Крутизна передаточной характеристики — Википедия

Крутизна́ переда́точной характери́стики (также называемая пряма́́я проводимость, переда́точная проводимость, тра́нспроводимость) активного электронного прибора — биполярного транзистора, полевого транзистора, электронной лампы или сложного схемотехнического узла — величина, характеризующая действие управляющего электрода (базы, затвора, управляющей сетки) на управляемый прибором ток.

Крутизна S{\displaystyle S} — дифференциальный параметр, численно равный отношению изменения выходного тока Io{\displaystyle I_{o}} к вызвавшему его изменению управляющего напряжения Ui{\displaystyle U_{i}}:

S=∂Io∂Ui.{\displaystyle S={\frac {\partial I_{o}}{\partial U_{i}}}.}

В общем случае крутизна реальных приборов и устройств зависит от величины выходного тока (и, соответственно, от управляющего напряжения). Как правило, крутизна указывается в заданной рабочей точке, при фиксированном напряжении на электродах — в условиях, когда прибор работает в режиме управляемого источника тока.

Размерность крутизны (единица тока на единицу напряжения) совпадает с размерностью электрической проводимости, в СИ — сименс, сокращение См^[1].

Идеальный источник тока, управляемый напряжением[править | править код]

Крутизна (передаточная проводимость) S{\displaystyle S} — единственная характеристика идеального источника тока, управляемого напряжением (ИТУН) и не зависит от величины тока. Выходной ток ИТУН Io{\displaystyle I_{o}} связан с входным напряжением Ui{\displaystyle U_{i}} соотношением:

Io=SUi{\displaystyle I_{o}=SU_{i}}^[1].

Входной и выходной импедансы ИТУН равны бесконечности, это означает, что при любом входном напряжении входной ток равен нулю и выходной ток не зависит от напряжения на выходе.

Идеальный ИТУН физически нереализуем, ближайший реальный эквивалент идеального ИТУН — операционный усилитель тока, управляемый напряжением^[en], или операционный усилитель крутизны^[2] — линейный источник биполярного (и втекающего, и вытекающего) тока, управляемый дифференциальным напряжением. Типичный прибор этого типа передаёт в нагрузку ток −10…+10 мА при изменении входного напряжения в пределах −100…+100 мкВ, что соответствует постоянной крутизне в 100 См^[3].

Крутизна биполярного транзистора S{\displaystyle S} характеризует изменения тока коллектора IC{\displaystyle I_{C}} при изменении напряжения база-эмиттер Ube{\displaystyle U_{be}} в окрестности выбранной рабочей точки

[4]. В силу экспоненциального характера зависимости IC{\displaystyle I_{C}} от Ube{\displaystyle U_{be}} крутизна биполярного транзистора прямо пропорциональна Ic{\displaystyle I_{c}}:

S=∂Ic∂Ube=ICϕT{\displaystyle S={\frac {\partial I_{c}}{\partial U_{be}}}={\frac {I_{C}}{\phi _{T}}}},

где ϕT{\displaystyle \phi _{T}} — температурный потенциал, прямо пропорциональный абсолютной температуре и при 25 °С равный примерно 26 мВ^[4][5].

Так, для тока коллектора 1 мА крутизна кремниевого транзистора равна примерно 40 мCм, для тока 1 А — примерно 40 См и так далее. Прямая пропорциональность между крутизной и током — уникальное свойство биполярного транзистора, не наблюдаемое в электронных приборах иных типов.

Предельный ток стока полевого транзистора (ток насыщения) пропорционален не экспоненте, а квадрату эффективного управляющего напряжения Ueff{\displaystyle U_{eff}} (разнице между напряжением затвор-исток и пороговым напряжением)^[6]. Поэтому крутизна транзистора пропорциональна эффективному управляющему напряжению:

S=KUeff{\displaystyle S=KU_{eff}}^[7],

где K{\displaystyle K} — некоторый коэффициент, имеет размерность А/В².

Фактическая крутизна маломощных дискретных транзисторов измеряется единицами или десятками мСм

2. Не зависящая от выбора рабочей точки величина K{\displaystyle K} — удельная крутизна полевого транзистора — определяется геометрическими размерами канала, удельной ёмкостью затвора и подвижностью носителей заряда в канале^[8]. Последняя, в свою очередь, убывает с ростом температуры кристалла. Относительный коэффициент крутизны — удельная крутизна условного транзистора, ширина и длина затвора которого равны — составляет примерно 20…60 мкА/В² у дискретных n-канальных транзисторов и 100…120 мкА/В² у низковольтных интегральных n-канальных транзисторов. Относительный коэффициент крутизны p-канальных приборов примерно в 2…3 раза ниже из-за меньшей подвижности носителей заряда в канале ^[9].

В мощных полевых транзисторах квадратическая модель зависимости тока от управляющего напряжения действует только в области малых токов. В области больших токов эта зависимость принимает характер, близкий к линейному, с примерно постоянной крутизной характеристики S{\displaystyle S}^[10]. Паспортные её значения обычно приводятся в спецификациях для тока стока, равному половине предельно допустимого. Для высоковольтных (1 кВ и выше) транзисторов крутизна не превышает 1 См; у транзисторов, рассчитанных на меньшие напряжения, крутизна измеряется единицами или десятками См. Низковольтные транзисторы разработки XXI века, рассчитанные для работы при токах стока в сотни А, имеют крутизну в несколько сотен См в номинальном режиме; динамическая крутизна, измеряемая при коротких импульсах тока, может превышать тысячу См

[11].

Параметры триода 12AX7 при анодном напряжении 250 В, изменяющемся тока анода и фиксированном напряжении накала. Крутизна и её допустимый разброс показаны синим цветом^[12].

Расчётная крутизна вакуумного триода характеризует управляющее действие сетки на ток анода^[13]; в лампах с несколькими сетками крутизна, по умолчанию, характеризует действие первой управляющей сетки. В первом приближении крутизна описывается сложной формулой, согласно которой крутизна

• возрастает с увеличением длины катодно-сеточного узла^[14];
• возрастает с уменьшением расстояния между сеткой и катодом^[14];
• в области отрицательных управляющих напряжений крутизна медленно возрастает по мере увеличения потенциала сетки, достигая максимума в окрестности нулевого напряжения сетки относительно катода. В области положительных управляющих напряжений крутизна плавно спадает из-за утечки части тока эмитированных электронов с катода на сетку^[15];
• кроме того, крутизна нелинейно возрастает с увеличением накала (температуры катода) ^[15].

По мере старения лампы (падении эмиссионной способности катода) её крутизна медленно и необратимо уменьшается, с пропорциональным ростом внутреннего сопротивления; коэффициент усиления по напряжению μ{\displaystyle \mu } остаётся практически неизменным^[16]. Во всех режимах три параметра — крутизна S{\displaystyle S}, выходное сопротивление Ri{\displaystyle R_{i}} и предельный коэффициент усиления напряжения μ{\displaystyle \mu } связаны соотношением:

μ=SRi{\displaystyle \mu =SR_{i}},

известным как уравнение параметров триода^[17] (в иностранных источниках называется «формула ван дер Бейла»).

