Несимметричная г-образная или т-образная антенна

 

Использование: судовые антенны для систем радиосвязи КВ и СВ диапазонов. Сущность изобретения: в несимметричной Г- или Т-образной антенне в многолучевое полотно емкостной нагрузки введены вертикальные гибвери, длина которых выбрана из предложенного соотношения. Достигаются уменьшение протяженности горизонтального полотна и вертикального снижения и увеличение действующей высоты антенны, т.е. повышение эффективности излучения при уменьшении габаритов антенны. 3 з.п.ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к антенной технике, преимущественно к антеннам радиосвязи КВ и СВ диапазонов подвижных объектов, например, морских судов.

Известны несимметричные антенны с верхней нагрузкой, позволяющие увеличить электрическую длину и действующую высоту антенны, обеспечить более равномерное распределение тока в проводах антенного полотна, увеличить сопротивление излучения антенны уменьшением реальной составляющей верхнего сопротивления (Гавель Н. П. Истрашкин А.Д. Муравьев Ю.К. Серков В.П. Антенны. ВКАС, 1963, часть I; Вершков М.В. Миротворский О.Б. Судовые антенны. Л. Судостроение, 1990, с.109). Такие антенны наиболее близки к заявляемому техническому решению и принятый за прототип Г- и Т-обратной формы, подвешены между судовыми мачтами надстройками или специальными кронштейнами на различных высотах (фиг.1а), широко используются на судах и кораблях различного назначения и береговых постах связи.

Известны также Г-образные одно- и многопроводные антенны с верхней емкостной нагрузкой и верхним питанием (фиг.1б) и аналогичным размещением на судне, имеющие определенные преимущества перед антеннами (фиг.1а) по действующей высоте. Излучателем в этом случае, является надстройка, в верхней части которой должно быть размещено радиопередающее устройство (РПДУ), а сигнал подводится к точке соединения ее с нагрузкой и действующая высота антенны в первом приближении близка к геометрической высоте, т.е. больше, чем у антенны с нижним питанием.

Однако все проволочные антенны с верхней емкостной нагрузкой имеют основной и существенный недостаток большая протяженность полотна верхней емкостной нагрузки для достижения действующей высоты и достаточно высокой эффективности на нижних частотах СВ диапазона. Так, например, на судах главная антенна, работающая в СВ-диапазоне ( 300 3000 м) должна иметь протяженность емкостной нагрузки 40 70 м при высоте антенны не менее 10 20 м. В судовых условиях реализовать антенну с такими размерами очень трудно, или вообще невозможно, из-за ограниченности свободного пространства для ее размещения. Кроме того, при большой протяженности горизонтальной части эти антенны имеют низкую надежность (возможны обрывы в штормовых условиях и при гололеде), неудобны в эксплуатации на транспортных судах (необходимость опускания и подъема антенны), высока возможность поражения токами высокой частоты. Особенно это ярко выражено в антеннах с верхней емкостной нагрузкой и верхним питанием (фиг. 1б), при использовании которой, несмотря на то, что имеется выигрыш по действующей высоте, позволяющий несколько уменьшить горизонтальную часть антенного полотна (по сравнению с нижним питанием), но при этом резко возрастает опасность поражения токами высокой частоты, т.к. возбуждается сама надстройка. Кроме того, возможность размещения РПДУ СВ-диапазона непосредственно у входа антенны с верхней нагрузкой и верхним питанием представляется крайне редко, а при питании фидерной линией выигрыша по действующей высоте не получается.

Особенности архитектуры верхнепалубных устройств и большое разнообразие условий размещения проволочных антенн на пассажирских и транспортных судах современной постройки создают дополнительные трудности, возникающие при проектировании установки главных судовых антенн СВ диапазона, выдвигая при этом новые противоречивые требования к их разработке. В общем случае, одним из таких требований является достижение максимальной действующей высоты и сопротивления излучения, обеспечивающих достаточно высокую эффективность антенных устройств при минимальной протяженности горизонтального антенного полотна.

Целью изобретения является увеличение действующей высоты, сопротивления излучения и емкости несимметричных проволочных антенн Г- и Т-образных форм без увеличения горизонтальной протяженности верхней нагрузки.

Цель достигается тем, что у несимметричной проволочной антенны с верхней нагрузкой Г- и Т-образной формы, содержащей вертикальное снижение в виде одно-многолучевого полотна или жгута и одно-многолучевую нагрузку, установленную между двумя опорными устройствами с помощью изоляторов, подключенной входным фидером с одной из точек антенного полотна, согласно изобретению, в конце емкостной нагрузки в месте ее крепления к опорному устройству установлены один или система свободностоящих штыревых излучателей, изолированных от опорного устройства и электрически контактирующих с соответствующими проводами верхней нагрузки, при этом высота (H_шт) штыревых излучателей связана с длиной снижения (l_сн) соотношением H_шт0,3 0,5 l_сн Указанное соотношение определено опытным путем и является оптимальным в части достижения максимально возможных величин действующей высоты, сопротивлением излучения и емкости антенны при практически реализуемых габаритных размерах и конструкции антенного полотна предназначенного для размещения на судах большого и среднего водоизмещения. Это соотношение определялось исходя из следующих предпосылок, подтвержденных экспериментально: а) в случае, если соотношение не удовлетворяется и Н_шт<0,3l_{, то сопротивление излучения антенны мало и шунтируется сравнительно большой емкостью снижения, при этом передатчик не настраивается. б) в случае, когда Ншт=0,3 или больше lен в пределах конструктивной реализуемости этих параметров в условиях судна, на котором антенна устанавливается, электрическая схема антенного устройства аналогична антенне верхнего питания и поэтому имеет более равномерное распределение тока по снижению, и как следствие, большую действующую высоту и сопротивление излучения. При этом паразитное влияние емкости снижения сказывается в меньшей степени и величина сопротивления излучения оказывается достаточной для настройки радиопередатчика и обеспечения высокого КПД выходного каскада. Так, например, в большинстве практических случаев позитивно можно решить поставленную задачу, конструктивно выполнить верхнюю нагрузку в виде штыревых излучателей или системы из них, установленных на электропроводной плите и выполненных из диэлектрических труб и стержней с заармированными металлическими проводниками, причем, штыри электрически должны быть соединены с проводами верхней емкостной нагрузки регулируемыми по месту металлическими перемычками и стянуты между собой стержнями. В случаях, когда возможности размещения на судне антенных систем горизонтальной протяженности ограничены настолько, что верхняя нагрузка не обеспечивает настройку передатчика и требуемый КПД, целесообразно использовать следующие варианты схем настройки верхней нагрузки: 1. В основание штырей вводятся резистивные элементы, вход которых соединен с регулируемыми перемычками, а выход с металлическими проводниками штыревых излучателей. 2. Вместо резистивных элементов или дополнительно к ним вводятся согласующие блоки, собранные по лестничной согласующей схеме. Величины резистивных элементов, конкретная схема построения верхней нагрузки и номиналы элементов L, С зависит от импедансных характеристик в местах включения нагрузки на конкретном судне и определяются экспериментально. Изобретение поясняется чертежами. На фиг. 1 схематическое изображение известных Г- и Т-образных антенн с верхней емкостной нагрузкой с нижним «а» и верхним «б» питанием, на фиг.2 — антенна с верхней нагрузкой; на фиг. 3 второй вариант исполнения верхней нагрузки с включением резистивного элемента; на фиг.4 третий вариант исполнения верхней нагрузки с включением согласующих блоков «а» из резистивного элемента и катушки индуктивности; «б» из катушки индуктивности; «в» из LC-элементов, включенных по лестничной согласующей схеме. Антенна (фиг.2) состоит из трехпроводного снижения, выполненного жгутом 1, соединяющегося с трехпроводной верхней емкостной нагрузкой 2, веернорасходящимися проводами снижения 3. Верхняя емкостная нагрузка 2 через цепочки из изоляторов 4, снабженные регулируемыми по месту перемычками 5 соединяется с опорным кронштейном 6 или 7 и одновременно, через регулируемые перемычки 5 с соответствующими штыревыми излучателями 8, установленными с помощью изоляторов 9 на электропроводной плите 10 и стянуты между собой стержнями 11. На фиг.3 показана возможность дальнейшего увеличения положительного эффекта антенны с верхней нагрузкой в части сопротивления излучения и действующей высоты за счет введения в антенное полотно резистивного элемента 12, установленного в основании штыревых излучателей 8 внутри изолятора 9. На фиг. 4а, 4б, 4в показаны возможности увеличения эффективности работы предлагаемого антенного устройства за счет резонансного согласования с помощью катушки индуктивности 13 (фиг. 4б), элементов RL 12, 13 (фиг. 4а) или согласующего блока из LC элементов, собранного по лестничной согласующей схеме 14 (фиг.4в). Питание осуществляется по входному фидеру 15. Антенна работает следующим образом. Высокочастотный сигнал от радиопередающего устройства по входному фидеру 15, представляющему собой высокочастотную мачту или открытую проводку подается на снижение 1, на котором устанавливается распределение тока, характеризующееся рабочей частотой передатчика и входными характеристиками верхней нагрузки в соответствии с предлагаемыми схемами построения верхних нагрузок (фиг.2 4). Вновь введенная совокупность признаков по предлагаемым схемам позволяет реализовать существенный выигрыш по сопротивлению излучения и действующей высоте за счет нового, оптимального распределения тока по антенному полотну и существенно увеличивает излучающую способность антенного устройства, т. к. помимо увеличения емкости антенны и улучшения распределения тока по снижению, вертикальная часть предлагаемых верхних нагрузок вносит свой непосредственный вклад в величины действующей высоты и сопротивление излучения антенного устройства в целом. В практике последних лет велись разработки несимметричных антенн с верхней нагрузкой повышенной эффективности. Такие антенны получили название Г- и Т-образных антенн с излучающей верхней емкостной нагрузкой, которые в отличие от обычной антенны такого типа, у которых верхняя нагрузка (горизонтальная часть) не излучает, а только перераспределяет ток по снижению, являются более эффективны и, кроме тог,о из-за открывшихся возможностей значительного сокращения протяженности горизонтальной части имеет существенно большие возможности использования на судах. Экспериментально установлено, что такая антенна, в частности, в 1-ом варианте выполнения верхней нагрузки, по сравнению с прототипом дают выигрыш по эффективности в 2 раза при одной и той же протяженности горизонтальной части антенного полотна и длины снижения (прототип). Описание работы таких антенн оказалось бы неполным, особенно с включением резистивных элементов, если не акцентировать внимание на том, что использование резистивных элементов в предлагаемой схеме построения антенны, в частности в варианте 2, не влечет за собой заметного снижения КПД Г- и Т-образных антенных устройств, т.к. при включении их в конце антенного полотна большая часть его обтекается током высокой частоты до того, как последний попадает на резистивные элементы и, следовательно, потери на излучение привалируют над тепловыми потерями, уменьшающими КПД по типу антенн бегущей волны, например, ромбических.}

Формула изобретения

1. Несимметричная Г-образная или Т-образная антенна, содержащая вертикальное снижение, выполненное по крайней мере из одного провода и подключенное к фидеру, и верхнюю нагрузку, состоящую из по крайней мере одного проводника и установленную между двух опор посредством изоляторов, отличающаяся тем, что введен по крайней мере один вертикальный штырь, присоединенный к соответствующему проводу верхней нагрузки и изолированный от опоры, при этом высота штыря Н_шт выбрана из соотношения Н_шт (0,3 0,5) l_сн, где l_cн длина вертикального снижения. 2. Антенна по п. 1, отличающаяся тем, что каждый штырь выполнен в виде диэлектрической трубы или стержня с заармированными внутрь проводниками, установлен на проводящей плите и электрически соединен с проводами верхней нагрузки металлическими перемычками регулируемой длины, причем штыри стянуты между собой стержнями. 3. Антенна по пп. 1 и 2, отличающаяся тем, что введены резистивные элементы, включенные между основанием штырей и неметаллическими перемычками. 4. Антенна по пп. 1 3, отличающаяся тем, что введены согласующие блоки из R-L-C-элементов, соединенных по лестничной схеме и подключенных к основанию штырей.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4

СУДОВЫЕ АНТЕННЫ КВ-ДИАПАЗОНА

Содержание журнала На главную страницу Компания ИНФОРМОСТ О компании Контакты Наши награды Как нас найти Журнал ИНФОРМОСТ — Радиоэлектроника и телекоммуникации Об издании Тематический план Реклама — Архив журнала — Архив по рубрикам — 2(44) 2006 — — 1(43) 2006 — — 6(42) 2005 — — 5(41) 2005 — — 4(40) 2005 — — 3(39) 2005 — — 2(38) 2005 — — 1(37) 2005 — — 6(36) 2004 — — 5(35) 2004 — — 4(34) 2004 — — 3(33) 2004 — — 2(32) 2004 — — 1(31) 2004 — — 6(30) 2003 — — 5(29) 2003 — — 4(28) 2003 — — 3(27) 2003 — — 2(26) 2003 — — 1(25) 2003 — — 6(24) 2002 — — 5(23) 2002 — — 4(22) 2002 — — 3(21) 2002 — — 2(20) 2002 — — 1(19) 2002 — — 5(18) 2001 — — 4(17) 2001 — — 3(16) 2001 — — 2(15) 2001 — — 1(14) 2001 — — 6(13) 2000 — — 5(12) 2000 — — 4(11) 2000 — — 3(10) 2000 — — 2(9) 2000 — — 1(8) 2000 — — 6(7) 1999 — — 5(6) 1999 — — 4(5) 1999 — — 3(4) 1999 — — 2(3) 1999 — — 1(2) 1999 — — 1(1) 1998 — Подписка Новости компаний Пожарная безопасность О журнале Редколлегия журнала План выхода Реклама Каталог-справочник на CD ROM СУДОВЫЕ АНТЕННЫ КВ-ДИАПАЗОНА ДЛЯ МАЛОМЕРНЫХ СУДОВ, ПРОБЛЕМЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ И РЕШЕНИЯ В. Н. Беспалов , главный инженер ООО «А. Т. К.» Организация эффективной коротковолновой радиосвязи на маломерных судах зачастую сопряжена с проблемой выбора антенны для работы с установленной на судне радиоустановкой КВ-диапазона (1,8–30 МГц). В этой статье рассматривается ситуация, когда применение хорошо известных Г-образных антенн весьма затруднительно из-за малых размеров судна. Как правило, во многих регионах выделяемые указаниями по радиосвязи рабочие частоты находятся в нижней части КВ-диапазона, то есть от 2 до 6 МГц. Это еще больше затрудняет использование КВ-радиостанций на судне с небольшими размерами, т. к. вместо «наклонных лучей» приходится применять сильно «укороченные» штыревые антенны, обладающие на этих частотах малой эффективностью. Термин «укороченная» в данном случае означает, что длина этой штыревой антенны значительно меньше четверти длины рабочей волны радиостанции. При рабочей частоте F = 4, 0 МГц длина волны составляет L = 75 м. Полноразмерная штыревая антенна для этой частоты должна иметь длину h = L/4 = 18,75 м. Понятно, что антенну такой длины на судне малых размеров разместить довольно сложно. В этом случае применяют штыревые антенны ограниченной стандартной длины (8 футов — 2,4 м или 12 футов — 3,6 м). Антенна длиной 2,4 м соответствует полноразмерной четвертьволновой антенне для частоты 30 МГц и составляет всего 0,128 от длины полноразмерной антенны на частоте F = 4,0 МГц. Результатом такого сильного «укорочения» антенны является полное отсутствие ее настройки на рабочую частоту радиостанции, что приводит к резкому увеличению коэффициента стоячей волны в антенне. Это равносильно тому, что практически вся мощность радиостанции, отразившись от входа антенны, не излучается в эфир, а возвращается снова в радиостанцию. Обычно это приводит к выходу из строя выходных каскадов радиостанции. Хорошо, что большинство современных радиостанций имеют защиту от работы на ненастроенную антенну. Устройство защиты в этом случае просто снижает мощность радиостанции до минимума. Она сохраняет свою работоспособность, но при этом радиоволна практически не излучается, связь отсутствует. Выходом из этой ситуации является применение автоматического антенного тюнера — дополнительного устройства, которое устанавливается между радиостанцией и антенной. С его помощью радиостанцию можно настроить на работу с антенной малой длины. Применение антенного тюнера обеспечивает работоспособность радиостанции, но мощность, излучаемая антенной в эфир, все равно достаточно мала по сравнению с полной мощностью радиостанции. Соответственно, низок будет и коэффициент полезного действия (КПД) такой антенны. Например, КПД штыревой антенны длиной 2,4 м на частоте 4 МГц не превышает 4—5 %, то есть 95 % мощности радиостанции расходуется впустую. Однако существует простой и надежный способ значительно повысить эффективность антенны – это использование нагрузочных катушек. Так, применение нагрузочной катушки на штыревой антенне поднимает КПД до 32—35 %. Такая катушка может быть изготовлена на заводе уже настроенной на верхнюю частоту используемого вами рабочего диапазона. Например, если рабочие частоты вашей радиостанции находятся в диапазоне 2—4 МГц, то выбирается катушка на 4 МГц. Антенна с такой катушкой настроена на частоту 4 МГц. Настройку на частоты от 2 до 4 МГц обеспечивает антенный тюнер. При этом надо помнить, что работа на частотах выше 4 МГц может быть и невозможна. Штыревые судовые антенны длиной от 3,6 до 6 м известных фирм-производителей (рис. 1), давно уже доступные российскому потребителю, изготавливаются именно с такими нагрузочными катушками. Антенны могут быть уже настроены производителем (заранее по заказу) на частоты 2,6; 4,6; 6,3; 8,3 и 10 МГц. Поэтому пользователю при заказе качественной антенной системы необходимо предварительно сообщать дистрибьютору производителя в России планируемую к использованию верхнюю частоту рабочего диапазона. Более короткие антенны некоторых производителей (с длиной штыря порядка 2,4 м) также снабжаются катушками. Для этих антенн (рис. 2) имеются катушки типа «КИ». Катушки изготавливаются настроенными на 7 МГц. Их установка на антенну чрезвычайно проста. Необходимо развинтить секции антенны, удалить соединительную втулку. Вместо нее навернуть катушку по резьбе на нижнюю секцию антенны, а затем ввернуть верхнюю секцию антенны в верхнее резьбовое отверстие катушки. То есть катушка используется вместо втулки для соединения двух секций антенны. Можно подумать, что применение катушек полностью решает проблему эффективности укороченных антенн. Однако это не так. Любое увеличение физической длины антенны всегда положительно сказывается на ее эффективности. Поэтому необходимо выбирать размеры антенны исходя из максимально возможной ее длины для конкретного судна. Кроме штыревых антенн с катушками, применяются так называемые спиральные антенны (рис. 3). У этих антенн катушка как бы «распределена по всей длине». Они имеют длину 2,6 м, массу – 0,5 кг вместе с кронштейном и очень удобны для установки на малые катера. Антенны изготавливаются на диапазоны частот: 2,0–4,6; 2,0–6,3; 2,2–8,3; 2,5–10 и 2,5–14 МГц. Подход к выбору этих антенн такой же, как и для антенн с катушками: предпочтение следует отдавать антенне с верхней частотой, соответствующей используемой вами верхней рабочей частоте. Настройка на все более низкие частоты производится автоматически антенным тюнером. В данной антенне выигрыш в увеличении КПД такой же, как и в антеннах с катушками. Зачастую штыревые КВ-антенны пытаются установить на судне как можно выше. Если для антенн УКВ-диапазона это оправданно, т. к. увеличивает дальность связи, то для антенн КВ-диапазона это условие не является необходимым. И дело не только в том, что в соответствии с требованиями Российского Речного Регистра антенна не должна находиться выше верхней точки мачты, а еще и в том, что штыревая антенна КВ-диапазона лучше работает, когда установлена как можно ближе к земле или поверхности воды. Поэтому более подходящим для такой антенны будет место не на мачте и, возможно, даже не на крыше рубки, а где-то еще ниже на борту судна, лишь бы ее не заливала вода. Нужно сказать, что вертикальная штыревая антенна очень хорошо обеспечивает связь на дальних и средних дистанциях (более 400 км). Для организации связи на ближних расстояниях (от 50 до 400 км) необходимо устанавливать штыревую антенну под углом к горизонту 70° и желательно использовать в качестве базовой антенну зенитного излучения. В этом отношении заслуживают внимания штыревые антенны длиной 3 м (рис. 4) с отдельно наклоняемой верхней частью. Такую антенну не надо устанавливать полностью наклонно, т. к. наличие радиоволны с горизонтальной поляризацией обеспечивает горизонтальная верхняя часть антенны, которую при необходимости можно поднять и вертикально, что обеспечит улучшение связи на дальних расстояниях. Как видно из всего сказанного выше, а также учитывая, что теория распространения радиоволн на сегодняшний день радикально не изменилась, необходимость решения конкретных задач заставляет конструкторов и производителей оборудования находить дополнительные пути повышения эффективности применяемых антенных систем, зачастую не увеличивая стоимости и сложности конструкции. В любом случае потребителю на этапе выбора того или иного вида антенных систем не будет лишним получить предварительную консультацию у специалистов в этой области исходя из сложившейся (планируемой) системы радиосвязи в регионе и конкретного типа судового транспортного средства. При использовании материалов ссылка на журнал обязательна. ООО «Компания «ИНФОРМАЦИОННЫЙ МОСТ» 107553, Россия, г. Москва, ул. Б. Черкизовская, д. 103, тел./факс (495) 160-9892, 160-9992, e-mail: [email protected]

Дизайн и поддержка VDStudio

Строим кв антенну пособие для начинающих радиолюбителей. Как работает антенный тюнер П образные согласующие устройства для кв диапазонов

Согласующие устройства КВ антенн необходимы для обустройства любительских и профессиональных радиоточек. Как правило, стоимость подобного оборудования невелика. Их продажа ведётся открыто, а чтобы купить согласующие устройства КВ антенн, не требуется специальное разрешение.

Область применения

КВ антенные тюнеры необходимы практически всем людям, практикующим использование радиосвязи. КВ антенные тюнеры стремятся купить и установить следующие категории:

• рыбаки, охотники, туристы и прочие любители активного отдыха на природе;
• дальнобойщики и таксисты тоже предпочитают устанавливать в своих автомобилях антенный тюнер для трансивера;
• на сегодняшний день Россия не может похвастаться тем, что на всей её территории присутствует устойчивое покрытие сотовой связи. Во многих населённых пунктах единственным средством связи являются радиостанция, в комплекте с которой люди стремятся купить согласующее устройство КВ передатчика.

Исходя из вышесказанного, становится понятно, что составной частью радиолюбительских точек являются не только трансиверы, рации и антенны, но и тюнеры. Как правило, цена подобных устройств невысока и доступна радиолюбителю со средним достатком.

«РадиоЭксперт» – ресурс для приобретения радиотоваров

Интернет-магазин «РадиоЭксперт» предлагает недорого заказать различные радиотовары. Ознакомиться со всем ассортиментом реализуемой продукции вам поможет прайс.
Компания предлагает вашему вниманию антенны, тюнеры, усилители, рации и множество других радиотоваров производства всемирно известных брендов. Ресурс сотрудничает с ними напрямую, минуя перекупщиков, поэтому цена антенн, тюнеров и прочей радиотехники находится на приемлемом уровне. Разумеется, сайт предоставляет гарантию на всю продукцию.
Онлайн-сервисом осуществляется доставка всех купленных товаров в любую точку России и стран СНГ. Компания гарантирует, что посылка будет доставлена в кратчайшие сроки.
Если у вас возникли какие-либо вопросы, касающиеся реализуемой продукции, цен и доставки, рекомендуем связаться с консультантами, которые с готовностью ответят вам на любые вопросы.

И. ГРИГОРОВ (RK32ZK), Белгород-15, а/я 68.

Еще лет 10…15 назад проблемы использования согласующих устройств (СУ) практически не было, соответственно почти не встречались и описания подобных устройств в радиолюбительской литературе.

Дело, вероятно, в том, что раньше в СССР практически все использовали самодельную ламповую аппаратуру, выходной каскад которой можно было согласовать практически с чем угодно.

Транзисторные РА выдают гораздо больше гармоник, чем ламповые. И часто низкодобротный П-контур на выходе транзисторного РА не справляется с их фильтрацией. К тому же, надо учесть, что количество телеканалов по сравнению с тем, что было еще несколько лет назад, выросло во много раз!

Назначение согласующего устройства

СУ обеспечивает трансформацию выходного сопротивления передатчика в сопротивление антенны. Использовать СУ с ламповым усилителем мощности, имеющим П-контур со всеми тремя плавно перестраиваемыми элементами, нерационально, так как П-контур обеспечивает согласование в широком диапазоне выходных сопротивлений. Только в случаях, когда элементы П-контура исключат подстройку, использование СУ приносит пользу.

В любом случае СУ заметно снижает уровень гармоник, и его использование как фильтра вполне оправдано.

При наличии хороших настроенных резонансных антенн и хорошего РА нет необходимости использовать согласующее устройство. Но когда и антенна одна работает на нескольких диапазонах, и РА не всегда выдает то что надо, использование СУ дает хорошие результаты.

Принципы построения согласующего устройства

Классическое СУ имеет вид, показанный на рис. 1. Как видно, оно состоит из цепи согласования (ЦС), которая выполнена по одной из известных схем (собственно ЦС часто и носит название «согласующее устройство», «ATU»), измерителя КСВ, ВЧ моста, показывающего степень рассогласования антенны, эквивалента антенны R 1, и контрольных нагрузок R2, R3. Без всего этого «окружения» СУ является лишь цепью согласования, не более того.

Разберем принцип работы устройства. В положении S 1 «Обход» выход передатчика подключен к S2, что дает возможность или напрямую подключить антенну, или включить на выход один из эквивалентов нагрузки (R2 или R3) и проверить возможность согласования передатчика с ним. В положении «Настройка» передатчик работает на согласованную нагрузку. Также через сопротивление R4 включается ВЧ мост. По балансу этого моста цепью согласования и производится настройка антенны. Резисторы R2 и R3 дают возможность проверить, возможна ли настройка цепи согласования на них. Настроив ЦС, включают режим «Работа». В этом режиме еще немного подстраивают цепь согласования по минимуму показаний КСВ-метра.

Ниже рассмотрим используемые на практике основные ЦС.

Цепь согласования на параллельном контуре

Одна из самых эффективных и просто выполнимых ЦС показана на рис.2. Передатчик подключается через катушку L1 и конденсатор С1. L1 составляет от четверти до шестой части от количества витков L2 и наматывается в нижней ее части. L1 должна быть отделена от L2 качественной изоляцией.

Puc.2

В данной схеме передатчик связан с ЦС только магнитным потоком, и здесь автоматически решен вопрос грозозащиты выходного каскада. Конденсатор С1 для работы на 1,8 МГц. должен иметь максимальную емкость — 1500 пф, а для работы на 28 МГц — 500 пф. С2 и С1 должны иметь максимально возможный зазор между пластинами. Диапазон сопротивлений нагрузки — от 10 Ом до нескольких килоом. Работа с высоким КПД обеспечивается в двух смежных диапазонах, например 1,8 и 3,5 МГц. Для эффективной работы в нескольких диапазонах необходимо переключать L1 и L2. При небольших мощностях (до 100 Вт) наиболее эффективно и просто изготовить комплект сменных катушек и производить их установку с помощью цокольных панелей от старых радиоламп. Любые эксперименты, связанные с подключением параллельно L1 и L2 катушек для уменьшения их индуктивности для работы на ВЧ диапазонах, подключением к отводам этих катушек «хитрое» параллельное включение катушек значительно снижают эффективность работы этой ЦС на ВЧ. Данные катушек для схемы рис.2 приведены в табл.1.

