Управление тиристорами и симисторами
Самый простой способ управления тиристорами — это подача на управляющий электрод прибора постоянного тока с величиной, необходимой для его включения (рис. 1). Ключ SA1 на рис. 1 и на последующих рисунках — это любой элемент, обеспечивающий замыкание цепи: транзистор, выходной каскад микросхемы, оптрон и др. Этот способ прост и удобен, но обладает существенным недостатком — требуется довольно большая мощность управляющего сигнала. В табл. 1 приведены наиболее важные параметры для обеспечения надежного управления некоторыми самыми распространенными тиристорами (три первых позиции занимают тринисторы, остальные — симисторы). При комнатной температуре для гарантированного включения перечисленных тиристоров требуется ток управляющего электрода Iу вкл равный 70-160 мА. Следовательно, при напряжении питания, типовом для собранных на микросхемах узлов управления (10-15 В), требуется постоянная мощность 0,7-2,4 Вт.
Отметим, что полярность управляющего напряжения для тринисторов положительная относительно катода, а для симисторов — или отрицательная для обоих полупериодов, или совпадающая с полярностью напряжения на аноде.
Реальные величины тока управляющего электрода, достаточного для включения тиристора, обычно меньше цифр, приведенных в табл. 1, поэтому нередко идут на его снижение относительно гарантированных значений: для тринисторов — до 7-40 мА, для симисторов — до 50-60 мА. Такое снижение часто приводит к ненадежной работе устройств, и необходимости предварительной проверки или же подбора тиристоров. Уменьшение управляющего тока также может приводить к возникновению помех радиоприему, поскольку включение тиристоров при малых токах управляющего электрода происходит при относительно большом напряжении на аноде — несколько десятков вольт, что приводит к броскам тока через нагрузку и, следовательно, к мощным помехам.
Недостатком управления тиристорами постоянным током является гальваническая связь источника управляющего сигнала и сети.
Если в схеме с симистором (рис. 1, б) при соответствующем включении сетевых проводов источник управляющего сигнала можно соединить с нулевым проводом, то при использовании тринистора (рис 1, а) такая возможность возникает лишь при исключении выпрямительного моста VD1-VD4. Последнее приводит к однополупериодной подаче напряжения на нагрузку и двукратному уменьшению поступаемой в нее мощности.
В настоящее время в связи с большой потребляемой мощностью запуск тиристоров постоянным током при бестрансформаторном питании пусковых узлов (с гасящим резистором или конденсатором) практически не используется.
Одним из вариантов снижения потребляемой узлом управления мощности является использование вместо постоянного тока непрерывной последовательности импульсов с относительно большой скважностью. Поскольку время включения типовых тринисторов составляет 10 мкс и менее, можно подавать на их управляющий электрод импульсы такой же длительности со скважностью, например, 5-10-20, что соответствует частоте 20-10-5 кГц.
Однако при таком способе управления выявляются некоторые новые недостатки. Во-первых, теперь тиристор включается не в самом начале полупериода сетевого напряжения, а в произвольные моменты времени, отстоящие от начала полупериода на время, не превышающее периода запускающих импульсов, т. е. 50-100-200 мкс. За это время напряжение сети может возрасти примерно до 5-10-20 В. Это приводит к возникновению помех радиоприему и к некоторому уменьшению выходного напряжения, впрочем, малозаметному.
Существует еще одна проблема. Если при включении в начале полупериода во время действия запускающего импульса ток через тиристор не достигнет тока удержания (Iуд, табл. 1), тиристор после окончания импульса выключится. Следующий импульс вновь включит тиристор, и он не выключится лишь в том случае, если к моменту окончания импульса ток через него будет больше тока удержания. Таким образом, ток через нагрузку сначала будет иметь вид нескольких коротких импульсов и лишь потом — синусоидальную форму.
Применение импульсного запуска облегчает гальваническую развязку между узлом управления и сетью, ибо ее может обеспечить даже небольшой трансформатор с коэффициентом трансформации, близким к 1:1. Его обычно наматывают на ферритовом кольце диаметром 16-20 мм с тщательно выполненной изоляцией между обмотками. Следует предостеречь от применения малогабаритных импульсных трансформаторов промышленного изготовления. Как правило, они имеют низкое напряжение изоляции (около 50-100 В) и могут служить причиной поражения электрическим током, если при использовании прибора будет считаться, что цепь управления изолирована от сети.
Снижение требуемой при импульсном управлении мощности и возможность введения гальванической развязки позволяют применить в узлах управления тиристорами бестрансформаторное питание.
Третий широко распространенный способ управления тиристорами — подача на управляющий электрод сигнала с его анода через ключ и ограничительный резистор (рис. 2). В таком узле ток через ключ протекает в течение нескольких микросекунд, пока включается тиристор, если напряжение на аноде достаточно велико. В качестве ключей используют малощумящие электромагнитные реле, высоковольтные биполярные транзисторы, фотодинистры или фотосимисторы (схемы на рис. 2 соответственно). Способ прост и удобен, некритичен к наличию у нагрузки индуктивной составляющей, но имеет недостаток, на который нередко не обращают внимания.
