Схемы — Настоящее Время

Ссылки

• Перейти к контенту
• Перейти к навигации
• Перейти к поиску

Назад Вперед

Новость часа

• О программе
• Выпуски
• Статьи
• О проекте

Журналисты заглядывают за кулисы украинской политики, чтобы показать общественно важную информацию, которую политики хотят скрыть.

• О тех, кто разворовывает государственные деньги, имущество и ресурсы.
• О тех, кто злоупотребляет властью для личного обогащения и покрывает коррумпированных чиновников.
• О тех, чьи персональные интересы – в конфликте с государственными.
• О кумовстве, распилах, аферах и схемах.

«Схемы» – программа журналистских расследований на базе украинской службы Радио Свобода.

Каждую неделю новые разоблачения. Вы можете смотреть программу в прямом эфире на нашем сайте, YouTube, по спутнику или у наших партнеров во вторник в 17.

30 Киев/Москва.

Повторы – среда 12.05 Киев/Москва, а также воскресенье 8.00 Киев/Москва, 21.00 Киев/Москва

• Схемы: почему поезда Укрзалiзницi сходят с рельс

• Схемы: насколько независимо Госбюро расследований?

• Схемы: почему растут сметы резервуара для хранения ядерного топлива

• Схемы: российский паспорт народного депутата Украины

• Схемы: хозяин Бердянска с российским паспортом

АРХИВ

АВТОР ПРОГРАММЫ

Автор программы – Наталья Седлецкая

• СТАТЬИ

  • 1

    «Территория будет превращена в песчаное болото».

    Реально ли затопление Херсонской области

  • 2

    В Украине погиб айтишник «Райффайзенбанка» из РФ. Ему полагалась бронь, но его мобилизовали и через две недели отправили на войну 

  • 3

    Бизнесмен из топ-50 казахстанского Forbes оправдывается за слова о «национализме» и казахском языке: новый скандал в Алматы

• ВИДЕО и ФОТО

  • 1

    Рассказывает танкист «Черный», участник контрнаступления ВСУ в Херсонской области

  • 2

    Как Настя Красильникова расследовала сексуализированное насилие в Летней экологической школе

  • 3

    Балтия: кукольных дел мастера

• Президента «Мотор Сич» задержали в Украине по подозрению в пособничестве России

• Объясняем, как это делать без больших усилий»> Власти Украины просят экономить электроэнергию из-за обстрелов ТЭС и подстанций. Объясняем, как это делать без больших усилий

• Оккупационные власти Херсона требуют от жителей немедленно уехать из города

Back to top

XS

SM

MD

LG

Перший

Щочетверга о 21:45

Ведучі

«Схеми» – спільний проект Радіо Свобода та UА: ПЕРШИЙ – щотижнева телевізійна програма розслідувань та аналітики про велику політичну корупцію. Авторка й ведуча програми – Наталка Седлецька.

У кожному випуску у прізвищах та деталях ідеться про зловживання чиновниками наданою їм владою, статки держслужбовців та конфлікт персональних інтересів з державними, кумівство, розпил, афери та схеми.

Назвати винних, притягнути до відповідальності всіх, хто розкрадає державні гроші, майно та ресурси, зловживає владою для особистого збагачення та покриває корумпованих чиновників нехтуванням та бездіяльністю – те, що робить команда розслідувачів та викривачів «Схем».

Хто і скільки в Україні заробляє на державних закупівлях? Чи продовжують старі схеми працювати попри нову владу та спроби перезавантажити державну систему? Чиї інтереси відстоюються «політики від бізнесу»? Хто спекулює законами, скільки коштує народний депутат, яка вартість політичної недоторканності та свободи від кримінальних переслідувань? Про що домовляються за закритими дверима кабінетів на Банковій, Грушевського та Різницькій – щотижня дізнаються й розповідають телеглядачам розслідувачі програми.

«Схеми» у соціальних мережах:

 

Наталія Седлецька




---

Як блогер ZPSanek-Куницький використовує мандат «слуги народу» в інтересах власного бізнесу

ZeДача. Зеленський почав мешкати на державній дачі в Конча-Заспі

«Засекреть мене, якщо зможеш»: статки керівників СБУ й іспанська таємниця Баканова

Ехо «Буревісника».

