Синхронные детекторы для измерений сигналов низкого уровня

Введение

Синхронные детекторы способны извлекать слабые сигналы, находящиеся ниже уровня шума, что может быть полезно при измерении очень малых сопротивлений, поглощения или отражения света от источников на ярком фоне, измерении деформации — во всех случаях, где присутствует значительный уровень шума.

Во многих системах шум нарастает при уменьшении частоты и достигает максимума при нулевой частоте. Для примера: операционные усилители имеют фликкер-шум (1/f шум), а светотехнические измерения всегда зависят от меняющихся условий окружающей обстановки. Перемещение измерения от низкочастотного шума увеличивает соотношение сигнал/шум, что позволит детектировать сигналы с низким уровнем. Так, модуляция источника света с частотой несколько килогерц облегчает измерение отраженного света, что в ином случае было бы затруднено вследствие зашумленности полезного сигнала. На рис. 1 показано, как модуляция делает возможным восстановление сигнала, который в исходном виде был (имел значение) ниже уровня шума.

Рис. 1. Модуляция перемещает сигнал (в частотной области) из зашумленной области спектра

Существует несколько методов модуляции сигнала возбуждения. Самый простой из них — периодическое включение/выключение источника сигнала. Данный способ хорошо работает при управлении светодиодами, управлении напряжением питания мостовых тензодатчиков и в некоторых других схемах. С лампами накаливания, используемыми в аппаратуре спектроскопии, и в иных источниках возбуждающего излучения, которые нельзя быстро включать и выключать, модуляцию можно реализовать с помощью механического затвора.

Узкополосный полосовой фильтр убирает все, кроме интересующей полосы частот, позволяющей восстановить исходный сигнал, однако проектирование фильтра с требуемыми характеристиками на дискретных элементах бывает непростым делом. Альтернативным решением становится схема, в которой синхронный демодулятор выполняет перенос модулированного сигнала в область нулевой частоты, в то время как подавленные частотные составляющие не синхронизируются с опорным сигналом. Устройство, действующее на основе данного принципа, называется синхронным усилителем.

На рис. 2 представлена простая схема применения синхронного усилителя. Источник излучения, модулированный с частотой 1 кГц, облучает тестовую поверхность. Фотодиод измеряет отраженный от данной поверхности световой поток, пропорциональный значению величины загрязнения. Опорный и измеренный сигналы представляют собой синусоидальные волны (гармоники) с одинаковой частотой и фазой, но разными амплитудами. Опорный сигнал, управляющий источником света, имеет фиксированное значение амплитуды, а амплитуда измеренного сигнала зависит от коэффициента отражения.

Рис. 2. Схема измерения величины загрязнения поверхности, реализованная на синхронном усилителе

Результатом перемножения двух синусоидальных сигналов является сигнал, содержащий суммарные и разностные гармоники. В данном случае исходные сигналы имеют одинаковую частоту, то есть в результате появится сигнал с нулевой частотой и сигнал с удвоенной частотой исходных сигналов. Минус указывает на изменение фазы сигнала на 180°. Фильтр нижних частот (low-pass filter) отфильтрует все, кроме сигнала на нулевой частоте.

A sin(2πf_mt)×B sin(2πf_mt) = 1/2 AB–1/2ABcos(4πf_mt).

Преимущество данного способа измерения наглядно проявляется, когда требуется измерить зашумленный входной сигнал. В результате перемножения модулированный сигнал перемещается обратно к нулевой частоте, в то время как остальные сигналы перемещаются на другие, отличные от нулевой, частоты. На рис. 3 показана ситуация, когда на входе измерительной системы присутствуют мощные источники шума на частотах 50 Гц и 2,5 кГц. Интересующий сигнал с очень низким уровнем модулируется синусоидой с частотой 1 кГц. Результатом умножения сигнала на входе системы с опорным сигналом будет нужный нам сигнал на нулевой частоте и побочные сигналы на частотах 950 Гц, 1050 Гц, 1,5 кГц, 2 кГц и 3,5 кГц. Как указано выше, сигнал с нулевой частотой содержит требуемую информацию, а фильтр низких частот может отфильтровать все остальные составляющие.

