Электронные устройства автоматики

Электронные устройства автоматики

Королев Г. В. Электронные устройства автоматики: Учеб. пособие. — 2-е изд., перераб. и доп. — М.: Высш. шк.— 1991. — 256 с. В книге изложены теоретические основы, принципы действия и расчеты различных электронных устройств, применяемых в автоматике. Основной элементной базой описываемых устройств являются полупроводниковые интегральные схемы и транзисторы Во втором издании (1-е — 1983 г.) расширен материал по операционным усилителям, методически переработан ряд разделов. Оглавление ПРЕДИСЛОВИЕ КО ВТОРОМУ ИЗДАНИЮ ВВЕДЕНИЕ РАЗДЕЛ I. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ И РЕЛЕЙНЫЕ СХЕМЫ ГЛАВА 1. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ УСИЛИТЕЛЕЙ § 1. 2. Коэффициент усиления. Линейные и нелинейные искажения § 1.3. Эквивалентная схема усилителя. Входное и выходное сопротивления § 1.4. Показатели многокаскадных усилителей § 1.5. Шумы в усилителях Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 2. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ § 2.1. Виды обратных связей § 2.2. Влияние обратной связи на коэффициент усиления и искажения сигнала § 2.3. Влияние отрицательной обратной связи на входное сопротивление усилителя § 2.4. Влияние отрицательной обратной связи на выходное сопротивление усилителя Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 3. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ НА ТРАНЗИСТОРАХ § 3.1. Включение транзистора в схему усилительного каскада. Графический анализ работы каскада § 3.2. Режимы работы транзистора в схеме усилительного каскада. Однотактные и двухтактные схемы усилительных каскадов Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 4. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ НА ТРАНЗИСТОРАХ § 4. 1. Каскад с общим эмиттером § 4.2. Схемы с общим эмиттером с термокомпенсацией рабочей точки покоя § 4.3. Частотные искажения в схеме с общим эмиттером. Область низких частот § 4.4. Широкополосные каскады с общим эмиттером § 4.5. Каскад с общей базой (повторитель тока) § 4.6. Каскад с общим коллектором (повторитель напряжения) § 4.7. Каскад с общим истоком § 4.8. Каскад с общим стоком (истоковыб повторитель) § 4.9. Выходные каскады (усилители мощности) Расчет бестрансформаторного двухтактного усилителя мощности Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 5. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ § 5.1. Усилители с резистивно-емкостной связью § 5.2. Усилители с непосредственной связью (усилители постоянного тока) § 5.3. Дифференциальные усилители § 5.4. Усилители постоянного тока с преобразованием сигнала § 5.5. Регулировка усиления сигнала в усилителях низкой частоты Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 6. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ § 6. 2. Эквивалентная схема и основные параметры Области применения операционных усилителей § 6.3. Линейные схемы на операционных усилителях § 6.4. Устойчисвость и частотная коррекция операционных усилителей § 6.5. Работа операционного усилителя на низкоомную нагрузку Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 7. РЕЛЕЙНЫЕ СХЕМЫ § 7.1. Электромагнитные контактные реле. Общие сведения и основные параметры § 7.2. Электронные реле § 7.3. Электронные реле времени § 7.4. Фотоэлектронные реле § 7.5. Электронные реле на тиристорах РАЗДЕЛ II. ВЫПРЯМИТЕЛИ И СТАБИЛИЗАТОРЫ § 8.1. Определение и параметры выпрямителя § 8.2. Схемы выпрямителей § 8.3. Сглаживающие фильтры § 8.4. Фазочувстительные выпрямители и усилители § 8.5. Управляемые выпрямители и инверторы Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 9. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА § 9.1. Параметрические стабилизаторы § 9.2. Компенсационные стабилизаторы Расчет компенсационного стабилизатора непрерывного действия Вопросы и задачи для самопроверки РАЗДЕЛ III. ПРИНЦИП РАДИОСВЯЗИ. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ § 10.1. Основные параметры радиопередающих и радиоприемных устройств § 10.2. Радиоприемник супергетеродинного типа Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 11. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ КОНТУРЫ § 11.1. Свободные колебания в контуре § 11.2. Вынужденные колебания в последовательном контуре § 11.3. Вынужденные колебания в параллельном контуре § 11.4. Вынужденные колебания в связанных контурах Вопросы и задачи для самопроверки ГЛАВА 12. ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ § 12.1. Принципы построения генераторов § 12.2. Генератор с фазовращающей RC-цепью Расчет генератора низкой частоты § 12.3. Генератор с мостом Вина в цепи обратной связи § 12.4. Генераторы с колебательными контурами § 12.5. Стабилизация частоты LC-генераторов. Кварцевые генераторы ГЛАВА 13. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ § 13.1. Узкополосные RC-усилители § 13.2. Резонансные усилители напряжения высокой частоты § 13.3. Резонансные усилители мощности высокой частоты (генераторы с независимым возбуждением) § 13. 4. Модуляция высокочастотного сигнала ЛИТЕРАТУРА