У пошуках втрачених креслень до апаратів ШВЛ заводу-легенди

Гості з минулого

«Посади мене, якщо зможеш»: безхмарне життя експрокурора після затримання на хабарі

В Оман прилітав секретар Ради безпеки РФ, коли там був Зеленський

Слідами львівського палія: хронологія підпалу авто журналістки Радіо Свобода

Зелене світло на Банковій. Хто приходить в ОП і чому списки гостей досі таємні

Спільники? Хто допомагає Коломойському нарощувати вплив після перемоги Зеленського

Як партія Зеленського, податківці та детективи НАБУ відреагували на розслідування про Холодова

Як родина міністра-втікача Лєбедєва в Україні працює на оснащення оборонних заводів РФ

«Зе Комбінатор»: як Богдан на держслужбі систематично обходив антикорупційні закони

«Слуга родинного бізнесу»: кіпрська таємниця депутата Холодова

Програні «Рошеном» мільйони, «Айленди» в Україні і що говорять про Богдана у світі

Таємниця однієї міністерки

Схемы совместной передачи — Bowi

Целью этого подпроекта является предложение новых схем совместной передачи в контексте беспроводной телесной сети (WBAN), такой как BoWI, и с двумя схемами передачи: WBAN на базу -станция и внутри WBAN связи. До сих пор в основном изучался первый сценарий.

В сети BoWI узлы собирают информацию с помощью трех датчиков: акселерометра, гирометра и магнитометра. Для определения позы инерциальные данные и данные RSSI передаются по беспроводной сети в центр обработки данных (ЦОД), расположенный вне тела. В текущем прототипе BoWI все узлы независимо взаимодействуют с DC. Однако эта топология неприемлема для нескольких BAN в сети из-за сверхсложного протокола маршрутизации для управления всеми коммуникациями с DC. Поэтому осуществляется централизованная схема связи с наездом. центральный узел (CN), который получает всю информацию о BAN, затем передает ее в DC (см. рис. 1). Соответственно, в этой топологии существует два типа связи: 1) все узлы отправляют свои данные в CN — называется «intra-BAN»; 2) CN собирает всю информацию, которую он получает и отправляет в DC, называемую «extra-BAN». Как правило, intra-BAN определяется как связь очень ближнего действия, но сталкивается со многими критическими проблемами: поглощение тканей тела, затухание тела, эффект жеста, поляризация антенны… С другой стороны, Extra-BAN осуществляет передачу от коротких до средних расстояние как в помещении, так и на открытом воздухе. Из-за чрезвычайной важности ограничения мощности в BAN наша цель состоит в том, чтобы предложить энергоэффективный протокол передачи как для intra-BAN, так и для extra-BAN. Воспользовавшись несколькими узлами, мы предлагаем метод распределенного предварительного кодирования для связи Extra-BAN. Цель состоит в том, чтобы исследовать сценарии распространения, в которых метод распределенного предварительного кодирования обеспечивает улучшение с точки зрения снижения энергии передачи .

Рисунок 1: Сценарии связи в проекте BoWI

 

Распределенное предварительное кодирование для связи вне BAN

Распределенное предварительное кодирование основано на совместной связи между 1 или несколькими ретрансляторами и узлом-источником для передачи в сторону DC. Это сотрудничество помогает увеличить разнообразие, тем самым повышая энергоэффективность. Рассмотрены два типа реле (см. рис. 2):

• ретранслятор и источник включены в BAN и взаимодействуют локально для создания виртуальной системы MIMO с DC
• в среде может быть установлено специальное реле, отвечающее исключительно за пересылку сигнала от BAN к DC.

 

Рис. 2: Сценарий для дополнительной BAN

Благодаря информации о состоянии канала в передатчике (CSIT), полученной по обратной связи, предварительное кодирование MIMO эффективно справляется с искажениями канала, повышая энергоэффективность. В нашем исследовании мы выбрали метод предварительного кодирования на основе минимального евклидова расстояния из-за его впечатляющей производительности по сравнению с современным уровнем техники.

Наш вклад состоит в предложении распределенной версии прекодера max-dmin для extra-BAN и его теоретическом анализе производительности BER. С помощью моделирования мы также можем оценить энергоэффективность всего протокола связи и изменить условия распространения.

Распределенное предварительное кодирование работает в двух фазах передачи:
• Локальный обмен: исходный узел делится своими данными с ретранслятором. Ретранслятор может применять стратегию декодирования и пересылки (DF), декодируя данные и пересылая их в пункт назначения (узел DC), или стратегию усиления и пересылки (AF), усиливая сигнал и пересылая его.
• Передача с предварительным кодированием: оба узла, источник и ретранслятор, одновременно передают предварительно кодированный сигнал в пункт назначения в соответствии с методом предварительного кодирования max-dmin.

 

В зависимости от типа ретрансляции используемые ресурсы синхронизации различаются. Как показано на рисунке 3, протокол AF предлагает лучшую спектральную эффективность, чем DF, за счет уменьшения количества временных интервалов до одного в фазе локального обмена. Кроме того, распределение мощности между двумя фазами явно влияет на производительность. Это распределение мощности сильно зависит от положения реле по отношению к сети. источник и пункт назначения.

