как скрестить ужа с ежом / Своими руками (DIY) / iXBT Live

Около месяца назад я уже немного рассказал о данном усилителе (ссылки будут в конце статьи). А именно о простом транзисторном усилителе А-класса Джона Линсли Худа, придуманным им уже в далеком 1969 году. Из-за своей простоты и комфортного звучания, да и просто (возможно) пиара, данный усилитель популярен до сих пор. Как минимум это видно по большому количеству предложений из поднебесной как готовых, так и кит-наборов усилителей. На пробу был взят один такой кит-набор, правда сразу заменил примерно половину комплектующих на более с виду качественные. 

Получившийся результат порадовал. Усилитель действительно звучит интересно, как говорят ближе к лампам, возможно. 

В процессе изготовления в конструкцию (железо) усилителя несколько раз вводились корректировки, иногда весьма существенные. Одно из крупных изменений, это смена блоков питания, что заставило пересмотреть внутреннюю компоновку усилителя, перевернуть все с ног на голову. Дело в том, что корпус ( BRZHIFI BZ2607  311х260х70 ) был уже выбран и куплен. И хотя при кастинге учитывался некий запас по внутреннему объему ( массивные радиаторы с 10 мм подошвой откушали внутреннего объема по ширине прилично, осталось 300х160х64 ), он очень быстро испарился и сделать все аккуратно стало совсем не просто.

После первой версии усилителя, было решено сделать полностью свои платы. Хотелось снизить уровень некой «колхозности» конечного изделия и реализовать на чуть более современной электронной базе (к этому пришел не сразу и по прошествии времени, до конца не уверен в правильности выбора, но об этом в конце).

 Новые платы усилителя и не только

Нарисовал и заказал у известного ресурса  JLCPCB.COM платы. Чтобы платы вышли дешевыми, надо не вылезать за рамки 100х100 мм. В такой формат удалось впихнуть 4 разные платы на две заготовки. Это усилители левого и правого каналов (зеркальные). Плата дополнительного служебного источника питания, так как усилитель будет сделан по схеме двойного моно, с максимально возможным разнесением каналов. Плата входной коммутации.

По приходу, платы были разрезаны обычным дремелем и чутка обработаны напильником.

В процессе сборки обнаружилось несколько маленьких косячков, сказалась некая спешка, так как хотел заказать до нового года. В частности забыл, что резистор в цепи Цобеля должен быть приличной мощности. Пришлось немного изгаляться. Все «очепятки» были хоть и неприятны для перфекциониста, но не критичны для конечного результата.

Если кратко, по задумке. Схема усилителя оставлена практически без изменений. Ее можно посмотреть в ранней публикации.

В качестве входного транзистора применен 2SA1015Y с типовым нормированным уровнем шумов порядка 1dB. В качестве драйверного использовал 2SC5707 (поговаривают, что данный транзистор замечательно себя ведет и в качестве выходного для варианта усилителя наушников). Ну, а оконечниками выступают, всем до боли известные, 2SC5200 от Toshiba.  

На входе усилителя стоит пара (в параллель) больших MKP10 от Wima 1,0 uF, дабы пухлому звуку было вольготно протискиваться по тракту и ни чего не мешало ))).

Электролиты по 470,0 uF на вольтодобавке и в цепи обратной связи, в цепи смещения средней точки оставил 100,0 uF, как в оригинале. Отдельно к плате подключаются основной конденсатор фильтра по питанию и разделительный выходной конденсатор, оба по 10 000,0 uF. На входе по питанию стоит еще дополнительно дроссель 10,0 uH, образующий с конденсатором LC фильтр. 

Также на плате установлено реле для включения акустики с задержкой (так таковая защита для колонок не требуется, только задержка включения и быстрое отключение). К нормально замкнутым контактам реле подключен мощный низкоомный резистор для заряда и разряда разделительного выходного конденсатора.

В качестве соединений на плате применены фастоны, очень удобно и достаточно надежно. 

Плата разводилась с учетом минимальных по длине соединений, все транзисторы размещены кучно. «Грязная» земля в одном месте (нижний ряд фастонов). На верхней стороне платы полигон сигнального общего, соединенный с GND в одной точке. Питание для реле гальванически развязано. Применение чип компонентов, ОАЛА, не шибко бы позволило уменьшить (особенно транзисторы) занимаемый усилителем размер, да и просто хотелось видеть некую уже привычную визуальную аутентичность агрегата.

Также предусмотрел перемычку, позволяющую точно измерить ток покоя усилителя, но настраивал по старинке (ток всего усилителя).

По хорошему, для настройки тока, надо было использовать подстроечник с боковым размещением регулировочного винта (как раз доступен между электролитами). Ибо в моем случае, пришлось откидывать платы с радиаторами в сторону. Неудобно, возможно доработаю.

 Питание усилителя

Как и предыдущий вариант, было решено использовать импульсные блоки питания, тем более корпус иного и не позволял. Применены два Mean Well  EPP-120S. Реализация двойного моно.

Дополнительный источник питания

Для питания служебных схем (подсветка, реле и еще кое-что интересное) было решено сделать еще один маленький модуль.

 

На плате установлен БП от той же Mean Well  IRM-10-24, выдающий 24 вольта и 10 Ватт, линейные стабилизаторы на 12 и 5 вольт. Схема задержки включения реле усилителей. Все разъемы и расположение контактов спроектированы так, что не тот разъем не воткнешь. По ошибке ни чего не сгорит.

На фото, плата лежит на специальной бекплейт-нашлепке, напечатанной на 3D принтере.

Плата коммутации источника

 Мне очень не нравятся RCA разъемы, считаю их диким пережитком прошлого. Они занимают много места, у обычного исполнения сначала соединяется сигнальный контакт и только потом общий. Считаю, что правильно использовать XLR и TSR разъемы (есть и комбо). В моем варианте будут TSR 6,3 мм.

Для удобства, уменьшения соплей от проводов и легкой сборки/разборки, была сделана еще одна плата.

 

На плате два TSR стерео разъема.

Один Full Direct, сигнал от источника звука поступает напрямую в усилитель минуя все что можно, включая регулятор громкости. Также, он имеет более высокий приоритет, если в него вставлен «джек», то вся остальная часть коммутации отключается.

Второй разъем может работать в двух режимах. Стандартный — практически тоже самое, что Full Direct, только появляется возможность регулировать громкость. Дополнительный режим (включается кнопкой на передней панели, справа от регулятора громкости) — перед РГ подключается еще одна штучка. За переключение отвечает сигнально реле Takamisawa NA24W-K.

Теперь немного попечатаем

Чтобы все это хозяйство аккуратно разместить в корпусе, воспользуемся 3D принтером.

Для уменьшение длины сигнальных проводов, компоновка усилителя такая: спереди блоки питания и все, что не влияет особо на звук, сзади усилителя вся сигнальная слаботочка. Исключение разъем и внутренний кабель питания, пусть и не идеально, но эта проблема разрешилась удачно. 

На 3D принтере был напечатан большой холдер для крепления блоков питания (отчасти защищает от поражения высоким напряжением и изолирует от металлического корпуса), больших конденсаторов, переменного резистора регулировки громкости ALPS 10 кОм (он также отнесен назад усилителя и приводится через удлинитель), а также реализовано некое подобие кабель менеджмента.

Ну и начинаем потихоньку собирать

Сначала затолкаем все в холдер. Снизу (между основанием холдера и металлической нижней крышкой корпуса) будет еще дополнительная диэлектрическая нашлепка.

