Промышленная электроника
Промышленная электроника
ОглавлениеПРЕДИСЛОВИЕГлава первая.  ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ И МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ1.1. ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ ПОЛУПРОВОДНИКОВ 1.2. ПРОЦЕССЫ В ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНОМ ПЕРЕХОДЕ 1.3. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ 1.4. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ 1.5. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ 1.6. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ 1.7. ТИРИСТОРЫ 1.8. ПАРАМЕТРЫ И РАЗНОВИДНОСТИ ТИРИСТОРОВ 1.9. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ 1.10. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава вторая. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 2.1. ПЕРЕДАТОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА 2.2. РЕЖИМ ПОКОЯ В КАСКАДЕ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ 2.3. ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ. СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА ПОКОЯ 2.5. ВИДЫ СВЯЗЕЙ И ДРЕЙФ НУЛЯ В УСИЛИТЕЛЯХ ПОСТОЯННОГО ТОКА 2.6. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КАСКАД 2.7. КАСКАД С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ 2.8. КАСКАД С ОБЩИМ ИСТОКОМ 2.9. ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 2.10. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 2.  11. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ2.12. ОПЕРАЦИОННЫЕ СХЕМЫ 2.13. КОМПЕНСАЦИЯ ВХОДНЫХ ТОКОВ И НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ 2.14. ЧАСТОТНЫЕ СВОЙСТВА И САМОВОЗБУЖДЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ 2.15. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ 2.17. КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава третья. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА 3.1. ПРЕИМУЩЕСТВА ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ В ВИДЕ ИМПУЛЬСОВ 3.2. КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ ТРАНЗИСТОРА 3.3. НЕЛИНЕЙНЫЙ РЕЖИМ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ. КОМПАРАТОРЫ 3.4. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ С ПОМОЩЬЮ RС-ЦЕПЕЙ 3.3. МУЛЬТИВИБРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 3.6. ОДНОВИБРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 3.7. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩИХСЯ НАПРЯЖЕНИЙ 3.8. МАГНИТНО-ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава четвертая. ЛОГИЧЕСКИЕ И ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА 4.1. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ОПЕРАЦИИ И ИХ РЕАЛИЗАЦИЯ 4.  3. АЛГЕБРА ЛОГИКИ4.4. КОМБИНАЦИОННЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ УСТРОЙСТВА 4.5. МИНИМИЗАЦИЯ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 4.6. КОМБИНАЦИОННЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ 4.7. АСИНХРОННЫЙ RS-ТРИГГЕР 4.8. СИНХРОННЫЕ ТРИГГЕРЫ 4.9. СЧЕТЧИКИ И РАСПРЕДЕЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ 4.10. РЕГИСТРЫ 4.11. ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ И АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 4.12. МИКРОПРОЦЕССОРЫ 4.13. СИСТЕМА КОМАНД МИКРОПРОЦЕССОРА 4.14. ИНДИКАТОРНЫЕ ПРИБОРЫ И УЗЛЫ ЦИФРОВЫХ УСТРОЙСТВ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава пятая. МАЛОМОЩНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА 5.2. ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ С АКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ 5.3. ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ С АКТИВНО-ИНДУКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ 5.4. ФИЛЬТРЫ МАЛОМОЩНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ 5.5. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ И РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ С ЕМКОСТНЫМ ФИЛЬТРОМ 5.6. ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МАЛОМОЩНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ 5.7. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 5.8. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ С МНОГОКРАТНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЭНЕРГИИ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава шестая.  ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СРЕДНЕЙ И БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ6.1. ПРИМЕНЕНИЕ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ В ЭНЕРГЕТИКЕ И ЭЛЕКТРОТЕХНИКЕ 6.3. ОДНОФАЗНЫЙ ВЕДОМЫЙ СЕТЬЮ ИНВЕРТОР 6.4. ТРЕХФАЗНЫЙ НУЛЕВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 6.5. ТРЁХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 6.6. СОСТАВНЫЕ МНОГОФАЗНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ 6.7. РЕВЕРСИВНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ И НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ 6.8. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава седьмая. ВЛИЯНИЕ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА ПИТАЮЩУЮ СЕТЬ 7.1. КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 7.2. ВЕНТИЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПОВЫШЕННЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ МОЩНОСТИ 7.3. ИСТОЧНИКИ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава восьмая. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ВЕНТИЛЬНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 8.2. ФАЗОСМЕЩАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА (ФСУ) 8.3. МНОГОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ 8.  4. ОДНОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯКОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ Глава девятая. АВТОНОМНЫЕ ВЕНТИЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 9.1. СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 9.2. УЗЛЫ КОММУТАЦИИ ОДНООПЕРАЦИОННЫХ ТИРИСТОРОВ 9.3. ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 9.4. ИНВЕРТОРЫ ТОКА 9.5. РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ |
Работа транзистора в ключевом режиме
Статические характеристики
В ключевом режиме используются схемы ОЭ, ОБ, ОК, но чаще всего схема ОЭ.
