Измеритель малых токов и напряжений

Для того чтобы вольтметр обладал большим входным сопротивлением (несколько мегаом), вполне достаточно выполнить его входной каскад на полевом транзисторе, включенном по схеме истокового повторителя. В отличие от часто используемого (для компенсации дрейфа нуля) дифференциального каскада на этих полупроводниковых приборах такое решение проще, избавляет от подбора пары экземпляров, идентичных по нескольким параметрам, что из-за значительного их разброса требует большого числа транзисторов, хотя и приводит к необходимости подстройки нуля вольтметра. Так как падение напряжения на входном сопротивлении пропорционально прорекающему через него току, прибором одновременно можно измерять и его.

Указанные соображения позволили сконструировать простой милливольт-наноамперметр, который обеспечивает измерение как малых постоянных и переменных напряжений, так и токов в высокоомных цепях. В исходных положениях переключателей прибор готов к измерению напряжения от 0 до 500 мВ или тока от 0 до 50 нА.

Манипулируя переключателями, верхний предел измерения напряжения можно понизить до 250, 50 и 10 мВ, а тока — до 25, 5 и 1 нА, или повысить каждый из них в 100 раз (при нажатии кнопок «мВ X 100» и «нА X 100»). Таким образом, максимальные измеряемые напряжение и ток ограничены соответственно пределами 50 В и 5 мкА (большие значения могут быть измерены обычными авометром с достаточно большим входным сопротивлением и малым падением напряжения). Входное сопротивление прибора равно 10 МОм при ненажатом или 100 кОм при нажатом кнопочном переключателе «нА X 100». Максимальная частота измеряемых переменных напряжения и тока — не менее 200 кГц.

 Принципиальная схема прибора изображена на рисунке. Он состоит из входного узла (R1, R3, С2, СЗ, SA1, SA2), истокового повторителя (VT1), усилительного каскада (DA1), устройства выбора проделом измерения и рода тока (R9, R16, SA3, SA4) и измерительного узла (VD3, VD6, РА1, С5).

 Истоковый повторитель обеспечивает высокое входное сопротивление прибора, согласно справочным данным ток утечки затвора примененного полевого транзистора может достигать 1 нА, что вроде бы не позволяет измерять ток меньших значений. Однако такой ток утечки возникает лишь при напряжении между затвором и истоком, равном 10 В, а в приборе это напряжение близко к нулю. Поэтому реальные значения тока утечки намного меньше паспортного и можно считать, что входное сопротивление прибора определяется элементами входного узла. Последний представляет собой частотно-независимый делитель напряжения R1–R3, C2, C3. управляемый переключателями SA1 и SA2, расширяющими пределы измерения тока и напряжения до 5 мкА и 50 В соответственно. Диоды VD1, VD2 защищают транзистор VT1 от входных напряжений опасного для него уровня.

 В усилительном каскаде применен ОУ К140УД1Б, обладающий достаточно высоким коэффициентом усиления и хорошими частотными свойствами. Входное сопротивление усилителя – несколько сотен килоом. На неинвертирующий вход ОУ с истока транзистора VT1, поступает измеряемое напряжение. Подстроечный резистор R5 служит для установки нулевых показаний прибора при переключении пределов измерения. ОУ охвачен цепью ООС через измерительный узел и устройство выбора пределов измерения и рода тока.

С помощью переключателей SA3 и SA4 к инвертирующему входу ОУ подсоединяют один из резисторов R9–R16, переключателем SA4 микроамперметр РА1 включают в цепь ООС либо непосредственно (при измерении постоянных напряжения и тока), либо через выпрямитель VD3–VD6 (при измерении переменных величин). Для защиты от бросков тока в момент выключения питания микроамперметр замыкается накоротко секцией SA5.2 выключателя SA5 одновременно с отключением прибора от сети.

В приборе применены резисторы СП5 3 (R5) и МЛТ (остальные), конденсаторы К50-6 (С5, С8, С9), К50-7 (С10, С 11). МБМ, КТ1, БМ (остальные), микроамперметр М2003 с током полного отклонения стрелки 50 мкА. переключатели П2К.