Диапазон, МГц
Диаметр катушки, мм
Длина намотки, мм
Кол-во витков

Хотя в настоящее время симметричные антенны используются редко, стоит рассмотреть возможность работы этой ЦС на симметричную нагрузку (рис.3).

Puc.3

Единственное ее отличие от схемы рис.2 в том, что напряжение для нагрузки снимается симметрично. L1 должна быть расположена симметрично относительно L2. Конденсаторы С 1 и С2 должны находиться на одной оси. Необходимо принять меры по уменьшению влияния емкостного эффекта на L2, т. е. она должна находиться достаточно далеко от металлических стенок. Данные L2 для схемы рис.3 приведены в табл.2.

Диапазон, МГц
Диаметр катушки, мм
Длина намотки, мм
Кол-во витков

Встречаются и конструкции упрощенного варианта этой ЦС.

Puc.4

На рис.4 приведена несимметричная цепь, на рис.5 — симметричная. Но, к сожалению, как показывает опыт, эти схемы не могут дать такого тщательного согласования, как в случае использования конденсаторов С3 (рис. 2) или С3.1, С3.2 (рис.3).

Puc.5

Особенно тщательно надо подходить к постройке многодиапазонных ЦС, работающих на таком принципе (рис.6). За счет снижения добротности катушки и большой емкости отводов «на землю» КПД такой системы на ВЧ диапазонах низок, но использование такой системы в диапазонах 1,8…7 МГц вполне допустимо.

Puc.6

Настраивают ЦС, изображенную на рис.2, просто. Конденсатор С1 ставят в максимальное положение, С2 и СЗ — в минимальное, затем с помощью С2 настраивают контур в резонанс, и потом, увеличивая связь с антенной с помощью С3, добиваются максимальной отдачи мощности в антенну, при этом все время подстраивая С2 и, по возможности, С1. Следует стремиться к тому, чтобы после настройки ЦС СЗ имел максимальную емкость.

Т-образная цепь согласования

Эта схема (рис.7) получила широкое распространение при работе с несимметричными антеннами.

Puc.7

Для нормальной работы этой ЦС необходима плавная регулировка индуктивности. Иногда даже половина витка имеет решающее значение для согласования. Это ограничивает использование индуктивности с отводами или требует индивидуального подбора количества витков для конкретной антенны. Необходимо, чтобы емкость С1 и С2 на «землю» была не более 25 пФ, в противном случае возможно снижение КПД на 24…28 МГц. Необходимо, чтобы «холодный» конец катушки L1 был тщательно заземлен. Данная ЦС обладает хорошими параметрами: КПД — до 80% при трансформации 75 Ом в 750 Ом, возможность согласования нагрузки от 10 Ом до нескольких килоом. С помощью только одной переменной индуктивности 30 мкГн можно перекрыть весь диапазон от 3,5 до 30 МГц, а подключив параллельно C1, C2 постоянные конденсаторы по 200 пФ, можно работать и на 1,8 МГц.

К сожалению, переменная индуктивность дорога и сложна конструктивно. W3TS предложил переключаемую «цифровую индуктивность» (рис.8). Используя такую индуктивность, с помощью переключателей можно наглядно выставить нужное ее значение.

Еще одну попытку упростить конструктивное исполнение предприняла фирма АЕА, выполнив согласующее устройство по схеме, приведенной на рис. 9. Действительно, схемы на рис.7 и рис.9 равнозначны. Но конструктивно гораздо проще использовать один заземленный высококачественный конденсатор вместо двух изолированных, а дорогую переменную индуктивность заменить на дешевые постоянные катушки индуктивности с отводами. Эта ЦС хорошо работала от 1,8 до 30 МГц, трансформируя 75 Ом в 750 Ом и в 15 Ом. Но при работе с реальными антеннами иногда сказывалась дискретность переключения индуктивности. При наличии 18, а лучше 22 позиционных переключателей эту ЦС можно рекомендовать к практическому исполнению. При этом необходимо до минимума уменьшить длину отводов катушки к переключателю. Переключатели на 11 АЕА АТ-30 TUNER L1-L2-25 Витков, диам. катушки 45 мм шаг намотки 4 мм отводы от каждого витка по длине 10 витков затем через 2 витка положений дают возможность сделать ЦС только для работы на часть любительских диапазонов — от 1,8 до 7 или от 10 до 28 МГц.

Puc.9

Катушку конструктивно удобно выполнить как показано на рис.10. Каркас ее представляет собой планку из двустороннего стеклотекстолита с пропилами под витки катушки. На этой планке установлен переключатель (например 11П1Н). Отводы от катушки идут к переключателю по обеим сторонам стеклотекстолитовой планки.

Puc.10

При работе с симметричными антеннами совместно с Т-образным согласующим устройством используют симметрирующий трансформатор 1:4 или 1:6 на выходе ЦС. Такое решение нельзя признать эффективным, т. к. многие симметричные антенны имеют большую реактивную составляющую, а трансформаторы на феррите очень плохо работают при реактивной нагрузке. В этом случае необходимо применять меры по компенсации реактивной составляющей или использовать ЦС (рис.3).

П-образная схема согласования

П-образная ЦС (или П-контур), схема которой дана на рис. 11, широко используется в радиолюбительской практике.

Puc.11

В реальных условиях, когда выход передатчика составляет 50…75 Ом, и согласование необходимо производить в широком диапазоне сопротивлений нагрузки, параметры П-контура меняются в десятки раз. Например на 3,5 МГц при Rвх=Rн=75 Ом индуктивность L1 составляет примерно 2 мкГн, a C1, C2 — по 2000 пф, а при Rвх=75 Ом и RH в несколько килоом индуктивность L1 составляет примерно 20 мкГн, емкость Cl — около 2000 пФ, а C2 — десятки пикофарад. Такие большие разбросы в величинах используемых элементов и ограничивают использование П-контура в качестве ЦС.

Желательно использовать переменную индуктивность. Конденсатор Cl может иметь небольшой зазор, а C2 должен иметь зазор не менее 2 мм на каждые 200 Вт мощности.

Повышение эффективности работы согласующего устройства

Увеличить эффективность работы передатчика, особенно при использовании случайных антенн, помогает устройство, называемое «искусственная земля». Эффективно это устройство при использовании именно случайных антенн и при плохом радиотехническом заземлении. Это устройство доводит до резонансного состояния систему заземления радиостанции (в простейшем случае — кусок провода). Так как параметры земли входят в параметры антенной системы, улучшение эффективности заземления улучшает работу антенны.

Заключение

Согласующее устройство следует использовать не чаще, чем оно действительно нужно. Следует выбрать тот тип СУ, который вам необходим. Например нет смысла изготавливать широкополосное устройство для работы в диапазоне 1,8…30 МГц, если реально у вас не «строятся» антенны на 1…2 диапазона, или на этих диапазонах используются суррогатные антенны. Здесь гораздо эффективнее выполнить на каждый диапазон свое отдельное СУ. Но конечно, если вы используете трансивер с неподстраиваемым выходом, а большинство ваших антенн — суррогатные, то здесь необходимо вседиапазонное СУ.

Все вышеупомянутое относится и к устройству «искусственная земля».

Puc.12

Литература

1. (EW1MM). ВЧ-заземление/ Радиолюбитель. KB и УКВN9.
2. (RK3ZK). Согласующее устройство на коаксиальном кабеле/ РадиолюбительN7.
3. (UC2AGL). Антенный тюнер/ Радиолюбитель. -1994.-N2.
4. (UC2AGL). Антенный тюнер/ Радиолюбитель. -1991.-N1.
5. (UZ3ZK). Универсальное согласующее устройство// РадиолюбительN11.
6. (RA6LEW). Антенное коммутационно-согласующее устройство/ РадиолюбительN 12.
7. (UT5JAM). Вседиапазонное согласующее устройство к LW/ Радиолюбитель. -1992. — N 10.
8. (F9HY). Согласующее устройство для антенн типа LEVY/ /РадиолюбительN10.
9. (EW1MM). Универсальное антенное согласующее устройство/ РадиолюбительN8.

Устройство предназначено для согласования передатчика с различными типами антенн, как имеющими коаксиальный фидер, так и с открытым входом (типа «длинный луч» и т. д.). Применение устройства позволяет добиться оптимального согласования передатчика на всех любительских диапазонах, даже при работе с антенной случайной длины. Встроенный измеритель КСВ может быть использован при настройке и регулировке антенно-фидерных систем, а также как индикатор мощности, отдаваемой в антенну. Согласующее устройство работает в диапазоне 3-30 МГц и рассчитано на мощность до 50 Вт. При соответствующем увеличении электрической прочности деталей допустимый уровень мощности может быть повышен. Принципиальная схема согласующего устройства показана на рис. 1. Он включает в себя два функциональных узла: собственно устройство согласования (катушки L1 и L2. конденсаторы С6-С9, переключатели В2 и ВЗ) и измеритель КСВ, собранный по схеме балансного ВЧ моста. Устройство смонтировано на шасси. На переднюю панель выведены все органы настройки, на ней установлен и стрелочный индикатор измерителя КСВ. На задней стенке шасси укреплены два высокочастотных разъема для подключения выхода передатчика и антенн с коаксиальным фидером, а также проходной изолятор с зажимом для антенн типа «длинный луч» и т. п. Монтаж измерителя КСВ выполнен на печатной плате (см. рис. 2). Конденсаторы С1 и С2 — воздушные или керамические с начальной емкостью 0,5-1,5 пФ. ВЧ трансформатор Тр1 намотан на кольцо из феррита М30ВЧ2 размерами 12Х6Х Х4,5 мм. Вторичная обмотка содержит 41 виток провода ПЭЛШО 0,35, обмотка размешена равномерно по кольцу. Первичная обмотка состоит из двух витков провода ПЭВ-1 0,51. Дроссель Др1 намотан на кольце из феррита 600НН размерами 10Х6Х Х4 мм и содержит 150 витков провода ПЭЛШО 0,18, размешенных равномерно по кольцу. Катушка L1 намотана на кольцо М30ВЧ2 размерами 32Х15х8 мм и содержит 23 витка провода ПЭВ-2 0,81. Отводы сделаны от 1, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14, 16 и 19 витков. Обмотка изолирована двумя слоями фторопластовой ленты. Катушка L2 намотана на кольцо М30ВЧ2 12Х Х6Х4.5 мм и содержит 30 витков провода ПЭЛШО 0,41. Блоки переменных конденсаторов — самодельные, из воздушных подстроенных конденсаторов типа КПВ. Конструкция сочленения их в блоки может быть любой, важно лишь обеспечить изоляцию роторов и статоров от шасси. Собственно устройство согласования настройки не требует. Измеритель КСВ настраивают следующим образом. От печатной платы отпаивают провод, идущий к конденсаторам С6, С7. К нему подключают резистор сопротивлением 75 Ом и мощностью — 5-10 Вт (можно использовать несколько резисторов МЛТ-2. соединенных параллельно). Вход измерителя подключают к передатчику. Переключатель В1 устанавливают в положение «Прямая». Подают такое напряжение ВЧ (частотой 21 или 28 МГц), чтобы стрелка индикатора отклонилась на всю шкалу. Затем устанавливают переключатель в позицию «Отраженная» и настройкой конденсатора С2 добиваются нулевых показаний индикатора. Если это не удается, подбирают резистор R2 или диод Д2. Меняют местами нагрузку и выход передатчика и повторяют настройку конденсате ром С1, а также подбором резистора R1 и диода Д1. Соотношения прямой и отраженной волн, соответствующие КСВ==1, в правильно настроенном измерителе должны сохраняться во всем диапазоне частот. Для общей проверки согласующего устройства передатчик подключают к входу устройства, а к его выходу подключают активную нагрузку сопротивлением 75-200 Ом. Конденсаторы С6 и С7 устанавливают в положение максимальной емкости, переключатели — в позиции, показанные на схеме. Включают передатчик и резистором R3 добиваются отклонения стрелки индикатора на всю шкалу. Переводят переключатель B1 в позицию «Отраженная» и переключателем В2 добиваются Минимальных показаний индикатора. Затем настройкой переменных конденсаторов С6 и С7 добиваются нулевых показаний индикатора, что соответствует значению КСВ =1 и свидетельствует о полном согласовании выхода передатчика с эквивалентом нагрузки. На высокочастотных диапазонах может потребоваться подключение катушки L2 параллельно L1. Аналогичная процедура настройки выполняется и при подключении реальных типов антенн. Отсчет КСВ производят по формуле KCB=(А+В)/(А-В) где А — отсчет по шкале индикатора для прямой волны. В-для отраженной. Шкалу можно отградуировать непосредственно в единицах КСВ. Описанное устройство используется автором с антенной «наклонный луч» длиной 80 м. На всех любительских диапазонах удается получить полное согласование антенны с передатчиком. Помехи телевидению отсутствуют полностью. Данное устройство проверялось на радиостанции UA4IF при работе с отрезком провода случайной длины (15-17 м). На всех любительских диапазонах было получено согласование с КСВ не хуже 1,2 — 1,5. Инж. В. КОБЗЕВ (UW4HZ) г. Куйбышев, РАДИО 9/75

Согласующее устройство.

Выбор зависит от применяемых на станции антенн. Если входные сопротивления излучающих систем не опускаются ниже 50Ом, можно обойтись примитивным согласующим устройством Г-образного типа,

https://pandia.ru/text/77/515/images/image016_7.gif»>

Антенные тюнеры в виде отдельных устройств фирмы изготавливают чаще по схеме

антенны» никто не оценит. В качестве СУ можно использовать и обычный П-контур,

бегунком». В фирменных антенных тюнерах применяются катушки с «бегунком» у которых первые витки намотаны с увеличенным шагом — это сделано для получения малых индуктивностей с максимальной добротностью и минимальной межвитковой связью. Достаточно качественное согласование можно получать при применении «вариометра бедного радиолюбителя». Это две последовательно включенные катушки с переключением отводов,

вариометр бедного радиолюбителя» справляется успешно. Кстати, в тюнере такого дорогого ТRХ как TS-940 применяется всего лишь 7 отводов, а автоматических антенных тюнерах AT-130 от ICOM — 12 отводов, АТ-50 от Kenwood — 7 отводов — поэтому не подумайте, что описываемый здесь вариант – «примитив, который не заслуживает Вашего внимания». В нашем случае имеем даже более «крутой» вариант – соответственно более точную настройку – 20 отводов. Зазоры между пластинами в КПЕ должны выдерживать предполагаемое напряжение. Если применяются низкоомные нагрузки, можно обойтись КПЕ от старых типов РПУ, при выходной мощности до 200-300Вт. Если высокоомные — придётся подобрать КПЕ от радиостанций с требуемыми зазорами. Расчёт простой — 1мм выдерживает 1000В, предполагаемое напряжение можно найти из формулы Р=U`(в квадрате) /R, где Р — мощность, R — сопротивление нагрузки, U — напряжение. Обязательно на радиостанции должен быть переключатель, при помощи которого трансивер отключается от антенны в случае грозы или нерабочем состоянии, т. к. более 50% случаев выхода из строя транзисторов связаны с наводкой статического электричества. Его можно ввести или в щиток переключение антенн или в СУ.

Описание согласующего устройства.

Как итог различных опытов и экспериментов по этой теме привели автора к схеме П-образного «согласователя».

Гальваника» href=»/text/category/galmzvanika/» rel=»bookmark»>гальванически развязана от входа трансивера через зазоры между пластинами КПЕ. Но безрезультатные поиски подходящих КПЕ для этой схемы вынудили отказаться от неё. Кстати, схему П-контура используют и некоторые фирмы, выпускающие автоматические тюнеры – та же американская KAT1 Elekraft или голландская Z-11 Zelfboum. Помимо согласования П-контур выполняет ещё и роль фильтра низких частот, что весьма неплохо для перегруженных радиолюбительских диапазонов, наверное, вряд ли кто-то откажется от дополнительной фильтрации ненужных гармоник. Главный недостаток схемы П-контура – это потребность в КПЕ с достаточно большой максимальной ёмкостью, что меня наводит на мысль, почему и не применяются такие схемы в автоматических тюнерах импортных трансиверов. В Т-образных схемах чаще всего используются два КПЕ перестраиваемые моторчиками и понятно, что КПЕ на 300пф будет намного меньше размером, дешевле и проще, нежели КПЕ на 1000пф. В СУ применены КПЕ от ламповых приёмников с воздушным зазором 0,3мм, обе секции включены параллельно. В качестве индуктивности применена катушка с отводами, переключаемыми керамическим галетным переключателем. Катушка бескаркасная 35 витков провода 0,9-1,1мм намотана на оправке диаметром 21-22мм, свёрнута в кольцо и своими короткими отводами припаяна к выводам галетного переключателя. Отводы сделаны от 2,4,7,10,14,18,22, 26,31 витков. КСВ-метр изготовлен на ферритовом кольце. Для КВ решающего значения проницаемость кольца в общем-то не имеет – применено кольцо К10 проницаемостью 1000НН. Оно обмотано тонкой лакотканью и на неё намотано 14 витков в два провода без скрутки ПЭЛ 0,3, начало одной обмотки, соединённое с концом второй образуют средний вывод. В зависимости от требуемой задачи, точнее от того какую мощность предполагается пропускать через это СУ и качества излучающих светодиодов, детектирующие диоды D2,D3 можно использовать кремниевые или германиевые. От германиевых диодов можно получить бОльшие амплитуды и чувствительность. Наилучшие – ГД507. Но так как автор применяет трансивер с выходной мощностью не менее 50Вт, достаточно и обычных кремниевых КД522. Как «ноу хау » в этом СУ применена светодиодная индикация настройки помимо обычной на стрелочном приборе. Для индикации «прямой волны» применён зелёного цвета светодиод AL1, а для визуального контроля за «обратной волной» — красного цвета AL2. Как показала практика – это решение очень удачно – всегда можно оперативно отреагировать на аварийную ситуацию – если что-то случается во время работы с нагрузкой красный светодиод начинает ярко вспыхивать в такт с передатчиком, что не всегда так заметно по стрелке КСВ-метра. Не будешь же постоянно пялиться на стрелку КСВ-метра во время передачи, а вот яркое свечение красного света хорошо видно даже боковым зрением. Это положительно оценил RU6CK когда у него появилось такое СУ (к тому же у Юрия плохое зрение). Уже более года и сам автор использует в основном только «светодиодную настройку» СУ – т. е. настройка сводится к тому, чтобы погас красный светодиод и ярко полыхал зелёный. Если уж и захочется более точной настройки – можно по стрелке микроамперметра её «выловить». Настройка прибора выполняется с использованием эквивалента нагрузки на который рассчитан выходной каскад передатчика. Присоединяем СУ к TRX минимальной (насколько это возможно – т. к. этот кусок в дальнейшем и будет задействован для их соединения) длины коаксиалом с требуемым волновым сопротивлением, на выход СУ без всяких длинных шнурков и коаксиальных кабелей эквивалент, выкручиваем все ручки СУ на минимум и выставляем при помощи С1 минимальные показания КСВ-метра при «отражёнке». Следует заметить – выходной сигнал для настройки не должен содержать гармоник (т. е. должен быть фильтрованный), в противном случае минимума не найдётся. Если конструкция будет выполнена правильно – минимум получается в районе минимальной ёмкости С1. Меняем местами вход-выход прибора и снова проверяем «баланс». Проверяем настройку на нескольких диапазонах – если всё ОК, тогда настройка на минимум совпадёт в различных положениях. Если не совпадает или не «балансируется» — ищите более качественное «масло» в голову изобретателя… Только слёзно прошу – не задавайте автору вопросов по тому как делать или настраивать такое СУ – можете заказать готовое, если не получается сделать самостоятельно. Всю информацию можно получить на сайте http://hamradio. /ut2fw там же можно и картинки все просмотреть. Или по Е-майл: *****@***net Светодиоды нужно выбрать из современных с максимальной яркостью свечения при максимальном сопротивлении. Мне удалось найти красные светодиоды сопротивлением 1,2кОм и зелёные 2кОм. Обычно зелёные светятся слабо – но это и неплохо – ёлочную гирлянду не делаем. Главная задача, чтобы он достаточно отчётливо светился в штатном режиме на передачу трансивера. А вот красный в зависимости от целей и предпочтений пользователя можно выбрать от ядовито-малинового до алого. Как правило – это светодиоды диаметром 3-3,5мм. Для более яркого свечения красного применено удвоение напряжения – введён диод D1. Из-за этого точным измерительным прибором наш КСВ-метр уже не назовёшь – он завышает «отражёнку» и если захочется вычислить точное значение КСВ – придётся это учитывать. Если есть потребность именно в измерении точных значений КСВ – нужно применить светодиоды с одинаковым сопротивлением и сделать два плеча КСВ-метра абсолютно одинаковыми – или с удвоением напряжения оба или без него оба. Только в этом случае получим одинаковое значение напряжений, поступающее от плеч Тр до МА. Но скорее нас более волнует не какой именно имеем КСВ, а то, чтобы цепь TRX-антенна была согласована. Для этого вполне достаточно показаний светодиодов. Это СУ эффективно при применении с антеннами несимметричного питания через коаксиальный кабель. Автором проведены испытания на «стандартные» распространённые антенны «ленивых» радиолюбителей – рамку периметром 80м, Инвертед-V совмещённые 80 и 40м, треугольник периметром 40м, пирамиду на 80м. Константин RN3ZF такое СУ применяет со штырём, Инвертед-V в том числе и на WARC диапазонах, у него FT-840. UR4GG применяет с треугольником на 80м и трансиверами «Волна» и «Дунай». UY5ID согласовывает ШПУ на КТ956 с многосторонней рамкой периметром 80м с симметричным питанием, использует дополнительный «переход» на симметричную нагрузку. Если при настройке не удаётся погасить красный светодиод (достичь минимальных показаний прибора) это может говорить о том, что помимо основного сигнала в излучаемом спектре есть ещё составляющие и СУ не в состоянии пропустить их и согласовать одновременно на всех излучаемых частотах. И те гармоники, которые лежат выше основного сигнала по частоте, не проходят через ФНЧ, образуемый элементами СУ отражаются и на обратном пути «поджигают» красный светодиод. О том, что СУ не «справляется» с нагрузкой может говорить лишь только тот факт, что согласование происходит при крайних значениях (не минимальных) параметров КПЕ и катушки – т. е. не хватает ёмкости или индуктивности. Ни у кого из пользователей на перечисленные антенны ни на одном из диапазонов таких случаев не отмечено. Испытано применение СУ с «верёвкой» — проводом длиной 41м. Не следует забывать, что КСВ-метр является измерительным прибором только в случае обеспечения с обеих его сторон нагрузки при которой он балансировался. При настройке на «верёвку» светятся оба светодиода и за точку отсчёта можно взять максимально яркое свечение зелёного при минимально возможном красного. Можно предположить, что это будет наиболее верная настройка – на максимум отдачи в нагрузку. Ещё хотелось бы отметить – ни в коем случае нельзя переключать отводы катушки при излучении максимальной мощности. В момент переключения происходит разрывание цепи (хотя и на доли секунды) – резко меняется индуктивность – соответственно подгорают контакты галетного переключателя и резко меняется нагрузка трансиверу. Переключение галетного переключателя нужно производить при переводе трансивера на RX. В качестве микроамперметра применён прибор М68501 с током полного отклонения 200мка. Вид прибора можно увидеть на http://hamradio. /ut2fw/port/photo/dop_mam. jpg Можно применить и М4762 — их применяли в магнитофонах «Нота», «Юпитер». Понятно, что С1 должен выдерживать напряжение выдаваемое трансивером в нагрузке. Информация для дотошных и «требовательных» читателей – автор осознаёт, что такого типа КСВ-метр не является прецизионным высокоточным измерительным прибором. Изготовления такого устройства и не ставилось! Основная задача была – обеспечить трансиверу с широкополосными транзисторными каскадами оптимальную согласованную нагрузку, ещё раз повторю – как передатчику, так и приёмнику. Приёмник в той же полной мере нуждается в качественном согласовании с антенной, как и мощный ШПУ!!! Кстати, если в вашем «радиве» оптимальные настройки для приёмника и передатчика не совпадают – это говорит о том, что настройка или вообще толком не производилась, а если и производилась – то, скорее всего только передатчика и полосовые фильтры приёмника имеют оптимальные параметры при других значениях нагрузок, нежели это было отлажено на передатчике. Задача нашего КСВ-метра – показать, что кручением ручек СУ мы добились тех параметров нагрузки, которую присоединяли к выходу ANTENNA во время настройки. И можем спокойно работать в эфире, зная, что теперь трансивер не «пыжится и молит о пощаде», а имеет почти ту же нагрузку, на которую его и настраивали. Это, конечно, не говорит о том, что ваша антенна от этого СУ стала работать лучше, не нужно забывать об этом! Для страждущих о прецизионном КСВ-метре могу рекомендовать его изготовить по схемам, приведённым во многих зарубежных серьёзных изданиях или купить готовый прибор. Но придётся раскошелиться – действительно приборы от известных фирм стоят от 50$ и выше, СВ-ишные польско-турецко-итальянские не беру во внимание. Хорошая и полная статья по изготовлению КСВ-метра была в журнале Радио №6 1978, автор М. Левит (UA3DB), её электронный вариант подготовлен и выложен на сайте: http://hamradio. /ut2fw/port/dop_atu. htm

Согласующие устройства.

Коэффициент стоячей волны (КСВ) – одна из основных характеристик антенно-фидерного тракта любительской радиостанции. Прибор, описание которого приведено в этой статье, позволяет измерить падающую и отраженную от нагрузки мощность (и, следовательно, определять КСВ) в коаксиальном тракте с волновым сопротивлением 75 или 50 Ом на частотах до 30 МГц.

Принципиальная схема прибора приведена на рис. 1.

Он состоит из двух высокочастотных вольтметров на диодах V1 и V2, с помощью которых измеряется отраженная и падающая мощность. На катоды диодов высокочастотное напряжение поступает с емкостных делителей С1С2 и С8С9. Оно пропорционально напряжению в передающей линии. Электрическая длина измерительной линии (от разъема X1 до разъема Х2) выбирается существенно меньше длины волны, поэтому напряжение высокой частоты, поступающее на диод V1, совпадает по фазе с ВЧ напряжением на диоде V2. На аноды диодов через трансформатор Т1 поступает ВЧ напряжение, пропорциональное току в передающей линии. На диод V1 оно подается с резистора R4, а на диод V2 — с резистора R5. Напряжения, поступающие на диоды с этих резисторов, противофазны. В случае согласованной нагрузки напряжение и ток в передающей линии совпадают по фазе. При этом ВЧ напряжения, поступающие на катод и анод одного диода (какого именно — V1 или V2 — зависит от того, как включены начало и конец вторичной обмотки трансформатора Т1), будут синфазны, а на катод и анод второго диода — противофазны. Пусть для определенности синфазные напряжения поступают на диод VI. (Эпюры ВЧ напряжений в различных точках устройства для этого случая приведены на рис. 2, а. Здесь Uu — напряжение на катодах диодов V1 и V2, Ui, — напряжение на аноде диода V1, Ui2 — напряжение на аноде диода V2, Uv1 — результирующее ВЧ напряжение между катодом и анодом диода V1. Uv2 — то же, для диода V2.) Тогда подбором ВЧ напряжения на катоде диода с помощью подстроечного конденсатора С1 можно добиться равенства этих напряжений по амплитуде. Выпрямленный ток в цепи этого диода будет отсутствовать, и, следовательно, ВЧ вольтметр на диоде V1 регистрирует отраженную мощность. В этом случае выпрямленный ток в цепи диода V2 будет иметь максимальное значение. Отметим сразу, что прибор симметричен и будет работать, если к разъему Х2 подключить передатчик, а к разъему X1 — антенну. Однако ВЧ вольтметры на диодах V1 и V2 поменяются ролями: первый будет измерять теперь падающую мощность, а второй — отраженную. Это свойство прибора используется при его налаживании. При несогласованной нагрузке изменяются амплитуды ВЧ напряжения и тока в передающей линии, между ними появляется сдвиг фазы. Вследствие этого результирующее напряжение на диоде V1 уже не будет равно нулю, изменится и ВЧ напряжение на диоде V2 (рис. 2, б). Несколько слов о назначении остальных элементов. Конденсаторы С5 и С6 корректируют частотную характеристику трансформатора Т1, обеспечивая постоянство коэффициента передачи во всем диапазоне рабочих частот. Подстроечными резисторами R2 и R6 устанавливают чувствительность прибора. Измерительный прибор РА] подключают к ВЧ вольтметрам переключателем S1.