Рисунок 3: Временной ресурс в распределенном предварительном кодировании

Для поддержания низкого энергопотребления канал обратной связи, который передает CSIT в источнике и на ретрансляторе, должен иметь низкую скорость. Для этого прекодер max-dmin может быть определен количественно благодаря кодовой книге.

Эта кодовая книга вычисляется в автономном режиме и доступна в источнике/ретрансляторе и в пункте назначения. После оценки CSI в пункте назначения DC выбирает лучший матричный индекс в кодовой книге и отправляет его обратно в источник/ретранслятор. Все вычисления выполняются на DC, который не имеет ограничений по мощности и вычислительным ограничениям.

Energy Efficiency

Мы оцениваем производительность нашего распределенного предварительного кодирования с помощью моделирования Монте-Карло (с использованием Matlab) как для схемы DF, так и для схемы AF. Оптимальное распределение мощности выполняется путем численного поиска для получения наилучшего коэффициента ошибок по битам (BER) в каждом случае. Обратите внимание, что мы также разработали теоретический анализ производительности DF BER, и теперь мы можем аналитически вычислить распределение мощности. Проведено сравнение с традиционными схемами, такими как один вход — один выход (SISO), объединение максимального отношения (MRC) для системы 1 × 2 и распределенный Аламоути (рис.

4). В данном исследовании мы изучаем случай, когда используется локальное реле; тогда расстояние источник-ретранслятор устанавливается равным 5% от расстояния источник-назначение. Оптимальное распределение мощности (OPA) обеспечивает значительное улучшение по сравнению с распределением равной мощности (EPA). Что касается спектральной эффективности, схема AF достигает того же, что и SISO и MRC; вдвое больше, чем у распределенного Аламоути, и в 1,5 раза больше, чем у схемы DF. Между тем схемы AF и DF не показывают никакой разницы в производительности.

Рисунок 4: Показатели BER: расстояние источник-ретранслятор = 5% расстояния источник-назначение. Две антенны на базовой станции.

Принимая во внимание потребление радиочастотных блоков как в передатчике, так и в приемнике, мы изучаем энергетическую эффективность нашего распределенного предварительного кодирования (рис.5). Благодаря лучшей спектральной эффективности схема AF потребляет меньше энергии, чем схема DF. Рисунок 5 показывает, что при оптимальном распределении мощности мы можем существенно сэкономить энергию. Если сравнивать с обычной схемой с точки зрения энергопотребления, наша схема превосходит на средних расстояниях (т. е. от 17 м) в среде с показателем потерь на пути, равным 2,6. Из-за того, что сеть BoWI может работать в помещении, потери на пути будут более значительными (например, показатель степени равен 3). В результате наше распределенное предварительное кодирование имеет преимущество на более слабом расстоянии, возможно, в нескольких метрах.

Рисунок 5: Энергоэффективность: расстояние источник-ретранслятор = 5% расстояние источник-получатель

Мы также аналитически изучаем производительность нашего распределенного предварительного кодирования для схем AF и DF. Этот анализ облегчает оценку производительности и распределение мощности в самых разных сценариях. Цель состоит в том, чтобы вычислить вероятность ошибки, выраженную как функцию плотности вероятности (PDF) dmin.

Как показано на рис. 6, в случае DF анализ учитывает ошибочные события на реле, тогда как в случае AF коррелированный канал подразумевает новое распределение собственных значений и, следовательно, новый расчет пдф дмин.

Рис. 6: Методология анализа производительности

Полученные верхние границы вероятности ошибки для схемы передачи DF, проверенные с помощью моделирования методом Монте-Карло, позволяют эффективно распределять мощность, как показано на рис. распределения мощности с точки зрения вероятности отключения также составляет около 3 дБ.

Рис. 7. Показатели BER для DMP DF

Схема передачи с одной несущей для извлечения характеристических параметров 32-точечной 6PolSK-QPSK | Журнал EURASIP о достижениях в области обработки сигналов

• Исследования
• Открытый доступ
• Опубликовано: 22 октября 2022 г.
• Yupeng LI ^1,2 ,
• Yichao Zhang ^1,2 ,
• Lei Li ^1,2 ,
• Whanzhu Zhang ^1,2 ,
• WHHANGU ^1,2 ,
. ,
• Цяньцянь Ли ^1,2 ,
• Сяомин Дин ^1,2 и
• …
• Сяочэн Ван ^1,2  

Журнал EURASIP о достижениях в области обработки сигналов том 2022 , Номер статьи: 101 (2022) Процитировать эту статью

