Антенна «ДВОЙНАЯ БАЗУКА» на Си-Би

Постоянные вопросы о том, какую простою антенну для знакомства с эфиром можно сделать, не утихают. Я давно опубликовал материал о простой коаксиальной антенне быстрого развертывания, которая оказалась несколько сложной для повторения, что вызвало немало трудностей у начинающих радиолюбителей. Но есть вариант еще проще, эту антенну называют – “двойная базука”.

Авторство идеи этой антенны принадлежит болгарскому радиолюбителю LZ2ZK. Она достаточно проста в изготовлении, эффективна и хорошо работает в условиях города, при правильном размещении. Я не буду подробно останавливаться на том, как эта антенна работает, на эту тему уже можно, наверное, диссертацию написать, если собрать весь материал по форумам. Все что Вам нужно знать – это диполь. Но не обычный диполь, а хитрым образом замкнутый по постоянному току.

Двойную базуку можно подвесить горизонтально и под углом, как любой диполь или Inverted V. Но следует помнить, что любое отклонение в конструкции от оригинала, неминуемо приведет к изменению резонансной частоты.  К примеру, если “двойная базука” будет выполнена в виде перевернутой V, то это приведет к снижению её входного сопротивления. Если повесить ее наклонно, то нижний конец кабеля, скорее всего, нужно будет укоротить.

Однако довольно рассуждений, давайте приступим к изготовлению.

Изготавливается антенна по следующей схеме и размерам.

F – частота в мегагерцах.
Общая длина 2*L1 + 2*L2 = 141,68 / F (МГц)
Длина коаксиальной части: 2* L1 = 99,12 / F (МГц)
Концевые проводники: L2 = 21,24 / F (МГц)

Например, для частоты 27.205МГц приблизительные размеры антенны будут такие:
Общая длина (2*L1 + 2*L2) = 5,2 м.
Длина коаксиальной части (2* L1) = 3,64 м.
Концевые проводники (L2) = 0,78 м.

Рекомендую брать эти размеры с небольшим запасом (2-5см), чтобы в процессе настройки можно было точно попасть в частоту. У меня, например, это с ходу не получилось и моя антенна сделанная строго по расчетам резонировала на 200кГц выше.

Изготовление

Для экспериментов в изготовлении подобных антенн я использую самый плохой коаксиальный кабель на рынке – REXANT RG-58 A/U. Не стоит тратить большие деньги на дорогой кабель, если Вы все равно его будете использовать не по назначению.  REXANT RG-58 A/U совершенно не годиться в качестве фидера, поскольку качество его изготовления и характеристики оставляют желать лучшего, а вот для изготовления подобных антенн он вполне подходит. И самое главное, что стоит он в розницу около 25р. за метр.

Отматываем примерно 3,67 метров кабеля.

Концы кабеля зачищаем примерно на 1-1,5см.

Фольгу убираем. Зачищаем центральную жилу от изоляции и скручиваем с экраном.

Далее, берем за концы кабель и складываем пополам. В месте сгиба снимаем внешнюю изоляцию.

Разделяем оплетку экрана пополам и удаляем фольгу. Центральную жилу не трогаем.

Далее включаем паяльник прогреваться, и начинаем отмерять и отрезать концевые кабели. Нам необходимо два куска по 0,8 метра. В качестве кабеля можно использовать двухпроводную линию, можно тот же самый коаксиальный кабель замкнутый с двух концов, а можно простой монтажный провод достаточного сечения. 2 который я и использую. Длину концевых частей берите с запасом на настройку и крепление к оттяжкам!!! Настраивается антенна изменением длины концевых частей!

Припаиваем

Для герметизации соединения сверху сажаем термоусадку.

Теперь припаиваем фидер для соединения с радиостанцией.

Место соединения требуется герметизировать поместив, например, в электромонтажную коробку для силовой проводки. Содержимое коробки можно залить компаундом. Здесь творческий полет фантазии я оставляю Вам.

Испытания

Выбираемся на природу. Именно для полевых выездов удобнее всего использовать подобную антенну. Она компактная, легкая и ее можно растянуть между любыми деревьями на достаточной высоте. Я предпочитаю растягивать антенны на месте при помощи обычной миллиметровой рыболовной лески. Понятное дело, что если Вы хотите использовать антенну стационарно, лучше придумать другой более надежный способ, а для экспериментов и кратковременных выездов леска подходит лучше всего.

Растягиваем антенну. В моем случае высота подвеса получилась около 4 метров в конфигурации, классического горизонтального диполя.

Антенна не очень чувствительна к высоте подвеса, но чувствительна к геометрическому расположению в пространстве, как я уже и писал выше, помните об этом.

