-1,75*(-0,58В)=0,987В.

Из-за большого температурного дрейфа нуля многокаскадные УПТ с непосредственной связью между каскадами не находят применения.

Дрейф нуля почти полностью отсутствует в усилителях с преобразованием сигнала. В них усиливаемое постоянное напряжение на входе усилителя преобразуется в переменное, которое усиливается усилителем переменного напряжения, на выходе которого обратно преобразуется в постоянное напряжение. Преобразование осуществляется по принципу модуляции-демодуляции сигнала (М-Д-М усилители) с помощью электронных коммутаторов, синхронно коммутирующих входное и выходное напряжения. Входное напряжение при этом преобразуется в короткие прямоугольные импульсы, амплитуда которых соответствует мгновенным значениям напряжения входного сигнала в моменты коммутации. Частота коммутации должна не менее чем в два раза превышать максимальную частоту в спектре входного сигнала. Недостатком таких усилителей являются наводки при коммутации малых входных напряжений. Примером такого усилителя является усилитель в интегральном исполнении 140 УД13. Структурная схема М-Д-М усилителя приведена на рис. 4.37.

Рис.5.37. Структурная схема М-Д-М усилителя

5.8.1. Дифференциальный усилитель

Значительно минимизировать температурный дрейф нуля можно, используя параллельно-балансные каскады усилителя, построенные на двух идентичных по своим параметрам и характеристикам транзисторах. Такие усилители называются дифференциальными.

Дифференциальные усилители (ДУ) представляют широкий класс усилителей, основным назначением которых является усиление разности между двумя сигналами. По этой причине их также называют разностными усилителями. Свойства ДУ зависят от симметрии между двумя плечами схемы. Балансная природа ДУ делает его идеальным усилителем в интегральном исполнении. Так как практически невозможно получить два абсолютно идентичных по своим параметрам и характеристикам транзистора на дискретных элементах, дифференциальные усилители изготавливают по интегральной технологии, поскольку такой технологии свойственно хорошее согласование элементов усилителя. Принципиальным достижением планарной технологии явилось создание на одной подложке пары строго согласованных по своим параметрам и характеристикам транзисторов. Степень согласования параметров определяется качеством технологического процесса. Для транзисторов, расположенных на одном кристалле, эквивалентная разность температур переходов может быть доведена до нескольких десятых долей градуса. Столь малая разность температур позволяет серийным интегральным дифференциальным структурам иметь разрешающую способность по постоянной составляющей порядка десятых долей милливольта. Температурный дрейф постоянной составляющей при этом имеет порядок единиц микровольт на

Рис.5.38. Дифференциальный усилитель

При полной симметрии схемы, когда напряжения на входах равны нулю, коллекторные токи транзисторов одинаковы, потенциалы коллекторов левого и правого транзисторов также одинаковы и выходное напряжение между коллекторами транзисторов равно нулю. Любые изменения температуры окружающей среды или флуктуации напряжения питания вызовут одинаковые изменения коллекторных токов и коллекторных напряжений транзисторов. Выходное напряжение между коллекторами при этом останется равным нулю.

Дифференциальный усилитель усиливает разность входных сигналов. У высококачественных дифференциальных усилителей сопротивление резистора

Если напряжения генераторов и Одинаковы, ток Делится пополам между транзисторами усилителя. Напряжения на выходах усилителя при этом равны напряжению баланса:

Если в момент На вход подать положительный сигнал, а на вход напряжение UС2=0, то на выходе транзистора появится усиленный проинвертированный импульс, так как этот транзистор включен по схеме с ОЭ. Транзистор усиливает и не инвертирует входной импульс, так как по отношению к входному сигналу представляет схему с ОБ. На выходах ДУ появятся одинаковые импульсы разной полярности. При этом ток левого транзистора во время действия входного импульса будет увеличиваться, а ток правого транзистора будет уменьшаться. Таким образом, на время действия импульса происходит перераспределение тока I0 между левым и правым транзисторами. Суммарный же ток остается равным I0. Изменение напряжений на выходах транзисторов усилителя для этого случая показано на рис.5.39.

Рис.5.39. Изменение напряжений на выходах ДУ

Если подать положительный импульс на базу правого транзистора, то правый транзистор будет представлять собой схему с ОЭ, а левый транзистор по отношению к входному сигналу – схему с ОБ. Ток правого транзистора будет увеличиваться, а ток левого транзистора – уменьшаться. При этом также происходит перераспределение тока между транзисторами усилителя.

Сигнал управления, прикладываемый между входами усилителя, называется дифференциальным. Если на входы поданы одинаковые сигналы, то такой сигнал называется синфазным. Идеальный дифференциальный усилитель не дает отклика на синфазный сигнал. Реальный дифференциальный усилитель откликается на синфазный сигнал из-за неидеальности генератора тока и неидеальной симметрии схемы. При этом незначительно изменяется уровень тока и напряжение баланса изменяется на величину =.

Обычно под синфазным сигналом понимают сигнал помехи, действующей одновременно на оба входа. Синфазный сигнал может появляться также за счет наводок на оба входа усилителя, за счет нестабильности источников питания, за счет неидеальности генератора тока и неидеальной симметрии схемы усилителя, за счет изменения температуры и других воздействий на усилитель. Синфазный сигнал может присутствовать автоматически в некоторых схемах подачи дифференциального сигнала. В этом случае на входах усилителя происходит суммирование полезного сигнала и синфазного мешающего сигнала. Если сигналы на входах ДУ и неодинаковы, их можно представить в виде комбинации синфазной и дифференциальной составляющих:

, (5.91)

. (5.92)

Решая систему этих уравнений, получим:

, (5.93)

. (5.94)

Различают коэффициент усиления разностного сигнала и коэффициент передачи синфазного сигнала. Коэффициент усиления разностного сигнала равен:

. (5.95)

С учетом крутизны транзистора коэффициент усиления дифференциального сигнала равен, как и у одиночного — каскада по схеме с ОЭ:

. (5.96)

Коэффициент передачи синфазного сигнала равен:

. (5.97)

Коэффициент передачи синфазного сигнала можно выразить через отношение коллекторного и эмиттерного резисторов:

. (5.98)

Поскольку дифференциальный усилитель значительно ослабляет синфазные сигналы. Качество дифференциального усилителя оценивается коэффициентом ослабления синфазного сигнала, который равен отношению

. (5.99)

Величина относительного ослабления синфазного сигнала может быть выражена в логарифмических единицах через коэффициент ослабления синфазного сигнала

(дБ). (5.100)

Коэффициент усиления дифференциального сигнала для одного каскада дифференциального усилителя составляет = 50 100 , а коэффициент передачи синфазного сигнала . Коэффициент ослабления синфазного сигнала для этого случая равен Раз или (-100дБ). для современных дифференциальных усилителей составляет величину () дБ.

Способность дифференциального усилителя различать по входу малые дифференциальные сигналы на фоне больших синфазных помех является одним из его важнейших достоинств.

Для реального ДУ выходное напряжение равно:

. .101)

Оценим уровень синфазного сигнала на выходе ДУ следующим примером.

Пример.

, , , .

Выходное напряжение ДУ будет равно:

Таким образом, погрешность воспроизведения дифференциального сигнала составляет 0,5 Или 0,05%.

Другой характерной особенностью ДУ является низкое значение температурного дрейфа напряжения на выходе. Это обусловлено тем, что температурные изменения напряжений база-эмиттер левого и правого транзисторов воспринимаются усилителем как синфазный сигнал и значительно ослабляются на выходе. Типовая величина температурного дрейфа разности напряжений база-эмиттер для современных ДУ составляет единицы микровольт на градус Цельсия.

Из выражения для коэффициента передачи синфазного сигнала следует, что чем больше , тем сильнее ослабляется синфазный сигнал. Для увеличения в цепь эмиттера включают генератор стабильного тока на транзисторах (рис.5.40), эквивалентное выходное сопротивление которого по переменному току составляет десятки – сотни килоом.

Рис.5.40. Генератор стабильного тока

Выходное сопротивление такого генератора тока велико, так как через резистор Осуществляется последовательная отрицательная обратная связь по току. Поэтому ток стабилен даже при воздействии синфазного сигнала. Для типичного транзистора интегральной схемы разность напряжений база-эмиттер дифференциальной пары Δ. Если пренебречь током базы транзистора генератора стабильного тока, то значение тока можно определить из выражения:

, (5.102)

. (5.103)

Температурные зависимости токов и Будут одинаковыми.

С повышением температуры напряжение уменьшается на 2,5 мВ/1оС, при этом падение напряжения на резисторе будет увеличиваться, и ток будет увеличиваться. Но на переходе диода падение напряжения также уменьшается на 2,5 мВ/1оС. В результате ток увеличивается, а ток базы транзистора уменьшается, препятствуя увеличению тока . Таким образом, ток следит за током. В интегральном исполнении вместо диода ставят транзистор в диодном включении.

Дифференциальный усилительный каскад используется в качестве основного блока в схеме операционного усилителя.

5.8.2. Операционные усилители

Наиболее распространенным классом аналоговых интегральных схем являются монолитные операционные усилители (ОУ). Дифференциальные усилители являются основой схемотехники операционных усилителей. Операционным усилителем называется усилитель постоянного тока с большим коэффициентом усиления постоянного напряжения и с большим входным сопротивлением. Обычно ОУ питается от двухполярного источника питания и имеет два входа и один выход. Один вход называется неинвертирующим, так как фаза сигнала на выходе усилителя совпадает с фазой сигнала, поданного на этот вход. Второй вход называется инвертирующим, так как фаза сигнала на выходе усилителя противоположна фазе сигнала на этом входе.

