Расчёт разделительного LC фильтра, цепи Цобеля и аттенюатора для громкоговорителя

Онлайн калькулятор акустических фильтров 1…6-го порядков: нижних частот (ФНЧ) для
низкочастотных динамиков, фильтров верхних частот (ФВЧ) – для высокочастотных,
а также полосовых фильтров (ПФ) – для среднечастотных.
Расчёт согласующей цепи Цобеля и Г- образного аттенюатора для громкоговорителя.

В настоящее время практически все качественные акустические системы являются многополосными, т. е. состоящими из нескольких громкоговорителей, каждый из которых работает в своём, отведённом ему диапазоне частот. Для распределения энергии звукового сигнала между динамиками используют электрические разделительные фильтры (КРОССОВЕРЫ), в данном рассматриваемом случае — пассивные LC-фильтры, которые включаются между выходным разъёмом усилителя, обладающего близким к нулю выходным сопротивлением, и динамической головкой АС.

Надо отметить, что данные разделительные фильтры являются одним из важнейших компонентов акустических систем, определяя весомую часть необходимых электроакустических характеристик, а также качества и естественности звучания тракта.

Сколько полос иметь? На каких частотах делить звуковой частотный диапазон? Какого типа и какого порядка использовать разделительные фильтры в кроссоверах, а также — какими эти фильтры будут обладать характеристиками — вот вопросы, которые устойчиво стоят на повестке дня и требуют аккуратного и подробного обсуждения.

Часть ответов на эти вопросы можно найти в довольно показательной таблице сравнительных характеристик различных фильтров, опубликованной в журнале «Автозвук», № 5/2001.

Таблица примечательна тем, что в ней приведены только реально применяемые кроссоверы без упоминания редко используемых типов фильтров, а также фильтров с нежелательными для акустики свойствами.

Краткая сравнительная характеристика разделительных фильтров акустических систем

Порядок   фильтра	Бесселя	Линквица – Райли	Баттерворта
1	Главным достоинством фильтров первого порядка является возможность одновременного достижения идеальной (плоской) АЧХ и идеальной (нулевой) ФЧХ. Недостаток фильтров первого порядка – слабые фильтрующие свойства
2	Любой фильтр второго, шестого, десятого и т.д. порядка обладает недостатком: при отсутствии переполюсовки динамиков АЧХ имеет провал, при переполюсовке возможны проблемы с импульсным откликом
	Хороший фильтр с хорошим звуком. Отличные импульсные характеристики. Как правило, требует переполюсовки одной из головок	Обеспечивает гладкую АЧХ при очень хороших ФЧХ и импульсных характеристиках	Дает выброс 3 дБ на частоте раздела. Один из способов борьбы с выбросом – разнесение частот среза ФНЧ и ФВЧ
3	Фильтры третьего порядка обеспечивают достаточно высокую степень разделения при все ещё приемлемых ФЧХ и ГВЗ. Наиболее перспективны в большинстве устройств. Переполюсовка одной из головок приводит к иным последствиям, чем у фильтров 2-го порядка: АЧХ не меняется, характер ГВЗ улучшается, звук – дело вкуса
	Имеет небольшое отклонение АЧХ от идеала в районе частоты раздела. Обладает улучшенными импульсными характеристиками	Применяется редко	Является основным среди фильтров третьего порядка, так как единственный обеспечивает плоскую АЧХ
4	Фильтры четвертого порядка применяются только в специальных случаях, когда по каким-то причинам требуется очень жесткое частотное разделение. ФЧХ и импульсные характеристики на грани допустимого. В отличие от фильтров второго порядка – не требуют переполюсовки
	Практически не имеет отличий от фильтра Линквица – Райли	Обладает гладкой АЧХ	Используется редко
5	Используются чрезвычайно редко, например, при необходимости очень резкого ограничения полосы частот, подаваемых на низкочастотный динамик или сабвуфер. Переполюсовка просто вредна
	Применяется редко	Применяется редко	Обладает гладкой АЧХ

От себя добавлю, что действительно — фильтры 5-го порядка используются редко, однако если требуется существенное подавление внеполосных частот, подаваемых на сабвуфер, то в качестве ФНЧ, как правило, применяются фильтры не 5-го, а 6-го порядков и не Баттерворта, а Линквица – Райли.
Приведём схемы LC фильтров верхних и нижних частот 6-го порядка. Схемы фильтров меньших порядков образуются путём отбрасывания соответствующих элементов (Рис.1).

Рис.1 Схемы односторонне нагруженных LC фильтров верхних и нижних частот

Для фильтров нижних частот — значения величин элементов, соответствующих: порядку фильтра, сопротивлению нагрузки Rн и частоте среза (разделения) Fср, рассчитываются по следующим формулам:
L_i= α_i*R_н/(2πF_ср) ;  C_i= α_i/(2πF_ср*R_н), где α

i — это справочные нормированные значения (коэффициенты) для каждого элемента ФНЧ, называемые значениями элементов фильтра-прототипа.

Для фильтров верхних частот — каждая индуктивность из схемы ФНЧ заменяется ёмкостью, ёмкость — индуктивностью, которые, исходя из тех же самых коэффициентов, рассчитываются по формулам:
C_i= 1/(2πF_ср*α_i*R_н) ;  L_i= R_н/(2πF_ср*α_i) .

Оставим все многочисленные таблицы со значениями нормированных коэффициентов фильтров-прототипов для справочной литературы, а сами сразу перейдём к онлайн расчёту номиналов элементов кроссоверов.

КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ ФНЧ и ФВЧ LC- ФИЛЬТРОВ ДЛЯ АКУСТИЧЕСКИХ СИСТЕМ

Тип и порядок фильтра	&nbsp Баттерворта 1-го Баттерворта 2-го Линквица-Райли 2-гоБесселя 2-гоЧебышева 2-гоБаттерворта 3-го  Бесселя 3-го  Бесселя 4-го  Линквица-Райли 4-го  Баттерворта 5-го  Линквица-Райли 6-го
Нижних или верхних частот	&nbsp ФНЧФВЧ
Частота среза Fср (Гц)
Активное сопротивление динамика (Ом)
Индуктивность катушки L1 (мГн)
Ёмкость конденсатора С1 (мкФ)
Индуктивность катушки L2 (мГн)
Ёмкость конденсатора С2 (мкФ)
Индуктивность катушки L3 (мГн)
Ёмкость конденсатора С3 (мкФ)

Для полосовых фильтров: каждый элемент-индуктивность из НЧ фильтра-прототипа заменяется на последовательный LC контур (Рис. 2), элементы которого рассчитываются по следующим формулам:
L_i= α_i*R_н/[2π(F_в — F_н)] , где Fн и Fв – нижняя и верхняя частоты среза полосового фильтра, а
C_i= 1/(4π²*F_н*F_в*L_i) .
Каждый элемент-ёмкость из фильтра-прототипа нижних частот заменяется на параллельный LC контур, элементы которого рассчитываются по формулам:
C_i= α_i/[2π*R_н*(F_в — F_н)] ;
L_i= 1/(4π²*F_н*F_в*C_i).

Рис.2 Схемы односторонне нагруженных LC полосовых фильтров

Разместим калькулятор расчёта элементов и для полосовых фильтров акустических систем.

КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ ПОЛОСОВЫХ LC- ФИЛЬТРОВ ДЛЯ АКУСТИКИ

Тип и порядок фильтра	&nbsp Баттерворта 2-го  Линквица-Райли 2-гоБесселя 2-гоЧебышева 2-гоБаттерворта 3-го  Бесселя 3-гоЛинквица-Райли 4-гоБесселя 4-гоБаттерворта 5-го
Нижняя частота среза Fн_ср (Гц)
Верхняя частота среза Fв_ср (Гц)
Активное сопротивление динамика (Ом)
Индуктивность катушки L1 (мГн)
Ёмкость конденсатора С1 (мкФ)
Индуктивность катушки L2 (мГн)
Ёмкость конденсатора С2 (мкФ)
Индуктивность катушки L3 (мГн)
Ёмкость конденсатора С3 (мкФ)
Индуктивность катушки L4 (мГн)
Ёмкость конденсатора С4 (мкФ)
Индуктивность катушки L5 (мГн)
Ёмкость конденсатора С5 (мкФ)

При расчёте разделительных фильтров принимается допущение, что нагрузка (сопротивление динамика) — это величина чисто активная. Однако, учитывая то, что реальные громкоговорители обладают комплексным характером входного сопротивления, то для корректной работы фильтров могут потребоваться согласующие цепи, компенсирующие этот комплексный характер.
При проектировании кроссоверов — частоты среза фильтров всегда следует выбирать значительно выше резонансных частот громкоговорителей. Тогда для компенсации комплексного характера входного сопротивления громкоговорителя будет достаточно включения упрощённой согласующей цепи, называемой цепью Цобеля и представляющей собой простую цепочку из последовательно включённых сопротивления Rк и ёмкости Cк (Рис.3а).
Рэй Олден, автор одной из самых популярных книг по акустике, советует использовать следующие соотношения: R_к = 1,25*R_е ; С_к = L_е/R_е², где Re и Le — это паспортные сопротивление и индуктивность динамика.

Рис. 3 Согласующая цепь Цобеля и Г-образный аттенюатор для громкоговорителя

Также для уменьшения неравномерности суммарной АЧХ многополосной АС зачастую необходимо ослабить уровень каких-либо составляющих, как правило — среднечастотных либо высокочастотных. Это можно сделать с помощью Г-образных пассивных аттенюаторов, обеспечивающих заданный уровень ослабления N (дБ) (Рис.3б). Если задаться целью произвести ослабление без коррекции активного сопротивления громкоговорителя, то формулы для вычисления номиналов резисторов имеют следующий вид:
R1 ≈ R_e*(10^0,05N — 1)/10^0,05N ;    R2 ≈ R_e/(10^0,05N — 1) .

Сдобрим пройденный материал калькуляторами.

КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЦЕПИ ЦОБЕЛЯ ДЛЯ ГРОМКОГОВОРИТЕЛЯ

Активное сопротивление динамика (Ом)
Индуктивность динамика (мГн)
Сопротивление резистора Rк (Ом)
Ёмкость конденсатора Ск (мкФ)

КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ АТТЕНЮАТОРА ДЛЯ ГРОМКОГОВОРИТЕЛЯ

Активное сопротивление динамика (Ом)
Ослабление уровня (дБ)
Сопротивление резистора R1 (Ом)
Сопротивление резистора R2 (Ом)

Следует отметить, что некоторые производители акустики игнорируют согласующие цепи, считая, что компенсация комплексной характеристики портит звучание системы на реальном музыкальном материале. В таких случаях неравномерность АЧХ тракта приходится устранять при помощи измерительной аппаратуры, кропотливо подбирая каждый из элементов звеньев фильтра.
В принципе — то же самое можно сделать и на симуляторе, подставив в качестве нагрузки фильтра эквивалентную электрическую схему громкоговорителя. Естественным образом — эта схема должна учитывать акустическое оформление динамика. А как создать такую схему — мы с вами подробно обсудили на странице ссылка на страницу.

 

Фазовый метод расчета разделительных фильтров акустических систем

С целью снижения интермодуляционных искажений при звуковоспроизведении громкоговорители Hi-Fi систем составляют из низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных динамических головок. Их подключают к выходам усилителей через разделительные фильтры, представляющие собой комбинации LC фильтров нижних и верхних частот.

Ниже приведена методика расчета трехполосного разделительного фильтра по наиболее распространенной схеме.

Частотная характеристика разделительного фильтра трехполосного громкоговорителя в общем виде показана на рис. 1. Здесь: N — относительный уровень напряжения на звуковых катушках головок: fN и fB — нижняя и верхняя граничные частоты воспроизводимой громкоговорителем полосы; fр1 и fр2 — частоты раздела.

Рис. 1.Частотная характеристика разделительного трехполосного акустического фильтра в общем виде

В идеальном случае выходная мощность на частотах раздела должна распределяться поровну между двумя головками. Это условие выполняется, если на частоте раздела относительный уровень напряжения, поступающего на соответствующую головку, снижается на 3 дБ по сравнению с уровнем в средней части ее рабочей полосы частот.

Частоты раздела следует выбирать вне области наибольшей чувствительности уха (1–3 кГц). При невыполнении этого условия, из-за разности фаз колебаний, излучаемых двумя головками на частоте раздела одновременно, может быть заметно «раздвоение» звука. Первая частота раздела обычно лежит в интервале частот 400–800 Гц, а вторая — 4–6 кГц. При этом низкочастотная головка будет воспроизводить частоты в диапазоне fN–fp1, среднечастотная — в диапазоне fp1–fр2 и высокочастотная — в диапазоне fр2–fB.

Один из распространенных вариантов фильтра трехполосной акустики приведен на рис. 2. Здесь: B1 — низкочастотная динамическая головка, подключенная к выходу усилителя через фильтр нижних частот L1C1; В2 — среднечастотная головка, соединенная с выходом усилителя через полосовой фильтр, образованный фильтрами верхних частот C2L3 и нижних частот L2C3. На высокочастотную головку В3 сигнал подается через фильтры верхних частот C2L3 и C4L4.

Рис. 2. Распространенный вариант принципиальной схемы фильтра трехполосной акустики

Расчет емкостей конденсаторов и индуктивностей катушек производят исходя из номинального сопротивления головок громкоговорителя. Поскольку номинальные сопротивления головок и номинальные емкости конденсаторов образуют ряды дискретных значений, а частоты раздела могут варьироваться в широких пределах, то расчет удобно производить в такой последовательности.

Задавшись номинальным сопротивлением головок, подбирают емкости конденсаторов из ряда номинальных емкостей (или суммарную емкость нескольких конденсаторов из этого ряда) такими, чтобы получившаяся частота раздела попадала в указанные выше частотные интервалы.

Тип конденсатора	Емкость, мкФ
МБМ	0,6
МБГО, МВГП	1; 2; 4; 10
МБГП	15; 26
МБГО	20; 30

Емкости конденсаторов фильтров С1–С4 для различных сопротивлений головок и соответствующие значения частот раздела приведены в табл 2.

Zг,0м	4.0	4.5	5.0	6.5	8.0	12,5	15
С1,C2, мкф	40	30	30	20	20	15
fp1, Гц	700	840	790	580	700	—	520
С3,С4, мкф	5	5	4	4	3	2	1,5
fр2,кГц	5,8	5,2	5	4,4	4,8	4,6	5,4

Легко видеть, что все значения емкостей могут быть либо непосредственно взяты из номинального ряда емкостей. либо получены параллельным соединением не более чем двух конденсаторов (см. табл. 1).

После того как емкости конденсаторов выбраны, определяют индуктивности катушек в миллигенри по формулам:

L1 = L3 = 225 Zr / fp1

L2 = L4 = 225 Zr/ fp2

В обеих формулах: Zг— в омах; fp1, fр2— в герцах.

Поскольку полное сопротивление головки является частотнозависимой величиной, для расчета обычно принимают указанное в паспорте головки номинальное сопротивление Zг, оно соответствует минимальному значению полного сопротивления головки в диапазоне частот выше частоты основного резонанса до верхней граничной частоты рабочей полосы.

При этом надо иметь в виду, что фактическое номинальное сопротивление различных образцов головок одного и того же типа может отличаться от паспортного значения на ±20%.

В некоторых случаях радиолюбителям приходится использовать в качестве высокочастотных головок имеющиеся динамические головки с номинальным сопротивлением, отличающимся от номинальных сопротивлений низкочастотной и высокочастотной головок.

