⇐ ПредыдущаяСтр 18 из 24Следующая ⇒

К_U = К_U⁰ / (1+ jx K_U⁰ / (4+jx)) , или

K_U = (K_U⁰ / (1+K_U⁰)) · ((P²+4P+1) / (P²+(1/Q_P) P+1)).

Эти две записи эквивалентны. Как видно, АФ является фильтром второго порядка, имеет два комплексно-сопряженных корня (полюса) в знаменателе. Их собственная частота и добротность соответственно равны

w₀=1/RC, Q_P = (K_U⁰+1) / 4.

Имеются два действительных корня в числителе (нули), которые определяют частоты перегибов АЧХ.

Важным параметром полосового фильтра является его полоса пропускания (П_d = w_В – w_Н) при заданном ослаблении сигнала (d). Обычно принято ослабление 3 дБ (К_U(w_В) = К_U(w_Н) = К_U(w

Q = w₀ / П,

что позволяет определять полосу пропускания фильтра. Математически добротность фильтра оценивается по величине коэффициента перед членом Р¹ в знаменателе уравнения фильтра. Для АФ с 2Т-мостом добротность Q_P = (К_U⁰+1)/4, т.е., чем выше усиление исходного усилителя, тем уже полоса пропускания ПФ.

2Т-мост критичен к подбору своих элементов. Отклонение в номиналах резисторов и конденсаторов от идеала приводит к неполному подавлению сигнала на частоте w

Подбором резистора R₃ в определенных пределах удается компенсировать

Таблица 7. 3
АЧХ и ФЧХ полосовых пропускающих фильтров
№ сх	Фильтр	Схема активного фильтра	Передаточная характеристика	АЧХ и ФЧХ фильтров
	2Т-мост   ПФ-ПП
	Мост Вина   ПФ-ПП
	Т-мост   ПФ-ПП
Принято: p=jw, P=jw/w0 ; Ku оу =KU0, r вх оу®¥, r вых оу ®0.

Окончание таблицы 7.3
АЧХ и ФЧХ полосовых заграждающих фильтров
№ сх	Фильтр	Схема фильтра	Передаточная характеристика	АЧХ и ФЧХ фильтров
	2Т — мост   ПФ-ПЗ
	Мост Вина   ПФ-ПЗ
	Т-мост   ПФ-ПЗ
Принято: p=jw, P=jw/w0 ; Ku оу =KU0, r вх оу®¥, r вых оу ®0.

разбаланс моста. При R₃>R/2 на выходе моста формируется сигнал противофазный входному и возможно возникновение положительной обратной связи. При R₃<R/2 преобладает отрицательная обратная связь. Регулируя R₃, можно изменять К_U(w) и добротность всего ПФ. Надо иметь в виду, что при изменении резисторов (и емкостей) моста изменяется его частота резонанса w₀. При значительной положительной ОС в схеме возникают гармонические колебания на частоте близкой к w₀. Усилитель превратится в генератор!!!

На основе 2Т-моста можно построить полосовой заграждающий АФ-ПЗ-фильтр

~ 1. 2Т-мост включен последовательно в цепь сигнала и на частоте w₀ имеет нулевой коэффициент передачи сигнала. Коэффициент передачи такого АФ определяется уравнением

Т = К (P²+1) / (P²+(1/Q_P) P+1).

Видно, что добротность корня числителя (нуля) равна бесконечности. Варьируя положение (g) движка резистора

R, мы изменяем глубину положительной ОС и таким образом изменяем добротность полюса. Это определяет глубину подавления сигнала на частоте w₀ и узость полосы режекции. Вид АЧХ представлен в табл. 7.3. Реально (в зависимости от настройки) удается ослабить сигнал на частоте w₀ приблизительно на 40 дБ.

Рассмотрим активный ПФ на основе моста Вина (табл.7.3, сх. № 2). В схеме ПФ-ПП усилителя частотно-зависимое плечо моста Вина включено в цепь положительной ОС. Данная цепь является слабо избирательной и имеет коэффициент передачи (табл.7.1, сх.№ 3)

К_1-3 = К_ОС = 1 / (3+jx), или К_ОС= P

/ (P²+3P+1).

На частоте w₀ = 1/RC цепь положительной ОСимеет максимум К_ОС=1/3 при фазовом сдвиге равном нулю, т.е. на этой частоте мост проявляет себя как чисто омический делитель.

Во избежание генерации усилитель имеет цепь последовательной отрицательной ОС (ООС) – второе плечо моста Вина, коэффициент передачи которой (К_ООС^{=R₂ / (R₁+R₂)) не зависит от частоты в рабочем диапазоне частот. На частоте настройки w₀ глубина отрицательной ОС выбирается равной глубине положительной ОС, и усиление АФ максимально. При отклонении частоты сигнала, как в область нижних, так и верхних частот, глубина положительной ОС уменьшается, и в схеме преобладает отрицательная ОС, что ведет к уменьшению коэффициента передачи усилителя. Так формируется АЧХ полосового фильтра (табл. 7.3).}

Расчет уравнения АЧХ фильтра проводится так же, и с теми же предположениями, что и в предыдущих случаях. Записываются условия на

входе усилителя:

(e_Г – j_п) / Z₂ = (j_п – u_ВЫХ) / Z₁,

j_о = u_ВЫХR₂ / (R₁ +R₂),

j_п – j_о = u_ВХ = u_ВЫХ / K_U⁰ ,

где Z₁ =R +1/pC, Z₂ = R / (1+pCR).

Решение системы уравнений с подстановкой P=jw/w₀ дает

К_U = u_ВЫХ / e_Г= (K_U⁰/ (1+K_U⁰K_ООС)) (P²+2P+1) / (P²+(3 – K) P+1),

где K = K_U⁰K_ООС^{/ (1+K_U0K_ООС).}

Как видно, АФ – полосовой усилитель.

Он имеет два комплексно-сопряженных корня (полюса) с собственной частотой w₀ = 1/RC и два действительных корня – (нуля). Добротность полюса, а следовательно, и ПФ (Q_P = 1/(3–К)) зависит от величины К, т.е. от глубины ООС. Если
К_ООС= 1/3 и К_U⁰ К_ООС> 1, то Q_P = К_U⁰ / 9, К_U(w₀) = 2К_U⁰/3.

Если К ³ 3, то усилитель превращается в генератор колебаний близких к гармоническим на частоте w₀. В таком качестве схема весьма популярна как генератор, частоту колебаний которого легко перестраивать в значительных пределах, изменяя одновременно и в одинаковых пределах величины резисторов R, либо конденсаторов C.

Заграждающий АФ – полосовой фильтр на основе моста Вина можно осуществить по схеме (табл. 7.3, сх. № 5). Сигнал (e_Г – u_ВЫХ) подается одновременно на оба плеча моста – частотно-зависимое и частотно-независимое. Коэффициент передачи частотно-зависимого плеча от точки 2 к точке 3 (K_2-3) имеет неярко выраженный минимум K_2-3 = 2/3 на частоте резонанса w₀ при фазовом сдвиге равном нулю (см. табл. 7.1). Можно подобрать частотно-независимый делитель R₄–R₅ (см. табл. 7.3,
сх. № 5) так, что на частоте w₀ на инвертирующий и неинвертирующий входы операционного усилителя будут приходить сигналы равные по амплитуде и по фазе. Результирующий сигнал на выходе усилителя будет существенно ослаблен (К_Uсинф !) и стремится к нулю.

При отклонении частоты от резонанса сигнал на неинвертирующем входе ОУ будет возрастать по сравнению с сигналом на инвертирующем входе. Это вызовет увеличение напряжения на выходе ОУ. Благодаря действию положительной ОС слабо выраженный минимум исходной АЧХ моста Вина превращается в достаточно узкий минимум АЧХ всего АФ.

Математическое описание АФ-ПЗ представлено в табл. 7.3, а способ решения аналогичен ранее примененному. Данный фильтр является фильтром II порядка с бесконечной добротностью нуля. Реальное ослабление сигнала достигает 40 дБ.

Для построения полосовых фильтров очень часто используют Т-мост (табл. 7.1, cх. № 4), при этом удобно выбирать С₁ = С₂. На частоте w₀ =
= 1/(R₁R₂C₁C₂)^0.5 мост имеет максимум коэффициента передачи сигнала
К_2-3 = u₃/u₂, одновременно К_1-3 = u₃/u₁ на этой частоте имеет минимум. При организации АФ-ПП (табл. 7.3, сх. № 3) Т-мост точками 1, 3 включается в цепь отрицательной обратной связи, в точку 2 включен источник сигнала. В цепи положительной обратной связи используется частотно-независимое звено – делитель R₅–R₆. Варьируя глубину положительной ОС с помощью делителя R₅–R₆ можно изменять коэффициент усиления АФ и его добротность. АФ с Т-мостом является фильтром II порядка. Его АЧХ представлена в табл. 7.3.