Термин операционный усилитель, возникший впервые в вычислительной технике, в настоящее время существенно изменил свое первоначальное значение. Если ранее с ним отождествляли понятие «решающий усилитель» и неизменно связывали выполнение математических операций – сложения, интегрирования, вычитания, то сейчас эти функции ОУ, хотя и не утратили своего значения, занимают рядовое место в длиннейшем списке возможных применений ОУ в радиоэлектронике, автоматике, измерительной и вычислительной технике. Широкие возможности производства качественных ОУ открылись с внедрением интегральной технологии, позволяющей в одном кристалле создать множество транзисторов с идентичными характеристиками. По своим свойствам ОУ близок к идеальному усилителю напряжения. Идеальный ОУ должен обладать следующими свойствами:

1. Бесконечно большим входным и нулевым выходным сопротивлением.
2. Бесконечно большим коэффициентом усиления в бесконечно широкой полосе частот.
3. У идеального ОУ не должно быть дрейфовых ошибок (дрейф нуля равен 0).

Эти свойства полностью не могут быть реализованы в реальном ОУ. Однако отсюда можно сделать 2 вывода:

1. Входы идеального ОУ не потребляют ток от источника сигнала, так как входное сопротивление равно бесконечности.

2. Между входами идеального ОУ напряжение управления равно нулю, так как коэффициент усиления равен бесконечности.

Эти два вывода можно сформулировать как принцип виртуального замыкания, который поясняется на рис.5.41. При виртуальном замыкании, как и при обычном, напряжение между замкнутыми зажимами равно нулю. Однако в отличие от обычного замыкания, ток источника сигналов в виртуальное замыкание не ответвляется, а течет через резистор обратной связи. Для тока виртуальное замыкание эквивалентно разрыву цепи. При этом инвертирующий вход (обозначен кружком) можно считать потенциально заземленным.

Рис5.41. Принцип виртуального замыкания

Достоинством ОУ с характеристиками, близкими к идеальным, является то, что он может выполнять большое количество математических операций путем применения пассивных цепей обратной связи, охватывающих усилитель. Если входное и выходное сопротивления усилителя являются соответственно очень высоким и очень низким по отношению к величине сопротивления цепи обратной связи, и если коэффициент усиления достаточно велик, то результирующие характеристики усилителя определяются только параметрами элементов цепи внешней обратной связи.

Структурная схема ОУ показана на рисунке 5.42.

Рис.5.42. Структурная схема ОУ

В ходным каскадом ОУ является дифференциальный усилитель (ДУ), который для уменьшения статических и дрейфовых ошибок и повышения входного сопротивления работает в режиме микроамперных токов и имеет обычно небольшой коэффициент усиления по напряжению (К = 10). Работа в режиме микроамперных токов позволяет обеспечить не только высокое значение входного сопротивления, но и хорошие шумовые параметры, и низкий уровень дрейфа. Для обеспечения высокой стабильности, хорошего подавления синфазной помехи, малого дрейфа нуля в цепи эмиттеров первого ДУ включен генератор стабильного тока. За входным ДУ включается следующий дифференциальный усилитель – усилитель напряжения (УН), который обычно работает с токами эмиттеров транзисторов, имеющих уровень 1 –2 мА, поэтому его коэффициент усиления всегда превышает 100.

Наиболее широкое распространение получили трех — и двухкаскадные ОУ. В ОУ применяют покаскадное соединение дифференциальных усилителей, поэтому из-за отсутствия разделительных конденсаторов на базах второго каскада ДУ будут значительные постоянные составляющие коллекторного напряжения предыдущего каскада. Чтобы предотвратить насыщение транзисторов второго ДУ, потенциалы их эмиттеров должны быть выше потенциала «земли» примерно на ту же величину, что и потенциалы на их базах. Необходимый сдвиг уровня обеспечивает УН. Выходной каскад ОУ представляет собой усилитель мощности, позволяющий получить необходимое усиление по мощности и малое значение выходного сопротивления.

Обычно в ОУ применяют двухполярное питающее напряжение, чтобы обеспечить возможность работы, как с положительными, так и отрицательными входными сигналами. Двухполярное питание облегчает получение на выходе ОУ нулевого потенциала при отсутствии напряжения на входе. Как правило, ОУ работают с напряжениями питания .

Амплитудная характеристика ОУ для инвертирующего и неинвертирующего входов имеет вид, показанный на рисунке 5.43.

Рис.5.43. Амплитудная характеристика ОУ

(1- для инвертирующего входа, 2 – для неинвертирующего входа)

Из амплитудной характеристики видно, что напряжение на выходе ОУ равно нулю, когда входное напряжение равно нулю. В реальном ОУ наблюдается разбаланс, т. е. при Напряжение, которое надо подать на вход ОУ для устранения разбаланса, называется напряжением смещения.

Современные ОУ являются двухкаскадными. Они состоят из сложного входного каскада с повышенным коэффициентом усиления и выходного каскада. АЧХ ОУ аппроксимируют прямыми линиями, изломы которых соответствуют полюсам АЧХ. Такая идеализированная АЧХ называется диаграммой Боде. Двухкаскадный ОУ имеет 2 излома идеализированной амплитудно-частотной характеристики. Чтобы усилитель работал устойчиво, его АЧХ должна быть такой, как у фильтра нижних частот первого порядка, то есть скорость спада АЧХ не должна превышать 20дБ/декаду изменения частоты. Фазовый сдвиг выходного сигнала ОУ должен быть меньше , когда коэффициент усиления . При этом для любого коэффициента обратной связи запас по фазе будет составлять не менее . Это требование выполняется коррекцией частотной характеристики ОУ, причем коррекция производится так, чтобы при АЧХ была аналогична характеристике фильтра нижних частот первого порядка. Корректирующие цепи обеспечивают устойчивость схемы ОУ к самовозбуждению.

На рисунке 5.44 показаны амплитудно-частотная и фазово-частотная характеристики ОУ с частотной коррекцией и без коррекции.

Рис.5.44. АЧХ и ФЧХ операционного усилителя с частотной коррекцией и без коррекции.

Граничной частотой или частотой единичного усиления ОУ называется частота, при которой коэффициент усиления ОУ без обратной связи становится равным 1(0дБ). Для обеспечения стабильности работы ОУ, расширения его динамического диапазона и получения необходимой рабочей полосы частот в ОУ вводят отрицательную обратную связь.

Широко применяются в радиоэлектронной аппаратуре ОУ общего применения К140УД6, К140УД7, К544УД1, К140УД17, К1409УД1, К140УД20, К1401УД1 и другие. Микросхема ОУ К140УД20 содержит в корпусе два ОУ, а микросхема К1401УД1 – четыре ОУ. Набор параметров ОУ содержит около 20 наименований. Эти параметры, приводимые в справочниках, позволяют оценить качество ОУ без его испытания.

Коэффициент усиления современных ОУ составляет сотни тысяч. Так ОУ К140УД17 имеет коэффициент усиления порядка . Коэффициент ослабления синфазного сигнала достигает значений —ДБ. Частота единичного усиления ОУ может составлять 100МГц. Величина дифференциального входного сопротивления ОУ на полевых транзисторах составляет величину Ом, а величина выходного сопротивления – десятки Ом.

5.8.2.1. Схемы включения операционных усилителей

Инвертирующий усилитель

Схема инвертирующего усилителя показана на рисунке 5.45.

Рис.5.45. Инвертирующий ОУ

Входной сигнал подается на инвертирующий вход. Неинвертирующий вход заземляется. Фаза усиленного сигнала на выходе ОУ противоположна фазе входного сигнала. Исходя из принципа виртуального замыкания, можно записать:

. (5.104)

Напряжение на выходе равно:

(5.105)

Коэффициент усиления инвертирующего усилителя равен:

(5.106)

Последнее выражение является достаточно точным, если собственный коэффициент усиления самого ОУ намного больше требуемого коэффициента усиления ОУ с обратной связью. Например, для получения усилителя с коэффициентом усиления 100, коэффициент усиления ОУ без обратной связи должен составлять и выше. Это условие легко обеспечивают современные ОУ.

Неинвертирующий усилитель

Если источник сигналов подключить к неинвертирующему входу, то получим неинвертирующий усилитель, схема которого приведена на рисунке 5.46.

Рис5.46. Неинвертирующий ОУ

Напряжение обратной связи на инвертирующем входе равно:

. (5.107)

Коэффициент обратной связи равен:

(5.108)

Напряжение на выходе ОУ будет равно:

. (5.109)

Откуда:

. (5.110)

Из этого выражения найдем коэффициент усиления неинвертирующего ОУ:

(5.111)

При коэффициент усиления будет равен

(5.112)

Повторитель напряжения

На рисунке 5.47 показана схема повторителя напряжения на ОУ.

Рис.5.47. Повторитель напряжения

Положив в (5.112) , а , получим коэффициент усиления

Напряжение на выходе повторяет входное напряжение.

Интегратор

Если в цепь отрицательной обратной связи включить конденсатор, как показано на рисунке 5.48, то получим схему инвертирующего интегрирующего усилителя, у которого выходное напряжение пропорционально интегралу от входного напряжения.

