Site Loader

Содержание

2.2.6 Классы усиления усилительных какадов

В зависимости от назначения усилительных каскадов к ним могут быть предъяв­лены следующие требования:

  • получение заданного коэффициента усиления усилителя с определенной его частотно-фазовой характеристикой;

  • получение заданных входного и выходного сопротивлений;

  • получение заданной стабильности параметров усилителя и заданных нелиней­ных искажений;

  • получение возможно максимального КПД усилителя.

Заданные характеристики усилителя обеспечиваются выбором соответству­ющих схем, числом каскадов усилителя, введением обратных связей и т. д.

КПД усилителя зависит от режима работы усилительных элементов, особен­но в оконечном каскаде.

Различают следующие режимы работы усилительных элементов (классы уси­ления): А, В, АВ, С, D.

Режим работы определяется постоянным напряжением между электродами УЭ и токами, протекающими в цепях электродов усилительного прибора, и ха­рактеризуется углом отсечки 0. Углом отсечки 0 называется выраженная в граду­сах (радианах) половина той части периода, в течение которой ток протекает че­рез усилительный прибор.

Класс усиления А — это режим работы транзисторного каскада, при котором ток в выходной цепи транзистора протекает в течение всего периода изменения напряжения входного сигнала.

Угол отсечки  = 180°.

В этом режиме точку покоя усилительного элемента выбирают таким обра­зом, чтобы выходной ток протекал в течение всего периода, то есть точка покоя должна находиться в середине линейного участка используемой рабочей харак­теристики (рисунок 3.20).

На входной характеристике (рисунок 3.20) рабочая точка выбирается так, чтобы входной сигнал полностью помещался на линейном участке, а значение тока по­коя IБ0 располагалось на середине этого линейного участка.

Режим класса А характеризуется работой транзистора на почти линейных участках своих вольт-амперных характеристик.

Рисунок 3.20 – Графическая иллюстрация работы усилительного каскада в режиме класса А

Это обусловливает минимальные нелинейные искажения сигнала (Кr  1 %). Режим класса А является наименее экономичным ввиду того, что полезной является мощность, выделяемая в выходной цепи за счет переменной составля­ющей выходного тока. Потребляемая мощность определяется значительно боль­шими величинами постоянных составляющих Iко и UKЭ0.

Амплитуды переменных составляющих входного I

Бm и выходного IКm токов, появившихся вследствие входного сигнала, в режиме А не могут превышать токи покоя IБО и Iко соответственно.

Тогда КПД усилителя составляет:

В связи с этим практический КПД усилительного каскада в режиме А невелик, всегда меньше 40 %. Этот режим применяется в тех случаях, когда необходимы минимальные нелинейные искажения, а полезная мощность и КПД не являются решающими. Это каскады предварительного усиления и маломощные выходные каскады.

Рисунок 3.21 – Графическая иллюстрация работы усилительного каскада в режиме класса АВ

Класс усиления АВ — это режим работы транзисторного каскада, при котором ток в выходной цепи транзистора протекает больше половины периода измене­ния напряжения входного сигнала.

Режим класса АВ используется для уменьшения нелинейных искажений уси­ливаемого сигнала, которые возникают из-за нелинейных начальных участков ВАХ транзисторов (рисунок 3.

21).

При отсутствии входного усиливаемого сигнала в режиме покоя транзистор немного приоткрыт и через него протекает ток, равный 5-15 % максимального тока при заданном входном сигнале. Угол отсечки в режиме класса АВ несколь­ко больше /2 и достигает 120°-130°.

При работе двухтактных каскадов в режиме АВ происходит перекрытие поло­жительной и отрицательной полуволн тока плеч двухтактного каскада, что при­водит к компенсации искажений (Кr  3 %), полученных за счет нелинейности начальных участков ВАХ транзистора.

КПД каскадов, работающих в режиме АВ, выше, чем каскадов в классе А, но меньше, чем в классе В, за счет наличия малого входного тока покоя IБ0.

Класс усиления В — это режим работы транзисторного каскада, при котором ток через него протекает в течение половины периода входного сигнала.

Положение рабочей точки на ВАХ транзистора выбирается так, чтобы ток по­коя был равен нулю (рисунок 3. 22).

В режиме класса В транзистор открыт лишь в течение половины периода входного сигнала. В этом случае выходной ток имеет форму импульса с углом отсечки  = 90°.

Небольшая мощность, потребляемая каскадом, позволяет получить высокий КПД усилителя, в пределах 60-70 %. Режим класса В применяется в двухтактных каскадах, где прекращение протекания тока в одном транзисторе (первом плече) компенсируется появлением тока в другом транзисторе (другом плече каскада).

Рисунок 3.22 – Графическая иллюстрация работы усилительного каскада в режиме класса В

Из-за нелинейности начальных участков характеристик транзисторов форма графика выходного тока (при малых его значениях) существенно отличается от формы при линейной зависимости.

В связи с этим режим класса В характеризуется большими нелинейными ис­кажениями сигнала (Кr  10 %), и этот режим используется преимущественно в мощных двухтактных каскадах усиления, однако в чистом виде его применяют редко. Чаще в качестве рабочего режима используют промежуточный режим АВ.

Класс усиления С — это режим работы усилительного каскада, при котором ток в выходной цепи транзистора протекает на интервале, меньшем половины периода изменения напряжения входного сигнала.

Рисунок 3.23 – Графическая иллюстрация работы усилительного каскада в режиме усиления С

Он характеризуется выбором точки покоя в области запирания транзистора (рис.9.23).

Поскольку больше половины рабочего времени транзистор закрыт, мощность, потребляемая от источника питания, снижается, так что КПД каскадов повыша­ется, приближаясь к 100 %.

Угол отсечки меньше /2, а ток покоя равен нулю. С уменьшением угла от­сечки в импульсе тока возрастают уровни высших гармоник по отношению к уровню первой.

В связи с большими нелинейными искажениями режим класса С не и поль­зуется в усилителях звуковой частоты, а нашел свое применение в мощных двух­тактных каскадах усилителей мощности радиочастот, нагруженных на резонанс­ный контур и обеспечивающих в нагрузке ток первой гармоники.

Класс усиления D — это режим работы транзисторного каскада, при котором в установившемся режиме усилительный элемент может находиться только в со­стоянии «включено» (режим насыщения биполярного транзистора) или «выклю­чено» (режим отсечки биполярного транзистора).

В закрытом состоянии через транзистор протекает небольшой обратный ток, его электрическое сопротивление велико, падение напряжения на нем примерно равно напряжению источника питания.

В открытом состоянии через транзистор протекает большой ток, его электри­ческое сопротивление очень мало, мало и падение напряжения на нем.

В связи с этим потери в транзисторе в режиме класса D ничтожно малы и КПД каскада приближается к 100 %.

Таким образом, режим работы усилителя определяется заданием рабочей точки активного элемента в режиме покоя. В режиме класса А транзистор рабо­тает без отсечки тока с минимальными нелинейными искажениями. В режимах АВ, В, С и D транзистор работает с отсечкой тока.

ВЫВОДЫ:

1. КПД усилителя определяется режимом работы усилительного элемента и свя­зан с его углом отсечки.

2. Различают режимы работы усилительного элемента с отсечкой выходного тока (АВ, В, С, D) и без отсечки (Л), когда выходной ток протекает в течение всего периода входного сигнала.

3. Усилитель, работающий с отсечкой выходного тока, имеет наибольший КПД.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ:

1. Как будет меняться выходное напряжение усилительного элемента при изме­нении выходного тока в нагрузочном режиме?

2. В каком случае при наличии нагрузки в выходной цепи напряжение Uкэ = Ек?

3. Почему нагрузочные характеристики постоянного и переменного токов пере­секаются в точке покоя?

4. Объясните, при каких условиях биполярный транзистор в нагрузочном режи­ме может попасть в режим насыщения, если в точке покоя транзистор работа­ет в активном режиме?

5. Каким должно быть соотношение между током покоя Iко и амплитудой пере­менного тока Iк т, чтобы получить наименьшие искажения формы тока?

6. Какие еще вы знаете примеры, где необходимо усиливать электрические сиг­налы, кроме перечисленных в учебном пособии?

7. Какова роль источника питания усилительного элемента в процессе усиления сигналов?

8. Каково назначение напряжения смещения в процессе усиления электрических сигналов?

9. Какое напряжение смещения (по знаку) надо подать на базу биполярного транзистора nрn — типа для выбора точки покоя на линейном участке характе­ристики?

10. Как зависит ток покоя от положения точки покоя на характеристике данного прибора и как это отразится на КПД?

11. Поясните принцип подачи напряжения смещения фиксированным током базы и напряжением база-эмиттер.

12. Назовите причины нестабильности.

13. Дайте определение и поясните явление дрейфа нуля.

14. Дайте краткую характеристику методам стабилизации режима работы тран­зисторного каскада.

15. Назовите основные показатели усилителя.

16. Назовите параметры, оценивающие частотные и нелинейные искажения.

17. Как возникают фазовые искажения и как их оценивают?

18. Какими факторами ограничивается динамический диапазон?

19. Чем обусловлены переходные процессы в усилителе?

20. Перечислите классы усиления усилительных каскадов.

21. Почему в классе усиления А практически отсутствуют нелинейные иска­жения?

22. За счет чего КПД усилительного каскада, работающего в режиме В, выше, чем в режиме А?

23. Какой режим работы транзистора называют ключевым и почему?

24. Что такое угол отсечки?

Режим работы транзистора в схеме усилительного каскада

Главная » Транзисторы

 

Режим работы транзистора в схеме усилительного каскада

Различают пять основных режимов работы транзистора: A, B, AB, C, D.  В зависимости от величин постоянной составляющей входного тока ( от положения рабочей точки покоя О) транзистор может работать без отсечки и с отсечкой тока.

Рисунок -Положение рабочей точки при различных режимах работы усилителя  При отсечке, ток коллектора протекает только в течение части периода входного сигнала.

 Режим класса А. Ток выходной цепи существует в течение всего периода сигнала.

  • Достоинства: Малые нелинейные искажения, поскольку входной сигнал присутствует на линейном участке сквозной (входной)    Возможность применения  как однотактных, так и в двухтактных каскадах усиления сигналов любой формы.
  • Недостатки: Низкий КПД из-за большого среднего тока , как при наличии, так и при отсутствии сигнала.

Режим А чаще всего используется в каскадах предварительного усиления. 

 Режим класса B. Ток выходной цепи существует в течение половины периода входного сигнала.

  • Достоинства: Высокий КПД. Высокое использование Т по току и напряжению.
  • Недостатки: Высокий коэффициент гармоник.

     

Режим В чаще используется в УМ, построенных по двухтактной схеме. 

Режим класса АB. В отличие от режима B рабочая точка находится в начале нелинейного участка сквозной (входной) характеристики.

 

В отличие от режима класса B в режиме класса AB уменьшается коэффициент гармоник.

 

 Режим класса С. Рабочая точка покоя располагается левее точки пересечения сквозной (входной) характеристики с осью абсцисс. Используется в резонансных усилителях, в умножителях частоты, а также для усиления одномерных импульсных сигналов. Ток выходной цепи отсутствует при отрицательной полуволне входного сигнала  и при его малых уровнях. Применение двухтактной схемы не позволяет получить выходной сигнал той же формы, что и выходной.

 

 

 Режим класса Д (или ключевой режим). В этом режиме усилительный элемент находится в одном из двух состояний: или полностью открыт, или полностью заперт. Потери энергии при этом минимальны, КПД100%, по пропорциональности между входящими и выходящими сигналами нет.

Перевод транзисторов с класса «А» в класс «АВ» увеличивает коэффициент гармонических искажений в четыре раза, в результате коэффициент усиления (без ООС) возрастает на 10-15Дб, что уменьшает частоту среза на две октавы.
Режимы работы усилителя в классе «АВ» и «В» имеют общие недостатки — это переходные искажения первого порядка, которые имеют S — образную форму, на малом уровне сигнала. Чем ниже уровень сигнала, тем больше искажений. Такие усилители всегда хочется «врубить» по громче, чтобы как можно полнее (никогда не получится) почувствовать мощь и динамику музыкального произведения. К тому же, режимы работы транзисторов в классе «АВ» и «В» выдают негативные искажения сигнала, которые простираются до 11 гармоники и вызывают феномен «транзисторного» звука

 Существует разновидность усилителей мощности класса «А» — класс «А+». При этом низковольтные транзисторы работают в «А», а высоковольтные управляются величиной входного сигнала (класс «В» или «АВ»). Фильтром искажений является источник питания класса «В» или «АВ». Степень искажений зависит от разницы напряжения питания высоковольтных и низковольтных транзисторов, и приблизительно составляет 0.003%. КПД таких усилителей значительно выше, чем в классе «А», но общие искажения имеют гармоники высоких порядков, что придаёт звуку «жесткость».

Усилители мощности класса «АА» имеют очень низкий уровень искажений около 0.0005%, но порядок гармоник также высок. Специальная мостовая схема связывает усилитель напряжения класса «А» с стабилизирующим усилителем тока.

 В результате длительных экспериментов некоторые эксперты пришли к мнению, что мощные спаренные транзисторы включённые однотактным повторителем мощности, максимально чётко контролируют любые АС (в акустически сложные помещениях) и обладают несущественными гармоническими искажениями сигнала низких порядков. Однако для высококачественного усиления напряжения (любые транзисторы, в любом режиме работы) непригодны, так как они имеют высокий спектр искажений гармонических составляющих, что окрашивает звук в металлический оттенок.

Классы усиления транзисторных усилительных каскадов

КПД усилителей, работающих в классе А

Новые режимы работы (классы) А+, Super A, New class A, MOS, class AA

Режимы работы биполярного транзистора

Классы AB и В работы двухтактного каскада

O сохранении качества сигнала при цифровой обработке

Методы задания начального режима работы транзистора

Рабочие режимы усилительных элементов

Режимы и классы работы выходных каскадов усилителей

Это нужно знать

Весь перечень знаний находится на этой странице

Описание существующих классов режимов работы каскадов предварительного
усиления, а также выходных каскадов усилителей мощности.

Работа любого усилительного элемента, будь то транзистор или лампа, определяется режимом их работы. Однако всегда следует понимать, что любой усилительный элемент может работать в линейном режиме усиления только на некотором участке передаточной характеристики (ВАХ). В зависимости от выбранного режима может возникнуть ситуация, когда при слишком низких уровнях подводимого сигнала транзистор или лампа ещё не могут усиливать (находятся в режиме отсечки, или, как говорят, ещё не открылись), а при слишком высоких входных уровнях входят в насыщение и перестают усиливать, работая в режиме ограничения.