Заграждающий полосовой фильтр на основе Т-моста (см. табл. 7.3,
сх. № 6) строят по аналогии с ПЗ активным фильтром на основе моста Вина путем подачи сигнала через частотно-зависимое и частотно-независимое плечи на неинвертирующий и инвертирующий входы ОУ. На частоте резонанса w₀ сигналы на обоих входах ОУ идентичны, что и приводит к существенному ослаблению сигнала на выходе усилителя. Ослабление может достигать 40 дБ. Варьируя с помощью делителя R₅–R₆ глубину положительной обратной связи, можно изменять ширину полосы заграждения и степень подавления сигнала. Фильтр является фильтром II порядка, его уравнение приведено в табл. 7.3.

 

Задание

Перед выполнением задания необходимо ознакомиться с описанием исходного усилителя и методикой проведения работы по описанию лаб. раб. № 6.

1. Снять амплитудную характеристику усилителя без обратных связей. Определить диапазон выходных напряжений, при которых усилитель остается в области линейности передаточной характеристики.

2. Снять амплитудно-частотную характеристику усилителя без обратных связей.

3. Снять зависимость коэффициента передачи по напряжению от частоты сигнала для усилителя АФ нижних (верхних) частот. Фильтр задается преподавателем. Определить коэффициент передачи по напряжению фильтра в области пропускания и граничную частоту, сравнить с расчетными данными.

4. Снять зависимость коэффициента передачи по напряжению от частоты сигнала для полосового АФ. Цепь ОС и схема включения задается преподавателем. Измерения провести для трех значений делителя в цепи частотно-независимой ОС, либо подстройки в случае 2Т-моста. По всем результатам измерений оценить частоту резонанса, полосу пропускания (заграждения), добротность, коэффициенты передачи по напряжению в зависимости от подстроек. Сравнить с расчетными данными.

5. Для АФ-ПП и цепей Салена-Кея добиться возбуждения гармонических колебаний в усилителе путем изменения глубины ОС. Оценить частоту генерации с помощью осциллографа, сравнить с расчетной величиной.

⇐ Предыдущая13141516171819202122Следующая ⇒

©2015 arhivinfo.ru Все права принадлежат авторам размещенных материалов.

Рис. 7.2. а – 2Т-мост; б – векторная диаграмма моста

Навигация:

Главная Случайная страница Обратная связь ТОП Интересно знать Избранные

Топ:

Когда производится ограждение поезда, остановившегося на перегоне: Во всех случаях немедленно должно быть ограждено место препятствия для движения поездов на смежном пути двухпутного…

Организация стока поверхностных вод: Наибольшее количество влаги на земном шаре испаряется с поверхности морей и океанов…

Методика измерений сопротивления растеканию тока анодного заземления: Анодный заземлитель (анод) – проводник, погруженный в электролитическую среду (грунт, раствор электролита) и подключенный к положительному…

Интересное:

Мероприятия для защиты от морозного пучения грунтов: Инженерная защита от морозного (криогенного) пучения грунтов необходима для легких малоэтажных зданий и других сооружений. ..

Берегоукрепление оползневых склонов: На прибрежных склонах основной причиной развития оползневых процессов является подмыв водами рек естественных склонов…

Искусственное повышение поверхности территории: Варианты искусственного повышения поверхности территории необходимо выбирать на основе анализа следующих характеристик защищаемой территории…

Дисциплины:

Автоматизация Антропология Археология Архитектура Аудит Биология Бухгалтерия Военная наука Генетика География Геология Демография Журналистика Зоология Иностранные языки Информатика Искусство История Кинематография Компьютеризация Кораблестроение Кулинария Культура Лексикология Лингвистика Литература Логика Маркетинг Математика Машиностроение Медицина Менеджмент Металлургия Метрология Механика Музыкология Науковедение Образование Охрана Труда Педагогика Политология Правоотношение Предпринимательство Приборостроение Программирование Производство Промышленность Психология Радиосвязь Религия Риторика Социология Спорт Стандартизация Статистика Строительство Теология Технологии Торговля Транспорт Фармакология Физика Физиология Философия Финансы Химия Хозяйство Черчение Экология Экономика Электроника Энергетика Юриспруденция

⇐ ПредыдущаяСтр 14 из 40Следующая ⇒

Двойной Т-образный мост. Характеристики режекторного фильтра, представляющего двойной Т-образный мост (рис. 5.21, а), определяются выражениями коэффициент передачи

фазовая характеристика

где fо=1/2пRС и e=l/Q. На рис. 5.21,6 и в соответственно пред­ставлены АЧХ и ФЧХ для ряда значений Q.

Пассивный фильтр. Для расчета параметров схемы (рис. 5.22) принимается С1 — С и R3 = R, где 2пf₀ = I/RC — средняя частота.

Рис. 5.21

Номиналы других элементов определяются следующим образом: R1 = KR, R2 = 6R, С2 = С/к, C3 = C/b. Условие нулевого затухания на средней частоте fо имеет вид b = к/(к — 1), в то время как усло­вием получения максимума передаточной функции (коэффициент усиления больше 1)

На средней частоте сигнал на входе фильтра находится в фазе с входным сигналом. Максимальный ко­эффициент усиления имеет место, когда к приближается к бесконечности, а b= 1,207. На практике можно принять k=100, тогда коэффициент усиления будет равен 1,2.

Комбинированный двойной Т-образ­ный фильтр. С помощью фильтров (рис. 5.23, а, б) можно регулировать затуха­ние на центральной частоте. Схемы фильтров имеют два входа. Сигнал для входа mU_BX получается с помощью усилителя, схема которого приведена на рис. 5.23, в. При изменении положения движка потенциометра т изменяется от +1 до — 1. Усилитель имеет низкое выходное сопротивление и не вли­яет на точность установки центральной частоты фильтра при изме­нении сопротивления резистора R/2.

Рис. 5.22 Рис. 5.23

Для первого фильтра коэффициент передачи будет определять­ся выражением

где x = w/w₀, w₀=1/RС.

При x=1, К=т. Для второго фильтра

При х=1 K = m/2.

Рис. 5.24 Рис. 5.25

Полосовой фильтр. Фильтр (рис. 5.24, а) содержит два звена ФВЧ и два звена ФНЧ. Для устранения связи между RC в схему введен ОУ, включенный по схеме повторителя. Для увеличения ча­стотной селекции входного сигнала можно последовательно вклю­чить несколько каскадов. Схема включения ОУ приведена в гл. 1. На рис. 5.24, б приведены АЧХ звеньев для ряда значений эле­ментов.

Режекторный фильтр с ОС.Наличие ОС в двойном Т-об­разном фильтре (рис. 5.25) поз­воляет увеличить его доброт­ность- с 0,25 до 30. Централь­ная частота фильтра 50 Гц. На частоте 52 Гц затухание составляет 1- дБ. Если приме­нить регулируемую ОС, введя в цепь эмиттера транзистора VT2 потенциометр, то можно изменять полосу затухания фильтра. В фильтре можно применить интегральную мик­росхему К198НТ4А, которая представляет собой сборку из трех транзисторов.

Комбинированный режекторный фильтр. Двойной Т-образный мост (рис. 5.26, а) имеет частоту режекции 1,5 кГц. При использо­вании в схеме элементов с допуском 5% не удается получить до­статочного подавления сигнала на режекторной частоте. Чтобы увеличить подавление, необходимо подбирать сопротивление рези­стора R6. Ослабление сигнала на режекторной частоте при этом может достигать 10³ раз. Частоту режекцин фильтра можно изме­нять подбором сопротивления резистора R2. Изменение частотной характеристики в зависимости от сопротивлений резисторов R1 и R2 показано на рис. 5.26,6.

Рис. 5.26

ФИЛЬТРЫ НА УСИЛИТЕЛЯХ

Фильтр с ООС. В схеме фильтра двойной Т-образный мост включен в цепь ОС (рис. 527). На квазирезонансной частоте 500 Гц полоса пропускания равна 30 Гц. Для перестройки фильтра на дру­гие частоты необходимо изменить номиналы конденсаторов. Кон­денсаторы рассчитываются по формуле С1 — С2 (пФ)=2500/f (кГц), СЗ — 2С1. Точная установка на среднюю частоту осуществляется изменением сопротивления резистора R3. Каскад устойчиво работает при использовании источника сигнала с малым внутренним со­противлением.

Рис. 5.27 Рис. 5.28

Рис. 5.29

Мостовой фильтр. Активный полосовой фильтр (рис. 5.28) имеет центральную частоту 70 Гц и полосу пропускания 10 Гц. Коэффи­циент передачи равен 7. При изменении емкостей конденсаторов можно менять центральную частоту. Добротность фильтра на часто­тах до 20 Гц меньше 5.