Рис.5.48. Интегрирующий усилитель

На основании принципа виртуального замыкания можно записать:

. (5.113)

Ток , протекая через резистор, заряжает конденсатор и создает на нем напряжение, которое является выходным:

(5.114)

Подставив значение тока из выражения (5.113) получим:

(5.115)

В отличие от интегрирующей цепочки происходит линейный заряд конденсатора входным током, величина которого определяется резистором R. Если входной сигнал представляет собой переменное напряжение, изменяющееся по косинусоидальному закону, то есть , то формула напряжения на выходе будет иметь следующий вид:

(5.116)

Как видно из этого выражения, амплитуда выходного сигнала обратно пропорциональна круговой частоте . Амплитудно-частотная характеристика интегратора в логарифмическом масштабе имеет вид прямой с наклоном -6дБ на октаву изменения частоты.

Если входное напряжение постоянно, то напряжение на выходе будет равно

, (5.117)

То есть выходной сигнал возрастает со временем. Поэтому эта схема пригодна для формирования пилообразного напряжения.

Дифференциатор

Если в схеме интегратора поменять местами резистор и конденсатор, то получим инвертирующий дифференцирующий ОУ, схема которого приведена на рисунке 4.49.

Рис.5.49. Дифференцирующий усилитель

Напряжение на входе дифференцирующего усилителя равно:

. (5.118)

Ток из этого выражения равен

. (5.119)

Подставив значение тока в выражение (5.118), получим напряжение на выходе дифференцирующего усилителя

(5.120)

Если к входу подключить генератор синусоидального напряжения , то напряжение на выходе будет равно:

(5.121)

Отсюда видно, что амплитудно-частотная характеристика схемы дифференциатора в логарифмическом масштабе представляет собой прямую с наклоном +6дБ на октаву изменения частоты.

Следует отметить, что данная схема становится неустойчивой на больших частотах из-за дополнительного фазового сдвига в цепи обратной связи. Для уменьшения фазового сдвига в цепи обратной связи последовательно с конденсатором включают резистор . Постоянную времени и, следовательно, граничную частоту выбирают так, чтобы на этой частоте усиление цепи обратной связи составляло 1.

Суммирующий ОУ

Ниже на рисунке 5.50 приведена схема суммирующего инвертирующего усилителя.

Рис5.50. Суммирующий усилитель

Этот усилитель суммирует входные токи на резисторе обратной связи. Напряжение на выходе усилителя пропорционально сумме входных токов и равно:

. (5.122)

Такая схема широко применяется в цифро-аналоговых преобразователях для суммирования весовых токов.

Логарифматор

Если в цепь обратной связи включить нелинейный элемент, то получим схему логарифмирующего усилителя, показанную на рисунке 5.51.

Рис.5.51. Логарифмирующий усилитель

В качестве нелинейного элемента используется полупроводниковый диод. Для положительных входных сигналов ток, протекающий через диод, соответствует прямой ветви вольтамперной характеристики диода и равен:

(5.123)

Это равенство достаточно точное при напряжении на диоде .

Из выражения (5.123) напряжение на диоде равно

(5.124)

Поскольку ток, протекающий через диод, равен

, (5.125)

То напряжение на выходе усилителя будет равно:

(5.126)

Из этого выражения видно, что напряжение на выходе операционного усилителя пропорционально логарифму входного напряжения.

Для отрицательных входных сигналов необходимо включить диод в обратной полярности. Вместо диода можно использовать биполярный транзистор в диодном включении.

Антилогарифматор

Если нелинейный элемент включить на входе ОУ, то получим антилогарифмирующий усилитель.

Рис.5.52. Антилогарифмирующий усилитель

Для этой схемы справедливы следующие соотношения:

, (5.127)

, (5.128)

. (5.129)

Подставляя значение тока из (5.129) в (5.128), получим:

. (5.130)

Напряжение на выходе усилителя пропорционально антилогарифму входного напряжения.

Активные фильтры

Реализация фильтров с индуктивностями в области низких частот затруднительна, так как для низкочастотного диапазона необходимы большие катушки, которые сложны в изготовлении и обладают плохими электрическими характеристиками. Применения катушек индуктивностей для фильтров в области низких частот можно избежать, используя -фильтры совместно с операционными усилителями. Такие фильтры называются активными. Высокое значение входного сопротивления ОУ не нагружает -цепь. Необходимо, чтобы ОУ обеспечивал заданный коэффициент усиления как в полосе пропускания, так и за ее пределами для того, чтобы затухание фильтра за пределами полосы пропускания было не меньше заданного.

На рис.5.53 показаны фильтры первого порядка нижних и верхних частот.

а б

Рис.5.53. Активные фильтры первого порядка нижних (а) и верхних (б) частот

АЧХ фильтра нижних частот определяется интегрирующей цепью на входе и описывается выражением

. (5.131)

Фильтр верхних частот является инвертирующим. Его АЧХ определяется дифференцирующей цепью и описывается выражением

. (5.132)

Активные фильтры более высоких порядков можно построить из последовательно соединенных фильтров первого, второго, третьего порядков.

Усилители постоянного тока | Основы электроакустики

Усилители постоянного тока  Общие сведения. Усилители постоянного тока УПТ могут уси­ливать электрические колебания со спектром частот от 0 до fв, оп­ределяемой назначением и условиями работы. По принципу дейст­вия различают усилители прямого усиления и. с преобразованием. В усилителях постоянного тока с преобразованием усиливаемый постоянный ток преобразуется в переменный и усиливается с по­следующим выпрямлением (усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала — МДМ).

Гальваническая связь, хорошо передавая перепады потенциа­лов и медленные изменения токов между каскадами, затрудняет установку режима работы усилительного элемента, вызывает не­стабильность работы самого усилителя. При изменениях напряже­ния источников питания и режимов работы усилительных элемен­тов или их параметров возникают медленные изменения токов, которые через цепи гальванической связи передаются на вход усили­теля и приводят к изменениям выходного сигнала. Эти изменения выходного сигнала неотличимы от изменений, вызванных воздей­ствием полезного сигнала на входе усилителя.

Дрейф нуля и способы его снижения. Изменения выходного напряжения, обусловленные внутренними процессами в усилителе (нестабильностью напряжения источников питания, или параметров активных и пассивных элементов схемы, изменениями температу­ры окружающей среды и т. д.) и не связанные со входным напря­жением, называют дрейфом нуля усилителя. Абсолютный дрейф нуля характеризуется максимальным изменением выходного напря­жения при отсутствии сигнала на входе (при замкнутом входе) усилителя за определенный промежуток времени. Напряжение дрейфа, приведенное ко входу усилителя, равно отношению напря­жения абсолютного дрейфа к коэффициенту усиления усилителя: Uдр.вх = U др.вых.макс/K. Значение этого напряжения ограничивает минимально различи­мый входной сигнал (т. е. определяет чувствительность усилителя). Для нормальной работы усилителя напряжение дрейфа не должно превышать заданного минимального напряжения усиливаемого сиг­нала. Если напряжение дрейфа на входе усилителя окажется того же порядка или больше напряжения сигнала, уровень искажений усили­теля превысит допустимую величину, что может вызвать смещение ра­бочей точки усилителя вне рабочей области характеристик усили­тельного элемента («дрейф нуля»).

Основными способами уменьшения напряжения дрейфа явля­ются:

• стабилизация напряжения или тока всех источников питания, влияющих на режим усилительного каскада;
• применение глубокой ООС;
• компенсация температурного дрейфа элементами с нелиней­ной зависимостью параметров от температуры;
• применение баланс­ных (мостовых) схем;
• преобразование постоянного тока, в перемен­ный и усиление переменного тока с последующим выпрямлением.

Схемы усилителей постоянного тока. Важными задачами при построении схем УПТ являются согласование потенциалов (на вхо­де усилителя, в точках соединения каскадов, и на выходу, при под­ключении нагрузки) и обеспечение стабильности работы при изме­нениях режимов и параметров элементов схемы. Усилители постоян­ного тока могут быть одно- и двухтактными.

