2. Работа транзистора

3. Коэффициенты усиления тока

4. Токи утечки транзисторов :

Его можно классифицировать как: (i) ток утечки коллектор-база (l _CBO ), (ii) ток утечки коллектор-эмиттер (I _CEO ) и (iii) утечка эмиттер-база. ток (I _EBO ).

и. Если эмиттер разомкнут, а переход коллектор-база обратно смещен [Рис. 1.38 (a)], течет небольшой ток коллектора, называемый током утечки между коллектором и базой (I _CBO ). В символе I _CBO нижний индекс CB показывает ток коллектор-база, а нижний индекс O указывает, что ток в третьем электроде (а именно, эмиттере E) равен нулю. В схемах смещения транзисторов большое значение имеет ток I _CBO .

Когда ток эмиттера равен нулю, транзистор считается выключенным, и в этом состоянии ток утечки продолжает течь.Для конфигурации с общей базой транзистора с прямым смещением перехода эмиттер-база и обратным смещением перехода коллектор-база, часть эмиттерного тока, которая достигает коллектора, равна I _C — I _CBO . Таким образом, с учетом тока утечки мы можем определить α как —

ii. Если база разомкнута, а коллектор имеет обратное смещение относительно эмиттера [Рис. 1.38 (b)], течет небольшой ток коллектора, называемый током утечки коллектор-эмиттер (I _CEO ).

Для конфигурации транзистора с общим эмиттером, с прямым смещением перехода эмиттер-база и обратным смещением перехода коллектор-база, часть эмиттерного тока, которая достигает коллектора, равна I _C — I _CEO . Таким образом, с учетом тока утечки мы можем определить β как —

Уравнение (1.30) показывает, что ток утечки коллектор-эмиттер в конфигурации с общим эмиттером в (β + 1) раз больше, чем в конфигурации с общей базой.

iii. Если коллектор разомкнут, а переход эмиттер-база обратно смещен [Рис. 1.38 (c)], течет небольшой ток эмиттера, называемый током утечки эмиттер-база (I _EBO ).

5. Характеристики

Характеристики с общей конфигурацией излучателя :

Принципиальная схема для определения статических характеристик при конфигурации общего эмиттера транзистора с переходом P-N-P показана на рис.1.39. Видно, что прямое смещение приложено к эмиттерному переходу, а обратное — к коллекторному.

(a) Входные характеристики:

Значения базового тока (I _B ) нанесены на график в зависимости от напряжения база-эмиттер (V _BE ) для фиксированного V _CE . Характер кривых, полученных для различных наборов V _CE , показан на рис. 1.40.

(b) Выходные характеристики:

Значения тока коллектора (I _C ) нанесены в зависимости от напряжения коллектора к эмиттеру (V _CE ) для фиксированного l _B .Характер кривых, полученных для различных наборов I _B , показан на рис. 1.41.

(c) Передаточные характеристики:

Значения тока коллектора (I _C ) нанесены на график в зависимости от тока базы (I _B ) для фиксированного V _CE . Характеристика представлена ​​на рис. 1.42.

Характеристики с общей базовой конфигурацией :

Принципиальная схема для исследования характеристик при конфигурациях с общей базой транзистора с P-N-P переходом показана на рис.1.43.

(a) Входные характеристики:

Кривая, полученная путем построения графика зависимости тока эмиттера (I _B ) от напряжения эмиттера (V _EB ) при сохранении напряжения коллектора (V _CB ) в качестве параметра, называется входной характеристикой транзистора. Типичная входная характеристика транзистора показана на рис. 1.44.

(b) Выходные характеристики:

Кривая, полученная при построении графика зависимости тока коллектора (I _C ) от напряжения коллектора (V _CB ) с сохранением тока эмиттера (I _E ) в качестве параметра, представляет собой выходные характеристики транзистора.Полученные типичные характеристические кривые показаны на рис. 1.45.

(c) Передаточные характеристики:

Значения тока коллектора (I _C ) нанесены в зависимости от тока эмиттера (I _E ) при постоянном напряжении коллектора (V _CB ). Типичная передаточная характеристика транзистора показана на рис. 1.46.

Содержание для проектирования микроэлектронных схем

Содержание для проектирования микроэлектронных схем / Ричард К.Джегер, Трэвис Н. Блалок.

Библиографическая запись и ссылки на соответствующую информацию доступны из каталога Библиотеки Конгресса.

Примечание: Данные содержания генерируются машиной на основе предварительной публикации, предоставленной издателем. Содержание может отличаться от печатной книги, быть неполным или содержать другую кодировку.

СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие xix
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ
ТВЕРДОГО СОСТОЯНИЯ ЭЛЕКТРОННЫЙ
И УСТРОЙСТВА
ГЛАВА 1
ВВЕДЕНИЕ В ЭЛЕКТРОНИКУ 1
1.1 Краткая история электроники: от
От вакуумных трубок до сверхбольших размеров
Интеграция 3
1.2 Классификация электронных сигналов 8
1.2.1 Цифровые сигналы 8
1.2.2 Аналоговые сигналы 9
1.2.3 A / D и D / A преобразователи? Мостовое соединение
Аналоговая и цифровая области 10
1.3 Условные обозначения 12
1.4 Подход к решению проблем 13
Что такое разумные числа? 15
1.5 Важные концепции схемы
Теория 15
1.5.1 Разделение напряжения и тока 15
1.5.2 Th? Evenin и Norton Circuit
Представления 17
1.6 Частотный спектр электроники
Сигналы 22
1.7 Усилители 24
1.7.1 Идеальные операционные усилители 25
1.7.2 Частота усилителя
Ответ 28
1.8 Вариации элементов в схемотехнике 29
1.8.1 Математическое моделирование
допусков 29
1.8.2 Анализ наихудшего случая 30
1.8.3 Анализ Монте-Карло 32
1.8.4 Температурные коэффициенты 36
1.9 Числовая точность 37
Резюме 37
Ключевые термины 39
Список литературы 40
Дополнительная литература 40
Проблемы 40
ГЛАВА 2
ТВЕРДОТЕЛЬНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА 45
2.1 Твердотельные электронные материалы 47
2.2 Модель ковалентной связи 49
2.3 Дрейфовые токи и подвижность в
Полупроводники 52
2.3.1 Дрейфовые токи 52
2.3.2 Мобильность 53
2.3.3 Насыщенность скорости
(Расширенная тема) 53
2.4 Удельное сопротивление собственного кремния 54
2.5 Примеси в полупроводниках 56
2.5.1 Донорные примеси в кремнии 56
2.5.2 Акцепторные примеси в кремнии 56
2.6. Концентрации электронов и дырок в легированных
Полупроводники 57
2.6.1 Материал n-типа (ND> NA) 58
2.6.2 Материал p-типа (NA> ND) 58
2.7 Подвижность и удельное сопротивление легированных примесей
Полупроводники 60
2.8 Диффузионные токи 64
2.9 Общий ток 65
2.10 Модель энергетического диапазона 66
2.10.1. Генерация электрон-дырочных пар в
Внутренний полупроводник 66
2.10.2 Модель энергетического пояса для легированного
Полупроводник 67
2.10.3 Компенсированные полупроводники 67
2.11 Обзор изготовления интегральных схем 69
Резюме 72
Ключевые термины 74
Список литературы 75
Дополнительная литература 75
Проблемы 76
ГЛАВА 3
ТВЕРДЫЕ ДИОДЫ И
ДИОДНЫЕ ЦЕПИ 80
3.1 Диод pn переходного типа 81
3.1.1 Электростатика pn-перехода 82
3.1.2 Внутренние диодные токи 86
vii
viii Содержание
3.2 Характеристики i-v диода 87
3.3 Уравнение диода: математическая модель
для диода 90
3.4 Характеристики диодов при обратном, нулевом и обратном направлениях.
Смещение вперед 93
3.4.1 Обратное смещение 93
3.4.2 Нулевое смещение 94
3.4.3 Прямое смещение 94
3.5 Температурный коэффициент диода 96
3.6 Диоды при обратном смещении 98
3.6.1 Ток насыщения в реальных диодах 99
3.6.2 Обратный пробой 100
3.6.3 Модель диода для пробоя
101 регион
3,7 pn-переходная емкость 101
3.7.1 Обратное смещение 102
3.7.2 Прямое смещение 102
3.8 Диод с барьером Шоттки 103
3.9 Модель и компоновка диода SPICE 104
3.10 Анализ диодной цепи 106
3.10.1 Анализ линии нагрузки 106
3.10.2 Анализ с использованием математической модели
для диода 108
3.10.3 Модель 113 идеального диода
3.10.4 Модель 115 с постоянным падением напряжения
3.10.5 Сравнение моделей и
Обсуждение 116
3.11 Схемы с несколькими диодами 117
3.11.1 Двухдиодная схема 117
3.11.2 Трехдиодная схема 120
3.12 Анализ диодов, работающих в пробое
123 регион
3.12.1 Анализ линии нагрузки 123
3.12.2 Кусочно-линейный анализ
Модель 124
3.12.3 Регулировка напряжения 124
3.12.4 Анализ, включая стабилитрон
Сопротивление 125
3.12.5 Регулирование линии и нагрузки 126
3.13 Цепи полуволнового выпрямителя 127
3.13.1 Полупериодный выпрямитель с резистором
Нагрузка 128
3.13.2 Конденсатор фильтра выпрямителя 129
3.13.3 Полупериодный выпрямитель с RC-нагрузкой 130
3.13.4 Пульсации напряжения и проводимости
Интервал 131
3.13.5 Ток диода 134
3.13.6 Импульсный ток 135
3.13.7 Пиковое обратное напряжение (PIV) 136
3.13.8 Рассеиваемая мощность на диодах 136
3.13.9 Полупериодный выпрямитель с минусом
Выходное напряжение 137
3.14 Цепи полнополупериодного выпрямителя 137
3.14.1 Полнополупериодный выпрямитель с минусом
Выходное напряжение 139
3.15 Полноволновое мостовое выпрямление 139
3.16 Сравнение выпрямителей и компромиссы при проектировании 140
3.17 Трехконтактные регуляторы напряжения на интегральных схемах 142
3.18 преобразователи постоянного тока в постоянный (расширенная тема) 146
3.18.1 Повышающий преобразователь 146
3.18.2 Понижающий преобразователь 149
3.19 Волнообразные схемы 152
3.19.1 Зажим или восстановление постоянного тока
Схема 152
3.19.2 Цепи ограничения или ограничения 153
3.19.3 Двойные уровни отсечения 154
3.19.4 Кусочно-линейная передача напряжения
Характеристики 155
3.20 Динамическое переключение
Диод 155
3.21 Фотодиоды, солнечные элементы и светоизлучающие
Диоды 157
3.21.1 Фотодиоды и фотоприемники 157
3.21.2 Производство энергии от солнечной энергии
Ячейки 158
3.21.3 Светодиоды (светодиоды) 159
Резюме 160
Ключевые термины 162
Список литературы 162
Дополнительная литература 163
Проблемы 163
ГЛАВА 4
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ 176
4.1 Характеристики МОП-конденсатора 178
4.1.1 Область накопления 178
4.1.2 Область истощения 178
4.1.3 Инверсионная область 179
4.2 Транзистор NMOS 180
4.2.1 Качественное поведение i-v NMOS
Транзистор 181
4.2.2 Характеристики триодной области
NMOS-транзистор 183
4.2.3 О сопротивлении 186
4.2.4 Использование полевого МОП-транзистора в качестве
Резистор с управлением напряжением 187
4.2.5 Насыщенность i-v
Характеристики 188
4.2.6 Математическая модель в насыщении
(Pinch-Off) Регион 189
4.2.7 Крутизна 192
4.2.8 Модуляция длины канала 192
Содержание ix
4.2.9 Передаточные характеристики
и режим истощения
МОП-транзисторы 194
4.2.10 Эффект тела или субстрат
Чувствительность 195
4.3 PMOS Транзистора 197
4.4 Обозначения схем полевого МОП-транзистора 199
4.5 Изготовление и компоновка МОП-транзисторов
Правила проектирования 202
4.5.1 Минимальный размер и выравнивание элемента
Допуск 202
4.5.2 Схема 202 МОП-транзистора
4.6 Емкости МОП-транзисторов 205
4.6.1 Емкости NMOS-транзисторов в
Триод регион 205
4.6.2 Емкости при насыщении
206 регион
4.6.3 Емкости в отсечке 207
4.7 Моделирование полевого МОП-транзистора в SPICE 207
4.8 Смещение полевого транзистора NMOS 209
4.9 Смещение полевого транзистора PMOS 228
4.10 Источники тока и ток МОП
Зеркало 232
4.10.1 Анализ постоянного тока NMOS-тока
Зеркало 234
4.10.2 Изменение соотношения сторон МОП-зеркала 236
4.10.3 Выходное сопротивление тока
Зеркало 237
4.10.4 Текущее расположение зеркала 238
4.10.5 Множественные токовые зеркала 239
4.11 Масштабирование МОП-транзистора 243
4.11.1 Ток утечки 243
4.11.2 Емкость затвора 243
4.11.3 Цепи и плотности мощности 244
4.11.4 Продукт задержки мощности 244
4.11.5 Частота среза 245
4.11.6 Ограничения высокого поля 246
4.11.7 Допороговая проводимость 246
4.12 Переходный полевой транзистор (JFET)
(Расширенная тема) 247
4.12.1 JFET с приложенным смещением 248
4.12.2 Канал JFET со стоком-источником
Смещение 248
4.12.3 i -v характеристики n-канального JFET 251
4.12.4 p-канальный полевой транзистор JFET 252
4.12.5 Обозначения схем и модель JFET
Резюме 252
4.12.6 Емкости JFET 254
4.13 МОДЕЛИРОВАНИЕ JFET В SPICE 254
4.14 Смещение JFET и Depletion-Mode
МОП-транзистор 255
Резюме 258
Ключевые термины 260
Список литературы 261
Проблемы 261
К А П Т Е Р 5
БИПОЛЯРНЫЕ ПЕРЕХОДНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ 274
5.1 Физическая структура биполярного транзистора 276
5.2 Транспортная модель npn-транзистора 277
5.2.1 Характеристики вперед 277
5.2.2 Обратные характеристики 279
5.2.3 Полная транспортная модель
Уравнения для произвольного смещения
Условия 281
5.3 Транзистор pnp 283
5.4 Представление эквивалентных схем для
Транспортные модели 285
5.5 Модель Эберса-Молла (* расширенная тема) 286
5.5.1 Прямые характеристики npn
Транзистор 287
5.5.2 Обратные характеристики npn
Транзистор 287
5.5.3 Модель Эберса-Молла для npn
Транзистор 287
5.5.4 Модель Эберса-Молла для pnp
Транзистор 288
5.5.5 Эквивалентные схемы для
Модели Эберса-Молла 288
5.6 Рабочие области биполярного расстройства
Транзистор 289
5.7 i-v характеристики биполярного расстройства
Транзистор 290
5.7.1 Выходные характеристики 291
5.7.2 Передаточные характеристики 293
5.7.3 Напряжение пробоя перехода 294
5.8 Транспорт для мелких перевозчиков на базе
295 регион
5.8.1 Базовое время перехода 296
5.8.2 Диффузионная емкость 298
5.9 Упрощения транспортной модели 299
5.9.1 Упрощенная модель отсечки
299 регион
5.9.2 Упрощения модели для
Вперед-активная область 302
5.9.3 Частотная зависимость
Коэффициент усиления по току с общим эмиттером 306
5.9.4 Крутизна 307
5.9.5 Упрощенная модель для реверсивно-активного
311 регион
5.9.6 Операция моделирования в насыщении
313 регион
5.10 Ранний эффект и раннее напряжение 316
5.10.1 Моделирование раннего эффекта 317
5.10.2 Происхождение раннего эффекта 317
5.11 Биполярная технология и SPICE-модель 318
5.11.1 Качественное описание 318
5.11.2 Уравнения модели SPICE 318
5.11.3 Высокопроизводительный биполярный режим
Транзисторы 321
x Содержание
5.12 Практические схемы смещения для BJT 322
5.12.1 Схема смещения с четырьмя резисторами 322
5.12.2 Цели проектирования четырехрезистора
Сеть смещения 325
5.13 Источники тока и биполярный ток
Зеркало 330
5.13.1 Токовое зеркало биполярного транзистора 331
5.13.2 Текущий анализ зеркала 331
5.13.3 Изменение токового зеркала БЮТ
Передаточное отношение 333
5.13.4 Выходное сопротивление тока
Зеркало 335
5.14 Допуски в цепях смещения 336
5.14.1 Анализ наихудшего случая 337
5.14.2 Анализ Монте-Карло 339
Резюме 343
Ключевые термины 344
Список литературы 345
Проблемы 345
ЧАСТЬ ВТОРАЯ
ЦИФРОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА 357
