Заблуждения (вы — нищеброд! А я — слышу)

          Не секрет, что знания (в широком смысле) есть субъективный образ реальности. В более узком смысле знания трактуются как обладание некоей объективной (проверенной) информацией, позволяющей решить конкретную задачу.
         Насколько объективен ваш образ реальности?
      Попробуйте проанализировать, какая часть ваших знаний получена истинным путём, т.е. либо из вашего непосредственного опыта, либо как результат вашего мышления, опирающегося на основополагающие истины и научно обоснованные понятия.
    Это и будет то непреложное, на что вы можете полагаться при выборе аппаратуры. Остальные примерно 80-99% всех чужих пара-квази-анти-лже-псевдо-как-бы знаний, полученных из сфабрикованных статей, обильно снабжённых потрясающей красоты картинками, шестизначными ценниками и крайне субъективными словоизвержениями экспертов – одиночек я предлагаю вам незамедлительно забыть.
Но навсегда запомнить, что Научные объяснения направлены на сознание. А реклама всяких дорогих аудиофильских штучек действует на подсознание. Гораздо более эффективно действует, человеку трудно идти против своей веры. В общем, берегите, люди, голову!

    В сущности, почти все, что мы считаем своим знанием почерпнуто из того, что под руку или прямо в уши из эфира попало. Мы сызмала и самым примитивным образом становимся жертвами маркетинга, паствой профессиональных и хорошо оплачиваемых «гуру». Нам много рассказали о тонкостях звучания того или иного кабеля, о всевозможных влияниях помех из сети, об ошибках при чтении лазерных дисков, джиттере……..о великом множестве процессов, которые должны влиять на звук.

     Мы теперь точно знаем, чтО именно должно влиять! Но каковы эти влияния в численном выражении, и самое главное, можем ли мы это услышать?! Об этом нам как-то не сообщили.
    Напомню, что влияния, схожие по результату, складываются как корень из суммы квадратов. 5% и 1% дадут не 6%, а всего 5.099%. Говоря иначе, при анализе каких бы то ни было влияний нужно знать хотя бы порядок их малости. Иначе мы просто обречены быть Дон Кихотами! Страшилок и ветряных мельниц Адепты Тайного Знания понапридумывали очень много…

    Я не против эзотерики и даже некоторых суеверий, поскольку (как и все мы в этом мире) не обладаю всеобъемлющей полнотой картины! Напротив, я стараюсь во всём найти рациональное зерно; однако некоторые вещи я знаю очень хорошо.

    Итак, Страшилки, простите, наши типичные заблуждения

000.  О «мёртвости» и «скучности» неокрашенного звучания
00.  О «огрехах» звукорежиссуры
0. Об «аудиофильских» компонентах
1.  О том, что высокая степень интеграции отрицательно сказывается на звучании.
2.  Качество питания, нужность супер-стабилизаторов с брендовыми конденсаторами
3.  О вреде отрицательной обратной связи (ООС)
3.1 О «уникальности» качества усилителей без ООС
4.  О необходимости длительного «прогрева» аппаратуры
5.  О «неважности» гармонических искажений.

                   Заблуждение Заблуждений, №000
          О «мёртвости» и «скучности» неокрашенного звучания
     Существует расхожее мнение, что точная аппаратура быстро надоедает своим однообразным и идеализированным звучанием.
     Это безусловно было бы так, если бы со студий звукозаписи выходил всегда одинаково «стерильный», и «стандартный» звук. Конечно, никакого стандартного звука не существует! Все без исключения музыканты стремятся придать звучанию «свой», желательно легко узнаваемый почерк и окраску, многие из них используют только любимые, затёртые до дыр примочки, положение ручек на которых хранят в строжайшем секрете и не показывают даже жёнам! Звукорежиссёры от них не отстают, ибо никому не хочется быть незаметным роботом.

Но увы, всегда находятся желающие утверждать, что все потуги вышеперечисленных людей пустая трата времени без их чудесного «тёплого» звука! Неясно только, с чего это они решили, что звук изначально «холодный».
Право же, не стоит обменивать великое разнообразие и индивидуальность возможных звучаний на единственный, пусть даже приятный для слуха звук!

                     Заблуждение №00
                   О «огрехах» звукорежиссуры
     Часто пишут, что высокое разрешение аппаратуры позволяет услышать много того, чего слышать не стоит, например огрехи звукорежиссуры или скрип стульев в концертном зале; и что вместо музыки получается урок анатомии.
     Как говорится, волков бояться — в лес не ходить… По своему опыту могу сказать, что слышать недостатки записи мне не очень приятно, однако не слышать её достоинств неприятно вдвойне!!!
     Достоинства же случаются самые разные, мне например в некоторых моментах очень приятны сильнейшие искажения и другие фишечки от того же Alana Parsonsa, хотя кто-то назовёт их отвратительными. А его ремастированные 24-х битные записи — это вообще что-то, эти фишечки образуют замечательнейшее звуковое полотно и начинают жить своей жизнью. И особенно важно, чтобы фишки дошли до вашего слуха «как есть», потому что у окрашенных

ещё и в вашей аппаратуре у них есть шанс стать просто мусором.
     То, что на аппаратуре не очень качественной слышится как мусор, на самом деле часто оказывается очень даже живыми, стильными и необычными звуковыми событиями. И бесполезно спорить, действительно ли это огрехи или специально так записано, для красоты.
      Ну а если нам всё это надоест, всегда можно послушать МР3 битрэйт 64 или net-радио, там-то уж точно никаких огрех звукорежиссёра не услышим, всё однозначно, ноль от единицы отличим!

                     

Заблуждение №0
                   Об «аудиофильских» компонентах
      Воистину плодороднейшая почва для спекуляций.
Производители этих компонентов не останавливаются ни перед чем, лишь бы человек ПОВЕРИЛ. Ибо вера эта — золотое дно.

Вера — признание чего-либо истинным, часто — без предварительной фактической или логической проверки, единственно в силу внутреннего, субъективного непреложного убеждения, которое не нуждается для своего обоснования в доказательствах, хотя иногда и подыскивает их.

     Массовая вера должна быть проста и понятна, поэтому строится на примитивных утверждениях типа

            «Всё гениальное просто»
                             или
         «Дорогие детали облагорарживают звук».
       Как происходит, спросите вы, что умные и образованные люди
                становятся вдруг верующими аудиофилами?!
Ответов несколько, и все они на поверхности
1. Внушаемость человека, порождённая тягой к прекрасному и подстёгиваемая тысячей «чудесных примеров», придуманных дипломированными маркетологами.
2. Чем суровей наказанье, тем искуснее обман. /Александр Манухин/ …… А если обман вообще ненаказуем?!
3. Ложь, повторенная тысячу раз, становится правдой. (Йозеф Геббельс).
     Так устроено наше подсознание, увы.
          Вдобавок:
—    Факт, согласно которому качество работы интегрального УМ, например, на 70-80% определяется его принципиальной схемой, и только на оставшиеся 20-30% элементной базой — благоразумно умалчивают.
—     Реалии этого мира подменяются подсознательно желанной красивой сказкой. А в сказках должны быть свои злодеи, например, Дешёвые Конденсаторы и свои герои, например, Аудиофильские Лампы.

     Вера в эти сказки не даёт очнуться и вспомнить, что самые лучшие автомобили, например, очень и очень сложны, а их стоимость наполовину состоит из стоимости чертежей, над которыми годами трудились инженеры — разработчики.

    То же самое можно сказать и о микросхемах, за квадратным миллиметром кристалла скрывающих труд поколений инженеров и космические технологии, и о высококлассных усилителях, самая дорогая «деталь» которых — это «бумажное» качество их принципиальной схемы.
    Напоказ такие штуки не выставишь (слишком уж это непонятно для большинства), и ходовая часть всегда скромно скрывается «под капотом».
       Курьёзных примеров много, но до верующих в чудесные компоненты эти примеры просто не доходят — блокируются подсознанием.
     Другое дело, например, красота и мощь паровоза! Огромный котёл (источник питания), невероятного размера раскалённые цилиндры (лампы или радиаторы с голову) и 100 тонн железа никого не оставят равнодушными! Тут уж всякому ясно — вещь!

Отсутствие поршневых колец — никого не смущает, только добавляя пара антуража!

Здесь развенчаны мифы о конденсаторах. Необыкновенно, профессионально, красиво.

                                   Заблуждение №1
 О том, что высокая степень интеграции отрицательно сказывается на звучании.
Производители аппаратуры навязывают мысль о том, что для достижения хорошего результата категорически необходимо иметь отдельные компоненты, соединенные мудрёными шнурами. Соглашусь, это хорошо для человека с толстым кошельком, и совершенно здОрово для самогО производителя. 

Однако можно привести пример, когда даже в очень хорошей аппаратуре отлично уживаются и импульсный блок питания, и развесистая цифровая часть, и высококлассные ЦАП и АЦП, и даже микрофонные предусилители. Речь сейчас идёт о профессиональном микшерном пульте.
Просто инженер – разработчик хорошо знал, что и как можно делать, а чего и почему нельзя.

                                   Заблуждение №2
          Качество питания, нужность супер-стабилизаторов с брендовыми конденсаторами.
    Надувательство в этом вопросе достигло невероятного размера.
Любой грамотный электронщик вам скажет, что например, для операционного усилителя необходимо и вполне достаточно соблюсти требования референсного дизайна. А в нём можно увидеть только 10mkF тантал плюс 0.1mkF керамику плюс иногда 1 — 10nF NP0 для особо трепетных. ВСЁ!
Гораздо более важно грамотно и аккуратно трассировать землю и питание.
    Для примера, подавление помех по питанию современного операционного усилителя на частоте 20кГц минимум раз 300, а у хороших 3000 и выше. На рисунке слева приведены графики для OPA604, подавление пульсаций 1000раз, а справа – хороший ОУ, подавление пульсаций 20000 раз на частоте 20кГц.