Фильтр с мостом Вина. Активный фильтр (рис. 5.29, а) позво­ляет ослабить более чем на 60 дБ сигнал, частота которого совпа­дает с частотой настройки моста Вина. Максимальное ослабление достигается при подстройке рези­стора R3. Частоту настройки фильтра можно менять, если вме­сто постоянных резисторов R6 и R7 применить сдвоенный потен­циометр, при этом частота ре­жекции f₀=1/2пR_бС₂=1/2пR₇С₃. Фильтр работает в диапазоне ча­стот от единиц герц до сотен ки­логерц. Добротность фильтра остается неизменной для любых номиналов резисторов и конденса­торов во всем частотном диапа­зоне. Усилительный каскад в схе­ме фильтров должен обеспечить коэффициент усиления базового сигнала на коллекторе около 2. По­этому сопротивления резисторов R3 и R4 должны быть в два раза больше сопротивления резистора R5. Точность в настройке фильтра приводит к появлению на выходе сигнала с двойной частотой. На рис. 5.29, б приведен вид АЧХ фильтра.

Рис. 5.30 Рис. 5.31

Усилитель с частотно-зависимой ОС.Усилитель построен по схеме RС-генератора с фазосдвигающей цепочкой (рис. 5.30). Схема не возбуждается, поскольку коэффициент передачи транзистора искусственно снижен. Регулировка коэффициента усиления схемы с помощью резистора R6 позволяет изменять добротность фильтра. Для приведенных на схеме элементов она должна быть больше 20. В фазосдвигающей цепочке с помощью резистора R2 можно регу­лировать резонансную частоту в пределах от 800 Гц до 1 кГц.

Полосовой фильтр. Фильтр построен на ОУ, в цепь ООС кото­рого включен двойной Т-образный мост (рис. 5.31, о). Резонансная частота моста определяется выражением fo==l/2пR₂C₂. Максимум усиления фильтра на резонансной частоте зависит от коэффициента усиления ОУ и точности настройки моста. При точности номиналов элементов 0.1% коэффициент передачи фильтра превышает 50 дБ. На рис. 5.31,6 показана АЧХ фильтра.

ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ

Заграждающий фильтр. Фильтр построен на двойном Т-об­разном мосте, включенном в цепь ОС ОУ (рис. 5.32, а). Централь­ная частота фильтра определяется выражением f₀=l/2nRC при С1 = С2=С, СЗ=2С, R1=R2=R, R3=R/2. Желательно иметь следующую точность номиналов элементов: для R — 0,1%, а для С — 1%. Полоса пропускания и амплитуда сигнала регулируются резистором R4. В гл. 1 приведена схема включения ОУ. На рис. 5.32,6 проиллюстрирована возможность изменять пределы регулирования АЧХ фильтра.

Узкополосный селективный фильтр. Селективный фильтр (рис. 5.33, а) имеет центральную частоту, определяемую выраже­нием

Рис. 5.32

Рис. 5.33

Коэффициент передачи фильтра на резонансной частоте K=R₁C₁/R_s(C₁+C₂). Добротность фильтра определяется из выра­жения

Настройка фильтра достаточно трудоемка. Регулировка доб­ротности осуществляется с помощью резистора R2. Центральная частйта устанавливается одновременной регулировкой R2 и R3, при сохранении их отношения. При выполнении последнего условия ре­гулировка мало влияет на добротность фильтра. На рис. 5.33,6 приведен примерный вид АЧХ фильтра.

Фильтр с регулируемой цент­ральной частотой. Избирательный $ильтр построен на ОУ, в цепи С которого включена RС-цепь (рис. 5.34). С помощью резисто­ра R6 может меняться централь­ная частота фильтра в пределах от 0,5 до 2,5 кГц. Добротность фильтра можно регулировать ре­зистором R3. Она меняется в пре­делах от 10 до 100. Следует учесть, что применение в схеме резистора R2 с номиналом более 30 кОм нарушает устойчивость схемы. При перестройке центральной частоты фильтра добротность и коэффициент передачи не меняются. Пропорциональное изменение емкостей конденсаторов С1 — СЗ позволяет изменить частоту на­стройки фильтра в широких пределах от 10 Гц до 100 кГц. В ОУ корректирующий конденсатор емкостью 100 пФ включен между вы­водами 1 и 12.

Рис. 5.34 Рис. 5.35

Обратный Т-образный мост. При выборе номиналов элементов активного фильтра с двойным Т-образным мостом (рис. 5.35,6) можно руководствоваться описанием элементов эквивалентной схе­мы фильтра на рис. 5.35, а. Комплексные сопротивления плеч моста могут быть записаны Z₁=2R+jwRC’ и 2₂= 1/R’w²C² — j2/wC, где w = 2пf — резонансная частота. В первом случае половина моста эквивалентна индуктивности L₉ = RC’ при Rb = 2R, а во втором — емкости С_э = С/2 при Rc = — 1/R’w²С². Добротность фильтра опре­деляется выражением Q = wL₃/R_L — |Rc|. Если R_cбудет больше RL, фильтр превращается в генератор. Изображенный на рис. 5.35,6 фильтр имеет резонансную частоту 1 кГц, добротность 9.

Рис. 5.36

Рис. 5.37

Управляемый полосовой фильтр. Фильтр (рис. 5.36, а) поз­воляет получить на центральной частоте коэффициент передачи, близкий к нулю. Резистором R4 устанавливается нулевой фазовый сдвиг на центральной частоте. Центральная частота определяется по формуле f₀ = З^-2/2пRС при R2=R3=R и С1 = С2 = СЗ=С, R4 = R/12. Сопротивление нагрузки фильтра должно быть значи­тельно больше сопротивления резистора R2 (R3). При этом уменьшается падение напряжения на резисторах R2 (R3) и возникает не­которая асимметрия АЧХ. Для центральной частоты f₀ = 55 кГц R₂ = R3=10 кОм, С1 = С2 = СЗ = 5 _НФ, R₄ = 820 Ом. На рис. 5.36, б показана форма передаточной характеристики фильтра. Октавный фильтр. Основные параметры фильтра на ОУ (рис. 5.37, а) определяются по формулам

где fо — централь­ная частота. Сопротивление резистора $3 должно учитывать внут­реннее сопротивление источника сигнала. Оно не должно быть больше 10 кОм. На рис. 5.35,6 приведен вид ряда АЧХ звеньев фильтра.

ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ ФИЛЬТРЫ

Перестраиваемый фильтр. Узкополосный фильтр (рис. 5.38) построен на базе моста Вина. С помощью резистора R3 можно из­менять добротность вплоть до 2000. Для предотвращения автогене­рации схемы необходимо выполнять условие [(l+R₄)/(R₃+Ri)]<3, гдеR, — внутреннее сопротивление источника сигнала. Резонансная частота фильтра определяется выражением f₀= 1/2п(R₁R₂C_lC₂)^-2. С по­мощью потенциометров R1 и R2 возможно изменение центральной ча­стоты в пределах от 160 Гц до 1,6 кГц.

Полосовой фильтр второго порядка. Полосовой фильтр (рис. 5.39, а) имеет центральную частоту, определяемую выражением

где Rl =R3 = R и С1 = С2 = С. В этом фильтре ослабление сигнала в обла­сти нижних частот осуществляется конденсатором С1, а конденсатор С2, включенный в цепь ООС ОУ, ослаб­ляет верхние частоты. АЧХ фильтра слабо зависят от сопротивлений ре­зисторов R4, R5. Заметное сужение полосы пропускания фильтра наблю­дается при сопротивлении R5 — — 2 — 3 кОм. При R5=1,5 кОм схема возбуждается. На рис. 5.39, бил проиллюстрированы АЧХ фильтра для ряда значений элементов схемы.

Pис. 5.38 Рис. 5.39

Мостовой фильтр. Центральную частоту фильтра (рис. 5.40, а) можно рассчитать по формуле

где LI = C2 = C. Полоса пропускания определяется Дf=1/пСR₃, когда R1 = R2. При изменении сопротивления резистора R2 смещается как центральная частота, так и полоса пропускания. Эта зависи­мость показана на рис. 5.40, б. Коэффициент передачи на цент­ральной частоте определяется формулой K — R₃/(R₁+R₂).

Селективный фильтр на инверторе проводимости. Фильтр по­строен на инверторе проводимости, который собран на ОУ (рис. 5.41). Частотная характеристика фильтра определяется цепоч­ками Ri, Ci и Rz, C_z. Центральная частота фильтра может быть найдена из выражения f₀ = 2п/R₁C_lпри R1 = R5, C1 = C2. Коэффициент передачи на резонансной частоте равен К.о = n/(2—n), где n= (R₂+аR₃)/[R₄+(1 — а)R₃]. Добротность фильтра определяется выражением Q=l/(2 — n). Для указанных на схеме номиналов элементов центральная частота равна 1 кГц. Добротность фильтра можно регулировать с помощью резистора R3. Фильтр устойчиво работает при Q=100.