В схемотехнике существует несколько режимов работы усилительных элементов, отличающихся друг от друга свойствами, а соответственно, и имеющих различные области применения.
В зависимости от положения рабочей точки на передаточной характеристике усилительного элемента, принято различать 4 режима работы каскада (или класса усиления): А, B, АВ и С.
Это традиционные режимы, которые используются для аналогового усиления сигнала. Для цифрового же усиления усилительный элемент загоняется в ключевой режим, а такой класс усиления называется — классом D.
На самом деле у различных производителей РЭА можно обнаружить и массу других букв, которыми если постараться, то можно практически полностью заполнить латинский букварь. Однако, как было справедливо отмечено в журнале «EDN Europe»: «Сочинение новых классов усилителей — не более чем маркетинговая уловка, которая приносит компаниям больше вреда, чем пользы…».

Основными характеристиками, на которые влияет выбор режима элемента усиления, являются — уровень нелинейных искажений и КПД каскада. Поговорим поподробней о каждом из режимов.

1. Режим класса А.



Рис.1

На рисунке Рис. 1 красным цветом обозначена передаточная характеристика усилительного элемента (транзистора или лампы), представляющая собой зависимость выходного тока каскада от поступающего на вход напряжения. Синим — входное напряжение, чёрным — соответственно, выходной ток элемента.

Режим А характеризуется тем, что рабочая точка ( р.т.) в режиме покоя выбирается на линейном участке (обычно посередине) передаточной характеристики, а любые допустимые значения входного сигнала (напряжения или тока) не вызывают изменения выходного тока.

Каким следует выбрать ток покоя элемента для режима А?
Как минимум не ниже пикового тока, отдаваемого каскадом в нагрузку!

Теоретический КПД такого каскада при неискажённом усилении сигналов максимально допустимой амплитуды равен 50 %.

На практике — около 40…45% для двухтактных каскадов и около 30% — для однотактных.

Данный класс А является наиболее линейным режимом усиления и характеризуется минимальными значениями гармонических искажений, в связи с чем нашёл практически повсеместное применение в усилителях напряжения входных и промежуточных каскадов.
В выходных каскадах усилителей мощности (в связи с низким КПД) применяется гораздо реже и в основном бывает замечен в аппаратуре класса High End.

2. Режим класса В.




Рис.2

Режим В характеризуется тем, что рабочая точка выбирается в начале переходной характеристики усилительного элемента (Рис. 2), в результате чего при отсутствии входного сигнала выходной ток, а соответственно и потребляемая каскадом мощность близки к нулю.

В режиме B усилительный элемент способен воспринимать либо только положительные (лампы, npn-транзисторы), либо только отрицательные (pnp-транзисторы) входные сигналы. Чтобы получить усиление полного сигнала применяются двухтактные схемы, в которых положительные составляющие сигнала усиливаются одним активным элементом, а отрицательные – другим. В нагрузке усиленные компоненты сигнала складываются таким образом, что восстанавливается его первоначальная форма.

Режим B характеризуется гораздо более высоким значением КПД усилителя (по сравнению с режимом А), которое может достигать 80%.

Чтобы воспроизвести одну полуволну входного сигнала без искажений в области перехода через ноль, усилитель должен оставаться линейным при нулевом напряжении на входе — поэтому в усилительных элементах в режиме B как правило устанавливается небольшой, но не нулевой, ток покоя (10…30мА).

Чистый режим класса В практически используют очень редко, значительно чаще используется так называемый смешанный или промежуточный режим АВ.

3. Режим класса АВ.




Рис.3

Отличительным свойством режим АВ является то, что его рабочая точка тока покоя занимает промежуточное положение на передаточной характеристике между началом координат и серединой линейного участка (Рис. 3).

Ток покоя каскада в режиме AB на порядок выше (сотни мА), чем в режиме B, но существенно меньше, чем ток покоя, необходимый для режима А.
Поэтому данный режим работы усилителя характеризуется достаточно высокими значениями КПД (60…70%) при относительно небольших уровнях нелинейных искажениях формы выходного сигнала. Что, собственно говоря, и определило его повышенную популярность в двухтактных выходных каскадах усилителей мощности.


4. Режим класса С.



Рис.4

В режиме класса C, также как и в режиме B, усилительный элемент воспроизводит только положительные, либо только отрицательные входные сигналы. Однако рабочая точка усилительного элемента выбрана таким образом, что при нулевом напряжении на входе усилительный элемент наглухо заперт (Рис. 4).
Если рассматривать каскады на биполярных транзисторах — то р.т. находится за точкой отсечки полупроводника, т.е. на 0,6…0,7В ниже начала области относительной линейности.

Данный режим сопровождается большими искажениями усиливаемого сигнала, но КПД устройства может быть очень высоким и приближаться к 100%. Хотя на практике реальные значения КПД составляют 80…90%.

Из-за высоких уровней нелинейных искажений каскады, работающие, в режиме С, даже в двухтактном исполнении, редко используются для усиления широкополосных сигналов.

А вот в резонансных усилителях радиопередающих устройств они, напротив, нашли широкое применение благодаря их высокому КПД.

4. Режим класса D.

Режим D – это ключевой режим работы, при котором управляющий элемент (транзистор) может находиться только в двух состояниях: или полностью заперт (режим отсечки), или полностью открыт (режим насыщения). Главным достоинством данного режима является очень высокое (близкое к 100%) значение КПД устройства.

Используя усиление поступающих на вход прямоугольных импульсов изменяемой скважности (ШИМ-модуляция), такой режим широко используется во всевозможных управляющих, регулирующих, следящих устройствах, где вследствие высокого КПД и малого потребления энергии он практически вытеснил все остальные классы усилителей.

А после начала производства силовых МДП-транзисторов, стал возможен массовый выпуск УМЗЧ класса D с реальным значением КПД — 90…95%.


Рис.5

На Рис.5 изображена распространённая структурная схема усилителя класса D с синхронной широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Работает это устройство следующим образом.
Гармонические сигналы, прежде чем подаваться на вход усилительного каскада на силовых полевых транзисторах, преобразуются в прямоугольные импульсы, модулированные по ширине (скважности).
После усиления модулированных импульсов, посредством LC фильтра осуществляется их обратное преобразование (демодуляция) в сигнал первоначальной гармонической формы.
Выглядит это примерно так:


Рис.6

Здесь импульсный сигнал, сформированный управляющей схемой методом сравнения амплитуд: задающего генератора сигнала треугольной формы и входного гармонического сигнала, используется для управления выходными силовыми транзисторами. Положительная полярность импульсов управляет верхним ключом (Рис.5), отрицательная — нижним.

Поскольку подробная информация о типах, модификациях и принципах работы ключевых усилителей класса D довольно скудно представлена на полях сетевых знаний, то этому классу мы посвятим отдельную статью, где и возместим данную несправедливость. И сделаем мы это, не отходя от кассы, подробно и без матерных излишеств, но на следующей странице.

 

© 2017 Vpayaem. ru   All Rights Reserved

Схемотехника выходных каскадов усилителей мощности.

СХЕМОТЕХНИКА ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ   

   

Выходные каскады на базе » двоек »

    В качестве источника сигнала будем использовать генератор переменного тока с перестраиваемым выходным сопротивлением ( от 100 Ом до 10,1 кОм ) с шагом 2 кОм ( рис . 3 ). Таким образом, при испытаниях ВК при максимальном выходном сопротивлении генератора (10,1 кОм ) мы в какой — то степени приблизим режим работы испытуемых ВК к схеме с разомкнутой ООС , а в другом (100 Ом ) — к схеме с замкнутой ООС .

    Основные типы составных биполярных транзисторов ( БТ ) показаны на рис . 4. Наиболее часто в ВК используется со ставной транзистор Дарлингтона ( рис . 4 а ) на базе двух транзисторов одной проводимости (» двойка » Дарлингтона ), реже — составной транзистор Шиклаи ( рис . 4б ) из двух транзисторов разной проводимости с токовой отрицательной ОС , и еще реже — составной транзистор Брайстона ( Bryston , рис . 4 в ).
    » Алмазный » транзистор — разновидность составного транзистора Шиклаи — показан на рис . 4 г . В отличие от транзистора Шиклаи , в этом транзисторе благодаря » токовому зеркалу » ток коллекторов обоих транзисторов VT 2 и VT 3 практически одинаков . Иногда транзистор Шиклаи используют с коэффициентом передачи больше 1 ( рис . 4 д ). В этом случае K П =1+ R 2/ R 1. Аналогичные схемы можно получить и на полевых транзисторах ( ПТ ).

    1.1. Выходные каскады на базе » двоек «. » Двойка » — это двухтактный выходной каскад с транзисторами , включенными по схеме Дарлингтона , Шиклаи или их комбинации ( квазикомлементарный каскад , Bryston и др . ). Типовой двухтактный выходной каскад на » двойке » Дарлингтона показан на рис . 5. Если эмиттерные резисторы R3, R4 ( рис . 10) входных транзисторов VT 1, VT 2 подключить к противоположным шинам питания , то эти транзисторы будут работать без отсечки тока , т . е . в режиме класса А .

    Посмотрим , что даст спаривание выходных транзисторов для двойки » Дарлингт она ( рис . 13).

    На рис . 15 приведена схема ВК , использованная в одном из професс и ональных усилителей .

 

    Менее популярна в ВК схема Шиклаи ( рис . 18) . На первых порах развития схемотехники транзисторных УМЗЧ были популярны квазикомплементарные выходные каскады , когда верхнее плечо выполнялось по схеме Дарлингтона , а нижнее — по схеме Шиклаи . Однако в первоначальной версии входное сопротивление плеч ВК несимметрично , что приводит к дополнительным искажениям . Модифицированный вариант такого ВК с диодом Баксандалла , в качестве которого использован базо — эмиттерный переход транзистора VT 3, показан на рис . 20.

    Кроме рассмотренных » двоек «, есть модификация ВК Bryston , в которой входные транзисторы эмиттерным током управляют транзисторами одной проводимости , а коллекторным током — транзисторами другой проводимости ( рис . 22). Аналогичный каскад может быть реализован и на полевых транзисторах , например , Lateral MOSFET ( рис . 24) .

    Гибридный выходной каскад по схеме Шиклаи с полевыми транзисторами в качестве выходных показан на рис. 28 . Рассмотрим схему параллельного усилителя на полевых транзисторах ( рис . 30).

    В качестве эффективного способа повышения и стабилизации входного сопротивления » двойки » предлагается использовать на ее входе буфер , например , эмиттерный повторитель с генератором тока в цепи эмиттера ( рис . 32 ).

 

    Из рассмотренных » двоек » наихудшим по девиации фазы и полосе пропускания оказался ВК Шиклаи . Посмотрим , что может дать для такого каскада применение буфера . Если вместо одного буфера использовать два на транзисторах разной проводимости , включенных параллельно ( рис . 35) , то можно ожидать дальнейшего улучшения пара метров и повышения входного сопротивления . Из всех рассмотренных двухкаскадных схем наилучшим образом по нелинейным искажениям показала себя схема Шиклаи с полевыми транзисторами . Посмотрим , что даст установка параллельного буфера на ее входе ( рис . 37 ).

    Параметры исследованных вы ходных каскадов сведены в табл . 1 .

 

        Анализ таблицы позволяет сделать следующие выводы :
    — любой ВК из » двоек » на БТ как нагрузка УН плохо подходит для работы в УМЗЧ высокой верности ;
    — характеристики ВК с ПТ на вы ходе мало зависят от сопротивления источника сигнала ;
    — буферный каскад на входе любой из » двоек » на БТ повышает входное сопротивление , снижает индуктивную составляющую выхода , расширяет полосу пропускания и делает параметры независимыми от выходного сопротивления источника сигнала ;
    — ВК Шиклаи с ПТ на выходе и параллельным буфером на входе ( рис . 37 ) имеет самые высокие характеристики ( минимальные искажения , максимальную полосу пропускания , нулевую девиацию фазы в звуковом диапазоне ).

Выходные каскады на базе » троек »

    В высококачественных УМЗЧ чаще используются трехкаскадные структуры : » тройки » Дарлингтона , Шиклаи с выходными транзисторами Дарлинг тона , Шиклаи с выходными транзис торами Bryston и другие комбинации . Одним из самых популярных вы ходных каскадов в настоящее вре мя является ВК на базе составно го транзис тора Дарлингтона из трех транзисторов ( рис . 39). На рис . 41 показан ВК с разветвлением каскадов : входные повторители одновременно работают на два каскада , которые , в свою очередь , также работают на два каскада каждый , а третья ступень включена на общий выход . В результате , на выходе такого ВК работают счетверенные транзисторы .

 

    Схема ВК , в которой в качестве выходных транзисторов использованы составные транзисторы Дарлингтона , изображена на рис . 43. Параметры ВК на рис .43 можно существенно улучшить , если включить на его входе хорошо зарекомендовавший себя с » двойками » параллельный буферный каскад ( рис . 44).

    Вариант ВК Шиклаи по схеме на рис . 4 г с применением составных транзисторов Bryston показан на рис . 46 . На рис . 48 показан вариан т ВК на транзисторах Шиклаи ( рис .4 д ) с коэффициентом передачи около 5, в котором входные транзисторы работают в классе А ( цепи термоста билизации не показаны ).

    На рис . 51 показан ВК по структуре предыдущей схемы только с единичным коэффициентом передачи . Обзор будет неполным , если не остановиться на схеме выходного каскада с коррекцией нелинейности Хауксфорда ( Hawksford ), приведенной на рис . 53 . Транзисторы VT 5 и VT 6 — составные транзисторы Дарлингтона .

 

 

    С целью устранения отмеченных выше недостатков схемы рис. 54 и упрощения схемы заменим входной эмиттерный повторитель параллельным повторителем , а резисторы R 1 ( рис . 53) разобьем на 2 резистора ( рис . 55). В точки соединения резисторов ( R 5, R 8 и R 6, R 9) подключим генераторы тока (9 мА ) н а транзисторах VT 1, VT 4. и получим схему изображенную на рисунке .

