Динамические и статические характеристики SiC MOSFET при параллельном включении

Нюансы, связанные с параллельной работой высокоскоростных приборов SiC MOSFET, по сравнению с кремниевыми ключами исследованы очень слабо. В статье рассматриваются особенности параллельного включения карбидокремниевых (SiC) полевых транзисторов. Изучаются параметры, влияющие на статическое и динамическое распределение токов данных устройств, исследована зависимость этих параметров от температуры полупроводника. Разность температур параллельных модулей MOSFET была экспериментально измерена в преобразователе SEPIC при различных сопротивлениях резистора затвора и разных частотах коммутации. Полученные результаты показывают, что токи и температуры могут быть хорошо сбалансированы для последнего поколения SiC MOSFET при низком сопротивлении затвора.

Введение

Параллельное включение кремниевых MOSFET-и IGBT-модулей является обычной практикой и хорошо изучено в различных приложениях [1–3]. Однако в отношении SiC MOSFET доступно не так много информации. Поскольку карбидокремниевые транзисторы являются сравнительно новыми и используются, в основном, в маломощных схемах, у разработчиков есть большое желание включить их в параллель для повышения мощности. По сравнению с коммерчески доступными модулями SiC MOSFET [4], можно отметить следующие преимущества параллельного использования дискретных приборов:

• Тепло, выделяемое несколькими параллельными дискретными приборами, может быть более равномерно распределено по радиатору. Это снижает перегрев чипов и уменьшает градиент температуры между кристаллами и окружающей средой.
• Для наращивания мощности можно включить в параллель два или более модулей, в зависимости от конкретного применения.
• Параллельное соединение является экономически эффективным решением, поскольку стоимость набора дискретных серийных компонентов может быть ниже, чем цена мощных специализированных модулей.

При параллельном включении двух или более SiC MOSFET может возникнуть небаланс токов из-за разброса сопротивлений открытого канала R_ds(on) и пороговых напряжений V_th от образца к образцу. На рис. 1 и 2 показано распределение значений R_ds(on) и V_th для 30 случайно выбранных транзисторов (номинальный ток и напряжение 10 А, 1200 В) второго поколения SiC MOSFET C2M — C2M0160120D при комнатной температуре. Максимальное значение R

ds(on) примерно в один-два раза превышает минимальное (в пределах испытанных 30 образцов), а максимальное пороговое напряжение составляет 3,08 В, что намного больше минимальной величины V_th = 2,48 В.

При работе параллельных MOSFET вариации R_ds(on) определяют статическое распределение токов между транзисторами, а разница пороговых напряжений влияет на разброс динамических переходных процессов. Транзистор с меньшим значением V_th включается раньше и выключается позже, чем другие MOSFET с более высоким пороговым напряжением. При анализе параллельной работы транзисторов параметры R_ds(on)

и V_th являются критическими, поэтому необходимо исследовать их чувствительность к другим характеристикам полупроводникового прибора, таким как температура кристалла.

В предыдущих работах [7, 8] были предложены решения для балансировки тока в процессе коммутации транзисторов путем добавления дополнительной обратной связи. Такие решения увеличивают стоимость устройства и не могут применяться при параллельном соединении более чем двух ключей. Нашей целью является экспериментальное исследование способности SiC MOSFET к собственной балансировке без добавления каких-либо датчиков или цепей управления.

В качестве единственных регулируемых параметров рассматривается напряжение и сопротивление затвора. В качестве образцов для данного исследования выбраны коммерчески доступные транзисторы 10 А, 1200 В компании Cree первого поколения (Gen-I) CMF10120D [5] и второго поколения C2M SiC MOSFET C2M0160120D [6] с аналогичными номинальными характеристиками Inc. Из каждого поколения для проведения экспериментов и анализа наихудшего случая были выбраны два образца из 30 с наибольшим разбросом величины порогового напряжения.

Влияние R

_ds(on) на статическое распределение токов

Очевидно, что положительный температурный коэффициент (PTC) сопротивления открытого канала кремниевых MOSFET способствует выравниванию токов при параллельной работе и помогает исключить условия возникновения теплового убегания для всех MOSFET. Для двух параллельных транзисторов (рис. 3) ток через каждый прибор определяется следующим образом:

MOSFET с максимальным значением R_ds(on) будет проводить минимальный ток.

Как и у кремниевых полевых транзисторов, сопротивление канала R_ds(on)SiC MOSFET также имеет РТС (рис. 4 и 5). Модуль с большей температурой кристалла проводит меньший ток при параллельном соединении, в результате чего достигается тепловое равновесие. Однако у SiC MOSFET температурная зависимость R_ds(on) не так сильна, как у кремниевых транзисторов. Как отмечено в [9], величина R_ds(on) при температуре +150 °С в 2,6 раза превышает R_ds(on) при температуре +25 °С для типового Si CoolMOS с рабочим напряжением 600 В. У SiC MOSFET эти значения различаются всего в 1,2 раза для CMF10120D и примерно в 1,5 раза для C2M0160120D.

Сопротивление открытого канала SiC MOSFET сильно зависит от V_th, как показано на рис. 4. При напряжении на затворе 16 В для CMF10120D величина R_ds(on) даже демонстрирует отрицательный температурный коэффициент (NTC). Это объясняется тем, что сопротивление MOSFET, в основном, состоит из трех компонентов: сопротивление канала 4 (R_ch) с NTC; сопротивление JFET области (R_jeft) c PTC и сопротивление дрейфовой области (R_drift), которое также имеет РТС. При малом напряжении на затворе составляющая R_ch становится доминирующей, поэтому общее сопротивление также приобретает NTC.

Сопротивление канала C2M0160120D демонстрирует более сильную температурную зависимость R_ds(on) благодаря улучшенной характеристике канальной проводимости (рис. 5). Таким образом, для обеспечения хорошего распределения токов при параллельном соединении, а также снижения потерь в проводящем режиме включение SiC MOSFET следует производить при высоком напряжении V_gs.

Влияние V

_th на динамическое распределение токов

Без учета коммутационных потерь ток и температура параллельных SiC MOSFET могут быть сбалансированы за счет РТС-характеристики R_ds(on).

К сожалению, динамические потери у параллельных транзисторов с разным пороговым напряжением всегда отличаются. Два образца из 30 с минимальным (образец А) и максимальным (образец B) значением V_th были выбраны для каждого поколения MOSFET — Gen-I и C2M, их параметры при комнатной температуре приведены в таблице 1.

Таблица 1. Пороговое напряжение и сопротивление открытого канала

Образец	Vth, B	Rds(on), мОм
CMF10120D-A	2,74	133
CMF10120D-B	3,50	144
C2M0160120D-A	2,48	146
C2M0160120D-B	3,08	161

Режимы параллельной работы двух Gen-I MOSFET анализировались для следующих условий: V_ds = 600 В, сопротивление затвора R_g = 41 Ом для каждого транзистора, средний суммарный ток Ids = 20 А. На рис. 7а и 7б показаны эпюры сигналов включения и выключения соответственно. Видно, что образец А с меньшим значением V_th включается раньше, чем образец В, и он берет на себя больший ток во время переходного процесса. Его потери при включении (252,5 мкДж) выше, чем у образца B (165,2 мкДж). Во время выключения образец А запирается позже и, соответственно, он имеет большие потери при выключении — 296,7 мкДж против 81,2 мкДж у образца В. Разница коммутационных потерь преобразуется в разницу температур кристаллов. Градиент температуры «кристалл–корпус» Тjc может быть вычислен с помощью формул:

P_sw = (E_on + E_off) × f_sw, (3)

Tjc = (P_sw + P_con) × R_th(jc). (4)

Образец А будет иметь более высокий перегрев кристаллов, если потери в проводящем режиме и температура радиатора одинаковы для обоих случаев. За счет NTC-характеристики V_th (рис. 6) пороговое напряжение уменьшается при увеличении температуры кристалла.

