Site Loader

Содержание

Активный трехполосный фильтр схема — Знай свой компьютер

Первый раз эту схему я собирал лет 10 назад, нужно было раскачать колонки Радиотехника S90 не очень мощным самодельным усилителем (Ватт 25-30 навскидку), цель — узнать на что вообще способны эти колонки.

Но мощности усилителя явно не хватало. И в одной интересной книжке я набрел на схему этого фильтра. Решил попробовать раскачать S90 двухполосным усилителем.

Одно из преимуществ заключается в том, что при перегрузке низкочастотного канала, его искажения хорошо маскируются СЧ-ВЧ звеном, следовательно максимальная неискаженная мощность на слух становится заметно больше.
В итоге мне удалось раскачать одну колонку так, что шифер на гараже стал трещать.

Содержание / Contents

↑ Схема

↑ Плата

Входной сигнал подан на неинвертирующий вход операционного усилителя МС1, который выполняет функции активного фильтра низких частот с крутизной спада частотной характеристики 18 дБ/октаву, и на неинвертирующий вход операционного усилителя МС2, который выполняет функции дифференциального усилителя с коэффициентом передачи по напряжению Ku=1.

На инвертирующий вход МС2 подан сигнал с выхода фильтра низких частот МС1. В дифференциальном усилителе МС2 из спектра входного сигнала вычитается его низкочастотная часть, и на выходе МС2 появляется только высокочастотная часть входного сигнала.

Таким образом, требуется лишь обеспечить заданную частоту среза фильтра низких частот, которая и будет частотой разделения. Значения элементов фильтра находятся из соотношений C1 = C2 = C3; R1=R4; R5=R1/6,8; R1C1=0,4/Fp, где Fр – частота разделения.

R1 я брал 22 кОм, а дальше все рассчитывается по формулам в зависимости от требуемой частоты разделения.
В качестве операционных усилителей пробовал К157УД2 (сдвоенный ОУ – 2 корпуса) и К1401УД2 (счетверенный ОУ – печатка под него), оба показали хорошие результаты.
Конечно, можно применить любой счетверенный импортный ОУ.

↑ Источник

Книга «Высококачественный усилитель низкой частоты», Г. Л. Левинзон, А.В. Логинов, 1977 год

↑ Файлы

Здравствуй, читатель! Меня зовут Игорь, мне 45, я сибиряк и заядлый электронщик-любитель. Я придумал, создал и содержу этот замечательный сайт с 2006 года.
Уже более 10 лет наш журнал существует только на мои средства.


Спасибо за внимание!
Игорь Котов, учредитель журнала «Датагор»

Многополосные акустические системы обеспечивают высокое качество звучания благодаря тому, что каждый громкоговоритель специально предназначен для воспроизведения определённой полосы частот и соответственно оптимизирован. Чаще всего в многополосных акустических системах звуковой спектр разделяется на две или три полосы. Для обеспечения горизонтальной результирующей АЧХ полосы частот, воспроизводимых каждым динамиком, должны перекрываться плавно, дополняя друг друга. Рассогласование между уровнями звукового давления по полосам и расширение зоны совместного действия динамиков приводят к искажениям АЧХ. Поэтому для правильного выбора важно знать зависимость звукового давления от частоты раздела между полосами (рис.1). Верхняя кривая соответствует розовому шуму, нижняя – современной музыке :

Например, для трехполосной системы мощностью 100 Вт с частотами раздела 400 Гц и 3 кГц мощность распределится следующим образом (при одинаковой чувствительности динамиков)

* НЧ-канал – 50 Вт
* СЧ-канал – 35 Вт
* ВЧ-канал – 15

Для разделения полос можно использовать как пассивные, так и активные фильтры, но в настоящее время активные фильтры обходятся значительно дешевле высококачественных пассивных, в которых применяются катушки индуктивности без сердечника и неэлектролитические конденсаторы. Кроме того, у активных фильтров отсутствуют основные недостатки пассивных :

* потери мощности
* увеличение выходного сопротивления (со стороны динамика) и связанное с этим ухудшение демпфирования
* сложность расчета и настройки из-за частотной зависимости импеданса динамиков, необходимость применения компенсаторов
* Цобеля-Буше

Однако активные фильтры можно использовать только с отдельными усилителями для каждой полосы частот, при этом удобно использовать монолитные интегральные усилители. В ряде случаев сложные фильтры не требуются и для разделения полос достаточно использовать простейшие RC-цепочки с крутизной спада АЧХ 6 дБ/октава. Прекрасные результаты достигаются благодаря тому, что такой фильтр свободен от фазовых и переходных искажений. Однако невысокое затухание простейших RC-фильтров требует применения динамиков, способных работать без искажений и за пределами полосы пропускания фильтра.

Изящное и не менее эффективное решение – фильтрующий усилитель (Power Filter)- предложено фирмой SGS-THOMSON. Предложенная схема объединяет усилитель мощности и фильтр второго (12 дБ/октава) или третьего порядка (18 дБ/октава). Работа схемы основана на том, что на сигнальном входе и входе обратной связи усилителя присутствуют два одинаковых синфазных напряжения, что и требуется для работы активного фильтра. Сопротивление со стороны входа ООС при этом обычно порядка 100 Ом, со стороны сигнального – очень высокое, что также способствует правильной работе схемы. Схемотехнически они подобны фильтрам Саллена – Ки. На рис.2 приведена схема фильтрующего усилителя ВЧ с частотой среза 900 Гц, реализующего фильтр Бесселя 3-го порядка.

На рис.3 приведена схема трёхполосной активной акустической системы, построенной по предложенному принципу. Использованы фильтры Баттерворта 2-го порядка с частотами раздела 300 Гц и 3 кГц. СЧ-звено состоит из двух последовательно включенных фильтров ВЧ (R10R11C10C11) и НЧ (R12R13C12C13). В НЧ-звене использована косвенная разгрузка по току. Сигнал раскачки выходных транзисторов снимается с резисторов в цепи питания усилителя. При напряжении питания 36 В выходная мощность канала НЧ 25 Вт при КНИ=0,06% и 30 Вт при КНИ=0.5%.

Коэффициент усиления СЧ и ВЧ каналов выбран в соответствии с чувствительностью и импедансом распространенных динамических головок (чувствительность СЧ и ВЧ головок обычно на 3. 4 дБ выше, чем НЧ). При необходимости настроить чувствительность полосовых усилителей можно регулировкой цепей ООС (R6, R15 и R22). Для предотвращения самовозбуждения не следует устанавливать усиление меньше 20 дБ, т.е. сопротивление этих резисторов не должно быть меньше 1 кОм. Как показала практика повторения этой схемы, сопротивление резисторов-датчиков тока R7 и R8 можно довести до 2,2 Ом. В результате за счет перераспределения мощности в сторону транзисторов несколько снижается нагрев микросхемы при больших уровнях сигнала.

Электролитические конденсаторы должны иметь рабочее напряжение не ниже 50В. Мощность роезисторов компенсирующих цепочек должна быть 2 Вт.Защитные диоды VD1-VD6 – любые кремниевые с допустимым обратным напряжением не менее 50В и прямым током не менее 1А, например КД243. Выходные транзисторы VT1 и VT2 можно заменить традиционной комплементарной парой КТ816/817 или КТ818/819. Можно также использовать более современную пару КТ864/865. Транзисторы должны быть с одинаковыми буквенными индексами. Взамен TDA2030A можно использовать функциональный аналог отечественного производства – К174УН19А (коэффициент гармоник при этом возрастет до 0.1. 0.5%). При использовании этой микросхемы для повышения надёжности напряжение питания следует снизить до 30. 32 В, что практически не скажется на выходной мощности. При монтаже необходимо учитывать, что корпус микросхемы соединён с выводом 3.

Для дальнейшего улучшения качества звучания стоит оказаться от оксидных разделительных конденсаторов большой емкости на выходе усилителя и перейти к двухполярному питанию. Вариант схемы для этого случая приведен на следующем рисунке. Конденсаторы C1,C4,C14,C21 лучше использовать неполярные. Остальные рекомендации по замене деталей м монтажу остаются в силе.

Возможны два основных варианта конструктивного оформления. В первом варианте полосовые усилители встраиваются в АС и используется отдельный предусилитель. При входном сопротивлении АС всего 600 Ом характеристики соединительного кабеля влиять на сигнал не будут. А вот предусилитель требуется с достаточно мощным выходом, способный работать на нагрузку сопротивлением 600 Ом. Его можно выполнить на ОУ с «параллельным» выходным каскадом или на мощном ОУ К157УД1.

Для подключения активной АС в этом варианте пригоден любой экранированный кабель или даже витая пара без экрана,если длина будет до 2-3 м. Не следует только прокладывать сигнальный и силовой кабели рядом и параллельно.

Во втором варианте используются пассивные АС и полный трехполосный усилитель. Недостаток состоит в том, что к каждой АС придется прокладывать три пары проводов. В этом варианте можно увеличить входные сопротивления полосовых усилителей до 10 кОм, что позволит использовать распространенные схемы предусилителей.

Нестабилизированное напряжение питания для двухполярного варианта +-18 вольт при токе нагрузки не менее 2А (на канал). Трансформатор должен давать напряжения 2х16.5 вольт (обмотка с отводом от середины). Фильтр выпрямителя – минимум 2х22000мкф при общем блоке питания для всех усилителей и 2х10000 мкф – при отдельных для каждого канала.

Можно установить отдельный БП в каждой АС или использовать общий блок питания, а развести постоянное напряжение. Такой вариант тоже годится, но емкости фильтра придется разделить на две части и одну из них установить в АС, чтобы исключить влияние сопротивления проводов питания.

Опыт повторения, отзывы, пояснения

Вопросов по этим конструкциям было немало, в основном от начинающих радиолюбителей. После долгих раздумий я решил выложить фрагменты переписки по этой теме «как есть», потому что за «высоким штилем» многое потеряется.

В: поставил КТ825/827, мощность что с выхода микросхемы, что с транзисторов. При этом радиатор микросхемы раскалился как собака, а транзисторы и без радиатора остались холодными.

О: Иначе быть и не могло. Пара 818/819 – обычные транзисторы, а 825/827 – составные (транзисторы Дарлингтона). Напряжение открывания (база-эмиттер) у них вдвое больше (порядка 1,3В). Поэтому они вообще не открываются в данной схеме. Сопротивление резисторов в цепях питания микросхемы нужно увеличить приблизительно в 2-2,5 раза, и подбирать их. Транзисторы должны открываться при номинальной нагрузке 4 Ом и амплитуде выходного напряжения около 10-12 вольт.

В: В этой схеме сигнал с выхода микросхемы подается прямиком на динамик, а переход база-эмитттер буквально закорочен резистором 2 Ом, поэтому непонятно зачем там вообще транзисторы?

О: Так этот резистор и является связующим звеном. Ток выходного каскада микросхемы, протекая через резисторы, создает на них падение напряжения. которое и открывает дополнительные транзисторы. Коллекторы транзисторов соединены с выходом микросхемы, чтобы работать параллельно с ее выходным каскадом. Кроме того, при этом не требуется отдельная цепь ООС для транзисторов. Это т.н. включение с косвенной разгрузкой выходного каскада. Подробно работа таких каскадов описана у Горовица и Хилла.

Питер Латски обращает внимание, что в большинстве кроссоверов (разделительных фильтров для многополосных акустических систем) на частоте раздела НЧ/ВЧ наблюдается значительный (обычно от 45 до 90 электрических градусов в зависимости от порядка фильтров) фазовый сдвиг между напряжениями на НЧ и ВЧ выходах. Это приводит к существенным нарушениям целостности звуковой картины на средних частотах (ответственных за передачу голоса и основной части спектра большинства музыкальных инструментов), поскольку один и тот же сигнал излучается дважды: ВЧ звеном и НЧ звеном с большей или меньшей временной задержкой.

Условие, необходимое для идеальной звукопередачи, — постоянство характеристики группового времени задержки (ГВЗ). Т. е. линейная фазовая характеристика принципиально может быть получена только при использовании в кроссовере: ФНЧ Бесселя и всепропускающего (фазокорректирующего) фильтра Делияниса.

ФВЧ для формирования АЧХ для ВЧ звена вообще не могут быть применены. Ведь они формируют фазовое опережение, принципиально не стыкующееся, каким бы оно ни было, с фазовым запаздыванием ФНЧ и фазокорредтора Делияниса.

В фазолинейном активном кроссовере Питера Ласки (рис. 1.19) формирование сигнала для НЧ звена (выход Low) выполняет ФНЧ Бесселя четвертого порядка (ОУ А4, А5). На ОУ А2 выполнен фазокорректор Делияниса второго порядка, который имеет линейную АЧХ, но такую же ФЧХ и ГВЗ, что и ФНЧ Бесселя четвертого порядка.

Дифференциальный усилитель на ОУ АЗ вычитает из сигнала на выходе АЗ сигнал на выходе ФНЧ и таким образом формирует сигнал сопряженного с последним по частоте раздела ФВЧ (выход High), подаваемый на ВЧ звено акустической системы. При этом фазы напряжений на обоих выходах практически совпадают, что обеспечивает точную передачу пространственной звуковой картины.

С показанными на схеме номиналами элементов кроссовер применяется для акустической системы из электростатического ВЧ звена и изобарического («компрессионного») НЧ динамика. Частота раздела НЧ/ВЧ может быть легко скорректирована для других динамиков одновременным изменением емкости конденсаторов С21, С22, С41, С42, С51 и С52.

Рис. 1.19. Схема фазолинейного активного кроссовера

Рекомендуемые размеры ящика для разных динамиков

Фазолинейный активный кроссовер 3 х TDA1514А

Питер Латски обращает внимание, что в большинстве кроссоверов (разделительных фильтров для многополосных акустических систем) на частоте раздела НЧ/ВЧ наблюдается значительный (обычно от 45 до 90 электрических градусов в зависимости от порядка фильтров) фазовый сдвиг между напряжениями на НЧ и ВЧ выходах. Это приводит к существенным нарушениям целостности звуковой картины на средних частотах (ответственных за передачу голоса и основной части спектра большинства музыкальных инструментов), поскольку один и тот же сигнал излучается дважды: ВЧ звеном и НЧ звеном с большей или меньшей временной задержкой.

Условие, необходимое для идеальной звукопередачи, — постоянство характеристики группового времени задержки (ГВЗ). Т. е. линейная фазовая характеристика принципиально может быть получена только при использовании в кроссовере: ФНЧ Бесселя и всепропускающего (фазокорректирующего) фильтра Делияниса.

ФВЧ для формирования АЧХ для ВЧ звена вообще не могут быть применены. Ведь они формируют фазовое опережение, принципиально не стыкующееся, каким бы оно ни было, с фазовым запаздыванием ФНЧ и фазокорредтора Делияниса.

В фазолинейном активном кроссовере Питера Ласки (рис. 1.19) формирование сигнала для НЧ звена (выход Low) выполняет ФНЧ Бесселя четвертого порядка (ОУ А4, А5). На ОУ А2 выполнен фазокорректор Делияниса второго порядка, который имеет линейную АЧХ, но такую же ФЧХ и ГВЗ, что и ФНЧ Бесселя четвертого порядка.

Дифференциальный усилитель на ОУ АЗ вычитает из сигнала на выходе АЗ сигнал на выходе ФНЧ и таким образом формирует сигнал сопряженного с последним по частоте раздела ФВЧ (выход High), подаваемый на ВЧ звено акустической системы. При этом фазы напряжений на обоих выходах практически совпадают, что обеспечивает точную передачу пространственной звуковой картины.

С показанными на схеме номиналами элементов кроссовер применяется для акустической системы из электростатического ВЧ звена и изобарического («компрессионного») НЧ динамика. Частота раздела НЧ/ВЧ может быть легко скорректирована для других динамиков одновременным изменением емкости конденсаторов С21, С22, С41, С42, С51 и С52.

 

Рис. 1.19. Схема фазолинейного активного кроссовера

 

Рекомендуемые размеры ящика для разных динамиков

Диаметр динамика, см

 

13,8

 

16,6

 

21

 

Панель А, см

 

14×20

 

17×25

 

21,5×25

 

Панель В, см

 

80×20

 

98×25

 

110×25

 

Панель С, см

 

80×17,2

 

98×20,2

 

110×24,7

 

Панель D, см

 

82×19,2

 

100×22,2

 

112×26,7

 

Объем, л

 

21,5

 

40,3

 

57,4

 

Размер Е, см

 

примерно равен диаметру динамика

 

Рис. 1.22. Схема активного разделительного фильтра с настраиваемым суб-НЧ-компенсатором

Разделительный фильтр состоит из буфера U1А и трех ФВЧ Баттерворта 2-го порядка с частотами среза 4 кГц (U1B), 400 Гц (U2B), и 20 Гц (U3B).

Выход первого ФВЧ через резистор R9 подается непосредственно на усилитель мощности ВЧ звена (TREBLE, 4 кГц — 20 кГц), в то время как сигнал для СЧ звена (MIDDLE, 400 Гц — 4 кГц) формируется алгебраическим сумматором U2A из напряжений на выходах 4-х килогерцового и 400-герцового ФВЧ.

 

Рис. 1.23. Схема 3 усилителей мощности на ИМС TDA1514А

Примечание. Такое схемное решение обеспечивает «автоматическое» идеальное фазовое и амплитудное согласование на границах ВЧ/СЧ диапазонов без какого-либо подбора элементов.

Аналогично на резисторе R11 формируется сигнал НЧ звена (BASS, 20—400 Гц). Универсальность такого решения заключается в том, что резисторами R9, R10 и R11 можно независимо и оперативно подобрать оптимальный (соответствующий линейной АЧХ по звуковому давлению) уровень напряжения в каждой из полос (практически под любые динамики), не нарушая линейности фазовой характеристики. Это очень важно для точной передачи звуковой картины.

Кроме того, в НЧ канале имеется активный НЧ-компенсатор на ОУ U4A, расширяющий нижнюю границу акустической АЧХ с 63 Гц до 25 Гц.

Принцип действия НЧ-компенсатора основан на том, что собственная АЧХ АС закрытого типа имеет добротность QTC=0,66 и ниже частоты среза fc (тонкая линия на рис. 1.24) имеет спад 12 дБ/октава.

В разумных пределах этот спад весьма точно компенсируется «зади-ром» АЧХ с крутизной 12 дБ/октава, электрически формируемым каскадом U4A (EQUALIZATION RESPONSE на рис. 1.24).

Примечание.  В результате АЧХ всей системы оказывается линейной до25Гц («жирная» линия на рис. 1.24).

Рис. 1.24. АЧХ исходной АС (тонкая линия), корректора (средняя) и результирующая (толстая)

 

Рис. 1.25. Компенсация стоячих акустических волн гулкого помещения

Необходимо заметить, что аналогичная компенсация в системах с фазоинвертором намного сложнее. Ведь последний сам по себе является фильтром с собственной АЧХ и ФЧХ, учесть которые без тщательных акустических измерений невозможно. Да и вряд ли это целесообразно из-за существенно большей крутизны спада АЧХ ниже граничной частоты.

Последний каскад в НЧ канале — темброблок субнизких частот на U4B. Он предназначен для компенсации подъема/завала акустической АЧХ, вызываемого акустическими свойствами комнаты.

Резистором R28 DEEP BASS, регулирующим АЧХ в диапазоне от 94 до 23 Гц на ±12 дБ, можно скомпенсировать негативные последствия стоячих акустических волн как маленькой комнаты, так и большого зала (рис. 1.25).

Усилители мощности (рис. 1.23) выполнены по типовой схеме включения TDA1514A. При питании от нестабилизированного источника ±23 В они обеспечивают до 28 Вт на нагрузке 8 Ом и до 48 Вт на нагрузке 4 Ом при нелинейных искажениях менее 0,003% и диапазоне частот от 3,2 Гц до 100 кГц. В статье, указанной далее, приведены все необходимые соотношения и формулы для расчета аналогичных систем с произвольными динамиками и параметрами.

Источник: Сухов Н. Е. — Лучшие конструкции УНЧ и сабвуферов своими руками.

Журнал Радиохобби — http://radiohobby.ldc.net

АКТИВНЫЙ РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫЙ ФИЛЬТР НЧ-ВЧ-СЧ БЕССЕЛЯ ВТОРОГО ПОРЯДКА ДЛЯ ТРЁХ-ПОЛОСНЫХ АУДИО СИСТЕМ | PRACTICAL ELECTRONICS

Достоинства трехполосных УМЗЧ общеизвестны. Главные из них — простое схемотехническое решение при реализации оконечных усилителей и разумное снижение требований к работающим с ними АС. Однако для таких усилителей нужны разделительные фильтры, обеспечивающие линейную суммарную АЧХ усилительного тракта и не вносящие фазовых сдвигов во всей полосе воспроизводимых частот. Выполнение этих условий связано с необходимостью тщательной настройки фильтров на частоты разделения полос и применением для их построения высокоточных компонентов. Предлагаемая вниманию читателей система активных разделительных фильтров позволяет радиолюбителям-конструкторам трехполосных УМЗЧ избежать подобных трудностей.

Схема содержит только фильтры низших (НЧ) и высших (ВЧ) звуковых частот, а среднечастотные составляющие сигнала выделяются на алгебраическом сумматоре. В этом случае отпадает надобность в точной настройке фильтров на частоты среза, поскольку отличие реальных частот среза от расчетного практического значения здесь не имеет.