 

    Заменим выходные транзисторы на полевые транзисторы типа Lateral ( рис . 57

 

      По вышению надежности усилите лей за счет исключения сквозных то ков , которые особенно опасны при кли пировании высокочастотных сиг налов , способствуют схемы антинасыщения выходных транзисторов . Варианты таких решений показаны на рис . 58. Через верхние диоды происходит сброс лишнего тока базы в коллектор транзистора при прибли жении к напряжению насы щен ия . На пряжение насыщения мощных транзисторов обычно находится в пределах 0,5…1,5 В , что примерно совпадает с падением напряжения на базо-эмиттерном переходе . В первом варианте ( рис . 58 а ) за счет дополнительного диода в цепи базы напряжение эмитте р — коллектор не доходит до напряжения насыщения пример но на 0,6 В ( падение напряжения на диоде ). Вторая схема ( рис . 58б) требует подбора резисторов R 1 и R 2. Нижние диоды в схемах предназначены для быстрого выключения транзисторов при импульсных сигналах . Аналогичные решения применяются и в силовых ключах .

    Часто для повышения качества в УМЗЧ делают раздельное питание, повышенное , на 10…15 В для входного каскада и усилителя на пряжения и пониженное для вы ходного каскада . В этом случае во избежание выхода из строя выходных транзисторов и снижения перегрузки предвыходных необходимо использовать защитные диоды . Рассмотрим этот вариант на примере модификации схемы на рис . 39. В случае повышения входного напряжения выше на пряжения питания выходных транзисторов открываются дополнительные диоды VD 1, VD 2 ( рис . 59 ), и лишний ток базы транзисторов VT 1, VT 2 сбрасывается на шины питания оконечных транзисторов . При этом не допускается повышения входного на пряжения выше уровней питания для выходной ступени ВК и снижается ток коллектора транзисторов VT 1, VT 2.

Схемы смещения

    Ранее , с целью упрощения , вместо схемы смещения в УМЗЧ использовался отдельный источник напряжения . Многие из рассмотренных схем , в частности , выходные каскады с параллельным повторителем на входе , не нуждаются в схемах смещения , что является их дополнительным достоинством . Теперь рассмотрим типовые схе мы смещения , которые представлены на рис . 60 , 61 .

    Генераторы стабильного тока. В современных УМЗЧ широко используется ряд типовых схем : диф ференциальный каскад ( ДК ), отражатель тока (» токовое зеркало «), схема сдвига уровня , каскод ( с последова тельным и параллельным питанием , последний также называют » лома ным каскодом «), генератор стабильного тока ( ГСТ ) и др . Их правильное применение позволяет значительно повысить технические характеристики УМЗЧ . Оценку параметров основных схем ГСТ ( рис. 62 — 6 6 ) сделаем с помощью моделирования . Будем исходить из того , что ГСТ является нагрузкой УН и включенпараллельно ВК . Исследуем его свойства с помощью методики , аналогичной исследованиям ВК .

Отражатели тока

    Рассмотренные схемы ГСТ — , это вариант динамической нагрузки для однотактного УН . В УМЗЧ с одним дифференциальным каскадом ( ДК ) для организации встречной динамической нагрузки в УН используют структуру » токового зеркала » или , как его еще называют , » отражателя тока » ( ОТ ). Эта структура УМЗЧ была характерна для усилителей Холтона , Хафлера и др . Основные схемы отражателей тока приведены на рис . 67 . Они могут быть как с единичным коэффициентом передачи ( точнее , близким к 1), так и с большим или меньшим единицы ( масштабные отражатели тока ). В усилителе напряжения ток ОТ находится в пределах 3…20 мА : Поэтому испытаем все ОТ при токе , например , около 10 мА по схеме рис . 68.

    Результаты испытаний приве дены в табл . 3 .

    В качестве примера реального усилителя предлагается схема усилителя мощности S. BOCK , опубликованная в журнале Радиомир, 201 1 , № 1, с. 5 — 7; № 2, с. 5 — 7 Radiotechnika №№ 11, 12/06

 

    Целью автора было построение усилителя мощности , пригодного как для озвучивания » пространства » во время прадничных мероприятий , так и для дискотек . Конечно , хотелось , чтобы он умещался в корпусе сравнительно небольших габаритов и легко транспортировался . Еще одно требование к нему — легкодоступность комплектующих . Стремясь достичь качества Hi — Fi , я выбрал комплементарно — симметричную схему выходного каскада . Максимальная выходная мощность усилителя была задана на уровне 300 Вт ( на нагрузке 4 Ом ). При таком мощности выходное напряжение составляет примерно 35 В . Следовательно для УМЗЧ необходимо двухполярное питающее напряжение в пределах 2×60 В . Схема усилителя приведена на рис . 1 . УМЗЧ имеет асимметричный вход . Входной каскад образуют два дифференциальных усилителя .

   

А. ПЕТРОВ , Радиомир, 201 1 , №№ 4 — 12

 

   

   

   


Адрес администрации сайта: [email protected]
   

 

Усилитель Cascode | Транзисторы с биполярным соединением

Хотя усилитель C-B (с общей базой) известен своей более широкой полосой пропускания, чем конфигурация C-E (с общим эмиттером), низкий входной импеданс (10 с Ом) C-B является ограничением для многих приложений. Решение состоит в том, чтобы предварить каскад C-B каскадом C-E с низким коэффициентом усиления, который имеет умеренно высокое входное сопротивление (кОм).

Каскады каскода расположены последовательно, в отличие от каскада для стандартной цепи усилителя.

«Трехкаскадный усилитель с общим эмиттером с конденсаторной связью» Конденсаторная связь для примера каскада. Конфигурация каскодного усилителя имеет как широкую полосу пропускания, так и умеренно высокий входной импеданс.

Каскодный усилитель с общим эмиттером и общей базой. Это эквивалент цепи переменного тока с батареями и конденсаторами, замененными короткими замыканиями.

Емкость полосы пропускания и эффект Миллера

Ключом к пониманию широкой полосы пропускания каскодной конфигурации является Эффект Миллера . Эффект Миллера представляет собой произведение емкости коллектор-база, отнимающей полосу пропускания, на коэффициент усиления по напряжению A v . Эта емкость C-B меньше, чем емкость E-B. Таким образом, можно было бы подумать, что емкость C-B будет иметь небольшое влияние. Однако в конфигурации C-E выходной сигнал коллектора не совпадает по фазе с входным в базе. Сигнал коллектора, емкостно связанный обратно, противодействует сигналу базы. Более того, обратная связь коллектора в (1-Av) раз больше, чем сигнал базы. Имейте в виду, что Av является отрицательным числом для инвертирующего усилителя CE. Таким образом, малая емкость C-B оказывается (1+|Av|) раз больше, чем ее фактическое значение. Это емкостное усиление, уменьшающее обратную связь, увеличивается с частотой, уменьшая высокочастотную характеристику усилителя CE.

Приблизительное усиление по напряжению усилителя C-E на рисунке ниже равно -RL/rEE. Ток эмиттера устанавливается на 1,0 мА путем смещения. REE= 26 мВ/IE = 26 мВ/1,0 мА = 26 Ом. Таким образом, Av = -RL/REE = -4700/26 = -181. В таблице данных pn2222 Ccbo = 8 пФ. [FAR] Емкость Миллера Ccbo (1-Av). Усиление Av = -181, отрицательное значение, поскольку оно инвертирует усиление. Cmiller = Ccbo(1-Av) = 8pF(1-(-181)=1456pF

Конфигурация с общей базой не подвержена эффекту Миллера, поскольку заземленная база защищает сигнал коллектора от обратной связи на вход эмиттера. Таким образом, усилитель CB имеет лучшую высокочастотную характеристику.Чтобы иметь умеренно высокий входной импеданс, каскад CE по-прежнему желателен.Ключевым моментом является уменьшение коэффициента усиления (примерно до 1) каскада CE, что уменьшает обратную связь C-B с эффектом Миллера до 1·CCBO.Общая обратная связь C-B представляет собой емкость обратной связи 1·CCB плюс фактическая емкость CCB, что в сумме составляет 2·CCBO.Это значительное уменьшение по сравнению с 181·CCBO.Емкость Миллера для усиления -2 каскада C-E составляет Cmiller = Ccbo(1-Av)= Cmiller = Ccbo(1-(-1)) = Ccbo·2,

Чтобы уменьшить коэффициент усиления с общим эмиттером, нужно уменьшить сопротивление нагрузки. Коэффициент усиления усилителя CE примерно равен RC/RE. Внутреннее сопротивление эмиттера rEE при токе эмиттера 1 мА равно 26 Ом. Для получения подробной информации о 26 Ом см. «Вывод REE», см. REE. Нагрузка коллектора RC представляет собой сопротивление эмиттера каскада C-B, нагружающего каскад C-E, снова 26 Ом. Коэффициент усиления CE примерно равен Av = RC/RE=26/26=1. Эта емкость Миллера равна Cmiller = Ccbo(1-Av) = 8pF(1-(-1)=16pF. Теперь у нас есть ступень C-E с умеренно высоким входным импедансом без эффекта Миллера, но без усиления напряжения C-E в дБ. обеспечивает высокий коэффициент усиления по напряжению, AV = -181. Коэффициент усиления по току каскода составляет β каскада CE, 1 для CB, β в целом.Таким образом, каскод имеет умеренно высокое входное сопротивление CE, хороший коэффициент усиления и хорошую полосу пропускания CB

SPICE: Для сравнения каскод и общий эмиттер.

Каскод Против. Сравнение усилителей с общим эмиттером

SPICE-версия каскодного усилителя и для сравнения усилитель с общим эмиттером показаны на рисунке выше. Список соединений приведен в таблице ниже. Источник переменного тока V3 управляет обоими усилителями через узел 4. Резисторы смещения для этой схемы рассчитаны в примере каскода задачи.

Осциллограммы SPICE. Обратите внимание, что Input умножается на 10 для видимости.

Список соединений SPICE для печати входных и выходных напряжений переменного тока.

 
*SPICE-схема <03502.eps> из XCircuit v3.20 V1 19 0 10 Q1 13 15 0 q2n2222 Q2 3 2 A q2n2222 R1 19 13 4,7k V2 ​​16 0 1,5 C1 4 15 10n R2 15 16 80k Q3 A 5 2 q2n222 4 6 SIN(0 0.1 1k) ac 1 R3 1 2 80k R4 3 9 4.7k C2 2 0 10n C3 4 5 10n R5 5 6 80k V4 1 0 11.5 V5 9 0 20 V6 6 0 1.5 .model q2n2222 npn (is= 19f bf=150 + vaf=100 ikf=0,18 ise=50p ne=2,5 br=7,5 + var=6,4 ikr=12m isc=8,7p nc=1,2 rb=50 + re=0,4 rc=0,3 cje=26p tf=0,5 n + cjc=11p tr=7n xtb=1,5 kf=0,032f af=1) .tran 1u 5m .AC DEC 10 1k 100Meg .end
 

Осциллограммы на рисунке выше показывают работу каскодного каскада. Входной сигнал отображается, умноженный на 10, чтобы его можно было показать вместе с выходными сигналами. Обратите внимание, что выходы Cascode, Common-emitter и Va (промежуточная точка) инвертируются относительно входа. Как каскод, так и общий эмиттер имеют выходы с большой амплитудой. Точка Va имеет уровень постоянного тока около 10 В, примерно на полпути между 20 В и землей. Сигнал больше, чем можно объяснить усилением C-E, равным 1. Он в три раза больше, чем ожидалось.

Каскод против полосы пропускания с общим эмиттером.

Примечание. Похоже, что в этом разделе страницы есть проблемы, и его необходимо пересмотреть. Пожалуйста, ознакомьтесь с комментариями внизу страницы для получения дополнительной информации.

На рисунке выше показана частотная характеристика как для каскодного усилителя, так и для усилителя с общим эмиттером. Заявления SPICE, отвечающие за анализ AC, извлеченные из листинга:

 
V3 4 6 SIN(0 0.1 1k) ac 1 .AC DEC 10 1k 100Meg
 

Обратите внимание, что «ac 1» необходим в конце оператора V3. Каскод имеет чуть лучшее усиление в средней полосе. Тем не менее, мы в первую очередь ищем полосу пропускания, измеренную в точках -3 дБ, вниз от усиления средней полосы для каждого усилителя. Это показано вертикальными сплошными линиями на рисунке выше. Также возможен вывод интересующих данных из мускатного ореха на экран, графический просмотрщик SPICE (команда, первая строка):

мускатный орех 6 -> частота печати db(vm(3)) db(vm(13)) Частота индекса db(vm(3)) db(vm(13)) 22 0,158 МГц 47,54 45,41 33 1,995 МГц 46,95 42,06 37 5,012 МГц 44,63 36,17
 

Индекс 22 показывает усиление средней полосы в дБ для Cascode vm(3)=47,5 дБ и с общим эмиттером vm(13)=45,4 дБ. Из многих печатных строк индекс 33 был ближе всего к снижению на 3 дБ с 45,4 дБ до 42,0 дБ для схемы с общим эмиттером. Соответствующая частота индекса 33 составляет примерно 2 МГц, полоса пропускания с общим эмиттером. Индекс 37 vm(3)=44,6 дБ примерно на 3 дБ меньше, чем 47,5 дБ. Соответствующая частота Index37 составляет 5 МГц, полоса пропускания каскода. Таким образом, каскодный усилитель имеет более широкую полосу пропускания. Нас не беспокоит низкочастотная деградация усиления. Это связано с конденсаторами, которые можно было бы исправить с помощью более крупных. Полоса пропускания 5 МГц в нашем примере с каскодом, хотя и лучше, чем в примере с общим эмиттером, не является образцовой для ВЧ (радиочастотного) усилителя. Пара радиочастотных или микроволновых транзисторов с меньшей межэлектродной емкостью должна использоваться для более широкой полосы пропускания. До изобретения радиочастотного полевого МОП-транзистора с двойным затвором каскодный усилитель BJT можно было найти в ТВ-тюнерах УВЧ (сверхвысоких частот).

ОБЗОР

  • Усилитель каскод состоит из каскада с общим эмиттером, нагруженного эмиттером каскада с общей базой.
  • Сильно нагруженный каскад C-E имеет низкое усиление, равное 1, что позволяет преодолеть эффект Миллера
  • Каскодный усилитель имеет высокий коэффициент усиления, умеренно высокий входной импеданс, высокий выходной импеданс и широкую полосу пропускания.

СВЯЗАННЫЕ РАБОЧИЕ ТАБЛИЦЫ:

  • Усилители BJT класса A Рабочий лист

Что такое каскодный усилитель?

Выходная мощность аналоговой схемы увеличена за счет использования каскодного усилителя. Использование каскода является распространенным подходом, который можно распространить как на транзисторы, так и на электронные лампы. В 1939 году крачка-каскод была включена в статью, написанную Роджером Уэйном Хикманом и Фредериком Винтоном Хантом.