Недостаток связан с противоречивостью требований к ограничительному резистору R1. С одной стороны, его сопротивление должно быть как можно меньше, чтобы включение тиристора происходило как можно ближе к началу полупериода сетевого напряжения.
Как и в случае с подачей управляющих импульсов относительно большой скважности, это приводит к возникновению помех и к некоторому уменьшению выходного напряжения. Поскольку реальная чувствительность тиристоров по управляющему электроду обычно лучше, задержка открывания тиристора относительно начала полупериода меньше рассчитанной выше предельной величины.
Сопротивление ограничивающего резистора R1 может быть уменьшено на величину сопротивления нагрузки, поскольку в момент включения они включены последовательно. Более того, если нагрузка имеет гарантированно индуктивно-резистивный характер, можно еще более уменьшить сопротивление указанного резистора. Однако если нагрузкой являются лампы накаливания, надо помнить, что их холодное сопротивление примерно в десять раз меньше рабочего.
Следует также иметь ввиду, что включающий ток симисторов имеет разную величину для положительной и отрицательной полуволн сетевого напряжения. Поэтому в выходном напряжении мо жет появиться небольшая постоянная составляющая.
Из фотодинисторов серии АОУ103/3ОУ103 для управления тиристорами в сети 220 В по максимально допустимому напряжению подходят только 3ОУ103Г, однако неоднократно проверено, что и АОУ103Б и АОУ103В годятся для работы в этом режиме.
Различие между приборами с индексами Б и В заключается в том, что подача напряжения обратной полярности на АОУ103Б не допускается. Аналогично и различие между АОУ115Г и АОУ115Д: приборы с индексом Д допускают подачу обратного напряжения с индексом Г — нет.
Существенного сокращения потребляемой цепями управления мощности можно добиться, если включать ток управляющего электрода в момент включения тиристора. Два варианта схем узлов управления, обеспечивающих такой режим, приведены на рис. 3.
Включение тринистора в схеме на рис. 3, а происходит в момент замыкания контактов ключа SA1. После включения тринистора элемент DD1.1 выключается, и ток управляющего электрода прекращается, что существенно экономит потребление по цепи управления. Если напряжение на тринисторе в момент включения SA1 будет меньше порога переключения DD1.
1, тринистор не включится, пока напряжение на нем не достигнет этого порога, т. е. не станет несколько более половины напряжения питания микросхемы. Регулировать пороговое напряжение можно подбором сопротивления нижнего плеча делителя резистора R6. Резистор R2 обеспечивает низкий логический уровень на входе 1 элемента DD1.1 при закрывании тринистора VS1 и диодного моста VD2.
Для аналогичного включения симистора необходим узел двуполярного управления элементом совпадения DD1.1 (рис. 3, б). Этот узел собран на транзисторах VT1, VT2 и резисторах R2-R4. Транзистор VT1 включен по схеме с общей базой, и напряжение на его коллекторе становится по модулю меньше порога переключения элемента DD1.1, когда напряжение на аноде симистора VS1 положительно относительно катода и превышает его примерно на 7 В. Аналогично транзистор VT2 входит в насыщение, когда отрица тельное напряжение на аноде становится по модулю больше -6 В.
Такой узел выделения момента прохождения напряжения через нуль широко применяется в различных разработках.
При всей кажущейся привлекательности узлы, выполненные по схемам, приведенным на рис. 3, и им аналогичные, обладают существенным недостатком: если по какойлибо причине тиристор не включится, ток через его управляющий электрод будет идти неопределенно долго. Поэтому необходимо предпринимать специальные меры по ограничению длительности импульса или рассчитывать источник питания на полный ток, т. е. на такую же мощность, как и для узлов по схеме на рис. 1.
Наиболее экономичные схемы управления используют формирование одиночного включающего импульса вблизи перехода сетевого напряжения через нуль. Две несложных схемы таких формирователей приведены на рис. 4, а временные диаграммы их работы — на рис. 5 (а и б соответственно). Недостатком, впрочем совершенно несущественным в большинстве случаев, является то, что первое включение происходит не в самом начале полупериода сетевого напряжения, а в самом конце того, во время которого был замкнут ключ SA1.
Двойная длительность включающего импульса 2Т0 определяется порогом переключения элемента ИЛИ НЕ с учетом делителя R2R3 (рис.
4, а) или порогом формирователя на VT1, VT2 (рис. 4, б), и рассчитывается по формуле
Минимальная длительность включающего импульса определяется тем, что он должен оканчиваться не ранее, чем ток через нагрузки достигнет тока удержания тиристора. Например, если нагрузка имеет мощность 200 Вт (Rн = 2202/200 = 242 Ом), а ток удержания симистора КУ208 — 150 мА, то этот ток достигается при мгновенном напряжении в сети 242×0, 15 = 36 В, т. е. при скорости нарастания 100 В/мс окончание импульса запуска должно быть не ранее, чем через 360 мкс от момента перехода напряжения через нуль. Снизить потребляемую мощность еще примерно в десять раз можно за счет подачи на третий вход элементов ИЛИ — НЕ схем на рис.
4 непрерывной последовательности импульсов (показано штриховыми линиями), как это было упомянуто в начале статьи применительно к узлам по схемам на рис. 1. При этом проявляются те же недостатки, что и при непрерывной подаче импульсов на управляющий электрод.
