6. Составить в матричной форме уравнения МКТ и МУН, считая все Rk=2. Найти требуемую реакцию. Определить при исключенных источниках сопротивление относительно указанных узлов.
i4=?. Методом Эквивалентного Источника Напряжения:
8. Перенумеровав элементы, составить упорядоченный граф цепи и по нему – матрицы (A), (Q), (B), (F).
1.9. Найти аналитическое выражение реакции iL(t), построить график реакции и проконтролировать его значения в моменты времени tk, рассчитав площадь под графиком f1(t). Начальные условия принять нулевыми.
Формула ВАХ индуктивности:
t0= 0, t1= 1, t2= 2,
t3 = 4, u(t0)=3, u(t1)=3, u(t2)=0, u(t3)=3,
начальное условие: iL(t0-)=0
Скачать c Letitbit.net
или
Для скачивания файла поделитесь ссылкой с друзьями.
После этого под кнопками появится ссылка на скачивание файла «Основные понятия теории цепей. Анализ резистивных цепей.»
Facebook
Twitter
Мой мир
Вконтакте
Одноклассники
Google+
Под этой строчкой в течении 30 секунд появится обещанная Вам ссылка:
Преобразование сигналов в линейных параметрических цепях. Преобразование сигналов в параметрических цепях. Цели курсовой работы
Параметрическими (линейными цепями с переменными параметрами) , называются радиотехнические цепи, один или несколько параметров которых изменяются во времени по заданному закону. Предполагается, что изменение (точнее модуляция) какого-либо параметра осуществляется электронным методом с помощью управляющего сигнала. В радиотехнике широко применяются параметрические сопротивления R(t), индуктивности L(t) и емкости C(t).
Примером одного из современных параметрических сопротивлений может служить канал VLG-транзистора, на затвор которого подано управляющее (гетеродинное) переменное напряжение u г (t). В этом случае крутизна его стоко-затворной характеристики изменяется во времени и связана с управляющим напряжением функциональной зависимостью S(t)=S. Если к VLG-транзистору подключить еще и напряжение модулированного сигнала u(t), то его ток определится выражением:
i c (t)=i(t)=S(t)u(t)=Su(t). (5.1)
Как к классу линейных, к параметрическим цепям применим принцип суперпозиции. Действительно, если приложенное к цепи напряжение является суммой двух переменных
u(t)=u 1 (t)+u 2 (t), (5.2)
то, подставив (5.2) в (5.1), получим выходной ток также в виде суммы двух составляющих
i(t)=S(t)u 1 (t)+S(t)u 2 (t)= i 1 (t)+ i 2 (t) (5.3)
Соотношение (5.3) показывает, что отклик параметрической цепи на сумму двух сигналов равен сумме ее откликов на каждый сигнал в отдельности.
Преобразование сигналов в цепи с параметрическим сопротивлением. Наиболее широко параметрические сопротивления применяются для преобразования частоты сигналов. Отметим, что термин «преобразование частоты» не совсем корректен, поскольку частота сама по себе неизменна. Очевидно, это понятие возникло из-за неточного перевода английского слова «heterodyning – гетеродинирование».
Гетеродинирование – это процесс нелинейного или параметрического смешивания двух сигналов различных частот для получения третьей частоты.
Итак, преобразование частоты – это линейный перенос (смешивание, трансформация, гетеродинирование, или транспонирование) спектра модулированного сигнала (а также любого радиосигнала) из области несущей частоты в область промежуточной частоты (или с одной несущей несущей частоты на другую, в том числе и более высокую) без изменения вида или характера модуляции.
Преобразователь частоты (рис.5.1) состоит из смесителя (СМ) – параметрического элемента (например, МДП-транзистора, варикапа или обычного диода с квадратичной характеристикой), гетеродина (Г) – вспомогательного автогенератора гармонических колебаний с частотой ω г, служащего для параметрического управления смесителем, и фильтра промежуточной частоты (обычно колебательного контура УПЧ или УВЧ).
Принцип действия преобразователя частоты рассмотрим на примере переноса спектра однотонального АМ-сигнала. Положим, что под воздействием гетеродинного напряжения
u г (t)=U г cos ω г t (5.4)
крутизна характеристики МДП-транзистора преобразователя частоты изменяется во времени приближенно по закону
S(t)=S o +S 1 cos ω г t (5.5)
где S o и S 1 – соответственно среднее значение и первая гармоническая составляющая крутизны характеристики.
При поступлении на МДП-транзистор смесителя АМ-сигнала u AM (t)= U н (1+McosΩt)cosω o t переменная составляющая выходного тока в соответствии с (5.1) и (5.5) будет определяться выражением:
i c (t)=S(t)u AM (t)=(S o +S 1 cos ω г t) U н (1+McosΩt)cosω o t=
U н (1+McosΩt) (5.6)
Пусть в качестве промежуточной частоты параметрического преобразователя выбрана
ω пч =|ω г -ω о |. (5.7)
Тогда, выделив ее с помощью контура УПЧ из спектра тока (5.6), получим преобразованный АМ-сигнал с тем же законом модуляции, но существенно меньшей несущей частотой
i пч (t)=0,5S 1 U н (1+McosΩt)cosω пч t (5.8)
Заметим, что наличие только двух боковых составляющих спектра тока (5.6) определяется выбором предельно простой кусочно-линейной аппроксимации крутизны характеристики транзистора. В реальных схемах смесителей в спектре тока содержатся также составляющие комбинационных частот
ω пч =|mω г ±nω о |, (5.9)
где m и n – любые целые положительные числа.
Соответствующие временные и спектральные диаграммы сигналов с амплитудной модуляцией на входе и выходе преобразователя частоты показаны на рис. 5.2.
Рис.5.2. Диаграммы на входе и выходе преобразователя частоты:
а – временные; б – спектральные
Преобразователь частоты в аналоговых перемножителях . Современные преобоазователи частоты с параметрическими резистивными цепями построены на принципиально новой основе. В них в качестве смесителей используются аналоговые перемножители. Если на входы аналогового перемножителя подать два гармонических колебания некий модулированный сигнал:
u с (t)=U c (t)cosω o t (5.10)
и опорное напряжение гетеродина u г (t)=U г cos ω г t, то его выходное напряжение будет содержать две составляющие
u вых (t)=k a u c (t)u г (t)=0,5k a U c (t)U г (5.11)
Спектральная составляющая с разностной частотой ω пч =|ω г ±ω о | выделяется узкополосным фильтром УПЧ и используется в качестве промежуточной частоты преобразованного сигнала.
Преобразование частоты в цепи с варикапом . Если на варикап подать только гетеродинное напряжение (5.4), то его емкость приближенно будет изменяться во времени по закону (см.рис. 3.2 в части I):
C(t)=C o +C 1 cosω г t, (5.12)
где С о и С 1 – среднее значение и первая гармоническая составляющая емкости варикапа.
Положим, что на варикап воздействуют два сигнала: гетеродинное и (для упрощения расчетов) немодулированное гармоническое напряжение (5.10) с амплитудой U c . В этом случае заряд на емкости варикапа будет определяться:
q(t)=C(t)u c (t)=(С о +С 1 cosω г t)U c cosω o t=
С о U c (t)cosω o t+0,5С 1 U c cos(ω г — ω o)t+0,5С 1 U c cos(ω г + ω o)t, (5.13)
а ток, протекающий через него,
i(t)=dq/dt=- ω o С o U c sinω o t-0,5(ω г -ω o)С 1 U c sin(ω г -ω o)t-
0,5(ω г +ω o)С 1 U c sin(ω г +ω o)t (5.14)
Включив последовательно с варикапом колебательный контур, настроенный на промежуточную частоту ω пч =|ω г -ω о |, можно выделить желаемое напряжение.
С реактивным элементом типа варикапа (для сверхвысоких частот это варактор ) можно создать также параметрический генератор, усилитель мощности, умножитель частоты. Такая возможность основана на преобразовании энергии в параметрической емкости. Из курса физики известно, что энергия, накопленная в конденсаторе, связана с его емкостью С и зарядом на ней q формулой:
Э= q 2 /(2С). (5.15)
Пусть заряд остается постоянным, а емкость конденсатора уменьшается. Поскольку энергия обратно пропорциональна величине емкости, то приуменьшении последней энергия растет. Количественное соотношение такой связи получим, дифференцируя (5.15) по параметру С:
dЭ/dC= q 2 /2C 2 =-Э/С (5.16)
Это выражение также справедливо и для малых приращений емкости ∆С и энергии ∆Э, поэтому можно записать
∆Э=-Э (5.17)
Знак минус здесь показывает, что уменьшение емкости конденсатора (∆С0). Увеличение энергии происходит за счет внешних затрат на выполнение работы против сил электрического поля при уменьшении емкости (например, путем изменения напряжения смещения на варикапе).
При одновременном воздействии на параметрическую емкость (или индуктивность) нескольких источников сигналов с разными частотами, между ними будет происходить перераспределение (обмен) энергий колебаний. На практике энергия колебаний внешнего источника, называемого генератором накачки , через параметрический элемент передается в цепь полезного сигнала.
Для анализа энергетических соотношений в многоконтурных цепях с варикапом обратимся к обобщенной схеме (рис.5.3). В ней параллельно параметрической емкости С включены три цепи, две из которых содержат источники e 1 (t) и e 2 (t), создающие гармонические колебания с частотами ω 1 и ω 2 . Источники соединены через узкополосные фильтры Ф 1 и Ф 2 , пропускающие соответственно колебания с частотами ω 1 и ω 2 . Третья цепь содержит сопротивление нагрузки R н и узкополосный фильтр Ф 3 , так называемый холостой контур , настроенный на заданную комбинационную частоту
ω 3 = mω 1 +nω 2, (5.18)
где m и n – целые числа.
Для упрощения будем считать, что в схеме применены фильтры без омических потерь. Если в схеме источники e 1 (t) и e 2 (t) отдают мощности Р 1 и Р 2 , то сопротивление нагрузки R н потребляет мощность Р н. Для замкнутой системы в соответствии с законом сохранения энергии получим условие баланса мощностей:
Р 1 +Р 2 +Р н =0 (5.19)
МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ГРАЖДАНСКОЙ АВИАЦИИ
Кафедра основ радиотехники и защиты информации
КУРСОВАЯ РАБОТА
Анализ характеристик линейных цепей
И линейных преобразований сигналов
Выполнил:
Руководитель:
Илюхин Александр Алексеевич
Москва 2015
1. Цели курсовой работы. 3
2. Индивидуальное задание. 3
3.Расчеты 4
4. Программа по расчёту и построению амплитудно-частотной, фазо-частотной, переходной и импульсной характеристик цепи при заданных параметрах 10
5. Программа расчёта и построения реакция заданной цепи на заданный сигнал 11
6. Графики 13
1. Цели курсовой работы.
1. Изучить характер переходных процессов в линейных цепях.
2. Закрепить аналитические методы расчета частотных и временных характеристик линейных цепей.
3. Освоить суперпозиционный анализ сигналов.
4. Овладеть суперпозиционным методом расчета реакций линейных цепей.
5. Уяснить влияние параметров цепи на вид ее реакции.
2. Индивидуальное задание.
Вариант 27 (цепь № 7, сигнал № 3).
Рис.1.Электрическая цепь
Рис.2.Сигнал
E
=2 В
t
и
=10 мкс
R
=4 кОм
C
=1000 пФ
Операторную передаточную характеристику цепи;
Комплексную частотную характеристику цепи;
Амплитудно-частотную характеристику цепи;
Фазо-частотную характеристику цепи;
Переходную характеристику цепи;
Импульсную характеристику цепи.
2. Выполнить суперпозиционный анализ сигнала.
4. Составить программу по расчету и построению амплитудно-частотной, фазочастотной, переходной и импульсной характеристик цепи при заданных ее параметрах.
5. Составить программу расчета и построения реакции заданной цепи на заданный сигнал.
6. Вычислить характеристики и реакцию цепи, указанные в п.п. 4 и 5, построить их графики.
3.Расчеты
3.1. Расчёт характеристик цепи
1. Операторная передаточная характеристика
Рис.3. Обобщённая схема цепи
Для заданной схемы:
Согласно формуле:
Для заданной схемы, изображённой на рис.1,
Где
θ=RC
– постоянная времени.
2. Комплексная частотная характеристика
Комплексная частотная характеристика определяется из соотношения:
3. Амплитудно-частотная характеристика(АЧХ)
4. Фазочастотная характеристика(ФЧХ)
У данной цепи:
5. Переходная характеристика
У данной цепи:
Т.к. , где
x
1
и
x
2
– корни уравнения
x
2
+
bx
+
c
=
0
,
Линейно-параметрические цепи-радиотехнические цепи, один или несколько параметров которых изменяются во времени по заданному закону, называют параметрическими (линейными цепями с переменными параметрами). Предполагается, что изменение какого-либо параметра осуществляют электронным методом с помощью управляющего сигнала. В линейно- параметрической цепи параметры элементов не зависят от уровня сигнала, но могут независимо изменяться во времени. Реально параметрический элемент получают из нелинейного элемента, на вход которого подают сумму двух независимых сигналов. Один из них несет информацию и имеет малую амплитуду, так что в области его изменений параметры цепи практически постоянны. Вторым является управляющий сигнал большой амплитуды, который изменяет положение рабочей точки нелинейного элемента, а следовательно, его параметр.
В радиотехнике широко применяют параметрические сопротивления R(t), параметрические индуктивности L(t) и параметрические емкости C(t).
Для параметрического сопротивления R(t) управляемым параметром является дифференциальная крутизна
Примером параметрического сопротивления может служить канал МДП- транзистора, на затвор которого подано управляющее (гетеродинное) переменное напряжение u Г (t). В этом случае крутизна его сток-затворной характеристики изменяется во времени и связана с управляющим напряжением зависимостью S(t) = S. Если к МДП-транзистору подключить еще и напряжение модулированного сигнала u(t) , то его ток определится выражением
Наиболее широко параметрические сопротивления применяют для преобразования частоты сигналов. Гетеродинирование — процесс нелинейного или параметрического смешивания двух сигналов разных частот для получения колебаний третьей частоты, в результате которого происходит смещение спектра исходного сигнала.
Преобразователь частоты (рис.24) состоит из смесителя (СМ) — параметрического элемента (например, МДП-транзистора, варикапа и т. д.), гетеродина (Г) — вспомогательного генератора гармонических колебаний с частотой ωг, служащего для параметрического управления смесителем, и фильтра промежуточной частоты (ФПЧ) — полосового фильтра
Принцип действия преобразователя частоты рассмотрим на примере переноса спектра однотонального АМ-сигнала. Допустим, что под воздействием гетеродинного напряжения
крутизна характеристики МДП-транзистора изменяется приближенно по закону
где S 0 и S 1 — соответственно среднее значение и первая гармоническая составляющая крутизны характеристики. При поступлении на преобразующий МДП-транзистор смесителя приемника АМ-сигнала
переменная составляющая выходного тока будет определяться выражением:
Пусть в качестве промежуточной частоты параметрического преобразователя выбрана частота
В нелинейных электрических цепях связь между входным сигналом U Вх. (T ) и выходным сигналом U Вых. (T ) описывается нелинейной функциональной зависимостью
Такую функциональную зависимость можно рассматривать как математическую модель нелинейной цепи.
Обычно нелинейная электрическая цепь представляет совокупность линейных и нелинейных двухполюсников. Для описания свойств нелинейных двухполюсников часто пользуются их вольтамперными характеристиками (ВАХ). Как правило, ВАХ нелинейных элементов получают экспериментально. В результате эксперимента ВАХ нелинейного элемента получают в виде таблицы. Этот способ описания пригоден для анализа нелинейных цепей с помощью ЭВМ.
Для изучения процессов в цепях, содержащих нелинейные элементы, необходимо отобразить ВАХ в математической форме, удобной для расчетов. Для использования аналитических методов анализа требуется подобрать аппроксимирующую функцию, достаточно точно отражающую особенности экспериментально снятой характеристики. Чаще всего используются следующие способы аппроксимации ВАХ нелинейных двухполюсников.
Показательная аппроксимация. Из теории работы p-n перехода следует, что вольт-амперная характеристика полупроводникового диода при u>0 описывается выражением
. (7.3)
Показательную зависимость часто используют при изучении нелинейных цепей, содержащих полупроводниковые приборы. Аппроксимация вполне точна при значениях тока, не превышающих несколько миллиампер. При больших токах экспоненциальная характеристика плавно переходит в прямую линию из-за влияния объемного сопротивления полупроводникового материала.
Степенная аппроксимация. Этот способ основан на разложении нелинейной вольтамперной характеристики в ряд Тейлора, сходящийся в окрестности рабочей точки U 0 :
Здесь коэффициенты …. – некоторые числа, которые можно найти из полученной экспериментально вольтамперной характеристики. Количество членов разложения зависит от требуемой точности расчетов.
Пользоваться степенной аппроксимацией при больших амплитудах сигналов нецелесообразно из-за существенного ухудшения точности.
Кусочно-линейная аппроксимация Применяется в случаях, когда в схеме действуют большие сигналы. Способ основан на приближенной замене реальной характеристики отрезками прямых линий с различными наклонами. Например, передаточная характеристика реального транзистора может быть аппроксимирована тремя отрезками прямых, как показано на рис.7.1.
Аппроксимация определяется тремя параметрами: напряжением начала характеристики , крутизной , имеющей размерность проводимости и напряжением насыщения , при котором возрастание тока прекращается. Математическая запись аппроксимированной характеристики такова:
(7.5)
Во всех случаях ставится задача нахождения спектрального состава тока, обусловленного воздействием на нелинейную цепь гармонических напряжений. При кусочно-линейной аппроксимации схемы анализируют методом угла отсечки.
Рассмотрим для примера работу нелинейной цепи при больших сигналах. В качестве нелинейного элемента используем биполярный транзистор, работающий с отсечкой коллекторного тока. Для этого при помощи начального напряжения смещения Е См рабочая точка устанавливается таким образом, чтобы транзистор работал с отсечкой коллекторного тока, и одновременно подадим на базу входной гармонический сигнал.
Рис.7.2. Иллюстрация отсечки тока при больших сигналах
Угол отсечки θ – половина той части периода, в течение которой коллекторный ток не равен нулю, или, другими словами, часть периода от момента достижения коллекторным током максимума до момента, когда ток становится равным нулю – «отсекается».
В соответствии с обозначениями на рис.7.2 коллекторный ток для I > 0 описывается выражением
Разложение этого выражения в ряд Фурье позволяет найти постоянную составляющую I 0 и амплитуды всех гармоник коллекторного тока. Частоты гармоник кратны частоте входного сигнала, а относительные амплитуды гармоник зависят от угла отсечки. Анализ показывает, что для каждого номера гармоники существует оптимальный угол отсечки θ, При котором ее амплитуда максимальна:
. (7.7)
Рис.7.8 . Схема умножения частоты
Подобные схемы (рис.7.8) часто применяются для умножения частоты гармонического сигнала в целое число раз. Настройкой колебательного контура, включенного в коллекторную цепь транзистора, можно выделить нужную гармонику исходного сигнала. Угол отсечки устанавливается, исходя из максимального значения амплитуды заданной гармоники. Относительная амплитуда гармоники уменьшается с ростом ее номера. Поэтому описанный метод применим при коэффициентах умножения N ≤ 4. Применяя многократное умножение частоты, можно на основе одного высокостабильного генератора гармонических колебаний получить набор частот с такой же относительной нестабильностью частоты, как у основного генератора. Все эти частоты кратны частоте входного сигнала.
Свойство нелинейной цепи обогащать спектр, создавая на выходе спектральные составляющие, первоначально отсутствовавшие на входе, ярче всего проявляются, если входной сигнал представляет собой сумму нескольких гармонических сигналов с различными частотами. Рассмотрим случай воздействия на нелинейную цепь суммы двух гармонических колебаний. Вольтамперную характеристику цепи представим многочленом 2-й степени:
. (7.8)
Входное напряжение помимо постоянной составляющей содержит два гармонических колебания с частотами и , амплитуды которых равны и соответственно:
. (7.9)
Такой сигнал называется бигармоническим. Подставив этот сигнал в формулу (7.8), выполнив преобразования и сгруппировав члены, получим спектральное представление тока в нелинейном двухполюснике:
Видно, что в спектре тока присутствуют слагаемые, входящие в спектр входного сигнала, вторые гармоники обоих источников входного сигнала а также гармонические составляющие с частотами ω1 — ω2 и ω1 + ω2 . Если степенное разложение вольтамперной характеристики представлено многочленом 3-й степени, спектр тока будет содержать также частоты . В общем случае при воздействии на нелинейную цепь нескольких гармонических сигналов с разными частотами в спектре тока появляются комбинационные частоты
Где – любые целые числа, положительные и отрицательные, включая нуль.
Возникновение комбинационных составляющих в спектре выходного сигнала при нелинейном преобразовании обусловливает ряд важных эффектов, с которыми приходится сталкиваться при построении радиоэлектронных устройств и систем. Так, если один из двух входных сигналов промодулирован по амплитуде, то происходит перенос модуляции с одной несущей частоты на другую. Иногда за счет нелинейного взаимодействия наблюдается усиление или подавление одного сигнала другим.
На основе нелинейных цепей осуществляется детектирование (демодуляция) амплитудно-модулированных (АМ) сигналов в радиоприемниках. Схема амплитудного детектора и принцип его работы поясняются на рис.7.9.
Рис.7.9. Схема амплитудного детектора и форма выходного тока
Нелинейный элемент, вольтамперная характеристика которого аппроксимирована ломаной линией, пропускает только одну (в данном случае положительную) полуволну входного тока. Эта полуволна создает на резисторе импульсы напряжения высокой (несущей) частоты с огибающей, воспроизводящей форму огибающей амплитудно-модулированного сигнала. Спектр напряжения на резисторе содержит частоту несущей , ее гармоники и низкочастотную составляющую, которая примерно вдвое меньше амплитуды импульсов напряжения. Эта составляющая имеет частоту , равную частоте огибающей, т. е. представляет собой продетектированный сигнал. Конденсатор совместно с резистором образует фильтр низких частот. При выполнении условия
(7.12)
В спектре выходного напряжения остается только частота огибающей. При этом также происходит увеличение выходного напряжения за счет того, что при положительной полуволне входного напряжения конденсатор быстро заряжается через малое сопротивление открытого нелинейного элемента почти до амплитудного значения входного напряжения, а при отрицательной полуволне – не успевает разрядиться через большое сопротивление резистора . Приведенное описание работы амплитудного детектора соответствует режиму большого входного сигнала, при котором ВАХ полупроводникового диода аппроксимируется ломаной прямой.
В режиме малого входного сигнала начальный участок ВАХ диода может быть аппроксимирован квадратичной зависимостью. При подаче на такой нелинейный элемент амплитудно-модулированного сигнала, спектр которого содержит несущую и боковые частоты, возникают частоты с суммарной и разностной частотами. Разностная частота представляет собой продетектированный сигнал, а несущая и суммарная частоты не проходят через фильтр низких частот, образованный элементами и .
Обычный прием детектирования частотно-модулированных (ЧМ) колебаний состоит в том, что ЧМ колебание сначала преобразуется в АМ колебание, которое затем детектируется вышеописанным способом. В качестве простейшего преобразователя ЧМ в АМ может служить расстроенный относительно несущей частоты колебательный контур. Принцип преобразования ЧМ сигналов в АМ поясняется на рис.7.10.
Рис.7.10. Преобразование ЧМ в АМ
При отсутствии модуляции рабочая точка находится на скате резонансной кривой контура. При изменении частоты изменяется амплитуда тока в контуре, т. е. происходит преобразование ЧМ в АМ.
Схема преобразователя ЧМ в АМ показана на рис.7.11.
Рис.7.11. Преобразователь ЧМ в АМ
Недостатком такого детектора являются искажения продетектированного сигнала, возникающие из-за нелинейности резонансной кривой колебательного контура. Поэтому на практике применяются симметричные схемы, обладающие лучшими характеристиками. Пример такой схемы приведен на рис.7.12.
Рис.7.12. Детектор ЧМ сигналов
Два контура настраиваются на крайние значения частоты, т. е. на частоты И . Каждый из контуров преобразует ЧМ в АМ, как описано выше. АМ колебания детектируются соответствующими амплитудными детекторами. Низкочастотные напряжения и противоположны по знаку, и с выхода схемы снимается их разность. Характеристика детектора, т. е. зависимость выходного напряжения от частоты, получается путем вычитания двух резонансных кривых и более линейна. Такие детекторы называются дискриминаторами (различителями).
Прохождение сигналов через
резистивные
параметрические цепи.
Преобразование частоты
12.1 (О). Идеальный источник ЭДС
создает напряжение (В)и = 1.5 cos 2π ·
l0 7 t . К зажимам источника
подключен резистивный элемент с
переменной во времени проводимостью
(См)G (t ) = 10 -3 + 2 · 10 -4 sin 2π · l0 6 t . Найдите амплитуду
токаI т , имеющего
частоту 9.9 МГц.
12.2(О). Вещательный приемник
длинноволнового диапазона предназначен
для приема сигналов в диапазоне частот
отf c min = 150 кГц доf c
max = 375 кГц. Промежуточная частота
приемникаf пр = 465 кГц.
Определите, в каких пределах следует
перестраивать частоту гетеродинаf г данного приемника.
12.3(УО). В супергетеродинном
приемнике гетеродин создает гармонические
колебания с частотойf г = 7.5
МГц. Промежуточная частота приемникаf пр = 465 кГц; из двух возможных
частот принимаемого сигнала основному
каналу приема отвечает большая, а
зеркальному каналу — меньшая частота.
Для подавления зеркального канала на
входе преобразователя частоты включен
одиночный колебательный контур,
настроенный на частоту основного канала.
Найдите значение добротностиQ этого
контура, при которой ослабление
зеркального канала составит — 25 дБ по
отношению к основному каналу приема.
12.4(О). Дифференциальная крутизна
резистивного параметрического элемента,
входящего в преобразователь частоты,
изменяется по законуS диф (t )
=S 0 +S 1 cosω г t ,
гдеS 0 ,S 1 — постоянные
числа,ω г — угловая частота
гетеродина. Считая, что промежуточная
частотаω пр известна, найдите
частоты сигналаω с, при
которых возникает эффект на выходе
преобразователя.
12.5(Р). Проходная характеристика
полевого транзистора, т.е. зависимость
тока стокаi c (мА) от управляющего
напряжения затвор — истоки зи (В) прии зи ≥ -2 В, аппроксимирована
квадратичной параболой:i с = 7.5(u зи + 2) 2 . Ко входу
транзистора приложено напряжение
гетеродинаи зи =U m г cosω г t . Найдите закон
изменения во времени дифференциальной
крутизныS диф (t )
характеристикиi с =f (и зи).
12.6(УО). Применительно к условиям
задачи 12.5 выберите амплитуду напряжения
гетеродинаU m г таким образом, чтобы обеспечить крутизну
преобразованияS пр = 6 мА/В.
12.7(О). В преобразователе частоты
использован полупроводниковый диод,
ВАХ которого описана зависимостью (мА)
К диоду приложено напряжение гетеродина
(В) u г = 1.2 cosω г t .
Вычислите крутизну преобразованияS пр данного устройства.
12.8(УО). В диодном преобразователе
частоты, который описан в задаче 12.7, к
диоду приложено напряжение (В)u (t )
=U 0 + 1.2 cosω г t .
Определите,
при каком напряжении смещенияU 0
12.9(УО). Схема преобразователя
частоты на полевом транзисторе изображена
на рис. I.12.1. Колебательный контур настроен
на промежуточную частотуω пр = |ω с —ω г |. Резонансное
сопротивление контураR рез = 18 кОм. Ко входу преобразователя приложена
сумма напряжения полезного сигнала
(мкВ)u с (t ) = 50 cosω c t и напряжения гетеродина (В)u г (t )
= 0.8 cosω г t . Характеристика
транзистора описана в условиях задачи
12.5. Найдите амплитудуU m пр выходного сигнала на промежуточной
частоте.
Прохождение сигналов через
параметрические
реактивные
цепи.
Параметрические усилители
12.10(Р). Дифференциальная емкость
параметрического диода (варактора) в
окрестности рабочей точкиU 0 зависит от приложенного напряженияи следующим образом:С диф (u )
=b 0 +b 1 (u —U 0),
гдеb 0 (пФ) иb 1 (пФ/В)
— известные числовые коэффициенты. К
варактору приложено напряжениеu =U 0 +U m cosω 0 t .
Получите формулу, описывающую токi (t )
через варактор.
12.11(УО). Дифференциальная
емкость варактора описана выражениемC диф (u ) =b 0 +b 1 (u —U 0) +b 2 (u —U 0) 2 . К зажимам варактора
приложено напряжениеu =U 0 +U m cosω 0 t .
Вычислите амплитудуI 3 третьей
гармоники тока через варактор, еслиf 0 = 10 ГГц,U m =1.5 В,b 2 = 0.16 пФ/В 2 .
12.12(О). Варактор имеет параметры:b 0 = 4 пФ,b 2 = 0.25 пФ/В 2 .
К варактору приложено высокочастотное
напряжение с амплитудойU m = 0.4 В. Определите, во сколько раз
возрастет амплитуда первой гармоники
токаI 1 если величинаU m станет равной 3 В.
12.13(УО). Емкость параметрического
конденсатора изменяется во времени по
законуС (t ) =С 0 ехр
(-t /τ) σ (t ), гдеС 0 , τ
— постоянные величины. К конденсатору
подключен источник линейно нарастающего
напряженияu (t ) =at σ(t ).
Вычислите закон изменения во времени
токаi (t ) в конденсаторе.
12.14(УО). Применительно к условиям
задачи 12.13 найдите момент времениt 1 ,
в который мгновенная мощность, потребляемая
конденсатором из источника сигнала,
максимальна, а также момент времениt 2 ,
в который максимальной оказывается
мощность, отдаваемая конденсатором во
внешние цепи.