Проверяем настройку.

Как видно, я немного промахнулся с размером, сделав антенну чуть меньше необходимого, а возможно это паршивый кабель сыграл свою роль. В будущем, это нужно учесть.

У меня минимум КСВ получился на 27.555МГц, что само по себе тоже не плохо. Минимум реактивности оказался чуть ниже по частоте, примерно на 150-200кГц. Ширина полосы по КСВ=2 составила около 1,5МГц.

Всем удачи, 55, 73!

Букчин Борис Григорьевич (06.03.1947 — 15.04.2022)

Кандидат физико-математических наук, 1947 г. рождения, в 1972 г. окончил Московский физико-технический институт, в 1980 г. защитил диссертацию на соискание ученой степени кандидата физико-математических наук. В 1972-1975 гг. работал в вычислительном центре Министерства геологии РСФСР. С 1975 г. работает в Институте физики Земли АН СССР в отделе вычислительной геофизики, в 1990 г. преобразованном в Международный институт теории прогноза землетрясений и математической геофизики АН СССР, в настоящее время — Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт теории прогноза землетрясений и математической геофизики Российской академии наук (ИТПЗ РАН). С 1990 г. — ведущий научный сотрудник, с 1998 г. по настоящее время — заведующий лабораторией интерпретации и регистрации волновых полей. С 1993 по 2012 гг. — приглашенный исследователь и приглашенный профессор в Парижском Институте физики Земли (IPGP).

В сферу научных интересов Б.Г. Букчина входит изучение и моделирование процесса распространения сейсмических волн в сложнопостроенных средах. Им разработаны методы и программное обеспечение для определения интегральных параметров, характеризующих фокальный механизм, сейсмический момент, глубину источника землетрясения, его геометрию, длительность и процесс распространения разрыва на основе анализа спектров сейсмических волн. Им разработан также метод идентификации и определения характеристик подземных ядерных взрывов. Б.Г. Букчин исследовал фундаментальную неоднозначность определения тензора момента неглубоких землетрясений по записям поверхностных волн. Получено условие существования и полное описание семейства двойных диполей, поверхностно-волновое излучение которых совпадает с излучением исходного тензора момента, не являющегося в общем случае двойным диполем. Показано, что «наилучший двойной диполь», определяемый мировыми сейсмическими агентствами, может неадекватно описывать очаг землетрясения в приближении плоской подвижки и что существенное отличие девиаторного тензора момента от двойного диполя также может быть вызвано описываемой неоднозначностью. Разработаны методы и соответствующее математическое обеспечение для оценки указанной неоднозначности и ее существенного уменьшения с привлечением длиннопериодных полярностей прямых Р-волн. Все перечисленные методы применяются для анализа реальных сейсмических событий.

Б.Г. Букчин возглавлял организацию шести международных школ по моделированию сейсмических волн и их инверсии в Международном центре теоретической физики им. Абдуса Салама ЮНЕСКО-МАГАТЭ.

Он является членом Научного совета по проблемам сейсмологии Отделения наук о Земле РАН, входит в состав редколлегии международного журнала «Journal of Seismology».

Б.Г. Букчин является автором и соавтором более 100 научных работ. Среди них 2 монографии и 32 статьи в ведущих российских и зарубежных журналах.

Основные публикации:

Букчин, Б.Г. Об определении параметров очага землетрясения по записям поверхностных волн в случае неточного задания характеристик среды // Известия АН СССР. Физика Земли, 1989, № 9. С.34-41.

Букчин, Б.Г. Предварительная оценка параметров очага Рачинского землетрясения 29 апреля 1991 г. // Известия РАН. Физика Земли, 1992, № 5. С.5-13.

Campos, J., R. Madariaga, J. Nabelek, B. Bukchin, and A. Deschampe., Faulting process of the 20 June 1990 Iran earthquake from broadband records. Geophys. J. Int., 1994, 118: 31-46.

Bukchin, B.G. Determination of stress glut moments of total degree 2 from teleseismic surface waves amplitude spectra. Tectonophysics, 1995, 248: 185-191.

Gomez, J.M., B. Bukchin, R. Madariaga, and E.A. Rogozhin., A study of the Barisakho, Georgia Earthquake of October 23, 1992 from broad band surface and body waves. Geophys. J. Int., 1997, 129, 3: 613-623.

Gomez, J.M., B.G. Bukchin, R. Madariaga, E.A. Rogozhin, and B.M. Bogachkin, Rupture process of the 19 August 1992 Susamir, Kyrgizstan, earthquake. J. Seismology, 1997, 1, 3: 219-235.