Для уменьшения потерь мощности можно сформированный в узлах по схемам на рис. 4 импульс, продифференцировать его, и продифференцированный задний фронт использовать как запускающий для тиристора (рис. 6). Параметры этого запускающего импульса Ти следует выбирать так. Он должен начинаться как можно раньше после прохождения сетевого напряжения через нуль, чтобы бросок тока через нагрузку в момент включения в начале каждого полупериода был бы минимальным и минимальными были бы помехи и потери мощности. Здесь ширина импульса, формируемого в момент прохождения напряжения сети через нуль, ограничена снизу только временем перезаряда дифференцирующей цепи C1R7 и может быть достаточно малой, но конечной. Оканчиваться импульс должен, как и для предыдущего варианта, не ранее, чем когда ток через нагрузку достигнет тока удержания тиристора.
Схема узла, формирующего импульс включения тиристора точно в момент перехода сетевого напряжения через нуль, приведена на рис. 7, а, а временная диаграмма его работы — на рис. 7, б.
Цепь из резисторов R1-R3 и элемента DD1.1 формирует короткие импульсы (60-100 мкс) в момент перехода сетевого напряжения через нуль. Эти импульсы заряжают конденсатор С1 до напряжения питания. Конденсатор относительно медленно разряжается через резистор R4, и на выходе DD1.2 формируется импульс отрицательной полярности с длительностью, определяемой постоянной времени цепочки R4C1. При указанных на схеме номиналах длительность импульса составляет примерно 400 мкс. Схема узла управления симистором с близкими параметрами приведена на рис. 8.
При работе узлов по схемам на рис. 7 и 8 подача на управляющий электрод импульса включения спрямляет выходную характеристику тиристора в момент прохождения сетевого напряжения через нуль и при правильно выбранной длительности импульса удерживает тиристор во включенном состоянии до момента достижения тока удержания даже при наличии небольшой индуктивной составляющей нагрузки.
Источник питания таких узлов может быть собран по бестрансформаторной схеме с гасящим резистором или, что еще лучше, конденсатором. Помех радиоприему такое включение тиристоров не создает и может быть рекомендовано для всех случаев управления нагрузками с малой индуктивной составляющей.
Если же нагрузка имеет выраженный индуктивный характер, можно рекомендовать схемы управления, приведенные на рис. 2. Для уменьшения помех радиоприему необходимо включение в сетевые провода помехоподавляющих фильтров, а если провода от регулятора до нагрузки имеют заметную длину, то и в эти провода тоже.
Выше были рассмотрены варианты управления тиристорами при их использовании в качестве ключей. При фазоимпульсном управлении мощностью нагрузок можно использовать описанные выше схемотехнические решения по формированию импульсов в моменты перехода сетевого напряжения через нуль для запуска времязадающего узла запуска тиристора. Отметим, что такой узел должен давать стабильную задержку включения тиристора, не зависящую от напряжения сети и температуры, а длительность формируемого импульса должна обеспечить достижение тока удержания независимо от момента включения нагрузки в пределах полупериода.
Экономичное устройство управления симисторами — RadioRadar
стройство предназначено для компактных и экономичных изделий бытовой автоматики. Оно независимо подключает и отключает одну или несколько нагрузок к сети переменного тока напряжением 220 В в зависимости от внешнего логического сигнала. При этом импульс, управляющий симисто-ром, формируется минимальной длительности, достаточной для его открывания [1]. Кроме того, обеспечена привязка моментов включения нагрузки к моментам перехода напряжения сети через ноль, причём в нагрузку поступает всегда целое число периодов сетевого напряжения. Это снижает уровень коммутационных помех, что особенно важно для мощных нагрузок, а также гарантирует отсутствие постоянной составляющей тока нагрузки.
Рис. 1
На рис. 1 показана схема устройства для независимого управления двумя нагрузками. Нагрузку 1 коммутирует симистор VS2. Им управляют элементы DD1.1, DA1, VD2, VD3, R7, R9, R11, R12. Аналогично нагрузку 2 коммутирует симистор VS3, которым управляют элементы DD1.
2, DA2, VD4, VD5, R8, R10, R13, R14. Так можно управлять любым числом нагрузок, при этом С1, R1-R3 — общие для всех. Элементы R4-R6, С2- С4, VD1, VD6, VD7, VS1, DA3 образуют блок питания, напряжение которого подаётся также на внешнее управляющее устройство. Он обеспечивает выходное напряжение 12 В при токе нагрузки до 100 мА. Блок работает по принципу описанного в статье [2] блока питания с балластным конденсатором и узлом ограничения выходного напряжения на стабилитроне и транзисторном аналоге тринистора. Но вместо аналога тринистора применён реальный прибор VS1, как показано на рис. 1.
В моей предыдущей статье [3] описан узел управления симистором на таймере КР1441ВИ1 с фиксированной длительностью управляющих импульсов, а потому его применение в случае управления нагрузкой с индуктивной составляющей затруднительно. В предлагаемой статье это ограничение устранено. Нагрузками могут быть компактные люминесцентные («энергосберегающие») лампы с электронным балластом. Если выяснилось, что подключённая к устройству энергосберегающая лампа в выключенном состоянии периодически вспыхивает, нужно попытаться подобрать симистор с меньшим током утечки, а если это не удалось, зашунти-ровать лампу резистором или конденсатором, как рекомендовано в статье [4].