• Сведения о показателях

Abstract

Формат модуляции сигнала с шестью поляризационными манипуляциями и квадратурной фазовой манипуляцией (6PolSK-QPSK) формируется различными представлениями QPSK. В 24-точечной 6PolSK-QPSK реализовано множество удовлетворительных схем передачи с одной несущей. В качестве расширения 24-точечной 6PolSK-QPSK было подтверждено, что 32-точечная 6PolSK-QPSK имеет более высокую спектральную эффективность (SE). На основе метода извлечения 24-точечных характеристик 6PolSK-QPSK предложена и проверена 32-точечная схема передачи сигнала 6PolSK-QPSK в 100-километровом одномодовом волокне (SMF) с совокупной скоростью передачи 108 Гбит/с. Результаты моделирования показывают, что исходные данные могут быть эффективно восстановлены с помощью предложенной схемы, а системный коэффициент ошибок по битам (BER) может соответствовать пороговому значению прямой коррекции ошибок (FEC) 3,8e − 3,9.0009

Введение

Прямое обнаружение с модуляцией интенсивности (IM/DD) является наиболее широко используемой схемой передачи на ранней стадии развития оптической связи. Однако быстрый рост требований к скорости передачи системы связи делает разработку схемы передачи IM/DD узким местом. С развитием технологии производства полупроводниковых устройств и высокоскоростных интегральных схем технология когерентного приема снова стала центром исследований и быстро превратилась в основную схему приемника оптической системы связи.

Когерентный оптический прием относится к использованию лазера гетеродина (LO) на приемном конце для смешивания принятых оптических сигналов и получения электрических сигналов, несущих информацию о передаче, посредством фотоэлектрического преобразования. Наконец, эти электрические сигналы обрабатываются, и данные восстанавливаются. Технология когерентного оптического приема имеет высокую чувствительность обнаружения, что означает, что дальность передачи может быть эффективно увеличена. Кроме того, когерентный прием является голографической технологией обнаружения, что означает, что все характеристики оптического сигнала, такие как амплитуда, частота, фаза и состояние поляризации, могут использоваться для переноса информации, таким образом, спектральная эффективность (SE) может быть значительно улучшена [1]. ,2,3].

В соответствии с различными требованиями для когерентной оптической связи могут быть выбраны различные форматы модуляции сигнала. Высшая СЭ является фундаментальным направлением исследований во всех типах схем модуляции. Квадратурная фазовая манипуляция (QPSK) является широко используемым форматом цифровой модуляции, который имеет высокую степень использования частотного спектра, сильную защиту от помех и простую реализацию в схеме. Квадратурная фазовая манипуляция с поляризацией и мультиплексированием (PM-QPSK) и квадратурная фазовая манипуляция с переключением поляризации (PS-QPSK) используют состояния поляризации для передачи различных видов информации и получения SE, равной 4 битам/символам и 3 битам/символам соответственно. [4]. Комбинируя их преимущества, получается 24-точечный 6PolSK-QPSK с более высокой SE (4,5 бит/символ), принцип и правило кодирования которого основаны на PM-QPSK и PS-QPSK.

Так как была предложена 24-точечная 6PolSK-QPSK, доказано, что она заменяет PS-QPSK и PM-QPSK [5,6,7]. До сих пор было предложено несколько удовлетворительных схем передачи с одной несущей. Для дальнейшего увеличения информации, переносимой символами, и улучшения SE предлагается 32-точечная схема модуляции сигнала 6PolSK-QPSK. В исх. [6] было доказано, что он является альтернативой PM-QPSK и поляризационно-мультиплексной 8-ричной квадратурной амплитудной модуляции (PM-8QAM) в гибких когерентных модемах. В данной статье предлагается схема компенсации 32-точечной передачи сигнала 6PolSK-QPSK с одной несущей. Результаты моделирования показывают, что 32-точечный сигнал со скоростью передачи данных 108 Гбит/с может быть успешно передан с ограничением прямой коррекции ошибок (FEC) 3,8e-3.

Остальная структура этого документа выглядит следующим образом: В разд. 2 поясняется принцип 32-точечной схемы модуляции 6PolSK-QPSK и правило кодирования. В разд. 3 представлен алгоритм цифровой коррекции и компенсации повреждений. В разд. 4 настроена система моделирования 32-точечного сигнала 6PolSK-QPSK и проведен анализ результатов. Раздел 5 является заключением.