Рис. 3. Синхронная демодуляция «вытаскивает» слабый сигнал с частотой 1 кГц при наличии на входе мощных источников шума с частотой 50 Гц и 2,5 кГц

Любые шумовые составляющие, расположенные в частотной области близко к полезному сигналу, появятся на частотах, находящихся близко к нулевой частоте, поэтому крайне важно выбрать такую частоту модуляции, вблизи которой нет сильных источников шума. Если это невозможно, рекомендуется применить фильтр нижних частот с весьма малой частотой среза и большой крутизной частотной характеристики, пусть и с большим временем установления сигнала.

 

Практическое исполнение синхронных схем обработки сигнала

Модуляция источника сигнала синусоидальным сигналом не всегда возможна, вот почему в некоторых случаях применяют модуляцию прямоугольной импульсной последовательностью. Генерация сигнала возбуждения прямоугольной формы значительно проще, нежели генерация синусоидальной волны, поскольку данная задача может быть решена довольно простым способом — например, с помощью вывода микроконтроллера, управляющего аналоговым ключом, или MOSFET.

На рис. 4 приведен простой вариант реализации синхронного усилителя. Микроконтроллер или иное устройство генерирует сигнал возбуждения — прямоугольную последовательность, который будет создавать отклик с датчика. Первый усилительный каскад является трансимпедансным усилителем в случае, если в качестве датчика используется фотодиод, или инструментальным усилителем, если усиливается сигнал с тензодатчика.

Рис. 4. Синхронный усилитель, использующий прямоугольную волну в качестве сигнала возбуждения

Схема коммутации сигнала возбуждения реализована на SPDT-ключе ADG609. Когда сигнал возбуждения принимает положительное значение, коэффициент усиления усилителя устанавливается равным +1. В периоде отрицательной полуволны коэффициент усилителя устанавливается равным –1. Математически эта операция эквивалентна умножению измеряемого сигнала на прямо-угольную волну. На выходе схемы RC-фильтр убирает прочие частотные составляющие сигнала, выходное напряжение сигнала с нулевой частотой равно половине размаха измеренной прямоугольной последовательности.

Несмотря на то, что схема простая, выбор подходящего операционного усилителя весьма важен. Входной каскад со связью по переменному току значительно уменьшает низкочастотный входной шум, но не устраняет фликкер-шум и смещение ошибки последнего усилителя. Прецизионный усилитель ADA4077-1, имеющий шум 250 нВ (пиковое значение) в полосе частот от 0,1 до 10 Гц и дрейф смещения 0,55 мкВ/°C, является идеальным выбором для данной схемы.

Синхронный усилитель, использующий прямоугольную последовательность, прост, но обладает худшей способностью к устранению шумов, нежели усилитель, применяющий синусоидальную последовательность. На рис. 5 изображена частотная диаграмма сигнала возбуждения — прямоугольной последовательности и опорного сигнала. Прямоугольная последовательность состоит из бесконечной суммы синусоидальных волн, а ее спектр включает все нечетные гармоники. Перемножение двух прямоугольных последовательностей одинаковой частоты представляет собой перемножение каждой синусоидальной составляющей опорного сигнала с каждой синусоидальной составляющей измеряемого сигнала. Результатом будет сигнал с нулевой частотой, содержащий энергию всех гармоник прямоугольной последовательности. Нежелательные сигналы, находящиеся на частотах нечетных гармоник, не будут отфильтрованы, хотя и они уменьшатся на некоторую величину — в зависимости от того, на частоте какой гармоники они находятся. Соответственно, важно выбрать такую частоту модуляции, чтобы частоты ее составляющих не совпадали по частоте с известными источниками шума или гармониками (сигналами). Для устранения шума в линии, например, можно выбрать частоту сигнала модуляции в 1,0375 кГц, которая не совпадет с гармониками сигнала 50 или 60 Гц, а в отличие от сигнала модуляции 1 кГц, который будет иметь совмещение с двадцатой гармоникой 50 Гц периодического сигнала.

