Простейший пассивный полосовой фильтр (мост Вина) — radiohlam.ru

Если полоса пропускания (Δf=f_в-f_н) широка и сравнима со средней геометрической частотой f_ср²=f_в*f_н, или если f_в/f_н>2, то полосовой фильтр может быть составлен из последовательно соединенных ФНЧ и ФВЧ, у которых имеется перекрывающийся участок характеристики K(ω). При этом необходимо разделять ФНЧ и ФВЧ повторителем, чтобы избежать взаимного влияния.

Если же f_в/f_н→1, то применяют специальные полосовые фильтры.

Простейший пассивный полосовой фильтр — это мост Вина.

Запишем уравнения для U_вых и U_вх (в операторной форме):

Отсюда, разделив второе уравнение на первое, получим операторное выражение для коэффициента усиления (для удобства произведем замену τ=RC):

Произведем замену S=jω, — получим зависимость K(jω):

Выделим в этом выражении вещественную и мнимую части:

Теперь можно получить выражения для построения АЧХ и ФЧХ:

Коэффициент усиления данного фильтра при ω→0 и при ω→∞ равен нулю, при этом:

• tg(φ)→∞ φ→π/2 при ω→0
• tg(φ)→-∞ φ→-π/2 при ω→∞

Особенность моста Вина (которая позволяет использовать его как полосовой фильтр) в том, что на определенной частоте ω_р (которая называется частотой квазирезонанса) АЧХ моста имеет максимум.

Найдем ω_р из условия, что в точке максимума производная обращается в ноль:

Отсюда находим ω_р = 1/τ = 1/RC, подставив ω_р в K(ω) найдем: K(ω_р)=1/3

Найдем частоты, на которых K_max уменьшается в √2 раз:

Отсюда находим ω_н и ω_в (нижнюю и верхнюю частоту среза):

ω_н = 0,3/τ = 0,3/RC

ω_в = 3,3/τ = 3,3/RC

Генератор с мостом Вина

В данной статье мы поговорим про генератор с мостом Вина, подробно опишем принцип работы, схемы, сдвиг фазы, частоту генератора, а так же уравнения.

Описание и принцип работы

В статье генератора RC мы увидели, что несколько резисторов и конденсаторов могут быть соединены вместе с инвертирующим усилителем для создания колебательного контура.

Один из простейших генераторов синусоидальной волны, использующий RC-сеть вместо обычного LC-настроенного резервуарного контура для получения синусоидальной формы выходного сигнала, называется генератор с мостом Вина.

Генератор с мостом Вина называется так потому , что схема основана на частотно-избирательном виде мостовой схемы Уитстона. Генератор с мостом Вина представляет собой двухступенчатый RC- усилитель со связанными усилителями, который обладает хорошей стабильностью на своей резонансной частоте, низким уровнем искажений и очень прост в настройке, что делает его популярной схемой в качестве генератора звуковой частоты, но фазовый сдвиг выходного сигнала значительно отличается от предыдущего фазового сдвига RC-генератора.

Генератор с мостом Вина использует цепь обратной связи, состоящей из серии RC цепи, соединенной с параллельным RC одних и тех же значений компонентов, создающих схему задержки фазы заранее в зависимости от частоты. На резонансной частоте ƒr сдвиг фаз равен 0 ^o . Рассмотрим схему ниже.

RC фазовая сеть смещения

Вышеупомянутая RC — сеть состоит из последовательной RC- цепи, соединенной с параллельной RC, образующей в основном фильтр верхних частот, подключенный к фильтру нижних частот, производящий очень избирательный частотно-зависимый полосовой фильтр второго порядка с высокой добротностью на выбранной частоте ƒr.

На низких частотах реактивное сопротивление последовательного конденсатора С1 очень велико, поэтому действует как разомкнутая цепь, блокируя любой входной сигнал на Vin, что приводит к практически отсутствию выходного сигнала Vout. Аналогично, на высоких частотах реактивное сопротивление параллельного конденсатора C2 становится очень низким, поэтому этот параллельно подключенный конденсатор действует немного как короткое замыкание на выходе, поэтому снова нет выходного сигнала.

Таким образом, между этими двумя крайними значениями C1 должна быть разомкнутая цепь, а C2 — короткое замыкание, где выходное напряжение V _OUT достигает своего максимального значения. Значение частоты входного сигнала, на котором это происходит, называется резонансной частотой осцилляторов ƒr.

На этой резонансной частоте реактивное сопротивление цепи равно ее сопротивлению, то есть: Xc = R, а разность фаз между входом и выходом равна нулю градусов. Следовательно, величина выходного напряжения максимальна и равна одной трети входного напряжения, как показано ниже.

Усиление на выходе генератора и сдвиг фазы

Можно видеть, что на очень низких частотах фазовый угол между входным и выходным сигналами является «положительным», в то время как на очень высоких частотах фазовый угол становится «отрицательным». В середине этих двух точек схема находится на своей резонансной частоте ƒr с двумя сигналами «в фазе» или 0 ^o. Поэтому мы можем определить эту точку резонансной частоты следующим выражением.

Частота генератора с мостом Вина

Где:
ƒr — резонансная частота в герцах
R — сопротивление в омах
C — емкость в Фарадах

Ранее мы говорили, что величина выходного напряжения Vout от RC-сети находится на своем максимальном значении и равна одной трети (1/3) входного напряжения Vin, чтобы учесть возникновение колебаний. Но почему одна треть, а не какая-то другая ценность. Чтобы понять, почему выходной сигнал вышеупомянутой RC-цепи должен составлять одну треть, то есть 0,333xVin , мы должны рассмотреть комплексное сопротивление ( Z = R ± jX ) двух подключенных RC-цепей.

Мы знаем из нашей теории переменного тока, что действительная часть комплексного сопротивления является сопротивление R, а мнимая часть реактивного сопротивления X. Поскольку мы имеем дело с конденсаторами, часть реактивного сопротивления будет емкостным реактивным сопротивлением Xc.

Сеть RC

Если мы перерисовали вышеуказанную RC-сеть, как показано, мы ясно увидим, что она состоит из двух RC-цепей, соединенных вместе с выходом, взятым из их соединения. Резистор R ₁ и конденсатор C ₁ образуют верхнюю последовательную сеть, тогда как резистор R ₂ и конденсатор C ₂ образуют нижнюю параллельную сеть.

