Site Loader

Содержание

Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом (трехфазный однополупериодный)

Данная схема содержит трехфазный трансформатор T и три диода (вентиля). Нагрузка включается между точкой соединения диодов и нулевым выводом трансформатора.

На рисунке представлены графики зависимостей для токов и напряжений различных точек схемы выпрямления.

На интервале времени [t1;t2] фаза “a” имеет наибольший потенциал по сравнению с другими фазами относительно нулевой точки трансформатора, поэтому диод VD1 находится в открытом состоянии и через него протекает ток. На нагрузке напряжение изменяется по закону огибающей фазы “a”.

В момент t2 происходит перекоммутация с VD1 на VD2, т.к. потенциал фазы “b” становится наибольшим по отношению к нулевой точке. К нагрузке прикладывается фазное напряжение.

На интервале времени [t2; t3] к первому диоду прикладывается линейное напряжение между фазами “b” и “a” и он находится в закрытом состоянии.

В момент t3 прикладывается линейное напряжения Uca, так как происходит переключение вентилей (с VD2 на VD3).

К недостатком этой схемы можно отнести:

  • Ток во вторичной цепи трансформатора протекает в течение одной третьей части периода и имеет одностороннее направление, что увеличивает габаритные размеры трансформатора. Для исключения подмагничивания сердечника необходимо делать запас по намагниченности (уменьшать значение Bm), что приводит к дополнительному увеличению габаритов трансформатора. Иногда в сердечник трансформатора вводят воздушный зазор.

  • Более низкие качественные показатели (K п , K0) по сравнению с двухполупериодной схемой выпрямления.

  • Индуктивность рассеяния трансформатора влияет на форму выпрямленного напряжения, что является ограничением по мощности. При этом снижается уровень выпрямленного напряжения и возрастают пульсации.

  • С точки зрения монтажа схемы – исключена возможность соединения вторичной цепи треугольником из — за нулевого вывода.

Достоинствами схемы выпрямления являются:

Основные соотношения:

Трёхфазная мостовая схема выпрямления

Схема состоит из двух трехфазных однополупериодных схем выпрямления, питающихся от одних и тех же вторичных обмоток трансформатора и работающих на общую нагрузку

.

На рисунке представлены графики зависимостей для токов и напряжений в различных точках схемы выпрямления.

На интервале [t1;t3] фаза “a” имеет наибольший потенциал по отношению к другим фазам, поэтому диод VD2 работает два такта (т.к. к аноду прикладывается “+”). В момент времени t3 происходит перекоммутация в катодной группе со второго на четвертый диод, т.к. фаза “b” становится более положительной по отношению к другим фазам.

На интервале [t2;t4] фаза “c” имеет более отрицательный потенциал по отношению к другим фазам. Отрицательный потенциал прикладывается к катоду пятого вентиля и он работает два такта.

К недостаткам схемы можно отнести:

Достоинствами схемы выпрямления являются:

  • Возможность использования различных способов соединения обмоток трансформатора во вторичной цепи.

  • Отсутствие одностороннего намагничивания сердечника трансформатора (ток во вторичной цепи трансформатора – двухполярный).

  • Хорошее использование трансформатора (ток во вторичной цепи трансформатора протекает 2/3 периода), что увеличивает КПД устройства.

В связи с вышеперечисленным рядом достоинств данная схема нашла очень широкое распространение.

Основные соотношения:

;;

;;

Трехфазный выпрямитель со средней (нулевой) точкой

Электрическая схема трехфазного выпрямителя с нулевым выводом (рис. 2.1) представляет собой сочетание двух однофазных нулевых схем (см. рис. 1.1). Нагрузка выпрямителя подключена между нулевой (средней) точкой вторичной обмотки трансформатора и катодами диодов VD1 – VD3, образующих катодную группу. Можно образовать анодную группу, присоединив катоды ко вторичной об­мотке.

Для анализа электромагнитных процессов и вывода основных соотношений сна­чала предположим, что нагрузка выпрямителя активная, ключ К замкнут (рис. 2.1, а). В дан­ный момент времени ток проводит диод, положительный потенциал которого на аноде по отношению к средней точке трансформатора выше, чем на остальных диодах.