Рис. 5. В случае если входной (а) сигнал и опорный (б) являются прямоугольными последовательностями, их умножение (в) друг на друга позволит эффективно демодулировать каждую гармонику входного сигнала

Несмотря на описанное выше ограничение, схема проста и имеет малую стоимость. Использование малошумящего усилителя и правильный выбор частоты модуляции сделает схему измерения значительно совершеннее, чем попытка достичь подобных параметров, просто измеряя сигнал нулевой частоты.

 

Альтернативный вариант — простой и интегрированный

Схема, приведенная на рис. 4, содержит операционный усилитель, ключ, несколько дискретных компонентов и требует сигнала тактирования с микроконтроллера. Альтернативный вариант — использовать интегрированный синхронный демодулятор, показанный на рис. 6. Микросхема ADA2200 содержит буферный вход, программируемый БИХ-фильтр, умножитель и блок сдвига опорного сигнала на 90°, делающий возможным измерение или компенсацию фазового сдвига между опорным и измеренным сигналами.

Рис. 6. Структурная схема ADA2200

Реализация схемы синхронного детектирования на ADA2200, приведенной на рис. 7, проста и дополнительно требует только источника тактового сигнала с частотой в 64 раза большей частоты опорного сигнала. Исходная настройка программируемого фильтра определяет его как полосовой фильтр, что устраняет необходимость реализации связи по переменному току. Аналоговый выход выводит полученные в результате умножения сигналов составляющие «зеркального» канала (images) относительно частоты выборки, поэтому для устранения нежелательных составляющих используется RC-фильтр, что позволяет измерять сигма-дельта АЦП только демодулированный сигнал на нулевой частоте.

Рис. 7. Синхронный усилитель, реализованный на ADA2200

 

Улучшение схемы синхронизации, использующей сигнал прямоугольной последовательности

На рис. 8 изображено усовершенствование схемы с модуляцией прямоугольной последовательностью. Датчик возбуждается прямоугольной последовательностью, а измеренный сигнал умножается с синусоидальной волной с такой же частотой и фазой. Затем, когда часть сигнала на основной частоте «переместится» на нулевую частоту, в то время как все остальные гармоники переместятся на частоты, отличные от нулевой, это позволит отфильтровать фильтром нижних частот все сигналы, кроме измеренного сигнала (с нулевой частотой).

Рис. 8. Использование синусоидальной волны в качестве опорного сигнала предотвращает появление шума от демодуляции на нулевой частоте

Дополнительная сложность состоит в том, что любой фазовый сдвиг между опорным и измеренными сигналами приводит к уменьшению значения выходного сигнала, в отличие от ситуации, когда сигналы полностью совпадают по фазе. Это может произойти, если схема согласования сигнала датчика содержит фильтры, которые вносят фазовую задержку. В схеме с аналоговым синхронным усилителем единственный способ справиться с этим — включить в цепь опорного сигнала схему фазовой компенсации. Задача нетривиальная, поскольку схема должна быть настраиваемой, чтобы можно было компенсировать различную задержку, а также зависимость от температуры и точности используемых компонентов. Более простая альтернатива — включение в схему второй стадии умножения сигналов, дополнительного блока, реализующего умножение измеренного и опорного сигналов, сдвинутого на 90°. Результатом данного изменения станет возможность получить сигнал, независимый от фазы входного сигнала, рис. 9 поясняет это решение. На выходе умножителя (обеих операций умножения) получаются сигналы, пропорциональные синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющей входного сигнала. Для вычисления амплитуды входного сигнала требуется просто найти корень из суммы квадратов I‑ и Q‑сигналов. Дополнительное преимущество данной архитектуры в том, что она позволяет вычислять разность фаз между сигналом возбуждения/опорным и входным сигналом.