Как правило, в ключевом режиме транзистор находится в двух крайних состояниях:
1 Закрытое состояние.
Iб = 0; Iк = Iк0; Vк ~ Vист.
2.
Открытое состояние.
Iб > Iк / b; Vк = Vнас., где
Этот режим называется режимом насыщения. В нем транзистор теряет свои усилительные свойства и становится по коллекторной цепи малым сопротивлением. Сопротивление коллекторного перехода уменьшается до десятков ом у маломощных транзисторов до долей ома у мощных.
Пример: КТ3102 Iб = 1 мА, Iк = 10 мА, Vнас. £ 0.1 В, Rнас. = 10 ом
КТ818А Iб = 0.5 А, Iк = 3 А, Vнас. 0.3 ¸ 0.5 В, Rнас. ~ 0.1 ом
Коэффициент насыщения транзистора:
Пример: КТ3102. b = 100 — 250
S = 100 ∙ 1.0/10 = 10
Для маломощных транзисторов S = 5 – 20, для мощных транзисторных ключей b = 2 — 3.
Распределение потенциала.
Vбэ
нас. = 1 В. Пусть Vкэ нас. = 0.4 В, тогда Vкб = -0.6 В. Коллекторный переход
смещается в прямом направлении и тоже начинает инжектировать в область базы не
основные носители. Это приводит к существенному уменьшению сопротивления между
эмиттером и коллектором транзистора.
Расчет схем по постоянному току в ключевом режиме.
Необходимо обеспечить надежное запирание транзистора с учетом возможного увеличения обратного тока коллектора Iк0 с ростом температуры. Если между базой и эмиттером транзистора включено сопротивление Rб, то ток Iк0 создает на нем падение напряжение Vбэ = Iк0 * Rб. Транзистор будет заперт, если выполняется условие:
Vбэ £ (3 – 4) ∙ ft; где ft = 25 мВ — температурный потенциал.
Надежный переход транзистора в насыщенное состояние при минимальном значении bмин. для данного типа транзистора обеспечивается при:
Iб ³
Пример: Обеспечить ключевой режим транзистора.
1. Транзистор открыт:
Iк » Епит/R = 10 мА
Iб = Iк ∙ S/b = 10 ∙ 10/100 = 1 мА.
Rб = (3В – Vбэнас.)/Iб = (3-1)/10 -3 = 2кОм.
2. Транзистор закрыт:
Vбэ = Iк0 ∙ Rб = 2Е-6 А * 2Е+3 = 4 мВ< 3ft
Cуществование
режима насыщения транзистора приводит к появлению некоторых важных особенностей
во временных характеристиках его переключения.
Накопление заряда Q в базе транзистора аналогично процессам в диоде:
при Iб = const
t ® ∞
Q ® Iб∙tb
Известна также другое соотношение
= // =
tb — постоянная времени накопления заряда с общим эмиттером.
ta — постоянная времени накопления заряда с общей базой
ta = 1/(2p×fгр.), где fгр. – граничная частота транзистора – частота, на которой бета транзистора становится равным единице. На этой частоте транзистор теряет свои усилительные свойства.