Платы усилителя, силовые транзисторы через тонкую слюду вместе с пастой MX2.

 

И пытаемся впихнуть все это хозяйство в компактный корпус.

Соединения вышли достаточно короткие и было решено отказаться от использования толстых межблочных/микрофонных проводов. Оказалось вполне достаточно витых пар. Главное требование, для исключения земляных петель, соединять общие у входа и выхода, только в одном месте. К примеру, с разъема на РГ идет только сигнал, а общий подключен только со стороны платы коммутации и выполняет функцию экранирования. Снимаем с РГ (ползунок) сигнал и именно по этому соединению происходит двухстороннее подключение общих проводников (экранирование и уравнивание потенциалов). 

Стрелочные индикаторы подключаются параллельно клемм акустики. Их подсветка 12 вольт, последовательно от двух индикаторов, как 24 вольта на плату со служебным питанием.

А при чем тут уж и еж?

Ну вот и добрались до некой изюминки данного усилителя.

Было просто интересно собрать усилитель А-класса. Не ставилась задача получить абсолютно правильный девайс. Это была просто некая разминка для головы и рук. 

Сейчас, в другом проекте, буду использовать DSP процессор. И подумалось, а не впихнуть и сюда самый простенький DSP,  как некий полигон для будущих экспериментов. Основная задача для процессора тут, ввести компенсацию АЧХ комнаты и акустических систем.

В усилитель был водружен народный и простой DSP ADAU1701 от Analog Devices (плата 3 ревизии от ЧипДипа). На борту самого чипа уже есть двухканальный АЦП и 4х канальный ЦАП. Пускай ADAU1701 звезд с неба не хватает (ни разу не Hi-End), но как известно, львиную долю (более половины то точно) искажений в звуковой тракт вносят акустика помещения и колонки, так что хватит над чем работать и ему.

 

На заднюю стенку усилителя был прикручен 8-ми контактный разъем (к сожалению, мам таких я не видел), что нашелся в хозяйстве.  

Он используется для заливки прошивки в процессор по I2C. Также на разъем выведено питание 5 вольт, если захочется сделать некий проводной пульт с крутилками (к примеру, параметрик EQ). Осталось 4 контакта и тут можно будет вывести наружу дополнительные два ЦАП (к примеру для сабвуфера), или можно вывести GPIO процессора и сделать дополнительное простое управление чем нить, или попробовать подключить I2S и тогда реализовать цифровой вход в усилитель. Короче, вариантов много.

Что вышло в итоге

Ток покоя в данном исполнении выставил порядка 1,8 А для 8 Омной нагрузки (можно было чуть меньше даже) и 30 вольт питания усилителя. Если вспомним предыдущую реализацию, то там хорошо получалось при минимум 2,6А, а идеально при 3 Ампер. Мощность RMS при 8 Омах около 12 Ватт на канал. Усилитель из розетки перманентно кушает примерно 120-125 Ватт.

На картинке видна красивая большая вторая гармоника, маскирующая третью не очень благозвучно звучащую.

Что касается сравнения звучания (пока ветвь с DSP не рассматриваем), к сожалению сейчас нет возможности сравнить оба варианта одновременно (первый частично подвергся экзекуции). Но сложилось впечатление, что китайский вариант на старых транзисторах звучал прикольней. В нем можно было расслышать в паузах всяческие шумовые артефакты (скорей всего из-за приятно «фонящего» входного транзистора 2N2907),  дающие дополнительные обертона (или что там) в музыке. Новый вариант усилителя, мне показался слишком чистым в звучании, ни флуктуационного шипения в паузах, ни той теплоты. Хотя, возможно, я просто прислушался и в квартире не так холодно стало).

Возможно, я вернусь к слепому сравнению двух версий усилителя, но позже. И, если китайский вариант мне понравится больше, можно попробовать поэкспериментировать с тем же входным транзистором.

Зачем все это? Как сказал мой старый друг, имеющий в своей коллекции полдюжины сетапов разных эпох: «Современные аппараты не вызывают эмоций. Только чистый, лабораторный звук. Никаких искажений, шипений, ничего что мне нравится.».

 

Ссылки на предыдущие посты: начало и продолжение.

⚡️Транзисторный усилитель класса А | radiochipi.

ru

На чтение 11 мин Опубликовано 18.05.2015 Обновлено 07.07.2019

Предлагаемая автором концепция построения мощного выходного каскада УМЗЧ исключает большинство нелинейных искажений, присущих двухтактным выходным каскадам на лампах или транзисторах. Введение следящего питания позволяет достичь очень малых нелинейных искажений — на уровне тысячных долей процента! Такой выходной каскад (его мощность более 20 Вт) вполне пригоден для работы с АС чувствительностью не менее 90 дБ.

Назначение выходного каскада (ВК) усилитель низкой частоты — передать сигнал с выхода усилителя напряжения (УН) на низко-импедансную нагрузку (акустическую систему) с наименьшими искажениями. Очень часто такой усилитель тока выполняют в виде мощного повторителя напряжения на транзисторах.

ВК присущи следующие основные виды искажений: тепловые, кроссоверные, переключательные и искажения, связанные со спадом статического коэффициента передачи тока базы с ростом тока нагрузки.

Ну и в некоторой степени проявляются нелинейные искажения, связанные с эффектом Эрли в усилительных приборах.Тепловые искажения обусловлены мгновенным изменением температуры кристаллов и связанным с этим изменением в несколько раз (2…3 раза) статического коэффициента передачи тока базы, а также изменением падения напряжения на эмиттерном переходе.

Это проявляется в виде паразитной амплитудной модуляции полезного сигнала его собственной огибающей [I]. Кроссоверные искажения в ВК, работающем а режиме класса ЛВ, возникают вблизи переходов сигнала через ноль из-за неоптимального выбора тока покоя и нестабильности выходного сопротивления.

Переключательные искажения возникают из-за стабилизирующих режим резисторов, включённых в цепи эмиттеров: или истоков мощных транзисторов. Чем меньше сопротивление этих резисторов, тем меньше переключательные искажения. С ростом тока нагрузки (тока эмиттера, истока) pоcтет и необходимое напряжение на управляющем электроде: например, у биполярных транзисторов

(БТ) — с 0,5 до 2,5 В при изменении тока с 0,1 до 10 А, у полевых транзисторов (ПТ) с вертикальным каналом — с 4 до 6 В.

а у транзисторов с горизонтальной структурой канала — с 0,6 до 8 В при изменении тока с 0.1 до 7 А. Это и определяет, наряду с изменяющимся выходным сопротивлением, основную ошибку (искажении) между входом и выходом простого повторителя.

Кроме того, в двухтактных повторителях на комплементарных транзисторах возникают дополнительные искажения из-за их неполной комплементарности, в том числе и на высоких частотах из-за разных частотных свойств. Неудивительно, что многие разработчики до сих пор отдают предпочтение квазикомплементарным ВК.

Транзисторный усилитель мощности без общей ООС, характеризующихся менее широким спектром гармоник по сравнению с усилителями с глубокой ООС, более высоки требования к ВК. Поэтому типовые выходные каскады класса АВ, обычно используемые в усилителях с глубокой ООС, не годятся. Исключением являются ВК с корректором Хаксфорда как на БТ [2], так и на ПТ. (3), а также более сложные повторители с использованием дифференциального каскада [4] или со структурой ОБ-ОK (ОЗ-ОС) [5].

Такие повторители, в том числе и с отрицательным выходным сопротивлением, были представлены и обсуждены на форуме [6].