Рис. 9. Использование квадратурной версии опорного сигнала для вычисления амплитуды и фазы

Все синхронные усилители, о которых пойдет речь дальше, генерируют опорный сигнал для возбуждения датчика. Окончательное усовершенствование заключается в том, чтобы использовать внешний сигнал в качестве опорного. Например, на рис. 10 показана система, в которой используется широкополосный источник света — лампа накаливания для оценки оптических свойств поверхности. Система измеряет параметры, позволяющие оценить коэффициент отражения зеркала или загрязнение поверхности. В данном случае применение механического затвора (диска) для модуляции значительно проще, нежели построение схемы с электронной модуляцией. С помощью недорогого датчика положения, установленного на механическом затворе, генерируется сигнал прямоугольной последовательности, который подается на синхронный усилитель. Вместо того чтобы использовать данный сигнал непосредственно, с помощью схемы ФАПЧ генерируется синусоидальный сигнал с той же частотой и фазой, что и исходный. Важное условие реализации данной идеи состоит в том, что у сгенерированного синусоидального сигнала должен быть низкий уровень искажений.

Рис. 10. Использование схемы ФАПЧ для захвата частоты внешнего опорного сигнала

Хотя данная схема может быть реализована на дискретных компонентах — ФАПЧ и умножителе, использование FPGA (микросхемы программируемой логики) в построении подобной схемы дает значительные преимущества. На рис. 11 изображена схема синхронного усилителя, реализованная на FPGA, входной каскад которой построен на операционном усилителе с нулевым дрейфом смещения ADA4528-1 и 24‑разрядном сигма-дельта АЦП AD7175. Данное приложение не под-разумевает работу с широкополосными сигналами, поэтому эквивалентная ширина шумовой полосы частот синхронного усилителя может быть определена в 50 Гц. В качестве тестируемого устройства используется любой датчик, который можно возбуждать внешним сигналом. Схема усилителя реализует коэффициент усиления, равный 20, что позволяет полностью применить динамический диапазон АЦП. Хотя ошибки смещения постоянного уровня не оказывают влияния на измерения, важно минимизировать дрейф смещения и фликкер-шум, так как они уменьшают доступный динамический диапазон, особенно если схема усилителя обеспечивает высокий коэффициент усиления.

Рис. 11. Реализованная на FPGA схема синхронного усилителя

Максимальное смещение усилителя ADA4528-1 достигает 2,5 мкВ и равно значению в 10 ppm входного диапазона полной шкалы аналогового входа AD7175 при опорном напряжении в 2,5 В. Цифровой фильтр верхних частот после АЦП устраняет напряжение смещения и низкочастотный шум. Для определения шума на выходе в первую очередь следует вычислить плотность AD7175. В технической документации указано среднеквадратическое значение шума в 5,9 мкВ при скорости преобразования в 50 kSPS, использовании sinc5+sinc1 фильтра и входного буфера. Эквивалентная ширина полосы шума при этих условиях составляет 21,7 кГц, что дает плотность шума 40 нВ/√Гц.

Широкополосный шум ADA4528 с плотностью 5,9 нВ/√Гц проявляется на выходе с величиной 118 нВ/√Гц, давая в результате суммарную плотность шума в 125 нВ/√Гц. Поскольку цифровой фильтр имеет эквивалентную ширину шумовой полосы частот в 50 Гц, выходной шум достигает среднеквадратического значения 881 нВ. При диапазоне входного сигнала ±2,5 В динамический диапазон системы равен 126 дБ. Ширина полосы частот системы может быть использована для изменения динамического диапазона путем настройки времени отклика фильтра нижних частот, то есть корректировкой его частотной характеристики. К примеру, установка ширины полосы в 1 Гц даст динамический диапазон в 143 дБ, а ширина полосы частот в 250 Гц будет соответствовать динамическому диапазону в 119 дБ.

Схема цифровой ФАПЧ захватывает сигнал возбуждения и генерирует синусоидальную волну, причем сигнал возбуждения может быть как внешним, так и внутренним и иметь различную форму, не обязательно синусоидальную. Все гармонические составляющие опорного сигнала синусоидальной формы перемножаются с входным сигналом, вследствие чего демодулированный шум и другие нежелательные составляющие сигнала появятся на частоте гармоник, как в случае с перемножениями двух сигналов прямоугольной последовательности. Преимуществом использования цифровой схемы генерирования опорного синусоидального сигнала является очень малый уровень искажений, который достигается цифровой настройкой.