Поэтому общее сопротивление постоянного тока в комбинации серии ( R ₁ C ₁ ) мы можем назвать, Z _S и полное сопротивление параллельной комбинации ( R ₂ C ₂ ) мы можем назвать, Z _Р . Поскольку Z _S и Z _P эффективно соединены вместе последовательно на входе V _IN , они образуют сеть делителя напряжения с выходом, взятым через Z _P, как показано.

Давайте предположим, то, что значения компонентов R ₁ и R ₂ являются одинаковыми по индексу: 12kΩ , конденсаторы C ₁ и C ₂ являются одинаковыми по индксу: 3.9nF и частота питания, ƒ является 3.4kHz.

Полное сопротивление последовательной комбинации с резистором R ₁ и конденсатором C ₁ просто:

Теперь мы знаем, что при частоте питания 3,4 кГц реактивное сопротивление конденсатора такое же, как сопротивление резистора при 12 кОм . Тогда это дает нам верхний ряд импеданса Z _S от 17kΩ .

Для нижнего параллельного импеданса Z _P , так как два компонента параллельны, мы должны рассматривать это по-разному, потому что импеданс параллельной цепи зависит от этой параллельной комбинации.

Общий импеданс нижней параллельной комбинации с резистором R ₂ и конденсатором C ₂ задается как:

При частоте питания 3400 Гц или 3,4 кГц суммарный импеданс постоянного тока параллельной RC-цепи становится равным 6 кОм ( R | Xc ), а векторная сумма этого параллельного импеданса рассчитывается как:

Итак, теперь у нас есть значение для векторной суммы импеданса индекса: 17 кОм (Z _S = 17 кОм) и для параллельного импеданса: 8,5 кОм (Z _P  = 8,5 кОм). Следовательно, полное выходное сопротивление Zout сети делителя напряжения на заданной частоте равно:

Тогда при частоте колебаний величина выходного напряжения Vout будет равна Zout x Vin, которая, как показано, равна одной трети (1/3) входного напряжения Vin, и именно эта частотно-избирательная RC- сеть образует основу схемы осциллятора с мостом Вина .

Если теперь мы разместим эту RC — сеть через неинвертирующий усилитель с коэффициентом усиления 1 + R1 / R2, то получится следующая базовая схема мостового генератора Вина.

Схема генератора с мостом Вина

Выход операционного усилителя подается обратно на оба входа усилителя. Одна часть сигнала обратной связи подключается к инвертирующей входной клемме (отрицательная или дегенеративная обратная связь) через сеть делителей резисторов R1 и R2, что позволяет регулировать усиление напряжения усилителей в узких пределах.

Другая часть, которая образует последовательные и параллельные комбинации R и C, образует сеть обратной связи и подается обратно на неинвертирующий входной терминал (положительная или регенеративная обратная связь) через сеть RC моста Вина, и именно эта комбинация положительной обратной связи рождает колебания.

Сеть RC подключена к тракту усилителя с положительной обратной связью и имеет нулевой сдвиг фазы всего на одну частоту. Тогда на выбранной резонансной частоте ƒr напряжения, приложенные к инвертирующему и неинвертирующему входам, будут равны и «синфазны», так что положительная обратная связь подавит сигнал отрицательной обратной связи, вызывая колебание схемы.

Усиление напряжения схемы усилителя должно быть равно или больше трех, чтобы колебания могли начаться, потому что, как мы видели выше, вход составляет 1/3 от выхода. Это значение ( Av ≥ 3 ) устанавливается сетью резисторов обратной связи R1 и R2, а для неинвертирующего усилителя оно задается как отношение 1+ (R1 / R2).

Кроме того, из-за ограничений усиления операционного усилителя в разомкнутом контуре частоты выше 1 МГц недостижимы без использования специальных высокочастотных операционных усилителей.

Резюме генератора с мостом Вина

Чтобы колебания возникали в цепи генератора с мостом Вина, должны выполняться следующие условия.

• При отсутствии входного сигнала осциллятор с мостом Вина генерирует непрерывные колебания на выходе.
• Генератор с мостом Вина может воспроизводить большой диапазон частот.
• Усиление напряжения усилителя должно быть больше 3.
• Сеть RC может использоваться с неинвертирующим усилителем.
• Входное сопротивление усилителя должно быть высоким по сравнению с R, чтобы сеть RC не была перегружена и не изменила требуемые условия.
• Выходное сопротивление усилителя должно быть низким, чтобы влияние внешней нагрузки было минимальным.
• Должен быть предусмотрен какой-то метод стабилизации амплитуды колебаний. Если усиление напряжения усилителя слишком мало, требуемые колебания затухают и прекращаются. Если оно слишком велико, выходной сигнал будет насыщен до значения питающих шин и искажен.
• При стабилизации амплитуды в виде диодов с обратной связью колебания от осциллятора с мостом Вина могут продолжаться бесконечно.

В нашем заключительном обзоре осцилляторов мы рассмотрим кварцевый генератор, который использует кварцевый кристалл в качестве контура резервуара для получения высокочастотного и очень стабильного синусоидального сигнала.

Разное-2

Разное-2

Miscellaneous circuits — English version

1. Триггер Шмидта.

2. Компрессор.

3. Компаратор с гистерезисом, зависящим от уровня сигнала.

4. Ёмкостный датчик.

5. Преобразователь напряжение — ток.

6. Измерительный мост со стабилизацией тока.

7. Двухполюсник, обладающий отрицательным сопротивлением.

8. Двухпороговый компаратор.

9. Фазовый детектор.

10. Ключевые фазовые детекторы.

11. Балансный фазовый детектор.

12. Усилитель НЧ с высоким входным сопротивлением.

13. Триггер на оптроне.

14. Удвоитель частоты.

15. Схема включения шагового двигателя ДШР-48 в шаговом режиме.

16. Схема включения шагового двигателя ДШР-48 в синхронном режиме.

17. Преобразователь треугольного напряжения в синусоидальное с последовательной аппроксимацией.

18. Двухсторонняя линия связи.

19. Делитель частоты с переменным коэффициентом деления.