    Подавление пульсаций в обычном выходном каскаде усилителя мощности минимум раз 50. 
            О питании усилителей мощности.
    Блок питания состоит из диодного выпрямителя и сглаживающих пульсации конденсаторов. Для усилителя с глубокой отрицательной обратной связью (ООС) необходима и достаточна ёмкость около 15000mkF на канал на 4 Ома. При этом пульсации составят около 10%. Шесть 8 – омных каналов потребуют 50000mkF. Все, что больше – это маркетинг.
    Качество самых распрекрасных электролитических конденсаторов на высоких частотах всё равно абсолютно недостаточное и их необходимо шунтировать керамическими (до них маркетологи пока что не добрались). Чтобы улучшить подавление пульсаций в 2-5 раз, можно конечно и поставить намного больше самых хороших конденсаторов.
     А что делать, если нужно улучшить в 1000 раз, как это, по-хорошему, и требуется?! Таких больших конденсаторов ещё не придумали! Вот тут-то на помощь и приходит Схемотехника. Можно очень долго махать над больным дохлой курицей, извините, рекламным проспектом с конденсаторами, а можно просто дать ему нужную таблетку. А лучше две.
     Имя первой – отдельный фильтр для питания входных каскадов (с конденсаторами отнюдь не гигантскими).
     Имя второй – отрицательная обратная связь. Для неё, при выполнении потребных условий устойчивости, что 5 раз, что 50000…При глубине ООС на низких частотах порядка 5000 раз уже совершенно безразлично, какие конденсаторы у вас в фильтре питания.
Гораздо более важно грамотно и аккуратно, повторюсь, трассировать землю и питание.

            Об электромагнитной атмосфере.
В пространственно-разнесённых системах с уймой межблочных соединительных кабелей проблема питания действительно встаёт довольно остро, и требуется хорошее качество первичного питания (помехи бытовой электросети, ВЧ помехи от СВЧ печек, мобильных телефонов, УКВ радиостанций).
    Чем развесистее выша система, тем хуже с её питанием. И с чувствительностью к «внутренним» электромагнитным помехам, кстати, тоже. Например, обычный (не свитый) межблочный кабель способен «наловить» до -80 дБ гармоник сети от поля рассеивания мощного тороидального трансформатора усилителя мощности. Причем этот фон может не зависеть от положения регулятора громкости! И уж точно не будет зависеть от наличия или отсутствия сетевого супер-стабилизатора.

Вообще, когда вам говорят про то, что что-то лучше, что-то хуже, неплохо бы поинтересоваться насколько в процентах это «хуже» хуже того, что «лучше». И заодно спросить красивоговорящего, действительно ли только в цене заметно это «улучшение»   Задайте как-нибудь такие вопросы, реакция бывает крайне любопытной.

                                   Заблуждение №3
          О вреде отрицательной обратной связи (ООС).
Очень часто потребителя заочно считают чайником, а производитель пафосно сообщает: «наш усилитель без обратной связи». Любой инженер знает, что это ложь.
    Не бывает усилителей без обратной связи вообще! Она есть всегда, в частности внутри отдельно взятого транзистора или лампы. Это научный факт. В этом случае она является местной.
    Принцип, на котором базируется ООС в высшей степени универсален и существовал задолго до появления электроники и нас с вами; на нём основана работа всего сущего — от клеток до экосистем — для поддержания гомеостаза. Вы лично пользуетесь им каждую миллисекунду, чтобы, например, ходить, да что там, чтобы просто не пронести ложку мимо рта!
Проиллюстрирую как работает ООС в простом 2-х каскадном усилителе.

    Основной параметр ООС — её глубина. Под глубиной понимают «запас» усиления.
Для схемы выше коэффициент усиления К=9,90099, а «запас» усиления (глубина ООС) около 100 раз.
В эти 100 раз ООС и улучшает парамерты «нелинейного усилителя».
    Применимость принципа ООС и максимальная её глубина ограничиваются только устойчивостью, не существует никакой «оптимальной» глубины ООС.
    Из теории устойчивости известно, что чем бОльшей глубины ООС мы хотим достичь, тем большего быстродействия мы обязаны добиться. Разработка устойчивых широкополосных схем с большим усилением – это технически весьма и весьма сложная задача. Видимо поэтому разработчики, которые не в состоянии преодолеть такую техническую проблему коммерчески целесообразным способом, и объявляют общую ООС злом. И, в первую очередь отсюда желание «отделаться» местными ООС и ограничить глубину общей.
    Вокруг общей ООС всегда очень много разговоров, обычно эзотерически наполненных и технически безграмотных. Но даже технически грамотные Спорящие обычно не могут признаться друг другу в том, что же является их конечной целью.
На мой взгляд, если человеку надо максимально достоверно передать сигнал, то у него просто не остаётся другого выхода, как применить ОС, обычно общую и возможно большей глубины. Если же хочется чего-то додумать, исказить, приукрасить, то от ООС придется отказаться или сильно ограничить её глубину, применить уже дорогущие супер-конденсаторы, слава Hi-End-у, простор для творчества широк.

Для слуха обычного человека, действительно, разговор грамотных людей о ООС может показаться ну пОлной профанацией.  Применяются термины вроде «частота единичного усиления», «запас по фазе», «петлевое усиление», «корректирующее звено», «сигнал ошибки» и т.п. Попахивает какой-то наукой, от которой хай-ендщики (а большинство из них не обременены глубокими техническими знаниями, т.е. являются в техническом смысле обычными людьми) бегут как от чумы, и где-то в глубинах сознания рождаются смутные сомнения… Хорошо, если они выходят наружу в форме научного интереса и желания разобраться. И плохо, если заседают внутри, рождая уже панический страх или фобию.
Подробнее о ООС здесь

                                   Заблуждение №3.1
          О «уникальности» качества усилителей без обратной связи
    Повторюсь, не бывает усилителей вообще без обратной связи; например, в схеме эмиттерного (истокового, катодного) повторителя, по которой собрано 99,5% всех выходных каскадов присутствует 100%-я местная ООС по току. Проще говоря, местная ОС является неотъемлемым свойством любого усилительного каскада, и говорить о её вредности просто глупо.
 
     Самое время разобраться, чем же общая ОС отличается от местной. 
     1. И в том, и в другом случае часть напряжения (тока) с выхода усилителя подаётся в противофазе на его вход.

     2. И в том, и в другом случае используются схожие схемотехнические решения, обычно разница только в номиналах резисторов, которые и определяют глубину местных ОС.

     3. Местная ОС лианеризует каскад усиления, но лишь до определённого предела, около 0.05 – 0.2% общих гармонических искажений. Ограничения накладывают физические свойства активных элементов. Общая ООС свободна от этого принципиального ограничения. 

     4. Сдвиг фазы в схеме без ОООС совершенно неопасен, поскольку не может превышать 90 градусов для каждого каскада, и условие устойчивости соблюдается автоматически. В схеме с ОООС, состоящей из нескольких каскадов этот фазовый сдвиг «накапливается»,  и это является единственным ограничением на глубину ОООС. Подробнее здесь.

И, если верить эзотерикам, звук «убивает» только общая ОС, но никак не местная, что позволяет локализовать проблему именно в сдвиге фазы.
     Интересно, что фазовый сдвиг в усилителе понятие в некотором смысле виртуальное и для звуковых частот никак не связано с задержкой распространения сигнала во времени, от которой на самом деле очень зависит качество работы ОООС. Задержка, эквивалентная сдвигу фазы 90 градусов на частоте 20кГц – примерно 12 мксек, и никакой, даже самый медленный усилитель такой задержкой не обладает. Для сравнения, в ES6.2 задержка от входа до выхода составляет 60 нсек, т.е. в 200 раз меньше. Соответственно, общая ООС в нём работает совершенно так же, как и любая местная.

     Итак, общая ООС ничем принципиальным от местной не отличается, за исключением количества охватываемых каскадов, и фазового сдвига, который «накапливается». Различие и вовсе исчезает, если построить усилитель так, чтобы сдвиг фазы от входа до выхода в звуковой полосе частот был невелик.
 
        Но вернёмся к качеству усилителей без ООС.    &n

Обзор схемотехнических решений, усилители напряжения без ООС » hifisound.com.ua

В последнее время внимание разработчиков УМЗЧ все больше привлекают усилители без общей отрицательной обратной связи (ОООС). Для реализации таких усилителей необходимы решения, позволяющие максимально линеаризовать каскады усиления, как напряжения, так и тока, до величины коэффициента гармоник не более 0,5%.
В этом случае усилитель напряжения (УН) желательно запитывать от стабилизированных источников питания с напряжением на 5…15 В большим питания выходного каскада (ВК). Такое решение позволит снизить искажения УН до разумных пределов во всем диапазоне выходных напряжений УМЗЧ.
Коэффициенты усиления по напряжению большинства УМЗЧ находятся в пределах 10…30 (20…30 дБ). Если учесть, что выходной каскад чаще всего работает в режиме буферного повторителя, то этот коэффициент усиления должен обеспечивать усилитель напряжения.
Для того чтобы все исследуемые далее каскады были примерно в одинаковых условиях, в качестве нагрузки используют сопротивление 20 кОм (типовое входное сопротивление выходного каскада УМЗЧ). Полное напряжение питания возьмем также одинаковым и равным 80 В (это напряжение двухполярного источника ±40 В).
Однотактные усилители исследуют с коэффициентом усиления равным 10 раз или 20 дБ. При встречной динамической нагрузке такие каскады дадут усиление вдвое больше, т.е. 20 или 26 дБ.
Для обеспечения средней точки в схемах используют генераторы стабильного тока и стабилитроны в качестве источников опорного напряжения.
Для начала рассмотрим каскады, пригодные для применения в усилителях с однополярным питанием.
1. Известно, что из всех каскадов усиления напряжения наименьшие искажения вносит дифференциальный каскад (ДК) (рис.1).
Коэффициент усиления по напряжению равен:
Кu=RЗ/(R2+R4)=20к/( 1 к+1 к)=10.
Благодаря глубокой местной ООС нелинейные искажения, вносимые усилителем при выходном напряжении 10 В, равны 0,012% и 0,1 % при выходном напряжении 30 В. Благодаря специфике работы каскада нелинейные искажения на выходах плеч ДК в значительной степени взаимно компенсируются.
2. В качестве следующего каскада усиления рассмотрим каскад с общим эмиттером (ОЭ) (рис.2). При глубокой местной ООС с помощью высокоомного резистора в цепи эмиттера, он вносит искажения при тех же выходных напряжениях, соответственно 0,027% и 0,14%. А это в 1,5-2 раза больше, чем искажения ДК.
При токе коллектора 2 мА на резисторе RЗ происходит падение напряжения около 4 В. Напряжение на конденсаторе С2 с учетом падения напряжения на переходе Б-Э равно около 5 В. При усилении 20 дБ (10 раз) чувствительность усилителя равна примерно 3,5 В (амплитудное или пиковое значение). Таким образом, для отрицательной полуволны сигнала имеем запас почти в 1,5 раза.

