ВЫБОР СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ

ВЫБОР СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ

Для построения типового переключателя на ПТ с p-n-перехо-дом за основу берётся последовательный переключатель (рис. 3, а). Входной сигнал подаётся на исток ПТ, а сток соединён с выходной шиной. В такой схеме управления с непосредственной связью можно получить большие скорости переключения, поскольку затвором может управлять быстродействующий переключатель с низким выходным сопротивлением.

Рис. 3. Схемы управления ключом на ПТ.
а — с непосредственной связью; б — с «плавающим» затвором; в — с резистором связи R_з; г — с буферным усилителем.

Но при работе ключа (рис. 3, а) в режиме большого сигнала сопротивление канала либо резко возрастает, либо смещается в прямом направлении в зависимости от входного сигнала:

      (55)

Поэтому схема управления с непосредственной связью применяется лишь При U_{вх макс}<< U_отс[2].

Для обеспечения неискажённой передачи сигналов высокого уровня (1-10 В) применяют схемы со стабилизацией напряжения на затворе в рабочей точке (U

зи=0) во всём диапазоне напряжений входного сигнала.

Схема управления должна иметь также низкое выходное сопротивление в момент переключения для уменьшения времени перезарядки межэлектродных ёмкостей С_з.и и С_з.с.

На рис. 3, б приведена схема с «плавающим» затвором, обеспечивающая выполнение условия U_з.и=0 для постоянного или медленно изменяющегося входного сигнала. Когда управляющее напряжение на затворе отрицательно, диод Д1 находится под запирающим напряжением смещения и можно считать, что на затворе и истоке одно и то же напряжение. Поэтому сопротивление канала полевого транзистора всегда имеет минимально возможное значение, т. е. r

к0. Прибор переводится в непроводящее состояние положительным управляющим напряжением затвора.

Скорость переключения будет определяться временем, в течение которого затвор полевого транзистора получит потенциал, близкий к потенциалу истока.

Постоянная времени установления потенциала затвора для схемы с «плавающим» затвором (рис. 3, б) [5]

τ_з = С_зR_d,

где С_з — полная ёмкость цепи затвора ключевого транзистора; R_d — сопротивление обратно смещенного развязывающего диода Д1

Для транзисторов типа КП103 Сз=30 пФ, R_d = 10⁸ Ом; при этих значениях τ

з=30*10^-12*10⁸=3*10^-3 (с).

Отсюда следует, что время включения схемы (рис. 3, б) измеряется миллисекундами.

Рассмотренная выше схема управления через развязывающий диод хотя и отличается простотой, но имеет большое время включения, так как в цепь разряда межэлектродных ёмкостей входит сопротивление обратно смещённого диода Д1. Для уменьшения времени включения диод шунтируется конденсатором (на рис. 3, б показан пунктиром) Этот конденсатор способствует рассасыванию заряда Q_з, накопленного на затворе закрытого транзистора [3]:

Q_з = C_з(U_зап — U_вх — U_d)

Для реализации быстрого включения необходимо выполнить условие Q_с = Q_з, где Q_c — заряд, накопленный на ёмкости включенного транзистора:

Q_c = (C + C_d)(U₀ — U_вх + U_d).

Если Q_c<Q_з, то время включения будет большим, так как полный разряд конденсатора С_з будет происходить через закрытый диод Д1.

При Q_c>Q_з избыточный заряд будет на некоторое время смещать переход затвор-канал в прямом направлении до тех пор, пока не рассосётся избыточный заряд. Если при этом сопротивление источника аналоговых сигналов высокое, то длительность и амплитуда выбросов могут быть значительными [3]

Учитывая изложенное выше, ёмкость конденсатора С должна быть выбрана по условию

      (56)

Иногда в качестве развязывающего диода используется полевой транзистор в диодном включении [6].

Необходимо заметить, что при коммутации значительных положительных сигналов (измеряемых вольтами) напряжение на затворе (для схемы рис. 3, б) в момент включения может принимать отрицательные относительно истока значения. При этом через переход затвор-исток протекают значительные импульсы прямого тока, приводящие к увеличению выбросов в коммутируемой цепи.

Схема с «плавающим» затвором (и при наличии ускоряющей ёмкости) имеет еще одну особенность [5]: в многоканальном коммутаторе при последовательной коммутации на нагрузку двух аналоговых напряжений, первое из которых имеет более высокий по отношению к последующему уровень, ключ может остаться в закрытом состоянии, а на нагрузке будет присутствовать ложный сигнал, обусловленный переходным процессом разряда ёмкости нагрузки через омическую составляющую сопротивления нагрузки.

Для ускорения процесса переключения используют несколько видоизменённые схемы управления.

Подключив к схеме рис. 3, б резистор R_з, как показано на рис. 3, в, можно ускорить процесс перезаряда ёмкости затвора ключевого транзистора и избавиться от недостатков схемы с «плавающим» затвором. При насыщении транзистора Т1 диод Д1 запирается и потенциал затвора становится равным входному. Скорость срабатывания цепи затвора в этой схеме зависит от сопротивления резистора R

з, при выборе которого необходимо считаться с двумя противоположно действующими факторами: постоянной времени цепи затвора и значением тока, подаваемого через него на вход при запертом переключателе. Такая схема позволяет работать с очень низкой частотой переключения. Недостатком схемы следует считать её относительно низкое входное сопротивление в состоянии «разомкнуто», которое в основном определяется сопротивлением резистора R_з. Этот резистор может быть заменён дополнительным ключом [2], который включается синхронно с транзистором Т2, что устраняет вышеуказанный недостаток схемы, но усложняет её.

При использовании в схеме (рис. 3, в) в качестве ключа полевого транзистора типа КП103, R_з = 100 кОм были получены следующие результаты:

Время переключения, мкс	1,5
Максимальная частота коммутируемого сигнала, кГц	60
Значение коммутируемого напряжения, В	+-5

Наиболее универсальной схемой управляющей цепи, обеспечивающей быстрое включение затвора, является схема, приведённая на рис. 3, г, в которой затвор ПТ подсоединён через резистор R_св к выходу буферного каскада — повторителя. Буферный каскад, с усилением, равным единице, «отбирает» ток, который во включённом состоянии течёт через резистор R

св. Благодаря этому напряжение U_з.и при включённом канале передачи сигнала равно нулю, причём обеспечивается полная развязка всех каналов от цепей управления затвором. Выходной сигнал можно снимать либо до буферного усилителя (при высокоомной нагрузке), либо после него (при низкоомной нагрузке), что придает схеме определённую гибкость.

В качестве буферного каскада может быть использован либо усилитель, согласующий выход коммутатора с нагрузкой, либо специальный каскад, точность передачи которого определяется допустимым увеличением сопротивления ключа в состоянии «замкнуто». Основные требования, предъявляемые к буферным каскадам, следующие: высокое входное сопротивление, стабильность коэффициента передачи и напряжения смещения. Схема управления с буферным усилителем приведена на рис. 4.

Рис. 4. Схема аналогового ключа на ПТ с буферным усилителем.

Буферный усилитель — истоковый повторитель с динамической нагрузкой выполнен на двух транзисторах Т4 и Т5 типа КП103 с идентичными параметрами. На выходе буферного усилителя включен эмиттерный повторитель на Т6 с целью уменьшения выходного сопротивления. Буферный усилитель имеет низкое напряжение сдвига нуля и коэффициент передачи, близкий к единице.

Для практической реализации буферного усилителя может быть использован сдвоенный полевой транзистор КПС104.

В рассмотренной схеме управления сопротивление связи R

св выбирается исходя из допустимой постоянной времени цепи затвора и потребляемой от усилителя мощности.

Недостатком схемы (рис. 4) является то, что к выходу буферного УПТ (БУ) оказывается подключенным напряжение Е_к через сопротивление R_св всех закрытых ключей, это приводит к значительному потреблению тока от источника Е_к, а также к смещению нуля на выходе БУ.

На рис. 5 [3] приведена схема ключа с непосредственной связью через БУ, которая отличается высокой экономичностью, простотой, имеет хорошие характеристики переключения и не требует мощного БУ. Экономичность схемы обеспечивается использованием в цепи непосредственной связи транзистора Т3.

Рис. 5. Экономичная схема управления ключём на ПТ

При закрытом ключе транзисторы Т5, Т4, Т3 закрыты, а запирающий потенциал Е_к поступает на затвор транзистора Т1 через открытый транзистор Т2. В этом состоянии потребляемая мощность от источника питания исчисляется микроваттами и обусловлена только тепловыми токами.

В режиме открытого ключа транзистор Т3 открывается, обеспечивая этим привязку потенциала затвора к уровню коммутируемого напряжения на выходе БУ. Потребление мощности в этом режиме определяется током стока транзистора Т2, коллекторными токами транзисторов и Т5 и составляет 50 мВт.

Быстродействие описанного ключа определяется в основном временами перезаряда межэлектродных ёмкостей С

з.и и С_з.с транзистора Т1. При отпирании ключа эти ёмкости разряжаются до уровня коммутируемого сигнала через низкоомное сопротивление открытого транзистора Т_з, а при запирании заряжаются через низкоомное сопротивление открытого полевого транзистора.

Схема ключа (рис. 5), выполненная на полевых транзисторах типа КП103, при указанном напряжении питания позволяет коммутировать сигналы +6…-3 В и обеспечивает скорость установления напряжения на выходе выше 6 В/мкс [22].

<< Предыдущее Содержание Назад Далее >>

Драйверы для управления мощными полевыми транзисторами. Использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней IR2110 — объяснение и примеры схем. Драйверы полевых транзисторов

Всем хороши мощные полевые транзисторы MOSFET, кроме одного маленького нюанса, — подключить их напрямую к выводам микроконтроллера зачастую оказывается невозможно.

Это, во-первых, связано с тем, что допустимые токи для микроконтроллерных выводов редко превышают 20 мА, а для очень быстрых переключений MOSFET-ов (с хорошими фронтами), когда нужно очень быстро заряжать или разряжать затвор (который всегда обладает некоторой ёмкостью), нужны токи на порядок больше.

И, во-вторых, питание контроллера обычно составляет 3 или 5 Вольт, что в принципе позволяет управлять напрямую только небольшим классом полевиков (которые называют logic level — с логическим уровнем управления). А учитывая, что обычно питание контроллера и питание остальной схемы имеет общий минусовой провод, этот класс сокращается исключительно до N-канальных «logic level»-полевиков.

Одним из выходов, в данной ситуации, является использование специальных микросхем, — драйверов, которые как раз и предназначены для того, чтобы тягать через затворы полевиков большие токи. Однако и такой вариант не лишён недостатков. Во-первых, драйверы далеко не всегда есть в наличии в магазинах, а во-вторых, они достаточно дороги.

В связи с этим возникла мысль сделать простой, бюджетный драйвер на рассыпухе, который можно было бы использовать для управления как N-канальными, так и P-канальными полевиками в любых низковольтных схемах, скажем вольт до 20. Ну, благо у меня, как у настоящего радиохламера, навалом всякой электронной рухляди, поэтому после серии экспериментов родилась вот такая схема:

1. R 1 =2,2 кОм, R 2 =100 Ом, R 3 =1,5 кОм, R 4 =47 Ом
2. D 1 — диод 1N4148 (стеклянный бочонок)
3. T 1 , T 2 , T 3 — транзисторы KST2222A (SOT-23, маркировка 1P)
4. T 4 — транзистор BC807 (SOT-23, маркировка 5C)

Ёмкость между Vcc и Out символизирует подключение P-канального полевика, ёмкость между Out и Gnd символизирует подключение N-канального полевика (ёмкости затворов этих полевиков).

Пунктиром схема разделена на два каскада (I и II). При этом первый каскад работает как усилитель мощности, а второй каскад — как усилитель тока. Подробно работа схемы описана ниже.

Итак. Если на входе In появляется высокий уровень сигнала, то транзистор T1 открывается, транзистор T2 закрывается (поскольку потенциал на его базе падает ниже потенциала на эмиттере). В итоге транзистор T3 закрывается, а транзистор T4 открывается и через него происходит перезаряд ёмкости затвора подключенного полевика. (Ток базы транзистора T4 течёт по пути Э T4 ->Б T4 ->D1->T1->R2->Gnd).

Если на входе In появляется низкий уровень сигнала, то всё происходит наоборот, — транзистор T1 закрывается, в результате чего вырастает потенциал базы транзистора T2 и он открывается. Это, в свою очередь, приводит к открытию транзистора T3 и закрытию транзистора T4. Перезаряд ёмкости затвора подключенного полевика происходит через открытый транзистор T3. (Ток базы транзистора T3 течёт по пути Vcc->T2->R4->Б T3 ->Э T3).

Вот в общем-то и всё описание, но некоторые моменты, наверное, требуют дополнительного пояснения.

Во-первых, для чего нужны транзистор T2 и диод D1 в первом каскаде? Тут всё очень просто. Я не зря выше написал пути протекания токов базы выходных транзисторов для разных состояний схемы. Посмотрите на них ещё раз и представьте что было бы, если бы не было транзистора T2 с обвязкой. Транзистор T4 отпирался бы в этом случае большим током (имеется ввиду ток базы транзистора), протекающим с выхода Out через открытый T1 и R2, а транзистор T3 отпирался бы маленьким током, протекающим через резистор R3. Это привело бы к сильно затянутому переднему фронту выходных импульсов.

Ну и во-вторых, наверняка многих заинтересует, зачем нужны резисторы R2 и R4. Их я воткнул для того, чтобы хоть немного ограничить пиковый ток через базы выходных транзисторов, а также окончательно подравнять передний и задний фронты импульсов.

Собранное устройство выглядит вот так:

Разводка драйвера сделана под smd-компоненты, причём таким образом, чтобы его можно было легко подключать к основной плате устройства (в вертикальном положении). То есть на основной плате у нас может быть разведён полумост, или что-то ещё, а уже в эту плату останется только вертикально воткнуть в нужных местах платы драйверов.

Разводка имеет некоторые особенности. Для радикального уменьшения размеров платы пришлось «слегка неправильно» сделать разводку транзистора T4. Его перед припаиванием на плату нужно перевернуть лицом (маркировкой) вниз и выгнуть ножки в обратную сторону (к плате).

Как видите, длительности фронтов практически не зависят от уровня питающего напряжения и составляют чуть больше 100 нс. По-моему, довольно неплохо для такой бюджетной конструкции.

В настоящее время в качестве силовых ключей большой и средней мощности применяются в основном MOSFET и IGBT транзисторы. Если рассматривать эти транзисторы как нагрузку для схемы их управления, то они представляют собой конденсаторы с ёмкостью в тысячи пикофарад. Для открытия транзистора, эту ёмкость необходимо зарядить, а при закрывании – разрядить, и как можно быстрее. Сделать это нужно не только для того, чтобы ваш транзистор успевал работать на высоких частотах. Чем выше напряжение на затворе транзистора, тем меньше сопротивления канала у MOSFET или меньше напряжение насыщения коллектор-эмиттер у IGBT транзисторов. Пороговое значение напряжения открытия транзисторов обычно составляет 2 – 4 вольта, а максимальное при котором транзистор полностью открыт 10-15 вольт. Поэтому следует подавать напряжение 10-15 вольт. Но даже в таком случае ёмкость затвора заряжается не сразу и какое-то время транзистор работает на нелинейном участке своей характеристики с большим сопротивлением канала, что приводит к большому падению напряжения на транзисторе и его чрезмерному нагреву. Это так называемое проявление эффекта Миллера.

Для того чтобы ёмкость затвора быстро зарядилась и транзистор открылся, необходимо чтобы ваша схема управления могла обеспечить как можно больший ток заряда транзистора. Ёмкость затвора транзистора можно узнать из паспортных данных на изделие и при расчете следует принять Свх = Сiss.

Для примера возьмём MOSFET – транзистор IRF740. Он обладает следующими интересующими нас характеристиками:

Время открытия (Rise Time — Tr) = 27 (нс)

Время закрытия (Fall Time — Tf) = 24 (нс)

Входная ёмкость (Input Capacitance — Сiss) = 1400 (пФ)

Максимальный ток открытия транзистора рассчитаем как:

Максимальный ток закрытия транзистора определим по тому же принципу:

Так как, обычно мы используем для питания схемы управления 12 вольт, то токоограничивающий резистор определим используя закон Ома.

То есть, резистор Rg=20 Ом, согласно стандартному ряду Е24.

Заметьте, что управлять таким транзистором напрямую от контроллера не получится, введу того, что максимальное напряжение, которое может обеспечить контроллер, будет в пределах 5 вольт, а максимальный ток в пределах 50 мА. Выход контроллера будет перегружен, а на транзисторе будет проявляться эффект Миллера, и ваша схема очень быстро выйдет из строя, так как кто-то, или контроллер, или транзистор, перегреются раньше.
Поэтому необходимо правильно подобрать драйвер.
Драйвер представляет собой усилитель мощности импульсов и предназначен для управления силовыми ключами. Драйверы бывают верхнего и нижнего ключей в отдельности, либо объединенные в один корпус в драйвер верхнего и нижнего ключа, например, такие как IR2110 или IR2113.
Исходя из информации изложенной выше, нам необходимо подобрать драйвер, способный поддерживать ток затвора транзистора Ig = 622 мА.
Таким образом, нам подойдёт драйвер IR2011 способный поддерживать ток затвора Ig = 1000 мА.

Так же необходимо учесть максимальное напряжение нагрузки, которое будут коммутировать ключи. В данном случае оно равно 200 вольт.
Следующим, очень важным параметром является скорость запирания. Это позволяет устранить протекание сквозных токов в двухтактных схемах, изображенной на рисунке ниже, вызывающие потери и перегрев.

Если вы внимательно читали начало статьи, то по паспортным данным транзистора видно, что время закрытия должно быть меньше времени открытия и соответственно ток запирания выше тока открытия If>Ir. Обеспечить больший ток закрытия, можно уменьшив сопротивление Rg, но тогда также увеличится и ток открытия, это повлияет на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

В таком случае воспользуемся замечательным свойством полупроводников, пропускать ток в одном направлении, и установим в цепи затвора диод, который будет пропускать ток запирания транзистора If.

Таким образом, отпирающий ток Ir будет протекать через резистор R1, а запирающий ток If — через диод VD1, а так как сопротивление p – n перехода диода намного меньше, чем сопротивление резистора R1, то и If>Ir. Для того чтобы ток запирания не превышал своего значения, последовательно с диодом включим резистор, сопротивление которого определим пренебрегая сопротивлением диода в открытом состоянии.

Возьмем ближайший меньший из стандартного ряда Е24 R2=16 Ом.

Теперь рассмотрим, что же обозначает название драйвера верхнего и драйвера нижнего ключа.
Известно, что MOSFET и IGBT транзисторы управляются напряжением, а именно напряжением заствор-исток (Gate-Source) Ugs.
Что же такое верхний и нижний ключ? На рисунке ниже приведена схема полумоста. Данная схема содержит верхний и нижний ключи, VT1 и VT2 соответственно. Верхний ключ VT1 подключен стоком к плюсу питания Vcc, а истоком к нагрузке и должен открываться напряжением приложенным относительно истока. Нижний же ключ, стоком подключается к нагрузке, а истоком к минусу питания (земле), и должен открываться напряжением, приложенным относительно земли.