Основные технические характеристики схемы фильтра:
Входное сопротивление – не менее 10 кОм;
Коэффициент передачи – 1,3;
Частоты разделения полос – 500 Гц и 5,5 кГц;
Неравномерность АЧХ в диапазоне 20-20 000 Гц – 0,5 дБ;
Отношение сигнал/шум при выходном напряжении 1 В – не менее 80 дБ
Суммарный коэффициент нелинейных искажении при выходном напряжении 1 В – не более 0,005%;
Максимально допустимое сопротивление нагрузки при выходном напряжении 10 В – 2 кОм;
Потребляемый ток — 15 мА.

Схема электрическая принципиальная активного разделительного фильтра нч-вч-сч Бесселя

Схема электрическая принципиальная активного разделительного фильтра нч-вч-сч Бесселя

Принципиальная схема фильтра при ведена на рисунке выше. НЧ и ВЧ звенья выполнены на ОУ DA1 DA2 и представляют собой фильтры Бесселя второго порядка. С выходов этих фильтров через резисторы R13R14 сигналы поступают на инвертирующий вход ОУ DA3 выполняющего функции алгебраического сумматора и выделяющего среднечастотные составляющие. Использование фильтров Бесселя позволило получить равномерную АЧХ с относительно небольшим выбросом в области средних частот и хорошие переходные характеристики внутри каждой полосы. Линейна и суммарная ФЧХ фильтра.

Для сохранения линейности ФЧХ резисторы R6 и R8 и конденсаторы С2 и С3 должны быть подобраны попарно так, чтобы их номиналы не отличались друг от друга более чем на 3-5%.

Настраивают фильтр следующим образом. Подавая на его вход поочередно сигналы фиксированных частот в диапазонах 120…200 Гц и 10000…16000 Гц, с помощью подстроечных резисторов R11, R12 добиваются минимального сигнала на выходе среднечастотного звена. Далее к выходам НЧ, СЧ и ВЧ звеньев подключают сумматор (рис. ниже).

На выходе сумматора измеряют коэффициент передачи на низших и высших частотах. После этого подстроечным резистором R15 такую же величину коэффициента передачи устанавливают и на средних частотах. Движки резисторов R16, R17 во время всех этих регулировок должны находиться верхнем (R16) и левом (R17) по схеме положениях. АЧХ звеньев фильтра показаны на рисунке внизу.

При желании изменить частоты разделения, достаточно пересчитать емкости конденсаторов С2, С3 в фильтре НЧ и С1, С4 в фильтре ВЧ: С1=С4=0,015/fр2 и C2=C3=0,005/fр1, где С1-С4 — ёмкость конденсаторов, мкФ, a fp1 и fр2 – частоты разделения полос, кГц.

Поскольку отдача различных динамических головок не одинакова (обычно она ниже у НЧ головок), для регулировки АЧХ звуковоспроизводящего устройства по звуковому давлению на выходе СЧ и ВЧ звеньев включены подстроечные резисторы R16 и R17.

Получить линейную АЧХ всего тракта можно, установив равенство звукового давления, развиваемого головками на частотах раздела фильтра и проверив правильность их фазировки. При этом предполагается, что используемые АС имеют линейную АЧХ в полосе пропускания. Для проведения этой операции на равном расстоянии от центров диффузоров НЧ и СЧ головок размещают микрофон, выход которого подключают к осциллографу. Затем на вход усилителя подают сигнал с частотой fр1 и, поочередно включая НЧ и СЧ головки, с помощью резистора R17 добиваются равенства напряжений на выходе микрофона. После этого включают сразу две головки, чтобы убедиться в резком увеличении сигнала на выходе микрофона. Если этого не происходит, необходимо изменить полярность включения одной из головок.

Аналогично, но уже с помощью резистора R16, устанавливают равенство звукового давления, развиваемого СЧ и ВЧ головками на частоте раздела fр2, и проверяют правильность фазировки ВЧ головки.

Печатная плата для схемы фильтра показана ниже.

Печатная плата для схемы активного разделительного фильтра нч-вч-сч Бесселя

Печатная плата для схемы активного разделительного фильтра нч-вч-сч Бесселя

Для удобства навигации по разделу, посвящённому кроссоверам, фильтрам, эквалайзерам и регуляторам тембра, опубликована навигационная статья со ссылками на все конструкции, представленные на канале.

Активный трехполосный фильтр

Данный радиоконструктор позволит вам собрать устройство, которое представляет собой комплект активных фильтров для построения высококачественных трехполосных усилителей низкой частоты и обладает незначительным уровнем собственных шумов, габаритами, а так же работающий в широком диапазоне питающих напряжений.


Фильтр устанавливается между линейным выходом источника сигнала и входами усилителей мощности каждого частотного канала 3-х полосной акустической системы.

Технические характеристики:
Напряжение питания.12-30В;
Ток потребления.10мА;

НЧ фильтр
Усиление в полосе пропускания. 0дБ;
Затухание вне полосы пропускания — 12дБ/окт;
Частота среза.300Гц;

ВЧ фильтр
Усиление в полосе пропускания.0дБ;
Затухание вне полосы пропускания — 12дБ/окт;
Частота среза.3кГц;

СЧ фильтр
Усиление в полосе пропускания.0дБ;
Затухание вне полосы пропускания — 6дБ/окт;
Нижняя частота среза.300Гц;

Верхняя частота среза.3кГц;

Описание схемы:

Фильтр выполнен на микросхеме TL084, который представляет собой счетверенный операционный усилитель (ОУ). На первом ОУ выполнен буферный каскад сопряжения выходного и входных сопротивлений источника полезного сигнала и последующих фильтров НЧ, ВЧ и СЧ, на втором и третьем выполненные фильтры НЧ и ВЧ, которые представляют собой активные фильтры Баттерворта 2 порядка. На четвертом ОУ построен фильтр СЧ, который представляет собой суммирующе-вычитающее устройство, работающее по алгоритму Uсч=Uвх-Uнч-Uвч.

Добавлен: 04 мая 2015, 15:34
Обновлён: 26 июля 2020, 17:17

Предварительные усилители и фильтры

Предварительные усилители и фильтры

http://integral.rv.ua/st5.html

Предварительные усилители и встроенные кроссоверы практически во всех современных моделях автомобильной аудиоаппаратуры выполнены на микросхемах. Использовать в их конструкции дискретные транзисторы сложнее и дороже, а прибавка в качестве звучания не стоит этого. Как правило, в усилителях применяют фильтры на повторителях (фильтры Саллена—Ки). Остальные узлы обычно выполняют по типовым схемам «иэ учебника», хотя встречаются и оригинальные. Эти решения защищены не только патентами. В них используют заказные микросхемы, маркировка типовых элементов уничтожается, принципиальные схемы отсутствуют. Поэтому даже тщательное изучение монтажа не всегда помогает понять принцип работы тех или иных каскадов.

Как уже упоминалось, обязательный набор фильтров для простого усилителя — ФВЧ и ФНЧ. В самых простых устройствах, предназначенных для работы в режиме «2+1», ФВЧ может отсутствовать. Чаще всего применяют фильтры Баттервор-та второго порядка. Причем, наряду с дискретным изменением частоты среза, в последнее время все шире используется плавная перестройка. В усилителях высокого класса, помимо фильтров более высокого порядка, применяют также дополнительные корректирующие звенья, расширены и возможности коммутации.

Так, в двухканальном усилителе «Lanzar 5.200» предусмотрена развитая система регулировок. Кроме регулировки чувствительности глубиной более 32 дБ, есть и плавная подстройка фазы сигнала (подробно об этом — в следующей части статьи). Имеются также пара линейных выходов для наращивания системы и два независимых кроссовера четвертого порядка (24 дБ на октаву, ФВЧ — 40…230 Гц, ФНЧ — 65…240 Гц). Это позволяет применить дополнительный усилитель без кроссовера. Сигнал на линейном выходе можно получить как с плоской АЧХ, так и после прохождения фильтров. Причем если в основном тракте включен ФВЧ, то на линейный выход сигнал идет через ФНЧ (и наоборот). За счет независимой регулировки частот среза можно исправить некоторые дефекты АЧХ в области стыка полос, не прибегая к эквалайзеру.

Для точной коррекции АЧХ в диапазоне «наиболее вероятных проблем» предусмотрено одно звено параметрического эквалайзера с регулируемой добротностью, центральная частота которого перестраивается в диапазоне 28…320 Гц. В зависимости от выбранного распределения частот между усилительными каналами корректор можно использовать как бас-бустер (в области частот 35…50 Гц) для подавления резонанса салона (120… 160 Гц) или для компенсации провала АЧХ на частотах 250…350 Гц.

В усилителе «INFINITY Kappa 102a» частота среза встроенного кроссовера плавно перестраивается в пределах декады (32…320 Гц). Для сигнала, поступающего далее на усилитель, и для сигнала, поступающего на линейный выход, можно независимо установить режимы ФНЧ, ФВЧ и полной полосы. Фактически это два кроссовера в одном усилителе, однако регулировка частоты среза у них синхронная. Анализ схемы показал, что ФВЧ первого порядка реализован как фильтр дополнительной функции. Такое построение при создании многополосных усилительных систем обеспечивает автоматическое сопряжение частот раздела, но не позволяет корректировать АЧХ за счет их взаимного смещения. Впрочем, эквалайзер в системах такого уровня — компонент почти обязательный.

При использовании усилителя с сабвуфером вместо эквалайзера можно воспользоваться фирменной разработкой — динамическим оптимизатором баса. По принципу действия он имеет сходство с параметрическим эквалайзером и содержит звено ФВЧ, частота среза и добротность которого регулируются. Изменение добротности фильтра позволяет, как известно, регулировать вид частотной характеристики на частоте среза — увеличение добротности приводит к появлению характерного пика. Однако в отличие от обычного эквалайзера, величина коррекции для динамического оптимизатора не постоянна, а зависит от уровня сигнала. При больших сигналах подъем низких частот ограничивается, что исключает перегрузку усилителя и сабвуфера. Диапазон перестройки частоты среза — 20…80 Гц. Величина коррекции превышает +6 дБ, причем с увеличением степени коррекции растет и подавление внепо-лосных сигналов (рис. 11).

Рис. 11

Для перестройки частоты среза фильтров в широком диапазоне необходимо использовать многосекционные переменные резисторы с хорошим согласованием характеристик. Так, для двухка-нального фильтра второго порядка требуются четырехсекционные резисторы. Кроме того, сопротивления секций в ряде случаев должны отличаться (например, для ФВЧ Баттерворта — в два раза). Поскольку изменение частоты среза обычно требуется только один раз при настройке системы, во многих конструкциях используют резисторные матрицы. В случае фильтров высокого порядка это не только удешевляет конструкцию, но и повышает ее надежность и точность настройки. Набор резисторов для нужной частоты среза можно приобрести вместе с усилителем либо смонтировать их самостоятельно. В последнее время в автомобильных усилителях все чаще применяют двухзвенные фильтры переменной крутизны, состоящие из звена второго порядка с фиксированной граничной частотой среза и плавно перестраиваемого звена первого порядка. Благодаря такой структуре обеспечиваются прекрасные фазовые характеристики в полосе пропускания (соответствуют фильтрам первого порядка) и хорошее подавление внеполосных сигналов (как у фильтров второго—третьего порядка). Изменение крутизны фильтра в полосе пропуекания можно оценивать с разных позиций, но более гладкая фазовая характеристика, по сравнению с традиционными вариантами, делает фильтры переменной крутизны особенно привлекательными в том случае, когда частота раздела полос НЧ и СЧ—ВЧ лежит в области 400…900 Гц. В этом диапазоне локализация звуковых образов основана на разности фаз сигналов, поэтому для сохранения четкой звуковой картины фазовые искажения желательно минимизировать. Пример схемной реализации таких фильтров — предварительный усилитель и кроссовер рассмотренного выше усилителя «Hifonics Mercury».

На рис. 12 приведена упрощенная схема одного канала. Нумерация элементов условная, цепи питания не показаны.

Рис. 12

На входе установлены сдвоенный регулятор уровня R2.1 и буферный усилитель с коэффициентом усиления 6 дБ, выполненный на ОУ DA1.1 в неинвертирующем включении. Другой ОУ этой микросхемы используется во втором канале усилителя. Далее сигнал поступает на фильтры. Переключатель SA1.1 позволяет подать на усилитель мощности звуковой частоты сигнал с выхода одного из фильтров либо непосредственно с выхода предусилителя.

Фильтр ВЧ переменной крутизны состоит из перестраиваемого звена первого порядка R8.1R9C2 и звена второго порядка с фиксированной частотой среза 80 Гц. Звено выполнено на ОУ DA2.2, включенном повторителем. Частота среза фильтра при перестройке повышается до 1 кГц. Аналогичную структуру имеет и ФНЧ, частота среза которого перестраивается в диапазоне от 20 до 80 Гц. Для получения необходимой добротности фильтра коэффициент усиления ОУ DA2.1 с помощью делителя R16R17 установлен равным 6 дБ. Кроссовер данного усилителя предназначен для работы с сабвуфером или малогабаритными мид-басовыми динамическими головками. Это обуславливает выбор диапазона перестройки фильтров. АЧХ фильтров в крайних положениях регуляторов приведены на рис. 14. Если частоту среза ФВЧ выбрать в пределах 150…250 Гц, за счет спада АЧХ можно в некоторой степени скомпенсировать акустический резонанс салона.

Для коррекции АЧХ сабвуфера предусмотрен бас-бустер. На ОУ DA3.1 выполнен повторитель, а на ОУ DA3.2 — эквивалент последовательного колебательного контура с частотой настройки 45 Гц. Переменный резистор R20.1 регулирует степень включения контура в цепь ООС DA3.1, влияя на коэффициент усиления каскада на частоте настройки. Глубина регулировки изменяема от 0 до +12 дБ.

Рассмотренная схема в различных вариантах характерна для двух- и четы-рехканальных усилителей начального уровня. Но такие усилители могут работать с сабвуфером только в закрытом акустическом оформлении. Для таких вариантов, как фазоинвертор, пассивный излучатель и полосовой громкоговоритель высокого порядка, смещение диффузора головки ниже частоты настройки порта ограничивается только жесткостью подвижной системы. Чтобы ограничить амплитуду колебаний, необходимо исключить из сигнала составляющие с частотами ниже 25…30 Гц. Традиционные RC-цепочки для этой цели непригодны, поскольку не обеспечивают нужной степени подавления инфраниз-ких частот. В специализированных сабвуферных усилителях для этой цели используют активные фильтры четвертого—шестого порядков (si/toson/c). Они могут быть отключаемыми либо неотключаемыми, с фиксированной частотой среза или с плавной ее перестройкой.

На рис. 13 приведена схема кроссовера одного из специализированных усилителей для работы с сабвуфером. Сохранена нумерация элементов, использованная изготовителем; цепи питания не показаны.

Рис. 13

Первый каскад — буферный на сдвоенном ОУ DA102. Далее сигнал поступает на ФВЧ второго порядка, выполненные на ОУ микросхемы DA101. Применение фильтров позволяет исключить перегрузку малогабаритных АС нижними частотами диапазона. Частота среза ФВЧ перестраивается в полосе 30…600 Гц четырех-секционным переменным резистором VR101. Поскольку для ФВЧ Баттерворта сопротивление резисторов первого и второго звеньев должны отличаться в два раза, параллельно одной из секций подключены резисторы R104 (R204). У такого решения есть особенность — характеристика Баттерворта сохраняется в достаточно узкой полосе перестройки {примерно до 100 Гц). Далее пропорциональность сопротивлений нарушается, и в верхней границе диапазона фильтр превращается в равнокомпонентный. В отличие от фильтров Баттерворта, равнокомпонентные фильтры имеют более плавный перегиб АЧХ, а спад начинается относительно далеко от частоты среза (рис. 14). С выхода фильтров сигнал через буферные повторители на сдвоенных ОУ DA106, DA107 поступает на линейные выходы фронтальных и тыловых каналов к внешнему усилителю.

Рис. 14

Оставшаяся часть устройства формирует сигнал для сабвуфера. С выхода буферных каскадов на DA102 сигнал через сумматор на резисторах R106, R206 поступает на ФВЧ четвертого порядка («Subsonic»), выполненный на сдвоенном ОУ DA103. Частота среза изменяется в интервале 10… 130 Гц четырехсекционным переменным резистором VR102. Затем сигнал подается на ФНЧ третьего порядка на ОУ DA104.1, частота среза которого изменяется в интервале 20…200 Гц четырехсекционным резистором VR103. Выбранное сочетание частот среза позволяет получить практически любую результирующую АЧХ — вплоть до колоколообразной. Некоторые варианты АЧХ фильтров приведены на рис. 15.

Рис. 15

После фильтрации сигнал через регулятор уровня VR105 поступает на корректирующий усилитель (DA104.2). В цепи ООС этого каскада включен эквивалент последовательного колебательного контура — на DA105.1, аналогичный показанному на рис. 12 (DA3.2). Переменный резистор VR104 (регулятор подъема басов, называемый «X-bass или «Super bass») изменяет степень включения контура в цепь ООС, повышая коэффициент усиления каскада на частоте 45 Гц в интервале 0…+18 дБ.

Последний каскад на ОУ DA105.2 — фазовый корректор. Необходимость его применения вызвана тем, что в фильтрах высокого порядка возникает значительный сдвиг фазы сигнала. Кроме того, поскольку в подавляющем большинстве автомобилей сабвуфер устанавливают в багажнике или задней части салона, излученный им сигнал задержан относительно сигнала фронтальной АС. Совокупное воздействие этих факторов вызывает воспринимаемое на слух «отставание» баса. Особенно заметен этот эффект, если сабвуфер воспроизводит частоты выше 70…80 Гц. В ряде случаев «состыковать» полосы по фазе удается простой сменой полярности подключения динамической головки сабвуфера, но для более точной настройки необходим фазовый корректор.

На рис. 16 приведены фазочастотные характеристики этого каскада для различных значений сопротивления резистора VR106. Частота, на которой вносимый корректором сдвиг фазы составляет 90 град., определяется постоянной времени цепи C118VR106. Линейный участок ФЧХ простирается примерно на одну октаву вверх и вниз от частоты настройки.

Рис. 16

Применение фазового корректора оправдано не только для сабвуфера — введение сдвига фазы на средних частотах позволяет скорректировать звуковую сцену. Поэтому аналогичный узел входит в состав некоторых усилителей и внешних кроссоверов, предназначенных для многополосного усиления.

Внешние кроссоверы выполняются практически по тем же схемам, что и встроенные, но отличаются развитой системой коммутации и более узкой специализацией. В кроссоверах широкого применения наиболее часто используются фильтры второго порядка, перестраиваемые резисторами. В кроссоверах, предназначенных для профессиональной установки (с соответствующей измерительной аппаратурой), обычно применяют фильтры четвертого порядка, для настройки которых используют резисторные сборки.

Питание большинства внешних кроссоверов — двухполяр-ное, поэтому в конструкцию входит преобразователь напряжения бортовой сети. Однополярное питание — только в самых дешевых конструкциях, рассчитанных на источники сигнала с выходным напряжением не более 0,5 В. Отказ от универсальности, свойственной встроенным кроссоверам большинства усилителей, значительно изменил многие их характеристики. Так, пределы плавной перестройки частоты двухполосных кроссоверов нередко ограничены двумя-тремя октавами в наиболее часто используемых полосах частот 50…800 Гц и 2… 10 кГц, разбитых на несколько интервалов.

Смена множителя частоты в «многодиапазонных» конструкциях производится переключением частотозадающих конденсаторов. Если ограничить ширину полосы регулирования одной-двумя октавами, то в фильтрах второго порядка можно перестраивать только одно звено. При этом добротность и форма АЧХ фильтра практически не изменяются, но в конструкции допустимо применение недорогих двухсекционных переменных резисторов.

В трехполосных кроссоверах используются те же схемотехнические решения. Основные отличия связаны с организацией канала средних частот. Для расширения области их применения во многих конструкциях отключают входящие в полосовой фильтр средних частот ФВЧ или ФНЧ, чтобы обеспечить возможность изменения фазировки каналов при настройке системы, нередко придусмат-ривают дополнительные инвертирующие каскады и переключатели полярности сигнала. Встречаются и плавные регуляторы фазы, подобные рассмотренному выше.

Регулятор фазы

В некоторых сабвуферах имеется также ручка или переключатель с надписью «Фаза». Чтобы понять суть управления фазой сабвуфера, попробуйте представить звуковые волны, излучаемые основными громкоговорителями и сабвуфером в одно и то же время. Если эти источники звука находятся на разном расстоянии от ваших ушей, то звуковые волны приходят в разное время, то есть между ними создается фазовый сдвиг. Дополнительный фазовый сдвиг может появляться из-за электронных схем внутри сабвуфера (часто это активный громкоговоритель). Регулятор фазы дает возможность ввести задержку в звуковую волну, излучаемую сабвуфером, благодаря чему она становится синфазной со звуковыми волнами от главных громкоговорителей. Если звуковые волны синфазны, вы слышите более когерентный, лучше согласованный звук.