Отпирание транзистора
|
Тогда, решая дифференциальное уравнение,
можно найти:
Если tb = ta ∙ b, то в пределе можно получить:
Следует заметить, что переходные процессы при этом не кончаются, и еще в течение некоторого времени dt = (2 – 3) ∙ tb продолжается накопление заряда в базе транзистора. Этот процесс можно наблюдать по медленному спаданию коллекторного и базового напряжений до установившегося значения, при этом dV = 0.2 – 0.5 В в зависимости от типа транзистора.
Замечание. Все предыдущие рассуждения касались тока
транзистора. Если рассчитывается переходной процесс напряжения коллектора, то
надо учитывать влияние коллекторной емкости, иначе ошибки будут большими.
В
реальной схеме ключа (см рисунок) во время переходного процесса при включении
транзистора ток базы тратится на
· на увеличение накопленного заряда в базе (ток I1)
· на зарядку емкости коллекторного перехода транзистора Ск при изменении коллекторного напряжения от Епит. до Vкнасыщ (ток I2).
Влияние Ск приводит к увеличению времени включения на величину :
Таким образом, общее время включение будет равно:
Например, для транзистора КТ3102:
Ск = 7пф, Епит = 10В, Vнас. = 0, S = 10, Iб = 1 мА, Iк = 10 мА.
fa= 200 ∙ 10 6 Гц. = 0,8нсек, f b = ∙ b = 80 нсек.
Запирание транзистора
Случай ненасыщенного режима – рассчитывается так же, как и при отпирании, при этом надо также учитывать перезарядку емкостей переходов и монтажных емкостей.
Насыщенный транзистор.
Пусть входной ток Iб1 скачком меняется от Iб1 до Iб2, имеющего отрицательную величину. Тогда накопленный заряд в базе будет рассасываться в результате:
а. Рекомбинации неосновных носителей в базе.
б. Возвращения их обратно в эмиттер за счет Iб2.
Ток в коллекторной цепи, как и напряжение на коллекторе, пока заряд в базовой области не достигнет величины , меняется мало, так что можно считать его постоянным. После этого коллекторный ток начнет уменьшаться. Интервал времени, в течение которого накопленный заряд в базе Qб уменьшается до Qграничн. называется временем выхода из насыщения и его можно получить из соотношения:
Решение можно получить из дифференциального уравнения для запирания диода в предыдущей лекции. Предполагается, что транзистор был включен достаточно долго перед выключением (tвкл > (2 – 3) tb.
t2 определим, воспользовавшись формулой из предыдущей лекции.
Нужно кроме того помнить, что так же, как и для
случая включения транзистора в ненасыщенном режиме, время t2 увеличивается за счет влияния коллекторной емкости,
разряжаемой током Iб2.
Пример: Iб1 = — Iб2 = 1 мА. Iк = 10 мА, S = 10.
t1 + t2 = 80 ∙ 10– 9 ∙ ln(2) + 80 ∙ 10 – 9 ∙
Зависимость величины постоянной времени tb от температуры приводит к нестабильности задержки переключения транзистора. Нестабильность источников питания тоже может вызывать тот же эффект. В мостовых схемах накопление заряда в базе вызывает появление «сквозных» токов, когда один из транзисторов уже включен, а другой еще не успел выйти из насыщения и еще открыт. Сквозной ток приводит к разогреву транзисторов, потреблению дополнительной мощности, при высоких частотах переключения становится заметным появление наводок по питанию.
Для ускорения переключения используется ключ с корректирующей емкостью. Использование емкости позволяет увеличить ток базы в момент переключения транзистора, затем он может быть уменьшен до величины Iкнасыщ/b точностью до разброса b.
Если Rген << Rб и постоянная времени Rген ∙ Сб << tb, то при включении транзистора заряд, прошедший через Сб тратится на:
1.
на зарядку емкости коллекторного
перехода Сбк,
ключевых выводов Узнайте, что такое правило отражения сопротивления. Узнайте, как рассчитать сопротивление
Ключевые выводы
Узнайте, что такое правило отражения сопротивления.
Узнайте, как рассчитать правило отражения сопротивления.