Упрощенный расчет усилительного каскада с общим эмиттером — Студопедия

Поделись  

Рассмотрим схему схему включения транзистора с общим эммитером, несколько отличающуюся от рассмотренной ранее.

Эта схема (рис 3.7), получившая название схемы с фиксированным напряжением на базе, на практике применяется чаще, чем схема, изображенная на рис. 3.1 и имеющая название схемы с фиксированным током базы.

Рис.3.7.

Исходим из того, что ограничение выходного сигнала должно быть равномерное. Ограничение сверху (верхней полуволны сигнала) обусловлено достижением потенциала коллектора напряжения источника питания и наступает при полностью закрытом транзисторе. Коллекторный ток, а следовательно и базовый (I_Б=I_К•h21) равны нулю. Ограничение снизу (нижней полуволны сигнала) наступает при полностью открытом транзисторе, т.

е. I_К>>I_Rк. Тогда внутреннее сопротивление открытого транзистора мало и не оказывает влияние на ток, в коллекторной цепи. В эмиттерной цепи к току коллектора добавляется ток базы, но так как он достаточно мал (в коэффициент усиления тока h21 раз меньше I_К — примерно 50-100 раз) — им можно пренебречь и принять что ток коллектора равен току эмиттера. Тогда ограничение снизу наступит при U_вых=U_кн=I_к•R_э=[E_п/(R_к+R_э)]•R_э. Выбираем R_э <<R_к. Как показано ранее, можно с достаточной точностью считать коэффициент усиления нашего выходного каскада K_ус=R_к/R_э (благодаря наличию отрицательной обратной связи обусловленной введением того же R_э).

Коллекторное и эмиттерное сопротивления влияют и на другие важные параметры усилительного каскада, а именно на входное (R_э) и выходное (R_к) сопротивления.

С достаточной степенью точности можно считать, что входное сопротивление каскада R_вх=R

_э•h21, а выходное примерно равно R_вых=R_к.

Вот здесь надо найти компромисс (расчет всегда компромисс).

I). Для увеличения коэффициента усиления необходимо:

а) уменьшать R_э;

б) увеличивать R_к.

Для увеличения максимального выходного неограниченного напряжения необходимо:

а) уменьшать R_э;

б) увеличивать R_к.

Это обусловлено тем, что полезное напряжение снимается только с R_к.

II). Для согласования с предыдущим каскадом входное сопротивление, а следовательно и R_э=R_вх/h21 должно быть как можно больше.

Для согласования с последующим каскадом выходное сопротивление, а, следовательно, и R_к=R_вых должно быть как можно меньше.

В продолжении надо сказать еще, что номинал резисторов R_к и R_э ограничивает токи транзистора и рассеиваемую на нем мощность нашего каскада.