ГЛАВА 6
ВВЕДЕНИЕ В ЦИФРОВУЮ
ЭЛЕКТРОНИКА 359
6.1 Идеальные логические ворота 361
6.2 Определения логического уровня и
Запас шума 362
6.2.1 Уровни логического напряжения 363
6.2.2 Запас шума 364
6.2.3 Цели проектирования логических ворот 365
6.3 Динамический ответ логических вентилей 365
6.3.1 Время нарастания и время падения 366
6.3.2 Задержка распространения 367
6.3.3 Устройство задержки питания 367
6.4 Обзор булевой алгебры 368
6.5 Диодная логика и DTL 371
6.5.1 Диод OR Gate 371
6.5.2 Диод И Затвор 372
6.5.3 Диодно-транзисторная логика (DTL)
Ворота 372
6.6 Логическая схема NMOS 373
6.6.1 Инвертор NMOS с резистивным сопротивлением
Нагрузка 374
6.6.2 Расчет отношения W / L MS 375
6.6.3 Конструкция нагрузочного резистора 376
6.6.4 Визуализация грузовой марки 376
6.6.5 Сопротивление включения при переключении
Устройство 378
6.6.6 Анализ запаса шума 380
6.6.7 Расчет VI L и VO H 380
6.6.8 Расчет VI H и VO L 381
6.6.9 Проблемы с резистором нагрузки 383
6.6.10 Транзисторные альтернативы нагрузке
Резистор 383
6.7 Статический расчет насыщенной нагрузки NMOS
Инвертор 384
6.7.1 Расчет VH 386
6.7.2 Расчет (W / L) S 387
6.7.3 Анализ запаса шума 394
6.8 Инвертор NMOS с устройством линейной нагрузки 397
6.9 Инвертор NMOS с нагрузкой в ​​режиме истощения 398
6.9.1 Расчет соотношения W / L ML 399
6.9.2 Расчет отношения W / L MS 399
6.9.3 Запас шума для инвертора с
Нагрузка в режиме истощения 400
6.10 Обзор и сравнение инверторов NMOS 406
6.11 NMOS NAND и NOR Gates 407
6.11.1 NOR Gates 407
6.11.2 NAND Gates 408
6.11.3 Макеты шлюзов NOR и NAND в NMOS
Технология режима истощения 410
6.12 Комплексный логический дизайн NMOS 412
6.12.1 Выбор между двумя
Дизайн 414
6.13 Рассеиваемая мощность 416
6.13.1 Статическое рассеяние мощности 416
6.13.2 Динамическое рассеяние мощности 417
6.13.3 Масштабирование мощности в логических вентилях MOS 419
6.14 Динамическое поведение логических вентилей МОП 420
6.14.1 Емкости в логических схемах 420
6.14.2 Динамический отклик NMOS
Инвертор с резистивной нагрузкой 421
6.14.3 Инвертор NMOS с режимом истощения
Нагрузка 429
6.14.4 NMOS-инвертор с насыщенным
Нагрузка 434
6.15 Окончательное сравнение нагрузочных устройств 437
6.16 Логика PMOS 442
6.16.1 Преобразователи PMOS 443
6.16.2 Шлюз NOR и NAND 443
Резюме 445
Ключевые термины 448
Список литературы 448
Дополнительная литература 449
Проблемы 449
ГЛАВА 7
ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЙ МОП (CMOS)
ЛОГИЧЕСКИЙ ДИЗАЙН 462
7.1 Технология инвертора CMOS 463
7.1.1 Схема инвертора CMOS 465
Содержание xi
7.2 Статические характеристики КМОП инвертора 466
7.2.1 Передача напряжения CMOS
Характеристики 467
7.2.2 Запас шума для CMOS
Инвертор 469
7.3 Динамическое поведение CMOS инвертора 472
7.3.1 Оценка задержки распространения 472
7.3.2 Время нарастания и спада 474
7.3.3 Задержка каскадных инверторов 476
7.4 Рассеиваемая мощность и произведение задержки мощности
в CMOS 478
7.4.1 Статическое рассеяние мощности 478
7.4.2 Динамическое рассеяние мощности 478
7.4.3 Устройство задержки питания 479
7.5 CMOS NOR и NAND Gates 480
7.5.1 CMOS NOR Gate 481
7.5.2 CMOS NAND Gates 484
7.6 Проектирование сложных вентилей в CMOS 485
7.7 Конструкция ворот минимального размера и
Производительность 491
7.8 Логика Dynamic Domino CMOS 493
7.9 каскадных буферов 496
7.9.1 Модель 496 с задержкой каскадного буфера
7.9.2 Оптимальное количество ступеней 497
7.10 Шлюз передачи КМОП 500
7.11 CMOS Latchup 501
Резюме 504
Ключевые термины 505
Список литературы 506
Проблемы 506
К А П Т Е Р 8
ЦЕПИ ПАМЯТИ И ХРАНЕНИЯ MOS 515
8.1 Оперативная память 516
8.1.1 Оперативная память (RAM)
Архитектура 517
8.1.2 256-Мбайт микросхема памяти 517
8.2 Ячейки статической памяти 519
8.2.1 Изоляция и доступ к ячейкам памяти?
6-Т-клетка 520
8.2.2 Операция чтения 521
8.2.3 Запись данных в 6-Т-клетку 525
8.3 ячейки динамической памяти 528
8.3.1 Ячейка с одним транзистором 528
8.3.2 Хранение данных в ячейке 1-T 528
8.3.3 Считывание данных из 1-T Cell 530
8.3.4 Ячейка с четырьмя транзисторами 532
8.4 Усилители Чувства 533
8.4.1 Усилитель восприятия для 6-Т-клеток 533
8.4.2 Усилитель чувствительности для 1-Т-клетки 536
8.4.3 Цепь усиленной словарной строки 538
8.4.4 КМОП-сенсорные усилители с тактовой частотой 539
8.5 Декодеры адресов 540
8.5.1 Декодер NOR 541
8.5.2 Декодер NAND 542
8.5.3 Декодеры в Domino CMOS Logic 543
8.5.4 Декодер столбца проходного транзистора 544
8.6 Постоянная память (ПЗУ) 546
8.7 Вьетнамки 551
8.7.1 RS-триггер 551
8.7.2 D-защелка с использованием передачи
Ворота 553
8.7.3 D-триггер "ведущий-ведомый" 554
Резюме 555
Ключевые термины 555
Список литературы 556
Проблемы 557
Г А П Т Е Р 9
БИПОЛЯРНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ЦЕПИ 563
9.1 Токовый переключатель (пара с эмиттерной связью) 564
9.1.1 Математическая модель статического поведения
выключателя тока 565
9.1.2 Анализ переключателя тока
для vI> VREF 566
9.1.3 Анализ переключателя тока
для vI 
 Библиотека Конгресса США Тематические рубрики для этой публикации:
 Интегральные схемы - Проектирование и изготовление.
 Полупроводники - Дизайн и производство. 
 Конструкция электронных схем. 
 Режимы работы транзисторов
 - Инструментальные средства 
 Режим отключения 
 Когда транзистор находится в полностью выключенном состоянии (например, разомкнутый ключ), говорят, что это   отсечка  .
 Насыщенный режим 
 И наоборот, когда он полностью проводящий между эмиттером и коллектором (пропускает через коллектор столько тока, сколько позволяют источник питания коллектора и нагрузка), он считается   насыщенным  .Это два режима работы, которые исследовались до сих пор при использовании транзистора в качестве переключателя.
 Активный режим 
 Однако биполярные транзисторы не должны ограничиваться этими двумя крайними режимами работы.
 Как мы узнали в предыдущем разделе, базовый ток «открывает ворота» для ограниченного количества тока через коллектор.
 Если этот предел для регулируемого тока больше нуля, но меньше максимально допустимого для цепи источника питания и нагрузки, транзистор будет «дросселировать» ток коллектора в режиме где-то между отсечкой и насыщением.Этот режим работы называется   активным  режимом .
 Аналогия режимов работы транзисторов 
 Автомобильная аналогия работы транзистора выглядит следующим образом:
   отсечка   - это состояние отсутствия движущей силы, создаваемой механическими частями автомобиля, чтобы заставить его двигаться. В режиме отсечки тормоз включен (нулевой базовый ток), предотвращая движение (ток коллектора).
   Активный режим   - это автомобиль, движущийся с постоянной контролируемой скоростью (постоянный контролируемый ток коллектора) в соответствии с указаниями водителя.
   Saturation   автомобиль, движущийся по крутому склону, который не позволяет ему двигаться с такой скоростью, которую хочет водитель. Другими словами, «насыщенный» автомобиль - это автомобиль с педалью акселератора, нажатой до упора (базовый ток требует большего тока коллектора, чем может обеспечить цепь питания / нагрузки).
 Моделирование SPICE 
 Давайте настроим схему для моделирования SPICE, чтобы продемонстрировать, что происходит, когда транзистор находится в активном режиме работы.(Рисунок ниже)
 C  ircuit для симуляции SPICE в «активном режиме» и список соединений. 
 моделирование биполярного транзистора
i1 0 1 постоянного тока 20u
q1 2 1 0 mod1
вамметр 3 2 постоянного тока 0
v1 3 0 постоянного тока
.model mod1 npn
.dc v1 0 2 0,05
.plot dc i (вамметр)
.end 
 «Q» - это стандартное буквенное обозначение транзистора на принципиальной схеме, точно так же, как «R» означает резистор, а «C» - конденсатор. В этой схеме у нас есть NPN-транзистор, питаемый от батареи (V  1 ) и управляемый током через источник тока   (I  1 ).
 Источник тока - это устройство, которое выводит определенное количество тока, генерируя такое же или меньшее напряжение на своих выводах, чтобы обеспечить точное количество тока через него.
 Источники тока, как известно, трудно найти в природе (в отличие от источников напряжения, которые, напротив, пытаются поддерживать постоянное напряжение, выдавая такой же или такой же малый ток для выполнения этой задачи), но их можно смоделировать с помощью небольшого набора электронных компоненты.
 Как мы скоро увидим, сами транзисторы имеют тенденцию имитировать поведение источника тока при постоянном токе в своей способности  регулировать ток  при фиксированном значении.
 В моделировании SPICE мы установим источник тока на постоянное значение 20 мкА, затем изменим источник напряжения (V  1 ) в диапазоне от 0 до 2 вольт и будем отслеживать, сколько тока проходит через него. «Пустая» батарея (амперметр V , ) на рисунке выше с ее выходом 0 В служит просто для обеспечения SPICE схемным элементом для измерения тока.
  A Переменное напряжение коллектора от 0 до 2 В при постоянном токе базы 20 мкА дает постоянный ток коллектора 2 мА в области насыщения.
 Постоянный базовый ток 20 мкА устанавливает ограничение тока коллектора в 2 мА, что ровно в 100 раз больше. Обратите внимание, насколько плоская кривая (рисунок выше) для тока коллектора в диапазоне напряжения батареи от 0 до 2 вольт.
 Единственное исключение из этого невыразительного графика - в самом начале, где батарея увеличивается с 0 до 0,25 вольт. Здесь ток коллектора быстро увеличивается от 0 ампер до своего предельного значения 2 мА.
 Давайте посмотрим, что произойдет, если мы изменим напряжение батареи в более широком диапазоне, на этот раз от 0 до 50 вольт.Мы будем поддерживать постоянный базовый ток на уровне 20 мкА. (Рисунок ниже)
 моделирование биполярного транзистора
i1 0 1 постоянного тока 20u
q1 2 1 0 mod1
вамметр 3 2 постоянного тока 0
v1 3 0 постоянного тока
.model mod1 npn
.dc v1 0 50 2
.plot dc i (вамметр)
.конец
 