Триггеры микросхемы DD1 служат для синхронизации моментов включения симисторов с переходами напряжения сети через ноль. Вход D каждого триггера управляющий — на него подаётся сигнал, который определяет включение или выключение соответствующей нагрузки.
Делитель R2R3 обеспечивает поступление тактовых импульсов на входы С триггеров в моменты, когда мгновенное напряжение в сети проходит через нулевое значение и растёт (на верхнем по схеме сетевом проводе относительно нижнего). Таким образом, тактовые импульсы следуют с частотой 50 Гц синхронно с сетью. В момент включения устройства в сеть импульс через цепь R1C1 устанавливает устройство так, чтобы все нагрузки были отключены.
Рассмотрим работу устройства на примере коммутации нагрузки 1. После включения питания триггер DD1.1 устанавливается в состояние высокого уровня на инверсном выходе и низкого уровня на прямом выходе. Здесь и далее логические уровни указаны относительно линии питания -12 В. В такое же состояние устанавливается этот триггер при соединении его входа D (вывод 5) с минусовым проводом питания после поступления на вход С (вывод 3) тактового импульса.
Диоды VD2 и VD3 открываются. Высокий уровень через диод VD2 поступает на вход Е (сигнал разрешения запуска — вывод 4) таймера DA1, а на его входе S устанавливается низкий уровень. В результате на выходе таймера DA1 (соединённые выводы 3 и 7) устанавливается высокий уровень. Через управляющий электрод симистора VS2 ток не идёт, симистор закрыт, нагрузка 1 отключена.
При соединении входа D триггера DD1.1 с плюсовым проводом питания после поступления на вход С тактового импульса триггер устанавливается в состояние высокого уровня на прямом выходе и низкого уровня на инверсном выходе. Диоды VD2 и VD3 закрываются. Состояние таймера DA1 определяется значениями напряжения на выходах делителя R11R7R9, которые подключены к входам Е и S таймера. Сопротивления резисторов этого делителя подобраны так, что через управляющий электрод симистора VS2 протекает ток, когда абсолютное значение напряжения U2-i между его электродами 2 и 1 превышает 9,8 В.
Вход Е таймера имеет больший приоритет, чем S, a S — больший, чем R.
Вход R таймера соединён с плюсом его питания. Поэтому таймер находится в состоянии низкого уровня на выходе, если этому не препятствуют сигналы на входах Е и S. Пока абсолютное значение напряжения U2-1 меньше 9,8 В, высокий уровень на входе Е разрешает установку по входу S. Напряжение низкого уровня на входе S устанавливает таймер в состояние высокого уровня на выходе. Через управляющий электродсимистора VS2 ток не идёт, нагрузка 1 отключена.
Если напряжение U2-i больше +9,8 В, то напряжение на входе S превышает порог переключения, поэтому сигналом с входа R таймер переходит в состояние низкого уровня на выходе. Из управляющего электрода симистора VS2 через токоограничительный резистор R12 на выход таймера втекает ток. Симистор VS2 открывается и подключает нагрузку 1 к сети.
Если напряжение U2-1 меньше -9,8 В, устанавливается напряжение низкого уровня на обоих входах Е и S. Низкий уровень на входе Е переключает таймер
в состояние низкого уровня на выходе. Из управляющего электрода симистора VS2 через токоограничительный резистор R12 на выход таймера втекает ток.
Симистор VS2 открывается и подключает нагрузку 1 к сети.
После открывания симистора VS2 напряжение на нём падает почти до нуля, в результате чего таймер DA1, как описано выше, переходит в состояние высокого уровня на выходе, ток через управляющий электрод симистора VS2 прекращается, в результате чего достигается экономичное управление симистором.
Если необходимо, чтобы нагрузка 1 включалась после соединения входа D триггера DD1.1 с минусовым проводом питания, а отключалась — с плюсовым, меняют местами подключение входов S и R, а также выходов этого триггера.
Резисторы R12 и R14 задают ток управляющих электродов симисторов, который достигает 100 мА для указанного на схеме сопротивления 100 Ом. Такой ток достаточен для открывания большинства симисторов КУ208Г и всех ТС106-10-4. Если используемые симисторы отобраны так, что они открываются током 50 мА или установлены зарубежные симисторы MAC16D или ВТА216-500В, которые гарантированно открываются током 50 мА, то сопротивление резисторов R12 и R14 можно увеличить до 200 Ом.
Так как симистор управляется напряжением минусовой полярности на управляющем электроде относительно его электрода 1, соединённого с общим проводом, то для питания устройства необходимо напряжение минусовой полярности.
Предлагаемое устройство можно питать и от блока питания управляющего устройства, выход которого подключают к конденсатору С4, соблюдая полярность. В этом случае элементы R4-R6, С2, СЗ, VD1, VD6, VD7, VS1, DA3 не устанавливают. При отсутствии заметной индуктивной составляющей в нагрузке устройство потребляет ток около 200…300 мкА на одну нагрузку. Тем не менее для надёжного запуска источник питания должен обеспечивать выходной ток не менее 6 мА на нагрузку.