Итак, начнем расчет.

Питающее напряжение E_п=12В, требуемый коэффициент усиления – 10.

1.Принимаем R_к =10•R_э (Обеспечиваем нужный коэффициент усиления).

2.Транзистор КТ315Г (самый распространенный в России).

P_max=150 мВт; I_max=150 мА, h21э>50.

Не стоит работать на максимальных токах. Коэффициент запаса не должен превышать 0,8.

Найдем максимальный статический ток коллектора I_кmax. Он определяется максимальной мощностью, рассеиваемой транзистором. I_кmax равен статическому (постоянному) току транзистора без сигнала или при неограниченном (симметричном) гармоническом сигнале (синусоиде).

Режимы транзистора в моменты времени, кратные π/2 гармонического сигнала представлены в таблице 5.

Таблица 5.

t	Напряжение коллектор-эмиттер Uкэ	Ток коллектора Iк	Мощность, рассеиваемая на транзисторе Pрас
π/2	Eп
π	Eп/2	(Eп/2)/(Rк+Rэ)	[(Eп/2)/(Rк+Rэ)]•(Eп/2)
3/2 π		Eп/(Rк+Rэ)
2π	Eп/2	(Eп/2)/(Rк+Rэ)	[(Eп/2)/(Rк+Rэ)]•(Eп/2)

Из таблицы видим, что максимальная мощность рассеивается на транзисторе в моменты прохождения переменного сигнала, через точку статического режима транзистора (π, 2π и т. д.).

Принимаем P_рас.max=0,8•P_max=0,8•150 мВт=120 мВт

В случае, если максимальная выходная мощность или выходной ток являются начальными условиями при расчете, тогда нужно произвести выбор транзистора, позволяющего (также с запасом) обеспечить заданный параметр. В этом случае значение P_рас.max на 0,8 умножать не надо. А вот максимально допустимая для транзистора мощность должна быть процентов на 15-20 выше заданной.

Ток коллектора в статическом режиме (без сигнала) определим I_к0=P_рас.max/U_кэ0=P_рас.max/(E_п/2)=120 /(12 /2)=20 мА

3. Тогда, учитывая что на транзисторе в статическом режиме (без сигнала) падает половина напряжения питания вторая половина напряжения питания будет падать на резисторах (R_к+R_э)=(E_п/2)/I_к0=(12 /2)/20 =6 / 0,02 =300 Ом

4. Учитывая п. 1, а так же существующий ряд номиналов резисторов Е24 находим: R_к=270 Ом; R_э=27 Ом (я думаю легче найти резистор номиналом 27 Ом, чем 30).

5. Найдем напряжение на коллекторе транзистора без сигнала. Для этого определим максимумы напряжения переменного сигнала (это мы найдем удвоенную амплитуду),

U_к0=(U_кэ0+ I_к0•R_э)=(E_п-I_к0•R_к)=(12-0,02•270)=6,6 В

(очень внимательно следите за размерностью величин!!!)

6. Базовый ток определяется напряжением смещения на базе, которое задается базовым резистивным делителем Rб1,Rб2.

Ток базы I_б=I_к/h21, или примерно = [E_п/(R_к+R_э)]/2•h21=[12 В/(270 Ом+27 Ом)]/100=0,0004 А=0,4 мА.

Ток резистивного базового делителя должен быть много больше (5-10 раз) тока базы, чтобы последний не оказывал влияния на напряжение смещения. Выбираем ток делителя R_б1,R_б2I_д=10•I_б=5•0,4 мА=2,0 мА. Тогда R_б1+R_б2=E_п/I_д=12 В/2 мА=6 кОм.

