Параллельное соединение биполярных транзисторов

Страницы 1 2 3 Вперед. Есть ли смысл отказаться от параллельных выходных тр-ров планируется мощность до 70Вт и Тошибовские транзисторы. Если нет смысла — то что они дают при хороших буржуинских транзисторах? Параллельное включение вых.

Поиск данных по Вашему запросу:

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.

Содержание:

• Увеличение мощности стабилизированных источников
• Параллельное включение транзисторных ГВВ.
• Параллельное включение силовых транзисторов
• Составные транзисторы. Схемы включения.
• 1. Транзистор.
• Параллельное включение транзисторов

ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: УСИЛИТЕЛЬ НА ПАРАЛЛЕЛЬНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Увеличение мощности стабилизированных источников

Добавить в избранное. Ру — Все права защищены. Публикации схем являются собственностью автора. Схема модернизации усилителя Lanzar RKC. Категория: Усилители От оригинальной схемы данный усилитель отличается и элементной базой и режимами работы элементов в усилителе, что позволило не только значительно увеличить выходную мощность, а так же снизить THD.

Принципиальная схема усилителя приведена на рисунке 1, краткие технические характеристики сведены в таблицу. Сразу следует оговориться, что собственный коэффициент усиления довольно высок 31 дБ и при желании снизить уровень THD необходимо увеличить номинал резистора R9 до Ом. В этом случае собственный коэффициент усиления будет составлять 26 дБ, поскольку соотношение номиналов резисторов R9-R14 как раз определяет собственный коэффициент усиления усилителя.

Схемотехника усилителя практически полностью симметрична, что позволяет добиться минимальных искажений и довольно высокой термостабильности. Сигнал с источника звукового сигнала подается на составной проходной конденсатор С1-С3. Подобное решение о выполнении проходного конденсатора вызвано тем, что электролитические конденсаторы при приложении обратной полярности имеют токи утечки.

В данном же случае два последовательно соединенных конденсатора С2-С3 позволяют полностью избавиться от этого эффекта. Кроме этого электролитические конденсаторы на частотах свыше 10 кГц уже довольно сильно увеличивают свое реактивное сопротивление и конденсатор С1 компенсирует этот уход параметров.

Далее установлен RC фильтр R2-C8, который помогает избавиться от импульсных и СВЧ помех, наводимых в соединительных сигнальных проводах. Далее сигнал входной переменный сигнал разделяется на два, практически идентичных, усилительных тракта — для положительной и отрицательной полуволн. После дифференциального усилителя на транзисторах TV1, VT3 VT2, VT4 сигнал поступает на усилительный каскад на транзисторе включенным по схеме с общим эмиттером VT5 и VT6 и уже окончательно приобретает необходимую амплитуду.

По сути усиление входного сигнала уже закончено — он уже приобрел достаточно большую амплитуду и осталось лишь усилить сигнал по току, для чего используются обычно эмиттерные повторители из мощных транзисторов. Однако токи баз мощных транзисторов имеют достаточно большие величины и без промежуточного повторителя подавать сигнал означает получить огромные нелинейные искажения.

Назначение этого каскада по возможности разгрузить предыдущий каскад, нагрузочная способность которого не велика. Однако снижается и общее КПД усилителя — при одном и том же напряжении питания усилитель с полевыми транзисторами выдаст меньше мощности не искаженного киплингом сигнала ограничение выходного сигнала сверху и снизу , чем полностью биполярный вариант. Так же было бы не справедливым умолчать и тот факт, что на слух эти усилители несколько отличаются, хотя и приборы этого не фиксируют, но все же звуковой окрас у каждого варианта свой, поэтому рекомендовать использовать именно полностью биполярный вариант или же с полевыми транзисторами было бы глупо — на вкус и цвет После предварительного усилителя тока, нагруженного на резистор R22 нагрузка этого каскада не привязана ни к общему проводу, ни к нагрузке, то есть является плавающей нагрузкой, что позволяет минимально изменяться току протекающему через этот каскад и ведет к дополнительному снижению THD и уже подается на базу оконечного каскада.

В данном варианте используется по два транзистора включенных параллельно. Однако количество этих транзисторов может быть уменьшено при необходимости создания усилителя мощность до Вт и увеличено до трех пар, при необходимости сборки усилителя на Вт.

Параллельное включение оконечных транзисторов позволяет получить большую суммарную мощность, но следует обратить внимание на некоторые особенности такого решения.

Транзисторы включенные в параллель должны быть не только одного типа, но и еще одной партии, то есть выпущены за одну смену изготовления на заводе изготовителе. Другими словами — транзисторы для оконечного каскада следует покупать в одном месте и сразу все необходимое количество. Так же следует обратить внимание на маркировку транзисторов — на транзисторах действительно фирмы Toshiba маркировка выполнена лазером, то есть имеет охристый оттенок надписи и ее не очень хорошо видно.

Шрифт надписей имеет некоторые особенности некоторые буквы и цифры разрезаны рисунок 2. Ну и наконец — в данном случае надпись и значок овала, расположенный чуть левее этих цифр, есть номер партии, следовательно у всех транзисторов включенных в параллель должна быть такая же маркировка и такие же цифры и знаки. Кстати вместо овала может быть буква, цифра или цифра с буквой.

Подбор же параметров между транзисторами n-p-n и р-n-р структур желателен, но совсем не обязателен — как правило используя качественную комплектацию подобный разброс компенсируется действием отрицательной обратной связи.

На рисунке 3 приведен чертеж печатной платы усилителя, вид со стороны дорожек, размер платы х88 мм , на рисунке 4-расположение деталей и схема подключения вид со стороны деталей.

Номиналы резисторов R3, R6 зависят от используемого напряжения питания и могут колебаться от 1,8 кОм до 3 кОм. Индуктивность L1 мотается на оправке диаметром 10 мм и содержит 10 витков провода диаметром 1, Ток покоя оконечного каскада должен быть в пределах от 30 до 60 мА — регулировка производится подстроенным резистором R Выше поднимать не надо — при прогреве усилителя внутри корпуса возможно возникновение подвозбудов, то есть возбуждение усилителя на верхушках синусоиды.

На слух это не ощутимо, однако вызывает дополнительный нагрев оконечного каскада. Ток покоя выставляют перед первым включением минимальным движок подстроенного резистора ставится в верхнее по схеме положение. После включения выставляется необходимый ток покоя и после прогрева усилителя примерно Транзисторы оконечного и предпоследнего каскадов крепятся на общий теплоотвод вместе с транзистором термокомпенсации VT7 через теплопроводящие прокладки слюду.

На транзисторы VT5, VT6 так же необходимо установить теплоотвод, который можно изготовить из листового алюминия толщиной Установить этот теплоотвод можно сразу на оба транзистора, то есть транзисторы зажимаются между алюминиевыми пластинами винтом, который вставляется в отверстие как раз между транзисторами. Рейтинг схемы: 1 2 3 4 5.

Параллельное включение транзисторных ГВВ.

Силовая электроника для любителей и профессионалов — Семенов Б. Семенов Б. Силовая электроника для любителей и профессионалов — М. ISBN Скачать прямая ссылка : silovayaelektronikadlyalubiprof Рост температуры полевого транзистора при подаче на него напряжения приведет, согласно закону Ома, к увеличению сопротивления открытого транзистора и, соответственно, к уменьшению тока. Поведение биполярного транзистора более сложно, повышение его температуры ведет к увеличению тока.

Рассматриваются особенности работы параллельного соединения дискретных биполярных транзисторов с изолированным затвором IGBT для .

Параллельное включение силовых транзисторов

Костанайский государственный университет им. Байтурсынова, Казахстан. Мощные полевые транзисторы и их использование в импульсной технике. Полевые транзисторы сегодня широко используются во всех областях электронной техники: в усилителях, передающих устройствах, приемниках, аналоговых и цифровых микросхемах. Создано много разновидностей полевых транзисторов, разработана теоретическая расчетная база. Биполярный транзистор — токовый прибор. То есть управление им осуществляется при помощи тока, подаваемого в базу. Полевой транзистор внешне очень похож на транзистор биполярный.

Составные транзисторы. Схемы включения.

Параллельное включение транзисторов не только повышает мощность ключа, но и уменьшает тепловое сопротивление переход — корпус и тепловые потери, что способствует миниатюризации коммутаторов. Параллельное включение транзисторов , кроме увеличения мощности устройства, позволяет уменьшить коллекторный ток и мощность рассеяния каждого транзистора и соответственно повысить усиление по мощности каждого каскада и облегчить режим работы транзисторов. Параллельное включение транзисторов является основным методом увеличения выходной мощности усилителей. Оно может быть использовано также для облегчения режима транзисторов. Параллельное включение транзисторов может быть использовано не только для увеличения максимального тока нагрузки.

Создана: 28 Октября Вск Раздел: «Радио и электроника» Сообщений в теме: 38, просмотров:

1. Транзистор.

Вопросы на тему использования силовых транзисторов в параллельном включении появляются все чаще и чаще. Причем вопросы относятся как и к автомобильным преобразователям, так и к сетевым. Лень меня одолела и я решил ответить сразу на все вопросы в один заход, чтобы больше на эту тему не отвлекаться. Там в каждом плече выхода Вольт стоят 6 транзисторов. В общем их всего 12шт. Часть накрыльсь.

Параллельное включение транзисторов

Войдите , пожалуйста. Хабр Geektimes Тостер Мой круг Фрилансим. Мегапосты: Криминальный квест HR-истории Путешествия гика. Войти Регистрация. Биполярные транзисторы. For dummies Электроника для начинающих Предисловие Поскольку тема транзисторов весьма и весьма обширна, то посвященных им статей будет две: отдельно о биполярных и отдельно о полевых транзисторах. Транзистор, как и диод, основан на явлении p-n перехода.

Параллельное включение транзисторов. Современные транзисторы Схема последовательного соединения транзисторов.

Сейчас этот форум просматривают: Google [Bot] и гости: 3. Предыдущее посещение: менее минуты назад Текущее время: 12 окт , Добавлено: 02 фев ,

Рассмотрим несколько способов увеличения выходной мощности существующих источников. Первое, что вообще приходит на ум, — параллельное включение мощных транзисторов. В линейном стабилизаторе это относилось бы к проходным транзисторам или, в некоторых случаях, к параллельным стабилизирующим транзисторам.

Такое условие практически не реализуемо из-за относительно больших разбросов в характеристиках биполярных транзисторов.

При параллельном включении двух транзисторов максимальный суммарный ток

Форум Новые сообщения. Что нового Новые сообщения Недавняя активность. Вход Регистрация. Что нового. Новые сообщения.

Данное изобретение относится к области электронных переключателей, в частности к переключающему устройству с последовательным соединением полевых транзисторов с управляющим p-n переходом ПТУП-транзисторы согласно ограничительной части п. Силовые переключатели или переключающие устройства, обеспечивающие переключение при высоких рабочих напряжениях, могут быть реализованы в силовых электронных схемах посредством каскадно или последовательно соединенных транзисторов. К примеру, в патентных документах US 6,, и DE 26 А1 в качестве таких переключающих устройств описана каскодная схема, при этом устройства основаны на специальной схеме из МОП-транзистора М и по меньшей мере одного ПТУП-транзистора J 1 см.

Как подключить параллельно транзисторы

Регистрация Вход. Ответы Mail. Вопросы — лидеры Решите задачу по физике 1 ставка. Какая польза народному хозяйству от астрономии и теории эволюции? Независимые ученые узнали, что Человечество не вызвало Глобального Потепления. А Кто вызвал?

Поиск данных по Вашему запросу:

Как подключить параллельно транзисторы

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.

Содержание:

• Параллельное включение силовых транзисторов
• Please turn JavaScript on and reload the page.
• Параллельное включение IGBT транзисторов
• Параллельное включение IGBT транзисторов
• МОП-структура
• Параллельное включение транзисторов
• ВРемонт. su — ремонт фото видео аппаратуры, бытовой техники, обзор и анализ рынка сферы услуг
• Параллельное и последовательное соединение источников питания Nextys

ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Урок №3. Параллельное и последовательное подключение

Параллельное включение силовых транзисторов

Alan Ball, ON Semiconductor. С ростом мощности силового оборудования повышаются требования к электронике управления высоковольтной и сильноточной нагрузкой. В мощных импульсных преобразователях, где элементы работают одновременно с высокими уровнями напряжений и токов, зачастую требуется параллельное соединение силовых ключей, таких, например, как IGBT транзисторы, хорошо работающие в подобных схемах. Существует множество нюансов, которые необходимо учитывать при параллельном включении двух и более IGBT.

Один из них — соединение затворов транзисторов. Затворы параллельных IGBT могут подключаться к драйверу через общий резистор, отдельные резисторы или комбинацию общего и отдельных сопротивлений Рисунок 1.

Большинство специалистов сходится во мнении, что обязательно нужно использовать отдельные резисторы. Однако существуют веские доводы в пользу схемы с общим резистором.

В первую очередь при расчете схемы с параллельными IGBT нужно определить максимальный ток управления транзисторами. Если выбранный драйвер не может обеспечить суммарный базовый ток нескольких IGBT, придется ставить отдельный драйвер на каждый транзистор. В этом случае индивидуальный резистор будет у каждого IGBT. Быстродействия большинства драйверов достаточно, чтобы обеспечить интервал между импульсами включения и выключения в несколько десятков наносекунд.

Это время вполне соразмерно с временем переключения IGBT, составляющим сотни наносекунд. При использовании одного драйвера предметом обсуждения может быть конфигурация резисторов в цепях затворов.

Недостатком схемы с отдельными резисторами Рисунок 1а является возможность увеличения разброса времени переключения вследствие того, что управляющие напряжения затворов не будут отслеживать выходные сигналы драйвера. Даже если импульсы управления, подающиеся на резисторы с драйвера, будут абсолютно идентичны, различия в зарядах затворов в совокупности с сопротивлениями затворов и импеденсами проводников печатной платы приведут к несовпадению времен нарастания, спада и задержки сигналов на затворах IGBT.

Тем не менее, многие выступают в защиту индивидуальных резисторов, поскольку последние минимизируют вероятность возникновения паразитной генерации между IGBT. Причиной генерации может стать паразитная индуктивность платы обычно в цепи эмиттера в сочетании с емкостью затвора и усилением транзисторов. Минимизация индуктивности в цепи эмиттера играет важную роль в предотвращении паразитной генерации. Общий резистор Рисунок 1б гарантирует, что потенциалы затворов обоих IGBT в любой момент времени будет практически одинаковыми, имея лишь незначительный разброс, обусловленный вариациями паразитных импедансов платы.

При переходных процессах это может уменьшить различие в уровнях потерь и способствовать более равномерному распределению тока между транзисторами. С точки зрения режима по постоянному току не имеет значения, используются ли отдельные резисторы или один общий, поскольку, в конечном счете, затворы всех IGBT заряжаются до напряжения смещения.

Аргументы в пользу общего резистора можно найти и в других источниках, но приводимые там рекомендации нельзя использовать как общие указания в случае с отдельными резисторами в цепях затворов.

Их потери при включении составляли 1. Транзисторы рассчитаны на рабочее напряжение В и ток 40 А. При использовании одного общего драйвера с отдельными омными резисторами, наблюдалось ярко выраженное несовпадение кривых тока в момент выключения из-за несоответствия скоростей переключения, неравенства порогов, крутизны и зарядов затворов двух приборов.

Замена двух резисторов одним общим с сопротивлением 11 Ом в любой момент времени уравнивает потенциалы на затворах обоих IGBT. В такой конфигурации существенно уменьшается перекос токов в момент выключения. С точки зрения рассогласования по постоянному току конфигурация резисторов значения не имеет. Поскольку до разработки и сборки реального прототипа определить, возникнет ли между приборами паразитная генерация, невозможно, рекомендуется использовать комбинированную схему включения резисторов в цепях затворов Рисунок 1в.

Комбинированная схема обеспечивает гибкость подбора сопротивлений резисторов, основанную на учете паразитных импедансов реальной схемы. Если в схеме с общим резистором наблюдается генерация, активную часть полного сопротивления цепи затвора можно разделить на отдельный и общий компонент. Для получения оптимальных характеристик сопротивления индивидуальных резисторов должны, насколько возможно, превышать значение сопротивления затвора, но оставаться в пределах, при которых исключается риск возникновения генерации.

Эта схема легко может быть приведена в соответствие с конкретными условиями эксплуатации и использоваться в качестве самостоятельного функционального блока. Оптимизация параметров мощных схем с параллельным включением силовых ключей позволяет повысить надежность устройства и улучшить его рабочие характеристики. Рассмотренные в статье схемы управления затворами IGBT — один из факторов повышения эффективности мощных коммутационных узлов преобразовательной техники.

Перевод: Антон Юрьев по заказу РадиоЛоцман. Питание Проф. Генераторы Игры Измерения Инстр. Сотовая связь Спутник.

ТВ Телефон Теория Ук. Кухонная тех-ка Оргтехника Связь Техн. Крупнейшее в Китае предприятие по производству прототипов печатных плат, более , клиентов и более 10, онлайн-заказов ежедневно. Хотите получать уведомления о выходе новых материалов на сайте?