Типичное значение крутизны приёмно-усилительных ламп малой мощности в номинальных режимах составляет примерно 5…10 мCм, предельное — порядка 50…100 мCм^[14]. Характеристики мощных приёмно-усилительных ламп укладываются примерно в те же рамки (6V6 — 4 мCм, EL84 — 11 мCм, 6С33С — 40 мCм). Дальнейшее увеличение крутизны отдельной лампы технологически невозможно, но крутизну каскада можно увеличить, применив параллельное включение триодов, так как при этом складываются анодные токи при том же самом изменении напряжения сеток^[14].

1. ↑ ^{1 2} Улахович, 2009, с. 45.
2. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 544.
3. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 545.
4. ↑ ^{1 2} Титце, Шенк, 2007, с. 61.
5. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 104.
6. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 202.
7. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 203.
8. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 204.
9. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 205.
10. ↑ Титце, Шенк, 2007, с. 226.
11. ↑ IRFB3004 Data Sheet, 2009 (неопр.). Infineon.
12. ↑ Blencowe, 2016, p. 128.
13. ↑ Батушев, 1969, с. 81.
14. ↑ ^{1 2 3 4} Батушев, 1969, с. 82.
15. ↑ ^{1 2} Батушев, 1969, с. 83.
16. ↑ Blencowe, 2016, pp. 117—118.
17. ↑ Батушев, 1969, с. 86—87.

• Батушев, В. А. Электронные приборы. — М.: Высшая школа, 1969. — 608 с.
• Улахович, Д. А. Основы теории линейных электрических цепей. — БХВ-Петербург, 2009. — 816 с. — ISBN 9785977500838.
• Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Том I. — 12-е изд.. — М.: ДМК-Пресс, 2007. — 832 с. — ISBN 5940741487.
• Blencowe, M. Designing High-Fidelity Valve Preamps. — Lulu, 2016. — ISBN 9780956154538.

Полевые транзисторы. Характеристики. Основные типы.| Elektrolife

MOSFET — (Metal–Oxide–Semiconductor Field-Effect Transistor) использует изолятор обычно SiO2 между затвором и каналом. 

JFET — полевой транзисторе с управляющим p-n переходом
MESFET —  (Metal–Semiconductor Field-Effect Transistor) разновидность p-n перехода JFET с барьером Schottky; используются с GaAs и др. III-V полупроводниками. 
 ISFET — ion-sensitive field-effect transistor – ионно-чувствительный полевой транзистор. 
ChemFET —  chemical field-effect transistor — МОСФЕТ транзисторы, заряд на затворе которых определяется химическими процессами. 
EOSFET —  electrolyte-oxide-semiconductor field effect transistor вместо металла в качестве затвора используется электролит. 
CNTFET — Carbon nanotube field-effect transistor — полевой транзистор с углеродными нанотрубками.

DEPFET – полевой транзистор с полностью обедненной подложкой,  используются как сенсоры, усилители и ячейки памяти одновременно. Может быть использован как датчик фотонов. 
DGMOSFET — с двумя затворами. 
DNAFET — специальный FET используемый как биосенсор, с затвором из 1-й ДНК молекулы чтобы определять соответствующую нить ДНК. 
FREDFET —  (Fast Reverse or Fast Recovery Epitaxial Diode FET) специальный полевой транзистор, разработанный для обеспечения сверхбыстрого закрытия встроенного диода (is a specialized FET designed to provide a very fast recovery (turn-off) of the body diode)
HEMT — (high electron mobility transistor) или HFET(heterostructure FET) полевой транзистор с высокой подвижностью зарядов, гетероструктурные (шестигранные) FET. Изолятор затвора формируется из полностью обедненного материала с большой шириной запрещенной зоны. 
HIGFET —  (heterostructure insulated gate field effect transisitor), гетероструктурные MISFET используются в основном в исследовательских целях.
MODFET —  (Modulation-Doped Field Effect Transistor) использует квантовую структуру, сформированную градиентным легированием активной области. 
 NOMFET – (Nanoparticle Organic Memory Field-Effect Transistor) — память на основе органических наночастиц. 
OFET – (Organic Field-Effect Transistor) — канал из органического полупроводника. 
GNRFET – (Field-Effect Transistor that uses a graphene nanoribbon for its channel). С каналом из графеновой пленки. 
VFET – (Vertical Field-Effect Transistor), вертикальный полевой транзистор, полевой транзистор с вертикальной структурой, полевой транзистор с вертикальным каналом. 
VeSFET — (Vertical-Slit Field-Effect Transistor) is a square-shaped junction-less FET with a narrow slit connecting the source and drain at opposite corners. Two gates occupy the other corners, and control the current through the slit… полевой транзистор квадратной формы, без перехода с близким расположением истока и стока на противоположных углах. Два других входа, занимающие другие углы — затворы, которые контролируют переход. 
TFET — (Tunnel Field-Effect Transistor) — основан на эффекте тунеллирования … из полосы в полосу. 
IGBT — (insulated-gate bipolar transistor) устройство для контроля мощности. Представляет из себя гибрид полевого транзистора с проводящим каналом, как у биполярного транзистора. Обычно используются для напряжений 200-3000V сток-исток. Мощные MOSFETs обычно используются до 200 V. 

Характеристики и параметры полевого транзистора: схемы, вольт-амперные кривые

Кратко охарактеризуем различные схемы включения полевого транзистора и рассмотрим его характеристики и параметры.

Схемы включения транзистора.

Для полевого транзистора, как и для биполярного, выделяют три схемы включения. Для полевого транзистора это схемы с общим затвором (ОЗ), общим истоком (ОИ) и общим стоком (ОС). Наиболее часто используются схемы с общим истоком.

Для понимания особенностей работы некоторого электронного устройства очень полезно уметь относить конкретное решение к той или иной схеме включения (если схема такова, что это в принципе возможно).

Моделирующие программы при замене транзистора математической моделью никак не учитывают способ включения транзистора. Важно понять, что если даже на стадии разработки математической модели имеет место ориентация на конкретную схему включения, то на стадии использования эта модель должна правильно моделировать транзистор во всех самых различных ситуациях.

При объяснении влияния напряжения uис на ширину p-n-перехода фактически использовалась схема с общим истоком (см. рис. 1.87) (Статья 1 Устройство и основные физические процессы). Рассмотрим характеристики, соответствующие этой схеме (что общепринято).

Так как в рабочем режиме i_з = 0, i_u ~ i_с, входными характеристиками обычно не пользуются. Например, для транзистора КП10ЗЛ, подробно рассматриваемого ниже, для тока утечки затвора iз ут при t < 85°С выполняется условие iз ут< 2 мкА.

Изобразим схему с общим истоком (рис. 1.89).

Выходные (стоковые) характеристики.

Выходной характеристикой называют зависимость вида iс=f(uис)|uзи =const где f — некоторая функция.