Так, в момент времени θ = θ1 ток начинает проводить диод VD1, присоединенный к фазе а. Через время, соответствующее углу 2π/3 (θ = θ2), потенциал на аноде диода VD2 (ub) становится выше, чем на аноде VD1. В связи с этим VD1 запирается, а VD2 открыва­ется. Происходит коммутация тока нагрузки (id) с диода VD1 на VD2. В точке 3 (рис. 2.1, в) uc> ub, диод VD2 запирается, VD3 начинает проводить ток и т.д.

Таким об­разом, ес­тественная коммутация тока нагрузки с диода на диод происходит в точках пересече­ния синусоид фазных напряжений. Поэтому точки 1, 2, 3 (см. рис. 2.1, в) называются точками естест­венного зажигания (коммутации) диодов. Выпрямленное напряжение ud пред­ставляет собой огибающую синусоид фазных напряжений (рис. 2.1, г). При активной нагрузке кривая выпрямленного тока id повторяет по форме кривую напряжения ud.

Частота пульсаций  ud, id в три раза больше частоты сетевого напряжения (m = 3), так как каждый диод проводит ток в течение 1/3 периода подводимого напряжения (рис. 2.1, д).

В не­проводящую часть периода к диоду прикладывается обратное напряжение (рис. 2.1, е), которое формируется из фазных напряжений закрытого и проводящих диодов. Напри­мер, когда проводит диод VD2, к диоду VD1 приложено линейное напряжение uab= ua – ub. В момент включения VD3 подается напряжение uac= ua – uc. Соответствующие напряже­ния (см. рис. 2. 1, в) заштрихованы.

Форма первичного тока i1, построенная по кривым фазных токов вторичной обмотки, отклоняется от синусоиды (рис. 2.1, ж).

Выведем общие выражения, характеризующие количественные соотношения в трехфазных выпрямителях. За начало отсчета примем момент прохождения напряже­ния фазы а (рис. 2.1 в) максимального значения. Тогда среднее значение выпрямлен­ного напряжения равно:

                      (2.1)

где  

Пределы интегрирования соответствуют времени про­водя­щего состояния диода. Для рассматриваемой схемы (рис. 2.1  а) m = 3; тогда:

Среднее значение выпрямленного тока (нагрузка активная)

,                                                     (2.2)

при m = 3        Id = 1,17 I.

Коэффициент пульсаций для ν-й гармоники равен:

                                                        (2. 3)

а частота пульсаций равна:

                                                                        (2.4)

Для выбора диодов необходимо знать максимальное значение обратного напря­жения на диоде (Uобр м):

,                                      (2.5)

при m = 3                   Uобр.м = 2,45 U = 2,09Ud.

Средний ток через диод равен:

Iв ср = Id/ m.                                                         (2.6)

Действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора нахо­дится из выражения (2.1):

,                                                  (2.7)

при m = 3                   U= 0,855Ud.

При учете актив
ных сопротивлений обмоток трансфор­матора (ra) и диодов в прямом направлении (rпр) напряжение U будет равно:

,

где  – условный коэффициент полезного действия (КПД) анодной цепи.

При работе на реальную нагрузку (см. рис. 2.1, а, ключ К разомкнут) изменяются формы токов (становятся прямоугольными) в диоде, нагрузке и в обмотках трансфор­матора (см. рис. 2.1, г, д, ж, штриховые линии). Для расчета элементов схемы необходимо полу­ченные уравнения дополнить соотношениями для токов вторичной и первичной обмоток трансформатора:

                                            (2.8)

Параметры трехфазной нулевой выпрямительной схемы приведены в таблице 1.1.

При прохождении тока через диод и вторичную обмотку трансформатора (см. рис. 2.1, а) создаются вынужденные потоки подмагничивания сердечника трансформатора. Эти потоки составляют 20 – 25 % от основного магнитного потока трансформатора.

Для устранения в сердечнике трансформатора постоянной составляющей потока вынуж­денного намагничивания каждую вторичную обмотку расщепляют на две части и со­единяют способом «зигзаг» (рис. 2.1, б). Кривые первичного тока для этого случая по­казаны на рис. 2.1, з при соединении первичной обмотки в звезду.