На основании вышеизложенного в качестве ВК для усилителя мощности низкой частоты без общем ООС наиболее привлекательны всё же повторители на транзисторах в режиме класса А. Основное условие принадлежности к классу А отсутствие режима отсечки во всех режимах работы, т. е. ток сигнала через транзисторы каждого плеча ВК протекает в течение полного периода сигнала.

Однако это справедливо для нагрузки с постоянным импедансом. Акустические системы такой нагрузкой не являются, так как могут иметь существенную просадку импеданса, что неизбежно ведёт к выходу из режима класса А. В однотактных повторителях в качестве нагрузки нередко используют резистор (можно встретить даже дроссель или лампу накаливания), с помощью которого и задают необходимый ток покоя, а с него через конденсатор подают сигнал на акустическую систему.

Искажения такого ВК относительно велики, хотя и низкого порядка, так как нелинейность передаточной характеристики преимущественно квадратичная. Звучание с такими повторителями в усилитель мощности звуковой частоты напоминает звучание с однобитными ламповыми усилителями. Существенно улучшить параметры однотактного ВК можно, если в качестве нагрузки использовать генератор стабильного тока (ГСТ) [7].

По этому пути последовал Чиуффоли (Ciuffoli, его усилитель мощности звука Follower 99), а также разработчики усилителей Grimrni. Однако и это решение улучшает параметры однотакткого ВК недостаточно эффективно. Более высоких параметров (меньшие искажения, низкое выходное сопротивление) можно добиться, используя псевдодвухтактные каскады (8). Дальнейшее усовершенствование одного из повторителей на ВТ представлено на форуме.

В отношении двухтактных повторителей в ВК принято считать, что для достижения малых искажений достаточно взять типовой (например, “тройку” Дарлингтона на БТ или ВК на ПТ) и увеличить ток покоя до выхода в режим класса А. Однако, как показали исследования такого ВК [9], его нелинейные искажения и выходное сопротивление относительно велики и не могут в полной мере отвечать требованиям высококачественного звуковоспроизведения.

Более правильный подход к стабилизации тока покоя с помощью токового шунта был предложен Алисоном ещё в 1972 г., но и шунт не решает в полной мере проблему коммутационных искажений. Среди схем управлении транзисторами в плечах ВК можно встретить и трансформаторные с отдельными выходными обмотками. С помощью термокомпенсированных источников напряжения задают смещение для получения оптимального тока покоя, а через вторичные обмотки трансформатора управляют в противофазе транзисторами плеч ВК.

Преимуществом такого подхода является возможность использования в обоих плечах ВК транзисторов одинаковой структуры, что устраняет недостатки, связанные с неполной комплементарностью мощных транзисторов. Но и этот способ управления также не позволяет отказаться от резисторов в цепях эмиттеров (истоков) источника коммутационных искажений.

Двухтактный повторитель можно сделать на транзисторах одинаковой структуры с использованием отражателя тока [10]. Такое решение позволило существенно повысить параметры маломощных повторителей. Суть идеи состоит в том, чтобы сохранить режим А при максимальной амплитуде выходного напряжения и обеспечить ток транзистора, работающего в режиме повторителя, строго постоянным. С целью устранения тепловых искажений в предлагаемом здесь ВК, наряду со стабилизацией тока повторителя, стабилизировано и напряжение на нём посредством дополнительного следящего каскада, как показано на рис.1.

ВК выполнен на распространенных полевых транзисторах вертикальной структуры IRF9630, IRF64-0. Входной сигнал поступает на повторитель напряжения на транзисторе VT2 с каналом р-типа. Он же играет роль термокомпенсатора напряжения смещения для транзистора выходного каскада. С целью уменьшения нелинейных искажений повторитель нагружен на генератор стабильного тока (ГСТ) с током около 20 мА на транзисторах VT1, VT3. Выходной же повторитель выполнен на транзисторах VT5—VT7, примем VT5 обеспечивает следящее питание транзистора VT6, a VT7 входит в узел прецизионного масштабного отражателя тока.

Одновременно входной сигнал поступает на полевой транзистор VT4 — преобразователь напряжение—ток относительно плюсовой шины питания. Питание преобразователя повышено на 5 В с помощью изолированного стабилизированного источника напряжения U2. Теоретически надбавка напряжения питания должна быть равна напряжению затвор—исток транзистора VT4, в этом случае падение напряжения на резисторе R9 равно напряжению питания верхнего плеча ВК.

В практической реализации это напряжение принято равным 5 В, чтобы использовать интегральным стабилизатор на микросхеме. Питание ГСТ от этого же источника позволяет более полно использовать источник напряжения U3 (сделать ограничение максимальной амплитуды сигнала более симметричным и близким к напряжению питания).

На микросхеме DA1, транзисторе VT7 и резисторах RIO, R11, R13, R14 выполнен прецизионный масштабный отражатель тока. Подстроечным резистором R11 выставляют расчётный ток покоя. Резистор R14 должен иметь малый температурный коэффициент (ТКС), его можно сделать из константана или манганина.

В качестве транзистора VT7, кроме ПТ. можно использовать мощный транзистор Дарлингтона n-р-n структуры, в качестве ОУ необходимо использовать быстродействующие микросхемы с минимальным напряжением питания не более +/-5В, способные работать с единичным коэффициентом усиления, например, AD823, ОРА134, ОР275.

ОР249. ОРА627. LT1122, AD845, AD843 и др.

Из ОУ более ранних разработок можно использовать LM318 (LM118, LM218). Для увеличения нагрузочной способности выходы сдвоенных ОУ можно объединять через резисторы сопротивлением 100…200 Ом. Все ПТ и диод VD1 должны быть закреплены на общем теплоотводе. Источник питания усилителя, стабилизированный на напряжение +/-20в, выполнен по схеме из [11], но выходное напряжение увеличено за счёт включения последовательно со стабилитронами светодиодов красного свечения.

Кроме того, добавлены изолированные источники питания с напряжением по 5В (на микросхемах стабилизаторов LM78L05, LM79L05 или аналогичных). Это позволило получить максимальную амплитуду выходного сигнала до ± 19,5 В (при общем суммарном напряжении питания ВК 40 В). Спектр гармоник при выходной мощности 14 Вт (амплитуда напряжения 15 В) на частоте 20 кГц показан на рис. 2.

Как видно из графика, спектр гармоник содержит в основном вторую и третью гармоники и носит спадающий характер. В качестве мощных транзисторов, кроме IRF640, можно использовать IRFP140, IRFP150. С транзисторами IRFP240 нелинейные искажения возрастают примерно на порядок, т. е. до 0,01 %.

Для минимизации искажений мощного повторителя (да и всего УМЗЧ) важна стабильность его выходного сопротивления, которое зависит как оттока ПТ. так и от температуры его кристалла. А так как ток стока и выделяемая на транзисторе VT6 мощность постоянны, то и все виды искажений, в том числе и тепловые, минимальны. Например, сопротивление канала исток—сток транзистора IRF640 при изменении температуры кристалла с 25 до 150 °С увеличивается в 2,5 раза.

Кроме того, нелинейные искажения минимальны при оптимальном импедансе нагрузки. Его отклонение (как в плюс, так и в минус), что имеет место для реальных АС, ведет к росту второй гармоники при сохранении всех остальных. Преимущества предлагаемого каскада наиболее заметно проявятся при полосовом усилении СЧ-ВЧ с современными динамическими головками (с постоянным импедансом).