И если с нижним ключом все предельно ясно, подал на него 12 вольт – он открылся, подал на него 0 вольт — он закрылся, то для верхнего ключа нужна специальная схема, которая будет открывать его относительно напряжения на истоке транзистора. Такая схема уже реализована внутри драйвера. Все что нам нужно, это добавить к драйверу бустрептную ёмкость С2, которая будет заряжаться напряжением питания драйвера, но относительно истока транзистора, как это изображено на рисунке ниже. Именно этим напряжением и будет отпираться верхний ключ.

Данная схема вполне работоспособна, но использование бустрептной ёмкости позволяет ей работать в узких диапазонах. Эта ёмкость заряжается, когда открыт нижний транзистор и не может быть слишком большой, если схема должна работать на высоких частотах, и так же не может быть слишком маленькой при работе на низких частотах. То есть при таком исполнении мы не можем держать верхний ключ бесконечно открытым, он закроется сразу после того как разрядится конденсатор С2, если же использовать ёмкость побольше, то она может не успеть перезарядится к следующему периоду работы транзистора.
Мы не раз сталкивались с данной проблемой и очень часто приходилось экспериментировать с подбором бустрептной ёмкости при изменении частоты коммутации или алгоритма работы схемы. Проблему решили со временем и очень просто, самым надежным и «почти» дешевым способом. Изучая Technical Reference к DMC1500, нас заинтересовало назначение разъёма Р8.

Почитав внимательно мануал и хорошо разобравшись в схеме всего привода, оказалось, что это разъём для подключения отдельного, гальванически развязанного питания. Минус источника питания мы подключаем к истоку верхнего ключа, а плюс ко входу драйвера Vb и плюсовой ножке бустрептной ёмкости. Таким образом, конденсатор постоянно заряжается, за счет чего появляется возможность держать верхний ключ открытым на столько долго, на сколько это необходимо, не зависимо от состояния нижнего ключа. Данное дополнение схемы позволяетреализовать любой алгоритм коммутации ключей.
В качестве источника питания для заряда бустрептной ёмкости можно использовать как обычный трансформатор с выпрямителем и фильтром, так и DC-DC конвертер.

«ZVS-драйвер» (Zero Voltage Switching) — очень простой и поэтому довольно распространенный низковольтный генератор. Он собирается по несложной схеме, при этом эффективность данного решения может достигать 90% и выше. Для сборки устройства достаточно одного дросселя, пары полевых транзисторов, четырех резисторов, двух диодов, двух стабилитронов, и рабочего колебательного контура со средней точкой на катушке. Можно обойтись и без средней точки, и об этом поговорим далее.

В сети можно найти много реализаций этой схемы, среди которых индукционные нагреватели, индукционные плитки, высоковольтные трансформаторы, и просто высокочастотные преобразователи напряжения. Схема напоминает генератор Ройера, однако это не он. Давайте же рассмотрим, как эта схема работает.

При подаче питания на схему, ток начинает течь к стокам обоих полевых транзисторов, одновременно с этим заряжаются емкости затворов через резисторы. Поскольку полевые транзисторы не полностью одинаковы, один из них (например Q1) открывается быстрее, и начинает проводить ток, при этом через диод D2 разряжается затвор другого транзистора Q2, который удерживается таким образом надежно закрытым.

Поскольку в схему включен колебательный контур, напряжение на стоке закрытого полевого транзистора Q2 сначала возрастает, но затем понижается, переходя через ноль, в этот момент затвор открытого полевого транзистора Q1 быстро разряжается, и открытый первым транзистор Q1 теперь запирается, а так как он теперь заперт, то на его стоке уже не ноль, и затвор второго транзистора Q2 быстро дозаряжается через резистор, и второй транзистор Q2 теперь открывается, при этом разряжая через диод D1 затвор транзистора Q1.

Через пол периода все повторяется с точностью до наоборот — второй транзистор закроется, а первый — откроется, и т. д. В контуре возникнут таким образом синусоидальные автоколебания. Дроссель L1 ограничивает питающий ток, и сглаживает небольшие коммутационные выбросы.

Легко заметить, что запирание обоих полевых транзисторов происходит при нулевом напряжении на их стоках, когда ток в контурной катушке максимален, а это значит, что коммутационные потери сведены к минимуму, и даже при мощности устройства в 1 кВт (например для ), ключам нужны лишь небольшие радиаторы. Это как раз и объясняет большую популярность данной схемы.

Частоту автоколебаний можно легко вычислить по формуле f = 1/(2π*√[ L*C]), так как индуктивность первичной обмотки (если используется трансформаторное включение) и емкость конденсатора образуют контур, обладающий собственной резонансной частотой. Важно при этом помнить, что амплитуда колебаний будет по напряжению больше напряжения питания приблизительно в 3,14 (Пи) раза.

Вот типичные компоненты, которые используют для сборки: пятиваттные резисторы по 470 Ом, для ограничения тока заряжающего затворы; два резистора по 10 кОм, для подтягивания затворов к минусу; стабилитроны на 12, 15 или 18 вольт, дабы уберечь затворы от превышения допустимого напряжения; и диоды UF4007 для разрядки затворов через противоположные плечи контура.

Полевые транзиcторы IRFP250 и IRFP260 хорошо подходят для данного ZVS-драйвера. Естественно, если потребуется дополнительное охлаждение, то каждый транзистор должен быть установлен на отдельный радиатор, поскольку работают транзисторы не одновременно. Если радиатор только один, то обязательно использование изолирующих подложек. Питание схемы не должно превышать 36 вольт, это связано с обычными ограничениями для затворов.

Если контур без средней точки, то просто ставят два дросселя вместо одного, на каждое плечо, и режим работы сохраняется аналогичным, ровно как и с одним дросселем.

Между тем, на Алиэкспресс уже появились изделия на основе этой автоколебательной схемы ZVS, причем как с одним дросселем, так и с двумя. Вариант с двумя дросселями особенно удобен в качестве резонансного источника питания нагревательных индукторов без средней точки.

Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы.
Перевод этой статьи .

Небольшое обращение от переводчика:

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи — при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на , само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
— берём двигатель
— берём компоненты
— подсоединяем компоненты и двигатель
— …
— PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема — открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:

Рисунок 1 — Функциональная блок-схема IR2110

Рисунок 2 — Распиновка IR2110

Рисунок 3 — Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах — в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC — это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD — это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:

Рисунок 4 — Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» — в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен — функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей — на полумостовые схемы.

Рисунок 5 — Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор — танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

MOSV может быть максимум 500В.

VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.

Рисунок 6 — Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста

Рисунок 7 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.

Рисунок 8 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)

Рисунок 9 — Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть — так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.

Рисунок 10 — Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня

Рисунок 11 — Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК . Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения).

Быстродействующий каскодный ключ с полевым управлением

В общем случае эти потери имеют следующие составляющие:

• потери мощности во входной цепи ключа, или потери на управление;
• статические потери мощности, или потери в проводящем и блокирующем состоянии ключа;
• динамические потери, или потери в переходном процессе переключения.

Таким образом, суммарные потери мощности могут быть определены следующим выражением:

P_Σ = Рупр + Рст + Рдин

Задача оптимизации величины Р_Σ относительно успешно решается только в случае комбинирования отдельных структур прибора в единую конструкцию, при условии, что каждая из структур является оптимизированной по конкретной составляющей и обеспечивает минимальный вклад в суммарную мощность.

Одним из вариантов построения оптимальных структур является схема каскодного ключа, состоящая из последовательно включенных высоковольтного и низковольтного элементов структуры. Высоковольтный элемент обеспечивает блокирующие свойства ключа при минимальных токах утечки, а также минимальные остаточные падения напряжения при заданной плотности тока. Низковольтный элемент структуры «отвечает» за оптимальную динамику переключения при минимальных потерях в цепи управления.

Чтобы удовлетворить заданным требованиям, высоковольтная часть структуры должна обладать биполярным механизмом токопереноса, обеспечивающим соответствующее накопление носителей и модуляцию проводимости канала. Кроме того, для снижения потерь на дополнительное управление необходимо, чтобы высоковольтный элемент представлял собой нормально-открытую структуру, обеспечивающую проводимость тока даже при нулевом потенциале на затворе. При этом очевидно, что механизм управления подобной структурой по затвору в случае транзисторного варианта может быть только полевым. Что касается низковольтной составляющей, то при максимальных значениях ее блокирующей способности, не превышающих 100 В, наиболее близким к идеальному варианту является транзисторная ДМОП-структура с поликремниевым затвором.

Необходимым дополнением к указанным свойствам должно быть требование совместимости обеих структур в единой конструкции прибора, то есть высоковольтный элемент должен обеспечивать отсечку относительно больших внешних потенциалов на низковольтной части структуры в блокирующем и переходном состояниях. В свою очередь, переключение низковольтного транзистора должно приводить к эффективному накоплению и рассасыванию носителей в базовых областях основного силового элемента.

Таким образом, наиболее совершенной структурой каскодного ключа с точки зрения оптимизации удельных суммарных потерь мощности является последовательное соединение нормально-открытого униполярного транзистора (унитрона), обладающего механизмом модуляции внутренней проводимости (подобную структуру имеют, например, тиристор с электростатическим управлением ТЭУ и индукционный тиристор ИТ), и низковольтного МДП-транзистора (рис. 1).

Следует, однако, обратить внимание на тот факт, что с ростом тока нагрузки в приведенной схеме ключа наблюдается эффект отрицательной паразитной обратной связи по напряжению, обусловленный снижением эффективности управления униполярным транзистором при увеличении потенциала на стоке МДП. Этот эффект приводит к значительному уменьшению эквивалентной крутизны униполярного транзистора, что снижает показатель качества ключа в целом [1]. Существует несколько вариантов схемотехнических решений (рис. 2–4), компенсирующих влияние указанной обратной связи и примененных в известных разработках каскодных транзисторных структур [2, 3]. Во всех этих вариантах цепь затвора высоковольтного унитрона соединяется с общей шиной через дополнительный ключевой элемент пассивного (стабилитрон, диод) или активного (транзистор) механизма действия. Этот дополнительный элемент обеспечивает отключение цепи управления унитрона во включенном состоянии каскода и его замыкание на общую шину в переходном режиме выключения с последующим входом в состояние блокирования. Вариант со стабилитроном обладает существенным недостатком, связанным с его относительно высоким дифференциальным сопротивлением и низким быстродействием, что вызывает дополнительную динамическую перегрузку управляющего МДП-транзистора в переходном процессе выключения. Диодный вариант не обеспечивает эффективного перезаряда входной емкости унитрона и требует дополнительных цепей запуска в переходном процессе включения, перегружающих и без того уже достаточно сложную структуру ключа. Казалось бы, относительно идеальный вариант комплементарных транзисторов обладает тем существенным недостатком, что является совершенно незащищенным в режимах токовой перегрузки, поскольку не обеспечивает пути стекания накопленных носителей, что приводит к значительным всплескам перенапряжений на управляющем транзисторе и в дальнейшем фактически вызывает его выход из строя.

Рис. 1.

Рис. 2.

Рис. 3.

Рис. 4.

Авторами статьи предложено оригинальное решение, основанное на применении в качестве дополнительного элемента n-канального МДП-транзистора, переключаемого потенциалом, наведенным в стоковой цепи аналогичного управляющего МДП-транзистора (рис. 5). Это решение обеспечивает не только требуемый механизм переключения каскодной структуры, но и приводит к автоматическому включению дополнительного МДП-транзистора в случае токовой перегрузки в ключе.

Рис. 5.

Проводилось исследование динамических характеристик предложенной структуры каскодного ключа при работе на индуктивную нагрузку в случае непрерывного тока.

Для сравнительной оценки эффективности различных вариантов схемных решений исследовались функциональные аналоги (с форсирующей емкостной цепочкой), один из которых являлся вариантом предложенного изобретения (рис. 6а), а другой в качестве элемента компенсации содержал неуправляемый диод (рис. 6б). Результаты исследований представлены на осциллограммах рис. 7, 8 для первого варианта и рис. 9, 10 — для второго. Основные динамические параметры и значения энергий потерь при переключении приведены в таблице 1.

Рис. 6.

Рис. 7.

Рис. 8.

Рис. 9.

Рис. 10.

Результаты испытаний позволяют говорить о наличии так называемого эффекта «квазирегенерации» для двухтранзисторного аналога, обусловленного ускоренным перезарядом входной емкости высоковольтного унитрона за счет механизма переключения, свойственного рассматриваемой структуре, что приводит к существенному снижению потерь энергии на включение.

Наличие встроенного антипараллельного диода в структуре дополнительного МДП-транзистора (рис. 5) обеспечивает эффективный перезаряд входной емкости унитрона через этот диод и включенный управляющий МДП-транзистор без дополнительных цепей запуска, что существенно упрощает структуру ключа, оставляя в ней только полупроводниковые транзисторные элементы. Эффективность этого решения подтверждается исследованиями предложенной структуры. Соответствующие осциллограммы представлены на рис. 11, 12, а расчетные параметры указанных испытаний приведены в таблице 2.

Рис. 11.

Рис. 12.

Полученные результаты позволяют говорить о создании относительно высоковольтного (до 1200 В) и сильноточного (до 100 А) ключа с улучшенными динамическими показателями, способного заменить соответствующие по классу напряжения транзисторы МДП и IGBT. Очевидный интерес представляет сравнительный анализ эффективности указанных функциональных аналогов, результаты исследования которых будут опубликованы в следующих номерах журнала.

Литература

1. Воронин П. А. Силовые полупроводниковые ключи. Семейства, характеристики, применение. М.: Додека — XXI. 2001.
2. Бономорский О. И., Воронин П. А. Полупроводниковое ключевое устройство с полевым управлением. Патент РФ на изобретение № 2199795. Опубл. 27.02.2003. Бюл. № 6.
3. Патент США № 5323028. Кл. 257/136. Опубл. 21.06.94.

Особенности режимов работы интеллектуальных силовых ключей PROFET

18 июня

Александр Русу (г. Одесса)

При замене в современном автомобиле электромеханических реле на интеллектуальные силовые ключи PROFET производства Infineon необходимо учитывать особенности их коммутации по сравнению с «сухими контактами» реле, а также особенности управления с их помощью различными типами нагрузок.

На сегодняшний день в большинстве автомобилей электрическая энергия распределяется между бортовым оборудованием с помощью предохранителей и реле. Однако недостатки этих приборов, в числе которых – значительные габариты, ограниченный срок службы и высокие затраты энергии на управление, в ближайшем будущем не позволят использовать их в новых моделях автомобилей.

Наилучшей альтернативой электромеханическим реле являются полупроводниковые силовые ключи, имеющие намного меньшие габариты, значительно больший срок службы и практически нулевые затраты энергии на управление. Современные технологии позволяют разместить в одном малогабаритном корпусе не только мощный силовой транзистор, но и небольшой контроллер, с помощью которого можно реализовать ряд дополнительных функций, например, автоматическое отключение в случае перегрузки коммутируемой цепи. Таким образом, силовой ключ из обычного переключателя превращается в автономный автоматизированный модуль, имеющий не только лучшие технические характеристики, но и расширенную функциональность.

Именно таковы интеллектуальные силовые ключи PROFET (PROtected mosFET), разработанные компанией Infineon. Эти микросхемы могут коммутировать токи до 40 А и предназначены, в первую очередь, для замены традиционных электромеханических реле и плавких предохранителей в низковольтных системах электроснабжения постоянного напряжения. Кроме этого, благодаря встроенным узлам контроля тока, с помощью ключей PROFET можно получить исчерпывающую информацию об уровне энергопотребления коммутируемого узла, а при наличии цифровых интерфейсов – интегрировать их в единое информационное пространство автомобиля.

Однако непродуманная замена электромеханических реле или плавких предохранителей на микросхемы PROFET может оказаться неприятным сюрпризом для разработчиков, поскольку коммутация цепей с помощью «сухих» контактов принципиально отличается от управления нагрузками с помощью полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), являющихся основой силовых ключей PROFET. Несмотря на то, что семейство PROFET в общем случае поддерживает работу с нагрузками любого типа (активной, индуктивной и емкостной), алгоритм работы ключей PROFET в различных ситуациях, например, при ошибочном подключении аккумулятора, будет зависеть от конкретной модели микросхемы и может сильно отличаться от алгоритма поведения электромеханического реле или плавкого предохранителя. Таким образом, неправильный выбор ключа PROFET, не поддерживающего все режимы, которые могут возникнуть в данном сегменте системы электропитания, может стать причиной нестабильной работы оборудования и привести к выходу из строя как самой микросхемы, так и устройств, управляемых ею.

В статье рассмотрены особенности режимов, которые могут возникнуть в силовых цепях при использовании ключей PROFET, а также приведены расчетные соотношения, позволяющие определить мощность тепла, выделяемого на кристалле микросхемы в каждом из них. Кроме этого, в статье рассмотрены основные функциональные возможности ключей PROFET, на наличие которых следует в обязательном порядке обращать внимание при выборе этих микросхем.

Особенности силовых ключей PROFET

В большинстве автомобилей бортовое оборудование питается от единственной аккумуляторной батареи с напряжением V_bb (это напряжение также часто обозначают как V_BATTERY или V_BAT). Потребители могут подключаться к силовым шинам разными способами (рисунок 1), однако чаще всего подача энергии на конечные узлы осуществляется путем коммутации цепей, связанных с положительным полюсом аккумулятора, в то время как второй питающий вывод оборудования остается неразрывно связанным с общим проводом (корпусом) автомобиля. Такой метод управления питанием наиболее удобен в реализации и обладает рядом преимуществ, в число которых входят относительно невысокая стоимость коммутирующих элементов и простота диагностики состояния системы.

Рис. 1. Варианты подачи питания на электрооборудование автомобиля

При коммутации положительной питающей шины силовой элемент находится под высоким потенциалом по отношению к общему проводу, поэтому в технической литературе подобные схемы обычно называют «ключами верхнего плеча» (High-Side Switch, HSS). Основным элементом интеллектуальных силовых ключей верхнего плеча PROFET, обеспечивающим коммутацию питающего напряжения, является мощный N-канальный MOSFET, проводящий канал которого подключается между выводами Vs и OUT (рисунок 2). Управление транзистором осуществляется с помощью интегрированного драйвера, управляемого, в свою очередь, маломощным логическим сигналом, подаваемым на вход IN, причем для открытия силового транзистора необходимо, чтобы напряжение на этом выводе было больше или равно 3,3 B, что позволяет подключать эти микросхемы к большинству микроконтроллеров без дополнительных преобразователей уровней логических сигналов.

Рис. 2. Структурная схема интеллектуального силового ключа PFOFET

В отличие от обычных твердотельных реле, имеющих похожую схему силовой части, интеллектуальные силовые ключи PROFET имеют в своем составе встроенные узлы диагностики и защиты, обеспечивающие надежную работу коммутатора в аварийных ситуациях. В число основных защит входят защита от перегрузки по току, перегрева и неправильного подключения (переполюсировки) основного источника питания. Кроме этого, в некоторых моделях могут быть реализованы дополнительные функции, например, автоматическое восстановление питания нагрузки в случае короткого замыкания, а также возможность настройки и управления с помощью интерфейса SPI.

