8.2 Порядок расчета активных полосовых rc-фильтров

Для расчета активного полосового RC-фильтра необходимо выполнить следующие действия.

1. Проверить, необходимо ли выполнять расчет ФНЧ изображения. Если такой необходимости нет, то выбрать схему реализации и рассчитать единственное звено второго порядка ПФ. В противном случае необходимо выполнить преобразование частот и найти ФНЧ изображения. Дальнейшие расчеты производятся только для последнего случая.

2. Определить минимальный порядок ФНЧ изображения, удовлетворяющий техническому заданию на проектирование фильтра, и число звеньев фильтра изображения.

3. Вычислить нули и полюсы передаточной функции ФНЧ изображения. Для фильтров Баттерворта и Чебышева необходимо вычислить только полюсы передаточной функции.

4. Рассчитать собственные нормированные частоты, добротности и коэффициенты затухания пар комплексно-сопряжённых полюсов.

Если фильтр нечетного порядка, то для звена первого порядка определяется только собственная нормированная частота.

5. Рассчитать параметры ,  и .

6. Выбрать схему реализации звеньев второго порядка фильтра и произвести расчет этих звеньев.

7. Проверить правильность расчета фильтра. Для этого необходимо сравнить характеристики рассчитанного фильтра с данными технического задания. Сделать это можно, промоделировав работу фильтра на компьютере, например, в программе Electronics Workbench 5.0 или Mathcad.

В качестве примера рассчитаем ФВЧ Чебышева для следующих характеристик АЧХ фильтра: 

с = 3 дБ, _з = 20 дБ, f_с = 2500 Гц, f_з = 2000 Гц.

1. Выполняем преобразование частот и находим ФНЧ изображения.

Нормированная частота задержания ФВЧ

.

Нормированная частота задержания ФНЧ изображения

.

Коэффициенты ослабления для ФНЧ изображения берутся такими же, как для фильтра верхних частот, т.е. _с = 3 дБ, _з = 20 дБ.

2. Определяем минимальный порядок ФНЧ изображения, удовлетворяющий техническому заданию:

.

Округляя полученное значение в большую сторону, получаем окончательное значение n = 5. Таким образом, фильтр будет состоять из трех звеньев: двух звеньев второго порядка и одного звена первого порядка.

3. Вычисляем полюсы передаточной функции ФНЧ изображения. Из табл. 5.5 определяем полином знаменателя передаточной функции.

.

Решая уравнение D(p) = 0, получаем 5 полюсов передаточной функции:

.

4. Рассчитываем собственные нормированные частоты, добротности и коэффициенты затухания пар комплексно-сопряжённых полюсов.

Для первой комплексно-сопряжённой пары полюсов:

;

;

;

Для второй комплексно-сопряжённой пары полюсов:

;

;

.

Действительный полюс характеризуется только собственной нормированной частотой

.

В многозвенных фильтрах звенья располагаются в порядке повышения добротности. Поэтому при реализации фильтра первым необходимо установить звено с добротностью

Q_p2 = 2,132, а вторым – звено с добротностью Q_p1 = 8,796. Звено первого порядка можно расположить последним.

5. Выбираем схему реализации звеньев второго порядка фильтра на ИНУН (схема звена показана на рисунке 6.2) и рассчитываем эти звенья.

В результате расчета имеем:

– для первого звена второго порядка:

K = 2, С₁ = С₂ = 4000 пФ, R₁ = 11,7 кОм, R₂ = 8,2 кОм, R₃ = R₄ = 23,4 кОм;

– для второго звена второго порядка:

K = 2, С₁ = С₂ = 4000 пФ, R₁ = 20,9 кОм, R₂ = 11,3 кОм, R₃ = R₄ = 41,9 кОм.

Так как фильтр нечетного порядка, то дополнительно необходимо рассчитать звено первого порядка (схема звена изображена на рисунке 6.3). После расчета имеем:

K = 2, С₁ = 4000 пФ, R₁ = 2,8 кОм, R₂ = R₃ = 56,7 кОм.

Полученные расчетные значения необходимо округлить в ближайшую сторону до значений из стандартного ряда номиналов E24. В итоге получим:

– для первого звена второго порядка:

K = 2, С₁ = С₂ = 3900 пФ, R₁ = 12 кОм, R₂ = 8,2 кОм, R₃ = R₄ = 24 кОм;

– для второго звена второго порядка:

K = 2, С₁ = С₂ = 3900 пФ, R₁ = 20 кОм, R₂ = 11 кОм, R₃ = R₄ = 43 кОм;

– для звена первого порядка:

K = 2, С₁ = 3900 пФ, R₁ = 2,7 кОм, R₂ = R₃ = 56 кОм.