В однотактной схеме УПТ прямого усиления на­пряжение сигнала с выхода одного усилительного элемента непо­средственно поступает на вход следующего усилительного элемента. Одновременно с напряжением сигнала на вход следующего усили­тельного элемента (например, V2) поступает напряжение питания цепи предыдущего транзистора VI. Для согласования потенциала коллектора транзистора VI с потенциалом базы последующего кас­када на транзисторе V2 следует скомпенсировать коллекторное на­пряжение первого каскада. С этой целью в эмиттерную цепь V2 включают резистор Raz, в результате чего напряжение смещения цепи базы транзистора V2 Uбэ2 = Uкэ1 + Uэ1 — UЭ2. Для получения требуемого тока коллектора в транзисторе V2 напряжение U3n на резисторе RЭ2 должно превышать напряжение U3i на резисторе Rзь Потенциалы коллекторов последующих транзисторов должны быть высокими. Эти требования выполняются уменьшением сопротивлений Rк и увеличением R3 последующих каскадов, т. е. выбором RK3<Rк2<RK1 и Rэз>RЭ2>Rэ1. При таком выборе резисторов Rк и Ra снижается усиление последующих кас­кадов. Следует учитывать, что резисторы R3i, Raz и Rэз в схеме УПТ не только компенсируют коллекторное напряжение, поступаю­щее на базу, но и осуществляют стабилизацию режима транзисто­ров за счет ООС по току. Благодаря ООС параметры усилителя (Кв, Кт, rвх, rвых) в меньшей степени зависят от параметров тран­зистора и обладают большей стабильностью при их изменениях. Сопротивление R3 последнего каскада обычно выбирают из усло­вий получения необходимой стабильности режима работы, а нуж-ное смещение на базе устанавливают с помощью делителя RоRаз или- стабилитрона V4, подключаемого к цепи эмиттера (как пока­зано на рисунке пунктирной линией). Если эмиттерный ток транзистора меньше рабочего тока стабилитрона, в схему (для обеспе­чения его номинального режима) дополнительно вводят резистор rq. Балансные схемы в сочетании со взаимной компенсацией, глу­бокой ООС и термокомпенсацией нелинейными элементами позво­ляют значительно увеличить стабильность УПТ. В большинстве случаев балансные схемы усилителей выполняют двухтактными. Для уменьшения дрейфа нуля применяют балансные схемы усилителей параллельного и последовательного типа. В схеме параллельного балансного каскадакол­лекторные резисторы RK1 и RК2 и внутренние сопротивления транзисторов образуют четыре плеча моста. К одной диагонали моста между цепями коллектор — эмиттер подключается напряжение пи­тания, а к другой (между коллекторами) — нагрузка. Входной уси­ливаемый сигнал прикладывается к базам обоих транзисторов. При RK1=RK2 и идентичных транзисторах плечи моста симметричны. Если сигнал на входе схемы отсутствует (Uи=0), разность потен­циалов между коллекторами VI и V2 также равна нулю. Если Uвх=/=0, потенциалы на коллекторах транзисторов получают одинаковые по величине, но разные ло знаку приращения (AUK1 = .=. — АUка), вследствие чего , в нагрузке появляется ток. Балансные каскады парал­лельного типа могут быть ис­пользованы в качестве первых высокостабильных каскадов многокаскадных усилителей, а также в качестве выходных каскадов, если нужно получить симметрично изменяющееся напряжение (например, для отклоняю­щих пластин осциллографической трубки) или симметрично изменяющийся ток (например, для отклоняющих катушек электронно-лучевых трубок, обмоток реле). Высокая стабильность выходных данных объясняется тем, что изменения режима (темпе­ратуры, напряжения источника) в симметричной схеме приводят к одинаковым изменениям потенциалов на коллекторах, поэтому вы­ходное напряжение и ток в нагрузке не меняются. В симметричной схеме ток через резистор R9 можно считать не измененным (АIэ1= — АIэ2). Следовательно, обратная связь в схеме не возникает. Регулировкой сопротивления резистора связи R1 с отводом средней точки можно уменьшить колебания токов коллекторов. Резистор R1, являясь сопротивлением обратной свя­зи, снижает усиление, однако предотвращает закрывание одного из транзисторов при малейшем разбалансе базовых потенциалов, чем расширяет динамический диапазон входных сигналов. Балансные каскады последовательного типа на транзисторах распрортранения не получили, поскольку обладают большим дрей­фом нуля. Усилители постоянного тока прямого усиления обеспечивают усиление сигналов лишь в сотни микровольт и выше. Для усиления более слабых сигналов используют УЛТ с преобразованием посто­янного тока в переменный с последующим усилением и выпрямле­нием..

Усилители постоянного тока (стр. 1 из 6)

Усилителями постоянного тока (УПТ) называются устройства, предназначенные для усиления медленно изменяющихся сигналов вплоть до нулевой частоты. На рис. 1 приведена АЧХ для усилителя постоянного тока. Отличительной особенностью УПТ является отсутствие разделительных элементов, предназначенных для отделения усилительных каскадов друг от друга, а также от источника сигнала и нагрузки по постоянному току.

Таким образом, для осуществления передачи сигналов частот, близких к нулю, в УПТ используется непосредственная (гальвани­ческая) связь. Непосредственная связь может быть использована и в обычных усилителях переменного тока с целью уменьшения числа элементов, простоты реализации в интегральном исполне­нии, стабильности смещения и т. д. Однако такая связь вносит в усили­тель ряд специфических особенностей, за­трудняющих как его выполнение, так и эк­сплуатацию. Хорошо передавая медленные изменения сигнала, непосредственная связь затрудняет установку нужного режима покоя для каждого каскада и обусловливает нестабильность их работы.

При разработке УПТ приходится решать две основные проблемы: согласование потенциальных уровней в соседних каскадах и уменьшение дрейфа (нестабильности) выходного уровня напряжения или тока.

Применение усилительных каскадов в УПТ ограничивается дрей­фом нуля. Дрейфом нуля (нулевого уровня) называется самопроиз­вольное отклонение напряжения или тока на выходе усилителя от начального значения. Этот эффект наблюдается и при отсутствии сигнала на входе. Поскольку дрейф нуля проявляется таким образом, как будто он вызван входным сигналом УПТ, то его невозможно отличить от истинного сигнала. Существует достаточно много физических причин, обусловлива­ющих наличие дрейфа нуля в УПТ. К ним относятся нестабиль­ности источников питания, температурная и временная нестабиль­ности параметров транзисторов и резисторов, низкочастотные шумы, помехи и наводки. Среди перечисленных причин наиболь­шую нестабильность вносят изменения температуры, вызывающие дрейф. Этот дрейф обусловлен теми же причинами, что и не­стабильность тока коллектора усилителя в режиме покоя изменениями I_кбо, U_бэ0 и B. Поскольку температурные изменения этих параметров имеют закономерный характер, то в некоторой степени могут быть скомпенсированы. Так, для уменьшения абсолютного дрейфа нуля УПТ необходимо умень­шать коэффициент нестабильности S_нс.

Абсолютным дрейфом нуля

В усилителях переменного тока, естественно, тоже имеет место дрейф нуля, но так как их каскады отделены друг от друга разделительными элементами (например, конденсаторами), то этот низкочастотный дрейф не передается из предыдущего каскада в последующий и не усиливается им. Поэтому в таких усилителях (рассмотренных в предыдущих главах) дрейф нуля минимален и его обычно не учитывают. В УПТ для уменьшения дрейфа нуля, прежде всего, следует заботиться о его снижении в первом каскаде. Приведенный ко входу усилителя температурный дрейф снижа­ется при уменьшении номиналов резисторов, включенных в цепи базы и эмиттера. В УПТ резистор R_Э большого номинала может создать глубокую ООС по постоянному току, что повысит стабильность и одновременно уменьшит K_U для рабочих сигналов постоянного тока. Поскольку здесь K_U пропорционален S_нс, то величина е_др оказывается независимой от S_нс. Минимального значения е_др можно достичь за счет снижения величин Rэ, R_б и R_r. При этом для кремниевых УПТ можно получить

Следует подчеркнуть, что работа УПТ может быть удовлетво­рительной только при превышении минимальным входным сигна­лом величины Сдр. Поэтому основной задачей следует считать всемерное снижение дрейфа нуля усилителя.

С целью снижения дрейфа нуля в УПТ могут быть использова­ны следующие способы: применение глубоких ООС, использование термокомпенсирующих элементов, преобразование постоянного тока в переменный и усиление переменного тока с последующим выпрямлением, построение усилителя по балансной схеме и др.

Однотактные УПТ прямого усиления по сути своей являются обычными многокаскадными усилителями с непосредственной связью. В таком усилителе резисторы R_э1 и R_э2 не только создают местную последователь­ную ООС по току, но и обеспечивают необходимое напряжение

последующего каскада. Необходи­мость повышения потенциалов эмиттера от каскада к каскаду обусловлена тем, что за счет непосредственной связи потенциал коллектора у каждого последующего транзистора оказывается выше, чем у предыдущего.

Обеспечить необходимый режим покоя в каскадах рассматриваемого усилителя можно и за счет последовательного уменьшения номиналов коллекторных резисторов от каскада к каскаду (R_к1 > R_к2). Однако в этом случае, как и в рассмотренном выше, будет падать усиление УПТ.

При разработке УПТ целесообразным является выбор эмиттерных резисторов по заданным значениям коэффициентов усиления и S_нс, а рабочие напряжения

При разработке УПТ необходимо обеспечивать согласование потенциалов не только между каскадами, но и с источником сигнала и нагрузкой. Если источник сигнала включить на входе усилителя между базой первого транзистора и общей шиной, то через него будет протекать постоянная составляющая тока от источника питания E_K. Для устранения этого тока обычно включают генератор входного сигнала между базой транзистора Т1 и средней точкой специального делителя напряжения, образованного резисторами R₁ и R₂. На рис. 3 приведена принципиальная схема рассматриваемого входного каскада УПТ прямого усиле­ния. При правильно выбранном делителе потенциал его средней точки в режиме покоя равен потенциалу покоя на базе первого транзистора.

Нагрузка усилителя обычно включается в диагональ моста, образованного элементами выходной, цепи УПТ. На рис. 4 приведена принципиальная схема такого выходного каскада УПТ. Рассматриваемый здесь способ включения нагрузки используется для получения U_н=0 при Е_r=0. Номиналы резисторов R₃ и R₄ выбираются таким образом, чтобы напряжение средней точки делителя равнялось напряжению на коллекторе выходного транзистора в режиме покоя. При этом в нагрузке для режима покоя не будет протекать тока. В каждом каскаде УПТ прямого усиления за счет резисторов в цепи эмиттера образуется глубокая ООС. Поэтому для определения входного сопротивления K_uoc каскада ОЭ здесь можно пользоваться формулами

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

УПТ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ

Высокое входное сопротивление, малый температурный дрейф (в термостабильной точке), низкий уровень шумов позволяют использовать ПТ в схемах усилителей постоянного тока. Наличие термостабильной точки у полевых транзисторов выгодно отличает их от электронных ламп и биполярных транзисторов, используемых в УПТ.