20. Преобразователь треугольного напряжения в синусоидальное.

21. Изменение диапазона перестройки ёмкости конденсатора.
(большое изменение ёмкости конденсатора С2 трансформируется в малое изменение ёмкости контура L1C1)

22. Сварочный трансформатор.

23.Металлодетектор.

24.Сверхрегенеративный металлодетектор.

25. Прецезионный пороговый конденсаторный датчик.

26. Преобразователь напряжение — частота.

27. Регенеративный умножитель ёмкости.

28. Двухтактная схема на транзисторах одинаковой структуры с равным Rвых для каждого полупериода.

29. Режекторный фильтр на мосте Вина.

30. Компенсация ёмкостной нагрузки для увеличения запаса по фазе, чтобы предотвратить самовозбуждение.

31. Режекторный фильтр.

32. Режекторный фильтр на двойном Т-образном мосте.

33. Регулируемый фильтр-пробка на основе мостового дифференциального звена.

34. Фильтр — пробка.

35. Активный режекторный фильтр.

36. Режекторный фильтр с мостом Вина — Робинсона.

37. Режекторный фильтр.

38. Перестраиваемый заградительный фильтр.

39. Перестраиваемый заградительный фильтр.

40. КПЕ на ОУ.

41. Фазовый модулятор на ОУ.

42. Увеличение амплитуды одиночных импульсов.

43. Эквивалент высокоомного резистора.

44. Резонансный фильтр на основе режекторного.

45. Преобразователь сопротивление — период.

46. Аддитивный формирователь пилообразного сигнала из синусоидального.

47. Делитель частоты на динисторе.

48. Нелинейный преобразователь пилообразного напряжения в синусоидальное.

49. Формирователь синусоидального напряжения.

50. Регенеративный режекторный фильтр.

51. Замена высокоомного сопротивления обратной связи на более низкоомные.

52. Преобразователь пилообразного напряжения в синусоидальное.

53. Преобразователь напряжение — ток.

54. Нейтрализация проходной ёмкости.

55. Регенеративный делитель частоты.

Режекторный фильтр — SU 1737705

СОЮЗ СОВЕТСКИХСОЦИАЛИСТИЧЕСКИХРЕСПУБЛИК ц 5 Н 03 Н 11/12 ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМПРИ ГКНТ СССР линейных искажений авровой Сб — 8. Техническоерукция по эксплуатации83, с, 23 — 25. 4) РЕЖЕКТОРНЫЙ ФИЛЬТР Изобретение относится к радиотехнике и измерительной технике и может быть использовано при измерении коэффициента гармоник.Известны режекторные фильтры второго порядка на основе 2 Т — моста (см. а. с. СССР М 1197059, кл, Н 03 11/12, пат. ФРГ М 3345718, кл. Н 03 11/12; Мошиц Г.; Хорн П. Проектирование активных фйльтров. — М.: Мир, 1984, с. 68; Хьюлсман Л. П., Активные фильтры. — М.: Мир, 1972, с. 29), недостатком которых является необходимость переключения не менее трех элементов (резисторов или конденсаторов) при перестройке частоты режекции.Наиболее близким по технической сущности к предложенному является режекторный фильтр, содержащий последовательно соединенные сумматор, предварительный усилитель, мост Вина, усилитель гармоник, выход которого является выходом устройства и через цепь обратной связи подключен к первому входу сумматора, второй вход ко(21) 4771172/09 (22) 19.12.89 (46) 30.05.92, Бюл. (71) Киевский науч ститут радиоизме (72) С, В. Андреев, чук и А. Ф, Погреб (53) 621.372.54(088 (56) Измеритель н томатический циф описание и инст ЕЯ 2.770,020 ТО, 1 о-исследовательскии инительной аппаратуры . А. Костюк, Е. А, Коваль- ой 1737705 А 1(57) Изобретение относится к радиотехнике и измерительной технике и может быть использовано при изменении коэффициента гармоник. Цель изобретения — расширение полосы подавления и уменьшение неравномерности АЧХ в полосе пропускания, Режекторный фильтр содержит алгебраический сумматор 1, фазосдвигающую цепь 2, выполненную в виде моста Вина, дифференциальный усилитель 3, цепь 4 обратной связи и дополнительную цепь 5 обратной связи. Работа режекторного фильтра основана на балансе сигналов в фазосдвигающей цепи, представляющей собой мост Вина. 2 ил. торого является входом устройства (см. Измеритель нелинейных искажений автоматический цифровой С 6 — 8, Техническое описание и инструкция по эксплуатации ЕЯ 2.770,020.ТО, 1983, с. 23 — 25).Недостатком такого фильтра является то, что частота полюса передаточной функции совпадает с частотой нуля (частотой режекции), поэтому амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) фильтра является симметричной функцией относительно частоты режекции. В результате для уменьшения неравномерности АЧХ в полосе пропускания увеличивают добротность полюса, и, как следствие, резко сужается полоса подавления в окрестности частоты режекции и, наоборот, при расширении полосы подавления увеличивается неравномерность АЧХ в полосе пропускания. Таким образом, при использовании таких фильтров в измерителях нелинейных искажений (измерителях коэффициента гармоник) для эффективного подавления первой гармоники и сохранениявысокой точности преобразования высшихгармоник соединяют последовательно несколько таких фильтров, что приводит к существенному увеличению аппаратурныхзатрат,Цель изобретения — расширение полосы подавления и уменьшение неравномерности АЧХ в полосе пропускания.Поставленная цель достигается благодаря тому, что в режектооный фильтр, содержащий последовательно соединенныеалгебраический сумматор, первый вход которого является входом режекторного фильтра, мост Вина, Одна диаГональ котороГОсоедичена соответственно с выходом алгебОаического сумматора и общей шиной, авторая диагональ соединена с входами дифференциального усилителя, выход которогочерез цепь Обратной связи соединен с вторь)м входом алгебраического сумматора,.:Очка соединения резистора и конденсатора в последовательной ЯС-цепи моста Винасоединена через дополнительную цепь обратной связи с третьим входом алгебраического сумматора.На фиг. . представлена структурнаясхема режекторного фильтра; на фиг, 2 -принципиальная схема режекторного фильтра на операционных усилителях с первымвариантом моста Вина; на фиг, 3 — принципиальная схема режекторного фильтра наОперационных усилителях со вторым вариантом моста Бина; на фиг. 4 — амплитудночастотные характеристики фильтров.Режекторный фильтр (см, фиг. 1) содержит последовательно соединенные алгебраический сумматор 1, первый входкоторого является входом устройства, мостВина 2, одна диагональ (г, б — для первоговарианта моста Бина и б, г — для второгова риа нта моста В и на) которого соединенасоответственно с выходом алгебраическогосумматора 1 и общей шиной, а другая диагональ а, Ь соединена с входом дифференциального усилиеля 3, выход которогочерез цепь 4 обратной связи соединен свторым входом алгебраического сумматора1, Точка соединения а резистора и конденсатора в последовательной ВС-цепи мостаВина 2 соединена через дополнительнуюцепь 5 обратной связи с третьим входомалгебраического сумматора 1.При реализации режекторного фильтрана операционных усилителях (У) (см. фиг, 2и 3) У 1 — алгебраический сумматор 1, Р 4 -цепь 4 обратной связи, Уз -дифференциальный усилитель 3, У 2, Вз — дополнительнаяцепь 5 обратной связи.Передаточная функция предлагаемогофильтра имеет вид 2+,2 К(Р) К Р + о г+ ( + и соответствует передаточной функциирежекторного фильтра второго порядка общего вида. Модуль комплексного коэффициента передачи, т, е, амплитудно-частотная характеристикасо ЖоИо15и)=к. » » (1)Параметры Ко, О, во,юр определяющие вид АЧХ для прототипа и двух вариантов предлагаемого фильтра, представлены в табл, 1.Из табл. 1 видно, что для фильтра-про 1тотипа юр =во = — , т, е, полюс и нульгсовпадают, поэтому АЧХ имеет вид, представленный на фиг, 4 (кривая а), где максимальная погрешность умакс в полосе пропускания высших гармоник для таког