Особо следует отметить наличие токоизмерительного вывода IS, через который может протекать ток, пропорциональный току нагрузки. Для использования этой функции между выводом IS и общим проводом необходимо подключить токоизмерительный резистор, после чего напряжение на выводе IS станет пропорциональным выходному току. Это напряжение можно измерить, например, с помощью АЦП бортового компьютера (БК) и получить исчерпывающую информацию о величине тока, потребляемого оборудованием. Кроме того, алгоритм работы узлов, формирующих ток вывода IS, построен таким образом, что, анализируя напряжение на выводе IS, можно определить не только величину выходного тока, но и причину перехода ключа PFOFET в режим блокировки.

Режимы работы силовых ключей PFOFET

Особенностью полевых транзисторов с изолированным затвором является наличие паразитного антипараллельного диода между выводами истока и стока. Этот диод является неуправляемым, и при существующем уровне технологий избавиться от него невозможно. В нормальном режиме работы этот диод оказывается под обратным смещением и не оказывает влияния на электрические процессы, протекающие в коммутируемых цепях. Однако во время переходных процессов, например, при запуске двигателя или при возникновении аварийной ситуации, например, при ошибочном подключении аккумуляторной батареи, он может оказаться под прямым смещением, что может привести к появлению токов, способных вывести из строя как сам силовой ключ, так и подключенное к нему оборудование.

Наличие неуправляемого паразитного диода принципиально отличает коммутацию тока с помощью MOSFET от коммутации тока с помощью «сухих» контактов. При использовании N-канальных MOSFET, включенных по схеме с общим стоком, различают три режима работы силовой части (рисунок 3).

Рис. 3. Режимы работы силовых ключей PROFET

В нормальном режиме работы (Normal Mode) напряжение аккумуляторной батареи V_bb больше напряжения на выходе силового ключа V_OUT, независимо от состояния MOSFET (открыт или закрыт) – ведь даже если силовой транзистор находится в непроводящем состоянии, при котором выходное напряжение равно нулю, условие V_bb > V_OUT все равно выполняется. В нормальном режиме ток нагрузки I_L может принимать только положительные значения (I_L ≥ 0), при условии, что положительным считается ток, протекающий от стока MOSFET к его истоку (от вывода Vs к выводу OUT).

Если напряжение на выходе ключа V_OUT становится больше напряжения аккумулятора V_bb (V_bb < V_OUT), то ток через силовой ключ начинает протекать в обратном направлении (I_L < 0). При этом, если транзистор продолжает находиться в открытом состоянии, то ток нагрузки протекает через его кристалл, а если в закрытом – то через паразитный диод. Этот режим называют режимом обратного (инверсного) тока или инверсным режимом (Inverse Mode). В некоторых случаях его также называют режимом рекуперации, поскольку при таком направлении тока электрическая энергия из цепей нагрузки возвращается обратно в аккумулятор. Следует отметить, что в режиме обратного тока напряжение на питающей шине никогда не меняет свой знак (V_bb ≥ 0), хоть и может уменьшаться практически до нуля.

Наиболее опасным для электрооборудования, рассчитанного на работу от источников постоянного тока, является режим, возникающий при обратной полярности питающего напряжения. В этом случае напряжение на питающей шине становится отрицательным (V_bb < 0), что может привести к протеканию в цепи нагрузки значительных обратных токов (I_L < 0), ограниченных лишь малым активным сопротивлением соединительных проводов. Этот режим называют режимом обратного напряжения (Reverse Mode) или режимом переполюсировки.

Наличие нескольких режимов работы требует от разработчика четкого понимания особенностей поведения всех компонентов системы, поскольку даже кратковременная работа в любом из неправильно спроектированных режимов может стать причиной выхода из строя дорогостоящего оборудования и создания аварийной ситуации на дороге. Ситуация усложняется еще и тем, что в семейство PFOFET входят микросхемы с различной функциональностью (рисунок 4), и неправильный выбор силового ключа, не поддерживающего тот или иной режим работы, в будущем может стать источником проблем, которые будет сложно обнаружить и устранить.

Рис. 4. Разновидности интеллектуальных ключей PROFET

Очевидно, что все ключи PFOFET поддерживают нормальный режим работы, ведь они для этого и разработаны. Если микросхема способна корректно работать в режиме обратного тока, то в ее технической документации должна присутствовать фраза «Inverse Current Capability». Аналогично, если ключ поддерживает работу при обратном подключении аккумулятора, то в его документации должна присутствовать фраза «Reverse Battery Capability» или зарегистрированный товарный знак ReverSafe™. Обратите внимание, что существуют микросхемы, поддерживающие как только один, так и оба «ненормальных» режима. Кроме этого, в семействе PFOFET существуют модели, не поддерживающие ни режим обратного тока, ни режим обратного напряжения.

Независимо от количества режимов, поддерживаемых конкретной моделью ключа PFOFET, их поведение, в любом случае, остается полностью предсказуемым, а параметры электрических процессов, протекающих в силовых цепях, при необходимости могут быть количественно определены. Из этого следует, что разработчику в первую очередь необходимо определить уровень функциональности, который действительно необходим в конкретной ситуации, и выбирать ключ, максимально соответствующий поставленной задаче.

Например, для подачи питания на обогреватель заднего стекла, способный работать при любой полярности питающего напряжения, совершенно не обязательно использовать ключ, поддерживающий работу в режиме переполюсировки, хотя, как будет показано далее, ключ, не поддерживающий этот режим, все же может выйти из строя. И уж точно, для такой нагрузки нет смысла использовать микросхему, поддерживающую режим обратного тока, поскольку при коммутации активных нагрузок его возникновение принципиально невозможно.

Особенности работы в нормальном режиме

В нормальном режиме работы (Normal Mode) аккумуляторная батарея всегда подключена с правильной полярностью (V_bb > 0), а ток, протекающий в силовой цепи, также всегда положителен (I_L ≥ 0) (рисунок 5). В этом режиме напряжение на выходе ключа также всегда меньше либо равно напряжению питающей шины (V_bb ≥ V_OUT). Это значит, что паразитный диод силового MOSFET всегда находится под обратным напряжением, и ток через него не будет протекать ни при каких условиях, за исключением небольших токов утечки, которыми можно пренебречь. Поэтому полностью управляемое напряжение на выводе OUT будет зависеть от состояния силового MOSFET.

Рис. 5. Электрические процессы в системе питания при нормальном режиме работы

Если силовой транзистор выключен (находится в непроводящем состоянии), то выходное напряжение V_OUT равно нулю и ток нагрузки I_L, соответственно, тоже равен нулю.2\times 0.01=1\:Вт.$$

Такая мощность в большинстве случаев не превышает максимально допустимое значение, поэтому можно считать, что ключ PROFET будет надежно работать во всем диапазоне температур окружающей среды.

Особенности работы в режиме обратного тока

Режим обратного тока (Inverse Mode) наступает в случае, когда напряжение на выходе ключа становится больше напряжения на питающей шине (V_bb < V_OUT), и ток в силовой цепи начинает протекать в обратном направлении – от нагрузки в основной источник питания (I_L < 0) (рисунок 6). При управлении нагрузками с чисто активным характером потребления, например, нагревательными элементами, такой режим теоретически невозможен, однако если в коммутируемой цепи присутствуют накопители или источники энергии, например, электродвигатели, дроссели, конденсаторы или батареи резервного питания, тогда вероятность возникновения этого режима очень высока.

Рис. 6. Электрические процессы в системе питания в режиме обратного тока

Например, электродвигатель, работающий на основе явления электромагнитной индукции, в процессе набора оборотов и поддержания их числа является нагрузкой активного характера, однако в процессе торможения он может перейти в режим генератора, отдавая энергию, накопленную в его электромеханической части, обратно в источник питания, что переведет силовой ключ в режим обратного тока.

Этот режим может возникнуть также в случае, когда к выходу силового ключа подключены цепи, содержащие емкостные накопители, например, плата управления, в цепях питания которой обычно устанавливают фильтрующие электролитические конденсаторы большой емкости. Во время запуска двигателя стартер потребляет большой ток, что приводит к уменьшению напряжения в бортовой сети. Когда это напряжение станет меньше напряжения на конденсаторах, они начнут разряжаться, что приведет к изменению направления тока через силовой ключ и переходу его в режим обратного тока.

Например, в одной из моделей автомобиля периодически возникали неполадки в момент включения фар. Оказалось, что драйверы ксеноновых газоразрядных ламп (High-Intensity Discharge Lamp, HID-lamp) левой и правой фар имели небольшой технологический разброс, из-за которого одна из фар включалась на несколько миллисекунд раньше другой. Поскольку ксеноновые лампы являются достаточно мощными потребителями энергии, то при включении каждой из фар напряжение аккумулятора немного уменьшалось. В результате, при включении второй лампы, наличие энергии в элементах первого драйвера приводило к возникновению в цепях питания режима обратного тока, что и являлось причиной сбоев.

В режиме обратного тока паразитный диод силового MOSFET находится под прямым смещением, однако ток через него будет протекать только в случае, когда силовой транзистор находится в непроводящем состоянии, поскольку сопротивление открытого канала полевого транзистора намного меньше сопротивления диода. Однако в этом режиме канал полевого транзистора может быть открыт только в случае, когда данная модель силового ключа PFOFET поддерживает этот режим, то есть имеет в технической документации маркировку «Inverse Current Capability». Если такой параметр отсутствует, то в момент перехода силового ключа в режим обратного тока полевой транзистор будет автоматически выключен, и ток нагрузки всегда будет протекать только через паразитный диод.

Если силовой MOSFET в режиме обратного тока может находиться в открытом состоянии, тогда мощность тепла, выделяемого на его кристалле, определяется по формуле (2), аналогичной формуле (1):

$$P=I_{L}^2\times R_{ON(inv)}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Сопротивление открытого канала MOSFET в режиме обратного тока R_ON(inv) берется из технической документации на микросхему.2\times 0.01=1\:Вт.$$

Как и в нормальном режиме, такая мощность обычно не превышает максимально допустимое значение для большинства ключей PROFET, поэтому подобный режим работы не должен вызывать каких-либо технических сложностей.

Совершенно другая ситуация будет в случае, когда микросхема PROFET не поддерживает работу в режиме обратного тока, либо во время этого режима силовой транзистор находится в непроводящем состоянии. В этом случае ток нагрузки I_L будет протекать только через паразитный диод MOSFET, а на кристалле будет рассеиваться мощность, определяемая формулой (3):

$$P=I_{L}\times V_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Падение напряжения на паразитном диоде MOSFET V_OFF также можно определить из технической документации на микросхему. Типовое значение этого параметра для кремниевых MOSFET, с учетом положительных направлений напряжений, принятых в этой статье, приблизительно равно V_OFF = –0,7 В. В результате при протекании тока нагрузки I_L = –10 А мощность тепла, выделяемого на кристалле микросхемы, будет равна:

$$P=I_{L}\times V_{OFF}=(-10)\times (-0.7)=7\:Вт$$

Такой уровень тепловой мощности уже является опасным для микросхемы и может привести к ее разрушению. В этом случае необходимо понимать, как долго микросхема PROFET будет находиться в этом режиме. Если это состояние не будет продолжительным, например, только на время переходных процессов, и не будет часто повторяться, то из-за наличия тепловой инерции кристалл просто не успеет разогреться до опасной температуры. В противном случае необходимо принимать меры по недопущению перегрева кристалла, например, путем принудительного открытия MOSFET, но это возможно лишь при поддержке микросхемой этого режима.

В любом случае, при выборе силового ключа PROFET следует внимательно изучать техническую документацию для того, чтобы четко понимать, как этот ключ будет себя вести в режиме обратного тока. Основные отличия поведения микросхем с поддержкой режима обратного тока и приборов, не поддерживающих данную функцию, приведены в таблице 1. Особое внимание необходимо обратить на тот факт, что микросхемам, не поддерживающим режим обратного тока, после возвращения в нормальный режим требуется некоторое время для восстановления работоспособности. Это значит, что силовой MOSFET в течение некоторого времени будет закрыт даже при наличии сигнала высокого уровня на управляющем выводе IN. Таким образом, в электроснабжении нагрузки будут возникать кратковременные перерывы каждый раз, когда ключ PROFET будет выходить из режима обратного тока, а это во многих случаях недопустимо. Кроме того, не следует забывать, что переход любого из каналов многоканального ключа PROFET в режим обратного тока негативно сказывается на управляемости остальных каналов и приводит к погрешностям измерения всех потребляемых токов. 

Особенности работы в режиме обратного напряжения

При эксплуатации автомобиля вероятность возникновения режима обратного напряжения (Reverse Mode) стремится к нулю, ведь для того, чтобы поменять местами провода на клеммах аккумулятора, необходимо выполнить определенную последовательность осознанных действий. Однако во время ремонта или сервисного обслуживания вероятность ошибочного подключения клемм аккумулятора значительно возрастает, даже несмотря на то, что производители прилагают максимум усилий для предотвращения этой ситуации. Перепутать полярность напряжения можно также при запуске двигателя от внешнего источника, что часто происходит, например, при потере емкости или глубоком разряде бортовой аккумуляторной батареи.

Изменение полярности напряжения питания является одним из самых опасных режимов, во время которого оборудование может очень быстро выйти из строя. Согласно современным требованиям, система электропитания автомобиля должна выдерживать подачу обратного напряжения V_bb = -14 В при температуре окружающей среды 25°С в течение одной минуты. Однако это касается системы электропитания в целом. Не следует забывать, что некоторые узлы при подаче обратного напряжения могут выйти из строя намного раньше, что требует принятия дополнительных мер для их защиты.

Таблица 1. Особенности поведения ключей PROFET в режиме обратного тока

Функция	Микросхемы без поддержки режима обратного тока	Микросхемы с поддержкой режима обратного тока
Путь протекания тока	Только через паразитный диод MOSFET	Через паразитный диод или канал MOSFET
Возможность управления транзистором	Отсутствует. Если в момент возникновения режима транзистор был включен, он будет автоматически выключен	Существует, но при переключении транзистора могут возникнуть дополнительные задержки.
Контроль тока нагрузки	Отсутствует
Влияние на другие каналы (для многоканальных микросхем)	Переход любого из каналов в режим обратного тока может ухудшить управление другими каналами и привести к появлению погрешностей при измерении токов
Контроль напряжений Vbb и VOUT	Отсутствует. Бортовой компьютер не может однозначно определить, что микросхема находится в режиме блокировки из-за появления обратного тока	Возможен. Бортовой компьютер может определить, что микросхема находится в режиме обратного тока
Переход в нормальный режим	После выхода из режима обратного тока требуется некоторое время для восстановления работоспособности микросхемы, в течение которого напряжение на выводе OUT будет отсутствовать	Сразу после завершения режима без перерывов в подаче питания на нагрузку

При подаче обратного напряжения (V_bb < 0) паразитный диод MOSFET окажется смещенным в прямом направлении (V_bb < V_OUT), и в цепи питания начнет протекать обратный ток (I_L < 0), ограниченный лишь сопротивлением в цепи нагрузки (рисунок 7). Однако если в технической документации на ключ PROFET присутствует обозначение «Reverse Battery Capability», то есть, данная микросхема поддерживает режим обратного напряжения, то силовой транзистор автоматически включится и ток будет протекать по пути наименьшего сопротивления – через канал MOSFET.

Рис. 7. Электрические процессы в системе питания в режиме обратного напряжения

Столь необычный, на первый взгляд, алгоритм работы, тем не менее, имеет под собой вполне реальное техническое обоснование, направленное на повышение надежности системы электроснабжения в целом. Пусть, например, силовой ключ PFOFET установлен в цепи питания обогревателя, потребляющего в нормальном режиме ток 10 А. При неправильном подключении аккумулятора на этот обогреватель через паразитный диод будет подано напряжение V_bb ≈ -12 В, под действием которого в цепи начнет протекать ток I_L ≈ -10 A. Если для управления питанием обогревателем используется ключ PFOFET, не поддерживающий режим обратного напряжения, то этот ток будет протекать только через паразитный диод MOSFET.2\times 0.012=1.2\:Вт.$$

Очевидно, что данный уровень тепловыделений более безопасен для кристалла и в большинстве случаев не приведет к повреждению микросхемы.

Таким образом, при управлении нагрузками с помощью ключей PFOFET и переполюсировке аккумулятора напряжение на нагрузки будет подано в любом случае, однако при использовании ключей PFOFET, поддерживающих работу при обратном напряжении, количество тепла, выделяемого на кристаллах микросхем, может быть меньше, чем у микросхем без этой функции.

Если же подача обратного напряжения на нагрузки недопустима и гарантированно приведет к повреждению питаемых узлов, следует применять другие методы защиты, информацию о которых можно получить на официальном сайте компании Infineon. В таких случаях в системе обычно создается дополнительная питающая шина, защищенная от подачи обратного напряжения, к которой с помощью ключей PFOFET можно подключать питаемые узлы. Обратите внимание, что в этом случае уже нет необходимости в применении специализированных решений и можно использовать ключи PFOFET, не поддерживающие режим обратного напряжения.

В отличие от режима обратного тока, который может возникать в процессе нормальной эксплуатации автомобиля, в том числе и во время движения, режим обратного напряжения является аварийным и может возникнуть лишь во время технического обслуживания автомобиля. Это значит, что узлы автомобиля могут не функционировать в этом режиме, и главная задача разработчика сводится лишь к минимизации повреждений, вызванных неправильными действиями обслуживающего персонала. Поэтому при режиме обратного напряжения нет необходимости, например, в контроле токов, потребляемых нагрузками. Кроме того, поскольку бортовой компьютер в этом режиме не работает, то и подавляющее большинство функций автомобиля, в том числе и управление нагрузками, невозможно. Это значительно упрощает требования к ключам PROFET и уменьшает список функций, на которые необходимо обращать внимание (таблица 2). Следует отметить, что некоторые интеллектуальные ключи верхнего плеча PROFET имеют встроенную защиту от неправильной полярности питающего напряжения, а в большинстве случаев необходимо строить защиту на внешних дискретных компонентах, поэтому основным критерием выбора той или иной микросхемы является лишь уровень тепла, рассеиваемого на кристалле в этом режиме.

Таблица 2. Особенности поведения ключей PROFET в режиме обратного напряжения

Функция	Микросхемы без поддержки режима обратного напряжения	Микросхемы с поддержкой режима обратного напряжения
Путь протекания тока	Только через паразитный диод MOSFET	Только через канал MOSFET
Возможность управления транзистором	Отсутствует. Транзистор всегда остается в выключенном состоянии	Отсутствует. Транзистор всегда остается во включенном состоянии
Контроль тока нагрузки	Отсутствует
Переход в нормальный режим	Автоматически после восстановления правильности подключения аккумулятора

Заключение

Интеллектуальные силовые ключи верхнего плеча PROFET являются высокотехнологичными устройствами, рассчитанными на эксплуатацию в самых жестких условиях. Они позволяют заменить плавкие предохранители и электромеханические реле и, тем самым, вывести системы электропитания автомобилей на совершенно новый уровень качества, не доступный при использовании традиционной элементной базы. Однако сколько бы усилий не прилагали специалисты компании Infineon в направлении повышения качества выпускаемой продукции, итоговая стабильность и надежность системы электропитания зависит от правильности выбора модели ключа PROFET и тщательной проработки всех режимов работы, которые могут возникнуть в реальных условиях эксплуатации.