В каждом стержне постоянные составляющие намагничивающих сил полуобмо­ток направлены встречно и взаимно компенсируются. Однако это приводит к худшему использованию вторичных обмоток, так как суммарная ЭДС двух полуобмоток, рас­положенных на разных стержнях, меньше в  суммы ЭДС полуобмоток, находя­щихся на одном стержне. В результате ухудшается использование меди вторичных по­луобмоток, увеличиваются расчетная и типовая мощности трансформатора (см. таб­

лица 1.1). Это послужило причиной сравнительно редкого применения трехфазной нуле­вой схемы в цепях управления электрическими машинами средней и большей мощно­сти. Она используется чаще всего в качестве составной части более сложных схем вы­прям­ления, например, в схеме двойного трехфазного выпрямителя с уравнительным реакто­ром (в схеме Кюблера), трехфазной мостовой схеме и т.д.

энергий | Бесплатный полнотекстовый | Новый трехфазный выпрямитель с шестью переключателями PFC с функциями коммутации при нулевом напряжении и коммутации при нулевом токе

1.

Введение

Силовые электронные преобразователи играют решающую роль в энергетике благодаря своей способности оптимального управления и кондиционирования мощность, которую они передают нагрузке. Кроме того, они должны контролировать и кондиционировать мощность, которую они получают от источников энергии, чтобы поддерживать их оптимальную работу. Это достигается за счет соответствия стандартам электромагнитных помех и гармоник, таким как EN6100-3-2, и стандартам эффективности, таким как 80Plus [1]. Технологии мягкого переключения являются основным средством повышения эффективности за счет минимизации потерь при переключении и уменьшения электромагнитных помех и гармоник за счет «мягкого» завершения фронтов переходов переключения [2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9].,10,11,12]. В ссылках [8] и [9] описаны методы мягкого переключения, которые включают в себя переключение при нулевом напряжении (ZVS) и переключение при нулевом токе (ZCS). Трехфазные выпрямители с активной коррекцией коэффициента мощности (PFC) обеспечивают улучшенный коэффициент мощности и более низкое содержание гармоник [10,11,12,13]. Активные выпрямители с коррекцией коэффициента мощности, использующие повышающий входной каскад (источник тока), обеспечивают лучшую форму волны входного тока и меньшие гармонические искажения по сравнению с их аналогами с понижающим преобразователем [14]. В [15] для синтеза трехфазного выпрямителя с коррекцией коэффициента мощности использованы три однофазных выпрямителя с коррекцией коэффициента мощности. В [16] сообщается об использовании пространственно-векторной модуляции (SVM) для достижения высокого коэффициента мощности в трехфазном выпрямителе с шестью переключателями. О методах мягкого переключения, используемых в трехфазных выпрямителях, сообщается в [17,18,19].] для повышения эффективности и защиты от электромагнитных помех. Мягкое переключение с использованием пассивного снаббера без потерь представлено в [17]. Хотя этот подход может повысить эффективность, схема страдает от более высокой нагрузки на компоненты. В [18] активный демпфер используется для достижения плавного переключения за счет более высокой сложности управления и напряжения переключения во вспомогательном переключателе. В [19, 20, 21, 22] метод перехода и управления при нулевом напряжении был применен в трехфазном выпрямителе с ККМ. Хотя основные выключатели могут достигать ZVS при включении, вспомогательный переключатель жестко переключается при выключении.

Обычный трехфазный выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности с шестью переключателями показан на рисунке 1. В этой статье предлагается новый трехфазный активный выпрямитель с программным переключением, использующий активную вспомогательную цепь. Принципиальным улучшением характеристик является достижение ZVS при включении для шести выпрямительных ключей и ZCS при выключении для одного вспомогательного ключа. Подробное описание работы предложенного выпрямителя с программным переключением представлено в Разделе 2. Проверка конструкции с помощью моделирования и экспериментальных результатов показана в Разделе 3, а заключительные замечания приведены в Разделе 4.