Схема генератора сигнала низкой частоты с мостом Вина

---

Схема генератора сигнала с мостом Вина — недавно мне представилась возможность исследовать работу нового микромощного 6-мегагерцового операционного усилителя (ОУ) LTC6255, управляющего 12-битным АЦП LTC2361 с частотой дискретизации 250 Квыб/с. Я хотел получить БПФ чистой синусоиды частотой около 5 кГц.

Схема генератора сигнала НЧ выполненная с мостом Вина и внешней синхронизацией

В этой статье показана схема генератора сигнала, возможно кому то пригодится для повторения. Но проблема в том, что для получения БПФ чистой синусоиды… ну, в общем, нужна чистая синусоида. Однако большинство программируемых генераторов сигналов имеют довольно плохие характеристики шумов и искажений по сравнению со специализированными операционными усилителями и хорошими АЦП.

Но нельзя же измерять искажения и шумы с уровнями 90 дБ, используя источники с уровнем шума 60 дБ. Поэтому вместо того, чтобы пытаться найти практически идеальную программируемую схему генератора сигнала, я решил сделать генератор с низкими искажениями на основе стабилизированного лампой накаливания моста Вина, используя ОУ с ультранизкими искажениями LT1468-2 (Рисунок 1).

Метод стабилизации амплитуды с помощью лампочки основан на положительном температурном коэффициенте сопротивления ее нити, стабилизирующем усиление операционного усилителя на таком уровне, чтобы компенсировать ослабление в 3 раза, вносимое мостом Вина на его центральной частоте. При увеличении амплитуды выходного сигнала лампа накаливания нагревается, увеличивая сопротивление нити и уменьшая коэффициент усиления и, следовательно, амплитуду.

Лампочек типа 327, используемых в таких случаях чаще всего, у меня под рукой не нашлось, поэтому я решил попробовать сравнительно маломощную высоковольтную лампочку для рождественской гирлянды типа С7. Ее сопротивление при комнатной температуре составило 316 Ом, а измерения, сделанные сразу после извлечения лампочки из морозильника (около -15°С), показали 270 Ом.

Исходя из паспортных значений 5 Вт, 120 В, можно предположить, что сопротивление холодной нити равно 2.8 кОм. Такой диапазон сопротивлений показался несколько избыточным для стабилизации усиления на уровне 3, поэтому я решил немного линеаризовать его с помощью последовательного резистора 100 Ом.

При коэффициенте усиления, равном трем, сумма сопротивления лампы и 100 Ом должна составлять половину от сопротивления обратной связи 1.24 кОм (то есть, должна быть равна 612 Ом), поэтому сопротивление лампы должно установиться на уровне 512 0м. Приблизительный расчет температурного коэффициента сопротивления, который требует схема генератора сигнала

показывает, что температура нити накала лампы будет равна примерно 195°С.

Генератор запустился отлично, выдав хороший синусоидальный выходной сигнал с частотой 5.15 кГц и амплитудой в несколько вольт. Независимые измерения показали, что продукты искажений второй и третьей гармоник находятся на уровне ниже -120 дБн. Сигнал генератора я подал на вход ОУ LTC6255 через разделительный конденсатор и регуляторы амплитуды и постоянного смещения, используя конденсаторы и потенциометры, показанные на Рисунке 2.

Амплитуда была установлена равной -1 dBFS (дБ от полной шкалы), а постоянный уровень был смещен в середину входного диапазона АЦП. Но, конечно же, это был чисто аналоговый генератор, и на задней панели у него не было разъема с надписью «Опорный вход 10 МГц», с помощью которого его можно было бы синхронизировать с тактовой частотой АЦП.

В результате БПФ показало существенную спектральную утечку, так что спектральная характеристика была больше похожа на цирковой шатер, чем на одиночный пик. Применение к данным оконной функции Блэкмана-Харриса (с уровнем боковых лепестков -92 дБ) для уменьшения утечки БПФ позволило получить благообразную картинку (Рисунок 3).

Хотя это БПФ является в определенном смысле точным, при более внимательном рассмотрении выявляются некоторые проблемы. Например, входной сигнал установлен равным -1 flBFS, но на графике он, безусловно, выглядит смещенным ниже, чем до уровня -1 дБ. Причина в том, что даже самая превосходная оконная функция оставляет некоторую часть мощности основной гармоники в частотных интервалах, смежных с основным пиком.