Aoudia, K., A. Sarao, B. Bukchin, and P. Suhadolc, The 1976 Friuli (NE Italy) thrust faulting earthquake: A reappraisal 23 years later. GRL, 2000, 27, 4: 573-576.

Lasserre, C., B. Bukchin, P. Bernard, P. Tapponnier, Y. Gaudemer, A. Mostinsky, and Rong Dailu, Source parameters and tectonic origin of the June 1st, 1996 Tianzhu (M_w=5.2) and July 21st, 1995 Yongden (M_w=5. 6) earthquakes, near Haiyuan fault (Gansu, China). Geophys. J. Int., 2001, 144: 206-220.

Bukchin, B.G., A.Z. Mostinsky, A.A. Egorkin, A.L. Levshin, and M.H. Ritzwoller, Isotropic and Nonisotropic Components of Earthquakes and Nuclear Explosions on the Lop Nor Test Site, China. PAGEOPH, 2001, 158, 8: 1497-1516.

Clevede, E., M.-P. Bouin, B. Bukchin, A. Mostinskiy, and G. Patau, New constraints on the rupture process of the 1999 August 17 Izmit earthquake deduced from estimates of stress glut rate moments. Geophys. J. Int., 2004, 159(3): 931-942.

Bukchin, B., Т. Yanovskaya, J.-P. Montagner, A. Mostinskiy, and E. Beucler, Surface wave focusing effects: numerical modeling and statistical observations. Phys. Earth Planet. Int., 2006, 155: 191-200.

Букчин Б.Г. Особенности излучения поверхностных волн мелкофокусным источником // Физика Земли, 2006, № 8. С.88-93.

Букчин Б.Г., Мостинский А.З. Интегральные характеристики очагов землетрясений на Суматре 26.12.2004 и 28. 03.2005 // Вулканология и сейсмология, 2007, № 4. С.58-68.

Bukchin, B., E. Clevede, and A. Mostinskiy, Uncertainty of moment tensor determination from surface wave analysis in case of shallow earthquake. J. Seismology, 2010, 14, 3: 601-614.

Clevede, E., B. Bukchin, P. Favreau, A. Mostinskiy, A. Aoudia, and G. F. Panza, Long-period spectral features of the Sumatra-Andaman 2004 earthquake rupture process. Geophys. J. Int., 2012, 191: 1215-1225, doi: 10.1111/j.1365-246X.2012.05482.x.

Две дипольные антенны

Простейшей формой антенной решетки являются две короткие дипольные антенны . В этой задаче вы узнаете, как разность фаз между токами обеих антенн влияет на их комбинированную диаграмму направленности .

Постановка задачи

Два диполя с разной фазой — каков будет результат?

A Одиночная короткая дипольная антенна длиной L ≪ λ должна подчиняться току

\[\begin{eqnarray*}  I\left(z,t\right)&=&\begin{cases} I_{0}e ^{-\mathrm{i}\omega_{0}t}\left(1-2\frac{\left|z\right|}{L}\right) & \left|z\right|\leq L/ 2\\
0 & \mathrm{else} \end{cases}\ . {0}\справа)\). 9{0}=0\) и \(\pi/2\) как с \(d=\lambda\), так и с \(\lambda/2\).

Подсказка

Используйте свои знания об излучении одиночного диполя и объедините их с принципом суперпозиции . Но будьте осторожны, не упрощайте слишком много!

После подсказки о суперпозиции найдем решение для излучения двух дипольных антенн!

Сначала найдем мощность, излучаемую данной короткой дипольной антенной. Используя этот результат, мы сможем найти характеристику излучения для двух антенн с определенным расстоянием и разностью фаз. 9{-\mathrm{i}\omega_{0}t}\cdot\begin{cases}-1 & z>0\\1 & z<0\end{cases}\ . \end{eqnarray*}\]

Обратите внимание, что мы не учитываем неравномерность тока на конце антенны. Эта часть приведет к некоторым дельта-термам в конце \(\propto z\left(1-2\left|z\right|/L\right)\delta\left(1-2\left|z\right| /Л\право)\). Эти члены, однако, не повлияют на расчет дипольного момента, поэтому мы можем их здесь опустить.

Теперь мы можем 9{2}\тета\ . \end{eqnarray*}\]

Позже мы будем использовать угловое распределение излучаемой мощности.

Две антенны: эффект разделения и разности фаз

Теперь, когда мы знаем, что делает одна такая короткая антенна, мы можем понять, что произойдет, если две из них образуют антенную решетку . Чтобы сделать это, мы должны, в принципе, посмотреть на их соответствующие распределения в дальней зоне с учетом интерференционных эффектов относительно их расстояния \(d\). Причину, по которой мы не можем напрямую использовать полученный дипольный момент, можно найти внизу страницы.