Подпишитесь на рассылку! Для комментирования материалов с сайта и получения полного доступа к нашему форуму Вам необходимо зарегистрироваться. Публикации по теме. Измерения Микроконтроллеры Силовая Электроника Электронные компоненты. Политика конфиденциальности en Изменить настройки конфиденциальности.

Please turn JavaScript on and reload the page.

Alan Ball, ON Semiconductor. С ростом мощности силового оборудования повышаются требования к электронике управления высоковольтной и сильноточной нагрузкой. В мощных импульсных преобразователях, где элементы работают одновременно с высокими уровнями напряжений и токов, зачастую требуется параллельное соединение силовых ключей, таких, например, как IGBT транзисторы, хорошо работающие в подобных схемах. Существует множество нюансов, которые необходимо учитывать при параллельном включении двух и более IGBT.

происходить выравнивание токов в параллельно включенных диодах. Индуктивные .. Паразитный транзистор фактически параллельно подключен к.

Параллельное включение IGBT транзисторов

Он спрашивал, как подключить два прибора с транзисторным выходом на один вход контроллера. В результате получился ответ, достойный того, чтобы оформить его в статью. Эта статья перекликается с другой моей статьёй — про подключение датчиков с транзисторным выходом. Александр, добрый день! Задача стоит следующая: на одном рабочем месте два ионизатора включаются по сигналу оптического датчика через реле. К ним же через реле подается воздух с пневмораспределителя. C одним PNP транзистором проблем бы не было. Необходимые схемы и мануалы прилагаю. Входы контроллера, на один из которых приходит сигнал с двух выходов.

Параллельное включение IGBT транзисторов

Статья посвящена проблеме увеличения мощности преобразования за счет параллельного и последовательного соединения силовых ключей и инверторных ячеек. Более сложной проблемой является обеспечение надежной работы мощных ключей при их последовательном соединении. Этот вопрос будет рассмотрен во второй части статьи. На рис.

Есть транзисторы КТ Нужно их включить параллельно для увеличение мощности качера.

МОП-структура

Спутниковый ресивер Digiraum DRE работает только параллельно с другим ресивером Помогите пожалуйста, ДРЕ работает только в параллели с другим ресивером, сам пишет нет сигнала И если Для упрощения Подключение светодиода обоими выводами к микроконтроллеру Подключение светодиода обоими выводами к микроконтроллеру возможно?? Подключение амперметра к двум параллельно соединённым конденсаторам В эл. Подключение по RDP с другим портом Буду краток.

Параллельное включение транзисторов

Костанайский государственный университет им. Байтурсынова, Казахстан. Мощные полевые транзисторы и их использование в импульсной технике. Полевые транзисторы сегодня широко используются во всех областях электронной техники: в усилителях, передающих устройствах, приемниках, аналоговых и цифровых микросхемах. Создано много разновидностей полевых транзисторов, разработана теоретическая расчетная база.

Есть транзисторы КТ Нужно их включить параллельно для увеличение мощности качера. Как это сделать? Ставить ли.

ВРемонт.su — ремонт фото видео аппаратуры, бытовой техники, обзор и анализ рынка сферы услуг

Как подключить параллельно транзисторы

Зависимость параметров транзисторов от температуры, электрического режима и частоты, наличие технологического разброса параметров накладывают специфические требования на расчет и принципы построения схем на транзисторах, обеспечивающих высокую надежность в эксплуатационных условиях. Выбор типа транзистора определяется характером радиоэлектронной схемы, а также требованиями к ее выходным электрическим параметрам и эксплуатационным режимам. Поэтому для получения заданного усиления при низких температурах используется больше транзисторов.

Параллельное и последовательное соединение источников питания Nextys

В отличие от биполярных транзисторов , которые управляются током, транзисторы с изолированным затвором управляются напряжением, так как, по причине изолированного управляющего электрода затвора такие транзисторы обладают очень высоким входным сопротивлением. Встречаются МОП-транзисторы с собственным или встроенным англ. Встроенный канал означает, что при нулевом напряжении затвор-исток канал транзистора открыт то есть проводит ток ; для закрытия канала нужно приложить к затвору напряжение определённой полярности. Канал приборов с индуцированным каналом закрыт не проводит ток при нулевом напряжении затвор-исток; для открытия канала нужно приложить к затвору напряжение определённой полярности. В цифровой и силовой технике обычно применяются транзисторы только с индуцированным каналом.

Транзисторы как силовые элементы многих радиоэлектронных устройств для нормальной работы должны выполнять следующие функции:.

Последовательное соединение — это соединение двух или более резисторов в форме цепи, в которой каждый отдельный резистор соединяется с другим отдельным резистором только в одной точке. При таком соединении, через все резисторы проходит один и тот же электрический ток. Следовательно, при последовательном соединении резисторов их общее сопротивление увеличивается, и оно равно сумме всех сопротивлений. Напряжение при последовательном соединении распределяется на каждый резистор согласно закону Ома:. Параллельное соединение — это соединение, при котором резисторы соединяются между собой обоими контактами.

Тема раздела Курилка в категории Закуток ; Доброго дня! Подскажите, плз, мосфеты можно подключать параллельно? Один не справился с током, а более мощный — пока не хочу,

Особенности параллельного соединения модулей IGBT

Параллельная работа ключей в импульсных режимах создает массу проблем, главной из которых является необходимость статической и динамической токовой балансировки. В данной статье рассматривается один из основных аспектов параллельного соединения, касающийся симметрии характеристик проводимости IGBT-транзисторов и антипараллельных диодов.

Параллельное соединение силовых ключей является основным способом наращивания мощности электронных модулей и преобразователей. В современной силовой электронике это в первую очередь относится к транзисторам с изолированным управляющим затвором — MOSFET и IGBT. Даже одиночный кристалл содержит множество параллельно соединенных ячеек затворов. Практически любой модуль с изолированным затвором и с достаточно высоким током коллектора (более 500 А) представляет собой параллельное соединение силовых чипов, выполненное внутри корпуса модуля. Дальнейшее наращивание мощности достигается с помощью соединения силовых модулей.

Невозможно до бесконечности увеличивать площадь кристалла или повышать плотность тока — при этом неизбежно сокращается выход годных при производстве и становится невозможным эффективный отвод тепла с единицы площади. Разработчики силовых кристаллов постоянно совершенствуют технологии, стремясь к снижению потерь и увеличению допустимой токовой нагрузки. Однако все имеет свои физические ограничения, и на сегодняшний момент классические технологии производства MOSFET/IGBT близки к пределу возможностей по уменьшению уровня потерь проводимости и переключения.

Основной трудностью параллельного соединения является невозможность производства чипов с полностью идентичными характеристиками. Источником проблем в динамических режимах является также неизбежная асимметрия геометрии подключения, вызывающая разницу в распределенных паразитных индуктивностях проводников. Такая разница в худшем случае может привести к критической перегрузке одного из кристаллов, что особенно сильно проявляется в наиболее напряженном динамическом режиме — коротком замыкании (КЗ) и последующем отключении. В аварийных режимах схема защиты производит отключение силовых ключей при токах, в 5–10 раз превышающих номинальные значения. Уровень перенапряжения, воздействующего при этом на кристалл и определяемого как dU = L_S dI_sc/dt (L_S — индуктивность шины, dI_sc/dt — скорость отключения тока КЗ), может превысить напряжение пробоя. При параллельном включении топология силовых шин внутри и вне модуля должна не только обеспечивать минимальное значение L_S, распределенные индуктивности должны быть одинаковы во всех параллельных цепях. Требование симметрии подключения касается и цепей управления затворами, где разность в значении индуктивности цепей приводит к различным задержкам включения-выключения транзистора.

Наиболее сложным решением проблемы рассогласования характеристик является предварительный подбор кристаллов или модулей по их характеристикам, основными из которых являются напряжение насыщения и время переключения. Выбор диодов с одинаковой группой напряжения насыщения V_F не представляет особой сложности, однако практически неосуществимо достижение у параллельных элементов идентичных динамических характеристик — времени переключения и энергии обратного восстановления. Более серьезным аргументом против подбора чипов по параметрам является сложность подобной селекции в условиях серийного промышленного производства.

В данной статье мы рассмотрим проблемы выравнивания статических характеристик транзисторов IGBT и антипараллельных диодов на примере стандартного полумостового модуля SEMIKRON SKM100GB123D, производимого по технологии NPT (Non Punch Through). К особенностям данной технологии относится положительный температурный коэффициент напряжения насыщения, обеспечивающий автоматическое выравнивание статических токов параллельных транзисторов. Наибольшие трудности связаны с выравниванием токов антипараллельных диодов, температурный коэффициент прямого напряжения которых отрицателен.

Следует отметить, что проблема небаланса статических режимов при параллельном соединении значительно упростилась после разработки компанией SEMIKRON новой серии антипараллельных диодов CAL HD [3], имеющих положительный температурный коэффициент напряжения насыщения при номинальных токах. Однако эти диоды имеют несколько худшие динамические характеристики, и они используются только в низкочастотных модулях IGBT, выполненных по технологии Trench FS.

Для обоих рассматриваемых кристаллов мы проведем анализ «наихудшего случая», при котором статический небаланс максимален, поскольку используются элементы с максимальным (USL — upper specification limit) и минимальным (LSL — lower specification limit) справочным значением напряжения насыщения. Для математического анализа такого варианта необходимо выразить прямое падение напряжения как функцию температуры и тока. Данная функция должна содержать нормирующий коэффициент, который позволит проанализировать дисбаланс токов при минимальном, среднем и максимальном рассогласовании параметров. На рис. 1а показано семейство прямых характеристик антипараллельных диодов модуля SKM100GB123D. Ситуация «наихудшего случая» соответствует параллельному соединению модуля с диодом, имеющим минимально возможное значение прямого напряжения, и одного или нескольких модулей, у которых падение напряжения на диодах имеет максимально возможное значение.

Рис. 1. а) прямые характеристики кристаллов диодов SKCD 61 C120I (антипараллельный диод модуля SKM100GB123D), b) анализ «наихудшего случая» токового небаланса при параллельном соединении модулей

Предположим также, что отсутствует тепловая связь между параллельно включенными модулями и тепловое сопротивление «кристалл — корпус» для кристаллов IGBT и диода соответствует максимальным справочным значениям: 0,18 и 0,5 °С/Вт соответственно. Расчеты производятся при фиксированной температуре радиатора 85 °С, соответствующей номинальному режиму эксплуатации в большинстве реальных применений.

Указанные положения позволяют проанализировать воздействие, оказываемое разностью прямых характеристик диодов на температуру кристаллов и значение токового небаланса. В качестве исходных данных для расчета задаются токи каждого чипа и температура кристаллов диодов, имеющих максимальное предельное значение напряжения насыщения. Далее значение прямого напряжения рассчитывается как функция температуры и тока. На основании полученных результатов можно вычислить величину потерь и скорректировать значение температуры с помощью тепловых моделей кристаллов. Разница между предполагаемой и рассчитанной температурой минимизируется с помощью вариации значения токов кристаллов каждой параллельной цепи, при этом нулевая разница в падении напряжения на параллельных диодах является граничным условием. Данные расчеты легко реализуются с помощью вычислительных средств программы MS Excel.

Результаты проведенного анализа для условия параллельного соединения до 20 модулей и «целевом» токе модуля 75 А показаны на рис. 1б. Вариант единичного модуля (n = 1) соответствует образцу с характеристиками USL («наихудший случай» без параллельного соединения). На рисунке приведены значения токов и температуры кристаллов для модулей с предельными прямыми характеристиками (LSL и USL). При n = 2 ток в цепи транзистора LSL уже превышает 90 А и продолжает увеличиваться до 103 А, при этом ток в цепи USL, начинающийся со значения 60 А, возрастает до 73,5 А для случая 20 параллельно соединенных кристаллов. Температура чипа LSL составляет 138 °С для n = 2 и 152 °С для n = 20, а в цепи чипа USL соответствующее значение остается ниже 133 °С.

Полученные значения позволяют проанализировать состояние «наихудшего случая» по небалансу токов и температур как функции количества параллельных чипов. Для этого необходимо заменить модель диода, отображающую прямое напряжение, на его тепловую модель и задать «целевое» значение тока (в нашем случае 50 А). Результаты такого анализа показаны на рис. 2.

Рис. 2. Анализ небаланса токов (I) и температур (T_j) как функции количества параллельных кристаллов

Графики показывают, что разброс прямого напряжения параллельно соединенных диодов приводит к более серьезным последствиям, чем несимметрия характеристик проводимости IGBT. При соединении параллельно двух модулей ток в цепи LSL (75 А) оказывается на 50% больше тока одиночного модуля с предельными характеристиками. Ситуация ухудшается по мере увеличения количества параллельно соединенных модулей и при n = 20 ток «наихудшего случая» может превысить номинальное значение в 2,25 раза.

Результатом небаланса токов являются критические тепловые режимы работы кристаллов. Температура, составляющая 145 °С для чипа LSL в случае двух параллельно соединенных кристаллов, при n = 20 может увеличиться до 190 °С. Данный эффект для диодов является более выраженным, чем для IGBT, из-за разности температурных коэффициентов прямого напряжения. В отличие от диода, для которого тепловой коэффициент V_F отрицателен, положительный температурный коэффициент напряжения насыщения IGBT приводит к более равномерному распределению токов с ростом температуры.

Как показывает проведенный анализ, «прямое» параллельное соединение модулей без подбора параметров может оказаться серьезной проблемой. Напомним, что все расчеты были основаны на предположении, что в одной комбинации могут встретиться элементы с предельными справочными характеристиками.

Несмотря на все приведенные рассуждения, на практике встречаются нормально работающие изделия, где параллельно включены 20 и более модулей. Причину их успешной работы может объяснить статистический анализ. Проводя исследования «наихудшего случая», мы рассматривали только комбинации элементов с предельными характеристиками проводимости. Естественно, что данные характеристики у реальных диодов и транзисторов должны подчиняться определенному закону распределения. На рис. 3а показаны результаты статистического анализа напряжения насыщения кристаллов SIG C 121 T 120 R2C (входящих в рассматриваемый модуль IGBT) при токе 75 А, выполненного компанией Infineon на основе анализа характеристик 236 тыс. чипов (Empirical). Граничные справочные значения V_CE показаны на рисунке в виде вертикальных красных прямых LSL и USL. На график также нанесена кривая, соответствующая нормальному закону распределения (Normal). На основании статистического анализа произведен расчет вероятности наступления «наихудшего случая» в зависимости от количества параллельных чипов (рис. 3b). Как видно из графика, вероятность появления критических режимов при параллельном соединении реальных кристаллов IGBT довольно низка, а вероятность нахождения в выборке кристалла с предельными характеристиками пренебрежимо мала: только один из 10¹² чипов имеет характеристики в области USL. Вероятность появления комбинации из одного LSL и девяти USL чипов не превышает 10–100 ppm (ppm — parts per million, 1/10⁶).

Рис. 3. а) статистический анализ IGBT по группе V_CE, b) вероятность наступления «наихудшего случая», рассчитанная на основе статистического анализа

Все сказанное выше в достаточной мере относится и к кристаллам диодов. На рис. 4а приведены результаты статистического анализа характеристик проводимости, выполненного SEMIKRON на основе измерения параметров 125 тыс. чипов диодов SKCD 61 C 120I. График, отображающий вероятность наступления «наихудшего случая» (рис. 4b), достаточно близок к кривой, показанной на рис. 3b. Вероятность наступления критического состояния быстро падает с ростом количества элементов в комбинации.

Рис. 4. а) статистический анализ диодов по группе V_f, b) вероятность наступления «наихудшего случая», рассчитанная на основе статистического анализа

Как было показано выше, анализ режима «наихудшего случая» для элементов с предельными характеристиками показывает, что параллельное соединение без подбора параметров в ряде случаев может приводить к фатальным последствиям. Однако вероятность наступления подобных состояний при использовании реальных кристаллов и модулей оказывается чрезвычайно низкой. Более реалистичные прогнозы можно сделать, если за точку отсчета взять вероятность наступления «наихудшего случая», равную 1 ppm для комбинации параллельных кристаллов. На основе известных кривых распределения значений потерь проводимости можно определить пределы, внутри которых расчеты обладают высокой степенью вероятности: LCL (Lower Calculation Limit) и UCL (Upper Calculation Limit). Для нормального распределения данные пределы расположены симметрично относительно значения математического ожидания x_m (x_m – LCL = UCL – x_m).

Предлагаемая методика иллюстрируется графиками, приведенными на рис. 5. Поскольку вероятность «наихудшего случая» резко снижается при увеличении количества параллельно соединенных чипов, соответственно, пределы LCL, UCL должны сближаться по направлению к x_m для обеспечения заданного значения вероятности. Дисбаланс параметров, создаваемый комбинацией чипов, характеристики которых находятся за пределами LCL и UCL, также может быть определен с помощью предлагаемой методики.