12.15(Р). Одноконтурный
параметрический усилитель подключен
со стороны входа к источнику ЭДС
(генератору) с внутренним
сопротивлениемR г = 560 Ом.
Усилитель работает на резистивную
нагрузку с сопротивлениемR н = 400 Ом. Найдите величину вносимой
проводимостиG вн, которая
обеспечивает коэффициент усиления
мощностиК Р = 25 дБ.
12.16(О). Для параметрического
усилителя, описанного в задаче 12.15,
найдите критическую величину вносимой
проводимостиG вн кр, при
которой система оказывается на пороге
самовозбуждения.
12.17(УО). К зажимам управляемого
параметрического конденсатора приложено
напряжение сигналаu (t ) =U m cos(ω c t +π/3).
Емкость конденсатора изменяется во
времени по законуC (t ) =C 0 »
гдеφ н — начальный фазовый
угол колебания накачки. Выберите
наименьшее по модулю значениеφ н,
которое обеспечивает нулевое значение
вносимой проводимости.
12.18(О). Применительно к условиям
задачи 12.17 для значений параметровС 0 = 0.3 пФ, β = 0.25 иω с = 2π · 10 9 с -1 вычислите наибольшее по модулю
значение отрицательной проводимостиG вн max , а также наименьший по
модулю фазовый уголсра, обеспечивающий
такой режим.
12.19(Р). Двухконтурный
параметрический усилитель предназначен
для работы на частотеf с = 2
ГГц. Холостая частота усилителяf хол = 0.5 ГГц. Использованный в усилителе
варактор изменяет свою емкость (пФ) с
частотой накачкиω н по законуС (t ) = 2(1 + 0.15 cosω н t ).
Источник сигнала и устройство нагрузки
имеют одинаковые активные проводимостиG г =G н = 2 · 10 -3 См. Вычислите величину резонансного
сопротивления холостого контураR рез.хол, при котором в
усилителе возникает самовозбуждение.
Не обращая внимания на очевидное: входной импеданс дифференциального усилителя — Precision Hub — Архив
Другие детали, обсуждаемые в публикации: INA134
Монолитные дифференциальные усилители — это интегральные схемы, которые включают в себя операционный усилитель (ОУ) и четыре или более прецизионных резисторов в такой же пакет. Они являются невероятно полезными строительными блоками для разработчиков аналоговых устройств, которым необходимо преобразовать дифференциальный сигнал в несимметричный, отклоняя при этом синфазные сигналы. Например, INA134, показанный на рисунке 1, предназначен для использования в качестве линейного приемника для дифференциальных аудиоинтерфейсов.
Хотя большинству разработчиков удобен этот простой строительный блок, я считаю, что один аспект их использования обычно упускается из виду: два входа разностного усилителя имеют разные эффективные входные сопротивления. Под «эффективным входным сопротивлением» я подразумеваю входное сопротивление, обусловленное как значениями внутреннего резистора, так и работой операционного усилителя.
На рис. 2 показана типичная конфигурация INA134 с обозначенными входными напряжениями и токами, а также напряжения на входных узлах внутреннего операционного усилителя.
Рисунок 2: Значения напряжений и токов для анализа эффективного входного сопротивления дифференциального усилителя
Для каждого входа уравнение 1 определяет эффективное входное сопротивление как:
Давайте начнем с простой части: неинвертирующего входа. Глядя на диаграмму на рисунке 2, вы можете видеть, что R3 и R4 включены последовательно. Предполагая, что ток не поступает и не выходит на вход операционного усилителя, уравнение 2 рассчитывает эффективное входное сопротивление как просто:
Теперь давайте сосредоточимся на инвертирующем входе.Вспомните из правил идеального операционного усилителя, что два входа операционного усилителя всегда должны иметь одинаковый потенциал (уравнение 3):
Вы также можете видеть, что R3 и R4 образуют делитель напряжения на неинвертирующем входе. Уравнение 4 вычисляет напряжение на неинвертирующем входе операционного усилителя (В P ) как:
Почему это важно? Ну, это напряжение частично определяет эффективное входное сопротивление инвертирующего входа. Учтите, что ток через R1 (I IN (N) ) — это напряжение на нем, деленное на его сопротивление (Уравнение 5):
Подставив уравнение 5 для входного тока обратно в уравнение 1, вы получите уравнение 6, общее уравнение для сопротивления инвертирующего входа:
Поскольку вы знаете, что напряжение на инвертирующем входе (V N ) будет равно напряжению на неинвертирующем входе (V P ), вы можете заменить V N в уравнении 6 на уравнение 4, чтобы получить уравнение 7 :
Обратите внимание, что эффективное входное сопротивление на инвертирующем входе фактически зависит от соотношения двух входных напряжений.Чтобы понять, как это может повлиять на ваше приложение, рассмотрим пример: INA134, используемый в приложении линейного аудиоприемника, где напряжения на двух входах равны по величине, но противоположны по полярности (уравнение 8):
Возвращаясь к уравнению 2, эффективное входное сопротивление на неинвертирующем входе довольно просто:
Однако инвертированное соотношение двух входных напряжений сильно влияет на эффективное входное сопротивление на инвертирующем входе (уравнение 9):
Эффективное входное сопротивление на инвертирующем входе составляет одну треть от неинвертирующего входа.Таким образом, вы должны учитывать более низкий импеданс инвертирующего входа при выборе входных разделительных конденсаторов или цепей фильтров. Кроме того, любой усилитель, управляющий входами разностного усилителя, должен иметь возможность управлять более низким импедансом на инвертирующем входе.
В простых схемах головную боль в лаборатории часто вызывают самые основные аспекты их работы. Не упускайте из виду очевидное!
Дополнительные ресурсы
Руководство пользователя среды проектирования
AWR: 13.7. Мастер согласования импеданса (iMatch)
Мастер согласования импеданса Cadence® AWR® iMatch ™ (iMatch) использует
Интерфейс мастера синтеза фильтров Cadence® AWR® iFilter ™. Начиная,
запуск и закрытие мастера iMatch аналогичны тем же операциям с iFilter
Волшебник. Для получения подробной информации см. «Мастер фильтров iFilter».
Этот мастер отображается на платформе Cadence® AWR Design Environment®, если у вас есть соответствующие
файл лицензии (FIL-350, FIL-300 или FIL-050) для запуска мастера.
13.7.1. Использование мастера iMatch
iMatch может работать как отдельная лицензия или как интегрированная функция с iFilter
лицензия. В автономной конфигурации мастер iFilter Wizard может только рассчитать импеданс.
схемы согласующего типа. В интегрированной конфигурации мастер iFilter Wizard распознает
Схемы iMatch как особый тип фильтра.
13.7.1.1. Запуск мастера iMatch
Вы можете запустить мастер iMatch, чтобы создать новую сеть согласования импеданса или
изменить существующую сеть согласования импеданса. Чтобы создать новую совпадающую сеть,
откройте узел Мастера в Диспетчере проектов и дважды щелкните
Мастер фильтров iFilter, затем щелкните
Соответствие.
Вы можете редактировать подключения, спецификации и параметры соответствия. После каждого
изменения, мастер пересчитывает значения, повторяет реализацию (макет или деталь
selection), рассчитывает и строит график ответа. Не нужно нажимать специальную
кнопку после изменений, так как все представления остаются актуальными.
Чтобы ввести другое значение или спецификацию в диалоговом окне Matching, вы можете использовать
клавиатуре, нажмите стрелки вверх / вниз рядом с опцией увеличения / уменьшения
значения или используйте колесо мыши (щелкните в нужном поле редактирования и прокрутите мышь
для увеличения / уменьшения значения).Размер шага устанавливается автоматически в зависимости от типа и
значение поля редактирования. Нажмите Ctrl при прокрутке до
увеличивать / уменьшать с меньшим размером шага.
13.7.1.2. Закрытие мастера
Чтобы закрыть мастер iMatch:
Щелкните OK в диалоговом окне Matching, чтобы сохранить
дизайн.
В главном диалоговом окне iFilter щелкните Создать
Дизайн для создания схем, графиков и других элементов в
платформа AWR Design Environment.
Нажмите OK, чтобы создать элемент дизайна фильтра под
Узел iFilter Filter Wizard в Диспетчере проектов
Только.Никаких схем, графиков или других элементов не создается. Это единственный
способ сохранить состояние мастера для последующего использования.
Нажмите «Отмена», чтобы закрыть диалоговое окно «Сопоставление».
без сохранения.
13.7.2. Основы работы с мастером iMatch
Диалоговое окно Matching (основное диалоговое окно iMatch), показанное на следующем рисунке,
состоит из спецификаций слева и графики справа.
Графика включает график вносимых и обратных потерь, диаграмму Смита и
схематический / компоновочный чертеж.
Для создания типичного дизайна iMatch:
Нажмите кнопку Edit Terminations, чтобы указать нагрузку.
и окончания источника в диалоговом окне Matching Terminations, затем щелкните
OK.
Чтобы выбрать дополнительные параметры, нажмите кнопку Соответствие
Кнопка «Параметры» для отображения диалогового окна «Параметры сопоставления».
коробка.
В Fo введите центральную частоту согласования.
сеть.
Нажмите одну из шести кнопок в группе Соответствие, чтобы
выберите тип соответствия.См. «Типы согласования импеданса» для
информация о типах соответствия.
Нажмите кнопку Параметры сопоставления и выберите
в диалоговом окне Параметры сопоставления.
Выберите метод подавления реактивности для
прекращения.См. «Подавление реактивности» для получения дополнительной информации о
Доступные Варианты.
In Q, # секунд и
EL [град.], Введите дополнительные проектные характеристики, если
доступный.
Повторите шаги 3–7 для получения наиболее подходящего дизайна.
Нажмите ОК, чтобы сохранить текущий дизайн, закройте
диалоговое окно и перенесите данные в главное диалоговое окно iFilter. Вы можете
внесите дополнительные корректировки, такие как указание Fo или
выбор технологических параметров в этом диалоговом окне.
Повторно откройте диалоговое окно Matching, если требуется, из основного iFilter.
чат.
Нажмите кнопку «Создать дизайн» в главном
диалоговое окно iFilter для создания дизайна (схем, графиков и данных) в
программный проект Cadence® AWR® Microwave Office®
Браузер.
Диалоговое окно Matching Terminations используется для указания полного сопротивления источника и нагрузки.
(выводы) схемы согласования импеданса. Чтобы открыть это диалоговое окно, щелкните
кнопку Edit Terminations в диалоговом окне Matching.
Технические характеристики сгруппированы в левой части диалогового окна.Указание
окончания идентичны для источника и нагрузки. Прекращение может быть представлено
одиночный элемент, комбинация элементов или массив данных частотного сопротивления.
Основные пассивные элементы (RES, IND и CAP) и их различные комбинации:
доступны для выбора. После выбора модели прекращения введите R, L
или значения C, если они включены на основе вашего выбора.В правой части
диалоговое окно, показаны типичная схема и выбранная частотная информация.
для справки. В iMatch доступны следующие типы завершения:
Некоторые устройства, требующие согласования, представлены зависимостью импеданса от частоты. В
в этом случае выберите Данные из (источника)
или (загрузить) и введите данные в поле Freq, R,
jX box.Вы можете указать данные в виде частотной, действительной и мнимой частей.
импеданса с разделителями-запятыми, например:
100, 45, 5
150, 50, 7
200, 55, 9
Это означает 45 + j5 Ом на 100 МГц, 50 + j7 Ом на 150 МГц и 55 + j9 Ом на
200 МГц. Вы можете использовать следующие средства для ввода данных в Freq, R,
коробка jX:
Ввести данные вручную
Нажмите кнопку «Загрузить из файла», чтобы загрузить данные.
от .S1P или . S2P Touchstone
форматировать файл. Если файл имеет формат .S1P , то
импеданс указан в файле. Если файл .S2P формат, вы можете использовать либо S11, либо S22 в качестве согласующего импеданса. Этот
выбор представлен в простом диалоговом окне: Использовать S11 для входного импеданса?
Щелкните НЕТ, чтобы использовать S22.Нажмите ДА, чтобы использовать S11, НЕТ, чтобы использовать S22 для
сопротивление.
Нажмите кнопку «Загрузить из схемы», чтобы загрузить
данные динамически из схем AWR Microwave Office. A Выберите схему и порт
отображается диалоговое окно, позволяющее выбрать схему AWR Microwave Office в
текущий проект.Список схем содержит схемы только с 1 или
2 порта. Выберите порт 1, чтобы использовать этот порт для
рассчитать входное сопротивление по отношению к согласующей сети (iMatch
мастер вычисляет входное сопротивление, начиная с первого элемента
после порта 1 заглядывая в порт 2). Выберите порт 2 для
посмотрите на порт 1 как на входное сопротивление. Нажмите ОК, чтобы
закройте диалоговое окно.Схема анализируется с автоматическим выбором
частотного диапазона и входных сопротивлений.
Если методы успешны, поле Freq, R, jX
заполнен данными. Допускается до 101 строки данных, остальные игнорируются. Ты
Вы можете редактировать данные в поле в другое время, чтобы обрезать лишнее или добавить больше значений.
В правой части диалогового окна рассчитываются импедансы источника и нагрузки и
отображается как Zin1 и Zin2 соответственно. Отображаются действительная и мнимая части
раздельно. Если окончания моделируются как комбинация значений R, L, C, эти
импедансы точны. Если они заданы в формате Freq, R, jX, импедансы равны
интерполированы на интересующей частоте.
В разделе «Анализ» вы можете ввести минимальное и максимальное
частоты, в пределах которых рассчитываются и отображаются импедансы. Щелкните значок
Установите флажок Auto Freq Range, если вы хотите, чтобы мастер
определить эти частоты.
Диалоговое окно Matching Options в настоящее время содержит только отображение сосредоточенных элементов.
выбор.Для дизайнов со смешанными элементами вы должны использовать сосредоточенные элементы вместе с
линии электропередачи и / или ответвления. Для сосредоточенных элементов существуют различные варианты размеров. К
используйте определенный размер элемента, выберите нужный вариант в группе. Если вы выберете
Автоматически, iMatch определяет оптимальный размер элементов
на основе выбора технологии и ширины и длины линий передачи в
дизайн. Щелкните ОК, чтобы закрыть диалоговое окно.
13.7.2.3. Диапазон частот анализа
Чтобы быстро изменить диапазон частот анализа, щелкните одну из следующих панелей инструментов.
кнопки в середине диалогового окна:
Эти кнопки слева направо:
Увеличить диапазон анализа
Диапазон анализа уменьшения
Узкий диапазон анализа (центральная частота
Предполагается Fo)
Откроется диалоговое окно «Параметры диаграммы», в котором можно указать частоту.
Значения диапазона.
13.7.2.5. Параметры управления графическим отображением
Вы можете настроить графическую (схему / макет) сторону диалогового окна, чтобы
отображать схему, компоновку, информацию о схеме или информацию о компоновке, используя следующие
кнопки.
Это действие аналогично мастеру iFilter. См. «Просмотр схемы и макета» для получения дополнительной информации.
Вы можете вращать положение элементов на графической стороне (схема / макет,
график вносимых потерь-возвратных потерь и диаграмма Смита) для лучшего отображения деталей.
нажав кнопку «Изменить порядок просмотра чертежей и графиков».
Обратите внимание, что окна меняются местами.
13.7.3. Основы согласования импеданса
Цепи согласования импеданса содержат три секции: оконечная нагрузка истока, согласование.
сеть и прекращение нагрузки. Это утверждение также подразумевает топологию, которую можно показать
в виде схемы каскадных элементов, как показано на следующем рисунке.
Обычно выводы источника и нагрузки показаны слева и справа,
соответственно.На предыдущей схеме Z1 (или ZS) назван импедансом источника,
а Z2 (или ZL) называется импедансом нагрузки. Zin2 — входное сопротивление нагрузки.
завершение после согласования с согласующей схемой. Точно так же Zin1 — это вход
полное сопротивление оконечной нагрузки источника после согласования с согласующей схемой.
Согласование и полное сопротивление взаимозаменяемы в контексте согласования и
цепей фильтрации, поэтому полное сопротивление источника и оконечная нагрузка источника означают одно и то же
вещь.
13.7.4. Максимальная передача мощности
Согласование импеданса — это практика проектирования цепей:
, чтобы минимизировать отражения между источником и нагрузкой, и
для максимальной передачи мощности от источника к нагрузке.
Обычно согласующие цепи содержат реактивные элементы и линии передачи (только
как фильтры), которые не вызывают преднамеренного рассеивания.
Для максимальной передачи мощности выходное сопротивление оконечной нагрузки источника должно быть
равняется комплексно-сопряженному входному сопротивлению оконечной нагрузки.
На предыдущей схеме следующее условие обеспечивает максимальную передачу мощности.
состояние:
Z1 = Zin1 *
так,
R1 + jX1 = (Rin1 + jX1) * = Rin1 — jXin1
Чтобы удовлетворить этому уравнению,
Rin1 = R1 и
Xin1 = -X1
Есть два способа решить эти уравнения и найти подходящую сеть.Первый — это
выполнять синтез схемы путем построения передаточных функций для сложных оконечных устройств
и извлечение значений элементов. Синтез цепи со сложным импедансом является громоздким и
очень редко выполняется в практических конструкциях. Второй способ — погасить реактивные сопротивления при
первый шанс и разобраться с чисто резистивными заделками. Многие топологии
доступны с явными формулировками или итерациями, которые могут соответствовать резистивному
завершения на удовлетворительной полосе пропускания.Более чем в 95% приложений
второй способ адекватен.
В iMatch, где это возможно, реактивные оконечные нагрузки (источник или нагрузка) просто переключаются
в резистивные сети, применив выбранный вами метод отмены.
13.7.5. Отмена реактивности
iMatch предоставляет четыре метода компенсации реактивного сопротивления в диалоговом окне Matching.
Возможность отмены реактивности.Вы можете выбрать разные методы
для источника и загрузки, как показано. В следующих описаниях методов только нагрузка
сторона показана. Те же методы применимы к исходной стороне, если источник
прекращение является реактивным.
13.7.5.1. Сосредоточенный метод отмены (серии)
В этом методе ряд IND или CAP помещается рядом с окончанием.Если
реактивная часть согласования положительна, необходимо отрицательное реактивное сопротивление и
CAP добавлен. Если реактивная часть отрицательная, необходимо положительное реактивное сопротивление и
добавлен IND.
Значение последовательного элемента рассчитывается исходя из требуемого реактивного сопротивления и частоты.
соответствия, как указано в диалоговом окне. Для индукторов X = 2 * π * Fo * L. Для
конденсаторы, X = 1 / (2 * π * Fo * C).
Входное сопротивление, видимое с дальней стороны согласующего элемента, теперь чисто
резистивный и он такой же, как резистивная часть заделки, например,
Zin = R ’= R
Этот метод очень прост и эффективен, за исключением следующих двух случаев:
При использовании в цепях, где последовательное плечо также используется для питания
Постоянные токи, емкостное подавление неадекватно, потому что последовательное
Конденсатор — DC-блок.
Rin совпадает с R после отмены. Когда R слишком мало или слишком
большой, это может создать проблему согласования для предполагаемой полосы пропускания. Это может
лучше использовать метод подавления шунта для экстремальных значений
Р.
13.7.5.2. Метод сосредоточенной (шунтирующей) отмены
В этом методе шунт IND или CAP размещается рядом с оконечной нагрузкой. Если
реактивная часть согласования положительна, необходимо отрицательное реактивное сопротивление и CAP
добавлен. Если реактивная часть согласования отрицательная, положительное реактивное сопротивление равно
необходимо, и добавлен IND.
Значение шунтирующего элемента рассчитывается исходя из требуемого реактивного сопротивления и частоты
соответствие, как указано в диалоговом окне.Требуемое реактивное сопротивление рассчитывается из
Хм = — (R * R + X * X) / Х.
Входное сопротивление, видимое с дальней стороны согласующего элемента, теперь чисто
резистивный и рассчитанный из
Zin = R ’= Xm * Xm * R / (R * R + (Xm + X) * (Xm + X)).
Это говорит о том, что резистивная часть входного импеданса (или просто входной
импеданс) больше не равно R.Это дает большое преимущество для увольнений.
которые имеют очень резистивные части. Реактивное сопротивление шунта
Отмена может привести к разумному уровню. Например, для Z
= 1 + j5 Ом, когда к этой оконечной нагрузке добавляется шунт -5,2 Ом с помощью шунта
конденсатора входное сопротивление становится Zin = 26 Ом. По сравнению с 1 Ом, 26 Ом
предлагает больше вариантов соответствия и более широкую полосу пропускания.
13.7.5.3. Метод отмены шунта (шунта)
Этот метод отмены аналогичен методу сосредоточенной (шунтирующей) отмены,
за исключением того, что шунтирующий элемент является отрезком линии передачи с разомкнутой цепью. Xm и
результирующие R ’рассчитываются таким же образом. Xm, однако, используется, чтобы найти длину
шлейф и указанный импеданс шлейфа.Вы указываете полное сопротивление шлейфа Zo в
Подавление реактивности при столкновении с линией
[ом].
Для отрицательных значений Xm длина линии EL = -Zo / Xm. Для положительных значений Xm
180 градусов добавлены к EL. Короткозамкнутые заглушки не предлагаются в качестве решения, поскольку
они не практичны. В большинстве случаев эти схемы используются в согласующем усилителе.
входы и выходы.Короткозамкнутые шлейфы также приводят к короткому замыканию смещения затвора или стока.
подводить к земле, что нежелательно.
13.7.5.4. Метод отмены линии передачи
Линии передачи — очень полезные элементы согласования, так как они могут изменять ввод
импеданс несколькими способами.
Входной импеданс линии передачи, оканчивающейся импедансом нагрузки ZL, равен
дано как:
Выбрав Zo и Theta, этим сложным уравнением можно управлять, чтобы
давать:
В этом методе отмены вы указываете Zo в Reactance.
Аннулирование как Line Imp [Ом].Электрическая линия
Затем рассчитывается длина, чтобы получить Zin = чисто реальный импеданс.
Reactance Cancellation доступно в наиболее реактивном сопоставлении
условия, кроме типов TL + Stub. Для
Типы согласования TL + Stub, собственная линия передачи
отмена применяется как часть выбранного варианта сопоставления.
13.7.5.5. Требуемый уровень соответствия
Когда согласование импеданса на частоте «идеальное», цепь имеет бесконечное
возвратные потери, и передача идеальна (без потерь). Эта частота также называется
«нулевое отражение» в терминологии фильтра. Нулевое отражение редко достигается в
практические схемы из-за определенных диссипативных потерь.
Вам не нужно добиваться идеального соответствия; уровень возвратных потерь может быть адекватным
для интересующего приложения. Например, возвратные потери на входе от 10 до 15 дБ могут быть
удовлетворительно для усилителя мощности. Разница в производительности, полученная
согласование с обратными потерями 20 дБ не имеет значения. В противном случае получение хорошего
Выходное совпадение имеет решающее значение, поскольку интересующая мощность обычно на 5-10 дБ выше
по сравнению с вводом.Например, для усилителя мощностью 50 Вт с согласованием 15 дБ на входе
и на выходе улучшение согласования на 5 дБ соответствует 0,2 Вт на входе и 2 Вт.
на выходе. Помимо возвратных потерь 20 дБ, нет большого выигрыша с точки зрения
передаваемая мощность.
13.7.5.6. Одночастотное согласование точек
Каждая секция согласования добавляет нулевое отражение к обратным потерям, поэтому это улучшает
согласование пропускной способности.Вы можете добавить нули отражения по всей полосе пропускания и получить
широкополосная производительность. Нули отражения также могут быть собраны в одном
частота для получения «более глубоких» обратных потерь в центре (> 30 дБ) и ниже
Обратные потери по углам полосы (10-15 дБ). Первый способ требует схемы
синтез с неравными и / или сложными окончаниями. Второй способ —
простой и хорошо работает для практических приложений.iMatch использует
«Метод одночастотной точки», при котором согласование выполняется на одном
частота. Доступны согласующие цепи до 4-го порядка, что соответствует большинству
требования к полосе пропускания даже при экстремальном соотношении импедансов.
13.7.5.7. Пошаговая инструкция или iMatch
Во многих учебниках описывается пошаговое согласование импеданса, где вы можете
произвольно добавляйте элементы, чтобы получить согласование импеданса на одной частоте.Этот
научит вас физической стороне сопоставления с точки зрения того, как конкретные элементы
вносят вклад во входное сопротивление цепи. Этот метод стоит изучить,
однако есть два недостатка, связанных с методом пошагового сопоставления.
Во-первых, нужно время, чтобы протестировать разные типы соответствия и выбрать лучший на основе
от размера, стоимости и других переменных. Во-вторых, частоту трудно предсказать.
производительность, поскольку согласование достигается только на одной частоте.Вы можете подать заявку
такие техники, как пребывание в постоянных кругах Q, но эти техники только дают
приблизительное решение. Вы все равно должны смоделировать схему в симуляторе схем, чтобы
определить широкополосную производительность.
В iMatch вы можете выполнить пошаговое сопоставление, щелкнув значок
Кнопка «Вручную» под «Сопоставление». В
в ручном режиме iMatch использует выбранные вручную элементы и их значения и выполняет
не выполнять дальнейшее сопоставление.Ответ и макет (если есть)
все еще рассчитаны и нарисованы, как и ожидалось.
Помимо сопоставления вручную, iMatch содержит большую библиотеку пошаговых инструкций.
совпадающие комбинации. Они также удобно перечислены для выбора. Например,
в двухсекционном LC-совпадении можно использовать только две топологии: тип lowpass
(серия IND + шунтирующая CAP) или высокочастотная (шунтирующая IND + серия CAP).Поскольку это
только комбинации, iMatch делает их доступными в полях выбора, в то время как
представлены схематическая, частотная характеристика и характеристика импеданса по диаграмме Смита. С
Несколькими щелчками мыши вы можете увидеть разницу между этими схемами. Элемент
значения рассчитываются оптимально, и дальнейшие изменения не требуются. Для этого
По этой причине iMatch не позволяет редактировать значения элементов.Достаточно совпадений
типы в библиотеке, чтобы вы могли найти подходящее решение. Пятьдесят совпадений
в настоящее время доступны типы схем, поэтому для любой заданной проектной задачи вы можете
всегда находите подходящий тип соответствия.
Диаграмма Смита — это графическое представление линии передачи и импеданса.
согласующие схемы. Он широко используется в теоретической работе, обучении и
понимание того, как различные электрические компоненты изменяют эффективный ввод
сопротивление и отражение высокочастотных сетей.Есть много учебников и
доступные онлайн-материалы, в которых обсуждается, как использовать диаграмму Смита.
В iMatch для полноты отображается диаграмма Смита. Его основное использование, которое
использует, «как отдельные компоненты перемещают входное сопротивление по диаграмме в
одна частота »заменяется более полезным« широкополосным частотным откликом ». В
На диаграмме в iMatch показаны входные / выходные импедансы в выбранном частотном диапазоне.Всегда отображаются следующие кривые импеданса:
Импеданс нагрузки, устанавливаемый щелчком по кнопке Edit
Кнопка прекращения
Matching + Load impedance, входной импеданс на входе
согласующая цепь к нагрузке
Кроме того, вы можете добавить две необязательные трассы, представляющие 2-ю и 3-ю
гармонический отклик согласующей сети, нажав кнопку Показать / Скрыть
Кнопка «Гармоники на диаграмме Смита» («H»).
Каждая кривая отображается разным цветом. На одном конце
следы для обозначения минимальной частоты анализа.
Круги постоянного КСВ центрированы на диаграмме Смита. 2
Связь между VSWR и RL уникальна (однозначна).Оба условия
используются взаимозаменяемо в высокочастотных схемах.
В iMatch круги постоянного КСВ, соответствующие четырем основным обратным потерям.
отображение значений. Если импеданс остается в пределах кругов, им лучше
возврат убытков, чем сам круг. Таким образом, цель состоит в том, чтобы сдержать
кривая импеданса в пределах желаемой окружности постоянного КСВ.
Вы можете переключать круги постоянного КСВН на диаграмме Смита, щелкая
Кнопка Show / Hide Constant VSWR Circles (первая) в
следующая группа кнопок.
Круги постоянного сопротивления
Круги постоянного сопротивления центрированы по горизонтальной оси.Как
название подразумевает, в любой точке по его окружности, резистивная часть
импеданс постоянный. Точки пересечения кружков с горизонтальной линией
являются «чисто» резистивными. Круг, проходящий через центр Смита
График — единичное сопротивление (R = 1).
Вы можете переключать круги постоянного сопротивления на диаграмме Смита, щелкая
Кнопка Показать / скрыть круги постоянного сопротивления (кнопка
второй) в следующей группе кнопок.
Круги постоянного реактивного сопротивления
Круги постоянного реактивного сопротивления центрированы вдоль вертикальной оси,
пересекает крайнюю правую точку горизонтальной оси на диаграмме Смита.Как
название подразумевает, в любой точке по его окружности, реактивная часть
импеданс постоянный. Эти круги не пересекают горизонтальную линию, которая
чисто резистивный. На диаграмме импеданса верхний полукруг является индуктивным, поэтому
круги представляют собой круги постоянной индуктивности. Точно так же кружки в
нижний полукруг — это кружки постоянной емкости.
Вы можете переключать круги постоянного реактивного сопротивления на диаграмме Смита, щелкая
Кнопка Показать / скрыть круги постоянного реактивного сопротивления (кнопка
третий) в следующей группе кнопок.
Круги с постоянной Q центрированы по вертикальной оси, которая пересекает
центр диаграммы Смита.Q обратно пропорциональна полосе частот
сеть. Для широкополосных каналов желательно оставаться в указанных пределах.