6. Проверяем правильность расчета фильтра. Проверку проведем одновременно в двух программах: Electronics Workbench 5.0 и Mathcad 2000. В программе Electronics Workbench 5.0 собираем полную схему активного трехзвенного фильтра 5-го порядка и с помощью частотного характериографа (Bode Plotter

) измеряем его АЧХ. На вход устройства необходимо подключить источник переменного напряжения, на выход – нагрузку. В программе Mathcad 2000 рассчитаем АЧХ фильтра, использую выражения для частотных передаточных функций звеньев второго и первого порядка, приведенные в данном пособии. АЧХ всего фильтра определяется как произведение АЧХ отдельных звеньев.

Схема моделируемого в Electronics Workbench 5.0 фильтра показана на рис. 8.1. Для проверки правильности расчета в данном примере использованы расчетные номиналы сопротивлений и емкостей (не округленные до ближайших значений из ряда E24).

Расчет АЧХ в программе Mathcad 2000 произведем для тех же значений номиналов резисторов и конденсаторов.

Рис. 8.1. Схема фильтра в программе Electronics Workbench 5.0

АЧХ фильтра в широком диапазоне частот от 1 до 200 кГц по результатам моделирования в программе Electronics Workbench 5.0 показана на рис. 8.2. Для определения коэффициента передачи установлен маркер (вертикальная линия). В правом нижнем углу рисунка показаны координаты точки пересечения линии маркера и АЧХ фильтра – значение коэффициента передачи K и частота f.

Рис. 8.2. АЧХ фильтра в широком диапазоне частот по результатам моделирования

в программе Electronics Workbench 5.0

Аналогичный график, полученный путем моделирования в программе Mathcad 2000, приведен на рис. 8.3. На рисунке также показаны два маркера с числовыми подписями  штриховые линии, пересекающиеся в точке f = 103,8 кГц и K = 18 дБ.

Рис. 8.3. АЧХ фильтра в широком диапазоне частот по результатам моделирования

в программе Mathcad 2000

В полосе пропускания коэффициент передачи должен быть равен произведению коэффициентов передачи отдельных звеньев

(18 дБ).

Как видно из рис. 8.2 и 8.3, на частоте 103,8 кГц коэффициент передачи с высокой точностью равен заданному значению 18 дБ.

Так как проектируемый фильтр является фильтром Чебышева, то необходимо проверить значение неравномерности коэффициента передачи.

Рис. 8.4. АЧХ фильтра с маркером для проверки неравномерности коэффициента передачи

по результатам моделирования в программе Electronics Workbench 5.0

Рис. 8.5. АЧХ фильтра с маркером для проверки неравномерности коэффициента передачи

по результатам моделирования в программе Mathcad 2000

Маркеры на рис.  8.4 и 8.5 позволяют определить, что на частоте 3,125 кГц коэффициент передачи равен 15,05 дБ, что практически совпадает с требуемым значением -3 дБ от K_max.

На рис. 8.6, 8.7 и 8.8 показаны АЧХ фильтра с маркерами, установленными на частотах среза и задержания.

Рис. 8.6. АЧХ фильтра с маркером для проверки коэффициента передачи на частоте среза

по результатам моделирования в программе Electronics Workbench 5.0

Рис. 8.7. АЧХ фильтра с маркером для проверки коэффициента передачи

на частоте задержания по результатам моделирования в программе Electronics Workbench 5.0

Рис. 8.8. АЧХ фильтра с маркером для проверки коэффициента передачи

на частотах среза и задержания по результатам моделирования в программе Mathcad 2000

На частоте среза f_c = 2,5 кГц коэффициент передачи равен 14,97 дБ при заданном значении 15 дБ, на частоте задержания  f_з = 2 кГц измеренное значение коэффициента передачи равно -6,14 дБ или -24,14 дБ от K_max при заданном по техническому заданию _з = 20 дБ. Так как полученное значение коэффициента ослабления выше, чем указанное в техническом задании, то можно сделать вывод о правильном расчете фильтра.

Если в схеме изменить значения сопротивлений и емкостей на номинальные значения из ряда E24, то характеристики фильтра немного изменятся. Частоты среза и задержания, неравномерность коэффициента передачи и максимальное значение коэффициента передачи в полосе пропускания будут иметь другие значения, отличающиеся от заданных значений на несколько процентов. Если подобные отклонения недопустимы, то при реализации фильтров необходимо использовать более точные номиналы резисторов и конденсаторов. Получить нужный номинал элемента в этом случае можно тремя способами:

1) использованием последовательного или параллельного соединения резисторов или конденсаторов ряда Е24,

2) использованием элементов с меньшим разбросом параметров из ряда Е48 (±2%) или ряда Е96 (±1%),

3) использованием подстроенных резисторов вместо постоянных.