Изобразим выходные характеристики для кремниевого транзистора типа КП10ЗЛ с p-n-переходом и каналом p-типа (рис. 1.90).

Обратимся к характеристике, соответствующей условию uзи = 0. В так называемой линейной области (uис< 4 В) характеристика почти линейна (все характеристики этой области представляют собой почти прямые линии, веерообразно выходящие из начала координат). Она определяется сопротивлением канала. Транзистор, работающий в линейной области, можно использовать в качестве линейного управляемого сопротивления.

При uис = 3 В канал в области стока перекрывается. Дальнейшее увеличение напряжения приводит к очень незначительному росту тока i_c, так как с увеличением напряжения область, в которой канал перекрыт (характеризующаяся очень большим удельным сопротивлением), расширяется. При этом сопротивление на постоянном токе промежутка исток-сток увеличивается, а ток i_c практически не изменяется.

Ток стока в области насыщения при uзи= 0 и при заданном напряжении uис называют начальным током стока и обозначают через iс нач. Для рассматриваемых характеристик iс нач = 5 мА при uис= 10 В. Для транзистора типа КП10ЗЛ минимальное значение тока iс начравно 1,8 мА, а максимальное — 6,6 мА. При uис > 22 В возникает пробой p-n-перехода и начинается быстрый рост тока.

Теперь кратко опишем работу транзистора при различных напряжениях uзи. Чем больше заданное напряжение uзи , тем тоньше канал до подачи напряжения uис и тем ниже располагается характеристика.

Как легко заметить, в области стока напряжение на p-n-переходе равно сумме uзи+uис. Поэтому чем больше напряжение uзи , тем меньше напряжение uис, соответствующее началу пробоя.

Когда uзи= 3 В, канал оказывается перекрыт областью p-n-перехода уже до подачи напряжения uис . При этом до пробоя выполняется условие i_c = 0. Таким образом,uзи _отс = 3 В.Для рассматриваемого типа транзистора минимальное напряжение отсечки +2 В, а максимальное +5 В. Эти величины соответствуют условию i_c = 10 мкА. Это так называемый остаточный ток стока, который обозначают через ic отс. Полевой транзистор характеризуется следующими предельными параметрами (смысл которых понятен из обозначений):uис _макс,uзс_макс, P_макc.

Для транзистора КП10ЗЛ uис_макс = 10 В,uзс_макс = 15 В, P_макc = 120 мВт (все при t = 85°С).

Графический анализ схем с полевыми транзисторами.

Для лучшего уяснения принципа работы схем с полевыми транзисторами полезно провести графический анализ одной из них (рис. 1.91).

Пусть Е_с = 4 В; определим, в каких пределах будет изменяться напряжение uиспри изменении напряжения uзи от 0 до 2 В.

При графическом анализе используется тот же подход, который был использован при анализе схем с диодами и биполярными транзисторами. Для рассматриваемой схемы, в которой напряжение между затвором и истоком равно напряжению источника напряжения uзи, нет необходимости строить линию нагрузки для входной цепи. Линия нагрузки для выходной цепи задается выражением Е_с =iс·Rс+uис Построим линию нагрузки на выходных характеристиках транзистора, представленных на рис. 1.92.

Из рисунка следует, что при указанном выше изменении напряжения uзинапряжение uис будет изменяться в пределах от 1 до 2,6 В, что соответствует перемещению начальной рабочей точки от точки А до точки В. При этом ток стока будет изменяться от 1,5 до 0,7 мА.

Стокозатворные характеристики (характеристики передачи, передаточные, переходные, проходные характеристики). Стокозатворной характеристикой называют зависимость вида iс=f(uзи) |uис =const где f — некоторая функция.

Такие характеристики не дают принципиально новой информации по сравнению с выходными, но иногда более удобны для использования. Изобразим стокозатворные характеристики для транзистора КП10ЗЛ (рис. 1.93).

Для некоторых транзисторов задается максимальное (по модулю) допустимое отрицательное напряжение uзи, например, для транзистора 2П103Д это напряжение не должно быть по одулю больше чем 0,5 В.

Параметры, характеризующие свойства транзистора усиливать напряжение.

● Крутизна стокозатворной характеристики S (крутизна характеристики полевого транзистора):

S= |diс/duзи|uзи – заданное, uис =const Обычно задается u зи= 0. При этом для транзисторов рассматриваемого типа крутизна максимальная. Для КП10ЗЛS = 1,8…3,8 мА/В при u ис= 0 В, uзи= 0, t = 20°С.

● Внутреннее дифференциальное сопротивление R_{ис диф} (внутреннее сопротивление)

Rисдиф= (duис/ diс) |uис–заданное,uзи= const

Для КП10ЗЛ R_{ис диф} = 25 кОм при u ис= 10 В,uзи=0. 

● Коэффициент усиления

M = (duис/ duзи) |uзи–заданное,iс= const

Можно заметить, что M =S· R_{ис диф}

Для КП10ЗЛ при S = 2 мA/B и R_{ис диф} = 25 кОм М = 2 (мА/В) · 25 кОм = 50.

 ● Инверсное включение транзистора.

Полевой транзистор, как и биполярный, может работать в инверсном режиме. При этом роль истока играет сток, а роль стока — исток.

Прямые (нормальные) характеристики могут отличаться от инверсных, так как области стока и истока различаются конструктивно и технологически.

 ● Частотные (динамические) свойства транзистора.

В полевом транзисторе в отличие от биполярного отсутствуют инжекция неосновных носителей и их перемещение по каналу, и поэтому не эти явления определяют динамические свойства. Инерционность полевого транзистора определяется в основном процессами перезаряда барьерной емкости p-n-перехода. Свое влияние оказывают также паразитные емкости между выводами и паразитные индуктивности выводов.

В справочных данных часто указывают значения следующих дифференциальных емкостей, которые перечислим ниже:

• входная емкость С_зи — это емкость между затвором и истоком при коротком замыкании по переменному току выходной цепи;
• проходная емкость С_зс — это емкость между затвором и стоком при разомкнутой по переменному току входной цепи;
• выходная емкость С_ис — это емкость между истоком и стоком при коротком замыкании по переменному току входной цепи.

Для транзистора КП10ЗЛ С_зи < 20 пФ, С_зс << 8 пФ при uис= 10 В и uзи= 0.

Крутизну S, как и коэффициент B биполярного транзистора, в ряде случаев представляют в форме комплексного числа S. При этом, как и для коэффициента B, определяют предельную частоту f_пpед. Это та частота, на которой выполняется условие:

| Ś | = 1 / √2 ·S_пт где S_пт — значение S на постоянном токе.

Для транзистора КП103Л данные по f_пpед в использованных справочниках отсутствуют, но известно, что его относят к транзисторам низкой частоты (предназначенным для работы на частотах до 3 МГц).