Рис. 5. Плотность вероятности по прямой характеристике диода

На рис. 6 показаны результаты расчетов: дисбаланс токов и температур в зависимости от количества параллельных чипов при постоянном значении вероятности 1 ppm. Если выбирать кристаллы так, чтобы вероятность «наихудшего случая» была равна 1 ppm для каждой комбинации, то максимальный разбаланс для IGBT при «целевом» токе 75 А достигается при n = 2. При этом ток коллектора достигает значения 87 А. Данный разброс токов вызывает соответствующий дисбаланс температур с максимальным значением 132 °С. Это значение всего на 2 °С превышает перегрев одиночного чипа, имеющего максимально возможные потери проводимости. Как показывает рис. 6а, при увеличении количества параллельных чипов дисбаланс уменьшается, а при n = 20 практически исчезает.

Рис. 6. Результаты статистического анализа при фиксированной вероятности 1 ppm в функции от количества параллельных кристаллов для IGBT (a) и диодов (b)

Еще более интересные результаты в аналогичной ситуации дает статистический анализ для диодов модуля, имеющих отрицательный температурный коэффициент прямого напряжения. Соответствующие графики приведены на рис. 6b. Ток LCL чипа достигает максимума (64 А) при n = 3, а затем снижается до состояния баланса при n = 20. Температура кристалла в комбинации (равная в пределе 138 °С) оказывается всего на 8 °С выше температуры одиночного чипа с предельными характеристиками.

На основе приведенных выше данных мы можем вычислить относительное уменьшение допустимого тока при параллельной работе IGBT на примере модуля SKM100GB123D. Для такого расчета следует определить значение максимально допустимой температуры кристаллов при параллельном соединении. Затем необходимо произвести перерасчет, задавшись граничным условием, что общий ток комбинации модулей ограничен значением, при котором температура кристаллов находится в допустимых пределах.

Характеристики проводимости диодов, имеющих отрицательный температурный коэффициент прямого напряжения, оказывают решающее влияние на разброс параметров при параллельном соединении. Показанные на рис. 7 кривые, характеризующие уменьшение тока в «наихудшем случае» и в случае фиксированного значения вероятности 1 ppm, относятся именно к диодам рассматриваемого модуля. Для режима, соответствующего «наихудшему случаю», температура зафиксирована на уровне 132 °С. В таком тепловом режиме работает диод, имеющий предельно допустимое прямое напряжение. Максимальный ток чипа снижается до 80% от номинального значения в случае двух параллельных кристаллов, и до 40%, когда n = 20. В соответствии с приведенными расчетами допустимый ток для 20 параллельно соединенных диодов с номинальным током 50 А не должен превышать 400 А.

Рис. 7. Относительное уменьшение допустимого тока, рассчитанное на основе анализа «наихудшего случая» и при статистическом анализе в случае фиксированного значения вероятности 1 ppm

Если использовать статистический анализ при заданном значении вероятности 1 ppm, то максимальная температура одиночного диода с предельными характеристиками проводимости составляет 130 °С, и это значение будет граничным условием для дальнейших расчетов. Теперь максимально допустимый ток снизится только до 83% при параллельном соединении 3 чипов (рис. 7, красный график). В случае использования большего количества параллельных элементов допустимый ток нагрузки возрастает, достигает значения 100% при соединении в параллель 10 модулей и далее продолжает увеличиваться. Этот неожиданный результат иллюстрирует тот факт, что вероятность появления в реальном параллельном соединении комбинации диодов с предельными характеристиками крайне мала.

Все вышесказанное подтверждает, что параллельное соединение модулей IGBT является достаточно просто реализуемым в части симметрирования статических характеристик. В реальных применениях динамические потери, возникающие при переключении транзисторов, имеют не меньшее значение, чем статические. Проблемы, возникающие при переключении параллельно соединенных модулей, осложняются наличием переходных процессов и перенапряжений, возникающих из-за наличия паразитных индуктивностей в коммутируемых цепях. Как показывает практика, именно динамические режимы ограничивают возможности параллельного соединения, однако это не мешает ведущим производителям силовых модулей создавать ключи, надежно работающие при таком соединении. Примером может служить новейшая серия модулей IGBT SEMiX, выпускаемая компанией SEMIKRON. В основе конструкции модулей SEMiX, рассчитанных на ток от 100 до 900 А, лежат базовые полумостовые IGBT-каскады. Наращивание мощности данных модулей производится за счет увеличения количества параллельно соединенных базовых элементов внутри модуля. Это позволило получить очень технологичную конструкцию с высокой степенью повторяемости и даже несколько снизить стоимость модулей SEMiX по сравнению со стандартными модулями IGBT.

Составные части конструктива SEMiX показаны на рис. 8. Базовыми элементами модуля являются керамические платы DBC (Direct Bonded Copper) с полумостовыми каскадами IGBT (рис. 8а), размещаемые на медном основании с помощью пайки. Наращивание мощности модулей производится с помощью параллельного промежуточного соединения полумостов, что способствует хорошей повторяемости и удешевлению производства. Соединение силовых терминалов соседних элементов производится с помощью U-образных контактов (рис. 9c). В модуле SEMiX 3 (рис. 8с) использовано 3 базовых элемента; SEMiX 2 (рис. 8b) содержит 2 полумоста; SEMiX 4 (рис. 8d), соответственно, 4 базовых элемента. Силовые терминалы для подключения питания и выхода (рис. 9b) разнесены по разные стороны в плоскости модуля, что позволяет упростить конструкцию DC-шины.

Рис. 8. Базовый элемент и типоразмеры модулей SEMiX

Рис. 9. Силовые и сигнальные выводы SEMiX

Для обеспечения надежной работы силовых модулей в динамических режимах должна быть проработана не только топология силовых шин, но и геометрия контрольных цепей. При разработке SEMiX этому было уделено особое внимание [4]. Подключение сигнальных выводов силовых кристаллов и выводов термодатчика осуществляется в SEMiX с помощью спиральных пружинных контактов (рис. 9d, е), фиксируемых в рамке корпуса модуля. Возможность произвольного размещения сигнальных выводов на керамической плате позволяет выбрать положение, при котором обеспечивается наилучшая симметрия цепей управления параллельно включенными кристаллами, минимизируется значение распределенных индуктивностей, максимально снижается влияние силовых шин на сигналы управления. Кроме того, свободный доступ к сигнальным выводам затворов и эмиттеров дает возможность оптимизировать динамические характеристики модуля как в режиме переключения, так и при коротком замыкании (КЗ). Соответствующие сигнальные выводы параллельных чипов объединяются на интерфейсной плате, являющейся крышкой модуля.

На рис. 10 показано, как в модуле SEMiX 3 размещены силовые кристаллы IGBT верхнего (T1…Т3) и нижнего (B1…В3) плеча полумостовых каскадов и как выбраны точки подключения пружинных контактов к затворам (G) и эмиттерам (Ех).

Рис. 10. Расположение силовых кристаллов SEMiX 3, точки подключения пружинных контактов

Кристаллы IGBT-транзисторов и антипараллельных диодов каждого плеча размещены по одной линии: Т1…Т3 — это 3 параллельных транзистора верхнего плеча, В1…В3 — чипы IGBT нижнего плеча. В наиболее сложном динамическом состоянии (режим короткого замыкания и последующее отключение) влияние различных путей протекания тока и несимметричного распределения перенапряжений относительно выводов DC и АС для параллельно соединенных кристаллов оказывается наиболее сильным. Проблема решается с помощью оптимизации топологии силовых шин и выбора положения сигнальных контактов. Особенности геометрии полумостовых элементов SEMiX, наличие дополнительных сигнальных выводов эмиттеров (Ех11…Ех13, Ех21…Ех23) и специальная топология связей на печатной плате позволяют получить минимальное значение энергии потерь E_on, E_off и при этом обеспечить безопасную работу модуля в пределах ограничений SCSOA (Short Circuit Safe Operating Area — область безопасной работы в режиме КЗ). При коротком замыкании любого плеча модуля SEMiX гарантируется как ограничение тока КЗ I_SCmax в рамках SCSOA для всех параллельно соединенных чипов, так и отсутствие опасных перенапряжений при выключении. Испытания, проведенные SEMIKRON, показали, что ключи SEMiX 3 устойчиво и надежно работают при параллельном соединении до 7 модулей. Тесты проводились для самых напряженных условий эксплуатации, включая режим многократного короткого замыкания.

Заключение

Параллельное соединение силовых модулей, как основной способ увеличения выходного тока, является чрезвычайно интересным в части анализа тепловых режимов, вызывающих дисбаланс параметров силовых кристаллов. Анализ сценария «наихудшего случая», часто обсуждаемого в технической литературе, позволяет получить результаты, делающие параллельное соединение без предварительного подбора параметров элементов практически нецелесообразным. Однако статистический анализ показывает, что вероятность наступления «наихудшего случая» в его теоретическом проявлении на практике крайне мала. Результаты измерений прямых характеристик реальных элементов огромного количества элементов, проводимых фирмами-производителями, позволяет выполнить статистический анализ, основанный на фиксированной вероятности «наихудшего случая», дающий гораздо более достоверные результаты.

В данной статье была рассмотрена проблема статического токового дисбаланса параллельного соединения, вызванного разбросом прямых характеристик транзисторов IGBT и антипараллельных диодов. В реальных применениях динамические потери, возникающие при переключении транзисторов, имеют не меньшее значение, чем статические. Для их решения существуют различные топологические и технологические приемы, что и было продемонстрировано на примере модулей SEMiX.

Особенности конструкции модулей SEMiX, наличие специальных точек подключения сигнальных контактов, использование спиральных пружинных выводов открыли принципиально новые возможности проектирования силовых ключей. Динамические характеристики и параметры «управляемости» кристаллов SEMiX могут быть адаптированы для конкретных условий эксплуатации с помощью изменения топологии интерфейсной платы или выбора положения сигнальных выводов. При этом использование пружинных выводов, имеющих лучшие механические характеристики и более высокую надежность по сравнению с паяными контактами, не ухудшает динамических свойств модуля.

Литература

1. Schuermann U. Paralleling of Chips — From the Classical Consideration to a Statistical Approach. SEMIKRON International, 2005.
2. Annacker R., Grasshoff T. A New Platform for IGBT Modules — Flexible and expandable SEMiX family // PCIM Europe Magazine. 2003. July/August.
3. Колпаков А. Антипараллельные диоды SEMIKRON для новых поколений IGBT // Электронные компоненты. 2005. № 2.
4. Колпаков А. Особенности конструкции модулей SEMiX // Электронные компоненты. 2005. № 3.

Расчет величин сопротивлений уравнительных резисторов

Заглавная страница Избранные статьи Случайная статья Познавательные статьи Новые добавления Обратная связь КАТЕГОРИИ: Археология Биология Генетика География Информатика История Логика Маркетинг Математика Менеджмент Механика Педагогика Религия Социология Технологии Физика Философия Финансы Химия Экология ТОП 10 на сайте Приготовление дезинфицирующих растворов различной концентрации Техника нижней прямой подачи мяча. Франко-прусская война (причины и последствия) Организация работы процедурного кабинета Смысловое и механическое запоминание, их место и роль в усвоении знаний Коммуникативные барьеры и пути их преодоления Обработка изделий медицинского назначения многократного применения Образцы текста публицистического стиля Четыре типа изменения баланса Задачи с ответами для Всероссийской олимпиады по праву Мы поможем в написании ваших работ! ЗНАЕТЕ ЛИ ВЫ? Влияние общества на человека Приготовление дезинфицирующих растворов различной концентрации Практические работы по географии для 6 класса Организация работы процедурного кабинета Изменения в неживой природе осенью Уборка процедурного кабинета Сольфеджио. Все правила по сольфеджио Балочные системы. Определение реакций опор и моментов защемления

⇐ ПредыдущаяСтр 4 из 9Следующая ⇒   Параллельное включение транзисторов используется не только для уменьшения размеров теплоотвода, но и в случае, когда заданный ток нагрузки Iн max не может быть обеспечен имеющимися в распоряжении типами транзисторов. При этом ток через каждый из параллельно соединенных транзисторов не превышает допустимого значения. Схема включения уравнительных резисторов показана на рис. 2.7. Рис. 2.7 Нужно иметь в виду, что при параллельном соединении транзисторов неизбежный разброс их характеристик может привести к существенно не одинаковому нагреву переходов транзисторов. В то же время очевидно, что параллельное соединение транзисторов выходного каскада эффективно лишь тогда, когда ток нагрузки распределяется между параллельно включенными приборами достаточно равномерно. Поскольку разбраковка партии транзисторов на группы с одинаковыми характеристиками, как правило, не проводится, то основным способом обеспечения равномерного распределения токов (а значит, и рассеиваемых мощностей) является включение в эмиттерные цепи транзисторов небольших одинаковых сопротивлений Rэ1 = Rэ2 = Rэ3 = … = Rэn = Rэ.ур. Величина уравнительных сопротивлений находится по формуле где Smax – максимальное значение крутизны переходной характеристики транзистора выбранного типа по постоянному току, которую удобно находить через статический коэффициент усиления тока b и входное сопротивление транзистора здесь iб – ток базы, соответствующий значению Uбэ.нас, которое приведено в справочных данных, для выбранного типа транзистора; – разброс характеристик транзистора по току силовой цепи; здесь Iк min и Iк max – значения минимального и максимального токов коллектора, взятые из справочных данных, для выбранного типа транзистора. При отсутствии в справочнике необходимой информации li задается в пределах 1,5–2,0; li доп. – допустимая величина отношения токов параллельно соединенных транзисторов. Для определения li доп. следует задаться допустимым повышением температуры перехода = 5ºС…20ºС и определить относительное приращение мощности рассеяния здесь коэффициент запаса по температуре Kз = 0,75…0,85; ΔPк – потери мощности на уравнительных резисторах. При работе каскада усилителя в режимах классов A и B δIк.доп. = δPк.доп., следовательно Мощность уравнительных резисторов определяется следующим образом При расчетах уравнительных резисторов необходимо учитывать, что значение Pэ.ур. при использовании непроволочных резисторов не должно превышать 2 Вт. В противном случае необходимо применять проволочные резисторы, у которых при больших рассеиваемых мощностях резко возрастают массогабаритные показатели. Для удобства дальнейших расчетов параллельно включенные транзисторы целесообразно заменить одним эквивалентным с параметрами: Уравнительные резисторы, включенные в эмиттерные цепи, образуют последовательную отрицательную обратную связь по току, увеличивая тем самым температурную стабильность каскада и его входное сопротивление. Вместе с тем на этих резисторах рассеивается дополнительная мощность, что снижает коэффициент полезного действия каскада. Поэтому, чтобы избежать дополнительных потерь мощность, в отдельных случаях, применяют параллельное включение транзисторов без уравнительных сопротивлений. В этом случае расчетный ток через каждый транзистор составляет 50 – 60 % от номинального, т.е. транзисторы работают с недогрузкой по току. При этом через отдельные транзисторы может идти ток, составляющий 70 – 90%, а через другие – 20 – 40% от номинального значения, но в целом такая схема будет работать достаточно надежно. Пример. Проведем расчет величин уравнительных резисторов для схемы, представленной на рис. 2.8, в которой в параллель включены два транзистора КТ816А (КТ817А), обеспечивающие Iн = 3 А. Примем допустимую разницу температур коллекторов транзисторов = 10ºС; Kз = 0,75; li = 1,5. Рис. 2.8 Из соотношения (2.16) Входное сопротивление транзистора КТ816А (КТ817А) при Iк = 3А Примем величину βmax = 2βmin = 2·20 = 40, поскольку данные о максимальном значении коэффициента усиления в справочнике отсутствуют. Из (2.15) определяем максимальное значение крутизны переходной характеристики транзистора по постоянному току а затем из (2.14) значение Округлим полученное значение в соответствии с рядом номинальных величин (ряд Е24) Rэ.ур. = 2,0 Ом. Мощность резистора определяется по (2.17) и составляет Полученное значение мощности превышает 2 Вт, поэтому либо надо применять проволочные резисторы, номинальная мощность которых превышает рассчитанное значение (в рассматриваемом случае можно, например, использовать резистор С5-37В мощностью 5 Вт), либо для уменьшения величины Pэ. ур. можно вместо одного резистора номиналом 2 Ом включить несколько резисторов параллельно, общее сопротивление которых будет обеспечивать значение Rэ.ур. близкое к расчетному. Это даст возможность применять непроволочные резисторы, массогабаритные показатели которых, как правило, существенно лучше, чем проволочных. Например, из ряда Е24 выбираем резисторы номиналом 6,2 Ом, которые при параллельном включении будут обеспечивать Rэ.ур. = 2,067 Ом. При таком инженерном решении мощность полученного резистора будет определяться соотношением где n – число резисторов, включенных параллельно и обеспечивающих необходимое значение Rэ.ур.. В рассматриваемом примере n = 2. Из (2.18) получаем что дает возможность применять непроволочные резисторы, например марок МЛТ; С2-33 и т. д. Замена одного проволочного резистора на несколько непроволочных резисторов меньшей мощности должна быть обоснована сравнением массо-габаритных показателей. В рассматриваемом примере резистор марки С5-37В номиналом 2 Ом, мощностью 5 Вт имеет массу 7 г, диаметр и длину корпуса 11 мм и 26,2 мм, соответственно (объем составляет » 2,5 см3). Резистор марки МЛТ номиналом 6,2 Ом, мощностью 2 Вт имеет массу 3,5 г, диаметр и длину корпуса 8,6 мм и 18,5 мм, соответственно (объем составляет » 1,07 см3). С учетом того, что резисторов МЛТ в одном плече каскада должно быть шесть, общая масса составит 21 г, а объем 6,42 см3. Очевидно, что в данном случае предпочтительнее применять проволочные резисторы.   ⇐ Предыдущая123456789Следующая ⇒ Читайте также:  Организация работы процедурного кабинета Статус республик в составе РФ Понятие финансов, их функции и особенности Сущность демографической политии 

Последнее изменение этой страницы: 2016-12-30; просмотров: 701; Нарушение авторского права страницы; Мы поможем в написании вашей работы! infopedia. su Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав. Обратная связь — 161.97.168.212 (0.008 с.)