К счастью, мы можем решить эту задачу геометрически используя разность путей в зависимости от направления, см. рисунок справа. Мы находим, что разность фаз между обоими диполями в дальнем поле определяется выражением \[\begin{eqnarray*}  \text{\delta}_{21}&=&-d\cos\theta\ . \end{eqnarray*}\]Обратите внимание, что мы снова берем несоответствие второй дипольной антенны по отношению к первой, что дает знак минус. {\theta} &=& \frac{2\pi}{\lambda}\cdot\ delta_{21}=-k\cdot d\cos\theta  \end{eqnarray*}\]где мы ввели 9{0}+k\cdot d\cos\theta\ . \end{eqnarray*}\]

Итак, полное поле задается по принципу суперпозиции как

\[\begin{eqnarray*}  \mathbf{E}\left(\mathbf{r},t\right) &=&\mathbf{E}_{1}\left(\mathbf{r},t\right)+\mathbf{E}_{2}\left(\mathbf{r},t\right)\\ &=&\mathbf{E}_{1}\left(\mathbf{r},t\right)\left[1+\exp\left\{ -\mathrm{i}\Delta\phi_{21}\ верно-верно]\ . \end{eqnarray*}\]

Еще раз отметим, что этот подход верен в дальнем поле \(k\left|\mathbf{r}\right|\gg1\), где эта геометрическая интерпретация имеет смысл. 9{0}=0\). То, что мы ожидаем, это диаграмма направленности , подобная диполю , но с более узким лепестком, поскольку мы сделали антенну значительно больше. Для такого большого расстояния, как \(\lambda\), мы также ожидаем появление боковых лепестков , то есть излучение на более высокие углы, но также и увеличение направленности (см. снова Направленность параболического рефлектора).

Кроме того, излучение должно подчиняться зеркальной симметрии относительно оси \(z\), так как обе антенны равны, как видно в левой части 9{0}=\pi/2\), мы обнаруживаем, что верхнее и нижнее полупространство больше не эквивалентны. Теперь нижняя полусфера благоприятствует излучению, как видно в правой части рисунка. Отметим, что смена знака разности фаз соответственно приводит к сильному излучению в верхнюю полусферу.

Как правило, мы можем утверждать, что антенна на больше дает на больше лепестков , но также на более высокую направленность . Изменение фазы каждого элемента в антенне, состоящей из вибраторов, приводит к перестройке 9{\pm\mathrm{i}\Delta\phi/2}\mathbf{p}\ ,  \end{eqnarray*}\]

мы можем видеть, что в нашем случае дипольный момент является инвариантным относительно трансляций ; фаза как раз соответствует нашему предположению. {-\mathrm{i}\pi/2}\right )\mathbf{p}=0\ . \end{eqnarray*}\]

Такой подход может быть фальсифицирован, т.е. двумя удаленными дипольными источниками, которые наверняка будут излучать. Так чем же этот подход неверен?

Для расчета мощности, излучаемой диполем, мы интегрируем усредненную по времени радиальную часть вектора Пойнтинга \(\left\langle \mathbf{S}\left(\mathbf{r},t\right)\ вправо\rangle =\left\langle \mathbf{E}\left(\mathbf{r},t\right)\times\mathbf{H}\left(\mathbf{r},t\right)\right\rangle \).

Итак, поскольку \(\mathbf{H}\propto\mathbf{E}\) в дальнем поле, мы должны смотреть на само электрическое поле. В противном случае мы теряем любую информацию о 9{2}\тета\) для диполя. Обратите внимание, что, как обычно, \(d\Omega=\sin\theta d\theta d\varphi\).

Широкополосная двойная дипольная антенна треугольной и ромбовидной формы со стабильной диаграммой направленности торцевого излучения для систем с фазированными антенными решетками

Микрополосковые антенны в последнее время приобрели широкую популярность благодаря низкому профилю, небольшому размеру, легкому весу и низкой стоимости производства. , высокая эффективность и простой способ изготовления и установки. Кроме того, их, как правило, экономично производить, поскольку они легко адаптируются к гибридным и монолитным методам изготовления интегральных схем на радиочастотах и ​​микроволновых частотах.1 Фазированные решетки и пространственные сумматоры мощности2,3 входят в число существующих областей, в которых широко исследуется использование микрополосковых антенн. В этих приложениях особый интерес представляет получение большей рабочей полосы пропускания решетки, что неявно означает потребность в широкополосных антенных элементах.