На рис. 12 изображены диаграммы сгенерированных цифровой схемой синусоидальных сигналов, имеющих 4-, 8-, 16‑ и 32‑разрядную точность. Очевидно, что, используя 4‑разрядную точность, можно получить результат, незначительно отличающийся от приведенного на рис.  5, однако ситуация резко изменяется, если повысить точность (разрядность) схемы (генератора). С точностью в 16 разрядов будет достаточно сложно реализовать аналоговую схему генератора с таким малым коэффициентом нелинейных искажений, а достичь результата цифровой схемы с 32‑разрядной точностью, которая имеет коэффициент нелинейных искажений менее 200 дБ, с аналоговым генератором просто невозможно. Кроме того, цифровые схемы генераторов имеют прекрасную повторяемость. Однократно сформированные в цифровой форме данные, введенные в FPGA, в дальнейшем не будут изменены вследствие дополнительных шумов или дрейфа.

Рис. 12. Синусоидальные волны, сгенерированные цифровой схемой с различной точностью (разрядностью)

После умножителей фильтры нижних частот устраняют все высокочастотные составляющие сигнала, и на выходе появляются синфазная и квадратурная составляющие сигнала. С эквивалентной шириной шумовой полосы шума 50 Гц нет необходимости производить выборку данных с частотой 250 kSPS. К фильтрам нижних частот также можно добавить фильтры, выполняющие операцию прореживания, чтобы уменьшить скорость вывода данных. Последний этап вычисления — вычисление из квадратурных составляющих амплитуды и фазы входного сигнала.

 

Заключение

Низкочастотные сигналы малого уровня, находящиеся ниже уровня шума, достаточно сложно измерить, однако применение технологии модуляции сигнала с последующим его восстановлением синхронным усилителем позволяет производить весьма точные измерения. В самом простом исполнении синхронный усилитель представляет собой операционный усилитель, включенный в схему с попеременно изменяемыми коэффициентами усиления. Хотя данная схема не обеспечивает наилучших шумовых характеристик, тем не менее она предпочтительнее обычной схемы измерения сигнала с нулевой частотой в силу простоты исполнения и малой стоимости реализации. Усовершенствование данной схемы заключается в применении синусоидальной волны в качестве опорного сигнала и включении в схему умножителя, однако эта схема имеет ограничение ввиду сложности ее построения на аналоговых компонентах. Наилучшую производительность реализует система с использованием малошумящего прецизионного сигма-дельта АЦП для оцифровки входного сигнала, схемы цифровой ФАПЧ для генерации опорного сигнала, дальнейшая обработка сигналов в которой осуществляется в цифровой форме.

Ключевой синхронный детектор | NiceTV

Схемотехника 2003 №3

Принцип действия ключевого синхронного детектора поясняет рис. 1. Устройство имеет дифференциальный вход. Два равных детектируемых сигнала подаются в противофазе на быстродействующий электронный переключатель. Для простоты на рис. 1 переключатель изображён как механический. Будем считать, что он идеален, т. е. переключение происходит мгновенно и его сопротивление в замкнутом состоянии равно нулю. Работой переключателя управляет сигнал, обычно называемый опорным. Пусть опорный сигнал управляет работой переключателя так, что его подвижный контакт всегда соединяется с тем входом, на котором в данный момент существует положительное напряжение. Такое возможно, если опорный сигнал синхронизирован с детектируемым, поэтому данный детектор и называют синхронным. Для определённости полезно ввести понятие угла фазового сдвига j между детектируемым и опорным сигналом, в данном случае j = 0. На выходе ключа получим сигнал, по форме совпадающий с двухполупериодно выпрямленным сигналом. Далее этот сигнал проходит через интегрирующую RC-цепочку, сглаживающую пульсации выпрямленного напряжения. На выходе цепочки напряжение будет равно

2/PI*Uc .