1. Транзистор

Буквально сразу после появления полупроводниковых приборов, скажем, транзисторов, они стремительно начали вытеснять электровакуумные приборы и, в частности, триоды. В настоящее время транзисторы занимают ведущее положение в схемотехнике.

Начинающему, а порой и опытному радиолюбителю-конструктору, не сразу удаётся найти нужное схемотехническое решение или разобраться в назначении тех или иных элементов в схеме. Имея же под рукой набор «кирпичиков» с известными свойствами гораздо легче строить «здание» того или другого устройства.

Не останавливаясь подробно на параметрах транзистора (об этом достаточно написано в современной литературе, например, в [1]), рассмотрим лишь отдельные свойства и способы их улучшения.

Одна из первых проблем, возникающих перед разработчиком, — увеличение мощности транзистора. Её можно решить параллельным включением транзисторов (рис.1). Токовыравнивающие резисторы в цепях эмиттеров способствуют равномерному распределению нагрузки.

Оказывается, параллельное включение транзисторов полезно не только для увеличения мощности при усилении больших сигналов, но и для уменьшения шума при усилении слабых. Уровень шумов уменьшается пропорционально корню квадратному из количества параллельно включённых транзисторов.

Защита от перегрузки по току наиболее просто решается введением дополнительного транзистора (рис.2). Недостаток такого самозащитного транзистора — снижение КПД из-за наличия датчика тока R. Возможный вариант усовершенствования показан на рис.3. Благодаря введению германиевого диода или диода Шоттки можно в несколько раз уменьшить номинал резистора R, а значит, и рассеиваемую на нём мощность.

Для защиты от обратного напряжения параллельно выводам эмиттер-коллектор обычно включают диод, как, например, в составных транзисторах типа КТ825, КТ827.

Составной транзистор (рис. 4) имеет повышенное выходное сопротивление и значительно уменьшенный эффект Миллера благодаря каскодному включению полевого и биполярного транзисторов. За счёт полной развязки второго транзистора от входа и питанию стока первого транзистора напряжением, пропорциональным входному, составной транзистор, изображённый на рис.5, имеет ещё более высокие динамические характеристики. Единственное условие реализации такого транзистора — более высокое напряжение отсечки второго транзистора. Входной транзистор можно заменить на биполярный.

Одна из особенностей транзисторного ключа при изменяющейся нагрузке — изменение времени выключения транзистора. Чем больше насыщение транзистора при минимальной нагрузке, тем больше время выключения. Избежать глубокого насыщения можно путём предотвращения прямого смещения перехода база-коллектор. Наиболее простая реализация этой идеи с помощью диода Шоттки представлена на рис.6. На рис.7 изображён более сложный вариант — схема Бейкера.

При достижении напряжением на коллекторе транзистора напряжения базы «лишний» базовый ток сбрасывается через коллекторный переход, предотвращая насыщение. Далее показаны схемы ограничения насыщения относительно низковольтных ключей с датчиками тока базы (рис.8) и тока коллектора (рис.9).

При работе транзистора в ключевом режиме, когда требуется быстрое его переключение из открытого состояния в закрытое и обратно, иногда применяют форсирующую RC-цепочку (рис.10). В момент открывания транзистора заряд конденсатора увеличивает его базовый ток, что способствует сокращению времени включения. Напряжение на конденсаторе достигает падения напряжения на базовом резисторе, вызванного током базы. В момент закрывания транзистора конденсатор, разряжаясь, способствует рассасыванию неосновных носителей в базе, сокращая время выключения.

Повысить крутизну транзистора (отношение изменения тока коллектора (стока) к вызвавшему его изменению напряжения на базе (затворе) при постоянном Uкэ Uси)) можно с помощью схемы Дарлингтона (рис. 11). Резистор в цепи базы второго транзистора (может отсутствовать) применяют для задания тока коллектора первого транзистора. Аналогичный составной транзистор с высоким входным сопротивлением (благодаря применению полевого транзистора) представлен на рис. 12. Составные транзисторы, представленные на рис. 13 и 14, собраны на транзисторах разной проводимости по схеме Шиклаи.

Введение в схемы Дарлингтона и Шиклаи дополнительных транзисторов, как показано на рис. 15 и 16, увеличивает входное сопротивление второго каскада по переменному току и соответственно коэффициент передачи [2]. Применение аналогичного решения в транзисторах рис. 12 и 14 даёт соответственно схемы рис. 17 и 18, линеаризируя крутизну транзистора [3].

Широкополосный транзистор с высоким быстродействием представлен на рис. 19 [4]. Повышение быстродействия достигнуто в результате уменьшения эффекта Миллера аналогично рис.4 и 5.

«Алмазный» транзистор по патенту ФРГ представлен на рис. 20. Возможные варианты его включения изображены на рис. 21 — 23. Характерная особенность этого транзистора-отсутствие инверсии на коллекторе. Отсюда и увеличение вдвое нагрузочной способности схемы рис.23.

Мощный составной транзистор с напряжением насыщения около 1,5 В изображён на рис.24. Мощность транзистора может быть значительно увеличена путём замены транзистора VT3 на составной транзистор (рис. 1).

Аналогичные рассуждения можно привести и для транзистора p-n-p типа, а также полевого транзистора с каналом p-типа. При использовании транзистора в качестве регулирующего элемента или в ключевом режиме возможны два варианта включения нагрузки: в цепь коллектора (рис.25-27) или в цепь эмиттера (рис.28-30).

Как видно из приведённых формул, наименьшее падение напряжения, а соответственно и минимальная рассеиваемая мощность — на простом транзисторе с нагрузкой в цепи коллектора. Применение составного транзистора Дарлингтона и Шиклаи с нагрузкой в цепи коллектора равнозначно. Транзистор Дарлингтона может иметь преимущество, если коллекторы транзисторов не объединять. При включении нагрузки в цепь эмиттера преимущество транзистора Шиклаи очевидно.

Литература:

1. Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. — М.: Энергия, 1977.
2. Патент США 4633100: Публ. 20-133-83.
3. А.с. 810093.
4. Патент США 4730124: Публ.22-133-88. — С.47.

1. Увеличение мощности транзистора.

Резисторы в цепях эмиттеров нужны для равномерного распределения нагрузки; уровень шумов уменьшается пропорционально квадратному корню из количества параллельно включённых транзисторов.

Рис. 1.

2. Защита от перегрузки по току.

Недостаток-снижение КПД из-за наличия датчика тока R.

Рис. 2.

Другой вариант — благодаря введению германиевого диода или диода Шоттки можно в несколько раз уменьшить номинал резистора R, и на нём будет рассеиваться меньшая мощность.

Рис. 3.

3. Составной транзистор с высоким выходным сопротивлением.

Из-за каскодного включения транзисторов значительно уменьшен эффект Миллера.

Рис. 4.

Другая схема — за счёт полной развязки второго транзистора от входа и питанию стока первого транзистора напряжением, пропорциональным входному, составной транзистор имеет ещё более высокие динамические характеристики (единственное условие — второй транзистор должен иметь более высокое напряжение отсечки). Входной транзистор можно заменить на биполярный.

Рис. 5.

4. Защита транзистора от глубокого насыщения.

Предотвращение прямого смещения перехода база-коллектор с помощью диода Шоттки.

Рис. 6.

Более сложный вариант — схема Бейкера. При достижении напряжением на коллекторе транзистора напряжения базы «лишний» базовый ток сбрасывается через коллекторный переход, предотвращая насыщение.

Рис. 7.

5. Схема ограничения насыщения относительно низковольтных ключей.

С датчиком тока базы.

Рис. 8.

С датчиком тока коллектора.

Рис. 9.

6. Уменьшение времени включения/выключения транзистора путём применения форсирующей RC цепочки.

Рис. 10.

7. Составной транзистор.

Схема дарлингтона.

Рис. 11, 12.

Схема Шиклаи.

Рис. 13, 14.

Схемы Дарлингтона и Шиклаи с дополнительными транзисторами (нужны для увеличения входного сопротивления второго каскада по переменному току,и соответственно коэффициента передачи).

Рис. 15, 16.

То же самое для схем Дарлингтона и Шиклаи с полевыми транзисторами на входе.

Рис. 17, 18.

8. Широкополосный транзистор с высоким быстродействием (из-за уменьшения эффекта Миллера).

Рис. 19.

9. «Алмазный» транзистор.

Особенность этого транзистора-отсутствие инверсии на коллекторе.

Рис. 20.

Возможные варианты его включения.

Рис. 21, 22.

Схема с увеличенной вдвое нагрузочной способностью.

Рис. 23.

10. Мощный составной транзистор.

Рис. 24.

11. Использование транзистора в качестве регулирующего элемента или в ключевом режиме.

Включение нагрузки в цепь коллектора.

Рис. 25, 26, 27.

Включение нагрузки в цепь эмиттера.

Рис. 28, 29, 30.

CONTENTS

NEXT

MAIN PAGE

Составные транзисторы. Схемы включения. | HomeElectronics

Транзисторы как силовые элементы многих радиоэлектронных устройств для нормальной работы должны выполнять следующие функции:

1. Обеспечивать управление заданным током нагрузки при большом усилении по мощности.

2. Обладать достаточной (с учётом заданной выходной мощности и диапазонов изменения входного и выходного напряжений) рассеиваемой мощностью.

Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.

3. Иметь максимально допустимое напряжение коллектор – эмиттер, позволяющее без опасности пробоя обеспечивать необходимое падение напряжение на переходе коллектор – эмиттер при возможных значениях входного и выходного напряжений.

В некоторых случаях имеющиеся в наличии транзисторы не позволяют выполнить одно или несколько вышеописанных условий, тогда прибегают к помощи так называемых составных транзисторов. Схем составных транзисторов существует великое множество, но основных схем существует всего три.

Тандемное включение транзисторов (схемы Дарлингтона и Шиклаи)

Довольно часто возникает ситуация, когда необходимого коэффициента усиления одного транзистора не хватает. В этом случае транзисторы соединяют тандемно (то есть выходной ток первого транзистора является входным током для второго). Существует две схемы такого включения: схема Дарлингтона и схема Шиклаи. Отличие заключается лишь в том, что в схеме Дарлингтона используются транзисторы одинакового типа проводимости, а в схеме Шиклаи – разного типа проводимости.

Схема Дарлингтона



Схема Шиклаи

Данные пары – это просто два каскада эмиттерного повторителя. Иногда данные составные схемы транзисторов называют «супер-β» пары, так как они функционируют как один транзистор с высоким коэффициентом усиления.

Общий коэффициент передачи тока будет равен:

h_21e(ОБЩ) = h_21e(VT1)*h_21e(VT2)

При использовании данных схем вполне возможна такая ситуация, когда нагрузка уменьшится до нуля (или некоторого минимального значения, близкого к нулю) или при повышении температуры базовый ток транзистора VT1 может стать равным нулю или даже переменить направление за счёт неуправляемого обратного тока коллектора. Во избежание запирания транзистора VT2 его режим следует стабилизировать с помощью резистора R1.

Величину сопротивления R1 можно определить по формуле:

R1 ≤ U_{E min}/I_CBO(VT1)

Параллельное включение транзисторов

Современные транзисторы позволяют реализовать электронные схемы расчитаные на широкие диапазоны изменений токов и напряжений, но в отдельных случаях для увеличения допустимой мощности рассеивания применяется параллельное включение транзисторов.

Схема параллельного включения транзисторов

Максимально допустимый ток протекающий через такой составной транзистор равен:

I_Kmax(общ) = I_Kmax(VT1) + I_Kmax(VT2)

При такой схеме включения транзисторов следует учитывать, что вследствие разброса параметров параллельно включённых транзисторов токи между ними распределяются неравномерно. Большая часть тока будет протекать через транзистор, имеющий больший коэффициент усиления. Рассеиваемые транзисторами мощности можно выровнять включением в их эмиттерные цепи дополнительных симметрирующих резисторов с небольшими сопротивлениями. Так как на практике трудно подбирать такие сопротивление для каждого транзистора, в практических схемах в эмиттеры всех транзисторов ставят резисторы одного сопротивления. Сопротивление симметрирующих резисторов R1 и R2 можно определить по формуле

R1 = R2 ≈ 0,5n/I_K,

где n – число параллельно соединенных транзисторов

I_K — ток проходящий через коллектор.

Такой способ связан с ухудшением усилительных свойств транзисторов, однако его достоинством является возможность получения мощного силового элемента при использовании относительно маломощных транзисторов.

Последовательное включение транзисторов

Во время работы силового транзистора на его переходе коллектор – эмиттер падает напряжение, представляющее собой разность входного и выходного напряжений. В отдельных случаях эта разность может превышать максимально допустимое напряжений коллектор – эмиттер транзистора, имеющегося в распоряжении. В этом случае необходимо использовать последовательное соединение нескольких транзисторов.

Схема последовательного включения транзисторов

Эквивалентный транзистор будет иметь следующие параметры:

U_CEmax(общ) = U_CEmax(VT1) + U_CEmax(VT2)

Для симметрирования напряжений, которые будут падать на переходе коллектор – эмиттер транзисторов вводят симметрирующие резисторы R1 и R2 сопротивление, которых можно определить по формуле

R1 = R2 < U_CEmax/2I_B,

где I_B – ток базы составного регулирующего транзистора.

Теория это хорошо, но необходимо отрабатывать это всё практически ПОПРОБЫВАТЬ МОЖНО ЗДЕСЬ

Транзисторы в параллельном режиме – Полное руководство и как избежать ошибок

Если схема потребляет много энергии, ей потребуется транзистор для регулирования тока. Однако отдельный транзистор может не справиться с поставленной задачей в достаточной мере, поэтому может потребоваться параллельное подключение транзисторов. Это улучшает общую пропускную способность по току и обеспечивает множество ключевых преимуществ для вашей электронной схемы. Например, это предотвращает повреждение транзистора, в зависимости от вашего метода реализации.

Понимание того, как это работает, может показаться довольно сложным. Итак, приступим! В WELLPCB мы стремимся направить вас в правильном направлении. Прочитав эту статью, вы узнаете о параллельных транзисторах и о том, чего они достигают.

1. Что такое параллельные транзисторы?

В цепи два транзистора с соответствующими выводами образуют соединение, известное как параллельные транзисторы. Достижение этого увеличивает токовую мощность, которую могут выдержать транзисторы. После внедрения вам не нужно будет беспокоиться о транзисторах, имеющих слишком большую мощность.

2. Зачем подключать транзисторы параллельно?

(Схеме потребуются параллельные транзисторы, если она потребляет большое количество энергии). Это связано с тем, что один транзистор не может справиться с такой мощностью, что может привести к необратимому повреждению.

Использование этого метода помогает обеспечить текущий баланс нагрузки. Это происходит из-за распределения мощности от одного транзистора, который остается неповрежденным, к другому. Эти два типа транзисторов могут соединяться параллельно: BJT или MOSFET.

3. Параллельное подключение транзисторов при правильном подходе

(параллельное подключение МОП-транзисторов обеспечивает высокую проводимость, которая эффективно распределяет ток). Если вы подключаете биполярные транзисторы параллельно, вы должны интегрировать балластные резисторы последовательно, что является обычным подходом для аудиоусилителей. Как правило, он имеет дело с высоким энергопотреблением и включает в себя соединение баз и эмиттеров вместе. И это решает текущие проблемы дисбаланса. Первые два шага ниже демонстрируют, как можно рассчитать сопротивление обоих резисторов, что позволит вам соединить их последовательно.

Шаг первый:

(Используйте закон Ома для расчета номинала резистора.)

Сначала вам необходимо выполнить расчет резисторов. Используйте формулу R = V/I для ограничения тока. V служит напряжением цепи. Между тем, значение «I» представляет 70% величины тока, который хранит транзистор. Например, 2N3055 BJT может хранить около 15 А. Таким образом, 70% этого значения соответствует 10,5 А. При питании 12 В расчет выглядит так: R = 12/10,5 = 1,14. Поэтому рейтинг Ом должен отражать значение 1,14.

Шаг второй:

(базовый резистор помогает сбалансировать текущую нагрузку на транзистор.)

Далее вам нужно будет рассчитать сопротивление базового резистора. Используйте эту формулу: Rb = (12 – 0,7)hFE / ток нагрузки. Значение hFE равно 50, а ток нагрузки установлен на уровне 3 А. Наконец, вы можете выполнить расчет с: Rb = 11,3 x 50 / 3. Результат равен 188 Ом.