2. Предлагаемый трехфазный выпрямитель с плавным переключением с шестью переключателями

Предлагаемый трехфазный выпрямитель с шестью переключателями с плавным переключением показан на рис. 2. Схема внутри пунктирной рамки представляет собой вспомогательную схему с плавным переключением добиться ZVS в главных выключателях и ZCS во вспомогательном выключателе. Вспомогательная схема мягкого переключения состоит из вспомогательного переключателя S A , резонансной катушки индуктивности L R , трансформатора T r , барьерного диода D R1 , фиксирующей цепи R C –D C –C C и резонансный конденсатор (емкость использует паразитную емкость главного ключа).

Трехфазные линейные напряжения V RN , V SN , V TN для сбалансированной трехфазной системы показаны на рисунке 3. Симметрия 60° в трехфазных напряжениях видна на рисунке 3. Работа трехфазного ФПЧ с использованием симметрии 60° подробно описана в [11].

Для упрощения анализа можно выбрать интервал 1 (0°–60°) для анализа циклов переключения, так как работа над выпрямителем идентична в других 60° сегментах. Для поддержки операционного анализа сделаны следующие допущения:

(1)

Входная индуктивность L B достаточно велика, чтобы входной ток можно было рассматривать как источник тока в течение периода переключения;

(2)

Входная емкость C L достаточно велика, чтобы соответствовать идеальному источнику напряжения V O ; и

(3)

Выходная емкость схемы фиксатора C C достаточно велика, чтобы ее напряжение V C можно было рассматривать как источник напряжения в течение периода переключения.

При перечисленных выше предположениях упрощенная принципиальная схема показана на рис. 4, и определены полярность напряжения и направление тока для каждого основного компонента.

В этом разделе приведено подробное описание работы схемы. Основные формы сигналов схемы для интервала 1 показаны на рис. 5, а эквивалентные схемы для каждого рабочего режима показаны на рис. 6. В цикле переключения необходимо проанализировать 12 рабочих режимов.

2.1. Режим 0: (t ≦ T
0 )

Этот режим основан на анализе цикла переключения в интервале 1 (V RN > 0, V TN > 0 и V SN < 0) . Перед T 0 , как и на рис. 6а, диоды D 1 , D 6 и D 5 находятся в состоянии проводимости. Главные выключатели с S 1 по S 6 и вспомогательный выключатель S A выключены. Токи i R и i T протекают через диод D B в нагрузку и возвращаются к источнику переменного тока в виде тока i S . В этом случае напряжение на активном выпрямительном мосту равно V X = V O .

2.2. Режим 1 (T
0 < t ≦ T 1 )

При T 0 вспомогательный переключатель S A включается для перехода в Режим 1. Ток i 1 резонансной катушки индуктивности L 90 R начинает увеличиваться, а ток i 1 протекает через первичную обмотку N 1 трансформатора Т r . Индуцированный ток i 2 и ток возбуждения i m вытекают через вторичную катушку N 2 , как показано на рисунке 6b. Напряжение на вторичной обмотке N

2 равно выходному напряжению V O . Напряжение В 1 и В 2 на обмотках трансформатора Т r получают следующим образом:

Ток в резонансном дросселе i 1 увеличивается линейно с наклоном, определяемым выражением

Аналогично i 1 ток возбуждения i m также имеет линейный рост, а наклон равен

Когда ток i 1 возрастает до тока i S , этот режим завершается. Временной интервал указан ниже:

2.
3. Режим 2 (T 1 < t ≦ T 2 )

При t = T 1 ток диода звена постоянного тока i b достигает нуля. Обратный ток восстановления диода Д B течет через диод D B в отрицательном направлении. Резонансный ток индуктора продолжает увеличиваться, как показано на рисунке 6c.

2.4. Режим 3 (T
2 < t ≦ T 3 )

При t = T 2 паразитная емкость диода D b вместе с резонансным конденсатором C R , в который входит паразитный конденсатор главные переключатели и резонансная катушка индуктивности L

R начинают резонировать, как показано на рисунке 6d. При эквивалентном напряжении В X главного выключателя уменьшается до нуля при t = T 3 , режим завершается. Эквивалентное напряжение V X и резонансный ток i 1 показаны в уравнениях (6) и (7).