Такие же каскады только в зеркальном включении со встречной динамической нагрузкой использованы и в усилителе [1], в котором в качестве выходного каскада использован усилитель с компенсацией нелинейных искажений [2].

 

3. Иногда с целью повышения входного сопротивления вместо одиночного транзистора используют составной транзистор Дарлингтона (рис.3).

Искажения, вносимые усилителем при выходном напряжении 10 В, равны 0,065%, а при выходном напряжении 30 В — 0,5%. Как видим, вопреки ожиданиям, искажения каскада возросли более чем в 2 раза по сравнению с каскадом на одиночном транзисторе. При попытке увеличить ток коллектора входного транзистора искажения возрастают еще больше.

4.  В [3] приведен способ снижения искажений такого каскада за счет использования второго транзистора в качестве усилителя сигнала ошибки (рис.4). В этом случае сопротивление нагрузки разбивается на 2 резистора и R5. Основным усилителем служит транзистор Q1. Сигнал ошибки снимается с резистора R2, усиливается транзистором Q2 и подается в часть нагрузки на резистор R5.
Для компенсации искажений должно выполняться условие: Кu=Р4/Р2=Р5/ПЗ. Более детально этот прием описан в [3]. Искажения, вносимые модифицированным каскадом, равны 0,006% при выходном напряжении 10 В и 0,07% при напряжении 30 В. Недостатком этого способа компенсации искажений являются определенные трудности для реализации в зеркальном каскаде со встречной динамической нагрузкой.
5. Еще одно решение по мотивам [3] показано на рис.5.

Транзистор Q1 выполняет одновременно две функции: каскада усиления с общим эмиттером и сумматора основного тока каскада усиления и тока каскада компенсации искажений на транзисторе 02.
На транзисторе Q3 и стабилитроне D2 организован источник стабилизированного отрицательного напряжения. Ток эмиттера этого транзистора определяет резистор R5
Благодаря тому, что номинал резистора R6 равен номиналу R5, при отсутствии ошибки усиления переменное напряжение на нем будет повторять входное напряжение, которое через конденсатор С1 также поступает и в базу транзистора Q2. При малейшем отклонении тока выхода от номинального на переходе Б-Э транзистора Q2 формируется сигнал ошибки, который им усиливается, и выходное напряжение транзистора Q1 линеаризуется.
Так как искаженный сигнал поступает в эмиттер транзистора Q2, то по сигналу ошибки он работает с общей базой и не инвертирует сигнал. Таким образом, активная компенсация нелинейности усилительного прибора достигается выделением сигнала ошибки с последующим его преобразованием в ток, суммируемый с током выходной цепи каскада.
На работе транзистора Q2 благоприятно сказывается то, что он работает со следящим питанием. С помощью подстроечного резистора R2 выставляют половину напряжения питания на коллекторе транзистора Q1.
Коэффициент усиления по напряжению определяет соотношение сопротивлений резисторов:
Кu=R4/R5.
Искажения, вносимые усилителем, при выходном напряжении 10 В равны 0,02% и 0,055% при выходном напряжении 30 В. Разумеется, это не предел. Для дополнительного снижения искажений необходима кропотливая настройка режимов.

6. В качестве следующего каскада, пригодного для работы в УМЗЧ с двухполярным питанием, рассмотрим комбинацию, состоящую из ДК и каскада с общей базой (ОБ) (рис.6).

Коэффициент усиления по напряжению равен: Кu=RL/(R2+RЗ)=20к/( 1 к+1 к)=10. Несмотря на то, что к ДК добавлен дополнительный каскад усиления, искажения в выходном сигнале такие же, как и в отдельном ДК (рис.1). Причем практически нет разницы, с какого плеча ДК снимать сигнал. В данном варианте УН инвертирующий. Если использовать для снятия сигнала второе плечо ДК, то получим неинвертирующий УН.

7. Более простой УН можно получить, если применить «ломаный каскод» (рис.7). Также, как и в ДК, связь между каскадами токовая. В таком каскаде приращение тока коллектора входного транзистора приводит к такому же уменьшению тока выходного транзистора и наоборот. Минимальных искажений можно ожидать при равенстве токов обоих транзисторов.
Коэффициент усиления по напряжению равен: Кu=R4/R2.
Нелинейные искажения, вносимые этим каскадом, примерно вдвое больше, чем ДК, и при выходном напряжении 10 В равны 0,05% и 0,2% при выходном напряжении 30 В.
К достоинствам рассмотренных каскадов можно отнести их широкополосность, устойчивость к самовозбуждению, чрезвычайно малые искажения при малых уровнях выходного сигнала, а также их плавное нарастание с ростом выходного напряжения. Спектр искажений ограничен гармониками низшего порядка (преимущественно второго и третьего).
Благодаря применению генераторов тока в эмиттерных цепях, режимы большинства каскадов по постоянному току хорошо стабилизированы.
Недостатком таких каскадов является высокое выходное сопротивление, требующее использования высоколинейного ВК с высоким и стабильным входным сопротивлением, а также несимметричное входное сопротивление.
Устранить отмеченные недостатки и получить дальнейшее снижение всех видов искажений позволяет зеркальное выполнение каскадов. Входное сопротивление таких каскадов теоретически стремится к бесконечности и практически определяется резистором, включенным между входом и общим проводом.
8. В качестве примера на рис.8 показано оригинальное решение УН из [3].

Условие компенсации искажений в выходном сигнале выражается равенством:

2Rэ =R5+R6+R7,

где Rэ — эмиттерные резисторы R1-R4.
Резисторы R5, R6 выбраны из условия примерного равенства токов коллектора транзисторов Q9-Q12.
Усиление каскада по напряжению определяется выражением:
Кu=РL/(R5+2R7)=20000(200+2х200)= 20000/600=33,3 раза.
Реальный же коэффициент усиления примерно на 5 дБ выше, так как формула не учитывает вклад в усиление транзисторов 01, 02.
Описанный усилитель имеет искажения при выходном напряжении 10 В равные 0,0016% и при выходном напряжении 30 В — 0,016%.

9. При практической реализации в качестве генераторов тока можно использовать токостабилизирующие диоды [4]. Для поддержания нуля на выходе УМЗЧ необходимо использовать интегратор.
Учитывая, что встречная динамическая нагрузка сама по себе обладает свойствами взаимной компенсации нелинейностей противоположных плеч каскада, был разработан простейший ка­скад на встречном «лома­ном каскоде» (рис.9).

При отсутствии токостабилизирующих диодов их можно заменить типовыми схемами генераторов тока (рис.10).

Для поддержания нуля на выходе использован интегратор. В окончательном варианте УМЗЧ сигнал на интегратор следует подавать с выхода УМЗЧ. Помимо поддержания нуля на выходе интегратор обеспечивает низкое выходное сопротивление на инфранизких частотах, что улучшает демпфирование НЧ громкоговорителей.
Коэффициент усиления по напряжению равен соотношению:
Ku=2RL/R1=2x20k/2k=20 или 26 дБ.
Искажения, вносимые усилителем, при выходном напряжении 10 В равны 0,002% и 0,014% при выходном напряжении 30 В, что практически не уступает более сложной схеме [3].

10. Теперь исследуем УН усилителя [7] (рис.11). С целью упрощения схемы генераторы тока ДК, выполненные на транзисторах, заменены токостабилизирующими диодами.

Входной каскад выполнен ДК по зеркальной схеме. Входной сигнал преобразуется в ток, который с выхода зеркального ДК поступает на масштабные отражатели тока Вилсона, работающие со встречной динамической нагрузкой. Коэффициент усиления по напряжению равен 34 дБ при полосе пропускания 8 МГц. Так же, как и в предыдущих зеркальных схемах, коэффициент передачи можно регулировать сопротивлением нагрузки RL. В данном случае оно равно 3 кОм.
Литература
1. Хорошев В., Шадров В. УМЗЧ без общей ООС // Радио. — 1989. — №9.
2. M.J. Hawksford, Distortion correction in audio power amplifiers, Journal Audio engineering society, Vol. 29 №1,2, 1981 January/February.
3. Кулиш M. Линеаризация каскадов усиления напряжения без ООС // Радио. — 2005. — №12.

Александр Петров, г. Минск

⚡️Усилитель звука без общей ООС

Мысли о трансформаторе в усилителе мощности низкой частоты [1] в конце концов должны были воплотиться в конкретный трансформаторный усилитель. И если на словах все очень просто два повторителя, а между ними повышающий трансформатор, то на деле для получения высококачественного усилителя необходимо учесть и некоторые особенности использования трансформатора.
Известью, что для хорошей передачи низких частот необходима повышенная мощность трансформатора, что обеспечивает отсутствие насыщения сердечника и снижает искажения сигнала. Формула для определения индукции в магнитопроводе:

где U1, — напряжение первичной обмотки. В;
f — частота сигнала, Гц;
S — активная площадь сечения
магнитопровода , см²;
W1 — число витков первичной обмотки.

Из формулы видно, что для уменьшения насыщения сердечника трансформатора необходимо увеличивать S и W1. Если учесть, что материал магнитопровода (электротехническая сталь) начинает насыщаться при индукции около 1,15 Тл, то для любого трансформатора, зная число витков первичной обмотки и сечение магнитопровода, можно рассчитать допустимое напряжение U1 на различных частотах, которое может быть трансформировано без насыщения магнитопровода и связанных с ним повышенных искажений.

Для трансформатора ТВК-110 при использовании в качестве первичной низковольтной обмотки (сопротивление по постоянному току — 27.5 Ом) расчетное напряжение на частоте 40 Гц составляет 18 В. Этого вполне достаточно для усиления входных сигналов с проигрывателя компакт-дисков (ПКД) даже с НЧ-коррекцией (до 10 дБ).

Любой реальный трансформатор всегда имеет паразитные параметры: индуктивность рассеяния и собственную емкость обмоток. Под их воздействием коэффициент трансформации в диапазоне звуковых частот может изменяться, и результирующая передаточная характеристика трансформатора становится нелинейной.