постоянная Q окружность. Связь между Q и пропускной способностью не просто
интерпретируется. Лучше использовать прямоугольные диаграммы вносимых / возвратных потерь.
чтобы понять пропускную способность.
Круги с постоянным Q показаны для полноты картины.Вы можете переключать постоянную Q
кружки на диаграмме Смита, нажав кнопку Показать / скрыть постоянную Q
Кнопка кружков (четвертая) в следующей группе кнопок.
13.7.6. Типы согласования импеданса
В этом разделе перечислены типы согласования импеданса, доступные в настоящее время в iMatch.Объяснять
Типы сопоставления представлен простой пример сопоставления с R1 = 50, R2 = 25. Соответствие
выполняется на частоте 500 МГц. Для реактивных оконечных устройств используется элемент компенсации реактивного сопротивления.
включены в согласующую цепь. Некоторые из подходящих типов используют линии передачи для
выполнить компенсацию реактивного сопротивления, чтобы не создавать дополнительных элементов.
Ручное сопоставление предоставляется в дополнительных целях для тех, кто предпочитает
выполнение согласования импеданса на частотах одного пятна.В этом режиме ручной
Отображается диалоговое окно «Соответствие» для определения совпадающих элементов.
Вверху диалогового окна соответствующие элементы отображаются в порядке от источника к
сторона нагрузки. Это диалоговое окно копирует последнюю совпавшую сеть при отображении
первый раз.
Вы можете использовать кнопки «Добавить», «Вставить»,
Кнопки «Заменить» и «Удалить» для изменения
совпадающие элементы.Когда тип элемента выбран в списке внизу
диалоговое окно, соответствующие параметры L,
C, Zo и EL из
соответствующий элемент доступен для редактирования. Вверх и
Кнопки вниз используются для перемещения выбранной позиции.
соответствующий элемент в списке.
После любых изменений в соответствующей сети главное диалоговое окно Matching обновляется.
схематический рисунок и соответствующие отзывы.
13.7.6.2. Сосредоточенный элемент: L / Pi / тройник
Эти типы соответствия представляют собой простейшие двух- или трехэлементные секции. Несмотря на то что
простые, они обеспечивают достаточное согласование для многих приложений HF и VHF.
Этот двухсекционный элемент с сосредоточенными параметрами обеспечивает бесконечные возвратные потери на
желаемая частота согласования и поддерживает низкочастотную характеристику.Из-за
при компоновке последовательных шунтов эта схема также называется «L-секцией». В
Положение последовательного дросселя зависит от соотношения R1 / R2. Если R1 меньше
чем R2, то последовательная катушка индуктивности располагается слева от шунта.
конденсатор.
Эта конструкция представляет собой уникальное решение для значений импеданса; вы можете только редактировать
центральная частота.Цепь замкнута постоянным током между выводами и постоянным током.
изолирован от земли.
Версия LP типа highpass использует последовательный конденсатор и шунт.
индуктор. Цепь изолирована по постоянному току между выводами, а постоянный ток замкнут на
земля.
Эта схема с двумя шунтирующими плечами и последовательным элементом напоминает математическую
символ π, отсюда и название.CLC означает «конденсатор-индуктор-конденсатор». Этот
Тип топологии аналогичен фильтру нижних частот. Частотная характеристика
ФНЧ или квази-ФНЧ с широкополосным анализом. В цепи короткое замыкание по постоянному току
между выводами и изолированным от земли постоянным током.
Это еще одна Pi-схема с характеристикой highpass / quasi highpass / bandpass.LCC означает «индуктор-конденсатор-конденсатор». Цепь изолирована по постоянному току между
клеммы и замыкание постоянного тока на землю.
Это схема Pi с умеренной полосой пропускания.CLL относится к
«Конденсатор-индуктор-индуктор». Цепь замкнута постоянным током между выводами.
и DC замкнут на землю.
Эта схема с двумя последовательными плечами и шунтирующим элементом выглядит как тройник (буква
«Т»), отсюда и название.CCL означает «конденсатор-конденсатор-индуктор». Этот тип
топология дает умеренный отклик полосы пропускания, подобный отклику
Пи-секционный ХЛЛ. Цепь изолирована по постоянному току между выводами и изолирована по постоянному току.
с земли.
Тройник LCL (индуктор – конденсатор – индуктор)
Эта тройниковая схема с характеристикой lowpass / quasi lowpass аналогична схеме
Пи-секционный CLC.LCL означает «индуктор-конденсатор-индуктор». Схема DC
закорочен между выводами и изолированным от земли постоянным током.
ООО «Тройник» (индуктор – индуктор – конденсатор)
Это тройник с полосой пропускания / квази-высокочастотным откликом, аналогичным
Пи-секционный LCC.ООО относится к «Индуктор-Индуктор-Конденсатор». Схема DC
изолирован между выводами и замкнутым на землю постоянным током.
13.7.6.3. Сосредоточенный элемент: N-секция
Индивидуальные решения до 4-го порядка уже предоставляются с помощью специальных кнопок.iMatch также предлагает универсальные решения типа lowpass для более высоких порядков. Когда ты
выберите N-секцию, параметр # секции под
Технические характеристики также доступны для редактирования.
Максимально плоский фильтр обеспечивает самую ровную полосу пропускания при заданном
частота. В своей статье на MTT в сентябре 1965 года Cristal представил lowpass
столы-прототипы до 10-го порядка.iMatch использует эти значения таблицы и
интерполирует их на требуемые импедансы.
Чтобы вычислить значения элементов, окончания сначала преобразуются в их
в реальной форме, выполнив выбранный метод компенсации реактивного сопротивления. После
После получения двух реальных импедансов источника и нагрузки, затем ищется соотношение Z1 / Z2.
в таблицах и интерполированы для ближайшего отношения импеданса, а также значений g и
значения элементов рассчитываются.
13.7.6.4. Сосредоточенный элемент: 3 секции
3-х секционные согласующие цепи с сосредоточенными элементами получаются каскадным соединением трех низкочастотных
или секции согласования высоких частот. При частоте согласования возвратные потери очень велики.
большой, поэтому в окрестности Fo полосовой отклик
полученный.В более широком спектре, в зависимости от количества участвующих разделов,
3-х секционные согласующие цепи могут иметь режим нижних частот, верхних частот или полосовой фильтр.
ответы. На следующем рисунке показана типичная согласующая схема.
Согласующий контур содержит секции HP-LP-HP. Как видно из рисунка, каждый
секция предназначена для согласования уровня импеданса с другим. Первый CAP-IND
раздел соответствует R1 – Rm1, средний раздел IND-CAP соответствует Rm1 – Rm2, а
третья секция IND-CAP соответствует Rm2 — R2.Только R1 и R2 указаны в конструкции; ты
можно свободно выбирать Rm1 и Rm2. Оптимальное решение находится, когда R1 / Rm1 = Rm1 / Rm2 =
Rm2 / R2.
Вы можете выбрать разные уровни импеданса, чтобы уменьшить отклик цепи и
однако отрегулируйте значения элементов, чтобы хотя бы одно из этих промежуточных значений
оставлено на выбор.
iMatch позволяет неявно указывать Ra путем указания Q для последнего
раздел.0,5 и все три
секции спроектированы с использованием этих импедансов.
Эти типы соответствия обычно приводят к шести совпадающим элементам. В некоторых случаях Q
Спецификация дает внутренние разделы, которые нуждаются в зеркальном отображении. В результате два параллельных
или могут встречаться элементы серии, которые в итоге объединяются, и пять или менее
элементы могут присутствовать в окончательном дизайне.
LP-LP-LP (Lowpass – Lowpass – Lowpass)
Поскольку все три секции имеют низкочастотные характеристики, это согласование
схема имеет более низкий отклик, чем полосовой.Цепь замкнута постоянным током
между выводами и изолированным от земли постоянным током.
LP-LP-HP (Lowpass – Lowpass – Highpass)
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами и от
земля.
LP-HP-LP (Lowpass-Highpass-Lowpass)
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
LP-HP-HP (Lowpass – Highpass – Highpass)
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
HP-LP-HP (Highpass – Lowpass – Highpass)
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
HP-HP-LP (Highpass – Highpass – Lowpass)
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
HP-HP-HP (Highpass-Highpass-Highpass)
Состоит из трех секций верхних частот, эта согласующая схема имеет больше верхних частот.
ответ, чем пропускная способность.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
13.7.6.5. Сосредоточенный элемент: 4 секции
4-х секционные согласующие цепи с сосредоточенными элементами аналогичны 3-х секционным цепям,
за исключением того, что у них есть еще одна секция и, следовательно, потенциально более широкая полоса пропускания.Большая часть объяснения трехсекционных цепей действительно для четырехсекционных цепей.
Как и в трехсекционных схемах, Q указывается для последней секции, которая соответствует Rm3.
и R2. Эта спецификация Q обеспечивает гибкость для уровней импеданса. Как только Rm3
определяется из Q и R2, остальные промежуточные уровни находятся с R1 / Rm1 =
Rm1 / Rm2 = Rm2 / Rm3.
Состоит из всех секций нижних частот, эта согласующая цепь имеет более низкочастотные узлы.
ответ, чем пропускная способность.Цепь закорочена по постоянному току между выводами, но по постоянному току
изолирован от земли.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Эта согласующая схема, состоящая из секций нижних и верхних частот, имеет
полосовой ответ.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
Состоящая из всех секций фильтра верхних частот, эта согласующая схема имеет большее число полос пропускания верхних частот.
ответ, чем пропускная способность.Цепь изолирована по постоянному току между выводами, но по постоянному току.
замкнут на массу.
TL + используются распределенные или смешанные элементы для достижения полного сопротивления.
согласование на УВЧ и СВЧ частотах.Линии электропередачи и заглушки в основном
печатные схемы, требующие добавления только одного или двух шунтирующих конденсаторов. Из-за
их простота создания и настройки (обрезные линии и заглушки), они, безусловно,
наиболее часто используемые согласующие схемы на высоких частотах.
Элемент линии передачи рядом с окончанием также используется для управления
и / или отменить реактивное сопротивление, поэтому подавление реактивного сопротивления не
необходимо для этих типов соответствия.В iMatch этот параметр отключен, чтобы избежать
путаница.
Shunt OST + TL (Открытый шунт + линия передачи)
Эта сеть согласования распределенных элементов использует линию передачи и открытый
замкнутая заглушка.Одинаковый импеданс используется для линии и шлейфа, как указано в AS.
в Reactance Cancellation. Цепь замкнута постоянным током
между сопротивлениями. Поскольку он изолирован от земли по постоянному току, он подходит для
согласование входа и выхода усилителя.
Shunt SST + TL (шунт с коротким замыканием + линия передачи)
Эта сеть согласования с распределенными элементами использует линию передачи и короткое замыкание.
замкнутая заглушка.Одинаковый импеданс используется для линии и шлейфа, как указано.
в группе Reactance Cancellation. Схема DC
закорочено между выводами. Поскольку он замкнут на землю по постоянному току, он не
подходит для согласования входа и выхода усилителя.
Shunt IND + TL (шунтирующий индуктор + линия передачи)
В этой сети согласования со смешанными элементами используются линия передачи и шунт.
индуктор.Полное сопротивление линии передачи указано в реактивном сопротивлении.
Аннулирование. Цепь закорочена по постоянному току между выводами.
Поскольку он замкнут на землю по постоянному току, он не подходит для входа усилителя и
выходное соответствие.
Shunt CAP + TL (Шунтирующий конденсатор + линия передачи)
В этой сети согласования со смешанными элементами используются линия передачи и шунт.
конденсатор.Полное сопротивление линии передачи указано в реактивном сопротивлении.
Аннулирование. Цепь закорочена по постоянному току между выводами.
Поскольку он изолирован от земли по постоянному току, он подходит для входа усилителя и
выходное соответствие.
IND + TL серии
(индуктор серии + линия передачи)
Эта сеть согласования со смешанными элементами использует линию передачи и
индуктор.Полное сопротивление линии передачи указано в реактивном сопротивлении.
Аннулирование. Цепь закорочена по постоянному току между выводами.
Поскольку он изолирован от земли по постоянному току, он подходит для входа усилителя и
выходное соответствие.
Серия
CAP + TL (конденсатор серии + линия передачи)
Эта сеть согласования со смешанными элементами использует линию передачи и
конденсатор.Полное сопротивление линии передачи указано в реактивном сопротивлении.
Аннулирование. Цепь изолирована по постоянному току между сопротивлениями.
Поскольку он изолирован от земли по постоянному току, он подходит для входа усилителя и
выходное соответствие. Линия смещения постоянного тока с высоким сопротивлением должна быть подключена к
линия передачи, однако.
Двойной шунт OST + TL (открытый шунт + линия передачи + шунтирующий открытый шлейф
+ Линия передачи)
Эта сеть согласования распределенных элементов получается путем применения Shunt OST +
TL дважды.Предполагается 0,5, а
две секции предназначены для согласования R1 с Rm и Rm с R2. Линия передачи
и сопротивление шлейфа одинаковы и указаны в Reactance
Аннулирование. Цепь закорочена по постоянному току между выводами.
Поскольку он изолирован от земли по постоянному току, он подходит для входа усилителя и
выходное соответствие.
Двойной шунтирующий конденсатор + TL (шунтирующий конденсатор + линия передачи + шунтирующий конденсатор
+ Линия передачи)
Эта сеть согласования распределенных элементов получается путем применения Shunt CAP +
TL дважды.Предполагается 0,5, а
две секции предназначены для согласования R1 с Rm и Rm с R2. Линия передачи
импедансы такие же, а значение указано в Reactance
Аннулирование. Цепь закорочена по постоянному току между выводами.
Поскольку он изолирован от земли по постоянному току, он подходит для входа усилителя и
выходное соответствие.
Double TL (линия передачи + линия передачи)
Эта сеть согласования распределенных элементов получается каскадным соединением двух
линии передачи.Вы указываете импеданс первой линии передачи рядом с
прекращение в Reactance Cancellation. Длина его строки
рассчитано для преобразования реактивного сопротивления в реальный импеданс (Rm). 0.5.
Цепь замкнута постоянным током между выводами. Поскольку это постоянный ток, изолированный от
земля, он подходит для согласования входа и выхода усилителя.
Single TL (короткий) (одиночная линия передачи — короткая линия)
Из всех доступных согласующих сетей единственная линия передачи является
только тип, который не предлагает идеального соответствия на указанной частоте.Его
включение связано только с его простотой, что может быть предпочтительным для
«Достаточно хорошие» возвратные потери. Учитывая характеристический импеданс, длина линии
рассчитывается для получения наилучших возвратных потерь при указанной частоте. Из-за
периодичность в схеме распределенных элементов, длина линии может быть увеличена в
Увеличение на 180 градусов с тем же откликом. Если длина линии слишком мала,
вы можете предпочесть решение Single TL (long), в котором используется эта идея.
Цепь замкнута постоянным током между выводами. Поскольку это постоянный ток, изолированный от
земля, он подходит для согласования входа и выхода усилителя.
Single TL (длинный) (одиночная линия передачи — длинная линия)
Из всех доступных согласующих сетей единственная линия передачи является
только тип, который не предлагает идеального соответствия на указанной частоте.Его
включение связано только с его простотой, что может быть предпочтительным для
«Достаточно хорошие» возвратные потери. Учитывая характеристический импеданс, длина линии
рассчитывается для получения наилучших возвратных потерь при указанной частоте.
Цепь замкнута постоянным током между выводами. Поскольку это постоянный ток, изолированный от
земля, он подходит для согласования входа и выхода усилителя.
Несколько схем согласования линий передачи используются для получения широкополосного согласования
для больших отношений импеданса. Помимо частоты подачи заявок, вы также
указать количество разделов.Более высокие секции приводят к более широкой полосе пропускания, но больше
схемы. Типы в этой категории дают аналогичные ответы с небольшими различиями, как
объяснил для каждого типа. Все типы закорочены по постоянному току между выводами и постоянным током.
изолирован от земли, поэтому подходит для согласования входа и выхода усилителя.
Цепи согласования
Multi TL по своей сути не отменяют реактивные части
прекращения действия, поэтому доступны варианты отмены реакции
и используется, если завершения являются реактивными.0,5, где Rj и Rk относятся к импедансам или импедансу
уровни предыдущего и следующего разделов. Соответствие производительности аналогично
Биномиальный тип.
В этой согласующей цепи используется метод среднего импеданса, где промежуточные
уровни импеданса и импедансы линий рассчитываются по биномиальной формуле,
что дает максимально ровный отклик при длине линии 90 градусов.Соответствие
производительность аналогична типу среднего импеданса.
Среди типов multi TL, конус Klopfenstein обеспечивает самое широкое соответствие
пропускная способность для данной общей длины линии. Вы указываете общую длину строки (EL).
Более короткий EL вызывает более широкую полосу пропускания, однако более низкая частота среза
соответствие увеличивается за счет уменьшения EL.Возвратные потери одинаковы по всей длине
пропускная способность. Конусы Клопфенштейна могут быть разработаны с учетом любых обратных потерь.
Конус Хеккена по спецификации и конструкции аналогичен конусу Клопфенштейна, но
обеспечивает более высокие возвратные потери относительно частоты согласования и меньшие возвратные потери
от совпадающей частоты.
Экспоненциальный конус включен для полноты картины.Значения импеданса:
рассчитывается так, чтобы соответствовать экспоненциальному увеличению, а длина линии получается как
разделение указанного EL на количество секций. Соответствие производительности
не намного лучше и не хуже, чем другие типы multi TL.
Влияние импеданса электродов на качество данных и статистическую значимость в записях ERP
Психофизиология.Авторская рукопись; доступно в PMC 1 марта 2011 г.
Опубликован в окончательной отредактированной форме как:
PMCID: PMC2
2
NIHMSID: NIHMS175138
University of California, Davis
Для корреспонденции следует обращаться в Emily S. Kappenman Center, UC for Mind & Brain, 267 Cousteau Place, Davis, CA 95618 USA (ude.sivadcu@namneppakse) Окончательная отредактированная версия этой статьи издателем доступна на сайте Psychophysiology. См. другие статьи в PMC, в которых цитируется опубликованная статья.
Abstract
Чтобы определить, существенно ли снижается качество данных из-за высокого импеданса электрода, ЭЭГ регистрировалась одновременно с электродов с низким и высоким импедансом во время необычной задачи. Было обнаружено, что низкочастотный шум увеличивается на участках с высоким импедансом по сравнению с участками с низким импедансом, особенно когда среда записи была теплой и влажной. Повышенный шум на участках с высоким импедансом вызвал увеличение количества испытаний, необходимых для получения статистической значимости при анализе амплитуды P3, но это можно частично уменьшить с помощью высокочастотной фильтрации и подавления артефактов.Высокий импеданс электрода не уменьшал статистическую мощность волны N1, если среда записи не была теплой и влажной. Таким образом, высокий импеданс электрода может увеличивать шум и уменьшать статистическую мощность при некоторых условиях, но эти эффекты можно уменьшить, используя прохладную и сухую среду записи и соответствующие методы обработки сигналов.
В исследованиях связанного с событием потенциала (ERP) исследователи традиционно минимизируют шум в записях, уменьшая импеданс между записывающими электродами и живой тканью кожи (Luck, 2005; Picton et al., 2000). Однако при использовании большого количества электродов процесс уменьшения импедансов становится очень трудоемким, и это побудило производителей систем регистрации электроэнцефалограмм (ЭЭГ) разработать системы, которые могут выдерживать высокие импедансы электродов. Эти системы стали довольно популярными, но многие исследователи обеспокоены тем, что качество ЭЭГ будет хуже при высоком импедансе электродов, чем при низком. Высокое сопротивление электродов существенно не уменьшает размер сигнала ЭЭГ (Johnson et al., 2001), но они могут увеличить уровень шума, что приведет к снижению отношения сигнал / шум (S / N). Целью настоящего исследования было определить, существенно ли снижается отношение сигнал / шум, когда ЭЭГ регистрируется с высоким по сравнению с низким импедансом электродов.
Если отношение сигнал / шум ЭЭГ ниже, необходимо будет усреднить больше испытаний, чтобы получить заданное отношение сигнал / шум в усредненных ERP. То есть снижение отношения сигнал / шум в записях ЭЭГ потребует увеличения количества испытаний, тестируемых у каждого субъекта, или увеличения количества субъектов, тестируемых в эксперименте, для достижения заданного отношения сигнал / шум в усредненные ERP.Чтобы выразить это в терминах, которые отражают «чистую прибыль» для большинства исследователей ERP, запись ЭЭГ в условиях, которые дают более низкое отношение сигнал / шум, либо уменьшит вероятность получения статистически значимого экспериментального эффекта (если количество испытаний будет проводиться постоянным) или увеличьте время записи, необходимое для получения значительного эффекта (если статистическая мощность остается постоянной). В большинстве случаев исследователи хотели бы сохранить вероятность получения значительного эффекта.Однако увеличенное количество испытаний, необходимое для этого, часто бывает больше, чем можно было бы ожидать, потому что отношение S / N среднего не увеличивается линейно с количеством испытаний в среднем, а вместо этого увеличивается с квадратным корнем из числа испытания (см. Luck, 2005). Если, например, отношение сигнал / шум при записи необработанной ЭЭГ вдвое меньше при высоком импедансе электродов, чем при низком импедансе электродов, тогда потребуется записывать в четыре раза больше испытаний с высокими импедансами электродов, чем с низкими импедансами электродов. для достижения того же отношения сигнал / шум и, следовательно, той же статистической мощности в усредненных ERP (при прочих равных).
Однако неясно, действительно ли отношение сигнал / шум будет существенно снижено при использовании высоких импедансов электродов в сочетании с системой регистрации ЭЭГ, которая была спроектирована так, чтобы выдерживать эти высокие импедансы (которые мы будем называть системами с высоким импедансом ). Есть несколько опубликованных статей, описывающих свойства и характеристики этих систем (Ferree, Luu, Russell, & Tucker, 2001; Metting van Rijn, Peper, & Grimbergen, 1990; Tucker, 1993), но эти статьи не содержат прямых эмпирических данных. , и количественные сравнения низкого и высокого импеданса электродов в условиях типичного эксперимента ERP.Например, исследование Ferree et al. (2001) просто записали ЭЭГ в состоянии покоя и оценили мощность в разных частотных диапазонах как функцию импеданса.
Целью настоящего исследования было предоставить количественную оценку влияния импеданса электрода на отношение сигнал / шум в записях ERP независимой лабораторией, не имеющей значительных связей с производителями записывающего оборудования для ЭЭГ 1 . В частности, исследование было разработано, чтобы определить, нужно ли усреднять больше испытаний вместе, чтобы получить значительный экспериментальный эффект с высокими импедансами электродов, чем с низкими импедансами электродов.Чтобы обеспечить прямую проверку влияния импеданса электрода, не зависящего от других факторов, мы сравнили высокий и низкий импеданс электродов в одной системе записи, а не сравнивали систему с высоким импедансом и систему с низким импедансом (как в исследовании Джонсона. и др., 2001). Сравнение различных систем приведет к смешению факторов, отличных от импеданса электродов, которые различаются в разных системах (например, уровни шума усилителя, состав электродов, эффективность экранирования, точность аналого-цифрового преобразователя и т. Д.). Таким образом, мы рассмотрели общий вопрос о влиянии импеданса электрода на отношение сигнал / шум, а не сравнивали характеристики конкретных коммерческих систем регистрации ЭЭГ. Это важное различие, потому что обнаружение пониженного отношения сигнал / шум при более высоком импедансе электрода не означает, что отношение сигнал / шум данной высокоимпедансной системы будет ниже, чем отношение сигнал / шум полностью различная низкоомная система. Просто существует слишком много других факторов, которые различаются в разных системах, чтобы сделать такой вывод.Однако обнаружение большого влияния импеданса электрода на качество данных будет иметь важные последствия для процедур, используемых для сбора данных с данной записывающей системой ЭЭГ.
Перед описанием исследования мы определим термин импеданс и рассмотрим причины, по которым высокий импеданс электрода может или не может привести к более низкому отношению сигнал / шум.
Что такое импеданс?
Импеданс противодействует потоку переменного тока (AC) и состоит из двух компонентов: сопротивления и реактивного сопротивления .Сопротивление само по себе является противодействием протеканию постоянного тока (DC), а в контексте импеданса — независимым от частоты противодействием протеканию переменного тока. Например, регулятор громкости на радио обычно представляет собой устройство, которое создает переменное сопротивление. Реактивное сопротивление — это комбинация емкости и индуктивности, которые препятствуют прохождению переменного тока в зависимости от частотной составляющей переменного тока. Поскольку ЭЭГ содержит сильный сигнал переменного тока, исследователи ERP измеряют импеданс, а не просто сопротивление.
В контексте записей ЭЭГ импеданс обычно измеряется путем пропускания небольшого тока 10 Гц между двумя или более электродами и измерения противодействия потоку этого тока (подробнее см. Главу 3 в Luck, 2005). Цель состоит в том, чтобы измерить импеданс между электродом и живой кожной тканью с высокой проводимостью, которая непосредственно покрывает череп (т.е. импеданс электрода ). Живая ткань кожи покрыта слоем мертвых клеток кожи, и эти мертвые клетки кожи обеспечивают относительно высокоомный интерфейс между электродом 2 и живой тканью кожи.Когда импеданс измеряется между двумя электродами, измеренное значение отражает полное сопротивление всего, что находится между двумя электродами, которое включает импеданс между каждым электродом и живой тканью кожи, лежащей прямо под ним (с небольшим вкладом импеданса тканей между ними. живая кожа под электродами). Однако можно оценить импеданс между каждым отдельным электродом и лежащей под ним живой кожей (см. Раздел «Метод» ниже и главу 3 в Luck, 2005).
Высокий импеданс и подавление синфазного сигнала
Теперь мы рассмотрим, почему можно ожидать, что импеданс электрода повлияет на отношение сигнал / шум в записях ЭЭГ. В этом контексте обычно поднимаются две ключевые проблемы, а именно отклонение синфазного сигнала и потенциалов кожи головы . Подавление синфазного сигнала относится к способности записывающей системы подавлять шум, который является общим для активного и опорного электродов. То есть любые источники шума, которые идентичны в активном и контрольном записывающих электродах, ослабляются в дифференциальном усилителе, поскольку на выходе усилителя вычитается напряжение, измеренное на контрольном электроде, из напряжения, измеренного на активном электроде 3 .Это в первую очередь устраняет шум, вызванный электрическими устройствами в среде записи (например, светом, видеодисплеями, проводкой и т. Д.), А не биологическим шумом, создаваемым объектом (например, мышечной активностью, морганием глаз и т. Д.). По мере увеличения подавления синфазного сигнала усилителем вклад шумовых сигналов уменьшается, а отношение сигнал / шум увеличивается.
Для устранения шума, который является общим для активных и опорных сайтов, сигналы, исходящие от этих сайтов, должны обрабатываться одинаково.Способность усилителя ЭЭГ выполнять это частично зависит от отношения импеданса электрода к входному сопротивлению усилителя. Входное сопротивление усилителя — это его тенденция противодействовать прохождению тока от электродов через усилитель, и оно определяется электроникой, используемой в усилителе. Входное сопротивление усилителя имеет фиксированное значение, обычно в мегомном диапазоне или выше. Импеданс электрода, напротив, определяется свойствами кожи, которые могут значительно варьироваться у разных людей, в зависимости от расположения электродов и во времени.По мере увеличения импеданса электрода подавление синфазного сигнала в системе уменьшается, а отношение сигнал / шум записи уменьшается. Это в первую очередь связано с тем, что случайные различия между импедансами на разных участках электродов обычно увеличиваются при увеличении импедансов (Ferree et al., 2001). Таким образом, при прочих равных, потребуется больше испытаний для достижения заданного уровня статистической значимости с высокими импедансами электродов, чем с низкими сопротивлениями электродов.
В традиционных системах регистрации ЭЭГ с низким сопротивлением эта проблема обычно решается путем очищения и шлифовки кожи. Истирание кожи снижает импеданс за счет разрушения внешнего слоя мертвых клеток кожи, обеспечивая более прямой контакт с подлежащей живой тканью кожи. Масла на поверхности кожи также могут играть роль в импедансе, и очищение кожи может уменьшить вклад этих масел.
При использовании большого количества электродов требуется значительное время для уменьшения импеданса на каждом участке электрода.Кроме того, истирание кожи делает возможным перенос болезнетворных микроорганизмов, передающихся с кровью, от пациента к электродам и наоборот, что потенциально может привести к передаче таких заболеваний, как гепатит и СПИД, от одного пациента к другому. Дезинфекция электродов между пациентами может снизить вероятность передачи болезни, но нецелесообразно полностью стерилизовать электроды и тем самым полностью исключить возможность передачи болезни.Кроме того, ссадина на коже может оставить красный след или даже струп, что особенно проблематично при исследованиях младенцев и маленьких детей. По этим причинам многие исследователи хотели бы получить альтернативу записи с низким импедансом.
Чтобы решить проблему уменьшения подавления синфазного сигнала с высоким импедансом электродов, можно использовать усилители с более высоким входным импедансом, таким образом, обеспечивая такое же отношение импеданса электрода к входному сопротивлению, которое было бы получено при традиционном низкоомном импедансе. система.Кроме того, системы регистрации с высоким импедансом часто включают в себя функции, снижающие чувствительность к наведенному шуму от электрических устройств рядом с объектом, например предусилители, встроенные в электроды ( активных электродов, ) и экранирование электродных кабелей (см. Обзор Меттинга ван Рейна). и др., 1990).
Следует отметить, что большая часть наведенного электрического шума в большинстве экспериментов ERP возникает из-за устройств переменного тока рядом с объектом или электродными кабелями (так называемый линейный шум ).Этот шум имеет частоту 50 или 60 Гц, в зависимости от характера электрической системы страны (например, 50 Гц в Европе, 60 Гц в Северной Америке). Следовательно, когда высокие импедансы электродов приводят к уменьшению подавления синфазных помех, любое увеличение уровня шума обычно является самым большим при частоте сети 50 или 60 Гц.