Программа включает эти остатки в свои расчеты мощности, и это правильно, но факт в том, что пик, который выдает схема генератора сигнала, выглядит слишком низким и портит впечатление от полученного результата. То же самое можно сказать и о высоте гармоник; хотя они рассчитаны правильно и точны по отношению к основному пику, в абсолютном выражении они также выглядят слишком низкими. Таким образом, использование окон не может заменить систему когерентно-фазовой синхронизации.

Когда обнаружились эти недостатки, я отчаялся, что придется все опять начинать с чистого листа, или же искать синхронизируемый генератор с низкими уровнями искажений и шумов или с шикарным выходным фильтром. Как же мне сделать аналоговый, по существу, генератор, когерентный с элементами дискретизации БПФ, в такой абсолютно цифровой среде? Пассивный режекторный фильтр на 5 кГц будет большим и перегруженным деталями. Я подумал о том, чтобы расстроить схему генератора сигнала с мостом Вина, уменьшив коэффициент усиления, и, тем самым, превратить его в фильтр.

Но потом мне пришло в голову, что мягкого аналогового синусоидального толчка от пусть и искажающего, но хорошо синхронизированного внешнего генератора, может быть достаточно, чтобы сместить частоту моста Вина туда, где она должна быть. Я решил попробовать ввести синусоиду на вход операционного усилителя схемы Вина, используя последовательный резистор с высоким сопротивлением, чтобы одновременно избежать попадания шума и искажений.

Я выбрал 200 кОм — примерно в 1000 раз больше уже имеющегося импеданса — и подключил его, как показано в левой части Рисунка 4 («НОВЫЙ ВХОД»). Я настроил Agilent 33250A на синусоидальный сигнал 5 кГц, который подал на новый вход. Наблюдая за выходами 33250А и моста Вина с помощью осциллографа, я медленно настраивал частоту 33250А и, наконец, с волнением увидел, как синусоиды стали «сближаться», а затем вошли в захват.

Я подключил 10-мегагерцовый калибровочный сигнал с задней панели и изменил частоту 33250А на 5.157 кГц — ближайший когерентный частотный интервал БПФ. Синусоиды оставались в захвате, и программируемый генератор 33250А успешно немного отодвинул частоту, используемую схемой генератора сигналов Вина от его собственной частоты на желаемое расстояние. Результатом было почти идеальное БПФ; все имеющие отношение к анализу основные и искажающие пики были расположены в уникальных частотных интервалах и были точно отображены (Рисунок 5).

Схемы программируемых генераторов синусоидальных сигналов часто имеют отличные характеристики фазового шума и возможности синхронизации частотой 10 МГц, но они также имеют высокие уровни выходного широкополосного шума и искажений. БПФ чувствительно ко всем этим формам искажений источника сигнала и, кроме того, имеет конечное число выходных частотных интервалов.

При тестировании высококачественных систем аналоговых и смешанных сигналов правильная комбинация классических генераторов с мостом Вина с программируемыми генераторами может обеспечить практически идеальный источник с синхронной выборкой, генерирующий точные.

Новые поступления — 5

Новые поступления.

1. Схема двухтактного LC генератора (пуш-пул) на базе управляемых стабилизаторов тока.

2. Выравнивание выходных сопротивлений для каждого полупериода сигнала в схеме транзисторах одинаковой структуры
(выходное сопротивление верхнего транзистора меньше, чем выходное сопротивление нижнего транзистора).

3. Генератор синусоидального сигнала на основе моста Вина-Робертсона.

4. Кварцевый генератор на операционном усилителе.

5. Схема частотного детектора с обратной связью.

6. Использование интегрального стабилизатора напряжения LM317T в качестве телеграфного передатчика (CW).

7. Кварцевый генератор с большим диапазоном перестройки частоты (увод частоты с помощью варикапа).

8. Схема двухтактного ёмкостно-индуктивного генератора на двух транзисторах одинаковой структуры.

9. Источник тока, управляемый напряжением, с инверсией сигнала.

10. Частотный детектор без индуктивных элементов на основе кварцевых резонаторов.

11. Кварцевый дискриминатор (частотный детектор).

12. Пассивный фазовый дискриминатор частотно модулированных сигналов.

13. Детектор ЧМ сигналов для промежуточной частоты 465 кГц.

14. Мостовая схема RC генератора на операционных усилителях.

15. Использование моста Вина в схеме режекторного фильтра.

16. Предотвращение самовозбуждения операционного усилителя путём компенсации ёмкостной нагрузки для увеличения запаса по фазе.

17. Режекторный фильтр на основе одинарного Т-образного RC моста.

18. Двойной Т-образный мост в схеме режекторного фильтра.

19. Мостовое дифференциальное звено в схеме фильтра-пробки с возможностью подстройки.

20. Фильтр — пробка на основе двойного Т-образного моста.

21. Активный режекторный фильтр, выполненный на двух операционных усилителях.

22. Применение моста Вина — Робинсона в схеме режекторный фильта.

23. Режекторный фильтр на трёх ОУ.

24. Заградительный фильтр с возможностью перестройки по частоте.

25. Перестраиваемый заградительный фильтр.

26. Вольтметр переменного тока с линейной шкалой на транзисторах.

Активный режекторный фильтр с электронной перестройкой

Первый каскад фильтра выполнен на транзисторе V1, представляет собой истоковый повторитель с большим входным и малым выходным сопротивлениями. Сигнал с выхода повторителя поступает на входы ОУ А1: на инвентирующий через делитель напряжения R7R6, а на неинвертирующий — через мост Вина, образованный конденсаторами С3, С4 и сопротивлениями каналов полевых транзисторов V2, V3. Резисторы R8, R9 выравнивают сопротивления плеч моста на низких частотах.