Принцип 32-точечной модуляции 6PolSK-QPSK

На сфере Пуанкаре есть шесть специальных полюсов, которые представляют шесть состояний поляризации носителя света, включая левостороннюю круговую (LHC) поляризацию, правостороннюю круговая (RHC) поляризация, вертикальная поляризация, горизонтальная поляризация и линейная поляризация   ±   45 °. PM-QPSK использует четыре из этих полюсов, а оставшиеся два полюса (горизонтальная и вертикальная поляризация) используются схемой PS-QPSK. Каждый символ PS-QPSK несет 3 бита информации, из которых 2 бита загружаются в символ QPSK, а 1 бит определяет, используется ли поляризация оптической несущей X или Y. Поляризации X и Y полностью смещены, и только один компонент поляризации передает достоверную информацию при передаче. Сигнал PS-QPSK может быть сгенерирован за 25% стоимости для совместимости с оборудованием системы PM-QPSK [8]. 24-точечный 6PolSK-QPSK, занимающий 6 состояний поляризации (SOP), представляет собой комбинацию упомянутых выше PM-QPSK и PS-QPSK. По характеристикам сигнала 32-точечный 6PolSK-QPSK имеет ту же SOP, что и 24-точечный 6PolSK-QPSK. Принцип модуляции сигнала поясняется ниже. 9\circ )}} = \left\{ {\begin{array}{*{20}c} {[ \pm ( + 1, + 1)]_{{X — {\text{pol}}}} \ чашка [ \pm ( + 1, + 1)]_{{Y — {\text{pol}}}} } \\ {[ \pm ( + 1, — 1)]_{{X — {\text{ pol}}}} \cup [ \pm ( + 1, — 1)]_{{Y — {\text{pol}}}} } \\ \end{array} } \right\}. \circ)}}\) получается путем вращения \(C_{{{\text{PS}}}}\) с поляризацией 45°. На рис. 1а показана взаимосвязь между их двумя ортогональными состояниями поляризации. Схема модуляции 6PolSK-QPSK с 32 точками генерируется путем объединения PM-QPSK и PS-QPSK. PS-QPSK передает 16 различных видов информации в зависимости от того, повернута она или нет, которая объединяется с сигналом PM-QPSK для создания 32 состояний 6PolSK-QPSK. Две группы из 4 SOP включены в 32-Point 6PolSK-QPSK, но поляризация LHC и поляризация RHC являются общими для этих групп. Вот почему 32-точечный 6PolSK-QPSK и 24-точечный 6PolSK-QPSK имеют одинаковую SOP. На рисунке 1b показаны правила кодирования 32-точечной 6PolSK-QPSK. По сравнению с 24-точечной 6PolSK-QPSK, символ может быть закодирован 5 битами информации. Сначала мы определяем, является ли это PM-QPSK или PS-QPSK на основе первого бита символа. Когда первый бит равен 0, передается символ PM-QPSK; в противном случае передается символ PS-QPSK. Символ PS-QPSK определяет вращение на основе второго бита. \circ ) }}\).

Рис. 1

a Состояния поляризации ( X и Y ) PS-QPSK, 6PolSK-QPSK, PM-QPSK. b Правило кодирования 32-точечной 6PolSK-QPSK

Полноразмерное изображение

Схема компенсации

Адаптивная коррекция

Для упрощения или отмены компенсации хроматической дисперсии (ХД) в оптическом канале передачи, две конечные импульсные характеристики ( FIR) фильтры с фиксированными коэффициентами обычно используются для компенсации ХД при условии снижения сложности реализации системы, чтобы повысить способность компенсации дисперсии в электрической области. Чтобы реализовать поляризационное демультиплексирование и компенсировать влияние поляризационной модовой дисперсии (PMD) на сигнал, структура подавления кросс-поляризационных помех (XPIC) типа «бабочка» состоит из четырех КИХ-фильтров [9]., 10]. Каждый КИХ-фильтр адаптивного фильтра «бабочка» имеет несколько отводов, и увеличение количества отводов может соответственно усилить эффект компенсации PMD.

В процессе настройки коэффициента ответвления фильтра необходимо использовать соответствующий алгоритм адаптивной коррекции. Алгоритм постоянного модуля (CMA) [11] и алгоритм наименьшего среднего квадрата (LMS) [12, 13] — два алгоритма, часто используемые учеными. CMA — это алгоритм слепой коррекции, в котором используется принцип, согласно которому модули сигнала модуляции PSK остаются постоянными. Регулируя коэффициент отвода фильтра, модули выходного сигнала приближаются к эталонным модулям. Этот алгоритм может хорошо использоваться в схемах модуляции PM-QPSK. Однако сигнал 6PolSK-QPSK не является постоянным значением режима. Следовательно, алгоритм CMA может компенсировать только часть сигнала 6PolSK-QPSK, и для компенсации также необходим алгоритм LMS. 24-точечный 6PolSK-QPSK имеет метод обновления коэффициентов отвода фильтра в соответствии с алгоритмом LMS в ссылке. [5]. В сочетании с диаграммой созвездия на рис. 1a 32-точечный 6PolSK-QPSK также соответствует условиям использования. 9{2} .$$

(6)