  Переменное напряжение коллектора от 0 до 50 В при постоянном токе базы 20 мкА дает постоянный ток коллектора 2 мА. 
 Тот же результат! Коллекторный ток на рисунке выше остается абсолютно стабильным на уровне 2 мА, хотя напряжение аккумулятора (v1) изменяется от 0 до 50 вольт.
 Из нашего моделирования может показаться, что напряжение коллектор-эмиттер мало влияет на ток коллектора, за исключением очень низких уровней (чуть выше 0 вольт). Транзистор действует как регулятор тока, пропуская через коллектор ровно 2 мА и не более.
 Теперь посмотрим, что произойдет, если мы увеличим управляющий (I  1 ) ток с 20 мкА до 75 мкА, снова изменим напряжение батареи (V  1 ) с 0 до 50 вольт и построим график тока коллектора. на рисунке ниже.
 моделирование биполярного транзистора
i1 0 1 постоянного тока 75u
q1 2 1 0 mod1
вамметр 3 2 постоянного тока 0
v1 3 0 постоянного тока
.model mod1 npn
.dc v1 0 50 2 i1 15u 75u 15u
.plot dc i (вамметр)
.конец
 
  Переменное напряжение коллектора от 0 до 50 В (.dc v1 0 50 2) при постоянном токе базы 75 мкА дает постоянный ток коллектора 7,5 мА. Другие кривые генерируются с помощью развертки тока (i1 15u 75u 15u) в отчете анализа постоянного тока (.постоянного тока v1 0 50 2 i1 15u 75u 15u). 
 Неудивительно, что SPICE дает нам похожий график: ровная линия, стабильно удерживающаяся на этот раз на уровне 7,5 мА - ровно в 100 раз больше базового тока - в диапазоне напряжений батареи от чуть выше 0 вольт до 50 вольт. Похоже, что ток базы является решающим фактором для тока коллектора, напряжение батареи V  1  не имеет значения, пока оно выше определенного минимального уровня.
 Это соотношение напряжение / ток полностью отличается от того, что мы привыкли видеть на резисторе.С резистором ток линейно увеличивается с увеличением напряжения на нем. Здесь, с транзистором, ток от эмиттера к коллектору остается ограниченным на фиксированном максимальном значении независимо от того, насколько высоко увеличивается напряжение на эмиттере и коллекторе.
 Характеристические кривые 
 Часто бывает полезно наложить несколько графиков ток / напряжение коллектора для разных базовых токов на один график, как на рисунке ниже.
 Набор подобных кривых - по одной кривой, построенной для каждого отдельного уровня тока базы - для конкретного транзистора называется характеристическими кривыми  транзистора :
  Зависимость напряжения от коллектора к эмиттеру от тока коллектора для различных токов базы.
 Каждая кривая на графике отражает ток коллектора транзистора, построенный в диапазоне напряжений между коллектором и эмиттером для заданной величины тока базы.
 Поскольку транзистор имеет тенденцию действовать как регулятор тока, ограничивая ток коллектора до пропорции, установленной током базы, полезно выразить эту пропорцию как стандартную меру производительности транзистора.
 Бета-коэффициент транзистора 
 В частности, отношение тока коллектора к току базы известно как коэффициент  Beta  (обозначается греческой буквой β):
 Иногда коэффициент β обозначается как «h  fe » - метка, используемая в области математического анализа полупроводников, известной как «гибридные параметры», которая стремится достичь точного предсказания характеристик транзистора с помощью подробных уравнений.
 Переменных гибридных параметров много, но каждая помечена общей буквой «h» и определенным нижним индексом. Переменная «h  fe » - это просто еще один (стандартизованный) способ выражения отношения тока коллектора к току базы, и она взаимозаменяема с «β». Коэффициент β безразмерный.
 β для любого транзистора определяется его конструкцией: он не может быть изменен после изготовления. Редко бывает, чтобы два транзистора одинаковой конструкции точно совпадали из-за физических переменных, влияющих на β.
 Если конструкция схемы основана на равном соотношении β между несколькими транзисторами, «согласованные наборы» транзисторов могут быть приобретены за дополнительную плату. Однако обычно считается плохой практикой проектирования конструировать схемы с такими зависимостями.
 β транзистора не остается стабильным для всех условий эксплуатации. Для реального транзистора коэффициент β может изменяться более чем в 3 раза в пределах его рабочего тока.
 Например, транзистор с заявленным β, равным 50, может фактически протестировать с отношениями I  c  / I  b  от 30 до 100, в зависимости от величины тока коллектора, температуры транзистора, и частота усиленного сигнала, среди других факторов.
 Для учебных целей достаточно принять постоянное значение β для любого данного транзистора; поймите, что в реальной жизни все не так просто!
 Иногда для понимания полезно «смоделировать» сложные электронные компоненты с помощью набора более простых и понятных компонентов. Модель на рисунке ниже используется во многих вводных текстах по электронике.
  Элементарный диодный резистор, модель транзистора. 
 В этой модели транзистор представляет собой комбинацию диода и реостата (переменного резистора).Ток через диод база-эмиттер контролирует сопротивление реостата коллектор-эмиттер (как показано пунктирной линией, соединяющей два компонента), тем самым управляя током коллектора.
 NPN-транзистор смоделирован на показанном рисунке, но PNP-транзистор будет немного отличаться (только диод база-эмиттер будет перевернут). Эта модель успешно иллюстрирует основную концепцию транзисторного усиления: как сигнал тока базы может управлять током коллектора.
 Однако мне не нравится эта модель, потому что она неверно передает понятие установленной величины сопротивления коллектор-эмиттер для данной величины базового тока. Если бы это было правдой, транзистор  вообще не регулировал бы ток коллектора , как показывают характеристические кривые.
 Вместо того, чтобы кривые коллекторного тока сглаживались после их кратковременного подъема по мере увеличения напряжения коллектор-эмиттер, коллекторный ток был бы прямо пропорционален напряжению коллектор-эмиттер, постоянно возрастая по прямой линии на графике.
 Лучшая модель транзистора, часто встречающаяся в более продвинутых учебниках, показана на рисунке ниже.
  Модель источника тока транзистора. 
 Транзистор представляет собой комбинацию диода и источника тока, при этом выход источника тока установлен на кратное (коэффициент β) базовому току.
 Эта модель гораздо точнее отображает истинные характеристики входа / выхода транзистора: ток базы устанавливает определенную величину тока коллектора  , а не определенную величину сопротивления  коллектора-эмиттера , как предполагает первая модель.
 Кроме того, эта модель предпочтительна при выполнении сетевого анализа транзисторных схем, поскольку источник тока является хорошо изученным теоретическим компонентом.
 К сожалению, использование источника тока для моделирования поведения транзистора по управлению током может вводить в заблуждение: ни в коем случае транзистор никогда не будет действовать как  источник  электрической энергии. Источник тока не моделирует тот факт, что его источником энергии является внешний источник питания, подобный усилителю.
 Обзор 
 Транзистор находится в активном режиме  , если он работает где-то между полностью включенным (насыщение) и полностью выключенным (отсечка).
 Базовый ток регулирует ток коллектора. Под , регулирующим , мы подразумеваем, что ток коллектора не может быть больше, чем позволяет ток базы.
 Соотношение между током коллектора и током базы называется «бета» (β) или «h  fe ».
 β отношения различны для каждого транзистора, а
 β изменяется для разных условий эксплуатации.
 Основы силовых полупроводниковых приборов: структуры, символы и операции 
 Структуры, электронные символы, основные операции и некоторые характеристики Представление силовых полупроводниковых устройств
 Рекомендуемый уровень 
 Начинающий
 Силовые электронные устройства, которые действуют как твердотельные переключатели 
 Эта техническая статья посвящена обзору следующих силовых электронных устройств, которые действуют как твердотельные переключатели в схемах.Они действуют как переключатель без какого-либо механического движения.
 Силовые диоды
 Полевой транзистор металл-оксид-полупроводник (MOSFET)
 Биполярный транзистор (BJT)
 Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT)
 Тиристоры (SCR, GTO, MCT)
 Твердотельные устройства полностью сделаны из твердого материала, и поток их зарядов ограничен этим твердым материалом. Это название «твердое состояние» часто используется, чтобы показать разницу с более ранними технологиями вакуумных и газоразрядных трубчатых устройств; а также исключить обычные электромеханические устройства (реле, переключатели, жесткие диски и другие устройства с движущимися частями).
 Транзистор, разработанный Bell Labs в 1947 году, был первым твердотельным устройством, начавшим коммерческое использование в конце 1960-х годов. В этой статье рассматриваются аналогичные твердотельные устройства, такие как силовой диод, силовой транзистор, MOSFET, тиристор и его двухтранзисторная модель, симистор, тиристор выключения затвора (GTO), биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT) и их характеристики ( такие как характеристики iv и характеристики выключения). В схемах силовой электроники эти переключатели действуют в области насыщения и работают в линейной области в аналоговых схемах, таких как усилители мощности и линейные регуляторы.Это делает эти переключатели высокоэффективными, так как при обработке мощности возникают меньшие потери.
 Силовые диоды 
 Силовой диод имеет структуру P-I-N по сравнению с сигнальным диодом, имеющим структуру P-N. Здесь I (в P-I-N) обозначает внутренний полупроводниковый слой, который выдерживает высокое обратное напряжение по сравнению с сигнальным диодом (n-, слой дрейфовой области, показанный на рис. 2). Однако недостатком этого внутреннего слоя является то, что он добавляет заметное сопротивление в условиях прямого смещения.Таким образом, силовой диод требует надлежащего устройства охлаждения для обработки большого рассеяния мощности. Силовые диоды используются во многих приложениях, включая выпрямители, фиксаторы напряжения, умножители напряжения и т. Д. Обозначение силового диода такое же, как у сигнального диода, показанного на рисунке 1.
  Рис. 1. Символ силового диода 
  Рисунок 2. Структура силового диода 
 Другие функции, которые встроены в силовой диод, позволяющие ему выдерживать большую мощность:
 (a) Использование защитных колец
 (б) Покрытие слоя диоксида кремния
 Защитные кольца p-типа, что предотвращает слияние их обедненного слоя с обедненным слоем обратносмещенного p-n перехода.Защитные кольца препятствуют тому, чтобы радиус кривизны границы обедненного слоя стал слишком узким, что увеличивает прочность на пробой. Покрытие слоя SiO  2  помогает ограничить электрическое поле на поверхности силового диода.
 Если толщина слаболегированного I слоя (n-слоя)> толщины обедненного слоя при пробое ⇒ Без пробивки силового диода.
  (Это означает, что обедненный слой не пробил слаболегированный n-слой.) 
 Если толщина слоя I <толщины обедненного слоя при пробое ⇒ Пробить силовой диод.
  Характеристики силового диода 
 Два типа характеристик силового диода показаны на Рис. 3 и Рис. 4, названные следующим образом:
 (i) Вольт-амперная характеристика  (вольт-амперная характеристика) 
 (ii) Характеристики отключения  (или характеристики обратного восстановления) 
  Рисунок 3.Вольт-амперные характеристики силового диода 
 Напряжение включения - это значение минимального напряжения для В  A  (анодное напряжение), при котором диод работает в режиме прямой проводимости. Напряжение включения сигнального диода составляет 0,7 В, а в силовом диоде - 1 В. Таким образом, его типичное падение прямой проводимости больше. В условиях прямого смещения ток сигнального диода увеличивается экспоненциально, а затем увеличивается линейно. В случае силового диода он почти линейно увеличивается с приложенным напряжением, поскольку все слои P-I-N остаются насыщенными неосновными носителями при прямом смещении.Таким образом, высокое значение тока приводит к падению напряжения, которое маскирует экспоненциальную часть кривой. В условиях обратного смещения небольшой ток утечки течет из-за неосновных носителей заряда до тех пор, пока не появится лавинный пробой, как показано на рис. 3.
 