Для того чтобы антенный элемент можно было рассматривать для широкополосных фазированных решеток и сумматоров мощности, он должен иметь стабильные характеристики излучения во всем рабочем диапазоне. Антенна должна обеспечивать боковое излучение с высоким отношением фронт-к-зад, чистотой поляризации и широкой шириной луча 3 дБ, чтобы обеспечить широкие возможности сканирования. Низкая связь между элементами решетки также требуется в системах с фазированной решеткой, чтобы избежать слепоты сканирования и аномалий в пределах желаемой полосы пропускания и объема сканирования.

К числу наиболее широко используемых печатных антенн в системах с фазированной антенной решеткой относятся квази-яги, дипольные, печатные антенны типа «лотос» и антенны-бабочки.

Антенна квази-яги с микрополосковым питанием состоит из полуволнового диполя и прямоугольного директора примерно в четверть длины волны для увеличения коэффициента усиления и улучшения соотношения фронт-тыл. В диапазоне X была продемонстрирована широкая рабочая полоса пропускания 48 процентов4,5. Заменив диполь и директор антенны квази-Яги на бабочку, полоса пропускания была улучшена до 60 процентов, а размер антенны уменьшен. на 20 процентов.6 Дальнейшие исследования привели к созданию новой печатной антенны с микрополосковым питанием, называемой печатной антенной Lotus, с модифицированным балуном.7 Распечатанный Lotus обеспечивает 60-процентную полосу пропускания с довольно низкими обратными потерями. Однако балун основан на полуволновой линии задержки, рассчитанной на центральной частоте. Эта узкополосная линия задержки ограничивает полосу пропускания антенны.

Кроме того, диаграммы направленности ухудшаются на более высоких частотах, что уменьшает полезную полосу пропускания антенны.

Сообщалось об альтернативном методе питания таких антенн.8–14 Одна половина антенного вибратора или галстука-бабочки печатается на верхнем слое подложки и подключается к микрополосковой линии питания, а вторая половина печатается на нижнем слой подложки и подключен к плоскости заземления. Это позволяет избежать использования балуна половинной длины волны и упростить геометрию антенны. Кроме того, можно также получить диаграммы направленности торцевого огня с хорошим соотношением фронта и тыла.12–14 Широкая полоса импеданса 68 процентов13 и 91 процент14 был получен этим методом. Широкая полоса пропускания в основном достигается за счет изменения формы антенны и ее схемы согласования, а также за счет увеличения высоты подложки. Однако использование антенны с одним резонатором приводит к искажению диаграммы направленности на высоких частотах, где размер антенны намного превышает половину длины волны.

Кроме того, если высота подложки велика по сравнению с длиной волны в свободном пространстве на верхней рабочей частоте, диаграммы направленности на более высоких частотах будут искажены. Ухудшение диаграмм направленности приводит к малой полезной полосе пропускания 60 процентов по сравнению с полосой импеданса 91 процент.

Для решения этой проблемы предлагаются антенны с тонкой подложкой и несколькими резонаторами. В этой статье представлена ​​новая конструкция широкополосной антенны с улучшенной стабильностью диаграммы направленности и полезной полосой пропускания. Эта конструкция предлагает преимущества по сравнению с существующими антеннами, используемыми в фазированных решетках и сумматорах мощности. Антенна имеет низкую перекрестную поляризацию, высокий коэффициент усиления и ширину луча 3 дБ во всем рабочем диапазоне. Для физического понимания работы антенны представлен численный анализ ее параметров. Представлены КСВН и характеристики излучения в дальней зоне окончательной конструкции антенны.

Также представлены результаты для модифицированной двухэлементной конфигурации массива. Моделирование и анализ антенн выполняются с использованием коммерческого программного пакета Ansoft HFSS, основанного на методе конечных элементов. Проверки вычисленного КСВН, диаграммы направленности и диаграммы направленности в дальней зоне выполняются с использованием измерений на прототипе антенны.

Геометрия и работа антенны

Схема и параметры предлагаемой антенны подробно показаны на рисунке 1. Антенна состоит из двух модифицированных диполей разной длины. Короткий диполь имеет форму ромба, а длинный состоит из прямоугольного диполя и треугольника. Левые половины двух диполей находятся на верхней части подложки, а правые — на нижней. Затем верхняя и нижняя половины соединяются с линией подачи микрополосков с усеченной плоскостью заземления через две печатные микрополосковые линии на верхнем и нижнем слоях. Усеченная заземляющая плоскость действует как отражатель для создания шаблонов торцевого огня.