Рис. 1. Простейшие схемы УПТ. а — истоковый повторитель; б — истоковый повторитель с компенсацией дрейфа тока затвора.

В этом параграфе будут рассмотрены простейшие схемы УПТ, а также более сложные балансные каскады на полевых транзисторах.

Полевой транзистор при токе стока, соответствующем точке «нулевого» дрейфа, в схеме простейшего УПТ (рис. 1, а) может иметь очень малый дрейф. Так, при изменении температуры окружающей среды от +10 до +100°C приведенный ко входу дрейф может быть менее 100 мкВ, что соответствует среднему дрейфу 1 мкВ/°С во всем диапазоне температур [2]. Таких результатов можно достигнуть, конечно, при очень тщательной установке, термостабильной точки.

При смене транзисторов без дополнительной подстройки появится дрейф, если новый транзистор не будет иметь точно такое же Uотс, что и прежний.

Достоинство выбора рабочей точки ПТ с нулевым дрейфом по сравнению с другими методами компенсации состоит в том, что используется компенсация встречно направленных явлений внутри одного транзистора.

При большом сопротивлении резистора в цепи затвора R3 появляется дополнительный дрейф, обусловленный током затвора. Этот дрейф можно скомпенсировать с помощью диода и резистивного делителя в схеме, изображенной на рис. 1, б. Здесь обратный ток диода Д1, протекая через резистор R2, создаёт на нём падение напряжения, равное и противоположное напряжению, создаваемому обратным током затвора на резисторе R3. В результате компенсации дрейф может быть снижен до 2 мВ и менее в диапазоне температур от -25 до +100°С.

Рис. 2. Принципиальные схемы балансных усилителей. а — дифференциальный усилитель; б — разностный каскад с генератором тока в нагрузке; в — последовательный балансный каскад.

Для больших значений тока стока I_c, когда режим ПТ далёк от оптимального с точки зрения температурной стабильности, можно получить коэффициент усиления порядка 15-30 при Rвых≈Rc = 10…20 кОм. Коэффициент усиления такого же порядка можно получить и от ПТ с малым напряжением отсечки (т. е. при малых токах стока) в термостабильной точке, однако Rc в этом случае оказывается равным 100-200 кОм, a Rвых=R_i||Rc>50…100 кОм. Столь большие значения Rвых приводят к сужению полосы пропускания усилителя до 10-20 кГц [3].

Для расчета температурного дрейфа усилителей на полевых транзисторах с управляющим p-n переходом можно воспользоваться формулами, приведенными в [5].

Наилучшим способом компенсации дрейфа УПТ с непосредственной связью является использование согласованных пар полевых транзисторов, включенных по схеме дифференциального усилителя (рис. 2, а).

Особенностью балансных усилителей постоянного тока на ПТ является то, что для получения минимального дрейфа приходится использовать режим микротоков. Это в свою очередь обусловливает трудность получения высокого коэффициента усиления и широкой полосы пропускания балансных каскадов.

В [3] показано, что дрейф балансных каскадов можно определить по выражению

(1)

где ρ — удельное электрическое сопротивление кремния; Т — абсолютная температура;

Из соотношения (1) видно, что дрейф балансных каскадов зависит от величины Iс и разброса параметра, определяемого выражением

(2)

Таким образом, получение приемлемого значения приведённого дрейфа сопряжено со значительными трудностями: необходимостью использования транзисторов в режиме очень малых токов стока Iс и отбором в пары по параметру ξ, не поддающемуся прямому измерению.

Использование ПТ в режиме микротоков приводит к проблеме получения коэффициента усиления больше нескольких единиц при ограниченных номиналах источников питания. Один из возможных путей решения этой проблемы-использование схем по типу рис. 33, б, где биполярный транзистор в режиме генератора тока создает эквивалентное сопротивление в несколько мегаом в цепи стока Т2. По данным [3] такой каскад для полевых транзисторов с Uотс≤2 В и Ic0≤0,5 мА обеспечивает усиление около 30 при Ic≈30 мкА. Среднее значение приведенного ко входу дрейфа составляет 100-200 мкВ/°С.

Разбаланс по сопротивлениям R1 и R2 (рис. 33, б) не играет в этой схеме существенной роли благодаря автоматической установке режима биполярного транзистора Т3.

Коэффициент усиления разностного каскада, изображённого на рис. 33, б, можно определить, используя μ=R_iS_макс как основной параметр усиления, потому что полевые транзисторы сохраняют значение μ приблизительно постоянным в широком диапазоне изменения Iс. Тогда усиление разностного каскада можно определить по приближенной формуле [4]

(3)

где r_к — выходное сопротивление каскада на транзисторе Т3 по схеме с общей базой.

В том случае, когда необходим усилитель постоянного тока с несимметричными входом и выходом, можно использовать последовательно-балансный каскад, принципиальная схема которого изображена на рис. 33, е. Схема отличается простотой и невысокой критичностью к подбору транзисторов в пары. Ток в рабочей точке целесообразно выбирать в пределах 0,1-0,2 мА. Усиление в области низких частот на холостом ходу

Ки ≈ μ/2      (4)

При R1=R2=30 кОм (рис. 2, б), Eпит=24 В и использовании полевых транзисторов типа КП103Ж получен коэффициент усиления Ки = 15 при приведённом ко входу дрейфе меньше 150 мкВ/°С.

Рис. 3. Схемы комбинированных балансных усилителей.
а — параллельно-балансного; б — последовательно-балансного.

Приведенные на рис. 2 схемы имеют высокое выходное сопротивление (200-500 кОм) и узкую полосу пропускания (10-20 кГц).

Повышение усиления и расширение полосы пропускания может быть достигнуто путем использования комбинации полевых и биполярных транзисторов. У таких комбинированных каскадов (рис. 3) можно получить коэффициент усиления примерно 200 при дрейфе, приведенном ко входу, 50-100 мкВ/°С [4].

Для расширения полосы пропускания и для получения нулевого уровня на выходе усилителя прибегают к усложнению принципиальной схемы УПТ [7].

Отметим, что отбор пар полевых транзисторов облегчается тем, что между S_m, U_отс и I_c0 существует достаточно однозначное соответствие, позволяющее вести отбор по одному, максимум по двум параметрам.

Подробные сведения о подборе одиночных полевых транзисторов в пары для дифференциальных усилителей можно найти в [6], где автор анализирует взаимосвязь параметров отдельных транзисторов, входящих в пару, с температурным дрейфом и смешением нуля пары, предлагает способ подбора, качественно связывающий критерий подбора и заданные величины температурного дрейфа и смещения нуля.

ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ В УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

При необходимости измерения очень слабых сигналов постоянного тока (единиц микровольт) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за их высокого дрейфа. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (М-ДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающих напряжений и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях М-ДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью специального устройства (модулятора М) в переменный, затем полученный сигнал усиливается усилителем переменного тока (У), после чего детектируется демодулятором ДМ. После демодулятора обычно включается фильтр нижних частот ФНЧ, на выходе которого выделяется усиленный сигнал постоянного тока, пропорциональный входному (рис. 4).

Рис. 4. Структурная схема усилителя М-ДМ.

Так как усиление на постоянном токе заменяется усилением на переменном токе, то дрейф всего усилителя определяется только изменением нулевого уровня выходного напряжения модулятора.

Следующие свойства полевых транзисторов делают их во многих случаях незаменимыми в модуляторах УПТ с преобразованием:

практическое отсутствие статического напряжения смещения нуля;

малый обратный ток затвора закрытого транзистора, обеспечивающий малый дрейф по току и напряжению; малая мощность управления затвором; большой срок службы.

Рассмотрим причины, ухудшающие качественные показатели усилителей М-ДМ с модуляторами на полевых транзисторах: дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи, используя при этом те же эквивалентные схемы и ключевые параметры ПТ, которые были приведены ранее.

Дрейф нулевого уровня модулятора с ПТ обусловлен изменением обратного тока затвора Iз, который зависит от величины управляющего напряжения на затворе и сопротивление затвор — канал. При малом значении тока Iз и высокой частоте преобразования дрейф нулевого уровня зависит также от изменения тока помехи. Остаточный ток ПТ с p-n переходом зависит от температуры, как уже говорилось выше, по экспоненциальному закону. Практически можно с достаточной степенью точности считать, что ток затвора для кремниевых приборов удваивается на каждые 10-12° С.

Рис. 5. Принципиальные и эквивалентные схемы модуляторов на ПТ.
а — параллельного модулятора; б — последовательного модулятора; в — параллельно-последовательного модулятора.

Вследствие наличия сопротивления источника сигнала и сопротивления замкнутого ключа изменение остаточного тока вызывает дрейф нулевого уровня по напряжению. При отсутствии входного сигнала напряжение дрейфа, приведенное ко входу, можно определить по схеме рис. 5, а, из условия, что напряжение на входе преобразователя одинаково при замкнутом и разомкнутом ключе [1]:

откуда

Поскольку для полевых транзисторов выполняется условие

r_з>>r_к, то

Uдр ≈ ΔI_з(R_i+r_к)      (5)

где ΔI_з — изменение остаточного тока, вызванное нестабильностью управляющего напряжения, изменением емкости затвор — канал и другими причинами.

Таким образом, при использовании ПТ в модуляторах высокочувствительных УПТ необходима компенсация остаточных токов и напряжений. При использовании МОП-транзисторов, у которых значение тока затвора на 2-4 порядка меньше, чем у ПТ с p-n переходом, компенсация остаточного тока обычно не требуется.