Кроме закона Ома при расчете транзисторного каскада необходимо помнить следующий постулат: напряжение U_бэ рабочего транзистора никогда не может превысить 0,7 В!!! Напряжение на эмиттере в режиме без входного сигнала примерно равно U_э=I_к0•R_э= 0,02 А•27 Ом=0,54 В, где I_к0 — ток покоя транзистора, который можно рассчитать из условия, что без сигнала на транзисторе падает половина питающего. Итак, падение напряжения на эмиттере транзистора в режиме без сигнала (впрочем даже если подать сигнал ничего не изменится при условии что выходной сигнал не ограничен) равно U_э=I_э0•R_э или примерно U_э=I_к0•R_э или совсем точно (на расчеты это вряд ли повлияет):

U_э = (I_к0+I_б0)•R_э = (I_к0+I_к0/h21)•Rэ = I_к0•[(h21+1)/h21]•R_э = 20мА• 27Ом=0,02А•27 Ом=0,54 В.

Напряжение на базе (считаем для простоты вычислений напряжение U_бэ транзистора в режиме равным 0,66 В) равно U_б=U_э+U_бэ=0,54 В+0,66 В=1,2 В.

Тогда R_б2= (R_б1+R_б2)•U_б/E_п=6 кОм•1,2 В/12В=0,6 кОм.

Или по ряду Е24 — 620 Ом. R_б1=(R_б1+R_б2)-R_б2=6 кОм-0,62 кОм=5,38 кОм.

Или по ряду в сторону уменьшения (т.к. через этот резистор еще течет ток базы) R_б1=5,1 кОм.

Ну вот и весь расчет, кроме частотного. Для поверки можем собрать все это на монтажной плате. И проверить на частоте 400-1000 Гц. Конденсаторы можно взять номиналом порядка 5-10 мкФ.

1.5.1. Амплитудно-частотная характеристика(АЧХ) каскада на транзисторе зависит от многих параметров, но для любительских целей расчет можно значительно упростить.

На нижних частотах АЧХ зависит от времени перезаряда разделительного конденсатора через последовательно соединенные входное сопротивление нашего каскада, блокировочный конденсатор, резистор коллекторной нагрузки предыдущего каскада. Т.к. Входное сопротивление нашего каскада гораздо больше выходного, а емкость блокировочного конденсатора много больше емкости разделительного, то можно с достаточной точностью сказать, что АЧХ каскада в области нижних частот определяется постоянной времени τ_н=R_вх•C_вх,где R_вх=R_э•h21, C_вх — разделительная входная емкость нашего каскада. Да и помните, что C_вых нашего каскада это C_вх следующего и расчитывается она так же. Граничная частота среза каскада f_н=1/(τ_н), где f_н нижняя граничная частота. Необходимо выбирать 1/(τ_н)=1/(R_вх•C_вх)<<f_н в 3-30 раз (в зависимости от числа каскадов и соответственно числа разделительных конденсаторов). Каждый конденсатор добавляет свой спад АЧХ. Идеально надо бы выбирать 1/(τ_н)=1/(R_вх•C_вх)<<f_н в 30-100 раз для всех каскадов (как правило достаточно разделительной емкости 5,0 мкФ) кроме последнего. В последнем каскаде, как правило, через C_вых запитана нагрузка с достаточно низким сопротивлением, а следовательно номинал емкости приходится увеличивать до 100,0-1000,0 мкФ. И даже этого бывает мало, но приходится идти на пределе для снижения габаритов схемы.

В области верхних частот спад АЧХ определяется постоянной времени τ_в=R_вых•C_к=R_кC_к, где C_к — паразитная емкость коллекторного перехода (определяется по справочнику). Но так как для звуковых частот емкость современных кремниевых транзисторов можно считать незначительной — практически любой транзистор будет работать до частот порядка 200-300 кГц в любой любительской схеме.

---

Понравилась статья? Добавь ее в закладку (CTRL+D) и не забудь поделиться с друзьями:  

---



Как рассчитать усиление по напряжению каскадного усилителя BJT с общим эмиттером?