Каталог

 

Выходная мощность аналоговой схемы увеличивается за счет использования каскодного усилителя. Использование каскода является распространенным подходом, который можно распространить как на транзисторы, так и на электронные лампы. В 19 году39, каскод крачки был включен в статью, написанную Роджером Уэйном Хикманом и Фредериком Винтоном Хантом. Речь идет об использовании стабилизаторов напряжения. Они сконструировали каскод для двух триодов, причем первый использовал конфигурацию с общим катодом, а второй использовал общую сетку в качестве замены пентода. Как следствие, название можно перевести как сокращение каскадных триодов с пентодоподобными характеристиками.

I. Общие сведения об усилителе Cascode

каскодный усилитель разделен на два каскада: каскад CE (общий эмиттер) и каскад CB (общая база), причем CE питает CB. В отличие от одного каскада усилителя, их комбинация будет иметь несколько свойств, таких как высокое разделение входа/выхода, высокий импеданс i/p, высокий импеданс o/p и широкая полоса пропускания.

Этот усилитель обычно используется в токовых цепях с использованием двух транзисторов, биполярных транзисторов или полевых транзисторов. Один транзистор действует как CE или общий исток, а другие действуют как CB или общий затвор. Поскольку отсутствует прямая связь между o/p и i/p, этот усилитель увеличивает разделение ввода/вывода, устраняет эффект Миллера и, следовательно, обеспечивает широкую полосу пропускания.

1. Схема каскодного усилителя

Входным каскадом полевого транзистора является усилитель FET CS, и напряжение Vin подается на вывод затвора транзистора. Выходная фаза, с другой стороны, представляет собой усилитель CG на полевых транзисторах, который питается от входной фазы. Rd — сопротивление стока для выходного каскада, а Vout — выходное напряжение, снимаемое с транзистора Q2. Поскольку транзистор Q2 заземлен в цепи, напряжение стока полевого транзистора Q1 и напряжение истока полевого транзистора Q2 поддерживаются постоянными. Это означает, что полевой транзистор Q2 имеет наименьшее входное сопротивление по сравнению с полевым транзистором Q1. Низкое входное сопротивление для транзистора Q1 снижает коэффициент усиления и эффект Миллера, что косвенно приводит к увеличению уровня полосы пропускания.

Уменьшение коэффициента усиления полевого транзистора Q1 мало влияет на общий коэффициент усиления схемы, поскольку его компенсирует полевой транзистор Q2. Поскольку разрядка и зарядка от клеммы стока к паразитной емкости истока проводятся через резистор Rd, эффект Миллера мало влияет на полевой транзистор Q2, а частотная характеристика и значения нагрузки нарушаются только для повышенных частотных диапазонов. Выходные значения каскодного усилителя полностью изолированы от входных значений в схемной архитектуре. Q1 имеет фиксированные уровни напряжения на клеммах истока и стока, а Q2 имеет фиксированные уровни напряжения на клеммах затвора и истока. Ниже приведена принципиальная схема каскодного усилителя на полевых транзисторах:

 

Схема каскадного усилителя на полевых транзисторах показана ниже. Vin (входное напряжение) подключен к затвору входного каскада этого усилителя, который является типичным источником FET. Выходной каскад этого усилителя представляет собой типичный полевой транзистор с затвором и большим входным шагом. Сопротивление стока каскада o/p равно Rd, а Vout (выходное напряжение) можно рассчитать на выводе стока вторичного транзистора.

Поскольку вывод затвора транзистора Q2 заземлен, напряжения истока и стока транзисторов остаются неизменными. То есть транзистор с более высоким Q2 имеет низкое сопротивление i/p в направлении транзистора с более низким Q1. В результате коэффициент усиления нижнего транзистора уменьшается, а также уменьшается эффект Миллера. Пропускная способность SO увеличится.

Потери усиления нижнего транзистора мало влияют на общий коэффициент усиления, поскольку их компенсирует верхний транзистор. Эффект Миллера не повлияет на верхний транзистор, так как резистор стока должен использоваться для зарядки и разрядки стока в дрейфовую емкость истока. Для высоких частот влияли как частотная характеристика, так и нагрузка.

Выход этой схемы может быть отделен от входа. Нижний транзистор имеет примерно стабильное напряжение на выводах истока и стока, в то время как верхний транзистор имеет почти стабильное напряжение на обоих выводах. Ввода от о/п к и/п практически нет. Как следствие, две клеммы хорошо разделены с помощью безопасного среднего отношения напряжения.

2.  Усилитель с каскодом в сложенном виде

Это однокаскадный усилитель, в котором типичный транзистор истока заключен в каскад с транзистором CB обратной полярности. В этой схеме входной сегмент представляет собой переменную пару, которая служит каскадом CS для каскода. Два стока транзисторов подключены к транзисторам CG с обратной полярностью. Затем транзисторы CG подключаются к комплексному источнику тока, и схема замыкается.

Увеличение коэффициента усиления в многокаскадном усилителе может быть достигнуто благодаря конструктивным особенностям этого усилителя. Сворачивая каскод в транзисторы с обратной полярностью, размер схемы можно свести к минимуму, сохраняя при этом выход схемы и требуя пониженного напряжения питания. Величину выходного сопротивления цепей можно улучшить, используя каскодные транзисторы, что увеличивает коэффициент усиления сигнала усилителя. Это ключевое преимущество усилителя со сложенным каскодом.

II. Особенности каскодного усилителя

1. Частотная характеристика каскодного усилителя

Выходные характеристики инвертируются в соответствии с входными частотными характеристиками каскодного усилителя. Они обеспечивают улучшенную выходную амплитуду за счет использования каскодных усилителей или усилителей с общим эмиттером. Сигнал каскодного усилителя в три раза превышает прогнозируемый диапазон по сравнению с сигналом CE.

2. Стабильность усилителя Cascode

Еще одна заслуживающая внимания характеристика каскодного усилителя, на которую следует обратить внимание, — это его надежность. Каскодная конструктивная архитектура сама по себе является безопасным устройством. Нижний транзистор имеет почти постоянный уровень напряжения на выводах истока и стока, поэтому нет ничего, что могло бы создать обратную связь затвора. С другой стороны, верхний транзистор поддерживает постоянный уровень напряжения на выводах истока и затвора. Как следствие, единственными узлами с соответствующими уровнями напряжения являются выходной и опорный узлы.

3. Преимущества и недостатки усилителя Cascode.

  • Конструкция схемы невероятно проста.

  • В супергетеродинных приемниках каскодный усилитель реализован как смеситель-умножитель. Сигнал генератора подается на верхний затвор, а ВЧ-сигнал подается на нижний затвор. Таким образом, все эти сигналы суммируются, и ПЧ используется в качестве стока микшера-усилителя верхних частот.

  • Недостатки

    Для этого усилителя необходимы два транзистора с высоковольтным питанием. Два транзистора должны быть смещены достаточным VDS в процессе двухтранзисторного каскода, устанавливая нижний предел напряжения питания.

    Усилитель Cascode: принцип работы и применение

    Ну, мы все знаем, что основное использование усилителя заключается в усилении мощности сигнала, независимо от того, является ли сигнал амплитудным, частотным или другим. Итак, первоначальным устройством, вошедшим в эволюцию для усиления сигнала, была триодная электровакуумная лампа в 19 году.06. Усовершенствования в цифровой электронике, начиная с 20 го века, предложили современные подходы, которые добавляются к обычным усилителям посредством цифровой коммутации, чтобы можно было легко выполнять усиление. Двигаясь в этом сценарии, единственный уникальный тип усилителя, который мы собираемся обсудить сегодня, — это «усилитель Cascode». Итак, давайте углубимся в это понятие.

    Определение: Каскодный усилитель определяется как двухкаскадная схема с буферным усилителем, который следует за крутизной усилителя. Название катод произошло от слова «катод». Первоначально термин каскод подразумевает два триода, которые заменяют пентод, затем постепенно каскод означает двухкаскадный усилитель. По сравнению с однокаскадным усилителем двухкаскадный имеет больше преимуществ в аспектах усиления, импеданса, развязки выхода, скорости нарастания и других. В основном этот усилитель построен либо на BJT, либо на FET.

    В двухэтапном режиме один используется для режима CS/CE, а другой — для режима CB/CE. Уникальной особенностью каскодного усилителя является улучшенная изоляция входа и выхода, поскольку нет прямой связи между выходной секцией и входом. Эта процедура препятствует возникновению эффекта Миллера, и его устранение повышает уровень пропускной способности. Это основная теория каскодного усилителя.

    Схема каскодного усилителя

    Рассмотрим каскодную схему, работающую на полевом транзисторе. В этой схеме входной фазой является усилитель FET CS, а на вывод затвора транзистора подается напряжение Vin. Принимая во внимание, что выходной фазой является усилитель FET CG, который питается от входной фазы. Для выходной фазы Rd называется сопротивлением стока, а от Q2 собирается выходное напряжение Vout. В схеме транзистор Q2 заземлен, поэтому напряжение стока в полевом транзисторе Q1 и напряжение истока в полевом транзисторе Q2 поддерживаются на постоянном уровне. Это означает, что полевой транзистор Q2 обеспечивает минимальное входное сопротивление для полевого транзистора Q1. Низкое входное сопротивление для Q1 снижает значения коэффициента усиления и эффекта Миллера и косвенно приводит к увеличению уровня полосы пропускания.

    Уменьшение коэффициента усиления полевого транзистора Q1 не окажет никакого влияния на общий коэффициент усиления схемы, поскольку этому противодействует полевой транзистор Q2. Эффект Миллера не влияет на полевой транзистор Q2 по той причине, что разрядка и зарядка от клеммы стока к паразитной емкости истока осуществляется через Rd и даже частотная характеристика и значения нагрузки возмущаются только для повышенных частотных диапазонов. В схемотехнике каскодного усилителя выходные значения полностью отделены от входных. На клеммах истока и стока Q1 имеет фиксированные уровни напряжения, тогда как на клеммах затвора и истока Q2 имеет фиксированные уровни напряжения. Принципиальная схема каскодного усилителя на полевых транзисторах показана ниже:

    Схема каскодного усилителя

    Свернутый каскодный усилитель

    Это однокаскадный усилитель, в котором транзистор с общим истоком имеет каскадное соединение с транзистором CB обратной полярности. В этой реализации схемы переменная пара используется в качестве входной секции, которая работает как каскад CS для каскода. Два стока транзисторов подключены к транзисторам CG обратной полярности. Затем транзисторы CG подключаются к источнику динамического тока, и на этом построение схемы заканчивается.

    Конструктивная схема этого усилителя позволяет увеличить коэффициент усиления в многокаскадном усилителе. Размер схемы может быть минимальным за счет сворачивания каскода через транзисторы обратной полярности без ущерба для производительности схемы, но с минимальным напряжением питания. С каскодными транзисторами значение выходного сопротивления цепей может быть увеличено, что увеличивает усиление сигнала усилителя. Это основное дополнительное преимущество усилителя со сложенным каскодом.

    Частотная характеристика

    В частотной характеристике каскодного усилителя выходные характеристики меняются местами в соответствии с входными. При использовании каскодных усилителей или усилителей с общим эмиттером они обеспечивают увеличенную выходную амплитуду. По сравнению с сигналом CE сигнал каскодного усилителя больше и в три раза больше ожидаемого диапазона. На рисунке ниже показана частотная характеристика каскодного усилителя.

    Устойчивость

    Другой характерной чертой каскодного усилителя, которую необходимо обсудить, является его стабильность. Сама конструкция каскода представляет собой стабильное устройство. На выводах истока и стока нижний транзистор имеет почти фиксированный уровень напряжения, и в принципе нет ничего, что создавало бы обратную связь затвора. Принимая во внимание, что верхний транзистор также поддерживает фиксированный уровень напряжения на клеммах истока и затвора. Таким образом, есть только выходные и входные узлы, имеющие соответствующие уровни напряжения.

    Преимущества

    Ниже приведены преимущества каскодного усилителя :

    • Каскодная схема обеспечивает повышенный коэффициент усиления, стабильность, повышенные уровни импеданса, более широкие уровни полосы пропускания и скорость нарастания.
    • Конструкция схемы так проста
    • Каскодный усилитель реализован как умножающий смеситель в супергетеродинных приемниках. Для верхнего затвора на смеситель подается сигнал генератора, а на нижний затвор — ВЧ-сигнал. Затем оба этих сигнала перемножаются и ПЧ считается верхним стоком смесителя-усилителя.

    Часто задаваемые вопросы

    1). В чем разница между каскодом и каскадом?

    В каскадном режиме нагрузки усилителя располагаются горизонтально, тогда как в каскадном режиме нагрузки располагаются вертикально.

    2). Для чего нужен каскадный усилитель?

    В основном каскадные усилители используются для усиления сигнала.

    3). Что вы имеете в виду под усилителем?

    Это электронное устройство, которое увеличивает мощность, ток или напряжение.

    4). Что вы имеете ввиду под каскадом?

    Каскадирование соответствует тому, что выход одной ступени подключается как вход к следующей ступени.

    5). Что вы подразумеваете под обратной связью в усилителе?

    Обратная связь означает, что процесс подачи выходной энергии на вход называется обратной связью. Обратная связь в устройствах помогает уменьшить шумовые помехи и обеспечивает большую стабильность.

    Уменьшая эффект Миллера и демонстрируя множество преимуществ, каскодный усилитель используется во многих современных схемах и в различных отраслях промышленности. С усовершенствованием интегральных схем и усовершенствованием технологий каскодные усилители приобретают все большее значение и даже используются в качестве модуляторов, усилительных устройств и других. Другим устройством из этой классификации является бимос-каскодный усилитель. Другой вопрос, который возникает в связи с этой концепцией, заключается в том, что такое условие смещения в каскодном усилителе?

    Цепь, преимущества, недостатки и применение

    Каскод — это технология, предназначенная для улучшения характеристик аналоговых схем. Тот же метод можно применить к транзисторам и электронным лампам, чтобы улучшить производительность схемы. Слово «каскод» появилось в 1939 году в статье Фредерика Винтона Ханта и Роджера Уэйна Хикмана во время обсуждения применения стабилизаторов напряжения. Обсуждение было посвящено предложению метода замены пентода каскодированием двух триодов. В каскодировании используются два транзистора, либо BJT, либо FET, так что одна конфигурация действует как входной каскад, выход которого предоставляется в качестве входа для выходной собирающей конфигурации. Эффект Миллера можно изолировать с помощью каскодного усилителя.