Рис. 5.40 Рис. 5.41

Рис. 5.42

Фильтр с регулируемой частотой и добротностью. Фильтр по­строен на двух микросхемах (рис. 5.42), причем DA2 с прилегаю­щими к ней элементами работает в качестве эквивалентной индук­тивности.

Средняя частота фильтра определяется по формуле

[Гц), а ширина полосы пропускания по формуле

Для тех номиналов элементов, которые указаны на схеме, средняя частота может регулироваться с помощью резистора R2 в пределах от 1 до 10 кГц. Добротность фильтра регулируется резистором R1. Она может меняться в пределах от 2 до 200. Коэф­фициент передачи для средних частот от 1 до 10 кГц не меняется и равен единице. Максимальная амплитуда входного сигнала 0,5 В. Для получения фильтра на другие средние частоты следует подхо­дить к выбору номиналов элементов схемы с учетом того, что со­противление резистора R1 должно быть менее 400 кОм, сопротив­ления резистора R2 — между 1 и 40 кОм. Значение R₄С₃/R₃С₂ должно лежать в пределах от нуля до (R₂/R₁) 10^-2. Постоянные времени R₄C₃и R₃C₂можно отрегулировать, если резистор R4 сде­лать переменным. Фильтр настраивается при разомкнутом входе, что соответствует максимальной добротности. Увеличением сопро­тивления резистора R4 добиться самовозбуждения схемы. После этого можно уменьшить сопротивление резистора R4 или парал­лельно ему подключить резистор с сопротивлением больше 100 кОм. Автоколебания при этом прекращаются.

Глава 6

МОДУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Модуляторы постоянного тока применяются в различных исследованиях для измерения малых величин постоянного или пе­ременного тока и в коммутаторах аналогового сигнала при сборе и обработке информации в многоканальных системах. Для измерения постоянного тока модуляторы подключают ко входу усилителя леременного сигнала. В качестве модуляторов применяют реле, вибропреобразователи, диодные и транзисторные переключатели. Лучшими характеристиками обладают транзисторные модуляторы. Эти модуляторы выполняют как на биполярных так и на полевых транзисторах.

Модуляторы на биполярных транзисторах используют в тех случаях, когда требуется гальваническая развязка между датчиком и управляющим сигналом. Если же сопротивление источника сигна­ла более 500 кОм, то следует применять полевые транзисторы.

Основным недостатком модулятора является то, что при отсут­ствии входного сигнала на его выходах присутствует постоянное на­пряжение, возникающее за счет токов утечки и импульсных сигна­лов, связанных с паразитными межэлектродными емкостями актив­ных элементов. С этой точки зрения полевые транзисторы предпочтительнее, так как емкость затвор — канал у них значитель­но меньше межэлектродной емкости биполярных транзисторов. В открытом состоянии полевой транзистор представляет собой со­противление. Биполярные транзисторы в открытом состоянии имеют остаточное напряжение. Например, интегральная микросхема К101КТ1 имеет остаточное напряжение 50 мкВ. Остаточное напря­жение зависит от управляющего тока. При работе на модуляторах, собранных на биполярных транзисторах с низкоомным источником сигнала, уровень импульсных помех составляет 10 — 20 мкВ, а тем­пературный дрейф 0,2 — 0,5 мкВ/град.

Значительное влияние на работу модулятора оказывают поме­хи, проникающие на вход усилителя переменного сигнала из цепей управления через паразитные емкости. Эти помехи могут иметь амплитуду до 70 мВ. Чтобы помехи не насыщали усилитель, необ­ходимо применить схему компенсации.

Значительная часть существующих работ по модуляторам по­священа этому вопросу. Рассматриваются различные варианты уменьшения импульсных помех, а также влияние их на точность пре­образования постоянного сигнала в переменный.

Таблица 6.1

Тип микросхемы	Emax, B	Eост, мВ	I0. нА	Rотк. Ом	tвкл. мкс
К101КТ1		0,1
К124УТ1	±30	0,1 — 0,3			—
К162КТ1	±30	0,1 — 0,3			—
К168КТ1.2	—	0,1			1,5
К190КТ1	±20	10-4
К190КТ2	±20	10-4
К701МЛЗЗ	±10	0.02			1,5
К701МЛ36	±30	0,2
К701МЛ37	±30	0,2			1,5
К284КН1А	— 8, +10	—			2,0
К284КН1Б	±10	—			2,0

Примечание: E_mаx — максимальное напряжение переключаемого сигнала; E_ост — остаточное напряжение; I₀ — ток утечки; Rотк — сопротивле­ние открытого ключа; t_вил — время включения.

В табл. 6.1 приводятся параметры интегральных микросхем, которые применяют для переключения аналоговых сигналов.

⇐ Предыдущая9101112131415161718Следующая ⇒

Общие условия выбора системы дренажа: Система дренажа выбирается в зависимости от характера защищаемого…

Поперечные профили набережных и береговой полосы: На городских территориях берегоукрепление проектируют с учетом технических и экономических требований, но особое значение придают эстетическим…

Кормораздатчик мобильный электрифицированный: схема и процесс работы устройства…

Механическое удерживание земляных масс: Механическое удерживание земляных масс на склоне обеспечивают контрфорсными сооружениями различных конструкций…

Главная — указатель статей

Последнее обновление 16.12.2014

Активный режекторный фильтр Twin-T
Путь к анализу искажений с высоким разрешением

Обновление — я получил несколько электронных писем….
Я разработал и построил этот фильтр Active Twin-T, потому что я изучал характеристики искажений генераторов со сверхнизкими искажениями и хотел иметь возможность их оценить. во всем звуковом диапазоне, по крайней мере, до 20 кГц, а также, если возможно, до более высоких частот. Таким образом, описанная здесь схема полностью настраивается в диапазоне от 20 Гц до 20 кГц.

Отлично, если вы хотите оценить осцилляторы, но как насчет других вещей? Я получил электронные письма от людей, которые просто хотят протестировать другие устройства, такие как звуковые предусилители и усилители мощности, и им нужен более простой дизайн, возможно, с несколькими фиксированными частотами. Хорошо, ответил я, это можно сделать, и в этой статье действительно содержится вся информация, необходимая для внесения такого изменения. Но это заставило меня задуматься, что действительно нужно для этого?

Ситуация такая: этот активный режекторный фильтр Twin-T работает в сочетании с каким-либо аналого-цифровым преобразователем (АЦП) и программным обеспечением анализатора спектра на ПК. Я использую два разных АЦП: EMU-0204 и QuantAsylum QA-400. Оба этих устройства имеют очень хорошие характеристики АЦП, но они также включают в себя очень хорошие цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП), и эти ЦАП позволяют им выводить синусоидальные сигналы с очень низким уровнем искажений.

Эта возможность бесполезна при оценке осцилляторов, поэтому я не останавливался на ней ранее. А вот для тестирования аудиокомпонентов это крайне полезно. Обратите внимание, что эти возможности также уже встроены в звуковые функции большинства современных компьютеров, и в целом они работают очень хорошо, если не так хорошо, как только что упомянутые внешние компоненты.

Насколько низко? Современные компьютеры теперь имеют аудиосистемы, которые предлагают 24-битное разрешение как в АЦП, так и в ЦАП, с частотой дискретизации до 96 кГц, а в большинстве случаев до 192 кГц. Результатом являются возможности анализа спектра АЦП, которые могут разрешать уровни отдельных компонентов искажения в среднем диапазоне звуковых частот ниже -100 дБ (0,001%), а большинство из них могут достигать -120 дБ (0,0001%) и более.

Что касается ЦАП, среднеполосные (1 кГц) продукты могут быть значительно ниже -90 дБ, а многие могут опускаться ниже -100 дБ. Для большинства аудиотестов производительность этих комбинированных устройств более чем достаточна. Использование пакета анализа спектра, такого как ARTA (см. ссылку ниже), позволяет вам подключить выход ЦАП к входу АЦП в режиме «петли», чтобы оценить наилучшую возможную производительность вашего компьютера. Вы можете видеть отдельные гармонические составляющие, и пакет может автоматически рассчитать для вас общее гармоническое искажение плюс шум (THD+N).

Вам нужен Active Twin-T? Только если ваше снаряжение действительно ультрасовременное — знаете, SOTA. Я не пытаюсь отговорить вас от создания этого режекторного фильтра, но если он вам действительно не нужен, придется проделать большую работу. Но, допустим, он вам нужен — нужны ли вам все его возможности?

Практические реалии испытаний Любое достойное звуковое оборудование будет иметь искажения на частоте 100 Гц или даже на частоте 20 Гц примерно такие же низкие, как на частоте 1 кГц, за исключением возможных ограничений питания в усилителях мощности или проблем с трансформатором в ламповом оборудовании; а измерения на частоте 20 Гц часто трудно выполнить из-за гармоник и шума, связанных с линией электропередач. Итак, вам нужно провести испытания с Twin-T? Я считаю, что тестирование ЦАП/АЦП даст вам необходимую информацию на низких частотах, если вам вообще нужно тестировать там, даже с оборудованием SOTA — если ваши результаты с Twin-T великолепны на 1 кГц, нет причин делать больше. чем проверить с базовой аудиосистемой ЦАП/АЦП на более низких частотах.