При этом согласование сопротивлений осуществляют, подключая высокочастотную головку В3 и конденсатор С4 к различным выводам катушки L4 (рис. 2), т. е. эта катушка фильтра играет одновременно роль согласующего автотрансформатора. Катушки можно намотать на круглых деревянных, пластмассовых или картонных каркасах с щечками из гетинакса.

Нижнюю щечку следует сделать квадратной; так ее удобно крепить к основанию — гетинаксовой плате, на которой крепят конденсаторы и катушки. Плату крепят шурупами ко дну ящика громкоговорителя. Во избежание дополнительных нелинейных искажений катушки должны выполняться без сердечников из магнитных материалов.

Пример расчета трехполосного акустического фильтра

В качестве низкочастотной головки громкоговорителя используется динамическая головка 6ГД-2, номинальное сопротивление которой Zг=8 Ом. в качестве среднечастотной — 4ГД-4 с таким же значением Zг и в качестве высокочастотной — ЗГД-15, для которой Zг=6,5 Ом. Согласно табл. 2 при Zг=8 Ом и емкости С1=С2=20 мкф fp1=700 Гц, а при емкости С3=С4=3 мкф fр2=4,8 кГц. В фильтре можно применить конденсаторы МБГО со стандартными емкостями (С3 и С4 составляют из двух конденсаторов).

По приведенным выше формулам находим: L1=L3=2,56 мГ; L2=L4=0,375 мГ (для автотрансформатора L4 — это значение индуктивности между выводами 1–3).

Коэффициент трансформации автотрансформатора

На рис. 3 показана зависимость уровня напряжения на звуковых катушках головок от частоты для трехполосной системы, соответствующей примеру расчета. Амплитудно-частотные характеристики низкочастотной, среднечастотной и высокочастотной областей фильтра обозначены соответственно НЧ, СЧ и ВЧ. На частотах раздела затухание фильтра равно 3,5 дБ (при рекомендуемом затухании 3 дБ).

Рис. 3. Зависимость уровня напряжения на звуковых катушках головок от частоты для трехполосной системы

Отклонение объясняется отличием полных сопротивлений головок и емкостей конденсаторов от заданных (номинальных) значений и индуктивностей катушек от полученных расчетом. Крутизна спада кривых и СЧ составляет 9 дБ на октаву и кривой ВЧ — 11 дБ на октаву. Кривая ВЧ соответствует несогласованному включению громкоговорителя 1 ГД-3 (в точки 1–3). Как видно, в этом случае фильтр вносит дополнительные частотные искажения.

Программа для расчета фильтров Crossover Elements Calculator

Crossover Elements Calculator 146.35 KB Verify CAPTCHA to Download

При создании акустической системы в вашем автомобиле, да и не только в автомобиле, Вам может понадобиться рассчитать фильтр, узнать характеристики его элементов, параметры и конфигурацию.

Программа имеет возможность производить расчет четырёх параметров: • Цепь Zobel • Аттенюацию • Катушку индуктивности • Определения лучшего корпуса для сабвуфера (типа корпуса) Теперь коротко о каждом. Цепь Zobel необходима для согласования фильтра с входным комплексным сопротивлением (импедансом) динамической головки (ГД). При ее отсутствии входное сопротивление ГД (импеданс) оказывает влияние на АЧХ и ФЧХ разделительных фильтров, вплоть до полного нарушения их работы.

Аттенюация. Довольно часто динамические головки имеют чувствительность (дБ) больше, чем необходимо в данном проекте акустической системы. И для того чтобы сравнять показатели чувствительности и тем самым уменьшить неравномерность суммарной АЧХ акустической системы, можно прибегнуть к помощи Г-образных пассивных аттенюаторов (L-Pad), обеспечивающих заданный уровень ослабления/аттенюации (N, дБ).

Катушка индуктивности. Является основным из элементов применяемых при изготовлении фильтров. Катушки индуктивности с воздушными сердечниками обладают наименьшими нелинейными искажениями и потерями, по сравнению с другими типами, однако имеют большие габариты. И эта функция программы позволяет рассчитать катушку индуктивности исходя из таких параметров: • Сопротивление ГД • Индуктивности необходимой катушки • Диаметра провода

Определения наилучшего корпуса для НЧ динамика. Низкочастотный динамик должен быть согласован с типом корпуса акустической системы. Каждый динамик имеет свойства позволяющие ему работать лучше в каком-то определенном оформлении корпуса. Определить, для какого именно ящика лучше использовать конкретный динамик можно так: частота основного резонанса динамика (Fs) делится на его полную добротность (Qtc), а полученный коэффициент говорит, в каком корпусе нужно использовать динамик, чтобы достигнуть оптимальных результатов.

Использование программы не должно вызывать затруднения, в скором времени я покажу Вам пример использования программы Crossover Elements Calculator. Ну а пока все! Удачи Вам в расчетах!

Резистивные схемы аттенюаторов. Расчёт онлайн.

П-образные, Т-образные аттенюаторы для симметричных и несимметричных линий. Регулируемые многоступенчатые аттенюаторы.

На сегодняшнем заседании нашей радиолюбительской ячейки мы обнародуем перечень мероприятий по конструированию и расчёту узла, предназначенного для банального ослабления амплитуды (мощности) сигнала без существенного искажения его формы —
аттенюатора. Аттенюаторы — это, в большинстве случаев, пассивные конструкции, сделанные из незатейливых резистивных или реактивных делителей напряжения.
Столь простые по замыслу устройства, тем не менее, находят многочисленные применения, как-то: — Уменьшение уровня сигнала для предотвращения перегрузки и, соответственно, расширения динамического диапазона оборудования. — Снижение амплитуды или мощности сигнала до нужного уровня с целью его корректного измерения, а также для защиты измерительного прибора от перегрузки или выгорания. — Согласование импедансов источника и нагрузки для снижения коэффициента стоячей волны (КСВ). — Увеличение изоляции (развязки) между источником и нагрузкой, вследствие уменьшения взаимодействия между ними.

С точки зрения логики работы, аттенюатор является полной противоположностью усилителя, хотя эти устройства и имеют абсолютно разные принципы работы.

Основные характеристики аттенюаторов: — Ослабление мощности (или амплитуды), которое выражается в децибелах. — Частотный диапазон, внутри которого задаётся точность ослабления аттенюатора. — Собственно говоря, сама точность (погрешность) аттенюатора. — Максимальная мощность, которая может быть переварена аттенюатором без вреда для здоровья. — Входное и выходное сопротивления, определяющие КСВ (коэффициент стоячей волны) по входу и выходу.

Ну и хватит о грустном. Давайте рассмотрим основные схемы, используемые в аттенюаторах. Рис.1

Рис.1 а) — схема несбалансированного Т-образного аттенюатора, Рис.1 б) — схема сбалансированного Т-образного аттенюатора, Рис.1 в) — схема несбалансированного П-образного аттенюатора, Рис.1 г) — схема сбалансированного П-образного аттенюатора.

Данные аттенюаторы являются горизонтально симметричными — импеданс устройства на входе совпадает с импедансом устройства на выходе. Несбалансированные аттенюаторы предназначены для работы с вертикально несимметричными линиями, такими как коаксиальные кабели, в то время как, Сбалансированные аттенюаторы предназначены для симметричных линий, к примеру, для работы с витой парой.

Формулы для расчёта элементов Т-образного аттенюатора выглядят следующим образом: , где Z — импеданс аттенюатора, а V — отношение входной и выходной амплитуд.

Формулы для расчёта элементов П-образного аттенюатора:

Сдобрим пройденный материал калькулятором.

КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ П и Т-ОБРАЗНОГО АТТЕНЮАТОРА.

Если же в хозяйстве понадобился аттенюатор с несколькими значениями ступенчато — изменяемого ослабления сигнала, то сделать это можно путём последовательного соединения нескольких простейших ячеек, описанных и рассчитанных на калькуляторе выше.