•••

Наши информационные каналы

Комплект для анализа преобразователей электроэнергии с силовыми ключами на основе SiC МОП-транзисторов и GaN полевых транзисторов

Автоматическое измерение потерь в реальных рабочих условиях

Потери переключения отображают рассеивание мощности в полевых транзисторах. Сигналы обозначаются маркерами с разной цветовой кодировкой, указывающими на области измерения Ton, Toff и Total cycle (времени включения, выключения и длительности цикла), с отображением результатов в соответствующем ярлыке. Элементы управления ярлыка результатов позволяют быстро перемещаться между циклами.

Измерять показатели качества электроэнергии, КПД и потери для оптимизации и проверки конструкции силовых устройств на основе SiC или GaN можно вручную. Но многие инженеры пользуются опциями автоматических измерений на осциллографе для ускорения работ и повышения повторяемости результатов. Это решение включает в себя программный модуль 5-PWR для расширенных измерений и анализа характеристик систем питания, который автоматизирует измерения показателей качества электропитания, КПД и потерь в переключающих устройствах, внутрисхемных катушках индуктивности и трансформаторах, а также сигналов на выходе постоянного тока и сигналов в сети переменного тока.

Измеряя характеристики и оптимизируя каждую подсистему в реальных рабочих условиях, можно добиться максимально возможного КПД силовых устройств.

Основные измерения:

• Измерения характеристик переключающих устройств, в частности анализ потерь переключения и области устойчивой работы полевых транзисторов на основе GaN, SiC или кремния
• Измерения характеристик внутрисхемных катушек индуктивности и трансформаторов, включая петлю гистерезиса (B-H) и индуктивность, анализ магнитных потерь
• Измерения параметров на выходе постоянного тока, таких как КПД, пульсации, время включения/выключения
• Измерения в сети переменного тока: анализ параметров сети переменного тока, включая гармоники

Драйвер для полевого транзистора на биполярных транзисторах

Одно дело, когда для скоростного управления мощным полевым транзистором с тяжелым затвором есть готовый драйвер в виде специализированной микросхемы наподобие UCC37322, и совсем другое, когда такого драйвера нет, а схему управления силовым ключом необходимо реализовать здесь и сейчас.

В таких случаях нередко приходится прибегать к помощи дискретных электронных компонентов, которые есть в наличии, и уже из них собирать драйвер затвора. Дело, казалось бы, не хитрое, однако для получения адекватных временных параметров переключения полевого транзистора, все должно быть сделано качественно и работать правильно.

Весьма стоящая, лаконичная и качественная идея с целью решения аналогичной задачи была предложена еще в 2009 году Сергеем BSVi в его блоге «Страничка эмбеддера» (смотрите — Драйвер полевых транзисторов из хлама).

Схема была успешно протестирована автором в полумосте на частотах до 300 кГц. В частности, на частоте 200 кГц, при нагрузочной емкости в 10 нФ, удалось получить фронты длительностью не более 100 нс. Давайте же рассмотрим теоретическую сторону данного решения, и попробуем подробно разобраться, как эта схема работает.

Основные токи заряда и разряда затвора при отпирании и запирании главного ключа текут через биполярные транзисторы выходного каскада драйвера. Данные транзисторы должны выдержать пиковый ток управления затвором, а их максимальное напряжение коллектор-эмиттер (по datasheet) обязано быть больше чем напряжение питания драйвера. Обычно для управления затвором полевика достаточно 12 вольт. Что касается пикового тока, то предположим, что он не превысит 3А.

Если для управления ключом необходим ток более высокий, то и транзисторы выходного каскада должны быть более мощными (разумеется, с подходящей граничной частотой передачи тока).

Для нашего примера в качестве транзисторов выходного каскада подойдет комплиментарная пара — BD139 (NPN) и BD140 (PNP). У них предельное напряжение коллектор-эмиттер составляет 80 вольт, пиковый ток коллектора 3А, граничная частота передачи тока 250 МГц (важно!), а минимальный статический коэффициент передачи тока 40.

Для повышения коэффициента усиления по току в схему выходного каскада добавлена дополнительная комплиментарная пара слаботочных транзисторов КТ315 и КТ361 с максимальным обратным напряжением 20 вольт, минимальным статическим коэффициентом передачи тока 50, и граничной частотой 250 МГц — такой же высокой, как у выходных транзисторов BD139 и BD140.

В итоге на выходе получаем две пары транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона с общим минимальным коэффициентом передачи по току 50*40 = 2000 и с граничной частотой равной 250 МГц, то есть теоретически в пределе скорость переключения может достигать единиц наносекунд. Но поскольку здесь речь идет об относительно продолжительных процессах заряда и разряда емкости затвора, то это время будет на порядок выше.

Управляющий сигнал необходимо подавать на объединенные базы транзисторов КТ315 и КТ361. Токи открывания баз NPN (верхних) и PNP (нижних) транзисторов должны быть разделены.

Для этого в схему можно было бы установить разделительные резисторы, но гораздо более эффективным для данной конкретной схемы оказалось решение с установкой вспомогательного блока на КТ315, резисторе и диоде 1n4148.

Функция этого блока — быстро активировать базы верхних транзисторов слаботочного каскада при подаче высшего напряжения на базу данного блока, и так же быстро через диод подтянуть базы к минусу, когда на базе блока появится сигнал низшего уровня.

Чтобы иметь возможность управлять данный драйвером от слаботочного источника сигнала с выходным током порядка 10 мА, в схему установлены слаботочный полевой транзистор КП501 и высокоскоростная оптопара 6n137.

При подаче управляющего тока через цепь 2-3 оптопары, выходной биполярный транзистор внутри нее переходит в проводящее состояние, причем на выводе 6 находится открытый коллектор, к которому и присоединен резистор, подтягивающий затвор слаботочного полевого транзистора КП501 к плюсовой шине питания оптопары.

Таким образом, когда на вход оптопары подается сигнал высокого уровня, на затворе полевика КП501 будет сигнал низкого уровня, и он закроется, тем самым обеспечив возможность для протекания тока через базу верхнего по схеме КТ315 — драйвер станет заряжать затвор главного полевика.

Если же на входе оптопары сигнал низкого уровня или сигнал отсутствует, то на выходе из оптопары будет сигнал высокого уровня, затвор КП501 зарядится, его стоковая цепь замкнется, а база верхнего по схеме КТ315 подтянется к нулю.

Выходной каскад драйвера начнет разряжать затвор управляемого им ключа. Важно учесть, что в данном примере напряжение питания оптопары ограничено 5 вольтами, а главный каскад драйвера питается напряжением 12 вольт.

Одно дело, когда для скоростного управления мощным полевым транзистором с тяжелым затвором есть готовый драйвер в виде специализированной микросхемы наподобие UCC37322, и совсем другое, когда такого драйвера нет, а схему управления силовым ключом необходимо реализовать здесь и сейчас.

В таких случаях нередко приходится прибегать к помощи дискретных электронных компонентов, которые есть в наличии, и уже из них собирать драйвер затвора. Дело, казалось бы, не хитрое, однако для получения адекватных временных параметров переключения полевого транзистора, все должно быть сделано качественно и работать правильно.

Весьма стоящая, лаконичная и качественная идея с целью решения аналогичной задачи была предложена еще в 2009 году Сергеем BSVi в его блоге «Страничка эмбеддера» (смотрите — Драйвер полевых транзисторов из хлама).

Схема была успешно протестирована автором в полумосте на частотах до 300 кГц. В частности, на частоте 200 кГц, при нагрузочной емкости в 10 нФ, удалось получить фронты длительностью не более 100 нс. Давайте же рассмотрим теоретическую сторону данного решения, и попробуем подробно разобраться, как эта схема работает.

Основные токи заряда и разряда затвора при отпирании и запирании главного ключа текут через биполярные транзисторы выходного каскада драйвера. Данные транзисторы должны выдержать пиковый ток управления затвором, а их максимальное напряжение коллектор-эмиттер (по datasheet) обязано быть больше чем напряжение питания драйвера. Обычно для управления затвором полевика достаточно 12 вольт. Что касается пикового тока, то предположим, что он не превысит 3А.

Если для управления ключом необходим ток более высокий, то и транзисторы выходного каскада должны быть более мощными (разумеется, с подходящей граничной частотой передачи тока).

Для нашего примера в качестве транзисторов выходного каскада подойдет комплиментарная пара — BD139 (NPN) и BD140 (PNP). У них предельное напряжение коллектор-эмиттер составляет 80 вольт, пиковый ток коллектора 3А, граничная частота передачи тока 250 МГц (важно!), а минимальный статический коэффициент передачи тока 40.

Для повышения коэффициента усиления по току в схему выходного каскада добавлена дополнительная комплиментарная пара слаботочных транзисторов КТ315 и КТ361 с максимальным обратным напряжением 20 вольт, минимальным статическим коэффициентом передачи тока 50, и граничной частотой 250 МГц — такой же высокой, как у выходных транзисторов BD139 и BD140.

В итоге на выходе получаем две пары транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона с общим минимальным коэффициентом передачи по току 50*40 = 2000 и с граничной частотой равной 250 МГц, то есть теоретически в пределе скорость переключения может достигать единиц наносекунд. Но поскольку здесь речь идет об относительно продолжительных процессах заряда и разряда емкости затвора, то это время будет на порядок выше.

Управляющий сигнал необходимо подавать на объединенные базы транзисторов КТ315 и КТ361. Токи открывания баз NPN (верхних) и PNP (нижних) транзисторов должны быть разделены.

Для этого в схему можно было бы установить разделительные резисторы, но гораздо более эффективным для данной конкретной схемы оказалось решение с установкой вспомогательного блока на КТ315, резисторе и диоде 1n4148.

Функция этого блока — быстро активировать базы верхних транзисторов слаботочного каскада при подаче высшего напряжения на базу данного блока, и так же быстро через диод подтянуть базы к минусу, когда на базе блока появится сигнал низшего уровня.

Чтобы иметь возможность управлять данный драйвером от слаботочного источника сигнала с выходным током порядка 10 мА, в схему установлены слаботочный полевой транзистор КП501 и высокоскоростная оптопара 6n137.

При подаче управляющего тока через цепь 2-3 оптопары, выходной биполярный транзистор внутри нее переходит в проводящее состояние, причем на выводе 6 находится открытый коллектор, к которому и присоединен резистор, подтягивающий затвор слаботочного полевого транзистора КП501 к плюсовой шине питания оптопары.

Таким образом, когда на вход оптопары подается сигнал высокого уровня, на затворе полевика КП501 будет сигнал низкого уровня, и он закроется, тем самым обеспечив возможность для протекания тока через базу верхнего по схеме КТ315 — драйвер станет заряжать затвор главного полевика.

Если же на входе оптопары сигнал низкого уровня или сигнал отсутствует, то на выходе из оптопары будет сигнал высокого уровня, затвор КП501 зарядится, его стоковая цепь замкнется, а база верхнего по схеме КТ315 подтянется к нулю.

Выходной каскад драйвера начнет разряжать затвор управляемого им ключа. Важно учесть, что в данном примере напряжение питания оптопары ограничено 5 вольтами, а главный каскад драйвера питается напряжением 12 вольт.

Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы.
Перевод этой статьи.

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи — при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на , само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
— берём двигатель
— берём компоненты
— подсоединяем компоненты и двигатель
— …
— PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема — открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:

Рисунок 1 — Функциональная блок-схема IR2110

Рисунок 2 — Распиновка IR2110

Рисунок 3 — Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах — в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC — это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD — это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:

Рисунок 4 — Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» — в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен — функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей — на полумостовые схемы.

Рисунок 5 — Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор — танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

+MOSV может быть максимум 500В.

+VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.

Рисунок 6 — Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста

Рисунок 7 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.

Рисунок 8 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)

Рисунок 9 — Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть — так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.

Рисунок 10 — Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня

Рисунок 11 — Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК. Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения): http://tahmidmc.blogspot.com/2012/10/magic-of-knowledge.html

Я видел как на многих форумах, люди бьются с проектированием схем на IR2110. У меня тоже было много трудностей прежде чем я cмог уверенно и последовательно строить успешные схемы драйвера на IR2110. Я попытался объяснить применение и использование IR2110 довольно тщательно, попутно всё объясняя и используя большое количество примеров, и я надеюсь, что это поможет вам в ваших начинаниях с IR2110.

Управление низковольтной мощной нагрузкой от микроконтроллера с использованием микросхемы 555

2.4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ

2.4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ Полевой транзистор (ПТ) это полупроводниковый прибор, усилительные свойства которого обусловлены потоком основных носителей заряда одного знака, протекающим через проводящий канал,

Подробнее

Лекция 4 МОП-ТРАНЗИСТОРЫ

29 Лекция 4 МОП-ТРАНЗИСТОРЫ План 1. Классификация полевых транзисторов 2. МОП-транзисторы 4. Конструкция и характеристики мощных МОП-транзисторов 4. Биполярные транзисторы с изолированным затвором 5. Выводы

Подробнее

RU (11) (51) МПК H03K 17/00 ( )

РОССИЙСКАЯ ФЕДЕРАЦИЯ (19) RU (11) (51) МПК H03K 17/00 (2006.01) 168 443 (13) U1 R U 1 6 8 4 4 3 U 1 ФЕДЕРАЛЬНАЯ СЛУЖБА ПО ИНТЕЛЛЕКТУАЛЬНОЙ СОБСТВЕННОСТИ (12) ОПИСАНИЕ ПОЛЕЗНОЙ МОДЕЛИ К ПАТЕНТУ (21)(22)

Подробнее

Порядок выполнения задания

Лабораторная работа 7 Измерение и исследование ВАХ и параметров полевых транзисторов 1. Цель лабораторной работы Целью лабораторной работы является закрепление теоретических знаний о физических принципах

Подробнее

Полевые транзисторы (ПТ)

Полевые транзисторы (ПТ) Электроника и МПТ Принцип действия полевых транзисторов основан на использовании носителей заряда только одного знака (электронов или дырок) униполярные транзисторы. 1 Полевые

Подробнее

1211ЕУ1/1А ДВУХТАKТНЫЙ KОНТРОЛЛЕР ЭПРА

ЕУ/А ОСОБЕННОСТИ w Двухтактный выход с паузой между импульсами w Вход переключения частоты w Kомпактный корпус w Минимальное количество навесных элементов w Малая потребляемая мощность w Возможность применения

Подробнее

1211ЕУ1/1А ДВУХТАKТНЫЙ KОНТРОЛЛЕР ЭПРА

_DS_ru.qxd.0.0 :9 Page ЕУ/А ОСОБЕННОСТИ Двухтактный выход с паузой между импульсами Вход переключения частоты Kомпактный корпус Минимальное количество навесных элементов Малая потребляемая мощность Возможность

Подробнее

Цифровые и импульсные устройства

Электроника и МПТ Цифровые и импульсные устройства Импульсные устройства устройства, предназначенные для генерирования, формирования, преобразования и неискаженной передачи импульсных сигналов (импульсов).

Подробнее

10.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ

10.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ Общие сведения. Электронный ключ это устройство, которое может находиться в одном из двух устойчивых состояний: замкнутом или разомкнутом. Переход из одного состояния в другое в

Подробнее

Глава 5. УСИЛИТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Глава 5. УСИЛИТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 5.1. ПРИНЦИП УСИЛЕНИЯ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ Назначение и классификация усилителей. Усилители переменного напряжения являются наиболее распространенным типом электронных

Подробнее

The article provides a brief information about the controller

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ 3, июль-сентябрь 2018 КОНТРОЛЛЕР АКТИВНОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ С ЗАЩИТОЙ ОТ ОБРАТНОГО НАПРЯЖЕНИЯ Встатье приведена краткая информация о контроллере LT8672, предназначенном для построения активных

Подробнее

Характеристики операционного усилителя

ГУАП ОТЧЕТ ЗАЩИЩЕН С ОЦЕНКОЙ ПРЕПОДАВАТЕЛЬ должность, уч. степень, звание подпись, дата инициалы, фамилия ОТЧЕТ О ЛАБОРАТОРНОЙ РАБОТЕ Характеристики операционного усилителя по курсу: ЭЛЕКТРОНИКА РАБОТУ

Подробнее

К572ПВЗ, КН572ПВЗ, КР572ПВЗ

К572ПВЗ, КН572ПВЗ, КР572ПВЗ Микросхемы представляют собой 8-разрядный АЦП последовательного приближения, сопрягаемый с микропроцессором. Связь с микропроцессорами осуществляется в режиме записи и преобразования

Подробнее

Лекция 6 ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ

147 Лекция 6 ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ План 1. Класфикация полевых трансторов. 2. Полевые трасторы с управляющим p n-переходом. 3. МОП-трасторы с индуцированным каналом. 4. МОП-трасторы с встроенным каналом.

Подробнее

КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ. Ведущий лектор: Воронеж

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования «ВОРОНЕЖСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ПЕДАГОГИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ» Кафедра ИНФОРМАТИКИ И МЕТОДИКИ

Подробнее

Универсальный интерфейс 4-20мА

Универсальный интерфейс — ма Возможности Токовый выход — ма для двухпроводной системы Общая ошибка преобразования.% (после калибровки) Нелинейность.% Точная установка защиты по выходному току. Независимая

Подробнее

Изучение работы полевого транзистора

ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА Изучение работы полевого транзистора Цель работы: ознакомиться с принципами работы полевого транзистора, построить стоковые характеристики транзистора. Краткие теоретические сведения

Подробнее

Тиристорный контактор BEL-TS h3

Техническая документация Тиристорный контактор BEL-TS h3 для быстрой коммутации конденсаторов в низковольтных секциях Содержание: 1. Важная информация:… 3 2. Область применения… 3 3. Компоненты статического

Подробнее

Датчик цепи аккумуляторов PBAT800

Датчик цепи аккумуляторов PBAT800 Руководство по установке и эксплуатации V1.0 Предупреждения! К установке данного устройства допускаются только профессионалы. Изготовитель не несет ответственности за

Подробнее

Цифровые устройства И ИЛИ НЕ F 1

Цифровые устройства Цифровые устройства это электронные функциональные узлы, которые обрабатывают цифровые сигналы. Цифровые сигналы представляются двумя дискретными уровнями напряжений: высоким и низким

Подробнее

МДП-ТРАНЗИСТОРЫ КАК ДИОДЫ

МДП-ТРАНЗИСТОРЫ КАК ДИОДЫ Карзов Б.Н., Кастров М.Ю., Малышков Г.М. При проектировании синхронных выпрямителей необходимо провести моделирование вольтамперных характеристик основных схем диодных включений

Подробнее

«Электронный дроссель» Евгений Карпов

«Электронный дроссель» Евгений Карпов В статье рассмотрены особенности работы электронного силового фильтра и возможность его использования в звуковоспроизводящей аппаратуре. Побудительным мотивом написания

Подробнее

Лекция 29. БАЗОВЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ

97 Лекция 9. БАЗОВЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ План. Элементы транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ).. Элементы КМОП-логики. 3. Основные параметры логических элементов. 4. Выводы.. Элементы транзисторно-транзисторной

Подробнее

Узел питания/зарядки Li-ion аккумуляторов.