Устанавливать необходимый фазовый сдвиг лучше всего во время прослушивания музыки. Сидя на слушательском месте, попросите кого-нибудь повернуть регулятор фазы (или переключить тумблер), чтобы определить положение, при котором звучание баса становится наиболее ровным.

Но существует более точный способ регулировки фазы, гарантирующий достижение точного фазового согласования между сабвуфером и основными громкоговорителями. Сначала поменяйте полярность подключения ваших основных акустических систем. Для этого подключите „красный» конец провода, идущего к громкоговорителя, к „черной» клемме, а „черный» конец — к „красной» клемме. Проделайте эту операцию с обоими громкоговорителями. Затем возьмите тестовый CD с записями чистых тонов и выберите сигнал с частотой, равной граничной частоте кроссовера сабвуфера. Сядьте в кресло прослушивания и попросите вашего ассистента вращать фазовый регулятор до тех пор, пока громкость звука не станет минилмалънай. Соответствующее положение регулятора и будет самым точным из возможных. После окончания настройки фазы переключите провода основных громкоговорителей в нормальное положение.

Что же происходит во время всей этой процедуры? Когда вы „неправильно» подключаете основные акустические системы к усилителю, вы тем самым переворачиваете фазу их сигнала на 180° относительно сигнала сабвуфера. Затем вы воспроизводите тестовый сигнал на частоте разделения, и он излучается как сабвуфером, так и основными громкоговорителями. Минимальная громкость звука в точке прослушивания достигается тогда, когда звуковые волны от сабвуфера и основных громкоговорителей находятся в противофазе. Это значит, что конусы основных громкоговорителей и сабвуфера относительно друг друга двигаются в противоположных направлениях. Две противофазные волны взаимно компенсируются, что приводит к снижению громкости. Затем вы восстанавливаете первоначальное подключение основных громкоговорителей, и звуковые волны, исходящие от них, становятся максимально синфазными с сигналом сабвуфера — что и требовалось. Это наиболее точный способ установки фазового сдвига сабвуфера. Если в дальнейшем вы не будете менять его местоположение (равно как и положение основных громкоговорителей), вам не понадобится повторять эту операцию.
Активный трехполосный фильтр
В статье приведены результаты работ по созданию устройства, представляющего собой комплект активных фильтров для построения высококачественных трехполосных усилителей низкой частоты классов HiFi и HiEnd.

В процессе предварительных исследований суммарной АЧХ трехполосного усилителя, построенного с использованием трех активных фильтров второго порядка, выяснилось, что эта характеристика при любых частотах стыков фильтров обладает весьма высокой неравномерностью. При этом она весьма критична к точности настройки фильтров. Даже при небольшом рассогласовании неравномерность суммарной АЧХ может составить 10…15 дБ!

МАСТЕР КИТ выпускает набор NM2116, из которого можно собрать комплект фильтров, построенный на базе двух фильтров и вычитающего сумматора, не имеющий вышеперечисленных недостатков. Разработанное устройство малочувствительно к параметрам частот среза отдельных фильтров и при этом обеспечивает высоколинейную суммарную АЧХ.
Основными элементами современной высококачественной звуковоспроизводящей аппаратуры являются акустические системы (АС).

Самыми простыми и дешевыми являются однополосные АС, имеющие в своем составе один громкоговоритель. Такие акустические системы не способны с высоким качеством работать в широком диапазоне частот в силу использования одного громкоговорителя (головка громкоговорителя — ГГ). При воспроизведении разных частот к ГГ предъявляются различные требования. На низких частотах (НЧ) динамик должен обладать большим и жестким диффузором, низкой резонансной частотой и иметь большой ход (для прокачки большого объема воздуха). А на высоких частотах (ВЧ) наоборот – необходим небольшой легкий но твердый диффузор с малым ходом. Все эти характеристики совместить в одном громкоговорителе практически невозможно (несмотря на многочисленные попытки), поэтому одиночный громкоговоритель имеет высокую частотную неравномерность. Кроме этого в широкополосных громкоговорителях существует эффект интермодуляции, который проявляется в модуляции высокочастотных компонент звукового сигнала низкочастотными. В результате звуковая картина нарушается. Традиционным решением этой проблемы является разделение воспроизводимого диапазона частот на поддиапазоны и построение акустических систем на базе нескольких динамиков на каждый выбранный частотный поддиапазон.


Пассивные и активные разделительные электрические фильтры

Для снижения уровня интермодуляционных искажений перед громкоговорителями устанавливаются электрические разделительные фильтры. Эти фильтры также выполняют функцию распределения энергии звукового сигнала между ГГ. Их рассчитывают на определенную частоту разделения, за пределами которой фильтр обеспечивает выбранную величину затухания, выражаемую в децибелах на октаву. Крутизна затухания разделительного фильтра зависит от схемы его построения. Фильтр первого порядка обеспечивазатухание 6 дБ/окт, второго порядка — 12 дБ/окт, а третьего порядка — 18 дБ/окт. Чаще всего в АС используются фильтры второго порядка. Фильтры более высоких порядков применяются в АС редко из-за сложной реализации точных значений элементов и отсутствия потребности иметь более высокие значения крутизны затухания.

Частота разделения фильтров зависит от параметров применяемых ГГ и от свойств слуха. Наилучший выбор частоты разделения — при котором каждый ГГ АС работает в пределах области поршневого действия диффузора. Однако при этом АС должна иметь много частот разделения (соответственно ГГ), что значительно увеличивает ее стоимость. Технически обосновано, что для качественного звуковоспроизведения достаточно применять трехполосное разделение частот. Однако на практике существуют 4-х, 5-и и даже 6-и полосные акустические системы. Первую (низкую) частоту разделения выбирают в диапазоне 200…400 Гц, а вторую (среднюю) частоту разделения в диапазоне 2500…4000 Гц.

Традиционно фильтры изготавливаются с применением пассивных L, C, R элементов, и устанавливаются непосредственно на выходе оконечного усилителя мощности (УМ) в корпусе АС, согласно рис. 1.


Рисунок 1. Традиционное исполнение АС


Однако у подобного исполнения существует ряд недостатков. Во первых, для обеспечения необходимых частот среза приходится работать с достаточно большими индуктивностями, поскольку необходимо выполнить одновременно два условия – обеспечить необходимую частоту среза и обеспечить согласование фильтра с ГГ (иными словами нельзя уменьшить индуктивность за счет увеличения емкости, входящей в состав фильтра). Намотку катушек индуктивности желательно производить на каркасах без применения ферромагнетиков из-за существенной нелинейности их кривой намагниченности. Соответственно, воздушные катушки индуктивности получаются достаточно громоздкими. Кроме всего существует погрешность намотки, которая не позволяет обеспечить точно рассчитанную частоту среза.

Провод, которым ведется намотка катушек, обладает конечным омическим сопротивлением, что в свою очередь, приводит к уменьшению КПД системы в целом и преобразованием части полезной мощности УМ в тепло. Особенно заметно это проявляется в автомобильных усилителях, где питающее напряжение ограничено 12 В. Поэтому для построения автомобильных стереосистем часто применяют ГГ пониженного сопротивления обмотки (~2…4 Ом). В такой системе введение дополнительного сопротивления фильтра порядка 0,5 Ом может привести к уменьшению выходной мощности на 30%…40%.

При проектировании высококачественного усилителя мощности стараются свести к минимуму его выходное сопротивление для увеличения степени демпфирования ГГ. Применение пассивных фильтров заметно снижает степень демпфирования ГГ, поскольку последовательно с выходом усилителя подключается дополнительное реактивное сопротивление фильтра. Для слушателя это проявляется в появлении “бубнящих” басов.

Эффективным решением является использование не пассивных, а активных электронных фильтров, в которых все перечисленные недостатки отсутствуют. В отличие от пассивных фильтров, активные фильтры устанавливается до УМ как показано на рис. 2.


Рисунок 2. Построение звуковоспроизводящего тракта с использованием активных фильтров


Активные фильтры представляют собой RC фильтры на операционных усилителях (ОУ). Несложно построить активные фильтры звуковых частот любого порядка и с любой частотой среза. Расчет подобных фильтров производится по табличным коэффициентам с заранее выбранным типом фильтра, необходимым порядком и частотой среза.

Использование современных электронных компонентов позволяет изготавливать фильтры, обладающие минимальными значениями уровней собственных шумов, малым энергопотреблением, габаритами и простотой исполнения/повторения. В результате, использование активных фильтров приводит к увеличению степени демпфирования ГГ, снижает потери мощности, уменьшает искажения и увеличивает КПД звуковоспроизводящего тракта в целом.

К недостаткам такой архитектуры относится необходимость использования нескольких усилителей мощности и нескольких пар проводов для подключения акустических систем. Однако в настоящее время это не является критичным. Уровень современных технологий значительно снизил цену и размеры УМ. Кроме того, появилось достаточно много мощных усилителей в интегральном исполнении с отличными характеристиками, даже для профессионального применения. На сегодняшний день существует ряд ИМС с несколькими УМ в одном корпусе (фирма Panasonic выпускает ИМС RCN311W64A-P с 6-ю усилителями мощности специально для построения трехполосных стереосистем). Кроме того УМ можно расположить внутри АС и использовать короткие провода большого сечения для подключения динамиков, а входной сигнал подать по тонкому экранированному кабелю. Однако, если даже не удается установить УМ внутри АС, применение многожильных соединительных кабелей не представляет собой сложную проблему.
Моделирование и выбор оптимальной структуры активных фильтров

При построении блока активных фильтров было решено использовать структуру состоящую из фильтра высокой частоты (ФВЧ), фильтра средней частоты (полосовой фильтр, ФСЧ) и фильтра низкой частоты (ФНЧ).

Это схемотехническое решение было практически реализовано. Был построен блок активных фильтров НЧ, ВЧ и ПФ. В качестве модели трехполосной АС был выбран трехканальный сумматор, обеспечивающий суммирование частотных компонент, согласно рис. 3.

Рисунок 3. Модель трехканальной АС с набором активных фильтров и ФСЧ на ПФ


При снятии АЧХ такой системы, при оптимально подобранных частотах среза, ожидалось получить линейную зависимость. Но результаты оказались далеки от предполагаемых. В точках сопряжения характеристик фильтров наблюдались провалы/выбросы в зависимости от соотношения частот среза соседних фильтров. В итоге подбором значений частот среза не удалось привести проходную АЧХ системы к линейному виду. Нелинейность проходной характеристики свидетельствует о наличии частотных искажений в воспроизводимом музыкальном оформлении. Результаты эксперимента представлены на рис. 4, рис. 5 и рис. 6. Рис. 4 иллюстрирует сопряжение ФНЧ и ФВЧ по стандартному уровню 0.707. Как видно из рисунка в точке сопряжения результирующая АЧХ (показана красным цветом) имеет существенный провал. При раздвижении характеристик глубина и ширина провала увеличивается, соответственно. Рис. 5 иллюстрирует сопряжение ФНЧ и ФВЧ по уровню 0.93 (сдвижка частотных характеристик фильтров). Эта зависимость иллюстрирует минимально достижимую неравномерность проходной АЧХ, путем подбора частот среза фильтров. Как видно из рисунка, зависимость явно не линейна. При этом частоты среза фильтров можно считать оптимальными для данной системы. При дальнейшем сдвиге частотных характеристик фильтров (сопряжение по уровню 0.97) наблюдается появление выброса в проходной АЧХ в точке стыка характеристик фильтров. Подобная ситуация показана на рис. 6.

Рисунок 4. АЧХ ФНЧ (черный), АЧХ ФВЧ (черный)

и проходная АЧХ (красный), согласование по уровню 0.707

Рисунок 5. АЧХ ФНЧ (черный), АЧХ ФВЧ (черный)

и проходная АЧХ (красный), согласование по уровню 0.93

Рисунок 6. АЧХ ФНЧ (черный), АЧХ ФВЧ (черный)

и проходная АЧХ (красный), согласование по уровню 0.97 и появление выброса
Основной причиной нелинейности проходной АЧХ является наличие фазовых искажений на границах частот среза фильтров.

Решить подобную проблему позволяет построение среднечастотного фильтра не в виде полосового фильтра, а с использованием вычитающего сумматора на ОУ. Характеристика такого ФСЧ формируется в соответствии с формулой:


Uсч = Uвх – Uнч — Uвч.
Структура такой системы представлена на рис. 7.

Рисунок 7. Модель трехканальной АС с набором активных фильтров и ФСЧ на вычитающем сумматоре


При таком способе формирования канала средних частот пропадает необходимость в точной настройке соседних частот среза фильтров, т.к. среднечастотный сигнал формируется вычитанием из полного сигнала сигналов фильтров высоких и низких частот. Кроме обеспечения взаимодополняющих АЧХ, у фильтров получаются так же и комплементарные ФЧХ, что гарантирует отсутствие выбросов и провалов в суммарной АЧХ всей системы.

АЧХ среднечастотного звена с частотами среза Fср1 = 300 Гц и Fср2 = 3000 Гц приведена на рис. 8. По спаду АЧХ обеспечивается затухание не более 6 дБ/окт, что, как показывает практика, вполне достаточно для практической реализации ФСЧ и получения качественного звучания СЧ ГГ.


Рисунок 8. АЧХ фильтра средних частот


Проходной коэффициент передачи такой системы с ФНЧ, ФВЧ и ФСЧ на вычитающем сумматоре получается линейным во всем диапазоне частот 20 Гц…20 кГц, согласно рис. 9. Полностью отсутствуют амплитудные и фазовые искажения, что обеспечивает кристальную чистоту воспроизводимого звукового сигнала.

Рисунок 9. АЧХ системы фильтров с ФСЧ на вычитающем сумматоре


К недостаткам подобного решения можно отнести жесткие требования к точности номиналов резисторов R1, R2, R3 (согласно рис. 10, на котором представлена электрическая схема вычитающего сумматора) обеспечивающих балансировку сумматора. Эти резисторы должны использоваться с допусками на точность не более 1%. Однако при возникновении проблем с приобретением таких резисторов потребуется сбалансировать сумматор используя вместо R1, R2 подстроечные резисторы.

Балансировка сумматора выполняется по следующей методике. Сначала на вход системы фильтров необходимо подать низкочастотное колебание с частотой, намного ниже частоты среза ФНЧ, например 100 Гц. Изменяя значение R1 необходимо установить минимальный уровень сигнала на выходе сумматора. Затем на вход системы фильтров подается колебание с частотой заведомо большей частоты среза ФВЧ, например 15 кГц. Изменяя значение R2 опять устанавливают минимальный уровень сигнала на выходе сумматора. Настройка закончена.


Рисунок 10. Схема вычитающего сумматора


Методика расчета активных ФНЧ и ФВЧ

Радиолюбители сами могут рассчитать ФНЧ и ФВЧ на необходимую частоту среза, используя следующие выкладки.

Как показывает теория для фильтрации частот звукового диапазона необходимо применять фильтры Баттерворта не более второго или третьего порядка, обеспечивающие минимальную неравномерность в полосе пропускания.

Схема ФНЧ второго порядка представлена на рис. 11. Его расчет производится по формуле:

где a1=1.4142 и b1=1.0 — табличные коэффициенты, а С1 и С2 выбираются из соотношения C2/C1 больше равно 4xb1/a12, причем не следует выбирать отношение C2/C1 много большим правой части неравенства.


Рисунок 11. Схема ФНЧ Баттерворта 2-го порядка


Схема ФВЧ второго порядка представлена на рис. 12. Его расчет производится по формулам:

где C=C1=C2 (задаются перед расчетом), а a1=1.4142 и b1=1.0 — те же табличные коэффициенты.

Рисунок 12. Схема ФВЧ Баттерворта 2-го порядка


Специалисты отдела “МАСТЕР КИТ” разработали и исследовали характеристики такого блока фильтров, обладающего максимальной функциональностью и минимальными габаритами, что является существенным при применении устройства в быту. Использование современной элементной базы позволило обеспечить максимальное качество разработке.
Технические характеристики блока фильтров

Напряжение питания, В

12…30

Ток потребления, мА

10

НЧ фильтр
Усиление в полосе пропускания, дБ
Затухание вне полосы пропускания, дБ/окт
Частота среза, Гц

0
12


300

ВЧ фильтр
Усиление в полосе пропускания, дБ
Затухание вне полосы пропускания, дБ/окт
Частота среза, Гц

0
12


3000

СЧ фильтр (полосовой)
Усиление в полосе пропускания, дБ
Затухание вне полосы пропускания, дБ/окт
Частоты среза, Гц

0
6


300, 3000

Размеры печатной платы, мм

61×42

Принципиальная электрическая схема активного фильтра показана на рис. 13. Перечень элементов фильтра приведен в таблице.

Фильтр выполнен на четырех операционных усилителях. ОУ объединены в одном корпусе ИМС MC3403 (DA2). На DA1 (LM78L09) собран стабилизатор питающего напряжения с соответствующими фильтрующими емкостями: С1, С3 по входу и С4 по выходу. На резистивном делителе R2, R3 и конденсаторе С5 выполнена искусственная средняя точка.

На ОУ DA2.1 выполнен буферный каскад сопряжения выходного и входных сопротивлений источника сигнала и фильтров НЧ, ВЧ и СЧ. На ОУ DA2.2 собран фильтр НЧ, на ОУ DA2.3 — фильтр ВЧ. ОУ DA2.4 выполняет функцию формирователя полосового СЧ фильтра.

На контакты X3 и X4 подается напряжение питания, на контакты X1, X2 — входной сигнал. С контактов X5, X9 снимается отфильтрованный выходной сигнал для тракта НЧ; с X6, X8 – ВЧ и с X7, X10 – СЧ трактов соответственно.

Рисунок 13. Схема электрическая принципиальная активного трехполосного фильтра
Перечень элементов активного трехполосного фильтра


Позиция

Наименование

Примечание

Кол.

С1, С4

0,1 мкФ

Обозначение 104

2

C2, С10, C11, C12, C13, C14,  C15

0,47 мкФ

Обозначение 474

7

С3, C5

220 мкФ/16 В

Замена 220 мкФ/25 В

2

С6, C8

1000 пФ

Обозначение 102

2

С7

22 нФ

Обозначение 223

1

С9

10 нФ

Обозначение 103

1

DA1

78L09

 

1

DA1

MC3403

Замена LM324, LM2902

1

R1…R3

10 кОм

 

3

R8…R12

10 кОм

Допуск не более 1%*

5

R4…R6

39 кОм

 

3

R7

75 кОм



1

 

 

Колодка DIP-14

1

 

Штыревой разъем

2-х контактный

2

 

Штыревой разъем

3-х контактный

2

Внешний вид фильтра показан на рис. 14, печатная плата – на рис. 15, расположение элементов – на рис. 16.

Конструктивно фильтр выполнен на печатной плате из фольгированного стеклотекстолита. Конструкция предусматривает установку платы в стандартный корпус BOX-Z24A, для этого предусмотрены монтажные отверстия по краям платы диаметром 4 и 8 мм. Плата в корпусе крепится двумя винтами-саморезами.

Рисунок 14. Внешний вид активного фильтра


Рисунок 15. Печатная плата активного фильтра


Рисунок 16. Расположение элементов на печатной плате

активного фильтра


МАСТЕР КИТ подготовил набор NM2116, состоящий из печатной платы, всех необходимых компонентов, руководства по сборке и настройке.

Активный трехполосный фильтр хорошо зарекомендовал себя при работе совместно с усилителями мощности NK057, NM2011, NM2012, NM2031, NM2032, NM2033 и NM2034.

Вся продукция МАСТЕР КИТ представлена на нашем сайте и в каталоге “МАСТЕР КИТ”. Спрашивайте электронные наборы и модули МАСТЕР КИТ, каталоги “МАСТЕР КИТ” и журналы “Схемотехника” в магазинах радиодеталей вашего города.
Фазолинейный активный кроссовер

http://radiosvit.com/blog/2008-09-27-741

«Electronics World + Wireless World», September 1999 p779

Питер Ласки обращает внимание, что в большинстве кроссоверов (разделительных фильтров для многополосных акустических систем) на частоте раздела НЧ/ВЧ наблюдается значительный (обычно от 45 до 90 электрических градусов в зависимости от порядка фильтров) фазовый сдвиг между напряжениями на НЧ и ВЧ выходах.

Это приводит к существенным нарушениям целостности звуковой картины на средних частотах (ответственных за передачу голоса и основной части спектра большинства музыкальных инструментов), поскольку один и тот же сигнал излучается дважды: ВЧ звеном и НЧ звеном с большей или меньшей временной задержкой. Необходимое для идеальной звукопередачи условие — постоянство характеристики группового времени задержки (ГВЗ), или, что то же, линейная фазовая характеристика, принципиально могут быть получены только при использовании в кроссовере ФНЧ Бесселя и всепропускающего (фазокорректирующего) фильтра Делияниса (ФВЧ для формирования АЧХ для ВЧ звена вообще не могут быть применены, поскольку они формируют фазовое опережение, принципиально не стыкующееся, каким бы оно ни было, с фазовым запаздыванием ФНЧ и фазокорректора Делияниса).