Разница коммутационных потерь также растет, что формирует положительную обратную связь. Однако РТС-характеристика R_ds(on) в какой-то степени помогает скомпенсировать разницу температур.

Важно иметь как можно меньшие различия коммутационных потерь, вызванных вариациями порогового напряжения. Снижение величины R_g повышает скорость переключения и уменьшает уровень динамических потерь. На рис. 7в и 7г показаны эпюры сигналов включения и выключения для упомянутых выше двух образцов Gen-I с резистором R_g = 5,1 Ом. Коммутационные потери и разница между ними сокращены более чем в два раза по сравнению с предыдущим случаем, соответствующим R

g = 41 Ом.

Аналогичные эксперименты, выполненные для C2M MOSFET (рис. 8), продемонстрировали гораздо меньший уровень динамических потерь и их разброса между модулями. Это связано с тем, что транзистор C2M имеет меньшую площадь кристалла и меньший уровень напряжения V_gd, он может переключаться быстрее, чем MOSFET Gen-I при том же значении R_g. При более высокой скорости коммутации влияние разброса V_th становится менее значимым. С учетом предыдущих исследований можно сделать вывод, что транзисторы C2M SiC имеют два очевидных преимущества при параллельной работе по сравнению с Gen-I SiC MOSFET. Во-первых, у них меньше разброс динамических потерь, вызванных вариациями порогового напряжения, благодаря высокой скорости коммутации. Во-вторых,более сильная РТС-зависимость сопротивления канала способствует лучшей балансировке температуры кристаллов, определяемой коммутационными потерями.

Экспериментальные исследования параллельной работы MOSFET в конвертере SEPIC

Для безопасной работы параллельных MOSFET температура их кристаллов должна отличаться как можно меньше. Образцы с большим значением порогового напряжения, упомянутые ранее, были использованы в преобразователе SEPIC (рис. 9) для оценки разницы их температурных зависимостей при разных значениях сопротивления затвора и разных частотах переключения.

Схема управления SEPIC имеет фиксированный коэффициент заполнения 50%, поэтому выходное напряжение равно входному, согласно выражению (5):

V_out = D/(1–D) × V_in. (5)

В этом случае выходной сигнал поступает на входные клеммы схемы SEPIC. Таким образом, происходит рециркуляция энергии, что ограничивает потребление мощности от внешнего источника питания и снижает потери преобразователя.

В схеме использованы два резистора R1 и R2 в цепи управления каждого MOSFET, один их них подключен к затвору, а другой — к истоку транзистора. В такой схеме (рис. 10) ток стока каждого ключа проходит через вывод истока в цепь заземления, где установлен резистивный датчик тока, что позволяет независимо измерять ток обоих MOSFET.

Напряжение питания установлено на уровне 600 В, ток циркуляции составляет 10 А, что соответствует мощности 6 кВт для всех экспериментов. Для каждого поколения MOSFET было проведено четыре теста при следующих условиях:

• R_g = 41 Ом, f =30 кГц;
• R_g = 41 Ом, f = 100 кГц;
• R_g = 5,1 Ом, f =30 кГц;
• R_g = 5,1 Ом, f = 100 кГц.

Указанные величины R_g относятся к обоим сопротивлениям R1 и R2. Измеренные значения коммутационных потерь и температуры корпуса указаны в таблице 2. Формы сигналов переключения на частоте 30 кГц приведены выше.

Таблица 2. Динамические потери MOSFET и температура корпуса при различных условиях испытаний

	Rg, Ом	Fsw, кГц	Psw-A, Вт	Psw-В, Вт	Тс-А, °С	Тс-В, °С	ΔТс, °С
CMF10120D	41	30	16,5	7,4	63,0	41,9	21,1
		100	57,9	24,2	119	67,7	51,3
	5,1	30	6,3	4,1	43,7	37,5	6,2
		100	21,4	14,0	64,5	51,5	13,0
C2M0160120D	41	30	7,3	4,8	49,2	41,6	7,6
		100	23,9	16,3	72,1	58,4	13,7
	5,1	30	2,1	1,8	44,0	38,3	5,7
		100	6,8	6,1	55,6	46,6	9,0

Результаты тестов, приведенные в таблице, позволяют сделать некоторые выводы. Во-первых, выбор меньшего значения R_g или меньшей частоты переключения позволяет снизить динамические потери и градиент температур для образцов А и В. Во-вторых, транзистор C2M MOSFET (10 A, 1200 В) демонстрирует меньшую разность температур корпуса по сравнению с MOSFET Gen-I (10 А, 1200 В) при тех же условиях испытаний. В-третьих, параллельное соединение SiC MOSFET при использовании низкого значения R_g, как правило, можно выполнять непосредственно, без добавления дополнительного контура балансировки. На рис. 11 показаны формы сигналов переключения для двух C2M SiC MOSFET при f = 100 кГц и сопротивлении затвора 41 Ом и 5 Ом соответственно. Большая разница статических токов на рис. 11а объясняется более высокой разностью температур кристаллов.

Заключение

На основании приведенного анализа параллельной работы SiC MOSFET можно сделать следующие выводы:

• R_ds(on) и V_th — два основных параметра, определяющих статическое и динамическое распределение токов параллельных MOSFET.
• Использование высокого напряжения управления затвором позво- ляет уменьшить потери в проводящем режиме.
• Уменьшение сопротивления затвора может улучшить динамическое распределение токов и снизить разницу потерь переключения.
• C2M SiC MOSFET лучше подходят для параллельного включения, чем Gen-I SiC MOSFET с таким же номинальным током.

При проведении описанных выше испытаний использова- лась печатная плата с симметричными трассами для подключе- ния параллельных SiC MOSFET, что позволило свести к миниму- му паразитную индуктивность соединительных цепей. Однако в ряде случаев очень трудно обеспечить симметричную топо- логию соединений, при этом цепи подключения параллельных транзисторов будут иметь различные значения распределен- ной индуктивности. Было бы интересно исследовать, как это влияет на поведение SiC MOSFET в процессе переключения, этот вопрос является предметом дальнейшей работы.