Поймите значение правила отражения сопротивления при разработке усилителя с биполярным транзистором.
Правило отражения сопротивления помогает разработчикам выбирать правильные номиналы резисторов
В детстве я был страстным поклонником игр FIFA. Даже сейчас, когда мне далеко за 30, мне все еще нравится сражаться с другими игроками в игре 11 на 11. В этих играх я наслаждаюсь моментами величия, когда могу легко победить своего противника.
Однако вместе с этими моментами величия приходят и моменты разочарования, когда я проигрываю игру по не зависящим от меня причинам. Когда случаются такие случаи, я стараюсь принять результат и двигаться дальше, так как нет особого смысла беспокоиться о том, что не в моей власти.
К счастью, при проектировании усилителя на биполярном транзисторе разработчики могут контролировать больше переменных, чем при игре в FIFA. Правило отражения сопротивления дает представление о том, как усилитель будет работать в данной конфигурации. Правильное применение этого правила гарантирует, что проектирование усилителей будет гораздо более предсказуемым и управляемым, чем игра в FIFA.
Что такое правило отражения сопротивления?
Отражение сопротивления является важной характеристикой усилителей BJT
Если вы разрабатываете усилитель с биполярным переходным транзистором (BJT), вам необходимо понимать важность правила отражения сопротивления.
Эта формула определяет характеристики и производительность усилителя при настройке в конкретной конфигурации. Чтобы лучше понять эту формулу, давайте сначала взглянем на BJT.
Транзисторы с биполярным переходом
Биполярный транзистор представляет собой электронный компонент, состоящий из 2 переходов P-N. BJT имеют 3 клеммы, известные как клеммы коллектора (C), базы (B) и эмиттера (E). Существует два типа BJT: транзисторы NPN и транзисторы PNP. Оба типа определяются порядком расположения клемм.
BJT могут работать в области отсечки, насыщения и активной области. Правило отражения сопротивления вступает в силу, когда транзистор находится в активной области. При возбуждении в активной области транзистор работает как усилитель, который либо усиливает напряжение, либо ток, либо и то, и другое.
Правило отражения сопротивления относится к соотношению между входным сопротивлением и выходным сопротивлением транзистора. Он получается путем решения простых уравнений схемы транзисторного усилителя.
Полученное уравнение дает представление о том, как изменение сопротивления на выходе влияет на сопротивление на входе.
Расчет сопротивления отражения для биполярного транзистора
Когда речь идет об усилителях, транзистор может быть сконфигурирован как с общим эмиттером, с общей базой или с общим коллектором для различных эффектов. Усилитель с общим эмиттером популярен благодаря своей способности усиливать как ток, так и напряжение.
Рассмотрим схему NPN-транзистора с общим эмиттером:
Схема усилителя с общим эмиттером
В приведенной выше схеме входное сопротивление базы определяется выражением:0003
Выражение отношения i b и i e дает:
:
Замените v i и i b в первом и втором уравнениях, что даст вам:
Уравнение 4 представляет собой правило отражения сопротивления для транзисторного усилителя с общим эмиттером.
Из уравнения видно, что любые изменения сопротивления эмиттера умножаются на коэффициент усиления β. Поскольку в многоцелевом транзисторе β в среднем составляет около 100, входное сопротивление значительно велико.
Для конфигураций с общей базой у вас будет очень низкое входное сопротивление. Поскольку вход формируется эмиттером, входное сопротивление будет следующим:
R ib = r e
А как насчет схемы с общим коллектором?
Правило отражения сопротивления для конфигурации с общим коллектором можно найти с помощью того же метода, который используется для решения того же параметра для усилителя с общим эмиттером.
Вы получите низкое входное сопротивление для конфигурации с общим коллектором, а именно:
Почему важно правило отражения сопротивления?
Из правила отражения сопротивления вы получите хорошее представление о том, как изменения выходного сопротивления могут повлиять на входное сопротивление.
Это может помочь вам выбрать правильное значение выходного резистора, чтобы получить желаемое входное сопротивление.