2.5. Режим 4: (T
3 < t ≦ T 4 )

Когда t > T 3 , напряжение мостового выпрямителя V X

уменьшается до нуля, а вспомогательный переключатель S A продолжает работать. Соответствующая эквивалентная схема показана на рис. 6д. Корпусные диоды Д 4 , D 3 и D 2 главных выключателей S 4 , S 3 и S 2 являются проводящими. Включение главных выключателей S 4 , S 6 и S 2 при достижении нулевого напряжения моста обеспечивает включение ЗВС. Схема обнаружения включения главных выключателей при нулевом напряжении также позволяет свести к минимуму потери рабочего цикла и, таким образом, потерю эффективности. После включения главных выключателей на ЗВС резонансный ток дросселя i
1
уменьшается линейно с наклоном, определяемым уравнением (11). Когда ток главных ключей S 4 и S 2 достигает нуля при t = T 4 , режим завершается.

2.6. Режим 5: (T
4 < t ≦ T 5 )

Как показано на рисунке 6f, когда t > T 4 , тогда S 4 , S 6 и S 1 2 9001 сохраняют проводимость . Ток i l непрерывно уменьшается до нуля, пока t = T 5 .

2.7. Режим 6: (T
5 < t ≦ T 6 )

Когда t > T 5 , входные токи i R и i T протекают через главные выключатели S 20 и 4 . 2 , как показано на рисунке 6g. Когда ток i a протекает через вспомогательный переключатель S A , он состоит в основном из тока намагничивания i m трансформатора. Если индуктивность намагничивания L m спроектирована относительно большой, то ток i a вспомогательного выключателя S A очень близко к нулю. Когда T 5 < t ≦ T 6 , вспомогательный переключатель выключается, чтобы он мог эффективно достичь цели ZCS.

2.8. Режим 7: (T
6 < t ≦ T 7 )

Когда t = T 6 , вспомогательный переключатель S A выключен, как показано на рисунке 6h. В дальнейшем ток намагничивания i м трансформатора заряжает паразитную емкость С oss1 вспомогательного переключателя S A , чтобы напряжение вспомогательного переключателя постоянно увеличивалось.

2.9. Режим 8: (T
7 ≦ t ≦ T 8 )

При t = T 7 напряжение вспомогательного ключа V SA

увеличивается до V O + V C 900 D и фиксируется диод. C проводит. Ток намагничивания i m протекает через цепь зажима D C – V C , как показано на рисунке 6i. Наклон тока возбуждения в этом режиме определяется выражением

2.10. Режим 10: (T
8 ≦ t ≦ T 9 )

При t = T 8 ток намагничивания i m уменьшается до нуля, что приводит к сбросу трансформатора, как показано на рисунке 6j.

2.11. Режим 10: (T
9 < t ≦ T 10 )

При t = T 9 главный выключатель S 4 выключен. Входной ток i R заряжает паразитную емкость главного ключа S 4 и эквивалентное напряжение V X главного выключателя увеличивается, как показано на рисунке 6k.

2.12. Режим 11: (T
10 ≦ t ≦ T 11 )

При t = T 10 эквивалентное напряжение V X главного ключа увеличивается до V O 1 B и диода D проводит ток, как показано на рис. 6l. После этого встречно-параллельный диод D 1 главного переключателя S 1 становится проводящим. Входной ток i R протекает через диоды Д 1 и D B и течет обратно от i S через нагрузку.

2.13. Режим 12: (T
11 ≦ t ≦ T 12 )

При t = T 11 главный выключатель S 2 выключен. Входной ток i T начинает заряжать паразитную емкость главного ключа S 2 , как показано на рисунке 6m.

3. Экспериментальные проверки

На основе описанной конструкции был построен прототип. При линейном напряжении на трехфазном вводе 220 В, а именно фазном напряжении 127 В, частоте коммутации 40 кГц и выходной нагрузке 7 кВт, то измеренные осциллограммы для трехфазного В RN , V SN , V TN , линейное напряжение и линейный ток были при низкой линии и полной нагрузке. Форма волны тока, как на рис. 7, практически синусоидальная с низким коэффициентом нелинейных искажений и высоким коэффициентом мощности (A-THD показан на рис. 8, а коэффициент мощности показан на рис. 9).