Рис.1.

Выпрямление произошло без участия нелинейных элементов. Здесь мы обнаруживаем первое замечательное свойство синхронного детектора — способность линейно детектировать при любой амплитуде детектируемого сигнала. Этим он чрезвычайно привлекателен для многочисленных применений. К сожалению, не всегда можно реализовать синхронный опорный сигнал. Если фазу опорного сигнала поменять на 180°, то выходное напряжение поменяет полярность, так как переключатель будет пропускать только отрицательные полуволны входного напряжения.

Если сдвиг по фазе будет равен 90°, то переключатель будет пропускать и положительные и отрицательные полуволны, как это видно на рис. 1. На выходе интегрирующей цепочки сигнал будет равен нулю. Анализ схемы устройства при произвольном фазовом сдвиге приводит к выводу, что на выходе интегрирующей цепочки в этом случае сигнал равен 2/PI*U_ccos(f). Второе замечательное свойство синхронного детектора заключается в его фазовых свойствах. Он может работать как фазовый детектор. Рассмотрим одно из применений такого фазового детектора. Если помимо данного синхронного детектора, выдающего на выходе сигнал 2/PI*U_ccos(f), использовать ещё один такой же детектор, фаза опорного сигнала которого дополнительно смещена на 90°, то на выходе этого дополнительного детектора сигнал будет равен 2/PI*U_csin(f). В результате появляется возможность разделить активную и реактивную составляющие сигнала. Далее рассмотрим работу синхронного детектора в асинхронном режиме. Пусть F_c — частота детектируемого сигнала, F₀ — частота опорного сигнала, тогда фазовый сдвиг между этими сигналами будет равен j = (F_c — F₀)t. В результате на выходе синхронного детектора получается не постоянное, а переменное напряжение разностной частоты. Однако это напряжение получается на выходе интегрирующей RC-цепочки, которая уменьшает величину амплитуды напряжения с ростом разностной частоты. Полное значение напряжения на выходе синхронного детектора определяется выражением

Частотная зависимость амплитуды этого сигнала получается такой же, как и у обычного колебательного контура с добротностью

Q = F₀RC, полосой пропускания df = 1/(PI*RC) и резонансной частотой F₀ . Однако имеется существенное качественное различие. Когда мы имеем дело с колебательным контуром, частота на его выходе всегда равна частоте поданного сигнала. Для синхронного детектора частота выходного сигнала равна разности частот опорного сигнала и детектируемого. Колебательный контур имеет единственную резонансную частоту, а у синхронного детектора наблюдаются резонансные максимумы на всех нечётных гармониках частоты опорного сигнала.

Рис.2.

На рис. 2 показана частотная характеристика синхронного детектора с добротностью 100. Резонансы наблюдаются на нулевой частоте, частоте, совпадающей с частотой опорного сигнала, утроенной частоте и на всех дальнейших нечётных гармониках опорного сигнала Такая многочастотность затрудняет использование синхронного детектора, и для того, чтобы этот недостаток не проявлялся, перед синхронным детектором приходится ставить обычную частотно-избирательную систему, подавляющую нежелательные полосы пропускания. Третье замечательное свойство синхронного детектора — его частотно-избирательные характеристики. Если синхронный детектор работает в синхронном режиме и детектирует модулированный сигнал, его частотно-избирательные свойства проявляются для продетектированного сигнала.

Полоса пропускания синхронного детектора для продетектированного сигнала сокращается в два раза:

df = 1/(2*PI*RC)

Добротность и полоса пропускания синхронного детектора чрезвычайно просто меняются выбором параметров RC-цепочки. Можно получить как очень низкую добротность и широкую полосу пропускания, так и чрезвычайно высокую добротность и узкую полосу пропускания. Для примера, на частоте 1 МГц с сопротивлением 1 МОм и ёмкостью 1 мкФ получим добротность 6,28*10

6 и полосу пропускания 0,3 Гц. Такую добротность не удастся получить даже с хорошим кварцевым резонатором. Между тем достижима полоса пропускания даже 0,001 Гц. Впрочем, такая экзотическая полоса может потребоваться лишь при измерениях чрезвычайно слабых сигналов.

