-адреса и пространства портов жертвы не будут отвечать RST или ICMP. Это наиболее оптимальное целевое подмножество IP-пространства жертвы, которое злоумышленник должен использовать для обмана своей жертвы с помощью отражения TCP.Этот метод обеспечивает повторную передачу пакетов SYN-ACK от отражателя с нулевым смягчением со стороны жертвы, что приводит к коэффициенту усиления, зависящему от порта, который использовался для атаки отражения. Однако дополнительный уровень сложности через сканирование SYN-ACK непрактичен, что наводит нас на мысль, что отражение TCP сочетается с техникой, называемой «ковровой бомбардировкой». Ковровая бомбардировка используется злоумышленниками для обхода систем защиты от DDoS-атак, нацеливая не на один IP-адрес, а на полный CIDR жертвы.Атака на самое большое пространство IP-адресов жертвы оптимизирует коэффициент попадания и усиление, поражая IP-адреса, которые не отвечают RST или ICMP. Ниже приведены типичные коэффициенты усиления TCP по портам из обширного исследования, проведенного авторами статьи «Ад рукопожатия».
В статье «Адское рукопожатие» авторы подробно описывают три типа усиления, которые можно ожидать во время атаки отражения TCP, когда пакет RST не получен. Первый включает повторную передачу пакетов SYN-ACK в ответ на пакет SYN.Второй — это повторная передача данных полезной нагрузки через PSH, даже если трехстороннее рукопожатие не было завершено, некоторые службы, как известно, отвечают на запросы PSH. Третья и последняя форма усиления заключается в том, что цель запускает отправку множества пакетов RST для отказа в соединении. Поведение между устройствами и реализациями различается; некоторые ведут себя лучше, чем другие.
Последние тактические методы и процедуры (TTP), использованные в атаках с отражением TCP, продемонстрировали, что большинство целевых сетей не отвечает должным образом на поддельные запросы с использованием пакетов RST.Это отключило бы усиление повторной передачи TCP. В результате атаки отражения TCP оказали серьезное влияние на целевую сеть, а также на отражатели, используемые по всему миру. Уровень изощренности, наблюдаемый во время этих кампаний, был заметен. Во время одной из первых атак с отражением TCP Radware заметила, что злоумышленники нацелились на более 30 портов TCP для целей отражения. Два дня спустя кампания была нацелена на другую компанию из той же вертикали, имея только восемь тщательно выбранных TCP-портов для размышлений.Это были следующие порты: 22 SSH, 25 SMTP, 53 DNS, 80 HTTP, 139 NetBIOS, 443 HTTPS, 445 SMB и 3389 RDP.
Рисунок 14 — Кампания отражения TCP EUROBET — основные порты назначенияЗа последние несколько месяцев ковровые бомбардировки использовались в ряде заметные атаки на южноафриканских интернет-провайдеров. Это становится популярным трендом среди злоумышленников из-за воздействия, которое он оказывает на целевую сеть. Наиболее злоумышленники теперь запускают многовекторные атаки. Это DDoS-атаки, использующие несколько векторов атаки на конкретное устройство или службу.Эти многовекторные атаки часто направлены на избранные IP-адреса. Злоумышленники были используя технику ковровых бомбардировок и направляя атаки на все IP адреса в CIDR жертвы для обхода защиты от DDoS-атак и выявления неожиданные результаты за счет увеличения поверхности атаки. В случае TCP отражения атак, этот метод можно использовать для увеличения скорости попадания на службы и устройства жертвы, которые не отвечают RST или ICMP недоступен хост / запрещено сообщений.В случае атак южноафриканских интернет-провайдеров это было используется для предотвращения DDoS-атак и нацеливания на клиентов интернет-провайдеров.
Из-за природы атаки отражения TCP те, кто используется в качестве отражателя, также испытывают перегрузку сети и ухудшение качества обслуживания. За последние несколько недель многие компании, не подозревая, что их используют в качестве отражателей в спуфинговой атаке, задались вопросом, почему они стали мишенью и наводнены сетями, принадлежащими индустрии азартных игр.