Для повышения мощности в широкой полосе частот необходимо нагрузить вторичную обмотку на оптимальное сопротивление, которое желательно подобрать экспериментально. Чтобы устранить влияние последующих каскадов на нагрузочное сопротивление трансформатора, используется двухтактный буферный повторитель между вторичной обмоткой и выходными усилителями тока.

Данный усилитель звука разрабатывался для акустической системы закрытого типа, поэтому во входной предусилитель введена пассивная RC- цепь низкочастотной коррекции АЧХ, параметры которой подбираются под конкретную акустическую систему. С учетом вышеизложенного разработан УМЗЧ с трансформаторным усилителем напряжения и транзисторным усилителем тока с режимом класса “А+” (2].

Входной сигнал через ФНЧ R2-C1 (рис.1) с частотой среза около 100 кГц поступает на предусилитель на ОУ DA1.1 с регулируемым с помощью “подстроечника” R4 коэффициентом усиления. К выходу предусилителя подключена пассивная цепь низкочастотной коррекции АЧХ R6-C3 для компенсации снижения отдачи акустической системы (АС). Если АС фазоинверторного типа, необходимость в коррекции отпадает, и цепочка R6-C3 не устанавливается.

Однотактный усилитель тока состоит из буферного повторителя на ОУ DA1.2, эмиттерного повторителя на VT1 и выходного каскада на транзисторе VT2, нагруженного на активный источник тока на VT3. В качестве транзистора VT2 вместо биполярного можно установить полевой типа IRF540. Ток покоя выходного каскада задается резистором R12 и при указанном номинале составляет около 120 мА.

Балансировка нуля на выходе усилителя тока осуществляется охватом его отрицательной обратной связью через интегратор на DA2, который одновременно обеспечивает низкое выходное сопротивление на низших частотах вплоть до постоянного тока. Непосредственное подключение первичной обмотки трансформатора к выходу усилителя тока без разделительного конденсатора обеспечивает отсутствие резонансных явлений и связанных с ними искажений.

Использование однотактного усилителя тока во входном предусилителе объясняется желанием улучшить спектр гармонических искажений добавлением четных гармоник, которые в большей степени, чем нечетные, подавляются отрицательными обратными связями в предыдущих каскадах.

Для оптимального согласования выходного сопротивления усилителя тока и первичной обмотки трансформатора установлен токоограничивающий резистор R13, подбором сопротивления которого уменьшаются искажения на низких частотах.Вторичная обмотка трансформатора также напрямую подключена ко входу двухтактного повторителя на транзисторах VT4…VT9.

Нагрузочное сопротивление обмотки R14 подбирается по минимальным искажениям АЧХ в области высоких частот.
Балансировка нуля на выходе повторителя не производится, поэтому следующие каскады выходных усилителей тока подключаются через разделительные конденсаторы СЮ и С11.

При этом необходимо выполнение условия С11>С10, чтобы полоса пропускания на низких частотах в канале следящего питания была не уже, чем в основном канале усилителя тока. В оконечные усилители тока с режимом класса “А” (рис.2) внесены небольшие изменения по сравнению с исходной схемой, приведенной в [2].

В усилителе введены дополнительные низкоомные резисторы R36…R39 в базовые цепи транзисторов для повышения устойчивости. Выходные транзисторы заменены на импортные. В связи с тем, что транзисторы SA1302 и SC3281 имеют малый разброс параметров, они включены попарно в каждом плече выходного каскада. Сопротивления резисторов в эмиттерных цепях увеличены в 2 раза.

Стабилизация тока покоя выходных транзисторов выполнена на оптроне VU1 для одной пары, а другая пара поддерживает автоматически примерно такой же ток. Для повышения точности поддержания нуля на выходе УМЗЧ интегратор DA3 выполнен на прецизионном ОУ К140УД17. В усилителе тока с режимом класса “В” (рис.3) сделаны изменения, предложенные в [2]: использован токовый шунт на транзисторах VT24 и VT25 для повышения термостабильности тока покоя и демпфирования переключательных искажений.

Заменены резисторы на диоды VD5 и VD6 в эмиттерных цепях транзисторов VT21 и VT22, а также введены ограничительные диоды VD3 и VD4 во входные цепи интегратора DA4. Схему предлагаемого УМЗЧ можно существенно упростить, если отказаться от режима класса “А” в выходном усилителе тока. Тогда акустическая система подключается к выходу усилителя тока с режимом класса “В”, а для снижения заметности переключательных искажений можно перевести его в режим “АВ”.

Для этого достаточно уменьшить сопротивления резисторов в эмиттерных цепях выходных транзисторов R61, R62, R65, R66, R69, R70 с 1 Ом до 0,33…0,1 Ом в зависимоети от желаемого тока покоя. Мощность рассеяния этих резисторов необходимо повысить до 1.. .3 Вт.

Блок питания УМЗЧ использован аналогичный описанному в [1], только трансформаторы на все напряжения раздельные. Транзисторы VT1… VT3 оконечного каскада входного предусилителя зувка (рис.1) запитаны напряжением ±17,5 В с конденсаторов сглаживающего фильтра (перед стабилизаторами напряжения ±15 В). Емкость этих конденсаторов увеличена до 4700 мкФ.

Элементы усилителя размещены на пяти печатных платах. На первой из них (рис.4) находится предварительный усилитель (рис.1). Микросхема интегратора DA2 установлена на отдельной маленькой макетной платке и закреплена на теплоотводе транзисторов VT2, VT3 Теплоотвод представляет собой пластину из алюминия толщиной 3.5 мм и размерами 90×55 мм.

Усилитель тока с режимом класса ‘А’ (рис.2) расположен на плате размерами 120×65 мм, приведенной на рис.5 Резистор R35 составлен из двух, включенных параллельно (сопротивлением 27 и 24 Ом). Резисторы R42, R43, R46, R47 уста на впиваются при необходимости. Они запаиваются со стороны печатных проводников.

Чертеж платы усилителя тока с режимом класса представлен на рис.6. Диоды VD7, VD8 запаиваются со стороны проводников (изолированной стороной корпуса к плате). Питание интегратора 0А4 (±15 В) осуществляется от отдельных параметрических стабилизаторов (R74-VD9, R75-VD10.

И наконец, плата двухтактного повторителя на транзисторах VT4.. .VT9 (рис 1) представляет собой (по топологии) часть платы усилителя тока (рис.5, транзисторы VT10 . . .VT15) с соответствующей заменой элементов. Для того чтобы выявить роль трансформатора в усилении звукового сигнала, сравнительные прослушивания проводились с этим же УМЗЧ, в котором в одном канале трансформатор был заменен на ламповый усилительный каскад с динамической нагрузкой SRPP [3].

Качество звукоусиления такого каскада, выполненного на лампе 6Н23П (Rк = 510 Ом. Vа = 160 В), признано в среде аудиофилов чуть ли не эталонным. Но даже длительное прослушивание такого комбинированного усилителя не дало однозначного ответа: какой из каналов звучит лучше. Чуть более “теплый” звук дает ламповый каскад, а вот тестирование УМЗЧ двухканальным сигналом показало наличие на выходе лампового канала слабого разностного тока, который растет с увеличением громкости.

В трансформаторном канале разностный ток отсутствует вплоть до момента появления ограниченной амплитуды сигнала в двухтактном повторителе. Таким образом, трансформаторное усиление звукового сигнала вполне может конкурировать с ламповым, выигрывая в стабильности, долговечности и надежности, но проигрывая в сложности схемы и трудоемкости настройки.

Интермодуляционные искажения в усилителях звуковой частоты и ООС — осторожно, опасные связи

На аудиофильских сайтах принято пугать посетителей интермодуляционными искажениями, однако поскольку большинство публикаций на эту тему широко использую технологию копипаста, понять почему эти искажения возникают и чем так страшны очень сложно. Сегодня я постараюсь в меру своих способностей и объёма статьи отразить именно природу этих стрРрашных ИМИ.

Тема искажений сигнала в УМЗЧ была поднята в моей предыдущей статье, но в прошлый раз мы лишь слегка коснулись линейных и нелинейных искажений. Сегодня попробуем разобраться в наиболее неприятных на слух, трудноуловимых для анализа и сложноустранимых для проектировщиков УНЧ интермодуляционных искажениях. Причинах их возникновения и взаимосвязи с обратной связью сорри за каламбур.

Краткое содержание статьи:

Операционный усилитель как белый треугольник

Прежде чем говорить об обратной связи, сделаем небольшой экскурс в операционные усилители ОУ, поскольку сегодня транзисторные усилительные тракты без них практически не обходятся. Они могут присутствовать как в виде отдельных микросхем, так и входить в состав более сложных чипов — например интегральных усилителей низкой частоты — УНЧ.

Рассмотрим усилитель в виде чёрного ящика вернее белого треугольника, как их принято обозначать в схемотехнике, пока не вдаваясь в подробности его устройства.

Назначение выводов операционного усилителя

Неинвертирующий вход:

Инвертирующий вход:

Плюс источника питания:

Минус источника питания:

Если увеличить входное напряжение на неинвертирующем входе, то напряжение на выходе вырастет, если на инвертирующем, то наоборот уменьшится.

Обычно входное напряжение, которое необходимо усилить, подают между двумя входами и тогда выходное напряжение можно выразить следующим образом:

Где — коэффициент усиления с разомкнутой петлёй обратной связи

Поскольку наша цель не усиление постоянных напряжений, а звуковых колебаний давайте для примера рассмотрим зависимость недорогого ОУ LM324 от частоты входных синусоидальных колебаний.

На данном графике по вертикали отложено усиление, а по горизонтали частота в логарифмическом масштабе. Результаты работы инженеров не слишком впечатляют и применить подобный усилитель в реальности вряд ли получится. Во первых, он показывает хорошую линейность лишь за пределами частотного диапазона воспринимаемого ухом — ниже 10 Гц, во вторых, его коэффициент усиления слишком большой — 10 000 раз на постоянном токе!

Так что же делать, должен же быть выход! Да, он есть. Взять часть выходного сигнала и подать его на инвертирующий вход — ввести обратную связь.

Обратная связь — просто и сердито! Панацея от всех бед?