Задавать вопрос

спросил 7 лет, 4 месяца назад

Изменено 7 лет, 4 месяца назад

Просмотрено 2к раз

\$\начало группы\$

У меня возникла проблема с расчетом усиления по напряжению каскадного усилителя BJT с общим эмиттером с использованием модели слабого сигнала

Предположим, что реактивным сопротивлением конденсатора можно пренебречь. Схема имеет смещение при \$I_{C1}=0,1 мА\$ и \$I_{C2}=1 мА\$ и \$\beta=100\$ для обоих BJT

^{моделирует эту схему – Схема создана с помощью CircuitLab}

$$A_v=\frac{V_{out}}{V_{in}}$$ $$V_{out}=100i_{b2}*R_2=100(\frac{100i_{b1}\frac{R_1r_{be2}}{R_1+r_{be2}}}{r_{be2}})R_2=100 (\frac{100\frac{V_{in}}{r_{be1}}\frac{R_1r_{be2}}{R_1+r_{be2}}}{r_{be2}})R_2$$

с использованием \$r_{be}=\frac{25\beta}{I_c}\$, \$r_{be1}=25k\Omega\$ и \$r_{be2}=2,5k\Omega\$

к тому времени я получаю результат \$A_v=1785\$

Однако результат моего учебника говорит, что это 1765 и \$r_{in}=25.25k\Omega\$, что я думаю, что \$r_{ in}=r_{be1}\$

Кто-нибудь может объяснить, что я упустил при расчетах или что я сделал не так.

• усилитель
• бджт

\$\конечная группа\$

1

\$\начало группы\$

Вы должны использовать \$25(\beta+1)/I_C\$ для входного импеданса; ток базы также протекает через эмиттер в дополнение к току коллектора.

Также не забывайте, что цифра 25 мВ является приблизительным значением теплового напряжения; в учебнике вроде 25мВ, как и у вас, но более точная цифра 25,85мВ.

\$\конечная группа\$

0

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

.

транзисторов — Разработка предварительного усилителя звука с общим эмиттером

Повторное рисование схемы

Для собственной ясности, а не для кого-либо другого, я перерисовываю вашу схему следующим образом: сохраняя схему обобщенной в том смысле, что стадия BJT в середине имеет более отрицательную сторону, привязанную к \$V_{_\text{EE}}\$ вместо земли. В этом нет ничего плохого, так как мы могли бы просто установить \$V_{_\text{EE}}=0\:\text{V}\$. Но такой подход является более общим и позволяет учитывать биполярные источники питания.

Также на приведенной выше схеме источник сигнала и нагрузка подключены (другими концами) к земле. Это также может быть \$V_{_\text{CC}}\$ или \$V_{_\text{EE}}\$ или любая другая контрольная точка напряжения. Основная мысль здесь в том, что это несимметричные источники и приемники.

Перечислите то, что, как вы знаете, будет указано в качестве исходных данных для проекта

Первое, чего я стараюсь добиться, — это перечислить детали, которые, как мне кажется, я знаю. В вашем случае, я думаю, вы знаете эти вещи:

• \$A_v=7\:\text{дБ}\примерно 2,24\раз\$
• \$\бета_{_\текст{МИН}}=100\$
• \$V_{_\text{CC}}=18\:\text{V}\$
• \$V_{_\text{EE}}=0\:\text{V}\$ (сторона излучателя относительно земли)
• \$V_{_\text{CE}}=\frac{V_{_\text{CC}}-V_{_\text{EE}}}2=9\:\text{V}\$
• \$R_{_\text{C}}\mid\mid R_{_\text{L}}=350\:\Omega\$ (вы назвали это \$Z_{_\text{OUT}} \$ в письме)
• \$R_{_\text{S}}=50\:\Омега\$

Хотя я указал значения выше, не обязательно, чтобы значения были равны эти конкретных значений. Мы можем оставить общий анализ.