Другой причиной, вызывающей дрейф и снижающей чувствительность УПТ, является коммутационная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет прохождения управляющего напряжения через ёмкости Сз.с и Сз.и. Эта помеха ограничивает частоту коммутации порядка 500-2000 Гц для ПТ с управляющим p-n переходом (в некомпенсированных модуляторах). Величина помехи зависит от сопротивлений канала открытого и закрытого транзистора, от значения и формы управляющего напряжения и, как уже говорилось выше, от ёмкости затвора.

Заметим, что на дрейф нулевого уровня оказывают влияние также паразитные термо-э.д.с, возникающие в местах соединений разнородных металлов. Для их уменьшения следует внимательно относиться к выбору металлов соединительных проводников, обеспечивающих минимальную термо-э.д.с, тщательно термоизолировать входные цепи, выравнивать температуры в местах соединений, использовать при пайке специальные припои и т. д. Проведение указанных мероприятий позволяет снизить термо-э.д.с. приблизительно до 1 мкВ/°С [8].

В модуляторах, выполненных на полевых транзисторах, используются управляющие напряжения различной формы: синусоидальные, трапециевидные и прямоугольные. Напряжение прямоугольной формы предпочтительно, так как оно может быть меньше, чем напряжение других форм. При использовании полевых транзисторов с управляющим p-n переходом прямоугольные импульсы управляющего напряжения должны быть однополярными.

СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ

В зависимости от схемы включения транзисторных ключей модуляторы делятся на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные; по цикличности работы — однотактные и двухтактные; в зависимости от типа нагрузки — резистивные, индуктивные и трансформаторные.

Параллельный модулятор предназначен для работы с высокоомным источником напряжения. Его принципиальная и эквивалентная схемы приведены на рис. 36, а.

Чувствительность преобразователя к входному сигналу Sc определяется как отношение эффективного значения первой гармоники выходного напряжения к постоянному напряжению на входе [8]. Для сравнительно низких частот преобразования f<1/2πC_зс(R_i+r_к) и R_i>>r_к можно считать

S_{c макс} ≈ 1,41/π = 0,45     (6)

Для низких частот управляющего напряжения U_упр амплитуда помехи на выходе модулятора вычисляется по формуле

    (7)

где U1 — напряжение на емкости С_з.с в момент запирания транзистора.

Максимальная рабочая частота управляющего напряжения выбирается по условию [8]

f_макс < U_c/(U_отсπC_з.сR_i),      (8)

где U_c — напряжение входного сигнала.

Из условия (8) видно, что для повышения максимальной частоты управляющего напряжения необходимо выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и малой проходной емкостью.

Принципиальная и эквивалентная схемы последовательного модулятора приведены на рис. 36, б. При постоянной времени цепи нагрузки τ_н=R_н(C_н+С_з.с) и сравнительно низкой частоте преобразования f<1/(2πτ_н) максимальная чувствительность последовательного модулятора к полезному сигналу, как и в случае параллельного модулятора,

S_{с макс} ≈ 0,45.

Для повышения чувствительности целесообразно увеличивать входное сопротивление усилителя переменного тока, а для снижения помехи на выходе модулятора следует выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и по возможности минимальное значение управляющего напряжения.

Наиболее широкое распространение получил последовательно-параллельный модулятор, обладающий лучшими характеристиками по сравнению с параллельным и последовательным преобразователями. В таком модуляторе изменение внутреннего сопротивления источника сигнала относительно слабо влияет на основные характеристики модулятора, а благодаря разнополярному управлению ключами происходит частичная компенсация помехи в нагрузке.

Принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора приведена на рис. 36, в.

Чувствительность последовательно-параллельного модулятора к полезному сигналу

    (9)

Амплитуда напряжения помехи на выходе модулятора

     (10)

где индексы «1» и «2» означают, что соответствующие обозначения относятся к транзисторам Т1 или Т2.

Преобразователи малых напряжений постоянного тока с ПТ могут выполняться по трансформаторной схеме. Такие схемы обеспечивают наиболее высокую чувствительность и хорошее согласование с источником сигнала при условии выполнения трансформатора с требуемой степенью симметрии. На рис. 37, а представлена одноактная последовательная схема преобразователя с входным трансформатором. Выходной сигнал появляется при замкнутом ключе [1].

Рис. 6. Трансформаторные модуляторы на ПТ.
а — однотактный последовательный модулятор; б — двухтактный балансный модулятор.

Двухтактная балансная схема с входным трансформатором (рис. 6, б) состоит из двух однотактных, управляемых противофазными сигналами. При точной балансировке с помощью подстроенных конденсаторов С1 и С2 двухтактная схема позволяет существенно снизить остаточную помеху. Однотактная балансная схема используется для измерения напряжения до 0,2 мкВ при сопротивлении источника сигнала менее 40 кОм. Дрейф нулевого уровня схемы (в течение нескольких дней) не превышает 0,3 мкВ при частоте преобразования 250 Гц. Двухтактная схема с входным трансформатором, работающая на частоте 250 Гц, позволяет получить полную нестабильность нулевого уровня (в течение трех недель) менее 0,05 мкВ [42].

МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ОСТАТОЧНЫХ ПАРАМЕТРОВ

Существует достаточно много методов и схемных решений, позволяющих уменьшить дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи. В этом параграфе рассмотрены лишь некоторые методы устранения остаточных параметров

Компенсацию остаточного тока можно произвести включением плоскостного диода с характеристикой обратного тока, близкой к характеристике остаточного тока ПТ по схеме рис. 38, а. Поскольку остаточный ток ПТ зависит от управляющего напряжения, то компенсирующий диод также подключается к этому источнику. Полную компенсацию в такой схеме осуществить невозможно, поскольку необходимо осуществлять подбор компенсирующего диода и точную установку напряжения на нем. Практически такая схема обеспечивает снижение дрейфа нулевого уровня по току до 5*10^-10 А и по напряжению до 0,5 мкВ в диапазоне температур 20-70° С [6].

Требуемое значение компенсирующего тока без подбора диода Дк может быть получено при помощи делителя R1 и R2 (рис. 7, б). В этой схеме обратный ток диода должен превышать ток утечки затвора ПТ. Недостатком является шунтирование делителя канала полевого транзистора. При подключении компенсирующего диода к источнику постоянного напряжения дрейф нулевого уровня составляет 5-15 мкВ в диапазоне температур 20-60° С. Необходимого значения компенсирующего тока диода можно достигнуть, используя дополнительные приемы: подбор диода, изменение амплитуды напряжения, подаваемого на диод, включение делителя тока, как показано на рис. 7, б [10].

Рис. 7. Схемы компенсационных модуляторов.
а, б, в — модуляторы с компенсацией остаточного тока; г, д -модуляторы с компенсацией коммутационной помехи.

Существенное влияние на работу модулятора оказывает помеха, проходящая в цепи управления через емкость затвор — канал. Эквивалентное напряжение помехи, обусловленное указанной емкостью, пропорционально напряжению управления, сопротивлению источника сигнала, частоте преобразования и значению емкости. Компенсацию тока помехи I_п можно осуществить включением дополнительного конденсатора С_к в схеме на рис. 7, г. Здесь удается скомпенсировать только помеху основной частоты, однако существенное влияние на работу модулятора оказывают также помехи высших гармоник.

Практически такая схема компенсации снижает напряжение помехи до 1-2 мВ [1].

Если модулятор управляется напряжением прямоугольной формы, то сигнал помехи имеет вид коротких, но больших по амплитуде (до 150-200 мВ) импульсов, которые могут вызвать насыщение усилителя, включённого на выходе модулятора, и смещение нулевого уровня.

На рис. 7, д представлена однотактная параллельная схема, в которой выход модулятора подключается к дифференциальному входу операционного усилителя. В этой схеме исток ПТ подключается к общей точке через балансирующее сопротивление R2. Для окончательной регулировки вводится подстроечный конденсатор С_п. Введение внешнего подстроечного конденсатора не ухудшает температурной стабильности схемы, так как ёмкости

ПТ имеют низкий температурный коэффициент (0,02%/°С) [1]. В сбалансированной схеме, т. е. при R1=R2 и C_з.и=С_з.с, остаточное напряжение помехи практически отсутствует.

Некоторое снижение помех достигается применением модулятора с последовательно-параллельным включением ПТ (рис. 5, в). Основные характеристики этой схемы были приведены ранее. Использование в последовательно-параллельном модуляторе управляющих напряжений противоположной полярности приводит к некоторой компенсации остаточного напряжения помехи. Полной компенсации получить нельзя из-за неидентичности ПТ, работающих в паре, и зависимости ёмкостей затвор — канал от величины управляющего напряжения.

На рис. 8 изображена принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора [11] с компенсацией импульсной помехи, для чего между коммутирующей цепью и сигнальной включена цепь компенсации, состоящая из резисторов R1-R4 конденсатора С2 и диода Д1 Модулятор коммутируется напряжением прямоугольной формы с частотой 1 кГц. По данным [1] модулятор обладает следующими параметрами: порог чувствительности около 5 мкВ, температурный дрейф в диапазоне температур -5..60°С не более 0,1 мкВ/°С, временной дрейф ±2 мкВ за 8 ч непрерывной работы.

Рис. 8. Практическая схема модулятора на полевых транзисторах с компенсацией импульсной помехи.