На рис. 10 показаны осциллограммы моделирования с использованием Isspice при половинной и полной нагрузке. Видно, что главные выключатели S 4 и S 2 на нижних сторонах включились, когда их V X был обнулен резонансным контуром после включения вспомогательного выключателя S A .

Измеренные осциллограммы сигналов управления затвором и напряжение на главном выключателе показаны на рис. 11. Захваченные осциллограммы указывают на необходимость включения вспомогательного выключателя S A перед включением основных выключателей S 4 и S 2 для достижения ZVS.

Как показано на рисунке 12, при токе i 1 резонансной катушки индуктивности L R уменьшается до нуля, вспомогательный выключатель S A может быть выключен в условиях ZCS.

Сравнение между выпрямителем с жесткой коммутацией и предложенным выпрямителем с программной коммутацией было выполнено при нагрузке 7 кВт в диапазоне входного напряжения 190–250 В. Выпрямитель с жесткой коммутацией был протестирован путем простого отключения вспомогательной схемы программной коммутации. . На рис. 13 показано повышение эффективности выпрямителя с программным переключением. Наибольшая разница в эффективности между выпрямителем с жестким переключением и выпрямителем с программным переключением составила 2,55 %, когда входное линейное напряжение составляло 220 В, а на рисунке 14 показан КПД выпрямителя с программным переключением в диапазоне 1–7 кВт.

4. Выводы

Предложен новый трехфазный выпрямитель с функциями переключения при нулевом напряжении и при нулевом токе. Конструкция была подтверждена моделированием и экспериментальными данными, полученными на прототипе трехфазного выпрямителя мощностью 7 кВт. Повышение эффективности между выпрямителями с жестким и программным переключением достигает пика на 2,55%, когда входное линейное напряжение составляет 220 В при полной нагрузке. Были выведены и проанализированы математические уравнения для объяснения работы схемы в последовательности режимов работы. Экспериментальные результаты подтвердили предложенную конструкцию выпрямителя с плавным переключением в достижении высокого КПД, высокого коэффициента мощности и низкого коэффициента нелинейных искажений.

Вклад авторов

C.-W.L. и С.-Ю.П. спроектировал, отладил систему, построил часть оборудования и провел эксперимент. К.-В.Л. также в основном отвечает за подготовку статьи. Х.-Дж.К. руководил дизайном, анализом, экспериментом и редактированием статьи.

Финансирование

Авторы хотели бы отметить финансовую поддержку Министерства науки и технологий Тайваня через номер гранта NSC 103-2221-E-011-064-MY3.

Конфликт интересов

Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов.