В фазолинейном активном кроссовере (рис.1) формирование сигнала для НЧ звена (выход Low) выполняет ФНЧ Бесселя четвертого порядка (ОУ А4, А5), а на ОУ А2 выполнен фазокорректор Делияниса второго порядка, который имеет линейную АЧХ, но такую же ФЧХ и ГВЗ, что и ФНЧ Бесселя четвертого порядка. Дифференциальный усилитель на ОУ A3 вычитает из сигнала на выходе A3 сигнал на выходе ФНЧ и таким образом формирует сигнал сопряженного с последним по частоте раздела ФВЧ (выход High), подаваемый на ВЧ звено акустической системы. При этом фазы напряжений на обоих выходах практически совпадают, что обеспечивает точную передачу пространственной звуковой картины. С показанными на схеме номиналами элементов кроссовер применяется для акустической системы из электростатического ВЧ звена и изобарического («компрессионного») НЧ динамика. Частота раздела НЧ/ВЧ может быть легко скорректирована для других динамиков одновременным изменением емкости конденсаторов С21, С22, С41, С42, С51 и С52.

Схемы фильтров фильтров 3 порядка. Активные RC-фильтры на операционных усилителях. Что такое порядок фильтра и крутизна среза

Всем привет,

Чтобы не иметь сложностей с расчётом фильтра СЧ-ВЧ, возможно, представляется правильным, использовать, так называемый фильтр дополнительной функции (ФДФ) – дифференциальный усилитель, вычитающий из широкополосного (музыкального) сигнала тот, что был выделен фильтром низких частот (в нашем случае), а остаток – СЧ и ВЧ составляющие, передающий на свой выход.

Практические схемы кроссоверов с ФДФ подробно описаны в статьях журнала Радио:
1981г №5-6 стр 39 «Трёхполосный усилитель»
1987г №3 стр 35 «Блок фильтров трёхполосного усилителя ЗЧ»

Обратите внимание, в схеме «87/3, перед активным фильтром стоит повторитель напряжения на ОУ, каковой повторитель обладает низким выходным сопротивлением, а нагружен фильтр на ОУ (ФДФ) с высоким входным сопротивлением, что полезно для согласования фильтра со схемой, образующей кроссовер, в целом.

Частоту раздела, для двухполосного кроссовера, лучше выбрать в три раза больше, чем резонансная частота НЧ громкоговорителя. Если в качестве НЧ громкоговорителя используется широкополосный динамик, то раздел лучше провести выше 3,5 КГц (выше резонансной частоты выбранного ВЧ динамика).
Таблица с связывающая частоту раздела при биамплиннге с мощностью, которую нужно подвести к СЧ – ВЧ звену, приведена в Радио 2001 №9 стр. 10

Перед этим кроссовером, хорошо бы поставить ФВЧ с частотой среза 40Гц или менее – отрезать то, что Ваш НЧ динамик не может воспроизвести физически. Подробно об этом рассказано у Аудиокиллера electroclub.info/samodel/sub_pred.htm

Статья по измерению резонансной частоты громкоговорителей и их «Т-С параметров» при помощи звуковой карты компьютера, приведена здесь, на сайте..html

По теме двухполосного звуковоспроизведения (биамплинг), интересно прочитать статью В.Шорова из Радио 1994 №2 «Двухполосное звуковоспроизведение» и, если есть желание разобраться лучше – цикл статей А.Фрунзе «О повышение качества звучания АС» Радио 1992 9 – 12.

Хочу поблагодарить АудиоКиллера за программу для расчёта фильтров третьего порядка.
electroclub.info/mysoft.htm
По выполненным расчётам собрал комбинированный (на одном ОУ) полосовой фильтр 40 – 18000 Гц для УКВ приёмника. При точном подборе конденсаторов и резисторов, АЧХ фильтра совпала с желаемой без дополнительной настройки.

Начинающие, успешно собравшие макет схемы, могут избавить себя от хлопот травления печатных плат, используя НЕфольгированный стеклотекстолит (гетинакс или плотный картон) и тонкий лужёный провод, который заменяет дорожки, которые предполагалось травить. В программе LayOut рисуется печатная плата, с шириной дорожек 0,3 – 05 мм. – чтобы были видны. По распечатке рисунка платы, защищённой прозрачным скотчем, кернится и сверлится текстолит. Потом в отверстия, по порядку сборки, от входа у выходу, вставляются детали, их лужёные выводы отгибаются по направлению отрисованных дорожек и пропаиваются. Если длинны выводов не хватает, используют лужёный провод. Если проводники — «дорожки» лежат близко друг к другу и есть риск замыкания – можно одеть кембрик. Важно, что если потребуется переделка, например, 20% собранной схемы, не нужно срезать печатные дорожки – просто распаять участок, сделать новую сверловку и собрать заново – чисто, просто и технологично, как тротуарная плитка. При сборке ВЧ конструкций, слой фольги, обращённый к деталям, можно использовать как общий экран. Фольгу вокруг отверстий нужно зенковать, кроме «земляных» контактов.
Если интересно, пришлю фотографии плат, сделанных таким способом.

Б. Успенский

Простым приемом разделения каскадов по частотному признаку является установка разделительных конденсаторов или интегрирующих RС-цепей. Однако часто возникает необходимость в фильтрах с более крутыми склонами, чем у RС-цепочки. Такая потребность существует всегда, когда надо отделить полезный сигнал от близкой по частоте помехи.

Возникает вопрос: можно ли, соединяя каскадно интегрирующие RС-цепочки, получить, например, сложный фильтр нижних частот (ФНЧ) с характеристикой, близкой к идеальной прямоугольной, как на рис. 1.

Рис. 1. Идеальная частотная характеристика ФНЧ

Существует простой ответ на такой вопрос: даже если разделить отдельные RС-секции буферными усилителями, все равно из многих плавных перегибов частотной характеристики не сделать одного крутого. В настоящее время в диапазоне частот 0…0,1 МГц подобную задачу решают с помощью активных RС-фильтров, не содержащих индуктивностей.

Интегральный операционный усилитель (ОУ) оказался весьма полезным элементом для реализации активных RС-фильтров. Чем ниже частотный диапазон, тем резче проявляются преимущества активных фильтров с точки зрения микроминиатюризации электронной аппаратуры, так как даже при очень низких частотах (до 0,001 Гц) имеется возможность использовать резисторы и конденсаторы не слишком больших номиналов.

Таблица 1


В активных фильтрах обеспечивается реализация частотных характеристик всех типов: нижних и верхних частот, полосовых с одним элементом настройки (эквивалент одиночного LC-контура), полосовых с несколькими сопряженными элементами настройки, режекторных, фазовых фильтров и ряда других специальных характеристик.

Создание активных фильтров начинают с выбора по графикам или функциональным таблицам того вида частотной характеристики, которая обеспечит желаемое подавление помехи относительно единичного уровня на требуемой частоте, отличающейся в заданное число раз от границы полосы пропускания или от средней частоты для резонансного фильтра. Напомним, что полоса пропускания ФНЧ простирается по частоте от 0 до граничной частоты fгр, фильтра высокой частоты (ФВЧ) — от fгр до бесконечности. При построении фильтров наибольшее распространение получили функции Баттерворта, Чебышева и Бесселя. В отличие от других характеристика фильтра Чебышева в полосе пропускания колеблется (пульсирует) около заданного уровня в установленных пределах, выражаемых в децибелах.

Степень приближения характеристики того или иного фильтра к идеальной зависит от порядка математической функции (чем выше порядок — тем ближе). Как правило, используют фильтры не более 10-го порядка. Повышение порядка затрудняет настройку фильтра и ухудшает стабильность его параметров. Максимальная добротность активного фильтра достигает нескольких сотен на частотах до 1 кГц.

Одной из наиболее распространенных структур каскадных фильтров является звено с многопетлевой обратной связью, построенное на базе инвертирующего ОУ, который в расчетах принят за идеальный. Звено второго порядка показано на рис. 2.

Рис. 2. Структура фильтра второго порядка:



Значение С1, С2 для ФНЧ и R1, R2 для ФВЧ тогда определяются умножением или делением С0 и R0 на коэффициенты из табл. 2 по правилу:
C1 = m1С0, R1 = R0/m1
С2 = m2C0, R2 = R0/m2.

Звенья третьего порядка ФНЧ и ФВЧ показаны на рис. 3.

Рис. 3. Структура фильтра третьего порядка:
а — нижних частот; б — верхних частот


В полосе пропускания коэффициент передачи звена равен 0,5. Определение элементов произведем по тому же правилу:
С1 = m1С0, R1 = R0/m1 С2 = m2С0, R2 = R0/m2 С3 = m3С0, R3 = R0/m3.

Таблица коэффициентов выглядит следующим образом.

Таблица 2

Порядок фильтра надо определить расчетным путем, задавшись отношением Uвых/Uвх на частоте f вне полосы пропускания при известной граничной частоте fгр. Для фильтра Баттерворта существует зависимость

Для иллюстрации на рис. 4 приведено сравнение характеристик трех фильтров нижних частот шестого порядка с характеристикой затухания RC-цепи. Все устройства имеют одно и то же значение fгр.

Рис. 4. Сравнение характеристик ФНЧ шестого порядка:
1- фильтр Бесселя; 2 — фильтр Баттеррорта; 3 — фильтр Чебышева (пульсации 0,5 дБ)


Полосовой активный фильтр можно построить на одном ОУ по схеме рис. 5.

Рис. 5. Полосовой фильтр


Рассмотрим числовой пример. Пусть необходимо построить селективный фильтр с резонансной частотой F0 = 10 Гц и добротностью Q = 100.

Его полоса находится в пределах 9,95…10,05 Гц. На резонансной частоте коэффициент передачи В0 = 10. Зададим емкость конденсатора С = 1 мкФ. Тогда по формулам для рассматриваемого фильтра:


Устройство остается работоспособным, если исключить R3 и использовать ОУ с усилением, точно равным 2Q 2 , Но тогда добротность зависит от свойств ОУ и будет нестабильна. Поэтому коэффициент усиления ОУ на резонансной частоте должен значительно превышать 2Q 2 = 20 000 на частоте 10 Гц. Если усиление ОУ превышает 200 000 на частоте 10 Гц, можно увеличить R3 на 10 %, чтобы добиться расчетного значения добротности. Не всякий ОУ имеет на частоте 10 Гц усиление 20 000, тем более 200 000. Например, ОУ К140УД7 не подходит для такого фильтра; потребуется КМ551УД1А (Б).

Используя ФНЧ и ФВЧ, включенные каскадно, получают полосно-пропускающий фильтр (рис. 6).

Рис. 6. Полосно-пропускающий фильтр


Крутизна склонов характеристики такого фильтра определяется порядком выбранных ФНЧ и ФВЧ. Осуществляя разноc граничных частот высокодобротных ФВЧ и ФНЧ, можно расширить полосу пропускания, но при этом ухудшается равномерность коэффициента передачи в пределах полосы. Представляет интерес получить плоскую амплитудно-частотную характеристику в полосе пропускания.

Взаимная расстройка нескольких резонансных полосовых фильтров (ПФ), каждый из которых может быть построен по схеме рис. 5, дает плоскую частотную характеристику с одновременным увеличением избирательности. При этом выбирают одну из известных функций для реализации заданных требований к частотной характеристике, а затем преобразуют НЧ-функцию в полосно-пропускающую для определения добротности Qр и резонансной частоты fр каждого звена. Звенья включают последовательно, причем неравномерность характеристики в полосе пропускания и избирательность улучшаются с увеличением числа каскадов резонансных ПФ.

Для упрощения методики, создания каскадных ПФ в табл. 3 представлены оптимальные значения полосы частот дельта fр (по уровню -3 дБ) и средней частоты fp резонансных звеньев, выраженные через общую полосу частот дельта f (по уровню -3 дБ) и среднюю частоту f0 составного фильтра.

Таблица 3


Точные значения средней частоты и границ по уровню — 3 дБ лучше всего подбирать экспериментально, подстраивая добротность.

На примере ФНЧ, ФВЧ и ПФ мы видели, что требования к коэффициенту усиления или широкополосности ОУ могут быть чрезмерно велики. Тогда следует перейти к звеньям второго порядка на двух или трех ОУ. На рис. 7 представлен интересный фильтр второго порядка, объединяющий в себе функции трех фильтров; с выхода и DA1 получим сигнал ФНЧ, с выхода DA2 — сигнал ФВЧ, а с выхода DА3 — сигнал ПФ.

Рис. 7. Активный фильтр второго порядка


Граничные частоты ФНЧ, ФВЧ и центральная частота ПФ одна и та же. Добротность также одинакова для всех фильтров.


Все фильтры можно настраивать посредством одновременного изменения R1, R2 или С1, С2. Добротность независимо от этого можно-регулировать при помощи R4. Конечность усиления ОУ определяет истинную добротность Q = Q0(1 +2Q0/K).

Необходимо выбрать ОУ с коэффициентом усиления К >> 2Q0 на граничной частоте. Это условие значительно менее категорично, чем для фильтров на одном ОУ. Следовательно, на трех ОУ сравнительно невысокого качества можно собрать фильтр с лучшими характеристиками.

Полосно-заграждающий (режекторный) фильтр подчас необходим для вырезания узкополосной помехи, например сетевой частоты или ее гармоник. Используя, например, четырехполюсные ФНЧ и ФВЧ Баттерворта с граничными частотами 25 Гц и 100 Гц (рис. 8) и отдельный сумматор на ОУ, получим фильтр на частоту 50 Гц с добротностью Q = 5 и глубиной режекции -24 дБ.

Рис. 8. Полосно-заграждающий фильтр


Достоинством такого фильтра является то, что его характеристика в полосе пропускания — ниже 25 Гц и выше 100 Гц — оказывается идеально плоской.

Как и полосовой фильтр, режекторный фильтр можно собрать на одном ОУ. К сожалению, характеристики таких фильтров не отличаются стабильностью. Поэтому рекомендуем применять гираторный фильтр на двух ОУ (рис. 9).

Рис. 9. Режекторный гираторный фильтр


Резонансная схема на усилителе DA2 не склонна к генерации. При выборе сопротивлений следует выдержать соотношение R1/R2 = R3/2R4. Установив емкость конденсатора C2, изменением емкости конденсатора С1 можно настроить фильтр на требуемую частоту

В небольших пределах добротность можно регулировать подстройкой резистора R5. Используя эту схему, можно получить глубину режекции до 40 дБ, однако амплитуду входного сигнала следует уменьшать чтобы сохранить линейность гиратора на элементе DA2.

В описанных выше фильтрах коэффициент передачи и фазовый сдвиг зависели от частоты входного сигнала. Существуют схемы активных фильтров, коэффициент передачи которых остается постоянным, а фазовый сдвиг зависит от частоты. Такие схемы называют фазовыми фильтрами. Они используются для фазовой коррекции и задержки сигналов без искажений.

Простейший фазовый фильтр первого порядка показан на рис. 10.

Рис. 10 Фазовый фильтр первого порядка


На низких частотах, когда емкость конденсатора С не работает, коэффициент передачи равен +1, а на высоких -1. Изменяется только фаза выходного сигнала. Эта схема с успехом может быть использована как фазовращатель. Изменяя сопротивление резистора R, можно регулировать на выходе фазовый сдвиг входного синусоидального сигнала.

Существуют также фазовые звенья второго порядка. Объединяя их каскадно, строят фазовые фильтры высоких порядков. Например, для задержки входного сигнала с частотным спектром 0…1 кГц на время 2 мс требуется фазовый фильтр седьмого порядка, параметры которого определяются по таблицам.

Следует отметить, что любое отклонение номиналов используемых RC-элементов от расчетных приводит к ухудшению параметров фильтра. Поэтому желательно применять точные или подобранные резисторы, а нестандартные номиналы образовывать параллельным включением нескольких конденсаторов. Электролитические конденсаторы применять не следует. Помимо требований по усилению ОУ должен обладать высоким входным сопротивлением, значительно превышающим сопротивления резисторов фильтра. Если этого обеспечить нельзя, подключите перед входом инвертирующего усилителя повторитель на ОУ.

Отечественная промышленность выпускает гибридные интегральные схемы серии К298, которая включает RС-фильтры верхних и нижних частот шестого порядка на базе усилителей с единичным усилением (повторителей). Фильтры имеют 21 номинал граничной частоты от 100 до 10 000 Гц с отклонением не более ±3%. Обозначение фильтров К298ФН1…21 и К298ФВ1…21.

Принципы конструирования фильтров не ограничиваются приведенными примерами. Менее распространены активные RC-фильтры без сосредоточенных емкостей и индуктивностей, использующие инерционные свойства ОУ. Предельно высокие значения добротности, вплоть до 1000 на частотах до 100 кГц, обеспечивают синхронные фильтры с коммутируемыми емкостями. Наконец, методами полупроводниковой технологии с зарядовой связью создают активные фильтры на приборах с переносом заряда. Такой фильтр верхних частот 528ФВ1 с граничной частотой 820…940 Гц имеется в составе серии 528; динамический фильтр нижних частот 1111ФН1 является одной из новых разработок.

Литература
Грэм Дж., Тоби Дж., Хьюлсман Л. Проектирование и применение операционных усилителей.- М. : Мир, 1974, с. 510.
Марше Ж. Операционные усилители и их применение.- Л. : Энергия, 1974, с. 215.
Гарет П. Аналоговые устройства для микропроцессоров и мини-ЭВМ.- М. : Мир, 1981, с. 268.
Т и т ц е У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника.- М. Мир, 1982, с. 512.
Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т. 1.- М. Мир, 1983, с. 598.
[email protected]

Это устройства в звуковых системах, которые создают нужные рабочие частотные диапазоны для динамиков. Динамики сконструированы таким образом, чтобы работать в определенном частотном диапазоне. Они не приемлют частоты, не входящие в эти рамки. Если на высокочастотный динамик (твитер) подать низкую частоту, то звуковая картина испортится, а если сигнал еще и мощный, то твитер «сгорит». Высокочастотные динамики должны работать только с высокими частотами, а низкочастотные динамики должны получить от общего звукового сигнала только низкочастотный диапазон. Оставшаяся средняя полоса достается среднечастотным динамикам (мидвуферы). Следовательно, задача кроссоверов заключается в разделении звукового сигнала на нужные (оптимальные) частотные полосы для соответствующих типов динамиков.

Проще говоря, кроссовер — это пара электрических фильтров . Допустим, кроссовер имеет частоту среза равную 1000 Гц. Это означает, что один из его фильтров срезает все частоты ниже 1000 Гц и пропускает только частоты выше 1000 Гц. Такой фильтр называют high-pass фильтром. Другой фильтр, пропускающий частоты ниже 1000 Гц называется low-pass,. Графически работа этого кроссовера представлена на рисунке 3. Точка пересечения двух кривых есть частота среза кроссовера равная 1000 Гц. В трехполосных кроссоверах присутствует еще и среднечастотный фильтр (band-pass), который пропускает только средний диапазон частот (приблизительно от 600 Гц до 5000 Гц.) На рисунке изображена частотная характеристика трехполосного кроссовера.

Кроссоверы третьего порядка. У таких кроссоверов на твитере ставится одна катушка и два конденсатора, тогда как на динамике низкой частоты наоборот. Чувствительность таких кроссоверов равна 18 Дб на октаву, и они имеют хорошие фазовые характеристики при любой полярности. Негативная черта кроссоверов III-го порядка — неприемлемость использования временных задержек для устранения проблем, связанных с динамиками не излучающими на одной и той же вертикальной плоскости.

Кроссоверы четвертого порядка. Кроссоверы Баттерворта четвертого порядка имеют высокую чувствительность равную 24 дБ на октаву, что резко уменьшает взаимовлияние динамиков в области разделения частот. Сдвиг по фазе составляет 360 градусов, что фактически означает его отсутствие. Однако величина фазового сдвига в данном случае непостоянна и может привести к неустойчивой работе кроссовера. Эти кроссоверы практически не применяются на практике.
Оптимизировать конструкцию кроссовера четвертого порядка удалось Линквицу и Рили. Данный кроссовер состоит из двух последовательно соединенных кроссоверов Баттерворта второго порядка для твитера, и тоже самое для басового динамика. Чувствительность их также равна 24 дБ на октаву, однако уровень выходного сигнала на каждом фильтре меньше на 6 дБ, чем уровень выходного сигнала кроссовера. Кроссовер Линквица-Рили не имет фазовых сдвигов и позволяет проводить временную коррекцию для динамиков, не работающих в одной физической плоскости. Эти кроссоверы по сравнению с другими конструкциями дают самые лучшие акустические характеристики.

Конструирование пассивных кроссоверов

Как говорилось выше, пассивный кроссовер состоит из конденсаторов и катушек индуктивности. Для того, чтобы собрать пассивный кроссовер первого порядка необходимо иметь один конденсатор и одну катушку индуктивности. Конденсатор устанавливается последовательно на твитер (high-pass filter), а катушка последовательно на вуфер (low-pass filter). Номинальные значения индуктивности для катушки ((H — микрогенри) и емкости ((F — микрофарады) приводятся в таблице в зависимости от желаемой частоты среза кроссовера и сопротивления динамиков.
Кроссовер I порядка (6 dB/octave)

К примеру, подберем емкость и индуктивность для кроссовера с частотой среза 4000 Гц при сопротивлении динамиков 4 Ом. Из вышеприведенной таблицы находим, что емкость конденсатора первого порядка должна быть равной 10 мФ, а индуктивность катушки 0.2 мГ.
Для определения номинальных значений компонентов для кроссовера второго порядка (12 дБ/октава) необходимо значения из этой же таблицы для конденсатора умножить на коэффициент равный 0.7, а значение для катушки индуктивности умножить на коэффициент 1.414. Надо помнить, что для кроссовера второго порядка необходимо два конденсатора и две катушки индуктивности. Составим кроссовер второго порядка для частоты среза 4000 Гц. Для определения значений для обоих конденсаторов умножаем значение из таблицы 10 мФ на коэффициент 0.7 и получим 7мФ. Далее, значение индуктивности 0.2 мГ умножим на коэффицент 1.414 и получим значение индуктивности для каждой катушки 0.28 мГ. Один из этих конденсаторов устанавливается последовательно на твитер, а второй параллельно на вуфер. Одна катушка параллельно на твитер, а вторая последовательно на вуфер.