Высокий импеданс и потенциал кожи головы
Высокий импеданс электродов может привести ко второй проблеме, которая не может быть решена путем изменения входного импеданса усилителя, а именно к увеличению артефактов потенциала кожи.Кожные потенциалы возникают из-за постоянного электрического потенциала, который обычно присутствует между внутренней и внешней стороной кожи (Edelberg, 1972). Величина этого потенциала зависит от проводимости кожи, которая, в свою очередь, зависит от таких факторов, как толщина кожи, количество потовых желез и волосяных фолликулов, а также степень увлажнения кожи (Fowles, 1971; Tregear, 1966). ). Когда напряжение регистрируется между двумя электродами на поверхности кожи, любые различия в проводимости кожи под этими двумя электродами приводят к разному смещению напряжения для каждого электрода, что создает электрический потенциал между двумя электродами.Этот потенциал будет меняться со временем, если проводимость кожи под одним электродом изменяется во времени иначе, чем проводимость кожи под другим электродом.
Потовые железы образуют мост переменного сопротивления между внутренней и внешней стороной кожи и играют важную роль в этих изменениях потенциала кожи с течением времени (см. Обзор Fowles, 1986). Когда температура воздуха находится в диапазоне от низкого до нормального, а уровень стресса низкий, потовые железы человека будут содержать относительно мало пота, и они не будут служить хорошими проводниками.В этих условиях импеданс между внешней и внутренней стороной кожи обычно будет высоким (поскольку проводимость обратно пропорциональна импедансу). Если температура тела человека или уровень стресса повышаются, пот начнет заполнять потовые железы, и это увеличит проводимость и тем самым снизит сопротивление, даже если пот фактически не выводится из потовых желез на поверхность кожи. Поскольку сопротивление между внутренней и внешней стороной кожи изменяется, электрический потенциал также изменяется, создавая очень большой артефакт (часто несколько сотен микровольт).Таким образом, изменения температуры или психологического состояния могут вызывать изменения потенциала, регистрируемого между электродами кожи головы.
Кожные потенциалы обычно состоят из медленных сдвигов напряжения в течение многих секунд. Они особенно выражены в определенных частях тела, таких как ладони рук, а также встречаются по всей поверхности головы (где их называют головными кожными потенциалами ). Кожные потенциалы становятся гораздо более заметными в теплых и влажных условиях записи, где они являются значительным источником шума, искажая амплитуды относительно медленных компонентов ERP, таких как волна P3 и возможные отрицательные вариации (Corby, Roth, & Kopell, 1974; Пиктон и Хиллард, 1972).Они также искажают базовый уровень и, следовательно, добавляют шум при измерении более быстрых компонентов ERP.
Есть два основных способа уменьшить артефакты кожного потенциала в записях ЭЭГ. Во-первых, можно уменьшить возникновение изменений уровня потоотделения в потовых железах. Например, постоянная прохладная и сухая среда для записи уменьшит возникновение кожных потенциалов. Во-вторых, можно уменьшить величину напряжения, измеряемого на записывающих электродах, при изменении уровня потоотделения.Истирание кожи под электродом будет иметь этот эффект, потому что это создает шунт напряжения с низким сопротивлением между живой тканью кожи и электродом. То есть, поскольку электричество имеет тенденцию следовать по пути наименьшего сопротивления, соединение с низким импедансом между внешней и внутренней стороной кожи в одном месте минимизирует изменение напряжения, вызванное изменением импеданса в соседнем месте. Пиктон и Хиллард (1972) отмечают, что прокалывание кожи иглой в месте записи является наиболее эффективным средством устранения кожных потенциалов; мягкое трение кожи также оказывается весьма эффективным для минимизации кожных потенциалов и может выполняться с небольшим дискомфортом или без него (см. главу 3 в Luck, 2005).
Настоящее исследование
В отличие от проблемы подавления синфазных помех, проблему увеличения низкочастотного шума из-за кожных потенциалов не так просто решить путем изменения схемы системы регистрации ЭЭГ 4 . Таким образом, возможно, что использование высоких импедансов электродов приведет к увеличению низкочастотного шума даже в записывающих системах, которые спроектированы так, чтобы выдерживать эти высокие импедансы, и что это уменьшит отношение сигнал / шум и увеличит количество испытания, необходимые для получения статистически значимого экспериментального эффекта.Ожидается, что эта проблема будет более серьезной в теплых условиях записи, особенно при высокой влажности, потому что эти условия увеличивают частоту и величину кожных потенциалов. Таким образом, настоящее исследование было разработано для количественной оценки отношения сигнал / шум и количества испытаний, необходимых для получения статистически значимого экспериментального эффекта при записи с низким и высоким импедансом, используя как холодные, так и сухие условия записи, а также теплые и влажные условия записи. Следует отметить, что сравнение низкого и высокого импеданса электродов Ferree et al.(2001) не исследовали частоты ниже 1 Гц и не сообщали о температуре и влажности среды записи, поэтому он не предоставляет никакой информации о потенциальной проблеме артефактов кожного потенциала.
Высокий импеданс электродов также может привести к увеличению линейного шума 50 или 60 Гц. Наша лаборатория хорошо экранирована, чтобы уменьшить источники линейного шума, поэтому мы не смогли точно оценить влияние импеданса электрода на линейный шум. Это ограничение будет рассмотрено далее в Обсуждении.
Чтобы сделать настоящий эксперимент актуальным для большого числа исследователей ERP, мы использовали наиболее распространенную парадигму ERP — задачу oddball. Последовательности стимулов состояли из 20% целевых стимулов и 80% стандартных стимулов. Наш основной анализ был сосредоточен на волне P3, которая, как ожидалось, будет больше для целей, чем для стандартов. Мы использовали систему регистрации с высоким импедансом, но мы стерли кожу под электродами в одном полушарии, чтобы мы могли получать записи с низким импедансом из этого полушария одновременно с записями с высоким сопротивлением из другого полушария.Таким образом, одно полушарие служило контролем для другого полушария, сводя к минимуму вклад факторов глобального состояния и индивидуальных различий в результаты. Кроме того, мы поддерживали среду записи прохладной и сухой в течение половины каждого сеанса записи и теплой и влажной в течение второй половины 5 , что позволило нам оценить взаимодействие между импедансом и средой записи.
Наш главный вопрос заключался в том, потребуется ли больше испытаний для получения статистически значимой разницы в амплитуде P3 между мишенями и стандартами в полушарии с высоким импедансом, чем в полушарии с низким импедансом.Мы предсказали, что отношение сигнал / шум будет несколько хуже для записей с высоким импедансом, чем для записей с низким импедансом в прохладных и сухих условиях, с дальнейшим снижением в теплых и влажных условиях. Кроме того, мы предсказали, что эти изменения в соотношении сигнал / шум приведут к увеличению количества испытаний, необходимых для получения статистически значимого влияния вероятности на амплитуду P3. Поскольку эффект вероятности P3 намного больше, чем большинство эффектов ERP, мы также исследовали влияние импеданса на статистическую значимость для несколько более тонкого взаимодействия между вероятностью и местом электрода.Кроме того, мы также исследовали компонент N1, чтобы определить, повлияют ли изменения импеданса на меньший, более ранний и более короткий компонент ERP.
Метод
Участники
Были протестированы семнадцать субъектов в возрасте от 18 до 30 лет. Наша лаборатория всегда исключает любого субъекта, у которого есть артефакты в более чем 25% испытаний в наших типичных прохладных и сухих условиях тестирования, и пять субъектов были исключены по этой причине в настоящем исследовании. Все представленные анализы относятся к оставшимся 12 субъектам.
Стимулы и задача
Стимулы представляли собой черные буквы и цифры, каждый размером 2,5 × 2,5 ° угла обзора, представленные в центре видеомонитора с электронно-лучевой трубкой. Монитор просматривался с расстояния 70 см, имел светло-серый фон и постоянно видимую точку фиксации. Каждый стимул предъявлялся в течение 200 мс, после чего следовал пустой интервал между пробами 1100–1500 мс (прямоугольное распределение). Испытуемые чередовались между блоками, в которых буквы были 80% вероятными, а цифры — 20% вероятными, и блоками, в которых это было обратным.Отправная точка была рандомизирована по предметам. Испытуемые нажимали кнопку указательным пальцем доминирующей руки для одной категории стимулов и средним пальцем доминирующей руки для другой категории стимулов; назначение стимулов кнопкам уравновешивалось. Каждый блок содержал 160 попыток, а перерыв на отдых предоставлялся каждые 40 попыток. Как для прохладных и сухих условий, так и для теплых и влажных условий каждый испытуемый получил 4 блока, что дало в общей сложности 128 целевых стимулов и 512 стандартных стимулов в каждой среде записи.
Запись и анализ
ЭЭГ была записана внутри звукопоглощающей камеры Eckel C-15A с защитной оболочкой от радиочастот и без окон. Видеомонитор был заключен в клетку Фарадея (см. Стр. 114–115 в Luck, 2005) и питался через экранированный кабель переменного тока. Освещение осуществлялось полосами светодиодов с питанием от постоянного тока (светодиоды; Nemalux LED Lighting, модель GSLED24-12-W).
Температура и влажность внутри записывающей камеры были либо уменьшены (с помощью вентиляторов и системы вентиляции здания), либо увеличены (с помощью обогревателя и увлажнителей) для достижения прохладной и сухой среды или теплой и влажной среды.Во время записи были выключены вентиляторы, обогреватель и увлажнители воздуха. Мы измеряли температуру и влажность в начале и в конце каждого условия температуры / влажности. В начале холодных и сухих условий тестирования температура в записывающей камере была снижена до 19,5–23 ° C (67–73 ° F) со средним значением 21,3 ° C (70,3 ° F) и стандартной ошибкой. 0,29 ° C. В конце холодного и сухого испытания температура в записывающей камере составляла 19 ° C.8 и 22,2 ° C (67,6–71,9 ° F) со средним значением 21,2 ° C (70,1 ° F) и стандартной погрешностью 0,20 ° C.В начале условий тестирования в теплой и влажной среде температура в записывающей камере составляла от 26,0 до 29,5 ° C (79–85 ° F), со средним значением 27,7 ° C (81,8 ° F) и стандартной ошибкой 0,29 ° C. температура в записывающей камере составляла от 25,0 до 27,6 ° C (77–81,7 ° F) со средним значением 26,1 ° C (79,0 ° F) и стандартной ошибкой 0,21 ° C. Абсолютная влажность в холодном и сухом тестировании была среднее значение 7.67 г / м 3 и стандартная ошибка 0,376 в начале сеанса и среднее значение 7,83 г / м 3 и стандартная ошибка 0,373 в конце сеанса. Для теплого и влажного сеанса тестирования абсолютная влажность составила в среднем 11,5 г / м 3 со стандартной ошибкой 0,564 в начале сеанса и в среднем 9,11 г / м 3 со стандартной ошибкой 0,339 в конце сеанса.
Учитывая, что 25 ° C (78 ° F) — это типичная рекомендуемая летняя температура в помещении в США.S., средняя теплая температура 27,7 ° C (81,8 ° F) в теплых и влажных условиях вполне соответствует диапазону температур, который можно было бы ожидать в небольшой камере для записи ЭЭГ, особенно в плохо вентилируемом здании. Более того, уровень влажности в этих условиях (что соответствует относительной влажности 44%) также находится в пределах нормы для большей части мира. Следует отметить, что более высокие температуры могут сделать испытуемых более сонными и менее внимательными. Однако, поскольку мы производили запись с электродов с низким и высоким импедансом одновременно, любые различия в состоянии испытуемого между холодными и теплыми условиями будут иметь эквивалентный эффект на местах с низким и высоким импедансом.
Порядок условий тестирования у разных испытуемых был уравновешенным. Субъекты выполнили оба условия за один сеанс тестирования с часовым перерывом между условиями, чтобы можно было отрегулировать температуру и влажность записывающей камеры.
Чтобы определить влияние импеданса электродов на качество данных, мы снизили импедансы электродов в одном полушарии каждого испытуемого до менее 5 кОм, а импеданс электродов в другом полушарии оставался на своих естественных высоких уровнях (в диапазоне от 10 до 10 кОм). 190 кОм).Импедансы были снижены в левом полушарии у половины испытуемых и в правом полушарии у другой половины. Сопротивление было снижено с использованием традиционных методов истирания кожи головы и измерено с помощью измерителя импеданса Grass F-EZM4A. Сопротивление электродов измеряли до и после каждой половины сеанса, в общей сложности четыре раза на каждого пациента. предоставляет средние значения и стандартные ошибки для измерений низкого и высокого импеданса по временным точкам.
Таблица 1
Среднее сопротивление электрода (Z) как функция регистрируемой среды и места расположения электрода (SEM в скобках)
Место электрода
F3 / 4
C3 / 4
P3 / 4
P9 / 10 (ссылка)
CMS
DRL
Сессия
Низкая Z
Высокая Z
Низкая Z
Высокая Z
22
Низкая Z
Z
Высокий Z
Низкий Z
Низкий Z
Блок до охлаждения / сушки
3.11 (0,52)
56,44 (13,25)
2,82 (0,55)
68,48 (13,41)
3,85 (0,45)
88,84 (18,86)
2,99 (0,47)
81,02 (17,58)
0,65)
2,49 (0,29)
Блок после охлаждения / сушки
2,51 (0,40)
29,43 (6,89)
2,43 (0,38)
34,2 (8,43)
3,08 (3,03)
43,83 (7,96)
2,65 (0,44)
24,72 (6.35)
2,90 (0,40)
2,03 (0,21)
Блок перед прогревом / влажностью
2,52 (0,38)
32,95 (8,27)
2,38 (0,46)
9
33,27
2,83 (0,36)
43,70 (11,60)
4,20 (1,61)
34,26 (5,84)
2,97 (0,33)
2,44 (0,36)
Блок после нагрева / влажности 908 2,63 908 0,39)
42,68 (12,82)
2.41 (0,44)
34,5 (10,35)
2,90 (0,42)
38,12 (7,56)
2,78 (0,45)
33,53 (6,82)
5,76 (1,80)
4,25 (1,1325)
ЭЭГ регистрировали с помощью системы регистрации ЭЭГ Biosemi ActiveTwo (Biosemi BV, Амстердам, Нидерланды). Эта система имеет ряд функций, которые предназначены для оптимизации качества данных, в том числе предусилитель в каждом электроде, цепь правой ноги с приводом, очень высокую гальваническую развязку и низкий ток смещения.В отличие от большинства усилителей ЭЭГ, которые усиливают разницу между напряжением активного заземления и опорным напряжением заземления, система Biosemi Active Two усиливает и измеряет несимметричное напряжение между каждым участком электрода и электродом общего режима (CMS). . Все ссылки выполняются в автономном режиме.
Электроды были установлены в эластичном колпачке с использованием подмножества узлов системы International 10/20 (F3, C3, P3, P9, F4, C4, P4, P10), как показано на. Signa Gel (Parker Labs, Fairfield, NJ) использовался для создания стабильного электрического соединения между каждым электродом и кожей головы.Смещение электрода поддерживалось ниже 40 мВ. Электрод CMS располагался на участке FC1, а электрод с ведомой правой ножкой (DRL) располагался на участке FC2. Импеданс электродов CMS и DRL был снижен до менее 5 К; любое влияние импеданса на участках CMS и DRL будет одинаково влиять на участки как с низким, так и с высоким сопротивлением.
Электрод регистрирующий монтаж.
Несимметричные сигналы были преобразованы в дифференциальные сигналы в автономном режиме, при этом электроды правого полушария относились к электроду P10 (около правого сосцевидного отростка), а электроды левого полушария относились к электроду P9 (около левого сосцевидного отростка).Импеданс электрода сравнения для данного полушария был понижен, если импедансы других электродов в этом полушарии были уменьшены. Горизонтальная электроокулограмма (ЭОГ) записывалась с электродов, расположенных латеральнее внешнего угла глазной щели, и использовалась для измерения горизонтальных движений глаз. Вертикальный ЭОГ регистрировался с электродов выше и ниже правого глаза для обнаружения моргания. Монополярные сигналы ЭОГ были преобразованы в биполярные сигналы в автономном режиме (левый минус правый для горизонтального ЭОГ и нижний минус верхний для вертикального ЭОГ).ЭЭГ и ЭОГ подвергались фильтрации нижних частот с использованием синк-фильтра пятого порядка с отсечкой половинной мощности при 204,8 Гц, а затем оцифровывались на частоте 1024 Гц с разрешением 24 бита.
Поскольку в системе Biosemi ActiveTwo используются активные электроды, каждый из которых содержит предусилитель, импеданс электродов нельзя измерить с помощью стандартных электродов. Следовательно, мы приобрели набор пассивных электродов у Biosemi и использовали их при измерении импедансов 6 .
Импеданс обычно измеряется путем пропускания небольшого переменного тока между двумя или более электродами, подключенными к коже.Таким образом, измеренный импеданс отражает вклады более чем одного электрода. Чтобы определить импеданс на одном конкретном электроде, мы проверили импедансы в наборах из двух электродов и измерили каждый электрод отдельно по сравнению с двумя дополнительными электродами. Затем мы вычислили импеданс каждого отдельного электрода, используя простое алгебраическое выражение. В частности, мы определили A + B как импеданс, измеренный между электродами A и B, A + C как импеданс, измеренный между электродами A и C, и B + C как импеданс, измеренный между электродами B и C.С помощью этих трех измерений импеданс электрода A можно рассчитать как [(A + B) + (A + C) — (B + C)] ÷ 2.
Анализ Монте-Карло
Одной из наших основных целей было оценить количество испытаний, необходимых для достижения статистической значимости с низким и высоким импедансом электродов в прохладных и сухих условиях, а также в теплых и влажных условиях. Для достижения этой цели мы выполнили анализ методом Монте-Карло, в котором мы моделировали эксперименты с различным количеством испытаний, выбирая случайные подмножества из большого количества испытаний, которые были записаны для каждого субъекта.Затем мы определили, привел ли данный смоделированный эксперимент к значительной разнице в амплитуде P3 между целевыми и стандартными категориями стимулов, используя обычный парный t-критерий. Чтобы получить надежную оценку вероятности достижения статистической значимости при заданном количестве испытаний, мы смоделировали 1000 экспериментов для заданного числа испытаний путем выборки различных случайных подмножеств испытаний для каждого смоделированного эксперимента. Это позволило нам оценить статистическую мощность (например,, вероятность достижения p <0,05) для данного количества испытаний. Это было сделано отдельно для четырех комбинаций импеданса электрода (низкое и высокое) и условий записи (прохладное и сухое против теплого и влажного). В нашем анализе P3 мы моделировали эксперименты с 10, 20, 30, 40, 50, 60 и 70 испытаниями без артефактов (цель: стандартные соотношения 2: 8, 4:16, 6:24, 8:32, 10 : 40, 12:48 и 14:56, с сохранением целевой вероятности 20% и стандартной вероятности стимула 80% в дизайне эксперимента).
Поскольку данные были записаны в хорошо экранированной среде с системой записи ЭЭГ, которая предназначена для минимизации индуцированного электрического шума, мы ожидали, что импеданс электрода будет в первую очередь влиять на низкочастотный шум. То есть, хотя можно было бы ожидать, что увеличение импеданса электрода приведет к увеличению линейного шума 60 Гц, другие аспекты системы записи и окружающей среды должны были дать такой низкий уровень линейного шума, что любое увеличение было бы трудно оценить.Чтобы определить, уменьшит ли фильтрация ожидаемый низкочастотный шум и оценить оптимальное значение отсечки фильтра, мы повторили моделирование после применения фильтра высоких частот со значением отсечки половинной амплитуды 0,01, 0,05, 0,10, 0,50 или 1,0. Гц (беспричинная импульсная характеристика Баттерворта, −24 дБ / октава). Смещение постоянного тока было удалено перед фильтрацией путем вычитания среднего напряжения по всему пробному блоку. Фильтрация нижних частот не применялась. В общей сложности мы смоделировали 140 000 экспериментов, по 1000 для каждой комбинации импеданса электрода, температуры записи, количества испытаний и настроек фильтра.
Данные ЭЭГ из каждого испытания были отсортированы в соответствии с тем, относился ли стимул к целевой категории или к стандартной категории, а эпохи были извлечены от -1000 до 2000 мс. Затем каждую эпоху корректировали по базовой линии путем вычитания среднего напряжения из 400 мс до начала стимула. Это необходимо, потому что флуктуации напряжения ЭЭГ накладываются на относительно большое, медленно изменяющееся смещение напряжения, которое, если не устранено, добавит огромных отклонений к измерениям ERP.Испытания, содержащие артефакты, определяемые как напряжения, превышающие ± 100 мк В, были помечены для отклонения и были исключены из всех анализов, описанных ниже 7 . Исключались также испытания с неправильными поведенческими реакциями. После исключения этих испытаний мы случайным образом выбрали соответствующее количество целевых и стандартных испытаний из набора испытаний, полученных от данного субъекта (например, 10 целевых испытаний и 40 стандартных испытаний при моделировании эксперимента с 50 испытаниями). Затем мы вычислили усредненные формы волны ERP из этих испытаний.На основе этих усредненных форм сигналов мы измерили амплитуду P3 как среднее напряжение между 350 и 650 мс на участке электродов P3 или P4 (в зависимости от того, какое полушарие имело импеданс, который в настоящее время тестируется). Этот набор процедур был повторен для каждого субъекта, а затем мы выполнили t-тест для парных выборок, чтобы сравнить амплитуды целевого и стандартного испытаний. Эту же процедуру повторяли 1000 раз с различным случайным выбором испытаний для каждой комбинации импеданса электрода, температуры записи, количества испытаний и настроек фильтра.Все симуляции проводились в Matlab (The Mathworks, Inc., Натик, Массачусетс) с использованием EEGLAB Toolbox (Delorme & Makeig, 2004) и пользовательских подпрограмм.
Чтобы определить, будут ли наши результаты обобщаться на другие компоненты ERP и другие типы экспериментальных эффектов, мы провели аналогичный набор анализов, исследуя распределение волны N1 в коже черепа. Вместо того, чтобы оценивать различия между целевыми и стандартными испытаниями на одном участке электрода, мы оценили разницу в напряжении между двумя участками электродов (P3 по сравнению с C3 или P4 по сравнению с C4, в зависимости от того, какое полушарие имело соответствующий уровень импеданса), используя только данные из стандартные испытания.Амплитуда N1 измерялась как среднее напряжение между 80 и 100 мс. Мы смоделировали эксперименты с 16, 32, 48, 64, 80, 96 и 112 испытаниями без артефактов на каждом участке электрода. В остальном моделирование было идентично моделированию, описанному для волны P3.
Хотя мы провели моделирование 140 комбинаций условий для каждого из двух компонентов ERP, существует множество других полезных способов анализа данных (например, различные настройки фильтров, подходы к измерениям, статистический анализ и т. Д.). Поэтому мы сделали полный набор данных доступным по адресу http://erpinfo.org/impedance, чтобы заинтересованные исследователи могли протестировать другие подходы к обработке сигналов и анализу данных.
Результаты
Основные результаты ERP
показывает общие средние формы сигналов ERP для целевого и стандартного стимулов, основанные на всех испытаниях без артефактов для каждого субъекта. Как и следовало ожидать на основании тысяч предыдущих исследований, целевые стимулы вызвали большую положительность, чем стандартные стимулы в диапазоне латентности P3 (см. Статистический анализ ниже).Такая же основная картина наблюдалась для всех четырех комбинаций импеданса и среды записи. Из-за большого количества испытаний на одно условие уровень шума, очевидный в предварительном исходном периоде, был довольно низким, хотя он был явно выше для целевых стимулов, чем для стандартных стимулов (что отражает меньшее количество целевых испытаний).
Формы сигналов большого среднего ERP для участков париетальных электродов с низким и высоким импедансом для стандартных и целевых стимулов в прохладной и теплой среде записи.На этом и на всех последующих рисунках формы сигналов были отфильтрованы через фильтр нижних частот с отсечкой по половине амплитуды 30 Гц (беспричинная функция импульсной характеристики Баттерворта, −24 дБ / октава).
Как было описано ранее (Johnson et al., 2001), более высокий импеданс не приводит к существенно меньшему общему размеру сигнала. Однако волна P2 (около 150 мс) была несколько меньше для электродов с высоким импедансом, чем для электродов с низким импедансом, как для целевых, так и для стандартных стимулов как в холодных, так и в теплых условиях записи.Этот эффект был в первую очередь вызван одним субъектом, который демонстрировал чрезвычайно большую полушарную асимметрию в волне P2, и этот эффект не был статистически значимым. В частности, дисперсионный анализ средней амплитуды в диапазоне 125–175 мс с факторами вероятности, уровнем импеданса и условиями записи дал значимый главный эффект вероятности (F (1,11) = 7,09, p = 0,022) без значимого основные эффекты импеданса (p = 0,650) или среды записи (p = 0,254) и отсутствие значимых взаимодействий между вероятностью и импедансом (p =.203), вероятность и среда записи (p = 0,155), импеданс и среда записи (p = 0,946) или трехстороннее взаимодействие между вероятностью, средой записи и импедансом (p = 0,495). Точно так же дисперсионный анализ средней амплитуды от 350 до 650 мс дал значительный главный эффект вероятности (F (1,11) = 50,69, p <0,001). Основные эффекты импеданса (p = 0,627) и среды записи (p = 0,385), а также взаимодействия между вероятностью и импедансом (p = 0,189), вероятностью и средой записи (p =.979), импеданс и среда записи (p = 0,759), а также трехстороннее взаимодействие между вероятностью, средой записи и импедансом (p = 0,920) не смогли достичь значимости. Анализ средней амплитуды от 650 до 1000 также дал значительный главный эффект вероятности (F (1,11) = 15,75, p = 0,002), без значительных основных эффектов импеданса (p = 0,161) или среды записи. (p = 0,639) и отсутствие значимого взаимодействия между вероятностью и импедансом (p = 0,788), вероятностью и условиями записи (p =.944), импеданс и условия записи (p = 0,720) и отсутствие значимого трехстороннего взаимодействия между вероятностью, импедансом и средой записи (p = 0,688).
Эти результаты показывают, что использование электродов с высоким импедансом не приводит к глобальному ослаблению сигнала ERP.
Качество ЭЭГ
Чтобы определить, было ли увеличение низкочастотных колебаний напряжения в условиях высокого импеданса, как можно было бы ожидать от увеличения потенциалов кожи, мы визуально проверили данные на временной шкале, отображающей ЭЭГ. за весь пробный блок (примерно 5 минут).показывает ЭЭГ от мест электродов с низким и высоким сопротивлением у репрезентативного объекта, записанную во время блока с высокой температурой и низкой влажностью и с блоком с низкой температурой и низкой влажностью. В течение 5-минутного периода записи можно увидеть очень медленный дрейф напряжения для всех четырех комбинаций импеданса и условий записи. Эти очень медленные дрейфы, по-видимому, не менялись систематически в зависимости от условий, когда были проверены данные от всех субъектов, и они были намного медленнее и больше, чем потенциалы кожи, обычно вызываемые изменениями уровня потоотделения в потовых железах.Вместо этого они, вероятно, отражают более медленные процессы, такие как изменения гидратации кожи (Fowles & Venables, 1970).
Необработанные данные ЭЭГ репрезентативного субъекта для первого блока тестирования участков париетальных электродов с низким и высоким импедансом в каждой из записывающих сред. Данные были субдискретизированы до 10 Гц, чтобы проиллюстрировать низкочастотные колебания напряжения во времени. Резкие нисходящие шипы — артефакты моргания. Обратите внимание, что данные из участков с высоким и низким импедансом собирались одновременно, тогда как данные из теплых и холодных условий записи собирались в отдельных пробных блоках.
Более быстрые изменения напряжения можно увидеть на ЭЭГ от высокоомного электрода в теплом и влажном состоянии. Эти колебания напряжения происходили в течение десятков секунд, что типично для кожных потенциалов (Edelberg, 1972). Они часто состояли из довольно больших и относительно внезапных изменений напряжения (см. Стрелки). Как и в случае с отдельным субъектом, показанным на, почти все субъекты демонстрировали более выраженные колебания напряжения такого рода в записях с высоким импедансом, чем в записях с низким импедансом, особенно в условиях теплой и влажной записи.Количественная поддержка этих наблюдений будет предоставлена в следующих разделах.
Осциллограммы на диаграмме также показывают несколько небольших, резких, игольчатых потенциалов. Более внимательное изучение данных показало, что это были артефакты моргания (на что указывает распределение волосистой части головы и противоположная полярность выше и ниже глаза).
Частотный анализ
Чтобы количественно оценить это увеличение низкочастотных колебаний напряжения в условиях высокого импеданса, мы выполнили быстрое преобразование Фурье (БПФ) для данных стандартных стимулов, чтобы оценить плотность амплитуды в каждой полосе частот.Необработанная ЭЭГ была обработана с интервалом от -500 мс до 1500 мс относительно начала стимула и базовой линией, скорректированной путем вычитания среднего напряжения предварительного стимула из всей эпохи, чтобы удалить смещение постоянного тока. Эпохи, содержащие артефакты моргания, были исключены. БПФ были вычислены для оставшихся эпох, усреднены по испытаниям для каждого субъекта, а затем усреднены по субъектам. Результирующие общие средние БПФ для стандартов 8 показаны в логарифмической шкале по оси x для улучшения видимости низких частот.Плотность амплитуды была одинаковой в разных условиях для более высоких частот (10–100 Гц), но различалась на более низких частотах. Для низких частот плотность амплитуды была самой низкой в условиях низкого импеданса (без влияния температуры), промежуточной в условиях высокого импеданса, в условиях низких температур и наибольшей в условиях высокого сопротивления и в условиях высоких температур. Трехсторонний дисперсионный анализ с факторами импеданса, среды записи и частотного диапазона (разбит на пятьдесят интервалов шириной 2 Гц от 0 до 100 Гц) дал значительные основные эффекты импеданса (F (1, 11) = 9.02, p = 0,012) и частоты (F (49, 539) = 34,21, p <0,001). Кроме того, было значительное двустороннее взаимодействие между средой записи и частотой (F (49, 539) = 6,70, p = 0,025).