Узел питания/зарядки Li-ion аккумуляторов. Введение Целью данной разработки является создание подсистемы питания носимых устройств от литиевых аккумуляторов с возможностью их зарядки. При этом основное

Подробнее

Junction Field-Effect Transistor (JFET) Model

Тип модели

Транзистор

Подвид модели

JFET

Префикс SPICE

Дж

Формат шаблона списка цепей SPICE

@DESIGNATOR% 1% 2% 3 @MODEL & «КОЭФФИЦИЕНТ ОБЛАСТИ» & «УСЛОВИЯ ЗАПУСКА»? «НАЧАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ D-S» | IC = @ «НАЧАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ D-S», @ «НАЧАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ G-S» | ? ТЕМПЕРАТУРА | ТЕМПЕРАТУРА = @ ТЕМПЕРАТУРА |

Параметры (задаются на уровне компонентов)

Следующие параметры уровня компонента могут быть определены для этого типа модели и перечислены на вкладке Parameters диалогового окна Sim Model .Чтобы открыть это диалоговое окно, просто дважды щелкните запись для ссылки на имитационную модель в области Models диалогового окна Component Properties .

Коэффициент площади	указывает количество эквивалентных параллельных устройств указанной модели. Этот параметр влияет на ряд параметров модели.
Начальные условия	установлен в положение ВЫКЛ, чтобы установить нулевое напряжение на клеммах во время анализа рабочей точки.Может быть полезен как помощь в сближении.
Начальное напряжение D-S	напряжение нулевой точки на клеммах сток-исток (в вольтах).
Начальное напряжение G-S	напряжение нулевой точки на клеммах затвор-исток (в вольтах).
Температура	температура, при которой устройство должно работать (в градусах.C). Если значение не указано, будет использоваться значение по умолчанию, присвоенное параметру TEMP на странице «Параметры SPICE» диалогового окна «Настройка анализа» (по умолчанию = 27).

Параметры (задаются в файле модели)

Ниже приводится список параметров, которые могут быть сохранены в соответствующем файле модели:

ВТО	пороговое напряжение VTO (в вольтах). (По умолчанию = -2,0).
БЕТА	параметр крутизны β (в A / V 2 ).(По умолчанию = 1.0e-4)
LAMBDA	параметр модуляции длины канала λ (в 1 / В). (По умолчанию = 0).
РД	омическое сопротивление стока (в Ом). (По умолчанию = 0).
RS	омическое сопротивление источника (в Ом). (По умолчанию = 0).
CGS	Емкость перехода G-S при нулевом смещении C GS (в фарадах). (По умолчанию = 0).
CGD	Емкость G-D перехода при нулевом смещении C GD (в Фарадах). (По умолчанию = 0).
ПБ	потенциал затвора (в вольтах).(По умолчанию = 1).
IS	ток насыщения затворного перехода I S (в амперах). (По умолчанию = 1.0e-14).
Б	параметр допинг-хвоста (по умолчанию = 1).
КФ	Коэффициент мерцания (по умолчанию = 0).
AF	показатель степени мерцания шума (по умолчанию = 1).
FC	Коэффициент для формулы истощающей емкости прямого смещения (по умолчанию = 0,5).
ТНОМ	параметр измеряемой температуры (в ° C) — Если значение не указано, будет использоваться значение по умолчанию, присвоенное TNOM на странице «Параметры SPICE» диалогового окна «Настройка анализа» (по умолчанию = 27).

Банкноты

1. Модель полевого транзистора основана на модели полевого транзистора Шичмана и Ходжеса.
2. Значения для исходного напряжения D-S и начального напряжения G-S применяются только в том случае, если параметр Use Initial Conditions включен на странице Transient / Fourier Analysis Setup диалогового окна Analyses Setup .
3. Коэффициент площади влияет на следующие параметры модели:

• параметр крутизны ( BETA )
• омическое сопротивление стока ( RD )
• омическое сопротивление источника ( RS )
• Емкость перехода G-S при нулевом смещении ( CGS )
• Емкость перехода G-D при нулевом смещении ( CGD )
• ток насыщения затворного перехода ( IS )

4. Если коэффициент площади опущен, значение 1.0 предполагается.
5. Ссылка на необходимый файл модели ( * .mdl ) указывается на вкладке Model Kind диалогового окна Sim Model. Имя модели используется в списке соединений для ссылки на этот файл.
   Если параметр имеет указанное значение по умолчанию (как часть определения модели SPICE), это значение по умолчанию будет использоваться, если значение не введено специально. Значение по умолчанию должно быть применимо к большинству моделей. Обычно изменять это значение не требуется.

Примеры

Рассмотрим JFET на изображении выше со следующими характеристиками:

• Контакт1 (сток) подключен к сети D
• Pin2 (Gate) подключен к сети G
• Pin3 (Источник) подключен к сети S
• Обозначение — J1
• Связанный файл имитационной модели — 2N4393.mdl .

Если значения не введены для параметров в диалоговом окне Sim Model, записи в списке соединений SPICE будут:

* Список цепей на схеме:
J1 D G S 2N4393
.
.
* Модели и подсхема:
.MODEL 2N4393 NJF (VTO = -1,422 BETA = 0,009109 LAMBDA = 0,006 RD = 1 RS = 1 CGS = 4.06E-12
+ CGD = 4.57E-12 IS = 2.052E-13 KF = 1.23E-16)

и механизм SPICE будут использовать указанную информацию о параметрах, определенную в файле модели, вместе со значениями параметров по умолчанию, присущими модели, для тех параметров, которые не указаны в файле.
Если следующие значения параметров были указаны на вкладке Parameters диалогового окна Sim Model :

• Коэффициент площади = 4
• Температура = 29

, то записи в списке соединений SPICE будут:

* Список цепей на схеме:
J1 D G S 2N4393 4 TEMP = 29
.
.
* Модели и подсхема:
.MODEL 2N4393 NJF (VTO = -1,422 BETA = 0,009109 LAMBDA = 0,006 RD = 1 RS = 1 CGS = 4.06E-12
+ CGD = 4.57E-12 IS = 2,052E-13 KF = 1,23E-16)

В этом случае механизм SPICE будет использовать эту информацию вместе с указанными параметрами, определенными в файле модели (и любыми значениями по умолчанию для параметров, которые не указаны).

Поддержка PSpice

Чтобы сделать эту модель устройства совместимой с PSpice, поддерживаются следующие дополнительные параметры модели, которые можно ввести в связанный файл модели ( * .mdl ) для устройства:

АЛЬФА	Коэффициент ионизации (в Вольт-1).(По умолчанию = 0).
BETATCE	Экспоненциальный температурный коэффициент BETA (в А / В2). (По умолчанию = 1E-4).
ISR	параметр тока рекомбинации p-n затвора (в амперах). (По умолчанию = 0).
М	Градуировочный коэффициент ворот p-n.(По умолчанию = 0,5).
N	затвор p-n коэффициент излучения. (По умолчанию = 1).
NR	коэффициент выбросов для иср. (По умолчанию = 2).
ВК	напряжение колена ионизации (в вольтах). (По умолчанию = 0).
VTOTC	Температурный коэффициент VTO (в вольт / ˚C).(По умолчанию = 0).
XTI	Температурный коэффициент IS. (По умолчанию = 3).

Если параметр имеет указанное значение по умолчанию, это значение по умолчанию будет использоваться, если значение не введено специально.

Формат файла модели PSpice:

• .MODEL ModelName NJF (параметры модели) - N-channel JFET
• .MODEL ModelName PJF (параметры модели) - P-channel JFET

где

• ModelName — это имя модели, ссылка на которую указана на вкладке Model Kind диалогового окна Sim Model .Это имя используется в списке соединений ( @MODEL ) для ссылки на требуемую модель в файле связанной модели.
• Параметры модели — это список поддерживаемых параметров модели, вводимых со значениями по мере необходимости.

Следующие параметры — общие для большинства устройств в PSpice — не поддерживаются:
T_ABS
T_MEASURED
T_REL_GLOBAL
T_REL_LOCAL .

Для примера использования PSpice-совместимой модели диода в моделировании см. Пример проекта JFET.PrjPCB.

% PDF-1.4 % 417 0 объект > эндобдж xref 417 141 0000000016 00000 н. 0000004546 00000 н. 0000004829 00000 н. 0000004958 00000 н. 0000005016 00000 н. 0000005359 00000 п. 0000005498 00000 п. 0000005658 00000 н. 0000005803 00000 п. 0000005962 00000 н. 0000006107 00000 н. 0000006267 00000 н. 0000006412 00000 н. 0000006988 00000 н. 0000007132 00000 н. 0000007743 00000 н. 0000007889 00000 н. 0000008647 00000 н. 0000008792 00000 н. 0000009186 00000 п. 0000009330 00000 н. 0000009851 00000 н. 0000009997 00000 н. 0000010755 00000 п. 0000010899 00000 п. 0000011406 00000 п. 0000011550 00000 п. 0000012141 00000 п. 0000012287 00000 п. 0000012880 00000 п. 0000013026 00000 п. 0000013186 00000 п. 0000013332 00000 п. 0000013491 00000 п. 0000013634 00000 п. 0000013793 00000 п. 0000013938 00000 п. 0000014245 00000 п. 0000015435 00000 п. 0000015545 00000 п. 0000015652 00000 п. 0000015689 00000 п. 0000016218 00000 п. 0000016470 00000 п. 0000017029 00000 п. 0000017284 00000 п. 0000017423 00000 п. 0000018615 00000 п. 0000019808 00000 п. 0000021982 00000 п. 0000023174 00000 п. 0000023703 00000 п. 0000023957 00000 п. 0000026029 00000 п. 0000027216 00000 п. 0000027792 00000 п. 0000028054 00000 п. 0000028145 00000 п. 0000030164 00000 п. 0000030418 00000 п. 0000030968 00000 п. 0000031066 00000 п. 0000154623 00000 н. 0000154881 00000 н. 0000156072 00000 н. 0000157266 00000 н. 0000158463 00000 н. 0000158876 00000 н. 0000161314 00000 н. 0000163584 00000 н. 0000165781 00000 н. 0000167978 00000 н. 0000170142 00000 н. 0000192143 00000 н. 0000214463 00000 н. 0000217113 00000 н. 0000360013 00000 н. 0000381420 00000 н. 0000402025 00000 н. 0000402281 00000 н. 0000402733 00000 н. 0000403927 00000 н. 0000577659 00000 н. 0000577729 00000 н. 0000640129 00000 н. 0000640396 00000 п. 0000640573 00000 п. 0000640600 00000 н. 0000641018 00000 н. 0000661880 00000 н. 0000662134 00000 п. 0000662529 00000 н. 0000685981 00000 н. 0000686243 00000 н. 0000686644 00000 н. 0000693287 00000 н. 0000693326 00000 н. 0000697866 00000 н. 0000697905 00000 н. 0000697999 00000 н. 0000698088 00000 н. 0000698222 00000 н. 0000720226 00000 н. 0000720489 00000 н. 0000720969 00000 н. 0000722166 00000 н. 0000740706 00000 н. 0000740745 00000 н. 0000740913 00000 н. 0000749056 00000 н. 0000749127 00000 н. 0000749198 00000 н. 0000749264 00000 н. 0000749346 00000 п. 0000749471 00000 н. 0000749556 00000 п. 0000749628 00000 н. 0000749867 00000 н. 0000749949 00000 н. 0000750133 00000 н. 0000750300 00000 н. 0000750383 00000 н. 0000750653 00000 н. 0000750736 00000 н. 0000751048 00000 н. 0000751131 00000 н. 0000751341 00000 н. 0000751423 00000 н. 0000751731 00000 н. 0000751813 00000 н. 0000752051 00000 н. 0000752133 00000 н. 0000752278 00000 н. 0000752360 00000 н. 0000752527 00000 н. 0000752609 00000 н. 0000752778 00000 н. 0000752860 00000 н. 0000753013 00000 н. 0000753095 00000 н. 0000003116 00000 н. трейлер ] / Назад 3861564 >> startxref 0 %% EOF 557 0 объект > поток h ޜ UPSuǟ) z [[Dd) s \ z8i / = 636 тыс. Долларов США; =% ȠK48.Mu] ߻ ~? =

Полевые транзисторы (FET) [часть 1]

---

---

ОПИСАНИЕ:

1. JFET

2. Характеристики и параметры полевого транзистора

3. Смещение JFET

4. Омическая область

5. МОП-транзистор

6. Характеристики и параметры полевого МОП-транзистора

7. Смещение MOSFET

8. БТИЗ

9. Устранение неисправностей

Действия приложения

ЦЕЛИ:

— Обсудите JFET и его отличия от BJT

— Обсуждение, определение и применение характеристик и параметров JFET

— Обсудить и проанализировать смещение JFET

— Обсудите омическую область на характеристической кривой JFET

— Объясните работу полевых МОП-транзисторов

— Обсудить и применить параметры MOSFET

— Описание и анализ схем смещения MOSFET

— Обсудить IGBT

— Диагностика цепей полевых транзисторов

ТЕРМИНОЛОГИЯ:

— JFET

— Слив

— Источник

— Выход

— Напряжение отсечки

— Крутизна

— Омическая область

— полевой МОП-транзистор

— Истощение

— Улучшение

— БТИЗ

ВВЕДЕНИЕ

BJT (транзисторы с биполярным переходом) были рассмотрены в предыдущих разделах.Теперь мы обсудим второй основной тип транзисторов, полевые транзисторы (полевые транзисторы). транзистор). Полевые транзисторы являются униполярными устройствами, потому что, в отличие от BJT, в которых используются оба электронный и дырочный ток, они работают только с одним типом носителей заряда.

Двумя основными типами полевых транзисторов являются полевые транзисторы (JFET). и металлооксидный полупроводниковый полевой транзистор (MOSFET). В термин полевой эффект относится к обедненной области, образованной в канале. полевого транзистора в результате подачи напряжения на один из его выводов (затвор).

Напомним, что BJT — это устройство, управляемое током; то есть базовый ток контролирует величину тока коллектора. Полевой транзистор отличается. Это управляемый напряжением устройство, где напряжение между двумя выводами (затвор и исток) контролирует ток через устройство. Основным преимуществом полевых транзисторов является их очень высокое входное сопротивление. Из-за их нелинейных характеристик они, как правило, не так широко используются в усилителях, как BJT, за исключением тех случаев, когда требуются очень высокие входные сопротивления.Однако предпочтительнее использовать полевые транзисторы. устройство в низковольтных коммутационных устройствах, потому что они обычно быстрее, чем BJT при включении и выключении. IGBT обычно используется в высоковольтные коммутационные приложения.

1. JFET

JFET (соединительный полевой транзистор) — это тип полевого транзистора, который работает с обратносмещенным pn переходом для управления током в канале. В зависимости от по своей структуре полевые транзисторы JFET делятся на две категории: n-канальные. или канал p.

Прочитав этот раздел, вы сможете:

— Обсудите JFET и его отличия от BJT

— Опишите базовую структуру n-канальных и p-канальных полевых транзисторов

— Назовите терминалы? Объясните канал

— Объясните основную работу JFET

— Идентификация условных обозначений на схеме JFET

Базовая структура

РИС. 1 (а) показана базовая структура n-канального JFET (полевой эффект перехода транзистор).К каждому концу n-канала подключены провода; в сток находится на верхнем конце, а исток — на нижнем. Два р-типа области рассеиваются в материале n-типа, образуя канал, и оба Области p-типа подключаются к выводу затвора. Для простоты ворота свинец показан подключенным только к одной из p областей. P-канальный JFET показан на фиг. 1 (б).

РИС. 1 Представление базовой структуры двух типов JFET.

РИС. 2 Смещенный n-канальный полевой транзистор.

Основные операции

Чтобы проиллюстрировать работу JFET, на фиг. 2 показаны приложенные напряжения смещения постоянного тока. к n-канальному устройству. VDD обеспечивает напряжение сток-исток и подает ток от стока к истоку. VGG устанавливает напряжение обратного смещения между ворота и источник, как показано.

JFET всегда работает с pn переходом затвор-исток с обратным смещением.Обратное смещение перехода затвор-исток с отрицательным напряжением затвора образует обедненную область вдоль pn перехода, которая простирается в n канал и, таким образом, увеличивает его сопротивление, ограничивая канал ширина.

Ширину канала и, следовательно, сопротивление канала можно регулировать с помощью изменяя напряжение затвора, тем самым контролируя величину тока стока, Я БЫ. ИНЖИР. 3 иллюстрирует эту концепцию. Белые области представляют истощение регион создан обратным смещением.Он шире к сливному концу канал, потому что напряжение обратного смещения между затвором и стоком больше, чем между затвором и источником. Мы обсудим JFET характеристические кривые и некоторые параметры в разделе 2.

РИС. 3 Влияние VGS на ширину канала, сопротивление и ток стока (VGG = VGS).

(a) JFET смещен на проводимость (b) Большой VGG сужает канал (между белые области), что увеличивает сопротивление канала и уменьшает Я БЫ.

(c) Меньше VGG расширяет канал (между белыми областями), который уменьшает сопротивление канала и увеличивает ID.

РИС. 4 условных обозначения JFET.

Обозначения JFET

Показаны условные обозначения для n-канальных и p-канальных полевых транзисторов JFET. на фиг. 4.

Обратите внимание, что стрелка на затворе указывает «внутрь» для n канала. и «out» для канала p.

РАЗДЕЛ 1 ПРОВЕРКА

1.Назовите три терминала JFET.

2. Требуется ли для n-канального JFET положительное или отрицательное значение для VGS?

3. Как регулируется ток стока в полевом транзисторе JFET?

РИС. 5 Кривая характеристики стока JFET для VGS 0, показывающая отсечение Напряжение.

2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ JFET

JFET работает как устройство постоянного тока с регулируемым напряжением. Отрезать и характеристики передачи JFET покрыты в этом раздел.