Предлагаемая антенна напечатана на подложке Rogers RT/Duroid 6010/6010 LM с диэлектрической проницаемостью 10,2, диэлектрическими потерями (tanδ) 0,0023 и толщиной 25 мил (0,635 мм).

Работа этой антенны в основном зависит от материала подложки с высокой диэлектрической проницаемостью и ее формы. Из-за материала подложки с высокой диэлектрической проницаемостью большая часть электромагнитного поля сосредоточена в диэлектрике между проводящей полосой и заземляющей пластиной и распространяется по поверхности в поперечных направлениях (y и x), поддерживаемая электрическими токами в две половины диполей и краевые поля на дальних краях диполей соответственно. Однако окантовочное поле намного слабее. Усеченная заземляющая плоскость отражает излучаемые поля в направлении y, что приводит к излучению торцевого огня. С другой стороны, форма антенны играет основную роль в рабочей полосе пропускания антенны, поскольку она действует как согласующая цепь, подключенная к разомкнутой клемме микрополосковой фидерной линии.

Длины длинного и короткого модифицированных диполей (L2 и L4) определяют нижнюю и верхнюю рабочие частоты соответственно. Расстояние между двумя модифицированными диполями (L3) и расстояние между первым модифицированным диполем и усеченной заземляющей плоскостью (L1) определяют уровень КСВ между двумя основными резонансами.

Антенный анализ

Для начала размеры этой антенны были выбраны таким образом, чтобы длина длинного и короткого диполей составляла λg/2 на частотах 5 и 14 ГГц соответственно, чтобы покрывать ту же полосу частот, что и антенна, о которой сообщалось ранее. .14 ​​Затем размеры оптимизировались на основе численных результатов до тех пор, пока не были получены начальные значения для конструкции, покрывающей требуемый диапазон частот. Начальные размеры показаны в таблице 1. Затем было проведено параметрическое исследование, чтобы понять влияние каждой антенны и улучшить результаты антенн. Один параметр изменяется за один раз, а все остальные параметры остаются такими, как указано в таблице.

Рисунки 2–9показать влияние параметров антенны на вычисленный КСВ с использованием Ansoft HFSS.

Уровень КСВ на частоте 6 ГГц и в диапазоне от 11 до 14,5 ГГц улучшается за счет увеличения W1, а в диапазоне от 7,3 до 9,2 ГГц он увеличивается. Увеличение W2 уменьшает уровень КСВ около 9 ГГц и увеличивает его на 6 ГГц и между 11 и 13 ГГц. Увеличение W3 снижает уровень КСВ между 5,5 и 6,5 ГГц. Увеличение W4 снижает уровень КСВ между 5,5 и 6,5 ГГц и между 10,5 и 14 ГГц. Как правило, все параметры «W» не оказывают заметного влияния на пропускную способность.

L1 имеет очевидный эффект на более высоких частотах в диапазоне от 8 до 16 ГГц. По мере увеличения L1 полоса пропускания уменьшается, а уровень КСВ уменьшается на частотах 6 ГГц, между 8 и 10,5 ГГц и около 13 ГГц и увеличивается на частотах около 11 ГГц и между 13,5 и 16 ГГц. Напротив, эффект L2 больше проявляется на более низких частотах до 11 ГГц. По мере увеличения L2 уровень КСВ улучшается до 8 ГГц, что приводит к смещению более низкой рабочей частоты в сторону более низких частот, поскольку длина длинного диполя увеличивается. Увеличение L3 улучшает КСВ между 11 и 14 ГГц и увеличивает его на 6 ГГц и около 8,7 ГГц, что противоположно эффекту L1. Наконец, по мере увеличения L4 уровень КСВ увеличивается примерно между 5,5 и 8,5 ГГц и между 14 и 16 ГГц и уменьшается между 8,5 и 14 ГГц.

Из этого параметрического исследования видно, что параметры «L» больше влияют на характеристики антенны. L2 и L4 обычно контролируют нижнюю и верхнюю рабочие частоты. L1 и L3 вместе с L2 и L4 составляют два монополя отвода как на верхнем, так и на нижнем слоях подложки, которые добавляют антенне новые резонансы. Поскольку L1 влияет на длину обоих монополей, он имеет большее влияние, чем L3. Кроме того, L1 и L3 управляют связью между плоскостью заземления и длинным диполем, а также между длинным и коротким диполями. Параметры «W» также имеют некоторое влияние на эти муфты. Кроме того, W3 и W4 играют важную роль в согласовании диполей с фидерной линией, вводя конусообразный переход, а не резкий.