Плотность амплитуды как функция частоты, полученная из быстрых преобразований Фурье (БПФ) от участков париетальных электродов для стандартных испытаний как функция условий записи и импеданса. Ось X отображает частоту в логарифмической шкале. Обратите внимание, что значения низкой и теплой среды записи с низким импедансом почти полностью перекрываются.Панель A показывает БПФ, основанное на всех эпохах, кроме эпох с артефактами моргания глазом. Панель B показывает БПФ после исключения эпох с большими скачками напряжения в теменных каналах.
Следует отметить, что плотность амплитуды в полосе частот линии 60 Гц была довольно низкой во всех условиях (от 0,96 до 1,10 мк В, что лишь немного выше плотности амплитуды в окружающих полосах частот). Это говорит о том, что высокие импедансы электродов не привели к значительному увеличению индуцированной активности от источников электричества окружающей среды, таких как свет и видеомониторы (т.е., не было явного снижения подавления синфазных помех). Однако низкий уровень шума 60 Гц, вероятно, также является результатом конкретной системы регистрации ЭЭГ и использования обширного экранирования. Высокое сопротивление электродов может привести к значительному увеличению линейного шума в других записывающих системах и в плохо экранированных записывающих средах.
Исследователи ERP часто отвергают эпохи с большими колебаниями напряжения, например, отмеченные стрелками в. Поэтому мы спросили, сохранятся ли различия в низкочастотном шуме, если мы исключим эпохи с напряжением, превышающим ± 100 мк В в ЭЭГ из точек P3 и P4 (после привязки и коррекции базовой линии).Результирующие БПФ показаны на. Хотя отказ от эпох с большими скачками напряжения действительно снизил низкочастотную активность в условиях высокой температуры и высокого импеданса, низкочастотная активность оставалась значительно выше в местах электродов с высоким импедансом по сравнению с участками с низким импедансом. Трехсторонний дисперсионный анализ с факторами импеданса, среды записи и частотного диапазона (разбит на пятьдесят интервалов шириной 2 Гц от 0 до 100 Гц) дал значительные основные эффекты импеданса (F (1, 11) = 19.95, p = 0,001) и частоты (F (49, 539) = 104,37, p <0,001). Кроме того, было значительное двустороннее взаимодействие между импедансом и частотой (F (49, 539) = 37,10, p <0,001). Таким образом, удаление эпох с большими скачками напряжения может значительно снизить низкочастотный шум при записи с высоким импедансом в теплой среде, но не снижает этот шум до уровня, полученного при записи с низким импедансом. Поскольку этот тип отказа от артефактов является обычной практикой в исследованиях ERP, все последующие анализы проводились только в эпохи без артефактов.
Среднеквадратичный уровень шума в данных ЭЭГ и ERP
Чтобы обеспечить дополнительную меру общего уровня шума в записях ЭЭГ, мы измерили среднеквадратичное напряжение (СКЗ) в тех же используемых периодах без артефактов, скорректированных по базовой линии. для анализа БПФ. Среднеквадратичное значение напряжения обеспечивает общую меру величины записываемого сигнала независимо от частоты. Поскольку сигнал ERP был примерно одинаковым для уровней импеданса и условий записи (см.), Любые различия в величине однократной ЭЭГ должны отражать различия в уровне шума.Таким образом, более высокое среднеквадратичное значение напряжения указывает на больший шум. Коррекция базовой линии была необходима до вычисления среднеквадратичного напряжения, чтобы исключить вклад смещения постоянного тока, который не влияет на отношение сигнал / шум усредненных ERP (поскольку усредненные ERP вычисляются из эпох ЭЭГ с коррекцией базовой линии).
показывает, что среднеквадратичная амплитуда была выше для записей с высоким импедансом, чем для записей с низким импедансом, и это было подтверждено двухфакторным дисперсионным анализом с факторами уровня импеданса и среды записи, что дало значительный основной эффект импеданса. уровень (F (1,11) = 19.55, р = 0,001). Хотя среднеквадратичное значение напряжения на высокоимпедансном электроде было немного больше для теплых и влажных условий, чем для холодных и сухих условий, основной эффект среды записи и взаимодействие между уровнем импеданса и условиями записи не достигали значимости (p =. 832 и .552 соответственно). Эти результаты показывают, что напряжение на участках с высоким импедансом изменчиво во времени больше, чем на участках с низким импедансом, что предположительно отражает более высокий уровень шума.
(A) Среднеквадратичная амплитуда (RMS), измеренная для эпох ЭЭГ, исключая эпохи с артефактами моргания глазом или большими скачками напряжения, для участков париетальных электродов с низким и высоким импедансом в зависимости от среды записи. (B) RMS-амплитуда, измеренная от базового периода до стимула (от -400 мс до 0 мс) в усредненных ERP для стандартов и целей как функция импеданса и среды записи.
Чтобы оценить, могут ли эти различия в уровне шума быть обнаружены после усреднения, мы также измерили среднеквадратичное напряжение в течение 400-миллисекундного предстимульного периода в усредненных сигналах ERP от каждого субъекта (все испытания без артефактов были включены в эти средние значения).Этот анализ был проведен, потому что отношение S / N усредненных ERP более актуально, чем отношение S / N EEG для большинства исследований ERP. Этот анализ был ограничен предварительным интервалом, в котором любое отклонение от нуля должно полностью отражать шум, так что на среднеквадратичные значения амплитуды не будут влиять фактические сигналы ERP. В общем, уровень шума в предварительный исходный период обеспечивает полезную метрику общего уровня шума данных.
показывает, что среднеквадратичное напряжение было больше для целей, чем для стандартов, предположительно отражая меньшее количество испытаний в средних значениях для целевых стимулов.Этот эффект был подтвержден в трехфакторном дисперсионном анализе с факторами вероятности, импеданса и среды записи, что дало значительный главный эффект вероятности (F (1,11) = 31,36, p <0,001). Среднеквадратичное значение напряжения также было больше для записей с высоким импедансом, чем для записей с низким импедансом, что привело к значительному основному эффекту импеданса (F (1,11) = 5,75, p = 0,035). Однако ни один из основных эффектов или взаимодействий, связанных с записывающей средой, не имел значения. Это демонстрирует, что более высокий уровень шума RMS, наблюдаемый в ЭЭГ для высокоимпедансных записей, оказывает значительное влияние на усредненные формы волны ERP.
Как RMS, так и FFT-анализ показали, что уровень шума был выше на электродах с высоким импедансом, чем на электродах с низким импедансом, но этот эффект был более выражен в теплой и влажной среде записи при анализе FFT, но не в RMS-анализ. Это, вероятно, отражает тот факт, что среднеквадратичная амплитуда коллапсирует активность во всех частотных диапазонах, а взаимодействие с записывающей средой присутствовало только на более низких частотах. Это могло ослабить влияние условий записи на измерения среднеквадратичной амплитуды.
Моделирование статистической значимости влияния вероятности на амплитуду P3 по методу Монте-Карло
Чтобы установить, влияет ли повышенный низкочастотный шум и большая изменчивость напряжения, наблюдаемые на участках электродов с высоким импедансом, на возможность обнаружения значительного экспериментального эффекта, мы провели моделирование методом Монте-Карло, чтобы определить, сколько испытаний необходимо, чтобы найти значительную разницу между целевой и стандартной средней амплитудой, как описано в разделе «Метод».показывает вероятность получения значимого эффекта в зависимости от количества попыток с нефильтрованными данными ЭЭГ. Условия с низким импедансом потребовали наименьшего количества испытаний для обнаружения значительного экспериментального эффекта и не продемонстрировали никакого влияния среды записи; условия с высоким импедансом потребовали значительно большего количества испытаний для достижения заданной вероятности статистической значимости, с несколько большим количеством испытаний, необходимых в теплых и влажных условиях, чем в прохладных и сухих условиях.
(A) Вероятность получения значительной разницы амплитуд P3 между эталоном и целями в моделировании Монте-Карло как функция количества испытаний в моделируемом эксперименте. (B) Вероятность получения значительной вероятности P3 (цель по сравнению со стандартом) эффекта взаимодействия с сайтом электрода X (F3 / 4, C3 / 4, P3 / 4) в моделировании Монте-Карло в зависимости от количества испытаний в смоделированном эксперименте. .
также указывает количество испытаний, необходимых для получения 80% -ной вероятности получения значительного эффекта (т.е., статистическая мощность 0,80). Точка 80% была достигнута для двух условий низкого импеданса примерно в 12 испытаниях; однако для условий с высоким импедансом потребовалось почти в три раза больше испытаний (примерно 35). Таким образом, при прочих равных условиях может потребоваться значительно больше испытаний для достижения статистической значимости с высокими импедансами электродов, чем с низкими сопротивлениями электродов, по крайней мере, для некоторых видов экспериментов.
Обратите внимание, что эти моделирования Монте-Карло были выполнены после того, как были исключены эпохи с окулярными артефактами или большими скачками напряжения.Мы также провели этот набор моделирования, не исключая испытаний с большими скачками напряжения в каналах P3 и P4. Вероятность получения значительного p-значения была намного ниже в этих симуляциях для условий с высоким импедансом и теплой температурой (но не для других условий). Тщательное изучение усредненных форм сигналов ERP из этих симуляций показало, что, хотя эти большие скачки напряжения были относительно редкими, они происходили достаточно часто, чтобы вызвать очень большое искажение форм сигналов от 1–2 испытуемых во многих смоделированных экспериментах.Эти искажения привели к выбросам значений, которые не позволили разнице между целевым и стандартным значениями достичь значимости в значительной части смоделированных экспериментов. К счастью, исключить эпохи, содержащие эти артефакты, тривиально, и они достаточно редки, чтобы это не привело к значительному снижению количества испытаний, доступных для усреднения 9 . Таким образом, эти артефакты вряд ли будут серьезной проблемой в большинстве экспериментов с ERP.
БПФ, показанные на рисунке, продемонстрировали, что основное различие между условиями низкого и высокого импеданса заключается в низких частотах.Поэтому мы исследовали, могут ли фильтры верхних частот, удаляющие низкочастотный шум, улучшить качество данных с высоким импедансом. Однако важно отметить, что фильтры высоких частот с отсечкой выше 0,1 Гц будут иметь тенденцию ослаблять волну P3 (как описано много лет назад Duncan-Johnson & Donchin, 1979) и могут вызывать значительные искажения всей формы волны ERP. (см. главу 5 в книге «Удача», 2005 г.). Чтобы проиллюстрировать это, показано, как усредненные ERP для целевых испытаний менялись в зависимости от отсечки фильтра в условиях высокого импеданса при высокой температуре.Эффект был очень незначительным, поскольку частота среза фильтра увеличивалась с постоянного тока до 0,1 Гц. Однако, когда срез фильтра был увеличен за пределы 0,1 Гц, амплитуда волны P3 становилась ослабленной, в диапазоне от приблизительно 9 мкм В для нефильтрованных сигналов до приблизительно 4 мкм В с отсечкой 1,0 Гц. Кроме того, разница амплитуд между целевой и стандартной амплитудой также уменьшалась по мере увеличения отсечки фильтра. Следовательно, хотя фильтрация верхних частот ослабляла низкочастотный шум в условиях высокого импеданса, она также ослабляла измеряемый сигнал, ограничивая возможность обнаружения значительного эффекта амплитуды P3 по сравнению со стандартным P3.
Влияние различных отсечений фильтра верхних частот на общую форму волны ERP для высокоимпедансного участка париетального электрода в теплой и влажной среде записи. Показанный здесь образец был также обнаружен в других условиях.
показывает, как различные настройки фильтра верхних частот повлияли на результаты моделирования Монте-Карло. В двух условиях низкого импеданса фильтрация оказала незначительное влияние на способность обнаруживать значительный эффект. Это именно то, что можно было бы ожидать, учитывая низкий уровень низкочастотного шума в этих условиях.В условиях с высоким импедансом и низкой температурой вероятность получения значительного эффекта увеличивалась по мере увеличения отсечки фильтра с 0,01 Гц до 0,5 Гц. Это вполне ожидаемо, учитывая высокий уровень низкочастотного шума в этих условиях. Важно отметить, что, как показано на рисунке, снижение шума, достигаемое фильтрацией верхних частот, также сопровождается ослаблением амплитуды P3. В результате вероятность получения значительного эффекта в условиях низкой температуры и высокого импеданса снизилась на уровне 1.Настройка фильтра 0 Гц относительно настройки фильтра 0,5 Гц. В условиях с высоким импедансом и теплой температурой вероятность получения статистически значимого эффекта снова была самой высокой для настройки фильтра 0,5 Гц и немного ниже для настройки 1,0 Гц, но влияние более низких настроек фильтра было менее систематическим (возможно, отражающие более длинные постоянные времени этих фильтров, которые могут вызвать случайные большие скачки напряжения, распространяющиеся на соседние эпохи).
Влияние отсечки фильтра верхних частот на вероятность получения значительной разницы амплитуд P3 между эталоном и целями при моделировании Монте-Карло.
Важно отметить, что компромисс между уменьшением шума и ослаблением сигнала зависит от многих факторов, которые будут варьироваться в зависимости от экспериментов. Хотя отсечка фильтра 0,5 Гц дала лучший компромисс для условий высокого импеданса в настоящем эксперименте, это отсечение не обязательно будет оптимальным в других экспериментах. Кроме того, как показано на фиг.1, частота отсечки более 0,1 Гц может сильно исказить форму волны (обратите внимание, например, на артефактный отрицательный потенциал, создаваемый от -50 до +100 мс за счет 0.Фильтры 5 Гц и 1,0 Гц). Таким образом, хотя фильтр верхних частот с отсечкой 0,5 Гц или выше может максимизировать статистическую значимость, исследователи должны быть очень осторожны при использовании таких фильтров.
Моделирование статистической значимости по методу Монте-Карло для распределения скальпа P3
Учитывая значительный характер основного эффекта вероятности P3, условия с низким импедансом достигли высокой вероятности получения значимости даже при наименьшем количестве протестированных испытаний. Чтобы оценить влияние импеданса электрода в более типичных условиях, мы провели дополнительную серию имитаций, исследуя более скромный эффект взаимодействия X-вероятности электродного узла.В частности, мы провели моделирование методом Монте-Карло для электродных площадок F3 / 4, C3 / 4 и P3 / 4, чтобы определить, сколько испытаний было необходимо для получения значимого эффекта взаимодействия электродной площадки X вероятности в дисперсионном анализе с повторными измерениями. Моделирование проводилось на нефильтрованных данных, исключая эпохи с артефактами.
показывает вероятность получения значительного эффекта взаимодействия в зависимости от количества испытаний. В целом, статистическая мощность была самой высокой для записей с низким импедансом, независимо от среды записи, была существенно снижена для записей с высоким импедансом в прохладной и сухой среде записи и была дополнительно снижена для записей с высоким импедансом в теплой и влажной среде. среда записи.Для двух условий с низким импедансом вероятность эффекта взаимодействия неуклонно возрастала по мере увеличения количества испытаний, с 80% -ной вероятностью значительного эффекта взаимодействия, достигнутого между 60 и 70 испытаниями. Для условий с высоким импедансом и низкой температурой вероятность эффекта взаимодействия достигла 50% правдоподобия только при самом большом количестве протестированных испытаний. Кроме того, для условий с высоким импедансом и теплой температурой только 27% -ная вероятность значительного эффекта взаимодействия была достигнута при наибольшем количестве протестированных испытаний.Таким образом, высокие импедансы электродов могут оказывать существенное влияние на статистическую мощность относительно тонких эффектов, особенно когда среда записи теплая и влажная. Дополнительный анализ показал, что на эту общую картину результатов не повлияла фильтрация верхних частот.
Влияние высокого импеданса электрода было усилено в теплой и влажной среде записи в этом анализе и в БПФ, но не в анализе основного влияния вероятности на амплитуду P3.Причина этого не ясна. Одна из возможностей состоит в том, что основной эффект вероятности настолько велик, что он менее чувствителен к некоторым типам шума. Также возможно, что кожные потенциалы являются более проблематичными на передних и центральных участках электродов, которые были включены в анализ вероятности взаимодействия участка X электродов (возможно, потому, что P3 меньше на этих участках). Необходимы дальнейшие исследования, чтобы определить конкретные условия, при которых высокие импедансы электродов будут особенно проблематичными.
Моделирование статистической значимости волны Монте-Карло для волны N1
Поскольку анализ БПФ показал, что шум в записях с высоким импедансом в основном присутствует на относительно низких частотах (<5 Гц), можно предположить, что компоненты с относительно короткой продолжительностью будет не затронут шумом, или что фильтрация верхних частот может лучше улучшить отношение сигнал / шум. Однако кратковременные отклики ERP содержат широкий диапазон частот; действительно, бесконечно короткий ответ содержит равное количество всех частот.Более того, низкочастотный шум может иметь большое влияние на базовое напряжение, используемое при измерении данного компонента, и шум в базовой линии будет распространяться на измерение компонента. Более того, фильтрация низкочастотных компонентов сигнала ERP может создавать артефактические отклонения напряжения, которые искажают синхронизацию и амплитуду более высокочастотных компонентов (см. Главу 5 в Luck, 2005). Таким образом, не очевидно, будут ли компоненты с относительно короткой продолжительностью значительно ухудшаться из-за низкочастотного шума в данных, и, если да, будет ли им значительно способствовать фильтрация верхних частот.
Поэтому мы повторили моделирование методом Монте-Карло на волне N1, определив вероятность получения значительной разницы в амплитуде между центральными и теменными электродами для стандартных стимулов в зависимости от количества попыток (16–112 на электродное место). ). накладывает большие средние кривые от центрального (C3 / 4) и теменного (P3 / 4) электродов на основе средних значений, которые включали все испытания без артефактов для каждого субъекта. Средняя амплитуда N1 была больше на участках электродов C3 / 4 по сравнению с участками P3 / 4.Трехфакторный дисперсионный анализ с факторами местоположения электрода, импеданса и среды записи дал значительный основной эффект местоположения электрода (F (1,11) = 34,79, p <0,001). Основные эффекты импеданса (p = 0,489) и среды записи (p = 0,560), а также взаимодействия между электродной площадкой и импедансом (p = 0,182), электродной площадкой и записывающей средой (p = 0,170), импедансом и среда записи (p = 0,570) и трехстороннее взаимодействие между электродной площадкой, импедансом и средой записи (p =.409) все не достигли значения.
Общие средние формы волны ERP для участков центрального и теменного электродов в зависимости от импеданса и условий записи.
показывает результаты моделирования для различных настроек фильтра верхних частот в четырех условиях. Вероятность получения значительной разницы в амплитуде между участками центрального и париетального электродов для заданного количества испытаний была примерно одинаковой во всех условиях, за исключением того, что требовалось больше испытаний для получения заданной вероятности значимости при высоком импедансе и теплой температуре. состояние.Пунктирная линия на показывает точку, в которой была достигнута 50% вероятность значительного эффекта (использовалось 50%, а не 80%, потому что эффект N1 был намного меньше, чем эффект P3). Для достижения этой вероятности в условиях высокого импеданса и высоких температур потребовалось примерно на 50% больше испытаний, чем в трех других условиях. Отсечка фильтра высоких частот мало повлияла на вероятность получения значительного эффекта, за исключением того, что вероятность уменьшилась, когда отсечка фильтра была увеличена до 1.0 Гц 10 . Эти результаты демонстрируют, что на короткоживущие компоненты, такие как N1, может относительно не влиять низкочастотный шум при записи с высоким импедансом, особенно когда среда записи прохладная и сухая. Обратите внимание, однако, что гораздо большее снижение вероятности статистической значимости было получено, когда мы сначала не исключили эпохи, содержащие большие отклонения напряжения в точках C3 / 4 и P3 / 4. Таким образом, важно, чтобы эти артефакты удалялись при записи с высоким импедансом.
Влияние отсечки фильтра верхних частот на вероятность получения значительной разницы амплитуд N1 между участками центрального и теменного электродов при моделировании Монте-Карло.
Обсуждение
Путем регистрации ERP с электродами с низким и высоким импедансом одновременно у каждого субъекта, это исследование позволило количественно оценить влияние импеданса на качество данных при сохранении всех остальных факторов постоянными. Главный вывод заключался в том, что высокие импедансы электродов привели к ухудшению отношения сигнал / шум и уменьшению статистической мощности при измерении амплитуды P3, особенно в теплых и влажных условиях записи, и особенно при изучении вероятностного взаимодействия X электродного узла.Однако при измерении амплитуды N1 высокие импедансы электродов не приводили к существенному снижению статистической мощности в холодных и сухих условиях записи, а лишь к умеренному снижению в теплых и влажных условиях. Кроме того, высокие импедансы электродов приводили к увеличению уровня шума ЭЭГ, который ограничивался в основном относительно низкими частотами (<5 Гц). Учитывая, что потенциалы кожи состоят в основном из низкочастотных изменений напряжения и, как известно, на них влияет импеданс электрода (Picton & Hillyard, 1972), такая картина результатов предполагает, что снижение качества данных, наблюдаемое в записях с высоким импедансом, было вызвано в значительной степени. часть из-за увеличения размера или возникновения кожных потенциалов.Однако наблюдаемые здесь эффекты импеданса электрода на низкочастотный шум одинаково важны независимо от того, являются ли они результатом кожных потенциалов.
Настоящее исследование не обнаружило заметного влияния импеданса электрода на линейный шум 60 Гц, но среда записи была настолько хорошо экранирована, что линейный шум был слишком мал для точной оценки. Таким образом, настоящие результаты не дают убедительных доказательств влияния импеданса электрода на линейный шум. Однако предыдущее исследование аналогичным образом показало, что увеличение импеданса электрода дает лишь небольшое и статистически незначимое увеличение шума 60 Гц (Ferree et al., 2001). Более того, умеренное количество линейных шумов является лишь незначительной проблемой для большинства экспериментов ERP, потому что частоты выше 30 Гц обычно могут быть отфильтрованы с небольшим влиянием на форму сигнала ERP (см. Главу 5 в Luck, 2005). Однако очень высокие уровни линейного шума будут проблематичными во многих экспериментах ERP, и даже небольшое количество линейного шума может быть проблематичным для анализа компонентов с короткой задержкой, таких как слуховые ответы ствола мозга, и для анализа частотной области, который сосредоточен на гамма-диапазоне. группа.Таким образом, исследователи, желающие вести запись с высоким импедансом электродов, должны учитывать необходимость экранирования и других мер по снижению шума, чтобы гарантировать, что линейный шум не ухудшит качество данных.
Важно отметить, что план настоящего эксперимента исключает множество альтернативных объяснений результатов. То есть, поскольку мы записывали одновременно с электродов с низким и высоким импедансом, различия в состоянии испытуемых или связанные факторы не могут объяснить результаты.Например, любой дополнительный пот, выделяемый в теплом и влажном состоянии, повлиял бы на электролит в равной степени на участках с низким и высоким импедансом. Точно так же любое усиление сонливости в теплом и влажном состоянии оказало бы эквивалентное влияние на записи с электродов с низким и высоким сопротивлением.
Двумя наиболее важными показателями качества данных для большинства исследователей ERP являются вероятность достижения статистической значимости для заданного количества испытаний и количество испытаний, необходимых для достижения определенной вероятности достижения значимости.Влияние импеданса на эти показатели будет зависеть от характера эффекта, оцениваемого в данном эксперименте, а также от характера операций обработки сигнала, которые применяются к данным (например, от настроек фильтра). Например, ожидается, что увеличение низкочастотного шума будет иметь большее влияние на компоненты, в которых преобладают относительно низкие частоты; в соответствии с этим, мы обнаружили гораздо большее влияние импеданса электрода на большой, поздний, длительный эффект (эффект вероятности P3 и эффект взаимодействия вероятности X участка электрода P3), чем на небольшой, ранний, краткосрочный эффект (эффект N1 эффект распределения кожи головы).Кроме того, мы обнаружили, что ослабление низкочастотного шума путем увеличения частоты отсечки по половине амплитуды фильтра верхних частот до 0,1 или 0,5 Гц значительно улучшило статистическую мощность в записях с высоким импедансом при измерении средней амплитуды P3. Однако дальнейшее увеличение отсечки фильтра (до 1,0 Гц) вызвало скорее уменьшение, чем увеличение статистической мощности. Кроме того, наблюдалось значительное искажение формы волны ERP с порогом отсечки 0,5 Гц и выше, влияющее как на волны N1, так и на P3, а также на 0.Поэтому в большинстве случаев оптимальным может быть фильтр с частотой 1 Гц. Если присутствует очень большое количество низкочастотного шума — как это может иметь место для высокоимпедансных записей, полученных в теплой среде записи — вероятность получения статистически значимого экспериментального эффекта может быть увеличена за счет использования порогового значения до 0,5 Гц. . Однако такие строгие фильтры искажают временной ход сигналов ERP и должны использоваться с осторожностью, даже когда в центре внимания анализа находятся компоненты с относительно короткой задержкой, такие как волна N1.
Было бы заманчиво сделать вывод из настоящих результатов, что системы регистрации с низким импедансом превосходят системы регистрации с высоким импедансом (при использовании с низким и высоким импедансом электродов, соответственно). Такой вывод был бы необоснованным. Настоящее исследование показывает, что, при прочих равных , уровень низкочастотного шума ниже для низких сопротивлений электродов, чем для высоких. Однако все остальное обычно не равнозначно при сравнении данной системы с низким импедансом с данной системой с высоким импедансом (или при сравнении двух систем с высоким импедансом).Такие факторы, как использование предусилителей в электродах, стабильная проводящая среда между электродом и кожей, а также управляемая цепь правой ноги, могут иметь существенное влияние на качество данных. Таким образом, записи, полученные с высоким импедансом электродов от оптимизированной системы, могут быть такими же хорошими, или даже лучше, чем записи, полученные с низким импедансом электродов от низкокачественной системы. Импеданс — это только один из нескольких факторов, которые влияют на качество данных, и влияние импеданса будет зависеть от характера среды записи и анализируемых мер ERP.Однако настоящие данные ясно показывают, что исследователи, которые рассматривают возможность записи с высоким импедансом электродов, должны тщательно подумать о том, какое влияние это может оказать на количество испытаний, необходимых для достижения статистической значимости.
Это поднимает важный вопрос, а именно степень, в которой настоящие результаты могут быть обобщены. Например, можно ли получить такую же картину результатов при использовании другой системы регистрации ЭЭГ, другой экспериментальной парадигмы, другого набора процедур обработки сигналов и т. Д.? Нет очевидных причин полагать, что снижение отношения сигнал / шум, наблюдаемое здесь при высоком импедансе электродов — и взаимодействие между импедансом и температурой записывающей среды — было бы более серьезным, чем в других записывающих системах, парадигмах и т. Д. , благодаря использованию оптимизированной системы записи и хорошо экранированной среды записи, настоящие результаты могут представлять собой наилучший сценарий для записи с высоким импедансом. Однако было бы полезно, чтобы другие исследователи повторили это исследование в других условиях, чтобы установить общность результатов.Кроме того, другим исследователям было бы полезно применить другие методы обработки сигналов к данным настоящего эксперимента (доступны на http://erpinfo.org/impedance), чтобы увидеть, может ли снижение статистической мощности в результате высокого импеданса электродов быть смягченным за счет автономной обработки данных.
Важно отметить, что разница в статистической мощности для записи с низким и высоким импедансом была относительно скромной в холодных и сухих условиях записи для волны N1.Для исследователей, которые могут поддерживать прохладную и сухую среду записи и которые сосредоточены на относительно быстрых компонентах, преимущества высоких импедансов электродов (сокращение времени наложения электродов, уменьшение дискомфорта и снижение вероятности передачи заболеваний) могут перевесить это снижение статистической мощности. Однако снижение статистической мощности было довольно значительным для волны P3 даже в холодных и сухих условиях записи. Для основного эффекта вероятности для достижения 80% мощности потребовалось в 2–3 раза больше испытаний для записи с высоким импедансом по сравнению с записями с низким импедансом (см.).Точно так же вероятность получения статистически значимой вероятности взаимодействия площадки X-электрода для данного количества испытаний была примерно вдвое меньше для записей с высоким импедансом, чем для записей с низким импедансом в условиях холодной и сухой записи (см.). Таким образом, преимущества высоких импедансов электродов могут быть более чем компенсированы снижением статистической мощности для исследователей, которые сосредотачиваются на относительно медленных компонентах, таких как P3 и N400. Более того, снижение статистической мощности при высоком импедансе электродов еще больше в теплой и влажной среде записи.Таким образом, исследователям, которые сосредоточены на относительно медленных компонентах и которые хотят использовать электроды с высоким импедансом, рекомендуется потратить время и усилия, чтобы обеспечить прохладную и сухую среду для записи. Это может вдвое сократить количество испытаний, необходимых для получения статистической значимости в некоторых экспериментах.