Вы также можете выбрать тип транзисторного усилителя, который будет использоваться в вашей конструкции. Транзисторы с общим эмиттером, которые имеют высокое входное сопротивление, обычно используются в усилителях класса А. Между тем, низкий входной импеданс транзистора с общей базой полезен для усиления высокочастотных сигналов в коаксиальном кабеле.
Независимо от области применения вам необходимо определить правило отражения сопротивления в процессе проектирования. Вместо того, чтобы тратить время на утомительные расчеты, используйте программное обеспечение SPICE, чтобы сэкономить время. Кроме того, инструмент Cadence PSpice может помочь смоделировать параметры схемы, что позволит вам легко получить значение.
Решения Cadence PCB — это комплексный инструмент для проектирования от начала до конца, позволяющий быстро и эффективно создавать продукты.
Cadence позволяет пользователям точно сократить циклы проектирования и передать их в производство с помощью современного отраслевого стандарта IPC-2581.
Подпишитесь на Linkedin Посетите вебсайт Больше контента от Cadence PCB Solutions
УЗНАТЬ БОЛЬШЕКак определить режимы BJT
Определение режима BJT | Анализ постоянного токаИдентификация режима BJT (анализ постоянного тока, часть 2)
В продолжение анализа BJT важно взглянуть на эту тему. Большую часть времени необходимо оценить режим транзисторов.
Цели обучения:
Чтобы найти рабочую область, нам нужно найти;
Напряжения перехода
Все токи
Теперь пришло время обсудить некоторые важные изменения параметров в каждом режиме.
Режим насыщения:
В этом режиме оба перехода смещены в прямом направлении. Вам необходимо рассчитать эти параметры;
ВБЭ
ВКЭ
IC(sat)
Прежде всего вам необходимо проверить VBE. Если VBE > 0,7 В, транзистор находится либо в активном режиме, либо в режиме насыщения. Всегда принимайте активный режим и продолжайте свои расчеты. Теперь вычислите VCE, если вы получите абсурдные результаты, значит, транзистор находится в области насыщения.
\[V_{CE(sat)} = 0,2 В\]
\[I_{C(sat)} = \frac{V_{CC}-V_{CE(sat)}}{R_C}\]
Поскольку VCE очень мал по сравнению с VCC, им можно пренебречь.
\[I_{C(sat)} = \frac{V_{CC}}{R_C}\]
Базовый ток значительно выше в режиме насыщения.
Минимальное значение базового тока для насыщения указано ниже;
\[I_{B(min)} = I_{C(sat)}{\beta_{DC}\]
Это минимальное значение IB для управления транзистором в режиме насыщения. IB должен быть больше, чем IB(мин). Это возможно только при малом βDC. β — это параметр устройства, и его нельзя изменить. Но имейте в виду, что β — это коэффициент усиления по прямому току, и он предназначен только для активного режима. βDC имеет меньшее значение в режиме насыщения.
Активный режим:
В этом режиме переход база-эмиттер смещен в прямом направлении, а переход база-коллектор смещен в обратном направлении.
Прежде всего вам нужно проверить VBE. Если VBE > 0,7 В, транзистор находится либо в активном режиме, либо в режиме насыщения. Всегда принимайте активный режим и продолжайте свои расчеты.
Режим отсечки:
Это самый простой для анализа режим. Оба перехода смещены в обратном направлении.
Все токи равны нулю, за исключением небольшого тока утечки.
\[V_{CE(cut-off)} = V_{CC}\]
Вам необходимо оценить только VBE. Если VBE < 0,7 В, транзистор закрыт.
Действия:
Рассчитать IC(sat) и VCE(cut) . С помощью этих двух точек можно провести линию нагрузки.
Предположим, что транзистор находится в активном режиме.
На следующем шаге примените КВЛ на входном шлейфе. Вы получите IB и, следовательно, IC
Теперь примените уравнение KVL к выходному контуру. Вы получите VCE
Вы получите линию нагрузки и точку Q (VCE, IC). Нанесите эти две точки на линию нагрузки.
Сравнить;
VCE > VCE(sat)
IC < IC(sat)
Транзистор находится в активном режиме
.