Для полосы же НЧ более пригодны ВК с отрицательным импедансом, например, с корректором Хаксфорда или по структуре ОБ-ОК с охватом ОС. Что касается применимости для полосы НЧ выходных каскадов с токовым выходом (ИТУИ), который увеличивает отдачу АС в области основного резонанса НЧ-головки, для линеаризации результирующей АЧХ включают параллельно этой головке последовательный LC-фильтр оптимальной добротности.

Получаемый эффект, по моему мнению, напоминает работу АС с фазоинвертором (с теми же недостатками). На самом деле в этой области частот головка слабо контролируется самим ВК, и большая часть тока ВК уходит в LC-фильтр. Выравнивание АЧХ лучше делать с помощью корректора Линквица, а ВК с отрицательным выходным импедансом даёт эффект, похожий на действие ЭМОС.
Теперь о мощности, выделяемой в ВК. В отсутствие сигнала на выходных транзисторах выделяется суммарная мощность 100 Вт (40В х 2,5А = 100 Вт, по 50 Вт в пленах).

На рис. 3 показаны колебания мощности, рассеиваемой на выходных транзисторах VT5, VT6 и VT7 при амплитуде выходного напряжения 4В и 16B. Анализ показывает, что для верхнего плеча повторителя рассеваемая мощность на транзисторе VT6 равна примерно 9 Вт во всех режимах работы ВК. Остальные 41 Вт выделяются на транзисторе VT5, обеспечивающем следящее питание. Тепловые искажения транзистора VT5 могут сказываться только на эффекте Эрли транзистора VT6, но это ничтожно малые искажения по сравнению с другими видами искажений.

На нижнем плече ВК (VT7) в отсутствие сигнала выделяется мощность 50 Вт (20 В х 2,5 А = 50 Вт). По мере увеличения выходного напряжения средняя мощность, выделяемая этим транзистором, снижается примерно до 35 Вт при выходном напряжении 16 8 на нагрузке 8 Ом. Но гак как этот транзистор работает в режиме прецизионного масштабного отражателя тока с глубокой ООС, то и тепловые искажения этого транзистора существенно подавлены и не сказываются на точности работы отражателя. При увеличении напряжения питания до +/-25 В в качестве выходных транзисторов следует использовать спаренные транзисторы, в том числе и более мощные, например. IRFP140, IRFP240, IRFP150.

При этом неискаженная выходная мощность достигает 25 Вт при токе покоя 3А и средней рассеиваемой мощности на выходных транзисторах около 150 Вт (по 75 Вт на плече), что потребует принудительного охлаждения теплоотводов выходных транзисторов. В случае отсутствия для БП сетевого трансформатора с дополнительными отдельными обмотками для изолированных источников питания 2×5 В можно использовать автогенераторный конвертор с напряжений 20 В на 2×5 В (нестабилизированное) по схеме на рис. 4, а также с более сложным трансформатором на основе ГСП магнитофонов “Маяк-001”, “Электроника ТА1-003” или других, либо отдельными готовыми конверторами ТМА-1505D, MAU-151, VBTI-SI5-S5-SMT, PS1R5-12-5, SPS1 R5-12-5 и другими, снизив напряжение питания до оптимального
для входа конвертора.

Трансформатор Т1 выполнен в броневом магнитопроводе 22Б-22 из феррита М2000НМ1 или на кольце типоразмера «20x10x5». Обмотка I содержит 20 витков провода ПЭВ-2 0.33, обмотки II и III содержат по 11 витков того же провода. Достоинство такого конвертора в простоте трансформатора и отсутствии необходимости фазировки обмоток. Частота преобразования зависит от ёмкости конденсатора С6.

При использовании стабилизаторов LM78L05, LM79L05 число витков вторичных обмоток необходимо увеличить в 1.5 раза, т. е. до 16 витков. При этом дополнительное напряжение в нижнем плече может быть нестабилизированным от 5 до 8 В. Помехоподавляюший дроссель L1 намотан на металлопорошковом кольце (iron powder core) С12-Б4 (Т50-52В — кодировка Micrornetals) зелёного цвета и содержит две обмотки по 25 витков провода ПЭВ-2 0,22. За неимением кольца из альсифера можно использовать ферритовое М2000НМ типоразмера К12x6x4,5 или аналогичное.

О налаживании. Подстроенным резистором R1 выставляют ноль на выходе ВК при литании от источника с “заземлённой” средней точкой или половину напряжения питания (по 20 В на конденсаторах С8, С9) при питании от источника 40 В с “незаземлённой” средней точкой. Регулировкой подстроенным резистором R11 устанавливают расчётный ток покоя (2,5 А) или по минимуму нелинейных искажений при амплитуде выходного напряжения на 3…5В ниже напряжения питания одного плеча ВК.

Транзисторные схемы выходной мощности класса А, октябрь 1960 г. Electronics World

Октябрь 1960 г. Мир электроники Оглавление Восковая ностальгия и изучение истории ранней электроники. См. статьи из Electronics World , опубликовано в мае 1959 г. — Декабрь 1971 г. Настоящим признаются все авторские права.

Одна из первых вещей, которую вы учиться в школе при изучении транзисторов это три класса усилителя цепи: класс A, где угол проводимости составляет полные 360 °; класс Б, где угол проводимости 180°; и класс C, где угол проводимости менее 180°. Существует четвертый гибрид класса AB, который проводит более 180°. но меньше 360°. Класс A обычно считается самой простой конфигурацией. для получения линейной операции, где выходной сигнал точно такой же кратное напряжению в качестве входного сигнала. Например, если прибыль усилитель равен 100, тогда вход 0,01 В дает выход 1 В, вход 0,1 В производит выходное напряжение 10 В, а входное напряжение 1 В дает выходное напряжение 100 В. Идеальный линейность не дает искажений на выходе, при этом спектральные компоненты не присутствует на входе. Почему бы вам не использовать усилитель класса А все время, спросите вы? Ответ заключается в том, что это наименее эффективная конфигурация. Чтобы провести через полные 360 °, требуется смещение постоянного тока, чтобы разместить выход на полпути между максимальным выходным напряжением от пика до пика, так что транзистор никогда не включается полностью или полностью выключается. значит без ввода сигнал или входной сигнал меньше максимального, усилитель включен как минимум на полпути и, следовательно, рассеивает больше энергии, чем необходимо. Это существо сказал, что есть приложения, в которых полезен усилитель класса A, например, управление входом гетеродина в смеситель, где амплитуда постоянна и схема может быть оптимизирована для известного постоянного уровня выходного сигнала. Здесь транзисторный усилитель класса B статья.

Цепи выходной мощности транзисторов класса А

Уолтер Х. Буксбаум / промышленный консультант, Мир электроники

Некоторая простая, а также полезная базовая информация по проектированию схем, которая поможет для понимания выходных цепей транзисторов класса А.

Среди многих возможных схем транзисторных усилителей мощности два основных типа: наверняка будет включен в любой список предпочтительных или стандартных схем. Один из них одноступенчатый выходной усилитель класса А, а второй — двухтактная схема класса В. Эти две схемы можно использовать практически с любым силовым транзистором, представленным на рынке. и может быть рассчитан практически на любую выходную мощность, линейность, частоту ответ и т.д.

В данной статье будет рассмотрена работа транзисторных усилителей мощности класса А и представит достаточно технических деталей, чтобы позволить читателю спроектировать усилитель, сделанный на заказ в соответствии с его собственными особыми требованиями. Доступные в продаже усилители разработаны с использованием одного и того же процесса, и понимание техники будет помощь в ремонте такого оборудования.

Характеристики транзистора

Рис. 1 — Кривая снижения мощности 2N235A.