На более высоких частотах проблемы немного другие. На частотах выше 20 кГц производительность тестового генератора и/или входного буферного усилителя АЦП станет проблемой, даже если они очень хорошие, поэтому на частотах 50 или 100 кГц просто используйте комбинацию ЦАП/АЦП аудиосистемы. Осталось протестировать между 1кГц и 20кГц.

Таким образом, очевидно, что тестирование на частоте 1 кГц (или близкой к ней) является важным квалификатором и количественным показателем качества звукового оборудования. Из него можно сделать вывод о производительности в целом. Теперь возникает пара вариантов: 1) Вы можете сделать Twin-T, который работает на 1 кГц и на 10 кГц, что включает (как описано в статье ниже) переключающие конденсаторы и использование одного набора (фиксированного и переменного) номиналов резисторов. Или 2) вы можете протестировать на частотах 1 кГц и 20 кГц, что опять-таки предполагает переключение колпачков. Или 3) можно тестировать на 2кГц и 20кГц, что аналогично первому варианту. Или 4) вы можете протестировать на 1 кГц, 10 кГц и 20 кГц, более сложную сборку, переключая как наборы конденсаторов, так и наборы резисторов. Мне лично нравится вариант 1. Но многие аудиодизайнеры последовали примеру Боба Корделла и рассматривают соотношение искажений от 1 кГц к 20 кГц как меру качества; для этого вам нужен вариант 4.

Теперь о сборке…

Базовая информация
Анализаторы искажений делятся на две основные группы: анализаторы полных гармонических искажений (THD) и анализаторы спектра (включая анализаторы волн). Анализаторы THD представлены такими устройствами, как знаменитый HP 339A, и устройствами Sound Technology, такими как 1701A, и устройствами Tektronix, такими как TM AA501A. Анализаторы спектра (и волновые анализаторы) для аудио представлены такими устройствами, как HP 3580A, HP 3581A и HP 3586A, Tektronix 7L5, а в последнее время — такими устройствами, как AP One от Audio Precision; у других производителей инструментов также есть устройства для использования со звуком, такие как Rhode & Schwartz и другие. Во всех таких анализаторах используются фильтры высокой добротности, либо полосовые, либо режекторные, чтобы отделить основную часть сложного сигнала от его гармонических составляющих, которые рассматриваются как нелинейности или примеси в сигнале; или настроиться на очень узкую полосу частот, чтобы выделить и измерить уровень одной конкретной частоты.

Вообще говоря, анализаторы THD отключают основную частоту и измеряют часть или все оставшееся в сигнале, в то время как анализаторы волн и спектральные анализаторы резко настраиваются на отдельные частотные компоненты для измерения их частоты и уровня. Волновые анализаторы могут рассматривать только один спектральный компонент за раз, но многие из них могут отображать уровни спектральных компонентов, прокручивая высокодобротный настроенный фильтр в интересующем диапазоне частот. Анализаторы спектра по своей природе охватывают интересующий диапазон сигнала, чтобы построить график зависимости амплитуды (амплитуд) от частоты.

Дело в том, что такие сложные инструменты могут быть дорогими и могут служить или не служить для выявления чрезвычайно низких уровней нелинейности в высококачественном звуковом оборудовании. Я столкнулся с этой проблемой непосредственно, когда хотел измерить искажение генератора, который я модифицировал, IG-18 #1. У меня был под рукой старый, но очень исправный HP 334A THD Analyzer. К сожалению, он не мог измерить искажения ниже 0,01% на частоте 1 кГц, и я был уверен, что осциллятор лучше этого. Как говорил Пол Клипш, цитируя закон Барнарда: «Вы не можете сделать то, что не можете измерить, потому что вы не знаете, когда это будет сделано».

Современные технологии очень помогли таким людям, как я, поскольку компьютеры обычно имеют довольно приличные встроенные возможности цифрового звука. Естественно, инженеры-программисты создали ряд очень полезных инструментов, позволяющих воспользоваться этими возможностями, включая программное обеспечение для анализа спектра. Но я знал по опыту, что даже очень хорошие звуковые возможности ПК, будь то встроенные, подключаемые звуковые карты или USB-модули, не позволяли проводить измерения, которые меня интересовали — измерения КНИ ниже 0,002%. Я попробовал генератор своего проекта со звуковым USB-адаптером от Griffin Technologies под названием «iMic» и получил очень хорошие, но не отличные результаты. Была ли проблема связана с генератором, ПК, программным обеспечением анализатора или со всеми тремя?

Я построил еще один осциллятор, в котором, как я был уверен, была отличная производительность, конструкция с переменным состоянием, разработанная Бобом Корделлом. Я встроил его во второе шасси Heath IG-18, IG-18 #2, BIG-18. ПК и iMic измерили его ниже 0,005%, но результаты были сомнительными — шум и много паразитов. Я был уверен, что осциллятор лучше, и что проблема была в динамическом диапазоне оборудования. Затем я обнаружил, что мой компьютер имеет 24-битный цифровой звук 96 кГц на борту (звук удара головой о стену…), поэтому я решил использовать замечательное программное обеспечение ARTA Audio Analysis. который включает в себя функцию анализатора спектра с высоким разрешением. ARTA и ПК снизили IG-18 #2 до THD менее 0,002% на частоте 1 кГц; это очень хорошо, но действительно ли осциллятор лучше? Я должен был знать.

Я рассудил, что если объединить режекторный фильтр со встроенной функцией звука и программным обеспечением ARTA, я смогу расширить диапазон измерения компьютера, чтобы увидеть продукты искажения на низких уровнях. Будет ли это работать?

Фильтр Twin-T
Мне нужен был простой и относительно дешевый способ измерения очень низких уровней искажений. Тогда я не был готов покупать высокоточный анализатор THD или волновой анализатор — я думал, что смогу сэкономить. Много лет назад я построил пассивный узкополосный режекторный фильтр Twin-T, настроенный на 1 кГц, для быстрых и точных измерений усилителей и генераторов. Twin-T является наиболее привлекательным режекторным фильтром с точки зрения производительности — его можно (с осторожностью) настроить на глубину режекции более 100 дБ, хотя процесс настройки немного (!!!) привередлив. Проблема в том, что: а) их трудно настроить в диапазоне частот, б) для наилучшего звучания требуется множество регулируемых частей, и в) они ослабляют интересующие гармоники в разной степени, так что вы не можете легко настроить их. измерение уровня с помощью вольтметра или осциллографа переменного тока и знать, какой поправочный коэффициент применять.

Типичный пассивный фильтр Twin-T ослабляет 2-ю гармонику настроенной частоты примерно на 9,4 дБ. Это много, а 3-й H. ослабляется более чем на 5 дБ. Учет вариаций только этих двух гармоник делает точные измерения невозможными. Причина этого в том, что, хотя вырез у Twin-t очень глубокий, полоса пропускания фильтра в точках -3 дБ слишком широка; другими словами, Q слишком низкий. Ясно, что необходима некоторая форма повышения резкости полосы частот фильтра.

Например, поиск по запросу «twin-t filter» приведет вас к ряду статей о реализации активного twin-t. Общая форма фильтра Active Twin-T показана ниже. Здесь операционный усилитель U1 с FET-входом буферизирует фильтр, а U2 обеспечивает активную положительную обратную связь. Нет необходимости в регулировке усиления благодаря нулевым вносимым потерям. Полоса пропускания Notch, или «Q», контролируется соотношением двух резисторов Rb — слишком резкое, и его трудно настроить; слишком широкий, а затухание гармоник чрезмерное. Показанное значение 10*Rb является приблизительным — точное соотношение будет указано ниже на схеме.

Преимущества     Как показано в приведенном выше примере, Twin-T легко адаптируется к конструкции активного фильтра с обратной связью для повышения резкости выреза и, таким образом, делает ненужными поправочные коэффициенты. Два набора переключаемых резисторов (большие потенциометры плохо работают для высокого разрешения из-за зернистости и большой чувствительности к температуре) и маленькие прецизионные потенциометры в каждом плече (с масштабированными значениями) могут заменить резисторы R, показанные ниже, чтобы получить с высоким разрешением, а при большой осторожности и еще большем терпении такой анализатор способен обеспечить чрезвычайно высокий уровень производительности, в диапазоне нескольких частей на миллион или даже намного выше.