Основные технические характеристики:

Диапазон перестройки фильтра, Гц ……………………. 20…20000

Подавление сигнала на частоте режекции, дБ……………..5…35

Коэффициент уселения, дБ ………………………………………… 30

Коэффициент гармоник фильтра вне полосы режекции при

входном напряжении 50мВ, % ……………… 0,1…0,3

Сопротивление нагрузки, кОм, не менее………………………. 6…7

Ток, потребляемый от источника питания, мА:……………. 5…6

Изменяют частоту режекции переменным резистором R4. Широкий диапазон перестройки фильтра (10 октав) удалось получить благодаря применению полевых транзисторов, сопротивления каналов которых изменяются в нужных пределах при изменении напряжения на затворах от 0,8 до 1,9В. Требуемая точность работы моста достигнута применением матрицы, состоящей из двух полевых транзисторов с близкими параметрами. Полевой транзистор КП303Г можно заменить транзистром этой серии с буквенным индексом Б, В, Д и Е. Вместо указанной на схеме транзисторной матрицы К504НТ3А допустимо использовать матрицы серий К504НТ1, К504НТ2 и К504НТ3. Можно применить и матрицу КПС104 с любым буквенным индексом, но на затворы ее транзистров следует подать отрицательное напряжение смещения. ОУ К284УД1А можно заменить другим ОУ с входным сопротивлением не менее 1 МОм. В этом случае резистор R9 следует подобрать таким, чтобы суммарное сопротивление входа ОУ и резистора R9 было равно 1 МОм. Рисунок печатной платы фильтра приводится в [59].

Литература:  Николаев А.П., Малкина М.В.  Н82 500 схем для радиолюбителей. Уфа.: SASHKIN SOFT, 1998, 143 с.

Цепи режекторного фильтра

с деталями конструкции

В этой статье мы подробно обсуждаем, как проектировать режекторные фильтры с точной центральной частотой и для максимального воздействия.

Где используется режекторный фильтр

Цепи режекторного фильтра обычно используются для подавления, обнуления или отмены определенного диапазона частот, чтобы избежать раздражающих или нежелательных помех в конфигурации схемы.

В частности, он становится полезным в чувствительном звуковом оборудовании, таком как усилители, радиоприемники, где требуется устранить одну или определенное количество нежелательных мешающих частот с помощью простых средств.

Активные режекторные фильтры активно использовались в предыдущие десятилетия в усилителях и звуковых приложениях для устранения фоновых помех 50 и 60 Гц. Эти сети были, хотя и несколько неудобными с точки зрения настройки, баланса и согласованности центральной частоты (f0).

С появлением современных высокоскоростных усилителей возникла необходимость в создании совместимых высокоскоростных режекторных фильтров, которые можно было бы применять для управления высокоскоростной режекторной фильтрацией с высокой скоростью.

Здесь мы попытаемся исследовать возможности и связанные с ними сложности, связанные с созданием высокочастотных фильтров.

Важные характеристики

Прежде чем углубляться в предмет, давайте сначала резюмируем важные характеристики, которые могут потребоваться при разработке предлагаемых высокоскоростных режекторных фильтров.

1) Крутизна нулевой глубины, указанная в моделировании на рисунке 1, может быть практически невозможна, наиболее эффективные достижимые результаты могут быть не выше 40 или 50 дБ.

2) Таким образом, необходимо понимать, что более существенным фактором, который следует улучшить, является центральная частота и Q, и разработчик должен сосредоточиться на этом, а не на глубине канавки. Основной целью при создании конструкции режекторного фильтра должен быть уровень подавления нежелательной частоты помех, он должен быть оптимальным.

3) Вышеупомянутую проблему можно оптимально решить, отдав предпочтение наилучшим значениям для компонентов R и C, которые могут быть реализованы путем правильного использования RC-калькулятора, показанного в ссылке 1, который можно использовать для надлежащей идентификации R0, и C0 для конкретного приложения проектирования режекторного фильтра.

Следующие данные будут исследовать и помочь понять проектирование некоторых интересных топологий режекторного фильтра:

Режекторный фильтр Twin-T

Конфигурация фильтра Twin-T, показанная на рисунке 3, выглядит весьма интересной из-за ее хорошей производительности и вовлеченности. всего одного операционного усилителя в конструкции.

Схема

Хотя вышеупомянутая схема режекторного фильтра достаточно эффективна, она может иметь определенные недостатки из-за крайней простоты, которую она несет, как показано ниже:

Конструкция использует 6 прецизионных компонентов для настройки, причем пара из них для достижения соотношений других.Если этого усложнения необходимо избежать, в схему может потребоваться включение 8 дополнительных прецизионных компонентов, таких как R0 / 2 = 2 шт. Из R0 параллельно и 2 в C0 = 2 шт. Из C0 параллельно.

Топология Twin-T плохо работает с одиночными источниками питания и не совместима с полноценными дифференциальными усилителями.

Диапазон значений резистора продолжает увеличиваться из-за необходимости RQ <

Однако, даже с вышеуказанными проблемами, если пользователю удастся оптимизировать конструкцию с помощью высококачественных и точных компонентов, можно ожидать и реализовать достаточно эффективную фильтрацию для данного приложения.

Notch-фильтр Fliege

На рисунке 4 показана конструкция Notch-фильтра Fliege, которая определяет несколько явных преимуществ по сравнению с аналогом Twin-T, как описано ниже:

1) Он включает всего пару прецизионных компонентов в виде Rs и Cs, чтобы выполнить точную настройку центральной частоты.

2) Одним из важных аспектов этой конструкции является то, что она допускает небольшие неточности в компонентах и ​​настройках, не влияя на глубину точки надреза, хотя центральная частота может немного измениться соответствующим образом.

3) Вы найдете пару резисторов, отвечающих за дискретное определение центральной частоты, значения которых могут быть не очень критическими.

4) Конфигурация позволяет устанавливать центральную частоту с достаточно узким диапазоном без влияния на глубину режекции на значительный уровень.

Однако отрицательным моментом этой топологии является использование двух операционных усилителей, и все же она не может использоваться с дифференциальными усилителями.

Результаты моделирования

Сначала моделирования были выполнены с наиболее подходящими версиями операционных усилителей. Реалистичные версии операционных усилителей были вскоре использованы, что дало результаты, сопоставимые с результатами, обнаруженными в лаборатории.

В таблице 1 показаны значения компонентов, которые были использованы для схемы на рисунке 4.Казалось, что нет смысла проводить моделирование на частоте 10 МГц или выше, главным образом потому, что лабораторные испытания проводились в основном как запуск, а 1 МГц была ведущей частотой, на которой необходимо было применить режекторный фильтр.