Вместо ОУ К140УД1Б подойдет любой другой с соответствующими цепями коррекции. Транзистор КПЗОЗБ можно заменить на КПЗОЗА или КПЗОЗЖ, вместо диодов Д223, Д104 подойдут любые кремниевые с такими же параметрами, вместо Д18 – (германиевые диоды серии Д2 или Д9 с любым буквенным индексом.

 До монтажа некоторые детали прибора рекомендуется подобрать.

В первую очередь это откосится к резисторам R2 и R3. Их суммарное сопротивление должно быть равно 10 МОм (допускаемое отклонение – нс более ±0,5 %), а отношение сопротивлений R2/R3 – 99. С такой же точностью необходимо подобрать и резистор R1. Для облегчения подбора каждый из названных резисторов можно составить из двух (меньших номиналов). Диоды VD3–VD6 подбирают по примерно одинаковому обратному сопротивлению, которое должно быть не менее 1 МОм.

Далее все детали, кроме резисторов R10, R16, монтируют на платах после этого включают питание и среднем положении движка подстроечного резистора R5 подбором резистора R6 устанавливают стрелку микроамперметра РА1 точно на нулевую отметку шкалы и переходят к калибровке прибора. Вначале на входные гнезда XS1 и XS3 подают постоянное напряжение 10 мВ, и при нажатой кнопке SA>3.1, подбором резистора R10 добиваются отклонения стрелки до последней отметки шкалы. Затем входное напряжение последовательно увеличивают до 50, 250 и 500 мВ и этой же цели добиваются подбором соответственно резисторов R13 (при нажатой кнопке SA3 2), R15 (нажата кнопка SA3 3) и R9 (все кнопки – в положениях, показанных на схеме).

Затем переключателем SA4 прибор переводят в режим измерения переменных напряжения и тока и, последовательно подавая на гнезда XS2, XS3 переменные напряжения 10, 50, 250 и 500 мВ частотой 1 кГц, калибруют прибор подбором соответственно резисторов R12, R14, R16 и R11. В заключение при нажатой кнопке SA2 и входном напряжении частотой 100 кГц проверяют калибровку на одном из пределов измерения переменного напряжения и, если необходимо, корректируют показания прибора подбором конденсатора С2.

 На главную страницу

audio — Частотная характеристика емкостного делителя напряжения и частота среза

Давайте проанализируем эту схему путем осмотра. У нас есть два конденсатора, то есть мы ожидаем передаточную функцию второго порядка. Если нам повезет, ни один полюс не является комплексно сопряженным, поэтому мы можем выразить передаточную функцию как: $$ T(s) = \frac{N(s)}{D(s)}= \alpha\frac{(1+st_L)(1+st_H)}{(1+s\tau_L)(1+s \tau_H)}$$ Прежде всего, мы можем вывести полюса путем осмотра.

Используя сетевую теорему, мы получим постоянную времени, связанную с каждым конденсатором в суперпозиции эффектов, и аппроксимируем доминирующий полюс как сумму двух постоянных времени. Начнем с С2.

^{симулировать эту схему – Схема создана с помощью CircuitLab}

Получаем, что: $$ \tau_{C_2} = C_2 (R_1 // (R_2 + R_3)) = 12,6 мкм с $$

Теперь делаем то же самое для C1:

^{моделируем эту схему}

$$ \ tau_{C_1} = C_1 (R_2 // (R_1 + R_3)) = 26,6 мкс $$

Две постоянные времени довольно близки, поэтому приближение, которое мы собираемся сделать, не будет хорошим, но оно будет дайте нам идею. Можно продемонстрировать, что если две постоянные времени достаточно далеко друг от друга, низкочастотная постоянная времени такой схемы будет: $$ \tau_L \simeq \tau_{C_1} + \tau_{C_2} = 39\infty }} = 0,918\mu s \Rightarrow f_H = \frac{1}{2\pi \tau_H} = 173 кГц $$