  Рисунок 4. Характеристики выключения силового диода: а) изменение прямого тока i  f ; б) Изменение прямого падения напряжения v  f ; в) Изменение потери мощности 
 После того, как прямой диод обнуляется, диод продолжает проводить в противоположном направлении из-за наличия накопленных зарядов в обедненном слое и p- или n-слое.Ток через диод протекает в течение времени обратного восстановления t  rr . Это время между моментом, когда ток прямого диода становится равным нулю, а мгновенный ток обратного восстановления спадает до 25% от его максимального значения в обратном направлении.
 Время T  a : Заряды, накопленные в слое истощения, удалены.
 Время T  b : Заряды из полупроводникового слоя удаляются.
 Заштрихованная область на рис. 4.a представляет накопленные заряды Q  R , которые необходимо удалить в течение времени обратного восстановления t  rr .
 Потери мощности на диоде = v  f  * i  f  (показано на рис. 4.c)
 Как показано, основная потеря мощности в диоде происходит в период t  b .
 Восстановление может быть резким или плавным, как показано на рис. 5. Чтобы узнать его количественно, мы можем использовать S-фактор.
 Коэффициент T  b  / T  a : коэффициент мягкости или S-фактор.
 S-фактор: мера переходного напряжения, которое происходит во время восстановления диода.
 S-фактор = 1 ⇒ низкий колебательный процесс обратного восстановления. (Мягко восстанавливающий диод)
 S-фактор <1 ⇒ большое колебательное перенапряжение (диод с быстрым восстановлением или диод с быстрым восстановлением).
 Силовые диоды теперь существуют с номинальным прямым током от 1 А до нескольких тысяч ампер с номинальным напряжением обратного восстановления от 50 В до 5000 В или более.
  Рисунок 5. Характеристики обратного восстановления для силового диода 
 Диод Шоттки: имеет переход алюминий-кремний, где кремний является n-типом.Поскольку в металле нет отверстий, нет накопленного заряда и нет времени обратного восстановления. Таким образом, происходит движение только основных носителей заряда (электронов), и задержка выключения, вызванная процессом рекомбинации, устраняется. Он также может отключаться намного быстрее, чем диод с p-n переходом. По сравнению с диодом с p-n переходом он имеет:
 (a) Нижнее напряжение включения
 (б) Более высокий ток обратной утечки
 (c) Повышенная рабочая частота
 Применение: высокочастотная аппаратура и импульсные источники питания.
  Рисунок 6. Символ диода Шоттки и кривая вольт-амперной характеристики 
 Металло-оксидный полупроводниковый полевой транзистор (MOSFET) 
 MOSFET - это трехконтактное (или униполярное) устройство с регулируемым напряжением с мажоритарной несущей. Его символы показаны на рисунках 7 и 8. По сравнению с простым полевым МОП-транзистором с боковым каналом для сигналов малой мощности, силовой полевой МОП-транзистор имеет другую структуру.Он имеет вертикальную канальную структуру, в которой исток и сток находятся на противоположной стороне кремниевой пластины, как показано на рис. 10. Такое противоположное расположение истока и стока увеличивает способность силового полевого МОП-транзистора выдерживать большую мощность.
  Рис. 7. Обозначение полевого МОП-транзистора 
  Рис. 8. Символы MOSFET для различных режимов 
 Во всех этих соединениях подложки имеют внутреннее соединение.Но в тех случаях, когда он подключен извне, символ изменится, как показано на MOSFET с n-канальным расширением на рис. 9. MOSFET с N-канальным расширением более распространен из-за высокой подвижности электронов.
  Рис. 9. N-канальный полевой МОП-транзистор улучшенного типа с подложкой, подключенной извне 
  Рис. 10. Поперечное сечение силового полевого МОП-транзистора 
 Принципиальная принципиальная схема и выходные характеристики n-канального МОП-транзистора повышенной мощности с подключенной нагрузкой показаны на рис.11 и 12 соответственно.
  Рис. 11. Структурный вид силового полевого МОП-транзистора с подключениями 
 Область дрейфа, показанная на рис. 11, определяет способность полевого МОП-транзистора блокировать напряжение.
 Когда V  GS  = 0,
 ⇒ V  DD  обеспечивает обратное смещение, и ток не течет от стока к истоку.
 Когда V  GS > 0,
 ⇒ Электроны образуют путь тока, как показано на рис.11. Таким образом, ток от стока к истоку течет. Теперь, если мы увеличим напряжение затвор-исток, ток стока также увеличится.
  