Пассивные и активные кроссоверы

Отличие между эти двумя типами кроссоверов очень простое. Активный кроссовер требует подвода питания извне, а пассивный — нет. В силу этого активный кроссовер занимает место в звуковой системе до усилителя, обрабатывая звуковой сигнал с предусилителя головного устройства (допустим, автомагнитолы ). Далее, после активного кроссовера устанавливаются два или три усилителя мощности. Один усилитель в этом случае не ставится, так как нет смысла разделенные активным кроссовером сигналы сводить в усилителе в единый сигнал. Разделенные сигналы надо усиливать по отдельности. Как видим, активные кроссоверы применяются в дорогих звуковых системах высокого качества.
Пассивные кроссоверы обрабатывают уже усиленный сигнал и устанавливаются перед динамиками. Возможности пассивных кроссоверов ограничены по сравнению с активными, однако их правильное применение может дать хорошие результаты при минимальных финансовых затратах. Пассивные кроссоверы хорошо себя зарекомендовали при требовании к порядку чувствительности менее 18 дБ на октаву. Выше этого предела хорошо работают только активные кроссоверы.

Пассивные кроссоверы в основном применяются для обработки сигнала твитеров и среднечастотных динамиков . Для низкочастотных динамиков эти кроссоверы применять можно, однако резко возрастает требование в качеству конденсаторов и катушек индуктивности, что приводит к их удорожанию и увеличению в размерах. Пассивные кроссоверы плохо переносят перегрузки. Пиковые интенсивности сигнала, поступающие от усилителя, могут менять частоту среза фильтров. Кроме того, перегруженный фильтр ослабляет звуковой сигнал (damping). Поэтому при выборе пассивных кроссоверов обращайте внимание на их способность выдерживать пиковые нагрузки, создаваемые усилителем.
Активные (или электронные) кроссоверы представляют из себя множество активных фильтров, которыми можно управлять и легко изменять частоту среза любого канала. Порядок чувствительности активных кроссоверов может быть любым, от 6 Дб до 72 Дб на октаву (и выше).В основном активные кроссоверы для автомобильных аудиосистем имеют чувствительность 24 Дб на октаву. При такой чувствительности обмен частотами между динамиками практически исключен. Звуковая картина получается очень качественной. Единственный недостаток активных кроссоверов, — это их дороговизна по сравнению с пассивными.

Фазовый сдвиг

Теперь поговорим о фазовых сдвигах, которые могут возникать в звуковых системах, использующих кроссоверы. Фазовый сдвиг — это неизбежное явление, являющееся следствием конструктивных особенностей high-pass, low-pass и band-pass фильтров.
Фаза — это временная связь двух сигналов. Измеряется фаза в градусах от 0 до 360. Если два одинаковых динамика излучают звуковые волны в противоположной фазе (фазовый сдвиг 180 градусов), то происходит ослабление звука. Проблема устраняется изменением полярности на одном из динамиков.
Когда акустическая система состоит их разных динамиков, работающих в различных частотных диапазонах (твитер и мидвуфер), то устранение фазового сдвига не всегда решается простой сменой «+» на «-«. Длина волны от твитера короче, чем от мидвуфера. Поэтому фронт высокочастотной волны может достигнуть слушателя позже (или раньше) фронта среднечастотной (или низкочастотной) волны. Эта временная задержка является следствием фазового сдвига. Оптимизировать звуковую картину в данном случае можно путем физического выравнивания двух динамиков относительно друг друга в вертикальной плоскости до момента улучшения звуковой картины. К примеру, при частоте волны 1000 Гц временная задержка в одну милисекунду устраняется сдвигом динамиков друг относительно друга на 30 см.

Настройка активного кроссовера

Самое важное в настройке кроссовера — это правильный выбор частоты среза. Если мы имеем трехполосный активный кроссовер, то значит перед нами стоит задача в определении двух точек (частот) среза. Первая точка определяет частоту среза для сабвуфера (low-pass) и начало среднечастотного диапазона для мидвуфера (high-pass). Вторая точка определяет частоту окончания среднего диапазона (low-pass) и отправную частоту высокочастотного диапазона для твитера (high-pass). Самое главное, при установке частот среза кроссовера помнить о частотных характеристиках динамика и не в коем случае не нагружать динамик частотами, которые не входят в его рабочий диапазон.
К примеру, если сабвуфер немного гремит или издает гул (неприятный резонанс корпуса автомобиля) значит он перегружен нежелательными для него средними частотами (выше 100 Гц). Перенесите частоту среза (low-pass) на отметку 75 Гц и/или установите, если возможно, чувствительность на 18 Дб или 24 Дб на октаву. Напомним, что увеличение порядка чувствительности кроссовера (величина dB/octave) более качественно срезает ненужные частоты, не давая им просачиваться через фильтр. Порядок чувствительности high-pass фильтров для мидвуфера можно оставить на 12 Дб/октава (для «мягких» среднечастотных динамиков). Подобная настройка активного кроссовера называется асимметричной.

В этой таблице приведены начальные величины частот среза для различных типов динамиков при настройке активных кроссоверов.

Краткое введение
Продолжаю спамить писать на тему операционных усилителей. В этой статье постараюсь дать обзор одной из важнейших тем, связанной с ОУ. Итак, добро пожаловать, активные фильтры .
Обзор темы
Возможно, Вы уже сталкивались с моделями RC-, LC- и RLC-фильтров. Они вполне подходят для большинства задач. Но для некоторых целей очень важно иметь фильтры с более плоскими характеристиками в полосе пропускания и более крутыми склонами. Вот тут нам и нужны активные фильтры.
Для освежения в памяти, напомню, какие бывают фильтры:
Фильтр Нижних Частот (ФНЧ) — пропускает сигнал, который ниже определенной частоты (ее еще именуют частотой среза). Википедия
Фильтр Высоких Частот (ФВЧ) — пропускает сигнал выше частоты среза. Википедия
Полосовой Фильтр — пропускает только определенный диапазон частот. Википедия
Режекторный Фильтр — задерживает только определенный диапазон частот. Википедия
Ну еще немного лирики. Посмотрите на амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) ФВЧ. На этом графике ничего интересного пока не ищите, а просто обратите внимание на участки и их названия:

Самые банальные примеры активных фильтров можно подсмотреть в разделе «Интеграторы и дифференциаторы». Но в данной статье эти схемы трогать не будем, т.к. они не очень эффективны.

Выбираем фильтр
Предположим, что Вы уже определились с частотой, которую хотите фильтровать. Теперь нужно определиться с типом фильтра. Точнее нужно выбрать его характеристику. Иными словами, как фильтр будет себя «вести».
Основными характеристиками являются:
Фильтр Баттерворда — обладает самой плоской характеристикой в полосе пропускания, но имеет плавный спад.
Фильтр Чебышева — обладает самым крутым спадом, но у него самые неравномерные характеристики в полосе пропускания.
Фильтр Бесселя — имеет хорошую фазочастотную характеристику и вполне «приличный» спад. Считается лучшим выбором, если нет специфического задания.
Еще немного информации
Предположим, и с этим заданием вы справились. И теперь можно смело приступить к расчетам.
Есть несколько методов расчета. Не будем усложнять и воспользуемся самым простым. А самый простой — это «табличный» метод. Таблицы можно найти в соответствующей литературе. Чтобы Вы долго не искали, приведу из Хоровица и Хилла «Искусство Схемотехники».
Для ФНЧ:

Скажем так, это все Вы могли бы найти и прочитать и в литературе. Перейдем конкретно к проектированию фильтров.

Расчет
В данном разделе попытаюсь кратко «пробежаться» по всем типам фильтров.
Итак, задание # 1 . Построить фильтр низких частот второго порядка с частотой среза 150 Гц по характеристике Баттерворда.
Приступим. Если мы имеем фильтр n-ного четного порядка, это означает, что в нем будет n/2 операционников. В данном задании — один.
Схема ФНЧ:


Для данного типа расчета берется во внимание, что R1 = R2 , C1 = C2 .
Смотрим в табличку. Видим, что К = 1.586 . Это нам пригодится чуть позже.
Для фильтра низких частот справедливо:
, где, разумеется,
— это частота среза.
Сделав подсчет, получаем . Теперь займемся подбором элементов. С ОУ определились — «идеальный» в количестве 1 шт. Из предыдущего равенства можно предположить, что нам не принципиально, какой элемент выбирать «первым». Начнем с резистора. Лучше всего, чтоб его значение сопротивления были в пределах от 2кОм до 500кОм. На глаз, пусть он будет 11 кОм. Соответственно, емкость конденсатора станет равной 0.1 мкФ. Для резисторов обратной связи значение R берем произвольно. Я обычно беру 10 кОм. Тогда, для верхнего значение К возьмем из таблицы. Следовательно, нижний будет иметь значение сопротивления R = 10 кОм, а верхний 5.8 кОм.
Соберем и промоделируем АЧХ.

Задание # 2 . Построить фильтр высоких частот четвертого порядка с частотой среза 800 Гц по характеристике Бесселя.
Решаем. Раз фильтр четвертого порядка, то в схеме будет два операционника. Тут все совсем не сложно. Мы просто каскадно включаем 2 схемы ФВЧ.
Сам фильтр выглядит так:


Фильтр же четвертого порядка выглядит:


Теперь расчет. Как видим, для фильтра четвертого порядка у нас аж 2 значения К . Логично, что первое предназначается для первого каскада, второе — для второго. Значения К равны 1.432 и 1.606 соответсвенно. Таблица была для фильтров низких частот (!). Для расчета ФВЧ надо кое-что изменить. Коэффициенты К остаются такими же в любом случае. Для характеристик Бесселя и Чебышева изменяется параметр
— нормирующая частота. Она будет равна теперь:

Для фильтров Чебышева и Бесселя как для нижних частот, так и для высоких справедлива одна и та же формула:

Учтите, что для каждого отдельного каскада придется считать отдельно.
Для первого каскада:

Пусть С = 0.01 мкФ, тогда R = 28.5 кОм. Резисторы обратной связи: нижний, как обычно, 10 кОм; верхний — 840 Ом.
Для второго каскада:

Емкость конденсатора оставим неизменной. Раз С = 0.01 мкФ, то R = 32 кОм.
Строим АЧХ.

Для создания полосового или режекторного типа фильтров можно каскадно соединить ФНЧ и ФВЧ. Но такими типами, зачастую, не пользуются из-за плохих характеристик.
Для полосовых и режекторных фильтров также можно использовать «табличный метод», но тут немного другие характеристики.
Приведу сразу табличку и немного ее объясню. Чтоб сильно не растягивать — значения взяты сразу для полосового фильтра четвертого порядка.

a1 и b1 — расчетные коэффициенты. Q — добротность. Это новый параметр. Чем значение добротности больше — тем более «резким» будет спад. Δf — диапазон пропускаемых частот, причем выборка идет на уровне -3 дБ. Коэффициент α — еще один расчетный коэффициент. Его можно найти используя формулы, которые довольно легко найти в интернете.
Ну ладно, хватит. Теперь рабочее задание.
Задание # 3 . Построить полосовой фильтр четвертого порядка по характеристике Баттерворда с центральной частотой 10 кГц, шириной пропускаемых частот 1 кГц и коэффициентом усиления в точке центральной частоты равным 1.
Поехали. Фильтр четвертого порядка. Значит два ОУ. Типовую схему приведу сразу с расчтными элементами.


Для первого фильтра центральная частота определяется как:

Для второго фильтра:

Конкретно в нашем случае, опять же из таблицы, определяем, что добротность Q = 10. Рассчитываем добротность для фильтра. Причем, стоит отметить, что добротность обоих будет равна.

Поправка усиления для области центральной частоты:

Финальная стадия — расчет компонентов.
Пусть конденсатор будет равен 10 нФ. Тогда, для первого фильтра:

В том же порядке, что и (1) находим R22 = R5 = 43.5 кОм, R12 = R4 = 15.4 кОм, R32 = R6 = 54.2 Ом. Только учтите, что для второго фильтра используем
Ну и на последок, АЧХ.

Следующая остановка — полосно-заграждающие фильтры или режекторные.
Тут есть несколько вариаций. Наверное, самый простой — это фильтр Вина-Робинсона (англ. Active Wien-Robinson Filter). Типовая схема — тоже фильтр 4го порядка.


Наше последнее задание.
Задание # 4 . Построить режекторный фильтр с центральной частотой 90 Гц, добротностью Q = 2 и коэффициентом усиления в полосе пропускания равным 1.
Прежде всего, произвольно выбираем емкость конденсатора. Допустим, С = 100 нФ.
Определим значение R6 = R7 = R :

Логично, что «играясь» с этими резисторами, мы можем изменять диапазон частот нашего фильтра.
Далее, нам надо определить промежуточные коэффициенты. Находим их через добротность.

Выберем произвольно резистор R2 . В данном конкретном случае, лучше всего, чтобы он равнялся 30 кОм.
Теперь можем найти резисторы, которые будут регулировать коэффициент усиления в полосе пропускания.


И на последок, необходимо произвольно выбрать R5 = 2R1 . У меня в схеме эти резисторы имеют значение 40 кОм и 20 кОм соответственно.
Собственно, АЧХ:

Практически конец
Кому интересно узнать немного больше, могу посоветовать почитать Хоровица и Хилла «Искусство схемотехники».
Также, D. Johnson «A handbook of active filters».

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФНЧ1)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФВЧ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ПФ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> РФ)

Фильтр Баттерворта 4 порядка

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФНЧ1)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФВЧ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ПФ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> РФ)

Фильтр Чебышева 3 порядка

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФНЧ1)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФВЧ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ПФ)


ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> РФ)

Фильтр Чебышева 4 порядка

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФНЧ1)


ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФВЧ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ПФ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> РФ)

Фильтр Бесселя 3 порядка

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФНЧ1)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФВЧ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ПФ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> РФ)

Фильтр Бесселя 4 порядка

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФНЧ1)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ФВЧ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> ПФ)

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ЦФ (ФНЧ —> РФ)

    Произвести анализ влияния ошибок задания коэффициентов цифрового ФНЧ на АЧХ (изменяя один из коэффициентов b j ). Описать характер изменения ЧХ. Сделать вывод о влиянии изменения одного из коэффициентов на поведение фильтра.

Анализ влияния ошибок задания коэффициентов цифрового ФНЧ на АЧХ проведем на примере фильтра Бесселя 4 порядка.

Выберем величину отклонения коэффициентов ε, равной –1,5%, чтобы максимальное отклонение АЧХ составило около 10%.

АЧХ «идеального» фильтра и фильтров с измененными коэффициентами на величину ε показана на рисунке:

И

з рисунка видно, что наибольшее влияние на АЧХ оказывает изменение коэффициентовb 1 и b 2 , (их величина превышает величину других коэффициентов). Используя отрицательную величину ε, отмечаем, что положительные коэффициенты уменьшают амплитуду в нижней части спектра, а отрицательные – увеличивают. При положительной величине ε, все происходит наоборот.

    Проквантовать коэффициенты цифрового фильтра на такое число двоичных разрядов, чтобы максимальное отклонение АЧХ от исходной составляло порядка 10 — 20%. Зарисовать АЧХ и описать характер ее изменения.

Изменяя число разрядов дробной части коэффициентов b j отметим, чтомаксимальное отклонение АЧХ от исходной не превышающее 20% получается приn≥3.

Вид АЧХ при различных n приведен на рисунках:

n =3, максимальное отклонение АЧХ=19,7%

n =4, максимальное отклонение АЧХ=13,2%

n =5, максимальное отклонение АЧХ=5,8%

n =6, максимальное отклонение АЧХ=1,7%

Таким образом, можно отметить, что увеличение разрядности при квантовании коэффициентов фильтра приводит к тому, что АЧХ фильтра все больше стремится к исходной. Однако необходимо отметить, что это усложняет физическую реализуемость фильтра.

Квантование при различных n можно проследить по рисунку:


KIT NM2116 МАСТЕР КИТ от 263 грн

KIT NM2116

Код товара: 24626

Производитель: МАСТЕР КИТ
Описание: Активный 3-х полосный фильтр

В наличии/под заказ


Читайте статью об этом устройстве в журнале «Левша»

Читайте статью об этом устройстве в журнале «Схемотехника»

Предлагаемый набор позволит собрать простой и надежный активный 3-х полосный фильтр, обладающий малым уровнем собственного шума, малыми габаритами и энергопотреблением, широким диапазоном питающих напряжений. Использование активного фильтра избавит Вас от установки громоздких пассивных разделительных фильтров на выходе усилителя мощности, уменьшающих степень демпфирования звукового излучателя, обладающих низким КПД, простотой изготовления и настройки. Фильтр устанавливается между линейным выходом источника сигнала и входами усилителей мощности каждого частотного канала 3-х полосной акустической системы. Использование активного фильтра позволит передать воспроизводимое акустическое оформление с минимально возможными искажениями и получить высокое качество.

Технические характеристики.

Напряжение питания: 12…30 В.

Ток потребления: 10 мА.

Размеры печатной платы: 61×42 мм.

НЧ фильтр.

Усиление в полосе пропускания: 0 дБ.

Затухание вне полосы пропускания: 12 дБ/окт.

Частота среза: 300 Гц.

ВЧ фильтр.

Усиление в полосе пропускания: 0 дБ.

Затухание вне полосы пропускания: 12 дБ/окт.

Частота среза: 3 кГц.

СЧ фильтр (полосовой).

Усиление в полосе пропускания: 0 дБ.

Затухание вне полосы пропускания: 6 дБ/окт.

Нижняя частота среза: 300 Гц.

Верхняя частота среза: 3 кГц.

Описание.

Фильтр выполнен на четырех операционных усилителях (ОУ). ОУ объединены в одном корпусе ИМС MC3403 (DA2). На DA1 (LM78L05) собран стабилизатор питающего напряжения с соответствующими фильтрующими емкостями: С1, С3 по входу и С4 по выходу. На резистивном делителе R2, R3 и конденсаторе С5 выполнена искусственная средняя точка.

На ОУ DA2.1 выполнен буферный каскад сопряжения выходного и входных сопротивлений источника полезного сигнала и последующих фильтров НЧ, ВЧ и СЧ. На ОУ DA2.2 выполнен фильтр НЧ (2-го порядка, Баттерворта). На ОУ DA2.3 выполнен фильтр ВЧ (2-го порядка, Баттерворта). На ОУ DA2.4 выполнен фильтр СЧ. Фильтр СЧ представляет из себя суммирующе-вычитающее устройство, работающее по алгоритму Uсч=Uвх-Uнч-Uвч.

На контакты X3 («плюс» напряжения питания), X4 («минус» напряжения питания) подается напряжение питания. На контакты X1, X2 подается входной сигнал от источника.

С контактов X5, X9 снимается отфильтрованный выходной сигнал для тракта НЧ; X6, X8 – ВЧ и X7, X10 – СЧ трактов, соответственно.

Конструкция.

Конструктивно фильтр выполнен на печатной плате из фольгированного стеклотекстолита.

Конструкция предусматривает установку платы в стандартный корпус BOX-Z24A, для этого зарезервированы монтажные отверстия по краям платы диаметром 4 и 8 мм. Плата в корпусе крепится двумя саморезами.

Порядок настройки.

Правильно собранный активный фильтр не требует настройки.

Рекомендации по совместному использованию.

Трехполосный фильтр хорошо зарекомендовал себя при работе совместно с усилителями мощности МАСТЕР КИТ NK057, NM2011, NM2012, NM2031, NM2032, NM2033, NM2034.

Этот набор вы можете приобрести в виде спаянного блока BM2116.


Наборы трехдиапазонных фильтров возбуждения

Ассортимент трехполосных флуоресцентных фильтров Nikon включает две тщательно сбалансированные комбинации, которые содержат тройные полосовые фильтры возбуждения и излучения (барьерные), способные выборочно изолировать излучение флуоресценции от трех флуорофоров одновременно. Каждый из наборов фильтров разработан для оптимальной работы с определенным набором из трех флуорохромов, хотя они одинаково эффективны с альтернативными комбинациями датчиков, которые имеют сходные спектральные профили поглощения и излучения.Используя точный выбор диапазона длин волн, с крутыми переходами полосы пропускания между областями отражения и передачи, множественные сигналы возбуждения и излучения разделяются с минимальными помехами.