В соответствии с уравнениями. 1–3 можно получить наборы мощности (уравнение 4) для двух состояний поляризации (X-pol и Y-pol) и соответствующие функции ошибок (уравнение 5 и уравнение 6). \(P_{x,y}\) и \(\varepsilon_{x,y}\) — мощность и ошибка в соответствующем состоянии поляризации (X-pol и Y-pol) соответственно. \(X_{{{\text{out}}}}\) и \(Y_{{{\text{out}}}}\) являются выходными данными эквалайзера. Поскольку значение (\(P_{x,y}\)) соответствует трем возможностям, для определения эталонного значения мощности вводится минимальная совместная ошибка, \(\delta_{\min }\) представлена ​​следующим образом: 9{2} ).$$

(7)

Как показано на рис. 2, 32-точечный сигнал 6PolSK-QPSK имеет три эталонных режима в двух состояниях поляризации (X-pol и Y-pol). Минимизируя совместную ошибку, можно получить соответствующее значение эталонного модуля данных, чтобы обновить коэффициент отвода фильтра. Рис. 2{*}\) являются комплексно-сопряженными входными сигналами \(X_{{{\text{in}}}}\) и \(Y_{{{\text{in}}}}\) соответственно.

Компенсация смещения

В системе когерентной оптической связи принятый оптический сигнал обнаруживается с помощью технологии когерентного обнаружения. Отклонение частоты между лазером в передатчике и гетеродинным лазером в приемнике, а также фазовый шум, вызванный шириной линии лазера, приведут к фазовой ошибке сигнала. Обычно компенсация смещения выполняется после завершения поляризационного демультиплексирования.

На примере схемы модуляции PM-QPSK наиболее распространенным методом обработки является совместное применение четвертого алгоритма оценки смещения промышленной частоты и алгоритма Витерби-Витерби (V-V) [14,15,16,17]. Теоретически разность фаз между соседними битами символа принятого сигнала является целым числом, кратным \(\pi/2\), тогда разность фаз, умноженная на четыре, является целым числом, кратным \(2\pi\), и частота реализована компенсация смещения. После компенсации смещения частоты продолжает выполняться компенсация фазы несущей сигнала. Из-за большой разницы между скоростью изменения фазы несущей и скоростью фазовой модуляции изменение фазы оптической несущей можно игнорировать, а значение по умолчанию является фиксированным. Для схемы модуляции PM-QPSK разность фаз различных состояний модуляции является целым числом, кратным \(\pi/2\), тогда четверная разность фаз является целым числом, кратным \(2\pi\). Четырехкратная фазовая ошибка кода может быть получена путем суммирования и усреднения нескольких символов. Наконец, ошибка фазы несущей получается и используется для восстановления модулированного сигнала.

На основе PM-QPSK можно использовать метод восьмой мощности для компенсации оценки смещения частоты и фазового шума в соответствии с характеристиками диаграммы сигнального созвездия 32-точечной 6PolSK-QPSK. Поскольку фаза, рассчитанная угловым расчетом, находится в пределах \(( — \pi ,\pi ]\), эффективное оценочное значение ограничено \(( — \pi /8,\pi /8]\), что необходимо можно отрегулировать, добавив модуль обнаружения [18].

На рисунке 3 показан принцип работы модуля обнаружения, который определяет необходимость фазовой коррекции в соответствии с разницей фаз между двумя блоками данных до и после. {\prime}\) — выходные данные после завершения фазовой компенсации , \({\text{Arg}}_{(n)}\) — накопленное значение фазовой ошибки до n -й блок данных. \({\text{CArg}}_{(n)}\) — оценочное значение фазы, подлежащей компенсации до n-го блока.

Рис. 3

Фазовое обнаружение 32-точечной 6PolSK-QPSK с восьмой степенью

Изображение в натуральную величину на основе VPItransmissionMaker 10.1 оснащен 32-точечным передатчиком сигналов 6PolSK-QPSK, оптическим каналом передачи и моделью когерентного приемника.

На рисунке 4 представлена ​​блок-схема системы передачи сигнала 6PolSK-QPSK с CD, PMD, сдвигом частоты, сдвигом фазы и другими повреждениями сигнала. Сигналы управления модулятором генерируются в MATLAB в соответствии с правилом кодирования на рис. 1b. Режим работы модулятора Маха-Цандера установлен двухтактный. Ширина линии двух лазеров (лазер и гетеродин) установлена ​​на 100 кГц, а их девиация частоты установлена ​​на 500 МГц. Объем данных, гибридное отклонение, расстояние передачи и скорость передачи установлены как 655 360 бит, 20°, 100 км и 108 Гбит/с соответственно. Коэффициент CD, коэффициент нелинейности, эффективная площадь и коэффициент PMD установлены равными 16 пс/нм/км, 2,6e-20 м ² /W, 80.0e-12 м ² , 0,2 пс/км ^1/2 соответственно. Принятая оптическая мощность (ROP) составляет 0 дБм. В модуле демультиплексирования адаптивного эквалайзера используются 55 отводов фильтра, а шаг итерации \(\mu\) установлен на 2,5e-4.