УСИЛИТЕЛЬ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА КАНАЛА М-ДМ

Усилитель переменного тока канала М-ДМ должен иметь:

необходимый коэффициент усиления с требуемой стабильностью;
полосу пропускания, верхняя и нижняя границы которой отличаются от несущей частоты не менее чем в 5 раз;
большое входное сопротивление; малый уровень низкочастотных шумов; быстрое затухание переходного процесса после перегрузок.

Рис. 9. Схема усилителя несущей с разделенной нагрузкой.

Перечисленные требования сравнительно легко выполнить. Так как частота коммутации (модуляции) редко превышает 10-20 кГц, то в качестве усилителей переменного тока канала М-ДМ могут быть использованы почти все схемы УНЧ.

Применение полевые транзисторов во входных каскадах усилителей переменного тока позволяет получать входные сопротивления до десятков мегаом (в зависимости от частоты модуляции), что обеспечивает коэффициент преобразования М-ДМ систем, близкий к коэффициенту преобразования собственно модуляторов. Использование микросхем типа К2УС261-К2УС264 в качестве усилителей переменного тока позволяет сократить габариты и повысить надежность УПТ М-ДМ в целом.

В случае использования двухтактных модулятора и демодулятора целесообразно во входном каскаде усилителя несущей применять дифференциальную схему, а на выходе — каскад с разделенной нагрузкой. Принципиальная схема такого усилителя переменного тока изображена на рис. 9 [13]. Связь между каскадами непосредственная.

Термостабилизация достигается введением местных обратных связей и использованием дифференциальных усилителей. Для получения одинаковых выходных сопротивлений усилителя последовательно с выходом 1 установлен резистор R17.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

На рис. 10 приведена схема УПТ М-ДМ с использованием микросхем [12]. Особенность схемного решения этого усилителя состоит в том, что компенсация переходных процессов от перезаряда входных емкостей усилителя осуществляется не в модуляторе, а в первом каскаде усилителя несущей частоты. Компенсация достигается за счет того, что часть входного сигнала подается через переменный резистор R3 и конденсатор С1, минуя модулятор, на второй вход дифференциального усилителя К1УТ221А. При равенстве огибающей переходного процесса на одном входе дифференциального усилителя экспоненциальному напряжению на другом его входе в выходном напряжении будут полностью скомпенсированы переходные процессы. Равенство указанных напряжений достигается регулировкой R3. Переходные процессы будут скомпенсированы при выполнении двух условий: равенстве постоянных напряжений на конденсаторах С1 и С2 в начальный момент времени при любых изменениях Uвх и равенстве постоянных времени входных цепей дифференциального усилителя.

Рис. 10. Схема УПТ с преобразованием на ПТ и микросхемах.

Модулятор усилителя собран по последовательно-параллельной схеме на полевых транзисторах типа КП103. Делитель, изменяющий масштаб входного напряжения Uвх, состоит из потенциометра R3 и составного эмиттерного повторителя, служащего для развязки низкоомного потенциометра от источника входного сигнала. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты (40 кГц) собран на трёх микросхемах типа К1УТ221А, коэффициент усиления каждого каскада регулируется резисторами обратной связи, помеченными на принципиальной схеме звездочками (R4, R6, R8, R10, R12, R14).

Упрощенная схема УПТ М-ДМ с модулятором и демодулятором на полевых транзисторах приведена на рис. 11 [14].

Рис. 11. Упрощенная схема УПТ М-ДМ.

Последовательно-параллельный модулятор на транзисторах Т1 и Т2 позволяет несколько понизить напряжение помех, возникающих при переключении ПТ. В качестве усилителя несущей частоты используется микросхема К2УС261, входной каскад которой выполнен на полевом транзисторе; это обеспечивает хорошее согласование между модулятором и усилителем несущей. Демодулятор УПТ выполнен также на полевых транзисторах, что позволило обойтись без фазирующего трансформатора в цепи управления.

Вместо обычного RC-фильтра нижних частот в УПТ используется активный фильтр-интегратор. В этом случае коэффициент усиления несущей частоты может быть снижен в Ки раз (Ки — коэффициент передачи активного фильтра-интегратора) и соответственно увеличена устойчивость всего УПТ [14].

Усилитель охвачен отрицательной обратной связью, которая с выхода активного фильтра вводится в цепь истока полевого транзистора Т2, причём коэффициент усиления УПТ определяется глубиной ООС и может регулироваться с помощью потенциометра R10.

Баланс нуля УПТ и регулирование уровня выходного сигнала осуществляется потенциометром R5 на входе активного фильтра-интегратора.

По данным [14] УПТ имеет следующие параметры: коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью около 10⁶; дрейф нуля, приведенный ко входу за 7 ч. 2,0 мкВ, порог чувствительности 0,2 мкВ; температурный дрейф (в диапазоне температур +20…60°С) 0,2мкВ/°С.

В заключение отметим, что использование полевых транзисторов в схемах УПТ с М-ДМ позволяет улучшить метрологические характеристики, уменьшить габариты и массу, повысить надежность, а применение комплементарных схем с ПТ позволит в дальнейшем создавать схемы УПТ с преобразованием полностью в интегральном исполнении.

А.Г. Милехин

Литература:

1. Александров В. С, Прянишников В. А. Приборы для измерения малых напряжений и токов. М., «Энергия», 1971.
2. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
3. Гальперин М. В., Злобин Ю. П., Павленко В. А. Транзисторные усилители постоянного тока. М., «Энергия», 1972.
4. Гальперин М. В., Злобин Ю, П., Мелехова Г. Н. Полевые транзисторы КП102 в схемах усиления постоянного тока. — В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
5. Немчинов В. M., Сиколенко С. Ф. Температурный дрейф усилителя на полевом транзисторе с р-п-переходом. — «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи», вып. 4, М., «Связь», 1969.
6. Голованов В. М. Подбор ПТ в пары для дифференциальных усилителей. — «Интегральные схемы», вып. 5. Новосибирск, «Наука», 1973.
7. Немчинов В. М. Параллельный балансный каскад на ПТ.- «Микроэлектроника», вып. 6. М., «Советское радио», 1973.
8. Назарян К. X., Прянишников В. А. Преобразователи напряжения и тока на полевых транзисторах. ЛДНТП, 1973.
9. Hitt J. J., Mosley G. FET chopper circuits for low lewel signals. — «IЕЕЕ Internat. Conf. Record», 1967, pt. 8.
10. Беленький Б. И., Минц М. Б. Высокочувствительные усилители постоянного тока с преобразователями. Л., «Энергия», 1970.
11. Калинчук Б. А., Пичугин О. Р. Модуляторы малых сигналов. М., «Энергия», 1972.
12. Ворожейкин А. И., Добровинский И. Р., Ломтев Б. А. Измерительный усилитель с модуляцией входного сигнала. — «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 6.
13. Полонников Д. Е. Решающие усилители. М, «Энергия», 1973.
14. Хононзон Г. А, Гаркуша О. И., Лебакин Н. А. Высокостаьильный усилитель постоянного тока. — «Приборы и системы управления», 1974, №1

BACK MAIN PAGE

Особенности усилителей постоянного тока | Техника и Программы

Схема усилителя

Узким местом в усилителях без разделительных конденсаторов являются допустимые значения напряжений в схеме. В частности, весьма желательно, чтобы в отсутствие сигнала потенциал как на входе, так и на выходе был равен потенциалу земли. Это означает, конечно, что выходное напряжение в режиме покоя больше не может равняться половине напряжения питания (V_cc) относительно земли (О В). Может показаться, что в связи с этим ограничением возникает проблема, ведь до сих пор мы предполагали, что начальное значение выходного напряжения должно равняться V_cc/2, чтобы были возможны отклонения сигнала как в положительную, так и в отрицательную сторону. Применительно к усилителям постоянного тока эта проблема решается путем применения двух симметричных источников питания: положительного и отрицательного (в этом случае говорят, что схема работает с раздельными источниками питания).

Простой двухтранзисторный усилитель постоянного тока показан на рис. 8.4. Он является модификацией усилителя переменного напряжения, приведенного на рис. 1.20, но здесь применены два источника питания и комплементарные транзисторы (п-р-п- и р-п-р-). С помощью делителя напряжения, состоящего из резисторов R₄, R_s и R₃, потенциал эмиттера Т_х поддерживается слегка отрицательным по отношению к земле (—0,6 В). Таким образом, Т_{ оказывается открытым, если его база привязана к земле входным резистором R_v

Что касается выхода, то, с одной стороны, мы знаем, что коллектор п-р-п-транзистора должен быть положительным по отношению к базе, а с другой стороны, в усилителе постоянного тока нам необходимо, чтобы потенциал коллектора был равен потенциалу земли; только тогда нулевой входной сигнал будет давать нулевой сигнал на выходе. Этот парадокс разрешается с помощью р-п-р-транзистора Т₂, который введен для того, чтобы сдвинуть выходное напряжение в режиме покоя обратно к нулю, осуществляя в то же самое время дополнительное усиление.

На Т₂ реализована простая схема стабилизированного по постоянному току каскада усилителя, работающая от двух источников питания +9 В и —9 В, в которой потенциал базы транзистора задается не делителем напряжения, а коллектором транзистора Т₂. Начальные условия оптимальны, когда потенциал коллектора Т₂ в режиме покоя равен потенциалу зем-

Рис. 8.4. Простой усилитель постоянного тока, иллюстрирующий использование двух источников питания.