    Если усилитель состоит из биполярных транзисторов, то входной каскад представляет собой схему с общим эмиттером, питающую общую базу, на которой собирается выходной сигнал. Этот тип усилителя известен как каскодный усилитель. Даже полевые транзисторы можно использовать в каскодных усилителях. В таких случаях общий эмиттер заменяется общим истоком, а общая база заменяется общими конфигурациями затвора.

    Характеристики из-за каскодирования усилителей:

    • Высокие импедансы на входе и выходе.
    • Усиление сигналов происходит при высокой пропускной способности системы.
    • Высокая изоляция между входом и выходом.

    Поскольку нет прямой связи или связи между выходом и входом из-за высокой изоляции, это приводит к устранению эффекта Миллера.

    Эффект Миллера

    Это явление, возникающее в основном в цепях обратной связи. Если усилитель напряжения инвертирующий, то эквивалентная емкость на входе увеличивается из-за усиления емкостного эффекта между клеммами входа и выхода. Это увеличение значения емкости известно как виртуальная емкость и может привести к уменьшению пропускной способности. Чтобы преодолеть эту ситуацию, в усилителях используется метод каскодирования.

    Схема каскодного усилителя

    Схема каскодного усилителя может быть спроектирована с использованием полевых транзисторов с двумя конфигурациями, такими как общий исток и сток. Поскольку это двухступенчатый процесс усиления, входной каскад имеет конфигурацию с общим источником. Схема каскодного усилителя на полевых транзисторах:

    Каскодный усилитель

    Входной сигнал подается на оконечный затвор на начальном этапе. Второй каскад, который является выходным каскадом, который приводится в действие выходом начального каскада, имеет конфигурацию с общим стоком. Конечный выходной сигнал собирается с клеммы стока, к которой подключен резистор стока Rd.

    Затвор полевого транзистора второй ступени заземлен. Таким образом, значение напряжения истока полевого транзистора второй ступени осталось эквивалентным напряжению стока полевого транзистора первой ступени.

    FET на второй ступени предлагает путь с низким сопротивлением по сравнению с полевым транзистором первой ступени. По этой причине низкого сопротивления коэффициент усиления полевого транзистора на первом этапе снижается, что косвенно снижает эффект Миллера. Следовательно, пропускная способность улучшается. Общий коэффициент усиления не изменяется, поскольку он компенсируется полевым транзистором на втором этапе.

    Поскольку напряжение на истоке и стоке полевого транзистора первой ступени, затворе и выводах истока полевого транзистора второй ступени почти постоянно. Следовательно, их ничто не может быть обратной связью. Этот тип условий приводит к изоляции ситуации, называемой эффектом Миллера.

    Преимущества и недостатки усилителя Cascode

    Преимущества усилителя Cascode:

    • Широкая полоса пропускания благодаря устранению эффекта Миллера.
    • Из-за каскодного соединения двух транзисторов общий коэффициент усиления системы высок.
    • Низкие доли счета обоих транзисторов.

    Недостатками этих усилителей являются:

    • Наличие двух транзисторов требует высокого напряжения питания.
    • Достаточное количество напряжения сток-исток должно подаваться на оба транзистора, которые бьют меньше предела по напряжению питания.

    Применение усилителя Cascode

    Применение этих усилителей:

    • В радиочастотных тюнерах используются каскодные усилители.
    • Метод амплитудной модуляции использует метод каскодирования

    Часто задаваемые вопросы

    1). Что означает каскод?

    Нагрузка в усилителе уложена вертикально и называется каскодным соединением. Конфигурация первого каскада подключена параллельно конфигурации второго каскада транзистора. Чтобы изолировать и избежать прямой обратной связи от выхода к входу. Этот тип соединения известен как каскод.

    2). В чем разница между каскадом и каскодом?

    Каскадное соединение представляет собой последовательное соединение транзисторов. В двухкаскадном усилении выход первого каскада подается как вход во второй каскад, и далее для n-каскадов эта цепочка продолжается.

    Каскодное соединение представляет собой параллельное соединение транзисторов нескольких каскадов. Существует только один транзистор конфигурации с общим эмиттером, который управляет транзистором с конфигурацией общей базы. В этом основное отличие каскада от каскода.

    3). Почему мы используем каскодный усилитель?

    Эти усилители используются для достижения высоких импедансов, полосы пропускания, общего усиления и, прежде всего, для защиты усиления от эффекта Миллера.

    4). Что вы подразумеваете под обратной связью в усилителе?

    Процесс, в котором сгенерированный вывод возвращается к входу, известен как обратная связь. Этот процесс популярен в усилителях, чтобы сделать его работу стабильной, а также шум, который можно уменьшить из системы.

    5). Что такое напряжение Миллера?

    Когда напряжение между затвором и выводом стока приближается к нулевому значению, где есть вероятность, что переход будет на своем пике. В этой ситуации возникает эффект Миллера, и этот тип напряжения называется напряжением Миллера.

    Узнайте больше об усилителе положительной обратной связи MCQ.

    Пожалуйста, перейдите по этой ссылке, чтобы узнать больше о схеме изолирующего усилителя и аудиоусилителя.

    Пожалуйста, перейдите по этой ссылке для каскодных усилителей MCQ

    Однако каскодные усилители подразделяются на два типа. В них складываются бимос и каскодные усилители. Основываясь на требованиях к усилению, полосе пропускания и критериях импеданса, его тип выбирается для приложений. Можете ли вы описать, как усиление и полоса пропускания связаны с этими усилителями?

    GaN FET: почему каскод? | Эффективность выигрывает

    ГАН Сила Автомобильный Промышленный

    30 сентября 2020 г. By Dilder Chowdhury

    Технология GaN и, в частности, технология GaN-on-Silicon HEMT стали ключевым направлением для инженеров-энергетиков за последние несколько лет. Его обещание обеспечить высокую мощность и высокочастотную коммутацию, которые требуются во многих приложениях, очевидно. Однако по мере того, как коммерческие GaN FET становятся более доступными, остается один ключевой вопрос. Почему каскод?

    Когда мы смотрим на физическую и электрическую природу устройств GaN HEMT, возникает одна очевидная проблема. Естественный режим работы GaN HEMT — это полевой транзистор в режиме обеднения с естественным включенным состоянием. Но, как инженеры, мы привыкли работать с естественно «выключенными» устройствами и учитывать преимущества, которые это дает с точки зрения безопасности. Следовательно, необходимо обойти естественное состояние GaN HEMT, чтобы обеспечить естественную «выключенную» работу. В настоящее время существует два основных подхода к решению этой задачи. Один из них заключается в изменении структуры устройства для работы в расширенном режиме (или электронном режиме). Второй заключается в использовании многослойного кристалла в каскодном корпусе с естественно «выключенным» низковольтным, низким R Кремниевый полевой МОП-транзистор Dson , включенный последовательно с естественно включенным устройством GaN HEMT.

    Стабильная работа при высокой мощности

    КПД и тепловые характеристики сопоставимы и положительны как для электронного режима, так и для каскода, но на этом сходство заканчивается. Когда дело доходит до стабильности устройства и простоты эксплуатации, каскодная конфигурация обеспечивает прочную и надежную структуру кремниевого затвора с изолированным (диэлектрическим) затвором. Это означает, что каскодный GaN FET имеет эффективный номинал затвора ± 20 В (что соответствует существующей технологии кремниевых суперпереходов) и может управляться стандартными экономичными драйверами затворов с простым управляющим напряжением 0–10 или 12 В. Тем не менее, он сохраняет улучшенные характеристики блокировки по напряжению и характеристики переключения естественно «включенного» GaN HEMT.

    Наличие перестраиваемого низковольтного MOSFET последовательно, конечно, технически увеличивает R DS(on) и Q RR устройства с каскодным режимом. Однако эти увеличения минимальны или даже несущественны, особенно по сравнению с преимуществами, которые прочная и надежная структура с изолированным (диэлектрическим) затвором и высокоэффективный внутренний диод обеспечивают работу GaN HEMT. Например, увеличение R DS(on) обычно составляет менее 10 %, но все же дает превосходные показатели HEMT R 9.0399 ДС(о) . Что касается Q RR , добавление низковольтного полевого МОП-транзистора действительно добавляет очень малое значение, но оно на порядок ниже, чем у высоковольтного кремниевого устройства с номиналами, аналогичными высоковольтному HEMT.

    Для высоковольтных/сильноточных/мощных приложений, особенно в автомобильной промышленности, прочность и надежность имеют решающее значение. Каскодные структуры обеспечивают лучшую автомобильную квалификацию AEC-Q101 и выше, поскольку низковольтные кремниевые полевые МОП-транзисторы соответствуют автомобильному классу и отвечают всем автомобильным требованиям. Кроме того, высокое пороговое напряжение (В ~ 4 В) исключает возможность случайного включения из-за высоких dv/dt и di/dt, сводя к минимуму риск прострела. В целом, это обеспечивает стабильную производительность приложения, которая дополнительно улучшается за счет надежной работы с низким обратным холостым ходом V f .

    Cascode — очевидный ответ

    Надежная структура затвора, высокое пороговое напряжение затвора, простое управление затвором, сверхнизкие потери обратного восстановления, встроенный диод с очень низким напряжением f , простое управление скоростью нарастания, большие возможности переходного напряжения и двунаправленная топология. Принимая все во внимание, с точки зрения Nexperia, очевидным ответом для наших 650-вольтовых полевых транзисторов GaN для высоковольтных / сильноточных / мощных приложений было использование каскодного режима.

    Конечно, когда будут доступны устройства GaN HEMT с прочным, стабильным диэлектриком и структурой затвора с высоким пороговым напряжением, тогда мы еще раз посмотрим, какая технология предлагает лучший выбор для наших клиентов. До этого времени не должно быть вопроса «Почему каскод?» но «Как я могу использовать GaN FET на 650 В?».

    Об авторе

    Dilder Chowdhury

    Dilder Chowdhury работает в области полупроводников более 24 лет, сначала присоединившись к команде инноваций Nexperia, затем перейдя в отдел маркетинга и занимая должность архитектора технологии Power GaN в Манчестере. В настоящее время он является директором по стратегическому маркетингу технологии Power GaN.

    Его работа охватывает все, от физики устройств до упаковки и конечных продуктов, где Nexperia исследует и объединяет всю ценность, которую наша компания может добавить к предложению GaN и связанных с GaN пакетов, продуктов и модулей. Это стратегический подход, призванный обеспечить лучшее без ущерба для надежности и качества.

    Ссылки на статьи

    • Ассортимент полевых транзисторов GaN
    • Полевые транзисторы GaN помогают продвигать класс 80 PLUS Titanium
    • Полевые транзисторы GaN : надежность на уровне AEC-Q101

    Маломощный, высокоэффективный, линейный, усовершенствованный широкополосный усилитель мощности класса J для приложений 5G

    Маломощный, высокоэффективный, линейный, усовершенствованный широкополосный усилитель мощности класса J для приложений 5G

    Скачать PDF

    Скачать PDF

    • Статья
    • Открытый доступ
    • Опубликовано:
    • Nagisetty Sridhar 1 ,
    • C. Senthilpari 1 ,
    • R. Mardeni 1 ,
    • Wong Hin Yong 1 &
    • … 9089.9008 … 9089 … 9089 … 9089 .. 3089.9008.

      Научные отчеты том 12 , Номер статьи: 8101 (2022) Процитировать эту статью

      • 702 доступа

      • 1 Альтметрика

      • Сведения о показателях

      Предметы

      • Электротехника и электроника
      • Электронные устройства

      Abstract

      В сетях беспроводной связи потребность в высокоскоростных скоростях передачи данных возросла в новых областях применения 5G. Топологии усилителей мощности (PA), о которых сообщалось на сегодняшний день, достигли желаемой эффективности добавления мощности (PAE) и линейности. Однако эти коммутирующие УМ с гармонической настройкой менее привлекательны для широкополосных приложений, поскольку они ограничены узкой полосой пропускания (BW). Таким образом, для удовлетворения требований 5G задача разработки УМ с улучшенной эффективностью и линейностью для динамического диапазона полосы пропускания становится критической для разработчиков УМ. Недавно разработанная топология усилителя мощности класса J может обеспечить хорошую эффективность при сохранении линейности для приложений с широкой полосой пропускания. В этой исследовательской работе представлена ​​методология проектирования топологии усилителя мощности класса J с частотой 5 ГГц с использованием КМОП-технологии Silterra 0,13 мкм. Основными задачами данного исследования являются определение R opt транзистора и спроектируйте соответствующую выходную согласующую сеть (OMN) для обеспечения работы усилителя мощности класса J, чтобы сделать ее пригодной для беспроводных приложений 5G. Результаты моделирования показывают, что разработанный усилитель класса J обеспечивает максимальную выходную мощность 27 дБм с максимальным усилением мощности 13,7 дБ и усилением слабого сигнала 17 дБ для полосы пропускания около 500 МГц с источником питания 5 В в нагрузка 50 Ом.

      Введение

      В течение последних 40 лет каждое десятилетие требовало новых технологий в отрасли беспроводной связи с момента внедрения современных мобильных телефонных систем первого поколения (1G) до беспроводных сетей пятого поколения (5G). Появляющаяся технология 5G позволит реализовать множество новых приложений, обычно называемых «треугольником 5G» 9.0201 1 . Чтобы выполнить требования 5G, были начаты исследования с использованием различных методов, таких как миллиметровые волны, малые базовые станции, Massive MIMO, формирование луча, полный дуплекс для реализации базовых станций, которые будут поддерживать приложения «треугольника 5G» 2 .

      Важным фактом, который необходимо учитывать, является то, что мощность, потребляемая мобильными базовыми станциями (BST) и беспроводными устройствами, должна быть ограничена, чтобы снизить потребление энергии для всей системы 5G по сравнению с существующими сетями 4G 3 . В дополнение к этому, с неуклонным ростом числа абонентов и появлением новых областей приложений, требующих более высоких скоростей передачи данных, необходимо увеличить полосу пропускания для приложений 5G.

      Известно, что PA является важным блоком во всех радиопередатчиках, поскольку его PAE определяет энергию, потребляемую всей системой беспроводной связи 5G. Таким образом, появляющаяся сотовая сеть 5G требует усовершенствования архитектуры PA 4 для повышения эффективности без ущерба для линейности в широком динамическом BW. Это исследование направлено на анализ, проектирование и внедрение PA, который удовлетворяет требованиям сетей беспроводной связи 5G.