Прибор лучше всего выполнить в виде двух блоков: индикатора (микроамперметр РА1, резистор R9 и переключатель S1) и высокочастотной головки (все остальные элементы). Блоки соединяют экранированным многожильным проводом. Высокочастотная головка (см. рис. 3) помещена в латунную коробку со съемной верхней крышкой. На стенках коробки установлены ВЧ разъемы (X1 и Х2) и разъем для подключения индикатора.

Основное требование к конструкции высокочастотной головки — симметричное расположение элементов, относящихся к вольтметрам на диодах V1 и V2, и возможно короткие соединительные провода. Кроме того, желательно разнести друг от друга входные и выходные цепи. Один из вариантов монтажной схемы высокочастотной головки приведен на рис. 4. Детали размещены на плате из одностороннего фольгированного стеклотекстолита. Монтаж выполнен на стойках, запрессованных в стеклотекстолит. Фольга используется только в качестве общего провода.

В приборе можно использовать резисторы МЛТ-0,125 или МЛТ-0,25, СП4-1 (R2, R6), конденсаторы КМ-4 (С2 и С9), 3КПВМ-1 (С1 и С8), КМ-5 (все остальные — hi, кто знал в те годы что эти кондёры — “золотой запас”???). Диоды V1 и V2 — любые высокочастотные германиевые (Д9, Д18, Д10, Д311, ГД507 и т. п.). Наилучшие — ГД507, затем Д311. Прежде, чем запаивать диоды — предварительно проверьте их сопротивление (обычным тестером — не китайским!!!) — сопротивление открытого перехода должно быть минимальным, т. к. очень часто попадаются кремниевые диоды по цветной маркировке совпадающие с германиевыми. Ц4352 у ГД507 показывает 32-33Ома, у ДОм. От качества диодов будет зависеть чувствительность прибора и точность малых показаний КСВ. Если потребуется увеличение выходного напряжения (нет прибора на 100мкА) — можно диоды включить с удвоением напряжения — с выходов V1, V2 добавьте на корпус ещё по одному диоду — комментарий UT2FW.

Отметим, что конденсаторы С1 и С8 должны иметь воздушный диэлектрик и малую начальную емкость. Величина зазора между пластинами зависит от мощности, проходящей по фидеру. При мощности 100 Вт достаточен зазор 0,1 мм. Можно установить подстроечники КТ-3 (маленькие круглые пластмассовые) — у них между обкладками ротора и статора нанесён тонкий слой стекла — до 200-150Вт на антенны запитываемые через коаксиальный кабель они выдерживают. Когда RU6MS попытался через такое устройство пропустить “немного Ватт” от ГС-35Б — подстроечники испарились. Керамические подстроечники не подходят — у них серебро обкладок размазывается при вращении ротора и они “шьют” уже от нескольких Ватт.

Особое внимание следует обратить на изготовление трансформатора Т1. Он выполнен на ферритовом кольце типоразмера К20х10х4 из материала М20ВЧ2. Можно использовать и другие кольца диаметром 16…20 мм из материалов М30ВЧ2 или М50ВЧ2 (для КВ диапазонов можно использовать феррит большой проницаемости — , уменьшив количество витков вторичной обмотки — комментарий UT2FW). Роль первичной обмотки выполняет отрезок коаксиального кабеля, оплетка которого служит электростатическим экраном. Она заземляется только с одной стороны. Вторичная обмотка содержит 20 витков провода ПЭЛШО 0,2. Намотка на кольцо производится с таким расчетом, чтобы вся обмотка заняла примерно половину окружности кольца. Кольцо с вторичной обмоткой надевают на отрезок кабеля (полиэтиленовую оболочку с кабеля не снимают). Без заметного ухудшения чувствительности прибора зазор между кольцом и кабелем может достигать 5 мм.

Для налаживания прибора для измерения КСВ необходим эквивалент антенны с сопротивлением 75 или 50 Ом (в зависимости от волнового сопротивления передающей линии). Мощность, рассеиваемая эквивалентом антенны, должна соответствовать верхнему пределу измеряемой мощности. В диапазоне коротких волн (до 30 МГц) удовлетворительные результаты дает нагрузка, выполненная в виде “беличьего колеса” из соединенных параллельно двухваттных непроволочных резисторов (например, МЛТ-2). Такой эквивалент антенны допускает кратковременную двух-, трехкратную перегрузку.

Следующий этап — калибровка прибора. Переключатель S1 устанавливают в положение “Пад.”, а от передатчика подают мощность, которая соответствует требуемому верхнему пределу измеряемой мощности. С помощью подстроечного резистора R6 стрелку измерительного прибора РА1 устанавливают на последнее деление. Затем, постепенно уменьшая мощность, калибруют шкалу прибора во всем интервале измеряемых мощностей. Контролируют мощность вольтметром, подключенным к эквиваленту антенны. Аналогичным образом устанавливают и положение движка подстроечного резистора R2 (передатчик подключают к разъему Х2, эквивалент антенны — к разъему XI переключатель S1 устанавливают в положение “Отр. ”

где Рпад — падающая мощность; Ротр — отраженная мощность.

Точность измерения КСВ этим прибором составляет примерно 10%. Помимо шкалы, по которой отсчитывают падающую и отраженную мощности, в приборе удобно иметь и нормированную шкалу КСВ. Этой шкалой удобно пользоваться в тех случаях, когда нет необходимости точно знать мощность, излучаемую передатчиком. Нормированную шкалу строят, устанавливая предварительно переменным резистором R9 при различных КСВ стрелку измерительного прибора РА1 на последнюю отметку (переключатель S1 — в положении “Пад.”). Затем переводят переключатель в положение “Отр.” и калибруют прибор по КСВ. Из-за нелинейности вольт — амперной характеристики диодов точность измерения КСВ по такой методике будет ниже (особенно при мощности, существенно меньшей, чем предельная мощность, измеряемая прибором), но все же она остается вполне приемлемой для любительской практики.

Предлагаемое устройство не только позволяет согласовать антенну с передатчиком, но и измеряет КСВ, мощность, коммутирует трансивер на четыре антенны, а также имеет возможность заземлить все антенны во время грозы с одновременным подключением эквивалента нагрузки к передатчику. На переднюю панель устройства выведены все органы настройки, на ней установлен и стрелочный индикатор измерителя. На задней стенке шасси укреплены пять высокочастотных коаксиальных разъемов для подключения выхода передатчика и антенн, а также зажим для подключения заземления. Узел согласующего устройства обеспечивает согласование передатчика выходным сопротивлением 50 Ом с нагрузкой 25…1000 Ом, обеспечивая подавление второй гармоники на 14 дБ в полосе частот 1,8…30 МГц. Схема согласующего устройства показана на рисунке 1. Переключателем SA1 выбирают режим измерения КСВ/мощность, a SA4 — прямая/отраженная волна. SA3 переключает чувствительность при измерении мощности. Нужную антенну выбирают переключателем SA2. В показанном на схеме положении (подключена антенна № 1) согласующее устройство не задействовано. Пятое (нижнее по схеме) положение SA2 предназначено для заземления всех антенн во время грозы. Подстроечные резисторы R7- R9 используются для установки чувствительности индикатора в режимах измерения мощности (R8 и R9) и КСВ (R7). Переменные конденсаторы С1, С2 должны соответствовать мощности передатчика — чем больше мощность, тем больше должен быть зазор между пластинами. Их можно установить в корпус любым способом, важно лишь обеспечить изоляцию роторов и статоров от шасси. Конденсаторы С5 и С6 — воздушные или керамические с начальной емкостью 0,5…1,5 пФ. ВЧ трансформатор L1L2 намотан на кольце из феррита МЗОВЧ2 размерами 12x6x4,5 мм. Обмотка L1 состоит из двух витков провода ПЭВ-1 0,51. Обмотка L2 содержит 41 виток провода ПЭЛШО 0,35, она размещена равномерно по кольцу. L3 — катушка с ползунком и максимальной индуктивностью 25 мГн. Катушка L4 — бескаркасная, содержит 3 витка провода диаметром 3,3 мм на оправке диаметром 25 мм, длина намотки -38 мм. Разъемы XW1 — XW5 — СР-50 или другие высокочастотные. Переключатели SA1, SA3 и SA4 — П2К, SA2 — обычный галетный. Измеритель КСВ налаживают следующим образом. Устанавливают переключатель SA2-B пятое (нижнее по схеме) положение. Вход измерителя (XW1) подключают к передатчику. Переключатель SA4 устанавливают в положение «Прямая». Подают такое ВЧ напряжение (частотой 21 или 28 МГц), чтобы стрелка индикатора отклонилась на всю шкалу. Затем устанавливают переключатель SA4 в позицию «Отраженная» и, вращая ротор конденсатора С6, добиваются нулевых показаний индикатора. Если это не удается, подбирают резистор R2. После этого устанавливают переключатель SA2 в первое (показанное на схеме) положение. В этом положении вход устройства скоммутирован на антенну № 1, а согласующий блок исключен. Выход передатчика подключают к гнезду XW2, эквивалент антенны 50 Ом — к гнезду XW1 и повторяют настройку конденсатором С5, а также подбором резистора R1. Соотношения прямой и отраженной волн, соответствующие КСВ=1, в правильно настроенном измерителе должны сохраняться во всем диапазоне частот. Для общей проверки согласующего устройства передатчик подключают к входу устройства, а к его выходу подключают активную нагрузку сопротивлением 75…200 Ом и добиваются КСВ, равного 1. Отсчет КСВ производят по формуле КСВ =(А+В)/(А-В), где А — отсчет по шкале индикатора для прямой волны, а В — для отраженной. Настройка согласующего устройства производится следующим образом. Сначала нужно поставить роторы обоих конденсаторов переменной емкости С1, С2 в среднее положение и подстройкой катушки L1 добиться минимума КСВ. Затем надо подстроить конденсаторы, добиваясь опять-таки минимального КСВ, и так далее до тех пор, пока не будут достигнуты наилучшие результаты. Никогда не переключайте SA2 при передаче, могут обгореть контакты!

Еще лет 10…15 назад проблемы использования согласующих устройств (СУ) практически не было, соответственно почти не встречались и описания подобных устройств в радиолюбительской литературе.

Дело, вероятно, в том, что раньше в СССР практически все использовали самодельную ламповую аппаратуру, выходной каскад которой можно было согласовать практически с чем угодно.

Транзисторные РА выдают гораздо больше гармоник, чем ламповые. И часто низкодобротный П-контур на выходе транзисторного РА не справляется с их фильтрацией. К тому же, надо учесть, что количество телеканалов по сравнению с тем, что было еще несколько лет назад, выросло во много раз!

Назначение согласующего устройства

СУ обеспечивает трансформацию выходного сопротивления передатчика в сопротивление антенны. Использовать СУ с ламповым усилителем мощности, имеющим П-контур со всеми тремя плавно перестраиваемыми элементами, нерационально, так как П-контур обеспечивает согласование в широком диапазоне выходных сопротивлений. Только в случаях, когда элементы П-контура исключат подстройку, использование СУ приносит пользу.

В любом случае СУ заметно снижает уровень гармоник, и его использование как фильтра вполне оправдано.

При наличии хороших настроенных резонансных антенн и хорошего РА нет необходимости использовать согласующее устройство. Но когда и антенна одна работает на нескольких диапазонах, и РА не всегда выдает то что надо, использование СУ дает хорошие результаты.

Принципы построения согласующего устройства

Классическое СУ имеет вид, показанный на рис. 1. Как видно, оно состоит из цепи согласования (ЦС), которая выполнена по одной из известных схем (собственно ЦС часто и носит название «согласующее устройство», «ATU»), измерителя КСВ, ВЧ моста, показывающего степень рассогласования антенны, эквивалента антенны R 1, и контрольных нагрузок R2, R3. Без всего этого «окружения» СУ является лишь цепью согласования, не более того.

Рис.1

Разберем принцип работы устройства. В положении S 1 «Обход» выход передатчика подключен к S2, что дает возможность или напрямую подключить антенну, или включить на выход один из эквивалентов нагрузки (R2 или R3) и проверить возможность согласования передатчика с ним. В положении «Настройка» передатчик работает на согласованную нагрузку. Также через сопротивление R4 включается ВЧ мост. По балансу этого моста цепью согласования и производится настройка антенны. Резисторы R2 и R3 дают возможность проверить, возможна ли настройка цепи согласования на них. Настроив ЦС, включают режим «Работа». В этом режиме еще немного подстраивают цепь согласования по минимуму показаний КСВ-метра.

Ниже рассмотрим используемые на практике основные ЦС.

Цепь согласования на параллельном контуре

Одна из самых эффективных и просто выполнимых ЦС показана на рис.2. Передатчик подключается через катушку L1 и конденсатор С1. L1 составляет от четверти до шестой части от количества витков L2 и наматывается в нижней ее части. L1 должна быть отделена от L2 качественной изоляцией.

Рис.2

В данной схеме передатчик связан с ЦС только магнитным потоком, и здесь автоматически решен вопрос грозозащиты выходного каскада. Конденсатор С1 для работы на 1,8 МГц. должен иметь максимальную емкость — 1500 пФ, а для работы на 28 МГц — 500 пФ. С2 и С1 должны иметь максимально возможный зазор между пластинами. Диапазон сопротивлений нагрузки — от 10 Ом до нескольких килоом. Работа с высоким КПД обеспечивается в двух смежных диапазонах, например 1,8 и 3,5 МГц. Для эффективной работы в нескольких диапазонах необходимо переключать L1 и L2. При небольших мощностях (до 100 Вт) наиболее эффективно и просто изготовить комплект сменных катушек и производить их установку с помощью цокольных панелей от старых радиоламп. Любые эксперименты, связанные с подключением параллельно L1 и L2 катушек для уменьшения их индуктивности для работы на ВЧ диапазонах, подключением к отводам этих катушек «хитрое» параллельное включение катушек значительно снижают эффективность работы этой ЦС на ВЧ. Данные катушек для схемы рис.2 приведены в табл.1.

Таблица 1

Хотя в настоящее время симметричные антенны используются редко, стоит рассмотреть возможность работы этой ЦС на симметричную нагрузку (рис.3).

Рис.3

Единственное ее отличие от схемы рис.2 в том, что напряжение для нагрузки снимается симметрично. L1 должна быть расположена симметрично относительно L2. Конденсаторы С 1 и С2 должны находиться на одной оси. Необходимо принять меры по уменьшению влияния емкостного эффекта на L2, т. е. она должна находиться достаточно далеко от металлических стенок. Данные L2 для схемы рис.3 приведены в табл.2.

Таблица 2

Встречаются и конструкции упрощенного варианта этой ЦС.

Рис.4

На рис.4 приведена несимметричная цепь, на рис.5 — симметричная. Но, к сожалению, как показывает опыт, эти схемы не могут дать такого тщательного согласования, как в случае использования конденсаторов С3 (рис.2) или С3.1, С3.2 (рис.3).

Рис.5

Особенно тщательно надо подходить к постройке многодиапазонных ЦС, работающих на таком принципе (рис.6). За счет снижения добротности катушки и большой емкости отводов «на землю» КПД такой системы на ВЧ диапазонах низок, но использование такой системы в диапазонах 1,8…7 МГц вполне допустимо.

Рис.6

Настраивают ЦС, изображенную на рис.2, просто. Конденсатор С1 ставят в максимальное положение, С2 и C3 — в минимальное, затем с помощью С2 настраивают контур в резонанс, и потом, увеличивая связь с антенной с помощью С3, добиваются максимальной отдачи мощности в антенну, при этом все время подстраивая С2 и, по возможности, С1. Следует стремиться к тому, чтобы после настройки ЦС C3 имел максимальную емкость.

Т-образная цепь согласования

Эта схема (рис.7) получила широкое распространение при работе с несимметричными антеннами.

Рис.7

Для нормальной работы этой ЦС необходима плавная регулировка индуктивности. Иногда даже половина витка имеет решающее значение для согласования. Это ограничивает использование индуктивности с отводами или требует индивидуального подбора количества витков для конкретной антенны. Необходимо, чтобы емкость С1 и С2 на «землю» была не более 25 пФ, в противном случае возможно снижение КПД на 24…28 МГц. Необходимо, чтобы «холодный» конец катушки L1 был тщательно заземлен. Данная ЦС обладает хорошими параметрами: КПД — до 80% при трансформации 75 Ом в 750 Ом, возможность согласования нагрузки от 10 Ом до нескольких килоом. С помощью только одной переменной индуктивности 30 мкГн можно перекрыть весь диапазон от 3,5 до 30 МГц, а подключив параллельно C1, C2 постоянные конденсаторы по 200 пФ, можно работать и на 1,8 МГц.

К сожалению, переменная индуктивность дорога и сложна конструктивно. W3TS предложил переключаемую «цифровую индуктивность» (рис.8). Используя такую индуктивность, с помощью переключателей можно наглядно выставить нужное ее значение.

Еще одну попытку упростить конструктивное исполнение предприняла фирма АЕА, выполнив согласующее устройство по схеме, приведенной на рис.9. Действительно, схемы на рис.7 и рис.9 равнозначны. Но конструктивно гораздо проще использовать один заземленный высококачественный конденсатор вместо двух изолированных, а дорогую переменную индуктивность заменить на дешевые постоянные катушки индуктивности с отводами. Эта ЦС хорошо работала от 1,8 до 30 МГц, трансформируя 75 Ом в 750 Ом и в 15 Ом. Но при работе с реальными антеннами иногда сказывалась дискретность переключения индуктивности. При наличии 18, а лучше 22 позиционных переключателей эту ЦС можно рекомендовать к практическому исполнению. При этом необходимо до минимума уменьшить длину отводов катушки к переключателю. Переключатели на 11 АЕА АТ-30 TUNER L1-L2-25 Витков, диам. катушки 45 мм шаг намотки 4 мм отводы от каждого витка по длине 10 витков затем через 2 витка положений дают возможность сделать ЦС только для работы на часть любительских диапазонов — от 1,8 до 7 или от 10 до 28 МГц.

Рис.9

Катушку конструктивно удобно выполнить как показано на рис.10. Каркас ее представляет собой планку из двустороннего стеклотекстолита с пропилами под витки катушки. На этой планке установлен переключатель (например 11П1Н). Отводы от катушки идут к переключателю по обеим сторонам стеклотекстолитовой планки.

Рис.10

При работе с симметричными антеннами совместно с Т-образным согласующим устройством используют симметрирующий трансформатор 1:4 или 1:6 на выходе ЦС. Такое решение нельзя признать эффективным, т.к. многие симметричные антенны имеют большую реактивную составляющую, а трансформаторы на феррите очень плохо работают при реактивной нагрузке. В этом случае необходимо применять меры по компенсации реактивной составляющей или использовать ЦС (рис. 3).

П-образная схема согласования

П-образная ЦС (или П-контур), схема которой дана на рис. 11, широко используется в радиолюбительской практике.

Рис.11

В реальных условиях, когда выход передатчика составляет 50…75 Ом, и согласование необходимо производить в широком диапазоне сопротивлений нагрузки, параметры П-контура меняются в десятки раз. Например на 3,5 МГц при Rвх=Rн=75 Ом индуктивность L1 составляет примерно 2 мкГн, a C1, C2 — по 2000 пФ, а при Rвх=75 Ом и RH в несколько килоом индуктивность L1 составляет примерно 20 мкГн, емкость C1 — около 2000 пФ, а C2 — десятки пикофарад. Такие большие разбросы в величинах используемых элементов и ограничивают использование П-контура в качестве ЦС.

Желательно использовать переменную индуктивность. Конденсатор Cl может иметь небольшой зазор, а C2 должен иметь зазор не менее 2 мм на каждые 200 Вт мощности.

Повышение эффективности работы согласующего устройства

Увеличить эффективность работы передатчика, особенно при использовании случайных антенн, помогает устройство, называемое «искусственная земля». Эффективно это устройство при использовании именно случайных антенн и при плохом радиотехническом заземлении. Это устройство доводит до резонансного состояния систему заземления радиостанции (в простейшем случае — кусок провода). Так как параметры земли входят в параметры антенной системы, улучшение эффективности заземления улучшает работу антенны.

Заключение

Согласующее устройство следует использовать не чаще, чем оно действительно нужно. Следует выбрать тот тип СУ, который вам необходим. Например нет смысла изготавливать широкополосное устройство для работы в диапазоне 1,8…30 МГц, если реально у вас не «строятся» антенны на 1…2 диапазона, или на этих диапазонах используются суррогатные антенны. Здесь гораздо эффективнее выполнить на каждый диапазон свое отдельное СУ. Но конечно, если вы используете трансивер с неподстраиваемым выходом, а большинство ваших антенн — суррогатные, то здесь необходимо вседиапазонное СУ.

Все вышеупомянутое относится и к устройству «искусственная земля».

Рис.12

Литература

1. Подгорный И. (EW1MM). ВЧ-заземление/ Радиолюбитель KB и УКВ. — 1995. — №9.
2. Григоров И. (RK3ZK). Согласующее устройство на коаксиальном кабеле/ Радиолюбитель. — 1995. — №7.
3. Подгорный И. (UC2AGL). Антенный тюнер/ Радиолюбитель. -1994.-№2.
4. Подгорный И. (UC2AGL). Антенный тюнер/ Радиолюбитель. -1991.-№1.
5. Григоров И. (UZ3ZK). Универсальное согласующее устройство// Радиолюбитель. — 1993. — №11.
6. Падалко С. (RA6LEW). Антенное коммутационно-согласующее устройство/ Радиолюбитель. — 1991. — №12.
7. Орлов В. (UT5JAM). Вседиапазонное согласующее устройство к LW/ Радиолюбитель. -1992. — №10.
8. Виллемань П. (F9HY). Согласующее устройство для антенн типа LEVY/ /Радиолюбитель. — 1992. — №10.
9. Подгорный И. (EW1MM). Универсальное антенное согласующее устройство/ Радиолюбитель. — 1994. — №8.

При работе в полевых условиях, на даче или в экспедиции не всегда возможно использование резонансных антенн для каждого диапазона. Выбор их конструкции при этом зависит от месторасположения радиостанции и от наличия опор под установку антенны.
Во многих случаях возможно использование только нерезонансных проволочных антенн или затруднена настройка антенн в резонанс из-за отсутствия необходимых приборов и времени для этого. Для успешной работы с нерезонансными антеннами необходимо использовать согласующие устройства (СУ).

Рис.1.

СУ, используемые в QRP-экспедициях, имеют свои особенности. Они должны быть малыми по весу, иметь высокий КПД и выдерживать мощность до 50 ватт. Большинство известных согласующих устройств имеют в своем составе переменную индуктивность.

Трудно создать малогабаритное СУ, используя переменные индуктивности, которые для эффективной работы СУ должны иметь достаточно большие габариты.

Поэтому и были изготовлены два согласующих устройства с использованием только переменных конденсаторов для их настройки. Одно было выполнено для работы в диапазоне частот 1,8-14 МГц, другое — для диапазона 18-30 МГц.

Схема СУ для 1,8-14 МГц показана на рис.1, а для 18-30 МГц — на рис.2. При работе низкочастотного СУ на 160 метров параллельно С1 включается дополнительный конденсатор С2 емкостью 560 пФ.

При работе на 40, 30 и 20 метров используется часть катушки L2. С1 и С4 (рис. 1) — переменные, сдвоенные с воздушным диэлектриком максимальной емкостью 495 пФ. Секции этих конденсаторов включены последовательно для увеличения рабочего напряжения.

В СУ для работы на высокочастотных диапазонах используются переменные конденсаторы типа КПВ с максимальной емкостью 100 пФ. В каждом СУ имеется ВЧ-амперметр в цепи антенны. Трансформатор, используемый в нем, содержит 20 витков вторичной обмотки. Первичная обмотка — продетый сквозь кольцо антенный провод.

Для токового трансформатора можно использовать ферритовое кольцо внешним диаметром от 7 до 15 миллиметров и проницаемостью 400-600. Можно использовать и высокочастотные ферриты с проницаемостью 50-100, в этом случае легче получить линейную АЧХ измерителя тока антенны.

Рис.2.

Для линеаризации АЧХ измерителя тока необходимо использовать шунтирующий резистор R1 как можно меньшего значения. Но чем он меньше, тем ниже чувствительность измерителя тока антенны. Компромиссный номинал этого резистора — 200 Ом. При этом чувствительность амперметра составляет 50 мА.

Желательно с помощью стандартных приборов проконтролировать правильность показаний амперметра при работе на разных диапазонах. С помощью резистора R2 можно пропорционально уменьшить показания прибора. Это дает возможность измерять ток как высокоомных, так и низкоомных антенн.

Ток высокоомных антенн лежит в пределах 50-100 мА при подводимой к ним мощности 10-50 Вт.

Индуктивности для СУ на рис.1 наматываются на каркасе диаметром 30 мм, L1 — 5 витков ПЭЛ 1,0 в нижней части L2, длина намотки 12 мм, L2 — 27 витков ПЭЛ 1,0 с отводом от 10 витка считая от заземленного конца, длина намотки 55 мм. Индуктивности для СУ на рис.2 — на каркасе диаметром 20 мм, L1 — 3 витка ПЭВ 2,0, длина намотки 20 мм, L2 -14,5 витков ПЭВ 2,0 с длиной намотки 60 мм.

Настройка

Пользуются СУ следующим образом. Подключают его к трансиверу, “земле” и антенне. Конденсатор связи С4 (рис.1) или СЗ (рис.2) выводят на минимум. При помощи С1 настраивают контур в резонанс по максимальному свечению неонки VL1. Затем, увеличивая емкость конденсатора связи и уменьшая при этом емкость контурного конденсатора С1, добиваются максимальной отдачи тока в антенну. Согласующие устройства (рис. 1, рис.2) обеспечивают согласование нагрузки, имеющей сопротивление от 15 Ом до нескольких килоом.

СУ для низкочастотных диапазонов было выполнено в корпусе из фольгированного стеклотекстолита размерами 280*170*90 мм, СУ для высокочастотных диапазонов — в таком же корпусе размерами 170*70*70 мм.

Опыт многочисленных контактов и общения с пользователями транзисторной техники, говорит о том, что редко какой радиолюбитель, не занимающийся постоянно конструированием, делает попытки разобраться в вопросах согласования трансивера с нагрузкой. Мысли о согласовании в таких головах начинают возникать только после случившейся аварии в аппаратуре. Ничего не поделать — реалии сегодняшнего таковы… Экзамены при получении категорий до сих пор не стали популярны, в лучшем случае — это сдача телеграфной азбуки. Хотя для современных условий на мой взгляд более целесообразно проверять именно техническую грамотность — поменьше было бы «групповух для работы на даль» и «рассусоливаний» по поводу преимуществ UW3DI перед «всякими Айкомами и Кенвудами»… Хотелось бы акцентировать внимание счастливых пользователей буржуинской техники без антенных тюнеров, да и самодеятельных конструкторов тоже, на этом очень важном вопросе.