Результаты измерений и расчетов для одного элемента

Был построен прототип этой антенны с размерами, показанными в таблице 1. КСВН был рассчитан с помощью Ansoft HFSS и измерен с помощью векторного анализатора цепей HP 8510. Измеренный и смоделированный КСВ этой антенны показан на рисунке 10 и показывает хорошее соответствие. Небольшие расхождения между расчетными и измеренными результатами могут возникать из-за влияния разъема SMA и несовершенства изготовления. Антенна работает от 5,4 до 14,8 ГГц с широкой полосой импеданса 93 процента. Для этой рабочей полосы частот размер антенны составляет приблизительно 0,22 и 0,59 длины волны свободного пространства на нижней и верхней рабочих частотах соответственно. Эта длина позволяет этой антенне вписаться в фазированные решетки только с небольшими лепестками решетки на более высоких частотах. Измеренные и смоделированные диаграммы направленности на частоте 10 ГГц в H- и E-плоскостях показаны на рисунке 11. Отмечается хорошее совпадение, что дополнительно подтверждает результаты моделирования с использованием Ansoft HFSS.

Затем рассчитываются диаграммы направленности на выбранных частотах, которые охватывают весь рабочий диапазон, и показаны на рисунках 12 и 13 в H- и E-плоскостях соответственно. Диаграммы направленности на более низких рабочих частотах более стабильны; поэтому они представлены только на частотах 6, 8 и 10 ГГц. В более высоком рабочем диапазоне частот диаграммы направленности менее стабильны и по этой причине представлены на частотах 11, 12, 13, 13,5 и 14 ГГц. В H-плоскости (y-z) антенна обеспечивает диаграмму направленности торца до 14 ГГц с высоким отношением фронт-к-тылу от 9и 25 дБ. Максимальный уровень кросс-поляризации составляет около –11 дБ, учитывая только диапазон ширины луча 3 дБ. Первый пунктирный кружок на полярных графиках представляет уровень –3 дБ. Ширина луча 3 дБ, как правило, широкая и охватывает от 110° до 180°. В плоскости E (x-y) антенна также обеспечивает диаграмму направленности торцевого излучения до 14 ГГц, но на частоте 14 ГГц они искажаются. Ширина луча по уровню 3 дБ составляет от 75° до 130° в диапазоне частот от 6 до 13,5 ГГц и 20° на частоте 14 ГГц.

Эти результаты показывают, что полезная полоса пропускания этой антенны составляет примерно 86 процентов. Следовательно, она обеспечивает значительное улучшение по сравнению со всеми ранее опубликованными антеннами с точки зрения полезной полосы пропускания. По сравнению с антенной, описанной ранее автором14, эта антенна демонстрирует улучшение полезной полосы пропускания на 26 процентов.

Результаты модифицированных двухэлементных решеток

Модифицированная конфигурация двухэлементной решетки используется для проверки характеристик антенны в среде решетки. Предлагаемая двухэлементная конфигурация массива и ее прототип показаны на рис. 14. Второй элемент зеркально отражен вдоль оси Y, и, следовательно, на порте 2 вводится фазовый сдвиг на 180°, чтобы иметь одинаковое направление тока в обоих элементах. Текущее направление примерно показано на рисунке. Эта модификация необходима, особенно на высоких частотах, где существенно влияние высоты подложки, чтобы обеспечить сбалансированные диаграммы направленности. Эта модификация также снижает уровень кросс-поляризации, поскольку электрические поля между верхним и нижним слоями в направлении z и электрические токи в направлении y в одной антенне противоположны таковым в другой антенне. Щель вводится в заземляющую плоскость для уменьшения связи за счет нарушения пути поперечных поверхностных волн, бегущих в подложке. Расстояние между элементами должно быть как можно меньше, чтобы уменьшить лепестки решетки на высоких частотах; поэтому выбрано значение 14 мм.

На рисунках 15 и 16 показаны диаграммы направленности в Н- и Е-плоскостях соответственно для двухэлементной решетки на частотах 6, 8, 10, 12, 13, 13,5, 14 и 14,5 ГГц. Если сравнить диаграммы направленности двухэлементной решетки в H-плоскости с диаграммами одиночного элемента, то можно заметить, что в двухэлементной антенной решетке уровень кросс-поляризации значительно снижается и полностью устраняется в направлении максимума. усиления из-за симметрии массива. В плоскости Е также снижен уровень кросс-поляризации, а диаграммы направленности стабильны до 14,5 ГГц. Следовательно, при использовании этой конфигурации полезная полоса пропускания равна полосе импеданса, то есть 93 процента. Усиления для одноэлементной и двухэлементной решеток показаны на рисунке 17. Среднее усиление для одного элемента составляет приблизительно 6 дБ, а для двухэлементной решетки среднее значение составляет приблизительно 8,4 дБ. Наконец, измеренные и рассчитанные связи показаны на рисунке 18. Отмечается хорошее совпадение, которое дополнительно подтверждает результаты моделирования. Среднее значение связи между элементами составляет приблизительно –20 дБ с минимальным значением –25 дБ и максимальным значением –11 дБ.