Литература

1. www.irf.com/technical-info/appnotes/para. pdf
2. Lopez T., Elferich R. Current Sharing of Paralleled Power MOSFETs at PWM Operation // Proc. on the 37th IEEE Power Electronics specialists. PESC 06. Vol. 1. № 1. 18-22 June, 2006.
3. Palmer P. R., Joyce J. C. Current Redistribution in Multi-chip IGBT Modules Under Various Gate Drive Conditions // Proceedings of the Power Electronics and Variable Speed Drives. London. September, 1998.
4. Wang G., Wang F., Gari M., Yang L., Alex H., Mrinal D. Performance comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V 100A silicon IGBT // EneR_gy Conversion Congress and Exposition (ECCE). Sept, 2013.
5. www.cree.com/~/media/Files/Cree/Power/Data%20Sheets/CMF10120 D.pdf
6. www.cree.com/~/media/Files/Cree/Power/Data%20Sheets/C2M016012 0D.pdf
7. Chimento F., Raciti A., Cannone A., Musumeci S., Gaito A. Parallel connection of super-junction MOSFETs in a PFC application // EneR_gy Conversion Congress and Exposition. 2009.
8. Yang X., Junjie L. , Zhiqiang W., Leon M. T., Benjamin J. B., Fred W. Active current balancing for parallel-connected silicon carbide MOSFETs // EneR_gy Conversion Congress and Exposition. 2013.
9. Zheng Chen, Boroyevich D., BuR_gos R., Wang F.Characterization and modeling of 1.2 kv, 20 A SiC MOSFETs // EneR_gy Conversion Congress and Exposition. 2009.
10. www.wolfspeed.com/~/media/Files/Cree/Power/Articles%20and%20 Papers/White_Paper_Dynamic%20and%20Static%20Behavior%20 of%20Packaged%20Silicon.pdf

Ганьджао Ванг (Gangyao Wang), Джон Моокен (John Mookken), Джулиус Рик (Julius Rice), Марчело Шупбах(Marcelo Schupbach)

Перевод: Евгений Карташов, Андрей Лебедев

[email protected]

Параллельное включение мосфетов

Мосфеты — разновидность полевых транзисторов, очень полезная штука, если правильно его подобрать, подключить и использовать. Я их люблю применять в поделках. Маломощные в основном для экономичности потребления тока, мощные для коммутации амперных нагрузок и для силовых ключей в ШИМ- схемах и генераторах. В отличие от простых биполярных транзисторов управляются они не током а напряжением. Управляющий электрод — затвор по сути является одним контактом простого неполярного конденсатора малой емкости.

Поиск данных по Вашему запросу:

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.

Содержание:

• Параллельное включение силовых транзисторов
• Это интересно!
• Увеличение мощности стабилизированных источников
• mosfet-ы параллельно. можно или нет?
• IGBT и MOSFET Принципы работы мощных транзисторов
• Добро пожаловать на vip-cxema. org
• Easyelectronics.ru

ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Электроника от простого к сложному. Урок 6. Полевые транзисторы Mosfet. (PCBWay)

Параллельное включение силовых транзисторов

Перейти к содержимому. У вас отключен JavaScript. Некоторые возможности системы не будут работать. Пожалуйста, включите JavaScript для получения доступа ко всем функциям. Отправлено 05 Октябрь — Можно ли параллельно подключить еще один мосфет или несколько что бы распределить мощность? Если да, то можете подсказать как? Я пробовал просто подключить параллельно. Итог, один греется так же, а второй только немного нагревается.. Заранее благодарен за любую информацию!

Сообщение отредактировал Ростислав Михайлов: 05 Октябрь — большая картинка. Что бы паралелить полевики — они должны быть абсолютно одинаковыми. Понимаю, что идея не из лучших. Просто собираю схему из того что есть Транзисторы одинаковые.

Поставил на оба по ом. Без изменений С мосфетами вы кашу не сварите, намучаетесь возможно даже спалите, но хорошо работающего устройства не будет. Может я просто неверные номиналы резисторов и кондеров поставил? Если 10А держит легко а вам нужно 8А, так скопируйте первую схему и все. Отправлено 09 Октябрь — Может Вы мне поможете еще с одним вопросом?

Ищу схему для блока питания, которая защищала бы от кз и ограничивала выходной ток. Все схемы которые я нашел, при достижении максимального выставленного тока, отключают питание, а нужно только ограничить ток К примеру, при подключении 12в двигателя, мощностью ватт.

Обращайтесь в ВК. Извините, я не верно написал. Нужна не схема блока питания, а схема самой защиты отдельно. Регулируемый блок питания, я уже сделал по схеме с первого поста. Добро пожаловать на vip-cxema. Guest Message by DevFuse. Авторизуйтесь для ответа в теме. Сообщений в теме: Ростислав Михайлов это нравится. Обращайтесь в ВК Как вставить видео и фото в форум. Обратно в Блоки питания.

Количество пользователей, читающих эту тему: 0 0 пользователей, 0 гостей, 0 анонимных. Войти Необходим аккаунт? Зарегистрируйтесь сейчас! Я забыл свой пароль. Запомнить меня Это не рекомендуется для публичных компьютеров. Войти анонимно Не добавлять меня в список активных пользователей.

Елисей 05 янв AlexRus 24 авг Evgeniy 19 янв Evgeniy 05 дек

Это интересно!

Мощные транзисторы MOSFET хорошо известны своей исключительной скоростью переключения при весьма малой мощности управления, которую нужно прикладывать к затвору. Основная причина в том, что затвор изолирован, поэтому требуется мощность только на перезаряд емкости затвор-исток, и в статическом режиме цепь затвора практически не потребляет тока. Основные недостатки, которые не дают MOSFET стать «идеальным», это сопротивление открытого канала R DS on , и значительная величина положительного температурного коэффициента чем выше температура, тем выше сопротивление открытого канала. В этом апноуте обсуждаются эти и другие основные особенности высоковольтных N-канальных мощных MOSFET, и предоставляется полезная информация по выбору транзисторов и их применению перевод статьи [1]. Электроды у биполярного транзистора называются база, коллектор, эмиттер, а у полевого транзистора затвор, сток, исток. База выполняет те же функции, что и затвор, коллектор соответствует стоку, а эмиттер соответствует истоку.

Силовые MOSFET — одни из самых востребованных в настоящее . внутреннее сопротивление затвора транзистора Rg, включение внешнего При параллельном соединении полевых транзисторов следует.

Увеличение мощности стабилизированных источников

Перейти к содержимому. У вас отключен JavaScript. Некоторые возможности системы не будут работать. Пожалуйста, включите JavaScript для получения доступа ко всем функциям. Отправлено 05 Октябрь — Можно ли параллельно подключить еще один мосфет или несколько что бы распределить мощность? Если да, то можете подсказать как? Я пробовал просто подключить параллельно. Итог, один греется так же, а второй только немного нагревается.. Заранее благодарен за любую информацию!

mosfet-ы параллельно. можно или нет?

При разработке силовых схем статических преобразователей первостепенными являются меры по защите силовых транзисторов от теплового пробоя. Поскольку полевые транзисторы MOSFET не имеют вторичного пробоя, в расчетах тепловых режимов вполне можно руководствоваться значениями максимальной температуры и максимальной рассеиваемой мощности. Полная мощность, выделяющаяся на транзисторе в режиме его переключения, определяется из выражения:. Потери проводимости Р пр являются основной составляющей потерь в полевом транзисторе. Эти потери можно вычислить, зная эффективное действующее значение тока стока:.

Сейчас этот форум просматривают: нет зарегистрированных пользователей и гости: 1.