Для иллюстрации приведу схему регулируемого аттенюатора от словенского специалиста Матиаса Видмара.

Рис.2

Устройство позволяет производить плавное ослабление сигналов (вернее ступенчатое с точностью до 1dB) вплоть до 131dB в частотном диапазоне — до 500MHz. Ссылка на страницу автора — https://lea.hamradio.si/~s53mv/dds/attenuator.html.

А теперь предположим, что нам не хочется ставить кучу переключающих тумблеров, а так и подмывает довольствоваться одним переключателем на несколько положений, либо, вообще, обойтись без коммутирующих элементов, а поставить по разъёму на каждый уровень аттенюации. Обратимся за помощью к схеме W. Sorokine, Radio-Consiwcteur et Depanneur, Paris, octobre 1968, p. 253.

Рис.3

В источнике приведены следующие формулы для расчёта номиналов элементов: В каждой точке выхода такой модели аттенюатора внутреннее сопротивление равно сопротивлению нагрузки Rн. Величина аттенюации одинакова для всех ступеней и может быть выбрана любой величины. Любой, да не очень! Детальное рассмотрение схемы выявило корректную работу аттенюатора, только при значениях аттенюации, кратных 10. К тому же этот параметр рассчитывается при отсутствии нагрузки в режиме холостого хода, т.е. при её включении — добавляются дополнительные 6дБ ослабления сигнала. А вот количество ступеней ослабления может быть выбрано любым.

Тем не менее, в связи с достаточно частой практикой применения данной схемы, приведу калькулятор и для неё.

Квазиуниверсальный фильтр для 3-х полосных АС типа S-90, 50АС-106, 35АС-016, 35АС-021 и других

Статья для тех, кто слушает музыку качеством не ниже CD, а лучше по возрастанию качества:

1. CD;
2. SACD;
3. рип виниловой пластинки 24/96, еще лучше 24/192, или 32/192;
4. рип виниловой пластинки аппаратом Korg MR-1000.

В начале была вега…. 50 АС-106 (почти по библии). Звук был хорош, но все равно, непохоже передавался шум ветра, раскаты грома, шорохи ручья, да и голоса певцов небыли похожи на воспроизводимые наушниками Sennheiser HD-215II. Купил Корвет 150 АС-001. Восстановил динамики (больше ничего не делал). И голос певцов стал естественным ,и чтобы ни слушал – вся музыка стала воспроизводиться правильно (как в жизни). А в чем разница???

У тех и у других колонок по 3 динамика. При чем ВЧ практически одинаковые СЧ тоже, только НЧ у корветов больше. Хорошо, тогда играть они должны одинаково естественно, только корветы за счет больших НЧ должны играть громче. Но этого нет. Звук Веги за счет проклеек, герметизации и т.д. (был проведен ранее) особо не улучшился. И тогда мой взор упал на схемы их фильтров.

Корвет 150 АС-001:

Называется – найди три отличия. Стало понятно, что нужно менять фильтр. Инженерный подход подсказывал – нужно опираясь на имеющуюся структуру заведомо рабочего фильтра доработать имеющийся так чтобы:

1. 1. переделка была минимальной;
2. использовать максимально имеющиеся элементы фильтра;
3. была возможность вернуть все в исходное состояние.

К сожалению на тот момент у меня не было инструмента для измерения индуктивности, и даже с этим условием удалось приблизить звук к оригиналу.

За тем купил 35 АС-016 “Орбита” и тоже доработал фильтр. Но полностью правильно изменить фильтр удалось у 35 АС-021 “Эстония”.

Вот где звук был убогий! А все их расхваливают. Да там динамики, да корпуса, Да звук – ну просто соловей. Да Вега на порядок лучше с родными фильтрами играет.

В купленных “Эстония” отсутствовали фильтры – очередной (не знаю как назвать) падаван наслушавшись Ёду убрал все фильтры и оставил вместо них 1 мкФ на ВЧ динамик и 10 мкФ на СЧ.(чтобы ламповый усилитель хоть что-нибудь шептал).

Спасибо этому сайту за программу RLC метр. Намотал катушки как в схеме, собрал фильтр по родной схеме и как уже говорил – при отсутствии фильтра они играли не хуже! Тогда мой взор обратился к схеме 35 АС-016 (в родной схеме не хватает только одной катушки в СЧ фильтре, С2 = 2 мкФ, R2 – убрать, в НЧ фильтре внести сопротивление 10 Ом/10 Вт – согласно схеме включения этого динамика. 5 Ом/2 Вт перед ВЧ динамиком (чтобы не выгорал), а схема значительно проще Корвета. Катушки были домотаны, конденсаторы добавлены, но звук все равно должен был быть лучше.

Посмотрев внимательно на характеристики динамиков стало понятно что ВЧ динамик 35 АС-021 не может воспроизвести частоты ниже 5000 Гц, а фильтр у 35 АС-016 СЧ/ВЧ 4600 Гц. Стало понятно что частота раздела должна остаться 6000 Гц. Еще добивало гудение НЧ динамика вместо ударов по барабану – удалось избавиться удалив (закоротив) резистор R3.

Полученная схема. Квазиуниверсальный фильтр для 35 АС-021:

Немного о дополнительных элементах фильтра:

1. L5+C13 – это НЧ составляющая в фильтре средних частот;
2. R3 ослабляет срез ВЧ составляющей музыки в фильтре СЧ;
3. L2 дополнительно подрезает низкие частоты, проникающие после фильтра (C2+C3+C11)+L4+C12 (подобран экспериментально) – делает голос чистым и прозрачным не давая резонировать СЧ динамику. Убирает ощущение “недостаточности высоких частот” из-за чего добавляют эквалайзером ВЧ и палят ВЧ динамик.

С8+С1+С7 смещается ниже частота среза НЧ фильтра (враки, не воспроизводит нормально НЧ динамик частоты выше примерно 800 Гц.

Теперь, откуда взять провод и каркас для катушек. Каркас взял разобрав видеокассету и скинув за 5 минут с нее пленку. Провод взял от катушки пускателя на 36 В (если есть знакомый электрик на большом предприятии то не проблема – нужно 2 штуки). Диаметр провода примерно 0,45-0,55 мм, так как на СЧ протекают маленькие токи, то этого провода вполне достаточно. Можно разобрать и другую подходящую катушку, 120 витков на каркас бобинки видеокассеты – 0,32 мГн. Для получения 0,77 мГн – около 190 витков.

Делал так – наматывать старался сразу больше “культурным навалом” – виток к витку не обязательно, а затем сбрасывал витки до нужной индуктивности, не отсоединяя щупы контролируя процесс программой RLC фильтр. Или (если оказывалось меньше) изолировал зачищенный участок кусочком изоленты и добавлял предпологаемое число витков, а затем отматывал назад до нормы.

Немного о приколбасе к программе RLC фильтр. Не обязательно подбирать очень точно 100 Ом (расположить возле крокодильчиков). Все равно звуковая карта окажется слабовата. И еще, шнур, идущий на вход микрофона, лучше сделать экранированным, а с выхода звуковой карты можно взять от наушников. Общая длина прикалбаса должна составить 1-1,5 м (чтобы дотягиваться до катушек в колонке). Перед намоткой своих катушек показания программы нужно откалибровать – измерить имеющуюся катушку в колонке (отпаяв от нее один конец) и вычислить коэффициент поправки.

Пример: L3 = 0,17 мГн, а показывает 0,19 мГн. Значит 0,19/0,17=1,12. Так же проверяете на катушке L2 и выбираете средний коэффициент. Значит когда будите мотать 0,56 мГн показать должно 0,627 мГн, а 1,3 мГн – 1,456 мГн.

При проверке колонок заднюю стенку прикрутить хотя бы 4-мя шурупами! Если все динамики рабочие (а не застрявшие ВЧ на керне, и не цепляющийся СЧ за керн, обогащающий звук призвуками) схема работает сразу.