ли (О В), в результате чего нулевой сигнал на входе T_t дает нулевое напряжение на выходе. Если нулевой сигнал на входе не приводит к нулевому постоянному напряжению на выходе, то говорят, что у этого усилителя есть напряжение смещения; назначение переменного резистора R_s состоит в том, чтобы с его помощью производить установку нулевого смещения для получения нуля на выходе при подаче нуля на вход, что, до некоторой степени, подобно установке нуля на аналоговом вольтметре, когда с помощью регулировочного винта стрелка устанавливается на начало шкалы в отсутствие сигнала.

Идя назад по схеме усилителя со стороны его выхода, видим, что требование нулевого потенциала коллектора Т₂ подразумевает падение на резисторе R₇ напряжения, точно равного 9 В. Следовательно, коллекторный ток транзистора Т₂ должен равняться (9/4700) А или 1,9 мА. Эмит- терный ток величиной 1,9 мА дает падение напряжения 1,9 В на 1-кило- омном резисторе R₆ в цепи эмиттера, так что потенциал эмиттера Т₂ будет иметь значение (9 — 1,9) В, то есть 7,1 В. Выполнение этих условий обеспечивается только тогда, когда потенциал базы транзистора Т₂, являющегося р-п-р-транзистором, на 0,6 В отрицательнее потенциала его эмиттера, то есть равен (7,1 — 0,6) В или 6,5 В. Это подходящее напряжение рабочей точки для коллектора T_v так что два каскада усилителя можно соединить непосредственно. Теперь мы знаем, что в результате задания с помощью R_s нулевого смещения режим покоя транзистора Т_х автоматически устанавливается нужным. Это как раз одна из многих схем, для которых возможность применения комплементарных транзисторов является особенно ценной.

Легко рассчитать коэффициент усиления напряжения в схеме на рис. 8.4, так как в обоих каскадах транзисторы включены по схеме с общим эмиттером, без блокировочных конденсаторов в эмиттерах, применение которых в усилителе постоянного тока является, конечно, бессмысленным. Коэффициент усиления каждого каскада равен примерно отношению коллекторной нагрузки к сопротивлению в цепи эмиттера (см. разд. 4.7). Фактическим сопротивлением в эмиттере транзистора 7j является параллельное соединение резистора R₃ и включенных последовательно R₄ и R₅, так что ее результирующее значение равно приблизительно 550 Ом.

Таким образом, коэффициент усиления напряжения первого каскада примерно равен

коэффициент усиления напряжения второго каскада примерно равен

Следовательно, полный коэффициент усиления напряжения двух каскадов примерно равен

Входной ток смещения

При работе с этим усилителем оказывается, что требуемое положение регулятора нулевого смещения R_s зависит от сопротивления источника, подключенного ко входу. Если первоначальная установка R_s была произведена в режиме холостого хода на входе (то есть только с 10-килоомным резистором R_x во входной цепи), а затем была подключена термопара с пренебрежимо малым сопротивлением, то потребуется устанавливать R_s заново.

Причина этого заключается в том, что входная цепь является базовой цепью транзистора Т_х и по ней течет обычный базовый ток (с типичным значением 5 мкА). От протекания 5 мкА по сопротивлению 10 кОм на нем падает напряжение 50 мВ, и оно играет роль входного напряжения смещения, когда во входной цепи имеются только эти 10 кОм. Смещение исчезает, когда вход шунтируется накоротко или когда ко входу подключается источник с малым сопротивлением. Входной ток смещения и напряжение смещения еще будут рассматриваться позднее, когда в гл. 11 мы встретимся с интегральными усилителями.

Дрейф

Одно из затруднений, возникающих при работе с усилителями с непосредственной связью, состоит в том, что изменения режима схемы по постоянному току неотличимы от усиления сигнала. Такие изменения обычно происходят из-за колебаний температуры. Если, например, в схеме на рис. 8.4 температура возросла, то разность потенциалов на переходах база—эмиттер уменьшится, и это приведет к небольшому увеличению коллекторного тока в обоих транзисторах. Результирующее изменение напряжения смещения называют дрейфом. Обычно самым чувствительным является входной каскад, поскольку то, что в нем происходит, усиливается в наибольшей степени.

Дрейф в схеме на рис. 8.4 можно наблюдать, подключив к выходу чувствительный вольтметр постоянного тока или осциллограф, у которого усилитель вертикального канала переключен на режим работы по постоянному току. Не подавая никакого сигнала на вход, установите с помощью R_s нулевое напряжение на выходе, а затем возьмитесь пальцами за транзистор Т_х и погрейте его. Вы увидите постепенный дрейф выходного напряжения; обратите внимание на то, в каком направлении изменяется выходное напряжение, и проверьте, согласуется ли оно с приведенным выше объяснением.

Поскольку обычно температура электронных схем не поддерживается постоянной, у усилителя постоянного тока непременно проявляется некоторый дрейф. Однако путем принятия соответствующих мер дрейф в схеме можно удержать на пренебрежимо низком уровне. Дрейф выходного напряжения зависит как от внутреннего дрейфа усилителя, так и от его коэффициента усиления. Чтобы выразить дрейф независимо от коэффициента усиления, в перечне параметров усилителя обычно бывает указан дрейф, «отнесенный ко входу», в микровольтах на градус; это величина, равная изменению напряжения входного сигнала, которое потребовалось бы, чтобы создать такое же изменение выходного напряжения, какое происходит из-за дрейфа. Например, в случае, когда коэффициент усиления равен 100, а выходное напряжение отклоняется из-за дрейфа на 0,2 В при увеличении температуры на 25 °С, отнесенный ко входу дрейф равен

Литература: М.Х.Джонс, Электроника — практический курс Москва: Техносфера, 2006. – 512с. ISBN 5-94836-086-5

Лекция 11 усилители постоянного тока

11.1. Общие сведения об упт

Усилителями постоянного тока (УПТ) называются устройства, предназначенные для усиления постоянных и медленно изменяющихся сигналов вплоть до нулевой частоты. На рис. 11.1 приведена АЧХ УПТ.

Рис. 11.1. АЧХ УПТ.

Для того чтобы постоянные и медленно изменяющиеся сигналы могли быть переданы с входа УПТ на его выход, должна использоваться только непосредственная (гальваническая) связь между каскадами или эти сигналы должны быть преобразованы в переменные. Полученные переменные сигналы могут быть усилены с помощью усилителей переменного тока, в которых гальванические связи разорваны с помощью конденсаторов или трансформаторов. После усиления переменные сигналы должны быть преобразованы в постоянные или медленно изменяющиеся.

Основная проблема, с которой сталкиваются разработчики при построении УПТ с использованием гальванической связи между каскадами, является дрейф нуля.

Под дрейфом нуля (нулевого уровня) понимают самопроизвольное отклонение напряжения на выходе УПТ от начального значения при неизменном нулевом входном. Поскольку дрейф нуля наблюдается и при отсутствии сигнала на входе УПТ, то его невозможно отличить от истинного сигнала.

К физическим причинам, вызывающим дрейф нуля в УПТ, относятся:

 нестабильность параметров элементов схемы, прежде всего транзисторов и резисторов, вызванная изменением температуры окружающей среды;

 нестабильность источников питания;

 временная нестабильность параметров элементов схемы (транзисторов и резисторов), вызванная их старением;

 низкочастотные шумы;

 помехи и наводки.

Наибольшую нестабильность вносит температурный фактор. Положение усугубляется наличием гальванической связи между каскадами, хорошо передающей медленные изменения сигнала, что приводит к эффекту каскадирования температурных нестабильностей каскадов от входа к выходу.

Поскольку температурные изменения параметров усилительных элементов имеют закономерный характер (см. подразд. 5.1 и 6.1), то они могут быть в некоторой степени скомпенсированы теми же методами, что и в усилителях гармонических сигналов.

Абсолютным дрейфом нуля ∆U_вых называется максимальное самопроизвольное отклонение выходного напряжения УПТ при замкнутом входе за определенный промежуток времени. Качество УПТ оценивают по напряжению дрейфа нуля, приведенного к входу усилителя:

.

Приведенный к входу дрейф нуля эквивалентен ложному входному сигналу, он ограничивает минимальный входной сигнал, т.е. определяет чувствительность УПТ.

11.2. Способы построения упт

Использование непосредственной (гальванической) связи между каскадами приводит к необходимости решения в УПТ ряда специфических задач.

Для исключения влияния режимов работы отдельных каскадов по постоянному току друг на друга при построении УПТ должна быть решена задача согласования потенциальных уровней в соседних каскадах,

Простейшие УПТ, состоящие из нескольких каскадов, включенных последовательно и соединенных гальванической (непосредственной) связью, даже при условии согласования потенциалов обладают рядом недостатков, главным из которых является дрейф нуля. Поэтому следующей задачей является уменьшение дрейфа (нестабильности) выходного уровня напряжения или тока.

Сигнал дрейфа нуля может быть соизмерим с полезным сигналом, поэтому при построении УПТ применяют меры по снижению дрейфа нуля. Основными мерами снижения дрейфа являются:

 жесткая стабилизация источников питания усилителей;

 использование глубоких ООС;

 использование термокомпенсирующих элементов для компенсации температурного дрейфа;

 преобразование постоянного тока в переменный, его усиление и последующее детектирование;

 применение балансных компенсационных схем.

Важным вопросом при построении УПТ является согласование источника входного сигнала с УПТ, а также подключение нагрузки к УПТ таким образом, чтобы при нулевом входном напряжении напряжение на нагрузке было также равно нулю.

Таким образом, для устранения отмеченных выше недостатков УПТ строят в виде параллельно-балансных каскадов, представляющих собой сбалансированный мост, в одно плечо которого включена нагрузка, а в другое – источник питания.