Шаг третий:

(Можно разместить биполярные транзисторы над радиатором, чтобы упростить управление током. )

Однако, если вы не хотите использовать резисторы, вы можете вместо них установить радиатор. Для этого метода просто установите стандартный радиатор под BJT и нанесите на каждую поверхность большое количество термопасты. Это обеспечивает равномерное распределение тепла, обеспечивая решение проблемы теплового разгона. Кроме того, транзисторы легко соединяются параллельно через металлическую конструкцию радиатора.

Шаг четвертый:

(МОП-транзистор с затворным резистором обеспечивает безопасное и эффективное решение, предотвращающее тепловой разгон.)

MOSTEF также могут подключаться параллельно. При достижении этого вы должны реализовать резистор затвора с каждым устройством. Тем не менее, некоторые преимущества делают его чрезвычайно безопасным и эффективным. Например, при нагреве они становятся менее проводящими и постепенно препятствуют протеканию тока. С положительной стороны, они не проявляют теплового разгона. Они напрямую подключаются через сток к стоку, затвор к затвору и исток к истоку.

4. Решения для транзисторов при параллельных ошибках

Ошибка 1：Тепловой разгон

Метод предотвращения： Тепловой разгон происходит, когда один транзистор, включенный параллельно, не соответствует другим транзисторам. Как правило, это означает, что один транзистор будет потреблять больше тока, чем остальные. Оттуда он собирает больше тепла, которое накапливается, пока, наконец, не получит необратимое повреждение.

Чтобы этого не произошло, вы должны интегрировать резистор с низким номиналом, включенный последовательно с каждым эмиттером. Например, если нагрузка равна 50 Ом, то резистор на 1 Ом будет работать хорошо. Он обеспечивает отрицательную обратную связь, которая поддерживает умеренный ток из-за увеличения напряжения на эмиттерном резисторе.

Ошибка 2: линейный режим MOSFET

Метод предотвращения: MOSFET обычно хорошо работают в качестве переключателя при параллельном подключении. Однако они не распределяют ток в линейном режиме. Это связано с тем, что накопление тепла увеличивает проводимость более быстрыми темпами. Тогда проводимость будет увеличиваться по частоте. По сути, это приводит к образованию горячей точки, потенциально повреждающей полевой МОП-транзистор. Это создает более серьезную проблему по сравнению с параллельным подключением BJT.

Кроме того, крутизна увеличивается при повышении температуры устройства. МОП-транзисторы, включенные параллельно, не будут распределять ток, пока он не достигнет 15А. Обычно они не достигают такого уровня при выполнении под линейным.

Лучшее решение этой проблемы заключается в использовании контура обратной связи на каждом текущем устройстве MOSTEF. Это позволяет лучше контролировать ток в линейном режиме.

Заключение:

В заключение, эта статья в основном посвящена правильному подключению транзисторов параллельно. Кроме того, мы рассказали, как избежать распространенных ошибок, возникающих при использовании BJT и MOSTEF. Например, биполярные транзисторы должны содержать последовательно включенный резистор для распределения тока. Между тем, добавление контура обратной связи на MOSTEF предотвращает повреждение устройства. Кроме того, вы можете интегрировать транзисторы параллельно с радиатором, что является более эффективным подходом по сравнению с биполярными транзисторами. Если у вас есть какие-либо вопросы относительно параллельного подключения транзисторов, не стесняйтесь обращаться к нам!

источник питания — параллельное разделение тока транзисторов

Оцените изменчивость \$V_\text{BE}\$

Если вы вытащите и протестируете 100 соседних биполярных транзисторов с одной катушки, при достаточно низких токах, чтобы омическая база и эмиттер сопротивление не было большой проблемой, вы можете увидеть разброс в \$20\:\text{мВ}\$ (или \$\pm 10\:\text{мВ}\$) для \$V_\text {BE}\$ по всей группе. И это исключительная ситуация. Если вы посмотрите на запчасти от разных производителей и в разное время, это будет в два раза больше или больше.

Вы также указываете ситуацию для BJT, несущих \$I_\text{C}\приблизительно 1\:\text{A}\$. Такие устройства часто имеют существенное (и переменное) омическое сопротивление базы и некоторое омическое сопротивление эмиттера, что может составлять почти половину \$V_\text{BE}\$! Например, я не был бы шокирован, обнаружив \$V_\text{BE}\ge 1\:\text{V}\$, при этом почти половина этого значения приходится на внутренние паразитные омические сопротивления между базой и эмиттером.

Таким образом, принимая во внимание и другие факторы, я думаю, было бы разумно запланировать спред в размере \$100\:\text{мВ}\$ (или \$\pm 50\:\text{мВ}\$) на ваших устройствах.

Последствия для \$I_\text{C}\$

В общем, если вы увеличите \$V_\text{BE}\$ примерно на \$60\:\text{мВ}\$, то ток коллектора для будет в \$10\раз\$ больше, чем раньше. Таким образом, вы уже можете видеть, что приведенное выше \$\pm 50\:\text{мВ}\$ подразумевает что-либо от 10% до 1000% для тока коллектора между устройствами. (До 100:1 между ними.) Если бы это было реализовано на практике, вы можете себе представить, что текущее разделение было бы ужасным.

Это даже не принимает во внимание тот факт, что если только один из биполярных транзисторов берет на себя большую часть общего тока, он резко нагревается и в процессе потребляет еще больше тока и нагревается еще больше. Если вы ничего не предприняли для решения этой ситуации, вам, вероятно, было бы лучше просто использовать один BJT, способный справиться со всеми текущими требованиями, и забыть о «текущем совместном использовании».

Эмиттерные резисторы для каждого биполярного транзистора

Чтобы разделение тока работало хорошо (и это работает лучше, если вы используете составной биполярный транзистор, такой как Darlington или Sziklai), к каждому биполярному транзистору часто добавляется эмиттерный резистор.

Вы должны запланировать падение напряжения на эмиттерном резисторе, возможно, в 4-5 раз превышающее ожидаемый разброс. В вашем случае при запланированном \$I_\text{C}\приблизительно 1\:\text{A}\$ это означает \$R\приблизительно 470\:\text{m}\Omega\$. Вы могли бы обойтись меньшим (или большим, если вы можете позволить себе тратить энергию впустую). Но не намного меньше.

Рассмотрим наихудший возможный случай: два биполярных транзистора, отстоящие друг от друга на \$100\:\text{мВ}\$ в \$V_\text{BE}\$, если их коллекторные токи равны. Без эмиттерных резисторов один из биполярных транзисторов потреблял бы 98% запланированного тока \$2\:\text{A}\$, оставляя только 2% для другого биполярного транзистора. В этом случае перегруженный биполярный транзистор перегреется и, вероятно, будет потреблять 99% или более общего тока. Не очень хорошая ситуация.

Но с \$R\приблизительно 470\:\text{m}\Omega\$ в их эмиттерах этого бы не произошло. Вместо этого, говоря очень упрощенно, напряжение на одном из эмиттерных резисторов будет на \$100\:\text{мВ}\$ больше, чем на другом. Но это означает только разницу токов в эмиттерных резисторах \$\frac{100\:\text{мВ}}{470\:\text{м}\Omega}\примерно 200\:\text{мА}\ $ разница. Таким образом, у одного из них может быть \$I_\text{C}\приблизительно 1.1\:\text{A}\$, а у другого — \$I_\text{C}\приблизительно 900\:\текст{мА}\$. Спред 20%. Это означает, что вы должны ожидать около \$\pm 10\%\$ через токи коллектора. Гораздо лучше ситуация.

Если вы можете допустить большую разницу между токами коллектора, вы можете уменьшить значение \$R\$. Если вам нужно подтянуть его сильнее, вы можете увеличить \$R\$. (Конечно, я использовал вариацию \$\pm 50\:\text{mV}\$ между BJT в качестве грубого, но полезного руководства, когда у вас нет лучшей информации. означает использовать его.)

Грубо говоря, \$R=\frac{\Delta V_\text{BE}=V _{\text{BE}_\text{MAX}}-V_{\text{BE}_\text{MIN }}}{\Дельта I_\text{C}=I_{\text{C}_\text{MAX}}-I_{\text{C}_\text{MIN}}}\$. \$\Delta V_\text{BE}\$ – это наихудший случай, когда \$V_\text{BE}\$ спред, с которым вам нужно иметь дело, Разброс тока коллектора в наихудшем случае, который вы хотите разрешить. Или \$R=\frac{\Delta V_\text{BE}}{2\cdot I_\text{C}\cdot \%}\$, где \$I_\text{C}\$ — ваш целевой коллектор тока, а \$\%\$ – процентное отклонение тока коллектора, которое вы можете допустить (где 0,1 – 10 %). Проще говоря, сохраняя \$\Delta V_\text{BE}=100\:\text {mV}\$ расчетный разброс для BJT, это приводит к резервированию \$500\:\text{mV}\$ для \$R\$, если вы готовы терпеть ток коллектора \$\pm 10\%\$ вариация.

Реальность, конечно, сложнее. Вышеприведенное, по общему признанию, сильно упрощено. Но он обеспечивает приближение первого уровня, которое вы можете разумно использовать.

Ваше значение \$R=100\:\text{m}\Omega\$ будет означать (из приведенного выше), что вы готовы принять \$\pm 50\%\$ вариации токов коллектора. Это может быть хорошо с вами. Или нет.

Другие подходы

Вы также можете рассмотреть возможность использования дополнительных биполярных транзисторов для «определения» тока эмиттерного резистора и усиления этой разницы в управлении каждым силовым биполярным транзистором (или компоновкой составного биполярного транзистора). немного подправить дизайн. И если вы хотите зайти так далеко, вам может быть лучше использовать эти BJT с измерением тока для управления мощными MOSFET вместо мощных BJT.

Но я оставлю такие мысли для другого вопроса.

current — Параллельные полевые МОП-транзисторы

5 лет, 9 месяцев назад

Изменено 2 года, 5 месяцев назад

Просмотрено 43k раз

\$\начало группы\$

Когда я пошел в школу, у нас были базовые схемы и тому подобное. Я узнал, что это была плохая идея:

^{смоделируйте эту цепь — схема создана с помощью CircuitLab}

Поскольку ток почти наверняка не будет течь одинаково через эти три предохранителя. Но я видел несколько схем, в которых используются параллельные транзисторы и МОП-транзисторы, например:

^{имитация этой схемы}

Как через них протекает ток? Гарантировано ли, что поток будет одинаковым? Если у меня есть три полевых МОП-транзистора, каждый из которых может выдерживать ток 1 А, смогу ли я потреблять 3 А тока, не поджаривая один из полевых МОП-транзисторов?

• ток
• МОП-транзистор
• параллельный
• предохранители

\$\конечная группа\$

8

\$\начало группы\$

МОП-транзисторы немного необычны тем, что если вы соедините несколько из них параллельно, они довольно хорошо распределят нагрузку. По сути, когда вы включаете транзистор, каждый из них будет иметь немного другое сопротивление во включенном состоянии и немного другой ток. Те, которые несут больший ток, будут больше нагреваться и увеличивать свое сопротивление во включенном состоянии. Это немного перераспределяет ток. При условии, что переключение достаточно медленное для того, чтобы произошел нагрев, это дает естественный эффект выравнивания нагрузки.

Естественное распределение нагрузки не идеально. Вы все равно получите некоторый дисбаланс. Сколько будет зависеть от того, насколько хорошо согласованы транзисторы. Несколько транзисторов на одном кристалле будут лучше, чем отдельные транзисторы, и помогут транзисторы того же возраста, из одной партии или проверенные и подобранные с подобным. Но как очень грубое число, я ожидаю, что вы сможете переключать около 2,5 А с помощью трех полевых МОП-транзисторов на 1 А. В реальной схеме было бы разумно посмотреть таблицы данных производителя и примечания по применению, чтобы увидеть, что они рекомендуют.

Кроме того, эта схема не совсем то, что вам нужно. Вам лучше использовать полевые МОП-транзисторы N-типа для переключения нижнего плеча. Или, если вы хотите придерживаться переключения с высокой стороны, приобретите полевые МОП-транзисторы P-типа. Вам также понадобится правильно размещенный резистор, чтобы убедиться, что затворы не плавают, когда переключатель разомкнут.

\$\конечная группа\$

6

\$\начало группы\$

Обратите внимание, что полевые МОП-транзисторы полагаются на равномерное распределение тока даже в масштабе с одним устройством. В отличие от теоретических моделей, где канал представлен как линия между истоком и стоком, реальные устройства имеют тенденцию распределять область канала по кристаллу для увеличения максимального тока:

^{(область канала распределена по шестиугольной схеме. Изображение взято отсюда)}

Части канала можно представить как отдельные МОП-транзисторы, соединенные параллельно. Распределение тока в частях канала близко к равномерному благодаря естественному эффекту балансировки нагрузки, описанному @Jack B.

\$\конечная группа\$

2

\$\начало группы\$

International Rectifier — Рекомендации по применению AN-941 — Параллельные силовые МОП-транзисторы

Их «краткое описание» (курсив добавлен):

• Используйте отдельные резисторы затвора , чтобы исключить риск паразитных колебаний.
• Убедитесь, что параллельно подключенные устройства имеют герметичное термосоединение .
• Выровняйте индуктивность общего источника и уменьшите ее до значения, которое не сильно влияет на общие потери при переключении на рабочей частоте.
• Уменьшите паразитную индуктивность до значений, обеспечивающих приемлемые выбросы при максимальном рабочем токе.
• Убедитесь, что затвор полевого МОП-транзистора обращен к жесткому источнику (напряжению) с минимально возможным импедансом.
• Стабилитроны в цепях управления затвором могут вызывать колебания. При необходимости их следует размещать на стороне драйвера развязывающего резистора(ов) затвора.
• Конденсаторы в цепях управления затвором замедляют переключение, тем самым увеличивая небаланс переключения между устройствами и вызывая колебания.
• Блуждающие компоненты сведены к минимуму за счет плотной компоновки и уравновешены симметричным расположением компонентов и маршрутизацией соединений.

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Почти 3 года спустя, для тех, кто найдет это сейчас… На вопрос был дан очень хороший ответ, но я бы также добавил, что паразитные колебания могут быть проблемой, если ворота просто связаны друг с другом напрямую. Как правило, вы увидите простую радиоуправляемую сеть у ворот, чтобы предотвратить это. Вот так.

Значения могут быть довольно низкими; обычно 470 Ом Rs и 100 пФ Cs

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Я думаю, что самый простой способ взглянуть на эту проблему — посмотреть на сопротивление сток-исток в таблице данных. В худшем случае у вас есть одно устройство с самым низким сопротивлением, а остальные с самым высоким сопротивлением. Это простая задача о параллельном сопротивлении, чтобы рассчитать, какой ток будет протекать через каждый транзистор. Просто имейте в виду, что при выборе устройства необходимо иметь некоторую защитную полосу для учета колебаний температуры и эффектов старения устройства.

\$\конечная группа\$

1

\$\начало группы\$

Один из советов был: — Убедитесь, что параллельно подключенные устройства имеют надежную тепловую связь. Однако я думаю, что автоматическая балансировка нагрузки, вызванная положительным температурным коэффициентом сопротивления, будет работать лучше без жесткой тепловой связи! В понижающем преобразователе у вас также могут быть параллельные диоды Шоттки. Их тепловой коэффициент работает по-другому. Их прямое падение напряжения будет уменьшаться с повышением температуры. Так что для них очень важна тесная тепловая связь. В противном случае ток в самом горячем диоде может убежать!

\$\конечная группа\$

Твой ответ

Зарегистрируйтесь или войдите в систему

Зарегистрируйтесь с помощью Google

Зарегистрироваться через Facebook

Зарегистрируйтесь, используя электронную почту и пароль

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но никогда не отображается

Опубликовать как гость

Электронная почта

Требуется, но не отображается

Нажимая «Опубликовать свой ответ», вы соглашаетесь с нашими условиями обслуживания, политикой конфиденциальности и политикой использования файлов cookie

.

Подключение МОП-транзисторов параллельно

Рис. 1 N-канальные МОП-транзисторы, соединенные параллельно.

от Lewis Loflin

Следующие слайды показаны в видео на YouTube выше.

Несколько посетителей этого веб-сайта пытались соединить мощные MOSFET-транзисторы параллельно, чтобы коммутировать более мощную нагрузку. Здесь я рассмотрю этот вопрос и причины, по которым могут возникнуть проблемы.

Посмотреть видео на YouTube Проблемы параллельного подключения полевых МОП-транзисторов.

На рис. 1 показаны 4 n-канальных МОП-транзистора, соединенных параллельно. Речь идет о Rg резисторе затвора. Из-за конструкции полевого МОП-транзистора с очень тонким диэлектрическим изолятором между затвором и истоком может создаваться значительная емкость. Рг предназначен для стравливания заряда на затвор при включении при уверенном выключении.

Проблема в том, что при параллельном соединении полевых МОП-транзисторов емкость умножается, и здесь начинаются проблемы. Судя по спецификации, можно Cgs. Обратите внимание на левую часть рис. 1, где показана конструкция полевого МОП-транзистора.