Параметры полевых транзисторов

При работе транзистора с сигналами низкой частоты в качестве параметров используются. Входное дифференциальное

сопротивление

Величина r_вхдиф в полевых транзисторах с управляющим p-n—переходом очень велика и составляет 10⁸ — 10¹⁰ 0м. Крутизна стокозатворной характеристики

Крутизна S для полевых транзисторов лежит в пределах от нескольких десятых долей до 10 мА/В. Выходное дифференциальное сопротивление

.

Сопротивление r_c велико и составляет 10⁵ — 10⁷ 0м.

Статический коэффициент усиления

.

Параметры полевых транзисторов могут быть определены по статическим характеристикам (рис. 2, 3):

Предельно допустимыми параметрами полевого транзистора являются:

— допустимое напряжение между стоком и истоком U_сидоп;

— допустимый ток стока I_сдоп;

— допустимая мощность рассеяния на транзисторе Р_сдоп.

Эквивалентная схема полевого транзистора при работе на низких частотах относительно приращений сигналов имеет вид, показанный на рис. 4.

Рис. 4.

РАБОТА ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА С НАГРУЗКОЙ

При работе полевого транзистора в качестве усилителя электрических сигналов последовательно с ним в цепь стока включается сопротивление R_c(рис. 5,а), с которого снимается усиленное напряжение. Выходное напряжение между стоком и истоком U_си всегда меньше напряжения питания Е_п на величину падения напряжения на R_c:

Это выражение устанавливает взаимосвязь выходного напряжения U_си с током транзистора I_c, оно так же, как и подобное уравнение для биполярных транзисторов, представляет собой уравнение нагрузочной прямой (рис. 6). В свою очередь величина тока стока I_c зависит от входного напряжения U_зи и определяется по стокозатворной характеристике.

Рис. 5.

Рис. 6

При положительных приращениях входного напряжения ток стока получит положительное приращение

а напряжение U_си уменьшится, рабочая точка переместится по нагрузочной прямой вверх, при отрицательных — наоборот. Если выходное напряжение возрастет от U_зиЗ до U_зи2 и получит положительное приращение , то рабочая точка на нагрузочной прямой переместится из положения 3 в положение 2, ток стока возрастет на величину выходное напряжение U_си уменьшится от значения U_сиЗ до U_си2, получив при этом отрицательное приращение Коэффициент усиления по напряжению полевого транзистора с нагрузкой будет определяться отношением соответствующих приращений выходного и входного напряжений:

.

Величина сопротивления в выходной цепи транзистора и питающее напряжение оказывают такое же влияние на режим усиления, как и в случае биполярного транзистора.

Пользуясь схемой замещения полевого транзистора с нагрузкой для приращений токов и напряжений (рис. 5,б) можно получить аналитическое выражение для коэффициента усиления:

при . Сопротивления r_c и R_c в этих соотношениях должны быть выражены в килоомах (кОм), поскольку выражается в милиамперах/вольтах (мА/В).

3. Объекты и средства исследования

1. Полевой транзистор с управляющим p-n-переходом.

2. Установка для исследования полупроводниковых приборов.

Установка для исследования полупроводниковых приборов имеет два регулируемых источника напряжения U1 и U2 . Величина напряжений изменяется от +20 до — 20 В, нулевое напряжение соответствует среднему положению ручек управления. При повороте их по часовой стрелке на выходе источников — положительное напряжение, при повороте против часовой стрелки — отрицательное. Кроме того, полярность напряжения U2 дополнительно определяется положением переключателя. Установка позволяет с помощью соединительных проводников собирать необходимые схемы для исследования статических характеристик полупроводниковых приборов. На установке имеются четыре измерительных прибора Р1-Р4 с изменяемым диапазоном измерения. Р1 и РЗ предназначены для измерения токов; Р2 и Р4 — для измерения напряжений.

Коэффициент усиления транзистора

Определение и формула коэффициента усиления транзистора

Транзистор — это полупроводниковый прибор, который используют для усиления, преобразования и генерирования электрических сигналов. Сам по себе транзистор ни чего не усиливает. Свойства усиления его заключены в том, что небольшие изменения сигнала на входе ведут к существенным изменениям тока (напряжения) на выходе транзистора или их совокупности, за счет использования энергии от внешнего источника. Используют три схемы включения транзисторов: с общим эмиттером, общим коллектором и общей базой.

Если транзистор работает в ключевом режиме, то используют коэффициент усиления по току в режиме большого сигнала (чаще всего этот коэффициент обозначают буквой ). Это величина, равная отношению тока на коллекторе () (он определяется нагрузкой) к минимальному току базы ():

   

Большинство транзисторов на сегодняшний момент имеет

Коэффициентом усиления транзистора по току при рассмотрении схем с общей базой называют отношение силы тока коллектора () к силе тока эмиттера () при постоянном напряжении в переходе между эмиттером и коллектором. Чаще всего такой коэффициент усиления обозначают или Тогда формула определяющая коэффициент усиления транзистора по току , имеет вид:

   

Этот коэффициент не может быть больше единицы.

Коэффициент усиления транзистора по току для схем с общим эмиттером ( или ) можно определить при помощи выражения:

   

где — сила тока в коллекторе, — сила тока в базе. При этом напряжение на переходе коллектор эмиттер постоянно

Коэффициент усиления зависит не только от тока на входе, но и от температуры.

Коэффициентом усиления транзистора по напряжению () называют величину, равную отношению напряжения на нагрузке (R) вцепи коллектора () к напряжения на входе ():

   

Коэффициент усиления для однотипных транзисторов может лежать в довольно большом диапазоне. — зависит от свойств транзистора и от отношения сопротивлений нагрузки в цепях коллектора и эмиттера:

   

Единицы измерения коэффициента усиления транзистора

Коэффициент усиления — может быть величиной безразмерной. При решении задач следует обратить внимание на то, чтобы величины входных и выходных сигналов были выражены в одних единицах.

Или коэффициент усиления может выражаться в логарифмических единицах — децибелах.

Примеры решения задач

Отличие полевого транзистора от биполярного. Сфера их применения

Здравствуйте, дорогие читатели. В данной статье рассмотрим отличие полевого транзистора от биполярного, узнаем в каких сферах применяются и те, и другие транзисторы.

И так, начнём…

Среди полупроводниковых приборов существуют две большие группы, в состав которых входят полевые и биполярные транзисторы. Они широко используются в электронике и радиотехнике в качестве генераторов, усилителей и преобразователей электрических сигналов. Чтобы понять, в чем основное различие этих устройств, необходимо рассмотреть их более подробно.

   Отличие полевого транзистора от биполярного

Биполярные транзисторы

Проводящая область конструкции состоит из трёх «спаянных» полупроводниковых частей, с чередованием по типу проводимости. Полупроводник с донорной (электронной) проводимостью обозначается как n-тип, с акцепторной (дырочной) – p-тип. Таким образом, мы можем наблюдать только два варианта чередования – p-n-p, либо n-p-n. По этому признаку различают биполярные транзисторы с n-p-n и p-n-p структурой.