  Рисунок 12. Кривые характеристик тока стока (I  D ) в зависимости от напряжения сток-источник (В  DS ) 
 Для более низкого значения V  DS  MOSFET работает в линейной области, где он имеет постоянное сопротивление, равное V  DS  / I  D .Для фиксированного значения V  GS  и напряжения, превышающего пороговое значение V  TH , полевой МОП-транзистор входит в область насыщения, где значение тока стока имеет фиксированное значение.
  Рисунок 13. Выходные характеристики с линией нагрузки 
 Если XY представляет линию нагрузки, то точка X представляет точку выключения, а точка Y - точку включения, где V  DS  = 0  (поскольку напряжение на замкнутом переключателе равно нулю) .Направление процесса включения и выключения также показано на рис. 13.
 Помимо кривых выходных характеристик, на рис. 14 также показаны передаточные характеристики силового полевого МОП-транзистора.
  Рис. 14. Характеристики напряжения затвор-исток в зависимости от тока стока для силового полевого МОП-транзистора 
 Здесь V  TH  - это минимальное положительное напряжение между затвором и истоком, при превышении которого MOSFET переходит во включенное состояние из выключенного состояния.Это называется пороговым напряжением. Это также показано на кривой выходной характеристики на рис. 12.
 При близком рассмотрении структурной схемы, представленной на рис. 11, видно, что существует фиктивный BJT и фиктивная диодная структура, встроенная в силовой полевой МОП-транзистор, как показано на рис. 15.
 Поскольку источник подключен как к базе, так и к эмиттеру этого паразитного BJT, эмиттер и база BJT закорочены. Это означает, что этот BJT работает в отключенном состоянии.
  Рисунок 15.Фиктивный BJT и фиктивный диод в силовом MOSFET 
 Анод фиктивного диода подключен к истоку, а его катод - к стоку. Итак, если мы подадим отрицательное напряжение V  DD  на сток и исток, оно будет смещено в прямом направлении. Это означает, что у полевого МОП-транзистора отсутствует обратная блокировка. Таким образом, это может быть использовано в схеме инвертора для реактивных нагрузок без необходимости использования избыточного диода на переключателе. Условно это изображено на рис.16.
  Рис. 16. Изображение полевого МОП-транзистора с внутренним диодом 
 Хотя внутренний диод MOSFET имеет достаточный ток и скорость переключения для большинства приложений, в некоторых случаях может потребоваться использование сверхбыстрых диодов. В таких случаях внешний диод с быстрым восстановлением подключается встречно параллельно. Но также требуется диод с медленным восстановлением, чтобы блокировать действие основного диода, как показано на рис.17.
  Рис. 17. Реализация диода быстрого восстановления для силового полевого МОП-транзистора 
 Одним из важных параметров, влияющих на характеристики переключения, является основная емкость, существующая между его тремя выводами, то есть стоком, истоком и затвором. Его представление показано на рис. 18.
  Рис. 18. Представление полевого МОП-транзистора с указанием емкостей перехода 
 Параметры C  GS , C  GD  и C  DS  являются нелинейными по своей природе и указаны в технических характеристиках конкретного полевого МОП-транзистора.Они также зависят от напряжения смещения постоянного тока и конструкции или геометрии устройства. Они должны заряжаться через ворота во время процесса включения, чтобы фактически включить полевой МОП-транзистор. Привод должен иметь возможность заряжать и разряжать эти емкости для включения или выключения полевого МОП-транзистора.
 Таким образом, характеристики переключения силового полевого МОП-транзистора зависят от этих внутренних емкостей и внутреннего импеданса схем управления затвором. Кроме того, это зависит от задержки из-за переноса носителя через область дрейфа.Характеристики переключения силового полевого МОП-транзистора показаны на рисунках 19 и 20.
  Рисунок 19. Характеристики включения силового полевого МОП-транзистора 
 Имеется задержка от t  0  до t  1  из-за заряда входной емкости до ее порогового напряжения V  TH . Ток стока в это время остается на нулевом значении. Это называется временем задержки. Существует дополнительная задержка от t  1  до t  2 , в течение которой напряжение затвора повышается до V  GS , напряжения, необходимого для приведения полевого МОП-транзистора во включенное состояние.Это называется временем нарастания. Эту общую задержку можно уменьшить, используя схему возбуждения с низким сопротивлением. Ток затвора в течение этого времени экспоненциально уменьшается, как показано. В течение времени, превышающего t  2 , ток стока I  D  достиг своего максимального постоянного значения I. Когда ток стока достиг постоянного значения, напряжение затвор-исток также остается постоянным, как показано в передаточных характеристиках. полевого МОП-транзистора на рис. 20.
  Рисунок 20.Передаточные характеристики силового полевого МОП-транзистора с рабочей точкой 
 Для характеристик выключения предположим, что полевой МОП-транзистор уже находится во включенном состоянии в установившемся состоянии. Поскольку t = t  0 , напряжение затвора уменьшается до нулевого значения; C  GS  и C  GD  начинают разряжаться через сопротивление затвора R  G . Это вызывает время задержки выключения до t  1  от t  0 , как показано на рисунке 21. Предполагая, что напряжение сток-исток остается фиксированным.В течение этого времени как V  GS , так и I  G  уменьшаются по величине, ток стока остается на фиксированном значении, потребляя ток от C  GD  и C  GS .
  Рисунок 21. Характеристики выключения силового полевого МОП-транзистора 
 В то время, когда t  2 > t> t  1 , напряжение затвор-исток постоянно. Таким образом, весь ток теперь берется из C  GD .До момента времени t  3  ток стока практически достигнет нулевого значения; который выключает MOSFET. Это время известно как время спада, когда входная емкость разряжается до порогового значения. После t  3  напряжение затвора экспоненциально уменьшается до нуля, пока ток затвора не станет равным нулю.
 Силовой биполярный транзистор (BJT) 
 Power BJT традиционно используется во многих приложениях. Тем не менее, IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором) и MOSFET (полевой транзистор металл-оксид-полупроводник) заменили его для большинства приложений, но все же они используются в некоторых областях из-за его более низкого напряжения насыщения в диапазоне рабочих температур. .IGBT и MOSFET имеют более высокую входную емкость по сравнению с BJT. Таким образом, в случае IGBT и MOSFET схема управления должна быть способна заряжать и разряжать внутренние емкости.
  Рисунок 22. (a) NPN BJT (b) PNP BJT 
 BJT представляет собой трехслойное полупроводниковое устройство с двумя переходами, npn или pnp, как показано на рис. 22. (a) и (b).
 Хотя BJT имеют меньшую входную емкость по сравнению с MOSFET или IGBT, BJT значительно медленнее реагируют из-за низкого входного импеданса.BJT используют больше кремния для той же производительности привода.
 В случае MOSFET, изученного ранее, силовой BJT отличается по конфигурации от простого планарного BJT. В планарном BJT коллектор и эмиттер находятся на одной стороне пластины, в то время как в Power BJT они находятся на противоположных краях, как показано на рис. 23. Это сделано для увеличения возможностей управления мощностью BJT.
  Рисунок 23. Структура Power BJT PNP 
 Power n-p-n транзисторы широко используются в высоковольтных и сильноточных приложениях, которые будут рассмотрены позже.
 Входные и выходные характеристики планарного БЮТ для конфигурации с общим эмиттером показаны на рис. 24. Это кривые вольт-амперных характеристик.
  Рис. 24. Входные и выходные характеристики для конфигурации с общим эмиттером Planar BJT соответственно 
 Кривые для power BJT такие же, за исключением небольшой разницы в области его насыщения. Он имеет дополнительную рабочую область, известную как квазинасыщение, как показано на рис.25.
  Рисунок 25. Кривая выходных характеристик силового биполярного транзистора 
 Эта область появляется из-за введения слаболегированной области дрейфа коллектора, где переход коллектор-база имеет низкое обратное смещение. Удельное сопротивление этой области дрейфа зависит от значения тока базы. В области квазинасыщения значение ß значительно уменьшается. Это связано с увеличением значения тока коллектора при повышении температуры.Но базовый ток по-прежнему контролирует ток коллектора из-за сопротивления, создаваемого областью дрейфа. Если транзистор входит в область жесткого насыщения, ток базы не контролирует ток коллектора из-за отсутствия области дрейфа и в основном зависит от нагрузки и значения V  CC .
 Прямо смещенный p-n переход имеет две емкости, называемые емкостью обедненного слоя и диффузной емкостью. В то время как переход с обратным смещением имеет в действии только обедняющую емкость.Величина этих емкостей зависит от напряжения перехода и конструкции транзистора. Эти емкости играют роль во время переходных процессов, то есть операций переключения. Из-за этих емкостей транзистор не включается и не выключается мгновенно.
 Коммутационная характеристика силового БЮТ представлена ​​на рис.26. При подаче положительного базового напряжения базовый ток начинает течь, но ток коллектора отсутствует в течение некоторого времени. Это время известно как время  задержки  (t  d ), необходимое для зарядки емкости перехода базы к эмиттеру до 0.7 В прибл. (известное как напряжение прямого смещения). При t> t  d  ток коллектора начинает расти, а V  CE  начинает падать с величиной 9/10 своего пикового значения. Это время называется временем нарастания ,  требуется для включения транзистора. Транзистор остается включенным, пока ток коллектора не меньше этого значения.
 Для выключения BJT полярность базового напряжения меняется на противоположную, и, таким образом, полярность базового тока также будет изменена, как показано на рис.26. Ток базы, требуемый во время работы в установившемся режиме, больше, чем ток, необходимый для насыщения транзистора. Таким образом, избыточные заряды неосновных носителей хранятся в базовой области, которые необходимо удалить во время процесса выключения. Время, необходимое для обнуления этого заряда, составляет , время хранения , t  с . Коллекторный ток все это время остается на том же значении. После этого ток коллектора начинает уменьшаться, и переход база-эмиттер заряжается до отрицательной полярности; базовый ток также уменьшается.
  Рисунок 26. Характеристики включения и выключения BJT 
 Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT) 
 IGBT сочетает в себе физику BJT и силового MOSFET, чтобы получить преимущества обоих миров. Он контролируется напряжением на затворе. Он имеет высокое входное сопротивление, как у силового MOSFET, и низкие потери мощности в открытом состоянии, как в случае BJT. Нет даже вторичной поломки и не так много времени переключения, как в случае BJT.Он имеет лучшие характеристики проводимости по сравнению с MOSFET из-за биполярной природы. В нем нет внутреннего диода, как в случае MOSFET, но это можно рассматривать как преимущество использования внешнего диода с быстрым восстановлением для конкретных приложений. Они заменяют полевой МОП-транзистор в большинстве высоковольтных приложений с меньшими потерями проводимости. Его физическое поперечное сечение, структурная схема и эквивалентная принципиальная схема представлены на рис. 27–29. Он имеет три вывода, называемых коллектором, эмиттером и затвором.
  Рис. 27. Вид структуры IGBT 
 Существует p + -подложка, которой нет в MOSFET и которая отвечает за инжекцию неосновных носителей в n-область. Усиление терминала NPN снижается из-за широкой эпитаксиальной базы и n + буферного слоя.
 Существуют две структуры IGBT на основе легирования буферного слоя:
 a) Сквозной IGBT: сильно легированный буферный слой n ➔ меньше времени переключения
 b) IGBT без пробивки: слегка легированный буферный слой n увеличенный срок службы носителей ➔ повышенная проводимость дрейфовой области ➔ уменьшенное падение напряжения в открытом состоянии
  (Примечание: ➔ означает подразумевает) 
  Рисунок 28.Эквивалентная схема для IGBT 
  Рисунок 29. Упрощенная эквивалентная схема для IGBT 
  Рисунок 30. Принципиальная электрическая схема для IGBT 
 На основе этой принципиальной схемы, представленной на рисунке 30, получены прямые и передаточные характеристики, которые представлены на рисунках 31 и 32. Его коммутационная характеристика также показана на рис. 33.
  Рисунок 31.Прямые характеристики для IGBT 
  Рисунок 32. Передаточные характеристики IGBT 
  Рисунок 33. Характеристики включения и выключения IGBT 
  (Примечание: T  dn : время задержки; T  r : время нарастания; T  df : время задержки; T  f1 : время начального спада; T  f2 : время окончательного спада) 
 Тиристоры (SCR, GTO, MCT) 
 Тиристоры - это семейство твердотельных устройств, широко используемых в схемах силовой электроники, таких как SCR (кремниевый выпрямитель), DIAC (диод на переменном токе), TRIAC (триод на переменном токе), GTO (тиристоры отключения затвора), MCT. (MOS-управляемый тиристор), RCT, PUT, UJT, LASCR, LASCS, SIT, SITh, SIS, SBS, SUS, SBS и т. Д.SCR - самый старший член и глава этой семьи; и обычно именуется «тиристор».
 Они работают как бистабильные переключатели, которые работают либо в непроводящем, либо в проводящем состоянии. Традиционные тиристоры проектируются без возможности управляемого затвором отключения, при котором тиристор может перейти из проводящего состояния в непроводящее состояние, когда только анодный ток падает ниже тока удержания. В то время как GTO - это тип тиристора, который имеет возможность отключения с управляемым затвором.
  SCR 
 SCR обычно имеет три вывода и четыре слоя чередующихся материалов p- и n-типа, как показано на рис. 34. Структура тиристора может быть разделена на две части: транзисторы npn и pnp для простых целей анализа, как показано на рис. 36 Он имеет три терминала, названные катодом, анодом и затвором.
  Рисунок 34. Структурный вид тиристора 
 N-base - это область с высоким удельным сопротивлением, и ее толщина напрямую зависит от номинала прямой блокировки тиристора.Но большая ширина n-базы указывает на медленное время отклика на переключение. Условное обозначение тиристора приведено на рис. 35.
  Рисунок 35. Схематическое обозначение тиристора 
  Рисунок 36. Двухтранзисторная модель тиристора (A-анод, G-затвор и K-катод) 
  Конструкция Planar  используется для маломощных тиристоров. В этом типе конструкции все стыки размыты.Для высокой мощности используется конструкция  mesa , в которой внутренний слой рассеивается, а два внешних слоя сплавлены на нем.
 Статическая характеристика, полученная для схемы, представленной на рис. 37, изображена на рис. 38. Он работает в трех режимах: режиме прямой проводимости, режиме прямой блокировки и режиме обратной блокировки.