Рис. 2 Конструкция N-канального МОП-транзистора.

На рис. 2 показана конструкция типичного n-канального МОП-транзистора. Положительный заряд на электроде затвора притягивает отрицательные заряды к затвору, создавая проводящий путь. Казалось бы, это создает еще большую емкость, поскольку изолятор отделяет затвор от проводящего канала. Ведь конденсатор — это два проводника, разделенных изолятором.

Рис. 3 Влияние паразитной емкости при переключении силовых МОП-транзисторов.

На рис. 3, взятом из International Rectifier, показаны проблемы паразитной емкости и индуктивности полевого МОП-транзистора. Это может легко исказить сигнал возбуждения, создав шум и проблемы с переключением.

Рис. 4 Входная емкость искажает прямоугольный сигнал возбуждения полевого МОП-транзистора.

Результатом является хороший чистый цифровой импульс, скажем, у микроконтроллера Arduino есть запаздывающее включение и запаздывающее выключение. Эта кривая заряда распространена в емкостно-резистивных цепях.

Попытка включить/выключить несколько MOSFET одновременно становится проблемой. Давайте более подробно рассмотрим, как обращаться к возможным решениям.

---

Обновление, декабрь 2019 г. Многие современные микроконтроллеры используют 3,3-вольтовое напряжение Vcc. Это также относится к Raspberry Pi. Я нашел два МОП-транзистора, которые работают на 3,3 вольта.

IRFZ44N представляет собой N-канальное устройство с номинальным напряжением 55 В и сопротивлением RDS(on) не более 0,032 Ом. Другое устройство представляет собой P-канальное устройство с номинальным напряжением 55 В и сопротивлением RDS (вкл.) не более 0,02 Ом.

См. следующие спецификации:

• irfz44n.pdf
• irf4905.pdf

См. также Test Power MOSFET Transistors, Results, Observations.

Многие любители используют 3-вольтовый микроконтроллер или, в случае Raspberry Pi, 3-вольтовый ввод-вывод является нормой. Емкость затвор-исток становится реальной проблемой при более низких напряжениях при надежном включении-выключении нескольких параллельно включенных МОП-транзисторов.

Обратите внимание на кривую заряда, где T (время) равно C * R. Кривая заряда нелинейна. Самый быстрый рост напряжения приходится на первый период Т, затем темпы сильно замедляются. 5 раз T считается полностью заряженным.

Полная противоположность выключению или разрядке.

Некоторые полевые МОП-транзисторы включаются при напряжении 3 вольта, но многие протестированные мной полностью включаются при напряжении от 3,5 до 4,3 вольта. Это еще больше усугубляется тем, что в реальном мире каждый полевой МОП-транзистор не идентичен на 100%, даже если у него один и тот же номер детали.

Как показано на рис. 5, при 3 вольтах потребуется 3T, чтобы подняться до 3 вольт, чтобы включить полевой МОП-транзистор. Больше полевых МОП-транзисторов, большая емкость, больший период времени для Т.

Рис. 6 Кривая заряда для 5-вольтового прямоугольного импульса возбуждения МОП-транзистора.

На рис. 6 при 5 вольтах 1T дает 3,6 В при включении большинства полевых МОП-транзисторов. Где-то между 1T и 2T гарантирует, что большинство полевых МОП-транзисторов, таких как IRF630, полностью включатся.

Рис. 7 Кривая заряда для 12-вольтового MOSFET прямоугольного импульса возбуждения.

На рис. 7 показано использование 12-вольтового импульса. 1/2 T включит все МОП-транзисторы. Это может быть не очень хорошо для выключения, так как разряд более высокого напряжения может задержать выключение.

Рис. 8 Схема драйвера на основе MOSFET.

Хотя мы не можем уменьшить Cgs, кроме как с помощью полевых МОП-транзисторов с более низким значением Cgs, лучшим решением будет уменьшение R. Схема на рис. 8 может быть решением.

Вход HIGH включит Q2, обеспечивая быстрый импульс с низким сопротивлением, обеспечивающий бросок тока, необходимый для включения 4 МОП-транзисторов. Низкий уровень входного напряжения на транзисторе Q1 обеспечивает путь разряда с очень низким сопротивлением.

Рис. 9 Конфигурация параллельных МОП-транзисторов 1.

На рис. 9 показаны параллельные МОП-транзисторы с затворами, соединенными вместе, и одним резистором заряда/разряда. Диод подавляет шум, возникающий при протекании тока через резистор.

Рис. 10 Параллельные МОП-транзисторы с отдельными резисторами затвора.

На рис. 10 показан резистор на каждом отдельном затворе MOSFET. На рис. 9 или 10 включен резистор 10 кОм, поэтому полевые МОП-транзисторы гарантированно отключаются при включении питания.

Веселись.

• Проблемы с параллельным подключением МОП-транзисторов YouTube

• Быстрая навигация по этому сайту:
• Базовое обучение электронике и проекты
• Основные проекты твердотельных компонентов
• Проекты микроконтроллеров Arduino
• Электроника Raspberry Pi, Программирование

• Учебное пособие по теории компараторов
• Детекторы пересечения нуля Схемы и приложения
• Улучшенные детекторы пересечения нуля переменным током для Arduino
• Работа с фотодиодными цепями и их применение
• Руководство по схемам фотодиодных операционных усилителей
• Проблемы с параллельным подключением МОП-транзисторов
• Реле постоянного тока на МОП-транзисторах с фотогальваническими драйверами
• Входные цепи оптопары для ПЛК
• Все транзисторы NPN H-Bridge для управления двигателем
• Photo Voltaic Tutorial Твердотельные реле с выходом MOSFET
• Оптическая изоляция элементов управления двигателем H-Bridge
• Дизайн 10-амперного переключателя питания на базе 2N3055
• TA8050P H-образный блок управления двигателем
• Подключение твердотельных реле Crydom MOSFET
• h21L1, 6N137A, FED8183, TLP2662 Оптопары с цифровым выходом

• Фотодиоды и принципы их работы
• Схемы фотодиодных операционных усилителей
• Использование драйверов фотогальванических МОП-транзисторов

Ардуино

• Ардуино
• Преобразование Arduino PWM в аналоговый
• Вольтметр аналогово-цифрового преобразования Arduino
• Лучший датчик поворотного энкодера Arduino
• Простой 3-проводной интерфейс MAX6675 АЦП для термопары Arduino

• Магнитные переключатели и датчики на эффекте Холла
• Схемы стабилизатора транзистор-стабилитрон
• Создание регулируемого источника питания 0–34 В с помощью LM317

• Катушки для высокоселективного кристаллического радиоприемника
• Неоновые (NE-2) схемы, которые можно собрать
• Общие сведения о ксеноновых импульсных лампах и схемах

• LM2575 Простые импульсные регуляторы напряжения
• Простая 2-транзисторная светодиодная мигалка
• Генерация высокого напряжения с помощью катушки индуктивности

Веб-сайт Copyright Lewis Loflin, Все права защищены.
Если вы используете этот материал на другом сайте, предоставьте ссылку на мой сайт.

 

Параллельное соединение биполярных транзисторов с изолированным затвором в структуре Н-моста для снижения токовой нагрузки

• Список журналов
• Открытый выбор Спрингера
• PMC7925468

Sn Прикладные науки

SN Appl Sci. 2021; 3(4): 406.

Published online 2021 Mar 2. doi: 10.1007/s42452-021-04420-y

, ¹ , ¹ , ² and ^{1, 2}

Информация об авторе Примечания к статье Информация об авторских правах и лицензиях Отказ от ответственности

Дополнительные материалы

В этом исследовании мы представляем новую реализацию силовой электронной схемы для создания произвольного почти прямоугольного электромагнитного импульса. С этой целью мы разрабатываем генератор магнитных импульсов на основе параллельных биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT) с архитектурой Н-моста. Такой подход эффективно снижает токовую нагрузку на силовые ключи, сохраняя при этом простую структуру с использованием одного источника постоянного тока и накопительного конденсатора. Экспериментальные результаты характеристики схемы показывают, что предложенная схема способна многократно генерировать почти прямоугольные магнитные импульсы и позволяет генерировать конфигурируемые и стабильные магнитные импульсы, не вызывая чрезмерных нагрузок на устройство. Представленное устройство позволяет производить последовательности импульсов почти прямоугольной формы для модулированных магнитных стимулов. Максимальная длительность положительного импульса в предлагаемом нейростимуляторе составляет до 600 мкс, что регулируется оператором с дискретностью шага 10 мкс. Измеренная максимальная энергия, передаваемая лечебной катушке, составила 100,4 Дж. Предлагаемое устройство транскраниального магнитного стимулятора (ТМС) обеспечивает более гибкое формирование магнитного стимула с помощью архитектуры Н-моста и параллельных БТИЗ, что может эффективно снизить токовую нагрузку на силовые ключи для повторные протоколы лечения.

Дополнительная информация

Онлайн-версия содержит дополнительные материалы, доступные по адресу 10.1007/s42452-021-04420-y.

Ключевые слова: Транскраниальная магнитная стимуляция, Генератор импульсов, Параллельные IGBT, Гибкий импульс ТМС, Текущее напряжение

Транскраниальная магнитная стимуляция (ТМС) представляет собой неинвазивный метод, который может активировать корковые нейроны с помощью электромагнитно-индуцированных стимулов. TMS работает, пропуская переходный ток через лечебную катушку, размещенную на голове пациента, таким образом индуцируя электрическое поле, которое безопасно проникает в череп. Он имеет долгую историю применения как в неврологических исследованиях, так и в клинической терапии [1, 2]; Управление по санитарному надзору за качеством пищевых продуктов и медикаментов США (FDA) одобрило ТМС для лечения ряда психических и неврологических заболеваний, таких как большое депрессивное расстройство и обсессивно-компульсивное расстройство (ОКР), и оно исследуется для многих других методов лечения [1, 3]. Доставка стимулов ТМС в виде длинной последовательности импульсов (последовательности или пачки) называется повторяющейся ТМС (рТМС), которая широко используется в неинвазивных методах лечения нескольких нейродегенеративных заболеваний [4, 5]. Повторяющиеся протоколы нейромодуляции могут вызывать долговременные нейропластические изменения в мозговых цепях [6]. При терапии, называемой стимуляцией тета-импульсов (TBS), повторение импульсов достигает 50 Гц [7], в то время как эта частота может достигать 666 Гц в протоколе стимуляции Quadri-pulse (QPS) с более длительными интервалами времени между последовательностями (пять секунд) и меньше повторений импульсов в серии (четыре импульса) [8]. Метод QPS использует четыре монофазных стимула и может вызывать значительное последействие на области коры [9].].

Принцип работы обычного генератора импульсов TMS прост: большой накопительный конденсатор (C ≈ 250 мкФ) заряжается до постоянного напряжения около 1,6 кВ (максимум). Когда переключатель питания (обычно тиристор) находится в проводящем состоянии, предварительно заряженный конденсатор разряжается через катушку обработки (L) и генерирует быстро меняющееся поле. Индуктивность катушки составляет от 15 до 24 мкГн, а максимальный ток, протекающий в стимулирующей катушке, составляет 5 кА (полный размах 10 кА). Максимальное магнитное поле, создаваемое на поверхности катушки, в среднем может достигать 1 Тл. Базовая структура этой схемы показана на рис. а. Несмотря на успех метода ТМС, существуют некоторые существенные ограничения, связанные с параметрами формы импульса. Из-за структуры LC-резонансного контура в доступных генераторах импульсов формы сигналов, создаваемые в этих устройствах, фиксированы и зависят от аппаратных параметров. Таким образом, магнитный стимул обычно имеет форму косинуса с периодом 400 микросекунд (так называемый «двухфазный импульс») [10]. Более регулируемый контроль формы импульса стимула потенциально может позволить новые исследования и клинические приложения, которые не достижимы с помощью обычного оборудования для ТМС [11].

Открыть в отдельном окне

Предлагаемая структура устройства TMS. a Общая схема реализованной системы. b Архитектура с параллельными IGBT для инверторного блока для снижения нагрузки по току в Н-мосте

Удовлетворяя эту потребность, Gattinger et al. представила новое устройство TMS, названное «flexTMS» [12]. В этом устройстве использовался один источник постоянного тока и структура Н-моста для управления LC-резонансом в разные временные интервалы. Для повышения гибкости магнитной стимуляции Peterchev et al. разработали управляемое устройство TMS (cTMS) для генерации гибких импульсов почти прямоугольной формы [13]. Четыре переключателя на биполярных транзисторах с изолированным затвором (IGBT), включающие обратные диоды, которые образуют архитектуру с двумя полумостами, использовались для подключения катушки стимуляции к накопительным конденсаторам, как показано на рис. sb. Два изолированных источника постоянного тока и отдельные накопительные конденсаторы (C ₁ , C ₂ ), и выходной импульс может произвести четыре различных напряжения, V _COIL = {V _DC1 , — V _DC2 , V _DC1 – V , V _{DC19557 – V} , V _{, — ​​V DC2 , V 6, — V . }. Хотя использование двух отдельных конденсаторов может повысить уровень выходного напряжения, перезарядка конденсаторов является сложной задачей при возвращении энергии из катушки (режим регенерации).}

Другим ограничением в конкретной реализации устройства cTMS, описанным в [13], является перегрузка по току, налагаемая на ключи (показано, что пиковый ток в 2,5 раза превышает номинальные значения IGBT). В силовых электронных системах силовые полупроводниковые элементы являются одними из наиболее хрупких компонентов [14]. Обзоры влияния перегрузки по току на IGBT-переключатели представлены в [15, 16]. В результате перегрузки по току на уровне кристалла IGBT наблюдаются физические признаки (например, обесцвеченные пятна на поверхности). Хотя эти сигнатуры не обязательно вызывают немедленный отказ устройства, было замечено, что они значительно сокращают срок службы устройства и увеличивают риск внезапного отказа [17]. Важность максимальной токовой защиты устройств имеет решающее значение в таких протоколах, как rTMS, которые требуют очень высоких пиковых токов (но при очень низком рабочем цикле). Такое использование с большей вероятностью вызовет «невидимые» накапливающиеся повреждения в полупроводниковых устройствах (что в конечном итоге приведет к отказу) по сравнению с более простым процессом стационарного нагрева, который наблюдается в приложениях с непрерывным рабочим циклом. Это особенно важно при применении медицинского оборудования, такого как машина ТМС, где безопасность пациента и оператора может быть под угрозой.

Это исследование состоит из следующих разделов: в первом разделе представлена ​​предлагаемая структура устройства магнитного стимулятора. Затем объясняется конструкция драйвера для равномерного распределения тока между параллельными IGBT. Результаты измерений экспериментального прототипа приведены в разделе результатов. Наконец, представлено обсуждение ключевых выводов, ограничений предложенной схемы и выводов.

Как показано на рис. а, сетевое переменное напряжение преобразуется в постоянное с помощью двухполупериодного диодного выпрямителя, после чего заряжаются конденсаторы звена постоянного тока (В _DC ). Затем инвертор H-моста генерирует импульсный сигнал почти прямоугольной формы из напряжения постоянного тока с концепцией переключения частоты. В зависимости от требуемого уровня постоянного напряжения перед выпрямителем может быть установлен повышающий трансформатор. В предлагаемой схеме используются восемь IGBT-переключателей для снижения токовой нагрузки, образующих H-мост, как показано на рис. b. Полная лабораторная установка TMS представлена ​​на рис. , которая подключена к катушке стимуляции (L).

Открыть в отдельном окне

Экспериментальная установка TMS. a Физическая сборка и катушка стимуляции. b Внутреннее оборудование для коробки TMS. Напряжение и ток катушки измерялись с помощью высоковольтного дифференциального датчика (TA044, PICO TECHNOLOGY, Великобритания) и датчика тока Роговского (I6000S FLEX-24, FLUKE, США) соответственно

Предлагаемое устройство управляется MicroLabBox ( dSPACE GmbH, Германия) цифровая система управления (контроллер). БТИЗ подключены параллельно для увеличения допустимого тока. Структура H-моста выгодна по сравнению со структурой cTMS, поскольку для нее требуется только один источник постоянного тока. Однако необходимо учитывать некоторые недостатки структуры Н-моста. Изменения производственного процесса могут привести к отклонениям в параметрах силового ключа, таких как паразитная индуктивность. В дополнение к ним паразитная индуктивность силовой цепи и различные задержки распространения в системах драйверов могут увеличить несимметричное распределение тока между параллельно включенными IGBT ключами [18].

Схема драйвера играет ключевую роль в решении этих проблем. Например, в концепции индивидуального драйвера, где каждый модуль IGBT имеет отдельный драйвер, различия во времени распространения сигнала к IGBT, разные напряжения затвор-эмиттер и джиттер (смещение времени из-за того, что цифровые драйверы имеют свои собственные системные часы) являются основными факторами асимметричного распределения тока. Напротив, в концепции центрального драйвера все параллельные переключатели управляются одним драйвером. Пока один драйвер имеет подходящие размеры, чтобы он мог обеспечить необходимый ток для всех подключенных к нему IGBT, скорость включения и выключения ключей не снижается.