      Основной целью этой работы является разработка маломощного, высокоэффективного, линейного и расширенного широкополосного интегрированного усилителя мощности с надлежащим OMN, подходящим для приложений 5G. Существующие структуры PA, о которых сообщалось на сегодняшний день 5,6,7,8,9,10,11 , продемонстрировали свой потенциал для достижения многообещающих результатов PAE и линейности. Но эти методы не принесут пользы приложениям расширенной мобильной широкополосной связи (EMBB) 5G из-за их узкополосной природы гармонических завершений. Очень важно разработать структуру усилителя мощности, которая может обеспечить высокую эффективность при широкой полосе пропускания и линейности. Обзор литературы показывает, что из различных режимов УМ, УМ класса J, представленный и разработанный С.К.Криппсом в работе. 12 может обеспечить расширение BW, необходимое для приложений беспроводной связи 5G ближайшего будущего. Это исследование в основном касается анализа усилителя мощности класса J и его проектирования с использованием надлежащего OMN для получения ожидаемых параметров производительности, таких как низкое энергопотребление, высокая эффективность без ущерба для линейности и расширенная широкая полоса пропускания.

      В этой работе первоначально, вместо использования моделирования нагрузки-тяги, значение Ropt вычисляется с использованием расширенного расчета формы сигнала для получения оптимальных импедансов основной гармоники и второй гармоники, необходимых для работы класса J, а затем π 9OMN типа 0554– с сосредоточенными компонентами без потерь разработан для согласования этих оптимальных импедансов с импедансом нагрузки 50 Ом для достижения работы в режиме класса J на ​​частоте 5G. Согласующая сеть с сосредоточенными элементами π была исследована с точки зрения ее BW.

      Моделирование PA Class-J было выполнено в инструменте Mentor Graphics EDA, и структура этого документа описывается следующим образом. Краткий обзор параметров производительности, достигнутых УМ, о которых сообщается в литературе, и теории УМ класса J обсуждаются во втором разделе. Выбор подходящей сети смещения и расчет R opt , который требуется для определения оптимальных импедансов, которые должны быть заданы транзистору для работы в режиме класса J, поясняется в третьем разделе. В четвертом разделе представлена ​​конструкция OMN на основе сосредоточенных элементов типа π для согласования выходного сопротивления нагрузки 50 Ом с оптимальным сопротивлением нагрузки класса J. Результаты моделирования схемы УМ класса J на ​​основе сосредоточенных элементов и ее компоновки на основе активных элементов обсуждались в пятом разделе. Заключение этой исследовательской работы кратко изложено в последнем разделе.

      Краткий обзор усилителей мощности с переключением режимов и теории усилителей класса J

      Сообщалось о многих конструкциях усилителей мощности с различными методами повышения эффективности и линейного усиления. Из них конструкция однокаскадного усилителя мощности класса E на основе КМОП с каскадной топологией, работающего на центральной частоте 2,4 ГГц для беспроводных приложений, представлена ​​в Ref. 5 . Несмотря на то, что усилитель класса E имеет простую схему и обеспечивает превосходный коэффициент мощности, он имеет плохую линейность из-за операции переключения. Двухкаскадный усилитель мощности на основе радиочастотной КМОП-технологии 0,13 мкм, разработанный с использованием схем смещения только на полевых МОП-транзисторах для приложений WLAN 2,4 ГГц, представленный в Ref. 6 обеспечивает снижение энергопотребления и повышение эффективности, но все же демонстрирует плохую линейность. Усилитель мощности 24 ГГц на основе КМОП предлагается в работе. 7 использует путь подавления прямой связи, который уменьшает интермодуляционные искажения PA третьего порядка (IMD3). Однако есть небольшое снижение усиления из-за вспомогательного тракта. Различные методы повышения эффективности и улучшения линеаризации PA мобильных базовых станций, требования и последние тенденции технологии 5G представлены в Ref. 8 . Большинство этих PA, таких как Class-E, F и т. д., реализованных для достижения высокоэффективного усиления, по своей природе являются коммутационными, что может не подходить для новых приложений 5G, таких как усовершенствованная мобильная широкополосная связь (EMBB), из-за их узкополосного характера. и сложность схемы. Позже сообщается о Doherty PA 9,10 и альтернативных подходах, таких как PA 11 со стекированными ячейками и с несколькими затворами, с такими ограничениями, как узкая полоса пропускания и сложность схемы соответственно. Чтобы обеспечить решение таких недостатков, недавно разработанный Cripps усилитель мощности класса J в Ref. 12 доказал свою способность достигать высокой эффективности и широкой полосы пропускания без ущерба для линейности. Методология проектирования высокоэффективного, линейного и широкополосного режима усилителя мощности класса J продемонстрирована в Ref. 13 . Конструкция интегрированного усилителя мощности класса J на ​​основе GaN мощностью 0,5 Вт представлена ​​в [1]. 14 , который учитывает потери элемента OMN для реализации встроенного согласования по выходу, но из-за ограничения технологии устройства и малодобротных потерь в цепи согласования на кристалле его эффективность и выходная мощность меньше по сравнению с дискретные УМ. Интегрированный CMOS Class-J PA представлен в Ref. 15 , в котором учитывается влияние порогового напряжения для анализа гармонических потерь 2 и для получения модифицированных расчетных уравнений. Однако из-за низкого напряжения пробоя CMOS PA для реализации необходимо использовать полевой транзистор с опорой. Интегрированный, высокоэффективный и широкополосный двухкаскадный усилитель класса J с частотой 28 ГГц представлен в Ref. 16 , где согласование выходов выполнено с помощью сети π-типа с сосредоточенными элементами. Однако этот OMN с низкой добротностью подходит для широкополосного доступа. Это ухудшает выходную мощность. Конструкция полностью интегрированного усилителя мощности класса J на ​​основе GaN для систем WLAN 802.11ax с частотой 5 ГГц представлена ​​в Ref. 17 . Производительность этого усилителя мощности может быть улучшена за счет использования DPD. УМ класса J, предназначенный для X-диапазона, представлен в Ref. 18 , использует метод активной модуляции нагрузки, упрощает интегрированную реализацию УМ за счет устранения удвоителей и сетей фильтров обычных УМ класса J2 и обеспечивает высокую эффективность стока. Но широкая полоса пропускания достигается не за счет гармонических тюнеров. Дальнейшее расширение работы возможно за счет увеличения полосы пропускания фазовращателя, а элементы в ОМН могут быть заменены активным индуктором.

      Теория рабочего режима класса J

      Класс J является одним из режимов УМ, в котором напряжение стока (V DS ) и ток стока (I D ) могут быть получены как полувыпрямленные синусоидальные формы сигналов с небольшое перекрытие между ними. Ток стока, полученный путем выбора точки смещения класса B и учета только основной второй гармоники, может быть выражен, как показано в уравнении. (1)

      $${I}_{D}|j\left(\theta \right)=\frac{{I}_{max}}{\pi }+\frac{{I}_{max }}{2\mathrm{cos}\left(\theta\right)}+\frac{2{I}_{max}}{3\pi \mathrm{cos}\left(2\theta\right)} $$

      (1)

      где I max — пиковое значение тока стока через транзистор. Полупериодное выпрямленное синусоидальное напряжение стока V DS может быть выражено, как показано в уравнении. (2)

      $${V}_{DS}| j={V}_{th}+\left({V}_{DD}-{V}_{th}\right)\left(1-\mathrm{cos}\left(\theta\right)\ right)\left(1+\alpha \mathrm{sin}\left(\theta \right)\right)$$

      (2)

      где V DC и V K напряжение смещения и колено напряжения транзистора соответственно

      Это напряжение стока V DS может быть получено путем задания сложных индуктивных и чисто емкостных сопротивлений нагрузки транзистору усилителя мощности класса J на ​​частотах основной частоты и второй гармоники. Эти оптимальные импедансы нагрузки извлекаются из уравнений. (1) и (2) показаны в уравнениях. (3) и (4)

      $$Zf0=\frac{\left({V}_{DD}-{V}_{th}\right)\left(1+j\alpha \right)}{ Imax/2}={R}_{opt}+j\alpha {R}_{opt}$$

      (3)

      $${Z}_{2}f0=-\frac{\left( {V}_{DD}-{V}_{th}\right)j\alpha }{\begin{array}{c}2\left(\frac{{2I}_{max}}{3\pi }\right)\end{массив}} =-\frac{j3\pi }{8}\alpha {R}_{opt}$$

      (4)

      где R opt – оптимальное сопротивление, которое можно выразить, как показано в уравнении. (5)

      $$R_{{{\text{opt}}}} = {2}\left( {{\text{V}}_{{{\text{DD}}}} — {\text {V}}_{{{\text{th}}}} } \right)/{\text{I}}_{{{\text{max}}}}$$

      (5)

      С Представленные оптимальные импедансы нагрузки показывают, что напряжение на стоке (V DS ) увеличивается с фазовым сдвигом, как показано на рис. 1.

      Рис. транзистор (V ДС и I Д ).

      Изображение полного размера

      Таким образом, фазовый сдвиг и повышение напряжения стока (V DS ) вызывают небольшое перекрытие с током стока (I D ), что делает УМ класса J высокоэффективным. Несмотря на то, что эта форма волны показывает особенность режима PA переключения, режим PA класса J может обеспечить линейность, подобную режимам класса B или AB, благодаря непереключаемому режиму работы. В отличие от класса B, здесь нет необходимости в уловителях гармоник, что делает его более привлекательным для широкополосных приложений.

      Методология проектирования усилителей мощности класса J с использованием стандартной КМОП-технологии silterra 0,13 мкм

      который был введен и разработан Криппсом в Ref. 12 выбран для этой исследовательской работы из-за его потенциала для обеспечения значительного увеличения полосы пропускания, необходимого для приложений беспроводной связи 5G ближайшего будущего. Из теории режима работы класса J, изложенной в «Кратком обзоре УМ коммутационного режима и теории УМ класса J». Высокоэффективное усиление в широкополосном режиме можно получить, представив фундаментальную ( Z f0 ) и вторая гармоника (2 Z f0 ) оптимальный импеданс нагрузки на NMOS-транзистор M1 сверх требуемой полосы пропускания, показанной на рис. 20 Класс 5 Рисунок 2. 10

      Образец Топология PA режима -J.

      Полноразмерное изображение

      Для разработки усилителя мощности класса J необходимо разработать надлежащий OMN, обеспечивающий высокоэффективное усиление по расширенной полосе пропускания при сохранении линейности, что делает усилитель пригодным для приложений беспроводной связи 5G. Различные шаги, связанные с методологией проектирования усилителя мощности класса J, обсуждаются, как показано на блок-схеме, показанной на рис. 3.

      Рисунок 3

      Блок-схема методологии проектирования PA.

      Изображение полного размера

      Выбор транзистора и технологии

      В соответствии с тенденцией проектирования УМ, инструмент графического дизайна Mentor используется для моделирования разработанной схемы УМ с использованием технологии siltera-130 нм. Транзистор NMOS модели nm_hp выбран, поскольку это доступный высокомощный транзистор в 130-нм аналоговой библиотеке silterra. Пороговое напряжение транзистора NMOS (V th ) определяется с помощью его крутизны (gm). Чтобы получить режим PA класса J, импедансы нагрузки, показанные в уравнениях. (3) и (4) должны быть представлены этому транзистору (M1) (т.е. nm_hp) соответствующим OMN.

      Выбор смещения и стабильности

      Конструкция усилителя мощности позволяет выбрать любое напряжение питания. Согласно конструктивному решению УМ напряжение питания V DD  = 5 В и напряжение затвора V GS \(\cong\) V K (пороговое напряжение) (т.е. при токе смещения Iq = 2% от Imax) выбраны для смещения nm_hp NMOS-транзистора (M1), используемого в этой работе, через сеть с фиксированным смещением для работы в качестве УМ класса B для получения полувыпрямленного синусоидального тока стока (I Д ).

      Одним из наиболее важных соображений при проектировании усилителя мощности является то, что он должен быть безусловно стабильным в желаемом диапазоне частот при нормальных условиях эксплуатации. Для обеспечения стабильности УМ на низких частотах применена схема стабилизации, состоящая из катушки индуктивности, которая также обеспечивает путь постоянного смещения к затвору транзистора М1. Кроме того, параллельная RC-цепочка может стабилизировать транзистор во всем диапазоне желаемых частот.

      Выбор размера транзистора

      Как правило, R opt можно рассчитать теоретически, используя уравнение (5), который зависит от выбранной технологии и размера транзистора (или Pout), и его можно практически определить путем проведения моделирования LOADPULL . Поскольку в инструменте EDA Mentor Graphics, используемом для этой исследовательской работы, не предусмотрено проведение моделирования нагрузки-тяги, первоначально в качестве эталона берется значение R opt  = 4,5 Ом, которое определяется моделированием нагрузки-тяги. Это Р 9039Значение 9 opt получается путем изменения размера транзистора с точки зрения соотношения сторон. Поскольку значение R opt можно определить с помощью I D, , которое зависит от соотношения сторон транзистора (Ш/Д). Для соответствующих значений V DD и V GS размер транзистора (т. е. 2 × 5 мкм) выбирается таким образом, чтобы реализовать M 1 , чтобы получить максимальный ток стока около 2,1 А. Для V DD  = 5 V,V GS  = V K  = 0,486 В и максимальный ток стока I max  = 2,1 А, оптимальное сопротивление, полученное по уравнению. (5) R opt  = 4,3 Ом. Используя этот R opt , теоретические значения оптимальных импедансов нагрузки на частотах основной гармоники и второй гармоники определяются с использованием уравнений. (3) и (4) как Z f0  = 4,3 + jα 4,3 Ом и Z 2f0  =  j 5,2 Ом соответственно. Чтобы проверить эти теоретически рассчитанные оптимальные импедансы нагрузки и согласовать сопротивление нагрузки (RL = 50 Ом), по крайней мере, с реальной частью (т. е. R opt ) полученных оптимальных сопротивлений нагрузки, которые должны подаваться на транзистор M1 в широкой полосе пропускания, необходимо разработать соответствующий OMN.