 Минимальный анодный ток, который заставляет устройство оставаться в режиме прямой проводимости при переключении из режима прямой блокировки, называется током фиксации.Если SCR уже проводит, и анодный ток снижается из режима прямой проводимости в режим прямой блокировки, минимальное значение анодного тока, которое должно оставаться в режиме прямой проводимости, известно как ток удержания.
  Рисунок 37. Принципиальная схема для получения характеристик напряжения и тока тиристора 
  Рисунок 38. Кривая статических характеристик SCR 
 Коммутационные характеристики SCR показаны на рис.39. Учтите, что его нельзя выключить воротами. Это связано с положительной обратной связью или эффектом регенеративной обратной связи.
  Рисунок 39. Характеристики включения и выключения SCR 
  GTO (запорный тиристор) 
 GTO может быть включен положительным импульсом тока затвора и выключен отрицательным импульсом тока затвора. Его способность отключаться обусловлена ​​отклонением тока коллектора PNP затвором и, таким образом, нарушением эффекта регенеративной обратной связи.
 Фактически конструкция GTO сделана таким образом, что приращение тока pnp GTO уменьшено. Сильнолегированные n пятен в p-слое анода формируют эффект закороченного эмиттера и, в конечном итоге, уменьшают коэффициент усиления по току GTO для регенерации меньшего тока, а также возможность блокировки обратного напряжения. Это снижение способности обратного блокирования может быть улучшено за счет диффузии золота, но это сокращает срок службы носителя. Кроме того, он требует специальной защиты, как показано на рис. 43.
 Рис.40 показаны четыре слоя Si и три перехода GTO, а на рис. 41 показан его практический вид. Символ GTO показан на рисунке 42.
  Рисунок 40. Четыре уровня и три соединения GTO 
  Рисунок 41. Практическая форма ГТО 
  Рисунок 42. Обозначение ГТО 
 Общая скорость переключения GTO выше, чем у тиристора (SCR), но падение напряжения GTO больше.Диапазон мощности GTO лучше, чем BJT, IGBT или SCR.
 Статические вольт-амперные характеристики GTO аналогичны SCR, за исключением того, что ток фиксации GTO больше (около 2 А) по сравнению с SCR (около 100-500 мА).
 Схема управления затвором с характеристиками переключения приведена на Рис. 43 и Рис. 44.
  Рисунок 43. Цепь привода затвора для GTO 
  Рисунок 44.Характеристики включения и выключения GTO 
  MCT (тиристор с МОП-управлением) 
 IGBT является улучшением по сравнению с BJT, использующим MOSFET для включения или выключения анодного тока. Точно так же MCT является улучшением по сравнению с тиристором с парой полевых МОП-транзисторов для переключения тока. В семействе MCT есть несколько устройств, но обычно обсуждают p-канал. Его принципиальная схема и эквивалентная схема приведены на рис. 45 и рис.46. ​​Его условное обозначение приведено на рис. 47.
  Рисунок 45. Принципиальная схема MCT типа P 
  Рисунок 46. Эквивалентная схема для MCT типа P 
  Рисунок 47. Символ MCT типа P 
 Из-за структуры NPNP вместо PNPN анод действует как опорный элемент для затвора. Структура NPNP представлена ​​транзистором Q1 NPN и транзистором Q2 PNP в эквивалентной схеме.
 Мощность, необходимая для его включения или выключения, мала с низкими коммутационными потерями из-за его распределенной структуры по всей поверхности устройства. Время задержки из-за накопления заряда также невелико. Он также имеет низкое падение напряжения в открытом состоянии.
 Когда MCT p-типа находится в состоянии прямой блокировки, его можно включить, подав отрицательный импульс на его затвор (относительно анода). Когда n-канальный MCT находится в режиме прямой блокировки, он может быть включен положительным импульсом затвора (относительно катода).Он будет оставаться включенным до тех пор, пока ток устройства не изменится на обратное или на затвор не будет подан импульс выключения, то есть приложен положительный импульс затвора для MCT p-типа по отношению к аноду.
 Это устройство может выдерживать большой ток и большие возможности $$ \ frac {di} {dt} $$. Но, как и любые другие устройства, его необходимо защитить от переходных напряжений и всплесков тока с помощью подходящих демпферов. Он используется в устройствах разряда конденсаторов, автоматических выключателях, преобразовании переменного тока в переменный или постоянного тока. Это идеальная замена для GTO, поскольку для этого требуется гораздо более простой привод ворот и, безусловно, более эффективный.
 IGBT - Биполярный транзистор с изолированным затвором 
 Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT) - это тип биполярного транзистора с изолированным выводом затвора. Структура IGBT включает входной полевой МОП-транзистор, который состоит из вывода затвора, а выходной BJT состоит из выводов коллектора и эмиттера. Коллектор и эмиттер являются выводами проводимости, а затвор - выводом управления, который управляет операцией переключения.
  Обозначение IGBT 
 IGBT является второстепенным носителем, который предпочтительнее для приложений с высоким током или высоким напряжением.Он имеет высокое входное сопротивление и большую токонесущую способность. Это потому, что они предназначены для приложений с высокой мощностью, которые имеют низкую потребляемую мощность.
 Структура IGBT 
 Структура IGBT
 IGBT изготовлен из кремния и очень похож по структуре на Power MOSFET. Единственное отличие состоит в том, что инжектируемый слой представляет собой подложку p  + , а не подложку n  + , как в Power MOSFET. Слой инжекции является неотъемлемой частью характеристик IGBT.Два других слоя называются областью тела (J  2 ) и дрейфом (J  1 ). Слой n + в верхней части IGBT является источником или эмиттером. Слой P + внизу - это слив или коллектор. P-канальный IGBT имеет структуру, аналогичную N-канальному IGBT, за исключением того, что на каждом слое используется обратное легирование.
 В этой структуре можно заметить, что это n-канальный MOSFET и имеет два биполярных переходных транзистора (BJT): Q  1  и Q  2 .Q  1  BJT - это p-n-p транзистор, а Q  2  - n-p-n BJT. Область дрейфа испытывает сопротивление, известное как R  d , а сопротивление, обеспечиваемое областью тела p, известно как R  b . Коллектор Q  1  имеет ту же базу, что и Q  2 , а коллектор Q  2  совпадает с базой Q  1 .
 Рисунок 2: Структура n-канального IGBT
 Коллектор PNP соединен с базой транзистора NPN, тогда как коллектор и база PNP соединены.Расположение этих транзисторов образует паразитный тиристор, который создает петлю отрицательной обратной связи. Паразитный тиристор образован двумя биполярными транзисторами, расположенными рядом друг с другом.
 Паразитная тиристорная структура IGBT
 Выводы базы и эмиттера соединены через резистор R  b  транзистора NPN. Это сделано для того, чтобы паразитный тиристор не защелкнулся, что могло бы вызвать защелкивание IGBT.
 Работа IGBT 
 Источник напряжения (V  G ) подключен к выводу затвора в положительном направлении к эмиттеру и коллектору.Источник напряжения (V  CC ) подключен между эмиттером и коллектором. Коллектор положительный к эмиттеру. Разветвление J  1  смещено вперед из-за V  CC . Переход J  2  имеет обратное смещение, и ток не будет течь внутри IGBT от коллектора к эмиттеру. Вначале на вывод затвора не подается напряжение. Следовательно, вывод затвора находится в непроводящем состоянии.
 Для перехода в состояние проводимости требуется лишь небольшое напряжение.По мере увеличения напряжения затвора эффект емкости будет воздействовать на слой диоксида кремния, что приведет к накоплению отрицательных ионов на верхнем слое, а положительных ионов - на нижней стороне слоя диоксида кремния. Это приведет к внедрению отрицательных носителей заряда в p-область.
 Накопление отрицательных носителей заряда будет увеличиваться по мере увеличения источника напряжения на выводе затвора. Это позволит каналу для прохождения тока от коллектора к эмиттеру между переходами J  2 .Ток увеличивается с увеличением источника напряжения (V  G ).
 Типы IGBT 
 Есть два типа IGBT:
 Сквозной (NPT) IGBT
 Сквозной (PT) IGBT
 Насквозь (NPT) 
  Непробиваемый (NPT) IGBT 
 Вертикальное сечение PT IGBT показано на рисунке. Внизу подложка p  + . Это образует pn-переход с дрейфовой областью n  - .Модуляция проводимости в этом переходе происходит за счет инжекции неосновных носителей в дрейфовую область n  - . Подложка p  + , дрейф n  -  и эмиттер p  +  вместе составляют BJT. NPT IGBT известны как симметричные IGBT.
 Симметричные IGBT имеют одинаковое прямое и обратное напряжение пробоя. Они более широко используются в цепях переменного тока. Потери переключения средние. У него длинный хвостовой ток с низкой амплитудой.Потери проводимости также средние и увеличиваются с повышением температуры. Он рассчитан на короткое замыкание, и параллельное соединение также легко.
 Пробить через IGBT 
  Пробивка через IGBT 
 Чтобы минимизировать время переключения, в области дрейфа добавлен буферный слой. Буферный слой сильно легирован материалом n-типа, размещенным над подложкой p  + . Из-за гораздо более высокой плотности легирования снижается эффективность инжекции коллекторного перехода и время жизни неосновных носителей заряда в базовой области.PT IGBT известны как ассиметричные IGBT.
 Асимметричные IGBT имеют обратное напряжение пробоя, которое меньше, чем прямое напряжение пробоя. Они более широко используются в цепях постоянного тока и не требуют поддерживающего напряжения в обратном направлении. Коммутационные потери ПТ малы и имеют короткий хвостовой ток. Потери проводимости низкие и уменьшаются с температурой. Параллельное соединение очень сложно, и поэтому номинальное значение короткого замыкания ограничено, что приводит к высокому усилению.
 Есть два типа режимов работы:
 Режим прямой блокировки
 Режим проводимости
 Режим обратной блокировки
 Режим прямой блокировки 
 Предположим, что вывод затвора находится под потенциалом земли, а на вывод коллектора подается положительное напряжение.Это приводит к прямому смещению перехода между подложкой и областью дрейфа и обратному смещению перехода между p-базой и областями дрейфа. В этом состоянии устройство переходит в режим  прямой блокировки , пока не будет достигнуто напряжение пробоя базы.
 Движение электронов и дырок в режиме прямой проводимости. Источник: Mistubushi
 Режим проводимости 
 Когда к устройству прикладывается положительное напряжение затвора, в базовой области формируется n-канал, который обеспечивает путь для электронов от базы n  +  к области дрейфа n  - .Поскольку соединение между подложкой и основанием уже находится в прямом смещении, дырки от коллектора перемещаются к области дрейфа и нейтрализуют электроны, образуя нейтральную область дрейфа. Остальные отверстия движутся к эмиттеру, вызывая вертикальный ток.
 Режим обратной блокировки 
 Будем считать, что на эмиттере сохраняется потенциал земли. Когда на коллектор подается отрицательное напряжение, переход между подложкой и областью дрейфа смещается в обратном направлении.Это предотвращает прохождение тока в устройстве, и устройство переходит в режим обратной блокировки . 
 Прямое падение напряжения увеличивается с увеличением ширины области N- дрейфа. Ширина области N- дрейфа также определяет возможность обратного напряжения. Прямое падение напряжения можно рассчитать следующим образом:
, где - длина диффузии неосновных носителей, - максимальное напряжение блокировки и - диэлектрическая проницаемость свободного пространства.
 Характеристики IGBT 
 График статической ВАХ для n-канального IGBT аналогичен BJT, за исключением того, что V  GE  остается постоянным, поскольку IGBT является устройством, управляемым напряжением. Устройство находится в состоянии «ВЫКЛ», когда напряжение на коллектор-эмиттер положительное, а напряжение затвор-эмиттер (V  GE ) меньше порогового напряжения на затвор-эмиттер (V  GET ). Обратное напряжение блокируется переходом J  2 , и когда напряжение на коллектор-эмиттер отрицательное, переход J  1  блокирует напряжение.
 Передаточные характеристики 
 n-канальный IGBT будет находиться в состоянии ВКЛ, если V  GE  больше порогового значения V  GET .
  Прямые и передаточные характеристики 
 Передаточная характеристика - это изменение тока (I  CE ), протекающего через коллектор-эмиттер с V  GE  при различной температуре. Градиент передаточной характеристики при определенной температуре дает крутизну IGBT-устройства.
 Характеристики переключения IGBT 
 Поскольку IGBT является устройством, управляемым напряжением, ему требуется лишь небольшое напряжение, чтобы затвор оставался в состоянии проводимости. IGBT - это однонаправленные устройства, которые переключают ток только в прямом направлении, то есть от коллектора к эмиттеру. На рисунке ниже показана схема переключения IGBT.
 В  G  подается на штифт затвора, который переключает двигатель (M) от напряжения питания V +. R  s  ограничивает количество тока, протекающего через двигатель.
 Для входных характеристик, когда на вывод затвора не подается напряжение, IGBT выключен и ток не может течь через вывод коллектора. Чтобы устройство IGBT начало проводить, приложенное напряжение на выводе затвора должно превышать пороговое напряжение. Как только это будет достигнуто, IGBT будет в состоянии проводимости, и ток (I  G ) будет течь через выводы коллектора и эмиттера. Ток коллектора (I  C ) и напряжение затвора прямо пропорциональны друг другу.
 БТИЗ имеет три ступени выходных характеристик. V  GE  равен 0, когда устройство находится в выключенном состоянии и находится в зоне отключения. Когда напряжение на затворе увеличивается, через устройство протекает небольшой ток утечки, когда V  GE  меньше порогового напряжения. В течение этого времени устройство остается в зоне отключения. Когда V  GE  превышает пороговое напряжение, то есть когда устройство входит в активную область, и наблюдается протекание тока через устройство.Увеличение протекающего тока прямо пропорционально увеличению напряжения V  GE .
 Время включения (T  на ) IGBT состоит из двух составляющих: времени нарастания (t  ri ) и времени задержки (t  до ). Известно время, в течение которого ток коллектора возрастает от тока утечки I  CE  до конечного тока коллектора 10% от I  C , а напряжение коллектора до эмиттера падает с  В CE  до 90% В  CE . как время задержки.Время нарастания - это время, в течение которого ток коллектора увеличивается с 10% до 100% от I  C , а напряжение коллектор-эмиттер падает с 90% от V  CE  до 10% от V  CE .
 Точно так же время выключения состоит из трех компонентов: время задержки выключения (d  tf ) и время спада (t  fi ). Время задержки происходит, когда ток коллектора падает с I  C  до 0,9I  C  и напряжение коллектора – эмиттер (V  CE ) начинает расти.
 