Несколько слов о конденсаторах : Несмотря на то, что емкость — это просто «число» для моделирования, реальные конденсаторы созданы из уникальных диэлектрических элементов.

Для 10 кГц сопротивление резистора растягивалось, и конденсатор достигал 10 нФ.Хотя в демонстрации этот трюк сработал правильно, в лаборатории потребовалась корректировка диэлектрика NPO на диэлектрик X7R, что привело к тому, что режекторный фильтр полностью потерял свою функцию.

Технические характеристики применяемых конденсаторов емкостью 10 нФ были близки по стоимости, в результате чего уменьшение глубины зазубрин в основном объяснялось плохой диэлектрической проницаемостью. Схема была вынуждена вернуться к условиям для Q = 10, и было использовано 3 МОм для R0.

Для реальных схем рекомендуется использовать конденсаторы NPO.Значения требований в таблице 1 были сочтены хорошим выбором как при моделировании, так и при лабораторных разработках.

Вначале моделирование проводилось без потенциометра 1 кОм (два фиксированных резистора 1 кОм были связаны специально синхронно и с неинвертирующим входом нижнего операционного усилителя).

Демонстрационные выходы представлены на рисунке 5. Вы найдете 9 результатов на рисунке 5, однако вы можете обнаружить, что формы сигналов для каждого значения Q перекрываются с сигналами на других частотах.

Расчет центральной частоты

Центральная частота в любых обстоятельствах умеренно превышает расчетное значение структуры в 10 кГц, 100 кГц или 1 МГц. Это может быть настолько близко, насколько разработчик может приобрести с приемлемым резистором E96 и конденсатором E12.

Подумайте о ситуации, используя вырез в 100 кГц:

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1,58kx 1nF = 100,731 кГц

Как видно, результат выглядит несколько отличным, это может быть дальнейшая оптимизация и приближение к требуемому значению, если конденсатор 1 нФ модифицирован конденсатором стандартного номинала E24, как показано ниже:

f = 1 / 2π
x 4.42k x 360 пФ = 100,022 кГц, выглядит намного лучше

Использование конденсаторов версии E24 может обеспечить существенно более точные центральные частоты большую часть времени, но каким-то образом получение количества серии E24 может быть дорогостоящим (и чрезмерным) накладные расходы в многочисленных лабораториях.

Хотя было бы удобно оценивать номиналы конденсаторов E24 в гипотезе, в реальном мире большинство из них практически не реализованы, а также имеют увеличенное время работы. Вы обнаружите менее сложные предпочтения при покупке конденсаторов E24.

Тщательная оценка рисунка 5 показывает, что метка пропускает центральную частоту на небольшую величину. При меньших значениях Q вы все еще можете обнаружить значительную отмену указанной частоты режекции.

В случае, если подавление неудовлетворительное, вы можете настроить режекторный фильтр.

Снова, рассматривая сценарий 100 кГц, мы видим, что реакция около 100 кГц расширена на Рисунке 6.

Набор форм сигналов слева и справа от центральной частоты (100.731 кГц) соответствует реакциям фильтра, когда потенциометр 1 кОм установлен и настроен с шагом 1%.

Каждый раз, когда потенциометр настраивается наполовину, режекторный фильтр отклоняет частоты на точной частоте ядра.

Степень смоделированной выемки фактически составляет порядка 95 дБ, однако это просто не предполагается материализоваться в физическом объекте.

Регулировка потенциометра на 1% приводит к появлению метки, которая обычно превышает 40 дБ прямо на предпочтительной частоте.

Еще раз, это действительно может быть лучший сценарий, когда он выполняется с идеальными компонентами, тем не менее лабораторные данные показывают более точные данные на более низких частотах (10 и 100 кГц).

Рисунок 6 показывает, что вам необходимо достичь более точной частоты с R0 и C0 в самом начале. Поскольку потенциометр может исправлять частоты в широком спектре, глубина выемки может ухудшиться.

В скромном диапазоне (± 1%) можно добиться подавления плохой частоты 100: 1; тем не менее, в увеличенном диапазоне (± 10%) возможно подавление только 10: 1.

Результаты лабораторных исследований

Оценочная плата THS4032 была реализована для сборки схемы, показанной на Рисунке 4.

На самом деле это структура общего назначения, использующая всего 3 перемычки вместе с трассировкой для завершения схемы.

Количества компонентов в таблице 1 были применены, начиная с тех, которые, вероятно, будут производить частоту 1 МГц.

Мотивом была охота за нормативными требованиями к полосе пропускания / скорости нарастания на 1 МГц и проверка на более доступных или более высоких частотах по мере необходимости.

Результаты на 1 МГц

Рисунок 7 показывает, что вы можете получить ряд реакций с определенной полосой пропускания и / или скоростью нарастания на 1 МГц. Форма волны реакции при Q, равном 100, демонстрирует только рябь, на которой может присутствовать выемка.

При Q, равном 10, существует только отметка на 10 дБ и отметка на 30 дБ при Q, равном 1.

Кажется, что узкополосные фильтры не могут достичь такой высокой частоты, как мы, вероятно, ожидали. тем не менее THS4032 — это просто устройство на 100 МГц.

Естественно ожидать превосходной функциональности от компонентов с улучшенной полосой пропускания с единичным усилением. Стабильность единичного усиления критична по той причине, что топология Fliege имеет фиксированное единичное усиление.

Когда создатель надеется приблизительно приблизительно определить, какая полоса пропускания важна для метки на определенной частоте, правильным местом для работы является комбинация усиления / пропускной способности, представленная в таблице данных, которая должна быть в сто раз больше центральной частоты вырезы.

Дополнительную полосу пропускания можно ожидать при увеличенных значениях Q. Вы можете определить степень отклонения частоты центра метки при изменении Q.

Это точно так же, как частотный переход, замеченный для полосовых фильтров.

Частотный переход ниже для режекторных фильтров, применяемых для работы на 100 кГц и 10 кГц, как показано на Рисунке 8 и, в конечном итоге, на Рисунке 10.

Данные на 100 кГц

Количества деталей из Таблицы 1 были впоследствии использованы установить режекторные фильтры 100 кГц с различными добротностями.