Рисунок 1 — Характеристики комплекта трехдиапазонных фильтров флуоресценции возбуждения

Чтобы поддерживать три отдельные полосы сигнала флуоресценции, эти специализированные наборы фильтров также включают дихроматические зеркала с несколькими полосовыми характеристиками, имеющие области пропускания и отражения, которые дополняют используемые фильтры возбуждения и излучения.Каждый набор трехполосной флуоресценции Nikon оптимизирован для использования с DAPI и FITC (флуоресцеинизотиоцианат) в сочетании с зондами TRITC (тетраметилродамина изотиоцианат) или Texas Red. Соответствующие спектральные области, соответствующие этим комбинациям флуорохромов, варьируются от фиолетового возбуждения и синего излучения до зеленого возбуждения и красного излучения.

Эффективность наборов трехполосных фильтров можно оценить путем сравнения изображений из одного и того же поля обзора, снятых с каждой из отдельных комбинаций фильтров, как показано на рисунке 1.Образец представляет собой прикрепленную культуру клеток эмбриона швейцарской мыши-альбиноса, которая была зафиксирована и окрашена комбинацией трех флуорофоров. Ядра окрашивали флуорофором, специфичным для нуклеиновых кислот DAPI (фиолетовое возбуждение и синее излучение), тогда как нитевидную актиновую сеть метили Alexa Fluor 488 (синее возбуждение и зеленое излучение), конъюгированной с фаллоидином. Перед фиксацией клетки инкубировали с MitoTracker Red CMXRos (зеленое возбуждение и оранжево-красное излучение), направленным на активные митохондрии в живых клетках.

В блоках фильтров с тройным возбуждением, как и в других многополосных наборах, конструкция дихроматического зеркала имеет фундаментальное значение для разделения множественных сигналов флуоресценции, что позволяет их обнаруживать с минимальным кроссовером (спектральным просвечиванием) и шумом. В отличие от длиннопроходных светоделителей, часто используемых в обычных комбинациях фильтров, в многополосных наборах используются дихроматические зеркала с несколькими полосами пропускания, которые точно расположены относительно множественных полос возбуждения и излучения.Обычно первое (нижнее) значение длины волны отсечки для зеркала располагается всего на несколько нанометров выше коротковолнового пика возбуждения, начиная полосу пропускания, которая полностью охватывает соответствующий пик излучения, за которой следует резкая отсечка пропускания, что позволяет отразить вторую полосу возбуждения. На заданной длине волны чуть выше второй полосы возбуждения зеркало делает еще один резкий переход в область пропускания, которая соответствует второй полосе пропускания излучения.В наборах трехполосных фильтров этот шаблон передачи-отражения повторяется еще раз для третьего сигнального канала. Дихроматическое зеркало, используемое в комбинации DAPI-FITC-TRITC , имеет несколько полос пропускания, которые соответствующим образом расположены относительно различных дополнительных фильтров возбуждения и излучения. Длина волны отсечки составляет 435, 500 и 570 нанометров.

Применение тонкопленочной интерференционной технологии при изготовлении многополосных фильтров позволяет сбалансировать уровень сигнала флуоресценции двух (или более) флуорохромов для обеспечения оптимальных характеристик изображения.Во многих комбинациях фильтров профиль передачи коротковолнового пика возбуждения уменьшается в размере, чтобы сбалансировать два или три сигнала излучения, а также минимизировать фотообесцвечивание и повреждение образца. Это особенно важно в наборах, предназначенных для использования с одним флуорофором, возбуждаемым в фиолетовой или ультрафиолетовой области спектра, из-за высокой эффективности возбуждения более коротких волн. Значительно уменьшенная интенсивность коротковолнового пика возбуждения иллюстрируется спектрами пропускания обеих трехдиапазонных комбинаций Nikon.При исследовании спектров передачи набора фильтров можно также отметить, что определенные компоненты являются общими для более чем одного блока фильтров. Например, двухдиапазонный FITC-Texas Red и трехдиапазонный DAPI-FITC-Texas Red используют одно и то же дихроматическое зеркало и фильтр излучения, отличающиеся только компонентом фильтра возбуждения, где третья коротковолновая полоса пропускания является добавлен для возбуждения DAPI в тройном наборе.

Одновременное обнаружение DAPI, FITC и Texas Red (или спектрально схожих флуорофоров) может быть легко выполнено с помощью комбинации фильтров с тремя полосами возбуждения Nikon DAPI-FITC-Texas Red .Фиолетово-возбужденная синяя полоса эмиссионного фильтра и синяя-зеленая эмиссионная полоса (соответствующие DAPI и FITC соответственно) имеют характеристики, аналогичные характеристикам набора DAPI-FITC-TRITC , хотя с небольшими изменениями для лучшего интеграция со спектральными характеристиками Texas Red, чье возбужденное зеленым красное излучение происходит на более высоких длинах волн по сравнению с TRITC. Фильтр возбуждения, используемый в этом наборе, имеет одну полосу пропускания от 395 до 410 нанометров (фиолетовое возбуждение), соединенную с полосой пропускания эмиссионного (барьерного) фильтра от 450 до 470 нанометров (синее излучение), что подходит для DAPI и подобных флуорофоров.Вторая полоса набора фильтров обеспечивает возбуждение в синем диапазоне длин волн от 490 до 505 нанометров и обнаружение соответствующего зеленого излучения в диапазоне от 515 до 545 нанометров (для FITC и аналогичных флуорохромов). Сигнальный канал, оптимизированный для флуоресценции Texas Red, имеет диапазон возбуждения от 560 до 580 нанометров (зеленое возбуждение), связанный с полосой излучения в красной области спектра от 600 до 650 нанометров.

Несмотря на то, что они оптимизированы для тройной комбинации флуорофоров DAPI, FITC и Texas Red, с этим набором фильтров также можно использовать зонды с аналогичными спектральными характеристиками поглощения и излучения.На рисунке 1 (b) показано изображение Alexa Fluor 488 в сочетании с DAPI и MitoTracker Red CMXRos, флуорофором со спектральными профилями поглощения и излучения, которые находятся на полпути между Texas Red и TRITC. Обратите внимание на изменение цвета, наблюдаемое при сравнении изображений зонда MitoTracker между двумя блоками трехполосного фильтра возбуждения (рисунки 1 (а) и 1 (b)). Блок DAPI-FITC-TRITC , в котором полоса пропускания красного излучения смещена на 15 нанометров в сторону меньших длин волн по сравнению с блоком DAPI-FITC-Texas Red , создает изображения, которые выглядят более оранжевыми по оттенку.Области полосы пропускания дихроматического зеркала (светоделителя) в комбинации фильтров DAPI-FITC-Texas Red стратегически расположены так, чтобы соответствовать окнам фильтра возбуждения и излучения на длинах волн с отсечкой 445, 510 и 590 нанометров. Технические характеристики дихроматических зеркал и фильтров для двух комбинаций трехполосных фильтров Nikon приведены в таблице 1.

Таблица 1 — Технические характеристики комбинации трехполосных фильтров возбуждения Nikon
Комплект фильтров Описание Возбуждение Фильтр (нм) Полихроматический Зеркало (нм) Барьер Фильтр (нм) Примечания
DAPI FITC ТРИТК 385-400 475-490 545-565 435 500 570 450-465 505-535 580-620 Фиолетовый EX / Синий EM Синий EX / зеленый EM Зеленый EX / оранжево-красный EM
DAPI FITC Техас красный 395-410 490-505 560-580 445 510 590 450-470 515-545 600-650 Фиолетовый EX / Синий EM Синий EX / зеленый EM Зеленый EX / Красный EM
  • DAPI-FITC-TRITC — Комбинация фильтров DAPI-FITC-TRITC предназначена для использования для одновременного обнаружения излучения флуорохромов DAPI, FITC и TRITC или других комбинаций зондов, имеющих аналогичные спектральные характеристики.Три узкие полосы возбуждения и излучения соответствуют определенным областям фиолетового возбуждения с соответствующим синим излучением, синего возбуждения, соединенного с зеленым излучением, и зеленого возбуждения с оранжево-красным излучением.
  • DAPI-FITC-Texas Red — Комбинация фильтров DAPI-FITC-Texas Red разработана с немного разными областями полосы пропускания для фиолетового возбуждения — синего излучения и для синего возбуждения — зеленого излучения по сравнению со стандартом Набор DAPI-FITC-TRITC .Эта конструкция предназначена для лучшего согласования с более высокими длинами волн возбуждения и излучения, необходимыми для Texas Red, по сравнению со значениями для TRITC. Множественные полосы пропускания обеспечивают оптимальное обнаружение с минимальным кроссовером и шумом для одновременной визуализации DAPI, FITC и Texas Red или спектрально схожих комбинаций флуорофоров.

Широкий спектр датчиков, разработанных для флуоресцентной микроскопии, включает в себя множество датчиков, которые подходят для исследований с использованием длин волн возбуждения, соответствующих полосовым областям трехполосных фильтров возбуждения.Комбинации трехполосных фильтров Nikon разработаны для приложений с определенными комбинациями флуорохромов, хотя их использование может быть расширено до ряда флуорофоров с подходящими спектральными профилями. Многие флуорохромы, которые обычно используются в исследованиях с однократной маркировкой, могут быть объединены для множественного одновременного обнаружения при условии, что их длины волн возбуждения и излучения попадают в полосу пропускания одного из наборов многополосных фильтров возбуждения. Примеры включают использование набора фильтров DAPI-FITC-TRITC с DAPI, Alexa Fluor 488 и Alexa Fluor 546 или с комбинацией красителя Hoechst, Cy2 и Cy3.Точно так же комбинацию фильтров DAPI-FITC-Texas Red можно эффективно использовать с DAPI, GFP (зеленый флуоресцентный белок) и Alexa Fluor 594, среди других комбинаций зондов.

Хотя две комбинации фильтров, описанные выше, используются в большом количестве исследований, требующих одновременного обнаружения флуоресценции от трех флуорофоров, дополнительные специализированные наборы фильтров в категории трехполосного возбуждения доступны у производителей послепродажного обслуживания. Например, ряд наборов фильтров, предназначенных для одних и тех же длин волн возбуждения и излучения, доступен в различных версиях, которые оптимизированы либо для визуального наблюдения в реальном времени, либо с уменьшенной интенсивностью возбуждения для получения изображений с помощью цветных пленочных или ПЗС-детекторов.Другие комбинации доступны в различных версиях, которые имеют идентичные спектральные характеристики, но включают механизм ослабления одного сигнала излучения, чтобы сбалансировать его интенсивность с излучением других флуорохромов. Доступные комбинации фильтров DAPI-FITC-Propidium Iodide ( PI ) и DAPI-FITC-Texas Red по существу идентичны, за исключением конструктивных особенностей для уменьшения типичной яркости излучения пропидия иодида для лучшего баланса с сигналом FITC. .

В качестве дополнительного примера, набор фильтров для DAPI-FITC-TRITC можно использовать с DAPI, FITC и Cy3, хотя последняя комбинация лучше визуализируется с помощью специального набора, обеспечивающего ослабление излучения Cy3. Стратегии балансировки уровней излучения часто основываются на сужении полос пропускания излучения, соответствующих флуорохромам, требующим ослабления сигнала, и особенно важны для одновременного визуального обнаружения определенных комбинаций флуорофоров из-за гораздо большей относительной чувствительности глаза к некоторым диапазонам длин волн.Некоторые наборы фильтров и комбинации флуорохромов не позволяют осуществлять прямую визуализацию в реальном времени и требуют применения детектора, такого как чувствительная к инфракрасному излучению цветная CCD-камера для записи сигнала. Наборы фильтров, предназначенные для обнаружения Cy5, попадают в эту категорию, потому что излучение Cy5 не видно человеческому глазу.

11.7: Реализации полосового фильтра — Разработка LibreTexts

Есть много способов сформировать полосовой фильтр. Прежде чем мы представим несколько возможностей, мы должны определить ряд важных параметров.Как и в случае с фильтрами высоких и низких частот, важна концепция демпфирования. По историческим причинам полосовые фильтры обычно указываются с параметром \ (Q \), добротностью, обратной величине коэффициента демпфирования. Сравнимой с частотой прерывания является центральная или пиковая частота фильтра. Это точка максимального выигрыша. В схемах RLC ее обычно называют резонансной частотой. Символ центральной частоты — \ (f_o \). Поскольку полосовой фильтр производит ослабление по обе стороны от центральной частоты, есть две частоты «на 3 дБ ниже».Нижней частоте обычно дается имя \ (f_1 \), а верхней — \ (f_2 \). Разница между \ (f_2 \) и \ (f_1 \) называется полосой пропускания фильтра и обозначается сокращенно как \ (BW \). Отношение центральной частоты к полосе пропускания равно \ (Q \) фильтра.

Важно отметить, что центральная частота не равна среднему арифметическому \ (f_1 \) и \ (f_2 \). Вместо этого оно равно среднему геометрическому для \ (f_1 \) и \ (f_2 \).

Эти параметры показаны графически на рисунке \ (\ PageIndex {1} \).Если фильтру требуется довольно низкий \ (Q \), скажем, единица или меньше, фильтр лучше всего реализовать в виде каскада отдельных фильтров нижних и верхних частот. Для более высоких \ (Q \) s мы рассмотрим две возможные реализации. Фильтры с множественной обратной связью будут использоваться для \ (Q \) s примерно до 10. Для \ (Q \) s выше 10 представлен фильтр переменных состояния.

Рисунок \ (\ PageIndex {1} \): отклик полосы пропускания.

11.7.1: Фильтры с множественной обратной связью

Базовый фильтр с множественной обратной связью является фильтром второго порядка.Он содержит два реактивных элемента, как показано на рисунке \ (\ PageIndex {2} \). Одна пара элементов создает низкочастотный отклик \ ((R_1C_1) \), а другая пара создает высокочастотный отклик \ ((R_2C_2) \). Из-за этого предельные крутизны затухания составляют \ (\ pm 6 \) дБ.

Рисунок \ (\ PageIndex {2} \): Полосовой фильтр с множественной обратной связью.

Как и в схемах VCVS для верхних и нижних частот, схема на рисунке \ (\ PageIndex {2} \) нормализована до центральной частоты 1 радиан в секунду.2 \ label {11.18} \]

Из уравнения \ ref {11.18} видно, что чем больше \ (Q \) s, тем выше выигрыш. Для \ (Q \), равного 10, усиление по напряжению будет равно 200. Для правильной работы этой схемы коэффициент усиления используемого операционного усилителя без обратной связи должен быть больше 200 на выбранной центральной частоте. Обычно используется коэффициент безопасности 10, чтобы поддерживать высокую стабильность и низкие искажения. Комбинируя эти факторы, мы можем определить минимально допустимое значение \ (f_ {unity} \) для ОУ.

\ [f_ {unity} \ geq 10 f_o A_v \ label {11.2 \ label {11.19b} \]

Для \ (Q \), равного 10, и центральной частоты 2 кГц, операционному усилителю потребуется \ (f_ {unity} \) не менее 4 МГц. Этот тип фильтра невозможно использовать для работы с высокими частотами и высокими — \ (Q \), поскольку стандартные операционные усилители скоро «выдыхаются». Если оставить в стороне эту трудность, высокий выигрыш даже при умеренных значениях \ (Q \) может оказаться непрактичным. Для многих приложений предпочтительна версия с единичным усилением. Добиться этого не составляет особого труда. Все, что нам нужно сделать, это ослабить входной сигнал с коэффициентом, равным усилению напряжения фильтра.2} \ label {11.20} \]

Хотя можно разместить пару резисторов перед фильтром для создания делителя напряжения, есть более эффективный способ. Мы можем разделить \ (R_1 \) на два компонента, как показано на рисунке \ (\ PageIndex {3} \). Пока эквивалент Тевенина \ (R_ {1a} \) и \ (R_ {1b} \), как видно из операционного усилителя, равен значению \ (R_1 \), частота настройки фильтра не будет изменена. . Также требуется, чтобы коэффициент делителя напряжения, создаваемый \ (R_ {1a} \) и \ (R_ {1b} \), удовлетворял уравнению \ ref {11.2−1} \ Omega \ label {11.23} \]

Подстановка \ ref {11.22} в \ ref {11.21} дает

\ [R_ {1a} = Q \ Omega \ label {11.24} \]

Используя эти значения для \ (R_ {1a} \) и \ (R_ {1b} \), фильтр будет иметь максимальное усиление, равное единице. Обратите внимание, что поскольку эта схема только ослабляет сигнал до усиления, требование \ (f_ {unity} \), установленное в уравнениях \ ref {11.19a} — \ ref {11.19b}, по-прежнему выполняется.

Пример \ (\ PageIndex {1} \)

Разработайте фильтр, который будет пропускать только частоты от 800 Гц до 1200 Гц.Убедитесь, что это реализация достижения единства.

Сначала мы должны определить центральную частоту, полосу пропускания и \ (Q \).

\ [BW = f_2− f_1 \\ BW = 1200 Гц — 800 Гц \\ BW = 400 Гц \ nonumber \]

\ [f_o = \ sqrt {f_1 f_2} \\ f_o = \ sqrt {800 Гц \ times 1200 Гц} \\ f_o = 980 Гц \ nonumber \]

\ [Q = \ frac {f_o} {BW} \\ Q = \ frac {980 Гц} {400 Гц} \\ Q = 2,45 \ nonumber \]

\ (Q \) слишком велик для использования отдельных фильтров верхних и нижних частот, но достаточно низок, чтобы можно было использовать множественный тип обратной связи.2 \\ A_v = −12 \ nonumber \]

\ [f_ {unity} \ geq 10 A_v f_o \\ f_ {unity} \ geq 10 \ times 12 \ times 980 Гц \\ f_ {unity} \ geq 117,6 кГц \ nonumber \]

Практически любой современный операционный усилитель превосходит спецификацию \ (f_ {unity} \). 2−1} \\ R_ {1b} = \ frac {2.2−1} \\ R_ {1b} = .2226 \ Omega \ nonumber \]

Рисунок \ (\ PageIndex {4} \): Расчет начального демпфирования для примера \ (\ PageIndex {1} \).

Результирующая нормализованная схема показана на рисунке \ (\ PageIndex {4} \). Теперь мы должны найти коэффициент масштабирования частоты.

\ [\ omega_o = 2 \ pi f_o \\ \ omega_o = 2 \ pi 980 Гц \\ \ omega_o = 6158 \ text {радиан в секунду} \ nonumber \]

Чтобы перевести нашу схему на эту частоту, мы должны разделить резисторы или конденсаторы на 6158.В этом примере воспользуемся конденсаторами.

\ [C = \ frac {1} {6158} \\ C = 162,4 \ mu F \ nonumber \]

Рисунок \ (\ PageIndex {5} \): Окончательное масштабирование импеданса и частоты для примера \ (\ PageIndex {1} \).

Для практических значений компонентов необходимо дополнительное масштабирование импеданса. Здесь будет уместен коэффициент в несколько тысяч или около того. Для простоты вычислений выберем 10 k. Каждый резистор будет увеличен на 10 кОм, а каждый конденсатор будет уменьшен на 10 кОм.Окончательный масштабированный фильтр показан на рисунке \ (\ PageIndex {5} \).

Компьютерное моделирование

Моделирование Multisim схемы из примера \ (\ PageIndex {1} \) показано на рисунке \ (\ PageIndex {6} \). Обратите внимание, что усиление составляет 0 дБ на приблизительной центральной частоте (около 1 кГц). Также отчетливо видны контрольные точки –3 дБ 800 Гц и 1200 Гц. Также отображается фазовая характеристика этого фильтра. Обратите внимание на очень быстрый фазовый переход в области \ (f_o \). Если бы \ (Q \) этой схемы был увеличен, этот переход был бы еще быстрее.

В подобных симуляциях очень важно использовать реалистичные модели операционных усилителей. Если используется чрезмерно идеализированная версия, неидеальное поведение из-за уменьшения петлевого усиления останется незамеченным. Эта ошибка чаще всего возникает в схемах с высокими центральными частотами и / или высокими \ (Q \) s. Вы можете проверить это, переведя фильтр на более высокую частоту и перезапустив симуляцию. Например, если \ (C_1 \) и \ (C_2 \) уменьшить в 1000 раз, центральная частота должна увеличиться примерно до 1 МГц.Если моделирование будет запущено снова с подходящим диапазоном тестовых частот, вы увидите, что ограниченная полоса пропускания операционного усилителя \ (\ mu \) A741 преждевременно обрезает отклик фильтра. Результатом является пиковая частота более чем на одну октаву ниже целевого значения, максимальная амплитуда на несколько дБ ниже 0 и асимметричная кривая отклика. Этот график ответа показан на рисунке \ (\ PageIndex {6c} \). Сопровождающий график фазы также показывает большое отклонение от идеального фильтра. Отчетливо виден чрезмерный фазовый сдвиг на средних и высоких частотах.

Рисунок \ (\ PageIndex {6a} \): Полосовой фильтр в Multisim.

Рисунок \ (\ PageIndex {6b} \): графики усиления и фазы для полосового фильтра.

Рисунок \ (\ PageIndex {6c} \): графики усиления и фазы для сдвига частоты в 1000 раз.