В силовых цепях при быстром переключении больших токов паразитная индуктивность в цепи вызывает скачок напряжения. Это перенапряжение может превысить максимальное напряжение блокировки IGBT, что может привести к повреждению силовых ключей [19]. Демпферы могут эффективно защищать от перенапряжения во время переходных процессов и удерживать IGBT в безопасной рабочей зоне. Снабберы подключены параллельно эмиттеру-коллектору IGBT, как показано на рис. Промежуточный контур содержит двухполупериодный диодный выпрямитель, емкостной резистор ограничения заряда с четырьмя импульсными конденсаторами. Этот блок выпрямляет напряжение, полученное от основной розетки, и заряжает конденсаторы. Последовательная структура конденсатора увеличивает его рабочее напряжение (до 1000 В), а параллельная структура увеличивает емкость (C 9от 0556 до  = 10 мФ).

В этом исследовании выбран и реализован центральный драйвер, как показано на рис. а также . Как показано на рис. а, предположим, что два параллельных IGBT (S1 и S2) подключены к драйверу напрямую, и между эмиттерами и драйвером нет сопротивления (R _E  = 0). Различные паразитные индуктивности (L _с1  ≠ L _с2 ) или разное поведение при переключении приводят к разным падениям напряжения (V _Ls1  ≠ V _Ls2 ). Эта разница напряжений вызовет статический и динамический дисбаланс между токами двух эмиттеров (I _E1 , I _E2 ).

Открыть в отдельном окне

Предлагаемая концепция центрального драйвера для двух параллельных IGBT: a Балансирующий эффект эмиттерных резисторов. b Предлагаемый интерфейс драйвера затвора двух параллельных IGBT и ядра драйвера затвора масштаба 2 + 

Разделение тока между IGBT можно стимулировать путем добавления двух низкоомных резисторов между эмиттерами и драйвером (R _E ): если один IGBT включается быстрее, его скорость нарастания тока коллектора будет больше, и поэтому на индуктивности его эмиттера будет создаваться большее падение напряжения, что, в свою очередь, уменьшает эффективное напряжение затвор-эмиттер, наблюдаемое IGBT, вызывая его скорость включения должна быть уменьшена. В предположении, что IC1+IC2≫IE, это можно смоделировать

ΔVE=VE1-VE2=dIC1dtLs1-dIC2dtLs2

1

IE=ΔVE2RE

2

VGE1=VGE-IG1RG1-REIE=VGE-ΔV2

3

VGE2=VGE-IG2RG2+REIE=VGE+ ΔV2

4

Видно, что более быстрое переключающее устройство (более высокое значение di/dt) испытывает снижение напряжения затвор-эмиттер (что будет иметь тенденцию к снижению его скорости переключения), а более медленное переключающее устройство (более низкое значение di/dt) испытает увеличение напряжения затвор-эмиттер (что будет иметь тенденцию к увеличению его скорости переключения), т.е. сформировалась система отрицательной обратной связи [20].

По сути, эмиттерные резисторы допускают неравное напряжение затвор-эмиттер для двух IGBT, ограничивая циркулирующий ток I _E до разумного значения. Выбор резистора эмиттера должен быть достаточно высоким, чтобы величина I _E была должным образом ограничена, но достаточно низким, чтобы обеспечить достаточно быструю зарядку/разрядку емкости затвор-эмиттер приводом затвора. Если значение высокое, скорость переключения обоих IGBT будет снижена (что приведет к увеличению потерь мощности). Если значение сопротивления будет увеличено слишком сильно, может возникнуть переходная нестабильность. На практике выбор номинала резистора, вызывающий пиковый циркулирующий ток I _E , равный номиналу драйвера, является разумным (в этом приложении IE≈20A по сравнению с IC≈ 1,8 кА).

Искусственное увеличение индуктивности эмиттера Ls1 и Ls2 сверх естественной индуктивности цепи приведет к усилению балансирующего эффекта. Такое увеличение следует производить с осторожностью, так как оно приведет к снижению стабильности и может привести к деструктивным колебаниям или двойному переключению в IGBT.

Обратите внимание, что в каждой ноге верхний и нижний выключатели управляются дополняющим образом и ни при каких обстоятельствах не должны включаться одновременно. Это вызовет короткое замыкание в звене постоянного тока (так называемое «прорывное состояние») и, вероятно, разрушит цепь. Такое поведение может происходить из-за асимметричных времен задержки трактов управляющих сигналов. Для предотвращения этого можно использовать схемы мертвого времени [21].

Высокие скорости переключения БТИЗ являются собственным источником электромагнитных помех (ЭМП) [22]. Эти источники электромагнитных помех легко подключаются к близлежащим кабелям и печатным платам. Для предотвращения нежелательного поведения могут потребоваться корректирующие действия (например, добавление экранирования). Наконец, для защиты чувствительной клеммы затвор-эмиттер от переходных процессов напряжения, вызванных выходным сигналом драйвера, электромагнитных помех и других временных событий напряжения, в схему драйвера затвора можно включить диоды подавления переходного напряжения (TVS). Окончательная структура драйвера показана на рис. b, а предлагаемые компоненты нейростимулятора — в таблице. Драйвер затвора представляет собой двухканальное ядро ​​драйвера, обеспечивающее размах напряжения  + 15 В/–8 В. Применение отрицательного напряжения в закрытом состоянии помогает предотвратить непреднамеренное включение IGBT. Подсчитано, что общая паразитная индуктивность составляет LS≈120 нГн для каждого IGBT. Оптимальный R _E находится путем увеличения значения, начиная с 0,1 Ом, до тех пор, пока не будет достигнуто удовлетворительное распределение тока (в пределах 5%).

Table 1

Key components of the proposed magnetic pulse generator

Component	Assignment	Rating	Part Number	Manufacturer
S1-S4 and S1′-S4′	IGBT	1,2 кВ-1,8 кА	SEMiX603GB12E4p	Semikron
L	Stimulation coil	15. 5 µH	D70 Remote Coil	Magstim
Scale 2 + driver core	Gate driver core	VGE on  = 15 V, VGE off  = −8 V ​​	2SC0106T2A1-12	Power Integrations
DC-link capacitor	Pulse capacitor	10,000 μF, 500 VDC	ALS70A103NT500	KEMET Electronics
TVS	Transient V. suppressor	V Break-down  =  ± 19. 7 V	SMBJ16CA	Littelfuse Inc
R1, R2	Turn off and turn on resistor	22 Ω	RCC025 22R J	Arcol
R GE	Gate-emitter resistor	22 kΩ	RCC050 22 K J	Arcol
R E	Feedback resistor	500 mΩ	AP821 R5 J	Arcol
Controller	Digital controller	Time res. : 10 ns	MicroLabBox	dSPACE

Open in a separate window

Экспериментально охарактеризован генератор магнитных импульсов. Например, квадратный стимул 95 мкс (55 мкс положительной и 40 мкс отрицательной фазы) показан на рис. Значения напряжения и тока катушек зависят от индуктивности катушки, ширины стимулирующего импульса и амплитуды напряжения на конденсаторе. Результирующий выходной импульс имеет три различных уровня напряжения, В 9катушка 0556  = {V _DC , − V _DC , 0}; V _DC регулируется через регулируемый автотрансформатор. Цепь исследовалась при напряжении в звене постоянного тока V _DC  = 1000 В и пиковом выходном токе до 3,6 кА (размах тока катушки 7,2 кА). Максимальная длительность положительного импульса в предлагаемом устройстве ТМС составляет до 600 мкс, которая регулируется оператором с дискретностью шага 10 мкс. Было измерено, что максимальная энергия, передаваемая лечебной катушке, составляет 100,4 Дж. Измерения проводились с помощью цифрового осциллографа с частотой дискретизации 250 Мвыб/с без какой-либо фильтрации импульсов переключения.

Открыть в отдельном окне

Измеренное напряжение катушки (V _{, катушка} ) и ток катушки (I _{, катушка} ) для квадратного стимула 95 мкс (55 мкс положительной и 40 мкс отрицательной фазы). Места измерения параметров (катушка V ) и (катушка I ) показаны на рис.

. разные состояния. Для этой цели была получена форма сигнала стимула, подобная рис. , с эмиттерным резистором и без него. Токи измерялись в параллельных ключах S1 и S2 по схеме на рис. б, а пиковый ток катушки составил I 9Катушка 0556  = 3,2 кА. В первом эксперименте сопротивления эмиттера были установлены равными нулю (R _E  = 0). Результаты текущих измерений каждого IGBT показаны на рис. а. Из-за разных напряжений затвор-эмиттер в S1 и S2, возникающих из-за разных падений напряжения на паразитных катушках индуктивности, распределение тока неравномерно. Ток S1 и S2 составляет 40 и 60% от общего выходного тока соответственно. Добавив сопротивление эмиттера и повторив эксперимент (R _E  = 0,5 Ом, согласно таблице ), получены результаты рис. б. Токи разделены почти симметрично. Таким образом, можно сделать вывод, что предложенная структура для двух параллельных драйверов переключателей позволила достичь приемлемого баланса распределения тока.

Открыть в отдельном окне

Влияние обратной связи эмиттера на распределение тока IGBT; a Отсутствие эмиттерных резисторов; b Эмиттерные резисторы включены. Видно, что отсутствие обратной связи в эмиттерном контуре вызывает неравномерное распределение тока в IGBT. Каждый квадрат представляет ток 1 кА за 20 мкс

Реализованная схема TMS основана на новой парадигме, предполагающей использование технологии H-моста и параллельных IGBT, которые могут изменить форму импульса магнитного воздействия и снизить токовую нагрузку на IGBT. Современные магнитные стимуляторы ограничивают применение новых протоколов магнитной стимуляции в тестах ТМС. Большинство этих ограничений связано с принципами работы магнитных стимуляторов. Одним из их ключевых технических ограничений является форма и характер импульса, которые могут ограничивать клиническую эффективность устройств ТМС и ограничивать их исследовательский потенциал. Кроме того, создание последовательных и стабильных стимулов с высокой частотой повторения является одной из основных проблем этого метода. Выход предлагаемого устройства выходит за рамки обычных стимулов, таких как прямоугольные или затухающие косинусоидальные сигналы, и переходит к произвольному стимулу. Новые формы стимулов могут иметь практические преимущества по сравнению с импульсами, создаваемыми магнитными стимуляторами с генерацией тока, для клинических испытаний. Поскольку параллельные IGBT позволяют генерировать импульсы почти прямоугольной формы с высокой частотой повторения, последовательность импульсов можно использовать для генерации магнитных стимулов с помощью методов модуляции, таких как широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Метод модуляции позволяет управлять формой выходного сигнала, частотой и формой парадигмы лечения с помощью экономичных и надежных методов. Более подробная информация о подходе модуляции в устройствах TMS доступна в [23].

На рисунке показан пример генерируемых магнитных импульсов ШИМ для имитации косинусоидального импульса частотой 2,5 кГц. Собственная низкочастотная природа нервных тканей ослабляет высокочастотные гармоники импульса, и изменения мембранного напряжения будут близки к идеальным [23].

Открыть в отдельном окне

Измеренные формы сигналов для двухфазного стимула 2,5 кГц (ШИМ-эквивалент для косинусоидального стимула)

Устройства ТМС играют фундаментальную роль во многих решениях неинвазивной модуляции мозга в различных областях диагностики и клинической неврологии. Предлагаемый нейростимулятор обеспечивает более гибкое формирование магнитного стимула с помощью архитектуры H-моста и параллельных IGBT. Кроме того, контролируемое формирование стимула потенциально может повысить избирательность нейронной популяции [24]. Одной из основных проблем, связанных с новыми конструкциями устройств TMS, является большая нагрузка по току, приложенная к переключателям питания, и связанные с этим риски отказа устройства. Параллельное подключение IGBT становится необходимым для устройств TMS с более высокой номинальной выходной мощностью и рабочим циклом (таких как высокочастотные rTMS или QPS), где одного IGBT недостаточно. Параллельные IGBT создают проблемы в поддержании равномерного распределения тока при одновременном быстром включении и выключении; Для этого можно использовать концепцию центрального драйвера и эмиттерные резисторы IGBT.

Одним из ограничений предлагаемой конструкции является относительно большой размер реализованной схемы по сравнению с обычными системами TMS. Кроме того, из-за последовательного переключения IGBT существует возможность увеличения потерь мощности при переключении и более высокой температуры кристалла, что следует дополнительно изучить для повторяющихся протоколов TMS. Следует также дополнительно изучить влияние высокочастотных гармоник, вызванных прямоугольными магнитными стимулами, на поведение нейронов.

Таким образом, была исследована необходимость использования параллельных IGBT для снижения токовой нагрузки и поддержания всех переключателей в пределах их безопасной рабочей зоны. Предложенные схемы были охарактеризованы экспериментально. Результаты измерений показали, что предложенная схема драйвера может распределять равный ток между параллельными IGBT как в статическом, так и в динамическом состояниях, при этом безопасно генерируя импульсы длительностью до 600 мкс.

Ниже ссылка на электронный дополнительный материал.

Дополнительный файл1 (PDF, 32 КБ) ^{(32K, pdf)}

Авторы хотели бы поблагодарить компанию Magstim Company Ltd (Великобритания) за предоставление стимулирующей катушки, систем Magstim, ценные рекомендации по проектным решениям и стипендию MRC iCASE. для Карен Вендт. Представленные технология и метод нейростимулятора являются предметом патентной заявки Оксфордского университета.

Эта работа была поддержана программным грантом от MRC Brain Network Dynamics Unit (MRC-BNDU) в Оксфордском университете, а также дополнительным финансированием Denison Королевской инженерной академией и Wendt в рамках стипендии MRC iCASE.

Конфликт интересов

От имени всех авторов соответствующий автор заявляет об отсутствии конфликта интересов.

Примечание издателя

Springer Nature остается нейтральной в отношении юрисдикционных претензий в опубликованных картах и ​​институциональной принадлежности.

Маджид Мемариан Сорхаби, электронная почта: [email protected].

Карен Вендт, электронная почта: [email protected].

Дэниел Роджерс, электронная почта: [email protected].

Тимоти Денисон, электронная почта: [email protected].

1. Roth Y, et al. Вращательное поле ТМС: сравнение с традиционной ТМС на основе моторных вызванных потенциалов и порогов в моторной коре рук и ног. Мозговой стимул. 2020;13(3):900–907. doi: 10.1016/j.brs.2020.03.010. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

2. Paolo Casula E, et al. Новые индексы TMS-EEG для исследования межполушарной динамики у людей. Клин Нейрофизиол. 2020;131(1):70–77. doi: 10.1016/j.clinph.2019.09.013. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

3. Ekhtiari H, et al. Транскраниальная электрическая и магнитная стимуляция (ЧЭС и ТМС) в лечении наркомании: консенсусный документ о современном состоянии науки и пути вперед. Neurosci Biobehav Rev. 2019; 104:118–140. doi: 10.1016/j.neubiorev.2019.06.007. [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

4. Lia X, et al. Кортикальная пластичность коррелирует с когнитивным улучшением у пациентов с болезнью Альцгеймера после лечения рТМС. Мозговой стимул. 2021 г.: 10.1016/j.brs.2021.01.012. [PubMed] [CrossRef] [Академия Google]

5. Nguyen TD, et al. Эффективность повторяющейся транскраниальной магнитной стимуляции (rTMS) при биполярной депрессии: систематический обзор и метаанализ. J Аффективное расстройство. 2021; 279: 250–255. doi: 10.1016/j.jad.2020.10.013. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

6. Cywiak C, et al. Неинвазивная нейромодуляция с использованием rTMS и гена электромагнитного восприятия (EPG) способствует пластичности после повреждения нерва. Мозговой стимул. 2020;13(6):1774–1783. doi: 10.1016/j.brs.2020.10.006. [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

7. Zomorrodi R, et al. Связь между кросс-частотной связью и нейропластичностью посредством парной ассоциативной стимуляции: исследование ТМС-ЭЭГ. Мозговой стимул. 2019;12(2):512. doi: 10.1016/j.brs.2018.12.680. [CrossRef] [Google Scholar]

8. Matsumoto H, Ugawa Y. Четырехимпульсная стимуляция (QPS) Exp Brain Res. 2020; 238:1619–1625. doi: 10.1007/s00221-020-05788-w. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

9. Hamada M, et al. Двунаправленная долговременная пластичность и метапластичность моторной коры, индуцированная четырехимпульсной транскраниальной магнитной стимуляцией. Дж. Физиол. 2008;586(16):3927–3947. doi: 10.1113/jphysiol.2008.152793. [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

10. Мемариан Сорхаби М. и др. (2017) «Транскраниальная стимуляция глубокого мозга: новый подход к высокому трехмерному разрешению», IEEE Access, стр. 3157 — 3171

11. Halawa I, et al. Нейрональная настройка: выборочное нацеливание на популяции нейронов посредством манипулирования шириной и направленностью импульса. Мозговой стимул. 2019;12(5):1244–1252. doi: 10.1016/j.brs.2019.04.012. [PubMed] [CrossRef] [Академия Google]