Выбор зависит от применяемых на станции антенн. Если входные сопротивления излучающих систем не опускаются ниже 50Ом, можно обойтись примитивным согласующим устройством Г-образного типа, Рис.1

т.к. оно работает только в сторону повышения сопротивления. Для того чтобы это же устройство «понижало» сопротивление, его нужно будет включить наоборот, поменять местами вход и выход. Автоматические антенные тюнеры почти всех импортных трансиверов выполнены по схеме Рис. 2.

Антенные тюнеры в виде отдельных устройств фирмы изготавливают чаще по схеме, Рис.3

С помощью двух последних схем можно обеспечить КСВ=1 практически на любой кусок провода. Не нужно забывать, что КСВ=1 говорит о том, что передатчик имеет оптимальную нагрузку, но это ни в коей мере не характеризует эффективную работу антенны. С помощью СУ по схеме Рис.2 можно согласовать щуп от тестера в качестве антенны с КСВ=1, но кроме ближайших соседей эффективность работы такой «антенны» никто не оценит. В качестве СУ можно использовать и обычный П-контур, Рис.4

его преимущество — не нужно изолировать конденсаторы от корпуса, недостаток — при большой выходной мощности трудно найти переменные конденсаторы с требуемым зазором. По СУ Рис.3 есть информация в стр.237. Во всех фирменных СУ в этой схеме есть дополнительная катушка L2, она бескаркасная, провод диаметром 1,2-1,5мм, 3 витка, оправка диаметром 25мм, длина намотки 38мм. При применении на станции более-менее диапазонных антенн и если не предполагается работа на 160м, индуктивность катушки может не превышать 10-20мкГн. Очень важен момент получения индуктивностей малых значений, до 1-3 мкГн. Шаровые вариометры для этих целей обычно не подходят, т.к. индуктивность перестраивается в меньших пределах, чем у катушек с «бегунком». В фирменных антенных тюнерах применяются катушки с «бегунком» у которых первые витки намотаны с увеличенным шагом — это сделано для получения малых индуктивностей с максимальной добротностью и минимальной межвитковой связью. Достаточно качественное согласование можно получать при применении «вариометра бедного радиолюбителя». Это две последовательно включенные катушки с переключением отводов, Рис.5.

Катушки бескаркасные, намотаны на оправке диаметром 20мм, провод диаметром 0,9-1,2мм (в зависимости от предполагаемой мощности), по 35 витков. Затем катушки сворачиваются в кольцо и своими отводами припаиваются на выводы обычных керамических переключателей на 11 положений. Отводы у одной катушки следует сделать от чётных витков, у другой от нечётных, например — от 1,3,5,7,9,11,15,19,23,27-го витков и от 2,4,6,8,10,14,18,22,28,30-го витков. Включив две такие катушки последовательно, можно переключателями подобрать требуемое количество витков, тем более что для СУ не особенно важна точность подбора индуктивности. С главной задачей — получением малых индуктивностей, «вариометр бедного радиолюбителя» справляется успешно. Кстати, в тюнере такого дорогого ТRХ как TS-940 применяется всего лишь 7 отводов, а автоматических антенных тюнерах AT-130 от ICOM — 12 отводов, АТ-50 от Kenwood — 7 отводов — поэтому не подумайте, что описываемый здесь вариант — «примитив, который не заслуживает Вашего внимания». В нашем случае имеем даже более «крутой» вариант — соответственно более точную настройку — 20 отводов. Зазоры между пластинами в КПЕ должны выдерживать предполагаемое напряжение. Если применяются низкоомные нагрузки, можно обойтись КПЕ от старых типов РПУ, при выходной мощности до 200-300Вт. Если высокоомные — придётся подобрать КПЕ от радиостанций с требуемыми зазорами. Расчёт простой — 1мм выдерживает 1000В, предполагаемое напряжение можно найти из формулы Р=U`(в квадрате) /R, где Р — мощность, R — сопротивление нагрузки, U — напряжение. Обязательно на радиостанции должен быть переключатель, при помощи которого трансивер отключается от антенны в случае грозы или нерабочем состоянии, т.к. более 50% случаев выхода из строя транзисторов связаны с наводкой статического электричества. Его можно ввести или в щиток переключение антенн или в СУ.

Описание согласующего устройства.

Как итог различных опытов и экспериментов по этой теме привели автора к схеме П-образного «согласователя».

Конечно, сложно избавиться от «комплекса схемы буржуинских тюнеров» (Рис.2) — эта схема имеет важное преимущество — антенна (по крайней мере, центральная жила кабеля) гальванически развязана от входа трансивера через зазоры между пластинами КПЕ. Но безрезультатные поиски подходящих КПЕ для этой схемы вынудили отказаться от неё. Кстати, схему П-контура используют и некоторые фирмы, выпускающие автоматические тюнеры — та же американская KAT1 Elekraft или голландская Z-11 Zelfboum. Помимо согласования П-контур выполняет ещё и роль фильтра нижних частот, что весьма неплохо для перегруженных радиолюбительских диапазонов, наверное, вряд ли кто-то откажется от дополнительной фильтрации ненужных гармоник. Главный недостаток схемы П-контура — это потребность в КПЕ с достаточно большой максимальной ёмкостью, что меня наводит на мысль, почему и не применяются такие схемы в автоматических тюнерах импортных трансиверов. В Т-образных схемах чаще всего используются два КПЕ перестраиваемые моторчиками и понятно, что КПЕ на 300пф будет намного меньше размером, дешевле и проще, нежели КПЕ на 1000пф. В СУ применены КПЕ от ламповых приёмников с воздушным зазором 0,3мм, обе секции включены параллельно. В качестве индуктивности применена катушка с отводами, переключаемыми керамическим галетным переключателем. Катушка бескаркасная 35 витков провода 0,9-1,1мм намотана на оправке диаметром 21-22мм, свёрнута в кольцо и своими короткими отводами припаяна к выводам галетного переключателя. Отводы сделаны от 2,4,7,10,14,18,22, 26,31 витков. КСВ-метр изготовлен на ферритовом кольце. Для КВ решающего значения проницаемость кольца в общем-то не имеет — применено кольцо К10 проницаемостью 1000НН. Оно обмотано тонкой лакотканью и на неё намотано 14 витков в два провода без скрутки ПЭЛ 0,3, начало одной обмотки, соединённое с концом второй образуют средний вывод. В зависимости от требуемой задачи, точнее от того какую мощность предполагается пропускать через это СУ и качества излучающих светодиодов, детектирующие диоды D2,D3 можно использовать кремниевые или германиевые. От германиевых диодов можно получить бОльшие амплитуды и чувствительность. Наилучшие — ГД507. Но так как автор применяет трансивер с выходной мощностью не менее 50Вт, достаточно и обычных кремниевых КД522. Как «ноу хау» в этом СУ применена светодиодная индикация настройки помимо обычной на стрелочном приборе. Для индикации «прямой волны» применён зелёного цвета светодиод AL1, а для визуального контроля за «обратной волной» — красного цвета AL2. Как показала практика — это решение очень удачно — всегда можно оперативно отреагировать на аварийную ситуацию — если что-то случается во время работы с нагрузкой красный светодиод начинает ярко вспыхивать в такт с передатчиком, что не всегда так заметно по стрелке КСВ-метра. Не будешь же постоянно пялиться на стрелку КСВ-метра во время передачи, а вот яркое свечение красного света хорошо видно даже боковым зрением. Это положительно оценил RU6CK когда у него появилось такое СУ (к тому же у Юрия плохое зрение). Уже более года и сам автор использует в основном только «светодиодную настройку» СУ — т.е. настройка сводится к тому, чтобы погас красный светодиод и ярко полыхал зелёный. Если уж и захочется более точной настройки — можно по стрелке микроамперметра её «выловить». Настройка прибора выполняется с использованием эквивалента нагрузки на который рассчитан выходной каскад передатчика. Присоединяем СУ к TRX минимальной (насколько это возможно — т.к. этот кусок в дальнейшем и будет задействован для их соединения) длины коаксиалом с требуемым волновым сопротивлением, на выход СУ без всяких длинных шнурков и коаксиальных кабелей эквивалент, выкручиваем все ручки СУ на минимум и выставляем при помощи С1 минимальные показания КСВ-метра при «отражёнке». Следует заметить — выходной сигнал для настройки не должен содержать гармоник (т.е. должен быть фильтрованный), в противном случае минимума не найдётся. Если конструкция будет выполнена правильно — минимум получается в районе минимальной ёмкости С1. Меняем местами вход-выход прибора и снова проверяем «баланс». Проверяем настройку на нескольких диапазонах — если всё ОК, тогда настройка на минимум совпадёт в различных положениях. Если не совпадает или не «балансируется» — ищите более качественное «масло» в голову изобретателя… Только слёзно прошу — не задавайте автору вопросов по теме как делать или настраивать такое СУ — можете заказать готовое, если не получается сделать самостоятельно. Светодиоды нужно выбрать из современных с максимальной яркостью свечения при максимальном сопротивлении. Мне удалось найти красные светодиоды сопротивлением 1,2кОм и зелёные 2кОм. Обычно зелёные светятся слабо — но это и неплохо — ёлочную гирлянду не делаем. Главная задача, чтобы он достаточно отчётливо светился в штатном режиме на передачу трансивера. А вот красный в зависимости от целей и предпочтений пользователя можно выбрать от ядовито-малинового до алого. Как правило — это светодиоды диаметром 3-3,5мм. Для более яркого свечения красного применено удвоение напряжения — введён диод D1. Из-за этого точным измерительным прибором наш КСВ-метр уже не назовёшь — он завышает «отражёнку» и если захочется вычислить точное значение КСВ — придётся это учитывать. Если есть потребность именно в измерении точных значений КСВ — нужно применить светодиоды с одинаковым сопротивлением и сделать два плеча КСВ-метра абсолютно одинаковыми — или с удвоением напряжения оба или без него оба. Только в этом случае получим одинаковое значение напряжений, поступающее от плеч Тр до МА. Но скорее нас более волнует не какой именно имеем КСВ, а то, чтобы цепь TRX-антенна была согласована. Для этого вполне достаточно показаний светодиодов. Это СУ эффективно при применении с антеннами несимметричного питания через коаксиальный кабель. Автором проведены испытания на «стандартные» распространённые антенны «ленивых» радиолюбителей — рамку периметром 80м, Инвертед-V совмещённые 80 и 40м, треугольник периметром 40м, пирамиду на 80м. Константин RN3ZF такое СУ применяет со штырём, Инвертед-V в том числе и на WARC диапазонах, у него FT-840. UR4GG применяет с треугольником на 80м и трансиверами «Волна» и «Дунай». UY5ID согласовывает ШПУ на КТ956 с многосторонней рамкой периметром 80м с симметричным питанием, использует дополнительный «переход» на симметричную нагрузку. Если при настройке не удаётся погасить красный светодиод (достичь минимальных показаний прибора) это может говорить о том, что помимо основного сигнала в излучаемом спектре есть ещё составляющие и СУ не в состоянии пропустить их и согласовать одновременно на всех излучаемых частотах. И те гармоники, которые лежат выше основного сигнала по частоте, не проходят через ФНЧ, образуемый элементами СУ отражаются и на обратном пути «поджигают» красный светодиод. О том, что СУ не «справляется» с нагрузкой может говорить лишь только тот факт, что согласование происходит при крайних значениях (не минимальных) параметров КПЕ и катушки — т.е. не хватает ёмкости или индуктивности. Ни у кого из пользователей на перечисленные антенны ни на одном из диапазонов таких случаев не отмечено. Испытано применение СУ с «верёвкой» — проводом длиной 41м. Не следует забывать, что КСВ-метр является измерительным прибором только в случае обеспечения с обеих его сторон нагрузки при которой он балансировался. При настройке на «верёвку» светятся оба светодиода и за точку отсчёта можно взять максимально яркое свечение зелёного при минимально возможном красного. Можно предположить, что это будет наиболее верная настройка — на максимум отдачи в нагрузку. Ещё хотелось бы отметить — ни в коем случае нельзя переключать отводы катушки при излучении максимальной мощности. В момент переключения происходит разрывание цепи (хотя и на доли секунды) — резко меняется индуктивность — соответственно подгорают контакты галетного переключателя и резко меняется нагрузка трансиверу. Переключение галетного переключателя нужно производить при переводе трансивера на RX. В качестве микроамперметра применён прибор М68501 с током полного отклонения 200мка. Можно применить и М4762 — их применяли в магнитофонах «Нота», «Юпитер». Понятно, что С1 должен выдерживать напряжение выдаваемое трансивером в нагрузке. Информация для дотошных и «требовательных» читателей — автор осознаёт, что такого типа КСВ-метр не является прецизионным высокоточным измерительным прибором. Но изготовления такого устройства и не ставилось. Основная задача была — обеспечить трансиверу с широкополосными транзисторными каскадами оптимальную согласованную нагрузку, ещё раз повторю — как передатчику, так и приёмнику. Приёмник в той же полной мере нуждается в качественном согласовании с антенной, как и мощный ШПУ! Кстати, если в вашем «радиве» оптимальные настройки для приёмника и передатчика не совпадают — это говорит о том, что настройка или вообще толком не производилась, а если и производилась — то, скорее всего только передатчика и полосовые фильтры приёмника имеют оптимальные параметры при других значениях нагрузок, нежели это было отлажено на передатчике. Задача нашего КСВ-метра — показать, что кручением ручек СУ мы добились тех параметров нагрузки, которую присоединяли к выходу ANTENNA во время настройки. И можем спокойно работать в эфире, зная, что теперь трансивер не «пыжится и молит о пощаде», а имеет почти ту же нагрузку, на которую его и настраивали. Это, конечно, не говорит о том, что ваша антенна от этого СУ стала работать лучше, не нужно забывать об этом! Для страждущих о прецизионном КСВ-метре могу рекомендовать его изготовить по схемам, приведённым во многих зарубежных серьёзных изданиях или купить готовый прибор. Но придётся раскошелиться — действительно приборы от известных фирм стоят от 50$ и выше, СВ-ишные польско-турецко-итальянские не беру во внимание.

Антенна г образная

При V-образном расположении двух отдельных излучателей можно получить как увеличение усиления антенны, так и улучшение диаграммы направленности. При дополнении к обычному вибратору в виде длинного провода второго вибратора такой же длины получается V-образная антенна, усиление которой приблизительно на 3 дб больше, чем у простого вибратора в виде длинного провода. V-образная антенна может использоваться на всех диапазонах рис. При увеличении длины составляющих антенну проводников увеличивается усиление антенны в направлении основного лепестка и повышается направленность антенны.

Поиск данных по Вашему запросу:

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.

Содержание:

• Антенна Бевереджа
• Антенна Бевереджа
• Конструкции радиоантенн для приема радиовещательных станций
• икс-образная антенна
• Антенна и заземление, их разновидности и конструкции — вопросы и ответы
• Вы точно человек?
• Антенны зенитного излучения — АЗИ
• Антенна Фукса
• 2-15. V-образная антенна
• Самодельная антенна для Цифрового телевидения DVB T2: расчет для дальнего приема

ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Самодельный Г тюнер КВ диапазона . Постройка, работа.

Антенна Бевереджа

Данное название типа АБВ было дано в честь американского изобретателя Гарольда Бевереджа [en] , который в году получил на неё патент. За границей принято название нагруженный LW англ. В странах СНГ принято употреблять термин антенна бегущей волны [2].

АБВ принимает электромагнитные колебания от вертикально поляризованной волны, которая падает на неё под небольшим углом. Подобные параметры имеет или поверхностная волна радиостанции, находящейся в пределах радиовидимости, либо волна дальней радиостанции. Максимальный уровень приёма электромагнитных колебаний лежит в плоскости параллельной полотну антенны.

При перпендикулярной направленности электромагнитной волны она не создаст напряжённость в АБВ. А при падении принимаемого сигнала под большим углом, вследствие сложения наведенных в антенне с разными фазами напряжений, последние будут компенсировать друг друга [2]. Антенна Бевереджа широко применяется в любительской радиосвязи , причём иногда используется она в вариантах, отличающихся от классической схемы как ненагруженная антенна Бевериджа то есть низковисящий провод, запитанный с конца без нагрузки на дальнем конце или антенна Бевериджа, лежащая на земле англ.

Beverage on the ground [5]. К примеру, штатная радиостанция командира взвода мотострелковых войск ВС СССР Р при использовании штатной штыревой антенны конструкции Куликова обеспечивает дальности связи до 4 километров.

Материал из Википедии — свободной энциклопедии. Учебное пособие по военно-технической подготовке. Практическая реализация. Категория : Антенны. Пространства имён Статья Обсуждение. Просмотры Читать Править Править код История. Эта страница в последний раз была отредактирована 30 августа в Текст доступен по лицензии Creative Commons Attribution-ShareAlike ; в отдельных случаях могут действовать дополнительные условия.

Подробнее см. Условия использования. Политика конфиденциальности Описание Википедии Отказ от ответственности Свяжитесь с нами Разработчики Заявление о куки Мобильная версия.

Антенна Бевереджа

Данное название типа АБВ было дано в честь американского изобретателя Гарольда Бевереджа [en] , который в году получил на неё патент. За границей принято название нагруженный LW англ. В странах СНГ принято употреблять термин антенна бегущей волны [2]. АБВ принимает электромагнитные колебания от вертикально поляризованной волны, которая падает на неё под небольшим углом. Подобные параметры имеет или поверхностная волна радиостанции, находящейся в пределах радиовидимости, либо волна дальней радиостанции.

Наклонная V- образная антенна. Наклонный симметричный вибратор. Антенны для связи пространственными радиоволнами. 3.

Конструкции радиоантенн для приема радиовещательных станций

Находясь вдали от передающих антенн радиовещательных станций, для увеличения дальнобойности приемника и улучшения приема, как правило, подключают к радиоприемникам наружную антенну, а иногда и заземление. Выбор типа антенны зависит от конкретных условий приема в данной местности. Установить антенну на открытой местности, на даче или в деревне не очень сложно. Сложнее это сделать в больших жилых домах, где нет места для проводки антенны. В любом случае, антенна должна быть как можно длиннее минимум Ее надо вертикально или, в крайнем случае, наискось подвесить на открытом пространстве. Провод антенны должен находиться как можно дальше от стен здания, деревьев, столбов, проводов и т. От правильности сделанной антенны зависит качество и сила звука радиоприемника. Если в приемник от антенны будет приходить мало энергии, то он будет работать неудовлетворительно.

икс-образная антенна

Рациональное использование материала при оборудовании антенны — весьма существенно для радиолюбителя. Сколько провода приобрести, как расположить провод данной длины относительно передающей станции и окружающих предметов, наконец, однолучевая или многолучевая антенна — вот вопросы, которые встают перед человеком, которому впервые в жизни приходится разрешать эти небольшие радиотехнические задачи. Большинство радиолюбителей попросту проходят мимо тех принципиальных соображений, которые следовало бы положить в основу их «радиостроительства». Особенно же в отношении антенны. Сама практика «установила некоторые стандартные» образцы, типы антенн; таковы Г—образные антенны, получившие наиболее широкое применение.

Новый клиент? Начинать здесь.

Антенна и заземление, их разновидности и конструкции — вопросы и ответы

С народной мудростью о том, что новое — это хорошо забытое старое никто не спорит. Тем более было интересно посмотреть что считалось прогрессивными идеями почти 40 лет назад: книга года. Два варианта исполнения, предложенные в этой книге, различаются разве что только схемой подключения фидера. Перевёрнутая U — это гибрид П-образного штыря и петлевого вибратора в зависимости от проводящих свойств земли, соответственно ожидается достаточно широкий диапазон входных сопротивлений. В варианте K8CRJ выполнено индуктивное согласование, позволяющее согласовывать сопротивления фидера и антенны. K8RRH Обе индуктивности одинаковы и имеют по 10 витков диаметром 80 мм медного провода.

Вы точно человек?

В отличие от антенн, работающих поверхностными волнами, для радиосвязи на значительные расстояния в КВ диапазоне используются симметричные антенны, основными из них являются:. В радиостанциях малой и средней мощности КВ диапазона широко применяются наклонные симметричные вибраторы, которые выполняются из относительно тонких проводников диаметром 2- 6 мм одинаковой длины l , расположенных в одной вертикальной плоскости и подвешиваемых на центральной мачте на высоте h. Питание в антенну подаётся по 2-проводному фидеру. Типовая характеристика антенны: симметричная, направленная, КВ диапазона, приёмо-передающая, стоячей волны, с линейной поляризацией, антенна стационарных и подвижных средств, работающих на стоянке. Антенна наклонный симметричный вибратор является направленной антенной при дальностях связи свыше км и ненаправленной на дальностях до км. При размещении антенны на местности ее нужно, ориентировать так, чтобы перпендикуляр к полотну антенны был направлен в сторону наиболее удаленных корреспондентов, а ось антенны направлена на наиболее близких корреспондентов.

Антенна AN ВLACK/СHROME декоративная на стекло поворотная 12см (V-образная) FK-SPORTS.

Антенны зенитного излучения — АЗИ

Migunov Участник с окт Сообщений: Доброе время суток, товарищи!!! Посоветуйте что-нибудь из промышленного ассортимента, если таковой имеется частота передачи 6 МГц?

Антенна Фукса

ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Моя Г-образная антенна

Антенна Фукса — Г-образная антенна, названная по имени разработчика, австрийца Й. Фукса J. Антенна Фукса долгое время была популярной передающей КВ антенной, в настоящее время почти не применяется. Конструкция представляет собой обычную Г-образную антенну, отличающейся особым способом подключения к выходному контуру передатчика.

По своему внешнему виду эта направленная проволочная антенна напоминает латинскую букву Н , лежащую на боку рис. Легко понять, что речь в данном случае идет о двух волновых вибраторах, расположенных друг над другом на расстоянии полуволны.

2-15. V-образная антенна

Верхнюю емкостную нагрузку можно выполнить по-разному рис. В простейшем случае используется горизонтальный провод, подвешенный на изоляторах между двумя мачтами или другими подходящими предметами домами, деревьями. Если горизонтальный провод является продолжением вертикального провода снижения, получается Г-образная антенна рис. Она имеет слабо выраженную направленность: немного лучше принимаются станции со стороны снижения, поэтому дальний, свободный конец провода лучше протягивать в сторону от радиостанции. Если провод снижения подключен где-то ближе к середине горизонтальной части, получается Т-образная антенна рис. Она одинаково принимает радиосигналы со всех направлений.

Самодельная антенна для Цифрового телевидения DVB T2: расчет для дальнего приема

На рис. Такой вибратор имеет Т-образную форму, и высокочастотная энергия излучается в основном вертикальной частью антенны, в то время как горизонтальная часть служит в качестве удлиняющей емкости антенны. В качестве второй половины вибратора служит его зеркальное отображение в земле, так что для такой конструкции антенны хорошее заземление играет решающую роль. Длина отрезка l вибратора равна 10,65 м , и его конструкция такая же, что и конструкция шлейфового вибратора.

Конструкции радиоантенн для приема радиовещательных станций

Находясь вдали от передающих антенн радиовещательных станций, для увеличения дальнобойности приемника и улучшения приема, как правило, подключают к радиоприемникам наружную антенну, а иногда и заземление. Выбор типа антенны зависит от конкретных условий приема в данной местности. Установить антенну на открытой местности, на даче или в деревне не очень сложно. Сложнее это сделать в больших жилых домах, где нет места для проводки антенны. В любом случае, антенна должна быть как можно длиннее (минимум 5…Ю м). Ее надо вертикально или, в крайнем случае, наискось подвесить на открытом пространстве. Провод антенны должен находиться как можно дальше от стен здания, деревьев, столбов, проводов и т.д. От правильности сделанной антенны зависит качество и сила звука радиоприемника. Если в приемник от антенны будет приходить мало энергии, то он будет работать неудовлетворительно.

Форм антенн существует очень много, но наиболее распространенными, благодаря своей простоте, являются так называемые Г-образные и Т-образные. В зависимости от того, в каком месте антенны делается снижение провода, который соединяет горизонтальную часть антенны с приемником, антенна и получает свое название. Если антенна имеет снижение в начале горизонтальной части, напоминая своим видом букву «Г», то ее называют Г-образной (рис. 26.1). Если снижение сделано в ее средней части, то антенна — Т-образная. Г-образная антенна чаще применяется в сельской местности, где нет сильных помех радиоприему (рис. 26.1).

Рис. 26.1. Конструкция Г-образной радиоантенны

Эта антенна хорошо работает с детекторным приемником. Т-образная антенна по качеству приема не уступает Г-образной. Она хорошо работает с детекторным приемником, если ее высота и длина такие как у Г-образной антенны. Горизонтальная часть антенны обычно делается из специального бронзового канатика, если его нет, то можно использовать любой провод диаметром 1,5…4 мм. Материал провода особого значения не имеет. Можно применить даже стальной провод, желательно, чтобы он был оцинкованный. Если провод имеет шелковую изоляцию или ей подобную, ее необходимо снять, так как она во время дождя намокнет и утяжелит антенну, что может привести к ее обрыву.

Горизонтальную часть антенны располагают на высоте не менее 2…3 метров от земли или крыши дома. Необходимо заметить, что при приеме на внешнюю антенну большое значение имеет высота антенны над землей. Чем выше будет подвешена антенна, тем лучше будет работать приемник. У Г-образной антенны горизонтальная и вертикальная (снижение) части должны быть выполнены из одного куска провода или канатика. В то время как у Т-образной антенны снижение обязательно припаивают. Горизонтальная часть антенны составляет обычно 15…20 м, в условиях сельской местности ее увеличивают до 40 м. Практически между антенной длинной 10 м и 30 м нет никакой разницы в силе принятых сигналов. Значительно более короткая антенна проигрывает в коэффициенте полезного действия. Более длинная антенна не примет больше станций, а лишь примет больше местных помех, т.е. помех, возникающих в районе от работы электрических установок.

Горизонтальная часть антенны крепится на цепочке изоляторов. В цепочке должно быть не менее 2 изоляторов, обычно устанавливают по 3 изолятора с каждой стороны антенны. Делается это с целью избежать токов утечки между антенной и мачтами крепления. Изоляторы используют различного типа промышленного изготовления, обычно орешковые. Если нет орешковых роликов, то можно использовать обычные фарфоровые, которые используются для открытой комнатной электропроводки. В крайнем случае, можно изготовить антенные изоляторы из прямоугольных кусочков текстолита, гетинакса или дерева, размером 300×100 мм. Дерево должно быть твердой породы: дуб, бук или береза. После вырезки дощечек их необходимо проварить в парафине в течение 1 часа и только потом использовать как изоляторы.

Установка внешней антенны

Установку внешней антенны обычно начинают с выбора места. Антенна должна располагаться подальше (порядка 10 м) от высоковольтных линий электропередач, радиотрансляционных линий и других антенн. Один конец антенного провода крепится к цепочке изоляторов, которая, в свою очередь, прикрепляется стальной проволокой к деревянному шесту или высокому дереву. Другой конец антенны, который будет подключаться к приемнику в случае Г-образной антенны укрепляют на крыше дома аналогично первому. У Т-образной антенны конец закрепляют, предварительно припаяв снижение антенны в ее средней части.

Место пайки необходимо обязательно защитить от воздействия внешней среды и покрыть влагозащитной краской или липкой изоляцией. С целью предотвращения обрыва горизонтального провода антенны при сильном ветре желательно один из ее концов крепить с помощью блока и груза. Подбирая массу груза, можно регулировать натяжение провода антенны. Если деревья, к которым крепится антенна, не очень высокие и необходимо увеличить высоту подвеса антенны, то на вершинах деревьев крепят деревянные шесты.