38

Полупроводниковая схемотехника

Полупроводниковая схемотехника

Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. Пер. с нем. М.: Мир, 1982. — 512 с. В книге специалистов из ФРГ приведены параметры и описана структура современных полупроводниковых приборов и интегральных микросхем с различной степенью интеграции. Изложены принципы построения и методы расчета основных схем автоматики, радиоэлектроники и вычислительной техники. Для специалистов в области электронной и вычислительной техники, студентов соответствующих специальностей вузов и радиолюбителей. Оглавление Предисловие редактора перевода Часть I. Основные положения 1. Пояснение применяемых величин 2. Пассивные RC- и LRC- цепи 2.1. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ 2.1.3. ДЛИТЕЛЬНОСТЬ ФРОНТА ИМПУЛЬСА И ЧАСТОТА СРЕЗА ФИЛЬТРА 2.2. ФИЛЬТР ВЕРХНИХ ЧАСТОТ 2.3. КОМПЕНСИРОВАННЫЙ ДЕЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 2.4. ПАССИВНЫЙ ПОЛОСОВОЙ RC-ФИЛЬТР 2.5. МОСТ ВИНА-РОБИНСОНА 2.6. ДВОЙНОЙ Т-ОБРАЗНЫЙ ФИЛЬТР 2.7. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР 3. Диоды 3.2. СТАБИЛИТРОНЫ 3.3. ВАРИКАПЫ 4. Транзистор и схемы на его основе 4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ 4.2.2. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ 4.2.3. СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ И ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4.2.4. ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО НАПРЯЖЕНИЮ 4.2.5. УСТАНОВКА РАБОЧЕЙ ТОЧКИ 4.3. СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ 4.4. СХЕМА С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ, ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 4.5. ТРАНЗИСТОР КАК ИСТОЧНИК СТАБИЛЬНОГО ТОКА 4.5.2. БИПОЛЯРНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ 4.5.3. СХЕМА «ТОКОВОГО ЗЕРКАЛА» 4.6. СХЕМА ДАРЛИНГТОНА 4.7. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 4.7.2. РЕЖИМ БОЛЬШОГО СИГНАЛА 4. 7.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ 4.7.4. НАПРЯЖЕНИЕ РАЗБАЛАНСА 4.8. ИЗМЕРЕНИЕ НЕКОТОРЫХ ПАРАМЕТРОВ ПРИ МАЛОМ СИГНАЛЕ 4.9. ШУМЫ ТРАНЗИСТОРА 4.10. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ 5. Полевые транзисторы 5.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ МАЛЫХ СИГНАЛОВ 5.3. ПРЕДЕЛЬНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ 5.4. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ 5.4.1. СХЕМА С ОБЩИМ ИСТОКОМ 5.4.2. СХЕМА С ОБЩИМ ЗАТВОРОМ 5.4.3. СХЕМА С ОБЩИМ СТОКОМ, ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 5.5. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР КАК СТАБИЛИЗАТОР ТОКА 5.6. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 5.7. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР В КАЧЕСТВЕ УПРАВЛЯЕМОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ 6. Операционный усилитель 6.1. СВОЙСТВА ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 6.2. ПРИНЦИП ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ 6.3. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 6.4. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ 7. Внутренняя структура операционных усилителей 7.2. ПРОСТЕЙШИЕ СХЕМЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 7.3. СТАНДАРТНАЯ СХЕМА ИНТЕГРАЛЬНОГО ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 7. 4. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ 7.4.2. ПОЛНАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 7.4.3. ПОДСТРАИВАЕМАЯ ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 7.4.4. СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ 7.4.5. КОМПЕНСАЦИЯ ЕМКОСТНОЙ НАГРУЗКИ 7.5. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 8. Простейшие переключающие схемы 8.1. ТРАНЗИСТОРНЫЙ КЛЮЧ 8.2. БИСТАБИЛЬНЫЕ РЕЛАКСАЦИОННЫЕ СХЕМЫ 8.2.2. ТРИГГЕР ШМИТТА 8.3. МОНОСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 8.4. НЕСТАБИЛЬНАЯ РЕЛАКСАЦИОННАЯ СХЕМА 9. Базовые логические схемы 9.1. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИ 9.2. СОСТАВЛЕНИЕ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.2.1. ТАБЛИЦА КАРНО 9.3. ПРОИЗВОДНЫЕ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4. СХЕМОТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ОСНОВНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЙ 9.4.1. РЕЗИСТИВНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (РТЛ) 9.4.2. ДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ДТЛ) 9.4.3. ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА (ТТЛ) 9.4.4. ИНТЕГРАЛЬНАЯ ИНЖЕКЦИОННАЯ ЛОГИКА 9.4.5. ЭМИТТЕРНО-СВЯЗАННАЯ ЛОГИКА (ЭСЛ) 9.4.6. n-КАНАЛЬНАЯ МОП-ЛОГИКА 9.4.7. КОМПЛЕМЕНТАРНАЯ МОП-ЛОГИКА (КМОП) 9. 4.8. ОБЗОР 9.4.9. СПЕЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ 9.5. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ТРИГГЕРЫ 9.5.2. ТРИГГЕРЫ ТИПА M-S (MASTER-SLAVE) 9.5.3. ДИНАМИЧЕСКИЙ ТРИГГЕР 9.6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА 9.6.2. ПОСТОЯННЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА (ПЗУ) 9.6.3. ПРОГРАММИРУЕМЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ МАТРИЦЫ (ПЛМ) 10. Оптоэлектронные приборы 10.