Расчет предпологает, а Бог распологает…….

1. Сместил частоту раздела фильтров СЧ/НЧ и сдвинул их ближе друг к другу – в результате стали правильно слышны голос певца, напряженные средние частоты (между СЧ и НЧ) и щелчки пластинки. (Это индикаторные показатели).
2. Сдвинул друг к другу частоты раздела фильтров ВЧ и СЧ. Результат – голос стал более естественным.

При разработке фильтров инженеры завода были не дураки ,но экономисты сэкономили 2% от стоимости колонок на фильтре и мы имеем то, что имеем…

Вариант фильтра окончательный ,изменения в схему вноситься больше не будут:

Схема источника питания активной АС

Для питания усилителя в целом были использованы два трансформатора мощностью по 60-70 Вт, по одному для для НЧ и СЧ-ВЧ каналов. Один трансформатор достаточной мощности (120 и более Вт) просто не «вписывался» в малогабаритный корпус по высоте. Стабилизаторов тоже, соответственно, два. Питание использованных здесь МС лежит в пределах от 8 до 18 вольт, поэтому трансформатор может быть выбран с соответствующим напряжением на вторичной обмотке и выходным током не менее 3-х ампер без значительной «просадки». После трансформатора ставятся обычные двухполупериодные мостовые выпрямители с диодами нужной мощности, или диодная сборка (например KBU810 на 8 А). Далее выпрямленное напряжение стабилизируется в схеме «умощнённого» стабилизатора на МС типа КРЕН8 или аналогичной с дополнительным регулирующим транзистором (рис.5)

Схема 5 — стабилизатор БП усилителя

Выходное напряжение стабилизатора может быть в пределах 12 — 17 вольт для достижения максимально возможной мощности при минимуме искажений. В данном случае применена микросхема KIA7812 с напряжением стабилизации 12 вольт и для поднятия выходного напряжения до 15-16 вольт между средним выводом и общим проводом установлен дополнительно стабилитрон на 3-4 вольта (КС133, КС 139). Поднимать напряжение питания до 18 вольт не следует, хоть такой предел и указан в даташитах на МС TDA, так как на практике, в момент включения возможно срабатывание системы внутренней защиты этих микросхем из-за «перегрузки». Можно питать усилители и нестабилизированным напряжением, но это увеличит их нагрев во время работы и уменьшит перегрузочную способность.

Каскады предварительного усиления — фильтры, возможно питать от этих же стабилизаторов, но лучше, всё-таки, сделать для них один общий стабилизатор на 9…12 вольт для развязки от помех и возможного взаимного влияния полосных каналов.

Все микросхемы (усилители мощности и стабилизаторы), а также дополнительные мощные транзисторы (КТ818 или аналогичные импортные) блока питания следует закрепить на теплоотводах достаточной площади. В моём случае все эти элементы расположены на одном общем теплоотводе, состоящим из двух параллельно закреплённых алюминиевых пластин толщиной 3 мм и размером 70х200 мм. Как правило, большинство микросхем TDA и аналогичных имеют минус питания на корпусе и их можно, соответственно, крепить к одному теплоотводу без изоляционных прокладок. Транзисторы же и микросхемы стабилизатора следует изолировать.

Конструкция акустического фильтра с использованием настройки температуры

%PDF-1.7 % 1 0 объект > >> эндообъект 8 0 объект > эндообъект 2 0 объект > эндообъект 3 0 объект > транслировать PScript5. dll Версия 5.2.22016-09-18T08:05:47-04:002016-08-08T14:02:43-04:002016-09-18T08:05:47-04:00Acrobat Distiller 15.0 (Windows)Акустический фильтр Приложение Design Using Temperature Tuningapplication/pdf

Sadeghi, Srivastava, Amirkhizi, Nemat-Nasser

Конструкция акустического фильтра с использованием настройки температуры

МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ И УМНЫЕ КОМПОЗИТЫ 4

Конструкция акустического фильтра с использованием настройки температуры

UUID: 759f5d52-51b6-4768-ba77-d4ca28ed0481uuid: 17eba6cd-fc52-45d5-8e12-263a6ec75c3c конечный поток эндообъект 4 0 объект > эндообъект 5 0 объект > эндообъект 6 0 объект > эндообъект 7 0 объект > эндообъект 90 объект > эндообъект 10 0 объект > эндообъект 11 0 объект > эндообъект 12 0 объект > эндообъект 13 0 объект > эндообъект 14 0 объект > эндообъект 15 0 объект > эндообъект 16 0 объект > эндообъект 17 0 объект > эндообъект 18 0 объект > эндообъект 19 0 объект > эндообъект 20 0 объект > эндообъект 21 0 объект > эндообъект 22 0 объект > эндообъект 23 0 объект > эндообъект 24 0 объект [108 0 R 109 0 R 110 0 R 111 0 R 112 0 R 113 0 R 114 0 R 115 0 R 116 0 R 117 0 R 118 0 R 119 0 R 120 0 R 121 0 R 122 0 R 123 0 R] эндообъект 25 0 объект > эндообъект 26 0 объект > эндообъект 27 0 объект > эндообъект 28 0 объект > эндообъект 290 объект > эндообъект 30 0 объект > эндообъект 31 0 объект > эндообъект 32 0 объект > эндообъект 33 0 объект > эндообъект 34 0 объект > эндообъект 35 0 объект [143 0 R 144 0 R 145 0 R 146 0 R 147 0 R 148 0 R 149 0 R 150 0 R 151 0 R 152 0 R 153 0 Р 154 0 Р 155 0 Р 156 0 Р 157 0 Р 158 0 Р 159 0 Р 160 0 Р 161 0 Р 162 0 Р 163 0 Р 164 0 Р 165 0 Р] эндообъект 36 0 объект > эндообъект 37 0 объект > эндообъект 38 0 объект > эндообъект 39 0 объект > эндообъект 40 0 объект > эндообъект 41 0 объект > эндообъект 42 0 объект > эндообъект 43 0 объект > эндообъект 44 0 объект > эндообъект 45 0 объект > эндообъект 46 0 объект > эндообъект 47 0 объект > эндообъект 48 0 объект [19→B» «uH58-A*{E#cq̀st g+tpB4mDUkrz~yw Ih urǔT YC- %m}(«x(b#+/WQL2wL9&Yroνp*lq]FD=inO>. `DBJ-Ml1BH,n_K#P.

Акустический фильтр на основе слоистой структуры

Appl Phys Lett. 2015 16 марта; 106 (11): 111903.

Опубликовано онлайн 2015 март 16. DOI: 10.1063/1,4915100

, ^{1,2, A)} , ² и ^{1, b)}

Информация об авторе Примечания к статье Информация об авторских правах и лицензиях Отказ от ответственности

Data Citations

Акустические фильтры (AF) являются ключевыми компонентами для управления распространением волн в многочастотных системах. Мы представляем конструкцию, которая выборочно обеспечивает акустическую фильтрацию с полосой задерживания и пассивным усилением на высоких и низких частотах соответственно. Результаты измерений прототипов точно соответствуют предсказаниям конструкции. AF подавляет высокочастотное наложение эха на 14,5 дБ и усиливает передачу низких частот на 8,0 дБ, увеличивая осевое разрешение с 416 до 86  мкм м на изображении. Подход к проектированию ЗЧ доказал свою эффективность в многочастотных системах.