Общая часть транзисторного кристалла, контактирующая с двумя другими, называется «база». Две другие – «коллектор» и «эмиттер». Степень насыщенности базы носителями заряда (электронами или электронными вакансиями «дырками») определяет степень проводимости всего кристалла транзистора. Таким образом, осуществляется управление проводимостью переходов транзистора, что позволяет использовать его в качестве элемента усиления мощности сигнала, или ключа.

Полевые транзисторы

Проводящая часть конструкции представляет собой полупроводниковый канал p- или n-типа в металле. Ток нагрузки протекает по каналу через электроды, называемые «стоком» и «истоком». Величина сечения проводящего канала и его сопротивление зависит от обратного напряжения на p-n переходе границы металла и полупроводника канала. Управляющий электрод, соединённый с металлической областью называется «затвор».

Канал полевого транзистора может иметь электрическую связь с металлом затвора — неизолированный затвор, а может быть и отделён от него тонким слоем диэлектрика — изолированный затвор.

Какие транзисторы лучше полевые или биполярные?

И так, мы узнали, что главное отличие этих двух видов транзисторов в управление. Давайте рассмотрим прочие преимущества полевых транзисторов по сравнению с биполярными:

• высокое входное сопротивление по постоянному току и на высокой частоте, отсюда и малые потери на управление
• высокое быстродействие (благодаря отсутствию накопления и рассасывания неосновных носителей)
• почти полная электрическая развязка входных и выходных цепей, малая проходная ёмкость поскольку усилительные свойства полевых транзисторов обусловлены переносом основных носителей заряда, их верхняя граница эффективного усиления выше, чем у биполярных
• квадратичность вольт — амперной характеристики (аналогична триоду)
• высокая температурная стабильность
• малый уровень шумов, так как в полевых транзисторах не используется явление инжекции неосновных носителей заряда, которое и делает биполярные транзисторы «шумными»
• малое потребление мощности

Накопление и рассасывание неосновных носителей заряда отсутствует в полевых транзисторах, от того и быстродействие у них очень высокое (что отмечается разработчиками силовой техники). И поскольку за усиление в полевых транзисторах отвечают переносимые основные носители заряда, то верхняя граница эффективного усиления у полевых транзисторов выше чем у биполярных.

   Отличие полевого транзистора от биполярного

Здесь же отметим высокую температурную стабильность, малый уровень помех (в силу отсутствия инжекции неосновных носителей заряда, как то происходит в биполярных), экономичность в плане потребления энергии.

Ток или поле, управление транзисторами

Большинству людей, так или иначе имеющими дело с электроникой, принципиальное устройство полевых и биполярных транзисторов должно быть известно. По крайней мере, из названия «полевой транзистор», очевидно, что управляется он полем, электрическим полем затвора, в то время как биполярный транзистор управляется током базы.

Ток и поле, различие здесь кардинальное. У биполярных транзисторов управление током коллектора осуществляется путем изменения управляющего тока базы, в то время как для управления током стока полевого транзистора, достаточно изменить приложенное между затвором и истоком напряжение, и не нужен уже никакой управляющий ток как таковой.

Разная реакция на нагрев

У биполярных транзисторов температурный коэффициент сопротивления коллектор-эмиттер отрицательный (т. е. с ростом температуры сопротивление уменьшается и ток коллектор — эмиттер растет). У полевых транзисторов все наоборот — температурный коэффициент сток-исток положительный (с ростом температуры сопротивление растет, и ток сток-исток уменьшается).

Важное следствие из этого факта — если биполярные транзисторы нельзя просто так включать параллельно (с целью умощнения), без токовыравнивающих резисторов в цепи эмиттера, то с полевыми все намного проще — благодаря автобалансировке тока сток-исток при изменении нагрузки/нагрева — их можно свободно включать параллельно без выравнивающих резисторов. Это связано с температурными свойствами p-n перехода и простого полупроводника p- или n-типа. По этой причине у полевых транзисторов гораздо реже случается необратимый выходной тепловой пробой, чем у биполярных.

Так для достижения высоких показателей коммутационных токов, можно легко набрать составной ключ из нескольких параллельных полевых транзисторов, что и используется много где на практике, например в инверторах.

А вот биполярные транзисторы нельзя просто так параллелить, им нужны обязательно токовыравнивающие резисторы в цепях эмиттеров. Иначе, из-за разбаланса в мощном составном ключе, у одного из биполярных транзисторов рано или поздно случится необратимый тепловой пробой. Полевым составным ключам названная проблема почти не грозит. Эти характерные тепловые особенности связаны со свойствами простого n- и p-канала и p-n перехода, которые кардинально отличаются.

Сферы применения тех и других транзисторов

Различия между полевыми и биполярными транзисторами четко разделяют области их применений. Например в цифровых микросхемах, где необходим минимальный ток потребления в ждущем состоянии, полевые транзисторы применяются сегодня гораздо шире. В аналоговых же микросхемах полевые транзисторы помогают достичь высокой линейности усилительной характеристики в широком диапазоне питающих напряжений и выходных параметров.

Схемы типа reel-to-reel удобно реализуются сегодня с полевыми транзисторами, ведь легко достигается размах напряжений выходов как сигналов для входов, совпадая почти с уровнем напряжения питания схемы. Такие схемы можно просто соединять выход одной с входом другой, и не нужно никаких ограничителей напряжения или делителей на резисторах.

Что касается биполярных транзисторов, то их типичными сферами применения остаются: усилители, их каскады, модуляторы, детекторы, логические инверторы и микросхемы на транзисторной логике.

Полевые побеждают, почему?

Выдающиеся примеры устройств, построенных на полевых транзисторах, — наручные электронные часы и пульт дистанционного управления для телевизора. За счёт применения КМОП-структур эти устройства могут работать до нескольких лет от одного миниатюрного источника питания — батарейки или аккумулятора, потому что практически не потребляют энергии.

В настоящее время полевые транзисторы находят все более широкое применение в различных радиоустройствах, где уже с успехом заменяют биполярные. Их применение в радиопередающих устройствах позволяет увеличить частоту несущего сигнала, обеспечивая такие устройства высокой помехоустойчивостью.

Обладая низким сопротивлением в открытом состоянии, находят применение в оконечных каскадах усилителей мощности звуковых частот высокой мощности (Hi-Fi), где опять же с успехом заменяют биполярные транзисторы и даже электронные лампы.

В устройствах большой мощности, например в устройствах плавного пуска двигателей, биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT) — приборы, сочетающие в себе как биполярные, так и полевые транзисторы, уже успешно вытесняют тиристоры.

Видео, отличие полевого транзистора от биполярного

 

Будем рады, если подпишетесь на наш Блог!

[wysija_form id=»1″]

3. Примеры расчета каскада линейного усиления гармонического сигнала на полевом транзисторе с управляющим р-п-переходом

Выбор рабочей точки.

Расчет любого усилительного каскада начинается с выбора положения рабочей точки транзистора. Только на следующем этапе следует рассматривать переменные (гармонические) составляющие усиливаемого транзистором сигнала.