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ ФОТОМЕТРИИ 10.2. ФОТОРЕЗИСТОР 10.3. ФОТОДИОДЫ 10.4. ФОТОТРАНЗИСТОРЫ 10.5. СВЕТОДИОДЫ 10.6. ОПТРОНЫ Часть II. Применения 11. Линейные и нелинейные аналоговые вычислительные схемы 11.1. СХЕМА СУММИРОВАНИЯ 11.2. СХЕМЫ ВЫЧИТАНИЯ 11.2.2. СХЕМА ВЫЧИТАНИЯ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ 11.3. БИПОЛЯРНОЕ УСИЛИТЕЛЬНОЕ ЗВЕНО 11.4. СХЕМЫ ИНТЕГРИРОВАНИЯ 11.4.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.2. ЗАДАНИЕ НАЧАЛЬНЫХ УСЛОВИЙ 11.4.3. СУММИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.4.4. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР 11.5. СХЕМЫ ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЯ 11.5.3. СХЕМА ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЯ С ВЫСОКИМ ВХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ 11. 6. РЕШЕНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УРАВНЕНИЙ 11.7. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 11.7.2. ЭКСПОНЕНТА 11.7.3. ВЫЧИСЛЕНИЕ СТЕПЕННЫХ ФУНКЦИЙ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМОВ 11.7.4. ФУНКЦИИ SIN X И COS X 11.7.5. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ 11.8. АНАЛОГОВЫЕ СХЕМЫ УМНОЖЕНИЯ 11.8.2. УМНОЖЕНИЕ С ПОМОЩЬЮ ЛОГАРИФМИЧЕСКИХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ 11.8.3. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ, ИСПОЛЬЗУЮЩАЯ ИЗМЕНЕНИЕ КРУТИЗНЫ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРОВ 11.8.4. СХЕМА УМНОЖЕНИЯ С ИЗОЛИРОВАННЫМИ ЗВЕНЬЯМИ 11.8.5. БАЛАНСИРОВКА СХЕМ УМНОЖЕНИЯ 11.8.6. СХЕМЫ ЧЕТЫРЕХКВАДРАНТНОГО УМНОЖЕНИЯ 11.8.7. ПРИМЕНЕНИЕ СХЕМЫ УМНОЖЕНИЯ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ И ИЗВЛЕЧЕНИЯ КВАДРАТНЫХ КОРНЕЙ 11.9. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ КООРДИНАТ 11.9.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДЕКАРТОВЫХ КООРДИНАТ В ПОЛЯРНЫЕ 12. Управляемые источники и схемы преобразования полного сопротивления 12.1. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12.2. ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТОКОМ 12.3. ИСТОЧНИКИ ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЕ НАПРЯЖЕНИЕМ 12. 3.2. ИСТОЧНИКИ ТОКА С ЗАЗЕМЛЕННОЙ НАГРУЗКОЙ 12.3.3. ЭТАЛОННЫЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА НА ТРАНЗИСТОРАХ 12.3.4. ПЛАВАЮЩИЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА 12.4. ИСТОЧНИКИ ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТОКОМ 12.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ОТРИЦАТЕЛЬНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ (NIC) 12.6. ГИРАТОР 12.7. ЦИРКУЛЯТОР 13. Активные фильтры 13.1. ТЕОРЕТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ 13.1.1. ФИЛЬТР БАТТЕРВОРТА 13.1.2. ФИЛЬТР ЧЕБЫШЕВА 13.1.3. ФИЛЬТРЫ БЕССЕЛЯ 13.1.4. ОБОБЩЕННОЕ ОПИСАНИЕ ФИЛЬТРОВ 13.2. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ВЕРХНИЕ 13.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13.4. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ И ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.4.2. ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.3. ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.4.4. ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.5. РЕАЛИЗАЦИЯ ФИЛЬТРОВ ВЕРХНИХ И НИЖНИХ ЧАСТОТ БОЛЕЕ ВЫСОКОГО ПОРЯДКА 13.6. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРА НИЖНИХ ЧАСТОТ В ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР 13. 6.1. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.6.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА 13.7. РЕАЛИЗАЦИЯ ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.7.2. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР СО СЛОЖНОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.3. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ПОЛОЖИТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.7.4. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР С ОМИЧЕСКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 13.8. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ НИЖНИХ ЧАСТОТ В ЗАГРАЖДАЮЩИЕ ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ 13.9. РЕАЛИЗАЦИЯ ЗАГРАЖДАЮЩИХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.9.1. ЗАГРАЖДАЮЩИЙ LRC-ФИЛЬТР 13.9.2. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С ДВОЙНЫМ Т-ОБРАЗНЫМ МОСТОМ 13.9.3. АКТИВНЫЙ ЗАГРАЖДАЮЩИЙ ФИЛЬТР С МОСТОМ ВИНА-РОБИНСОНА 13.10. ФАЗОВЫЙ ФИЛЬТР 13.10.2. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ПЕРВОГО ПОРЯДКА 13.10.3. РЕАЛИЗАЦИЯ ФАЗОВОГО ФИЛЬТРА ВТОРОГО ПОРЯДКА 13.11. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЙ УНИВЕРСАЛЬНЫЙ ФИЛЬТР 14. Широкополосные усилители 14.1. ЗАВИСИМОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ ПО ТОКУ ОТ ЧАСТОТЫ 14.2. ВЛИЯНИЕ ВНУТРЕННИХ ЕМКОСТЕЙ ТРАНЗИСТОРА И ЕМКОСТЕЙ МОНТАЖА 14. 3. КАСКОДНАЯ СХЕМА 14.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ КАК ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5. СИММЕТРИЧНЫЙ ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.5.2. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ИНВЕРТОРОМ 14.5.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С КОМПЛЕМЕНТАРНОЙ КАСКОДНОЙ СХЕМОЙ 14.5.4. ДВУХТАКТНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 14.6. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 14.6.2. ДВУХТАКТНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 14.7. ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 15. Усилители мощности 15.1. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ КАК УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 15.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ 15.2.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ В РЕЖИМЕ AB 15.2.3. СПОСОБЫ ЗАДАНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ 15.3. СХЕМЫ ОГРАНИЧЕНИЯ ТОКА 15.4. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ ПО СХЕМЕ ДАРЛИНГТОНА 15.5. РАСЧЕТ МОЩНОГО ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА 15.6. СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ 15.7. ПОВЫШЕНИЕ НАГРУЗОЧНОЙ СПОСОБНОСТИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 16. Источники питания 16. 1. СВОЙСТВА СЕТЕВЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ 16.2. ВЫПРЯМИТЕЛИ 16.2.1. ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.2. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 16.2.3. МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ДЛЯ ДВУХ СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ ВЫХОДНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.2. СХЕМА С РЕГУЛИРУЮЩИМ УСИЛИТЕЛЕМ 16.3.3. ИНТЕГРАЛЬНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 16.3.4. СТАБИЛИЗАТОР С МАЛЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ ПОТЕРЬ 16.3.5. СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЙ, СИММЕТРИЧНЫХ ОТНОСИТЕЛЬНО ЗЕМЛИ 16.3.6. СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ С ИЗМЕРИТЕЛЬНЫМИ ВЫВОДАМИ 16.3.7. ЛАБОРАТОРНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ 16.3.8. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД ЛАБОРАТОРНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ С БОЛЬШОЙ ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 16.4. ПОЛУЧЕНИЕ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 16.4.2. ПОЛУЧЕНИЕ МАЛЫХ ОПОРНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ 16.5. ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 16.5.2. ПЕРВИЧНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 17. Аналоговые коммутаторы и компараторы 17.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КОММУТАТОРЫ 17.2.2. ДИОДНЫЙ КОММУТАТОР 17.2.3. КОММУТАТОР НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 17. 3. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ НА БАЗЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 17.3.2. КОММУТАТОР НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ С ПЕРЕМЕНОЙ ЗНАКА ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 17.3.3. КОММУТАТОР НА БАЗЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ 17.4. АНАЛОГОВЫЕ КОММУТАТОРЫ С ПАМЯТЬЮ 17.5. КОМПАРАТОРЫ 17.5.2. КОМПАРАТОР С ПРЕЦИЗИОННЫМ ВЫХОДНЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ 17.5.3. ДВУХПОРОГОВЫЙ КОМПАРАТОР 17.6. ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.1. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.2. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 17.6.3. ПРЕЦИЗИОННЫЙ ТРИГГЕР ШМИТТА 18. Генераторы сигналов 18.1. LC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.1.2. ГЕНЕРАТОР С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА МАЙССНЕРА) 18.1.3. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ИНДУKТИВНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА ХАРТЛИ) 18.1.4. ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА С ЕМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (СХЕМА КОЛПИТЦА) 18.1.5. LC-ГЕНЕРАТОР С ЭМИТТЕРНОЙ СВЯЗЬЮ 18.1.6. ДВУХТАКТНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ 18.2.1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА КВАРЦЕВОГО РЕЗОНАТОРА 18.2.2. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ С LC-КОЛЕБАТЕЛЬНЫМ КОНТУРОМ 18. 2.3. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ БЕЗ LC-КОНТУРА 18.3. СИНУСОИДАЛЬНЫЕ RC-ГЕНЕРАТОРЫ 18.3.2. МОДЕЛИРОВАНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УРАВНЕНИЯ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ 18.4. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ (ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ) 18.4.2. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР С УПРАВЛЯЕМОЙ ЧАСТОТОЙ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА 18.4.3. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР 18.5. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.1. НИЗКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 18.5.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ 19. Комбинационные логические схемы 19.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОДОВ 19.1.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЕ КОДЫ 19.1.3. КОД ГРЕЯ 19.2. МУЛЬТИПЛЕКСОР И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОР 19.3. КОМБИНАЦИОННОЕ УСТРОЙСТВО СДВИГА 19.4. КОМПАРАТОРЫ 19.5. СУММАТОРЫ 19.5.1. ПОЛУСУММАТОР 19.5.2. ПОЛНЫЙ СУММАТОР 19.5.3. СУММАТОРЫ С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ПЕРЕНОСОМ 19.5.4. СЛОЖЕНИЕ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫХ ЧИСЕЛ 19.5.5. ВЫЧИТАНИЕ 19.5.6. СЛОЖЕНИЕ ЧИСЕЛ С ЛЮБЫМИ ЗНАКАМИ 19.6. УМНОЖИТЕЛИ 19.7. ЦИФРОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ 20. Интегральные схемы со структурами последовательностного типа 20.1. ДВОИЧНЫЕ СЧЕТЧИКИ 20.1.1. АСИНХРОННЫЙ (ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.1.2. СИНХРОННЫЙ (ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ) СЧЕТЧИК 20.2. ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК В КОДЕ 8421 20.2.1. АСИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.2.2. СИНХРОННЫЙ ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ СЧЕТЧИК 20.3. СЧЕТЧИК С ПРЕДВАРИТЕЛЬНОЙ УСТАНОВКОЙ 20.4. РЕГИСТРЫ СДВИГА 20.4.2. КОЛЬЦЕВОЙ РЕГИСТР 20.4.3. РЕГИСТР СДВИГА С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ВВОДОМ 20.4.4. РЕГИСТР СДВИГА С ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫМ НАПРАВЛЕНИЕМ СДВИГА 20.5. ПОЛУЧЕНИЕ ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ 20.6. ПЕРВОНАЧАЛЬНАЯ ОБРАБОТКА АСИНХРОННОГО СИГНАЛА 20.6.2. СИНХРОНИЗАЦИЯ ИМПУЛЬСОВ 20.6.3. СИНХРОННЫЙ ОДНОВИБРАТОР 20.6.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР ИЗМЕНЕНИЙ 20.6.5. СИНХРОННЫЙ ТАКТОВЫЙ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ 20.7. СИСТЕМАТИЧЕСКИЙ СИНТЕЗ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫХ СХЕМ 20.7.2. ПРИМЕР СИНТЕЗА ПЕРЕКЛЮЧАЕМОГО СЧЕТЧИКА 20.7.3. СОКРАЩЕНИЕ ЕМКОСТИ ПАМЯТИ 21. Микро-ЭВМ 21.1. ОСНОВНАЯ СТРУКТУРА МИКРО-ЭВМ 21. 2. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ МИКРОПРОЦЕССОРА 21.3. НАБОР КОМАНД 21.4. ОТЛАДОЧНЫЕ СРЕДСТВА 21.5. ОБЗОР МИКРОПРОЦЕССОРОВ РАЗЛИЧНОГО ТИПА 21.6. МОДУЛЬНОЕ ПОСТРОЕНИЕ МИКРО-ЭВМ 21.7. ПЕРИФЕРИЙНЫЕ УСТРОЙСТВА 21.7.1. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.2. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ ИНТЕРФЕЙС 21.7.3. ИНТЕРФЕЙС МАГИСТРАЛИ «ОБЩАЯ ШИНА» 21.7.4. ПРОГРАММИРУЕМЫЙ СЧЕТЧИК 21.7.5. ПОДКЛЮЧЕНИЕ ПЕРИФЕРИЙНЫХ МОДУЛЕЙ СЕМЕЙСТВА 8080 К МАГИСТРАЛЯМ СЕМЕЙСТВА 6800 21.7.6. ОБЗОР ПЕРИФЕРИЙНЫХ УСТРОЙСТВ 21.8. МИНИМАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ 21.8.2. ОДНОКРИСТАЛЬНАЯ МИКРО-ЭВМ 22. Цифровые фильтры 22.1. ТЕОРЕМА О ДИСКРЕТИЗАЦИИ (ТЕОРЕМА О ВЫБОРКАХ) 22.1.2. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 22.2. ЦИФРОВАЯ ФУНКЦИЯ ПЕРЕДАЧИ ФИЛЬТРА 22.3. БИЛИНЕЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ 22.4. РЕАЛИЗАЦИЯ ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ 22.4.2. СТРУКТУРА ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА 22.4.3. ПРАКТИЧЕСКИЕ СООБРАЖЕНИЯ 23. Передача данных и индикация 23.1. СОЕДИНИТЕЛЬНЫЕ ЛИНИИ 23.2. ЗАЩИТА ДАННЫХ 23.2.2. КОД ХЕММИНГА 23. 3. СТАТИЧЕСКИЕ ЦИФРОВЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.3.1. ДВОИЧНЫЕ ИНДИКАТОРЫ НА СВЕТОДИОДАХ 23.3.2. ДЕКАДНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.3.3. ИНДИКАЦИЯ В ШЕСТНАДЦАТЕРИЧНОМ КОДЕ 23.4. МУЛЬТИПЛЕКСНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.1. МНОГОРАЗРЯДНЫЕ 7-СЕГМЕНТНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 23.4.2. МАТРИЦА ТОЧЕК 24. Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи 24.1. СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ ПРИНЦИПЫ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.1.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ПЕРЕКИДНЫМИ КЛЮЧАМИ 24.1.3. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ПОСТОЯННОГО ИМПЕДАНСА (МАТРИЦА ТИПА R-2R) 24.1.4. РЕЗИСТИВНАЯ МАТРИЦА ДЛЯ ДЕКАДНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.2. ПОСТРОЕНИЕ ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С ЭЛЕКТРОННЫМИ КЛЮЧАМИ 24.2.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ТОКОВЫМИ КЛЮЧАМИ 24.3. ЦА-ПРЕОБРАЮВАТЕЛИ ДЛЯ СПЕЦИАЛЬНЫХ ПРИМЕНЕНИЙ 24.3.2. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ДЛЯ ДЕЛЕНИЯ 24.3.3. ЦА-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КАК ГЕНЕРАТОР ФУНКЦИЙ 24.4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАНИЯ 24.5. ТОЧНОСТЬ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 24.6. ПОСТРОЕНИЕ АЦ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ 25. Измерительные схемы 25. 1. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЙ 25.1.2. ИЗМЕРЕНИЕ РАЗНОСТИ ПОТЕНЦИАЛОВ 25.1.3. ИЗОЛИРОВАННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ 25.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА 25.2.1. ИЗОЛИРОВАННЫЕ ОТ ЗЕМЛИ АМПЕРМЕТРЫ С МАЛЫМ ПАДЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ 25.2.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА ПРИ ВЫСОКОМ ПОТЕНЦИАЛЕ 25.3. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ 25.3.2. ИЗМЕРЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОГО ЗНАЧЕНИЯ 25.3.3. ИЗМЕРЕНИЕ АМПЛИТУДНЫХ ЗНАЧЕНИЙ 25.3.4. СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР 26. Электронные регуляторы 26.2. ТИПЫ РЕГУЛЯТОРОВ 26.2.1. П-РЕГУЛЯТОР 26.2.2. ПИ-РЕГУЛЯТОР 26.2.3. ПРОПОРЦИОНАЛЬНО-ИНТЕГРАЛЬНО-ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ РЕГУЛЯТОР 26.2.4. НАСТРАИВАЕМЫЕ ПИД-РЕГУЛЯТОРЫ 26.3. УПРАВЛЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫМИ ОБЪЕКТАМИ 26.4. ОТСЛЕЖИВАЮЩАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ (АВТОПОДСТРОЙКА) 26.4.1. ЭЛЕМЕНТЫ ВЫБОРКИ-ХРАНЕНИЯ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.2. СИНХРОННЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ В КАЧЕСТВЕ ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА 26.4.3. ЧАСТОТНО-ЧУВСТВИТЕЛЬНЫЙ ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР 26.4.4. ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР С ПРОИЗВОЛЬНО УВЕЛИЧИВАЕМЫМ ДИАПАЗОНОМ ИЗМЕРЕНИЙ 26.4.5. ФАЗОРЕГУЛЯТОР В КАЧЕСТВЕ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТ

Разработка активного фильтра нижних частот

Согласно первой статье этой серии о разработке фильтров, мы узнали, что они важны для четкой коммуникации. Основная функция фильтров — подавлять или отфильтровывать компоненты смешанных частотных сигналов. По сути, они пропускают определенный диапазон частот, известный как «проходной изгиб», отклоняя (или подавляя) все другие частоты, называемые «стоп-изгибом».

Частота среза — это параметр, который разделяет эти два изгиба. В зависимости от проходного и остановочного изгибов различают четыре типа фильтров (низкочастотный, фильтр верхних частот , полосовой , полосовой режекторный фильтры). В этом уроке мы обсуждаем фильтры нижних частот или LPF.

ФНЧ пропускают все частоты ниже его частоты среза, останавливая все остальные.

Фильтр нижних частот первого порядка

• Шаг 1: Выберите или выберите требуемую частоту среза. Например, предположим, что мы хотим, чтобы фильтр пропускал все частоты ниже 15 кГц, слышимые человеческим ухом. Это означает: FC = 15000 Гц
• Шаг 2: Далее мы должны принять необходимое значение конденсатора. Она должна быть меньше 0,1 мкФ. Это необходимо для лучшей стабильности частоты. В этом случае примем C равным 4,7 нФ (нанофарад)
.
• Шаг 3: Теперь рассчитайте значение сопротивления по уравнению.

Пример расчетов, необходимых для определения сопротивления фильтра нижних частот первого порядка.

Наше предположение о емкости 4,7 нФ выглядит хорошо (или, по крайней мере, нормально!). Но что, если расчетное значение R намного меньше 1 К? Тогда нам пришлось бы принять другое значение для конденсатора, потому что значение R никогда не должно быть меньше 1,9.0005

• Шаг 4: Выберите необходимое усиление полосы пропускания. Давайте возьмем 2. Теперь составим уравнение…

AF = 1 + (R2 / R1)
2 = 1 + (R2 / R1)
R2 / R1 = 1
R2 = R1

Скрининг. найти сопротивление фильтра нижних частот.