Рис.3.

Частотно-избирательные свойства синхронного детектора можно существенно улучшить, используя вместо интегрирующей RC-цепочки фильтр нижних частот более высокого порядка. Так, с фильтром второго порядка можно получить частотную характеристику такую же, как и при использовании для частотной селекции фильтра с двумя связанными контурами. Фильтр четвёртого порядка даст тот же эффект, как и фильтр сосредоточенной селекции с четырьмя контурами. На рис. 3 показан пример схемы активного фильтра второго порядка, который можно применить вместо интегрирующей RC-цепочки.

Полоса пропускания такого фильтра

df=1/(2*PI/RC)

Синхронный детектор чаще всего используется в синхронном режиме. Для этого необходимо иметь синхронный опорный сигнал. Если детектор входит в состав какого-либо закрытого измерительного комплекса, то проблемы с созданием синхронного опорного сигнала обычно нет. Трудности возникают при детектировании сигналов, пришедших извне, например, радиосигналов. В телевидении в качестве опорной используют выделенную частоту несущего сигнала изображения. Для радиовещательного приёма опорный сигнал можно организовать, используя систему ФАПЧ.

Для решения этой задачи выпускают специализированные интегральные схемы. В асинхронном режиме на выходе получается сигнал разностной частоты. Если это нежелательно, тогда можно поступить следующим образом. Нужно использовать два синхронных детектора, опорные сигналы которых сдвинуты на 90°. Полученные на выходах этих детекторов сигналы необходимо возвести в квадрат и сложить. Затем из полученной суммы извлечь квадратный корень. В результате получится сигнал, не содержащий разностной частоты:

Легко осуществить реализацию классической схемы синхронного детектора, используя два аналоговых ключа (рис. 4).

Рис.4.

Такой детектор может работать на частоте до 1 МГц. В комплексе вместе с формирователями входных и опорных сигналов устройство получается несколько громоздким. Поэтому иногда можно отдать предпочтение более простому варианту по схеме на рис. 5.

Рис.

5.

Работает такой детектор следующим образом. Предположим, что ключ разомкнут при отрицательных входных сигналах и замкнут при положительных. Когда ключ разомкнут, получаем инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления -1, и отрицательное входное напряжение на выходе операционного усилителя становится положительным. Если же ключ замкнут, то устройство приобретает свойство повторителя. В результате на выходе операционного усилителя получаем двухполупериодно выпрямленный сигнал. При других фазах работы ключа получаем все те же выходные сигналы, что и в классическом ключевом синхронном детекторе. Данный вариант имеет значительно меньшее быстродействие по сравнению с предыдущим, его можно использовать на частоте до 10 кГц.

Рис.6.

Наиболее быстродействующий ключевой синхронный детектор можно получить на основе перемножителя сигналов. Принцип действия его прост. Если детектируемый и опорный сигнал имеют одинаковый знак, то после перемножения получаем положительный сигнал, сохраняющий форму детектируемого. Промышленность выпускает очень много разновидностей перемножителей сигналов. Только некоторые из них обладают способностью перемножать аналоговые сигналы (например, К525ПС2), и на их основе можно создать схему ключевого синхронного детектора со свойствами классического. Большая же часть перемножителей сигналов используется по прямому назначению в качестве преобразователей частоты в радиоприёмной аппаратуре (называемых там часто «двойной балансный смеситель»). Их также можно использовать как синхронный детектор, однако на выходе сигнал получается дифференциальный, с добавкой некоторой постоянной составляющей, которую в последующем возможно нужно будет удалить. Схема возможного варианта синхронного детектора приведена на рис. 6. Детектор работает до частоты 1 МГц. На более высоких частотах возникают трудности с формированием опорного сигнала прямоугольной формы, который должен иметь амплитуду около 1 В. Подстроечным резистором при отсутствии детектируемого сигнала выставляется нулевое напряжение на выходе. Недостатком устройства является зависимость выходного напряжения от амплитуды опорного. Этот детектор работает как синхронный и с опорным сигналом синусоидальной формы до частот в несколько сотен мегагерц, но это уже будет не ключевой синхронный детектор, а синхронный детектор на перемножителе. В самом деле, при перемножении сигналов