IGBT и MOSFET Принципы работы мощных транзисторов

Сейчас этот форум просматривают: Google [Bot]. Предыдущее посещение: менее минуты назад Текущее время: 12 окт , Крупнейший производитель печатных плат и прототипов. Более клиентов и свыше заказов в день! Добавлено: 11 фев , Имеется «чёрный ящик», который был рассчитан на работу с полевым транзистором MDD

Добро пожаловать на vip-cxema.org

Тема раздела Курилка в категории Закуток ; Доброго дня! Подскажите, плз, мосфеты можно подключать параллельно? Один не справился с током, а более мощный — пока не хочу, Правила форума. Правила Расширенный поиск. Форум Закуток Курилка mosfet-ы параллельно.

Заголовок сообщения: Re: Параллельное включение транзисторов MOSFET. Сообщение Добавлено: 05 фев ,

Easyelectronics.ru

Сейчас этот форум просматривают: Google [Bot] и гости: 2. Предыдущее посещение: менее минуты назад Текущее время: 12 окт , Добавлено: 02 фев , Есть много направлений где необходимо использовать параллельное включение полевых транзисторов для увеличения нагрузочной способности.

Форум Новые сообщения. Что нового Новые сообщения Недавняя активность. Вход Регистрация. Что нового. Новые сообщения. Форум Энциклопедия ремонта Энциклопедия ремонта Обсуждаем, идеи, разработки, мнения JavaScript отключен.

Рассмотрим несколько способов увеличения выходной мощности существующих источников. Первое, что вообще приходит на ум, — параллельное включение мощных транзисторов.

При этом уменьшится сопротивление открытого канала, что приведет к меньшему падению напряжения на нем и облегчит жизнь преобразователю, увеличится максимальный ток, который сможет пропустить транзистор. Другой вопрос, какие параметры ухудшатся? Повлияет ли параллельное включение на время tON мосфета и на пороговое напряжение открытия затвора? Пороговое напряжение, конечно, не изменится, а вот для суммарной ёмкости затвора потребуется двойной заряд. Если драйвер не сможет выдать двойной ток, то время включения затянется как и время выключения, соответственно.

Они превосходят классические ламповые усилители , как по коэффициенту демпфирования, так и по передаче низких и высоких частот. Частота среза таких усилителей без ООС значительно выше, чем у каскодного усилителя на биполярных транзисторах, что благоприятно сказывается на искажениях. Управление выходным током у полевых MOSFET транзисторов осуществляется входным напряжением, благодаря этому быстродействие в режиме коммутации достаточно высокое, так как основных носителей заряда в цепи затвора нет.

Устранение паразитных колебаний, возникающих при параллельном соединении транзисторов MOSFET

Основная проблема при параллельном включении MOSFET транзисторов это возникновение паразитных колебаний. В статье рассмотрены причины возникновения паразитных колебаний в MOSFET транзисторах компании Advanced Power Technology (APT), исследованы методы их устранения и доказано, что добавление к базе транзистора индуктивности типа ферритового цилиндра (ferrite bead) является наиболее оптимальным решением. Полученные результаты также справедливы и для транзисторов типа IGBT.

Природа паразитных колебаний

Колебания возникают при скачке напряжения стока в момент переключения транзисторов. Рисунок 1 показывает колебания, возникающие у двух параллельно соединенных MOSFET транзисторов APT5024BLL (номинальные напряжение 500В и ток 22А). Каждый транзистор в своем составе имеет резистор, сопротивлением 10Ом. Он располагается между затвором и драйвером управления затвором. Результаты эксперимента получены при напряжении сток-исток 333В, при токе 44А и температуре среды 25С. Напряжение драйвера управления затвором составляло 15В.

В качестве драйвера использовалось устройство Micrel MIC4452 с симметричной разводкой контактов затвора. Как видно из рисунка 1, на затворе возникают колебания достаточно высокой частоты. Диапазон частот колебаний лежит в пределах от 50МГц до 250МГц. Такие высокочастотные колебания недопустимы, т.к. это может стать причиной скачков напряжения на затворе, излучения радиочастотных помех, высоких потерь на переключение, способным вывести из строя конечное изделие.

 

Добавление индуктивности типа Ferrite bead

Данный тип индуктивности представляет собой ферритовый цилиндр с отверстием в оси для проводника. Находит широкое применение для подавления радиочастотных помех. Добавление индуктивного элемента Ferrite bead с резистором на затворе MOSFET транзистора  устранило паразитные колебания при минимизировании потерь на переключение.

Фактически, добавление индуктивности более эффективно, чем использование резистора на затворе, т.к. ее импеданс прямопропорционален частоте. Ширина полосы пропускания сигнала, поступающего с драйвера управления затвором, около 2МГц, тогда как частота, на которой возникают паразитные колебания, составляет 50 – 250Мгц. Поэтому, импеданс индуктивного элемента по отношению к частоте шумовых колебаний в 25-125 раз выше, чем по отношению к сигналу с драйвера. Высокое сопротивление индуктивности достаточно эффективно блокирует помехи, вызванные протеканием тока от истока к затвору.

Более надежно, паразитные колебания могут быть устранены при использовании индуктивности достаточной величины и, наравне с ней, проводить демпфирование резистором затвора. Для подавления помех элементы Ferrite не только на параллельно установленных MOSFET транзисторах. При этом будет достигаться тот же эффект: высокочастотные шумы на затворе будут блокироваться, устраняя любые попытки к возникновению колебаний.

На рис.3 показаны переходные процессы в момент выключения двух параллельно соединенных транзисторов MOSFET — APT5024BLL. В эту серию были последовательно добавлены индуктивные элементы с резисторами сопротивлением 4.3Ом на каждом затворе. Включение параллельно соединенных транзисторов происходит с теми же колебаниями, что и выключение.

На рис.4 изображены осциллограммы при включении двух параллельных транзисторов APT50M65LLL, на затворе каждого из которых размещен резистор сопротивлением 4.3Ом. Характеристики этих же устройств изображены на рис.5, но только уже с затворными резисторами сопротивлением 1Ом и индуктивными элементами Ferrite bead маленькой величины на каждом затворе. Колебание устранено, но при этом пришлось пожертвовать 8-ми процентным увеличением энергии, затрачиваемой на включение и незначительным увеличением задержки при включении.

 

 

Рис.6 показывает возникновение колебаний при выключении MOSFET транзисторов с одним сопротивлением на затворе без индуктивного элемента, а на рис.7 (при добавлении индуктивности к затвору) генерация исчезает. Как и на рис.4 и рис.5 использовались резисторы сопротивлениями 4.3Ом и 1Ом в комбинации с индуктивностями Ferrite bead. В этот раз индуктивные элементы меньшего сопротивления привели к уменьшению энергии, затрачиваемой на выключение, несмотря на то, что задержка на выключение возросла. Заметим, что затворы на рис.7 на грани генерации, поэтому для оптимального результата необходимо немного повысить сопротивление на затворе.

Если для устранения колебаний использовалось бы только резисторы, (рис.1 и 4), энергии, затрачиваемые на переключение транзисторов, были бы больше, чем при использовании индуктивностей Ferrite bead на каждом затворе.

Добавление индуктивных элементов – достаточно привлекательное решение. Они недороги, малы и просты при использовании. На сегодня доступен широкий ассортимент индуктивностей Ferrite bead с различными параметрами. Энергия, затрачиваемая на переключение, может быть оптимизирована экспериментальным путем различными комбинациями сопротивлений и индуктивностей. Некоторые индуктивности имеют достаточно гибкое сопротивление с монотонной частотной характеристикой. Если индуктивности достаточно большие и не имеют потерь, затворные резисторы могут не использоваться.