Стоит отметить, что операционный усилитель является активным компонентом и требует напряжения смещения +ve и -ve. Также можно проверить схему, подав вход через генератор сигналов и наблюдая за выходом на DSO или осциллографе, а также на плоттере Боде.

Принципиальная схема фильтра нижних частот первого порядка на основе ОУ LM741 IC.

Примечание : Я смоделировал приведенную выше схему в программе NI multisim 11 . Схематический проект также подготовлен с использованием того же программного обеспечения. Программное обеспечение доступно в виде бесплатного месячного пробного периода на веб-сайте National Instrument ( NI ). Приведенные ниже схемы также подготовлены с использованием программы multisim 11 и протестированы в ней.

Фильтр нижних частот второго порядка

• Шаг 1: Для простоты предположим: R1 = R2 = R и C1 = C2 = C
• Шаг 2: Выберите желаемую частоту среза. В этом случае используем: FC = 1 кГц = 1000 Гц
• Шаг 3: Затем примите емкость конденсатора C равной 10 нФ
• Шаг 4: Рассчитайте значение R по

Расчеты, необходимые для определения сопротивления и коэффициента усиления в полосе пропускания для второго порядка ФНЧ.

Вот окончательный вариант:

Принципиальная схема фильтра нижних частот второго порядка на основе ОУ LM741.

Фильтры нижних частот более высокого порядка
Фильтры более высокого порядка, такие как фильтры третьего, четвертого или пятого порядка, могут быть разработаны путем каскадирования секций LPF первого и второго порядка. Увеличение порядка увеличит затухание в полосе задерживания на 20 дБ.

На рисунке ниже показана эта концепция. Используя фильтр более высокого порядка, можно получить лучший отклик с жестким отстоем. Например, мы можем получить такой ответ, как холостой LPF.

Частота среза для всех ступеней одинакова, что означает, что значение RC всех ступеней также одинаково.

Обзор фильтра нижних частот третьего, четвертого и пятого порядка.

Проект Видео

---

Подано: Электронные проекты
Tagged с: Filter Low Pass

---

---

---

00 Low-Pass Filter

148

00. После нескольких длительных портативных сессий с шумными группами и богатыми местными звуками с гармониками я решил попробовать низкочастотный аудиофильтр, чтобы уменьшить утомляемость ушей. Желая сделать что-то простое и быстрое, я обратился к конструкции резистора/конденсатора. они настолько просты, что мне пришлось попробовать. Эти маленькие фильтры имеют место в любительском радио и может прекрасно жить между буровой установкой и наушники. Тот, что выше, занял всего несколько минут, чтобы склеить его Манхэттен. стиль. Припой и клей отлично подходят для быстрого прототипирования.

Затем он ушел в портативную коробку для следующего раза. Я мог бы использовать FB Hi-Per-Mite от NMS Dave Cripe, но у меня есть для него другое применение.

Расчеты просты, но есть онлайн-калькуляторы, которые облегчают играть в игры «что, если» и точно настраивать значения компонентов по сравнению с углом (отсечки) частота, несколько ссылок размещены ниже. Также легко на скорую руку таблицу, если вам нравится это делать. Загрузка эффектов и множественный порядок проекты также могут быть включены в электронную таблицу.

Я решил использовать 1000 циклов в качестве угловой частоты в моем случае. Это достаточно высоко, чтобы пропускают сигналы на частоте около 600-700 Гц без затухания, но достаточно низко, чтобы обеспечить адекватное ослабление более высоких звуковых частот, то есть шума/шипения/хэша. Еще одна мысль заключалась в том, чтобы ограничить затухание последовательными резисторами. Я не думаю, что это реальная проблема, но я интуитивно хотел маленький резистор значения последовательно с наушниками, поэтому я выбрал 4,7 Ом (потому что они у меня были). При использовании с 32 мкФ конденсатор это дает частоту среза 1058 Гц. Я построил дизайн 2-го порядка в случае, если мне нужна эффективность двух этапов. Заметьте, я провел параллель (изза слова?) 10 мкФ и 22 мкФ, чтобы получить 32 мкФ. Они были в мусорном ящике, используйте то, что есть. Расчетная частота среза для обоих каскадов рассчитывается так же, как для одной ступени, но эффект загрузки второй ступени перемещает фактическая отсечка по частоте. В этом случае примерно до 700 циклов, т.е. эффект нагрузки должен быть принят во внимание для серьезной конструкции. В первой ссылке обсуждается этот эффект, но я не пытался его объяснить. это просто каскадирование двух одинаковых стадий, чтобы посмотреть, как это будет работать.

Доказательство — производительность, и эта маленькая схема работает достаточно хорошо. Оно «расслабилось» полосовой шум и побочный эффект совсем немного. Замыкание секций перемычкой выявлена ​​эффективность каждого этапа и общего фильтра. Важно: поскольку BFO на моей установке был настроен на размещение принимаемых сигналов при ~ 600 Гц, когда они находятся в центре полосы пропускания, в эфире сигналы не ослаблялись и не было различия в их громкости.