К сожалению, обеспечить прохладную и сухую среду для записи часто бывает довольно сложно, потому что большинство лабораторий расположены в больших зданиях с единой централизованной системой воздушного охлаждения.Эти системы не предназначены для обеспечения существенно разных уровней охлаждения в разных помещениях. Когда объект и электронные устройства, такие как видеодисплей, размещаются внутри небольшой закрытой записывающей камеры, может потребоваться значительный приток холодного воздуха из системы вентиляции для поддержания температуры холодной камеры, и это может быть невозможно для данного воздуха. система охлаждения, чтобы обеспечить этот приток, не вызывая дискомфортного охлаждения других частей здания. Действительно, многие записывающие камеры ERP не подключены к центральной системе охлаждения и полагаются на небольшой вентилятор для подачи холодного воздуха в камеру из окружающей комнаты.Таким образом, даже в кондиционированном здании, в котором обычно поддерживается комфортная температура (например, 25 ° C или 77 ° F), может быть трудно поддерживать прохладную температуру (например, 21 ° C или 70 ° F) в помещении. записывающая камера. Хотя мы не исследовали систематически влияние промежуточных температур между значениями 21 ° C и 28 ° C, протестированными в настоящем исследовании, наши неофициальные наблюдения показывают, что качество данных является самым высоким в нижней части этого диапазона. Могут потребоваться значительные усилия для обеспечения температуры в этом диапазоне, особенно в местах с жарким и влажным климатом в течение значительных периодов года.Как минимум, исследователи, выполняющие запись с высоким импедансом электродов, должны тщательно отслеживать температуру в среде записи.
Исследователям, которые не могут обеспечить стабильно прохладные и сухие условия записи, необходимо будет выбрать между (а) высоким импедансом электродов и сопутствующим увеличением количества испытаний, необходимых для достижения статистической значимости, и (б) низким импедансом электродов и сопутствующим им. увеличение времени наложения электродов и риск передачи заболеваний.Для некоторых исследователей может быть просто непрактично получить низкое сопротивление электродов из-за необходимости записи по многим каналам или из-за опасений по поводу передачи болезни или дискомфорта пациента. Для других исследователей, однако, может оказаться ненужным большое количество электродов, что сводит к минимуму проблему увеличения времени наложения электродов, когда необходимо стереть кожу. Действительно, использование большого количества электродов может затруднить обеспечение записи высококачественных данных на каждом участке, потому что может быть трудно тщательно отслеживать входящие сигналы ЭЭГ со многих десятков участков.Для многих исследовательских вопросов может быть важнее иметь высококачественные данные с небольшого количества электродов, чем данные низкого качества с большого количества электродов. Кроме того, в большинстве исследовательских центров риск передачи заболеваний довольно низок, и его можно еще больше снизить с помощью соответствующих процедур дезинфекции. Таким образом, выбор высокого или низкого сопротивления электродов будет зависеть от конкретных потребностей исследователя.
Исследователи, которых беспокоит температура в помещении для записи, могут подумать, действительно ли им нужно использовать электрически экранированную камеру для записи. 11 .Может быть намного проще обеспечить адекватную вентиляцию в умеренно большом помещении, чем в гораздо меньшей записывающей камере, и настоящие результаты показывают, что снижение температуры может значительно уменьшить разницу в качестве данных между записями с низким и высоким импедансом. Если камера не используется, наведенный электрический шум из окружающей среды почти наверняка возрастет. Однако этот шум можно существенно уменьшить с помощью активных электродов, экранирования кабелей и видеомониторов, систем освещения с питанием от постоянного тока и т. Д.Действительно, многие исследователи делают запись внутри экранированных камер, но приносят источники линейного шума (например, видеомониторы) внутрь камеры, не экранируя их. Наведенный электрический шум может быть устранен гораздо дешевле путем экранирования устройств переменного тока, чем путем покупки экранированной камеры, особенно если устройства переменного тока присутствуют в камере (см. Главу 3 в Luck, 2005). Более того, в большинстве исследований ERP небольшое количество шума с частотой 50 или 60 Гц, возникающее из окружающей электрической среды, может быть намного проще отфильтровать, чем большое количество низкочастотного шума, возникающего из-за потенциалов кожи.Исключения из этого правила могут включать исследования активности гамма-диапазона и слуховых вызванных ответов с короткой и средней задержкой, в которых шум линейной частоты будет в значительной степени перекрываться с частотным содержанием записываемого сигнала.
Также возможно, что увеличение низкочастотного шума, которое мы получили при записи с высоким импедансом в теплых и влажных условиях, можно было бы уменьшить, по крайней мере, до некоторой степени, за счет использования электродного геля с более высокой концентрацией соли. Мы не проверяли эту возможность, и, вероятно, у нас не будет возможности провести систематическую проверку.Тем не менее, мы призываем исследователей, которые используют системы записи с высоким импедансом в теплой среде записи, проводить систематические тесты различных электролитов и публиковать результаты, чтобы все сообщество ERP могло извлечь пользу из полученных знаний.
Также стоит спросить, могут ли психологические факторы (например, эмоциональные реакции) запускать кожные потенциалы после определенных типов стимулов в эксперименте, приводя к медленным изменениям напряжения, которые интерпретируются как ERP, даже если они возникают из кожи, а не из-за головной мозг.В большинстве случаев это маловероятно, поскольку электродермальные реакции обычно начинаются более чем через 1000 мс после появления возбуждающего стимула (см., Например, Lim et al., 1997). Таким образом, вызванные стимулом кожные потенциалы не будут влиять на большинство компонентов ERP. Однако они могут быть проблематичными в исследованиях, изучающих очень медленные ERP (например, условные отрицательные вариации). Потенциалы кожи, запускаемые одним стимулом, могут также перекрываться с ERP, вызванными последующими стимулами, влияя на исходный период до стимула и даже на форму волны после стимула для последующих стимулов.Эти перекрывающиеся скин-потенциалы будут искажать данные таким же общим образом, как и перекрывающиеся компоненты ERP (подробное обсуждение см. Woldorff, 1993), за исключением того, что скин-потенциалы будут медленнее и длиться дольше. Следовательно, перекрывающиеся кожные потенциалы обычно будут проблемой только в том случае, если они систематически различаются в зависимости от условий, и перекрытие может быть минимизировано путем использования соответствующего фильтра верхних частот.
Мы хотели бы подчеркнуть, что производители оборудования для регистрации ЭЭГ должны иметь возможность производить системы, предназначенные для использования с высоким импедансом электродов, но также позволяющие удобно обрабатывать кожу и получать низкое сопротивление электродов.Это потребует создания достаточно большого отверстия для доступа для каждого электрода, чтобы можно было вставить инструмент для шлифовки кожи. Это также потребовало бы предоставления средств для удобного измерения импеданса на каждом электроде. Такая система позволила бы исследователям использовать высокие импедансы электродов для экспериментов, в которых статистическая мощность высока или в которых необходимо большое количество электродов, но переключаться на низкие импедансы электродов для экспериментов, в которых статистическая мощность в противном случае была бы слишком низкой.
Благодарности
Это исследование стало возможным благодаря гранту S.J.L. Национальным институтом психического здоровья (R01 MH076226) и стипендией для аспирантов в E.S.K. от Национального научного фонда.
Мы хотели бы поблагодарить Коэна Меттинга ван Рейна, Ллойда Смита, Ингмара Гутберлета, Фила Холкомба и анонимного рецензента за комментарии к этой рукописи.
Сноски
1 При оценке подобных исследований важно учитывать, есть ли у исследователей какие-либо потенциальные конфликты интересов, которые могут привести к преднамеренной или непреднамеренной предвзятости в дизайне, анализе или представлении исследования.Поэтому мы хотели бы раскрыть следующую информацию. Наша лаборатория использует системы регистрации ЭЭГ с высоким сопротивлением производства BioSemi, но не получала никакого бесплатного оборудования или оборудования со скидкой или каких-либо других финансовых соображений от BioSemi или других производителей. Мы проводим ежегодный летний семинар по методам ERP ( ERP Boot Camp ), на который мы получили в дар несколько электродных колпачков и небольшую сумму денег от Cortech Solutions, дистрибьютора Biosemi в США.ERP Boot Camp также получил скромную финансовую поддержку от нескольких других поставщиков систем записи и анализа ERP, включая Brain Products GmbH, EasyCap GmbH и Advanced Neuro Technologies, а программное обеспечение для ERP Boot Camp было предоставлено Compumedics Neuroscan, Megis GmbH. , и Brain Products GmbH. Эти пожертвования были скромными, использовались для поддержки ERP Boot Camp, а не нашей лаборатории, и поступили от поставщиков систем записи как с низким, так и с высоким сопротивлением.Следовательно, мы считаем, что представленное здесь исследование не было существенно искажено финансовыми, научными или личными связями с производителями или дистрибьюторами систем ЭЭГ.
2 Электрод обычно не контактирует напрямую с кожей. Вместо этого проводящий гель или жидкость обычно обеспечивают электрическое соединение между электродом и кожей. Мы будем использовать термин электрод для обозначения комбинации электрода и проводящего геля или жидкости.
3 Некоторые системы регистрации ЭЭГ теперь используют несимметричные усилители, а не дифференциальные усилители, что означает, что они оцифровывают активный и опорный сигналы отдельно. Затем разницу между активным и эталонным можно вычислить в автономном режиме. Однако к этим системам относятся те же проблемы, что и к системам дифференциального усиления.
4 Некоторые системы регистрации ЭЭГ имеют очень большой входной диапазон, что косвенно помогает решить одно из последствий кожных потенциалов, а именно насыщение усилителя, которое может произойти, когда скин-потенциал выводит напряжение за пределы рабочего диапазона усилителя.Однако использование большого входного диапазона не решает основного следствия кожных потенциалов, а именно больших сдвигов напряжения.
5 В настоящее время не представлялось целесообразным отдельно оценивать влияние температуры и влажности. Системы охлаждения обычно снижают уровень влажности, поэтому влажность и температура имеют тенденцию меняться в реальных условиях.
6 Дополнительные испытания показали, что удаление и повторная установка электродов оказывает незначительное влияние (изменение <1%) на импедансы, измеренные как для участков с низким, так и с высоким импедансом.
7 Одни и те же испытания были отклонены как для участков записи с низким, так и с высоким импедансом и для разных настроек фильтра. Это упрощает сравнение по сайтам и по настройкам фильтров, поскольку сравнения были основаны на идентичных испытаниях. Необработанная нефильтрованная ЭЭГ использовалась для определения того, какие испытания содержали артефакты.
8 БПФ для целевых показателей показали ту же картину результатов.
9 Мы не смогли объективно количественно оценить количество испытаний, которые содержали эти большие скачки напряжения, потому что моргание глаз также вызывает большие скачки напряжения.
10 Снижение вероятности получения статистической значимости, вызванное обрезанием верхних частот 1,0 Гц, произошло потому, что этот фильтр взял низкочастотную энергию волны P3, инвертировал ее и распространил как вперед, так и назад в время, так что это добавило отклонения в диапазоне задержки N1.
11 Мы благодарим Ллойда Смита за это предложение.
Ссылки
Corby JC, Roth WT, Kopell BS. Распространенность и методы контроля артефакта ЭЭГ кожного потенциала головы.Психофизиология. 1974; 11: 350–360. [PubMed] [Google Scholar]
Делорм А., Макейг С. EEGLAB: набор инструментов с открытым исходным кодом для анализа динамики ЭЭГ в одном исследовании, включая анализ независимых компонентов. Журнал методов неврологии. 2004. 134: 9–21. [PubMed] [Google Scholar]
Дункан-Джонсон С., Дончин Э. Постоянная времени в записи P300. Психофизиология. 1979; 16: 53–55. [PubMed] [Google Scholar]
Эдельберг Р. Электрическая активность кожи: ее измерение и использование в психофизиологии.В: Гринфилд Н.С., Штернбах Р.А., ред. Справочник по психофизиологии. Нью-Йорк: Райнхарт и Уинстон; 1972. С. 367–418. [Google Scholar]
Ferree TC, Luu P, Russell GS, Tucker DM. Импеданс скальп-электрода, риск инфицирования и качество данных ЭЭГ. Клиническая нейрофизиология. 2001; 112: 536–544. [PubMed] [Google Scholar]
Фаулз, округ Колумбия. Снижение потенциала кожи ладоней за счет увлажнения эпидермиса. Психофизиология. 1971; 7: 254–261. [PubMed] [Google Scholar]
Фаулз, округ Колумбия. Эккринная система и электродермальная активность.В: Coles MGH, Donchin E, Porges SW, редакторы. Психофизиология. Нью-Йорк: Guilford Press; 1986. С. 51–96. [Google Scholar]
Fowles DC, Venables PH. Снижение потенциала кожи ладоней за счет увлажнения эпидермиса. Психофизиология. 1970; 7: 254–261. [PubMed] [Google Scholar]
Джонсон М. Х., де Хаан М., Оливер А., Смит В., Хатзакис Х., Такер Л. А. и др. Регистрация и анализ связанных с событиями потенциалов высокой плотности с младенцами с помощью Geodesic Sensor Net. Нейропсихология развития.2001; 19: 295–323. [PubMed] [Google Scholar]
Лим К.Л., Ренни С., Барри Р.Дж., Бахрамали Х., Лаззаро И., Поместье Б. и др. Разложение проводимости кожи на тонизирующие и фазические компоненты. Международный журнал психофизиологии. 1997. 25: 97–109. [PubMed] [Google Scholar]
Удача SJ. Введение в технику связанного с событием потенциала. Кембридж, Массачусетс: MIT Press; 2005. [Google Scholar]
Metting van Rijn AC, Peper A, Grimbergen CA. Качественная запись биоэлектрических событий.I: уменьшение помех, теория и практика. Med & Biol Eng & Comput. 1990; 28: 389–397. [PubMed] [Google Scholar]
Пиктон Т.В., Бентин С., Берг П., Дончин Э., Хиллард С.А., Джонсон Р. мл. И др. Руководящие принципы использования связанных с человеческими событиями потенциалов для изучения познания: стандарты записи и критерии публикации. Психофизиология. 2000. 37: 127–152. [PubMed] [Google Scholar]
Picton TW, Hillyard SA. Потенциалы кожи головы в электроэнцефалографии. Электроэнцефалография и клиническая нейрофизиология.1972; 33: 419–424. [PubMed] [Google Scholar]
Волдорф М. Искажение средних значений ERP из-за перекрытия смежных во времени ERP: анализ и исправление. Психофизиология. 1993. 30: 98–119. [PubMed] [Google Scholar]
Теория экспериментов с радиоуправляемыми цепями
Теория экспериментов со схемой RC 1, где напряжение источника Vs является источником постоянного напряжения.Однако параллельную RC-цепь все же можно охарактеризовать как резистивную или емкостную, но по-другому. Сравните постоянные времени, рассчитанные на основе эксперимента, с расчетными значениями теории (𝜏 = 𝑅𝐶). Теоретический эксперимент. 1 Теория. В RC-цепи общий импеданс равен Z = R iXC Z = jZjexp (i), где XC = 1 =! C, и студенты будут применять всю теорию, изученную в классе, и сравнивать с экспериментом. Должен иметь i C = 0 Теория утверждает, что заряд подчиняется Q (t) = CVS (1 — e -t / τ), где t — временная переменная, C — емкость, VS — напряжение насыщения, которое в данном случае равно напряжение на батарее и τ = RC, постоянная времени.• Графически определите постоянную времени ˝ затухания. Подключите цепь, как показано на рис. Цепи, устройства и двигатели EELE 250 Лаборатория № 4: Цепи и сигналы RL и RC Объем: • Изучите устойчивые (DC) и переходные характеристики RL и RC. В этом эксперименте конденсатор заряжался до полной емкости, а затем разряжался через резистор. Если позволит время, мы изучим реакцию RC-цепей на входное переменное напряжение. Есть несколько веских причин для того, чтобы разбираться в RC-схемах, используя некоторые основы арифметики, чтобы понять, как они работают.Измерьте V out (величину и фазу) для 26 февраля 2018 г. · Теория и эксперимент по зарядке и разрядке конденсатора. Это единица измерения в секундах и показывает, насколько быстро цепь заряжается или 22 июня 2020 г. · RC-цепь определяется как электрическая цепь, состоящая из пассивных компонентов цепи резистора (R) и конденсатора (C), управляемая источником напряжения. или текущий источник. Таким образом, RC RC Circuit 6 Часть 3: Сопротивление тела ПРОЦЕДУРА: 1.. ТЕОРИЯ Цепи с постоянными токами и напряжениями имеют некоторое значение, но более интересны токи, изменяющиеся во времени.RC-схемы, содержащие как резисторы, так и конденсаторы, имеют много полезных применений. Они «последовательно». Эксперимент 6 — Анализ RC-цепи во временной области Достижения в этом эксперименте Вы проанализируете простую сеть, используя такие инструменты, как шаги, импульсы, экспоненциальные импульсы и синусоиды, чтобы сравнить теорию и практические результаты. R (t) = I (t) R I (t) =, C dt, что приводит к дифференциальному уравнению. Устройство — компьютер, принтер, интерфейс ULI с 2 датчиками напряжения, источник питания 5 В, согласно теории, заряд подчиняется Q (t) = CVS (1 — e -t / τ), где t — временная переменная, C — емкость, VS — напряжение насыщения, которое в данном случае равно напряжению на батарее, а τ = RC — постоянная времени.Катушка индуктивности ведет себя как короткое замыкание в условиях постоянного тока, как и следовало ожидать от катушки с высокой проводимостью. 1 с и 0 с в транзисторе в основном представляют их зарядку и разрядку, которые, по сути, действуют как RC-цепь. Также изучается способ объединения конденсаторов. Теория Эксперимент 6 — Анализ RC-цепи во временной области Достижения в этом эксперименте Вы проанализируете простую сеть, используя такие инструменты, как шаги, импульсы, экспоненциальные импульсы и синусоиды, чтобы сравнить теорию и практические результаты.1 Реакция RC на вход постоянного тока 3. A. Дорожки к типичному курсу анализа электрических цепей. Служит отличным дополнением к вашему анализу цепи. Текст Помогает вам получить высокие оценки. ТЕОРИЯ: RC-генератор с фазовым сдвигом имеет усилитель CE, за которым следуют три секции RC В сети обратной связи по фазовому сдвигу выход последнего каскада возвращается на вход усилителя. Результат обучения: это лабораторное задание соответствует результату обучения курса № 1, а именно: «Решите схемы первого порядка и определите их реакцию на свободное или принудительное нарушение».Цель этого эксперимента — проверить теоретические уравнения, описывающие этот процесс, а также измерить постоянную времени RC простой цепи резистор-конденсатор, которая содержит резистор и конденсатор, которые соединены друг с другом последовательно. Предварительное обсуждение 3 Теория. Процедура. Эксперимент 6: Закон Ома, RC- и RL-схемы ЦЕЛИ 1. Теория Когда к незаряженному конденсатору подключается источник постоянного напряжения, в цепи начинает течь ток, и в конденсаторе EE 233 Lab 1: RC-схемы Лабораторное руководство Стр. 2 из 11 3 предварительных упражнения 3.Для измерения и анализа временной реакции RC-цепи на ступенчатое напряжение. Таким образом, вы измеряете напряжение резистора в RC-цепи. Отдельно, используя единицы емкости, которые являются «фарадами», ⌧ (секунды) = R (Ом) ⇥C (фарады) (4. Можно также использовать RC-схему в качестве упрощенной модели передачи нервных импульсов. (2), вставить потенциометр lk в плече обратной связи Предварительная лаборатория №1: Эксперимент 8 RC Circuits «Чтобы подчиняться природе, необходимо подчиняться. C (t) = 0. 1 Реакция RC на вход постоянного тока 4.Из законов Кирхгофа можно показать, что зарядное напряжение V c (t) на конденсаторе определяется выражением: V c (t) = V (1 — e — t RC), t ≥ 0. Опишите, как значение сопротивление влияет на скорость разряда конденсатора. Это свойство диода делает его важным компонентом источников питания постоянного тока, которые используются для питания электронных систем и схем. Мы будем изучать эти схемы, когда входное напряжение внезапно прикладывается или снимается (переходное поведение). Для измерения частотных характеристик RC-цепей нижних и верхних частот и построения графиков частотных характеристик (графиков Боде) амплитуды и фазы.Тогда RC-цепь — это цепь, содержащая сопротивление и емкость. Способен применять теоретические принципы электрики и электроники RL и Название: Microsoft Word — Lab 7 — RC Circuits. • Прочтите эксперимент и спланируйте каждый шаг. Соедините резистор 10 кОм и конденсатор 0: 1 F в последовательной цепи с 7. Возможность применить теоретические электрические и электронные принципы RL и ECE 2110: Теория схемы 8 Эксперимент SEAS № 10: Конструкция пассивного фильтра. t 0 vc — V = = В это время переключатель замыкается, в цепи начинает течь ток, и мы хотели бы, чтобы Теория 3 Зарядка конденсатора конденсатора 3 Разрядка конденсатора конденсатора 4 Материалы 4 Процедура 5 Данные 7 Графики DataStudio 7 Логарифмическая G raphs 8 Таблица 10 Расчеты и результаты ошибок 11 Вопросы 11 Заключение 11 В RC-цепи, подключенной к источнику постоянного напряжения, напряжение на конденсаторе изначально равно нулю и сначала быстро возрастает, поскольку начальный ток максимален: V (t ) = ЭДС (1 — et / RC) V (t) = ЭДС (1 — et / RC).Теория: законы Кирхгофа Два закона, данные Густавом Робертом Кирхгофом (1824–1887), образуют используемые фундаментальные принципы. Студенты будут применять всю теорию, изученную в классе, и сравнивать их с экспериментом. Постройте схему, показанную на рисунке 1. 1 Теория. В RC-цепи общий импеданс равен Z = R iXC Z = jZjexp (i), где XC = 1 =! C и 13 января 2017 г. · Эксперимент 4 RC-схемы 4. Можно применить теоретические электрические и электронные принципы RL и теории: 1) Сумматор Схема, которая выполняет сложение сигналов с приложениями, показана на рис.Как и раньше, цифровой мультиметр будет измерять напряжение на конденсаторе, но вы будете действовать как резистор, когда 3 мая 2011 г. · Контрольный треугольник цепей RC и RL определите θ • tanθ = 𝑂𝑝𝑝 𝐴𝑑 = 𝑉𝐶 𝑉𝑅 = 4 и 0. ), и переключение между ними происходит мгновенно. Часть I. Измерение последовательной RC-цепи. Такие схемы могут быть RC-цепями или RL-цепями. RC-цепь представляет собой комбинацию резисторов и конденсаторов. через диод с обратным смещением. Абстрактный . • Использование генератора сигналов и осциллографа.184) = 72. Включите это в аннотацию. Также проверяется способность применять теоретические электрические и электронные принципы RL и поведение RC-цепей. docx Автор: Гэри Моррис Дата создания: 23.03.2009 9:41:11 Рисунок 2: Разница потенциалов на конденсаторе в RC-цепи как функция времени. Часто для управления синхронизацией используются RC-цепи. Чтобы увидеть закон Ома в действии для резисторов 3. Как показано в разделе «Емкость», конденсатор представляет собой электрический компонент, который накапливает электрический заряд, накапливая энергию в электрическом поле.Затем эксперимент 6: закон Ома, RC- и RL-цепи. ЦЕЛИ 1. Цифровая электроника, осень 2003. Упрощение временного поведения RC-цепей. ко входу). с. Во-первых, RC-цепь представляет собой цепь с резистором (R) и конденсатором (C). Здесь в прямом тракте используется усилитель с общим эмиттером, за которым следуют три секции RC-фазной сети. ЭКСПЕРИМЕНТ №1 ИССЛЕДОВАНИЕ RC-И RL-ЦЕПЕЙ Место проведения: Лаборатория микроэлектроники в E2 L2 I.Цели этого эксперимента — изучить RC-цепи как фильтры нижних и верхних частот для источников напряжения синусоидальных и прямоугольных сигналов. Студенты будут применять всю теорию, изученную в классе, и сравнивать с экспериментом. Для измерения постоянной времени RC-цепи (), = RC. Схема установлена на фанерной доске размером 75 × 90 см. RC-цепи могут использоваться для фильтрации сигнала, блокируя одни частоты и пропуская другие. где V — приложенное к цепи напряжение источника для t = 0, а R C = τ — постоянная времени.Мы называем период времени, в течение которого выходные студенты будут применять всю теорию, изученную в классе, и сравнивать их с экспериментом. EE 233 Лаборатория 1: Лабораторное руководство по RC-цепям Стр. 6 из 11 4 Методика эксперимента и анализ данных 4. Цель этого эксперимента — проверить теоретические уравнения, описывающие этот процесс, а также измерить постоянную времени RC резистора-конденсатора. 108 Эксперимент 20: Экспоненты и осциллографы Расширенное считывание (экспоненты) Текст: Экспоненциальное затухание, RC-цепь. Руководство по лабораторной работе: Приложение C Цель. Цель части 1 — исследовать экспоненциальную кривую путем анализа RC-цепи.2 февраля 2020 г. · Анализ RC-цепей — зарядка / разрядка (эксперимент) Транзисторы, как всегда, работают на двоичной системе. 1 Анализ входной прямоугольной волны Постройте схему, показанную на рисунке 4. В устойчивом состоянии конденсатор был заряжен до Vg = Vs R / (R + Ri) 02 февраля 2020 г. · Анализ RC-цепи — зарядка / разрядка (эксперимент) Транзисторы работают. как всегда бинарный. C Источник напряжения 2 Реостат 3 Амперметры (DC) 4 Вольтметр (DC) 1. ”На рисунке 2 ток, протекающий через R 4, не течет через R 5 (и наоборот. Охарактеризовав свою RC-цепь, вы можете использовать ее как инструмент для измерения емкости.На практике установившееся состояние достигается через пять постоянных времени. 347 ° Быстрая проверка: • cosθ = 𝐴𝑑 𝑦𝑝 = 𝑉𝑅 𝑉𝑇 = 2. Теория: в RC-генераторе фазового сдвига требуемый фазовый сдвиг 180 ° в контуре обратной связи от выхода к входу достигается с помощью компонентов R и C, вместо резервуарного контура. Теория и предыстория Схемы первого порядка характеризуются дифференциальными уравнениями первого порядка. Узнайте больше о RC-цепях, конденсаторах и резисторах, изучите их 01 июля 2021 г. · Для чего они используются.Чтобы измерить его постоянную времени. Кривая переходной характеристики RC-цепи увеличивается и показана на рисунке 3. Рисунок 1 — Схема RC-цепи. 4. 7 февраля 2020 г. · Последовательная RC-цепь. Когда переключатель находится в положении 1, источник напряжения подает ток на резистор и конденсатор. 3 текста Гамбли. Создайте мысленный образ того, что происходит с электронами во время цикла зарядки RC-цепи. s (t) V. Что происходит в цепи на протяжении всего эксперимента? В частности, давайте сосредоточимся на vC (t), так как знание этого также даст нам текущий iC (t) по уравнению 1 выше.Цель этой лабораторной работы — изучить и понять RC-схемы. Узнайте больше о RC-цепях, конденсаторах и резисторах, изучите, как их ученики будут применять всю теорию, изученную в классе, и сравнивать с экспериментом. Дорожки к типичному курсу анализа электрических цепей. Служит отличным дополнением к вашему анализу цепей. Текст Помогает вам получить высокие оценки RC-цепей • Цепи, которые имеют как резисторы, так и конденсаторы: RKR Na R Cl C + + ε K ε Na ε Cl + • С сопротивлением в в цепях конденсаторы не S в цепях, не заряжаются и не разряжаются мгновенно — на это нужно время (пусть даже доли секунды).ЛАБОРАТОРИЯ 6: RC-ЦЕПИ; ЦЕЛИ ПАССИВНЫХ ФИЛЬТРОВ. AB. Для проверки эквивалентной емкости конденсаторов в параллельной и последовательной комбинациях. Идеальный прямоугольный сигнал имеет два значения: высокое и низкое (здесь V. 843𝑉 5𝑉 = cos − 10 … Оборудование: источник питания 18 В, два конденсатора (8 мкФ и конденсатор неизвестного типа), USB-вольтметр, компьютер с Data Studio. В предыдущем эксперименте время затухания RC-цепи было указано как RC. ЛАБОРАТОРИЯ 3: Конденсаторы и RC-схемы НЕОБХОДИМОЕ ОБОРУДОВАНИЕ: Экспериментальная плата для схем Две батареи D-элемента Проводные выводы Конденсаторы мультиметра, Resistors Logger Pro Software, ULI Цель Цель этой лаборатории состоит в том, чтобы определить, как конденсаторы ведут себя в RC-цепях.7. Четыре наиболее распространенных RC-фильтра — это фильтр верхних частот, фильтр нижних частот, полосовой фильтр и полосовой фильтр. Восстание 3-х теорий. Однако, поскольку мы поменяли местами резистор и конденсатор, заземление находится в одной и той же точке в цепи. Конденсатор состоит из двух пластин с воздухом или изолятором, также известным как диэлектрик между пластинами. теория эксперимента радиоуправляемой цепи
Схема измерителя мощности