11.7.2: Фильтр переменной состояния

Как отмечалось ранее, фильтр с множественной обратной связью не подходит для работы с высокими частотами или высокими значениями \ (Q \). Для приложений, требующих \ (Q \) s около 10 или более, предпочтительным вариантом является фильтр переменных состояния.Переменную состояния часто называют универсальным фильтром, поскольку доступны выходы с полосой пропускания, верхними и нижними частотами. С дополнительными компонентами также может быть сформирован выходной сигнал с отклонением полосы. В отличие от рассмотренных ранее форм фильтров, базовый фильтр с переменным состоянием требует трех операционных усилителей. Кроме того, это тип второго порядка, хотя возможны типы более высокого порядка. Эта форма получила свое название от анализа переменных состояния. Одно из первых применений операционных усилителей было в создании аналоговых компьютеров (см. Главу 10).Соединения дифференциаторов, усилителей, сумматоров и интеграторов использовались для электронного решения дифференциальных уравнений, описывающих физические системы. Анализ переменных состояния обеспечивает метод решения сложных дифференциальных уравнений. Фактически, уравнения могут описывать требуемые характеристики фильтра. Хотя мы не будем рассматривать анализ переменных состояния, это не препятствует изучению фильтра переменных состояния. Проектирование с использованием фильтров с переменными состояния на самом деле не сложнее, чем наша предыдущая работа.

Помимо способности обеспечивать стабильные фильтры с относительно высокими \ (Q \) s, переменная состояния имеет другие уникальные характеристики:

  • Электронную настройку в широком диапазоне частот относительно легко.
  • Возможна независимая регулировка \ (Q \) и частоты настройки.
  • Он предлагает возможность создавать другие, более сложные фильтры, так как имеет несколько выходов.

Фильтр переменных состояния основан на интеграторах.В общей форме используется суммирующий усилитель и два интегратора, как показано на рисунке \ (\ PageIndex {7} \). Чтобы понять, как эта схема работает на интуитивном уровне, вспомните, что интеграторы в основном представляют собой фильтры нижних частот первого порядка. Как видите, крайний правый выходной сигнал прошел через интеграторы и дает низкочастотный отклик. Если выходной сигнал нижних частот суммируется в противофазе с входным сигналом, информация о низких частотах отменяется, оставляя только высокочастотные компоненты.Таким образом, выходной сигнал лета — это выходной сигнал фильтра верхних частот. Если высокочастотный сигнал интегрирован (с использованием той же критической частоты), результатом будет характеристика полосы пропускания. Это видно на выходе первого интегратора. Полосовой сигнал также возвращается на входной суммирующий усилитель. Изменяя количество возвращаемого сигнала, можно изменить отклик около критической частоты, эффективно устанавливая фильтр \ (Q \). Наконец, цикл завершается интеграцией полосы пропускания, что дает выходной сигнал нижних частот.Фактически, спад второго интегратора –6 дБ на октаву отлично компенсирует возрастающую полосу пропускания ниже \ (f_o \). Это дает плоский ответ ниже \ (f_o \). Выше \ (f_o \) комбинация двух падающих кривых отклика дает ожидаемый отклик второго порядка, низкочастотный.

Рисунок \ (\ PageIndex {7} \): Блок-схема фильтра переменных состояния.

Два популярных способа настройки фильтра переменной состояния — это формы с фиксированным и регулируемым усилением.Форма с фиксированным усилением показана на рисунке \ (\ PageIndex {8} \). В этой схеме используется всего три операционных усилителя. \ (Q \) схемы устанавливается одним резистором \ (R_Q \). \ (Q \) s до 100 возможно с фильтрами переменных состояния. Для выходов высоких и низких частот коэффициент усиления этой схемы равен единице. Для полосового выхода коэффициент усиления равен \ (Q \).

Рисунок \ (\ PageIndex {8} \): версия фильтра переменных состояния с фиксированным усилением.

Рисунок \ (\ PageIndex {9} \): Версия с переменным усилением фильтра переменных состояния.

На рисунке \ (\ PageIndex {9} \) показана версия с регулируемым усилением. Для использования высоких или низких частот коэффициент усиления равен произвольному значению \ (K \), тогда как для использования с полосой пропускания коэффициент усиления равен \ (KQ \). Этот вариант требует четвертого операционного усилителя, чтобы изолировать настройки \ (Q \) и усиления. Хотя четыре операционных усилителя могут звучать как большое количество устройств, помните, что существует множество пакетов с четырьмя операционными усилителями, что указывает на то, что фактическая физическая схема может быть довольно маленькой. Кроме того, несмотря на то, что доступны три разных выхода, невозможно индивидуально оптимизировать каждый из них для одновременного использования.Следовательно, переменная состояния чаще всего используется как стабильный и переключаемый фильтр верхних / нижних частот или как полосовой фильтр верхних частот \ (Q \). Наконец, в соответствии с нашей предыдущей работой, схемы показаны нормализованными до критической частоты один радиан в секунду. Хотя в этом разделе мы сконцентрируемся на конструкции с полосой пропускания, можно использовать эти схемы для реализации различных фильтров верхних и нижних частот, например, сгенерированных с помощью форм Саллена и Ки. Процедура почти идентична и использует те же коэффициенты частоты и демпфирования (рисунки 11.6.13 и 11.6.18).

Пример \ (\ PageIndex {2} \)

Разработайте полосовой фильтр с центральной частотой 4,3 кГц и \ (Q \), равным 25. Используйте форму фиксированного усиления.

Сначала определите номинал демпфирующего резистора. Затем отмасштабируйте компоненты для желаемой центральной частоты. Обратите внимание, что значение \ (Q \), равное 25, дает полосу пропускания всего 172 Гц для этого фильтра (4,3 кГц / 25).

\ [R_ {damping} = 3Q − 1 \\ R_ {damping} = 3 \ times 25-1 \\ R_ {damping} = 74 \ Omega \ nonumber \]

\ [\ omega_o = 2 \ pi f_o \\ \ omega_o = 2 \ pi 4.3 кГц \\ \ omega_o = 27,02 к \ text {радиан в секунду} \ nonumber \]

Чтобы перевести фильтр на желаемую центральную частоту, нам нужно разделить резисторы или конденсаторы на 27 020. В этом примере мы будем использовать конденсаторы.

\ [C = \ frac {1} {27,02 k} \\ C = 37 \ mu F \ nonumber \]

Окончательное масштабирование импеданса требуется для достижения разумных значений компонентов. Разумным значением может быть коэффициент 5000.

\ [C = \ frac {37 \ mu F} {5000} \\ C = 7.4 нФ \ nonumber \]

\ [R_ {демпфирование} = 74 \ times 5000 \\ R_ {демпфирование} = 370 k \ Omega \ nonumber \]

Все остальные резисторы будут равны \ (5 кОм \ Омега \).

Поскольку это полосовой фильтр,

\ [A_v = Q \\ A_v = 25 \ nonumber \]

Завершенный фильтр показан на рисунке \ (\ PageIndex {10} \). Значение для \ (R_ {damping} \) значительно больше, чем у других резисторов. Этот эффект ухудшается по мере увеличения требуемого \ (Q \). Если это значение становится слишком большим для практических компонентов, оно может быть уменьшено до более разумного значения, если соответствующий резистор делителя (от неинвертирующего входа к земле) будет уменьшен на ту же величину.Отношение этих двух резисторов — это то, что устанавливает фильтр \ (Q \), а не их абсолютные значения. Понижение этих значений нарушит идеальную компенсацию входного тока смещения, но этот эффект во многих случаях можно игнорировать или уменьшить за счет использования входных операционных усилителей на полевых транзисторах.

Рисунок \ (\ PageIndex {10} \): Завершена разработка полосового фильтра для примера \ (\ PageIndex {2} \).

Изменение этой схемы для конфигурации с переменным усилением требует добавления четвертого усилителя, как показано на рисунке \ (\ PageIndex {9} \).Расчет демпфирующего резистора изменяется, и требуется значение резистора, определяющего входное усиление. Расчет остальных компонентов не изменился по сравнению с приведенным выше примером. Обратите внимание, что, установив константу усиления \ (K \) на \ (1 / Q \), окончательное усиление фильтра может быть установлено равным единице.

Band-Stop, фильтр высоких и низких частот

Фильтр часто используется в электронных схемах для блокировки (или разрешения) выбора частоты для схемы. Например, если рассматриваемая схема работает от источника постоянного тока, мы могли бы использовать фильтр нижних частот (LPF) и пропускать только низкие частоты.Фильтр рассчитан на частоту среза и пропускает только низкие частоты. Теперь при проектировании мы можем установить нужную частоту среза. То же самое можно сделать для высокочастотных, полосовых и полосовых стоп-фильтров. Рассмотрим подробно каждый из них.

Фильтр нижних частот

Рисунок: Цепь активного ФНЧ первого порядка Выход ЛНЧ первого порядка выход активного ФНЧ

ФНЧ используется в схемах, которые пропускают только низкие частоты. Он часто используется для блокировки высоких частот и переменного тока в цепи.Ниже приведен пример схемы ФНЧ с использованием операционного усилителя. В идеале частотный выход ФНЧ должен быть таким, но это не относится к реальным схемам. Поскольку имеется небольшое затухание, это затухание можно дополнительно минимизировать, добавив несколько каскадов, как показано ниже.

LPF популярен среди динамиков для блокировки высоких частот, некоторых электрогитар и радиопередатчиков.

Фильтр высоких частот

Фильтр высоких частот используется в схемах, для работы которых требуются только высокие частоты.Он блокирует большинство низких частот и составляющую постоянного тока. Ниже приведен пример схемы фильтра высоких частот с использованием операционного усилителя.

Рис.: Схема для фильтра верхних частот

В идеале частотный выход фильтра верхних частот должен быть таким,

Рисунок: Частотный выход фильтра верхних частот

Но это не относится к практическим схемам. Так же есть небольшое затухание.

Это затухание можно дополнительно минимизировать, добавив несколько каскадов, как в LPF.

Полосовой фильтр

Полосовой фильтр представляет собой комбинацию фильтра верхних частот и фильтра нижних частот.Он позволяет пропускать только выбранный диапазон частот. Он спроектирован таким образом, что частота среза LPF выше, чем частота среза фильтра высоких частот, что позволяет пропускать только выбранный диапазон частот. Здесь представлен образец схемы полосового фильтра с использованием операционного усилителя.

Рис.: Схема полосового фильтра

В идеале частотный выход полосового фильтра имеет вид

. Рисунок: Частотный выход полосового фильтра

Но это не относится к практическим схемам.Так же есть небольшое затухание.

Полосовой фильтр обычно используется в динамиках для блокировки высоких частот, в некоторых электрогитарах и радиопередатчиках.

Ленточный стопорный фильтр

Полосовой стоп-фильтр, также известный как режекторный фильтр, используется в схемах, которые блокируют только выбранный диапазон частот и пропускают другие. Это будет обратный полосовой фильтр, и его можно создать, используя один и тот же вход на фильтре верхних частот и ФНЧ.

Рис.: Схема полосового ограничивающего фильтра

Примечание: Все графики построены в частотной области


Эта статья была впервые опубликована 17 ноября 2017 г. и недавно обновлена ​​22 декабря 2018 г.

УНИВЕРСАЛЬНЫЙ-АКТИВНЫЙ-ФИЛЬТР | Мини-проекты | Учебник по электронике |


На главную> мини проекты> универсальный активный фильтр

РЕФЕРАТ

Электронный фильтр — это устройство, пропускающее требуемые частоты. сигнала и отклоняет нежелательные частоты сигнала. Фильтры бывают двух типов в зависимости от используемых компонентов. 1) Пассивный фильтр: если используются только пассивные компоненты, он известен как пассивный. Фильтр.2) Активный фильтр: если используется хотя бы один активный компонент, он известный как активный фильтр. Поскольку в этой схеме используется операционный усилитель, который является активным компонентом, он известный как активный фильтр. В качестве различных типов фильтров, таких как Low Pass Фильтр, фильтр высоких частот, полосовой фильтр и фильтр отклонения полосы являются предоставляется в одной цепи и поэтому называется УНИВЕРСАЛЬНЫМ АКТИВНЫЙ ФИЛЬТР. Новый активный универсальный фильтр с одним входом и четырьмя результаты представлены здесь. В этой конфигурации используются четыре операционных усилителя, два конденсаторы и восемь резисторов.

Универсальный активный фильтр можно настроить для широкого диапазона низких частот, высокочастотные, режекторные и полосовые фильтры. Универсальный фильтр двухполюсный (= второй порядок) активный фильтр, состоящий из 4 операционных усилителей.

Мы можем использовать один универсальный фильтр для следующих четырех фильтров.

1) Фильтр низких частот

2) Фильтр высоких частот

3) Полосовой фильтр и

4) Фильтр отклонения полосы

1) ФИЛЬТР НИЗКОГО ПРОХОДА : Пропускает частоты ниже определенной частоты среза и отклоняет частоты выше частоты среза.

2) ФИЛЬТР ВЫСОКОГО ПРОХОДА : Это дополнение фильтра нижних частот и пропускает частоты выше чем определенная частота среза и отклоняет частоты ниже среза частота.

3) ПОЛОСНЫЙ ПРОХОДНОЙ ФИЛЬТР: Он пропускает частоты определенного диапазона и отклоняет другие частоты сигнал.

4) ФИЛЬТР ОТКЛОНЕНИЯ ПОЛОСЫ: Он пропускает почти все частоты сигнала и отклоняет частоты определенный диапазон.

Принципиальная схема показывает, как функции связаны для умножения двух входные напряжения.Постоянные термины опущены для простоты.

ПОДКЛЮЧЕНИЕ OPAMP:

ЦЕПЬ УНИВЕРСАЛЬНОГО АКТИВНОГО ФИЛЬТРА:

V (3) — Выход фильтра отклонения полосы

V (5) — Выход фильтра верхних частот

V (7) — Выход полосового фильтра

V (9) — Выход фильтра нижних частот

Каждый выход четырех операционных усилителей обеспечивает разные характеристики фильтра:

1) Notch-фильтр

2) фильтр верхних частот 2-го порядка

3) Полосовой фильтр

4) фильтр нижних частот 2-го порядка

На приведенной выше принципиальной схеме можно напрямую настроить наиболее Интересны параметры фильтра, частота и коэффициент усиления каждого ОУ.Резать частоты выключения и значения усиления можно изменять, изменяя значения Сопротивления и емкости.

Коэффициент усиления каждого операционного усилителя будет = — (Rf / R)

где Rf — сопротивление обратной связи, а R — сопротивление при инвертировании. Терминал.

ПОДЦЕПЬ OPAMP :

* блок операционного усилителя *

.subckt операционный усилитель 1 2 6

Полоскание 1 2 10Мег

E1 3 0 1 2 100 тыс.

R1 3 4 1k

C1 4 0 15u

E2 5 0 4 0 1

R2 5 6 10

.заканчивается

ГЛАВНЫЙ КОД:

* UAF *

.include OPAMP1.cir

xop1 0 2 3 OPAMP

xop2 0 4 5 OPAMP

xop3 0 6 7 OPAMP

xop4 0 8 9 OPAMP

r2 1 2 1000 тыс.

r4 2 3 9к

r3 2 7 10к

r5 3 4 10к

r6 4 5 10к

r7 4 9 10к

r8 5 6 10к

c3 6 7 0,01u

r9 7 8 10к

c4 8 9 0.01u

vin 1 0 постоянного тока 0 переменного тока 1

.КОНТРОЛЬ

запустить

установить color1 = черный

установить color0 = white

установить xbrushwidth = 3

AC DEC 10 1 1Meg

сюжет vdb (3) xlog

* сюжет {57.29 * Vp (3)} xlog

сюжет vdb (5) xlog

* сюжет {57.29 * Vp (5)} xlog

сюжет vdb (7) xlog

* сюжет {57.29 * Vp (7)} xlog

сюжет vdb (9) xlog

* сюжет {57.29 * Vp (9)} xlog

* участок v (5) / v (1)

* график v (7) / v (1)

* участок v (9) / v (1)

.конец

.конец

Примеры УНИВЕРСАЛЬНОГО ФИЛЬТРА: микросхемы UAF41 и UAF42.

UAF42 — это аналоговая ИС, которая служит активным фильтром второго порядка. блок, который можно использовать для реализации любого фильтра. Может быть трех или четырех Схема операционного усилителя с двумя интеграторами.

UAF42 IC:

Вышеупомянутая ИС имеет 14-контактный корпус с тремя выходами Low pass, High pass и Полосовые фильтры.

ПРИМЕНЕНИЕ:

1) Испытательное оборудование

2) Коммуникационное оборудование

3) Биомедицинское оборудование 4) Используется в аудиосистемах

VIII.ПРЕИМУЩЕСТВА И НЕДОСТАТКИ

Преимущества:

1) Универсальные интегральные схемы с активными фильтрами обеспечивают быстрое и точное метод разработки и создания аналоговых активных фильтров от простейших до самое сложное быстрым и простым способом.

2) Реализация фильтров нижних, полосовых, верхних частот и полосовых режекторных фильтров. одновременно.

Совместимость: предоставляется один вход, а выходы четырех фильтров могут быть наблюдается с их соответствующих узлов.

3) Мы можем изменить усиление и частоту среза фильтра в соответствии с нашими требование.

Недостатки:

1) Активные фильтры не справляются с большой мощностью.

2) Изменение значений сопротивлений и емкостей для изменения определенных параметры одного фильтра могут влиять на другой фильтр.

Классификация активных фильтров

Наиболее широко используемые активные фильтры:

(i) низкочастотный

(ii) высокочастотный

(iii) полосовой

(iv) ограничение полосы пропускания или отклонение полосы (также называемое устранением полосы или меткой) и

(v) широкополосные фильтры.

Типы активных фильтров

Все эти фильтры используют операционные усилители в качестве активных элементов и цепей RC. Хотя операционный усилитель типа 741 удовлетворительно работает в этих схемах фильтров, высокоскоростные операционные усилители, такие как LM 318 или ICL 8017, улучшают характеристики схем фильтров за счет увеличения скорости нарастания напряжения и более высокого единичного GBW.

Фильтр низких частот:

Фильтр нижних частот имеет постоянное усиление от 0 Гц до высокой частоты среза f H .Следовательно, полоса пропускания также равна f H . На высокой частоте среза f H усиление уменьшается на 3 дБ, а при f> f H оно уменьшается с увеличением входной частоты. Частоты между 0 и / H известны как частоты полосы пропускания, в то время как диапазон частот за пределами f H ослаблен и поэтому называется частотами полосы задерживания.

Частотная характеристика фильтра нижних частот показана на рисунке. Как показано пунктирной линией, идеальный фильтр не имеет потерь в полосе пропускания и бесконечных потерь (или затухания) в полосе заграждения.Но идеальный отклик фильтра непрактичен, потому что линейные сети не могут создавать неоднородности. Однако можно добиться практического отклика, который приближается к идеальному, используя специальные методы проектирования, прецизионные компоненты и высокоскоростные операционные усилители, такие как LM 318 или ICL 8017.

Фильтры Баттерворта, Чебышева, Бесселя и Эллиптические фильтры являются одними из наиболее широко используемых практических фильтров для аппроксимации идеального отклика . Ключевой характеристикой фильтра Баттерворта является то, что он имеет плоскую полосу пропускания, а также плоскую полосу задерживания.По этой причине его иногда называют плоско-плоским фильтром. Фильтр Чебышева имеет пульсирующую полосу пропускания, но плоскую полосу задерживания. Эллиптический фильтр имеет полосу пропускания пульсаций, а также полосу задерживания пульсаций. Как правило, эллиптический фильтр обеспечивает лучший отклик полосы задерживания среди трех.

Фильтр высоких частот:

Фильтр верхних частот с полосой задерживания 0 L и полосой пропускания f> f L показан на рисунке b. Здесь / L — нижняя частота среза, а / — рабочая частота.

Полосовой фильтр:

Полосовой фильтр имеет полосу пропускания между двумя частотами среза f H и f L , где f H > f L , и две полосы задерживания при 0 L и f> f H . Полоса пропускания полосового фильтра, следовательно, равна f H — f L . Все это очевидно из АЧХ полосового фильтра, показанного на рис. с

Полосовой стоп-фильтр:

Полосовой фильтр полностью противоположен полосовому фильтру в исполнении i.е., он имеет полосу пропускания между двумя частотами среза f H и f L и двумя полосами пропускания, 0 L и f> f H . Частотная характеристика полосового фильтра показана на рис. d. На фиг. (c) и (d), f c называется центральной частотой, поскольку она находится примерно в центре полосы пропускания или полосы задерживания.

Полнопроходной фильтр:

Рис. (E) иллюстрирует фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями широкополосного фильтра.Этот фильтр одинаково хорошо пропускает все частоты (т.е. выходное и входное напряжения равны по величине для всех частот), но с фазовым сдвигом между ними; фазовый сдвиг является функцией входной частоты. Наивысшая частота, до которой значения на входе и выходе остаются равными, зависит от единицы ширины полосы пропускания операционного усилителя. Однако на этой частоте фазовый сдвиг между входом и выходом максимален. Используется фильтр Бесселя с минимальным фазовым сдвигом, хотя его характеристики отсечки не очень резкие.

Прежде чем переходить к конкретным типам фильтров, позвольте повторно проверить характеристики фильтра, особенно в области полосы задерживания. Как показано на фиг. (A) — (d), фактические кривые отклика фильтров в полосе задерживания либо неуклонно увеличиваются, либо уменьшаются с увеличением частоты. Скорость, с которой изменяется коэффициент усиления фильтра в полосе задерживания, определяется порядком фильтра. Например, для фильтра нижних частот первого порядка, в случае фильтров Баттерворта, усиление спадает со скоростью 20 дБ за декаду в полосе заграждения i.е. для f> f H . С другой стороны, для фильтра нижних частот второго порядка скорость спада составляет 40 дБ на декаду и так далее.