Положение рабочей точки транзистора в пространстве представления его вольтамперных характеристик, вообще говоря, не зависит от типа схемы, в которой этот транзистор используется в качестве активного элемента. Так же как и в случае с биполярным транзистором, выбор рабочей точки полевого транзистора предполагает определение оптимальных значений постоянных составляющих токов и напряжений в цепях транзистора.

Рассмотрим графоаналитический способ расчета параметров рабочей точки транзистора, планируемого для использования в качестве активного элемента линейного усилителя электрических сигналов. Этот способ применим как при расчете маломощного усилительного узла (каскада), проектируемого по схеме ОИ, так и в маломощных каскадах ОЗ и ОС. Расчет мощных выходных усилительных каскадов имеет свои особенности, которые здесь не рассматриваются.

В отличие от биполярного транзистора, положение рабочей точки полевого транзистора достаточно определить на плоскости представления выходных вольт-амперных характеристик (т.е. на плоскости {U_СИ,I_С}). На этой плоскости представляется семейство выходных ВАХ (взятое из справочника или построенное по результатам экспериментальных измерений). Поверх полученной картины достраивается нагрузочная прямая.

Положение нагрузочной прямой зависит от того, в каком режиме должен работать транзистор. Амплитуда усиливаемого сигнала, подаваемого на вход рассчитываемого транзисторного каскада, может быть различной величины. В одних случаях приходится усиливать очень слабые электрические сигналы, в других случаях амплитуда усиливаемого сигнала может оказаться относительно большой. Для этих двух крайних ситуаций, соответствующих режимам сильного и слабого сигнала, положение нагрузочной прямой должно быть различным.

Входной сигнал называется сильным, если его амплитуда равна или чуть меньше величины U_m.макс0,3U_ЗИотс(максимально допустимой амплитуды напряжения сигнала между затвором и истоком, при котором нелинейные искажения усиленного сигнала не превышают 3%). В случае такого сильного входного сигнала наиболее оптимальной нагрузочной прямой является линия, проходящая через точку максимального изгиба верхней ветви семейства выходных ВАХ транзистора. На рис.1 эту точку обозначили буквой А.

Второй определяющей точкой искомой нагрузочной прямой является точка О, лежащая на оси напряжений U_КЭи соответствующая напряжению источника питания,Е_пит. НапряжениеЕ_питне должно превышать величины 0,8U_{СИ.пред.}(гдеU_{СИ.пред.}указывается в списке основных параметров рассматриваемого транзистора и соответствует предельно допустимому напряжению между его стоком и истоком). При этом следует иметь в виду, что занижение значенияЕ_питведет к уменьшению коэффициента усиления каскада по напряжению.

Таким образом, в случае сильного сигнала нагрузочная прямая должна примерно совпадать с наклонной сплошной линией, проходящей через точки А и О (см. рис.22). В случаях более слабых сигналов она будет проходить через точки А₁и О, А₂и О, А₃и О (по мере убывания амплитуды сигнала). Отметим здесь, что понятия «сильный сигнал» или «слабый сигнал» являются относительными. Если для одного конкретного транзистора данный сигнал следует рассматривать как сильный, то для более мощного транзистора он может оказаться слабым. Выбирать следует такой транзистор, чтобы каскад, собранный на его основе был согласован как с источником сигнала (согласование по входу) так и с нагрузкой (согласование по выходу). При этом очевидно, что значения токов I_C00,I_C(А),I_C(А1)(и т.д.) будут связаны с величиной заданного в задании сопротивления нагрузки. Следовательно, выбор подходящего транзистора должен осуществляться исходя из величины сопротивления нагрузки.

Рекомендуемое значение I_C00, удовлетворяющее ограничениям по предельно допустимому току стока и мощности, выделяемой на транзисторе, должно соответствовать следующему неравенству:

, (17)

где Р_макс– максимально допустимая активная мощность, выделяемая на транзисторе. Одновременно с этим должно быть выполнено условие оптимального согласования усилительного каскада, построенного на данном транзисторе, с нагрузкой,R_Н:

. (18)

Для схемы ОИ это последнее равенство означает, что при его выводе были использованы приближенные соотношения: R_И  0,3R_С и R_С  (1,52,0)R_Н. Очевидно, что одновременное выполнение условий (17) и (18) связано с выбором конкретного транзистора под данную нагрузку.

Определив значения I_C00 и Е_пит и, следовательно, задав положение нагрузочной прямой, необходимо выбрать на этой прямой положение рабочей точки. Для этого следует найти точки пересечения выбранной нагрузочной прямой с самой нижней ветвью ВАХ (с одной стороны) и с пунктирной параболической кривой (с другой стороны). Последняя проходит через точки максимального изгиба всех графиков семейства выходных ВАХ. Середина отрезка нагрузочной прямой, заключенной между указанными двумя точками пересечения и является оптимальным положением рабочей точки транзистора.

Установив координаты рабочей точки в пространстве выходных ВАХ рассматриваемого транзистора, легко определить ее положение и на его стоко-затворной ВАХ (т.е. на плоскости {U_ЗИ,I_С}). Такое построение позволит определить крутизну стокозатворной ВАХ в рабочей точке,S₀(РТ). Здесь следует отметить, что стоко-затворные (проходные) ВАХ, соответствующие значениямU_СИв интервале 520 В, практически накладываются друг на друга. Поэтому для рассматриваемого построения можно использовать любую ветвь из семейства проходных ВАХ, снятую при значении напряжения между стоком и истоком транзистора, принадлежащем указанному интервалу. Однако более точное значениеS₀(РТ) получается из следующего построения. Через рабочую точку, определенную на плоскости представления выходных ВАХ транзистора проведем вертикальную прямую, пересекающую все графики выходных ВАХ (см. рис.23) в точках 06. Определив ординаты этих точек, мы получаем ряд значений тока стока —I_С(0) I_С(6). Поскольку точки пересечения принадлежат графикам с конкретными значениями напряженияU_ЗИ, мы можем найти соответствия между значениямиI_С(0) I_С(6). из полученного ряда и значениями напряженияU_ЗИ.

В результате мы получаем координаты ряда точек искомой стоко-затворной характеристики на плоскости {U_ЗИ,I_С}. Среди этих точек находится и выбранная рабочая точка. Результат построения этой стоко-затворной характеристики представлен на рис.24.

Крутизна стоко-затворной характеристики (S₀(РТ)) в выбранной рабочей точке Р определяется с помощью следующего геометрического построения (см. рис.25). К точке Р проводим касательный отрезок АБ. Через точку А проводим вертикальный отрезок АВ, а из точки Б – горизонтальный отрезок БВ. В результате получаем прямоугольный треугольник АБВ. Если длину катета АВ выразить в миллиамперах (согласно масштабу вдоль осиI_С), а длину катета БВ – в вольтах (согласно масштабу вдоль осиU_ЗИ), то отношение АВ (в миллиамперах) к БВ (в вольтах) даст статическую крутизнуS₀(РТ).