Снижение антенны вводят в помещение через предварительно сделанное отверстие в стене или оконной раме. В отверстие желательно вставить фарфоровую или резиновую трубку и уже через них вводить снижение антенны. Снижение подводится вертикально таким образом, чтобы оно не касалось стен и крыши. Провод снижения должен проходить на расстоянии 30 см от стены дома, чем дальше, тем лучше. С этой целью его прикрепляют к изолятору, находящемуся на специальной стойке, укрепленной на крыше.

В больших городах, где много различных промышленных помех, иногда устанавливают самую простую внешнюю антенну, вертикальную или штырьевую. Эта антенна подобна снижению антенны. Сделать такую антенну гораздо проще, чем вышеупомянутые. Вертикальная антенна дает меньшее напряжение сигнала, нежели Г- и Т-образные антенны и имеет коэффициент полезного действия до 75%. Такую антенну применяют только для ламповых и транзисторных приемников, у которых есть запас чувствительности. Детекторный приемник работает с такой антенной удовлетворительно в том случае, если она поднята на высоту более 20 метров. Конструктивно вертикальная антенна представляет собой металлический штырь длиной 2…6 м, закрепленный на изоляторе, установленном на высоком шесте. Иногда свободный конец штыря расщепляют на три части. Другой вариант конструктивного исполнения такой антенны представляет шест, к вершине которого крепится провод антенны через два изолятора. Вертикальная антенна работает лучше всего, если она настроена таким образом, что имеет длину /, равную / = 1/4, где / — длина рабочей волны.

Известные типы антенн, метелки, ежи и т.д. по существу являются штырьевыми антеннами и своими формами и усложнениями не увеличивают коэффициент полезного действия. Штырьевую антенну желательно устанавливать как можно выше над землей. Нужно помнить, что железная крыша или заземленная труба представляют собой землю. Исходя из этого, установка антенны на пятиэтажном или семиэтажном доме мало скажется на коэффициенте полезного действия антенны.

Заземление

Кроме самой антенны и снижения, составной частью каждогс радиоприемника является заземление, которое как бы есть вторыіѵ полюсом антенного устройства. Надежное заземление особенно необходимо для радиоприемников с невысокой чувствительностью, например, детекторных. Заземление, к тому же защищает радиоприемник от ударов молнии в антенну. Заземление представляет собой закопанный в землю металлический лист с припаянным к нему проводником, который включается в гнездо «Земля» радиоприемника. Главным для заземления является то, чтобы земля, в которую закопан лист, была достаточно влажной, то есть была хорошим проводником. На даче или в сельской местности заземление можно сделать таким образом (рис. 26.2). Взять ненужный металлический предмет, например, оцинкованное ведро, корыто и т. д.

 

Рис. 26.2. Варианты устройства заземления

Главное, чтобьгон не был покрыт краской. К металлическому предмету припаивают железный или медный провод диаметром 3…4 мм и место пайки покрывают масляной краской. Выкопав яму глубиной 1…1,5 м, кладут в нее сделанную деталь, закапывают и плотно утрамбовывают землю. Для повышения качества заземления, в яму насыпают слой древесного угля. Древесный уголь легко втягивает воду и долго удерживает влажность, увеличивая тем самым электропроводность. Время от времени при сухой погоде необходимо поливать водой или еще лучше раствором поваренной соли (стакан соли на ведро воды) место расположения заземления. Если же поблизости есть колодец, то его можно использовать для установки заземления. Для этого на его дно опускают оцинкованный лист железа или оцинкованное ведро, с припаянным толстым медным проводом диаметром 1,5. ью предотвращения отравления воды.

Сделать качественное заземление в сельской местности как видим не проблема, в то время как в городе это не всегда удается. Чаще всего приходится мириться с несовершенством сделанного заземления. В городе лучше использовать в качестве заземления водопроводные трубы. Место на водопроводной трубе тщательно очищается от краски и ржавчины. Лучше поверхность зачистить до блеска, так как плохой контакт является источником помех. На подготовленное место крепят с помощью винта и гайки металлическую скобу, к которой и припаивают заземление. Для заземления можно использовать и трубы центрального отопления, но качество его в этом случае будет ниже. Нужно ПОМНИТЬ, что использовать в качестве заземления газовые трубы и телефонные кабели строго запрещается.

Рис. 26.3. Конструкция грозового переключателя

Заведенные в помещение снижение антенны и провод заземления подсоединяют к грозовому переключателю (рис. 26.3). Переключатель необходим для отключения антенны от приемника и переключения ее на заземление при приближении грозы, а также после окончания радиоприема. Лучше всего держать антенну заземленной и подключать ее только при радиоприеме. Заземленная антенна представляет собой хороший молниеотвод. Следуя этому правилу, вы полностью обезопасите себя при пользовании радиоприемником. Если не удастся достать готовый грозовой переключатель, то его можно сделать самому. Для этого вырезают металлические полоски шириной 10 мм и делают из них 6 уголков с отверстиями диаметром 3 мм для крепления. Далее вырезают из металла две одинаковые пластинки размером 20×200 мм с зубцами. Нож переключателя представляет собой прямоугольную пластину 10×90 мм из листовой латуни толщиной 1 мм. На одном конце ножа закрепляют деревянную или пластмассовую ручку, а на другом — отверстие диаметром 3 мм. Собирают переключатель на панели размером 160×40 мм из дерева или пластмассы.

Только теперь, когда антенна, заземление и грозовой переключатель готовы, можно пользоваться внешней антенной для приема радиопередач промышленным или самодельным радиоприемником.

Литература: В. М. Пестриков. Энциклопедия радиолюбителя.

Антенны 160-метрового диапазона / Антенны / Сайт радиолюбителей

«Магический» диапазон, Top band — как только не называют диапазон 160 м радиолюбители Однако чтобы действительно получить удовольствие от работы на нем, необходимо серьезно подойти к выбору антенны Безусловно, отрезок провода, подвешенный в нескольких метрах от земли, не позволит проводить DX-связи на этом диапазоне Так что для установки антенны на диапазон 160 м придется приложить усилия. 

Как правило, уровень шума на этом диапазоне выше, чем на диапазоне 3,5 МГц, и, тем более, на ВЧ-диапазонах Это обусловлено значительным атмосферным шумом, а также индустриальными помехами и помехами от бытовых приборов (в том числе, от телевизиров) Гармоники частоты строчной развертки способны порой полностью подавить прием DX-сигналов Учитывая это, лучше всего размещать антенну 160-метрового диапазона на максимально возможном расстоянии от телевизионных антенн Напряжение питания для телевизора желательно подавать через сетевой фильтр — это предотвратит излучение гармоник через электропроводку.  

Идеальная горизонтальная антенна, предназначенная для работы с DX, должна располагаться на высоте не менее XI2 от поверхности земли Это относительно легко реализовать на 20-метровом диапазоне, но для антенны на 3,5 МГц требуемая высота уже составит 43 м, а в диапазоне 1,8 МГц идеальная антенна должна быть поднята над землей на 83 м’ Очевидно, что подавляющему числу радиолюбителей такая антенна явно «не по зубам». 

Итак, при установке горизонтальной антенны 160-метрового диапазона на типичных для радиолюбительских антенн высотах (10 30 м) не стоит рассчитывать на ее эффективную работу Потери в «земле» будут очень большими, и основное излучение антенны окажется направленным в зенит С такой антенной ночью можно проводить радиосвязи на расстояния примерно до 1000 км Как известно, диполь, подвешенный на высоте АУ2 над землей, в точке питания имеет входное сопротивление около 75 Ом Однако следует учесть, что в зависимости от высоты подвеса его входное сопротивление меняется, и при малой высоте может потребоваться система согласования между коаксиальным кабелем и антенной.  

По сравнению с горизонтальным диполем, антенна InvV при малой высоте установки работает несколько лучше, т к, кроме горизонтальной, имеет и вертикально поляризованную составляющую излучения В горизонтальной плоскости диаграмма направленности близка к круговой. 

Достаточно популярными и эффективными антеннами 160-метрового диапазона являются Г-образные Грамотно выполненные, такие антенны хорошо работают при проведении как местных, так и дальних радиосвязей В излучении Г-образной антенны преобладающей является вертикальная составляющая Антенна имеет довольно пологий угол излучения (20 35°), что позволяет проводить DX-связи Многие радиолюбители выполнили условия диплома DXCC на 160 м с помощью простых Г-образных антенн.

 

Полная длина одной из таких антенн (включая вертикальную и горизонтальную части) приблизительно равна АУ4 (рис.1) Антенна возбуждается током, поэтому для достижения хорошего КПД требуется весьма разветвленная система радиалов Пара забитых в землю.  

металлических штырей не может заменить такую систему В то же время, если длины расположенных в земле вертикальных стержней будут не менее 2,5 м, они обеспечат заземление антенны и радиостанции по постоянному току. 

Г-образная антенна изготавливается из провода длиной Х/4 Длина вертикальной части Н должна быть как можно больше Поддерживающие полотно антенны мачты желательно изготовить из диэлектрика, хотя вполне допустимо использовать металлические Наиболее простой способ установки такой антенны — развесить ее между двумя высокими деревьями. 

Принципиальная схема простого согласующего устройства, которое очень хорошо работает с четвертьволновой Г-образной антенной, приведена на рис.2 Конденсатор переменной емкости можно снабдить электромеханическим приводом, что позволит дистанционно изменять его емкость, добиваясь КСВ=1 в любой точке диапазона Индуктивность катушки подбирается только при начальной настройке — полностью перекрыть 160-метровый диапазон обычно позволяет конденсатор С1.  

Возбуждаемая напряжением полуволновая антенна (рис.3) отлично работает всего лишь со штырем заземления Для использования этой антенны в диапазоне 80 м индуктивность катушки L1 согласующего устройства (рис.4) должна изменяться с помощью реле, установленного около точки питания антенны Конденсатор С1 должен иметь большой зазор между пластинами, а еще лучше применить вакуумный КПЕ.

На рис.5 приведены размеры трех антенн — четвертьволновой Г-образной (а), полуволновой Г-образной (б) и Т-образной (в) Расчетная резонансная частота — 1,9 МГц На практике, для достижения резонанса, длины антенн необходимо подобрать.  

Совершенно различные распределения токов в четвертьволновой и полуволновой Г-образных антеннах обуславливают их различные излучающие свойства На рис.6 и 7 приведены диаграммы направленности Г-образных антенн (соответственно, четвертьволновой и полуволновой), размещенных над почвой со средней проводимостью Опорные мачты высотой 15 м — из изоляционного материала.  

При расчетах использовалась программа ELNEC, которая является версией программы MININEC Причина существенного различия диаграмм направленности заключается в том, что в вертикальном элементе антенны протекают большие токи при длине антенны XI4 и малые — в полуволновой антенне В результате, вертикальные и горизонтальные составляющие поля излучения у этих двух Г-образных антенн сильно различаются.  

Если необходимо проводить DX-свя-зи, то лучше смонтировать антенну, диаграмма направленности которой обладает глубоким провалом в зенитном направлении Это минимизирует приходящие под большими углами ионосферные сигналы, шумы и помехи, улучшая тем самым отношение сигнал/шум при приеме слабых сигналов Таким свойством обладает Т-образная антенна, которую можно подвесить между деревьями Ее диаграмма направленности приведена на рис.8 Поляризация излучения антенны — почти полностью вертикальная Порождаемая током, протекающим по одному из горизонтальных плеч Т-образной антенны, горизонтально поляризованная составляющая поля излучения компенсируется полем, создаваемым другим плечом.  

 

Для Г-образных антенн азимутальные диаграммы направленности антенн слегка асимметричны, в силу того что структура антенны не является симметричной относительно точки питания.  

Хорошо заземленная металлическая мачта практически не ухудшает параметры антенн, особенно четвертьволновой Г-образной, а также Т-образной Использование металлической мачты для установки полуволновой Г-образной антенны вызовет только небольшое изменение резонансной частоты (металлическая мачта вносит реактивное сопротивление в антенную систему) Достаточно слегка подстроить схему согласования, и влияние мачты на диаграммы направленности станет практически незаметно При использовании двухметровых диэлектрических растяжек, удерживающих горизонтальный элемент антенны 160-метрового диапазона на высоте 15 м, не имеет большого значения, будут ли опорные мачты металлическими или деревянными.  

Основным недостатком вертикальных антенн по сравнению с горизонтальными является более высокий уровень шума при приеме Это обусловлено тем, что индустриальные помехи в основном имеют вертикальную поляризацию Кроме того, при использовании вертикальных антенн можно заметить эффект ‘мертвой зоны», когда порой сигналы, приходящие от радиостанций, удаленных на несколько сотен километров, оказываются очень слабыми Размеры «мертвой зоны» определяются минимальной длиной скачка пространственной волны Однако проявление такого эффекта зависит от условий распространения радиоволн в конкретное время суток.  

 

Вертикальные антенны в диапазоне 160 м могут обеспечить очень эффективную работу, но полноразмерный четвертьволновой вертикал для частоты 1,9 МГц должен быть высотой 37,5 м1 Установить такую антенну непросто, особенно в большом городе Тем не менее, можно изготовить короткую вертикальную антенну с удлиняющим элементом в верхней части (катушка индуктивности и емкостная насадка вблизи верхней части).  

Эффективными могут быть и короткие вертикалы высотой 10 м или немного больше Такую антенну можно изготовить из алюминиевых труб или воспользоваться стальной телескопической мачтой Чем короче вертикал, тем хуже работает антенна Однако укороченные вертикалы с удлиняющими элементами часто оказываются более эффективными при работе с DX-станциями по сравнению с полноразмерной горизонтальной антенной, расположенной вблизи земли Например, американский коротковолновик Doug DeMaw, W1FB, некоторое время работал в диапазоне 160 м на вертикальную спиральную антенну высотой около 5 м Изолированный провод диаметром 1,6 мм и длиной XI2 был намотан с постоянным шагом на деревянном шесте, покрытом двумя слоями лака Верхняя часть спирали была подключена к алюминиевому диску, который служил емкостной нагрузкой и предотвращал возникновение коронного разряда на конце антенны в режиме передачи Если длина провода, из которого изготовлена спираль, близка к А/2, антенна работает ненамного хуже полноразмерного четвертьволнового вертикала Разумеется, для вертикальных антенн необходима система радиалов, создание которой потребует определенных усилий и времени Тем не менее, эти затраты многократно окупятся Весьма неплохие результаты можно получить, установив 15 20 четвертьволновых радиалов, которые могут расходиться от точки питания антенны даже не по прямым путям Когда на пути радиала встречается какое-нибудь препятствие, его можно просто обогнуть.  

Если местные условия не позволяют установить четвертьволновые радиалы, можно использовать провода подходящей длины Уже упоминавшийся Doug DeMaw, W1FB, успешно работал на вертикал высотой 17 м с удлинительным элементом в верхней части Система заземления представляла собой 20 закопанных радиалов из проводов различного диаметра, причем их длина варьировалась от 12 до 30 м.  

 

В диапазоне 160 м можно успешно использовать полноразмерную горизонтальную рамочную антенну, углы которой расположены на высоте 15 м от земли Однако эффективность работы такой антенны очень сильно зависит от проводимости почвы.  

Антенна запитывается через открытую воздушную линию с волновым сопротивлением 450 Ом, подключенную к одному из углов рамки Антенный тюнер с трансформатором 4 1 позволяет отлично согласовать такую антенну с передатчиком на всех КВ-диапазонах (от 160 до 10 м).  

По материалам статей «The 160-Meter Antenna Dilemma» (QST, November 1990) и «160-Meter Antennas». 

Компактная двухдиапазонная антенна в форме тележки с паразитными элементами для автомобильных радаров и приложений 5G

1. Матин М.А. Обзор антенн миллиметрового диапазона – потенциальный кандидат для приложений с поддержкой 5G. Доп. Электромагн. 2016;5(3):98–105. [Google Scholar]

2. Wu Q., Wang H., Hong W. Wiley 5G Ref. Уайли; 2019. «Конструкции антенн миллиметрового диапазона», стр. 1–25. [Google Scholar]

3. Спектр Huawei 5G — позиция государственной политики. Опубл. пол. Должность. 2016: 1–18. [Академия Google]

4. Шараф М.Х., Заки А.И., Хамад Р.К., Омар М.М.М. Новая двухдиапазонная (38/60 ГГц) патч-антенна для мобильных телефонов 5G. Датчики. 2020;20(9):2541. [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [Google Scholar]

5. Камаль С., Мохаммед А.С.Б., Бин Айн М.Ф. Новая конструкция микрополосковой антенны с отрицательной меандровой линией для беспроводной связи миллиметрового диапазона 28 ГГц. Радио англ. 2020;29(3):479–485. [Google Scholar]

6. Камаль М.С., Ислам М.Дж., Уддин М.Дж., Имран А.З.М. Проект трехдиапазонной микрополосковой патч-антенны для приложений 5G. Междунар. конф. вычисл. коммун. хим. Матер. Электрон. англ. 2018;2018(2):1–3. IC4ME2. [Академия Google]

7. Пшесмицки Р., Бугай М., Новосельски Л. Широкополосная микрополосковая антенна для беспроводных систем 5G, работающих на частоте 28 ГГц. Электрон. 2021;10(1):1–19. [Google Scholar]

8. Ta S.X., Choo H., Park I. Широкополосная печатная дипольная антенна и ее решетки для приложений 5G. Антенна IEEE. Беспроводная пропаганда. лат. 2017;16(с):2183–2186. [Google Scholar]

9. Вани З., Абегаонкар М.П., ​​Коул С.К. Антенна 28 ГГц для приложений 5G MIMO. прог. Электромагн. Рез. лат. 2018; 78 (декабрь): 73–79. [Google Scholar]

10. Бай К., Форд К.Л., Лэнгли Р.Дж. Переключаемая электромагнитная антенна поверхностных волн с запрещенной зоной. Междунар. Дж. Антенн. Пропаг. 2014; 2014: 1–8. (Рисунок 1) [Google Scholar]

11. Чен С., Чжан С., Ли К. Обзор взаимной связи в системах MIMO. IEEE-доступ. 2018;6:24706–24719. [Google Scholar]

12. Саадалла Алсултан Р.Г., Еткин Г.О. Уменьшение взаимной связи Е-образной MIMO-антенны с матрицей С-образных резонаторов. Междунар. Дж. Антенн. Пропаг. 2018;2018 [Google Академия]

13. Субха Т.Д., Субаш Т.Д., Клаудия Джейн К.С., Девадхаршини Д., Фрэнсис Д.И. Исследование и анализ подавления распространения поверхностных волн в микрополосковой патч-антенне. Матер. Сегодня проц. 2019;24:2414–2423. [Google Scholar]

14. Бабу К.В., Анурадха Б. Проектирование многодиапазонной минковской антенны MIMO для уменьшения взаимной связи. J. King Saud Univ. — англ. науч. 2020;32(1):51–57. [Google Scholar]

15. Менцель В. Справочник по антенным технологиям. Спрингер Сингапур; 2014. Антенны автомобильных радаров; стр. 1–22. [Академия Google]

16. Гупта М.С. Автомобильный радар. РФ Микров. заявл. Сист. 2007: 319–328. [Google Scholar]

17. Паланивел Раджан С., Вивек С. Анализ и разработка микрополосковой патч-антенны для радиолокационной связи. Дж. Электр. англ. Технол. 2019;14(2):923–929. [Google Scholar]

18. Гамба Дж. Сигналы и технологии связи. 2020. Автомобильные радары; стр. 123–142. [Google Scholar]

19. Tarbouch M., Elamri A., Terchoune H. Вклад в миниатюризацию антенн: современное состояние. Транс. Сети общ. 2016;4(5) [Google Академия]

20. Славик З., Брингманн О., Розенстил В., Эльдар Ю.К. 2018 52-я Асиломарская конференция по сигналам, системам и компьютерам. ИЭЭЭ; 2018. Последствия и методы для сосуществующих автомобильных радаров и систем связи; стр. 952–956. [Google Scholar]

21. Буров В.Н., Кузин А.А., Мякиньков А.В. 2019 Международная конференция по технике и телекоммуникациям (EnT) IEEE; 2019. Разработка автомобильного радара для систем адаптивного круиз-контроля и автоматического аварийного торможения; стр. 1–7. [Академия Google]

22. Цзя Ю., Лю Ю., Чжан Ю. Микрополосковая антенная решетка 24 ГГц с большим пространством и узкой шириной луча. Микров. Опц. Технол. лат. 2020;62(4):1615–1620. [Google Scholar]

23. Луо В., Чен В., Фэн Ю., Ян Ю. Новая автомобильная антенна для связи транспортных средств с системами IoT в сети 5G. ЕВРАЗИП Дж. Вирел. коммун. сеть 2020;2020(1):218. [Google Scholar]

24. Moukala Mpele P., Moukanda Mbango F., Konditi D.B.O., Ndagijimana F. Новая четырехдиапазонная сверхминиатюрная планарная антенна с металлическими переходными отверстиями и дефектной структурой заземления для портативных устройств. Гелион. 2021;7(3) [Бесплатная статья PMC] [PubMed] [Google Scholar]

25. Ali W., Zahid M., Hussain A., Kingdom U., Qureshi M.A. Proc. 2-й Международной конференции по электротехнике, связи и вычислительной технике (ICECCE) 2020. Автомобильные радары и приложения 5G; стр. 12–13. [Google Scholar]

26. Аваис М., Риаз А., Хан В. Т. Международный симпозиум IEEE по антеннам и распространению радиоволн, 2019 г. , и радионаучная встреча USNC-URSI, APSURSI 2019 — Proceedings. ИЭЭЭ; 2019. Сверхширокополосная (16–40 ГГц) антенна миллиметрового диапазона для автомобильных радаров и приложений 5G; стр. 1919–1920. [Google Scholar]

27. Эль-Сайед М., Гад Н., Эль-Аассер М., Яхия А. Труды Международной конференции по инновационным тенденциям в области связи и вычислительной техники 2020 г., ITCE 2020. 2020. Щелевые прямоугольные микрополоски. конструкция антенны для радаров и приложений 5G; стр. 330–334. [Google Scholar]

28. Паризи С.А.Р. Тенденции исследований микрополосковых антенн. ИнТех; 2017. Методы повышения пропускной способности. [Google Scholar]

29. Mbinack C., Bodo B., Eyébé Fouda J.S.A., Tonye E. Расширение полосы пропускания прямоугольной патч-антенны MICROSTRIP со встроенным питанием. Микров. Опц. Технол. лат. 2019;61(2):562–567. [Google Scholar]

30. Акинола С., Хашиму И., Сингх Г. Proc. 2019 Междунар. конф. вычисл. Интел. Знай. Экон. Том. 2019. ИКЦИКЕ; 2019. Методы усиления и увеличения полосы пропускания микрополосковой антенны: технический обзор; стр. 175–180. [Google Scholar]

31. Zheng D.-Z., Luo Y., Chu Q.-X. Улучшенная антенна с круговой поляризацией по осевому отношению и усилению с использованием паразитных элементов. Микров. Опц. Технол. лат. 2017;59(11):2922–2929. [Google Scholar]

32. Норникман Х., Ахмад Б.Х., Абд Азиз М.З.А., Бакар Х.А. Двухдиапазонный диапазон частот и усиленный широкополосный эффект двухслойной микрополосковой патч-антенны с паразитными помехами. Дж. Физ. конф. сер. 2018;1049(16) [Google Scholar]

33. Zheng Q., Guo C., Ding J., Vandenbosch G.A.E. Двухдиапазонная низкопрофильная патч-антенна CP на метаповерхностях с паразитными элементами. IET Microw., Антенны Propag. 2019;13(13):2360–2364. [Google Scholar]

34. Кумар Г., Рэй К.П. Артек Хаус; 2003. Широкополосные микрополосковые антенны. [Google Scholar]

35. Мукала Мпеле П., Муканда Мбанго Ф., Кондити Д.Б.О. Небольшая двухдиапазонная (28/38 ГГц) эллиптическая антенна для приложений 5G с DGS. Междунар. J. Sci. Технол. Рез. 2019;8(10):353–357. [Google Scholar]

36. Аль-Ясир Ю.И.А., Альхамадани Х.А., Кадхим А.С. Разработка широкополосной микрополосковой фильтрующей антенны с измененной формой щелей и структурой ОСИ. Изобретения. 2020;5(1):11. [Google Scholar]

37. Эрбас К.Д. 2-й междунар. конф. электр. коммун. вычисл. англ. Том. 2020. МИЦЭКС; 2020. Параметрический анализ углового вращения микрополосковой патч-антенны с эллиптическими патч-элементами и паразитными элементами; стр. 12–13. [Google Scholar]

38. Tran H.H., Park H.C. Улучшения усиления и полосы пропускания массива патч-антенн с круговой поляризацией с последовательной подачей питания, использующие несколько паразитных элементов. Междунар. Дж. РФ Микроу. вычисл. англ. 2020;30(9): 1–9. [Google Scholar]

39. Баланис К.А. четвертое изд. Уайли; 2016. Теория антенн: анализ и проектирование. [Google Scholar]

40. Дарбо О., Кондити Д.Б.О., Манене Ф. Прямоугольная микрополосковая патч-антенна 28 ГГц для приложений 5G. Междунар. Дж. Инж. Рез. Технол. 2019;12(6):854–857. [Google Scholar]

41. Джанди Ю., Гарнати Ф., Улад Саид А. 2017 Int. конф. Провод. Технол. Встроить. Интел. Сист. Том. 2017. ВИТС; 2017. Разработка компактной двухдиапазонной патч-антенны для приложений 5G; стр. 5–8. [Академия Google]

42. Цзя Ю., Лю Ю., Чжан Ю. Микрополосковая антенная решетка для автомобильного радара 24 ГГц. Датчик IEEE. Дж. 2020;62(21):1615–1620. [Google Scholar]

43. Jia Y., Liu Y., Zhang Y. 2020 7th Int. конф. Умная структура. Сист. ИКСИ 2020. Том. 20. 2020 г. Снижение внутриполосной ЭПР и улучшение изоляции антенны радара 24 ГГц с использованием поглотителя из метаматериала для датчиков и автомобильных радаров; стр. 1615–1620. [Google Scholar]

44. Colaco J., Lohani R. Proc. 5-й междунар. конф. коммун. Электрон. Сист. Том. 2020. ИККИС; 2020. Проектирование и внедрение микрополосковой патч-антенны для приложений 5G; стр. 682–685. [Академия Google]

45. Аль-Баури С.С., Ислам М. Т., Шаббир Т., Мухаммад Г., Ислам М.С., Вонг Х.Ю. Антенна MIMO на основе метаматериала с почти нулевым индексом (NZI) шестиугольной формы для приложений миллиметрового диапазона. IEEE-доступ. 2020;8:181003–181013. [Google Scholar]

46. Rusmono, Sandi E., Marani T. IOP Conf. сер. Матер. науч. англ. Том. 852. 2020. Проектирование многодиапазонной антенны MIMO для приложений 5G миллиметрового диапазона. [Google Scholar]

Сверхкомпактные магнитоэлектрические антенны NEMS с акустическим управлением

Abstract

Современные компактные антенны основаны на резонансе электромагнитных волн, что приводит к размерам антенн, сравнимым с длиной электромагнитной волны. В результате антенны обычно имеют размер, превышающий одну десятую длины волны, и дальнейшая миниатюризация антенн была открытой проблемой на протяжении десятилетий. Здесь мы сообщаем об акустически активируемых наномеханических магнитоэлектрических (МЭ) антеннах с подвешенной ферромагнитной/пьезоэлектрической тонкопленочной гетероструктурой. Эти МЭ-антенны принимают и передают электромагнитные волны посредством МЭ-эффекта на своих частотах акустического резонанса. Объемные акустические волны в МЭ антеннах стимулируют колебания намагниченности тонкой ферромагнитной пленки, что приводит к излучению электромагнитных волн. И наоборот, эти антенны воспринимают магнитные поля электромагнитных волн, создавая на выходе пьезоэлектрическое напряжение. Антенны ME (с размерами всего одна тысячная длины волны) демонстрируют миниатюризацию на 1–2 порядка по сравнению с современными компактными антеннами без ухудшения характеристик. Эти антенны ME имеют потенциальные последствия для портативных систем беспроводной связи.