Опять же, обратите внимание, что я собираюсь сохранить \$V_{_\text{EE}}\$ в дальнейшем, потому что это более обобщенно. Также для этих целей \$A_v\$ является абсолютной величиной выигрыша и всегда положителен.

Перечислите, что еще вам может понадобиться для указания

Есть еще несколько вещей, которые приходят на ум:

• Жесткость смещения основания, равная, скажем, 10% от \$I_{_{\text{C} _\text{Q}}}\$: \$k=0,1\$
• Напряжение прямого смещения база-эмиттер в спокойной рабочей точке: \$V_{_\text{BE}}\приблизительно 700\:\text{мВ}\$ (подлежит уточнению)
• Тепловое напряжение в спокойной рабочей точке перехода: \$V_T\примерно 26\:\text{мВ}\$

Это часто используемые правила. Но вам нужны они или концепции, связанные с ними, чтобы завершить дизайн.

Укажите другие релевантные отношения

Для решения вам могут понадобиться только некоторые из них, но стоит перечислить те, которые быстро приходят на ум: 9{\:’}}\$

\$V_{_{\text{E}_\text{Q}}}=V_{_\text{EE}}+I_{_{\text{E}_\text{Q}}}R_{ _\текст{Е}}\$

\$V_{_{\text{C}_\text{Q}}}=V_{_\text{CC}}-I_{_{\text{C}_\text{Q}}}R_{ _\текст{С}}\$

\$V_{_{\text{B}_\text{Q}}}=V_{_{\text{E}_\text{Q}}}+V_{_\text{BE}}\$

\$V_{_\text{CE}}=V_{_{\text{C}_\text{Q}}}-V_{_{\text{E}_\text{Q}}}\$

\$I_{_{\text{E}_\text{Q}}}=\frac{\beta_{_\text{MIN}}+1}{\beta_{_\text{MIN}}}I_ {_{\text{C}_\text{Q}}}\$

\$I_{_{\text{B}_\text{Q}}}=\frac{1}{\beta_{_\text{MIN}}}I_{_{\text{C}_\text {Q}}}\$

\$R_2=\frac{V_{_{\text{B}_\text{Q}}}-V_{_\text{EE}}}{k\: I_{_{\text{C}_ \text{Q}}}}\$

\$R_1=\frac{V_{_\text{CC}}-V_{_{\text{B}_\text{Q}}}}{k\: I_{_{\text{C}_ \text{Q}}}+I_{_{\text{B}_\text{Q}}}}\$ (чтобы включить достаточное количество для рекомбинации оснований)

Кроме того, нужно иметь в виду, что \$R_{_\text{C}}\mid\mid R_{_\text{L}}=350\:\Omega\$. Но здесь я собираюсь пойти по более простому пути, установив \$R_{_\text{L}}=\infty\:\Omega\$, чтобы упростить оставшийся анализ, установив \$R_{_\text {C}}=350\:\Омега\$.

Определить и затем решить неизвестные

Из вышеизложенного я вижу, что для решения проекта необходимы две ключевые части: \$I_{_{\text{C}_\text{Q}}} \$ и \$R_{_\text{E}}\$. Это говорит о том, что я должен быть в состоянии найти два уравнения, которые помогут мне.

Из всего вышесказанного мне приходят на ум следующие:

• \$V_{_\text{CE}}=\frac{V_{_\text{CC}}-V_{_\text{EE }}}2=V_{_\text{CC}}-V_{_\text{EE}}-I_{_{\text{C}_\text{Q}}}\left(\frac{1+ \beta_{_\text{MIN}}}{\beta_{_\text{MIN}}}R_{_\text{E}}+R_{_\text{C}}\right)\$ 9{\,’}}{R_{_\text{C}}}\right]\$

Обратите внимание на то, что они говорят. Во-первых, \$R_{_\text{E}}\$ примерно равно \$\frac{1}{A_v}R_{_\text{C}}\$, но не совсем. Она будет меньше этой оценки в \$m_r\$ множителе. Другое дело, что \$I_{_{\text{C}_\text{Q}}}\$ приблизительно равно \$\frac{V_{_\text{CE}}}{R_{_\text{C} }}\$, но опять же не совсем. (Сам по себе этот факт интересен сам по себе.) Но он также будет меньше, с поправкой на другой фактор. На этот раз: \$m_i\$.