Рисунок 15 — Как появились атаки SYN floodВ результате некоторые компании, на которые по отдельности повлиял поддельный трафик, начали предлагать и массово внедрять процесс внесения этих сетей в черный список.Хотя занесение в черный список действительно имеет место в сфере безопасности, в этом случае занесение в черный список только поможет достичь цели злоумышленников. Это напрямую отражает уроки, извлеченные в апреле 2019 года: занесение в черный список на основе SYN-пакетов, полученных от неподтвержденного источника, является рискованным маневром. Часто легитимные пользователи блокируются для доступа к службам, потому что злоумышленник временно выдает себя за их IP-адрес.
Рисунок 16: Пользователи, используемые в качестве отражателейПри атаке отражения UDP злоумышленник будет отражать запросы из списка предопределенных IP-адресов с открытыми службами уровня приложения, которые используются в известных векторах атак с усилением.Например, когда запускается атака отражения NTP, большинство пользователей не замечают трафик атаки, потому что он не используется в качестве отражателя. Злоумышленникам нужен только список из нескольких тысяч уязвимых серверов NTP для генерации трафика атаки со скоростью более 100 Гбит / с. В более поздних атаках с отражением TCP, похоже, злоумышленники использовали большую часть адресного пространства IPv4 в Интернете в качестве отражателя. Это означает, что недавние злоумышленники, показанные на рисунке 13, использовали быстрое распространение фальсифицированных пакетов SYN для широкого диапазона адресного пространства IPv4 с поддельным источником, исходящим от ботов или серверов, размещенных в подсетях, и от поставщиков, которые не реализуют BCP 38. для предотвращения подделки IP-адреса источника на своих серверах или в сетях.Источником подделки в этих атаках были целые сетевые диапазоны намеченных целей, в результате чего целевые отражатели повторно передавали пакеты SYN-ACK в атаке с ковровой бомбардировкой, пока не были получены пакеты RST. В случае, если цель должным образом отреагировала на пакет вне состояния с помощью сообщения RST или хоста ICMP о запрещении или недоступности, рефлектор станет жертвой RST или ICMP-лавинной рассылки.
- Гибридная защита от DDoS-атак — Локальная и облачная защита от DDoS-атак для реального времени Предотвращение DDoS-атак , которая также устраняет атаки большого объема и защищает от насыщения каналов
- Обнаружение на основе поведения — Быстрая и точная идентификация и блокировать аномалии, разрешая при этом законный трафик через
- Создание подписи в реальном времени — Быстрая защита от неизвестных угроз и атак нулевого дня
- План реагирования на чрезвычайные ситуации Cyber-Security — Специальная группа экспертов по чрезвычайным ситуациям, имеющая опыт работы с Безопасность Интернета вещей и борьба с эпидемиями Интернета вещей
Для дальнейших мер защиты сети и приложений Radware призывает компании проверять и исправлять свою сеть, чтобы защититься от рисков и угроз.
- Полное покрытие OWASP Top-10 от искажений, инъекций и т. Д.
- Низкий уровень ложных срабатываний — с использованием отрицательных и положительных моделей безопасности для максимальной точности
- Автоматическая генерация политик Возможности для самого широкого охвата с минимальным операционные усилия
- Защита ботов и идентификация устройств Возможности для преодоления динамических IP-атак и достижения улучшенного обнаружения и блокировки ботов
- Обеспечение безопасности API-интерфейсов путем фильтрации путей, понимания схем XML и JSON для обеспечения соблюдения и механизмов отслеживания активности для отслеживания ботов и защита внутренних ресурсов
- Гибкие варианты развертывания — локально, вне пути, виртуально или в облаке
Чтобы узнать больше о сегодняшней атаке векторный пейзаж, понять влияние кибератак на бизнес или узнать больше о новых типах атак и инструментах посетите DDoSWarriors.