Введение

Антенны, преобразующие переменный электрический ток в излучение электромагнитных (ЭМ) волн, выступают в качестве вездесущего критического компонента смартфонов, планшетов, систем радиочастотной идентификации, радаров и т. д. Суть антенн заключается в их миниатюризации размеров ^1,2,3,4,5,6 . Компактные антенны основаны на резонансе электромагнитных волн и поэтому обычно имеют размер более λ ₀ /10, что составляет одну десятую длины волны ЭМ λ ₀ . Ограничение на миниатюризацию размера антенны сделало очень сложным получение компактных антенн и антенных решеток, особенно на очень высоких частотах (ОВЧ, 30–300 МГц) и сверхвысоких частотах (УВЧ, 0,3–3 ГГц) с большими λ. ₀ , что накладывает серьезные ограничения на системы беспроводной связи и радары на мобильных платформах ⁴ . Необходимо исследовать новые концепции антенн с новыми механизмами излучения и приема электромагнитных волн для уменьшения размера антенны.

С другой стороны, недавно была продемонстрирована сильная обусловленная деформацией магнитоэлектрическая (МЭ) связь в магнитных/пьезоэлектрических гетероструктурах, которая обеспечивает эффективную передачу энергии между магнетизмом и электричеством ^{7,8,9,10,11,12,13,14 ,15,16,17} . Сильная МЭ-связь, если она будет реализована динамически на радиочастотах (РЧ) в МЭ-гетероструктурах, может обеспечить индуцируемые напряжением РЧ-магнитные токи, которые излучают ЭМ волны, и акустически активируемые наноразмерные МЭ-антенны с новым механизмом приема и передачи для ЭМ-волн. Эта концепция недавно была теоретически предложена ^{18, 19} . Однако, несмотря на умеренное взаимодействие между поверхностной акустической волной и намагниченностью ^20,21,22 , сильный МЭ эффект был продемонстрирован только на частотах кГц, либо в статическом или квазистатическом процессе ^{23, 24} . Здесь естественно возникает вопрос: возможно ли реализовать эффективную энергетическую связь между объемными акустическими волнами и ЭМ волнами в МЭ гетероструктурах на ВЧ частотах через МЭ связь? Основываясь на результатах нашей работы, мы можем ответить на этот вопрос утвердительно.

Здесь мы демонстрируем антенны наноэлектромеханической системы (НЭМС), работающие на частотах ОВЧ и УВЧ, основанные на сильной МЭ связи между ЭМ и объемными акустическими волнами в резонансных МЭ гетероструктурах (ферромагнитных/пьезоэлектрических). В этих МЭ-антеннах реализованы акустические механизмы передачи и приема в резонаторах на нанопластинах (NPR) и тонкопленочных объемных резонаторах акустических волн (FBAR). В процессе приема магнитный слой МЭ антенн воспринимает H -компоненты электромагнитных волн, что вызывает колебательную деформацию и выход пьезоэлектрического напряжения на частоте электромеханического резонанса. И наоборот, во время процесса передачи ME-антенны создают колебательное механическое напряжение при входном переменном напряжении, которое механически возбуждает магнитный слой и вызывает колебания намагниченности или магнитный ток, который излучает электромагнитные волны. Следовательно, эти МЭ-антенны работают в своем акустическом резонансе, а не в ЭМ-резонансе. Поскольку акустическая длина волны примерно на пять порядков меньше, чем длина волны ЭМ на той же частоте, ожидается, что эти МЭ антенны будут иметь размеры, сравнимые с длиной акустической волны, что приведет к уменьшению размера антенны на порядки по сравнению с состоянием антенны. -художественные компактные антенны.

Результаты

Большой коэффициент МЭ связи в устройстве ЯПР

Резонансными телами МЭ резонаторов НЭМС служила тонкая пленка AlN толщиной 500 нм, на которую нанесен [Fe ₇ Ga ₂ B ₁ (45 n)n Al ₂ O ₃ (5 нм)] × 10 (далее FeGaB) тонкопленочные МЭ гетероструктуры, полностью подвешенные на подложке Si, где AlN и FeGaB (см. дополнительное примечание 1 для характеристики магнитных свойств) служат пьезоэлектрическими и магнитострикционный элемент МЭ гетероструктуры соответственно. Использование резонатора НЭМС с ультратонкой (толщиной T  = 500 нм) Тонкая пленка AlN обеспечивает эффективную акустическую передачу на кристалле со сверхнизким рассеиванием энергии ^{25, 26} . В этой работе продемонстрированные МЭ-антенны охватывают широкий диапазон частот от 60 МГц до 2,5 ГГц, что реализуется за счет геометрической конструкции резонирующих пластин, демонстрирующих различные виды колебаний (дополнительное примечание 6).

Сильная МЭ связь на УКВ частотах была продемонстрирована с помощью МЭ НПР с плоскостной контурной модой колебаний (с помощью д ₃₁ пьезоэлектрический коэффициент) ²⁷ . В частности, перпендикулярное электрическое поле на пьезоэлектрическом слое AlN вызывает срабатывание в плоскости устройства. На рисунке 1а представлена ​​схема измерений и структура МЭ НПР, которая имеет прямоугольную резонирующую пластину, состоящую из однопальцевого нижнего платинового электрода и тонкопленочной гетероструктуры FeGaB/AlN. Все резонаторы NEMS ME в этой работе были изготовлены с использованием процессов микропроизводства, совместимых с КМОП (дополнительный металл-оксид-полупроводник) (см. Метод и дополнительное примечание 2). Изображение резонатора МЭ НПР, полученное с помощью сканирующей электронной микроскопии (СЭМ), показано на рис. 1б. Длина ( L) и ширина ( W) активного резонансного тела FeGaB/AlN составляют 200 и 50 мкм соответственно. Нанопластина ME FeGaB/AlN полностью отделяется от кремниевой подложки, но механически поддерживается и электрически контактирует с двумя якорями AlN/Pt для оптимизации ME связи с минимальным эффектом зажима подложки. Для изучения электромеханических свойств ME NPR кривая электрической проводимости была охарактеризована с помощью анализатора цепей, как показано на рис. 1c. Спектр полной проводимости в резонансе можно подогнать под модель Баттерворта–ван Дайка ²⁷ , что дает частоту электромеханического резонанса ( f _r,NPR ) 60,68 МГц, добротностью ( Q) 930 и коэффициентом электромеханической связи ( k _t ² ) на 1,35%, что указывает на высокую эффективность электромеханического преобразования и низкие потери (дополнительное примечание 3). Это ф _r,NPR соответствует контурной моде колебаний, возбуждаемых в AlN, которая может быть аналитически выражена как \({f_{{\rm{r,NPR}}}} \propto \frac{1}{{2{W_0 }}}\sqrt {\frac{E}{\rho}} \), где Вт ₀ — ширина шага резонатора, E и ρ — эквивалентный модуль Юнга и эквивалентная плотность резонатора FeGaB/AlN соответственно ^{28, 29} . Анализ методом конечных элементов (МКЭ) на кривой проводимости устройства с той же геометрией показан на рис. 1d, что хорошо согласуется с рис. 1c. На резонансной частоте 60,56 МГц распределение смещения в плоскости, показанное на вставке рис. 1г, указывает на контурно-растяжение формы колебаний, при которой объем конструкции устройства расширяется в своей плоскости. Примечательно также, что Q -фактор этого МЭ резонатора намного выше, чем у обычных низкочастотных МЭ гетероструктур в предыдущих отчетах ^{10, 30,31,32,33} .

Рис. 1

Устройство ME NPR с гигантской муфтой ME. a Схематическое изображение магнитоэлектрического (МЭ) резонатора с нанопластинами (NPR) и установки для измерения индуцированного МЭ напряжения с использованием высокочастотного синхронного усилителя (HFLIA). Радиочастотное магнитное поле ( H _RF ) генерируется радиочастотной катушкой. b Сканирующая электронная микроскопия (SEM) изображений изготовленного ME NPR. Красные и синие области показывают подвешенную одиночную нанопластину с гетероструктурой FeGaB/AlN ME и якорями AlN. Желтая область представляет собой заземляющий электрод радиочастотного сигнала. c Кривая проводимости и подгонка модели Баттерворта–ван Дайка МЭ НПР с резонансной частотой ( f _r ) 60,68 МГц, добротность ( Q ) из 930 и коэффициент электромеханической связи ( k _т ² ) 1,35%. На вставке показана схема поперечного сечения МЭ-гетероструктуры. d Анализ методом конечных элементов (МКЭ) ME NPR для амплитуды полной проводимости. На вставке показано смещение нанопластины в плоскости в точке резонансного пика и ее система координат. e Кривая проводимости немагнитного контрольного образца, который имеет ту же конструкцию устройства, что и ME NPR. На вставке показана схема устройства в разрезе. f , коэффициент связи МЭ ( левая ось ) и индуцированное МЭ напряжение ( правая ось ) в зависимости от частоты H _РФ Возбуждение. г ВЭД МЭ НПР на наведенное МЭ напряжение. На вставке показано смещение в плоскости, возбужденное H _РФ . h Наведенное напряжение в зависимости от частоты H _РФ Возбуждение для немагнитного устройства. На вставке показано увеличенное изображение области резонансного пика ( красный кружок )

Полноразмерное изображение

При возбуждении H _RF с амплитудой около 60  нТл (обеспечиваемой ВЧ-катушкой вдоль длины резонатора, см. Дополнительное примечание 4), индуцированное МЭ напряжение на выходе устройства NPR было измерено с помощью блокирующего усилителя УВЧ (UHFLI). ), как показано на рис. 1f. В спектре напряжения МЭ показан четкий резонансный пик на частоте 60,7  МГц с амплитудой пика ( U ) 180 мкВ. Амплитуда пика очень чувствительна к частоте возбуждения, демонстрируя коэффициент Q , аналогичный кривой полной проводимости на рис. 1c. Экспериментально измеренный спектр выходного напряжения МЭ (рис. 1f) хорошо согласуется с результатами МКЭ спектра напряжения МЭ с пиковой амплитудой 196  мкВ, как показано на рис. 1g (метод). На вставке к рис. 1g показано смоделированное смещение в плоскости МЭ-резонатора, возбуждаемое излучением H . _рф на его резонансной частоте, что указывает на контурную моду вибрации. Одинаковая мода вибрации, возбуждаемая магнитным полем и электрическим полем, показывает, что преобладает МЭ связь, обусловленная деформацией. Высокий коэффициент связи МЭ α _ME  = ∂ U /(∂ H _рф ∙T)  = 6 кВ Э ⁻¹  см ⁻¹ можно получить на ф _{р, НПР} , где ^{23, 34} . Примечательно, что этот коэффициент МЭ связи получен без какого-либо магнитного поля смещения постоянного тока, и его значение сравнимо с недавно опубликованными значениями с оптимальным магнитным полем смещения при гораздо более низких частотах электромеханического резонанса ³⁵ кГц.

Для сравнения, немагнитный NPR с одним пальцем также был протестирован в качестве контрольного образца, чтобы подтвердить, что связанная с деформацией МЭ-связь отвечает за наблюдаемое выходное напряжение при Н _РФ Возбуждение. Для немагнитного резонатора тонкая пленка Cu толщиной 500 нм была нанесена на пластину AlN (вставка на рис. 1e), чтобы заменить ферромагнитный слой FeGaB в качестве верхнего электрода. Как показано на рис. 1e, NPR на основе Cu/AlN демонстрирует аналогичное поведение полной проводимости (как 90 105, так и 90 106 _r и Q ) как ME NPR (рис. 1в). На рис. 1h показан H . _РФ Спектр наведенного напряжения резонатора с гетероструктурой Cu/AlN. С той самой Н _RF Возбуждение в качестве МЭ резонатора ( H _rf  = 60 нТл), наведенное напряжение резонатора Cu/AlN на частоте его электромеханического резонанса 64,7 МГц очень низкое, примерно на два порядка меньше, чем наведенное напряжение в МЭ ЯПР FeGaB/AlN (рис. 1в). ). Обратите внимание, что профиль спектра наведенного напряжения NPR Cu/AlN сильно антисимметричен вблизи его резонансной частоты, что полностью отличается от симметричного спектра напряжения МЭ (рис. 1f), но аналогично его спектру полной проводимости (рис. 1e). Эта антисимметричная форма линии может быть связана со слабым эффектом индуктивной связи между контуром заземления устройства и электромагнитной волной, который также может существовать в устройстве NPR FeGaB/AlN. Однако симметричный спектр МЭ напряжения в ЯФР FeGaB/AlN указывает на то, что эффект индуктивной связи имеет чрезвычайно низкую эффективность по сравнению с МЭ связью. Таким образом, сильный резонансный пик, индуцированный Н _RF в устройстве ЯПР FeGaB/AlN является результатом наличия МЭ связи, в которой пленки FeGaB с высокой магнитной проницаемостью ^{36, 37} очень эффективно взаимодействуют с ВЧ возбуждающим магнитным полем.

МЭ НПР с многоштыревыми встречно-штыревыми электродами, которые мы продемонстрировали недавно ¹⁷ , имеют пренебрежимо малое МЭ напряжение в той же измерительной установке, то есть более чем на три порядка меньшее при электромеханическом резонансе по сравнению с однопластинчатые МЭ НПР. Это явление было подтверждено с помощью моделирования COMSOL (дополнительное примечание 5). МЭ-резонаторы с одним пальцем производят высокое выходное МЭ-напряжение, поскольку однородные магнитные поля радиочастотного возбуждения могут сильно взаимодействовать с одной нанопластиной. В то время как пренебрежимо малый выход МЭ напряжения в многопальцевых МЭ резонаторах связан с тем, что равномерная Н _RF не взаимодействуют эффективно с многопальцевыми NPR, которые создают неоднородные поля радиочастотной деформации и неоднородные поля намагниченности.

Мы также получаем представление о зависимости от намагниченности однопальцевого ME NPR, показанного на рис. 1, путем изучения его силы ME связи в различных магнитных полях смещения. Спектр индуцированного МЭ-напряжения был измерен при постоянном смещении магнитных полей от −5 до 5  мТл вдоль направления длины резонатора (как показано на вставке к рис. 2b). На рис. 2а показаны α _ME как функция постоянного магнитного поля смещения H _DC и частота H _РФ . При нулевом магнитном поле смещения мк ₀ Н _DC  = 0, α _ME максимизируется на f _{r, NPR} на частоте 60,7 МГц, что хорошо согласуется с рис. 1f. В мк ₀ Н _DC  =  ±5 мТл, f _{r, NPR} сдвинут на 60,72 МГц, как показано на пунктирной кривой на рис. 2а. Это может быть связано с эффектом Δ E ¹⁷ , то есть подмагничивающее магнитное поле изменяет модуль Юнга FeGaB и, таким образом, приводит к изменению f _{р, НПР} резонатора ^{17, 31, 38} . Более того, гистерезисное поведение α _МЭ (при ф _{r, NPR} ) наблюдали путем развертки постоянного магнитного поля назад и силой с максимальным значением 6 кВ см ⁻¹  Э ⁻¹ при ±0,5 мТл (рис. 2b). Это согласуется с механизмом связи МЭ, опосредованным деформацией, и магнитным гистерезисом нанопластины FeGaB/AlN (дополнительное примечание 1). Зависимость от магнитного поля α _ME в ME NPR дает еще одно прямое свидетельство того, что наблюдаемое взаимодействие между электромагнитной волной и акустическим резонансом является результатом ME связи.

Рис. 2

Магнитное поле смещения и частотная зависимость. a Коэффициент магнитоэлектрической (МЭ) связи α _ME ME NPR в зависимости от постоянного магнитного поля смещения H _DC ( x -ось) и частота радиочастотного магнитного поля ( y -ось). Пунктирная кривая показывает резонансную частоту (наибольшая интенсивность при каждой развертке частоты) в зависимости от магнитного поля смещения. Магнитное поле смещения менялось от -5 до 5 мТл. b Петля гистерезиса α _ME , полученный путем развертки магнитного поля назад и силы на уровне f  = 60,7 МГц. На вставке показано схематическое изображение МЭ НПР с внешним смещающим магнитным полем, приложенным вдоль его направления по длине. c Индуцированное МЭ напряжение как функция магнитного поля при частоте возбуждения 60,7 МГц ( красный ) и 1 МГц ( синий )

Изображение в натуральную величину

_ME в магнитном поле с нулевым смещением напрямую приводит к надежным МЭ датчикам с автосмещением. Это кардинально отличается от обычных МЭ гетероструктур с частотами электромеханического резонанса в килогерцовом диапазоне частот, которые демонстрируют почти нулевую МЭ связь при нулевом магнитном поле смещения ^{32, 39,40,41} . Эта разница может быть объяснена закручиванием краев стенки ^{42, 43} в условиях самосмещения для магнитных/немагнитных многослойных материалов (FeGaB/Al ₂ O ₃ ), используемых в качестве магнитострикционного слоя в ME-антеннах. Предел обнаружения антенн НПР МЭ для обнаружения слабых H _RF в магнитном поле с нулевым смещением также был охарактеризован, как показано на рис. 2c, где наведенное напряжение представлено как функция Н _РФ на двух разных частотах возбуждения. На резонансной частоте 60,7 МГц (красный) линейная кривая имеет разброс при 40 пТл с предельным напряжением обнаружения 0,1 мкВ, что указывает на предел обнаружения 40 пТл для датчика NPR ME. В то время как на нерезонансной частоте 1 МГц (синий) наведенное напряжение случайным образом распределяется вокруг 0,1 мкВ, не проявляя чувствительности к возбуждению магнитного поля частотой 1 МГц с амплитудой 10 ⁻¹¹ –10 ⁻⁷  T.

Примечательно, что антенные решетки МЭ НПР с несколькими полосами частот от МГц до ГГц могут быть интегрированы в одну пластину путем проектирования МЭ НПР с разными поперечными размерами (или W ), поскольку f _r,NPR обратно пропорциональна W ²⁷ . Это позволяет размещать широкополосные антенные решетки ME NPR на одной пластине, что компенсирует узкополосные рабочие частоты ME антенн. Резонансные частоты, а также Q -факторы различных устройств NPR (включая FBAR), изготовленных на одной пластине, обобщены в дополнительном примечании 6 как функция W .

Антенны FBAR ME

Мы дополнительно спроектировали, изготовили и испытали ME антенны, работающие на частоте 1 ГГц, основанные на режиме резонанса толщины тонкопленочных устройств FBAR FeGaB/AlN. Излучательные свойства антенн на основе ME FBAR были протестированы в конфигурации дальнего поля в гигагерцовом диапазоне в безэховой камере. Как показано на рис. 3а, б, активным элементом МЭ антенны FBAR является подвешенный круговой диск МЭ FeGaB/AlN диаметром 200 мкм. Эта антенна FBAR ME демонстрирует моду вибрации растяжения по толщине, как показано на схематическом изображении на рис. 3a. Калиброванная стандартная рупорная антенна с линейной поляризацией и антенна на основе ME FBAR подключаются к порту 1 и порту 2 анализатора цепей соответственно для измерения усиления антенны (см. Методы). В отличие от МЭ НПР частота электромеханического резонанса МЭ ФБАР ( ф _r,FBAR ) определяется толщиной круглого резонирующего диска и может быть выражена как \({f_{{\rm{r,FBAR}}}} \propto \frac{1}{{2T}}\ sqrt {\ гидроразрыва {E} {\ rho}} \). ф _{r, FBAR} оказался равным 2,53 ГГц путем измерения коэффициента отражения ( S ₂₂ ) устройства FBAR, как показано на рис.  3c, которое также демонстрирует пиковые обратные потери 10,26 дБ и Q — коэффициент 632. На вставке к рис. 3c показано смоделированное внеплоскостное смещение FBAR, указывающее на моду вибрации растяжения по толщине (см. Дополнительное примечание 7 для смоделированного S ). ₂₂ ). Поведение антенн ME при приеме и передаче соответствует стандарту S . ₂₁ и S ₁₂ параметров соответственно, как показано на рис. 3d. Ясно С ₁₂ и S ₂₁ кривые почти перекрывают друг друга. Эти S -параметры ( S ₂₁ , С ₁₂ и S ₂₂ ) для ME FBAR были получены при нулевом магнитном поле смещения для ME FBAR. Усиление антенны для ME FBAR измеряется как −18 dBi при ф _{r, FBAR} с помощью метода сравнения усиления (Методы). Нетривиально смоделировать излучение МЭ антенны в рамках трехмерного (3D) устройства. В то время как при использовании одномерной модели может быть невозможно отразить реальную физику, которая содержит множество граничных условий и параметров анизотропных материалов. Например, магнитный слой FeGaB в МЭ-антенне демонстрирует сильно анизотропный модуль Юнга с эффектом Δ E , равным 160 ГПа вдоль плоскостного направления жесткой магнитной оси, что очень сложно включить в любую существующую модель.

Рис. 3

Антенна ME FBAR. a Схематическое изображение магнитоэлектрических (МЭ) тонкопленочных объемных акустических волновых резонаторов (FBAR) и антенной измерительной установки. Рупорная антенна и ME FBAR подключены к S ₁ и S ₂ порт сетевого анализатора. b Сканирующая электронная микроскопия (SEM) изображений изготовленного ME FBAR. красный и синий области показывают подвесную круглую пластину и анкеры AlN. Область желтого цвета обозначает электрод. c Кривая обратных потерь ( S ₂₂ ) МЭ ФБАР. На вставке показано внеплоскостное смещение круглого диска в положении резонансного пика. d Режим передачи и приема ( S ₁₂ и S ₂₁ ) МЭ ФБАР. e Обратные потери ( S ₂₂ ) кривая немагнитного контроля Al/AlN FBAR. f Режим передачи и приема ( S ₁₂ и S ₂₁ ) немагнитного Al/AlN управления FBAR

Изображение в полный размер

Немагнитное управляющее устройство с 1000 нм Al/500 нм AlN также было испытано с теми же экспериментальными установками, чтобы исключить любую искусственную электромагнитную связь с контуром заземления устройств. В немагнитном управляющем устройстве вместо многослойного FeGaB толщиной 500 нм использовался алюминий толщиной 1000 нм для достижения резонансной частоты устройства около 2,5 ГГц. В механизме потерь МЭ антенн преобладает механическое сопротивление R _м связаны с различными механизмами механического демпфирования магнитной и пьезоэлектрической фаз, что намного больше сопротивления излучения Р _р . Таким образом, в согласовании импедансов преобладают R . _м , а не R _р . Следовательно, согласование импеданса больше не связано напрямую с эффективностью излучения МЭ антенн, которая отличается от обычных антенн. Как показано на рис. 3e, управляющее устройство Al/AlN демонстрирует такие же электромеханические свойства, как и FBAR FeGaB/AlN с аналогичными С ₂₂ , но лучшее согласование импеданса с частотой электромеханического резонанса 2,50 ГГц. Однако очевидных S нет ₂₁ и S ₁₂ резонансный пик можно наблюдать в измерениях рупорной антенны на рис. 3f, за исключением очень слабого пика на частоте 2,50 ГГц с пиковой амплитудой чуть выше уровня шума, подобно контрольному образцу Cu/AlN NPR, показанному на рис. 1h. . Это говорит о том, что эффект МЭ связи доминирует в С ₂₁ и S ₁₂ измерение антенны ME FBAR.

Характеристики излучения антенны ME FBAR также были проверены путем вращения стандартной антенны с линейной поляризацией, как показано на рис. 4. Стандартную антенну можно вращать вдоль одной из трех основных осей антенны ME, вне плоскости направлении (рис. 4а, б), в плоскости, перпендикулярной направлению анкерной антенны МЭ (рис. 4в, г), и в плоскости вдоль направления анкерной антенны МЭ (рис. 4д, е). На всех схемах рис. 4 синусоидальная волна вдоль направления 0° (или 180°) обозначает распространяющуюся H — составляющая поля приходящей ЭМ волны. Все три диаграммы полярного усиления на рис. 4a, c, e показывают одинаковую форму перевернутой восьмерки из-за магнитной анизотропии многослойного FeGaB/Al ₂ O ₃ в круглом резонирующем диске МЭ FBAR. Как показано на рис. 4а, антенна ME FBAR имеет самый высокий коэффициент усиления, когда H _rf перпендикулярно направлению анкерной антенны, и наименьшее усиление, когда Н _rf параллельно направлению анкера. Это связано с тем, что магнитная анизотропия FeGaB в плоскости круглого диска FBAR направлена ​​по ширине антенны ME, а самая высокая проницаемость и, следовательно, самая сильная связь между H _rf , а антенна ME устанавливается в направлении 0 или 180° на рис. 4a. Две другие конфигурации испытаний на вращение на рис. 4c, e показывают аналогичное поведение, в котором коэффициент усиления антенны показывает максимальное значение при 0° (или 180°). Это связано с анизотропией формы тонкого ферромагнитного слоя. Все измерения усиления вращающейся антенны в различных конфигурациях демонстрируют, что высокий коэффициент усиления МЭ антенны возникает из-за сильной магнитной связи между компонентом магнитного поля ЭМ волны и FeGaB гетероструктуры FeGaB/AlN в МЭ антеннах FBAR.

Рис. 4

Измерения антенны ME FBAR при вращении стандартной антенны с линейной поляризацией вдоль трех главных осей вращения. a , c , e Диаграммы полярного усиления антенны для вращения в плоскости по ширине, вращения вне плоскости по ширине c и вращения вне плоскости по анкеру направление и . б , д , ф . Схематические изображения экспериментальных установок для a , c и e соответственно. Синусоидальная волна в направлении 0° или 180° обозначает распространяющуюся H -компоненту поля входящих электромагнитных волн

Изображение в натуральную величину

Обсуждение

акустический резонанс или электромеханический резонанс. Поскольку длина акустической волны намного меньше, чем у электромагнитного резонанса, эти МЭ-антенны намного меньше, чем современные компактные антенны. Миниатюризация размеров антенн ME FBAR не связана с высокой проницаемостью или высокой диэлектрической проницаемостью антенн ME, что отличается от традиционных подходов к магнитодиэлектрическим антеннам. Механизм потерь ME-антенн также сильно отличается от обычных антенн, поскольку механическое сопротивление преобладает в потерях ME-антенн. Причем механическое сопротивление не связано напрямую с тангенсом угла потерь пьезомагнитной или пьезоэлектрической фаз МЭ антенн.

Активная площадь МЭ антенны FBAR с рассмотренным выше резонирующим МЭ резонирующим круговым диском имеет диаметр 200 мкм или λ ₀ /593, что на 1–2 порядка меньше, чем у современных компактных антенн с размерами более λ ₀ /10 ¹ . Для сравнения, смоделированная маленькая рамочная антенна того же размера, что и заземляющая петля антенны FBAR ME, показывает резонансную частоту ф _{r, петля} на частоте 34 ГГц (см. Дополнительное примечание 8) и усиление −68,4 дБи на частоте 2,53 ГГц в основном из-за плохого согласования импеданса, который на 50 дБ ниже, чем у антенны FBAR ME того же размера. Ясно, что эти миниатюрные МЭ-антенны имеют значительно улучшенное усиление антенны при малых размерах благодаря акустически активируемым механизмам приема/передачи на основе МЭ-эффекта на радиочастотах. Отметим, что продемонстрированные МЭ антенны являются чисто пассивными устройствами, во время измерения не использовалась схема согласования импеданса или внешний источник питания. И его максимально достижимая пропускная способность находится в пределах предела Чу-Харрингтона (метод) ⁴⁴ .