Рис. 2 — Характеристики коллектора 2Н176.

Рис. 3 — Выходной усилитель с заземленным эмиттером.

Рис. 4 — Выходной усилитель с заземленной базой.

Точно так же, как характеристики трубки важны при проектировании или поиске и устранении неисправностей ламповых цепях, характеристики транзистора также должны быть поняты в первую очередь. Мы предполагаем, что наши читатели немного знакомы с характеристикой вакуумной лампы. кривых и поэтому приступим к сравнению их с характеристиками транзисторов.

Первый фактор, который необходимо учитывать при выборе транзистора в качестве силового усилитель — это его мощность. Вакуумные трубки оцениваются в соответствии с максимальным тепловыделение пластины без привязки к рабочим температурам. Транзисторы, тем не менее, оцениваются в соответствии с максимальной теплоотдачей коллектора при определенной температуре, обычно 25°C, что соответствует примерно 75°F или комнатной температуре. Если максимальная мощность рассеивается на транзисторе, температура транзистора сам поднимется, и это ограничит его способность управлять мощностью. Транзистор, способный мощности 10 ватт при 25°C иногда может выдерживать только 3 ватта при 50°C. Это приносит нам к первой важной характеристике транзистора, которая отличается от его ламповый аналог. Это кривая снижения мощности, типичный пример что показано на рис. 1. По вертикальной оси отсчитываем максимальное рассеивание коллектора в ваттах, а по горизонтальной оси отложена температура монтажного основания. Инжир. 1 относится к типу 2N235A, который представляет собой 25-ваттный транзистор, аналогичный 2N301. и ряд других. Обратите внимание, что до 40°C температуры монтажного основания максимальная рассеивание коллектора 25 Вт допустимо, но так как температура монтажа поднимается, коллектор может выдержать меньшую мощность. В 90°C, с нулевым коллектором рассеивание, температура монтажа и температура перехода транзистора одинаковый. Сплошная линия на рис. 1 основана на наихудших условиях, а пунктирная линия представляет средние вариации транзисторов. Чтобы быть в безопасности дизайнер должен оставаться в левой части сплошной линии. Более детально о контроле температуры дается в следующем параграфе.

Другие важные характеристики транзисторов можно сравнить с их ламповыми эквиваленты. Сначала идет выходная характеристика, показывающая ток коллектора. от напряжения коллектора и, как видно из примера на рис. 2, это эквивалентно пластинчатым характеристикам труб. Вместо напряжения сети базовый ток используется здесь в качестве параметра, но линия нагрузки и другие конструктивные особенности получаются так же, как и для ламповых усилителей. Контур постоянной диссипации, показанный на Рис. 2 аналогичен максимальным кривым рассеяния на пластинах, представленным для выходной мощности. трубы.

Входные характеристики транзистора сравнимы с кривыми сетки, поставляемыми для электронных ламп, за исключением того, что кривые зависимости базового тока от базового напряжения обычно не такие же линейные, как кривые сетки. Третий тип характеристики, который обычно предоставляется с данными транзистора, это передаточная характеристика, которая показывает ток коллектора выход по сравнению с входным током базы при фиксированном напряжении коллектора. Эта кривая очень полезно для определения линейности и смещения.

Убедившись, что характеристики транзисторов больше не сложнее, чем те, которые мы использовали для ламповых схем, теперь мы можем исследовать Работа транзисторного выходного усилителя класса А.

Рабочие характеристики

Работа класса A означает, что форма выходного сигнала будет факсимильной формой входного сигнала. сигнал, а это означает, что транзистор будет проводить в течение всего цикла. Для получения надлежащей линейности напряжение и ток коллектора должны изменяться в линейном диапазоне. часть выходных характеристик. В конструкции транзисторного усилителя возможно заземлить базу, коллектор или эмиттер, причем каждое соединение имеет определенные преимущества и недостатки. Для усилителей мощности звука наиболее часто используемое соединение показан на рис. 3, в котором эмиттер эффективно заземлен. Это обеспечивает максимальное увеличение мощности при разумной линейности. Инжир. 4 показано подключение усилителя с заземленной базой, схема, обеспечивающая превосходное линейность, но меньший коэффициент усиления по мощности, чем в схеме с заземленным эмиттером. Третье соединение имеет заземление коллектора для переменного тока и называется эмиттерным повторителем. Как Катодный повторитель этой третьей схемы имеет высокое входное и низкое выходное сопротивление, но это не совсем усилитель. Он обычно не используется в качестве одноступенчатого класса А и будет поэтому здесь не рассматривается.

Одной из особенностей любого силового каскада класса А, лампового или транзисторного, является тот факт, что что значительная мощность рассеивается в условиях нулевого сигнала. В транзисторе это означает, что точка покоя должна быть выбрана намного ниже максимального коллектора. рассеивание и, следовательно, полная способность обработки мощности транзистора не может использоваться. Аккумулятор или источник питания должны обеспечивать значительную мощность при нулевом сигнале. условия. По этим причинам усилители класса А обычно не используются для больших выходные каскады мощности, но ограничены приложениями мощностью менее 5 Вт. Когда два транзистора используются в двухтактном режиме класса A, потребность в мощности в режиме ожидания сохраняется, но каждый транзистор можно усилить, и все четно-гармонические искажения будут устранены. Значительный искажения второй и третьей гармоник могут встречаться в однокаскадном классе А усилители, но тщательная конструкция и определенные меры предосторожности могут удерживать искажения ниже 5%.

Конструкция усилителя класса А

Некоторые тексты очень подробно описывают конструкцию транзисторных схем и включают использование точных математических выражений. В этой статье, однако, только простая арифметика требуется для разработки некоторых основных схем усилителя на основе данных производителей. Сделаны приближения, упрощения и некоторые основные предположения о трансформаторы и другие детали, которые доступны на полках джобберов, Дизайн процедуры могут быть недостаточно точными для сервоусилителей, используемых в наведении ракет систем, но для практичных усилителей звука они сойдут, что наши технически подкованные читатели могут проектировать, создавать и работать с ними.

Практичный подход к проектированию типичного усилителя мощности класса А должен начать с известных требований. Какая звуковая мощность должна быть произведена? Что есть ли напряжение батареи или источника питания? В этом примере желаемый результат мощность может быть 2 Вт. Предполагая, что КПД выходного трансформатора составляет 75% сразу видно, что сам усилитель должен выдавать 2,67 Вт, чтобы привод динамика с 2 Вт. Далее мы должны предусмотреть некоторую перегрузку емкость, скажем, на 25%, и это увеличивает выходную мощность транзистора каскад до 3,35 Вт. Добавление не менее 3,35 Вт для постоянного тока. диссипация мы можем видеть что рассеивание коллектора должно быть не менее 6,7 Вт. Если мы выберем номинальное напряжение батареи 14 вольт, ток коллектора можно рассчитать по омам Закон как:

I _c = 6,7 Вт/14 вольт = 0,48 ампер.

Аналогично сопротивление нагрузки:

R _L = 14 вольт/048 ампер. = 29 Ом (прибл.)

Теперь мы можем выбрать транзистор, зная, что он должен иметь рассеивание коллектора. мощностью более 6,7 Вт и быть в состоянии выдерживать пиковое обратное напряжение не менее 2 раза 14 или 28 вольт. Одним из таких транзисторов является 2N176, который можно приобрести у большинства оптовиков. и производятся RCA, Sylvania, Motorola и другими. Коллектор 2Н176 может рассеивают 10 Вт и имеют номинальное пиковое обратное напряжение 40 вольт, безопасный запас для наших требований. Данные производителя для транзистора типа 2N176 включают характеристики коллектора, которые показаны на рис. 2. Находим точку пересечения 14 вольт и 0,48 ампера, что является точкой покоя, как и в вакуумной лампе. схемы. Линия нагрузки рисуется путем соединения точки покоя с 28-вольтовым точка на базовой линии или 0,96-ампер. точка на вертикальной оси.