В данной статье не будем касаться основ теории операционных усилителей, при желании в интернете можно найти много информации на эту тему, например в цикле статей Игоря Петрова KriegeR

Ввести обратную связь в схему усилителя не просто, а очень просто. Давайте чтобы далеко не ходить рассмотрим как это можно сделать на примере из моей прошлой статьи про маленькие хитрости трассировки схем на Операционных усилителях.

Обратная связь в данной схеме подаётся на инвертирующий вход ОУ через резистор R2, точнее делитель напряжения из R2 и R1.

Нетрудно доказать что в данная схема будет иметь коэффициент усиления по напряжению равный двум, причём он будет неизменен при усилении гармонических сигналов в очень широком частотном диапазоне. С увеличением частоты сигнала коэффициент усиления ОУ без ОС падает но остаётся многократно больше двух и это падение компенсируется автоматическим уменьшением уровня сигнала обратной связи. В результате коэффициент усиления схемы в целом остаётся неизменным. Но и это ещё не всё. Данная схема имеет очень высокое входное сопротивление, а значит практически не оказывает влияние на источник сигнала. Она также имеет весьма низкое выходное сопротивление, а значит по идее, должна сохранять форму сигнала даже при работе на достаточно низкоомную нагрузку, причём с комплексным сопротивлением — индуктивную и ёмкостную.

Неужели мы вот так просто получили ИДЕАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ?

К сожалению нет, как любая монета имеет орла и решку, так и обратная связь свою тёмную сторону.

Что русскому хорошо, то немцу — смерть или немного радиотехники

В радиотехнике хорошо известен эффект взаимодействия сигналов двух различных частот, поданных на нелинейный элемент, называемый интермодуляцией. В результате получается сложный сигнал с комбинациями частот (гармоник), зависящих от частоты исходных сигналов f1 и f2 согласно следующей формуле:
Полученные частоты по амплитуде меньше родительских гармоник и как правило их уровень быстро убывает с увеличением целочисленных коэффициентов m и n.

Наибольшую амплитуду будут иметь гармоники, называемые гармониками второго порядка с частотами:

и частотами гармоник третьего порядка:
В радиотехнике этот эффект широко используют для преобразования частот. Благодаря ему работают современные приёмники. Преобразование частоты происходит в смесителях, построенных на основе нелинейных элементов в качестве которых часто используют p-n переход диода, ну или транзистора. На смеситель одновременно поступает принимаемый полезный сигнал и сигнал от генератора — гетеродина.
На выходе мы получаем широкий спектр сигналов:
Но благодаря узкополосному фильтру ФПЧ выделяем нужный нам сигнал с промежуточной частотой f_пр=f_г-f_с и усиливаем его в усилителе ПЧ. Затем происходит детектирование с помощью следующего нелинейного элемента, обычно диода и на выходе после фильтра низких частот на рисунке не изображён мы получаем сигнал звуковой частоты.

ИМИ (IMD) — интермодуляционные искажения

Однако, если для приёмников эффект интермодуляции жизненно необходим, в усилителях низкой частоты он вызывает возникновение нелинейных искажений, которые так и называют интермодуляционными. Ведь звуковой сигнал одновременно содержит гармоники большого количества частот, сильно отличающихся по амплитуде, а транзисторы, из которых состоит усилитель, как и диоды являются нелинейными элементами. Искажения, которые появляются благодаря описанному выше механизму, в англоязычных источниках именуют intermodulation distortion сокращённо IMD, кстати российское сокращение для них ИМИ.

Данный тип искажений гораздо неприятнее на слух, чем банальное амплитудное ограничение сигнала, источник их появления в каждом конкретном случае гораздо сложнее обнаружить, а главное устранить.

Борются с данным эффектом применяя более совершенные транзисторы, работающие в линейном режиме и с помощью местной в пределах одного каскада усиления или глубокой общей обратной связи — мастере на все руки! Однако всё хорошо в меру — если частоты паразитных гармоник сигнала лежат в области быстрого спада АЧХ усилителя, то обратная связь может не успеть компенсировать искажение сигнала и даже сама послужить источником дополнительных искажений.

Пора нам наконец заняться исследованием тёмной стороны обратной связи

Тёмная сторона обратной связи

Для того, чтобы её обнаружить соберём усилитель по представленной выше схеме на ОУ LM324, но с немного другими номиналами резисторов обратной связи так, чтобы получить единичное усиление.

А теперь подадим на его вход прямоугольный импульс малой амплитуды, каких нибудь 100 милливольт.

Tо, что мы получили на выходе выглядит совсем не похоже на входной сигнал. Что же случилось и почему нам не помогла обратная связь? Как всегда виновата физика, её мир гораздо сложнее чем наши математические модели, основанные на грубых приближениях. Дело в том, что наш усилитель — весьма сложное устройство.

Он содержит массу паразитных ёмкостей, расположенных как внутри интегральных транзисторов, его составляющих, так и в межкаскадных связях. Природа паразитных ёмкостей очень разная, например обусловленная временем рассасывания неосновных носителей заряда в полупроводнике. Сами транзисторы, на которых построен наш ОУ, являются усилительными приборами с большой нелинейностью. Более того, свою ёмкость имеют и элементы печатной платы, особенно если при трассировке не учитывались рекомендации, изложенные в моей предыдущей статье.

В момент прихода отрицательного фронта сигнала обратная связь обнаруживает что напряжение на входе не соответствует выходному. Она резко увеличивает потенциал инвертирующего входа относительно неинвертирующего, чтобы как можно быстрее передать скачок напряжения на входе усилителя, но не успевает этого сделать поскольку ей необходимо сначала зарядить паразитные ёмкости всего тракта усиления и мы получаем завал фронта сигнала на выходе. Далее, когда входной сигнал так же резко перестаёт меняться обратная связь вынуждена эти ёмкости разряжать. Как следствие мы получаем выброс на выходе, в дальнейшем переходящий в затухающий колебательный процесс. В особо печальных случаях этот колебательный процесс может затянуться на достаточно долгое время — усилитель перейдёт в состояние самовозбуждения. В итоге в сигнале на выходе усилителя появляются новые гармоники не присутствующие на входе — нелинейные искажения.

Экскурсия в реальный мир. Общая отрицательная обратная связь в усилителе мощности звуковой частоты

Нелинейность, присущая транзисторным каскадам, вынуждает разработчиков использовать сильную отрицательную обратную связь как простейшее решение для подгонки параметров усилителя под соответствия требованиям по низкому уровню гармонических и интермодуляционных искажений разумеется измеренных по стандартным методикам. В результате промышленные усилители мощности, имеющие глубину ООС в 60 и даже 100 дБ, на сегодняшний день не являются редкостью.
Изобразим реальную схему несложного транзисторного усилителя мощности. Можно сказать что он является трёхкаскадным. Первый усилительный каскад на ОУ А1, второй на транзисторах T1-T2 и третий также транзисторный Т3 -Т4. При этом усилитель охвачен цепью общей обратной связи она выделена красным контуром, которая подаётся через резистор R6 на неинвертирующий вход ОУ. Ключевое слово здесь общей — обратная связь тут подаётся не с выхода ОУ на его вход, а с выхода всего усилителя.

В результате ОУ благодаря своему огромному усилению должен помогать справляться с разными родами нелинейностями и помехами транзисторным усилительным каскадам. Перечислим ниже основные из них:

• транзисторы в подобном включении могут работают в весьма нелинейном режиме при переходе сигнала через ноль и для слабых сигналов;
• на выходе усилитель нагружен на комплексную нагрузку — акустическую систему. На схеме показан её эквивалент — сопротивление R15 и индуктивность L1;
• Транзисторы работают в тяжёлом тепловом режиме и температура их корпуса существенно зависит от выходной мощности, а от температуры сильно зависят их параметры;
• Ёмкости монтажа и различного рода наводки могут иметь приличное значение и ошибки трассировки легко могут привести к возникновению положительной обратной связи и самовозбуждению усилителя;
• Значительно возрастает роль помех, наводимых по питанию;

И ОУ помогает, но как дурак молящейся богу из известного афоризма порой уж слишком усердно. Появляются проблемы с перегрузочной способностью отдельных каскадов, транзисторы которых попадают в режим ограничения сигнала. Они выходят из линейного разумеется сравнительно линейного режима в режимы отсечки или насыщения. Выходят очень быстро, а возвращаются в него гораздо медленней, что обусловлено неторопливым процессом рассасывания неосновных источников заряда в полупроводниковых переходах. Рассмотрим подробнее данный процесс и его последствия.

Динамические интермодуляционные искажения TIM. Перегрузочная способность и эффект “клиппирования” усилителя

Перегрузочная способность усилителя это параметр, который описывает на сколько децибел номинальное выходное напряжение или мощность отличается от максимальной, когда начинаются ограничения выходного сигнала по питанию — clipping

У транзисторных усилителей перегрузочная способность невелика, особенно у оконечных и предоконечных каскадов. Номинальная мощность от максимальной часто отличается всего процентов на 40, это меньше чем 3 дБ.

Представим что наш усилитель состоит из идеального предусилителя корректора и УМЗЧ охваченного обратной связью с коэффициентом B. Важно отметить, что сигнал V₁ может содержать составляющие очень высокой частоты. Предусилитель C действует как фильтр НЧ, выдавая входной сигнал V₂ для усилителя A, содержащий только составляющие, попадающие в звуковую полосу частот.

Напряжение на входе усилителя мощности V₂ имеет время нарастания, определяемое предусилителем, на графике видно что оно сглажено. Тем не менее, в напряжении V₃, действующем на выходе сумматора, присутствует выброс, вызванный стремлением обратной связи компенсировать малое быстродействие усилителя мощности A с амплитудой V_max

Выброс в сигнале V₃ может в сотни и даже тысячи раз превосходить по амплитуде номинальный уровень входного сигнала. Он может в значительной степени превысить динамический диапазон усилителя. Во время такой перегрузки усиление других сигналов, присутствующих на входе уменьшается, вызывая мгновенный всплеск интермодуляционных искажений. Этот всплеск называется динамическими интермодуляционными искажениями TID , потому что приводит к влиянию одного сигнала на амплитуду другого интермодуляция, и зависит от временной и амплитудной характеристик входного сигнала сильнее, чем просто от амплитудной характеристики, как в случае простых интермодуляционных искажений.