. Подайте мощность 5 Вт и настройте R3 на полную шкалу.Мощность в прямом направлении равна 23. Измеритель КСВ — это мост сопротивления с фиксированным соотношением. сделай сам. Этот прибор можно использовать и откалибровать в диапазоне от 1 кГц до 500 МГц. Печатная плата измерителя КСВ. 31 октября 2017 г. · Я сравнил схему со схемой, приведенной в презентации о том, как построить самодельные измерители КСВ, и схема комплектов и деталей кажется правильной, за исключением неправильно обозначенных выходов. 16 марта 2018 г. · Доморощенный КСВ и измеритель мощности Во-первых, этот КСВ-метр в этой статье не совсем самодельный, поскольку я построил схему на схеме из замечательной книги Arduino Projects of Amateur Radio.Счетчик будет точно уменьшаться, если значение КСВ превышает 1. КАЛИБРОВКА: 5 Обмотка трансформатора. От 8 до 50 МГц я заметил плохую нулевую индикацию на частотах 28 МГц и выше. Здесь я пытаюсь понять направленные ответвители, используемые в измерителях КСВ. wiko Уровень для новичков 1. Возникает аномальное напряжение 28 марта 2016 г. · Измеритель рассчитан на питание от батареи, поэтому имеется схема для управления подсветкой ЖК-дисплея (потребляемая большой ток) и контроля напряжения батареи. Слева = выключатель питания, посередине = кнопка выбора режима, справа = кнопка изменения диапазона.В схеме используются два сердечника Murata толщиной 18 мм с внешним диаметром 11 мм и внутренним диаметром 8 мм. Фактически это ШИМ-регулятор. 08.07.2015 · Измеритель КСВ SCH. Проект усилителя еще не готов, но этот КСВ-измеритель отличается от него. Введение и принцип работы. Одна шкала укажет мощность в прямом направлении. 24 марта 2018 г. · (Щелкните схему, чтобы увеличить) Схема выше такая же, как и в исходном проекте измерителя мощности и КСВ, однако теперь на прямом выходе добавлен переменный конденсатор 22 пФ, чтобы минимизировать связь между прямым и обратным выходами.Всегда выключайте счетчик при отключении этого счетчика от сети. Используя схему простого моста Swr, можно измерить КСВ. Самая простая версия — это «сенсорная» дорожка, очень близкая к основной дорожке на печатной плате. Ответвитель изготовлен из коаксиального кабеля RG-58 с сопротивлением 50 Ом длиной около 8 дюймов. Напряжение на R3 — это ток нагрузки, умноженный на R3 / N, который можно переключать для добавления или вычитания из дробной части K. Затем индикатор показывает swr антенны. SWR_Meter Здесь вы найдете схемы, файлы проектов Gerbers и Kicad для измерителя мощности / КСВ цветного сенсорного экрана TFT — GitHub — KG5NII / PWR_SWR: репозиторий измерителя мощности / КСВ цветного сенсорного экрана TFT.Линия обратного и прямого направления передает РЧ-сигнал на выход и измеряет мощность и обратные потери как КСВ. Присоединился 30 сентября 2009 г. Сообщения 1 Помощь 0 Репутация 0 Оценка реакции 0 DIY КСВ-метры и категория информации КСВ-метра — это курирование 39 веб-ресурсов на, простой 2. Поменяйте местами РЧ-соединения, чтобы на входе была фиктивная нагрузка. fm Page 1 Четверг, 5 августа 1999 г., 15:47 измеритель swr: совпадения на форуме — Проверить >> Найдено в: полнотекстовый индекс (81) zetagi_mod500_swr_power_meter_sch. Измеритель КСВ 4 ГГц, широкополосный измеритель КСВ, мега- измеритель мощности КСВ.Я решил создать фиксированные нагрузки 200 Ом (КСВ 4: 1), 150 Ом (3: 1), 20 Ом (2. Отрицательный полюс измерителя отключен от заземления и снова подключен через новый переменный масштабирующий резистор к Если не указано иное, резисторы представляют собой углеродные или пленочные блоки мощностью 1/4 Вт с допуском 5%. Примечания: LM324 — это четырехъядерный операционный усилитель с однополярным питанием. Измеритель можно оставить в цепи, включив или выключив После того, как вы сделаете направленный ответвитель, результаты будут отображаться с помощью светодиодных индикаторов в виде отношения КСВ.5-миллиметровый медный эмалевый провод достаточно хорош для номинальной мощности qrp Dec 05, 2015 · Homebrew SWR and power meter Прежде всего, этот измеритель КСВ в этой статье не совсем самодельный, поскольку я построил схему на схеме из отличной книги Arduino Проекты любительского радио. Контроллер усилителя будет включать этот КСВ-метр и другие навороты. Отрегулируйте антенный тюнер и убедитесь, что светодиод КСВ гаснет, когда КСВ составляет около 2: 1 или меньше. Схема представляет собой вариант моста Стоктона, который в наши дни используется во многих коммерческих измерителях мощности и мощности.Обратите внимание, что есть две шкалы H и L для чтения КСВ. Часть 2 — Конструкция, калибровка и характеристики измерителей коэффициента стоячей волны -. Редкое и древнее снаряжение ZETAGI MOD 500 zetagi_mod500_swr_power_meter_sch. Для модели SWR-Meter KW-1, PAL Electronics; Phoenix AZ: Pal Electronics SWR Meter KW-1 Страна: Daiwa Industry Co, SWR & Power Meter CN-620B от члена RM (sID 1062) (1) Назад Далее Щелкните эскиз схемы, чтобы запросить схему как бесплатный документ. Измеритель КСВ теперь готов к использованию только для QRP.pdf: 20/08/10: КСВ на предусилителе: 70 кБ: 607: КСВ: на предусилителе: КСВ 30 августа 2013 г. · Простая электрическая схема измерителя КСВ и мощности. Ключ поставщика: DK = Digi-Key Corporation, 701 Brooks Ave South, Thief River Falls, MN swr meter: Forum Matches — Check >> Найдено в: полнотекстовый указатель (81) zetagi_mod500_swr_power_meter_sch. Для точного считывания мощности SWR-3 следует использовать в схемах, имеющих значение КСВ до 1. 5. Обновление: ON7EQ любезно сообщил мне, что я перепутал R6 и R7, поэтому убедитесь, что они переключаются, когда доска встроена;).КСВ 1. ПОПЕРЕЧНАЯ ИГЛА КСВ И МОЩНОСТЬ ИЗМЕР. Используйте безындукционный резистор (углеродистую пленку или оксид металла). pdf: 18/10/20. 5. 29 декабря 2010 г. · Коэффициент стоячей волны (КСВ) — это отношение амплитуды частичной стоячей волны в максимуме к амплитуде в минимум. КСВ является индикатором отраженных волн, отражающихся взад и вперед по линии передачи, и, как схематическое представление ВЧ источника питания для емкостного источника ионов тлеющего разряда, является… коэффициент стоячей волны и измеритель мощности (КСВ Daiwa, модель MS-660 , Япония) была установлена в ВЧ части схемы для индикации значений прямой и отраженной мощности.5: 1. 0 1. Простая в сборке однопроволочная антенна для диапазонов 160 и 80 метров с коэффициентом усиления от 2 до 1 в диапазоне 80 метров. . Плата направленного ответвителя. Вам нужно вставить еще несколько компонентов, чтобы запустить воздуходувку, см. Схему. 4 мая 2012 г. · • Расчет КСВ • Не прямое измерение КСВ = EF ER 1+ PR PF 1-PR PF = + EF — ER EF = прямое напряжение ER = обратное напряжение PF = прямая мощность PR = обратное напряжение Погрешность КСВ только такой же хорошей, как и точность измерения мощности (как в прямом, так и в отраженном свете) 04.05.2012 Измеритель КСВ — это электронный испытательный прибор, который обеспечивает хорошее отображение уровня коэффициента стоячей волны, присутствующего в фидере.Подайте 5 Вт и отрегулируйте R4, чтобы получить показания полной шкалы. 5-дюймовый кусок коаксиального кабеля RG-58A / U. AWG 24 или 0. Внешнее «неизвестное плечо» — это входное сопротивление R + jX антенной системы. Схема самодельного измерителя КСВ, которую мы представляем, может использоваться для мощности до 100 Вт ВЧ и может помочь вам получить максимальную мощность для антенны. Примечания к КСВ-метру. 8 декабря 2015 г. · КСВ и измеритель мощности своими руками. Схема и плата. 2 дБ), S2 (менее 0. Хотя я купил книгу и соблюдаю авторские права от 11 июня 2020 г. · КСВ-метр — это электронный испытательный прибор, который обеспечивает хорошее отображение уровня коэффициента стоячей волны, присутствующего в фидере.Принципиальная схема КСВ-метра изображена на рис. Хотя я купил книгу и уважаю авторские права на 4. Широкополосный диполь 80/160 метров. Если передаваемая мощность РЧ меньше 5 Вт, считайте позицию L, а мощность больше, чем считайте позицию H. 3 Вт, что соответствует +43. 6 дБм 4. Неправильная установка резисторов может повредить микроконтроллер из-за перенапряжения. R1 и R2 — это делитель напряжения на нагрузке. 1. Здесь измеритель автоматически обеспечивает точное считывание КСВ для любого уровня мощности от 10 мВт до 1000 Вт.Ниже представлена схема измерителя PWR-SWR и защиты. pdf: 628 kB: 19: ZETAGI: zetagi mod500 swr power meter sch: swr la series preamp. Минимальная мощность при измерении КСВ: S1 (1 Вт), S2 (4 Вт) Вносимые потери: S1 (менее 0. ТИП. Blogspot. C, таймеры), и у меня есть 2 разных шестнадцатеричных кода для 16f877a 16f877. Сделать это сравнительно просто, используя младшую ножовку, напильник по металлу, электроизоляционную ленту и ванну из хлорного железа. Видно, что КСВ-метр состоит из трех основных частей: направленного ответвителя, двух детекторов и блока индикации.При вычитании счетчик отвечает на SWR_Meter. Если счетчик обычно представляет собой катушку, шкала, поэтому числа на шкале, представляющие мощность, пропорциональны квадрату приложенного напряжения или калибровки тока. Вы можете посмотреть эту презентацию, перейдя по ссылке на сайт NA0TC, и проверить, прав ли я. 30 сентября 2009 г. № 11 W. Ресурсы, перечисленные в категории «КСВ-метр», относятся к основной коллекции технических справочников и проверяются и оцениваются радиолюбителями.com построил измеритель КСВ и мощности на основе Arduino Nano и ЖК-дисплея: Во-первых, этот измеритель КСВ в этой статье не совсем самодельный, поскольку я построил схему на схеме из прекрасной книги Arduino Projects of Amateur Radio. Для модели SWR-Meter KW-1, PAL Electronics; Phoenix AZ: Pal Electronics SWR Meter KW-1 Страна: 28 марта, 2016 · Измеритель рассчитан на питание от батареи, поэтому имеется схема для управления подсветкой ЖК-дисплея (потребляемая большой ток) и контроля напряжения батареи.Конструкция предусматривает прохождение короткого коаксиального кабеля через каждый тороидальный датчик с заземлением экрана на одном конце только для устранения гармонических токов, но я собираюсь поэкспериментировать с обычным куском изолированного провода, так как ниже приведена модифицированная схема для чувствительный сквозной КСВ-метр для ВЧ. Нет. Затем КСВ-метр должен отображать относительные уровни мощности в прямом и обратном направлениях, а также КСВ. Также требуется вырез, чтобы печатная плата могла скользить под измерителем на передней панели. Часто эти мосты КСВ остаются в цепи как постоянный индикатор производительности антенной системы, включая появление любых неисправностей, которые могут проявиться с высоким уровнем КСВН.В схеме КСВ-метра используется микросхема LM3914, доступная на рынке. Базовые схемы измерителя и вольтметра. Эта схема идеально дает сбалансированный измеритель КСВН, поэтому регулировка не требуется. Используйте любые два операционных усилителя. Daiwa Industry Co, измеритель КСВ и мощности CN-620B от члена RM (sID 1062) (1) Назад Далее Щелкните эскиз схемы, чтобы запросить схему как бесплатный документ. Любой диод Ge подойдет для всего ВЧ диапазона. Коэффициент стоячей волны (КСВ) — это отношение амплитуды частичной стоячей волны в максимуме к амплитуде в минимум.c, lcd8 c, swrm. Подключите два механических счетчика к J1 или один счетчик с помощью переключателя SPDT. Напряжение небаланса моста отображается на измерителе, откалиброванном для индикации выбора параметров системы. Это связано с тем, что схема S&F более чувствительна и дает больший выходной сигнал, чем исходная схема измерения КСВ CB. 29 окт.2019 г. · Схема КСВ-метра Микроконтроллер pic16f877 с ЖК-дисплеем отображает информацию на печатной плате с 2 × 16 схематическими диаграммами в файлах библиотеки исходного кода C (adc.Дробь K = R2 / (R1 + R2). НИКОГДА не отсоединяйте разъем «ANT» во время передачи. Затем напряжение образца выпрямляется и отображается на измерителе, калиброванном в ваттах. Эта схема представляет собой измеритель КСВ, который довольно прост и легко строится. Рисунок 1 — Схема светодиодного индикатора КСВ с гистограммой. То есть измеритель будет обозначать точное рассогласование между линией передачи и нагрузкой, помогая, таким образом, узнать степень эффективности усилий по согласованию импеданса. КСВ является индикатором отраженных волн, отражающихся взад и вперед по линии передачи, а также переключателем ФУНКЦИЯ в положение КСВ.14 июля 2021 г. · Это схема Frankenmeter: простую схему построить легко. SWR_Meter 6 дБм. ТИП RoHS Серия CN-801 — это высококачественный прибор с уникальными функциями, которые делают утомительное измерение КСВ и мощности во время испытаний антенн, согласование и настройку передатчиков очень простой задачей. Если вы хотите что-то по-настоящему понять, попробуйте построить это. * Соотношение между отраженной мощностью РЧ и swr выглядит следующим образом. 6 Монтаж трансформатора. Это будет отличаться для разных воздуходувок.Схема такая же, как на сайте ON7EQ. На высоких частотах показания КСВ были фальшивыми, и по сравнению с внутренними приборами КСВ были совершенно неверными. Примечание: счетчики НЕ входят в комплект. Медно-эмалевый провод 5 мм достаточно для определения номинальной мощности qrp. ЦИФРОВОЙ КСВ / МОЩНОСТЬ QRP 1 Характеристики 2 РАБОТА: 2 ЧТЕНИЕ НА ДИСПЛЕЕ: 3 КОНСТРУКЦИЯ: 4 Список деталей Ошибка! Закладка не определена. Температура, при которой вентилятор начнет работать, и какой процент установлен в программном обеспечении.к. Индикаторы КСВ и мощности устанавливаются в одном измерителе. 15 декабря 2013 г. · На первый взгляд схема работала, но как только я поиграл с ней несколько минут из 1. Часть 1 — Проектирование, калибровка и характеристики измерителей коэффициента стоячей волны -. Кот. Вот макет печатной платы. 01 мая 2002 г. · разработка SWR — демонстрационное программное обеспечение schematics ++ art. Хотя я купил книгу и уважал авторские права авторов, я поделюсь здесь своей схемой. 3 дБ) Функция измерения: прямая радиочастотная мощность, отраженная радиочастотная мощность, КСВ, монитор PEP Разъем: M-J / N-J Подсветка дисплея: Для подсветки счетчика и функционального светодиодного дисплея требуется внешний DC13.схема измерителя swr
Усилитель мощности 300 Вт, 8 × 26 см) Вес продукта 7 фунтов (3. DCI4X300-U-USFX. Тщательно отобрав транзисторы с чрезвычайно высокой скоростью поворота, Rocktron покрыла основания великолепно звучащим и сверхчувствительным усилителем мощности. 5 кг Всего за 30 долларов США. Обновление от 6 апреля 2018 г. Я продаю свои усилители W6PQL мощностью 150 Вт, так как они будут заменены новым усилителем W6PQL мощностью 600 Вт. Используя в своей основе один из высокопрочных высокопрочных РЧ-транзисторов MOSFET, конструкция имеет несколько функций, не предлагаемых другими аналогичными p Усилитель мощностью 300 Вт, 33 см.KAC-D5101 Моноусилитель мощности класса D. Я хочу, чтобы он давал глубокие, плотные и резкие басы, сохраняя при этом отличные средние частоты. 15 января 2012 г. · Усилитель мощности 300 Вт с параллельной мостовой конфигурацией LM3886. Оценка еще не выставлена. Торговля. Универсальная линейка усилителей мощности серии PX сочетает в себе интеллектуальную обработку с высокой выходной мощностью, что позволяет удовлетворить требования широкого диапазона звукоусиления. Благодаря уменьшенным требованиям к пространству, меньшему тепловыделению и значительному снижению энергопотребления, усилители мощности Inter-M DPA 100 В теперь будут включены во многие модели CIE Shop VocoPro 300W 2.Позвольте нам приобрести ваше бывшее в употреблении стереооборудование по первоначальной розничной стоимости и использовать полученную сумму для покупки нового продукта PS Audio. Схема подключения сабвуфера Вселенная хип-хопа. Право на получение кредита на сумму до 4950 долларов США по программе Trade-In. 300 Вт x 2 при 8 Ом / 500 Вт x 2 при 4 Ом. 4 3. 1 1. 15 января 2012 г. · Усилитель мощности 300 Вт с параллельной мостовой схемой LM3886. Он не совместим с 1200AS1 / 2. Усилитель мощности DSP Черный в Лучшей Покупке. SKU. Опубликовано в воскресенье, 15 января 2012 г. Теперь он оснащен схемой аппаратной защиты от несоответствия выходного импеданса, которая молниеносно обеспечивает безопасность силовых транзисторов в случае высокого КСВН на антенном разъеме.Являясь частью усилителей мощности серии PX, он оснащен двигателем класса D с одной специальной микросхемой LSI и использует технологию ФАПЧ для повышения эффективности и снижения шума. Купите усилитель мощности Behringer EPQ304 300 Вт и получите бесплатную доставку по вашему заказу и гарантированно самую низкую цену. Точно сформулированный. Есть несколько отправных точек при разработке усилителя мощности: чистый Hi-Fi без каких-либо компромиссов. Усилитель мощности RF-300W-PA050. Мощность — это только часть уравнения, звук должен быть чистым.При вертикальной конструкции покупайте печатную плату из видео https: // www. Схема, описанная на этой странице, является модификацией оригинального двухствольного усилителя. Конструкции трансформаторов и источников питания обеспечивают непревзойденную динамику и переходные характеристики для современных требовательных аудиоформатов и обеспечивают стабильность даже при самых сложных в управлении. Купите аналоговый усилитель мощности Crown DCi 4/300 4x 300 Вт или другие усилители и диктофоны в CDW. Рекомендуемая производителем розничная цена: 564 доллара. Оценка 5/5 17 отзывов. Напишите свой обзор ID предмета: XLI800.@ 4 Ом, 75 Вт x 4 канала. Усилитель мощности Baojie BJ-300 100 Вт FM 150 Вт AM 300 Вт SSB 3-30 МГц Миниатюрный и высокомощный радиоусилитель CB BJ300 · Входная мощность: 3-5 Вт, пожалуйста, подключите антенну перед работой, режим работы: FM- AM-CW-SSB · Частотный диапазон: 20-30 МГц ， оптимальный КПД ： 25-27 МГц · Напряжение: 12-14 В, входной ток / мощность: 14-20 А · Защита от инверсии полярности, компактный высокомощный всережимный усилитель с мобильным радио 25 октября 2016 г. · 300 Вт High Схема усилителя мощности. 99. Частота — 25-30 МГц. Применения включают автономные громкоговорители PA, линейные массивы, активные 2/3-полосные громкоговорители Hi-Fi и студийные мониторы, стерео и мульти. Купите аналоговый усилитель мощности Crown DCi 4/300 4x 300 Вт или другие усилители и диктофоны в CDW.Электропитание: 28В / 20А; 144 МГц: 10 Вт на входе, 300 Вт на выходе (другие частоты не тестировались) Цена MRF141g: прибл. Это означает, что каждый канал схемы использует две микросхемы в мостовом режиме. 265. Гармонический выход> -50 дБн. Я снял этот усилитель и протестировал его. 1 декабря 2019 г. · Платы мощностью 300 Вт и блок питания высокой мощности будут преобразованы в моноблоки мощностью 300 Вт с соответствующей системой HS, чтобы устранить любые другие проблемы с нагревом. @ 2 Ом • 3-сторонняя защита системы • Работа 4/3/2/1 каналов • 8 входов для измерения мощности и заземления • Одинаковая мощность в 40% -м блоке питания: 28 В / 20 А; 144 МГц: 10 Вт на входе, 300 Вт на выходе (другие частоты не тестировались) Цена MRF141g: прибл.Напряжение стока: 48 В постоянного тока. Crown Crown DCi 4 | 300 — 300 Вт 4-канальный усилитель мощности 70 В / 100 В. Загрузки Усилитель мощности RF-300W-PA050 имеет подключение к источнику постоянного тока, радиопорт и три антенных порта для разных режимов. Обсудите Ep4000 Maelstrom X Ii на форуме сабвуферов своими руками. Дополнительные транзисторы нужны только в том случае, если вы хотите сделать то же самое на 4 Ом при максимальном напряжении питания. 0, стерео аудиоусилитель, двухканальный звуковой приемник мощностью 300 Вт + 300 Вт с USB, SD-картой, FM-радио для домашних динамиков и театральной системой с пультом дистанционного управления — штепсельная вилка США.Автор Electronic Circuit Вторник, 25 октября 2016 г. Схема несколько упрощена. Характеристики: • 50 Вт на каждую сторону при 4 Ом. Exodus AMP2030A, 700 МГц — 6. 25 кг) Вес в упаковке (каждый) 9. На этой странице. Какими бы ни были ваши требования, этот сверхмощный модуль должен соответствовать вашим требованиям. 0 канал аудио стерео. TPA3255 Плата цифрового усилителя мощности 300 Вт + 300 Вт 24-48 В 2. 4 × 42,00 Или 55 долларов США. Пожалуйста, посмотрите все изображения в основной части списка. 0 цифровой усилитель может предложить 150 Вт для сабвуфера и 75 Вт для каждого канала; Bluetooth 5.Все четыре модели этой серии мощные, прочные и надежные. Фото готового усилителя P68 Как видно, это одноплатная версия. Усилитель имеет ослабление 9 дБ на входе PA, чтобы снизить коэффициент усиления до приемлемого уровня, как и без ослабления, 2. UPC #: 6919
719. 90. Транзисторы драйвера теперь устанавливаются на печатной плате, а не на внешних радиаторах. 36 долларов. 0 1. Входная мощность: 1-12 Вт макс. Б / у Crown XLi 800 300 Вт 2-канальный усилитель мощности (XLI800d1) — очень хорошо.RM Italy BLA350 Plus — это полностью автоматический компактный линейный ВЧ-усилитель мощностью 300 Вт, который основывается на успехе предыдущей модели. Прозрачный. Увеличить. 45 Домашняя аудиосистема с усилителем мощности — 4-канальный кинотеатр мощностью 300 Вт. Блок стереозвука. Развлекательная система с USB, RCA, AUX, микрофоном с эхом, светодиодом, пультом дистанционного управления — для динамика, iPhone, PA, студийного использования — Pyle PT390AU. 25 кг) НОМЕР ПРОДУКТА RackAmp 300 2300-2 RACKAMP 300 МОНО САБВУФЕР ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ 1296 УСИЛИТЕЛЬ 300 Вт. Благодаря уменьшенным требованиям к занимаемой площади, меньшему тепловыделению и значительному снижению энергопотребления, диапазон усилителей мощности Inter-M DPA 100 В теперь будет включен во многие цифровые усилители сабвуфера CIE Episode ® — 300 Вт.Смотрите полный список на handsontec. Вход 5 Вт дает выход 300 Вт (усиление 21 дБ)! Входная и выходная мощность при ATT 9 дБ (общее усиление 12 дБ) составляет: 5 Вт = 100 Вт. 26 января 2014 г. · Усилитель Alpine MRV-F300 + MB Quart 6. Сами по себе свойства усилителя PA300 не являются революционными. Доступны параметры мониторинга усилителя для прямой / отраженной мощности, поскольку двухканальный усилитель мощности Crown XLi 800 300 Вт (XLI800d1) используется — очень хорошо. Цифровой сабвуферный усилитель Episode EA-AMP-SUB-1D-300 обеспечивает чистую мощность 300 Вт на 4 Ом, что делает его идеальным компаньоном для наших встраиваемых в стену сабвуферов.Программно-определяемый РЧ-усилитель, предназначенный для расширения диапазона форм сигналов в воздухе. 75. P. Мои 12-дюймовые низкочастотные динамики в герметичной коробке объемом 60 литров контролируются на 100%. В этом приложении значение нагрузки не должно быть меньше 8 Ом. Двухканальный усилитель мощности CROWN CTs-600 (300 Вт при 8 Ом, 230 В) Crown CTs-600 — это двухканальный усилитель мощности, размещенный в стоечной раме высотой 2RU, предлагающий уровни мощности и функции, предназначенные для использования в системах с фиксированной установкой звука.Если промо-покупка не будет оплачена полностью в течение 6 месяцев, с вашего счета будут взиматься проценты с даты покупки. Напряжение питания при нулевой мощности измерялось ровно 56 В и упало до 50. Quattrocanali 1204 предлагает традиционно потрясающее качество звука и надежность всех продуктов Powersoft. 99, купите лучшую плату усилителя высокой мощности 300 Вт 2. Выходная мощность 45 достигла 333 Вт с коэффициентом усиления 10. Входная мощность, необходимая для выхода 300 Вт, составляет около 25 Вт. Выходная мощность на 4 Ом составляет более 250 Вт непрерывно, а при переходных процессах легко превышает 300 Вт.Усилитель мощности для дома — 300 Вт 4-канальный кинотеатр Power Stereo Sound Receiver Box Entertainment w / USB, RCA, AUX, Mic w / Echo, LED, Remote — для динамика, iPhone, PA, студийного использования — Pyle PT390AU. @ 2 Ом • 3-полосная защита системы • Работа каналов 4/3/2/1 • 8 входов для манометров питания и заземления • Одинаковая мощность в шасси меньшего размера на 40% Обе модели Nº531H и Nº532H представляют собой настоящие моноблочные конструкции с независимыми источниками питания для каждого канала и рассчитаны на 300 Вт на канал при 8 Ом. • Мостовой моно 300 Вт на 8 Ом.RF-300W-PA050 Усилитель мощности. Новая линейка усилителей DPA класса D доступна в 1, 2, 3 и 4 канальных версиях с вариантами выходной мощности 300 Вт, 600 Вт, 900 Вт и 1200 Вт на канал. 00. Выходная мощность — 300 Вт Макс. 5 фунтов (4. Facmogu 298A Wireless Bluetooth 5. Это как «голова» в одной стойке! Приобретите гитарный усилитель мощности Rocktron Mainline 300 Вт сегодня по гарантированно самой низкой цене от Sam Ash Direct с нашим 45-дневным возвратом и 60 -дневная политика защиты цен 6922 Ламповый предварительный усилитель 12AU7 Ламповый предварительный усилитель 12AX7 Ламповый предварительный усилитель Europower EPQ304 — это профессиональный 300-ваттный легкий 4-канальный усилитель мощности с технологией ATR (Accelerated Transient Response).Это великолепно звучащий усилитель 1x 300 Вт класса D, который может питаться от подвесной шины постоянного тока 300AS1 и 700AS1 / 2. Усилитель KL 503 HD может принимать входную мощность до 35 Вт, работает в режиме AM-FM-SSB-CW, отлично подходит для работы в любительском диапазоне 10М. Максимальная мощность 1000 Вт. Четыре модели в этой серии: XLi800, XLi1500, XLi2500 и Shop Sonance Sonamp 300W 2.0 2. Всего за 23 доллара в месяц с. Найдите низкие повседневные цены и купите в Интернете с доставкой или самовывозом в магазине. Они подходят для музыкантов, ди-джеев и артистов, а также для молитвенных домов, дискотек и пабов.(513) 426-8600 Факс (513) 429-3811 Система усилителя мощности домашнего звука — 300 Вт 4-канальный театр мощности Стереозвуковой приемник Блок Развлечения с USB, RCA, AUX, микрофоном с эхом, светодиодом, пультом дистанционного управления — для динамика, iPhone , PA, Студийное использование — Pyle PT390AU. • 5-сторонний переплетный столб и выходы 1/4 дюйма. Усиление басов. Пожалуйста, напишите нам по электронной почте или в чате перед размещением заказа. Я построил один усилитель мощностью 150 Вт, который несколько месяцев использовался на 1296 eme. L3HARRIS RF-300W-PA050 Усилитель мощности ОБЩАЯ Номенклатура RT RF-300W-PA050 Узкополосный диапазон частот: 30-512 МГц Широкополосный: 225-450 МГц SATCOM RX: 242-268 МГц SATCOM TX: 292-318 МГц ECCM: 30-90 МГц и мощность ПЕРЕДАТЧИКА 225–400 МГц 10 января 2018 г. · Простая схема усилителя мощности на 300 Вт с использованием транзисторов.Кол-во Размеры: 355 x 155 x 270 мм (ширина x высота x глубина) Вес: 13. XLi 800 обеспечивает до 600 Вт гарантированного Crown минимального 2-канального усилителя мощности, 300 Вт / канал при 4 Ом, с технологией DriveCore, сетевым управлением и Мониторинг, прямой привод 70 В или 100 В (среднеквадратичное значение) и встроенный DSP 1298 долларов. Конструкция S300 сочетает в себе лучшее из двух миров: сверхлинейный сильноточный выходной силовой каскад и дискретный входной каскад AnalogCell на основе полевых МОП-транзисторов класса А. 00 / месяц § с 23 апреля 2012 г. · Усилитель мощности Elektor на 300 Вт от Electronic Circuit 23 апреля 2012 г. строить.Примеры включают CW, QRSS, WSPR, JT-9, JT-65 и FSK. 26 января 2014 г. · 4-канальный компактный автомобильный усилитель серии V-Power мощностью 300 Вт. Основные характеристики • Среднеквадратичная мощность: 50 Вт x 4 канала. Ток утечки: макс. Каждая из 2 плат из 3 x LM3886, таких как PA150, соединена мостом с помощью DRV134, который объясняет плату 2 усилителя высокой мощности мощностью 300 Вт. Доступны параметры мониторинга усилителя для прямой / отраженной мощности, поскольку этот мостовой 2-канальный усилитель выдает 60 Вт x2 при 4 Ом и 150 Вт x1 при 4 Ом непрерывной мощности.(513) 426-8600 Факс (513) 429-3811 6 апреля 2009 г. · Суперусилители Выходная мощность 300 Вт. Бесплатная доставка. Сэкономьте до 4950 долларов на усилителе мощности BHK Mono 300. 2 дБ при 9. 2x 300 Вт при 8 Ом; 2x 500 Вт на 4 Ом; Недавно разработанный усилитель класса D со специальной LSI Стереоусилитель мощности Alesis RS300 Reference Series 300 Вт — это эксклюзивное предложение! Две стойки обеспечивают 150 Вт на канал при 4 Ом, 90 Вт на канал при 8 Ом, 300 Вт в мостовом режиме при 8 Ом и качество студийного качества. 45 Электрические схемы сабвуфера Четыре динамика Dvc с двойной звуковой катушкой на 4 Ом.Каждая из 2 плат 3 x LM3886, например PA150, соединена мостом с помощью DRV134, который объясняет усилитель звука средней мощности (30-300 Вт на канал). Этот усилитель представляет собой современный двухканальный усилитель звука класса D. который интегрирует TDA7498W ST в качестве драйвера. Пиковая мощность достигает 300 Вт. Сэкономьте 5% с купоном. Популярный поиск по теме на 2021 год, тенденции ключевых слов для ранжирования в потребительской электронике, усилителях, бытовом ремонте, электронных компонентах и расходных материалах с усилителем мощности 300 Вт и поиск по теме, ранжирование ключевых слов.com Усилитель мощности Crest Audio LA901 300 Вт Усилитель мощности Crest Audio LA901 300 Вт Протестирован и находится в рабочем состоянии. Количество Усилитель мощности BHK Mono 300. 7 В при полной мощности на 8 Ом и 47. Этот усилитель мощности ВЧ мощностью 300 Вт для вашего FM-передатчика имеет 2 транзистора TP9383. Усилитель мощности 300 Вт
Беспроводной датчик раневой инфекции без батареек на основе ДНК-гидрогеля
ВВЕДЕНИЕ
Носимые биосенсоры, подключенные к смартфонам, дают возможность обнаруживать патофизиологические события в режиме реального времени для уведомления пациентов и лиц, ухаживающих за ними ( 1 — 8 ).Такая технология может изменить диагностику, профилактику и лечение хронических заболеваний, обеспечивая непрерывный мониторинг за пределами традиционных клинических условий. Хронические раны представляют собой одно из таких состояний, лечение которых является серьезной проблемой здравоохранения, на которое уходит более 5% бюджета здравоохранения ( 9 ). Ключевым фактором, способствующим невозможности заживления хронических ран, является присутствие патогенных бактерий, которые выделяют вирулентные ферменты, разрушающие ткани хозяина и препятствующие заживлению ран ( 10 , 11 ).Таким образом, своевременное обнаружение раневой инфекции имеет решающее значение для клинического вмешательства с целью улучшения результатов лечения пациентов ( 12 ). Однако современные методы обнаружения основаны либо на субъективных клинических оценках, либо на длительных лабораторных исследованиях на основе культур ( 13 , 14 ), что приводит к задержкам в своевременном назначении надлежащего лечения. концепций восприятия для взаимодействия с ранами и отслеживания клинически значимых параметров.Самые современные датчики для этой цели измеряют параметры с помощью хорошо зарекомендовавших себя методов электронного преобразования, таких как температура, давление, влажность и pH ( 15 — 22 ). Эти параметры могут дать представление о локальной среде раны, но не отражают напрямую вирулентность бактерий. С использованием оптических и электрохимических методов были разработаны биосенсоры, способные обнаруживать специфические маркеры патогенных бактерий в месте оказания медицинской помощи ( 23 — 25 ).Однако интеграция таких датчиков в носимое устройство является сложной задачей из-за сложности измерительной аппаратуры. Чувствительные к стимулу материалы обеспечивают альтернативный подход к зондированию, при котором биологические сигналы преобразуются в легко обнаруживаемые изменения свойств материала ( 26 , 27 ). Из-за их широко настраиваемых тканеподобных механических свойств ( 28 , 29 ) гидрогели, реагирующие на стимулы, широко используются для сенсорных приложений, таких как колориметрические индикаторы pH раны ( 30 , 31 ).Хотя недавняя работа демонстрирует стратегии для расширения возможностей программирования и реакции гидрогелей ( 32 , 33 ), существующие датчики по-прежнему не обладают способностью обнаруживать инфекцию раны и передавать данные по беспроводной сети таким образом, чтобы можно было непрерывно контролировать рану без каких-либо помех. Здесь мы предлагаем и демонстрируем технологию обнаружения, называемую беспроводным обнаружением инфекции на ранах (WINDOW), которая обнаруживает вирулентность бактерий с помощью гибкого беспроводного датчика без батарей.Этот датчик основан на специальном ДНК-гидрогеле (ДНК-геле), который обеспечивает обнаруживаемый на радиочастоте ответ на дезоксирибонуклеазу (ДНКазу), фермент, секретируемый условно-патогенными микроорганизмами, включая Staphylococcus aureus , Pseudomonas aeruginosa и Streptococcus pyogenes вовлечены в клинические раневые инфекции, но в значительной степени не продуцируются колонизирующими кожу комменсальными бактериями ( 34 — 36 ). ДНКаза может действовать как фактор вирулентности, который способствует распространению бактерий из биопленок и уклонению бактерий от внеклеточных ловушек нейтрофилов, задействованных иммунной защитой хозяина (рис.1А) ( 37 ). Под воздействием внеклеточной ДНКазы ДНК-гель разрушается посредством неспецифического расщепления цепей ДНК, что приводит к растворению гидрогеля. Это изменяет диэлектрическую проницаемость области над встречно-штыревым электродом и, следовательно, модулирует его емкость (рис. 1B и примечание S1). При подключении электрода к встроенной системе этот электронный сигнал может быть считан беспроводным способом без использования батарей, используя связь ближнего поля (NFC), технологию связи, используемую в большинстве современных смартфонов для связи на короткие расстояния и беспроводной передачи энергии. (Инжир.1C и примечание S2) ( 4 , 38 , 39 ). WINDOW имеет тонкий и гибкий форм-фактор, который позволяет встраивать его в раневые повязки для беспроводного отслеживания активности фактора вирулентности по запросу (рис. 1D). Мы демонстрируем потенциал WINDOW для обнаружения в реальном времени клинически значимых количеств S. aureus как in vitro, так и на модели ран у мышей до видимого проявления инфекции. Эта технология может облегчить своевременное обнаружение раневых инфекций для улучшения лечения хирургических или хронических ран.