Альтернативные решения устранения паразитных колебаний

Контурные площадки

Может показаться лишним добавление индуктивности Ferrite bead к цепи управления затворами, решающей проблему паразитных колебаний. Лучшие решения, реализованные на практике, велят проводить уменьшение индуктивности драйвера управления затвором путем использования плотной компоновки схемы. Однако ключ с компоновкой драйвера управления затвором обладает не достаточной индуктивностью. Поэтому предпочтительным решением выглядит контурная площадка. Проблема возникает из-за ее большой площади и заключается в том, что контур выступает как антенна, которая принимает высокочастотные шумы. Длинный вывод драйвера управления затвором фактически устраняет колебание благодаря повышению паразитной индуктивности самого драйвера.

Применение стабилитронов

Установка стабилитронов между выводами затвора и истока эффективна при подавлении шумов, возникающих на низких частотах переключения, и наличии длинного вывода драйвера управления затвором. Однако, стабилитроны неэффективны при подавлении шумов на частоте в десятки мегагерц.

На рис.8 показана частотная характеристика стабилитрона (номинальное напряжение 15В, корпус DO-41). Выводы диода были обрезаны до длины 5мм, необходимой для установки диода на поверхность печатной платы. На частоте вплоть до 250МГц импеданс корпуса стабилитрона является чисто емкостным, на высших частотах преобладает индуктивное сопротивление корпуса, что позволяет диоду выступать как катушка индуктивности. Также как и у обычных диодов, емкостное сопротивление стабилитрона уменьшается с повышением напряжения обратного смещения.

Наличие стабилитрона, приложенного к затвору, повышает зависимое от напряжения и частоты емкостное сопротивление колебательного RLC – контура, где могут возникнуть паразитные колебания. Добавленное сопротивление не играет никакой роли, т.к. емкостное сопротивление стабилитрона по сравнению с входным емкостным сопротивлением MOSFET транзистора не значительно.

С тех пор, как помещение стабилитрона между затвором и истоком не стало приносить значительных результатов (при подавлении высокочастотных шумов и паразитных колебаний) стало лучшим обходиться без них. Однако они могут быть полезны для подавления низкочастотных шумов, таких, которые возникают, например, при управлении двигателем драйвером управления затворами с длинными выводами.

Заключение

Мощные MOSFET транзиторы имеют много преимуществ. При правильном применении они улучшают всю конструкцию системы, которая часто содержит меньше компонентов, легче, компактнее и имеет лучшие характеристики, чем те, которые могут быть достигнуты на приборах другого типа.

Так же, как и все мощные полупроводниковые приборы, мощные MOSFET транзисторы имеют свои собственные маленькие технические тонкости, которые необходимо соблюдать при использовании транзисторов в процессе работы:

• Паразитные колебания между двумя параллельно установленными транзисторами недопустимы, т.к. значительно уменьшается надежность, эффективность устройства.

• Индуктивности Ferrite bead очень эффективны в устранении паразитных колебаний до тех пор, пока уменьшаются потери на переключения, т.к. они действуют как частотнозависимый затворный резистор.

• Установка стабилитрона между затвором и истоком не контролирует высокочастотные паразитные колебания.

Если эти тонкости правильно понять и соблюдать, потенциальные ловушки могут быть легко преодолены при минимальных затратах. Это повышает возможности устройства и его эффективность на высоких частотах.

 

Литература:

1. AN APT-0402 Rev A “Eliminating parasitic oscillations between parallel MOSFETs”, Jonathan Dodge, P.E.

Скачать в PDF

Параллельные полевые МОП-транзисторы для получения большего тока (регулируемый источник тока 40 А)

По запросу 3 года, 11 месяцев назад

Изменено 3 года, 11 месяцев назад

Просмотрено 7к раз

\$\начало группы\$

В моем предыдущем вопросе о регулируемом источнике постоянного тока мне посоветовали использовать операционный усилитель и полевой МОП-транзистор для создания источника тока, который я мог бы регулировать с помощью переменного входного напряжения.

Цель состоит в том, чтобы проверить некоторые предохранители (нормальный рабочий ток и время/ток до предохранителя). Для этого мне понадобится около 50А (как минимум).

Вот исходная предложенная схема:

(Источник изображения: Изучение электроники)

Резистор будет заменен на резистор гораздо меньшего номинала (в мОм для работы с большим током). Чтобы избежать проблем с температурой, я бы хотел подключить МОП-транзисторы параллельно (4 устройства). Должен ли я использовать один операционный усилитель на каждый полевой МОП-транзистор (копировать всю схему четыре раза) или я должен использовать только один операционный усилитель?

Думаю, я понимаю, как работает схема с одним МОП-транзистором, но мне нужна помощь, чтобы масштабировать ее и избежать поджаривания моего бедного одиночного МОП-транзистора с 40 А постоянного тока !!

Идея заключалась в том, чтобы использовать автомобильный аккумулятор в качестве основного источника питания. Vdd около 12В и много ампер!

• МОП-транзистор
• ток
• параллельный

\$\конечная группа\$

7

\$\начало группы\$

У вас две проблемы

1. Параллельное соединение MOSEFT в этом режиме нестабильно. Тем не менее, вы можете запараллелить выходы нескольких полностью независимых источников тока, каждый со своим собственным устройством питания, Rs и операционным усилителем.
2. Большинство полевых МОП-транзисторов не любят работать в таком линейном режиме, они разработаны и предназначены для работы в режиме переключения. Внутри полевые МОП-транзисторы представляют собой сотни, если не тысячи отдельных небольших полевых транзисторов. При полном включении они хорошо распределяют ток, их сопротивление меняется в зависимости от температуры, так что любые горячие точки на кристалле теряют ток и охлаждаются. При работе в линейном режиме они нестабильны, при этом \$V_{GS}\$ изменяется с температурой, так что любые горячие точки на кристалле становятся более горячими и быстро теряют тепло.

Если вы посмотрите на график безопасной рабочей области (SOA) для многих мощных полевых МОП-транзисторов, вы найдете кривые для различной длины импульса, но редко кривую постоянного тока, они просто не предназначены для рассеивания значительной мощности в условиях постоянного тока. Во время короткого импульса в линейной области или во время перехода от выключения к включению кубик действительно начинает убегать, но линейное событие заканчивается до того, как будет нанесен какой-либо ущерб. Если вы проверите график SOA для BJT, вы всегда найдете линию постоянного тока, они будут работать на постоянный ток.

У вас есть три варианта.

1. Найдите полевые транзисторы, предназначенные для работы на постоянном токе в линейной области. Их немного и они относительно дороги. Обычно они предназначены для усилителей звука.
2. Работайте с полевым транзистором на части его номинального рассеяния при переключении, возможно, на 20 %. Это наверное безопасно.
3. Используйте BJT. Дарлингтоны часто имеют коэффициент усиления по току выше 1000, поэтому не слишком сильно нагружайте ваш текущий сервооперационный усилитель.

\$\конечная группа\$

11

\$\начало группы\$

Используйте один операционный усилитель, способный управлять довольно высоким током (20+ мА), и добавьте резистор 1 кОм на каждый затвор MOSFET.