В заключение продемонстрированы МЭ-антенны на основе конструкций NPR и FBAR с акустически активируемым приемо-передающим механизмом, которые на один-два порядка меньше современных компактных антенн. Эти антенны ME спроектированы так, чтобы иметь различные режимы вибрации для реализации рабочих частот как ОВЧ (60 МГц), так и УВЧ (2,525 ГГц). Более того, антенны на основе NPR и FBAR могут быть изготовлены на одной и той же кремниевой пластине с использованием одного и того же процесса микропроизводства, что позволяет интегрировать широкополосные антенные решетки ME от десятков МГц (NPR с большими Вт ) до десятков ГГц (FBAR с меньшей толщиной AlN) на одном кристалле за счет геометрического оформления резонансных корпусов устройства (дополнительное примечание 6). Группа многочастотных МЭМС-резонаторов может быть подключена к цепи КМОП-генератора для реализации реконфигурируемых антенн ⁴⁵ . Ожидается, что эти сверхкомпактные ME-антенны окажут большое влияние на наши будущие антенны и системы связи для интернета вещей, носимые антенны, биоимплантируемые и биоинъекционные антенны, смартфоны, системы беспроводной связи и т. д.

Методы

Изготовление устройств

Кремниевые (Si) пластины с высоким удельным сопротивлением (>10 000 Ом см) использовались в качестве подложек для всех антенных устройств ME. Пленка Pt толщиной 50 нм была нанесена методом напыления и нанесена на верхнюю часть кремниевой подложки путем отрыва, чтобы определить нижние электроды. Затем пленка AlN толщиной 500 нм была осаждена методом напыления, а сквозные отверстия были сформированы путем травления H ₃ PO ₄ для доступа к нижним электродам. После этого пленку AlN травили индуктивно-связанной плазмой в Cl 9.0107 2 на основе химии для определения формы резонансной нанопластины. Затем была напылена золотая (Au) пленка толщиной 100 нм, и на нее нанесли рисунок, чтобы сформировать верхний слой. Наконец, многослойный слой FeGaB/Al ₂ O ₃ толщиной 500 нм был нанесен методом магнетронного напыления и сформирован методом отрыва. Смещение магнитного поля 100 Э 90×105 in situ 90×106 прикладывали во время магнетронного осаждения вдоль направления ширины устройства для предварительной ориентации магнитных доменов. Затем структура была выпущена XeF ₂ Изотропное травление кремниевой подложки. Подробную информацию о процессах изготовления и компоновке антенны FBAR можно найти в дополнительном примечании 2. )] × 10 напыляли на тонкую пленку AlN с затравочным слоем Ta толщиной 5 нм в атмосфере Ar при давлении 3 мТорр при фоновом давлении менее 1 × 10 ⁻⁷  Торр. Затравочный слой Ta способствовал росту тонкой пленки FeGaB, демонстрирующей узкую ширину резонансной линии и близкий к объемному магнитный момент. Слой FeGaB был напылен совместно из мишеней FeGa (напыление постоянным током) и B (напыление ВЧ). Аль 9Слой 0107 2 O ₃ наносили ВЧ-распылением с использованием мишени Al ₂ O ₃ . Скорость осаждения откалибрована с учетом отражательной способности рентгеновских лучей.

Измерение амплитуды проводимости

Кривая проводимости резонаторов была охарактеризована с помощью анализатора цепей (Agilent PNA 8350b). Калибровка с короткой разомкнутой нагрузкой выполнялась перед измерениями устройства. Параметр передачи S ₁₁ был получен и преобразован в амплитуду проводимости. Доступная мощность на порту анализатора цепей была установлена ​​на уровне −12 дБм, а полоса пропускания по ПЧ составляла 50 Гц. Устройства были протестированы на радиочастотной зондовой станции с зондом в конфигурации «земля-сигнал-земля».

Измерение напряжения МЭ

Наведенное напряжение МЭ NPR было измерено с использованием синхронного усилителя УВЧ (UHFLI). Сигнал опорного тока посылался на РЧ-катушку для создания РЧ-магнитного поля H _rf , который имеет напряженность магнитного поля, смоделированную методом конечных элементов. ВЧ-катушка размещается на расстоянии 14 мм от тестируемого устройства (см. Дополнительное примечание 4 для распределения пространства H ). _РФ ). Спектр индуцированного МЭ напряжения получается путем свипирования опорной частоты (частота H _рф ). Спектры напряжения МЭ также были измерены в различных магнитных полях постоянного тока.

Конечно-элементный анализ электромеханических и магнитоэлектрических свойств

Для анализа отклика МЭ структур учитывается связь между магнитным, упругим и электрическим полем в магнитострикционной и пьезоэлектрической гетероструктурах. Для исследования частотной характеристики было проведено моделирование с помощью программного обеспечения FEM COMSOL Multiphysics V5.1. Модули моделирования включают модули магнитных полей, механики твердого тела и электростатики. Композиты ME были построены в магнитострикционной, пьезоэлектрической фазе и воздушной подобласти. Моделирование проводилось в частотной области в трехмерной геометрии. Подробности анализа можно найти в дополнительном примечании 9.. Линейные механические, электрические и магнитные параметры материалов, использованных в этой работе, можно найти в дополнительном примечании 10. При демонстрации NPR мы возбудили устройство радиочастотным магнитным полем и использовали магнитостатическое приближение для моделирования наведенного напряжения в COMSOL. . В разделе FBAR мы продемонстрировали режим резонанса и смещения вместо динамики намагниченности.

Калибровка и расчет коэффициента усиления антенны

Коэффициент усиления антенны G _FBAR можно рассчитать методом передачи усиления (сравнения усиления), который может быть выражен как \({G_{{\rm{FBAR}}}} = {G_{\rm{R}}} + {\ rm{lo}}{{\rm{g}}_{10}}\left( {{P_{{\rm{FBAR}}}}{\rm{/}}{P_{\rm{R}} }} \справа)\), где G _Р — коэффициент усиления эталонной рупорной антенны, а P _FBAR и P _R – мощность излучения РПАР и эталонной рупорной антенны ⁴⁶ . Учитывая \({\rm{lo}}{{\rm{g}}_{10}}\left( {{P_{{\rm{FBAR}}}}{\rm{/}}{P_{\ rm{R}}}} \right)\) = \({S_{{\rm{21,FBAR}}}} — {S_{{\rm{21,R}}}}\), в резонансе частота f _r,FBAR , получаем G _FBAR  = −18 дБи. Антенна ME FBAR является сильно анизотропной из-за сильной анизотропии формы магнитной пленки с высокой чувствительностью к магнитным полям в плоскости и из-за одноосной анизотропии в плоскости с высокой чувствительностью вдоль магнитно-жесткой оси круглого резонирующего магнитного диска. Направленность 9P {\rho {\rm{d}}\rho}}} = 6\,{\rm{dB}}\, где P ( ρ , ϕ , θ ) — магнитное поле плотность мощности в сферических координатах. Тогда КПД антенны ME FBAR можно рассчитать как \({\xi _{{\rm{rad}}}} = {G_{{\rm{FBAR}}}}{\rm{/}}D = 0,403\ %\) с высоким коэффициентом усиления G _FBAR  = −18 дБи на резонансной частоте f _{r, FBAR} , или \({\xi _{{\rm{rad,corrected}}}}\) = 0,448% с поправкой на отражение. Антенна FBAR ME также имеет дробную полосу пропускания \(FB{W_{{\rm{FBAR}}}} = \frac{{\Delta f}}{{{f_0}}} = \frac{{BW}}{ {{f_0}}} = 0,158\% \) с измеренной полосой пропускания 3 дБ 93}}} + \frac{1}{{{k_0}a}} = 41037\) согласно пределу Чу ⁴⁴ , где \({k_0} = \frac{{2\pi }}{{ {\lambda _0}}}\) — волновое число в свободном пространстве, а a — наименьшая воображаемая сфера радиуса, охватывающая всю конструкцию антенны. Таким образом, максимальная относительная полоса пропускания этой антенны ME-антенны, разрешенная пределом Чу, равна {\rm{rad,correct}}}}Q\sqrt {КСВН}}} = 0,628\% \), что все же больше измеренного \(FB{W_{{\rm{FBAR}}}} = \ frac{{\Delta f}}{{{f_0}}} = \frac{{BW}}{{{f_0}}} = 0,158\% \). Таким образом, предел Чу-Харрингтона не был превышен при использовании структуры FBAR с магнитоэлектрической связью. Мы также оценили мощность излучения антенны FBAR, используя простую модель магнитного диполя для концептуального понимания. Магнитный дипольный момент ( 92}Т\), где М _s — намагниченность насыщения, r и T — радиус и толщина магнитного диска. Предполагая, что типичная входная мощность -20 дБм (или 0,01 мВт) необходима для полного переключения всего магнитного дипольного момента на излучение, мы получаем мощность излучения ( P _d ) равно 2,8 × 10 ⁻⁸  Вт (или 0,28% эффективности), как \({P_d} = \frac{{{\mu _0}{\omega ^4}m_0^2}}{{ 12\пи {с^3}}}\), где c — скорость света в вакууме. Эта оценка указывает на то, что наши экспериментальные результаты имеют правильный порядок величины.

Доступность данных

Данные, подтверждающие результаты этого исследования, можно получить у соответствующего автора по запросу.

Ссылки

1. Kramer, B. A., Chen, C.-C., Lee, M. & Volakis, J.L. Основные ограничения и рекомендации по проектированию для миниатюризации сверхширокополосных антенн. Антенны Распространение. Маг. IEEE 51 , 57–69 (2009).

   ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

2. Mosallaei, H. & Sarabandi, K. Миниатюризация антенны и расширение полосы пропускания с использованием подложки с реактивным импедансом. IEEE Trans. Антенны Propag 52 , 2403–2414 (2004).

   ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

3. «>

   Скривервик А. К., Цюрхер Дж. Ф., Штауб О. и Мозиг Дж. Р. Конструкция антенны PCS: задача миниатюризации. Распространение антенн IEEE. Маг. 43 , 12–27 (2001).

   ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

4. Джанвитторио, Дж. П. и Рахмат-Самии, Ю. Фрактальные антенны: новый метод миниатюризации антенн и приложения. Распространение антенн IEEE. Маг. 44 , 20–36 (2002).

   ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

5. Иконен П. М. Т., Розанов К. Н., Осипов А. В., Алитало П., Третьяков С. А. Магнитодиэлектрические подложки в миниатюризации антенн: возможности и ограничения. IEEE Trans. Антенны Распространение. 54 , 3391–3399 (2006).

   ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

6. «>

   Мосаллаи, Х. и Сарабанди, К. Магнитодиэлектрики в электромагнетизме: концепция и приложения. IEEE Trans. Антенны Распространение. 52 , 1558–1567 (2004).

   ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

7. Бибес М. К магнитоэлектрической памяти. Природа 7 , 425–426 (2008).

   КАС Статья Google ученый

8. Братаас, А., Кент, А.Д. и Оно, Х. Моменты, вызванные током в магнитных материалах. Нац. Матер. 11 , 372–381 (2012).

   ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья пабмед Google ученый

9. Ху, Дж.-М., Ли, З., Чен, Л.-К. и Нэн, К.-В. Магниторезистивная оперативная память высокой плотности, работающая при сверхнизком напряжении при комнатной температуре. Нац. коммун. 2 , 553 (2011).

   Артикул пабмед ПабМед Центральный Google ученый

10. Донг С., Чжай Дж., Син З., Ли Дж. Ф. и Виланд Д. Чрезвычайно низкочастотная характеристика магнитоэлектрических многослойных композитов. Заяв. физ. лат. 86 , 102901 (2005).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

11. Lage, E. et al. Обменное смещение магнитоэлектрических композитов. Нац. Матер. 11 , 523–529 (2012).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья пабмед Google ученый

12. Hui, Y. et al. Магнитометр высокого разрешения на основе высокочастотного магнитоэлектрического генератора MEMS-CMOS. Микроэлектромех. Сист. Дж. 24 , 134–143 (2014).

    Артикул Google ученый

13. Шринивасан Г., Фетисов Ю. К. Феррит-пьезоэлектрические слоистые структуры: микроволновые магнитоэлектрические эффекты и устройства, настраиваемые электрическим полем. Сегнетоэлектрики 342 , 65–71 (2006).

    КАС Статья Google ученый

14. Фетисов Ю.К. и Шринивасан Г. Характеристики настройки электрического поля феррит-пьезоэлектрического микроволнового резонатора. Заявл. физ. лат. 88 , 143503 (2006).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

15. Дас, Дж., Сонг, Ю.Ю., Мо, Н., Кривосик, П. и Паттон, С.Е. Мультиферроидные ферримагнитно-сегнетоэлектрические гетероструктуры с малыми потерями, настраиваемые электрическим полем. Доп. Матер. 21 , 2045–2049 (2009).

    КАС Статья Google ученый

16. Сун, Н. К. и Шринивасан, Г. Управление напряжением магнетизма в мультиферроидных гетероструктурах и устройствах. Спин 2 , 1240004 (2012 г.).

    Артикул Google ученый

17. Nan, T., Hui, Y., Rinaldi, M. & Sun, N. X. Магнитоэлектрический резонатор NEMS с автоматическим смещением 215 МГц для сверхчувствительного обнаружения магнитного поля постоянного тока. науч. Респ. 3 , 1985 (2013).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья пабмед ПабМед Центральный Google ученый

18. Яо, З., Ван, Ю. Э., Келлер, С. и Карман, Г. П. Массивные мультиферроидные антенны, опосредованные акустическими волнами: архитектура и производительность. IEEE Trans. Антенны Распространение. 63 , 3335–3344 (2015).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ MathSciNet Статья Google ученый

19. Доманн, Дж. П. и Карман, Г. П. Антенны с питанием от напряжения. J. Appl. физ. 121 , 044905 (2017).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

20. Weiler, M. et al. Упругий ферромагнитный резонанс в тонких никелевых пленках. Физ. Преподобный Летт. 106 , 117601 (2011).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья пабмед Google ученый

21. Гоутам П.Г., Морияма Т., Ральф Д.К. и Бурман Р.А. Спектроскопия спин-волнового резонанса бегущей поверхности с использованием поверхностных акустических волн. J. Appl. физ. 118 , 233910 (2015).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

22. Лабановски Д., Юнг А. и Салахуддин С. Поглощение мощности в акустическом ферромагнитном резонансе. Заяв. физ. лат. 108 , 22905 (2016).

    Артикул Google ученый

23. Нан К.В., Бичурин М.И., Донг С., Виланд Д. и Шринивасан Г. Мультиферроидные магнитоэлектрические композиты: историческая перспектива, состояние и направления развития. J. Appl. физ. 103 , 031101 (2008 г.).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

24. Ху, Дж.-М., Нан, Т., Сун, Н. К. и Чен, Л.-К. Мультиферроидные магнитоэлектрические наноструктуры для новых устройств. МИССИС. Бык 40 , 728–735 (2015).

    Артикул Google ученый

25. Hui, Y., Gomez-Diaz, J.S., Qian, Z., Alù, A. & Rinaldi, M. Плазмонный пьезоэлектрический наномеханический резонатор для спектрально-селективного инфракрасного зондирования. Нац. коммун. 7 , 11249 (2016).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья пабмед ПабМед Центральный Google ученый

26. Цянь З., Лю Ф., Хуэй Ю., Кар С. и Ринальди М. Графен в качестве безмассового электрода для сверхвысокочастотных пьезоэлектрических наноэлектромеханических систем. Нано Летт. 15 , 4599–4604 (2015).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья пабмед Google ученый

27. Piazza, G., Stephanou, PJ & Pisano, A.P. Пьезоэлектрический вибрирующий резонатор MEMS из нитрида алюминия с контурным режимом. Микроэлектромех. Сист. Дж. 15 , 1406–1418 (2006).

    КАС Статья Google ученый

28. Rinaldi, M., Zuniga, C., Zuo, C. & Piazza, G. Сверхвысокочастотные двухпортовые резонаторы AlN Контурные резонаторы для высокочастотных применений. Сверхвысокочастотные двухпортовые AlN-приложения. ИЭЭЭ. Транс. Ультрасон. Ферроэлектр. Частота Контроль. 57 , 38–45 (2010).

    Артикул пабмед Google ученый

29. Зунига К., Ринальди М., Хамис С.М., Джонсон А.Т. & Piazza, G. Микроэлектромеханический датчик с нанотехнологиями для обнаружения летучих органических химических веществ. Заяв. физ. лат. 94 , 223122 (2009 г.).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

30. «>

    Шринивасан, Г. и др. Резонансная магнитоэлектрическая связь в трехслойных ферромагнитных сплавах и пьезоэлектрическом цирконате-титанате свинца: влияние подмагничивающего магнитного поля. Физ. Версия B 71 , 184423 (2005).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

31. Greve, H. et al. Резонансные магнитоэлектрические датчики с малым демпфированием. Заяв. физ. лат. 97 , 152503 (2010).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

32. Греве Х., Вольтерманн Э., Квенцер Х.-Дж., Вагнер Б. и Квандт Э. Гигантские магнитоэлектрические коэффициенты в (Fe ₉₀ Co ₁₀ ) ₇₈ Si ₁₂ B ₁₀ — Тонкопленочные композиты AlN. Заяв. физ. лат. 96 , 182501 (2010 г. ).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

33. Jahns, R. et al. Гигантский магнитоэлектрический эффект в тонкопленочных композитах. Дж. Ам. Керам. соц. 96 , 1673–1681 (2013).

    КАС Статья Google ученый

34. Nan, C.W. Магнитоэлектрический эффект в композитах пьезоэлектрической и пьезомагнитной фаз. Физ. Версия B 50 , 6082 (1994).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья Google ученый

35. Марауска, С. и др. МЭМС-датчик магнитного поля на основе магнитоэлектрических композитов. Дж. Микромех. Микроангл. 22 , 65024 (2012).

    Артикул Google ученый

36. «>

    Лу, Дж. и др. Мягкий магнетизм, магнитострикция и микроволновые свойства тонких пленок FeGaB. Заяв. физ. лат. 91 , 182504 (2007).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

37. Лу, Дж., Лю, М., Рид, Д., Рен, Ю. и Сан, Н. К. Гигантская настройка электрического поля магнетизма в новых мультиферроидных гетероструктурах FeGaB/свинца, ниобата цинка и титаната свинца (PZN-PT) . Доп. Матер. 21 , 4711–4715 (2009).

    КАС Статья Google ученый

38. Людвиг А. и Квандт Э. Оптимизация эффекта ΔE в тонких пленках и многослойных материалах с помощью отжига в магнитном поле. ИЭЭЭ. Транс. Магн. 38 , 2829–2831 (2002).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья Google ученый

39. «>

    Лу, Дж., Пеллегрини, Г. Н., Лю, М., Матур, Н. Д. и Сан, Н. X. Эквивалентность прямых и обратных магнитоэлектрических коэффициентов в двухфазных системах с деформационной связью. Заяв. физ. лат. 100 , 102907 (2012).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

40. Донг, С., Чжай, Дж., Бай, Ф., Ли, Дж. Ф. и Виланд, Д. Двухтактный магнитострикционный/пьезоэлектрический многослойный композит с повышенным коэффициентом магнитоэлектрического напряжения. Заяв. физ. лат. 87 , 062502 (2005).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

41. Wang, Y. et al. Магнитоэлектрический датчик с чрезвычайно низким эквивалентным магнитным шумом. Доп. Матер. 23 , 4111–4114 (2011).

    КАС Статья пабмед Google ученый

42. «>

    Клоу Х. Очень низкая коэрцитивная сила в никель-железных пленках. Природа. 194 , 1035–1036 (1962).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ КАС Статья Google ученый

43. Слончевски Дж. К., Петек Б. и Аргайл Б. Э. Микромагнетизм ламинированных пермаллоевых пленок. ИЭЭЭ. Транс. Магн. 24 , 2045–2054 (1988).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

44. Чу, Л. Дж. Физические ограничения всенаправленных антенн. J. Appl. физ. 19 , 1163–1175 (1948).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

45. Rinaldi, M., Zuo, C., Van Der Spiegel, J. & Piazza, G. Реконфигурируемый КМОП-генератор на основе многочастотных МЭМС-резонаторов контурного режима AlN. IEEE Trans. Электрон Дев. 58 , 1281–1286 (2011).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

46. Куммер, У. Х. и Гиллеспи, Э. С. Антенные измерения. Проц. ИЭЭЭ 66 , 483–507 (1978).

    ОБЪЯВЛЕНИЕ Статья Google ученый

Скачать ссылки

Благодарности

Мы благодарим J. Hu, M. Liu и Z. Zhou за обсуждения. Т.Н. признает Л.К. Sun за помощь в графическом дизайне. Эта работа была поддержана DARPA в виде награды D15PC00009, премии W.M. Keck Foundation, NSF TANMS ERC Award 1160504 и частично AFRL по контракту FA8650-14-C-5706. Микропроизводство было выполнено в Исследовательском центре наноразмерных технологий и производства Джорджа Дж. Костаса.

Информация об авторе

Примечания об авторе

1. Тяньсян Нан и Хвайдер Лин внесли одинаковый вклад в эту работу.

Авторы и филиалы

1. W.M. Лаборатория интегрированных ферроиков Кека и кафедра электротехники и вычислительной техники, Северо-Восточный университет, Бостон, Массачусетс, 02115, США

   Тяньсян Нан, Хвайдер Лин, Юань Гао, Алексей Матюшов, Гуолян Ю, Хуайхао Чен, Невилл Сун, Шэнцзюнь Вэй, Чжигуан Ван, Мэнхуи Ли, Синьцзюнь Ван, Амин Белкессам, Ронгди Го, Брайан Чен, Джеймс Чжоу, Чжэньюн Цянь, Ю Хуэй, Маттео Ринальди и Нянь Сян Сунь

2. Уэстфордская академия, Вестфорд, Массачусетс, 01886, США

   Брайан Чен

3. Средняя школа Андовер, Андовер, Массачусетс, 01810, USA

   James Zhou

4. Material Material и Mafly Material и Prongemorning, Lister, Liv , База ВВС Райт-Паттерсон, Дейтон, Огайо, 45433, США

   Майкл Э. МакКонни, Брэндон М. Хоу, Чжунцян Ху, Джон Г. Джонс и Гейл Дж. Браун

Авторы

1. 9 Тяньсян Нан0002 Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

2. Hwaider Lin

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

3. Yuan Gao

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

4. Матюшов Алексей

   Посмотреть публикации автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

5. Guoliang Yu

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

6. Huaihao Chen

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

7. Neville Sun

   Посмотреть публикации автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Академия

8. Shengjun Wei

   Посмотреть публикации автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

9. Zhiguang Wang

   Просмотр публикаций автора

   Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

10. Menghui Li

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

11. Xinjun Wang

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

12. Амин Белкессам

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

13. Rongdi Guo

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

14. Брайан Чен

    Посмотреть публикации автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

15. James Zhou

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

16. Zhenyun Qian

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

17. Yu Hui

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Академия

18. Маттео Ринальди

    Посмотреть публикации автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

19. Michael E. McConney

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

20. Brandon M. Howe

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

21. Zhongqiang Hu

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

22. John G. Jones

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

23. Gail J. Brown

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

24. Нянь Сян Сунь

    Просмотр публикаций автора

    Вы также можете искать этого автора в PubMed Google Scholar

Contributions

Т.Н. и HL инициировали первоначальную идею и руководили всем моделированием, проектированием и измерениями устройства под наблюдением NXS; З. К., Ю.Х., Ю.Г., Х.К. изготовил устройства под руководством M.R.G.Y., S.W., M.E.M., B.M.H., Z.H., J.G.J. и Г.Дж.Б. помогали в симуляциях. З.В. и А.М. отжигали образцы. А.Б. помогали в измерении SEM. Н.С., М.Л., X.W., Р.Г., Б.К. и Дж.З. помог с настройкой теста. Т.Н. и HL проанализировали данные и подготовили рукопись. Все авторы обсуждали результаты.

Автор, ответственный за переписку

Переписка с Нянь Сян Сунь.

Декларации этики

Конкурирующие интересы

N.S. и Северо-восточный университет (НУ) имеют связанные с исследованиями финансовые интересы в Winchester Technologies, LLC. Остальные авторы заявляют об отсутствии конкурирующих финансовых интересов.

Дополнительная информация

Примечание издателя: Springer Nature остается нейтральной в отношении юрисдикционных претензий в опубликованных картах и ​​институциональной принадлежности.

Дополнительные электронные материалы

Дополнительная информация

Файл рецензирования

Права и разрешения

Открытый доступ Эта статья находится под лицензией Creative Commons Attribution 4. 0 International License, которая разрешает использование, совместное использование, адаптацию, распространение и воспроизведение на любом носителе или в любом формате при условии, что вы укажете автора(ов) оригинала и источник, предоставьте ссылку на лицензию Creative Commons и укажите, были ли внесены изменения. Изображения или другие сторонние материалы в этой статье включены в лицензию Creative Commons для статьи, если иное не указано в кредитной строке материала. Если материал не включен в лицензию Creative Commons статьи, а ваше предполагаемое использование не разрешено законом или выходит за рамки разрешенного использования, вам необходимо получить разрешение непосредственно от правообладателя. Чтобы просмотреть копию этой лицензии, посетите http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/.

Перепечатка и разрешения

Об этой статье

Эту статью цитирует

• Миниатюрная механическая антенна на основе униполярных электретов FEP/THV для передачи на сверхнизких частотах.

  
  • Юн Цуй
  • Мин Ву
  • Цзюньвэнь Чжун

  Микросистемы и наноинженерия (2022)

• Cell Rover — миниатюрная магнитострикционная антенна для беспроводной работы внутри живых клеток.

  • Радость Баджу
  • Юбин Кай
  • Деблина Саркар

  Nature Communications (2022)

• Возбуждение и детектирование когерентных субтерагерцовых магнонов в ферромагнитных и антиферромагнитных гетероструктурах

  • Шихао Чжуан
  • Цзя-Мянь Ху

  npj Расчетные материалы (2022)

• Антенна, независимая от геометрии, на основе среды Эпсилон, близкой к нулю

  • Хао Ли
  • Цзыхэн Чжоу
  • Надер Энгета

  Nature Communications (2022)

• Беспроводной миллиметровый магнитоэлектрический имплантат для эндоваскулярной стимуляции периферических нервов

  • Джошуа Ч. Чен
  • Питер Кан
  • Джейкоб Т. Робинсон

  Природная биомедицинская инженерия (2022)

Комментарии

Отправляя комментарий, вы соглашаетесь соблюдать наши Условия и Правила сообщества. Если вы обнаружите что-то оскорбительное или не соответствующее нашим условиям или правилам, отметьте это как неприемлемое.

Gale Apps — Технические трудности

Приложение, к которому вы пытаетесь получить доступ, в настоящее время недоступно. Приносим свои извинения за доставленные неудобства. Повторите попытку через несколько секунд.