Фильтры — это основные устройства, лежащие в основе функциональности широкого спектра многочастотных систем, включая микроволновые, ¹ оптические, ² цифровые, ³ и механические ^4,5 системы. В частности, в многочастотных вибрационных системах требуется тонкое управление распространением волны, чтобы убедиться в надежности и эффективности системы. Одним из подходов к управлению распространением волн является использование акустических фильтров (АФ), изготовленных из твердых пьезоэлектрических материалов с поляризационным рисунком ⁶ или периодические структуры, а именно фононные кристаллы. ^7–9 Альтернативные методы включают акустические диоды/переключатели, ^10–12 , которые сочетают в себе периодические структуры и нелинейную среду. ^13–16

В многочастотных акустических системах источники и распространение волн обычно пространственно-асимметричны. Например, в двухчастотных ультразвуковых преобразователях ^4,17,18 , показавших многообещающие результаты для сверхгармонической микроскопии, ¹⁹ ультразвуковые волны основной и гармонической частот распространяются в противоположных направлениях. Необходимо, чтобы низкочастотная (НЧ) волна эффективно распространялась вперед, а гармоническая высокочастотная (ВЧ) волна не распространялась назад после достижения высокочастотного активного слоя (рис. ). ²⁰

Открыть в отдельном окне

Схематическое изображение (а) двухчастотной акустической или лазерной структуры и ее эквивалентных схем для (б) высокочастотного приема; в) низкочастотная передача. Параметры L и Z Обозначают длину и импеданс конкретного материала или порта с подписками M , HM , HA , AF , LA и B , указывающие на AF , LA и B , указывающие на AF , LA и B , указывающие на AF , LA и B . М edium, H igh frequency M atching, H igh frequency A ctive element, A coustic F ilter, L ow frequency A ctive element, and B acking, соответственно. Нижние индексы H 1, H 2, H 3, L 1, L 2 и L 3 обозначают входное/выходное сопротивление портов, показанных на рисунках с H

/

. L , обозначающий H igh/ L low частоты волн соответственно.

Однако немногие из существующих методов управления волнами были адаптированы к многочастотным ультразвуковым преобразователям из-за их громоздких размеров (множество длин волн) или их высокой стоимости из-за очень тонкой микроструктуры. Основываясь на пространственно-частотной корреляции, AF может действовать как однонаправленный переключатель, который позволяет акустическому проникновению в одном направлении и блокировать его в обратном направлении. При таком подходе все элементы системы сильно связаны, и проектирование должно осуществляться на системном уровне.

В этом письме мы разъясняем конструкцию AF с антисогласованным эффектом для полосы пропускания ВЧ ультразвука и эффектом пассивного усилителя для улучшения передачи НЧ ультразвука. Вдохновленные более ранней работой, ^21–24 , мы применили теорию линий микроволновой передачи ²⁵ для руководства проектированием ЗЧ. Целью конструкции AF является предотвращение обратного распространения ВЧ-волны при эффективном пропускании прямой НЧ-волны (рис. ). Эквивалентная схема линии передачи системы схематично показана на рис. и . В двухчастотной системе расчет акустической конструкции для ВЧ акустических волн обычно более чувствителен, чем для НЧ волн, из-за разницы длин волн. Поэтому наша стратегия заключается в том, чтобы сначала разработать полосовой заграждающий фильтр ВЧ, а затем разработать пассивный НЧ-усилитель.

ВЧ-заграждающий фильтр может быть разработан на основе механизмов отражения волн (тип I) или поглощения волн (тип II). Для конструкции фильтра типа I AF действует как антисогласованная секция, сдвигая согласованный импеданс (если Z _HA  =  Z _LA ) в рассогласование Z _H 91036 19038 и Z _{H 2} . Падающая ВЧ волна через согласующий слой ВЧ элемента эквивалентна источнику напряжения (напряжения) с Z _HA Импеданс Тевенина (рис. ). Следовательно, выходное сопротивление ВЧ элемента равно Z _{H 1}  =  Z _HA . Для реализации механизма требуется, чтобы длина импульса ВЧ-волны была пространственно короче, чем удвоенная толщина НЧ-элемента. Если короткий импульс поступал в НЧ-элемент, то импульс прекращался до того, как отраженная волна (с тыльной стороны НЧ-элемента) снова попадала на входной интерфейс между ЗЧ и НЧ-элементом. Тогда отраженная волна с тыльной стороны НЧ элемента не могла интерферировать с падающей волной на передней стороне НЧ элемента. Между тем, наличие защитного слоя L _B не влияет на Z _{H 2} . В этом случае Z _{H 3}  =  Z _LA и входное сопротивление Z _{H 2} на переднем слое АФ

ZH3 = Zafzlacosh (γhfℓ)+Zafsinh (γhfℓ) Zafcosh (γhfℓ)+zlasinh (γhfℓ),

(1)

, где γ _HF — это совет γ _hf — это совет γ ℓ of of of of of IS γ of — γ γ . слой АФ. Постоянная распространения определяется как γ _{H F} = α _{H F} +ι _{H F} , где α

HF , 9037, , , 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, , , 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, 9037, . постоянный. Слой AF тонкий по сравнению с длиной волны HF, и можно выбрать материалы с низким затуханием; в результате потери пренебрежимо малы α _HF ℓ  ≈ 0 и γ _HF ℓ сводится к ιβ _{H Ф} ℓ. Тогда коэффициент передачи интенсивности T _I от элемента HF к элементу LF через слой AF равен (получен из дополнительного материала, S1) ²⁶

TI=4ZHAZLA/[(ZHA+ZLA)2 cos2 (βHFℓ)+(ЗАФ+ЖАЗЛАЗАФ)2 sin2(βHFℓ)].

(2)

IF β _HF ℓ = (2 N +1) λ _HF /4, n = 0, 1, 2, (n = 0 соответствует широкому полоса пропускания и низкие потери), затем уравнение (1) сводится к Zh3=ZAF2/ZLA, который функционирует как четвертьволновой трансформатор импеданса. Эта схема аналогична конструкции согласующего слоя, принимая низкое значение 9.0037 Z _LA и средний Z _AF для получения высокого Z _{H 2} , чтобы соответствовать высокому Z HA . Любопытно, что мы использовали обратный эффект с высоким Z _LA и средним Z _AF , что привело к очень низкому Z _{H 2} ZHA ₂ ZHA ₂ и Z _{H 2} , и, следовательно, распространение волны к НЧ элементу эффективно блокируется. ВЧ согласующий слой проектируется традиционным методом как ЖМ=ЗМЖА и L _HM  =  λ _HF /4.

Для НЧ акустической волны этот ЗЧ является полосовым фильтром, возможно с пассивным усилением. Эквивалентная схема системы показана на рис. При анализе активным элементом НЧ считается источник напряжения (напряжения) с импедансом Тевенина 9 Ом.0037 Z _ЛА . Среда имеет большой объем, фазовая задержка между деформацией и напряжением отсутствует, поэтому ее рассматривают как чисто резистивную нагрузку Z _M . Все передние слои преобразователя тонкие и, в принципе, сравнимы с длиной волны НЧ, поэтому каждый из них выполняет роль отрезка линии передачи в каскадном соединении. Входное сопротивление Z _{L 3} рассчитано с использованием параметров каскада ABCD

[PL3VL3]=[ABCD]AF[ABCD]HA[ABCD]HM[PMVM],

(3)

где P _{L 3} и P _M 9003 – давление, а V _{L 3} and V _M are the volume velocity in the respective material, and satisfy P _{L 3} / V _{L 3}  =  Z _{L 3} и P _M / В _М  =  Z _М . Нижние индексы AF, HA и HM в каждой матрице ABCD указывают участки линии передачи уровня AF, уровня HF и уровня согласования HF соответственно. Параметр ABCD каждого участка линии передачи определяется как

[ABCD]=[cosh(γLFℓ)Z0sinh(γLFℓ)sinh(γLFℓ)/Z0cosh(γLFℓ)],

(4)

, где Z ₀ обозначает характеристическое сопротивление линии передачи. Постоянная распространения γ _LF и толщина ℓ также относятся к конкретному участку линии электропередачи. Если пренебречь затуханием, то коэффициент передачи давления TP=2ZL3/(ZL3+ZLA*). Тем не менее, когда необходимо учитывать затухание, аналитического расчета не существует, и производительность оценивалась как параметр рассеяния S ₂₁ двухпортовой сети линий передачи ²⁵ , смоделированный с помощью AWR Microwave Office (AWR corp., El Segundo, CA) со схемой моделирования, показанной в дополнительном материале S2. ²⁶ Из-за наличия ВЧ-элемента перед НЧ-элементом традиционный четвертьволновой согласующий слой всегда нарушается ВЧ-элементом. Согласно волновой теории, вставка слоя AF повышает эффективность передачи и приводит к отрицательным вносимым потерям, предполагая, что пассивный слой функционирует как усилитель и, следовательно, называется пассивным усилителем для волны LF.