Вот что я настрою в LTspice:

 * Входные данные:
.параметр VCC = {18V}
.параметр VEE = {0V}
.параметр БЕТАМИН = {100}
.параметр AVdB = {7}
.парам RC = {350В/1А}
.param VCE = {(VCC - VEE) / 2}
.параметр VBE = {700 мВ}
.param ЖЕСТКОСТЬ = {0,1}
* Входные значения:
.параметр AV = {10**(AVдБ/20)}
.param AVprime = {AV * (1 + БЕТАМИН) / БЕТАМИН}
.param VCEprime = {VCE + VT}
.param mr = {1 - (1 + AVprime) * VT/VCEprime}
.param mi = {AVprime / (1 + AVprime)}
* Модель NPN, исключающая ранний эффект, текущую скученность и объемные импедансы:
.model MyNPN ako:2N2222 NPN(Bf={BETAMIN} VA=1E7 IKF=100 RE=1n RC=1n)
* Одновременное решение обеспечивает:
.param RE = {г-н * RC / AV}
.param ICQ = {ми*VCEprime/RC}
* Разработать RB1 и RB2:
.param VE = {VEE + (БЕТАМИН+1)/БЕТАМИН * ICQ * RE}
.параметр VB = {VE + VBE}
.param RB2 = {(VB - VEE) / (ICQ * ЖЕСТКОСТЬ)}
.param RB1 = {(VCC - VB) / (ICQ * ЖЕСТКОСТЬ + ICQ/БЕТАМИН)}
 

Учитывая модель NPN BJT, которая соответствует модели постоянного тока Эберса-Молла уровня I, насколько точны будут расчеты по сравнению с тем, что производит сложный симулятор?

(Существует по крайней мере 3 модели Ebers-Moll, а также множество улучшенных моделей, появившихся еще позже, но первая модель от Ebers-Moll одновременно проста и достаточно хороша для большинства рабочих точек постоянного тока. Другие модели включают Gummel-Poon (GP) и его различные модификации, VBIC и его эволюция, а сегодня MEXTRAM, вероятно, уже находится в своей 6-й или 7-й основной ревизии.)

Давайте посмотрим, что произойдет с приведенным выше, начиная с предположения \$V_{_\text{BE}}=700\:\text{мВ}\$. (Это важно только для пары резисторов, смещающих базу. Это не влияет на расчет резисторов эмиттера.)

Это будет неправильно, и симуляция немного отклонится от расчетов. Но это можно скорректировать для второго прогона, чтобы увидеть, насколько хорошо выполняются вычисления при наличии улучшенной оценки рабочей точки постоянного тока.

Первое приближение дает такой результат:

Выше показаны два базовых резистора и рассчитанный эмиттерный резистор, показанный синим цветом, расположенный прямо над схемой. Значение эмиттерного резистора довольно близко к тому, что вы показываете на своей схеме сегодня. Хороший!

Также обратите внимание на значения, вычисленные для базовой пары смещения. (Они изменятся, если мы скорректируем оценку для \$V_{_\text{BE}}\$.)

И выше вы также можете найти вычисленный и фактический ток покоя (они присутствуют, один выше другой, примерно в середине длинного рабочая точка список значений в правом нижнем углу.) Некоторые значения для сравнения обведены кружком, чтобы облегчить сравнение вычисленных и смоделированных значений. Обратите внимание, что они находятся в пределах 1% от прогнозируемых значений.