Данные представлены на рисунке 8. Совершенно очевидно, что работоспособные режекторные фильтры обычно разрабатываются с центральной частотой 100 кГц, несмотря на то, что глубина режекции оказывается значительно меньше при больших значениях Q.

Однако имейте в виду, что указанная здесь цель конфигурации — это 100 кГц, а не 97 кГц.

Предпочтительные значения деталей были такими же, как и для моделирования, следовательно, центральная частота режекции должна быть технически равной 100.731 кГц; тем не менее, влияние определяется компонентами, включенными в дизайн лаборатории.

Среднее значение для набора конденсаторов на 1000 пФ было 1030 пФ, для набора резисторов на 1,58 кОм — 1,583 кОм.

Каждый раз, когда центральная частота вычисляется с использованием этих значений, она достигает 97,14 кГц. Конкретные части, несмотря на это, трудно было определить (плата была чрезвычайно чувствительной).

При условии, что конденсаторы эквивалентны, вполне может быть легко увеличить их с помощью некоторых обычных значений резистора E96, чтобы получить результаты, близкие к 100 кГц.

Излишне говорить, что это, скорее всего, не может быть альтернативой при крупносерийном производстве, где 10% конденсаторов могут быть произведены практически из любой упаковки и, вероятно, от разных производителей.

Выбор центральных частот будет производиться в соответствии с допусками R0 и C0, что является плохой новостью в случае высокого значения

.

Wien Bridge Средневолновый радиоприемник

Проекты операционных усилителей

На сайте Кеннета Кута (http://electronicdesign.com/analog/rediscover-truly-tunable-hall-network) есть три интересных дизайна операционных усилителей.

Версия с умножителем добротности (коэффициент положительной обратной связи):

Эта схема не выполняет анализ передачи переменного тока должным образом. Так что я должен принять фактор положительной обратной связи как должное.

Версия с полосой пропускания:

Здесь Кеннет различил сигнал и вырез, чтобы получить полосу пропускания.В нынешнем виде это сложно без согласованных транзисторов для U4.

И версия осциллятора:

Это немного сложно увидеть, но версия осциллятора — это триггер Шмитта, поэтому не совсем подходит для моего приложения. Этот стиль осциллятора кажется последним средством, чтобы заставить сеть колебаться.

Band-Pass

Band-Pass, похоже, лучший вариант. Вот концепция транзистора:

Опять же, схема не может правильно анализировать передачу переменного тока, поэтому я не вижу преимущества Q-умножителя.

Между прочим, концепция транзистора означает, что она даже может работать!

Biquad Filter

Вышеупомянутая схема немного похожа на переменную состояния или биквадратный фильтр:

Мысль об использовании фильтра MFB пришла мне в голову (R3 меняет частоту, а коэффициент усиления и пропускная способность остаются постоянными):

Но требование GBW (ширина полосы усиления) (GBW> Fc * 90 * Q * Q) убьет его (у меня нет транзистора с Ft 900 ГГц!).

GBW для переменной состояния и / или биквадратного фильтра составляет 3 * Q (я думаю).

Биквад выглядит многообещающе, поскольку частоту можно настроить, заменив один или оба ВЧ резистора, И полоса пропускания (не Q) постоянна, И коэффициент усиления постоянен. Свойства, которые я пытался извлечь из сети Холла.

Первые два операционных усилителя в бикваде легко преобразовать в транзисторную конструкцию, интегратор (третий операционный усилитель) требует дополнительных усилий (возможно, разделенный источник питания?).

The Gyrator

Я также нашел интересную схему гиратора:

And:

Но я не знаю требований GBW.

A MW Biquad Filter

Я разработал этот транзисторный биквадратный фильтр:

Поскольку мой простой транзистор делает очень плохой операционный усилитель (т.е. входное сопротивление составляет около 700R), добротность ограничена, но в остальном он работает очень хорошо. Q на частоте 720 кГц составляет около 20. Моделирование предполагает некоторую нестабильность (колебания) на частоте> 1,3 МГц для низких значений резистора потенциометра.

Я долго экспериментировал с различными конфигурациями транзисторов, но не добился никакого реального прогресса в конструкции полосы пропускания холла или биквада.Хотя следующая конструкция имеет более высокий входной импеданс, цепь колеблется в середине диапазона МВ:

Я застрял! Возможно, я заблудился.

Приемник моста Вина не был активным фильтром. Это был синхронный детектор. По сути, это приемник прямого преобразования со слабым генератором, который входным сигналом может изменять частоту. Ничто не мешает мне разработать приемник прямого преобразования без LC-фильтра с предварительным выбором. Например:

(источник: http: // www.jbcs.co.za/ham_radio/hamcompdcrx/The_Ham-Comp_Direct_Conversion_Receiver.html).

VFO может быть генератором TwinT или Wien Bridge.

Или, если вам нравятся микросхемы:

(Источник: http://www.amalgamate2000.com/radio-hobbies/radio/ne567_tone_decoder_as_am_fm___de.htm).

Мне нужно подумать о том, что я пытаюсь здесь сделать!

RA3AAE Mixer

Я нашел источник вышеуказанного диодного смесителя. Называется он смесителем РА2ААЕ или Полякова.

Проводит на пике положительных и отрицательных колебаний.50% вкл / выкл идеально. Следовательно, гетеродин (LO) составляет половину частоты RF. Очевидно, что мощность гетеродина (pp-напряжение) должна быть правильной. ВЧ дроссель на входе можно заменить резистором ~ 500R.

Итак, добавьте генератор моста Вина и усилитель AF с высоким коэффициентом усиления, и у меня есть радиоприемник.

Вот еще одна схема из Интернета:

(источник: http://vu3inj.blogspot.com.au/2016/05/40-meter-receiver-7159kc.html).

И последняя версия приведенной выше:

(источник: http: // vu3inj.blogspot.com.au/2016/05/40-meter-receiver-7159kc.html).

Синхронный RC-приемник с фазовым сдвигом

Я наткнулся на этот RC-приемник с фазовым сдвигом, который составляет около 90% от того, что я искал:

(источник: http://home.kpn.nl/a.van. Waarde / id11.htm).

Генератор явно модулирован, но …

Читать далее » ,