После заполнения этого раздела вы сможете:

— Обсуждение, определение и применение характеристик и параметров JFET

— Обсудите кривую дренажной характеристики

— Определите омические, активные и пробивные области кривой

— Определить напряжение отсечки

— Обсудить поломку

— Объясните, как напряжение затвор-исток управляет током стока

— Обсудить напряжение отключения

— Сравните отсечку и отсечку

— Объясните универсальную передаточную характеристику JFET

— Рассчитайте ток стока, используя уравнение передаточной характеристики

— Интерпретация таблицы данных JFET

— Обсудить прямую крутизну JFET

— Определить крутизну

— Расчет прямой крутизны

— Обсудите входное сопротивление и емкость полевого транзистора

— Определить сопротивление сток-исток переменного тока

Кривая характеристики дренажа

Рассмотрим случай, когда напряжение затвор-исток равно нулю (VGS = 0 В).Это происходит путем замыкания затвора на источник, как на фиг. 5 (а) где оба заземлены. Когда VDD (и, следовательно, VDS) увеличивается с 0 В, ID будет пропорционально увеличиваются, как показано на графике фиг. 5 (б) между точками A и B. В этой области сопротивление канала практически постоянно, потому что область истощения недостаточно велика, чтобы иметь значительный эффект. Этот называется омической областью, потому что VDS и ID связаны законом Ома. (Омическая область обсуждается далее в разделе 4.) В точке B на фиг. 5 (б), кривая выравнивается и входит в активную область, где ID становится существенно постоянный. Когда VDS увеличивается от точки B к точке C, напряжение обратного смещения от затвора к стоку (VGD) образует область истощения, достаточно большую, чтобы смещать увеличение VDS, таким образом сохраняя ID относительно постоянным.

Напряжение отсечки

Для VGS 0 В значение VDS, при котором ID становится существенно постоянная (точка B на кривой на фиг.5 (б)) — напряжение отсечки, ВП. Для данного JFET VP имеет фиксированное значение. Как видите, продолжение увеличение VDS выше напряжения отсечки дает почти постоянное ток стока. Это значение тока стока — IDSS (ток стока в источник). с закороченным вентилем) и всегда указывается в таблицах данных JFET.

IDSS — это максимальный ток стока, который может производить конкретный JFET независимо от того, внешнего контура, и он всегда указывается для условия, ВГС = 0 В.

Разбивка

Как показано на графике на фиг. 5 (б), пробой происходит в точке C, когда ID начинает очень быстро увеличиваться при дальнейшем увеличении VDS. Поломка может привести к необратимому повреждению устройства, поэтому JFET всегда работают ниже пробоя и в активной области (постоянная текущий) (между точками B и C на графике). Действие JFET, которое строит кривую дренажной характеристики до точки пробоя для ВГС 0 В проиллюстрировано на фиг.6.

VGS Controls ID

Давайте подключим напряжение смещения VGG от затвора к истоку, как показано на фиг. 7 (а). Поскольку VGS устанавливается на все более отрицательные значения путем регулировки VGG, создается семейство характеристических кривых стока, как показано на фиг. 7 (б). Обратите внимание, что ID уменьшается по мере увеличения величины VGS. отрицательные значения из-за сужения канала.

Также обратите внимание, что при каждом увеличении VGS JFET достигает отсечки. (где начинается постоянный ток) при значениях VDS меньше VP.Срок напряжение отсечки — это не то же самое, что напряжение отсечки, Vp. Таким образом, сумма тока стока управляется VGS, как показано на фиг. 8.

РИС. 5 Кривая характеристики стока JFET для VGS 0, показывающая отсечение Напряжение. _ (b) Характеристики стока (a) JFET с VGS = 0 В и переменной VDS (VDD)

РИС. 6 Действие JFET, которое создает характеристическую кривую для VGS = 0 V. _

РИС. 7 Отщипывание происходит при более низком VDS, поскольку VGS увеличивается до более отрицательного ценности.

РИС. 8 Идентификатор элементов управления VGS.

РИС. 9 JFET на отсечке.

Напряжение отключения

Значение VGS, которое делает ID приблизительно равным нулю, является напряжением отсечки, VGS (выключено), как показано на фиг. 8 (г). JFET должен работать между VGS = 0 В и VGS (выключено). Для этого диапазона напряжений затвор-исток ID будет изменяться. от максимума IDSS до минимума почти нуля.

Как вы видели, для n-канального JFET чем больше отрицательный VGS, тем меньший ID будет в активной области.Когда VGS имеет достаточно большой отрицательное значение, ID уменьшается до нуля. Этот эффект отсечки вызван расширение области истощения до точки, где она полностью закрывается канал, как показано на фиг. 9.

Основная работа p-канального JFET такая же, как и для n-канального. устройства, за исключением того, что для p-канального JFET требуется отрицательный VDD и положительный VGS, как показано на фиг. 10.

Сравнение напряжения отсечки и отсечки

Как вы видели, существует разница между напряжениями отсечки и отсечки.Также есть связь. Напряжение отсечки VP равно значению VDS. при котором ток стока становится постоянным и равным IDSS и всегда измеряется при VGS = 0 В. Однако отсечение происходит при значениях VDS менее VP, когда VGS отличен от нуля. Итак, хотя VP является константой, минимальное значение VDS, при котором ID становится постоянным, меняется в зависимости от VGS.

VGS (выкл.) И VP всегда равны по величине, но противоположны по знаку. А в таблице данных обычно указывается либо VGS (выкл.), либо VP, но не то и другое одновременно.Тем не мение, когда вы знаете одно, у вас есть другое. Например, если тогда VP 5 В, как показанный на фиг. 7 (б). + = VGS (выкл.) = -5В,

РИС. 12 Универсальная передаточная характеристика JFET (n-канальный).

JFET Универсальная передаточная характеристика

Вы узнали, что диапазон значений VGS от нуля до VGS (выкл.) Контролирует величина тока стока. Для n-канального JFET VGS (выкл.) Отрицателен, а для p-канального JFET VGS (выкл.) положительный.Поскольку VGS контролирует ID, соотношение между этими двумя величинами очень важно. ИНЖИР. 12 — общая кривая передаточной характеристики, которая графически иллюстрирует взаимосвязь между VGS и ID. Эта кривая также известна как крутизна изгиб.

Обратите внимание, что нижний конец кривой находится в точке на оси VGS. равно VGS (выключено), а верхний конец кривой находится в точке на ID ось равна IDSS. Эта кривая показывает, что:

Кривая передаточной характеристики также может быть построена из дренажа. характеристические кривые путем построения значений ID для взятых значений VGS из семейства дренажных кривых при отсечке, как показано на фиг.13 для определенного набора кривых. Каждая точка на передаточной характеристике кривая соответствует конкретным значениям VGS и ID на дренажных кривых. Например, когда также для этого конкретного JFET и IDSS = 12 мА. ВГС (выкл.) = -5В VGS = -2В, ID = 4,32 мА.

РИС. 13 Пример развития передаточной характеристики n-канального JFET кривая (синяя) от характеристических кривых стока JFET (зеленая).

Кривая передаточной характеристики полевого транзистора выражается приблизительно как

Уравнение 1

С помощью уравнения 1 ID может быть определен для любого VGS, если VGS (выкл.) И IDSS известны.Эти количества обычно доступны в таблице данных для данный JFET. Обратите внимание на квадрат в уравнении. Из-за своей формы параболическая зависимость известна как квадратичный закон, и, следовательно, полевые транзисторы JFET и полевые МОП-транзисторы часто называют квадратичными устройствами.

Таблица данных для типичной серии JFET показана на фиг. 14.

РИС. 14

JFET частичный лист данных. Авторское право Fairchild Semiconductor Corporation.

Прямая крутизна JFET

Прямая крутизна (передаточная проводимость), гм, представляет собой изменение в токе стока (delta_ID) для заданного изменения напряжения затвор-исток (delta_VGS) с постоянным напряжением сток-исток.Выражается как отношение и имеет единицу измерения сименс (S).

г = delta_ID / delta_VGS

Другие распространенные обозначения этого параметра — gfs и yfs (вперед допуск трансфера). Как вы увидите в разделе 9, gm — важная фактор при определении коэффициента усиления по напряжению усилителя на полевых транзисторах.

Поскольку передаточная характеристика полевого транзистора нелинейна, gm варьируется по значению в зависимости от местоположения на кривой, установленного VGS.В значение для gm больше в верхней части кривой (около VGS = 0), чем это находится около дна (около VGS (выключено)), как показано на фиг. 15.

РИС. 15 г варьируется в зависимости от точки смещения (VGS).

В таблице данных обычно указывается значение gm, измеренное при VGS = 0 В (gm0). Например, в таблице данных для JFET 2N5457 указано минимальное значение gm0 (gfs) (mho — та же единица, что и siemens (S)) с VDS = 15 В.

Учитывая gm0, вы можете рассчитать приблизительное значение gm в любой точке на кривой передаточной характеристики по следующей формуле:

1000 ммhos

Уравнение 2

Если значение gm0 недоступно, вы можете рассчитать его, используя значения IDSS и VGS (выкл.).Вертикальные линии указывают абсолютное значение (нет подписать).

Уравнение 3

Входное сопротивление и емкость

Как вы знаете, JFET работает с обратным смещением на переходе затвор-исток, что делает входное сопротивление на затворе очень высоким. Этот высокий вклад сопротивление — одно из преимуществ JFET над BJT. (Напомним, что биполярный Переходный транзистор работает с переходом база-эмиттер с прямым смещением.) В таблицах данных JFET часто указывается входное сопротивление, задавая значение для обратный ток затвора, IGSS, при определенном напряжении затвор-исток.В входное сопротивление затем можно определить с помощью следующего уравнения, где вертикальные линии указывают абсолютное значение (без знака):

RIN = VGS / IGSS

Например, таблица 2N5457 на фиг. 14 перечисляет максимальное значение IGSS, равное -1,0. нА для VGS = -15 В при 25 ° C. IGSS увеличивается с температурой, поэтому вход сопротивление снижается.

Входная емкость Ciss является результатом работы JFET с обратносмещенный pn переход.Напомним, что обратносмещенный pn переход действует как конденсатор, емкость которого зависит от величины обратного напряжения. Например, 2N5457 имеет максимальное значение Ciss 7 пФ для VGS = 0.

Сопротивление сток-исток переменного тока

Из кривой характеристики стока вы узнали, что выше отсечки ток стока относительно постоянен в диапазоне от стока к истоку. напряжения. Следовательно, большое изменение в VDS приводит только к очень маленькому изменению. в ID.Соотношение этих изменений и есть сопротивление сток по переменному току к истоку. аппарата,

r ‘ds

r ’ds = delta_VDS / delta_ID

Datasheets часто указывают этот параметр в терминах выходной проводимости, gos, или выходная проводимость, yos, для VGS = 0 В.

РАЗДЕЛ 2 ПРОВЕРКА

1. Напряжение сток-исток в точке отсечки конкретного JFET составляет 7 В. Если напряжение затвор-исток равно нулю, что такое VP?

2.VGS определенного n-канального JFET увеличивается отрицательно. Есть ли увеличение или уменьшение тока стока?

3. Какое значение должно иметь VGS, чтобы обеспечить отсечку в p-канальном JFET с а Vp = 3 В?

3. СМЕЩЕНИЕ JFET

Используя некоторые параметры JFET, обсуждавшиеся ранее, вы теперь увидите как смещать постоянным током JFET. Как и в случае с BJT, цель смещения состоит в том, чтобы выберите правильное напряжение затвор-исток постоянного тока, чтобы установить желаемое значение тока стока и, таким образом, правильной точки добротности.Три типа предвзятости — это предвзятость, смещение делителя напряжения и смещение источника тока.

После заполнения этого раздела вы сможете:

— Обсудить и проанализировать смещение JFET

— Опишите самоискажение

— Расчет токов и напряжений полевого транзистора

— Опишите, как установить точку Q самосмещенного JFET

— Определить смещение средней точки

— Графический анализ самосмещенного JFET

— Обсудить смещение делителя напряжения

— Расчет токов и напряжений полевого транзистора

— Графический анализ полевого транзистора JFET

со смещением делителя напряжения

— Обсудить стабильность точки Q

— Опишите смещение источника тока

Самоискажение

Самосмещение — наиболее распространенный тип смещения полевого транзистора.Напомним, что JFET должен работать так, чтобы переход затвор-исток всегда был смещен в обратном направлении. Это условие требует отрицательного VGS для n-канального JFET и положительного VGS для p-канального JFET. Это может быть достигнуто с помощью устройств самосмещения. показанный на фиг. 16. Резистор затвора RG не влияет на смещение, потому что на нем практически отсутствует падение напряжения; и поэтому ворота повторно напряжение сети 0 В. RG необходимо только для принудительного включения затвора на 0 В и изолировать сигнал переменного тока от земли в усилителях, как вы увидим позже.

РИС. 16 самосмещенных полевых транзисторов (IS = ID во всех полевых транзисторах).

Для n-канального JFET на фиг. 16 (а), IS вызывает падение напряжения на RS и делает источник положительным по отношению к земле. Поскольку IS = ID и VG = 0, тогда VS = IDRS.

Напряжение затвор-исток:

VGS = + IDRS VGS = -IDRS

Таким образом,

Для p-канального JFET, показанного на фиг. 16 (б), ток через RS производит отрицательное напряжение на источнике, что делает затвор положительным относительно к источнику.Следовательно, поскольку IS = ID,

В следующем примере n-канальный JFET на фиг. 16 (а) используется для иллюстрация.

Имейте в виду, что анализ полевого транзистора с р-каналом такой же, за исключением напряжения противоположной полярности. Напряжение стока относительно земли равно определяется следующим образом:

VD = VDD —

IDRD

Поскольку VS = IDRS, напряжение сток-исток составляет:

VDS = VD — VS = VDD — ID (RD + RS)

VGS = VG — VS = 0 — IDRS = -IDRS

Установка точки Q самосмещенного полевого транзистора

Базовый подход к установлению точки смещения JFET заключается в определении ID для желаемого значения VGS или наоборот.Затем рассчитайте необходимое значение RS, используя следующую связь. Вертикальные линии обозначают абсолютная величина.

RS = | VGS / ID |

Для желаемого значения VGS идентификатор может быть определен одним из двух способов: от кривой передаточной характеристики для конкретного полевого транзистора или более практически, из уравнения 1 с использованием IDSS и VGS (выключено) из таблицы данных JFET. Следующие два примера иллюстрируют эти процедуры.

Смещение средней точки

Обычно желательно смещать JFET около середины его передачи. характеристическая кривая, где ID = IDSS_2.В условиях сигнала средняя точка смещение обеспечивает максимальное колебание тока стока между IDSS и 0. Для уравнения 1 можно показать, что ID составляет примерно половину от IDSS при VGS = VGS (выкл.) _3.4. Вывод приведен в разделе «Выводы. избранных уравнений ».

Итак, выбрав VGS = VGS (off) /3.4, вы должны получить смещение средней точки. с точки зрения ID.

Чтобы установить напряжение стока в средней точке (VD = VDD / 2), выберите значение RD. для получения желаемого падения напряжения.Выберите произвольно большой размер RG, чтобы предотвратить нагрузка на каскад в каскадной схеме усилителя. Пример 9 иллюстрирует эти концепции.

Графический анализ самосмещенного полевого транзистора

Вы можете использовать кривую передаточной характеристики полевого транзистора и определенные параметры. для определения точки Q (ID и VGS) схемы с самосмещением. Схема показан на фиг. 20 (а), а кривая передаточной характеристики показана на ИНЖИР. 20 (б).Если кривая недоступна в таблице, вы можете построить это из уравнения 1 с использованием значений таблицы данных для IDSS и VGS (выкл.).

РИС. 20 Полевой транзистор с самосмещением и его передаточная характеристика.

Чтобы определить точку Q схемы на фиг. 20 (а), самосмещение постоянного тока Линия нагрузки устанавливается на графике в части (b) следующим образом. Сначала вычислим VGS, когда ID равен нулю.

VGS = -IDRS = (0) (470 Ом) = 0 В

Устанавливает точку в начале координат на графике (ID 0, VGS 0).Следующий, вычислить VGS при IDSS. Из кривой на фиг. 20 (б), IDSS = 10 мА.

VGS = -IDRS = — (10 мА) (470 Ом) = -4,7 В

Это устанавливает вторую точку на графике (ID = 10 мА, VGS = -4,7 В). Теперь по двум точкам можно провести линию нагрузки на передаточной характеристике. кривая, показанная на фиг. 21. Точка, где линия нагрузки пересекает Кривая передаточной характеристики представляет собой точку Q схемы, как показано, где ID = 5,07 мА и VGS = -2.3 В.

РИС. 21 Пересечение линии нагрузки постоянного тока самосмещения и передаточной характеристическая кривая — Q-точка.

Для повышения стабильности точки Q значение RS в цепи самосмещения увеличивается и подключается к отрицательному напряжению питания. Это иногда называется смещением двойного питания.

Смещение делителя напряжения

n-канальный полевой транзистор JFET со смещением делителя напряжения показан на фиг. 23. Напряжение на истоке JFET должно быть более положительным, чем напряжение на затвор, чтобы поддерживать обратное смещение в переходе затвор-исток.

РИС. 23 n-канальный полевой транзистор со смещением делителя напряжения (IS ID). _

Источник напряжения:

VS = IDRS

Напряжение затвора устанавливается резисторами R1 и R2, как выражается следующим образом: уравнение с использованием формулы делителя напряжения:

Напряжение затвор-исток равно, а напряжение источника

Ток стока можно выразить как

Замена VS,

Графический анализ полевого транзистора со смещением делителя напряжения

Подход, аналогичный тому, который используется для самосмещения, может быть использован с делителем напряжения. смещение для графического определения Q-точки цепи на передаче характеристическая кривая.

В JFET со смещением делителя напряжения, когда ID = 0, VGS не равно нулю, как в случай с самосмещением, потому что делитель напряжения выдает напряжение на затвор не зависит от тока стока. Нагрузка делителя напряжения постоянного тока линия определяется следующим образом.

Для ID 0,

VS = IDRS = (0) RS = 0 В

ВГС = ВГ — ВС = ВГ — 0В = ВГ

Следовательно, одна точка на линии находится с ID = 0 и VGS = VG.

Для VGS 0, =

Вторая точка на линии — это ID VG / RS и VGS 0.Обобщенный постоянный ток Линия нагрузки показана на фиг. 25. Точка пересечения линии нагрузки кривая передаточной характеристики — это точка Q.

РИС. 25 Общая линия нагрузки постоянного тока (красная) для полевого транзистора с делителем напряжения предвзятость.

Стабильность точки Q

К сожалению, передаточная характеристика JFET может значительно отличаться. с одного устройства на другое того же типа. Если, например, 2N5459 JFET заменяется в данной цепи смещения на другой 2N5459, передаточный характеристическая кривая может сильно различаться, как показано на фиг.27 (а). В В этом случае максимальное значение IDSS составляет 16 мА, а минимальное значение IDSS — 4 мА. Так же, максимальное напряжение VGS (выключено) составляет -8 В, а минимальное напряжение VGS (выключено) равно -2 В. Это означает что если у вас есть выбор из 2N5459, и вы выбираете один случайным образом, он может иметь значения где угодно в этих диапазонах.

РИС. 27 Изменение передаточной характеристики полевых транзисторов 2N5459 и влияние на Q-точку.

Если линия нагрузки постоянного тока с самосмещением нарисована, как показано на фиг.27 (б), та же схема, использующая 2N5459, может иметь точку Q в любом месте линии от Q1, точки минимального смещения, до Q2, точки максимального смещения. Соответственно, ток стока может быть любым значением от ID1 до ID2, как показано заштрихованная область. Это означает, что постоянное напряжение на стоке может иметь диапазон значений в зависимости от ID. Также напряжение затвор-исток может быть любым. значение между VGS1 и VGS2, как указано.