Я считаю Twin-T лучшим типом фильтра для активного дизайна, несмотря на его относительную сложность, потому что обратная связь используется только для повышения добротности фильтра — в других формах фильтра обратной связи, использующих алгебраическое суммирование, обратная связь используется для настройки для согласования фазы и амплитуды, и мой опыт показывает, что это приводит к появлению продуктов искажения низкого порядка. На самом деле, все суммирующие анализаторы, которые я рассматривал, имеют довольно высокий уровень искажений второй гармоники в нулевом усилителе. Серия HP 331-334, например, имеет минимальный уровень искажений 0,01% (-80 дБ), что полностью связано с уровнем 2-го H в режекторном фильтре моста Вина. Точно так же HP 339Анализаторы серии A и HP 8903, выдающиеся инструменты, имеют нижний предел измерений около 0,001% (-100 дБ), опять же полностью из-за уровня 2-го H. используемых ими суммирующих режекторных фильтров.

Впервые я столкнулся с этой формой режекторного фильтра Active Twin-T в статье Джона Л. Линсли-Худа в журнале Wireless World в конце 1970-х годов. Эта конструкция зацепила меня, поэтому я решил попробовать заставить ее работать с новыми доступными тихими операционными усилителями с низким уровнем искажений, такими как Burr-Brown OPA134. Я макетировал схему, как описано в IG-18 #2. Он работал очень хорошо, но только на одной частоте. Мне нужно было уметь его настраивать. Я построил схему, используя переключаемые конденсаторы для настройки диапазона и потенциометры для элементов настройки амплитуды. Это сработало, но горшки с углеродным составом, которые я использовал, были подвержены проблемам с температурой, шумом и дрейфом.

Это работает… в основном
Я провел некоторые измерения и обнаружил, что не только трудно настроить и невозможно удерживать нулевое значение, но и уровень шума всей системы скрывал компоненты искажения. Проверка линейности амплитуды с помощью прецизионного аттенюатора показала, что уровни ниже -100 дБ сжимались системой ПК и давали плохие результаты. С другой стороны, затухание фильтром 2-й частоты составляло всего 0,5 дБ, а 3-й частоты — менее 0,2 дБ, так что мне больше не приходилось беспокоиться о точных измерениях уровней гармоник.

Решил пересобрать. Перестройка будет иметь три диапазона для звукового диапазона 20 Гц-20 кГц — 20 Гц-200 Гц, 200 Гц-2 кГц, 2 кГц-20 кГц, что дает грубую настройку в диапазоне от «20» до «200». В нем были бы переключаемые металлопленочные резисторы для стабильности и точности настройки нуля, и у него был бы дополнительный усилитель для переключения усиления на 20 дБ на выходе фильтра, чтобы получить более широкий динамический диапазон — солидные 120 дБ. Блок будет иметь питание от батареи для большой помехоустойчивости.

Я уже был в этом активном фильтре из-за стоимости нескольких горшков от Radio Shack, операционных усилителей (которые у меня все равно были) и 3-х полюсного, 4-х позиционного переключателя. Я мог бы потратить немного больше — второй осциллятор стоил *значительно* немного больше. Я пошел в магазин товаров для хобби Майкла, который является общенациональной сетью, и купил маленькую тонкую стальную коробку размером 8 x 6 x 3 дюйма с крышкой, чтобы положить все за 5 долларов (с тех пор я обнаружил, что у Майкла есть только эти Я заказал два 4-контактных 23-позиционных переключателя у поставщика eBay в Гонконге — эти переключатели используются в аттенюаторах регулировки громкости для высококачественного аналогового звука предусилители и тому подобное — они были недешевыми, но очень хорошими переключателями. Они позволили мне использовать 1% металлопленочные резисторы в качестве элементов настройки для двух из трех уровней точности настройки. Такое расположение дает большую настраиваемость и стабильность. У меня была под рукой пара 500-омных потенциометров с десятью витками, купленных несколько лет назад у друга как раз на такой случай.0009

Резисторы
Мне пришлось решить, какие размеры резисторов использовать для переключателей. Я хотел, чтобы конденсаторы диапазона было легко купить и отсортировать по допуску. Я полагал, что крышки со значениями «10» будут самыми дешевыми и простыми. Учитывая расчет частоты настройки, пара конденсаторов моста 10 нФ и конденсатора столба 20 нФ (две 10-ки параллельно) будут настроены на 1 кГц с общим сопротивлением 15,9 кОм для каждого из резисторов моста и половиной этого или 7,95 кОм для R столба. , Низкая шкала, 200 Гц потребуется около 790,6 кОм в мосте Rs и 39,8 кОм в столбе R. На дальнем конце, 2 кГц, мост Rs будет 7,96 кОм, а столб R 3,98 кОм.

С помощью 23-позиционных переключателей грубой и средней настройки и десятиоборотных потенциометров для точной настройки два моста Rs и столб R можно разделить для получения высокого разрешения. Три секции каждой ветви расположены последовательно. Если среднее и точное Rs могут стать равными нулю, то минимальное R для каждой ветви грубой настройки на верхнем конце диапазона может быть немного ниже требуемых значений R. Было удобно использовать грубый резистор R в каждой ветви в качестве ограничительного R последовательно с переключаемыми ступенями, что задавало максимальную настроенную частоту чуть выше «200» конца шкалы, и повышало общий ряд R, чтобы дать на другом конце частота чуть ниже «20» конца шкалы.

Лучше всего было бы масштабировать резисторы в логарифмическом масштабе, чтобы ступени частоты были равномерно распределены по панели и ручке. Но это означало странный набор резисторов, а на низких частотах тонкая настройка, которая была недостаточно точной, с противоположной проблемой на другом конце шкалы, где самая тонкая детализация резистора была бы слишком грубой. Итак, я пошел по простому пути и использовал одинаковые резисторы для каждого шага, в результате чего получилась некрасивая, но работающая шкала. Грубая настройка использует 3,24 кОм для каждого шага моста Rs и 1,62 кОм для каждого шага столба R. Это удобно, потому что это стандартные размеры металлопленочных резисторов 1% — и два дополнительных последовательных резистора в каждой ветви. максимально возможную частоту сделать около «245», с минимальной частотой около «19.»

Для средней настройки второго уровня мне нужны были значения резисторов, которые в сумме давали бы несколько больше, чем один шаг переключателя грубой настройки. Я выбрал 165 Ом для моста Rs (23 * 165 = 3,795 кОм) и половину это или 82,5 Ом для опоры R — опять же, это стандартные значения 1%. Потенциометры на 500 Ом были хороши как есть и могли быть шунтированы при необходимости для большего разрешения

Конденсаторы
Единственными оставшимися проблемами были сортировка колпачков и с поправкой на отклонения в значении крышки. Я купил несколько 5%-ных крышек в размерах 100 нФ, 10 нФ и 1 нФ, чтобы я мог выбрать допуск. У меня есть хороший маленький 3-1 / 2-разрядный измеритель крышки, и при этих значениях это могло бы приблизить меня к допускам 1%, соответствуя допускам резисторов.Даже в этом случае некоторые отклонения могли бы опрокинуть тележку.Так что я поставил 1k потенциометр последовательно с каждой из трех ветвей и возился, пока не получил хороший нуль на обоих концах диапазона и между диапазонами; возможно, вам придется добавить некоторое сопротивление к одному из горшки, чтобы все работало надежно.

Вот принципиальная схема — DDB, участник веб-сайта DIYAudio, сделал удобочитаемую схему фильтра. Вы можете развернуть изображение в большинстве браузеров для большей детализации или сохранить изображение на рабочем столе и развернуть его в любой программе просмотра JPG для удобства просмотра:

Значения грубого шага составляют 3,24k и 1,62k, а значения среднего шага — 165 и 82,5. Это все стандартные значения 1%.

Но Патрик Тернер поднял вопрос об использовании менее точных (и менее дорогих) деталей. Резисторы могут быть выбраны из серии от 5% до 1% или выше практически с любым 3-1/2-разрядным цифровым мультиметром — абсолютная точность не важна, важно только относительное значение одного к другому и поддержание очень близкого значения 2: 1 соотношение для значений моста и столба. Удобные номиналы резисторов 5%: 3k и 1.5k для грубого переключателя и 150 и 75 для среднего переключателя. Резисторы из углеродной пленки отлично работают в этом приложении, но металлические пленки лучше во всех отношениях.

Мое личное мнение состоит в том, что сортировка деталей — это мучение, и, учитывая, что 1-процентная металлическая пленка легкодоступна по разумной цене, покупка в 10 или 20 раз большего количества 5-процентных углеродных пленочных резисторов, чтобы получить те, которые вам нужны, в конечном итоге не будет большая экономия.

И последний вопрос — тонкая настройка потенциометров. Потенциометры с проволочной обмоткой на 500 Ом, которые я использовал, немного зернисты для достижения нуля выше 100 дБ, но это то, что у меня было — всего пара 200-омных угольных горшков может быть всем, что нужно. Когда вы используете анализатор спектра, вам просто нужно в значительной степени избавиться от основной составляющей — 40 дБ кажется хорошим, а 60 дБ нулевого уровня достаточно. Однако для показаний с помощью измерителя вы хотите, чтобы основная гармоника исчезла, и может потребоваться два этапа тонкой настройки потенциометров, чтобы удерживать нули более -100 дБ, если вы действительно можете удерживать такой глубокий нуль достаточно долго. Вам могут понадобиться угольные горшки на 500 Ом и 100 Ом последовательно. С текущими настройками я могу удерживать нулевое значение 100 дБ в течение короткого времени, скажем, 10 или 20 секунд — достаточно долго, чтобы считать показания счетчика. Я могу удерживать -110 дБ в течение секунды или двух — недостаточно долго, чтобы измеритель установился и начал считываться.