 Начальное время спада - это когда ток коллектора падает с 0,9 I  C  до 0,2 I  C , а ток коллектора-эмиттера V  CE  повышается до 0,1. Окончательное время спада наступает, когда ток коллектора падает с 0,2 I  C  до 0,1  C , а напряжение между коллектором и эмиттером повышается с 0,1 В  CE  до конечного значения V  CE .
 Потери в IGBT 
 Как и все полупроводниковые устройства, IGBT имеют потери на переключение и проводимость.
 Потеря проводимости 
 Потеря проводимости возникает в IGBT, когда он находится в режиме прямой проводимости. Потери проводимости можно рассчитать по следующей формуле.
 P  cond  = V  CE  x I  C 
 Потеря переключения 
 Коммутационные потери возникают при включении и выключении. Коммутационные потери зависят от тока коллектора, сопротивления затвора, температуры. Потери при включении и выключении можно рассчитать, умножив потери проводимости во время переключения на частоту переключения.
 Сегодня IGBTS широко используются в приводах двигателей переменного и постоянного тока, импульсных источниках питания (SMPS), индукционном нагреве, нерегулируемых источниках питания (ИБП), инверторах, в биполярных силовых транзисторах, чтобы действовать как переключатель в отдельных устройствах, и это также используется для объединения IGFET для управления вводом.
 Биполярные переходные транзисторы (BJT) Вопросы и ответы 
 Биполярные переходные транзисторы (БЮТ) Вопросы и ответы 
 Q1. Объясните, почему обычный переходной транзистор называется биполярным? 
 Поскольку работа транзистора осуществляется двумя типами носителей заряда (основными и неосновными), обычный транзистор называется биполярным.
 Q2. Почему транзистор называется устройством с управляемым током? 
 Выходное напряжение, ток или мощность регулируются входным током в транзисторе. Так оно и называется устройством, управляемым током.
 Q3. Какое значение имеет острие стрелки в символе транзистора? 
 На эмиттере всегда нанесена стрелка. Направление указывало обычное направление потока тока (от эмиттера к базе в случае транзистора p-n-p и от базы к эмиттеру в случае транзистора n-p-n).Обычно коллектор не обозначается стрелкой, так как его обратный ток утечки всегда противоположен направлению тока эмиттера.
 Q4. Обсудите необходимость смещения транзистора. 
 Для нормальной работы переход база-эмиттер должен иметь прямое смещение, а переход коллектор-база - обратное. Величина требуемого смещения важна для установления рабочей или Q-точки, которая продиктована желаемым режимом работы.
 Если транзистор не смещен должным образом, это будет:
 работают неэффективно
 искажение выходного сигнала
 при изменении параметров транзистора или повышении температуры рабочая точка может сместиться и выход усилителя будет нестабильным.
 Q5. Что такое «эффективная инжекция эмиттера» и «базовый транспортный коэффициент» и как они влияют на работу транзистора? 
 Отношение тока инжектированных носителей на эмиттерном переходе к полному эмиттерному току называется эффективностью эмиттерного перехода. Отношение тока коллектора к току базы известно как коэффициент переноса
.
 т.е. β * = I  C  / I  B 
 Чем больше значение эффективности инжекции эмиттера, тем больше инжектируемые носители на эмиттерном переходе, и это увеличивает ток коллектора.Чем больше значение β *, тем больше вводятся носители через коллекторный переход и, следовательно, увеличивается ток коллектора.
 Q6. Какой из транзисторных токов всегда самый большой? Какой всегда самый маленький? Какие два течения относительно близки по величине? 
 Ток эмиттера I  E  всегда самый большой. Базовый ток I  B  всегда наименьший. Ток коллектора I  C  и ток эмиттера IE относительно близки по величине.
 Q7. Почему транзисторы кремниевого типа используются чаще, чем германиевые? 
 Поскольку кремниевый транзистор имеет меньший ток отсечки I  CBO , небольшие отклонения в I  CBO  из-за изменений температуры и высокой рабочей температуры по сравнению с таковыми в случае германиевого типа.
 Q8. Почему коллектор делают больше эмиттера и базы? 
 Коллектор
 физически больше, чем эмиттер и база, потому что коллектор должен рассеивать большую мощность.
 Q9. Почему ширина базовой области транзистора остается очень маленькой по сравнению с другими областями? 
 Базовая область транзистора остается очень маленькой и слегка легированной, чтобы пропускать большую часть инжектированных носителей заряда к коллектору.
 Q10. Почему эмиттер всегда смещен вперед? 
 Эмиттер всегда смещен в прямом направлении относительно базы, чтобы подавать на базу большинство носителей заряда.
 Q11. Почему коллектор всегда имеет обратное смещение относительно базы? 
 Коллектор всегда имеет обратное смещение w.r.t base, чтобы удалить носители заряда из перехода база-коллектор.
 Q12. Можно ли получить транзистор, соединив два полупроводниковых диода друг за другом? 
 Нет. Потому что в случае двух дискретных последовательно соединенных диодов есть четыре легированных области вместо трех, и нет ничего, что напоминало бы тонкую базовую область между эмиттером и коллектором.
 Q13. Как α и β связаны друг с другом? 
 α и β связаны следующим образом:
 α = β / (1+ β) или β = α / (1- α)
 Q14.Определите бета транзистора.
 Транзистор с коэффициентом β - это коэффициент усиления по току общего эмиттера этого транзистора и определяется как отношение тока коллектора к току базы:
 Β = I  C  / I  B 
 Q15. Почему существует максимальный предел напряжения питания коллектора для транзистора? 
 Хотя ток коллектора практически не зависит от напряжения питания коллектора во всем рабочем диапазоне транзистора, но если V  CB  превышает определенное значение, ток коллектора I  C  в конечном итоге быстро увеличивается и, возможно, разрушает устройство.
 Q16. Объясните, почему я 
 CEO  >> Я  CBO ?
 Ток отключения коллектора, обозначенный I  CBO , намного больше, чем I  CBO . I  CEO  выдается как:
 I  Генеральный директор  = I  CBO  / (1-α)
 Поскольку α почти равно единице (немного меньше единицы), I  CEO  >> I  CBO 
 Q17. Почему конфигурация CE наиболее популярна в схемах усилителя? 
 Конфигурация
 CE используется в основном из-за того, что ее коэффициент усиления по току, напряжению и мощности довольно высок, а соотношение выходного и входного сопротивления довольно умеренное.
 Q18. Почему конфигурация CC называется буфером напряжения? Какое другое имя? 
 Благодаря высокому входному сопротивлению и низкому выходному сопротивлению схема с общим коллектором находит широкое применение в качестве буферного усилителя между источником с высоким импедансом и нагрузкой с низким сопротивлением. он называется буфером напряжения. Другое его название - эмиттер-повторитель.
 Q19. Каковы основные цели, для которых можно использовать усилитель CC. 
 Благодаря высокому входному сопротивлению и низкому выходному сопротивлению схема с общим коллектором находит широкое применение в качестве буферного усилителя между источником с высоким импедансом и нагрузкой с низким сопротивлением.
 Q20. Какая конфигурация из CE, CB, CC дает наибольшее входное сопротивление и отсутствие усиления по напряжению? 
 Конфигурация с общим коллектором имеет наивысший входной импеданс и коэффициент усиления по напряжению меньше единицы.
 Q21. Что вы понимаете под обратной насыщенностью коллектора? В какой конфигурации он имеет большее значение? 
 Когда входной ток (I  E  в случае конфигурации CB и I  B  в случае конфигурации CE) равен нулю, ток коллектора I  C  не равен нулю, хотя он очень мал.Фактически это обратный ток утечки или обратный ток насыщения коллектора (I  CBO  или просто I  CO  в конфигурации CB и I  CEO  в конфигурации CE). В случае конфигурации CE это намного больше, чем в случае конфигурации CB.
 Q22. Что подразумевается под рабочей точкой? 
 Точка покоя - это точка на линии нагрузки  постоянного тока , которая представляет V  CE  и I  C  в отсутствие сигнала переменного тока и изменения в V  CE  и I  C  имеют место около этой точки, когда сигнал переменного тока применяется.
 Q23. Объясните, как BJT можно использовать в качестве усилителя. 
 Транзистор работает как усилитель, передавая ток от контура с низким импедансом к контуру с высоким импедансом.