РИС. 28 иллюстрирует стабильность Q-точки для полевого транзистора с самосмещением и для JFET со смещением делителя напряжения.При смещении делителя напряжения зависимость ID в диапазоне Q-точек уменьшается, потому что наклон нагрузки линия меньше, чем для самосмещения для данного JFET.

Хотя VGS довольно сильно различается как для самосмещения, так и для делителя напряжения смещение, ID гораздо более стабильно при смещении делителя напряжения.

РИС. 28 Изменение ID между минимальной и максимальной Q-точками намного меньше для JFET со смещением делителя напряжения, чем для самосмещенного JFET.

Смещение источника тока

Смещение источника тока — это метод повышения стабильности точки Q самосмещенный JFET, делая ток стока по существу независимым ВГС. Это достигается за счет последовательного включения источника постоянного тока. с источником JFET, как показано на фиг. 29 (а). В этой схеме действует БЮТ. в качестве источника постоянного тока, потому что его эмиттерный ток существенно константа, если полевой транзистор также можно использовать в качестве источника постоянного тока.

VEE W VBE.

Поскольку IE = ID,

Как видно на РИС. 29 (б), ID остается постоянным для любой передаточной характеристики кривая, обозначенная горизонтальной линией нагрузки.

РИС. 29 Смещение источника тока.

РАЗДЕЛ 3 ПРОВЕРКА

1. Должен ли полевой транзистор с р-каналом иметь положительный или отрицательный VGS?

2. В некоторой самосмещенной n-канальной схеме JFET и детерминантном VGS.

3.N-канальный полевой транзистор со смещением делителя напряжения имеет напряжение затвора 3 V и напряжение источника 5 В. Рассчитайте ВГС.

RS = 1,0 кОм. ID = 8 мА

4. ОХМИЧЕСКАЯ ОБЛАСТЬ

Омическая область — это участок характеристических кривых полевого транзистора, на котором Можно применить закон Ома. При правильном смещении в омической области JFET проявляет свойства переменного сопротивления, где значение сопротивления контролируется VGS.

После заполнения этого раздела вы сможете:

— Обсудите омическую область на характеристической кривой JFET

— Расчет крутизны наклона и сопротивления сток-исток

— Объясните, как JFET можно использовать в качестве переменного сопротивления

— Обсудить работу JFET с точкой Q в исходной точке

— Расчет крутизны

Омическая область простирается от начала характеристических кривых. до точки излома (где начинается активная область) кривой VGS = 0 приблизительно параболической формы, как показано на типичном наборе кривых на фиг.30. Характеристические кривые в этой области имеют относительно постоянный наклон для малых значений ID. Наклон характеристической кривой в омическая область — это проводимость постоянного тока сток-исток GDS полевого транзистора.

Вспомните из курса основных схем, что сопротивление является обратной величиной. проводимости.

Таким образом, сопротивление сток-исток по постоянному току равно

.

РИС. 30 Омическая область — это заштрихованная область.

JFET как переменное сопротивление JFET может быть смещен в любом активном область или омическая область.JFET часто смещены в омической области. для использования в качестве переменного резистора, управляемого напряжением. Управляющее напряжение это VGS, и он определяет сопротивление, изменяя точку Q. Предвзято JFET в омической области линия нагрузки постоянного тока должна пересекать характеристику кривая в омической области, как показано на фиг. 31. Сделать это способом что позволяет VGS управлять RDS, ток насыщения постоянного тока устанавливается для значение намного меньше, чем IDSS, так что линия нагрузки пересекает большую часть характеристические кривые в омической области, as

РИС.31 показывает расширенную рабочую область с тремя показанными Q-точками. (Q0, Q1 и Q2), в зависимости от VGS.

РИС. 31 Линия нагрузки пересекает кривые внутри омической области.

При движении вдоль линии нагрузки в омической области на фиг. 31 значение RDS меняется по мере того, как Q-точка последовательно падает на кривые с разными склоны. Q-точка перемещается вдоль линии нагрузки, изменяя от VGS = 0 до VGS. = -2v в этом случае. При этом наклон каждой последующей кривой меньше предыдущего.Уменьшение наклона соответствует меньшему ID и более VDS, что подразумевает увеличение RDS. Это изменение сопротивления может использоваться в ряде приложений, где контроль напряжения сопротивление полезно.

РИС. 33

Точка Q в исходной точке

В некоторых усилителях вы можете захотеть изменить сопротивление, видимое сигнал переменного тока, не влияя на смещение постоянного тока, чтобы контролировать усиление. Иногда вы увидите JFET, используемый в качестве переменного сопротивления в цепи, где оба ID и VDS установлены на 0, что означает, что точка Q находится в исходной точке.Q-точка в начале координат достигается за счет использования конденсатора в цепи стока. JFET. Это делает величины постоянного тока VDS = 0 В и ID = 0 мА, так что только переменными являются VGS и Id, переменный ток стока. В начале у вас есть ток стока переменного тока, контролируемый VGS. Как вы узнали ранее, крутизна определяется как изменение тока стока для данного изменения затвор-исток Напряжение. Итак, ключевым фактором при смещении источника является крутизна. ИНЖИР.33 показывает характеристические кривые, развернутые в начале координат. Уведомление что омическая область простирается в третий квадрант.

В исходной точке, где VDS = 0 В и ID = 0 мА, формула крутизны, представленный ранее в этом разделе:

, где gm — крутизна, а gm0 — крутизна для VGS = 0 В. gm0 можно рассчитать по следующему уравнению, которое также было приведено ранее:

РАЗДЕЛ 4 ПРОВЕРКА

1.Для определенной точки Q в омической области ID = 0,3 мА и VDS = 0,6. V. Каково сопротивление полевого транзистора, когда он смещен в этой точке Q?

2. Как изменяется сопротивление сток-исток при увеличении VGS? отрицательный?

3. Для полевого транзистора, смещенного в начале координат, gm = 0,850 мс. Определите соответствующие сопротивление переменному току.

5. МОП-транзистор

MOSFET (металлооксидный полупроводниковый полевой транзистор) — еще один категория полевого транзистора.MOSFET, в отличие от JFET, не имеет структуры pn перехода; вместо этого затвор полевого МОП изолирован. из канала слоем диоксида кремния (SiO2). Два основных типа МОП-транзисторов — это усиление (E) и истощение (D). Из двух типов Расширение MOSFET более широко используется. Потому что поликристаллический кремний теперь используется в качестве материала ворот вместо металла, эти устройства иногда так называемые IGFET (полевые транзисторы с изолированным затвором).

После заполнения этого раздела вы сможете:

— Объясните работу полевых МОП-транзисторов

— Обсудите усовершенствованный MOSFET (E-MOSFET)

— Опишите структуру

— Определите символы для n-канальных и p-канальных устройств E-MOSFET

— Обсудите истощение MOSFET (D-MOSFET)

— Опишите структуру

— Обсудить режимы истощения и улучшения

— Определите символы для n-канальных и p-канальных устройств D-MOSFET

— Обсудить силовые полевые МОП-транзисторы

— Описание структуры LDMOSFET

— Описание структуры VMOSFET

— Описание структуры TMOSFET

— Описание двухзатворного полевого МОП-транзистора

— Определите символы для двухзатворных D-MOSFET и E-MOSFET

Расширенный полевой МОП-транзистор (E-MOSFET)

E-MOSFET работает только в режиме улучшения и не имеет истощения. режим.Конструктивно он отличается от D-MOSFET, о котором идет речь. во-вторых, в том, что у него нет структурного канала. Обратите внимание на фиг. 34 (а), что подложка полностью доходит до слоя SiO2. Для n-канального устройства положительное напряжение затвора выше порогового значения индуцирует канал, создавая тонкий слой отрицательных зарядов в области подложки, прилегающей к Слой SiO2, как показано на фиг. 34 (б). Проводимость канала равна усиливается за счет увеличения напряжения затвор-исток и, таким образом, увеличения электроны в область канала.Для любого напряжения затвора ниже порога значение, канала нет.

РИС. 34 Представление основной конструкции и работы E-MOSFET (n-канальный).

Показаны условные обозначения для n-канальных и p-канальных E-MOSFET. на фиг. 35. Пунктирные линии символизируют отсутствие физического канала. Стрелка подложки, направленная внутрь, предназначена для канала n, а направленная наружу стрелка предназначена для канала p.

Некоторые устройства E-MOSFET имеют отдельное соединение с подложкой.

РИС. 35 условных обозначений E-MOSFET.

MOSFET с истощением (D-MOSFET) Другой тип MOSFET — это MOSFET с истощением. (D-MOSFET), а на фиг. 36 иллюстрирует его базовую структуру. Слив и источник диффундируют в материал подложки, а затем соединяются узкий канал, примыкающий к утепленным воротам. И n-канал, и p-канал устройства показаны на рисунке. Мы будем использовать n-канальное устройство для описания основная операция.Работа p-канала такая же, за исключением напряжения полярности противоположны полярности n-канала.

РИС. 36 Представление базовой структуры D-MOSFET.

D-MOSFET может работать в любом из двух режимов — режиме истощения. или режим улучшения — иногда его называют истощением / улучшением МОП-транзистор.

Поскольку затвор изолирован от канала, положительный или отрицательный может быть приложено напряжение затвора.N-канальный MOSFET работает в режиме истощения. режим при подаче отрицательного напряжения затвор-исток и в усилении режим, когда приложено положительное напряжение затвор-исток. Эти устройства в основном работал в режиме истощения.

Depletion Mode Визуализируйте затвор как одну пластину конденсатора с параллельными пластинами. и канал как другая пластина. Изолирующий слой из диоксида кремния — диэлектрик. При отрицательном напряжении затвора отрицательные заряды на затвор отталкивает электроны проводимости из канала, оставляя положительный ионы на их месте.Таким образом, n канал исчерпал часть своего электронов, тем самым уменьшая проводимость канала. Чем больше отрицательного напряжение на затворе, тем больше обеднение n-каналом электронами. При достаточно отрицательном напряжении затвор-исток VGS (выключено) канал полностью истощен, и ток стока равен нулю. Этот режим истощения проиллюстрировано на фиг. 37 (а). Как и n-канальный JFET, n-канальный D-MOSFET проводит ток стока для напряжений затвор-исток между VGS (выключено) и нуль.Кроме того, D-MOSFET работает при значениях VGS выше нуля.

РИС. 37 Работа n-канального D-MOSFET.

Режим улучшения

При положительном напряжении затвора притягивается больше электронов проводимости. в канал, тем самым увеличивая (усиливая) проводимость канала, как показано на фиг. 37 (б).

Символы D-MOSFET Условные обозначения как для n-канала, так и для MOSFET с истощением p-канала показаны на фиг.38. Подложка, обозначенная стрелкой, обычно (но не всегда) внутренне подключен к источник. Иногда используется отдельный штифт для подложки.

РИС. 38 условных обозначений D-MOSFET.

FYI В новом типе полевого транзистора используется ребристая структура. обычной плоской кремниевой структуры. Это намного меньше, чем обычные кремниевые транзисторы.

Ребра изготовлены из полупроводникового материала, называемого арсенидом индия-галлия. вместо кремния.Помимо того, что компьютерные чипы стали намного меньше в Размер FinFET может работать во много раз быстрее, чем обычные полевые транзисторы.

Структуры силовых полевых МОП-транзисторов

Обычные улучшенные полевые МОП-транзисторы имеют длинный тонкий боковой канал. как показано на структурном виде на фиг. 39. Это приводит к относительно высокое сопротивление сток-исток и ограничивает E-MOSFET приложениями с низким энергопотреблением. Когда затвор положительный, канал формируется рядом с затвором между исток и сток, как показано.

MOSFET с боковым рассеиванием (LDMOSFET) LDMOSFET имеет боковой канал структура и является типом расширенного MOSFET, разработанного для силовых приложений.

У этого устройства более короткий канал между стоком и истоком, чем у этого устройства. обычный E-MOSFET. Более короткий канал приводит к более низкому сопротивлению, что позволяет более высокий ток и напряжение.

РИС. 39 Поперечное сечение стандартной структуры E-MOSFET. Канал отображается как белая область.

РИС. 40 показывает базовую структуру LDMOSFET. Когда ворота положительные, в p-слое между слаболегированными источник и русский регион. Между стоком и истоком есть ток через n областей и индуцированный канал, как указано.

РИС. 40 Поперечное сечение структуры бокового канала LDMOSFET.

VMOSFET МОП-транзистор с V-образной канавкой является еще одним примером обычного E-MOSFET. разработан для достижения более высокой мощности за счет создания более коротких и широких канал с меньшим сопротивлением между стоком и истоком с использованием вертикального структура канала.Более короткие и широкие каналы позволяют использовать более высокие токи и, следовательно, большее рассеивание мощности. Амплитудно-частотная характеристика также улучшена.

VMOSFET имеет два соединения источника, соединение затвора сверху и сливное соединение внизу, как показано на фиг. 41. Канал индуцирован вертикально по обе стороны от V-образного паза между сливом (n + подложка, где n + означает более высокий уровень легирования, чем) и соединения источника. Длина канала задается толщиной слоев, которую контролируют. по плотности легирования и времени диффузии, а не по размерам маски.

РИС. 41 Поперечное сечение структуры вертикального канала VMOSFET.

TMOSFET

Вертикальная структура канала TMOSFET показана на ИНЖИР. 42.

Структура затвора встроена в слой диоксида кремния, а источник контакт непрерывен по всей площади поверхности. Сток находится на Нижний. TMOSFET обеспечивает большую плотность упаковки, чем VMOSFET, при сохранении преимущество короткого вертикального канала.

РИС. 42 Поперечное сечение структуры вертикального канала TMOSFET.

МОП-транзисторы с двойным затвором

МОП-транзистор с двойным затвором может быть либо обедненного, либо улучшенного типа. Единственное отличие состоит в том, что он имеет два затвора, как показано на фиг. 43. Как и раньше. Как уже упоминалось, одним из недостатков полевого транзистора является его высокая входная емкость, которая ограничивает его использование на более высоких частотах. При использовании устройства с двумя затворами входная емкость уменьшается, что делает устройство полезным в ВЧ усилителе Приложения.Еще одно преимущество конструкции с двумя воротами заключается в том, что она позволяет использовать вход автоматической регулировки усиления (АРУ) в усилителях РЧ.

Другое приложение демонстрируется в Application Activity, где смещение на втором затворе используется для настройки кривой крутизны.

РИС. 43 Двухзатворные n-канальные символы MOSFET.

РАЗДЕЛ 5 ПРОВЕРКА

1. Назовите два основных типа полевых МОП-транзисторов.

2.Если напряжение затвор-исток в n-канальном E-MOSFET сделать больше положительный, ток стока увеличивается или уменьшается?

3. Если напряжение затвор-исток в n-канальном обедненном МОП-транзисторе создается более отрицательно, ток стока увеличивается или уменьшается?

продолжение к части 2 >>

Подобные статьи

Основы полевого транзистора

В 1947 году Шокли, Браттейн и Бардин исследовали полевой транзистор, но вместо этого привели их к изобретению биполярного транзистора.В 1952 году был опубликован полевой транзистор Шокли. Джон Аталла создал работающее устройство, поскольку технология обработки материалов была недостаточно развита до 1960 года.

Полевой транзистор — это транзистор, который регулирует форму и проводимость канала на одном типе носителя заряда в полупроводниковом материале, полагаясь на электрическое поле. Это 3-контактное униполярное устройство, которое проводит ток, используя только один вид носителя заряда. Это контрастирует их работу с одной несущей с работой с двумя несущими в BJT.Полевые транзисторы — это устройства с основными носителями заряда, которые состоят из активного канала, по которому основные носители заряда, электроны или дырки, протекают от истока к стоку. Проводимость канала является функцией потенциала, приложенного к затвору, и через омические контакты проводники истока и стока соединены с полупроводником.

Как показано на изображении ниже, затвор — это терминал управления током. Затвор на полевом транзисторе практически не пропускает ток при управлении постоянным током по сравнению с выводом базы биполярного транзистора, который пропускает небольшое количество тока.Ток течет по полупроводниковому пути, известному как канал. Электрод, называемый истоком, находится на одном конце канала, а электрод, называемый стоком, — на другом конце канала.

Работа полевого транзистора проста на уровне схемы. Униполярная область между областями затвора — это канал, в котором его сопротивление регулируется путем подачи напряжения на входной элемент, затвор. Показанное ниже устройство представляет собой N-канальный тип, который представляет собой слегка легированную пластину кремния N-типа с выводами на концах.Затвор в этом N-канальном устройстве представляет собой тяжелую область P-типа по обе стороны от центра плиты, которая служит управляющим электродом. Эмиттер и коллектор BJT аналогичны терминалам истока и стока.

Поток электронов управляется полевым транзистором от истока к стоку, влияя на размер и форму проводящего канала, создаваемого и находящегося под влиянием напряжения, приложенного к затвору и истоку. Поток, через который электроны текут от истока к стоку, является проводящим каналом.

Полевой транзистор может быть построен из ряда полупроводников, и наиболее распространенным материалом является кремний. Используя монокристаллическую полупроводниковую пластину в качестве активной области или канала, большинство полевых транзисторов изготавливаются с использованием обычных методов обработки объемных полупроводников. Одна ИС может содержать несколько тысяч полевых транзисторов вместе с другими компонентами, такими как резисторы, конденсаторы и диоды. Полевые транзисторы существуют в двух основных классификациях, известных как Junction FET (JFET) и FET металл-оксид-полупроводник (MOSFET).Другие типы включают ISFET (ионно-чувствительный полевой транзистор), IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором), OFET (органический полевой транзистор), NOMFET (полевой транзистор с органической памятью наночастиц), DGMOSFET (полевой транзистор с двумя затворами), MODFET (полевой транзистор с модулирующим допированием) и другие.

Ссылки
http://www.allaboutcircuits.com/vol_3/chpt_2/9.html

Рынок полевых транзисторов на основе металл-оксид-полупроводник в АСЕАН достигнет 377,6 млн долларов США к 2027 году; Достижения в производстве электроники для стимулирования рынка: Fortune Business Insights ™

Пуна, янв.22, 2021 (GLOBE NEWSWIRE) — Объем рынка полевых транзисторов на основе металл-оксидных полупроводников (MOSFET) АСЕАН прогнозируется, что к 2027 году объем рынка достигнет 377,6 млн долларов США, при этом среднегодовой темп роста составит 7,6% в течение прогнозируемого периода. Сильная электронная промышленность в Ассоциации государств Юго-Восточной Азии (АСЕАН) будет основной движущей силой роста этого рынка, утверждает Fortune Business Insights ™ в своем отчете под названием « Полевой транзистор на основе металл-оксид-полупроводник (MOSFET) Рынок Размер, доля и анализ воздействия Covid-19, по типу (режим истощения и режим улучшения), по мощности (высокая мощность, средняя мощность и низкая мощность), по приложениям (сети и связь, обработка данных, энергия и мощность, Бытовая электроника, автомобилестроение и др.) И региональный прогноз на 2020-2027 годы ».

Нажмите здесь, чтобы узнать о краткосрочном и долгосрочном влиянии COVID-19 на этот рынок.