Величина выходного динамического сопротивления рассматриваемого полевого транзистора определяется с помощью следующего построения. К рабочей ветви ВАХ в рабочей точке Р строится касательный отрезок АБ произвольной длины (см. рис. 26). Этот отрезок используется в качестве гипотенузы для построения прямоугольного треугольника. Один из катетов этого треугольника параллелен осиI_C, а другой – параллелен осиU _СИ.

Если длину катета АБ выразить в миллиамперах (согласно масштабу вдоль оси I_С), а длину катета БВ – в вольтах (согласно масштабу вдоль осиU_СИ), то отношение АБ (в миллиамперах) к БВ (в вольтах) даст величину выходного динамического сопротивления данного транзистора (в Y-параметрах —у₂₂).

Расчет величин пассивных элементов и коэффициента усиления схемы ОИ.

Одна из наиболее распространенных схем каскада ОИ на полевом транзисторе с управляющим р-п-переходом представлена на рис.27. Такой каскад позволяет усиливать сигнал по напряжению в широком диапазоне частот и не требует дополнительного источника напряжения для создания требуемой разности потенциалов между затвором и истоком транзистора.

Начинаем с расчета по постоянному току. Целью такого расчета является определение величин сопротивлений, гальванически связанных с выводами транзистора. Эти сопротивления должны обеспечивать оптимальное согласование каскада с нагрузкой и состояние покоя транзистора, соответствующее выбранной рабочей точке. Выше, при выборе транзистора и определении положения его рабочей точки, мы нашли две точки на плоскости представления выходных ВАХ транзистора, определяющие положение нагрузочной прямой. Одна из этих точек лежит на оси напряженийU_СИи соответствует выбранному значению напряжения источника питания,Е_пит. Другая точка находится на оси токов,I_С, и соответствует величинеI_С00, определенной нами из условия согласования каскада с нагрузкой. С другой стороны (сопоставьте рис.22 и рис.27),I_С00имеет смысл постоянного тока, протекающего в цепи стока в отсутствие входного сигнала и при коротком замыкании выводов стока и истока (U_СИ= 0). Из схемы (рис.27) видно, что величинаI_С00определяется равенством

I_С.00=Е_пит /( R_С+R_И), (19)

где R_СиR_Исопротивления, через которые протекают постоянные и переменные составляющие тока стока (в случае полевого транзистора постоянные составляющие токов стока и истока практически равны).

В схеме ОИ, сопротивление R_Ислужит только для обеспечения положения рабочей точки в том месте, которое было получено в результате графического построения (см. рис.22). В этой схеме оно обычно шунтируется большой электрической емкостью и его величина должна быть равной

. (20)

Величина сопротивления R_Снаходится из равенства:

. (21)

В данной схеме сопротивление R₁необходимо для обеспечения гальванической связи затвора транзистора с общим проводом схемы. Постоянной составляющей тока через это сопротивление нет, поскольку канал транзистора надежно изолирован от затвора обратно смещеннымр-п-переходом. По этой причине величина сопротивленияR₁может быть достаточно большой (несколько МОм). Однако, при большой величинеR₁ухудшается термостабильность параметров схемы. С другой стороны, слишком малым это сопротивление не должно быть, поскольку оно будет шунтировать источник сигнала, вследствие чего коэффициент передачи сигнала уменьшится. Рекомендуемые значенияR₁следующие: для маломощных транзисторов – 100200 кОм, для транзисторов средней мощности – 3050 кОм, для мощных транзисторов – 1020 кОм.

Расчет по переменному токуначинается с определения величин разделительных емкостейС₁иС₂и шунтирующей емкостиС₃. Поскольку реактивное сопротивление электрических емкостей обратно пропорционально частоте сигнала (), то на низких частотах на разделительных емкостях начинает падать заметная доля напряжения сигнала. При разработке любого усилителя частотный диапазон эффективного усиления сигнала задается техническим заданием, где определяется нижняя (_ниж) и верхняя (_верх) частоты этого диапазона. При этом для оценки оптимальной величины разделительных емкостей служат равенства:

, (22)

, (23)

где Z_вх– комплексное входное сопротивление транзистора. На низких частотах междуэлектродными емкостями можно пренебречь. Кроме того, можно считать, что сопротивлениеR_Идостаточно хорошо зашунтировано емкостьюС₃. Поэтому вместо приближенного равенства можно использовать

. (22а)

Чтобы исключить отрицательную обратную связь в каскаде и надежно зашунтировать сопротивление R_Иуже на частоте_ниж, необходимо выполнение приближенного равенства

. (24)

Далее производится расчет коэффициента усиления каскада. Для этого в схеме усилительного каскада (рис.27) транзистор замещается линейным четырехполюсником, заданным в Y-параметрах. Свойства этого четырехполюсника описываются линейными уравнениями, связывающими между собой входные и выходные напряжения и токи (U₁,U₂,I₁иI₂). Система уравнений для полевого транзистора, рассматриваемого как четырехполюсник, может быть представлена в следующем виде:

,

. (25)

Физический смысл входящих в систему параметров определяется равенствами, найденными из системы (8) при предельных условиях.

, ,,. (26)

Из вида равенств (26) следует, что представляет собой входную проводимость четырехполюсника, определенную при коротком замыкании на его выходе. Параметрявляется проводимостью обратной связи при холостом ходе на входе четырехполюсника,является для четырехполюсника проходной проводимостью, определенной при коротком замыкании на его выходе, а— выходной проводимостью четырехполюсника при холостом ходе на его входе.

Можно показать, что уравнения (25) соответствуют схеме, представленной на рис. 28.

Поскольку полевой транзистор может заменяться линейным четырехполюсником не во всем диапазоне изменений входных и выходных токов и напряжений, то его Y-параметры имеют смысл лишь в дифференциальной форме:

, ,

, . (27)

В приближенных расчетах обычно пренебрегают влиянием параметра у₁₂, поскольку он имеет величину, близкую к нулю. На низких и средних частотах (где влияние междуэлектродных емкостей пренебрежимо мало) параметр у₁₁ также может быть исключен из рассмотрения. Поэтому часто используют упрощенную схему замещения полевого транзистора (схема ОИ), показанную на рис. 29. Она представляет собой четырехполюсник с бесконечно большим входным сопротивлением и бесконечно малой проводимостью обратной связи.

Заменив в схеме каскада ОИ (рис. 27) полевой транзистор его схемой замещения, примем во внимание дифференциальный характер параметров у₂₁ и у₂₂. Это значит, что постоянные составляющие токов и напряжений в схеме каскада должны быть приравнены к нулю. Источники постоянного напряжения должны быть закорочены, а ветви схемы, содержащие источники постоянного тока, должны быть разомкнуты. Источник тока в схеме замещения следует рассматривать как источником переменного тока. Таким образом, в расчетах по переменному току схема каскада ОИ будет иметь вид, показанный на рис.28. Для простоты на этой схеме не учтено внутреннее сопротивление источника входного сигнала. Параметр транзистора у₂₁ зависит от частоты. Его величина резко уменьшается по мере приближения к граничной частоте усиления транзистора. Реактивные сопротивления емкостей С₁, С₂ и С₃ также зависят от частоты сигнала. На самой нижней частоте рабочего частотного диапазона каскада они могут повлиять на его коэффициент усиления. Но на более высоких частотах это влияние очень мало. Поэтому мы можем считать, что на этих частотах их сопротивление равно нулю.