      Схема выходной (π)-согласованной сети

      Разработка надлежащего OMN для получения рабочего режима класса J является сложной задачей, поскольку она должна соответствовать выходной нагрузке RL = 50 Ом с оптимальным полным сопротивлением нагрузки Z f0 и Z 2f0 транзистора М1. Желаемое согласование в широкой полосе может быть достигнуто за счет реализации ОМН высокого порядка, для которого может потребоваться как минимум две последовательные катушки индуктивности при использовании сосредоточенных элементов, но из-за потерь интегрированных катушек индуктивности, используемых в ОМН, выходная мощность и КПД ПА уменьшится. Это снижение выше, чем снижение, вызванное несоответствием импеданса нагрузки. Из различных методов реализации ОМН, таких как согласование с сосредоточенными элементами (т. е. топологии L, T, π) и распределенное согласование (т. е. с использованием сетей линий передачи), первоначально предлагается упрощенный ОМН с сосредоточенными элементами π-типа с одной индуктивностью и двумя конденсаторами. выбран для этой конструкции УМ класса J, потому что распределенное согласование с использованием линий передачи занимает большую площадь, что, в свою очередь, увеличивает стоимость, и есть идея заменить сосредоточенные пассивные элементы сети π-согласования активными элементами по мере дальнейшего развития этого ПА дизайн.

      OMN π-типа, выбранный в этой работе, предназначен для работы в полосе пропускания 500 МГц с центральной частотой 5 ГГц (т. е. ниже 6 ГГц), поскольку УМ класса J должен работать на частоте 5G. Коэффициент качества можно рассчитать с желаемой полосой пропускания и центральной частотой как Q = f/BW. В этой работе используется общая процедура проектирования π-соответствующей сети, в которой π-секция будет разделена на две встречно соединенные L-секции, как показано на рис. 4.

      Рисунок 4

      мода PA топология с π 9{2} + 1)$$

      (6)

      Q — это добротность, выраженная как f/BW, где f и BW — желаемая входная частота и полоса пропускания.

      Теперь со значениями Q и R В значение индуктора L 1 можно рассчитать, как показано в уравнениях. (7) и (8).

      $$XL_{1} = QR_{L} = QR_{{\text{V}}} \Omega$$

      (7)

      $$L_{1} = X_{{{\text{L1} }}}} /2{\pi f}$$

      (8)

      Значение конденсатора C 1 можно рассчитать, как показано в уравнениях. (9) и (10).

      $$XC_{1} = {\text{R}}_{{{\text{OPT}}}} /{\text{Q}}$$

      (9)

      $$C_{1 } = 1/2\pi {\text{fX}}_{{{\text{C1}}}}$$

      (10)

      Во втором L-образном сечении L 2 и C 2 можно рассчитать, приняв значение [R V  = R opt ] при сопротивлении нагрузки R L , равном 50 Ом.

      Отношения L-сети могут определять добротность Q этой второй L-секции, как показано в уравнении. (11).

      $$Q_{{{\text{новый}}}} = \sqrt {\left({R{\text{L}}/ R{\text{V}}} \right) {-}1] }$$

      (11)

      Значение индуктивности L2 можно рассчитать, как показано в уравнениях. (12) и (13).

      $$XL_{2} = Q_{{{\text{новый}}}} R_{{{\text{OPT}}}}$$

      (12)

      $$L_{2} = ( {\text{X}}_{{{\text{L}}2}} )/2\pi {\text{f}}$$

      (13)

      Конденсатор C 2 можно рассчитать как показано в уравнениях. (14) и (15).

      $$XC_{2} = {\text{R}}_{{\text{L}}} /{\text{Q}}_{{{\text{новый}}}}$$

      (14)

      $$C_{2} = 1/2\pi {\text{fX}}_{{{\text{C2}}}}$$

      (15)

      Емкость C 1 π- согласующей цепи следует выбирать тщательно, чтобы она учитывала паразитную выходную емкость C DS транзистора, поскольку эта емкость на частотах высших гармоник рассматривается как короткое замыкание. После проектирования OMN отношение емкостного сопротивления к сопротивлению линии нагрузки [X CDS /R L ] должны быть рассчитаны. Предположим, что это отношение равно (< =) 1, тогда схема согласования сети считается идеальной. Но, в зависимости от используемой технологии устройства и частоты, это отношение может быть и выше единицы.

      Результаты моделирования

      Как поясняется в разделах «Методология проектирования усилителя мощности класса J с использованием стандартной КМОП-технологии silterra 0,13 мкм» и «Проектирование сети с согласованием выходного (π)», усилитель класса J моделируется с использованием NMOS-транзистора модели nm_hp. из 130 нм аналоговой библиотеки Silterra в инструменте MENTOR GRAPHICS EDA в качестве основного транзистора M1. «Методология проектирования усилителей мощности класса J с использованием стандартной КМОП-технологии silterra 0,13 мкм» обсуждает теоретически рассчитанное эталонное значение R opt значение с использованием уравнения. (5) составляет 4,3 Ом. Для проверки этого теоретически рассчитанного опорного значения R opt необходимо оценить значения порогового напряжения (V th ) и пикового тока стока (I Dmax ) выбранного NMOS-транзистора (т. е. nm_hp модели NMOS). Пороговое напряжение транзистора (Vth) может быть извлечено из значения gm, которое является показателем качества, показывающим, насколько хорошо устройство преобразует напряжение в ток. Его можно представить как dI D /dV GS . Используя утилиту калькулятора формы волны графика EZ в инструменте MENTOR GRAPHICS EDA, ток стока (I DS ) дифференцирован относительно V GS , чтобы получить gm. После получения значения gm оно дифференцируется относительно V GS для извлечения порогового напряжения (Vth). Напряжение затвора В ГС , при котором максимальное значение dgm /dVGS считается пороговым напряжением (Vth), показано на рис. 5.

      Рис. 5

      В модели nm_hp транзистор NMOS.

      Изображение полного размера

      После извлечения порогового напряжения (V th ) выбирается точка смещения класса B для получения максимального тока стока I Dmax , соответствующего опорному значению Ropt. Размер транзистора выбирается, как описано в разделе «Выбор размера транзистора». I Dmax , полученное для смещения и размеров транзистора, и соответствующее значение R opt , рассчитанное с помощью калькулятора формы сигнала, почти совпадают с теоретически рассчитанными значениями, как показано на рис. 6.

      Рисунок 6

      R opt , полученный из калькулятора сигналов.

      Полноразмерное изображение

      Первоначально принимая значение Ropt, полученное с помощью калькулятора формы волны, в качестве эталона (т. е. R2), π-согласованная сеть с синусоидальным входным источником на частоте 850 МГц разрабатывается с использованием расчетных уравнений, рассмотренных в разделе «Выход ( π)-согласующая конструкция сети», чтобы проверить, передается ли максимальная мощность от источника к нагрузке. Принципиальная схема π-соответствующей сети для согласования R 9На рис. 7 и 8.

      Рисунок 7

      Принципиальная схема согласующей цепи π-типа.

      Изображение в натуральную величину

      Рис. 8

      Переходная характеристика согласующей цепи π-типа.

      Полноразмерное изображение

      Из графика, показанного на рис. 8, видно, что для источника синусоидального входного сигнала с размахом 2 В (т. е. амплитудой 1 В) на частоте 850 МГц мощность измеряется через сопротивление нагрузки R 3 (т. е. R L ) составляет 27 мВт, что почти совпадает с мощностью, измеренной на сопротивлении источника. (т. е. 49 мкА) по сравнению со средним током через сопротивление источника (т. е. 2,8 мА), что означает, что максимальная мощность передается на сопротивление нагрузки от сопротивления источника с помощью согласующей цепи π-типа, как показано на рис. 7.

      УМ класса J изначально разработан путем реализации этой схемы согласования π с синусоидальным входным источником на частоте 850 МГц. Схематическая схема усилителя мощности класса J и ее переходная характеристика показаны на рис. 9и 10.

      Рисунок 9

      источник на частоте 850 МГц.

      Схема УМ класса J с синусоидальным входом

      Увеличенное изображение

      Рис.

      Переходная характеристика усилителя мощности класса J с синусоидальным входом

      Полноразмерное изображение

      Смоделированные формы переходной характеристики, показанные на рис. 10, получены путем представления требуемых оптимальных импедансов нагрузки в терминах R opt на основной и второй гармонике частоты на транзистор через согласующую цепь π-типа.

      УМ класса -J разработан путем реализации этой схемы согласования π с источником входного сигнала Фурье на частоте 850 МГц в качестве ВЧ-входа. Схематическая схема усилителя мощности класса J и ее переходная характеристика показаны на рис. 11 и 12.

      Рисунок 11

      источник на частоте 850 МГц.

      Схема УМ класса J с Фурье-входом

      Изображение в полный размер

      Рисунок 12

      Источник на частоте 850 МГц.

      Кривые собственного напряжения и тока на стоке УМ класса J (В DS и I D ) с Фурье-входом Можно заметить, что почти половина выпрямленного тока стока (I D ) получается из-за смещения класса B. Напряжение стока (V DS ) получается как полувыпрямленная синусоида с гармоническим усилением и фазовым сдвигом за счет представления оптимальных импедансов нагрузки на транзисторе M1 на частотах основной и второй гармоник, который демонстрирует режим УМ класса J, как объяснено. в «Кратком обзоре УМ с переключением режимов и теории УМ класса J».

      После получения ожидаемых форм сигналов напряжения и тока в режиме класса J необходимо определить важные рабочие параметры, такие как усиление мощности, Pin дБм, выходная мощность (Pout дБм), (PAE) и эффективность стока (DE) спроектированного УМ. полученный. Извлечение этих параметров выполняется для каждого значения Pin, развертываемого во время параметрической развертки с использованием стационарного анализа (SST). Теоретически (DE) можно рассчитать как выходную мощность, подаваемую на нагрузку, деленную на мощность постоянного тока, потребляемую УМ, (PAE) можно рассчитать как разницу между выходной мощностью и входной мощностью, деленную на общую потребляемую мощность постоянного тока, и коэффициент усиления можно рассчитать, вычитая входную мощность из выходной мощности, измеренной в дБ. Эти параметры получаются в графическом представлении путем ввода этих теоретических формул в виде. EXTRACT в командном окне анализа SST в графическом инструменте EDA Mentor. Результаты стационарного анализа рабочих параметров УМ класса J, рассчитанного на центральную частоту 850 МГц, показаны на рис. 13.

      Рисунок 13

      Рабочие параметры усилителя мощности класса J с ВЧ-входом на частоте 850 МГц.

      Полноразмерное изображение

      Поскольку эта исследовательская работа в основном сосредоточена на разработке усилителей мощности, которые подходят для приложений беспроводной связи 5G, тот же усилитель класса J разработан путем реализации этой π-согласованной сети с источником входного сигнала Фурье на частоте 5 ГГц (т. е. , ниже 6 ГГц подходит для технологии 5G) в качестве РЧ-входа. Схематическая схема усилителя мощности класса J и ее переходная характеристика показаны на рис. 14 и 15.

      Рисунок 14.

      источник на частоте 5 ГГц.

      Схема предлагаемого УМ класса J с Фурье-входом

      Изображение в полный размер

      Рис. 15

      источник на частоте 5 ГГц.

      Осциллограммы собственного напряжения и тока на стоке предлагаемого УМ класса J (V DS и I D ) с Фурье-входом

      Увеличенное изображение

      Осциллограммы напряжения и тока на стоке транзистора ( V DS и I D ), полученные в результате моделирования УМ класса J с надлежащей реализацией сети согласования π на частоте 5 ГГц, будут демонстрировать фазовое перекрытие между ними, как показано на рис. 15, и эти формы сигналов аналогичны формам сигналов, представленным в Ссылка 10 , что является ключевой особенностью УМ класса J, как описано в «Кратком обзоре УМ режима переключения и теории УМ класса J».

      Важные результаты стационарного анализа рабочих параметров УМ класса J, разработанного для центральной частоты 5 ГГц, которые были получены таким же образом, как и для УМ класса J, разработанного для центральной частоты 850 МГц, представлены на рис.  16.

      Рисунок 16

      Рабочие параметры усилителя мощности класса J с РЧ-входом на частоте 5 ГГц.

      Полноразмерное изображение

      В качестве альтернативного подхода к нахождению точного значения R opt выходное сопротивление NMOS-транзистора nm_hp (Z out ) схемы, показанной на рис. 17, рассчитывается с точки зрения S-параметров. с помощью волновых команд .def с использованием анализа SST.

      Рисунок 17

      S-параметр и Z из извлечение NMOS-транзистора nm_hp на частоте 5 ГГц.

      Полноразмерное изображение

      Максимальное усиление слабого сигнала S 21 , равное 17 дБ на частоте 5 ГГц, получено путем моделирования S-параметров, как показано на рис. 18.

      Рис. 18 на частоте 5 ГГц.

      Полноразмерное изображение

      Для проверки усиления слабого сигнала S 21 , полученного из волновых команд . def, был выполнен анализ переменного тока УМ класса J, и было обнаружено, что усиление слабого сигнала около 16,85 дБ достигается на частоте 4,3–5,6 ГГц, как показано на рис. 19..

      Рис. 19

      Усиление слабого сигнала, полученное в результате анализа переменного тока УМ класса J.

      Полноразмерное изображение

      Принимая во внимание выходной импеданс (Z из ) NMOS-транзистора nm_hp, полученный с помощью волновых команд .def из анализа SST, в качестве значения R opt , УМ класса J разработан с учетом этого π-согласующая сеть с входным источником Фурье на частоте 5 ГГц. На рисунках 20 и 21 показана принципиальная схема и ее переходные характеристики.

      Рисунок 20

      источник на частоте 5 ГГц.

      Схема УМ класса J с Фурье-входом

      Изображение в полный размер

      Рис. 21

      источник на частоте 5 ГГц.

      Кривые собственного напряжения и тока на стоке УМ класса J (V DS и I D ) с Фурье-входом

      Изображение в натуральную величину DS и I D ) получаются аналогично тому, как поясняется для рис. 15, показаны на рис. 21, который демонстрирует ключевую особенность режима УМ класса J, как обсуждалось в «Кратком обзоре УМ с режимом переключения и теории класса -J ПА».

      Важные рабочие параметры, полученные из результатов анализа установившегося состояния УМ класса J на ​​центральной частоте 5 ГГц, OMN которого разработан с учетом Zout транзистора M1 в качестве значения R opt , получены таким же образом. как объяснено для усилителя мощности класса J, рассчитанного на центральную частоту 850 МГц на рис. 13, показаны ниже на рис. 22.

      Полноразмерное изображение

      В дополнение к вышеперечисленным параметрам, еще одним основным показателем качества, который оценивает производительность PA, является его линейность. В общем, линейность УМ может быть измерена в различных терминах, таких как P1dB (точка сжатия 1 дБ), точка пересечения третьего порядка, искажение AM-PM, отношение мощностей в соседнем канале (ACPR) и т. д. Первоначально РЧ-вход усилителя разработанный УМ класса -J в данной работе представляет собой непрерывный (CW) сигнал. Таким образом, линейность этого PA измеряется с использованием только точки компрессии 1 дБ.