Изучено 10 полезных схем активных фильтров

В этом посте мы всесторонне обсуждаем 10 различных типов схем активных фильтров, которые можно использовать для фильтрации музыки и звука с желаемыми уровнями эффектов низких и высоких частот. Мы также узнаем об их работе, типах, характеристиках и схемах практического применения.

Прислал: Кен Мэдисон

В схемах обработки аудиосигналов фильтры используются для устранения нежелательных частот, при этом пропуская только требуемые частоты.Существуют звуковые фильтры высоких и низких частот, полосовые, режекторные или режекторные фильтры, точно так же, как у нас есть фильтры для многих других частот. Пассивные резисторно-конденсаторные (RC) фильтры являются одними из самых простых аудиофильтров.

RC-фильтры

Конструкция базового RC-пассивного фильтра L-образного сечения на входе резистора показана на рисунке 1-a, на котором конденсатор C1 функционирует как разомкнутая цепь на более низких частотах и ​​как короткое замыкание на более высоких частотах.

Следовательно, этот фильтр нижних частот принимает низкочастотные сигналы, подавляя (значительно ослабляя) высокочастотные сигналы.На частоте среза (f c ) выходной сигнал этого фильтра снижается на 3 децибела (дБ), где:

(1) f c = 1 / (2πRC)

Как показано на Рис. 1-b: когда частота увеличивается, превышая порог среза, частота спада частоты составляет 6 дБ / октаву (20 дБ / декаду).

В результате фильтр нижних частот 1 кГц обрезает входной сигнал 4 кГц на 12 дБ и сигнал 10 кГц на 20 дБ.

На рис. 2-а показан второй пассивный RC-фильтр основной гармоники, который представляет собой входной конденсаторный фильтр L-образного сечения.На более низкой частоте конденсатор также работает как разомкнутая цепь, тогда как на высоких частотах он действует как короткое замыкание. В результате этот фильтр верхних частот позволяет проходить высокочастотным сигналам, подавляя низкочастотные.

Как вычислено по приведенной выше формуле (1), реализованной для фильтра нижних частот на рис. 1-a, выходной сигнал этого фильтра верхних частот на 3 дБ ниже на частоте среза. Когда частота опускается ниже этого порога, она спадает со скоростью 6 дБ / октаву, как показано на рис.2-б. В результате фильтр верхних частот 1 кГц подавляет сигнал на 12 дБ — 100 Гц.

Активные фильтры

Базовые RC-фильтры нельзя подключать каскадом, поскольку их соединения могут отрицательно повлиять на выходной сигнал. Тем не менее, используя схемы обратной связи с операционными усилителями, их можно эффективно каскадировать.

Внешние резисторы и конденсаторы могут использоваться для создания активных фильтров, построенных вокруг операционных усилителей, что исключает использование больших катушек индуктивности.Принципиальная схема фильтра Баттерворта показана на рисунке 3.

Это фильтр нижних частот второго порядка с единичным усилением и частотой среза 10 кГц. В полосе пропускания фильтр Баттерворта имеет существенно ровную амплитудную характеристику, наряду со скромным временем установления и небольшим выбросом. Выше 10 кГц выходной сигнал этой схемы снижается на 12 дБ каждую октаву. Например, на частоте 100 кГц выходной сигнал может быть на 40 дБ ниже.

Частоту среза фильтра Баттерворта можно рассчитать по следующей формуле:

(2) f c = 1 / (2.83πRC)

Вы можете изменить настройки резисторов и конденсаторов в активном фильтре, чтобы изменить частоту среза. Если значение резистора или конденсатора известно, переменные в формулах (1) или (2) (в зависимости от обстоятельств) могут быть скорректированы для определения заданной частоты среза.

Необходимость, чтобы одна из емкостей конденсатора в схеме на рис. 3 была ровно вдвое больше, чем другая, кажется небольшим недостатком. (Конденсатор C2 на рис. 3 имеет значение, в два раза превышающее значение C1).Это ограничение обычно требует использования конденсаторов нестандартных номиналов.

На рисунке 4 показан другой активный фильтр нижних частот. Это фильтр второго порядка с частотой среза 10 кГц, который решает проблему со схемой на рис. 3.

Значения конденсаторов R4 и R5 одинаковы. На обоих рисунках используется обычный операционный усилитель IC 741, в котором используются резисторы R1 и R2, 3 и 4, чтобы обеспечить усиление по напряжению 4,1 дБ. Они должны совпадать с цифрами на рис.4. Формулу (1) можно использовать для получения частоты среза для этих «равных компонентов». фильтр.

На рисунке 5 показан метод каскадирования этих фильтров «равных компонентов» для создания фильтра нижних частот четвертого порядка, имеющего спад 24 дБ / октаву.

Резистивный делитель R1 / R2, определяющий коэффициент усиления в этой цепи, составляет 39 кОм, разделенные на 5,87 кОм, или 6,644. Делитель потенциала R3 / R4 построен с использованием 39 кОм / 48,5 кОм, что дает значение 0,805. Это обеспечивает общий коэффициент усиления по напряжению 8.3 дБ для контура.

Чтобы получить нестандартные значения R2 и R4, вы можете последовательно подключить пару стандартных резисторов с допуском 5%, чтобы они соответствовали указанным значениям. Фильтр верхних частот второго порядка 100 Гц с единичным усилением показан на рисунке 6.

R2 — резистор с удвоенным сопротивлением R1.

На фиг. 7 показан вариант фильтра с «равными компонентами», в котором R3 и R4 одинаковы. Фильтр верхних частот четвертого порядка показан на рис. 8. Рабочие частоты фильтров на рис.6 и 7, а также

рис. 4 и 5 могут быть изменены таким же образом, как могут быть изменены рабочие частоты концепции на фиг. Вы можете увеличить номиналы резистора и конденсатора, чтобы уменьшить частоту среза, или наоборот.

На рисунке 9 показан метод, с помощью которого схема фильтра высоких частот с рисунка 7 и схема фильтра низких частот с рисунка 4 могут быть последовательно объединены для создания речевого полосового фильтра от 300 Гц до 3,4 кГц (с соответствующие корректировки стоимости детали).

Все частоты, выходящие за пределы этого частотного диапазона, отклоняются на 12 дБ / октаву. Для увеличения частоты среза со 100 Гц до 300 Гц в фильтре верхних частот, показанном на рисунке 7, емкость конденсатора составляет 1/3 от исходных чисел. Мы умножаем исходные значения резистора на 2,94 в фильтре нижних частот на рис. 4, чтобы уменьшить частоту среза с 10 кГц до 3,4 кГц.

Регулируемые активные фильтры

Наиболее настраиваемый активный фильтр — это тот, который имеет частоту разделения, которую можно легко и полностью отрегулировать в большом диапазоне.Три реалистичные принципиальные схемы переменных активных фильтров второго порядка показаны на рисунках 10, 11 и 12.

Конструкция, показанная на рисунке 10, является базовой версией фильтра верхних частот, показанного на рисунке 6, однако его частота среза может регулироваться. между 23,5 Гц и 700 Гц, равномерно установив согласованные потенциометры R3 и R4.

(Их можно объединить механически.) Поскольку резисторы в RC-цепях в этой схеме имеют одинаковые значения (в отличие от тех, что показаны на рис. 6), эта конфигурация на самом деле не дает одной из самых плоских характеристик фильтра Баттерворта.Тем не менее, он обеспечивает отличное качество сигнала. «Статическая» версия этого фильтра обычно имеет частоту среза 50 Гц.

Схема, показанная на рис. 11, представляет собой модифицированную версию фильтра верхних частот, показанного на рис. 3, хотя его частота среза полностью регулируется от 2,2 кГц до 24 кГц путем постоянной регулировки парных потенциометров R3 и R4. (Их тоже можно объединить в группы.) Этот фильтр, как и тот, что показан на рис. 10, на самом деле не демонстрирует самую плоскую особенность Баттерворта.

Эта конструкция активного фильтра на самом деле является отличным фильтром для удаления царапин.Частота среза «фиксированных» версий этого фильтра обычно составляет 10 кГц. На рисунке 12 показан способ, в котором фильтры на рисунках 10 и 11 могут быть объединены для создания гибкого регулируемого фильтра высоких / низких частот для устранения грохота и царапающего шума из голосового звука.

Частоты среза низких и высоких частот полностью регулируются. Частоту среза высоких частот можно регулировать от 23,5 Гц до 700 Гц, равномерно изменяя согласованные (или объединенные) потенциометры R6 и R7.R8 и R9 также могут изменять частоту нижних частот между 2,2 кГц и 24 кГц.

Цепи управления тональностью

Цепи управления звуком являются, пожалуй, наиболее распространенными схемами регулируемых фильтров. Это позволяет настроить частотную характеристику устройства в соответствии с конкретными слуховыми потребностями или ощущениями. Их также можно отрегулировать с учетом акустических аномалий в окружающей среде.

В следующих параграфах мы обсудим некоторые из основных принципов и схем управления тональностью, прежде чем рассматривать практические схемы управления тональностью.

Базовая пассивная сеть с контролем низких частот и тембром показана на Рисунке 13-a. В звуковом диапазоне от 20 до 20 000 Гц эта схема может усиливать или уменьшать (срезать) низкие частоты.

Направление вращения ползунка потенциометра для увеличения (вверх) и снижения указывается вертикальной двусторонней стрелкой рядом с подстроечным потенциометром R3 (вниз).

Соответствующие схемы показаны на рисунках с 13-b по 13-d, когда потенциометр R3 настроен на максимальное усиление, максимальное срезание и горизонтальное положение соответственно.Как только частота установлена ​​на минимальное значение низких частот, конденсаторы C1 и C2 полностью разомкнуты. В результате схема повышения становится пропорциональной резистору 10 кОм, разделенному на резистор 101 кОм, как показано на рис. 13-b.

Приглушается лишь небольшое количество басов. Для сравнения, эквивалентная схема с разрезом на рис. 13 эквивалентна резистору 110 кОм, разделенному на резистор 1,0 кОм. В результате этого басовые сигналы ослабляются примерно на 40 децибел. На рисунке 13-d показано плоское положение потенциометра R3.

В этой схеме резистивный элемент отображается на 90 кОм выше ползунка электролизера и на 10 кОм под ним. Резистор на 100 кОм разделен резистором на 11 кОм для создания вышеуказанной конфигурации.

На всех частотах эта схема генерирует ослабление примерно 20 дБ. Благодаря этому схема способна обеспечить максимальное усиление или уменьшение низких частот примерно на 20 дБ по сравнению с плоскими частотами.

Типичная конструкция для конфигурации пассивного управления высокими частотами показана на рисунке 14-a.В диапазоне частот от 20 до 20 000 кГц система способна эффективно усиливать или уменьшать высокие звуковые частоты. Технически идентичные схемы показаны на рисунках с 14-b по 13d во время оптимального наддува, оптимального снижения и в ровных рабочих условиях соответственно.

Когда R3 перемещается вокруг плоского положения, эта схема обеспечивает ослабление сигнала примерно на 20 дБ и максимально возможные значения высоких частот, усиления или понижения в 20 дБ по сравнению с характеристиками плоской области схемы.

На рисунке 15 показан способ, с помощью которого схемы на рисунках 13a и 14a могут быть соединены между собой для обеспечения комплексной конфигурации пассивного управления низкими и высокими частотами.

Чтобы избежать нежелательных взаимодействий между различными частями схемы, в сеть был введен резистор R5 на 10 кОм. Выход этой схемы может быть подан на вход первичного усилителя мощности, в то время как вход может быть получен непосредственно от регулятора громкости усилителя.

Что ты будешь делать. Сделайте 3-полосный эквалайзер. Подключение к источнику музыки (mp3-плеер) Фильтр низких частот Фильтр высоких частот Полосовой фильтр

= V пик 2 = 0,707 В пик

ОСНОВНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА — НАЗНАЧЕНИЕ РЕКТИФИКАЦИИ И ФИЛЬТРА Предположим, вы хотите создать простой электронный блок питания постоянного тока, который работал бы от входа переменного тока (например.g., что-то, что вы можете подключить к стандартному

Подробнее

ЛАБОРАТОРИЯ 12: АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ

A. ВВЕДЕНИЕ ЛАБОРАТОРИЯ 12: АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ После знакомства с операционными усилителями на прошлой неделе мы будем использовать их для создания активных фильтров. Б. О ФИЛЬТРАХ Электрический фильтр — это частотно-селективная схема, разработанная

. Подробнее

Лаборатория 3 Выпрямительные схемы

ECET 242 Электронные схемы Лаборатория 3 Выпрямительные схемы Страница 1 из 5 Название: Задача: Студенты, успешно завершившие это лабораторное упражнение, будут выполнять следующие задачи: 1.Узнайте, как построить

Подробнее

Последовательные и параллельные схемы

Постоянный ток (DC) Постоянный ток (DC) — это однонаправленный поток электрического заряда. Термин DC используется для обозначения энергосистем, которые используют постоянное (не меняющееся со временем) среднее (среднее)

. Подробнее

Эксперимент № (4) Демодулятор AM

Факультет инженерии Исламского университета Газы Электротехнический факультет Эксперимент № (4) AM Демодулятор Коммуникационная инженерия I (лаб.) Подготовил: Eng. Омар А. Кармаут Eng. Мохаммед К. Абу Фол Эксперимент

Подробнее

Рабочий лист EET272, неделя 9

Рабочий лист EET272 Неделя 9 ответьте на вопросы 1–5 в рамках подготовки к обсуждению викторины в понедельник. Завершите остальные вопросы для обсуждения в классе в среду. Вопрос 1 Вопросы AC становятся

Подробнее

Лабораторная работа № 9: Анализ установившегося состояния переменного тока.

Теория и введение Лабораторная работа № 9: Цели анализа устойчивого состояния переменного тока для лабораторной работы № 9 Основная цель лабораторной работы 9 — познакомить студентов с анализом устойчивого состояния переменного тока, шкалой дБ и частотным анализатором NI ELVIS.

Подробнее

Комплект 106. Усилитель звука мощностью 50 Вт

Комплект 106 Аудиоусилитель мощностью 50 Вт Этот комплект основан на замечательном модуле усилителя IC от ST Electronics, TDA7294. Он предназначен для использования в качестве высококачественного усилителя аудио класса AB в hi-fi приложениях

Подробнее

Лаборатория № 5: Проектирование ВЧ-фильтров

EEE 194 RF Лабораторное упражнение 5 1 Лаборатория № 5: Проектирование RF-фильтров I.ЗАДАЧИ A. Разработать фильтр нижних частот Чебышева третьего порядка с частотой среза 330 МГц и пульсацией 3 дБ с равными нагрузками

Подробнее

Частотная характеристика фильтров

Школа инженерии Департамент электротехники и вычислительной техники 332: 224 Принципы электротехники II Лабораторный эксперимент 2 Частотная характеристика фильтров 1 Введение Цели для

Подробнее

Индукторы в цепях переменного тока

Катушки индуктивности в цепях переменного тока Название Раздел Резисторы, катушки индуктивности и конденсаторы влияют на изменение величины тока в цепи переменного тока и времени, в которое ток достигает своего максимального значения

Подробнее

Приложение: Удаленная лаборатория VISIR

Подход открытого обучения с удаленными экспериментами 518987-LLP-1-2011-1-ES-KA3-KA3MP Многосторонние проекты УНИВЕРСИТЕТ DEUSTO Приложение: Отчет о проекте удаленной лаборатории VISIR OLAREX Ольга Дзябенко, Унаи Эрнандес

Подробнее

Unit2: резистор / конденсатор-фильтры

Unit2: Резисторы / конденсаторы-фильтры Physics335 Студент 3, 27 октября, Physics 335-Section Professor J.Партнер Хоббса: Physics335 Student2 Abstract Были сконструированы базовые RC-фильтры и свойства, такие как

Подробнее

Измерение емкости

Предварительные вопросы по измерению емкости Название страницы: Класс: Номер в реестре: Инструктор :. Конденсатор используется для хранения. 2. Какова единица СИ для емкости? 3. Конденсатор в основном состоит из двух

Подробнее

См. Хоренштейн 4.3 и 4.4

EE 462: Лаборатория № 4 «Схемы источника питания постоянного тока с использованием диодов». Автор: Drs. СРЕДНИЙ. Радун и К. Донохью (2/14/07) Факультет электротехники и вычислительной техники Кентукки Лексингтонский университет, штат Кентукки 40506 Обновлено

Подробнее

Fastastic Frequencies

Fastastic Frequencies Предметная область Связанный блок Связанный урок Название занятия Заголовок математика, физика Фантастические частоты Изображение 1 ADA Описание: Учащиеся, работающие с Basic Stamp 2

Подробнее

Лаборатория 5 Операционные усилители

Лаборатория 5 Операционные усилители Автор: Гэри А.Ибарра Кристофер Е. Крамер Факультет электротехники и вычислительной техники Университета Дьюка Дарем, Северная Каролина. Цель Цель данной лабораторной работы — изучить свойства

Подробнее

ПРИМЕЧАНИЕ ПО ПРИМЕНЕНИЮ АН-837

ПРИМЕЧАНИЕ ПО ПРИМЕНЕНИЮ One Technology Way P.O. Box 916 Norwood, MA 262-916, США Тел .: 781.329.47 Факс: 781.461.3113 www.analog.com Характеристики джиттера тактового сигнала на основе DDS и характеристики фильтра реконструкции DAC

Подробнее

Шумовые характеристики сбивают с толку

Шумовые характеристики сбивают с толку Все действительно очень просто, как только вы это понимаете А вот и внутренняя история шума для тех из нас, кто не проектировал малошумящие усилители в течение десяти лет Вы слышите все

Подробнее

Синтезатор частоты с ФАПЧ

ЛАБОРАТОРНОЕ УПРАЖНЕНИЕ 4 АНАЛОГОВОЙ И ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ Лабораторное занятие 4: Синтезатор частоты с ФАПЧ 1.1 Цель Целями этого лабораторного упражнения являются: — Проверить поведение системы ФАПЧ и всей системы ФАПЧ — Найти захват

Подробнее

ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО-ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Имя: Дата: Курс и секция: Инструктор: ЭКСПЕРИМЕНТ 1 ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ ПОСТОЯННОГО ТОКА СЕРИИ 1 ЦЕЛИ 1. Проверить теоретический анализ последовательно-параллельных сетей с помощью прямых измерений. 2. Повышение квалификации

Подробнее

ПЬЕЗО ФИЛЬТРЫ ВВЕДЕНИЕ

Более двух десятилетий технология керамических фильтров способствовала распространению твердотельной электроники.Взгляд в будущее показывает, что на

будут возлагаться еще большие надежды. Подробнее

Прецизионные диодные выпрямители

Кеннет А. Кун, 21 марта 2013 г. Прецизионные полуволновые выпрямители Операционный усилитель может использоваться для линеаризации нелинейной функции, такой как передаточная функция полупроводникового диода. Классический

Подробнее

Глава 19 Операционные усилители

Глава 19 Операционные усилители Операционный усилитель, или операционный усилитель, является основным строительным блоком современной электроники.Операционные усилители появились еще на заре электронных ламп, но стали обычным явлением только

. Подробнее

Базовые схемы операционных усилителей

Базовые схемы операционных усилителей Мануэль Толедо INEL 5205 Instrumentation 3 августа 2008 г. Введение Операционный усилитель (для краткости ОУ или ОУ), возможно, является наиболее важным строительным блоком для конструкции

. Подробнее

Расчет среднеквадратичного значения G

Расчет G rms QualMark Corp.Нил Дёртенбах Метрика G rms обычно используется для определения и сравнения энергии в системах повторяющихся ударных колебаний. Однако способ прибытия

Подробнее

Аналоговый звук из цифровой задержки

Аналоговый звук из цифровой задержки Цифровая задержка PT-80 Скотт Шварц Авторские права 2002, все права защищены Введение В этой статье описывается цифровая педаль задержки, которая предназначена для захвата

Подробнее

ДИСКРЕТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 200 Вт K8060

H8060IP-1 ДИСКРЕТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 200 Вт K8060 Идеально подходит для активной акустической системы или сабвуфера, гитарного усилителя, систем домашнего кинотеатра, инструментального усилителя и т. Д.Характеристики и характеристики Характеристики: Отличная цена

Подробнее

Усилитель звука класса D

Усилитель звука класса D Конструкция усилителя звука класса D для живого звука с эффективностью более 90% и искажением менее 1%. Основной квалификационный проект, представленный на факультет WORCESTER

Подробнее

Основы сигнатурного анализа

Основы сигнатурного анализа Углубленный обзор тестирования при отключении питания с использованием аналогового сигнатурного анализа www.huntron.com 1 www.huntron.com 2 Содержание РАЗДЕЛ 1. ВВЕДЕНИЕ … 7 НАЗНАЧЕНИЕ …

Подробнее

Германиевый диодный радиоприемник AM

AM-радио с германиевым диодом LAB 3 3.1 Введение В этом лабораторном упражнении вы создадите радио AM (средневолновое) на основе германиевого диода. В самых ранних радиоприемниках использовались простые схемы диодных детекторов. Диоды

Подробнее .

alexxlab

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.