12. Gattinger N, Moßnang G, Gleich B. flexTMS – новое устройство для повторяющейся транскраниальной магнитной стимуляции со свободно программируемыми токами стимуляции. IEEE Trans Biomed Eng. 2012;59(7):1962–1970. doi: 10.1109/TBME.2012.2195180. [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

13. Петерчев А.В. и др. (2014) «Транскраниальный магнитный стимулятор с управляемым параметром импульса с улучшенной топологией схемы и формированием импульса», J Neural Eng., vol. 11, нет. 5 [Бесплатная статья PMC] [PubMed]

14. Ян С., Брайант А., Моуби П., Сян Д., Ран Л., Тавнер П. Отраслевой обзор надежности силовых электронных преобразователей. IEEE Trans Ind Appl. 2011;47(3):1441–1451. doi: 10. 1109/TIA.2011.2124436. [CrossRef] [Google Scholar]

15. Perpiñà X et al (2013) «Роль компоновки в физике отказа IGBT при индуктивном отключении с перегрузкой», IEEE Transactions On Electron Devices, vol. 60, нет. 2, стр. 598–605

16. Лефевр С., Мизери Ф. Анализ операций отключения CIC NPT IGBT при высоком уровне тока переключения. Трансэлектронные устройства IEEE. 1999;46(5):1042–1049. дои: 10.1109/16.760415. [CrossRef] [Google Scholar]

17. Mauro C. Избранные механизмы отказа современных силовых модулей. Микроэлектрон Надежность. 2002; 42(4–5):653–667. [Google Scholar]

18. Тан Ю, Ма Х. Динамическая электротермическая модель параллельных модулей IGBT с несбалансированными параметрами рассеяния. IEEE Trans Power Electron. 2017;32(2):1385–1399. doi: 10.1109/TPEL.2016.2542198. [CrossRef] [Google Scholar]

19. Jing L, Du M, Wei K, Hurley WG. Метод контроля состояния соединительных проводов в модулях IGBT, основанный на характеристиках вызывного напряжения. Трансэлектронные устройства IEEE. 2019;66(9):3953–3960. doi: 10.1109/TED.2019.2931445. [CrossRef] [Google Scholar]

20. Hofstötter N (2017) Модули IGBT в параллельной работе с центральной и отдельной платой управления. Замечания по применению Semikron (AN 17-001), стр. 1–27

21. Джаянт Б.Б. (2015) «Глава 7-Проектирование схемы управления затвором», в Устройство IGBT , Уильям Эндрю, 2015, стр. 193–203

22. Коста Ф., Магнон Д. Графический анализ спектров источников электромагнитных помех в силовой электронике. IEEE Trans Power Electron. 2005;20(6):1491–1498. doi: 10.1109/TPEL.2005.857564. [CrossRef] [Google Scholar]

23. MemarianSorkhabi M et al (2020) «Программируемая транскраниальная магнитная стимуляция — метод модуляции для генерации управляемых магнитных стимулов», IEEE Transactions on Biomedical Engineering [бесплатная статья PMC] [PubMed ]

24. Martin S et al (2006) «Полусинусоидальная, монофазная и двухфазная транскраниальная магнитная стимуляция моторной коры человека», Clin Neurophysiol, 117(4): 838–44 [PubMed]

9 примеров параллельных цепей – Lambda Geeks

Параллельная цепь позволяет току проходить через разные (отдельные) ветви цепи. Ток на путях может быть разным, но напряжение на каждом параллельном пути идентично.
Цепь может быть параллельной или последовательной, или комбинацией параллельных и последовательных цепей. Существует несколько различных примеров параллельных цепей.

Некоторые примеры приведены ниже :

• Resistor in parallel
• Capacitor in parallel
• Inductor in parallel
• Resistor and capacitor in parallel
• Resistor and inductor in parallel
• Resistor, capacitor, inductor параллельно
• Индуктор и конденсатор параллельно
• Диод параллельно
• Транзисторы параллельно
• Параллельный источник тока

Параллельные резисторы

Предположим, что между двумя узлами схемы подключено более одного резистора, тогда резисторы подключены параллельно друг другу. Другими словами, когда оба вывода резисторов подключены соответственно к каждому концу других резисторов. Величина сопротивления может быть разной или одинаковой в комбинациях параллельных цепей по требованию. Напряжение (или разность потенциалов) на каждом резисторе идентично при параллельном соединении, поскольку существует множество путей прохождения тока. Значение тока будет варьироваться в зависимости от сопротивления в каждом пути. Если значение сопротивления каждого пути одинаково, то ток, протекающий через каждую часть, также станет одинаковым.

Например, если два резистора одинакового сопротивления соединить параллельно друг другу, то ток, протекающий через них, будет одинаковым. С помощью правил разделения тока можно определить ток, входящий и выходящий из каждого пути цепи.

Но когда два резистора R1 и R2 разного сопротивления соединены параллельно, ток, протекающий через них, будет разным. Поскольку V=IR (закон Ома), поскольку V одинаково для всех компонентов параллельной цепи, значение I зависит от значения R.

Вся параллельная схема резистора может быть заменена единственным резистором, номинал которого равен эквивалентному сопротивлению всей параллельной комбинации резисторов.

Эквивалентное сопротивление представляет собой общий эффект сопротивления всех параллельно соединенных резисторов.

Уравнение эквивалентного сопротивления при параллельном соединении с резистором:

[латекс]1\frac{1}{R_e}=\frac{1}{R_1}+\frac{1}{R_2}+\frac{1} {R_3}…..+\frac{1}{R_n}[/latex]

Где [латекс] R_e [/латекс] -> Эквивалентное сопротивление.

[латекс] R_1, R_2, R_3….R_n [/латекс] -> Параллельно подключены различные сопротивления.

Если два параллельно соединенных резистора (R) имеют одинаковое значение, эквивалентное сопротивление обоих резисторов составляет половину сопротивления одного резистора (R).

As [латекс]\frac{1}{R_e}=\frac{1}{R}+\frac{1}{R}[/latex]=>[latex] \frac{1}{R_e} = \frac{2}{R}[/latex] =>[latex] R_e = \frac {R}{2}.[/latex]

Результирующее эквивалентное сопротивление резистора, включенного параллельно, всегда ниже, чем отдельного резистора. , и по мере увеличения сопротивления эквивалентное сопротивление уменьшается.

Параллельный конденсатор

Предположим, что между двумя узлами цепи подключено более одного конденсатора, тогда конденсаторы соединены параллельно друг с другом. другими словами, когда оба вывода конденсатора подключены соответственно к каждому и к другим конденсаторам.

Когда конденсаторы соединены параллельно, результирующая емкость (или общая емкость) равна сложению (или сумме) емкости каждого конденсатора в комбинации.

[латекс]C_t = C_1 + C_2 +C_3 ……. +C_n[/latex]

Где [latex]C_t[/latex]-> общая емкость параллельной комбинации.

[латекс]C_1, C_2, C_3 …. C_n[/latex] -> разные конденсаторы, соединенные параллельно.

Рис. Параллельное соединение конденсаторов.

Напряжение на каждом конденсаторе в параллельном соединении одинаково, но заряд, сохраняемый каждым конденсатором, зависит от значения емкости каждого конденсатора в соответствии с Q=CV. Таким образом, при изменении емкости конденсатора накопленный заряд также будет изменяться, поскольку приложенное напряжение на всех конденсаторах в параллельной комбинации одинаково.

Например, если три конденсатора соединены параллельно, емкость каждого из них может быть разной или одинаковой. Предположим, что каждый конденсатор, соединенный параллельно, имеет точную емкость. В этом случае заряд, сохраняемый каждым конденсатором, будет одинаковым, но если емкость каждого конденсатора различна, каждый конденсатор будет удерживать разное количество заряда. Общий заряд (Q), сохраняемый общим конденсатором (в параллельной комбинации), представляет собой сумму отдельных зарядов.

[латекс]Q= Q_1 + Q_2 + Q_3[/латекс]

Где [латекс]Q_1, Q_2, Q_3[/латекс] — заряд, накопленный конденсатором [латекс]С_1, С_2, С_3,[/латекс ] соответственно.

Как мы знаем Q= CV

Итак, [латекс]C_t V = C_1 V + C_2 V + C_3 V[/latex]

[латекс]C_t = C_1 + C_2 + C_3[/latex]

Индуктор Параллельно

Предположим, что между двумя узлами цепи подключено более одного индуктора, тогда индукторы соединены параллельно друг с другом. Другими словами, когда оба конца (или клеммы) индуктора соединены соответственно с каждым и с другим индуктором.

Ток, протекающий через каждый индуктор, не равен общему току, а представляет собой сумму всех токов, протекающих через каждый индуктор, подключенный параллельно. Индуктивность параллельной комбинации индукторов меньше, чем у комбинированной индуктивности.

Рис. Параллельное соединение индуктора.

Общий ток, протекающий через общую параллельную комбинацию, представляет собой сумму отдельных токов, протекающих через каждый проводник, поэтому

[латекс]I= I_1 + I_2 + I_3 ….. + I_n.[/latex]

Где I — общий ток, а [latex]I_1, I_2, I_3, ….. I_n[/latex] — ток через [/latex]L_1, L_2, L_3, … L_n[/latex].

Зависимость тока, напряжения и индуктивности индуктора можно определить как V= L (di/dt)

Как [латекс]V=L_t\frac{\partial (I_1 + I_2 + I_3…..+ I_n) }{\partial t}[/latex]

=> [latex]L_t(\frac{\partial I_1}{\partial t}+\frac{\partial I_2}{\partial t}+\frac{ \partial I_3}{\partial t}…. .+ \frac{\partial I_n}{\partial t})[/latex]

=> [латекс]L_t(\frac{V}{L_1}+\frac{V}{L_2}+\frac{V}{L_3}…..\frac{V}{L_n})[/latex ]

[латекс]\frac{1}{L_t}=\frac{1}{L_1}+\frac{1}{L_2}+\frac{1}{L_3}……..+\frac{1 }{L_n}[/latex]

Где [latex] L_t [/latex] => общая индуктивность параллельной комбинации катушек индуктивности.

[латекс] L_1, L_2, L_3, … L_n [/латекс] — отдельные индукторы в параллельной комбинации.

Приведенное выше уравнение выполняется, когда нет естественной индуктивности или магнитной связи между какими-либо индукторами.

Параллельное соединение резистора и конденсатора

Если между двумя узлами цепи подключено хотя бы одно сопротивление и один конденсатор, то резистор и конденсатор соединены параллельно.

Когда резистор и конденсатор подключены параллельно, общий импеданс будет иметь фазовый угол от 0 до –90 градусов, а ток будет иметь фазовый угол от 0 до 90 градусов.

При параллельной комбинации резистора и конденсатора компоненты параллельной цепи имеют одинаковое напряжение. Фазовый угол зависит от значения тока, который проходит (или течет) через конденсатор и резистор. Если ток через конденсатор выше, фазовый угол будет близок к 9{-1}\frac{I_C}{I_R} [/latex]

[latex] I_C [/latex] -> ток через конденсатор.

[латекс] I_R [/латекс] -> ток через резистор.

Если параллельная RC-цепь состоит только из одного конденсатора и одного резистора, то цепь относится к типу первого порядка.

Параллельное соединение резистора и катушки индуктивности

Если хотя бы одна катушка индуктивности и резистор подключены между двумя узлами цепи, то катушка индуктивности и резистор находятся в параллельной комбинации. Общий фазовый угол этой комбинации всегда находится в пределах от 0 до -9 градусов.{-1}\frac{I_L}{I_R} [/latex]

Где R и L — сопротивление и индуктивность резистора и катушки индуктивности соответственно.

[латекс] I_L [/латекс] и [латекс] I_R [/латекс] — токи через индуктор и резистор соответственно.

Если цепь LR состоит только из одной катушки индуктивности и одного резистора, то эта цепь является цепью LR первого порядка.

Параллельная комбинация резистора, индуктора и конденсатора

Если резистор-конденсатор и индуктор подключены между двумя узлами цепи, то это параллельная комбинация резистор-конденсатор и индуктор

Напряжение на каждом элементе одинаково, но общий ток, протекающий через эту комбинацию, делится на каждый компонент в зависимости от важности каждого элемента цепь находится в фазе с приложенным напряжением, она резонирует на определенной частоте, называемой резонансной частотой.

Изображение предоставлено: «Файл: RLC параллельная схема v1.svg» от V4711. Это векторное изображение, не указанное W3C, было создано с помощью Adobe Illustrator. Этот файл был получен из: RLC параллельная схема.png: лицензируется в соответствии с CC BY-SA 3.0 92)[/latex]

Где [latex]I_L[/latex] -> ток через дроссель.

[latex]I_C [/latex] -> ток через конденсатор.

[латекс] I_R [/латекс] -> ток через резистор.

[латекс] I_S [/латекс] -> ток через общую цепь.

Катушка индуктивности и конденсатор подключены параллельно

Если хотя бы одна катушка индуктивности и конденсатор подключены между двумя узлами цепи, то катушка индуктивности и конденсатор находятся в параллельной комбинации. Параллельная цепь LC находится в резонансе, когда импеданс конденсатора равен импедансу катушки индуктивности. В это время они компенсируют друг друга, чтобы обеспечить минимальный ток в цепи, тогда как общий импеданс цепи максимален.

Резонансная частота [латекс] f_o=\frac{\omega }{2\pi }=\frac{1}{2\pi \sqrt{LC}}[/latex]

Общий импеданс [латекс]Z_{LC }=\frac{Z_L Z_C}{Z_L+Z_C}[/latex]

Где L и C — индуктивность и емкость катушки индуктивности и конденсатора соответственно.

[латекс] X_L и X_C [/латекс] — импеданс катушки индуктивности и конденсатора соответственно.

Когда [латекс] X_L > X_C, [/латекс] тогда вся цепь индуктивная.

[latex] X_C> X_L, [/latex] тогда общая схема емкостная.

[латекс] X_C= X_L, [/латекс] тогда цепь имеет максимальное сопротивление и минимальный ток, и эта цепь называется схемой режектора.

Параллельные диоды

Если между двумя узлами цепи подключено более одного диода, то диоды соединяются параллельно друг с другом.

Диод с малым падением прямого напряжения на нем будет пропускать больший ток, чем другие подключенные диоды.

Изображение предоставлено: «Файл: MFrey LED параллельная схема dont.svg» от MichaelFrey лицензирован в соответствии с CC BY-SA 2.0

Прямое падение напряжения на (или на) диоде может варьироваться в зависимости от типа диода. Нет необходимости подключать все диоды в комбинации с прямым или обратным смещением, только в параллельной комбинации диодов. Это может быть комбинация диода с прямым и обратным смещением в соответствии с требованиями. Разделение тока каждым диодом зависит от его электрической емкости.

Например, при параллельной комбинации диодов, если один диод подключен с прямым смещением, а другой с обратным смещением, то ток будет течь через диод с прямым смещением, а диод с обратным смещением блокирует ток.

Транзистор в параллельном соединении

Когда два или более транзистора с одинаковыми выводами соединены вместе в схеме, это параллельная комбинация транзисторов.

Параллельная комбинация транзисторов в целом увеличивает токоудерживающую способность. По мере увеличения количества транзисторов токовая удерживающая способность всей схемы также увеличивается. Как правило, одного транзистора достаточно для создания умеренного выходного тока, но когда требуется более высокий выходной ток, становится необходимым параллельное подключение большего количества транзисторов.

Рис. Параллельное соединение транзистора.

Параллельный источник тока

Источник тока нельзя соединять последовательно, но можно соединять параллельно, так как последовательное соединение источников тока нарушает закон тока Кирхгофа. Если между двумя узлами схемы подключено более одного источника тока, то источник тока находится в параллельной комбинации.

Например, два источника тока соединены в параллельной комбинации, когда положительный вывод источника тока соединен вместе, а отрицательные выводы источника тока соединены, тогда текущая общая комбинация будет добавлена. Напротив, когда положительная клемма источника тока подключена к отрицательной клемме другого источника тока, общий ток через комбинацию будет вычитаться друг из друга. Это основано на соглашении о знаках источника тока или направлении тока, протекающего в схеме.

Часто задаваемые вопросы:

Что такое параллельная схема?

Могут быть различные типы цепей, где параллельная цепь является одним типом цепи.

В цепи, где ток имеет более одного пути или ответвления (между двумя узлами цепи) для прохождения, разные элементы цепи подключены к разным ветвям цепи.

В чем главный недостаток параллельных цепей?

Существует множество преимуществ и недостатков комбинации параллельных цепей в зависимости от применения и использования.

В параллельной цепи потребность в проводах в параллельной комбинации больше, чем в последовательной цепи; это самый существенный недостаток параллельной схемы.

Почему мы подключаем бытовую технику параллельно?

Электропроводка дома выполнена параллельно, и все приборы подключены параллельно.

При параллельном подключении все приборы получают одинаковое рабочее напряжение. При параллельном соединении сопротивление низкое. Если один прибор неисправен, то работа другого прибора при параллельном соединении не пострадает.

Можно ли подключить два источника напряжения параллельно?

Любой источник напряжения (с различным или близким значением) может быть соединен последовательно друг с другом.