Вносимые потери использовались для оценки характеристик полосового режекторного фильтра на ВЧ. Вносимые потери в основном зависят от Z _AF и γ _HF ℓ . Начиная с Z _HA  =  Z _LA , уровень AF без потерь, действующий как линия передачи, соединенная между Z _HA и Z _LA , со сдвигом 7 s условие Z _{H 3} (в центре) к свободно движущемуся граничному условию Z _{H 2} (близко к SC на рис. ). нижняя Z _AF сопровождается нижним Z _{H 2} (нижняя половина диаграммы Смита на рис. ). Диаграмма Смита представляет собой полярный график с линией от центра к локусам, указывающим коэффициент отражения. ²⁷ При ℓ  =  λ _HF /4 коэффициент отражения максимален по амплитуде и равен 0 по фазе, так что вносимые потери становятся максимальными (рис. ). Вносимые потери 10 дБ и 20 дБ достигаются при использовании антисогласованного слоя без потерь с относительным импедансом Zотн=ZAF/ZHAZLA 0,15 и 0,05 соответственно. Результат моделирования программного обеспечения AWR показал, что потери при распространении низкие (<1 дБ) при λ _HF /4, если затухание менее 30 дБ/см/МГц (тип I на рис. ). Напротив, когда толщина слоя AF увеличивается до более чем 1,2 λ _HF с затуханием 30 дБ/см/МГц, вносимые потери преобладают за счет потерь при распространении и сходятся к фоновому слою (тип II на рис. . ).

Открыть в отдельном окне

Проектные расчеты и моделирование АФ. ( а ) Локусы AF для HF (нижняя половина) и LF (верхняя половина), показанные на диаграмме Смита, нормализованной к импедансу пьезоэлектрического материала (36,8 МРаил). Для ВЧ антисовпадения цифры в легенде после AM указывают на Z _отн. . Длина всех АФ λ /4. Для пассивного усилителя НЧ числа по обе стороны от подчеркивания: L _HA и L _AF относительно λ _LF соответственно. (b) Коэффициент усиления пассивного усилителя слоя AF с разными L _HA и L _AF . (c) Вносимые потери ВЧ-заграждающего фильтра в зависимости от импеданса Z _отн.  =  Z _AF / Z _LA (обозначены в легенде) и толщина L _AF (ось x). (d) Вносимые потери ВЧ-заграждающего фильтра с затуханием (в дБ/см/МГц), отмеченным цифрами на легенде. Для (b) и (d) Z _отн.  = 0,151 согласно реальному случаю. (IL = вносимые потери.)

Коэффициент усиления пассивного усилителя для НЧ ультразвука определялся комбинациями толщин ВЧ активного слоя и слоя НЧ (рис. и ). Эффективность передачи с этими многоуровневыми соединениями равна эффективности передачи с L _AF  = 0, потому что это случай без слоя AF, а эффективность передачи почти постоянна (дисперсия <0,005 дБ) на активном ВЧ слое для L _HA  ≤ 7  0,1 909037 λ6 (см. точку О и крайний левый край рис. ). Традиционный согласующий слой находится в точке A на рис. с L _HA  = 0 и L _AF = 0,25 λ _LF . Если L _HA  > 0, эффективность передачи не определена, поскольку импедансы слоев далеки от идеальной конструкции с несколькими согласующими слоями. ²⁸ Положительные коэффициенты усиления с L _HA  > 0 указывают на возможность разработки двухчастотных преобразователей с ВЧ-элементом перед НЧ-элементом с повышением эффективности передачи НЧ-элемента. Для фильтров HF-диапазона HF на основе отражения I, L _HA ≈ 0,5 λ _HF и L _AF = 0,25 λ _HF = 0,25 λ _HF , λ _HF , λ _{. Л НА . Усиление до 4,95 дБ достигается с преобразователями типа I. For type II absorption-based HF bandstop filters, the frequency difference between HF and LF are sufficiently large ( L HA  < 0.04 λ LF and f HF  > 12.5 f LF ), что затухание ВЧ составляет 12,5 дБ, а затухание НЧ волны менее 1 дБ. С преобразователем типа II можно получить усиление до 8,03 дБ, что выше, чем при обычном согласовании (7,73 дБ). Для обоих типов фильтров было достигнуто положительное усиление, потому что комбинация ВЧ-активного и НЧ-слоев вызывала согласующие эффекты для НЧ-волны (дополнительное объяснение объяснено в дополнительном материале, S3). ²⁶}

Подход к проектированию АЧ был подтвержден путем сравнения экспериментальных характеристик прототипов пьезоэлектрических преобразователей с теоретическими расчетами. ВЧ-характеристики AF типа II просты и широко распространены. ^29,30 ВЧ-характеристики предсказанного эффекта антисогласования с типом I и НЧ-характеристики эффекта пассивного усилителя для обоих типов были проверены на прототипах преобразователей. В поверке f _HF  = 30 МГц и f _LF  = 3,5 МГц. Активные материалы ( Z _HA  =  Z _LA  = 36,8 MRayl) представляют собой монокристалл PMN-0,33PT (HC Materials Corp., Болингбрук, Иллинойс) и материал AF (

Z AF = 5,53 MRayl) представляет собой порошок оксида алюминия (размер зерен 0,3  мкм мкм, Lapmaster Int., Маунт-Проспект, Иллинойс), смешанный с Epo-tek 301 (Epoxy Technology, Inc., Биллерика, Массачусетс) и центрифугированный. Согласующий слой HF представляет собой парилен C ( Z _HM  = 3,16 МРайл) с покрытием толщиной 15  мкм мкм. Толщины для проверки анти-сочетания HF составляют L _AF = 0,25 λ _HF и L _HA = 0,5 λ _HF . Толщина конструкции пассивного усилителя НЧ отмечена на рис. как A ⇒ F и O. Пока есть отражение на L _B ( Z _B  ≠  Z _LA ), защитный слой L _B не влияет на проверку работоспособности преобразователя. Преобразователи для проверки были прикреплены к произвольно выбранной пластиковой пластине в качестве защитного слоя с акустическим импедансом 3,0 МРаил.

На антисогласованный эффект ВЧ-фильтра указывает низкая амплитуда наложения эха, отраженного от задней стороны НЧ-элемента. Без слоя AF принимаемая ультразвуковая волна продолжала бы распространяться от элемента HF к элементу LF, а отраженная волна от границы элемента LF и защитного слоя LF снова возбуждала бы элемент HF, проявляясь в виде наложения эха. Наложение эха проверяли методом эхо-импульса в водяной бане. Такое эхо может отражаться вперед и назад, что приводит к серии пакетов волн, следующих за отражением основного импульса от цели (-9. 2 дБ относительно основного импульса, см. рис. Напротив, такие эхо-сигналы были подавлены на 14,5 дБ (-23,7 дБ, см. рис.) с помощью слоя AF, расположенного между ВЧ и НЧ элементами. Длина импульса –20 дБ была значительно уменьшена с 555 нс до 115 нс, эквивалентное увеличение разрешения осевой визуализации с 416  мкм м до 86  мкм м в воде

Открыть в отдельном окне

Проверка АФ в изготовленных датчиках (а) ВЧ импульсно-эхо-отклик без слоя АФ , показывающая серию наложенных эхо-сигналов. (b) При включении слоя AF эхо-наложения устраняются. (c) Амплитуда давления, измеренная датчиком A (традиционно согласованный) и датчиком C (расширенный AF), нормализованная к датчику O (без согласования) (г) Фактическое усиление АФ на передачу и усиление выходной амплитуды с учетом отражения от задней поверхности (рассчитано и измерено)