Взгляд на чертеж грузовой марки на рис. 2 покажет некоторые причины нелинейность выходных сигналов. Точка покоя здесь устанавливается для базы ток около 6 мА. Размах от 0 до 12 мА. приведет к выводу колебание напряжения от 25 до 8 вольт, и это произвело бы синусоиду, в которой один часть сжата по сравнению с другой Ток базы, конечно, определяется базовым напряжением и импедансом источника сигнала. Делая импеданс источника намного меньше, чем базовый входной импеданс, и путем обеспечения некоторого смещением на саму базу эту нелинейность можно в какой-то мере компенсировать.

Из рис. 2 видно, что максимальный базовый ток будет примерно 20 мА. Далее мы обратимся к входной характеристической кривой на рис. 5, которая показывает, что примерно 0,5 вольта базового сигнала потребуется для получения 20 мА. базового тока. Умножение этих двух цифр мы получаем требуемую максимальную входную мощность, которая составляет 10 мВт. входное сопротивление можно приблизительно определить по закону Ома:

0,5 В/0,020 А. = 25 Ом

Для уменьшения искажений мы можем выбрать импеданс источника 10 Ом.

Коэффициент усиления каскада можно рассчитать по соотношению выходной мощности к входной мощности, которая в данном примере равна 267. Это соответствует коэффициенту усиления мощности около 24 дБ.

Чтобы получить приблизительное представление о номинале эмиттерного резистора, мы должны определить базовое напряжение в точке покоя равно примерно 0,25 вольта. С использованием Закон Ома снова мы знаем, что ток коллектора покоя 0,48 ампер. должен пройти через этот эмиттерный резистор, и тогда мы получаем для него значение следующим образом:

0,25 В/0,48 А. = 1/2 Ом

Можно с уверенностью предположить, что резистор 1 Ом в цепи эмиттера будет примерно правильно.

Если мы хотим определить эффективность схемы нашего усилителя класса А, мы делим выходная мощность звука 2,67 Вт, на общую входную мощность 6,7 Вт и умножить результаты на 100, чтобы получить примерно 40%.

Теперь мы установили все значения для схемы на рис. 3 и из это мы можем перейти к практической схеме, которая показана на рис. 6. Обратите внимание, что в этом схема мы добавили прямое смещение приблизительно 1,5 вольта, которое применяется на базу через делитель напряжения R ₁ Р ₂ и Р ₃ . В некоторых схемах используется отдельная батарея, обычно расположенная в выводе эмиттера, но для для простоты на рис. 6 использован делитель напряжения. устанавливается для наилучшей линейности выходного сигнала. 500 мкФ. шунтирующий конденсатор используется между эмиттер и обмотка входного трансформатора, чтобы поддерживать переменный ток. вне цепи смещения. Эмиттерный резистор сопротивлением 1 Ом ограничивает ток эмиттера и, следовательно, смещение базы. может эффективно сместить точку покоя на линии нагрузки, чтобы получить более линейный выход, не вызывая протекания чрезмерного тока коллектора. можно получить 2 Вт звуковой мощности с максимальным искажением 3% в диапазоне частот от от 60 имп до 10 кц. с этой схемой. Некоторые потери на более высоких частотах компенсируется повышенным КПД обоих трансформаторов.

Схема, показанная на рис. 6, и процедура проектирования, описанная выше, применимы к другим типам транзисторов, а также. Во многих случаях производственные данные включают некоторые значения, рассчитанные здесь, а иногда и полная принципиальная схема для аудиоусилитель класса А предоставляется как часть спецификаций.

Контроль температуры

Рис. 5 — Входная характеристика 2Н176.

Рис. 6. Практичная схема класса А.

Рис. 7 – Монтаж транзистора на шасси.

Рис. 8 — Радиатор с зажимом предохранителя.

Рис. 9 — Тщательно продуманный изолированный радиатор.

Рис. 10 – Типовая схема блока питания.

Как указывалось ранее, одним из ограничений любого транзистора является его чувствительность. к изменениям температуры. Чем теплее транзистор, тем больше ток коллектора. может течь, что, в свою очередь, делает его еще теплее. Его часто называют «тепловым». разгон» и является главным убийцей транзисторов в экспериментальных работах. Иногда схема работает отлично, пока не наступает жаркий день, а потом кажется, что все идет наперекосяк.

Существует несколько средств защиты от теплового разгона, и одно из них уже был включен в только что рассмотренный проект. Эта защита представляет собой эмиттерный резистор. что, по крайней мере, ограничивает ток коллектора и обеспечивает обратное смещение, так как коллектор ток увеличивается. Еще одной гарантией является оригинальная схемотехника, в центре которой вокруг диапазона мощности значительно ниже максимума для этого конкретного транзистора. На рис. 2 видно, что выбранная линия нагрузки сильно удалена от 40-ваттного максимума. кривая диссипации. Фактически температура коллектора при максимальной расчетной мощности уровень 6,7 Вт может пойти. выше комнатной температуры 25°C, но не рискуйте, мы разработали для этой температуры. Если бы мы работали с этой схемой при, скажем, 60°C, то нам пришлось бы обеспечивать некоторую температурную компенсацию, такую ​​как как термистор, подключенный через 22-омную ветвь цепи смещения базы. Как температура увеличивается, сопротивление термистора падает, что также снижает прямое смещение и, следовательно, имеет тенденцию ограничивать ток коллектора.

Помимо проблем, связанных с тепловым разгоном и возможным повышением температуры окружающей среды температурах, необходимо учитывать рассеяние коллектора. Все силовые транзисторы имеют коллектор подключен непосредственно к внешнему корпусу и зависит от рассеивающего коллектора сила через тело. По этой причине обычно необходимо установить мощность транзистор на каком-то радиаторе. В нашем предыдущем примере более 3 Вт постоянного тока. мощность рассеивается в коллекторе. Если радиатор не предусмотрен, эта мощность будет быстро нагреть корпус транзистора, поднять внутреннюю температуру и тем самым увеличить ток коллектора. Даже при наличии подходящего эмиттерного резистора тепловая эффект побега может взять верх. Совершенно необходимо, чтобы мощность коллектора рассеиваться в окружающий воздух и, в большинстве случаев, в корпус транзистора сама по себе не может излучать тепло достаточно быстро.

Существует множество различных способов помочь транзистору рассеивать тепло. Некоторый силовые транзисторы доступны с плотно прилегающими медными излучающими корпусами и ребрами. Другие могут быть установлены на специально разработанных радиаторах. Почти все силовые транзисторы продаются с монтажной шайбой из слюды или оксида алюминия, которая позволяет монтировать транзистор на шасси для отвода тепла при получении электрической изоляции. Типичная схема показана на рис. 7. Обычные изоляторы использовать нельзя, т.к. они плохо передают тепло.