Следует помнить о гальванической связи с сетью и соблюдать меры предосторожности. Устройство должно быть помещено в изолированный корпус и не соединяться непосредственно с другими устройствами, кроме тех, которыеоно коммутирует. Для повышения электробезопасности сетевой провод, являющийся общим, рекомендуется соединять с «нулём», другой сетевой провод — с «фазой», как показано на схеме.
Рис. 2
Если управляющее устройство вырабатывает логические сигналы плюсовой полярности относительно общего провода, их подают через согласующее устройство, схема которого показана на рис. 2. Сопротивление резистора R1 (в килоомах) рассчитывают по формуле R1 = (Uвx1-0,7 В) /0,1 мА, где UBX1 — напряжение сигнала высокого уровня плюсовой полярности (в вольтах). В знаменателе формулы — максимальный расчётный ток через этот резистор 0,1 мА. Указанное на рис. 2 его сопротивление соответствует высокому уровню сигнала ТТЛ.
Рис. 3
Если управляющее устройство не имеет собственного блока питания, то его можно питать от двухполярного блока питания с балластным конденсатором, схема которого показана на рис. 3. Он рассчитан на выходной ток до 100 мА по каждому напряжению. От плюсового напряжения питается управляющее устройство, а от минусового — предлагаемое.
Микросхему HEF4013BP нежелательно заменять аналогами, поскольку её счётные входы оснащены триггерами Шмитта.
Тем не менее возможно применение других зарубежных микросхем серии 4013В. В крайнем случае можно использовать и К561ТМ2, но тогда между выводами 3, 11 и выводом 7 следует включить диод Шотки КД923А, КД922А, КД922Б или 1N17-1N19 (анодом к выводу 7), который предотвращает протекание тока через внутренние защитные диоды. Хотя этот ток не превышает допустимого для серии К561 значения 10 мА, он приводит к некорректной работе микросхемы.
Таймеры КР1441ВИ1 можно заменить аналогичными импортными ICM7555IPA, ILC555N, GLC555. Возможно применение и сдвоенных таймеров, таких как GLC556, ICM7556IPD.
Интегральный стабилизатор с выходным напряжением -12 В (DA3 на рис. 1 и DA2 на рис. 3) может быть из серий КР1168ЕН12, КР1199ЕН12 или импортный типа 79L12. Микросхема КР1170ЕН5 (DA1 на рис. 3) заменима аналогом 2931AZ-5.
Транзистор VT1 (см. рис. 2) — любой из серии КТ3107. Симистор МАС97А4 (VS1 на рис. 3) можно заменить на МАС97А6, МАС97А8, а также любым из серии ВТ131. Тринистор VS1 (см.
рис. 1) — любой из серий КУ251, MCR100, ВТ149.
Диоды VD1, VD7 на рис .1 и VD3, VD4 на рис.3 — из серий КД105, 2Д212, КД212 (кроме КД212Б и КД212Г), Д237 (кроме Д237В, Д237Г и Д237Л), КД243, 1N4001 — 1 N4007. Диоды КД521А можно заменить другими маломощными кремниевыми. Стабилитрон
КС216Ж (VD6 на рис. 1) можно заменить на 2С216Ж, КС508В, 1 N4703, BZX55-C16. Напряжение стабилизации используемого стабилитрона должно находиться в пределах 15,5… 16,5 В при токе 2 мА.
Конденсаторы ёмкостью 3,3 мкФ с номинальным напряжением 400 В (С2 на рис. 1 и С1 на рис. 3) — импортные с маркировкой «АС», предназначенные для включения в цепь переменного тока.
Литература
1. Володин В. Экономичное управление симистором. — Радио, 2003, № 6, с. 27, 28.
2. Цесарук Н. Импульсный стабилизатор конденсаторного блока питания. — Радио, 1999, № 11, с. 39.
3. Гаврилов К. Применение микросхемы КР1441ВИ1. — Радио, 2011, № 6, с. 34-36.
4. Мороз К. Устранение мигания люминесцентной энергосберегающей лампы.
— Радио, 2012, №4, с. 41.
Автор: К. Гаврилов, г. Новосибирск
Triacs & Diacs
Google Ads
- Изучив этот раздел, вы сможете:
- Описать управление фазой в симисторных схемах:
- Описать гистерезис в основных схемах управления симисторами:
- Узнайте, как можно минимизировать гистерезис в симисторных схемах:
- Понимание схем на основе таймера для запуска чувствительных симисторов затвора.
Базовая цепь диак-симисторного диммера
На рис. 6.4.1 показана базовая схема управления мощностью с использованием триака и диака. Конденсатор C1 заряжается через переменное сопротивление, содержащее R1 и R2, либо в положительном, либо в отрицательном направлении попеременно входным напряжением переменного тока. Импульсы тока, создаваемые симистором каждый раз, когда напряжение на конденсаторе (V C ) достигает либо положительного, либо отрицательного разрыва потенциала диатора (+/-V BO ), используются для срабатывания симистора.