Как указывалось ранее, целью AF для НЧ ультразвуковой части датчика является достижение высокой эффективности передачи с низкими или даже отрицательными вносимыми потерями. Преобразователи для проверки были изготовлены с расчетными параметрами, показанными на рис. для эталона (O) без согласования, (A) идеального традиционного согласования и (B ⇒ F) с активным элементом HF и слоем AF. При расчете амплитуды выходного давления учитывалась суперпозиция волны, отраженной от тыльных поверхностей элемента НЧ. Проверка передающего давления была измерена гидрофоном (HGL-0085, Onda Corp., Саннивейл, Калифорния) на расстоянии 1  см от датчиков (апертура: 4 × 4 мм, естественный фокус около 90,3 мм) на водяной бане. Акустические волны преобразователей A и C показаны на рис. и сравниваются с преобразователем O. Давление от обоих преобразователей A и C примерно в 1,7 раза больше, чем от несогласованного преобразователя. Результаты измерений всех прототипов (A ⇒ F и O) хорошо согласуются с расчетами (см. рис. .

). В заключение мы продемонстрировали механизм управления распространением волны на основе акустического фильтра, который работает одновременно как высокочастотный полосовой режекторный фильтр и низкочастотный пассивный усилитель. Этот акустический фильтр легко внедряется в многочастотные акустические системы, такие как двухчастотные ультразвуковые преобразователи, которые можно использовать для получения сверхгармонических изображений ⁴ и приложения для терапии и визуализации ⁵ . Эта конструкция акустического фильтра руководствуется теорией проектирования микроволновых цепей и не включает никаких микроструктур или нелинейностей, что делает его изготовление экономически эффективным. Продемонстрированный акустический фильтр очень компактен (субволновая длина вдоль направления распространения волны), что является многообещающей функцией в приложениях с ограниченным пространством, таких как биомедицинская внутрисосудистая ультразвуковая визуализация или минимально инвазивная терапия. Эта теория и системный подход к проектированию, изложенные в этом письме, обеспечивают основу для проектирования многочастотных акустических или лазерных систем с желаемым контролем распространения волн.

Эта работа была поддержана Национальными институтами здравоохранения в рамках гранта № R01EB015508.

1. Дюбуа М.-А. и Муральт П., заявл. физ. лат. 74, 3032 (1999). 10.1063/1.124055 [CrossRef] [Google Scholar]

2. Магнуссон Р. и Ван С., заявл. физ. лат. 61, 1022 (1992). 10.1063/1.107703 [CrossRef] [Google Scholar]

3. Васундхара, Мандал Д., Кар Р. и Гошал С.П., Нац. вычисл. 13, 55 (2014). 10.1007/s11047-013-9381-x [CrossRef] [Google Scholar]

4. Ма Дж., Мартин К., Дейтон П. и Цзян С., IEEE Trans. Ультрасон. Ферроэлектр. Частота Контроль 61, 870 (2014). 10.1109/TUFFC.2014.2977 [бесплатная статья PMC] [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

5. Azuma T., Огихара М., Кубота Дж., Сасаки А., Умемура С.-и. и Фурухата Х., IEEE Trans. Ультрасон. Ферроэлектр. Частота Контроль 57, 1211 (2010). 10.1109/TUFFC.2010.1534 [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

6. Rupp C.J., Данн М.Л. и Мауте К., заявл. физ. лат. 96, 111902 (2010). 10.1063/1.3341197 [CrossRef] [Google Scholar]

7. Qiu C., Лю З., Мэй Дж. и Ши Дж., Appl. физ. лат. 87, 104101 (2005). 10. 1063/1.2037853 [CrossRef] [Google Scholar]

8. Ромеро-Гарсия В., Санчес-Перес Х. и Garcia-Raffi L., J. Appl. физ. 110, 014904 (2011). 10.1063/1.3599886 [CrossRef] [Google Scholar]

9. Оудич М., Ассуар М.Б. и Хоу З., заявл. физ. лат. 97, 193503 (2010). 10.1063/1.3513218 [CrossRef] [Google Scholar]

10. Zhu X., Цзоу Х., Лян Б. и Cheng J., J. Appl. физ. 108, 124909 (2010). 10.1063/1.3520491 [CrossRef] [Google Scholar]

11. Хе З., Пэн С., Е Ю., Дай З., Цю С., Ке М. и Лю З., заявл. физ. лат. 98, 083505 (2011). 10.1063/1.3562306 [CrossRef] [Google Scholar]

12. Ли С.-Ф., Ни Х., Фэн Л., Лу М.-Х., Он С. и Чен Ю.-Ф., Phys. Преподобный Летт. 106, 084301 (2011). 10.1103/PhysRevLett.106.084301 [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

13. Лян Б., Юань Б. и Cheng J.-c., Phys. Преподобный Летт. 103, 104301 (2009). 10.1103/PhysRevLett.103.104301 [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

14. Кристенсен Дж. и де Абахо Ф. Дж. Г., Phys. Преподобный Летт. 108, 124301 (2012). 10.1103/PhysRevLett.108.124301 [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

15. Лян Б., Го С., Ту Дж., Чжан Д. и Ченг Дж., Нат. Матер. 9, 989 (2010). 10.1038/nmat2881 [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

16. Sun H.-x., Чжан С.-ю. и Шуй X.-j., Appl. физ. лат. 100, 103507 (2012). 10.1063/1.3693374 [CrossRef] [Google Scholar]

17. Мартин К. Х., Линдси Б.Д., Ма Дж., Ли М., Ли С., Фостер Ф.С., Цзян X. и Dayton PA, Sensors 14, 20825 (2014). 10.3390/s141120825 [бесплатная статья PMC] [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

18. Ma J., Цзян С., Хит Мартин К. и Дейтон П., на Международном симпозиуме по ультразвуку IEEE ( IEEE, 2013), стр. 769–772. [Google Scholar]

19. Буаказ А., Фригстад ​​С., Тен Кейт Ф.Дж. и де Йонг Н., Ультразвуковая медицина. биол. 28, 59 (2002). 10.1016/S0301-5629(01)00460-4 [PubMed] [CrossRef] [Google Scholar]

20. Ma J., Мартин К. Х., Ли Ю., Дейтон Пенсильвания, Шунг К.К., Чжоу Ц. и Цзян С., « Факторы проектирования внутрисосудистых двухчастотных преобразователей для сверхгармонической контрастной визуализации и акустической ангиографии», Phys. Мед. биол., 2015 (в печати). [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [Google Scholar]

21. Stewart G., Phys. 20, 528 (1922). 10.1103/PhysRev.20.528 [CrossRef] [Google Scholar]

22. Stewart G., Phys. Откр. 25, 90 (1925). 10.1103/PhysRev.25.90 [CrossRef] [Google Scholar]

23. Lindsay R., Phys. 34, 652 (1929). 10.1103/PhysRev.34.652 [CrossRef] [Google Scholar]

24. Mason W. P., J. Acoust. соц. Являюсь. 1, 263 (1930). 10.1121/1.1915179 [CrossRef] [Google Scholar]

25. Стир М. Б., Микроволновое и радиочастотное проектирование: системный подход, 2-е изд. ( Паб Наука, 2013). [Академия Google]

26. См. дополнительный материал на http://dx.doi.org/10.1063/1.4915100E-APPLAB-106-064511 для подробного получения, моделирования и дополнительного обсуждения.

27. Смит П., Электронные приложения диаграммы Смита ( Инженерно-технологический институт, 1995 г.). [Google Scholar]

28. Иноуэ Т., Охта М., и Такахаши С., IEEE Trans. Ультрасон. Ферроэлектр.