При размещении силовых транзисторов на шасси необходимо убедиться, что тепло они вносят свой вклад, не повреждают другие транзисторы и что шасси разумно круто для начала. Помимо излучения тепла на само шасси, некоторые можно использовать самодельные вспомогательные радиаторы. Простая скоба предохранителя или установка конденсатора можно использовать, особенно на мощных транзисторах меньшего размера, как показано на рис. 8. клипса должна контактировать с корпусом транзистора в максимально возможном количестве мест чтобы обеспечить передачу тепла к зажиму. Хотя на рисунке показан зажим, установленный против шасси через слюдяную шайбу, в приложениях с низким энергопотреблением клипсу можно заизолировать обычным бакелитом или картоном и тогда только клипсу излучает тепло.

Для больших мощных транзисторов схема, показанная на рис. 9, весьма удобна. прямоугольный используется лист алюминия, меди или латуни и, чтобы добавить излучающую поверхность, два угла части скреплены болтами на каждом конце. Вся конструкция может быть установлена ​​на бакелит или керамические стойки, которые обеспечивают электрическую изоляцию от шасси. Для дальнейшего увеличить тепловое излучение, любой из радиаторов можно покрасить в черный цвет, но следует соблюдать осторожность Следует принять, что точки теплопередачи между транзистором и радиатором не покрыты краской.

Одна из частых ошибок людей, незнакомых с транзисторами, заключается в том, что они забудьте сделать электрическое соединение с корпусом транзистора, который является коллектор. Никогда не припаивайте к корпусу транзистора, так как это равносильно нагреву. вся единица. На неокрашенный монтажный фланец необходимо прикрутить наконечник для пайки. а провод желательно припаять к наконечнику заранее.

Блок питания или батарея

Наши читатели могут справедливо задаться вопросом о подходящем источнике 14 вольт на полсекунды. ампер. Аккумуляторы, которые могут обеспечить такую ​​мощность, довольно большие, а меньшие единицы не длится очень долго. Обычные источники питания лабораторного типа могут обеспечить мощность, но не при требуемом напряжении и токе. По этой причине особая сила Блоки питания обычно рассчитаны на работу с транзисторными схемами. Пока нет достаточно места в этой статье для полного описания таких поставок, мы делаем хочу дать читателю некоторое представление о том, что требуется.

Схема, показанная на рис. 10, типична для транзисторных усилителей звука. и имеет некоторые особенности, которые несколько отличают его от лампового типа. запасы. Силовой трансформатор доступен на складе оптовика и широко используется для селено-выпрямительного, низковольтного питания. Хотя два выпрямителя 1N607 стоят Как показано на рисунке, подойдет любой блок, рассчитанный на 500 мА, пиковое обратное напряжение 50 В. причина отказа от использования дросселя заключается в том, что дроссели с достаточно низким постоянным током сопротивление не всегда доступны. Конденсаторы с указанными значениями легко доступны, и мощные резисторы также находятся на складе оптовика.

Одним из роскошных аксессуаров в блоке питания, показанном на рис. 10, является стабилитрон типа 10М14З. Это не является абсолютно необходимым, но поможет уменьшить переменный ток. пульсация, напряжение вариации с изменениями нагрузки, а также будет представлять низкий выходной импеданс для источник питания. Автор обнаружил, что добавление стабилитрона значительно улучшает общую производительность усилителя и стоит дополнительных затрат.

Заключение

Основной метод проектирования транзисторного усилителя мощности класса А был объяснили и проиллюстрировали типичный дизайн. Операция класса А, особенно с транзисторами, не очень эффективен для больших диапазонов мощностей, а ряд необходимо соблюдать меры предосторожности. Искажения могут быть уменьшены за счет правильного проектирования схемы и выбор очень низкого импеданса источника сигнала. Тепло, выделяемое коллектором ток должен рассеиваться во избежание перегрева транзистора. Поставлять низкое напряжение и относительно большой ток, можно построить довольно простой источник питания и схема для такого блока показана здесь. Несмотря на некоторые недостатки Использование выходного усилителя мощности класса А, простота схемы и надежная работа делают эту схему полезной во многих приложениях с низким энергопотреблением.

 

 

Опубликовано 16 мая 2023 г.

Усилитель мощности класса А Онлайн-калькулятор

Этот онлайн-калькулятор предназначен для проектирования усилителя мощности класса А с использованием BJT (транзистора с биполярным переходом).

Калькулятор усилителя мощности смещения обратной связи по базе

Входы :
f:HzKHzMHz
β:
В _BE : В
В _CC : В
В _C : В
I _C : мА
р _Л :ОмкОм

Теоретические результаты:

Р Б :	Р С :	р туз :	Z вб :	Z в :
р с :	С 1 :	С 2 :	А v :

Используемые уравнения:
\(\новая строка\) \(R_{B}=\frac{V_{CC} -V_{BE}}{I_{B}},\)\(\\\) \(I_{B}=\frac{I_{C}}{\beta},\)\(\newline\) \(R_{C}=\frac{V_{CC}-V_{C}}{I_{C}}\) \(\новая линия\) \(r_{ace}=\frac{25mV}{I_{E}},\)\(\\\) \(Z_{inb}=\beta r_{туз},\)\(\\\) \(Z_{in}=\frac{R_{B}Z_{inb}}{R_{B}+Z_{inb}}(потому что \hspace{1mm} Z_{in}=R_{B}||Z_{ inb}),\)\(\новая строка\) \(r_{c}=\frac{R_{C}R_{L}}{R_{C}+R_{L}}(потому что \hspace{1mm} r_{c}=R_{C}||R_{ L}),\)\(\новая строка\) \(C_{1}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 Z_{in}}(при условии \hspace{1mm} X_{C1} \leq 0,1 Z_{in}),\)\(\\\ ) \(C_{2}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 r_{c}} (при условии \hspace{1mm} X_{C2} \leq 0,1 r_{c}),\)\(\\\ ) \(A_{v}=\frac{r_{c}}{r_{туз}}\)

Калькулятор усилителя BJT со смещением базы

Приведенный выше онлайн-калькулятор для расчета усилителя BJT со смещением базы поможет вам рассчитать номинал резистора для смещения по постоянному току, а также требуемые конденсаторы связи и шунтирующий конденсатор для смещения по переменному току.

Калькулятор смещения обратной связи коллектора (самосмещения) усилителя мощности

Входы :
f:HzKHzMHz
β:
V _BE : V
V _CC : V
V _C : V
I _C : мА
Ч _Л :ОмкОм

Теоретические результаты:

Р Б :	Р С :	р туз :	Z вб :	Z в :
р с :	С 1 :	С 2 :	А v :

Используемые уравнения:
\(\новая строка\) \(R_{B}=\frac{V_{C} -V_{BE}}{I_{C}}\),\(\newline\) \(R_{C}=\frac{V_{CC}-V_{C}}{I_{C}}\),\(\newline\) \(r_{ace}=\frac{25mV}{I_{E}},\)\(\\\) \(Z_{inb}=\beta r_{туз},\)\(\\\) \(Z_{in}=\frac{R_{B}Z_{inb}}{R_{B}+Z_{inb}}(потому что \hspace{1mm} Z_{in}=R_{B}||Z_{ inb}),\)\(\новая строка\) \(r_{c}=\frac{R_{C}R_{L}}{R_{C}+R_{L}}(потому что \hspace{1mm} r_{c}=R_{C}||R_{ L}),\)\(\новая строка\) \(C_{1}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 Z_{in}}(при условии \hspace{1mm} X_{C1} \leq 0,1 Z_{in}),\)\(\\\ ) \(C_{2}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 r_{c}} (при условии \hspace{1mm} X_{C2} \leq 0,1 r_{c}),\)\(\\\ ) \(A_{v}=\frac{r_{c}}{r_{туз}}\)