Насколько хорошо это работает?
Отличный вопрос, и у меня есть отличный ответ — очень хорошо. Вот спектр генератора HP 339:

Спектр выходного сигнала генератора HP 339A при 0 dBu на частоте 1 кГц, обнуленный с помощью Active Twin-T;
Значения по оси Y фактически на 20 дБ ниже из-за дополнительного усиления в фильтре

Обратите внимание, что ноль соответствует фактическому значению -100 дБн, а 2-я и 3-я гармоники фактически имеют значение -120 дБ каждая. Горб в минимальном уровне шума на нулевой частоте вызван потерей обратной связи на нулевой частоте и точно повторяет форму кривой шума для этой конфигурации усилителя и фильтра.

Вот несколько фотографий конструкции:

Внутренняя верхняя панель фильтра, показывающая расположение деталей

Крупный план одного из 23-позиционных переключателей — используются три из четырех полюсов

Верхняя часть устройства

I надеюсь, вы впечатлены тем, на что способны относительно простой активный фильтр, некоторое обычное компьютерное оборудование и очень хорошее программное обеспечение. Это производительность, с которой не может сравниться аналоговый анализатор THD, и он работает каждый бит так же хорошо на частоте 10 кГц, как и на частоте 1 кГц. Конечно, пропускная способность системы дискретизации АЦП компьютера должна быть достаточно высокой, чтобы вы действительно могли видеть важные продукты искажения, и это основное ограничение этой комбинации. Мой компьютер 24-битный, 9Выборка 6 кГц, поэтому я могу получить полезные спектральные продукты примерно до 46 кГц — этого достаточно для работы на 10 кГц, но не на 20 кГц. Если бы у меня был 24- или 30-битный звук с частотой 192 кГц, тогда звуковой диапазон был бы полностью охвачен.

Фактические измерения    Надо сказать, что мысленно или физически вычислять среднеквадратичную сумму произведений очень сложно; этот фильтр можно улучшить, добавив низкочастотную и высокочастотную фильтрацию полосы остановки для считывания результатов с помощью измерителя среднеквадратичного значения — и это выполнимо, но считывание этих результатов также требует гораздо большего усиления, чтобы сделать эти продукты 1 ppm достаточно большими для измерения большинством измерителей. — скажем, еще 60 дБ усиления. Я могу просто смотреть на спектры и оценивать сумму произведений или просто рассматривать их по отдельности. Очень приятно знать, какие продукты большие, а какие нет, поэтому я нахожу отображение спектра очень полезным.

Тем не менее, ARTA предлагает решение — вы можете попросить его рассчитать среднеквадратичную сумму только компонентов искажения, а также среднеквадратичную сумму THD + шум. Если вы обнулите основную частоту точно на 60 дБ, затем прочитаете расчетные значения ARTA и разделите на 1000, вы получите значения, эквивалентные показаниям измерителя THD, за исключением, конечно, отсутствия фильтрации шума. ARTA позволяет отфильтровывать низкочастотный фон и шум из рассчитанных значений, даже если они не удаляются из отображения спектра. 60 дБ — хорошее значение для нуля, потому что оно достаточно высоко над шумом, чтобы поддерживать устойчивую основную амплитуду, и достаточно низко, чтобы гарантировать, что остаточные значения звуковой системы ПК не будут проблемой. И если вы добавите усиление от усилителя фильтра +20 дБ, обязательно включите его.

Что немаловажно, ARTA дает вам грубый, но эффективный способ управления полосой пропускания измерения — изменение частоты дискретизации — мне часто требуется полоса пропускания 10 кГц для измерения искажения + шума основных частот 1 кГц, чтобы исключить высокочастотные помехи. шум, который не имеет значения, но все же искажает числа. Я просто меняю частоту дискретизации на 22 кГц, и расчетные значения ARTA обрезаются примерно на 10 кГц; для полосы пропускания 20 кГц я выбираю выборку с частотой 44,1 или 48 кГц. Результаты оказались очень близкими к измеренным среднеквадратичным значениям с аналогичной полосой пропускания.

Эта система фильтров усилителя достаточно тихая, поэтому коэффициент усиления постфильтра может быть повышен еще больше, если оборудование, с которым вы работаете, может выиграть от дополнительного разрешения. В отличие от анализатора THD, уровень измерения анализатора спектра не определяется глубиной нуля основной гармоники, поэтому вы действительно можете увидеть чрезвычайно низкий уровень искажений.

Обновление от 13 апреля 2011 г. — Ларри Берк задал мне хороший вопрос об аттенюаторе на входе в случае тестирования усилителей мощности на высоких уровнях. Эта схема любит работать от источника с относительно низким Z — выход усилителя мощности хорош. Как и выход операционного усилителя. Схема несколько чувствительна к источнику Z, как по уровню, так и по добротности. Например, на частоте 1 кГц источник на 600 Ом вызывает падение уровня верхней полосы пропускания на 0,28 дБ и несколько смягчает добротность. Как правило, наименьшее сопротивление на входе будет составлять около 3/4 от общего сопротивления одного плеча моста. Например, на частоте 1 кГц сопротивление одного плеча моста составляет около 15,9 Ом.кОм, что делает входное сопротивление примерно 12к. По мере снижения частоты входное сопротивление значительно увеличивается, поэтому в нижней части диапазона сопротивление будет в 5 раз выше.

Для высоких уровней сигнала, например от мощных усилителей, я рекомендую использовать двухрезисторный делитель напряжения с нижней ветвью 100 Ом и верхней ветвью, подходящей для получения необходимого коэффициента деления, но может быть важно добавить некоторая емкость на резисторе нижнего плеча, чтобы компенсировать остаточный шунт C вокруг резистора верхнего плеча, создавая аттенюатор с частотной компенсацией, который поддерживает частотную характеристику плоской до 100 кГц. При использовании анализатора спектра на базе ПК старайтесь поддерживать выходной уровень фильтра в диапазоне от 0,5 до 1 VRMS. Пока делитель напряжения достаточно точен, вы можете контролировать входной сигнал аттенюатора с помощью вольтметра, и вы будете знать входной уровень фильтра по определению.
###

Обновление от 21-12-2011 — До недавнего времени я использовал встроенный звуковой вход моего ПК для выполнения аналого-цифрового преобразования (АЦП). Но я был ограничен в верхней полосе пропускания максимальной частотой дискретизации 96 кГц, а линейность была немного подозрительной. Я хотел посмотреть на продукты с более высокой частотой. Наличие АЦП с частотой дискретизации 192 кГц позволило бы разумно оценить, по крайней мере, продукты искажения низкого порядка вплоть до 80 кГц, что позволило бы мне рассмотреть фундаментальные характеристики вплоть до 20 кГц.

Посмотрев относительно недорогие «звуковые карты», я выбрал USB-адаптер E-MU 0204. Оказалось, что у него меньше шумов и искажений, чем у моей бортовой системы.

Обновление от 07.06.2012 —
У меня остались вопросы о линейности АЦП EMU 0204. Измерения, сделанные с помощью узкополосного режекторного фильтра Active Twin-T, не могут быть лучше, чем линейность используемого с ним АЦП. Я невольно столкнулся с тем, что ARTA выбрала неправильный драйвер для EMU 0204 при запуске; идиот, использующий программное обеспечение, не заметил, что это происходит. Это вызывало всевозможные странности. Поэтому я убедился, что драйвер ASIO загружен в ARTA, и подключил свой прецизионный аттенюатор HP 353A к HP 339.Выход генератора с выходом 353A, подключенным к линейному входу EMU, дает мне общий диапазон затухания более -150 дБ — этого достаточно. 353A рассчитан на максимальную погрешность +/- 0,5 дБ во всем диапазоне, и я знаю, что аттенюатор в 339A лучше, чем 0,2 дБ во всем диапазоне.

Я установил в программном обеспечении ARTA опорный уровень 0 дБВ, используя источник точно 1 VRMS (хорошо иметь точный вольтметр переменного тока — как минимум цифровой цифровой мультиметр HP 3458A с 8-1/2 цифрами) на частоте 1 кГц от 339Осциллятор. Затем я увеличил затухание с шагом -10 дБ. Вот мои результаты, в краткой форме. Я буду аннотировать каждый график спектра под ним. Первый — при уровне сигнала -60 дБ:

Это график с широким частотным диапазоном, который четко показывает минимальный уровень шума при заданной частоте дискретизации и размере выборки БПФ. Этот минимальный уровень шума представляет собой комбинированный уровень шума генератора и АЦП. Обратите внимание на отображаемое значение курсора — я установил курсор на каждом графике, чтобы показать точный центр частоты генератора — мне пришлось настроить генератор так, чтобы он попадал в центр полосы, отображаемой aRTA, для достижения наилучших результатов, но это не так. не имеет решающего значения. Я усреднил каждый график по 50 образцам, чтобы уменьшить дрожание и шумовые эффекты.