Рис. 4

32-точечная система передачи 6PolSK-QPSK (передатчик, оптоволоконный канал и приемник)

Полноразмерное изображение

компенсационная схема. Рассчитывается плотность разброса, и в соответствии с плотностью делится цвет. Также объясняется состав символов 32-точечного 6PolSK-QPSK (50% PM-QPSK и 50% PS-QPSK).

Рис. 5

Созвездие состояний поляризации a X -pol b Y -pol после запуска схемы компенсации (OSNR 30 дБ) производительности BER в условиях различного отношения оптического сигнала к шуму (OSNR), пороговое значение FEC (3. 8e-3) может быть соблюдено, когда OSNR превышает 24 дБ. Результаты моделирования показывают, что схема компенсации, упомянутая в этой статье, может быть использована для эффективного восстановления 32-точечной 6PolSK-QPSK. Стоит отметить, что схема компенсации, упомянутая в этой статье, использует постоянный размер шага. Скорость сходимости и точность алгоритма LMS связаны с размером шага. Традиционный алгоритм LMS может только найти компромисс между скоростью сходимости и установившейся ошибкой, но не может одновременно обеспечить быструю сходимость и малую установившуюся ошибку. Чем больше размер шага, тем выше скорость сходимости, но тем больше ошибка в установившемся режиме. И наоборот, чем меньше размер шага, тем медленнее скорость сходимости, но тем меньше установившаяся ошибка. Следовательно, фиксированный размер шага повлияет на эффективность фильтра.

Рис. 6

Показатели BER с различными коэффициентами OSNR

Полноразмерное изображение

Резюме

предложена схема компенсации сигнала. Результаты моделирования показывают, что предложенная схема может завершить восстановление данных в пределах эффективного порога FEC (3.8e-3) при передаче 32-точечного 6PolSK-QPSK-сигнала со скоростью 108 Гбит/с. В традиционном алгоритме LMS с фиксированным шагом фактор шага является постоянным и не изменяется в зависимости от состояния сходимости в течение всего процесса от начальной стадии сходимости до установившегося состояния. Эквалайзер LMS с переменным размером шага имеет более высокую скорость сходимости и может своевременно адаптироваться к постоянно меняющемуся каналу передачи. Мы надеемся применить адаптивный алгоритм к 6PolSK-QPSK с 32 точками на следующем этапе.

Наличие данных и материалов

Неприменимо.

Каталожные номера

1. Ми. Ли и Д. Нолан, Эволюция конструкции оптического волокна. J. Lightwave Technol, 26 , 1079–1092 (2008)

2. Т. Ли, Достижения в области оптоволоконной связи: историческая перспектива. IEEE Дж. Сел. Районы общ. 1 (3), 356–372 (1983)

   Статья Google ученый

3. Р. Эссиамбре, Г. Фосчини, П. Винцер и Г. Крамер, Ограничения пропускной способности волоконно-оптических систем связи. на конференции по оптоволоконной связи (OFC), документ OThL1 (2009)

4. М. Карлссон, Э. Агрелль, Какой формат модуляции является наиболее энергоэффективным в оптических каналах? Опц. Экспресс 17 (13), 10814–10819 (2009)

   Артикул Google ученый

5. С. Алриш, Дж.К. Фишер, П.В. Беренгер и К. Шуберт, Слепая адаптивная коррекция для сигналов 6PolSK-QPSK. на Европейской конференции по оптической связи (2013)

6. К. Чен, К. Ли, М. Замани и З. Чжан, Когерентное обнаружение 32-точечного формата модуляции 6PolSK-QPSK. на конференции по оптоволоконной связи (OFC), статья OTh4C.4 (2013)

7. Дж.К. Фишер, С. Алриш, Р. Эльшнер, Ф. Фрей, К. Мейер, Л. Молле, К. Шмидт-Лангхорст, Т. Танимура, К. Шуберт, Экспериментальное исследование сигналов 6PolSK-QPSK со скоростью 126 Гбит/с. Optcs Express 20 (26), B232–B237 (2012)

   Артикул Google ученый

8. Ж. Ренодье, П. Серена, А. Бонони, М. Салси, О. Бертран-Пардо, Х. Мардоян, П. Тран, Э. Дютисёй, Г. Шарле, С. Биго, Генерация и обнаружение 28 Гбод QPSK с коммутацией поляризации в системах дальней передачи WDM. Дж. Технология световых волн. 30 , 1312–1318 (2012)