Ссылки

  1. Веб-сайт Ecova Plug Load Solutions. Сертифицированные источники питания и производители 80 PLUS. Доступно в Интернете: http://www.plugloadsolutions.com/80PlusPowerSupplies.aspx (по состоянию на 1 марта 2019 г.).
  2. Колар, Дж. В.; Фридли, Т. Сущность трехфазных систем выпрямления с коррекцией коэффициента мощности — Часть I. IEEE Trans. Силовой электрон. 2013 , 28, 176–198. [Google Scholar] [CrossRef]
  3. Friedli, T.; Хартманн, М .; Колар, Дж.В. Сущность трехфазных выпрямительных систем с ККМ. Часть II. IEEE транс. Силовой электрон. 2014 , 29, 543–560. [Google Scholar] [CrossRef]
  4. Chang, CH; Ченг, Калифорния; Чанг, EC; Ченг, HL; Ян, Б. Е. Встроенный преобразователь коэффициента мощности с переходом ZVS. IEEE транс. Силовой электрон. 2016 , 31, 2362–2371. [Google Scholar] [CrossRef]
  5. Martins, MLS; Эй, Х.Л. Самокоммутируемые вспомогательные цепи ШИМ-преобразователей ZVT. IEEE транс. Силовой электрон. 2004 , 19, 1435–1445. [Google Scholar] [CrossRef]
  6. Бодур, Х.; Бакан А.Ф. Новый преобразователь постоянного тока ZVT-ZCT-PWM. IEEE транс. Силовой электрон. 2004 , 19, 676–684. [Google Scholar] [CrossRef]
  7. Иванович, Б.; Стоилькович, З. Новый демпфер с активным мягким переключением, разработанный для повышающего преобразователя. IEEE транс. Силовой электрон. 2004 , 19, 658–665. [Google Scholar] [CrossRef]
  8. Моран, Л.; Верлингер, П.; Диксон, Дж.; Wallace, R. Фильтр активной мощности серии A, который одновременно компенсирует гармоники тока и асимметрию напряжения. В материалах конференции IEEE PESC, Атланта, Джорджия, США, 18–22 июня 1999 г. 5; стр. 222–227. [Google Scholar]
  9. Чанг, Ю. Повышающий преобразователь с главным выключателем нулевого напряжения и вспомогательными выключателями нулевого тока. Патент США 6 498 463 B2, 24 декабря 2002 г. [Google Scholar]
  10. Tsai, H.; Ся, Т .; Чен, Д. Новая безмостовая схема коррекции коэффициента мощности с плавным переключением. В материалах Европейской конференции по силовой электронике и приложениям, Ольборг, Дания, 2–5 сентября 2007 г. [Google Scholar]
  11. Jang, Y.; Йованович, М.М.; Фанг, К.Х.; Чанг, Ю.М. Повышающий преобразователь с высоким коэффициентом мощности и мягким переключением. IEEE транс. Силовой электрон. 2006 , 21, 98–104. [Google Scholar] [CrossRef]
  12. Tsai, HY; Ся, Т. Х.; Чен, Д. Семейство бесмостовых схем коррекции коэффициента мощности с переходом при нулевом напряжении с вспомогательным переключателем нулевого тока. IEEE транс. Инд. Электрон. 2011 , 58, 1848–1855. [Google Scholar] [CrossRef]
  13. Wei, H.; Батареш, И. Сравнение основных топологий преобразователей для коррекции коэффициента мощности. В материалах конференции Southeastcon, Орландо, Флорида, США, 24–26 апреля 1998; стр. 348–353. [Google Scholar]
  14. Мохан, Н.; Унделанд, ТМ; Роббинс, В.П. Преобразователи силовой электроники, приложения и дизайн, 2-е изд.; Wiley: New York, NY, USA, 1995. [Google Scholar]
  15. Jiang, Y.; Мао, Х .; Ли, ФК; Бороевич, Д. Простые высокопроизводительные трехфазные повышающие выпрямители. В материалах конференции специалистов по силовой электронике IEEE, Тайбэй, Тайвань, 20–25 июня 1994 г .; стр. 1158–1163. [Google Scholar]
  16. Ли Р.; Ма, К.; Сюй, Д. Новый управляемый трехфазный повышающий преобразователь PFC мощностью 40 кВт ZVS-SVM. В материалах конференции и выставки IEEE по прикладной силовой электронике, Вашингтон, округ Колумбия, США, 15–19.февраль 2009 г. ; стр. 376–382. [Google Scholar]
  17. Hengchun, M.; Ли, CY; Бороевич, Д.; Хити, С. Обзор высокопроизводительных трехфазных схем коррекции коэффициента мощности. IEEE транс. Инд. Электрон. 1997 , 44, 437–446. [Google Scholar] [CrossRef]
  18. Li, Q.; Чжоу, X .; Ли, Ф.К. Новый трехфазный выпрямитель/инвертор ZVT с уменьшенными напряжениями и потерями вспомогательных переключателей. В Proceedings of IEEE PESC PESC’96, Бавено, Италия, 23–27 июня 1996 г.; стр. 153–158. [Академия Google]
  19. Влаткович В.; Бороевич, Д.; Ли, ФК; Куадрос, К.; Гатарич, С. Новый переход при нулевом напряжении, трехфазная схема выпрямителя/инвертора ШИМ. В Proceedings of IEEE PESC’93, Сиэтл, Вашингтон, США, 20–24 июня 1993 г.; стр. 868–873. [Google Scholar]
  20. Кеннел, Р.; Шредер, Д. Стратегия прогнозирующего управления для преобразователей. В материалах 3-го симпозиума IFAC по управлению в силовой электронике и электроприводах, Лозанна, Швейцария, 12–14 сентября 1983 г. ; стр. 415–422. [Академия Google]
  21. Меркорелли, П.; Кубасяк, Н .; Лю, С. Многоуровневый регулятор моста с использованием прогнозирующего управления моделью в пакетах вейвлетов для отслеживания траекторий. В материалах Международной конференции IEEE по робототехнике и автоматизации, Новый Орлеан, Луизиана, США, 26 апреля – 1 мая 2004 г.; стр. 4079–4084. [Google Scholar]
  22. Меркорелли, П.; Кубасяк, Н .; Лю, С. Модель прогнозирующего управления электромагнитным приводом, питаемым от многоуровневого инвертора ШИМ. В материалах Международного симпозиума IEEE по промышленной электронике, Аяччо, Франция, 4–7 мая 2004 г.; стр. 531–535. [Академия Google]