О калькуляторе конструкции усилителя BJT с автосмещением

Приведенный выше онлайн-калькулятор конструкции усилителя BJT с самосмещением рассчитывает значения резисторов и номинал конденсатора связи для смещения транзистора BJT, а также для связи источника входного переменного тока и каскада нагрузки. Метод самосмещения также называется методом обратной связи коллектора, который пытается стабилизировать β, обеспечивая отрицательную обратную связь по току обратно к базе. Это более эффективный метод смещения для стабилизации Q-точки, чем метод смещения эмиттера 9.0182 Калькулятор мощности смещения обратной связи эмиттера

Входы :
f:HzKHzMHz
β:
В _BE : В
В _CC : В
В _C : В
I _C : мА
V _E : V
R _L :ΩKΩ

Теоретические результаты:

Р Б :	Р С :	Р Е :	р туз :	Z вб :
Z в :	р с :	С 1 :	С 2 :	С 3 :	А v :

Уравнения смещения эмиттер-коллектор:
\(\новая строка\) \(r_{ace}=\frac{25mV}{I_{E}},\)\(\\\) \(Z_{inb}=\beta r_{туз},\)\(\\\) \(Z_{in}=\frac{R_{B}Z_{inb}}{R_{B}+Z_{inb}}(потому что \hspace{1mm} Z_{in}=R_{B}||Z_{ inb}),\)\(\новая строка\) \(r_{c}=\frac{R_{C}R_{L}}{R_{C}+R_{L}}(потому что \hspace{1mm} r_{c}=R_{C}||R_{ L}),\)\(\новая строка\) \(C_{1}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 Z_{in}}(при условии \hspace{1mm} X_{C1} \leq 0,1 Z_{in}),\)\(\\\ ) \(C_{2}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 r_{c}} (при условии \hspace{1mm} X_{C2} \leq 0,1 r_{c}),\)\(\\\ ) \(A_{v}=\frac{r_{c}}{r_{туз}}\)

Калькулятор проектирования усилителя BJT с эмиттерным смещением

Приведенный выше онлайн-калькулятор конструкции BJT-усилителя со смещением эмиттера рассчитывает значения резисторов, значения конденсаторов связи и значения конденсаторов обхода для смещения транзистора BJT и для связи источника входного переменного тока и каскада нагрузки.

Калькулятор усилителя мощности смещения обратной связи эмиттера и коллектора

Входы :
f:HzKHzMHz
β:
В _BE : В
В _CC : V
V _C : V
I _C : мА
V _E : V
R _L :ΩKΩ

Теоретические результаты:

Р Б :	Р С :	Р Е :	р туз :	Z вб :
Z в :	р с :	С 1 :	С 2 :	С 3 :	А v :

Уравнения смещения эмиттер-коллектор:
\(R_{E}=\frac{V_{E}}{I_{E}},\) \(\newline\) \(R_{B}=\frac{V_{C}-V_{E}-V_{BE}}{I_{B}},\)\(\newline\) \(R_{C}=\frac{V_{CC}-V_{C}}{I_{C}},\)\(\newline\) \(r_{ace}=\frac{25mV}{I_{E}},\)\(\newline\) \(Z_{inb}=\beta r_{ace},\)\(\newline\) \(Z_{in}=\frac{R_{B}Z_{inb}}{R_{B}+Z_{inb}}(потому что \hspace{1mm} Z_{in}=R_{B}||Z_{ inb}),\)\(\новая строка\) \(r_{c}=\frac{R_{C}R_{L}}{R_{C}+R_{L}}(потому что \hspace{1mm} r_{c}=R_{C}||R_{ L}),\)\(\новая строка\) \(C_{1}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 Z_{in}}(при условии \hspace{1mm} X_{C1} \leq 0,1 Z_{in}),\)\(\\\ ) \(C_{2}=\frac{1}{2 \pi f 0,1 r_{c}} (при условии \hspace{1mm} X_{C2} \leq 0,1 r_{c}),\)\(\\\ ) \(A_{v}=\frac{r_{c}}{r_{туз}}\)

О калькуляторе конструкции усилителя BJT со смещением эмиттер-коллектор

Приведенный выше онлайн-калькулятор проектирования усилителя BJT со смещением эмиттер-коллектор вычисляет значения резисторов, значения конденсаторов связи и значения конденсаторов обхода для смещения транзистора BJT и для связи источника входного переменного тока и каскада нагрузки.

Калькулятор усилителя мощности смещения делителя напряжения

Входы :
В _СС : В
В _BE : V
Vin _pp :VmV
Vout _pp :VmV
β:
R ₁ :ΩKΩ
R _{2 90 076 : Ом кОм
R C : Ом кОм
R E : Ом кОм
R L : Ом кОм}

Теоретические результаты:

Прирост мощности (A _p ):
Эффективность (η):
Рассеиваемая мощность транзистора (P _DQ ):

Входная мощность переменного тока (p _в ):
Мощность переменного тока Выход (p _из ): 92}{8 Р_Л},\)\(\\\) Коэффициент усиления мощности, \(A_p = \frac{P_{out}}{P_{in}},\)\(\\\) Рассеиваемая мощность транзистора, \(P_{DQ} = V_{CEQ}I_{CQ},\)\(\\\) Энергоэффективность, \(\eta = \frac{P_{out}}{P_{DC}},\)\(\\\) где \(P_{DC} = I_{DC}V_{CC},\)\(\\\) \(I_{DC}=I_{bias}+I_{CQ},\)\(\\\) \(I_{bias}=\frac{V_{CC}}{R_1+R_2},\)\(\\\) Также используется здесь,
\(I_{E}=\frac{V_{E}}{R_{E}}\),\(\\\) и предполагая \(I_{CQ} \ приблизительно I_{E}\),\(\\\) \(r_{ace}=\frac{26mV}{I_{E}},\)\(\\\) \(Z_{inb}=\beta r_{туз},\)\(\\\) \(Z_{in}=\frac{R_{1}R_{2}Z_{inb}}{R_{1}R_{2}+R_{1}Z_{inb}+R_{2}Z_{inb} }(потому что \hspace{1mm} Z_{in}=R_{1}||R_{2}||Z_{inb}),\)\(\newline\) \(r_{c}=\frac{R_{C}R_{L}}{R_{C}+R_{L}}(потому что \hspace{1mm} r_{c}=R_{C}||R_{ L}),\)\(\новая строка\) \(A_{v}=\frac{r_{c}}{r_{туз}}\)

Онлайн-калькулятор усилителя мощности класса C на основе BJT использует метод смещения делителя напряжения для смещения транзистора. Этот калькулятор рассчитывает коэффициент усиления мощности смещения, КПД усилителя мощности класса C. Он также рассчитывает рассеиваемую мощность транзистора, входную мощность переменного тока и выходную мощность переменного тока. Уравнение, используемое калькулятором, приведено выше. Смещение делителя напряжения лучше всего подходит для стабильной работы усилителя среди методов смещения. Здесь пользователь должен ввести значения резисторов и пиковое напряжение входного сигнала, а также максимальное пиковое напряжение выходного сигнала. Также пользователю необходимо ввести базовое напряжение эмиттера (Vbe) и коэффициент бета транзистора. Можно упростить процесс проектирования, если использовать онлайн-калькулятор усилителя BJT. С помощью этого калькулятора автоматически рассчитываются номиналы резисторов и конденсаторов связи, байпаса. Полученные значения компонентов можно затем ввести в этот калькулятор проектирования усилителя мощности. Подробные шаги и пояснения см. в разделе Как спроектировать BJT-усилитель со смещением делителя напряжения 9.