   Артикул Google ученый

9. С.Дж. Savory, Цифровые фильтры для когерентных оптических приемников. Опц. Экспресс 16 (2), 804–817 (2008)

   Артикул Google ученый

10. «>

    С.Дж. Сэвори, Г. Гавиоли, Р. И. Килли и П. Байвел, Электронная компенсация хроматической дисперсии с использованием цифрового когерентного приемника. Опц. Express, 15 (5), 2120–2126 (2007)

11. Л. Лю, З. Тао, В. Ян, С. Ода, Т. Хошида и Дж. К. Расмуссен, Первоначальная установка отвода алгоритма постоянного модуля для поляризационное демультиплексирование в оптических когерентных приемниках. на конференции по оптоволоконной связи (OFC), документ OMT2 (2009 г.)

12. Ю. Фан, С. Чен, В. Чжоу, С. Чжоу и Х. Чжу, Сравнение алгоритмов коррекции CMA и LMS в оптических когерентных приемниках. в WiCOM (2010)

13. У. Кок, А. Левен и Ю. Чен, Интегрированный оптический эквалайзер с использованием оптоэлектронного алгоритма наименьших квадратов для компенсации хроматической и поляризационной модовой дисперсии. На 17-м ежегодном собрании IEEELasers and Electro-Optics Society, 2 , 751–752 (2004)

14. «>

    И. Фатадин, Д. Айвз, С.Дж. Пикантный, допуск ширины линии лазера для когерентно-оптических систем 16-QAM, использующих разделение QPSK. IEEE Фотон. Технол. лат. 22 , 631–633 (2010)

    Артикул Google ученый

15. Ю. Гао, А.П.Т. Лау, С. Ян, Несложная и устойчивая к фазовому шуму оценка фазы несущей для систем с двойной поляризацией 16-QAM. Опц. Экспресс 19 , 21717–21729 (2011)

    Артикул Google ученый

16. К.П. Чжун, Дж.Х. Ке, Ю. Гао, Дж. Картледж, Двухэтапная оценка фазы несущей, устойчивая к ширине линии и низкой сложности, на основе модифицированного разделения QPSK для систем 16-QAM с двойной поляризацией. Дж. Технология световых волн. 31 , 50–57 (2013)

    Статья Google ученый

17. И. Фатадин, Д. Айвз, С.Дж. Savory, Оценка фазы несущей для оптических когерентных систем 16-QAM с использованием разделения QPSK с приближением барицентра. Дж. Технология световых волн. 32 , 2420–2427 (2014)

    Артикул Google ученый

18. Ю. Чжан и Ю. Ли, Схемы модуляции 6PolSK-QPSK в системе передачи без повторителей. на Азиатской конференции по коммуникациям и фотонике (ACP), документ T4A.46 (2021)

Ссылки на скачивание

Благодарности

Неприменимо.

Финансирование

Эта работа была частично поддержана Фондом естественных наук Китая в рамках грантов 611, 62001327 и 62001328. Тяньцзиньский педагогический университет, Тяньцзинь, 300387, Китай

Юпэн Ли, Ичао Чжан, Лэй Ли, Минчжу Чжан, Ду Ву, Цяньцянь Ли, Сяомин Дин и Сяочэн Ван

• Колледж электроники и связи, Тяньцзиньский педагогический университет, Тяньцзинь, 300387, Китай

  Юпэн Ли, Ичао Чжан, Лей Ли, Минчжу Чжан, Ду Ву, Цяньцянь Ли, Сяомин Дин и Сяочэн Ван

  9

s
1. Yupeng Li

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

2. Ychao Zhang

   Посмотреть публикации автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

3. Lei Li

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

4. Mingzhu Zhang

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

5. Du Wu

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Академия

6. Qianqian Li

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

7. Xiaoming Ding

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

8. Xiaocheng Wang

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

Вклады

Все авторы прочитали и одобрили окончательный вариант рукописи.

Автор, ответственный за переписку

Юпэн Ли.

Заявление об этике

Конкурирующие интересы

Авторы заявляют об отсутствии конкурирующих интересов.

Дополнительная информация

Примечание издателя

Springer Nature остается нейтральной в отношении юрисдикционных претензий в опубликованных картах и ​​институциональной принадлежности.

Права и разрешения

Открытый доступ Эта статья находится под лицензией Creative Commons Attribution 4.0 International License, которая разрешает использование, совместное использование, адаптацию, распространение и воспроизведение на любом носителе или в любом формате при условии, что вы укажете авторство оригинальный автор(ы) и источник, предоставьте ссылку на лицензию Creative Commons и укажите, были ли внесены изменения. Изображения или другие сторонние материалы в этой статье включены в лицензию Creative Commons на статью, если иное не указано в кредитной строке материала.