Вывод

Представлена ​​новая антенна с широкой полезной полосой пропускания 86 процентов. Стабильность картины достигается за счет использования двух резонаторов, встроенных по обе стороны тонкой подложки. Модифицированная конфигурация массива используется для улучшения характеристик излучения и стабильности, в результате чего полезная полоса пропускания составляет 93 процента. Эта антенна является очень хорошим кандидатом для широкополосной беспроводной связи, систем с фазированными антенными решетками и сумматоров мощности.

Благодарность

Автор хотел бы поблагодарить Guiping Zheng с факультета электротехники Университета Миссисипи за создание и измерение антенн, представленных в этой статье.

Ссылки

1. Л.Г. Малорацкий, «Обзор основ микрополосковых линий», Microwave & RF , март 2000 г., стр. 79–88.

2. Р.Дж. Mailloux, Phased Array Handbook , Artech House Inc., Norwood, MA, 1994.

3. J.A. Navarro and K. Chang, Eds., Integrated Active Antennas and Spatial Power Combining , John Wiley & Sons Inc., New York, NY, 1996.

4. W. Deal, N. Kaneda, J. Sor, Y. Qian и T. Itoh, «Новая антенна квази-яги для плоских активных антенных решеток», IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques , Vol. 48, № 6, июнь 2000 г., стр. 910–918.

5. Н. Канеда, В. Дил, Ю. Цянь, Р. Уотерхаус и Т. Ито, «Широкополосная плоская антенна квази-яги», IEEE Transactions on Antennas and Propagation , Vol. 50, № 8, август 2002 г., стр. 1158–1160.

6. А.А. Эльдек, А.З. Эльшербени и К.Э. Смит, «Характеристики печатной антенны-бабочки с микрополосковым питанием», Microwave and Optical Technology Letters , Vol. 43, № 2, октябрь 2004 г., стр. 123–126.

7. А.З. Эльшербени, А.А. Элдек и К.Э. Смит, «Широкополосные щелевые и печатные антенны», глава книги в Энциклопедии радиочастотной и микроволновой техники , К. Чейндж, изд., John Wiley & Sons Inc., Нью-Йорк, штат Нью-Йорк, март 2005 г.

8 С. Дей, С.К. Анандан, П. Моханан и К.Г. Наир, «Анализ печатных диполей с резонатором», Electronics Letters , Vol. 30, № 30, 1994, стр. 173–174.

9. Г.А. Евтюшкин, Ю.В. Ким и К.С. Хан, «Очень широкополосная печатная дипольная антенная решетка», Electronics Letters , Vol. 34, № 24, 1998, стр. 2292–2293.

10. Ю. Д. Лин и С. Н. Цай, «Анализ и проектирование широкополосных сопряженных полосковых антенн с бабочкой», IEEE Transactions on Antennas and Propagation , Vol. 46, № 3, март 1998 г., стр. 459–560.

11. GY Chen и JS Sun, «Печатная дипольная антенна с микрополосковым коническим балуном», Microwave and Optical Technology Letters , Vol. 40, № 4, февраль 2004 г., стр. 344–346.

12. Ф. Тефику и К.А. Граймс, «Проектирование широкополосных и двухдиапазонных антенн, состоящих из дипольных пар печатных полос с последовательным питанием», Транзакции IEEE по антеннам и распространению , Vol. 48, № 6, июнь 2000 г., стр. 895–900.

13. Г. Чжэн, А.А. Кишк, А.В. Глиссон и А.Б. Яковлев, «Широкополосная печатная антенна-бабочка с упрощенным симметричным питанием», Microwave and Optical Technology Letters , Vol. 47, № 6, декабрь 2005 г., стр. 534–536.

14. А.А. Эльдек, А.З. Эльшербени и К.Э. Смит, «Широкополосная модифицированная печатная антенна-бабочка с одинарной и двойной поляризацией для приложений C- и X-диапазонов», IEEE Transaction on Antennas and Propagation , Vol. 53, № 9, сентябрь 2005 г., стр. 3067–3072.

Абдельнассер А. Эльдек получил степень бакалавра наук (с отличием) в области электроники и техники связи в Университете Загазиг, Египет, в 1993 г., степень магистра электротехники в Технологическом университете Эйндховена, Нидерланды, в 1999 г.