Время (или фазовый угол), при котором это происходит, будет зависеть от того, насколько быстро заряжается напряжение на зарядном конденсаторе C1 на рис. 6.4.1. Это управляется переменным резистором R2 и создает переменный метод «управления фазой», аналогичный описанному в модуле 6.2 SCR для запуска SCR. Форма сигнала сети переменного тока эффективно задерживается или сдвигается по фазе RC-цепью, так что диак срабатывает при разряде тока из конденсатора C1 в затвор симистора. Затем симистор проводит оставшуюся часть полупериода сети, и когда напряжение сети проходит через ноль, он отключается. Некоторое время в следующем (отрицательном) полупериоде напряжение на C1 достигает напряжения пробоя в противоположной полярности, и диак снова проводит, обеспечивая соответствующий триггерный импульс для включения симистора. Изменяя таким образом точку на форме волны, в которой симистор срабатывает, можно изменять количество мощности, подаваемой на нагрузку.
Рис.6.4.1 Базовая симисторная схема управления фазой
Управление фазовым сдвигом
Используя базовую конструкцию, показанную на рис.
6.4.1, можно регулировать выходную мощность, изменяя величину фазового сдвига, создаваемого RC-цепь сдвига фазы R (содержащая R1 и R2) и C1. При регулировке резистора R2 общее сопротивление (R) будет варьироваться от 3,3 кОм, когда сопротивление резистора R2 равно нулю, до 253,3 кОм, когда сопротивление резистора R2 максимально, что приводит к фазовому сдвигу почти на 90°.
Значение C1 выбрано таким образом, чтобы, когда он заряжается, по крайней мере, до напряжения пробоя диака (V BO ), он мог обеспечить ток, достаточный для того, чтобы диак активировал симистор без полной разрядки. Однако по мере увеличения фазового сдвига формы волны переменного тока на C1 до 90° амплитуда сдвинутой по фазе волны будет уменьшаться (как видно из сравнения рисунков 6.4.2 и 6.4.3), но ее минимальная амплитуда должна по-прежнему быть равным или большим, чем V BO .
Значение R1 выбрано таким образом, чтобы сдвиг фазы составлял всего несколько градусов, когда R2 настроен на ноль Ом, а максимальное значение R2 выбрано таким образом, чтобы вместе с R1 величина фазового сдвига была как можно ближе к 90°.
насколько это возможно, не допуская падения размаха напряжения сигнала V C ниже +V BO и -V BO .
Максимальная мощность (R
2 при минимальном сопротивлении)Рис. 6.4.2 Сигналы при минимальном сопротивлении
(Наведите указатель мыши или коснитесь, чтобы открыть выходной сигнал)
Рис.6.4.2 Осциллограммы при минимальном сопротивлении
Типичные осциллограммы для симисторной схемы управления фазой на рис.6.4.1 показаны на рис.6.4.2 и рис.6.4.3. На рис. 6.4.2 показано напряжение питания (V S ) и сдвинутое по фазе напряжение (V C ), возникающие на конденсаторе C1, когда резистор R2 установлен на минимальное сопротивление. Обратите внимание, что разница между V S и V C очень мала. Синий сигнал (V C ) имеет примерно ту же амплитуду, что и V 9.0019 S (показаны зеленым цветом), а фазовый сдвиг ненамного превышает 0°. Наведите указатель мыши на рис.
6.4.2 (или «коснитесь» на сенсорном экране), чтобы просмотреть эффект на форму выходного сигнала.
Выходной сигнал симистора (фиолетовый) показывает, что симистор срабатывает в начале положительного полупериода в точке, где V C = +V BO (перенапряжение положительного разрыва симистора), которое будет примерно +30 В. , в зависимости от используемого диака. В этот момент конденсатор C разрядит ток в диак, вызывая положительный триггерный импульс на затворе симистора. Симистор включается, и форма выходного сигнала становится практически идентичной напряжению питания V S (за исключением очень небольшого падения напряжения на симисторе) до тех пор, пока V S не вернется к 0 В в конце положительного полупериода, когда, поскольку ток через симистор теперь меньше тока удержания симистора, симистор выключается.
Через короткое время симистор снова включается, когда V C = -V BO (отрицательное перенапряжение пробоя диака) примерно при -30 В, C разряжает ток в диак, и симистор снова включается.
В результате форма выходного сигнала практически такая же, как форма входного сигнала, за исключением двух коротких периодов времени, когда сигнал проходит через ноль вольт. Таким образом, к нагрузке применяется максимальная мощность, которая будет неотличима от приложения к нагрузке полного сетевого (линейного) потенциала.
Минимальная мощность (R
2 при максимальном сопротивлении)Рис.6.4.3 Осциллограммы при максимальном сопротивлении
(Наведите указатель мыши или коснитесь, чтобы отобразить выходной сигнал)
Рис.6.4.3 Осциллограммы при максимальном сопротивлении
Рис. 6.4.3 показаны формы сигналов управления фазой, относящиеся к рисунку 6.4.1, при максимальном сопротивлении резистора R2 (250 кОм). Здесь RC-цепь (R1+R2)C вызвала фазовый сдвиг почти на 90°, но уменьшила амплитуду Vc, так что этого все еще достаточно, чтобы пики волны достигли V BO , чтобы симистор еще мог срабатывать. Глядя на выходную волну (наведите мышь или коснитесь рис.