Для примера мы рассмотрим порядок расчета каскада на средних частотах усиливаемого сигнала. Учитывая сказанное выше, эквивалентную схему каскада ОИ мы представим так, как это показано на рис.29.

Целью нашего упрощенного расчета является определение коэффициента усиления каскакда по переменному току, K_U = u_вых / u_вх. Очевидно, что выходным напряжением каскада является напряжение, падающее на сопротивлении нагрузки вследствие протекающего через него переменного тока. Из схемы (рис. 29) видно, что это напряжение соответствует также падению напряжения на сопротивлении R_С и переменной составляющей напряжения U_КЭ (т.е., u_КЭ). Поскольку, вследствие шунтирующего влияния емкости С₃, переменная составляющая потенциала истока равна нулю (потенциалы отсчитываем от общего провода), то ток генератора тока i будет равен у₂₁u_ЗИ. На средних частотах параметр у₂₁ приблизительно равен S₀ (величине крутизны статической стоко-затворной характеристики используемого полевого транзистора). Переменная составляющая напряжения U_ЗИ равна входному напряжению u_вх. Из равенств

и

находим

,

откуда получим

. (28)

Расчет величин пассивных элементов и коэффициента усиления схемы ОC. Одна из возможных схем каскада усиления ОС представлена на рис.30. Такая схема используется очень редко, поскольку обеспечивает лишь усиление сигнала по току. Его использование приобретает смысл только на высоких частотах, где межэлектродные емкости полевого транзистора начинают играть значительную роль.

Как и выше, начинаем с расчета по постоянному току. Будем искать величины сопротивлений, гальванически связанных с выводами транзистора и обеспечивающих оптимальное согласование каскада с нагрузкой и состояние покоя транзистора в выбранной рабочей точке. Используем две величины, определенные при выборе рабочей точки —Е_питиI_С00. Из схемы (рис.30) видно, что величинаI_С00определяется равенством

I_С.00=Е_пит /R_И. (29)

В схеме ОС сопротивление R_Ислужит (совместно с разделительной емкостьюС₃) для выделения усиленного переменного сигнала. В то же время оно влияет на положение рабочей точки. Обеспечение оптимального согласования с нагрузкой является главным требованием к этому сопротивлению. Исходя из опыта, величину этого сопротивления выбирают согласно приближенному равенству:

R_И(1,52)R_Н. (30)

Поскольку падение напряжения на сопротивлении R_И,I_С(РТ)R_И, оказывается намного больше напряжения между затвором в рабочей точке, необходимо поднять потенциал затвора относительно потенциала общего провода так, чтобы в отсутствие входного сигнала состояние транзистора соответствовало выбранной рабочей точке. Для этого в схеме предусмотрен делитель напряжения, построенный на сопротивленияхR₁иR₂. Величина указанных сопротивлений выбирается исходя из следующего равенства:

. (31)

Очевидно, что равенство (31) позволяет лишь определение относительных величин сопротивлений R₁иR₂(т.е., позволяет определить отношениеR₂/R₁):

. (32)

Значение сопротивления R₁выбирается согласно рекомендации — для маломощных транзисторов – 200500 кОм, для транзисторов средней мощности – 50200 кОм, для мощных транзисторов – 3050 кОм. По выбранному значениюR₁из определенной выше величины отношенияR₂/R₁находится R₂ .

Расчет по переменному токуначинается с определения величин разделительных емкостейС₁иС₂. Для оценки оптимальной величины разделительных емкостей служат равенства (22а) и (23) (см. выше). Здесь (как и при расчете схемы ОИ) мы пренебрежем, на низких частотах сигнала, междуэлектродными емкостями транзистора.

Далее начнем расчет коэффициента усиления каскада по напряжению. Для этого в схеме усилительного каскада (рис. 30) транзистор замещается линейным четырехполюсником, заданным в Y-параметрах. Внутреннее содержание этого четырехполюсника показано на рис. 29). В результате такого замещения получаем следующую схему (рис. 31).

Для простоты на этой схеме не учтено внутреннее сопротивление источника входного сигнала. Напомним, что параметр транзистора у₂₁ и реактивные сопротивления емкостей С₁ и С₂ зависят от частоты сигнала. На самой нижней частоте рабочего частотного диапазона на усилительные свойства каскада могут повлиять емкости, а на высших частотах – резкое падение величины у₂₁.

Напоминаем, что мы рассматриваем порядок расчета каскада на средних частотах усиливаемого сигнала. В этом случае величина у₂₁ еще остается близкой к статическому значению S₀, а реактивные сопротивления емкостей оказываются близкими к нулю. Учитывая сказанное выше, эквивалентную схему каскада ОС мы представим так, как это показано на рис. 32. Отличия от соответствующей для схемы ОИ картины, представленной на рис. 29, состоят в следующем. В данном случае с общим проводом оказался соединенным сток, а не исток. Поэтому фазу генератора тока мы изменили на 180⁰ (т.е., поставили знак «-» перед произведением S₀ u_ЗИ). Кроме того, параллельно источнику входного сигнала оказалось включенным сопротивление R₁₂ (вместо R₁), которое соответствует параллельно включенным сопротивлениям R₁ и R₂.

Итак, мы ищем величину коэффициента усиления каскакда по переменному току, K_U = u_вых / u_вх. Отметим, что выходным напряжением каскада является напряжение, падающее на сопротивлении нагрузки вследствие протекающего через него переменного тока. Из схемы (рис. 32) видно, что это напряжение соответствует также падению напряжения на сопротивлении R_И и переменной составляющей напряжения U_КЭ (т.е., u_КЭ). Но здесь величина тока i оказывается выраженной не через величину входного напряжения, поэтому мы вместо u_ЗИ должны подставить значение этого напряжения, выраженное через u_вх. Поскольку на средних частотах параметр у₂₁  S₀ (т.е. практически остается действительной величиной), мы можем не рассматривать пренебрежимо малого сдвига фазы сигнала в транзисторе. Поэтому используем равенство u_ЗИ = u_вх — u_вых. Учитывая это, из равенств

и

находим

,

откуда получим

, (33)

где

(34)

— является величиной, определенной выше (см. выражение (28)) как коэффициент усиления по напряжению для каскада ОИ. Отсутствие в формуле (34) величин сопротивлений R₁ и R₂ (и, по этой причине, полное тождество выражений (28) и (34)) связано с тем, что мы пренебрегли внутренним сопротивлением источника входного сигнала.

Результат (33) говорит о том, что коэффициент усиления по напряжению у каскада ОС меньше единицы.