Хорошим примером является аудиоусилитель, вам не нужно заботиться о схеме регулирования, поскольку вы используете операционный усилитель, но он показывает, что Mosfet подключен параллельно.

Поскольку MOSFET имеет положительную температурную зависимость по отношению к температуре, они автоматически компенсируют протекание тока и избегают теплового разгона.

\$\конечная группа\$

9

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

.

Сколько полевых МОП-транзисторов мы можем безопасно запараллелить в условиях очень высоких токов? У меня были проблемы с моторным приложением на 48В 1600А

Спросил 6 лет, 5 месяцев назад

Изменено 5 месяцев назад

Просмотрено 9к раз

\$\начало группы\$

Я пробовал с некоторыми конфигурациями, в которых было настроено 16+16 МОП-транзисторов по 240 А каждый (на самом деле они ограничены 80-90 А из-за клеммы источника, но я удвоил эту клемму с очень толстым медным проводом для каждой из них). в очень симметричном расположении, 16 МОП-транзисторов в положении транзистора и 16 в конфигурации синхронного выпрямителя, и они все еще, похоже, выходят из строя в некоторых точках, и я не могу понять, как избежать отказа.

Все они были атакованы с помощью IR21094S в качестве драйвера, и каждые 2 транзистора управлялись драйвером MOSFET с тотемным полюсом TC4422. Двигатель представляет собой составной двигатель постоянного тока мощностью 10 кВт, который имеет номинал 200 А и, вероятно, потребляет 1600 А при запуске. Индуктивность вроде бы 50 мкГн, скорость нарастания тока в импульсах = 1 А/мкс при 50 В. Частота выбрана 1 кГц, PWM buck с конфигурацией синхронного выпрямления

Не могу понять почему, даже схема была тщательно сделана, с 4 модуля с симметричным питанием и с отдельными выходными проводами до двигателя, и с независимыми снабберами, и со снаббером двигателя, транзисторы все равно выходят из строя. Схема вроде работает нормально но, через какое-то время, типа десятки минут (температура нормальная, какая-то 45 С) обычно при разгонах, обычно выходят из строя синхронные диоды, а за ними и все транзисторы

Сначала я пытался измерить ток на МОП-транзисторах, используя параллельно небольшой МОП-транзистор (сток-сток, затвор/затвор через стабилитрон, исток малого МОП-транзистора на резистор 22 Ом, а затем на усилитель напряжения для активации защиты от быстрого отключения). цепи), но из-за более быстрого времени коммутации маленький мосфет входил всегда перед основным транзистором, нарушая схему защиты и делая ее непригодной…

Нет прострела, я использовал 2us промежутка через драйвер, я подозреваю только ассиметрию в паразитных индуктивностях. Сколько полевых МОП-транзисторов вы, ребята, успешно запараллелили и в каких условиях?

One of the 8 power modules

All power modules

Some of the drivers

Half of the assembly

All stack, without capacitors

Output signal

Спадающий фронт, выход желтый, питание 48 В синий Питание поддерживается только некоторыми спорадически распределенными керамическими конденсаторами емкостью 100 мкФ и 100 нФ, чтобы избежать возгорания полевого МОП-транзистора из-за неправильного обращения с первоначальными тестами

Нарастающий фронт; видно перерегулирование очень маленькое, всего 5 вольт. транзисторы рассчитаны на 75 В

• МОП-транзистор
• параллельный
• сильноточный

\$\конечная группа\$

10

\$\начало группы\$

На 1600А я ожидаю, что вы подходите к этой проблеме от неправильного выбора коммутационных компонентов. N-FET TO-220, припаянные к медным платам, кажутся недостаточными для этого приложения, а большое количество устройств означает, что вероятность отказа компонентов высока и может иметь каскадный характер.

Для приводов двигателей более подходящими могут быть модульные полевые транзисторы, даже если они значительно дороже в пересчете на единицу.

• Микросеми APTM20AM04FG
• Имеющиеся в наличии Digikey одиночные полевые транзисторы N-FET, рассчитанные на большой ток

Эти модули позволят вам сократить общее количество коммутационных устройств в вашей конструкции и соединить их шиной, а не набором FR4 с медным покрытием.

Даже переход на другой корпус полевого транзистора с выводами/SMD может быть более подходящим и включать меньшее количество компонентов:

• х3ПАК-2 180А STh410N10F7-6
• Д2ПАК7 240А ИРФС3107ТРЛ7ПП
• ТО-247-3 209А ИРФП2907ПБФ
• ТО-247-3 400А IXFх500N075T2
• 24-BESOP 500A MMIX1F520N075T2 (требуется специальный радиатор)

Помните: ваше время чего-то стоит. Перестройка системы каждый раз, когда у вас происходит катастрофический сбой, дорого обходится вам и отдаляет вас от завершения и проверки системы. Лучшие полевые транзисторы могут быть дорогими, но отказ от взрыва десятков из них в N-й раз сэкономит вам компоненты и время.

Для диагностики представленной модели:

Судя по плате драйвера, у вас слишком маленькая удерживающая емкость бутстрапа. 3×100 нФ почти наверняка необходимо дополнить дополнительными 1–10 мкФ, чтобы обеспечить стабильное питание драйвера затвора.

Убедились ли вы в ходе тестирования, что изменение задержки/времени привода затвора от канала к каналу является приемлемым, даже в пределах ваших щедрых 2 мкс мертвого времени? Также возможен переход от модуля к модулю, особенно если драйвер затвора выходит из строя, оставляя полевой транзистор включенным. Кроме того, проверка температуры корпуса во время работы с помощью термопары или ИК-камеры позволит вам убедиться, что детали перегреваются или нет.

Ваше упоминание об «улучшении» опережения транзистора, кажется, не слишком поможет, учитывая номинальные пределы корпуса IRFS7730 246A кремния / 196A. Это также дополнительная работа, необходимая для сборки системы, увеличивающая трудозатраты и потенциальная ненадежность.

Кроме того, ваши восходящие и нисходящие изображения указывают на серьезные проблемы с емкостью байпаса. Вы понижаете напряжение на шине на ~50% ! Вы ДОЛЖНЫ иметь достаточную емкость байпаса в обоих суммарных значениях (вероятнее всего 100+ мкФ) и в номинальном пульсирующем токе (> 100Аскз в установившемся режиме, больше во время запуска) для успешного внедрения вашей системы. Чрезвычайно сильное «затухание» питания может быть одной из причин полного отказа вашей системы. Эти конденсаторы будут дорогими. Детали, подобные этим пленочным конденсаторам, могут быть подходящими, в зависимости от вашего метода изготовления и требований.

Дополнительная ссылка: примечание к приложению Infineon о номинальных токах силовых полупроводников и тепловом расчете

\$\конечная группа\$

14

\$\начало группы\$

Вы можете опубликовать свою схему для получения дополнительной информации, резисторы затвора играют роль в скорости включения/выключения (не только ток, подаваемый тотемным столбом)

1. Напряжение

в топологиях полумоста и полного моста, и одной из причин отказа, по-видимому, являются скачки напряжения. Могут помочь диоды TVS на нижнем боковом переключателе. Таким образом, для системы 24 В используйте MOSFET 75 В, для системы 36 В используйте MOSFET 100 В, а для системы 48 В используйте MOSFET 150 В.