Для IC(sat) допустим короткое замыкание между коллектором и эмиттером. Потому что в режиме насыщения VCE примерно равен нулю. Примените КВЛ на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[I_{C(sat)} = \frac{20}{3.3k} = 6 мА\]
\[V_ {CE(cut)} = V_{CC}\]
Пример #2:
Теперь измените параметры на рисунке 1 и определите его режим.
RB = 33 кОм
hfe = β = 100
Предположим, что транзистор находится в активном режиме.
Шаг 1: Применить KVL на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[I_B=\frac{10-0,7}{33k}\]
\[I_B=0,28 мА\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=100*0,28 м = 28 мА \]
Шаг 2: Примените KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC}+I_C*R_C+V_{CE}=0\]
\[-20+28m*3.3k+V_{CE}]=0\]
\[V_{CE }=-72,4 В\]
Посмотрите на VCE. Возможно ли получить такие результаты? Как сделать VCE = -72,4В, когда приложенное напряжение равно 20В. Точно так же значение IC = 28 мА, что невозможно. Предположение ошибочно. Транзистор не находится в активном режиме. Снова рассчитайте β , IC(sat) и VCE(sat) для режима насыщения.
Рассчитать β для режима насыщения.
\[\beta = \frac {I_C}{I_B}\]
\[\beta = 21,4\]
Рассчитать IC для уже рассчитанной насыщенности.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[I_{C(sat)} = \frac{20}{3.3k} = 6 мА\]
Рассчитать VCE.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-20+6m*3.3k + V_{CE}=0\]
\[V_{CE}=0,2 \]
В заключение обратите внимание на значение IB, которое довольно велико и имеет тенденцию к уменьшению значения β. Уменьшенное значение β показывает, что транзистор насыщается. Кроме того, VCE = VCE(sat) = 0,2 В. Проверить можно и с помощью мультиметра. Я приложил схему, и она показывает значение VCE, которое довольно низкое и указывает на насыщение транзистора.
Пример №3:
Теперь измените параметры на рисунке 1 и определите его режим.
VBB = 5 В
hfe = β = 200
IC(sat) = 6 мА (рассчитано ранее)
Из приведенных данных видно, что значение напряжения на базе (то есть VBB) изменится в результате в изменении базового тока (то есть ИБ).
Точно так же увеличение hfe (то есть β) изменит базовый ток. Примите активный режим и приступайте к расчетам.
Шаг 1: Применить KVL на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[ I_B=\frac{5-0.7}{1M}\]
\[I_B=4,3 \mu A\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=200*4,3 \mu = 0,86 мА\]
Шаг 2: Применить KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-20+0,86м*3,3k + V_{CE}=0\]
\[V_{CE}= 17,2 В\]
VCE > VCE(нас)
IC < IC(нас)
Транзистор находится в активном режиме.
Пример #4:
Теперь измените параметры на рисунке 1 и определите его режим.
RC = 10 кОм
hfe = β = 50
Изменение значения RC приведет к изменению значения IC(sat).
Предположим, что транзистор находится в активном режиме и приступаем к расчетам.
Сначала рассчитайте IC(sat). Предположим, что VCE = 0,
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[I_{C(sat)} = \frac{20}{10k} = 2 мА\]
\[V_{CE(cut)} = V_{CC}\]
Шаг 1: Применить KVL на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[ I_B=\frac{10-0.7}{1M}\]
\[I_B=9,3 \mu A\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=50*9,3 \mu = 0,46 мА\]
Шаг 2: Применить KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-20+0.46m*10k + V_{CE}=0\]
\[V_{CE}=15.4 V\]
VCE > VCE(sat)
IC < IC(sat)
Транзистор находится в активном режиме.
Пример #5:
Теперь измените параметры на рисунке 1 и определите его режим.
VCC = 10 В
hfe = 100
Рассчитать IC(sat). для этого расчета установите VCE(sat) = 0.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[I_{C(sat)} = \frac{V_{CC }}{R_C}\]
\[I_{C(sat)} = \frac{10}{3.3k}\]
\[I_{C(sat)} = 3mA\]
\[V_ {CE(вырезать)} = V_{CC}\]
Предположим, что транзистор находится в активном режиме.