Теперь вычисляем \$V_{_\text{BE}}=3,49973\:\text{V}- 2,76852\:\text{V}= 731,21\:\text{мВ}\$ и подставляем обратно в получить второе приближение, которое немного скорректирует базовую пару смещения:

Расчетные и смоделированные значения теперь довольно близки: в худшем случае в пределах 100 ppm от прогнозируемых значений. И \$V_{_\text{BE}}\$ не смещается настолько, чтобы беспокоиться о третьем выстреле. Так что мы можем остановиться здесь.

Наверное, можно было просто остановиться с первой попытки, если честно. Это было уже достаточно близко.

Импеданс источника

Я установил \$R_{_\text{S}}\приблизительно 0\:\Omega\$ выше. Для рабочей точки постоянного тока это не имеет значения. Тем не менее, при \$R_{_\text{S}}= 50\:\Omega\$ будет небольшое влияние неучтенных (мной, выше) на результирующее усиление напряжения.

Говоря об этом, давайте посмотрим на выигрыш с \$R_{_\text{S}}\приблизительно 0\:\Omega\$:

Выглядит довольно близко к плану. Около \$6,91\:\text{дБ}\$. Эта разница связана с тем, что в игру вступают другие элементы модели, которые я не удалил.

А если \$R_{_\text{S}}= 50\:\Omega\$?

Меньше. Сейчас это около \$6.61\:\text{дБ}\$. Падение, представляющее \$-0,3\:\text{дБ}\$ (около -3,5%). $. С включенной базовой загрузкой она падает примерно до \$1,4\:\text{k}\Omega\$. Таким образом, мы могли бы предсказать это падение как \$\frac{1,4\:\text{k}\Omega}{50\:\Omega+1,4\:\text{k}\Omega}\ приблизительно 0,9.\фракция{-0,3}{20}}=0,966\$.

Один из подходов к обратному учету этого фактора состоит в том, чтобы просто увеличить целевое усиление напряжения на эту величину, а затем повторно запустить симуляцию, чтобы получить новые значения.

Но в данном случае разница настолько мала, что не стоит заморачиваться. Кроме того, реальный BJT в любом случае не будет точно соответствовать предположениям, используемым теорией или моделированием. Это достаточно близко.

Мы знаем, почему это происходит, и можем сказать, насколько сильно. И это то, что важно.

Примечания

Как только вы получите лучшее представление о значении \$I_{_{\text{C}_\text{Q}}}\$, вы можете обратиться к техническому описанию BJT и его типичным кривым по порядку. чтобы лучше оценить \$V_{_\text{BE}}\$. Используйте это как перепроверку более раннего предположения или же примените второй способ уточнения чисел, если сравнение результатов предполагает необходимость сделать это.

A предостережение , а также: хотя теория и моделирование могут и должны дать аналогичные результаты, как показано здесь, также верно и то, что в реальной жизни транзисторные детали не так хороши. (Вы можете получить надежные значения для резисторов.) BJT будут различаться друг от друга. И они будут сильно различаться в зависимости от температуры. И они тоже будут дрейфовать со временем. Значения, используемые для \$\beta\$, могут отличаться от одной части к другой, например, не менее чем на \$\pm 50\%\$ от среднего значения. Да и напряжение база-эмиттер тоже будет несколько отличаться. Оба будут меняться в зависимости от температуры и рабочих токов.

Таким образом, несмотря на то, что дизайн может показаться хорошим, необходимо выполнить еще один шаг. И это анализ чувствительности, чтобы найти границы того, как схема ведет себя в диапазоне ожидаемых приложений.

Хотя количественный анализ чувствительности здесь не рассматривается, я могу добавить несколько соображений для рассмотрения: имеют тенденцию к сужению или расширению напряжения база-эмиттер, и это повлияет на ток покоящегося коллектора и, следовательно, также на ток базы. А более жесткая пара основание-смещение уменьшит влияние этих изменений.