2. Ток

Правильно оценивайте ток ваших мосфетов для установившегося режима и условий перегрузки по току, используйте количество мосфетов, которые могут безопасно работать (температурный предел) выдерживают непрерывную мощность двигателя, а пики управляются самими мосфетами, потому что может легко справиться с перегрузкой по току, например, вам не нужны 16 mosfet Этот МОП-транзистор Infineon имеет номинал 7,5 МОм при 150 В в корпусе до 220. Таким образом, для 200a 8 из них должны работать параллельно при правильном радиаторе. Потери мощности в каждом транзисторе составляют (200/8)x(200/8)x7,5= 4,6 Вт, что вполне реально. а увеличение 25А на транзистор значительно ниже максимального предела проводной связи, что оставляет место для скачков тока.

3. Ограничение тока

Добавление датчика тока, эффекта Холла или шунта 1 мОм с усилителем измерения тока должно работать на ограничение ускорения, замедления и предотвращение состояния перегрузки по току, если вы измеряете ток и управляете ШИМ достаточно быстро (цикл по ограничению тока цикла)

4. Привод затвора и компоновка

Одним из наиболее важных факторов является схема схемы питания и привода затвора, так как вы переключаете большой ток на частоте в несколько килогерц, любая паразитная индуктивность в цепи будет создавать огромные скачки напряжения, особенно на затворе и истоке MOSFET. для 16 mosfet я могу представить длину дорожки или провода драйвера затвора! поищите некоторые примечания к приложению, касающиеся минимизации звона привода ворот Ан-937 и APT0402.

РЕДАКТИРОВАТЬ:

Увидев вашу схему: Я рекомендую:

1- Я БУДУ ПОДТВЕРЖДАТЬ Подробнее о завышении номинального напряжения MOSFET, и я подкреплю свой ответ автомобильными стандартами, которые используют транзисторы 40 В в автомобильных системах 12 В и 75 В для электрических систем грузовиков 24 В. Я думаю причина в сбросе нагрузки и таких скачках. это окажется важным при полевых испытаниях в суровых условиях, а не на вашем испытательном стенде. Таким образом, самое меньшее, что вы можете сделать, это использовать MOSFET IRFP4468PBF (100 В, а не 75 В или 60 В, как у), помните, что система 48 В на самом деле не 48 В, потому что полностью заряженные литиевые или свинцово-кислотные батареи составляют от 55 до 60 В, поэтому вам нужно сохранить некоторый запас.

2- Добавьте резисторы затвора около 3-5 Ом для каждого транзистора (они не замедлят включение). Помните, что 15/3 = 5 А на транзистор, который может зарядить затвор Qg = 500 нКл за: dt = q / I = 100 нс, что более чем достаточно для частоты переключения 20 кГц.

3-схема быстрого выключения не требуется, просто используйте диод Шоттки, антипараллельно резистору затвора, так как TC4422 быстро отключит MOSFET.

4-USE HEATTER HEATINK 4-USE HEATTER HEATINK , я не могу поверить, что вы выталкиваете такое количество тока из MOSFET и просто используете этот крошечный кусочек металла для отвода тепла, особенно если плата работает какое-то время они выходят из строя, это означает, что сбой произошел из-за перегреваться. если у вас есть тепловизор, было бы здорово обнаружить такую ​​концентрацию теплового удара. прикрепите мосфеты к алюминию из медных толстых стержней и при необходимости используйте вентиляторы что-то, что используется в сварочном аппарате

кстати на этом сайте есть посты о том как рассчитать тепловое сопротивление и сколько тепла выделится от транзистора при заданных потерях мощности.

5- извините за ошибку с датчиком тока, я имел в виду, что шунт должен быть 100 мкОм (а не 1 милли). Лучше использовать бесконтактный изолированный датчик Холла вокруг провода, подобного этому. Помните, что двунаправленные датчики тока очень важны в приводе двигателя, потому что вы можете подключить их к проводу двигателя (не перед заземлением), чтобы определять подачу тока и рекуперативный ток во время торможения, чтобы вы могли ограничить оба тока.

\$\конечная группа\$

12

\$\начало группы\$

Мы используем 4 x 100 А (8, включая полевые транзисторы с обратной блокировкой) и прошли проверку на 400 А.

У нас были проблемы с индуктивными выбросами, несмотря на то, что МОП-транзисторы были рассчитаны на пробивную мощность (НЕ ВСЕ МОП-транзисторы рассчитаны на выживание при пробое напряжения). Напряжение пробоя не было сбалансировано, и один полевой МОП-транзистор потреблял большую часть индуктивной мощности при выключении. И напряжение пробоя не увеличивалось с температурой.

В нашем случае мы не превышали номинальный ток в нашем испытании на пробой напряжения, потому что мы могли получить отказ из-за пробоя напряжения, просто используя большую катушку индуктивности. Но в вашем случае у вас может быть сбой пикового тока во время пробоя напряжения, даже если у вас нет теплового сбоя.

Кроме того, неясно, что вы подразумеваете под «с ограничением по регистру из-за исходного терминала». Я лично не использовал MOSFET, где я мог бы увеличить номинальный ток, используя проводник большего размера.

Примечание. Текущая доля МОП-транзисторов естественным образом, Rds увеличивается с увеличением тока.

Другое примечание: Вы должны полностью включить полевые транзисторы. Каждый из них будет иметь разное пороговое напряжение. Это не проблема, если ваше включение происходит быстрее, чем ваш индуктивный разгон.

\$\конечная группа\$

6

\$\начало группы\$

Модули Mosfet — лучший способ. Примером может служить этот от Digikey, который стоит около 28 долларов США (каждый). Я бы не стал пытаться использовать пакет TO220 с вашим проектом. https://www.littelfuse.com/~/media/electronics/datasheets/discrete_mosfets/littelfuse_discrete_mosfets_n-channel_trench_gate_ixfn180n25t_datasheet.pdf.pdf

Модули имеют очень прочные разъемы. Терминалы также могут быть проблемой. Каждое соединение должно быть затянуто и проверено. Проводка должна быть пригодна для работы с импульсным током, поэтому вы ищете надежные кабели для своей работы. Я предлагаю использовать как минимум ИК/лазерный датчик — просто, дешево и достаточно точно.

Даже модулям нужен правильный радиатор — и этим дело не ограничивается. Потребуется либо трубопровод водяного охлаждения, либо принудительное воздушное охлаждение. Статическое охлаждение не работает и не будет работать для вашего приложения.

В таблице данных найдите PD или рассеиваемую мощность полевого транзистора, который вы выберете, а затем снижение номинальных характеристик в Вт/градус Цельсия, и вы увидите, что полевой транзистор, скажем, 900PD и работающий, скажем, при 80°C, не будет 900 Вт. Если вы попытаетесь довести его до 900 Вт, он самоуничтожится задолго до этого. Для переключения питания всегда требуется серьезное решение для охлаждения. SCR высокой мощности используют орошение дистиллированной водой (да, душ! дистиллированная вода не проводит), но ее необходимо фильтровать и проверять на проводимость из-за промывки примесями. У ваших TO220 вообще нет радиаторов, и это одна из причин, по которой они горят.

Параллельные фетиши — это всегда азартная игра. Каждый фет (как уже упоминалось) имеет немного разные характеристики, и это акт жонглирования, чтобы настроить несколько и думать, что все они будут вести себя одинаково. Опять же, как уже упоминалось, датчик температуры, такой как ИК / лазерная пушка, быстро установит, если какой-либо фетр не синхронизирован.