Рис. 1. Концепция ОКНА.
( A ) ДНКаза является фактором вирулентности при раневых инфекциях. Патогенные бактерии секретируют ДНКазу, чтобы избежать нейтрофильных внеклеточных ловушек (NET), которые являются неотъемлемой частью иммунного ответа хозяина. ( B ) Схема механизма обнаружения инфекции. ДНК-гель разрушается под действием ДНКазы, что приводит к изменению емкости сенсора. ( C ) Схема беспроводного датчика инфицирования раны. WINDOW объединяет в себе биологически реагирующий ДНК-гель, модуль биочувствительности LC с полуволновым выпрямлением и модуль NFC, позволяющий считывать со смартфона состояние раны.Изображение на вставке: ДНК-гель с интегрированным датчиком, окрашенный родамином B. ( D ) Блок-схема системы, показывающая передачу сигнала от биосенсора на основе ДНК-геля в модуль NFC и на смартфон для беспроводного считывания и отображения.
ОБСУЖДЕНИЕ
Мы предложили и продемонстрировали WINDOW, гибкий, беспроводной и безбатарейный датчик на основе ДНК-геля, который может взаимодействовать с ранами и обнаруживать инфекцию. WINDOW использует составы материалов, подходы к изготовлению, схемы схем и беспроводные технологии, которые в совокупности обеспечивают активность ДНКазы, связанную с S.активность вирулентности aureus , которая будет преобразована в беспроводной сигнал, обнаруживаемый смартфоном. В экспериментах in vitro установлено, что датчик избирательно реагирует на количества S. aureus , близкие к пороговым значениям для клинической инфекции (10 6 КОЕ или более на грамм жизнеспособной ткани) как в культуральном супернатанте, так и в клинических раневых экссудатах из DFU ( 46 ). Исследования in vivo на мышиной модели раны дополнительно демонстрируют полезность WINDOW для обнаружения клинически значимых количеств S.aureus при контакте с раной в течение 24 часов. Помимо обнаружения S. aureus , мы предполагаем, что WINDOW можно использовать для обнаружения секретируемых ДНКаз от других патогенов, связанных с раной, таких как P. aeruginosa и S. pyogenes (). 36 ). Хотя S. aureus и другие бактерии, обычно участвующие в раневых инфекциях, могут быть выделены из непораженной кожи у многих пациентов, у них заметно меньшее количество и экспрессия факторов вирулентности на участках, где эпидермис не поврежден ( 48 , 49 ).Следовательно, не ожидается, что присутствие этих и других кожных комменсальных бактерий существенно повлияет на сигнал, передаваемый датчиком. Тем не менее, необходимы дальнейшие клинические исследования микробного состава раны вместе с воздействием WINDOW на человеческие раны, чтобы определить, может ли активность секретируемой ДНКазы служить общим биомаркером инфекций. Возможные эффекты других факторов вирулентности на реакцию ДНК-геля также должны быть тщательно исследованы. Будущие работы могут расширить функциональные возможности ДНК-геля для мониторинга ран.В зависимости от влажности окружающей среды раны обезвоживание ДНК-геля может ограничить время, в течение которого датчик будет работать. Стратегии инженерии материалов могут улучшить антидегидратационные свойства ДНК-геля. Например, было показано, что связывание тонкой эластомерной пленки с гидрогелем значительно увеличивает защиту от дегидратации ( 50 ), а добавление микрофлюидных структур может сдерживать дегидратацию, помогая рассеять жидкий гель после ферментативной деградации ( 39 , 51 ). .Используя CRISPR-ассоциированные нуклеазы, недавно была продемонстрирована деградация ДНК-геля, вызванная специфическими входами РНК, что может быть использовано в качестве механизма обнаружения патогенов, не связанных с ДНКазой ( 52 ). Чувствительность ДНК-геля в настоящее время ограничена цитотоксичностью проводящих допантов ( 53 — 55 ). Систематическое исследование биосовместимых примесей, таких как покрытые инертные частицы золота ( 56 ), также может дать подходы к повышению чувствительности.С клинической точки зрения датчик может быть встроен в раневую повязку, чтобы пациенты могли контролировать состояние своих ран между клиническими обследованиями и искать соответствующее вмешательство в случае обнаружения инфекции. Дальнейшая работа будет сосредоточена на технологических разработках, обеспечивающих дополнительные возможности для ухода за ранами. Например, в дополнение к обнаружению инфекции, количественная оценка серьезности инфекции может быть полезной для помощи в выборе подходящего лечения в месте оказания медицинской помощи. В этом аспекте существующие датчики для измерения температуры, влажности и pH раны ( 20 , 57 ), а также специфические биомаркеры могут быть интегрированы с устройством для обеспечения мультиплексного анализа.Альтернативные беспроводные технологии также могут использоваться для обеспечения пассивной потоковой передачи данных с датчика, не требуя от пациентов подносить смартфон к ране. Этот режим работы требует, чтобы датчик имел источник питания, который можно решить, используя комбинацию решений для хранения энергии, беспроводной зарядки и сбора энергии ( 58, — 60 ).
МАТЕРИАЛЫ И МЕТОДЫ
Синтез ДНК-геля
нитей ДНК были ковалентно сшиты с использованием диглицидилового эфира полиэтиленгликоля (ПЭГДЭ) с образованием трехмерной гидрогелевой сети.Гидрофильный поли (этиленгликоль) компонент ПЭГДЭ обеспечивает повышенную антидегидратацию и биосовместимость, в то время как две эпоксидные группы в ПЭГДЭ реагируют с первичными аминогруппами на нуклеотидных основаниях аденозина, гуанина и цитозина и связывают соседние нити ДНК ( 61 , 62 ). В частности, предшественник ДНК-геля получали растворением 10 мас.% (Мас.%) Натриевой соли дезоксирибонуклеиновой кислоты (smDNA) в 4,0 мМ растворе NaBr при комнатной температуре. Сшивающий агент (2,5 мас.%), ПЭГДЭ ( M n = 500) равномерно смешивали с предшественником. N , N , N ‘, N ‘ -Тетраметилэтилендиамин (TMEDA; 0,5 мас.%) В качестве катализатора дополнительно смешивали с предшественником гидрогеля. Предшественник может быть напечатан на плоской / изогнутой поверхности или отлит в макро / микромольд и выдержан при относительной влажности 90% в течение 48 часов для завершения реакции сшивания. Для ускорения реакции предшественник можно перенести в герметичную центрифужную пробирку и погрузить в водяную баню при 85 ° C на 2 часа для завершения гелеобразования.После гелеобразования приготовленный ДНК-гель тщательно промывали деионизированной (ДИ) водой для удаления непрореагировавших химикатов. Вся деионизированная вода, использованная в эксперименте, была из системы сверхчистой воды Barnstead Nanopure (Thermo Fisher Scientific).
Биологический ответ и антидегидратация ДНК-геля
Изолят ран S. aureus ATCC 29213 (SA29213) из планшета со штрихами высевали в 10 мл стерилизованного TSB (Sigma-Aldrich) и оставляли для роста в течение ночи при 37 ° C при 200 об / мин. . КОЕ S. aureus характеризовали по оптической плотности (ОП) с помощью спектрометра.NHDF инкубировали в среде, состоящей из модифицированной Дульбекко среды Игла (Thermo Fisher Scientific) + 10% фетальной бычьей сыворотки + 1% пенициллин-стрептомицин при 37 ° C в увлажненной атмосфере (5% CO 2 ). Исходный материал ДНКазы (3000 Ед / мл; нуклеаза S7, Sigma-Aldrich) готовили с использованием 0,5 мМ раствора CaCl 2 (стерилизованного фильтром 0,22 мкм). Все исходные материалы были дополнительно разбавлены соответствующей средой перед визуализацией. Чтобы сделать справедливую оценку избирательности, общее количество клеток NHDF и S.aureus были определены на основе предположения, что эффективные метаболиты, продуцируемые NHDF и S. aureus , например ДНКазой, эквивалентны на единицу объема клетки. Учитывая объем фибробластов (~ 2000 мкм 3 ) и S. aureus (~ 0,52 мкм 3 ) ( 63 ), общий клеточный объем NHDFs (~ 2 × 10 4 клеток, 4 × 10 7 мкм 3 ) и S. aureus (~ 7 × 10 7 КОЕ, 3,7 × 10 7 мкм 3 ) сопоставимы, что подтверждает избирательный ответ ДНК-геля.
Для визуализации образцы ДНК-геля переносили в камеру боросиликатного покровного стекла (Lab-Tek, Thermo Fisher Scientific). Флуоресцентные изображения получали с помощью конфокального микроскопа (Zeiss LSM 710) в режиме стека Z с контролируемой окружающей средой с помощью инкубационной системы Zeiss. Трехмерная топография флуоресцентных изображений была восстановлена с помощью пакета Imaris (Oxford Instruments). Для S.aureus , краситель плазматической мембраны (CellMask, Invitrogen, Thermo Fisher Scientific) для NHDF и флуоресцентный краситель (NucBlue, Invitrogen, Thermo Fisher Scientific) для ДНК-геля и ядер NHDF. Испытания на дегидратацию проводили в камере (SH-262, ESPEC) с контролируемой температурой и относительной влажностью.
Расщепление ДНК-геля in vitro под действием
S. aureus и штаммов кожных комменсальных бактерий
ДНК-гель получали, как описано выше. Краситель на основе нуклеиновой кислоты SYBR Gold (Invitrogen, Thermo Fisher Scientific) добавляли к предшественнику геля сразу после добавления TMEDA и однородно перемешивали.Двадцать пять микролитров капель-предшественников помещали на крышки 150-мм чашек, обработанных культурой ткани (Corning), герметизировали парафильмом и держали вдали от света в течение 48 часов для полного сшивания. Затем сшитый ДНК-гель тщательно промывали сверхчистой водой (Merck Millipore).
Культуры бактериальных штаммов ATCC выращивали в течение 24 часов в TSB при 37 ° C. Отмечали OD при 600 нм (OD 600 ) каждой культуры. Затем культуры центрифугировали (5000 г , 10 мин, 4 ° C), стерильно фильтровали (0.22 мкм) и хранили при -20 ° C до тех пор, пока они не понадобятся. К каждой капле ДНК-геля добавляли двадцать пять микролитров стерильно отфильтрованного культурального супернатанта и инкубировали при 37 ° C в течение 24 часов. Также были созданы положительный контроль (ДНКаза I, Zymo Research) и отрицательный контроль (стерильный TSB).
Капли ДНК-геля
визуализировали сразу после добавления культуральных супернатантов и после 24 часов инкубации, используя Gel Doc EZ Imager и УФ-лоток (Bio-Rad). Изменение размера и интенсивности флуоресценции каждой капли ДНК-геля количественно оценивали с помощью ImageJ.Эксперименты проводили в трех технических повторностях.
Реакция геля ДНК на образцы ран пациентов
Отбор образцов ран у пациентов с DFU был одобрен Наблюдательным советом больницы Св. Луки (IRB-02-2019-08-28), и все субъекты предоставили письменное согласие перед участием. Критерии включения в это исследование включали лиц мужского / женского пола старше 21 года, которые (i) получили клинический диагноз диабета, (ii) могут дать согласие и (iii) имеют один или несколько DFU на нижней конечности. .Пациенты, участвовавшие в других интервенционных клинических исследованиях, были исключены из этого исследования. Раны промывали стерильной водой перед взятием образцов, и один стерильный тампон Левина использовали для сбора раневой жидкости и микробов от каждого пациента перед обработкой раны. Пятьсот микролитров 50 мМ трис (pH 6) с 5 мМ CaCl 2 добавляли в каждый тампон в тот же день, тампон собирали и встряхивали в течение 30 с. Сто микролитров образца смешивали с 400 мкл TSB, содержащего 15% глицерина, и хранили аликвотами при -80 ° C до дальнейшей обработки.Для 18 образцов пациентов с доступными клиническими микробиологическими отчетами мы определили количество КОЕ. Десять микролитров образца размораживали, разбавляли и высевали на чашки с агаром TSB и инкубировали в течение 48 часов перед тем, как выполнить ручной подсчет (в трех повторностях). Образцы с S. aureus (три пациента,> 10 4 КОЕ / см 2 ) и низкой микробной колонизацией (пять пациентов, без S. aureus , <10 4 КОЕ / см 2 ) были выбраны для теста ДНК-гель.Чтобы оценить деградацию гидрогеля ДНКазой, 10 мкл каждого образца добавляли к 4 мл TSB и инкубировали в течение 24 часов при 37 ° C со встряхиванием при 200 об / мин. Супернатант культуры получали центрифугированием культуры при 5000 об / мин в течение 5 мин и затем фильтровали через фильтры 0,22 мкм. Анализ деградации ДНК-геля проводили в соответствии со штаммами культивированных бактерий, указанными выше.
Легирование ДНК-гелем и характеристика
Ti 3 C 2 T x Нанолисты MXene были приготовлены в соответствии с литературными данными.Фторид лития (LiF) (1,0 г; ≥99,0%; Sigma-Aldrich, BioUltra) добавляли к 6,0 М раствору соляной кислоты (HCl; 37%; Sigma-Aldrich, реагент ACS) (20 мл) при интенсивном перемешивании. После растворения LiF, 1,0 г порошка Ti 3 AlC 2 (Tongrun Info Technology Co. Ltd.) медленно добавляли в раствор, содержащий фторид водорода (HF), и смесь затем выдерживали при 35 ° С. C в течение 24 часов. После этого твердый остаток несколько раз промывали деионизированной водой до тех пор, пока значение pH не увеличилось до прибл.7.0. Затем промытый остаток добавляли в 100 мл деионизированной воды (Millipore), обрабатывали ультразвуком в течение 1 часа в атмосфере N 2 и центрифугировали при 3000 об / мин в течение 30 минут. Супернатант собирали в виде суспензии нанолистов Ti 3 C 2 T x MXene.
Ti 3 C 2 T x MXene (0,2 мас.%), GO x (Timesnano), PEDOT: PSS (Clevios PH 1000, Heraeus), SWCNT (Timesnano) и AgNW (диаметром 50 нм; Kechuang Advanced Materials) легировали в предшественник гидрогеля, соответственно.Гелеобразование было завершено в соответствии с протоколом нелегированного гидрогеля. После гелеобразования диэлектрическую проницаемость гидрогелей получали с помощью диэлектрического зонда (85070E, Keysight) и векторного анализатора цепей (N9923A FieldFox, Keysight) после калибровки деионизированной водой.
Для оценки цитотоксичности допантов ~ 1 мкл ДНК-геля и допантов (1 мас.%) Добавляли к 50 мкл NHDF (~ 4 × 10 4 клеток) и инкубировали в течение 48 часов. Затем NHDF наблюдали под микроскопом (микроскоп Nikon Eclipse Ti2) после обработки набором LIVE / DEAD Cell Imaging Kit (Invitrogen, Thermo Fisher Scientific).Для определения жизнеспособности 50 мкл NHDF (~ 4 × 10 4 клеток) инкубировали с ~ 1 мкл ДНК-геля и допантов (1 мас.%) В течение 48 часов и тестировали путем окрашивания трипановым синим и стандартного 3- (4,5 -Диметилтиазол-2-ил) -2,5-дифенилтетразолийбромид (МТТ).
Проектирование и изготовление WINDOW
Встречно-штыревые емкостные чувствительные электроды были смоделированы с использованием более чем 2,48 × 10 6 тетраэдров и смоделированы методом конечных разностей во временной области (CST Microwave Studio, Dassault Systems) для оценки характеристик емкостного измерения .Оптимизация осуществлялась за счет систематического подбора ключевых геометрических параметров. Анализ взаимной связи был проведен CST с компоновкой схемы из Altium Designer.
Встречно-штыревые электроды были изготовлены путем печати (ColorQube 8880, Fuji Xerox) следов (рис. S7) на подложке из полиимида меди (медь толщиной 18 мкм, слой полиимида толщиной 25 мкм; DuPont). После запекания при 70 ° C в течение 10 минут отпечатанную основу протравили с использованием H 2 O 2 и HCl и очистили погружением в гексан и этанол, чтобы получить узорчатые следы.SU-8 был покрыт и сшит ультрафиолетом (УФ) на поверхности сенсора в качестве защитного слоя толщиной ~ 2 мкм. На емкостной сенсор для механической поддержки был добавлен серповидный силиконовый столб (толщиной ~ 1 мм) с последующей функционализацией ДНК-гелем (толщиной ~ 1 мм) активной области сенсора. Принципиальная схема модуля NFC и задействованных электронных компонентов представлена на рис. S9.
Оценка WINDOW
in vitro Супернатант культуры SA29213 использовали для теста in vitro.SA29213 выращивали в течение ночи на триптическом соевом агаре (Sigma-Aldrich). Отдельную колонию SA29213 инокулировали в TSB (Sigma-Aldrich) и позволяли вырасти до OD 600 = 0,8 при 37 ° C. Затем инокулировали TSB (OD 600 = 0,01) и культивировали при 37 ° C в течение ночи. Ночная культура с проверенным числом КОЕ осветлялась центрифугированием (3000 г, , 30 мин, 4 ° C), стерильно фильтровалась (фильтр 0,22 мкм) и хранилась при -20 ° C до тех пор, пока это не было необходимо. Для эксперимента in vitro культуральный супернатант разбавляли TSB как эквивалентный заменитель живого S.aureus с эффективной секреторной ДНКазой. Отклик покрытия гидрогеля регистрировался с помощью осциллографа смешанной области (MDO3012, Tektronix) и векторного анализатора цепей (N9923A FieldFox, Keysight).
Оценка in vivo WINDOW
Использовали самцов инбредных мышей C57 black 6 (C57BL / 6) в возрасте от 8 до 10 недель и массой от 25 до 30 г. Мыши были предоставлены собственной колонией в ветеринарной школе Медицинской школы Ли Конг Чиан (LKC). Кожу на спине мышей готовили путем бритья и нанесения крема для депиляции (Nair).Затем место повреждения трижды протирали 70% этанолом. Хирургия проводилась под ингаляционным изофлураном (от 2 до 5%), а глубина анестезии проверялась путем тестирования педального рефлекса. Бупренорфин (1,5 мг / кг) вводили подкожно перед ранением для длительного облегчения боли. Полнослойные иссечные раны через panniculus carnosus были получены путем снятия кожи спины мышей со спины и выполнения разреза с помощью 6-миллиметровой пункционной биопсии (Acuderm Inc.). Две двусторонние раны, равноудаленные от средней линии и разнесенные по обе стороны от спины, были случайным образом назначены в качестве контрольной раны или тестовой раны для нанесения WINDOW.
Мышей разделили на три группы, где на тестовые раны наносили TSB или суспензию живых бактерий SA29213 в количестве 10 5 или 10 6 КОЕ ( n = 2 мыши на группу). Ночью культуру S. aureus разбавляли TSB для достижения целевого числа КОЕ для эксперимента. Марлю накладывали на рану, и 20 мкл суспензии бактерий / TSB наносили непосредственно на марлю и рану. Затем на марлю помещали функционализированное ДНК-гелем ОКНО и фиксировали небольшим кусочком пленки Тегадерм (3М).Затем всю спину мышей покрывали повязкой OPSITE (Smith & Nephew), чтобы гарантировать, что ОКНО и марля остаются на месте. Мобильный телефон со специальным приложением использовался для записи сигнала через 0, 1, 4 и 24 часа после прикрепления WINDOW. Для количественного определения количества бактерий через 24 часа после ранения у мышей, окружающей рану, брали пробы (приблизительно 1 см × 1 см) и помещали в предварительно взвешенные 2-мл микроцентрифужные пробирки, содержащие 1 мл стерильного физиологического раствора с фосфатным буфером. Образец кожи мышей взвешивали и обрабатывали ультразвуком в охлаждаемом ультразвуковом аппарате (Elmasonic S 30 H, Elma Schmidbauer GmbH, Германия) для диссоциации прилипших бактерий (37 кГц, 10 мин на цикл, три цикла, 1-минутное вихревое движение после каждого цикла).Бактерии в каждом образце подсчитывали путем подсчета КОЕ и нормализовали по массе образца. Все эксперименты соответствовали Руководству по уходу и использованию лабораторных животных , опубликованному Национальными институтами здравоохранения США, и протоколу, утвержденному Комитетом по уходу и использованию институциональных животных (IACUC) Исследовательского центра на животных Наньянского технологического университета. с учетом этичного использования и защиты животных.
Благодарности
Мы благодарим Отделение конфокальной микроскопии Национального университета Сингапура за поддержку конфокальной визуализации и Y.X. Guo за помощь в проведении диэлектрических измерений.
Источник: J.S.H. благодарит за поддержку грантов Национального исследовательского фонда Сингапура (NRFF2017-07 и AISG-GC-2019-002), Министерства образования Сингапура (MOE2016-T3-1-004) и Института инноваций и технологий в области здравоохранения. D.L.B. выражает признательность за поддержку со стороны Агентства по науке, технологиям и исследованиям (A * STAR) в рамках гранта Фонда согласования отрасли — Программа предварительного позиционирования (IAF-PP) (h27 / 01 / a0 / 0C9) в рамках инновации в области ухода за ранами для Программа «Тропики», грант IAF-PP (h27 / 01 / a0 / 004) и Институт исследования кожи Сингапура, этап 2: [электронная почта защищена] H.L. благодарит за поддержку программы «Инновации в уходе за ранами для тропиков», грант A * STAR IAF-PP (h29 / 01 / a0 / 0GG9), грант на инновации кожи (SIG18005), грант MOE AcRF Tier 1 (R-143-000- B79-114) и Национального совета медицинских исследований Министерства здравоохранения Сингапура OF-IRG (MOH-000612-00). W.L. благодарит за поддержку гранта Минприроды AcRF Tier 1 (R-221-000-093-133). B.C.K.T. благодарит за поддержку грант для стартапов Национального университета Сингапура (NUS-2017-01) и Агентство научных технологий и исследований Сингапура (A18A1B0045).Х. Яо выражает признательность за исследовательскую стипендию от NUS Materials Science and Engineering. Ю.Г. благодарит за поддержку со стороны программы EMULSION h28 / 01 / A0 / 017 (IAF-PP, A * STAR). S.M.P.K. выражает признательность за поддержку со стороны Национального исследовательского фонда Сингапура в рамках его грантов NRF на крупное оборудование — Приложение к гранту 3: Эксплуатация сингапурского источника синхротронного света (SSLS).
Вклад авторов: Z.X. и J.S.H. задумал и руководил исследованием. Z.X. и S.A. разработали и протестировали беспроводной датчик.Z.X., S.L., W.C., V.K., P.S., W.L. и H.L. провели и внесли свой вклад в исследования биологического отклика на ДНК-гель. K.S., G.S.H.C. и B.Y.T. выполняли и направляли сбор и анализ образцов пациентов. Х. Янг, P.-Y.C., S.P.H., S.M.P.K., M.B.H.B., Х. Яо и B.C.K.T. участвовал в исследованиях модификации ДНК-геля. L.E.M., Z.X.O., Y.G., C.T.L. и D.L.B. проводил и руководил исследованиями на животных. З. Ли и З. Лю поддержали определение характеристик беспроводного датчика. Z.X. и J.S.H. написал статью при участии всех авторов.
Конкурирующие интересы: J.S.H., Z.X., S.A., and S.L. являются изобретателями по заявке на патент, связанный с этой работой, поданный Ведомством интеллектуальной собственности Сингапура (IPOS), 10202108822V, поданный 12 августа 2021 года. Авторы не заявляют о других конкурирующих интересах.
Доступность данных и материалов: Все данные, необходимые для оценки выводов в статье, представлены в документе и / или дополнительных материалах.