6.4.3), можно увидеть, что когда напряжение конденсатора V C совпадает с -V BO близко к концу отрицательного полупериода V S симистор срабатывает и выходное напряжение симистора принимает мгновенное значение V S . Поскольку напряжение V S уже близко к нулю, симистор снова отключается, когда его ток падает ниже тока удержания (I H ) на ноль. Симистор остается в выключенном состоянии до тех пор, пока он не сработает еще раз, поскольку V C совпадает с +V BO , поэтому начинается еще один очень короткий, но на этот раз положительный импульс в конце положительного полупериода. Таким образом, выход симистора находится в минимальном состоянии.
Рис. 6.4.4. Устранение гистерезиса в симисторных диммерах
Проблемы с гистерезисом
Однако существует проблема с этой базовой схемой запуска, хотя она широко используется во многих бытовых диммерах для ламп. Проблема возникает из-за того, что когда C1 частично разряжается в диак, на C1 остается некоторый заряд, а когда V S проходит через ноль и начинает заряжать C1 в противоположной полярности, этот оставшийся заряд будет препятствовать накоплению заряда противоположной полярности на C1.
Поэтому срабатывание в течение следующего полупериода будет отложено, что приведет к неравным углам проводимости, особенно во время начальных циклов включения сигнала сети. Этот эффект гистерезиса вызывает разницу между величиной проводимости, возникающей в положительном и отрицательном полупериодах, что также означает, что волна переменного тока на выходе симистора не будет сосредоточена на нуле вольт, а будет эффективно иметь изменяющуюся и нежелательную постоянную составляющую.
Однако этот эффект гистерезиса можно устранить, используя схему из подробных указаний по применению от Littelfuse, показанную на рис. 6.4.4. Здесь конденсатор С1 полностью разряжается каждый раз, когда V S проходит через ноль. Если заряд на верхней пластине C1 положительный, а точка X находится в нулевом напряжении, C1 разряжается до 0 В через D3 и R4. Если заряд на C1 отрицательный, когда X = 0 В, C1 будет разряжаться через D1 и R3. Когда точка X является либо положительной, либо отрицательной, C1 не может быть заряжен через D1 или D3, так как напряжения в нижней части R3 и R4 будут поддерживаться в пределах +/-0,6 В от нуля из-за прямого проводящего напряжения любого из D2 (во время положительный полупериод) или D4 (во время отрицательного полупериода).
Поэтому C1 всегда заряжается через R1 и R2.
Обратите внимание, что в практических схемах управления, использующих тиристоры, симисторы и диаки, большие напряжения переключаются очень быстро. Это может привести к серьезным радиопомехам, и при проектировании схемы должны быть предприняты шаги, чтобы свести их к минимуму. Кроме того, поскольку в цепи присутствует сетевое (линейное) напряжение, должна быть какая-то форма безопасной изоляции между низковольтными компонентами управления (например, цепями диака и фазовращателя) и сетевыми «активными» компонентами, например. симистор и нагрузка. Этого можно легко добиться путем «оптосоединения» низковольтной схемы управления с высоковольтной частью схемы управления мощностью и/или использования изолирующих компонентов, таких как специально разработанные импульсные трансформаторы, как описано в модуле SCR 6.2 9.0003
Запуск симистора чувствительного затвора
Рис. 6.4.6 Видео недоступно в печатном формате
Схема на рис.
6.4.5 демонстрирует низковольтное управление диммером путем срабатывания симистора чувствительного затвора SN6073A в квадрантах II и III. Контроль достигается практически на 180° как положительных, так и отрицательных полупериодов волны, как показано на видео Рис. 6.4.6. и осциллограммы схемы на рис. 6.4.7.
На рис. 6.4.5 используется вариация методов запуска по низкому напряжению, продемонстрированная для запуска SCR в тиристорном модуле 6.2, но на этот раз для управления чувствительным симистором затвора, который запускается аналоговой схемой низкого напряжения, содержащей транзисторный детектор пересечения нуля (Tr1). ), который выключается каждый раз, когда форма сигнала A падает близко к 0 В, создавая серию положительных импульсов на его коллекторе (форма сигнала B), совпадающих с точками пересечения нуля волны переменного тока. Затем эти импульсы инвертируются инвертирующим усилителем (Tr2) для создания отрицательных синхронизирующих импульсов (форма сигнала C), которые используются для запуска моностабильного устройства с переменной задержкой (таймер 555 IC1) для создания прямоугольных импульсов переменной ширины, имеющих ширину (и, следовательно, временную задержку) управляется VR1.
Прямоугольные импульсы, создаваемые IC2, обрабатываются дифференциатором C5/R8 для создания узких положительных и отрицательных импульсов (форма сигнала D). Эти импульсы усиливаются усилителем тока (эмиттерным повторителем) Tr3, а нежелательная положительная часть сигнала удаляется D2. Результирующие отрицательные импульсы управляют симисторным затвором через разделительный импульсный трансформатор T2 (форма волны E). Вся триггерная цепь питается от источника переменного тока 12 В, полученного от разделительного трансформатора Т1. Мостовой выпрямитель BR1 подает полуволну 100 Гц для детектора пересечения нуля и стабилизированное питание 5 В постоянного тока через D1 и IC1, что устраняет необходимость во втором низковольтном источнике постоянного тока. На рис. 6.4.7 также показаны формы выходных сигналов симистора при максимальной мощности (F) и минимальной мощности (G).