Посетите: https://www.fortunebusinessinsights.com/asean-metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor-mosfet-market-104558

Согласно платформе АСЕАН по продвижению инвестиций, инвестируйте в АСЕАН, более 80% жестких дисков, поставляемых по всему миру, производятся в АСЕАН. В Таиланде расположены одни из крупнейших сборочных баз электроники в Юго-Восточной Азии, где находится более 2300 компаний и более 400 000 рабочих.В Малайзии насчитывается более 1695 компаний-производителей электроники с объемом инвестиций примерно 35,5 млрд долларов США. Более того, малазийская электронная промышленность вкладывает значительные средства в исследования и разработки, укрепляя позиции страны в мире. Таким образом, стабильная деятельность электронной промышленности в регионе АСЕАН способствует производству и внедрению металлооксидных полупроводниковых полевых транзисторов.

Согласно отчету, оценочная стоимость мирового рынка в 2019 году составила 235 долларов США.2 миллиона. Основные особенности отчета:

• Исчерпывающий анализ всех факторов, движущих и сдерживающих рынок;
• Углубленная диагностика различных сегментов рынка;
• Микроскопическое исследование региональных тенденций, формирующих рынок; и
• Практическое исследование конкурентной среды рынка.

Запросить образец копии отчета: https://www.fortunebusinessinsights.com/enquiry/request-sample-pdf/asean-metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor-mosfet-market-104558

Ограничивающий фактор

Сбои в торговой деятельности из-за COVID-19 могут оказаться вредными для рынка

Внезапная вспышка пандемии COVID-19 вынудила страны ввести меры изоляции и социального дистанцирования, а также ограничить торговую деятельность.Во всем регионе АСЕАН страны также приостановили производственную и транспортную деятельность, чтобы сдержать распространение вируса. На Филиппинах, например, Murata и Samsung Electronics прекратили производство микросхем для микросхем с выводными рамками (MLCC), что повлияло на рынок высокопроизводительных MLCC для смартфонов и автомобилей, поскольку эта страна является важной базой для японских и корейских гигантов электроники. . Точно так же в Малайзии производство резисторов пострадало на ранних стадиях пандемии, когда такие компании, как Huaxin Technology, прекратили производство на несколько недель.На рост рынка ASEAN MOSFET неизбежно повлияют эти события, вызванные пандемией коронавируса, но он будет неуклонно восстанавливаться, поскольку правительства и компании частного сектора активно пытаются вернуть региональную экономику к ее первоначальной траектории роста.

Country Insights

Вьетнам твердо владеет долей рынка; Сингапур покажет многообещающий рост

Ожидается, что Вьетнам будет лидером на рынке металлооксидных полупроводниковых полевых транзисторов в странах АСЕАН ввиду значительного роста отрасли силовой электроники в стране за последние несколько лет.В 2019 году объем рынка страны составил 37,7 млн ​​долларов США, и ожидается, что в течение прогнозируемого периода CAGR составит 8,5%. Ожидается, что в ближайшие годы Сингапур продемонстрирует многообещающий рост благодаря быстрому расширению электронной промышленности страны и благоприятному бизнес-климату. Кроме того, в стране имеется значительная доля квалифицированных рабочих, что привлекло крупных игроков в секторе электроники для инвестирования в Сингапур.

Спросите о настройке: https: // www.fortunebusinessinsights.com/enquiry/customization/asean-metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor-mosfet-market-104558

Конкурентная среда

Расширение портфеля будет основной стратегией роста для ключевых игроков

Основные конкуренты на этом рынке вкладывают огромные средства в исследования и разработки, чтобы расширить свои существующие портфели и расширить свою клиентскую базу в быстро развивающейся электронной промышленности в странах АСЕАН.Региональные игроки также становятся свидетелями растущей конкуренции со стороны иностранных компаний, стремящихся усилить свое присутствие в Юго-Восточной Азии.

Развитие отрасли:

• Октябрь 2020 г .: Компания Toshiba Electronic Devices объявила о выпуске полевого МОП-транзистора из карбида кремния на 1200 В для всех видов промышленных приложений. MOSFET, разработанный с использованием микросхем Toshiba 2 ^и поколения, обеспечивает высокое сопротивление напряжению, низкое сопротивление в открытом состоянии и высокоскоростное переключение.
• Июнь 2020 г .: Renesas Electronics выпустила пару новых полумостовых драйверов 100 В для полевых МОП-транзисторов, HIP2210 и HIP2211. HIP2210 оснащен трехуровневым входом PWM для эффективного источника питания, а HIP2211 разработан как обновление следующего поколения драйвера моста ISL2111 от Renesas.

Список ключевых компаний, представленных в отчете по рынку металло-оксидных полупроводниковых транзисторов АСЕАН:

• Fuji Electric Co., Ltd. (Токио, Япония)
• Renesas Electronics Corporation (Токио, Япония)
• Mitsubishi Electric Corporation (Токио, Япония)
• Vishay Intertechnology, Inc.(Пенсильвания, США)
• STMicroelectronics (Женева, Швейцария)
• Diodes Incorporated (Техас, США)
• Texas Instruments Incorporated (Техас, США)
• TOSHIBA CORPORATION (Токио, Япония)
• ON Semiconductor Corporation (Аризона, США)
• Infineon Technologies AG (Нойбиберг, Германия)

Быстрая покупка- Рынок металло-оксидных полупроводниковых транзисторов АСЕАН : https: // www.fortunebusinessinsights.com/checkout-page/104558

Основное содержание:

• Введение
  
  • Определение, по сегментам
  • Исследовательский подход
  • Источники
• Краткое содержание
• Динамика рынка
  
  • Макро- и микроэкономические показатели
  • Драйверы, ограничения, возможности и тенденции
  • Воздействие COVID-19
    
    • Кратковременное воздействие
    • Долгосрочное воздействие
• Конкуренция
  
  • Бизнес-стратегии, принятые ключевыми игроками
  • Консолидированный SWOT-анализ ключевых игроков
  • PESTLE Анализ
  • Анализ пяти сил Портера
  • Анализ и матрица доли рынка полевых транзисторов металл-оксид-полупроводник (MOSFET) АСЕАН, 2019
• Ключевые выводы рынка и стратегические рекомендации
• Профили ключевых игроков (только для 10 игроков)
  
  • Обзор
    
    • Управление ключами
    • Штаб и т. Д.
  • Предложения / бизнес-сегменты
  • Ключевые детали (Ключевые детали зависят от доступности данных в общественном достоянии и / или в платных базах данных)
    
    • Размер сотрудника
    • Ключевые финансовые показатели
      • Прошлые и текущие доходы
      • Валовая прибыль
      • Географическая доля
      • Доля бизнес-сегмента

Содержание Продолжение..

Обратитесь к нашему аналитику — https://www.fortunebusinessinsights.com/enquiry/speak-to-analyst/asean-metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor-mosfet-market-104558

Ознакомьтесь с результатами исследований по теме:

Рынок вилочных погрузчиков Размер, доля и анализ отрасли, по типу (класс I, класс II, класс III, класс IV, класс V), по применению (горнодобывающая промышленность, логистика, строительство, продукты питания и напитки, природные ресурсы, производство, Прочие (сельское хозяйство и т. Д.)) и региональный прогноз на 2019-2026 гг.

Рынок самосвалов Размер, доля и анализ отрасли по типу (шарнирно-сочлененные, жесткие), по конечному использованию (горнодобывающая промышленность, строительство, удаление отходов и т. Д.) И региональный прогноз на 2019-2026 годы

Рынок кранов Размер, доля и анализ отрасли по типам продукции (мобильные, стационарные, морские), отраслям конечных пользователей (строительство, горнодобывающая промышленность, промышленность, нефть и газ, другие) и региональному прогнозу на 2019-2026 годы

Рынок строительного оборудования Анализ размеров, доли и воздействия COVID-19, по типу оборудования (землеройное оборудование, погрузочно-разгрузочное оборудование и краны, бетонное оборудование, дорожно-строительное оборудование, гражданское инженерное оборудование, дробильно-сортировочное оборудование и другое оборудование), по Приложение (жилищное, коммерческое и промышленное) и региональный прогноз, 2020-2027 гг.

О нас:

Fortune Business Insights ™ предлагает экспертный корпоративный анализ и точные данные, помогая организациям любого размера принимать своевременные решения.Мы разрабатываем инновационные решения для наших клиентов, помогая им решать проблемы, характерные для их бизнеса. Наша цель — предоставить нашим клиентам целостную информацию о рынке, предоставляющую детальный обзор рынка, на котором они работают.

Наши отчеты содержат уникальное сочетание осязаемых идей и качественного анализа, которые помогают компаниям достичь устойчивого роста. Наша команда опытных аналитиков и консультантов использует ведущие в отрасли инструменты и методы исследования для составления всеобъемлющих рыночных исследований с вкраплениями соответствующих данных.

В Fortune Business Insights ™ мы стремимся выявить наиболее прибыльные возможности роста для наших клиентов. Поэтому мы предлагаем рекомендации, облегчающие им ориентирование в технологических и рыночных изменениях. Наши консультационные услуги призваны помочь организациям выявить скрытые возможности и понять преобладающие проблемы конкуренции.

Свяжитесь с нами:
Fortune Business Insights ™ Pvt. Ltd.
308, Главное управление,
Survey No.36, Банер,
Пуна-Бангалор шоссе,
Пуна — 411045, Махараштра, Индия.
Телефон:
США: + 1-424-253-0390
Великобритания: + 44-2071-939123
APAC: + 91-744-740-1245
Электронная почта: [email protected]
Fortune Business Insights ™
LinkedIn | Twitter | Блоги

Прочитать пресс-релиз https://www.fortunebusinessinsights.com/press-release/asean-metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor-market-10415

Мировой рынок силовой электроники 2021-26: тенденции в отрасли, размер, доля, анализ и прогноз

Отдел новостей MarketWatch не участвовал в создании этого контента.

1 ноября 2021 г. (СУПЕР ИССЛЕДОВАНИЕ РЫНКА через COMTEX) — Согласно последнему отчету IMARC Group под названием « Рынок силовой электроники : глобальные тенденции в отрасли, доля, размер, рост, возможности и прогноз 2021-2026, » рынок силовой электроники будет расти со среднегодовыми темпами роста. XX% в течение 2021-2026 гг.

Силовая электроника включает изучение, анализ и разработку схем, преобразующих электрическую энергию из одной формы в другую.Он широко используется в бытовой электронике, такой как телевизоры (телевизоры), персональные компьютеры (ПК), зарядные устройства и т. Д. В настоящее время многие производители внедряют современную силовую электронику, в которой электрическая энергия преобразуется с использованием полупроводниковых переключающих устройств. Эти устройства включают тиристоры, диоды, силовой полевой транзистор металл-оксид-полупроводник (MOSFET), биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT) и т. Д.

Поскольку новый коронавирус (COVID-19) захватывает мир , мы постоянно отслеживаем изменения на рынках, а также поведение потребителей в отрасли во всем мире, и наши оценки последних рыночных тенденций и прогнозов делаются с учетом воздействия этой пандемии.

Рынок силовой электроники Тенденции:

Растущая зависимость от бытовой электроники из-за растущего уровня урбанизации и располагаемых доходов в первую очередь движет рынком силовой электроники. В соответствии с этим растущая популярность электронных устройств, включая регуляторы вентиляторов, кондиционеры, индукционное приготовление пищи, пылесосы, системы бесперебойного питания (ИБП) и т. Д., Способствует росту спроса на продукцию. Более того, растущее распространение различных электронных устройств, таких как насосы, воздуходувки, вращающиеся печи, дуговые печи, элеваторы, компрессоры и т. Д.на нескольких производственных предприятиях, включая текстильные фабрики, способствует дальнейшему росту рынка. Помимо этого, силовая электроника набирает обороты в автомобильной промышленности для обеспечения электроусилителя рулевого управления, внутреннего освещения, управления сиденьями, тормозной системы, центрального управления кузовом и т. Д. В транспортных средствах, что является еще одним важным фактором, способствующим росту. Кроме того, растущие требования к безопасным, роскошным и интеллектуальным автомобилям со встроенными информационно-развлекательными системами также увеличивают мировой рынок.Кроме того, ожидается, что растущее использование продукции во внедорожных транспортных средствах (OTR) в связи с увеличением числа строительных и горнодобывающих работ будет способствовать развитию рынка силовой электроники в течение прогнозируемого периода.

Запросить бесплатный образец отчета: https://www.imarcgroup.com/power-electronics-market/requestsample

Рынок силовой электроники 2021-2026 Анализ и сегментация:

Конкурентная среда:

Конкурентная среда рынка была изучена в отчете с подробным описанием ключевых игроков, действующих на рынке.

ABB Ltd., Analog Devices Inc., Fuji Electric Co. Ltd., Infineon Technologies AG, Microchip Technology Inc., Mitsubishi Electric Corporation, NXP Semiconductors NV, Renesas Electronics Corporation, ROHM Co. Ltd., STMicroelectronics, Texas Instruments Incorporated , Toshiba Corporation и Vishay Intertechnology Inc.

В отчете сегментирован рынок на основе региона, типа диска, типа материала и конечного пользователя.

Разбивка по устройствам:

• Питание Дискретное
  • Диод
  • Транзисторы
  • Тиристор
• Модули питания
  • Интеллектуальный силовой модуль
  • Интегрированный модуль питания
• ИС питания
  • Интегральная схема управления питанием
  • Интегральная схема для конкретных приложений

Разбивка по материалам:

• Кремний
• Сапфир
• Карбид кремния
• Нитрид галлия
• Другие

Разбивка по заявкам:

• Управление энергопотреблением
• UPS
• Возобновляемый
• Другие

Разрыв по напряжению:

• Низкое напряжение
• Среднее напряжение
• Высокое напряжение

Разделение по отраслям конечных пользователей:

• Автомобильная промышленность
• Военная и авиакосмическая промышленность
• Энергия и мощность
• IT и телекоммуникации
• Бытовая электроника
• Другие

Разбивка по регионам:

• Северная Америка
• Азиатско-Тихоокеанский регион
  • Китай
  • Япония
  • Индия
  • Южная Корея
  • Австралия
  • Индонезия
  • Другие
• Европа
  • Германия
  • Франция
  • Объединенное Королевство
  • Италия
  • Испания
  • Россия
  • Другие
• Латинская Америка
• Ближний Восток и Африка

Спросите аналитика о настройке и изучите полный отчет с оглавлением и списком рисунков: https: // bit.ly / 3mSA9KZ

Ключевые моменты отчета:

• Рыночные показатели (2015-2020 гг.)
• Обзор рынка (2021-2026 гг.)
• Анализ пяти сил Портера
• Драйверы рынка и факторы успеха
• Анализ SWOT
• Цепочка значений
• Комплексное картирование конкурентной среды

Если вам нужна конкретная информация, которая в настоящее время не входит в объем отчета, мы можем предоставить ее вам как часть настройки.

Если вам нужны самые свежие первичные и вторичные данные (2021-2026) с модулем затрат, бизнес-стратегией, каналом распределения и т. Д. Нажмите, чтобы запросить бесплатный образец отчета, опубликованный отчет будет доставлен вам в формате PDF по электронной почте в течение 24-48 часов. получения полной оплаты.

О нас

IMARC Group — ведущая компания по исследованию рынка, которая предлагает стратегии управления и исследования рынка по всему миру. Мы сотрудничаем с клиентами во всех секторах и регионах, чтобы определить их наиболее ценные возможности, решить их наиболее важные проблемы и трансформировать их бизнес.

Информационные продукты IMARC включают основные рыночные, научные, экономические и технологические разработки для лидеров бизнеса в фармацевтических, промышленных и высокотехнологичных организациях. Прогнозы рынка и отраслевой анализ биотехнологий, передовых материалов, фармацевтических препаратов, продуктов питания и напитков, путешествий и туризма, нанотехнологий и новых методов обработки находятся в центре внимания компании.

Свяжитесь с нами:

IMARC Group
30 N Gould St Ste R
Sheridan, WY 82801 USA — Wyoming
Электронная почта: Sales @ imarcgroup.com
Тел .: (D) +91 120 433 0800
Америка: — +1 631 791 1145 | Африка и Европа: — + 44-702-409-7331 | Азия: + 91-120-433-0800, + 91-120-433-0800

Сообщение «Глобальный рынок силовой электроники 2021-26: тенденции в отрасли, размер, доля, анализ и прогноз» впервые появилось в Super Market Research.

COMTEX_396161605 / 2607 / 2021-11-01T03: 29: 13

Есть ли проблемы с этим пресс-релизом? Свяжитесь с поставщиком исходного кода Comtex по адресу editorial @ comtex.com. Вы также можете связаться со службой поддержки клиентов MarketWatch через наш Центр поддержки клиентов.

Отдел новостей MarketWatch не участвовал в создании этого контента.

CasFET Technology использует квантовые лазеры

// php echo do_shortcode (‘[responseivevoice_button voice = «Американский английский мужчина» buttontext = «Listen to Post»]’)?> Исследователи из

Университета Пердью сообщают об успехе, который может привести к созданию транзисторов следующего поколения, которые будут меньше, плотнее, с меньшим напряжением и потребляемой мощностью.

Одним из результатов может быть более быстрые процессоры, которые вычисляют больше операций с меньшим энергопотреблением. Эта разработка, известная как CasFET (каскадный полевой транзистор), направлена ​​на решение проблем масштабирования микросхем и высоких затрат на производство новейших микросхем.

CasFET (каскадный полевой транзистор) может помочь инженерам разработать более мощные процессоры, которые меньше по размеру, потребляют меньше энергии и требуют меньшего напряжения при включении / выключении. (Источник: Университет Пердью) (Щелкните изображение, чтобы увеличить.)

Задача заключается в выполнении требований к характеристикам нанотранзисторов, для которых требуются достаточно высокие токи включения и более низкие токи выключения, а также незначительные различия при переключении между ними.

Это одна из проблем, которые замедлили масштабирование транзисторов, что было замечено при недавнем переходе Intel с 10- на 7-нм техпроцесс.

CasFET призван смягчить эти проблемы, облегчая производителям производство плотно упакованных маломощных транзисторов.В технологии используются сверхрешеточные структуры, перпендикулярные направлению транспортировки транзистора, что позволяет им вести себя аналогично квантовым каскадным лазерам, а не традиционным устройствам на полевых транзисторах.

Инженеры

Purdue на данный момент потратили около 150 часов на разработку механизма моделирования, используемого для развития технологии CasFET.

Тиллманн Кубис

«Моя команда и я являемся разработчиками массивной нанотехнологии и движка квантового транспортного моделирования в Purdue, которая нашла широкое признание среди крупных технологических компаний», — сказал Тиллманн Кубис, доцент кафедры электротехники и вычислительной техники.

«Мы ежедневно моделируем все аспекты квантового транспорта транзисторов в субатомном разрешении», — добавил Кубис. «Это автоматически ставит нас перед множеством транзисторных технологий и [] новейшими проблемами».

Кубис также работал над моделированием квантовых каскадных лазеров в рамках своей докторской диссертации.