Вот график для -120dBV:

Обратите внимание на ошибку +0,1 дБ — я не знаю, ошибка ли это аттенюатора или ошибка АЦП.

Вот тот же сюжет крупным планом:

Теперь ошибка составляет +0,15 дБ.

Вот график для -130 дБВ:

Ошибка составляет +0,3 дБ.

Наконец, просто чтобы произвести впечатление, вот график широкого спектра при -140 дБВ:

Обратите внимание, что небольшой выброс осциллятора закрыт курсором и находится между двумя большими шумовыми выбросами. ARTA сообщает, что ошибка меньше +1 дБВ.

Теперь возможно, что комбинированные ошибки двух аттенюаторов и нелинейность АЦП в совокупности обнуляют друг друга. Если да, то это хороший результат, и я возьму его.
###

Я провел некоторую оценку EMU и начал размышлять над вопросом: откуда берутся остаточные искажения? В моей тестовой установке есть три источника искажений — осциллятор, фильтр Twin-T и EMU.

У меня нет генератора без искажений. Использование цифрового генератора в программе анализатора ARTA, подаваемой через ЦАП электропоезда, не является решением проблемы — искажения низкие, но недостаточно низкие. Мой генератор HP 239 имеет низкий уровень искажений, как и генератор анализатора HP 339 Analyzer — это генераторы с самым низким уровнем искажений, которые у меня есть. Но насколько малы их искажения? Чтобы правильно оценить остаточное искажение фильтра Twin-T и АЦП EMU, я должен иметь генератор с продуктами искажения ниже -140 дБ и ниже, если это возможно. Ну, это не произойдет прямо сейчас, хотя мой друг Дэвид Барбер работает над этим. Все, что я могу сказать, это: «Оставайтесь с нами».

Что я сделал, так это сделал несколько спектров выходного сигнала 10 кГц от HP 239, используя различные комбинации настроек уровня и другой передачи. Описания следуют за каждым спектром. Я выбрал 10 кГц для проверки, потому что, хотя осциллятор имеет меньшие искажения на 1 кГц, то же самое делают Twin-T и EMU. 10 кГц немного больше напрягают все. Я решил использовать 1 VRMS в качестве максимального выходного сигнала из 239, потому что это уровень, с которым EMU хорош при умеренном усилении входного усилителя. С этими настройками EMU обрезается на входе чуть более 3 дБВ, поэтому 0 дБВ удобно ниже полномасштабного входа, но достаточно высок, чтобы обеспечить наименьшие искажения АЦП. Я пытался найти наилучшее соотношение искажения + шума и уровня, но это действительно сложно оценить, когда все в сигнальной цепочке в любом случае находится на самых низких уровнях. Это, как говаривал Пол Клипш, «доение мышей».

Чего можно ожидать от EMU, учитывая его 24-битное разрешение? это динамический диапазон 144 дБ! Но шум и искажения серьезно ограничивают эту максимальную производительность, включая влияние входного усилителя. Это открытый вопрос о том, чего можно ожидать здесь от любого механизма.

Спектр 1 —

Это 239, подаваемый непосредственно в электропоезд. Указанные уровни спектра относятся к 0dBV = 1VRMS. Аттенюатор 239 настроен на 1 В, но это его уровень при нагрузке 600 Ом, поэтому ручка переменной регулировки настроена на -6 дБ для выхода 1 В. 239выход питает пассивный потенциометр аттенюатора на 30 кОм (установленный почти на полную мощность), который питает EMU. 2-я и 3-я гармоники составляют около -100 дБ, что является искажением всей системы EMU — входного усилителя плюс АЦП — на этом входном уровне; HP 239 ниже. Таким образом, эти уровни искажений являются минимальными для E-MU при почти полной шкале входного сигнала.

Обратите внимание на рост уровня шума при увеличении частоты. Я предполагаю, что это артефакт шумоподавляющей фильтрации сигма-дельта преобразователя E-MU. Расчетный THD ARTA составляет 0,0021% (-94 дБ) выглядит правильно по сравнению с уровнями продукта.

Спектр 2 —

Это то же самое, что и 1, за исключением того, что выходной аттенюатор 239 установлен на 0,1 В, падение на 20 дБ на входе в EMU. Уровни искажений уменьшились почти на 30 дБ, а не на ожидаемые 20 дБ, что противоречит здравому смыслу, поскольку искажения АЦП возрастают по мере снижения уровня. Таким образом, это может быть пониженное искажение входного усилителя EMU на 20 дБ ниже, приближая нас к полу для EMU в целом, но мы также можем приближаться к искажению генератора.

Рассчитанный ARTA THD в 0,0041% выглядит совершенно неверным по сравнению с уровнями продуктов на экране — у меня нет объяснения. Все, что выше 40 кГц, кажется ложным мусором — там есть сигнал 5-й гармоники 50 кГц, но он модулируется линейным и / или другим шумом, и его истинный уровень не виден.

Следующий вопрос: добавляют ли усилители Twin-T искажения? Итак, сначала спектр Twin-T в режиме установки уровня, затем спектр в режиме фильтра:

Спектр 3 —

Это то же самое, что и Spectrum 1 с Twin-T в цепи. Twin-T находится в режиме заданного уровня, поэтому фильтрация отсутствует. Имеются небольшие различия в относительных уровнях произведений 2-й и 3-й гармоник по сравнению с 1, но общее искажение примерно такое же. Так что Twin-T ничего особенного не добавляет.

Спектр 4 —

Здесь Twin-T находится в режиме фильтра, что видно по низкому уровню основной частоты. Уровни продукта искажения относятся к уровню 0 дБВ. Низкая основная частота делает расчет THD ARTA трудным для соотнесения с уровнем 0dBV, но он дает правильный расчет для THD около 0,0005%, что довольно хорошо для генератора с частотой 10 кГц. Важны уровни продуктов по сравнению с уровнями в Spectrum 3. Уровни упали на 10 дБ или более, что означает, что искажения EMU снизились, но не так сильно, как в Spectrum 2, указывая на то, что мы видим либо остаток 239 л.с.генератора или остатка фильтра Twin-T, или обоих. Что он?

Спектр 5 —

Это то же самое, что и 4, но выходной аттенюатор генератора снижен на 10 дБ — это не меняет искажения относительно уровня, а просто меняет уровень. Если искажение в основном исходит от Twin-T, то более низкий уровень должен привести к падению уровней продуктов более чем на 10 дБ. Если искажение исходит главным образом от генератора, то произведение должно падать на ту же величину, что и затухание выходного сигнала — 10 дБ. Как видно, продукты падают почти ровно на 10 дБ, что указывает на то, что мы наблюдаем искажение 10 кГц у HP 239..

Учитывая выдающуюся линейность АЦП EMU, этот результат означает, что Active Twin-T и EMU 0204 вместе обеспечивают точное отображение очень низких уровней искажений — в районе -130 дБ или ниже — в осцилляторах и других устройствах. электронный редуктор.

Обновление от 28.10.2012 —
Упрощенная конфигурация для нескольких частот
У меня было несколько запросов на дополнительную информацию о стоимости деталей и возможных модификациях, и я думал об удобстве использования фильтра . Я обнаружил, что в основном использую его на 1 кГц и 10 кГц, с другими частотами очень редко. Конструкцию легко упростить, чтобы сделать всего несколько частот с гораздо менее сложным переключением подстроечных резисторов. Возможным недостатком является небольшой диапазон настройки, но большинство генераторов, которые будут использоваться в качестве источников, также могут быть настроены. Например, для четырех частот потребуются двенадцать резисторов 1%, самое большее двенадцать конденсаторов (но, вероятно, меньше, в зависимости от выбранных частот) и три 10-витковых потенциометра с проволочной обмоткой — эти потенциометры должны иметь значения 5% или менее от R. значение в частотной формуле.

Приведенное выше подробное описание охватывает формулу для настройки частоты, поэтому выбор резисторов и конденсаторов не вызывает затруднений. Как правило, сопротивление резистора R не должно быть меньше 2 кОм, но чем выше, тем лучше, чтобы избежать нагрузки на источник; если только предельное значение C не слишком мало — это более серьезная проблема на высоких частотах, как покажет небольшая работа с электронной таблицей или калькулятором. Слишком маленькое значение C будет значительно изменено неизбежными паразитными значениями C деталей и проводки, что делает использование, например, на частотах 50 или 100 кГц затруднительным.

alexxlab