В показанной схеме наибольший коэффициент усиления по напряжению имеет ОУ, тем не менее он имеет неплохую перегрузочную способность — сохраняет небольшие нелинейные искажения при размахе напряжения на выходе близком к напряжению питания. Гораздо хуже дело обстоит с каскадом на транзисторах T1 и T2 — это усилители тока, которые достаточно просто вывести из нормального режима работы, а для его восстановления может потребоваться сравнительно большое время. Выбросы напряжения обратной связи усиленные ОУ и поданные на вход этих транзисторов могут иметь очень большие значения. Они приводят к перегрузке второго каскада усиления. Т1 и Т2 могут войти в режим насыщения, потерять свои усилительные свойства, причём оставаться в нём некоторое время даже после пропадания резкого фронта входного сигнала, пока не рассосётся заряд на разного рода паразитных ёмкостях. Паразитные ёмкости и возможные элементы коррекции АЧХ тут показаны с помощью элементов R и С.

Выше показан график крайне неприятного эффекта, который называют “клиппированием” усилителя и он является порождением обратной связи. На выходе А1 мы получаем в результате эффект ограничения по амплитуде, а на выходе усилителя искажённый сигнал.

Методики измерения интермодуляционных искажений и методы борьбы с ними

Согласно стандартной методике для измерения интермодуляционных искажений на вход изме­ряемого объекта одновременно подаются два сигнала: низкой f₁ и высокой f₂ частот. К сожалению, в различных странах пользу­ются различными измерительными частотами. Разные стандарты предусматривают разные частоты — 100 и 5000 Гц, 50 и 1000 Гц…

Наиболее употребительным является использование частот 400 и 4000 Гц, утвержденных в стандарте DIN 45403, ГОСТ 16122-88 и МЭК 60268-5. Амплитуда сигнала частотой f₁ на 12 дБ в 4 раза больше, чем амплитуда сигнала частотой f₂. В зависимости от нелинейности характеристики, в рабочей точке симметрично относительно частоты f₂ образуются разностные и сум­марные комбинационные колебания f₂ ± f₁, и f₂ ± 2f₁ более высоких порядков. Возникающие комбинационные колебания второго поряд­ка с частотами f₂ ± f₁ характеризуют квадратичные, а третьего по­рядка с частотами f₂ ± 2f₁ — кубические искажения объекта изме­рения.

Также широко используется пара частот 19 и 20 КГц c равным уровнем сигнала, удобная прежде всего тем, что основной гармоникой, которая попадает в звуковой диапазон, в данном случае является сигнал с частотой 1КГц, уровень которого легко измерить.

Для подачи измерительных сигналов применяют не только генераторы, но и специально записанные в студии измерительные CD диски и даже виниловые пластинки.

Лет 30 назад для измерения коэффициента интермодуляцнонных искажений требовались сложные и дорогие приборы, доступные только в лабораториях и студиях, вот например состав измерительного стенда для усилителя звукоснимателя:

1. Проигрыватель виниловых пластинок;
2. Измерительная пластинка;
3. Звукосниматель;
4. Корректирующий усилитель;
5. Полосовой фильтр;
6. Линейный детектор;
7. Фильтр низких частот.
8. Ну и конечно V — вольтметр, умеющий измерять действующее значение синусоидальных колебаний!

Сегодня гораздо лучшее качество измерений может обеспечить даже простенькая 16 битная компьютерная музыкальная карта с ценой до 30 долларов в комплекте со специальной измерительной программой и несложными цепями согласования.

Описанные стандарты очень удобны для производителей звуковоспроизводящей аппаратуры без особого труда можно получить красивые маленькие цифры в паспортных данных, но не слишком хорошо отражают реальное качество усилительного тракта. Результатом конечно является развитие субьективизма — когда два усилителя или даже недешёвых аудиокарты, имеющих формально практически одинаковые параметры, на сложном музыкальном сигнале «звучат» совершенно по разному — без прослушивания перед покупкой не обойтись.

Любители энтузиасты качественного звука и отдельные фирмы производители аппаратуры высокого класса пытаются продвигать свои методики измерений, основанные на менее оторванных от реальности приближениях. Существуют мультичастотные методики, методики исследующие взаимодействие гармонической частоты и единичного импульса, на основе шумовых сигналов и другие. Однако в этот раз обсудить их подробно мы уже не успеем.

На методах борьбы с интермодуляционными искажениями мы остановимся также очень кратко:

• Подгонка схемотехники с целью получения хороших результатов для стандартных методик измерения;
• Частотно — зависимая обратная связь и цепи частотной коррекции цепочки R5,C3 и R14,C8 на картинке в этой статье;
• Применение цепочек местной обратной связи, охватывающей один — два каскада усиления;
• Введение транзисторов в линейный режим. На нашей картинке усилителя за это отвечают диоды D1,D2 и подстроечный резистор R8. Однако эта мера чревата увеличением энергопотребления, особенно выходных каскадов;
• Использование качественных и соответственно дорогих компонентов;
• Ну и наконец, самый радикальный — использование ламп вместо транзисторов, как более линейных элементов. Впрочем, это отдельная большая и неоднозначная тема, достойная отдельной статьи…

---

Пожалуй, это последняя моя статья в этом году, пользуясь случаем хочу поздравить всех моих читателей с Новым Годом и пожелать счастья и удачи в наступающем!

Усилитель мощности низкой частоты без ООС CAVR.ru

Рассказать в:
В последнее время конструкторы усилителей мощности низкой частоты всё чаще обращаются к ламповой схемотехнике, которая позволяет при сравнительной простоте конструкции достигать хорошего звучания. Но не следует полностью «списывать» транзисторы, поскольку при определенных обстоятельствах транзисторный усилитель мощности все-таки способен работать довольно неплохо, а часто и лучше ламп.
Еще в недалеком прошлом непременным и достаточным условием хорошей работы любого усилителя мощности считалось обязательным введение глубоких ООС. Бытовало мнение о невозможности создания высококачественных усилителей мощности без глубоких общих ООС. К тому же авторы конструкций убедительно уверяли, что, мол, нет необходимости в подборе транзисторов для работы их в парах (плечах), ООС все скомпенсирует и разброс транзисторов по параметрам на качество звуковоспроизведения не влияет!

Эпоха усилителей мощности, собранных на транзисторах одной проводимости, например, популярных КТ808, предполагала включение выходных транзисторов УМЗЧ уже неравноправно, когда один транзистор выходного каскада был включен по схеме с ОЭ, второй же — с ОК. Такое асимметричное включение не способствовало качественному усилению сигнала. С приходом КТ818, КТ819, КТ816. КТ817 и др., казалось бы, проблема линейности усилителей мощности решена. Но перечисленные комплементарные пары транзисторов слишком далеки от истинной комплементарности.

Нет смысла отрицать возможность достижения хороших результатов при создании усилителей мощности на комплементарных транзисторах. Для этого нужен современный подход в схемотехнике таких усилителей мощности, с обязательным тщательным подбором транзисторов для работы в парах (ключах).
Касаясь симметричности усилителей мощности, как главного условия хорошей его работы — следует сказать следующее. Оказалось, что более высокими качественными параметрами обладает усилитель мощности, собранный по действительно симметричной схеме и непременно на транзисторах одинакового типа (с обязательной подборкой экземпляров). Подбирать же транзисторы намного легче, если они из одной партии. Обычно экземпляры транзисторов из одной партии имеют довольно близкие параметры против «случайно» приобретенных экземпляров. Из опыта можно сказать, что из 20 шт. транзисторов (стандартное количество одной пачки) почти всегда можно отобрать две пары транзисторов для стереокомплекса усилителя мощности.

схема усилителя мощности без ООС

Как видно из схемы усилителя мощности, она довольно простая. Симметричность обоих плеч усилителя обеспечена симметричностью включений транзисторов. Известно, что дифференциальный каскад обладает многими преимуществами перед обычными двухтактными схемами. Не углубляясь в теорию, следует подчеркнуть, что в данной схеме заложено правильное «токовое» управление биполярными транзисторами. Транзисторы дифференциального каскада обладают повышенным выходным сопротивлением (намного большим традиционной «раскачки» по схеме с ОК), поэтому их можно рассматривать как генераторы тока (источники тока). Таким образом реализуется токовый принцип управления выходными транзисторами усилителя мощности.
Известно, что нелинейность входной характеристики транзистора i б =f(u бэ ) в наибольшей степени проявляется тогда, когда усилительный каскад работает от генератора напряжения, т.е. выходное сопротивление предыдущего каскада меньше входного сопротивления последующего. В этом случае выходной сигнал транзистора — ток коллектора или эмиттера — аппроксимируется экспоненциальной функцией напряжения база эмиттер u бэ , а коэффициент гармоник порядка 1% достигается при величине этого напряжения, равном всего 1 мВ (!). Это объясняет причины возникновения искажений во многих транзисторных УМЗЧ. Очень жаль. что этому факту практически никто не уделяет должного внимания. Что уж там, транзисторы «умирают» в усилителях мощности(как динозавры?!), словно нет никакого выхода из сложившихся обстоятельств, кроме как применения ламповых схем…

Но прежде чем приступить к намотке трудоемкого выходного трансформатора, стоит все-таки повозиться и с симметричной транзисторной схемой усилителя мощности. Забегая вперед, скажу еще о том, что по аналогичной схемотехнике были собраны и усилители мощности на полевых транзисторах, об этом поговорим как-нибудь в другой раз.
Еще одна особенность схемы данного усилителя мощности — это повышенное (по сравнению с традиционными усилителями мощности) количество источников питания. Не следует этого бояться, поскольку емкости фильтрующих конденсаторов попросту разделяются на два канала в равной степени. А разделение источников питания в каналах усилителях мощности лишь улучшают параметры стереокомплекса в целом. Напряжения источников e1 и e2 не стабилизированы, а в качестве eЗ необходимо использовать стабилизатор напряжения (40 вольт).