U_ccos(Ft + f) и U_ccos(Ft) получим

1/2*U₀U_c[cos(f)+cos(2Ft+f)]

Второй сигнал с удвоенной частотой подавляется интегрирующей цепочкой на выходе детектора, остаётся

1/2U₀U_ccos(f).

Качественно тот же результат, что и в ключевом синхронном детекторе, но теперь появляется зависимость от величины опорного сигнала, что для измерительных схем не очень хорошо.

Литература:
1. Ж. Макс. Методы и техника обработки сигналов при физических измерениях. — Москва, «Мир», 1983, т. 2, с. 5-21.
2. В. С. Гутников. Применение операционных усилителей в измерительной технике. — Москва, Энергия, 1975, с. 78. 79.

 

Генри Петин.

Полупроводниковые и системные решения — Infineon Technologies

Новый TRENCHSTOP™ IGBT7 H7, 1200 В

TRENCHSTOP™ IGBT7 H7, 1200 В, предназначен для применения в системах обезуглероживания, таких как фотогальваника

Скачать техническое описание

PCIM Europe 2023

С 9 по 11 мая. Зал 7 / Стенд 412. В этом году мы все о декарбонизации и цифровизации

Полная программа здесь

HYPERRAM™: память расширения в компактном корпусе

Представляем широкий ассортимент энергозависимых решений с низким энергопотреблением и высокой производительностью для промышленной автоматизации и автомобильных приложений

Приходите узнать больше!

Формирование будущего мобильности

Мы сертифицированы по ISO/SAE 21434, международному стандарту систем управления кибербезопасностью в автомобильной отрасли

Открой для себя больше

Веб-семинар: Высокоинтегрированные решения USB PD

Перенесите портативную электронику на USB-C с помощью контроллеров портов зарядки USB-C от Infineon и высоковольтных микроконтроллеров USB-C. Уменьшите сложность системы. Соответствовать последним стандартам.

Зарегистрироваться

SECORA™ Pay теперь доступна с технологией 28 нм

Мы расширяем портфолио решений SECORA™ Pay, используя технологию 28 нм для лучшей производительности транзакций в сочетании с простым в интеграции полносистемным решением

Узнать больше

Новости

03 апреля 2023 г. | Business & Financial Press

Infineon оптимизирует свой профиль обезуглероживания: подразделение промышленных приложений будет работать под названием Green Industrial Power (GIP)

28 марта 2023 г. | Business & Financial Press

Устойчивая динамика бизнеса: Infineon ожидает более сильных результатов за второй финансовый квартал и весь 2023 финансовый год

Новости рынка

14 апреля 2023 г. | Новости рынка

Системы Hi-Lo поддерживают программирование встроенного ПО Infineon OPTIGA™ TPM для ускорения выхода производителей устройств на рынок

Посетите Infineon в Твиттере

Усовершенствованный вторичный контроллер резонансного преобразователя LLC с управлением синхронным выпрямителем

%PDF-1.4 % 1 0 объект > эндообъект 5 0 объект > эндообъект 2 0 объект > эндообъект 3 0 объект > эндообъект 4 0 объект > транслировать 2021-08-05T16:08:31+02:00BroadVision, Inc.2021-08-05T16:09:41+02:002021-08-05T16:09:41+02:00Acrobat Distiller 19.0 (Windows)application/pdf

FAN7688 — усовершенствованный контроллер резонансного преобразователя LLC на вторичной стороне с управлением синхронным выпрямителем

онсеми

FAN7688 — это усовершенствованный контроллер с частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) для резонансных преобразователей LLC с синхронным выпрямлением (SR), который обеспечивает лучшую в своем классе эффективность для изолированных преобразователей постоянного тока в постоянный.