Купите самый большой полевой модуль. Настоятельно рекомендуется не использовать TO220 или любой из 3-контактных транзисторов для большой мощности — в конечном итоге они сгорят. Да, это будет дорого, но пока вы используете правильный радиатор и рассчитываете пониженную рассеиваемую мощность, значительно превышаете размер Vdss, используете очень низкий RdsON, он не взорвется.

Не покупайте полевые манипуляторы только из-за текущей обработки. Рассчитайте потери I2R, примените снижение рассеиваемой мощности и заплатите немного денег за самый большой полевой транзистор, который вы можете найти.

\$\конечная группа\$

3

\$\начало группы\$

Взгляните на эту схему. Она рассчитана на импульс около 800 А с 3 параллельными МОП-транзисторами. Дамп нагрузки/backemf был самой большой проблемой. Для выжигания сброса нагрузки я использовал автомобильные лампы на 12 В. Лампы могут ярко гореть, потребляя около 24 Вт сброса нагрузки. После этого отказы MOSFET исчезли. Имеет обычные резисторы затвора 4,7 Ом с дополнительной емкостной изоляцией для уменьшения индуктивного звона на затворах. https://hackaday.io/project/25741/gallery#b30eef72ef37fe0fc4e83efad00298c8

\$\конечная группа\$

1

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

.

Heat — Слишком сильный нагрев одного из четырех параллельно включенных МОП-транзисторов

\$\начало группы\$

Я делаю проект электронной нагрузки, в котором мне нужно работать с четырьмя полевыми МОП-транзисторами параллельно, работающими в омическом диапазоне (не переключаясь).

У меня хороший радиатор. Кроме того, только один из четырех полевых МОП-транзисторов нагревается до такой степени, что до него невозможно дотронуться, а остальные полевые МОП-транзисторы холодные.

Схема следующая:

Пока нагрузка потребляет 200 мА от тестируемого устройства, этот МОП-транзистор едва нагревается. Но когда я увеличиваю ток, я слышу небольшой щелчок от MOSFET, и он начинает перегреваться.

До того, как был диагностирован дефект МОП-транзистора, я должен сказать, что уже заменил МОП-транзистор на аналогичный. Но проблема та же, она сохраняется, и (опять же) она в одном MOSFET.

Мощные МОП-транзисторы, которые я использую, — это IRF3205. Резисторы мощности 20 Вт 0,5 Ом. Диапазон напряжения, который я хочу протестировать с этой нагрузкой, составляет от 5 В до 12 В, а максимальный ток, который он должен поддерживать, составляет 20 А при любом напряжении.

Какой-то намек?

• МОП-транзистор
• обогрев
• параллельный

\$\конечная группа\$

15

\$\начало группы\$

Для обеспечения балансировки необходимо использовать операционный усилитель для каждого полевого МОП-транзистора. Каждый полевой МОП-транзистор должен иметь независимый чувствительный резистор, питающий собственный операционный усилитель для обратной связи.

Все операционные усилители будут параллельно питаться от отфильтрованного управляющего напряжения ШИМ.

Слишком большая разница между пороговыми напряжениями отдельных устройств, чтобы использовать ваш текущий подход. При управлении ими с общим напряжением на затворе одно устройство может быть плохо проводящим, в то время как другое может иметь сильную проводимость из-за различий в устройствах.

Вот пример с двумя управляющими полевыми МОП-транзисторами, каждый из которых имеет свой собственный токоизмерительный резистор и усилитель обратной связи. Это можно распространить на большее количество устройств для более высоких токов, добавив полевые МОП-транзисторы и операционные усилители.

Примечание. R3–R6 и C1–C2 являются типичными значениями компонентов компенсации, которые могут потребоваться для предотвращения нестабильности из-за большой входной емкости МОП-транзисторов. Они могут потребовать настройки для конкретной конструкции и компонентов.

Помните о трудностях, связанных с работой мощных полевых МОП-транзисторов в линейном режиме, как описано Энди Ака в его ответе. Я рекомендую вам прочитать его ответ и связанные статьи.

^{смоделируйте эту схему — схема создана с помощью CircuitLab}

\$\конечная группа\$

5

\$\начало группы\$

Я делаю проект электронной загрузки, в котором мне нужно работать с четыре полевых МОП-транзистора, работающих параллельно в омическом диапазоне

Нет, они работают в области насыщения и есть большая вероятность, что в этой области у вас будет тепловой разгон; один MOSFET потребляет весь ток нагрузки, а остальные MOSFET практически не проводят ток. Это обычная проблема, которую иногда называют эффектом Спирито.

• Ссылка на вопросы и ответы об эффекте Spirito.

В идеале каждый полевой МОП-транзистор должен управляться собственным операционным усилителем И все МОП-транзисторы должны быть специально выбраны для работы в приложениях с линейным током (насыщение). Большинство «переключающих» МОП-транзисторов обычно выходят из строя.

\$\конечная группа\$

12

\$\начало группы\$

Поскольку уже есть много отзывов о проблеме и идеальном решении (один контур управления для каждого MOSFET), я хотел бы отметить только то, что, учитывая компоненты, которые у вас уже есть, есть решение, которое обеспечивает промежуточное поведение:

Все узлы Vg подключены (чтобы избежать пересечения всех проводов на схеме), а резисторы, обведенные кружками, подключены к контактам истока, чтобы обеспечить некоторую отрицательную обратную связь , чтобы минимизировать несоответствие между МОП-транзисторами и возможной тепловой полосой.

\$\конечная группа\$

1

\$\начало группы\$

Проблема в плохом составлении электрической схемы? Неясно, какие пересекающиеся провода должны быть подключены, а какие нет.

Как уже упоминалось, если вы соедините все источники вместе, то полевой МОП-транзистор с наименьшим сопротивлением будет отдавать наибольший ток. Он станет горячее, что еще сильнее понизит его сопротивление, и произойдет тепловой разгон.

Если вы отключите все источники друг от друга, то каждый полевой МОП-транзистор питает одну пару резисторов, и ток равномерно распределяется между ними.

\$\конечная группа\$

1

\$\начало группы\$

LM358, работающий от 5 В, никоим образом не может быть использован в качестве драйвера затвора для IRF3205. Эти МОП-транзисторы имеют пороговое напряжение затвора в диапазоне от 2 В до 4 В. LM358 не будет управлять 4 В, особенно с понижением напряжения.

Насколько нам известно, вы, вероятно, даже не включаете некоторые из этих мосфетов. Тот, который вы получили, имеет самое низкое пороговое напряжение затвора.

Вы можете попробовать подать постоянный заряд на затвор, чтобы выровнять пороговые напряжения. Для этого требуется нестандартная часть снаряжения, но не слишком сложная. Любые такие манипуляции требуют обширной характеристики устройства, чтобы гарантировать их надежность в долгосрочной перспективе. Гораздо проще просто контролировать ток на каждом мосфете отдельно или даже использовать аналоговый множитель, чтобы сохранить рассеивание на каждом мосфете одинаковое. Быстрый ШИМ, управляемый одной переменной (например, V_DS), может использоваться для прерывания другой переменной (например, I_DS) для получения умножения без дорогостоящих прецизионных множителей.