Рис. 6.4.7 Запуск и выходные сигналы симистора чувствительного затвора
Начало страницы 001
.
Бесколлекторная электрическая машина всегда оценивалась положительно за
своей элементарной простотой, сопутствующей простотой изготовления и исключительным
надежность и относительная свобода от радиочастотного и электромагнитного
вмешательство. Некоторые из этих машин имеют скользящие контакты, но они
в виде контактных колец, а не коллекторов. Более того, часто верно
что токи, обрабатываемые контактными кольцами, намного ниже, чем обязательно
связаны с коммутаторами. Так, в автомобильном генераторе токосъемные кольца
используются для передачи тока возбуждения на ротор. Этот ток небольшой
доля зарядных токов, которые должны выдерживать эти генераторы переменного тока. На
С другой стороны, старый генератор постоянного тока коллекторного типа, использовавшийся в автомобилях, имел
пропускать большие зарядные токи через его коммутатор. Как и следовало ожидать,
проблема обслуживания была далеко не тривиальной.
Недостатком неколлекторных двигателей, однако, была их неспособность
легко изменять свою скорость в широком диапазоне.
Сейчас; с твердотельным
электронике этот недостаток уже не нужен. Новый элемент управления
методы дают неколлекторным двигателям старого образца гибкость производительности
их первоначальные дизайнеры никогда не мечтали о возможности.
Следующие цепи управления интересны тем, что они преодолевают ограничения производительности, которые долгое время считались присущими машинам переменного тока, особенно асинхронные двигатели. Кроме того, вы можете почувствовать острую конкуренцию вокруг выбора типа двигателя. Благодаря новым методам управления, уже недостаточно обращаться к моторному тексту или даже к моторным спецификациям. Теперь вы можете в значительной степени «настраивать» характеристики машины с помощью электронных средств. Следовательно, на решения должны больше влиять другие факторы, такие как стоимость, надежность, электрические и шумовые характеристики и т. д.
Симисторная схема управления скоростью для асинхронных двигателей
Симисторная схема управления скоростью для асинхронных двигателей, показанная на РИС.
1
похоже на то, что показано здесь,
который предназначен для использования с универсальными двигателями. Схема на фиг.
1, однако, включает в себя схему с одинарной постоянной времени для задержки
фаза триггера затвора. Этот более простой подход допустим, потому что
асинхронные двигатели, как правило, не могут быть замедлены настолько, чтобы попасть в
проблемная область гистерезиса, для которой схема затвора с двойной постоянной времени
назначается как лечебное средство. Эта схема управления скоростью лучше всего работает для
асинхронный двигатель постоянного тока с разделенным конденсатором. Затененный столб
асинхронный двигатель также поддается этому методу управления. С любого
тип асинхронного двигателя, этот метод управления скоростью наиболее эффективен
когда нагрузкой является вентилятор или воздуходувка. (Небольшое изменение скорости вызывает
относительно большое изменение скорости воздуха.
) Еще один благоприятный аспект
такими нагрузками являются их низкие требования к пусковому моменту.
РИС. 1 Скорость симистора — схема управления асинхронными двигателями. По РКА. (А.
Принципиальная схема с перечисленными компонентами для двух разных напряжений сети.
Б. М)
Асинхронные двигатели с пуском от сопротивления и пуском от конденсатора могут управляться симистором
при определенных условиях. Как правило, необходимо ограничить
диапазон регулирования скорости; скорость не должна снижаться до точки, где
центробежный выключатель повторно подключает пусковую обмотку или пусковой конденсатор.
Учитывая все обстоятельства, будет получен наибольший диапазон регулирования скорости.
с постоянным двигателем с раздельными конденсаторами. Этот тип асинхронного двигателя
не обременен центробежным выключателем. Кроме того, он хорошо работает
в области повышенного скольжения. Возможен диапазон регулирования скорости от трех до одного
с вентиляторной нагрузкой.
Эта схема значительно превосходит схему с одним тиристором и фазовым управлением. тиристорная схема для использования с асинхронными двигателями. SCR хорошо работает с универсальные двигатели, но постоянная составляющая, развиваемая однополупериодным выпрямлением вредно для работы асинхронных двигателей.
«демпферная сеть» RC, подключенная к симистору, как правило, не
появляются в цепи при резистивной нагрузке, что имеет место при
лампы или обогреватели. Поскольку двигательная нагрузка является индуктивной, отключение симистора
происходят при нулевом токе, но напряжение на симисторе не будет равно нулю
в это время. Таким образом, на симисторе возникает скачок напряжения, который
может привести к повторному запуску, несмотря на отсутствие сигнала стробирования. Это может случиться
даже если способность симистора блокировать напряжение превышает пиковое значение переменного тока
напряжения с комфортным запасом.