Шаг 1: Применить KVL на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[ I_B=\frac{10-0.7}{1M}\]
\[I_B=9,3 \mu A\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=100*9,3 \mu = 0,93 мА\]
Шаг 2: Применить KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-10+0.93m*3.3k + V_{CE}=0\]
\[V_{CE} = 6,9V\]
VCE > VCE(sat)
IC < IC(sat)
Транзистор находится в активном режиме.
Пример #6:
Для схемы заданы различные наборы параметров. Соответственно определите режим транзистора.
Рассчитать IC(насыщение) и VCE(вырез). Это для линии нагрузки.
\[I_{C(sat)}=\frac {V_{CC}}{R_C}\]
\[I_{C(sat)}=\frac{5}{479}=11mA\]
\[V_{CE(cut)} = V_{CC}\]
Предположим, что транзистор находится в активном режиме.
Шаг 1: Применить KVL на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[ I_B=\frac{5-0.7}{680k}\]
\[I_B=6,3 \mu A\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=100*9,3 \mu = 0,63 мА\]
Шаг 2: Применить KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-5+0,63m*470 + V_{CE}=0\]
\[V_{CE} = 4,7 V\]
VCE > VCE(нас)
IC < IC(нас)
Транзистор находится в активном режиме.
Пример №7:
Теперь измените параметры на рисунке 6 и определите его режим.
RB = 47 кОм
hfe = β = 100
Шаг 1: Применить KVL на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[ I_B=\frac{5-0.7}{47k}\]
\[I_B=91 \mu A\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=100*91 \mu = 9,1 мА\]
Шаг 2: Применить KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-5+9.1m*470 + V_{CE}=0\]
\[V_{CE} = 0,72 V\]
VCE > VCE(sat)
IC < IC(sat)
Транзистор находится в активном режиме.
Пример #8:
Теперь измените параметры на рисунке 6 и определите его режим.
VBB = 10 В
hfe = β = 500
Шаг 1: Применить KVL на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[I_B=\frac{10-0.7}{680k}\]
\[I_B=13.6 \mu A\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=500*13.6 \mu = 6,8 мА\]
Шаг 2: Применить KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-5+6,8m*470 + V_{CE}=0\]
\[V_{CE} = 1,78 V\]
VCE > VCE(sat)
IC < IC(sat)
Транзистор находится в активном режиме.
Пример #9:
Теперь измените параметры на рисунке 6 и определите его режим.
RC = 10 кОм
hfe = β = 100
Рассчитать IC(sat)
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-5+I_C*10k + V_{CE}=0\]
VCE = 0,2 для насыщения
\[I_{C(sat)} = \frac{5-0,2}{10k}\]
\[I_{C(sat)} = 0,48 мА\]
Шаг 1: Применить КВЛ на входном контуре.
\[-V_{BB}+I_B*R_B+V_{BE}=0\]
\[I_B=\frac {V_{BB}-V_{BE}}{R_B}\]
\[ I_B=\frac{5-0.7}{680k}\]
\[I_B=6.3 \mu A\]
\[I_C=\beta I_B\]
\[I_C=100*6,3 \mu = 0,6 мА\]
Шаг 2: Применить KVL на выходном контуре.
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-5+0.6m*10k + V_{CE}=0\]
\[V_{CE} = — 1,3 В\]
VCE < VCE(sat)
IC > IC(sat)
Предположение неверно. Транзистор находится в режиме насыщения. Вычисленное значение IC больше, чем IC(sat) . Что невозможно. Отбросить IC = 6 мА. Максимально возможный ток IC(sat) = 0,48 мА. Значение VCE также является абсурдным значением. Нам нужно пересчитать VCE с помощью IC(sat).
\[-V_{CC} + I_CR_C + V_{CE}= 0\]
\[-5+0,48m*10k + V_{CE}=0\]
\[V_{CE} = 0,2 V\]
Пример #10:
Теперь измените параметры на рисунке 6 и определите его режим.