Теперь у нас есть оба наших полюса, давайте искать нули. У нас есть ноль, когда на определенной частоте у нас вообще нет никакого сигнала на выходе. Каждый конденсатор вносит ноль в передаточную функцию, и мы можем изучать их с помощью суперпозиции эффектов. Фактически, C1 вводит ноль (не допускает сигнала на выходе) при коротком замыкании. Это означает, что вам понадобится бесконечная частота, чтобы получить ноль от C1. Таким образом, C1 вводит ноль на бесконечной частоте. Давайте проанализируем C2. На какой частоте C2 блокирует попадание нашего сигнала на выход? Если $ C2//R1 = \infty $, то на выходе сигнала нет. $$ \frac{1}{sC_2} // R_1 = \infty = \frac{R_1}{1+sC_2R_1} \Rightarrow 1+sR_1C_2 = 0$$ Это происходит для: $$ s = j\omega = -\frac{1}{R_1C_2} \Rightarrow f_z = \frac{1}{2\pi R_1C_2} = 2,4 кГц $$

Наконец, мы должны учитывать коэффициент усиления по постоянному току, чтобы рассчитать альфу. По сути, у нас есть резистивный делитель, который приводит нас к: $$ \alpha = \frac{R_2}{R_1+R_2} = 0,17 = -15 дБ $$

В итоге мы получили вот такую ​​передаточную функцию: $$ T(s) = \alpha\frac{(1+st_L)}{(1+s\tau_L)(1+s\tau_H)}$$

Итак, в звуковом диапазоне вы начнете с -15 дБ , то вы встретите свой ноль примерно на 2,4 кГц, поэтому ваша передаточная функция будет расти на 20 дБ за декаду, пока вы не встретите свой полюс примерно на 4 кГц, после чего она будет сглаживаться до бесконечности.

Поскольку сингулярности очень близки, ваша реальная передаточная функция будет намного более гладкой, чем эта.

Проверьте здесь график приближения

Надеюсь, это поможет.

Как сопротивление нагрузки влияет на делитель напряжения?

Задавать вопрос

спросил 8 лет, 4 месяца назад

Изменено 8 лет, 4 месяца назад

Просмотрено 4к раз

\$\начало группы\$

Все объяснения, которые я видел до сих пор о делителях напряжения, рассматривают только два основных резистора (которые выполняют «деление») и в значительной степени игнорируют то, что происходит после Vout .

Схемы в пояснениях выглядят примерно так:

В этом примере напряжение на Vout должно быть 2,5 В.

Это действительно создает впечатление, что что бы ни происходило в остальной части цепи, Vout составляет 2,5 В.

Но что произойдет на практике, если я получу что-то, связанное с Vout ? Например, я подключаю некоторые компоненты, и их эквивалентное сопротивление составляет 100 Ом:

Поскольку R2 и R4 подключены параллельно, эквивалентный резистор будет 50 Ом. Если это так, то делитель напряжения действительно работает между резисторами 100 Ом и 50 Ом. т.е. напряжение на Vout будет 1,67В а не 2,5В, как я изначально хотел.

Это действительно так?

Как спроектировать часть, которая подключается к Vout , чтобы не испортить разделитель?

• напряжение
• делитель напряжения

\$\конечная группа\$

2

\$\начало группы\$

Как спроектировать часть, которая подключается к Vout, чтобы не испортить разделитель?

Простой повторитель напряжения:

^{симуляция этой схемы – Схема создана с помощью CircuitLab}

Q1 проводит Vin к нагрузке, пока Vload < (Vdivide - VbeQ1)
Редактировать: Как указал Andy_aka, Vload <= Vdivide - VbeQ1 (~0,7 В)

\$\конечная группа\$

4

\$\начало группы\$

Да, вот как это работает. Нагрузка должна иметь очень высокий импеданс, чтобы она не влияла на деление напряжения. Буфер OP может использоваться между R2 и R4.

Возможно, здесь можно использовать стабилитрон в качестве делителя напряжения. Эта картинка взята с сайта http://www.electronics-tutorials.ws/diode/diode_7.html, который поясняет это далее.

В зависимости от используемого стабилитрона напряжение Vz будет (при правильных обстоятельствах) одинаковым независимо от нагрузки Rl, подключенной к цепи.

\$\конечная группа\$

\$\начало группы\$

Да, это действительно так — нагрузка появляется как резистор параллельно нижнему резистору делителя напряжения.

Делители напряжения следует использовать только для подачи опорного напряжения на нагрузку с высоким импедансом.

Они очень неэффективны при использовании для подачи пониженного напряжения на нагрузку с низким импедансом, поскольку ток через делитель должен в десять раз превышать ток, подаваемый на нагрузку, чтобы поддерживать напряжение нагрузки в разумных пределах.