Говоря о теоретических проблемах двухтактных схем и транзисторных усилителей мощности вообще, необходимо проанализировать еще один каскад (или несколько таковых каскадов) — фазоинвертор. Продолжительные эксперименты подтверждают факт существенного ухудшения качества звуковоспроизведения из-за этих каскадов. Собрав совершенно симметричную схему, да еще и с кропотливо подобранными деталями, приходится столкнуться с проблемой схем фазоинверторов. Было установлено, что эти каскады способны вносить очень большие искажения (различие формы синусоиды для полуволн можно было наблюдать на экране осциллографа даже без использования каких-либо дополнительных схем). Сказанное в полной мере относится и к простым схемам ламповых вариантов усилителей-фазоинверторов. Вы подбираете номиналы в схеме с тем, чтобы получить равенство амплитуд обеих полуволн (синусоиды) противофазного сигнала по высококлассному цифровому вольтметру, а субъективная экспертиза требует (на слух !) поворота движков подстроечных резисторов в сторону от этого «приборного» способа регулировки уровней.
Всматриваясь в форму синусоиды на экране осциллографа, удается увидеть «интересные» искажения — на одном выходе фазоинвертора они шире (по оси частот), на другом — «тоньше», т.е. площадь фигуры синусоид различна для прямого и фазоинверсного сигналов. Слух это четко улавливает, приходится «разрегулировать» настройку. Выравнивать же синусоиду в фазоинверсных каскадах глубокими ООС крайне нежелательно. Устранять нужно причины асимметрии в этих каскадах другими схемотехническими путями, в противном случае фазоинверсный каскад может вносить весьма заметные на слух «транзисторные» искажения, уровень которых будет сопоставим с искажениями выходного каскада усилителя мощности (!). Вот так и случается, что фазоинвертор является основным узлом асимметрии для любых двухтактных усилителей мощности (будь-то транзисторных, ламповых или комбинированных схем усилителей мощности), если, конечно же, усилительные элементы в плечах заранее отобраны с близкими параметрами, иначе нет смысла вообще ожидать от таких схем хорошего звучания.

Из самых простых в реализации фазоинверсных схем, которые хорошо работают, являются ламповые варианты. Более простыми их «аналогами» являются полевые транзисторы, которые (только !) при грамотном схемотехническом подходе вполне способны конкурировать с ламповыми усилителями. И если уж аудиофилы не боятся применения согласующих трансформаторов в выходных каскадах, где это «железо» все равно «звучит», то уж и в предыдущих каскадах можно со спокойной совестью применять трансформаторы. Я имею в виду фазоинверсные каскады, где амплитуда тока (а именно эта составляющая пагубно влияет на «железо») невелика, а амплитуда напряжения достигает значения всего лишь в несколько вольт.
Бесспорно, что любой трансформатор — это своеобразный шаг назад в схемотехническом отношении в век гигагерцовых pentiumов. Но есть несколько «но», о которых весьма уместно иногда вспомнить. Первое — грамотно изготовленный переходной или согласующий трансформатор никогда не внесет столько нелинейных искажений, сколько могут внести самых разнообразных искажений несколько «неправильных» усилительных каскадов. Второе — трансформаторный фазоинвертор действительно позволяет достигнуть реальной симметрии противофазных сигналов, сигналы с его обмоток по-настоящему близки друг к другу как по форме, так и по амплитуде. К тому же он — пассивный , и его характеристики не зависят от питающих напряжений. И если ваш усилитель мощности реально симметричен (в данном случае имеются в виду его входные импедансы), то асимметрия усилителя мощности будет уже определяться более разбросом параметров радиокомпонентов в плечах усилителя мощности, чем фазоинверсным каскадом. Поэтому не рекомендуется использовать в таком усилителе мощности радиоэлементы с допусками более 5% (исключения лишь составляют цепи генератора тока, питающего дифференциальный каскад). Следует отдавать себе отчет, что при разбросах параметров транзисторов в плечах усилителя мощности более 20% точность резисторов уже теряет свою актуальность. И наоборот, когда используются хорошо подобранные транзисторы, имеет смысл применять резисторы с допуском 1%. Их конечно же, можно и подобрать с помощью хорошего цифрового омметра.

Вот одна из наиболее удачных схемотехнических разработок фазоинвертора:

Кажущаяся слишком простой, она все же требует пристального внимания к себе, поскольку имеет несколько «секретов». Первый из таких — это правильный выбор транзисторов по параметрам. Транзисторы vt1 и vt2 не должны иметь значительных утечек между электродами (имеется в виду переходы затвор-исток). Кроме того, транзисторы должны иметь близкие параметры, особенно это касается начального тока стока — сюда наиболее подходят экземпляры с i с.нач. 30-70 мА. Напряжения питания должны быть стабилизированы, правда коэффициент стабилизации блока питания существенной роли не играет, к тому же, отрицательное напряжение можно взять и со стабилизатора усилителя мощности. Чтобы электролитические конденсаторы поменьше вносили своих искажений, они зашунтированы неэлектролитическими — типа К73-17.

Немного подробнее рассмотрим особенности изготовления главного узла в этой схеме — фазорасщепительного (фазоинверсного) трансформатора. От аккуратности его изготовления зависит как индуктивность рассеяния, так и диапазон эффективно воспроизводимых частот, не говоря уже об уровне различных искажений. Так вот, два основных секрета технологического процесса изготовления этого трансформатора таковы. Первое — необходимость отказаться от простой намотки обмоток. Суть метода такой намотки заключается в следующем. Каждая из обмоток состоит из нескольких обмоток, содержащих строго одинаковое количество витков. Необходимо избегать какой бы то ни было ошибки в количестве витков, т.е. разницы в витках между обмотками. Поэтому решено было производить намотку трансформатора давно проверенным способом: используется шесть проводов (например, ПЭЛШО-0,25). Заранее рассчитывают необходимую длину обмоточного провода (не всегда же и не у каждого радиолюбителя окажется под рукой шесть бухт провода одного диаметра), складывают шесть проводов вместе и производят намотку всех обмоток одновременно. Далее необходимо лишь найти отводы нужных обмоток и соединить их попарно-последовательно. И еще, мотать необходимо так, чтобы провода одного витка не расходились в разные стороны далеко-широко один от другого, а держались общего рулона вместе. Мотать же отдельными проводами недопустимо, трансформатор будет буквально «звенеть» во всем диапазоне звуковых частот, индуктивность рассеяния увеличится, возрастут и искажения усилителя мощности из-за асимметрии сигналов на выходах трансформатора.
Да и ошибиться очень легко можно при отдельных способах намотки симметричных обмоток. А ошибка в несколько витков дает о себе знать несимметричностью противофазных сигналов. Еще раз хочется сказать о том, что не трансформаторы виноваты в плохой работе некоторых схем, а их конструкторы . Во всем мире весьма расширилось производство ламповых усилителей мощности, их подавляющее большинство содержит разделительные трансформаторы (вернее, согласующие), без которых ламповый каскад (типовая схема двухтактного выходного каскада содержит 2-4 лампы) просто невозможно согласовать с низкоомными акустическими системами. Есть, конечно же, и экземпляры «суперламповых» усилителей мощности, где нет выходных трансформаторов. Их место заняли либо мощные комплементарные пары полевых транзисторов или … батарея мощных ламповых триодов, соединенных параллельно.
В нашем случае все гораздо проще. Транзистор vt1 фазоинвертора МОП-типа, включенный по схеме с общим стоком (истоковый повторитель) работает на генератор тока (источник тока), выполненный на транзисторе vt2. Применять мощные полевые транзисторы типа КП904 не следует, у них повышенные входные и проходные емкости, что не может не сказаться на работе этого каскада.

Еще один камень преткновения, серьезная проблема в создании широкополосного трансформатора ожидает конструктора при выборе магнитопровода. Если ваш усилитель мощности будет работать на частотах выше 1 кГц, то можно смело использовать ферритовые сердечники. Но отдавать предпочтение следует экземплярам магнитопроводов с наибольшей магнитной проницаемостью, очень хорошо работают сердечники от строчных трансформаторов телевизоров.
Если же усилитель мощности используют в качестве басового варианта, то смело можно применять традиционные Ш-образные пластинчатые варианты магнитопроводов. Необходимо подчеркнуть, что экранировка всех таких трансформаторов почти везде была необходимостью и потребностью.
На НЧ хорошо работают и тороидальные сердечники. Кстати, их использование упрощает уничтожение всевозможных наводок со стороны сетевых трансформаторов. Здесь сохраняется «обратимость» преимущества тороидального сердечника — в сетевом варианте он отличается малым внешним полем излучения, во входных же (сигнальных) цепях — он малочувствителен к внешним полям. Что же касается широкополосного варианта (20 — 20 000 Гц), то наиболее правильным будет применение двух разных видов сердечников, размещенных рядом, в одном окне каркаса для намотки обмоток трансформатора. При этом устраняется завал как на высоких частотах (здесь работает ферритовый сердечник), так и на низких частотах (здесь работает трансформаторная сталь). Дополнительного улучшения звуковоспроизведения в области 1-15 кГц добиваются покрытием пластин стального сердечника лаком, как это делают в ламповых усилителях мощности. При этом каждая пластина «работает индивидуально» в составе сердечника, чем и достигается уменьшение всевозможных потерь на вихревые токи. Нитролак высыхает быстро, тонким слоем его наносят простым окунанием пластины в посуду с лаком.

Многим может показаться слишком кропотливой такая технология изготовления трансформатора в фазоинверторе, но поверьте на слово — «игра стоит свеч», ибо «что посеешь, то и пожнешь». А насчет сложности, «нетехнологичности» можно сказать следующее — за один выходной день удавалось без спешки изготовить два таких трансформатора, да и распаять их обмотки в необходимом порядке, что не скажешь о выходных трансформаторах для ламповых усилителей мощности.

Теперь несколько слов о количестве витков. Теория требует увеличения индуктивности первичной обмотки (i), с ее увеличением расширяется диапазон воспроизводимых частот в сторону более низких частот. Во всех конструкциях вполне достаточной была намотка обмоток до заполнения каркаса, диаметр провода применялся 0,1 — для 15 жил, 0,15 — для 9 жил и 0,2 для 6-жильного варианта. В последнем случае использовался и имеющийся ПЭЛШО 0,25.

Для тех же. кто не переносит трансформаторы, есть и бестрансформаторный вариант:

Это простейший, но вполне звучащий вариант схемы фазоинверторного каскада, который использовался не только в симметричных схемах усилителей мощности, но и в мощных мостовых усилителях мощности. Простота зачастую обманчива, поэтому ограничу себя в критике подобных схем, но осмелюсь сказать, что площади синусоид отсимметрировать довольно сложно. Несмотря на вносимые трансформаторами фазовые, амплитудно-частотные искажения, они позволяют достигнуть практически линейной АЧХ в области звуковых частот, т.е. во всем диапазоне 20 Гц — 20 000 Гц. От 16 кГц и выше могут сказаться емкости обмоток, но частично уйти в сторону от этой проблемы позволяет дополнительно увеличенная площадь сечения магнитопровода. Правило простое, подобное сетевым трансформаторам: увеличив площадь сечения магнитопровода сердечника трансформатора, например, в два раза. смело уменьшают количество витков обмоток в два раза и т.д.