      По результатам моделирования видно, что усиление сжимается до 1 дБ (т. е. с 13,3 дБ до 12,3 дБ), а значение Pвых, соответствующее этой точке сжатия на 1 дБ, составляет 26,2 дБм, как показано на рис. 23, что почти близко к значению Psat (т. е. 27 дБм), показывает, что разработанный усилитель класса J является линейным.

      Рисунок 23

      Точка сжатия 1 дБ и мощность насыщения (Psat) усилителя мощности класса J.

      Полноразмерное изображение

      После того, как рабочие параметры УМ подтверждены по результатам моделирования, начинается разработка компоновки принципиальной схемы для оценки размера микросхемы разработанной схемы УМ. Поскольку УМ класса J, разработанный в этой работе, основан на пассивных элементах с сосредоточенными параметрами, все эти элементы принципиальной схемы заменены активными элементами (т.е. транзисторами), такими как активная катушка индуктивности, конденсатор и резистор для компоновки. уменьшить площадь чипа схемы PA. Компоновка акустической системы класса J выполняется с помощью графического редактора EDA. Все транзисторы оптимизированы и расположены максимально компактно, чтобы уменьшить площадь кристалла без ущерба для производительности усилителя мощности. Схема компоновки УМ класса J с предполагаемым размером микросхемы показана на рис. 24.

      Рисунок 24

      Схема сердцевины PA класса J (9,5 × 15,5) мкм 2 .

      Изображение в полный размер

      Рабочие параметры УМ класса J, разработанные для различных частот, были рассчитаны с помощью команд .EXTRACT с использованием командного окна анализа SST. входная частота 850 МГц с добротностью 4 обеспечивает максимальную выходную мощность 24 дБм с максимальным усилением мощности 23,8 дБ. с полосой пропускания 212 МГц для источника питания 5 В на нагрузку 50 Ом. Однако, когда усилитель того же класса J разработан для входной ВЧ-частоты 5 ГГц (т. е. частоты ниже 6 ГГц) с добротностью 10, он обеспечивает максимальную выходную мощность 26 дБм при максимальном усилении мощности 10,5 дБ. выше полосы пропускания 500 МГц. Также замечено, что максимальная выходная мощность составляет 27 дБм при максимальном усилении мощности 13,7 дБ. Полоса пропускания более 500 МГц была получена, когда тот же усилитель мощности класса J был разработан на основе полученного значения Ropt, включая Zout транзистора, извлеченного из анализа S-параметров на входной ВЧ-частоте 5 ГГц.

      Таблица 1. Сравнение производительности спроектированных усилителей мощности класса J.

      Полноразмерная таблица

      Рабочие параметры УМ класса J, представленные в этой работе, сравниваются с недавними аналогичными конструкциями УМ класса J, о которых сообщалось в обзоре литературы, как показано в Таблице 2. Однако их трудно сравнивать. характеристики, так как они были разработаны для разных частот и технологий, наша УМ класса J дала P sat 27 дБм без многослойной структуры по сравнению с двухуровневой УМ класса J, представленной в Ref. 15 , который обеспечивает Psat 22 дБм. 28-нм КМОП-усилитель класса J, разработанный для частоты ММ волн 28 ГГц в Ref. 17 обеспечивает Psat 16,2 дБм и усиление мощности 15 дБ с двухкаскадной структурой, в то время как однокаскадный усилитель класса J этой работы может обеспечить Psat 27 дБм с усилением мощности приблизительно 13,7 дБ. УМ класса J, представленный в Ref. 20 , разработанный с использованием технологии GaAs, демонстрирует свою линейность, обеспечивая OP1 дБм 20 дБм, что почти ближе к Psat 21 дБм. Точно так же класс JPA этой работы обеспечивает OP1 дБ 26,2 дБм, что почти ближе к Psat 27 дБм. проявляет свою линейность. Двухкаскадный усилитель класса J на ​​основе CMOS, изготовленный по 130 нм, обеспечивает OP1 дБм 18 дБм, а Psat 20,2 дБм с максимальным усилением мощности 15 дБ представлено в Ref. 21 , в то время как усилитель класса J этой работы обеспечивает Psat 27 дБм с максимальным усилением мощности 13,7 дБ с однокаскадной структурой. Тем не менее, усилитель класса J, разработанный в этой работе, демонстрирует хорошую линейность и выходную мощность выше желаемой полосы пропускания. Другие параметры производительности PA необходимо улучшить, чтобы сделать его более привлекательным для новых приложений 5G.

      Таблица 2. Сравнение производительности последних усилителей мощности класса J.

      Полноразмерная таблица

      Заключение

      В этой статье представлен УМ класса J с частотой 5 ГГц и согласованием на выходе, разработанный с использованием сети π-типа с сосредоточенными параметрами. Этот усилитель класса J получил пиковую выходную мощность 27 дБм, максимальное усиление мощности 13,7 дБ и небольшое усиление сигнала 17 дБ на частоте 5 ГГц с полосой пропускания примерно 500 МГц. Наблюдается небольшое перекрытие между полуволновыми формы выпрямленного напряжения и тока на стоке, что является ключевой особенностью усилителя мощности класса J. Несмотря на то, что эта форма волны показывает особенности режима переключения PA (т. е. рассеивание мощности на транзисторе очень меньше), OP1Db этого PA показывает, что он может обеспечить линейность, подобную режимам класса B или AB, из-за его непереключающего режима. операции. В отличие от класса B, нет необходимости в уловителях гармоник, что делает топологию усилителя мощности класса J простой и более привлекательной для широкополосных приложений. Конструкция компоновки на основе активных элементов этого усилителя мощности класса J указывает на возможность использования разработанной схемы усилителя мощности для интеграции микросхемы. Тем не менее, эта работа продолжается, чтобы улучшить другие параметры производительности, такие как PAE, DE и BW.

      Каталожные номера

      1. https://www.digi.com/blog/post/5G-applications-and-use-cases

      2. Никеджад, А. М., Тьягараджан, С., Алон, Э., Ван, Ю., и Халл, К. Руководство проектировщика схем по 5g мм-волнам. На конференции IEEE по специализированным интегральным схемам (CICC) , стр. 1–8 (2015 г.).

      3. Агивал, М., Рой, А. и Саксена, Н. Беспроводные сети 5G следующего поколения: всесторонний обзор. IEEE Комм. Учебники по опросам 18 (3), 1617–1655. https://doi.org/10.1109/COMST.2016.2532458 (2016 г.).

        Артикул Google ученый

      4. Ли, Д.Ю.К., Майеда, Дж.К., Ли, Ю. и Лопес, Дж. Обзор конструкции усилителя мощности 5G на частотах см- и мм-волн. Провод. коммун. Мобильный компьютер. 814 , 16. https://doi.org/10.1155/2018/6793814 (2018).

        ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

      5. Murad, S.A.Z. и др. Высокоэффективный КМОП-усилитель мощности класса E, использующий технологию 0,13 мкм. Симпозиумы IEEE. Провод. Технол. заявл. 2012 , 85–88. https://doi.org/10.1109/ISWTA.2012.6373883 (2012 г.).

        Артикул Google ученый

      6. Саху, С. Р. и Дешмукх, А. Ю. Проектирование высокоэффективного двухкаскадного усилителя мощности по технологии CMOS RF 0,13 мкм для приложений WLAN 2,4 ГГц. Междунар. J. СБИС Des. коммун. Сист. (ВЛСИКС) 4 (4), 1. https://doi.org/10.5121/vlsic.2013.4404 (2013).

        Артикул Google ученый

      7. Chen, YH, Kao, K., Chao, CY, & Lin, K. Усилитель мощности CMOS 24 ГГц с последовательным подавлением IMD3 с прямой связью IM2. В 2015 IEEE MTT-S International Microwave Symposium, Phoenix, AZ , стр. 1–4. https://doi.org/10.1109/MWSYM.2015.7166914 (2015 г.).

      8. Кунихиро К., Канеко С.Х.Т. Высокоэффективные усилители мощности для мобильных базовых станций: последние тенденции и перспективы развития 5G. В 2018 IEICE сделок по основам электроники, связи и информатики vol. е101-а нет. 2 стр. 374–384.

      9. Reynaert, P., Cao, Y., Vigilante, M., & Indirayanti, P. Методы Доэрти для 5G RF и усилителя мощности миллиметрового диапазона. В Международном симпозиуме по проектированию, автоматизации и испытаниям ВИС (vlsi-dat) , стр. 25–27 (2016).

      10. Асбек, П.М. Будет ли Доэрти продолжать править 5G? На международном симпозиуме по микроволновому излучению (IMS) IEEE mtt-s 2016, Сан-Франциско, Калифорния , стр. 1–4. https://doi.org/10.1109/mwsym.2016.7540208 (2016 г.).

      11. Jayamon, J. A., Buckwalter, J. F., & Asbeck, P. M. 28 ГГц >250 мВт КМОП-усилитель мощности, использующий конструкцию с несколькими затворами. В 2015 IEEE Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium (CSICS), Новый Орлеан, Лос-Анджелес , стр. 1–4. https://doi.org/10.1109/CSICS.2015.7314460 (2015 г. ).

      12. Cripps, S.C. ВЧ усилители мощности для беспроводной связи 2nd edn. (Массачусетс, Артех, 2006).

        Google ученый

      13. Райт, П., Лис, Дж., Бенедикт, Дж., Таскер, П.Дж. и Криппс, С.К. Методология реализации класса J с высокой эффективностью в линейных и широкополосных усилителях мощности. IEEE Trans. Теория микроволнового излучения. 57 (12), 3196–3204 (2009).

        ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

      14. Резаи С., Белостоцкий Л., Ганнуши Ф. М. и Альфаки П. Комплексная конструкция усилителя мощности класса J. IEEE Trans. Микров. Теория Тех. 61 (4), 1639–1648. https://doi.org/10.1109/TMTT.2013.2247618 (2013 г.).

        ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

      15. Донг Ю., Мао Л. и Се С. Полностью интегрированный усилитель мощности класса J на ​​стандартной КМОП-технологии. Микроволновая связь IEEE. комп. лат. 27 (1), 64–66. https://doi.org/10.1109/LMWC.2016.2630920 (2017 г.).

        Артикул Google ученый

      16. Ханна, Т., Делтимпл, Н., и Фрегонес, С. Широкополосный высокоэффективный интегрированный усилитель мощности класса J для приложений 5G. В 2017 15-я Международная конференция IEEE по новым схемам и системам (NEWCAS), Страсбург , стр. 325–328. https://doi.org/10.1109/NEWCAS.2017.8010171 (2017).

      17. Ханна, Т., Делтимпл, Н., и Фрегонес, С. Усилитель мощности класса J для приложений 5G на 28-нм технологии CMOS FD-SOI. В 2017 г. 30-й симпозиум по проектированию интегральных схем и систем (SBCCI) , стр. 110–113 (2017 г.).

      18. Лю Б. и др. A Полностью интегрированный усилитель мощности GaN MMIC класса J для приложений WLAN 802. 11ax с частотой 5 ГГц. Микроволновый провод IEEE. комп. лат. 28 (5), 434–436. https://doi.org/10.1109/LMWC.2018.2811338 (2018).

        Артикул Google ученый

      19. Ализаде А., Хассанзадехямчи С., Меди А. и Киаи С. Усилитель мощности класса J X-диапазона с активной модуляцией нагрузки для повышения эффективности стока. В IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers . https://doi.org/10.1109/TCSI.2020.29 (2020 г.).

      20. Абдулхамид М., Джеймс К. и Фархан М. О конструкции микроволнового усилителя мощности класса J. наук. Бык. электр. англ. Факультет 19 (1), 6–12. https://doi.org/10.1515/sbeef-2019-0002 (2019 г.).

        Артикул Google ученый

      21. Чжан П. и др. Широкополосный высокоэффективный усилитель мощности X-диапазона с сетью согласования режимов класса J. Междунар. конф. Микроволновая технология миллиметрового диапазона. (ICMMT) 2021 , 1–3. https://doi.org/10.1109/ICMMT52847.2021.9617933 (2021 г.).

        Артикул Google ученый

      Скачать ссылки

      Благодарности

      Мы хотели бы выразить нашу искреннюю благодарность Мультимедийному университету и Министерству высшего образования (MOHE) Малайзии за финансирование этой исследовательской работы через FRGS MMUE/1.

      Финансирование

      Министерство высшего образования (MOHE) Малайзии финансировало эту исследовательскую работу в рамках грантов FRGS.

      Информация об авторе

      Авторы и представители

      1. Инженерный факультет Мультимедийного университета (MMU), Сайберджайя, Малайзия

        Нагисетти Шридхар, К. Сентхилпари, Р. Мардени и Вонг Хин Йонг

      2. Университет Ноттингема , Малайзия

        T. Nandhakumar

      Авторы

      1. Nagisetty Sridhar

        Просмотр публикаций автора

        Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Академия

      2. C. Senthilpari

        Просмотр публикаций автора

        Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

      3. R. Mardeni

        Просмотр публикаций автора

        Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

      4. Wong Hin Yong

        Просмотр публикаций автора

        Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

      5. T. Nandhakumar

        Просмотр публикаций автора

        Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

      Contributions

      NS — первоначальный вариант подготовки рукописи; CS — валидация и надзор; Р.М. – соруководство; W.H.Y. — валидация результатов моделирования; Т.Н.К. — надзор за всей рукописью. Все авторы согласились с окончательной версией этой рукописи.

      Автор, ответственный за переписку

      Переписка с Нагисетти Шридхар.

      Заявление об этике

      Конкурирующие интересы

      Авторы не заявляют об отсутствии конкурирующих интересов.

      Дополнительная информация

      Примечание издателя

      Springer Nature остается нейтральной в отношении юрисдикционных претензий в опубликованных картах и ​​институциональной принадлежности.

      Права и разрешения

      Открытый доступ Эта статья находится под лицензией Creative Commons Attribution 4.0 International License, которая разрешает использование, совместное использование, адаптацию, распространение и воспроизведение на любом носителе или в любом формате при условии, что вы укажете соответствующую ссылку на оригинальный автор(ы) и источник, предоставьте ссылку на лицензию Creative Commons и укажите, были ли внесены изменения. Изображения или другие сторонние материалы в этой статье включены в лицензию Creative Commons на статью, если иное не указано в кредитной строке материала. Если материал не включен в лицензию Creative Commons статьи, а ваше предполагаемое использование не разрешено законом или выходит за рамки разрешенного использования, вам необходимо получить разрешение непосредственно от правообладателя.

    alexxlab

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.