Рисунок 1. Обычный трехфазный выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности (PFC) с шестью переключателями.

Рисунок 1. Обычный трехфазный выпрямитель с коррекцией коэффициента мощности (PFC) с шестью переключателями.

Рисунок 2. Схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением ККМ.

Рисунок 2. Схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением ККМ.

Рисунок 3. Линейный цикл в трехфазной балансной энергосистеме.

Рисунок 3. Линейный цикл в трехфазной балансной энергосистеме.

Рисунок 4. Упрощенная схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 4. Упрощенная схема предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 5. Основные формы сигналов предлагаемого выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 5. Основные формы сигналов предлагаемого выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 6. Режимы работы предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 6. Режимы работы предлагаемого выпрямителя с плавным переключением.

Рисунок 7. Измеренные формы входного напряжения и входного тока при полной нагрузке.

Рис. 7. Измеренные формы входного напряжения и входного тока при полной нагрузке.

Рисунок 8. Результаты измерения A-THD.

Рис. 8. Результаты измерения A-THD.

Рисунок 9. Результаты измерения коэффициента мощности.

Рис. 9. Результаты измерения коэффициента мощности.

Рисунок 10. Моделирование основных осциллограмм напряжения главного выключателя V X и тока i l при ( a ) половинной нагрузке и ( b ) полной нагрузке.

Рис. 10. Моделирование основных осциллограмм напряжения главного выключателя V X и тока i l при ( a ) половинной нагрузке и ( б ) полная загрузка.

Рисунок 11. Измеренные формы управляющего сигнала и напряжения для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 11. Измеренные формы управляющего сигнала и напряжения для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 12. Измеренные формы управляющего сигнала и резонансного тока для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 12. Измеренные формы управляющего сигнала и резонансного тока для главного ключа выпрямителя с программным переключением.

Рисунок 13. Сравнение эффективности выпрямителя с жестким и мягким переключением при нагрузке 7 кВт.

Рис. 13. Сравнение эффективности выпрямителя с жестким и мягким переключением при нагрузке 7 кВт.

Рисунок 14. Измеренный КПД от 1 до 7 кВт с выпрямителем с плавным переключением.

Рис. 14. Измеренный КПД от 1 до 7 кВт с выпрямителем с плавным переключением.


© 2019 авторами. Лицензиат MDPI, Базель, Швейцария. Эта статья находится в открытом доступе и распространяется на условиях лицензии Creative Commons Attribution (CC BY) (http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/).

Выходное напряжение трехфазного выпрямителя

Перейти к основному содержанию

Перейти к объекту

Добро пожаловать на EDAboard.com

Добро пожаловать на наш сайт! EDAboard.
com — это международный дискуссионный форум по электронике, посвященный программному обеспечению EDA, схемам, схемам, книгам, теории, документам, asic, pld, 8051, DSP, сети, радиочастотам, аналоговому дизайну, печатным платам, руководствам по обслуживанию… и многому другому. более! Для участия необходимо зарегистрироваться. Регистрация бесплатна. Нажмите здесь для регистрации.

Регистрация Авторизоваться

JavaScript отключен. Для лучшего опыта, пожалуйста, включите JavaScript в вашем браузере, прежде чем продолжить.