Расширить область эффективно воспроизводимых частот вниз, т.е. ниже 20 Гц, можно следующим способом. Полевые транзисторы vt1, vt2 (первый вариант фазонвертора) применяют с большими значениями i с.нач. и увеличивают емкость конденсатора c4 до 4700 мкф. Электролитические конденсаторы работают значительно чище, если к ним приложено прямое поляризующее напряжение в несколько вольт. Очень удобно в этом случае поступать следующим образом. Устанавливают в верхний (по схеме) транзистор vt1 экземпляр с начальным током стока большим, нежели у транзистора vt2. Данная схема усилителя-фазоинвертора успешно использовалась с различными усилителями мощности, в том числе и с ламповыми симметричными.

Когда фазоинвертор уже изготовлен и настроен, можно приступать и к непосредственно к усилителю мощности. Широко распространенные разъемы (гнезда) СШ-3, СШ-5 и им подобные вообще использовать нельзя, как это делают многие конструкторы и делали заводы-изготовители. Контактное сопротивление такого соединения значительно (0,01 — 0,1 Ом!) и еще колеблется в зависимости от протекающего тока (с увеличением тока сопротивление растет!). Поэтому следует применять мощные разъемы (например, от старой военной радиоаппаратуры) с малым сопротивлением контактов. То же касается и контактов реле в блоке защиты АС от возможного появления на выходе усилителя мощности постоянного напряжения. И не надо их охватывать (контактные группы) какими-либо обратными связями для уменьшения искажений. Поверьте на слово, что на слух (субъективная экспертиза) их практически не слышно (при достаточно малых сопротивлениях контактов), чего не скажешь об «электронных» искажениях, вносимых всеми усилительными каскадами, конденсаторами и другими компонентами усилителя мощности, которые непременно вносят яркие краски в общую картину звуковоспроизведения. Свести к минимуму всевозможные искажения можно рациональным использованием усилительных каскадов (особенно это касается усилителей напряжения — чем их меньше, тем лучше качество усиленного сигнала). В данном усилителе мощности всего один каскад усиления напряжения — это транзистор vt3 (левое плечо) и vt4 (правое плечо). Каскад на транзисторах vt6 и vt5 всего лишь согласующие (токовые) эмиттерные повторители. Транзисторы vt3 и vt4 отбирают с h31 э более 50, vt6 и vt5 — более 150. В этом случае никаких проблем при работе усилителя мощности на больших мощностях возникать не будет. Напряжение отрицательной обратной связи по постоянному и переменному току поступает на базы транзисторов vt6 и vt5 через резисторы r24 и r23. Глубина этой ОС всего около 20 дБ, поэтому динамические искажения в УМЗЧ отсутствуют, но такой ОС вполне достаточно для поддержания режимов выходных транзисторов vt7 и vt8 в необходимых пределах. Усилитель мощности достаточно устойчив к ВЧ самовозбуждению. Простота схемы позволяет его быстро размонтировать, поскольку допускается независимое отключение питания (-40 В) драйвера и оконечных транзисторов (2 x 38 В). Полная симметрия усилителя способствует снижению нелинейных искажений и снижению чувствительности к пульсациям питающего напряжения, а также дополнительному подавлению синфазных помех, поступающих на оба входа усилителя мощности. Недостаток усилителя состоит в значительной зависимости нелинейных искажений от h31 э примененных транзисторов, но если транзисторы будут иметь h31 вых = 70 Вт) равно 1,7 В (эффективное значение).

На транзисторах vt1 и vt2 выполнен источник (генератор тока), питающий дифференциальный каскад (драйвер). Величину этого тока 20…25 мА устанавливают подстроечным резистором r3 (470 Ом). Поскольку от этого тока зависит и ток покоя, то и для термостабилизации последнего транзистор vt1 размещен на теплоотводе одного из транзисторов выходного каскада (vt7 или vt8). Увеличение температуры теплоотвода выходного транзистора соответственно передается размещенному на этом теплоотводе транзистору vt1, при нагревании же последнего происходит снижение отрицательного потенциала на базе транзистора vt2. Это призакрывает транзистор vt2, ток через него уменьшается, что соответствует уменьшению тока покоя выходных транзисторов vt7 и vt8. Таким образом и осуществляется стабилизация тока покоя выходных транзисторов при значительном нагревании их теплоотводов. Несмотря на кажущуюся простоту реализации такой термостабилизации, она достаточно эффективна и никаких проблем в надежности усилителя мощности не было. Очень удобно контролировать токи дифференциальных транзисторов (vt3 и vt4) по падению напряжения на резисторах r7 и r15 или r21 и r26. Подстроечный резистор r11 — балансировочный, служит для установки нулевого потенциала на громкоговорителе (на выходе усилителя мощности).

Драйверы обоих каналов усилителя мощности можно запитать от одного общего стабилизатора напряжения. При этом оба канала усилителя мощности объединяют в один корпус, а блоки питания собраны в другом корпусе. Естественно, здесь широкое поле выбора для каждого конкретного случая, кому что более подходит в конструктивном исполнении.
При блочной конструкции придется полностью разделять питания обоих УМЗЧ, в том числе и драйверов. Но в любом случае для питания драйвера необходим отдельный выпрямитель со своей обмоткой в трансформаторе. В каждом канале усилителя мощности используется свой трансформатор питания. Такой вариант конструктивного исполнения имеет несколько преимуществ по сравнению с традиционным использованием одного трансформатора. Первое, что удается, так это уменьшить высоту блока в целом, поскольку размеры (высота) сетевого трансформатора значительно снижается при раздетых питающих трансформаторах для каждого усилителя мощности. Далее, легче производить намотку, поскольку диаметр намоточных проводов без ущерба для мощности усилителя мощности можно снижать в 1,4 раза. В связи с этим и сетевые обмотки можно включать противофазно для уменьшения сетевых наводок (это очень помогает компенсировать излучение полей трансформаторов, особенно при размещении в одном корпусе с усилителями мощности других схем усилителей — блоков тембров, регулировки громкости и т.п.). Разделение питающих цепей выходных транзисторов усилителя мощности позволяет увеличить и качество воспроизводимого сигнала, особенно на низких частотах (переходные искажения в каналах на НЧ также снижаются). Для снижения уровня интермодуляционных искажений, вызываемых сетевым питанием, в трансформаторы введены электростатические экраны (один слой провода, намотанного виток к витку).

Во всех вариантах конструкций усилителей мощности использованы тороидальные магнитопроводы для трансформаторов. Намотка производилась вручную с помощью челноков. Можно порекомендовать и упрощенный вариант конструкции блока питания. Для этого используют фабричный ЛАТР (хорошо подходит девятиамперный экземпляр). Первичная обмотка как самая трудная в процессе намотки — уже готовая, необходимо лишь намотать экранную обмотку и все вторичные и трансформатор прекрасно будет работать. Окно у него достаточно просторное для размещения обмоток для обоих каналов усилителя мощности. Кроме того, при этом можно драйверы и усилителифазоинверторы запитать от общих стабилизаторов, «сэкономив» в этом случае две обмотки. Недостаток такого трансформатора — большая высота (кроме, конечно же, и вышеперечисленных обстоятельств).

Теперь о деталях. Устанавливать низкочастотные диоды (вроде Д242 и им подобных) для питания усилителя мощности не следует — увеличатся искажения на высоких частотах (от 10 кГц и выше), кроме того в схемы выпрямителей были дополнительно внесены керамические конденсаторы, позволяющие снизить интермодуляционные искажения, вызываемые изменением проводимости диодов в момент их коммутации. Таким образом снижается влияние сетевого питания на усилитель мощности при его работе на высоких частотах звукового диапазона. Еще лучше обстоит дело с качеством при шунтировании электролитических конденсаторов в сильноточных выпрямителях (выходные каскады усилителя мощности) неэлектролитическими. При этом на слух и первое и второе дополнение схем выпрямителей достаточно отчетливо воспринималось субъективной экспертизой — проверкой на слух работы усилителя мощности, отмечалась более естественная его работа при воспроизведении нескольких ВЧ-составляющих разных частот.
О транзисторах усилителя мощности. Заменять транзисторы vt3 и vt4 худшими по частотным свойствам экземплярами (КТ814, например) не стоит, коэффициент гармоник возрастает при этом не менее, чем в два раза (на ВЧ-участке и того более). На слух это очень хорошо заметно, средние частоты воспроизводятся неестественно. С целью упрощения конструкции усилителя мощности в выходном каскаде использованы составные транзисторы серии КТ827А. И хотя они, в принципе, достаточно надежны, их все же необходимо проверять на максимально выдерживаемое (у каждого экземпляра оно свое) напряжение коллектор-эмиттер (имеется в виду прямое напряжение u кэ max. для закрытого транзистора). Для этого базу транзистора соединяют с эмиттером через резистор 100 Ом и подают, плавно увеличивая, напряжение: на коллектор — плюс, на эмиттер — минус. Экземпляры, обнаруживающие протекание тока (предел амперметра — 100 мкА) для u кэ = 100 В не пригодны для данной конструкции. Они могут работать, но это не надолго. Экземпляры же без таких «утечек» работают надежно годами, не создавая никаких проблем.
Резисторы применены типов С2-13 (0,25 Вт), МЛТ. Конденсаторы типов К73-17, К50-35 и др. Налаживание правильно (без ошибок) собранного усилителя мощности заключается в установке тока покоя транзисторов выходного каскада усилителя мощности — vt7 и vt8 в пределах 40-70 мА. Очень удобно контролировать значение тока покоя по падению напряжения на резисторах r27 и r29. Ток покоя задают резистором r3. Близкое к нулевому постоянное выходное напряжение на выходе усилителя мощности устанавливают балансировочным резистором r11 (добиваются разности потенциалов не более 100 мВ).

по материалам статьи А. Зызюка

---

Раздел: [Усилители мощности низкой частоты (ламповые)]
Сохрани статью в:
Оставь свой комментарий или вопрос:

---

---