Если проблемы с доступом сохраняются, обратитесь за помощью в наш отдел технической поддержки по телефону 1-800-877-4253. Еще раз спасибо, что выбрали Gale, обучающую компанию Cengage.

org.springframework.remoting.RemoteAccessException: невозможно получить доступ к удаленной службе [authorizationService@theBLISAuthorizationService]; вложенным исключением является com.zeroc.Ice.UnknownException unknown = «java.lang.IndexOutOfBoundsException: индекс 0 выходит за границы для длины 0 в java.base/jdk.internal.util.Preconditions.outOfBounds(Preconditions.java:64) в java.base/jdk.internal.util.Preconditions.outOfBoundsCheckIndex(Preconditions.java:70) в java.base/jdk.internal.util.Preconditions.checkIndex(Preconditions.java:248) в java.base/java.util.Objects.checkIndex(Objects.java:372) в java.base/java.util.ArrayList.get(ArrayList.java:458) в com.gale.blis.data.subscription.dao.LazyUserSessionDataLoaderStoredProcedure.populateSessionProperties(LazyUserSessionDataLoaderStoredProcedure.java:60) в com. gale.blis.data.subscription.dao.LazyUserSessionDataLoaderStoredProcedure.reQuery(LazyUserSessionDataLoaderStoredProcedure.java:53) в com.gale.blis.data.model.session.UserGroupEntitlementsManager.reinitializeUserGroupEntitlements(UserGroupEntitlementsManager.java:30) в com.gale.blis.data.model.session.UserGroupSessionManager.getUserGroupEntitlements(UserGroupSessionManager.java:17) в com.gale.blis.api.authorize.contentmodulefetchers.CrossSearchProductContentModuleFetcher.getProductSubscriptionCriteria(CrossSearchProductContentModuleFetcher.java:244) на com.gale.blis.api.authorize.contentmodulefetchers.CrossSearchProductContentModuleFetcher.getSubscribedCrossSearchProductsForUser(CrossSearchProductContentModuleFetcher.java:71) на com.gale.blis.api.authorize.contentmodulefetchers.CrossSearchProductContentModuleFetcher.getAvailableContentModulesForProduct(CrossSearchProductContentModuleFetcher.java:52) на com. gale.blis.api.authorize.strategy.productentry.strategy.AbstractProductEntryAuthorizer.getContentModules(AbstractProductEntryAuthorizer.java:130) на com.gale.blis.api.authorize.strategy.productentry.strategy.CrossSearchProductEntryAuthorizer.isAuthorized(CrossSearchProductEntryAuthorizer.java:82) на com.gale.blis.api.authorize.strategy.productentry.strategy.CrossSearchProductEntryAuthorizer.authorizeProductEntry(CrossSearchProductEntryAuthorizer.java:44) на com.gale.blis.api.authorize.strategy.ProductEntryAuthorizer.authorize(ProductEntryAuthorizer.java:31) в com.gale.blis.api.BLISAuthorizationServiceImpl.authorize_aroundBody0(BLISAuthorizationServiceImpl.java:57) на com.gale.blis.api.BLISAuthorizationServiceImpl.authorize_aroundBody1$advice(BLISAuthorizationServiceImpl.java:61) на com.gale.blis.api.BLISAuthorizationServiceImpl.authorize(BLISAuthorizationServiceImpl.java:1) в com.gale. blis.auth.AuthorizationService._iceD_authorize(AuthorizationService.java:97) в com.gale.blis.auth.AuthorizationService._iceDispatch(AuthorizationService.java:406) в com.zeroc.IceInternal.Incoming.invoke(Incoming.java:221) в com.zeroc.Ice.ConnectionI.invokeAll(ConnectionI.java:2706) на com.zeroc.Ice.ConnectionI.dispatch(ConnectionI.java:1292) в com.zeroc.Ice.ConnectionI.message(ConnectionI.java:1203) в com.zeroc.IceInternal.ThreadPool.run(ThreadPool.java:412) в com.zeroc.IceInternal.ThreadPool.access$500(ThreadPool.java:7) в com.zeroc.IceInternal.ThreadPool$EventHandlerThread.run(ThreadPool.java:781) в java.base/java.lang.Thread.run(Thread.java:834) » org.springframework.remoting.ice.IceClientInterceptor.convertIceAccessException(IceClientInterceptor.java:348) org. springframework.remoting.ice.IceClientInterceptor.invoke(IceClientInterceptor.java:310) org.springframework.remoting.ice.MonitoringIceProxyFactoryBean.invoke(MonitoringIceProxyFactoryBean.java:71) org.springframework.aop.framework.ReflectiveMethodInvocation.proceed(ReflectiveMethodInvocation.java:186) org.springframework.aop.framework.JdkDynamicAopProxy.invoke(JdkDynamicAopProxy.java:215) com.sun.proxy.$Proxy151.authorize(Неизвестный источник) com.gale.auth.service.BlisService.getAuthorizationResponse(BlisService.java:61) com. gale.apps.service.impl.MetadataResolverService.resolveMetadata(MetadataResolverService.java:65) com.gale.apps.controllers.DiscoveryController.resolveDocument(DiscoveryController.java:57) com.gale.apps.controllers.DocumentController.redirectToDocument(DocumentController.java:22) jdk.internal.reflect.GeneratedMethodAccessor302.invoke (неизвестный источник) java.base/jdk.internal.reflect.DelegatingMethodAccessorImpl.invoke(DelegatingMethodAccessorImpl.java:43) java.base/java.lang.reflect.Method.invoke(Method.java:566) org. springframework.web.method.support.InvocableHandlerMethod.doInvoke(InvocableHandlerMethod.java:205) org.springframework.web.method.support.InvocableHandlerMethod.invokeForRequest(InvocableHandlerMethod.java:150) org.springframework.web.servlet.mvc.method.annotation.ServletInvocableHandlerMethod.invokeAndHandle(ServletInvocableHandlerMethod.java:117) org.springframework.web.servlet.mvc.method.annotation.RequestMappingHandlerAdapter.invokeHandlerMethod (RequestMappingHandlerAdapter.java:895) org.springframework.web.servlet.mvc.method.annotation.RequestMappingHandlerAdapter.handleInternal (RequestMappingHandlerAdapter.java:808) org. springframework.web.servlet.mvc.method.AbstractHandlerMethodAdapter.handle(AbstractHandlerMethodAdapter.java:87) org.springframework.web.servlet.DispatcherServlet.doDispatch(DispatcherServlet.java:1067) org.springframework.web.servlet.DispatcherServlet.doService(DispatcherServlet.java:963) org.springframework.web.servlet.FrameworkServlet.processRequest(FrameworkServlet.java:1006) org.springframework.web.servlet.FrameworkServlet.doGet(FrameworkServlet.java:898) javax.servlet.http.HttpServlet.service(HttpServlet.java:626) org. springframework.web.servlet.FrameworkServlet.service(FrameworkServlet.java:883) javax.servlet.http.HttpServlet.service(HttpServlet.java:733) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:227) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.apache.tomcat.websocket.server.WsFilter.doFilter(WsFilter.java:53) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org. apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.apache.catalina.filters.HttpHeaderSecurityFilter.doFilter(HttpHeaderSecurityFilter.java:126) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.springframework.web.servlet.resource.ResourceUrlEncodingFilter.doFilter(ResourceUrlEncodingFilter.java:67) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org. apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.springframework.web.filter.RequestContextFilter.doFilterInternal (RequestContextFilter.java:100) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:117) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:102) org. apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) com.gale.common.http.filter.SecurityHeaderFilter.doFilterInternal(SecurityHeaderFilter.java:29) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:117) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org. springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:102) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.owasp.validation.GaleParameterValidationFilter.doFilterInternal(GaleParameterValidationFilter.java:97) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:117) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org. apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.springframework.boot.web.servlet.support.ErrorPageFilter.doFilter(ErrorPageFilter.java:126) org.springframework.boot.web.servlet.support.ErrorPageFilter.access$000(ErrorPageFilter.java:64) org.springframework.boot.web.servlet.support.ErrorPageFilter$1.doFilterInternal(ErrorPageFilter.java:101) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:117) org.springframework.boot.web.servlet.support.ErrorPageFilter.doFilter(ErrorPageFilter.java:119) org. apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.springframework.web.filter.FormContentFilter.doFilterInternal (FormContentFilter.java:93) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:117) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org. springframework.boot.actuate.metrics.web.servlet.WebMvcMetricsFilter.doFilterInternal (WebMvcMetricsFilter.java:96) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter.java:117) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.springframework.web.filter.CharacterEncodingFilter.doFilterInternal (CharacterEncodingFilter.java:201) org.springframework.web.filter.OncePerRequestFilter.doFilter(OncePerRequestFilter. java:117) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.internalDoFilter(ApplicationFilterChain.java:189) org.apache.catalina.core.ApplicationFilterChain.doFilter(ApplicationFilterChain.java:162) org.apache.catalina.core.StandardWrapperValve.invoke(StandardWrapperValve.java:202) org.apache.catalina.core.StandardContextValve.invoke(StandardContextValve.java:97) org.apache.catalina.authenticator.AuthenticatorBase.invoke(AuthenticatorBase.java:542) org.apache.catalina.core.StandardHostValve. invoke(StandardHostValve.java:143) org.apache.catalina.valves.ErrorReportValve.invoke(ErrorReportValve.java:92) org.apache.catalina.valves.AbstractAccessLogValve.invoke(AbstractAccessLogValve.java:687) org.apache.catalina.core.StandardEngineValve.invoke(StandardEngineValve.java:78) org.apache.catalina.connector.CoyoteAdapter.service(CoyoteAdapter.java:357) org.apache.coyote.http11.Http11Processor.service(Http11Processor.java:374) org.apache.coyote.AbstractProcessorLight.process(AbstractProcessorLight. java:65) org.apache.coyote.AbstractProtocol$ConnectionHandler.process(AbstractProtocol.java:893) org.apache.tomcat.util.net.NioEndpoint$SocketProcessor.doRun(NioEndpoint.java:1707) org.apache.tomcat.util.net.SocketProcessorBase.run(SocketProcessorBase.java:49) java.base/java.util.concurrent.ThreadPoolExecutor.runWorker(ThreadPoolExecutor.java:1128) java.base/java.util.concurrent.ThreadPoolExecutor$Worker.run(ThreadPoolExecutor.java:628) org.apache.tomcat.util.threads.TaskThread$WrappingRunnable. run(TaskThread.java:61) java.base/java.lang.Thread.run(Thread.java:834)

Многополосная планарная перевернутая F-антенна на основе резонатора с разрезным кольцом для приложений 5G

На этой странице

АннотацияВведениеРезультаты и обсуждениеЗаключениеКонфликты интересовСсылкиАвторские праваСтатьи по теме

ГГц, 10 ГГц, 15 ГГц, 28 ГГц и 38 ГГц для достижения высоких скоростей передачи данных до 10 Гбит/с и выше. В отрасли требуются многодиапазонные антенны для охвата этих удаленных частотных диапазонов, что является гораздо более сложной задачей. В этой статье мы разработали новую планарную перевернутую F-антенну (PIFA) на основе многополосного резонатора с разъемным кольцом (SRR) для приложений 5G. Он состоит из PIFA, паразитного элемента в форме перевернутой буквы L, паразитного элемента прямоугольной формы и резонатора с разъемным кольцом (SRR), выгравированного на верхней пластине PIFA. Базовая структура PIFA резонирует на частоте 6 ГГц. Добавление паразитного элемента прямоугольной формы приводит к резонансу на частоте 15 ГГц. Введение резонатора с разъемным кольцом приводит к провалу полосы на частоте 8 ГГц и резонансу на частоте 10 ГГц, в то время как вставка паразитного элемента в форме перевернутой буквы L дополнительно расширяет полосу импеданса в полосе частот 10 ГГц. Покрываемые полосы частот, каждая с полосой импеданса более 1 ГГц, составляют 6 ГГц (5–7 ГГц), 10 ГГц (9 ГГц).–10,8 ГГц) и 15 ГГц (14–15 ГГц), которые, как ожидается, будут включены в беспроводную связь следующего поколения, то есть 5G. Конструкция моделируется с помощью пакета программного обеспечения для моделирования Ansys Electromagnetic Suite 17. Смоделированные и измеренные результаты сравниваются и анализируются, которые в целом хорошо согласуются.

1. Введение

Беспроводные системы 5-го поколения, сокращенно 5G, представляют собой предлагаемые следующие стандарты беспроводной связи, выходящие за рамки текущих усовершенствованных стандартов 4G/IMT. 5G увеличит количество пользователей до многих миллиардов и скорость передачи данных до 10 Гбит/с. Он будет поддерживать беспроводное управление в режиме реального времени, связь между устройствами, что позволит снизить энергопотребление в 1000 раз [1–4]. Это следующее поколение беспроводной связи ориентировано на несколько диапазонов частот в диапазоне частот от 6 ГГц до 100 ГГц [2, 5]. Для 5G антенны для портативных устройств должны будут работать в нескольких частотных диапазонах, будучи низкопрофильными и компактными. Следовательно, существует потребность в подходе к проектированию компактной многодиапазонной антенны для охвата этих нескольких частотных диапазонов. Плоская перевернутая F-антенна (PIFA) была популярным кандидатом в портативных беспроводных системах из-за ее привлекательных характеристик, таких как низкопрофильность, простота изготовления и надежность [6, 7], и она не требует никакой согласующей сети, когда подключен к коаксиальному входу 50 Ом [8]. В литературе можно найти широкий спектр многодиапазонных конструкций PIFA для беспроводных приложений [9]. –14]. В последнее десятилетие многодиапазонные антенны, используемые в сотовых устройствах, охватывают диапазоны частот, которые сравнительно ближе друг к другу, то есть 900 МГц, 1,8 ГГц, 2,45 ГГц и т. д. Разработка многодиапазонной антенны для охвата дальних частотных диапазонов, таких как 6 ГГц, 10 ГГц, 15 ГГц, 28 ГГц и 38 ГГц, ожидаемых для 5G [5], является задачей гораздо более сложной. Поэтому в данной работе мы разработали многополосный резонатор с разъемным кольцом (SRR) на основе модифицированного PIFA с добавлением прямоугольного и перевернутого L-образного паразитного элемента. Он одновременно охватывает 6 ГГц, 10 ГГц и 15 ГГц, удаленные полосы частот, ожидаемые для 5G.

2. Конфигурация антенны

Сборка разработанной PIFA показана на рис. 1. Она состоит из излучающей верхней пластины шириной и длиной и заземляющей пластины шириной и длиной . Высота верхней пластины над подложкой равна , заполненной воздухом. Размеры питающей и закорачивающей пластин равны и соответственно, где – ширина питающей пластины, – ширина закорачивающей пластины, – толщина подложки. Расстояние между питающей пластиной и закорачивающей пластиной составляет . В качестве подложки используется FR4 с относительной диэлектрической проницаемостью 4,4 и толщиной  мм. Паразитный элемент в форме перевернутой буквы L вводится на расстоянии от питающей пластины, а паразитный элемент прямоугольной формы – на расстоянии , от закорачивающей пластины. Высота и ширина паразитных элементов как перевернутой Г, так и прямоугольной формы одинаковы и равны соответственно и , где – вертикальный зазор между верхней пластиной и паразитными элементами.

Верхняя пластина включает в себя резонатор с разъемным кольцом (SRR), установленный на расстоянии , , от горизонтального края и на расстоянии, , от вертикального края излучающей верхней пластины. – ширина ВПП, и – длины ВПП по горизонтальной и вертикальной сторонам верхней пластины соответственно. Прорезь СРР находится на расстоянии , от вертикальной стороны СРР. Изготовленный прототип PIFA на основе SRR для целей измерения показан на рис. 2. Антенна возбуждается полужестким кабелем таким образом, что плетеный внешний проводник закорочен на землю, а внутренний проводник припаян к подающая пластина SRR на основе PIFA, как показано на рисунке 2 [15]. Разъем SMA подключается к другому концу полужесткого кабеля. Этот механизм подачи уменьшает связь между антенной и разъемом SMA.

3. Подход к проектированию и параметрическое исследование

Для этого многополосного резонатора с разъемным кольцом на основе PIFA применяется пошаговый подход к проектированию для достижения желаемых целей. Изначально простая широкополосная PIFA предназначена для полосы частот 6 ГГц. Широкая полоса пропускания достигается регулировкой ширины питающей и закорачивающей пластин [16]. Кроме того, с правой стороны питающей пластины вводится паразитный элемент в форме перевернутой буквы L, чтобы сместить резонанс примерно на 8 ГГц. Затем к правой стороне закорачивающей пластины вставляется паразитный элемент прямоугольной формы. Введение этого паразитного элемента создает дополнительный резонанс в диапазоне частот около 15 ГГц. Оптимизированные параметры до этого момента нашего поэтапного подхода к проектированию следующие:  мм, = 18,4 мм, = 0,5 мм, = 12 мм, = 6 мм, = 3 мм, = 5,5 мм, = 2,7 мм, = 0,3 мм, = 1,4 мм, = 0,4 мм и = 0,5 мм, и = 1,4 мм. На рис. 3 показаны результаты для вышеупомянутого дизайна. Для получения необходимого резонанса в диапазоне 10 ГГц исследование было начато изначально со вставки щели в верхнюю пластину, что в дальнейшем привело нас к разработке многодиапазонной PIFA с резонатором с разъемным кольцом, вытравленным на верхней пластине. . Эта конструкция не только обеспечивает требуемый резонанс на частоте 10 ГГц, но также обеспечивает подавление полосы частот на частоте 8 ГГц.

Для изучения отклика резонатора с разъемным кольцом проводится обширное параметрическое исследование, чтобы достичь вышеупомянутой конструкции. Горизонтальная длина SRR варьируется от 4,5 мм до 7,5 мм, а все остальные параметры остаются постоянными: = 3,5 мм, = 0,5 мм, = 3 мм, = 2 мм, = 0,5 мм и = 3,5 мм. На рис. 4 показано, что при изменении полоса частот режекции изменяется. Приращение уменьшает частоту режекции. При дальнейших исследованиях была выбрана длина = 6,6 мм, чтобы получить требуемые полосы пропускания и остановки на частотах около 8 и 10 ГГц соответственно.

Аналогично, расстояние щели зазора SRR от вертикальной стороны SRR, варьируется от 1,5 мм до 5,5 мм, в то время как все остальные параметры остаются постоянными при = 6,6 мм, = 3,5 мм, = 0,5 мм , = 3  мм, = 2  мм и = 0,5  мм. Замечено, что полоса надреза существенно не меняется при изменении ; однако изменения уровня коэффициента отражения важны в полосе пропускания около 10 ГГц, как показано на рисунке 5. Приращение слегка увеличивает вторую резонансную частоту; однако после значения = 3,5 мм дальнейшее увеличение его значения ухудшается именно на этой частоте. Поэтому оптимальное значение, выбранное для, составляет 3,5 мм.

Аналогичным образом, увеличение полосы режекции и второй резонансной частоты приводит к более высокому значению, как показано на рисунке 6. Такое поведение связано с тем, что увеличение значения уменьшает текущую длину пути внутри SRR и, следовательно, увеличивает частоты подавления и полосы пропускания. Таким образом, окончательные оптимизированные расчетные значения SRR, выбранные после тщательного параметрического исследования, следующие: = 6,6 мм, = 3,5 мм, = 0,5 мм, = 3 мм, = 2 мм, = 0,5 мм и = 3,5 мм.

Как обсуждалось в [17], распределение поверхностного тока полезно для объяснения явления, происходящего из-за SRR. Таким образом, распределения поверхностных токов на верхней пластине PIFA на основе SRR, возбужденных на частотах 8 ГГц и 10 ГГц, показаны на рисунке 7. На рисунке 7(a) показано сильное распределение поверхностных токов, возбужденных на частоте 8 ГГц, вызывающее антирезонанс на этой частоте, что приводит к в ленточной выемке. На рис. 7(b) показано более слабое распределение поверхностного тока, возбуждаемого на частоте 10 ГГц, что приводит к резонансу на частоте около 10 ГГц.

Мы заметили, что вставка резонатора с разъемным кольцом с внутренним периметром около 18 мм вносит подавление полосы на частоте около 8 ГГц и, кроме того, приводит к резонансу на частоте 10 ГГц. Сильно резкий антирезонанс возникает при периметре петли около 90 105 λ 90 106 /2 [18]. Результаты измерения импеданса на рисунке 8 показывают, что антирезонанс возникает в полосе частот около 8 ГГц. Это является причиной режекции полосы на частоте 8 ГГц, где периметр SRR составляет около λ /2. И он начинает резонировать на частоте около 10 ГГц, где его периметр > 0,6 λ . Замечено, что перевернутый L и SRR вместе обеспечивают резонанс в диапазоне 10 ГГц.

4. Результаты и обсуждение

Конструкция PIFA на основе резонатора с разрезным кольцом была смоделирована и оптимизирована с использованием пакета моделирования Ansys Electromagnetics Suite 17.0. Окончательные оптимизированные параметры конструкции следующие:  мм, = 18,4 мм, = 0,5 мм, = 12 мм, = 6 мм, = 3 мм, = 5,5 мм, = 2,7 мм, = 6,6 мм, = 3,5 мм, = 0,5 мм , = 3 мм, = 2 мм, = 0,5 мм, = 3,5 мм, = 0,3 мм, = 1,4 мм, = 0,4 мм и = 0,5 мм, и = 1,4 мм. Рисунок 9показаны смоделированные и измеренные результаты для коэффициента отражения. Результаты показывают, что антенна одновременно охватывает диапазон 6 ГГц (от 4,8 ГГц до 7 ГГц), диапазон 10 ГГц (от 9,5 до 10,8 ГГц) и диапазон 15 ГГц (14–15 ГГц). Результаты моделирования и измерения в целом показывают очень хорошее совпадение. На рис. 10 показаны моделируемая и измеренная диаграммы направленности этой антенны при ϕ = 0° и ϕ = 90°. Диаграммы направленности этой антенны измеряются в безэховой камере. Максимальные коэффициенты усиления этой антенны на частотах 6 ГГц, 10 ГГц и 15 ГГц составляют 3,4 дБи, 4,9дБи и 5,85 дБи соответственно.

5. Заключение

Была предложена новая многодиапазонная модифицированная конструкция PIFA на основе SRR. Антенна работала в диапазонах частот 6 ГГц, 10 ГГц и 15 ГГц, которые, как ожидается, будут включены в будущие стандарты беспроводной связи 5G. Было замечено, что SRR шириной 0,5 мм, вытравленный на верхней пластине PIFA, имеющий периметр 90×105 λ 90×106/2, обеспечивает подавление полосы около 8 ГГц. Это также обеспечивало резонанс в диапазоне 10 ГГц, где периметр SRR был больше или равен примерно 0,6·9. 0105 λ . PIFA на основе SRR с паразитными элементами, излучающими в диапазонах 6 ГГц, 10 ГГц и 15 ГГц, таким образом, что базовая структура PIFA излучает на частоте 6 ГГц, тогда как включение SRR, вытравленного на верхней пластине, и перевернутого L паразитный элемент вместе вызвал излучение в диапазоне 10 ГГц. Кроме того, вставка прямоугольного паразитного элемента заставила антенну излучать в диапазоне 15 ГГц. Когда периметр SRR стал равным λ /2 на частоте 8 ГГц, антенна плохо излучала, что привело к резкому падению усиления. Это произошло потому, что именно на этой частоте возник антирезонанс. Для резонансных частотных диапазонов 6, 10 и 15 ГГц пиковое усиление составило 3,4 дБи, 4,9дБи и 5,85 дБи соответственно.

Конфликт интересов

Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов в связи с публикацией данной статьи.

Ссылки

1. Дж. Г. Эндрюс, С. Буцци, В. Чой и др., «Что будет 5 G?» Журнал IEEE по отдельным областям связи , том. 32, нет. 6, pp. 1065–1082, 2014.

   Посмотреть по адресу:

   Google Scholar

2. Q. Wang, B. Ai, K. Guan, D. W. Matolak, R. He, and X. Zhou, «Ray- основанное на статистическом моделировании распространения для сценариев внутреннего коридора на частоте 15 ГГц» Международный журнал антенн и распространения , том. 2016 г., идентификатор статьи 2523913, 12 страниц, 2016 г.

   Посмотреть по адресу:

   Сайт издателя | Google Scholar

3. Г. Феттвейс и С. Аламоути, «5G: персональный мобильный интернет — больше, чем сотовая связь сделала с телефонией», IEEE Communications Magazine , vol. 52, нет. 2, стр. 140–145, 2014 г.

   Посмотреть по адресу:

   Сайт издателя | Google Scholar

4. Ф. Хан, З. Пи и С. Раджагопал, «Мобильная широкополосная связь миллиметрового диапазона с крупномасштабной пространственной обработкой для мобильной связи 5G», в Proceedings of the 50th Annual Allerton Conference on Communication, Control, and Computing (Allerton ’12) , стр. 1517–1523, IEEE, октябрь 2012 г.

   Посмотреть по адресу:

   Сайт издателя | Google Scholar

5. Ofcom, Spectrum over 6 GHz for Future Mobile Communications , Ofcom, Лондон, Великобритания, 2015 г.

6. H.T. Chattha, Y. Huang, M.K. плоской перевернутой F-антенны» Научные исследования в области беспроводной техники и технологий , vol. 3, нет. 1, стр. 1–11, 2012 г.

   Посмотреть по адресу:

   Сайт издателя | Google Scholar

7. Х. Т. Чатта, Ю. Хуанг, М. К. Ишфак и С. Дж. Бойес, «Методы увеличения полосы пропускания для плоской перевернутой F-антенны», IET Microwaves, Antennas & Propagation , vol. 5, нет. 15, стр. 1872–1879, 2011.

   Посмотреть по адресу:

   Сайт издателя | Google Scholar

8. P. Li, J. Pan, D. Yang и P. Nie, «Новая точка двойного замыкания PIFA (GSM850 на IMT-A) для мобильных телефонов», Международный журнал антенн и распространения , том. 2013 г., идентификатор статьи 436808, 7 страниц, 2013 г.

   Посмотреть по адресу:

   Сайт издателя | Google Scholar

9. Н. Чатторадж, Дж. Курратулайн, С. Агарвал и К. В. Сингх, «Проектирование новой двухдиапазонной планарной инвертированной F-антенны для мобильных радиоприложений», Журнал микроволн, оптоэлектроники и электромагнитных приложений , том. 13, нет. 2014. Т. 2. С. 177–184.

   Посмотреть по адресу:

   Сайт издателя | Google Scholar

10. J. Yang, X.-L. Ли и В.-Л. Чжао, «Тройная широкополосная компактная плоская перевернутая F-антенна для WLAN и WiMAX», Журнал Китайских университетов почты и телекоммуникаций , том. 17, нет. 1, стр. 32–36, 2010 г.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

11. H. T. Chattha, M. K. Ishfaq, Y. Saleem, Y. Huang и S. J. Boyes, «Сверхширокополосная планарная перевернутая F-антенна с полосовой вырезкой», Международный журнал антенн и распространения , том. 2012 г., идентификатор статьи 513829, 6 страниц, 2012 г.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

12. К. Р. Бойл и П. Г. Стенекен, «Пятидиапазонный реконфигурируемый PIFA для мобильных телефонов», IEEE Transactions on Antennas and Propagation , vol. 55, нет. 11, стр. 3300–3309, 2007.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

13. H. T. Chattha, Y. Huang, Y. Lu и X. Zhu, «Сверхширокополосная плоская инвертированная F-антенна», Письма о микроволновых и оптических технологиях, том. 52, нет. 10, стр. 2285–2288, 2010.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

14. М. С. Ахмад, С. Ю. Ким и Дж. Г. Парк, «Многокороткая конструкция PIFA для многополосной связи», International Journal of Antennas and Propagation , vol. 2014 г., идентификатор статьи 403871, 10 страниц, 2014 г.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

15. H. Jian-rong, L. Jiu-sheng и W. Di, «Маленькая плоская антенна для мобильного телефона 4G», стр. 9.0105 Международный журнал антенн и распространения , том. 2016 г., идентификатор статьи 47

16. , 7 страниц, 2016 г.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

17. H. T. Chattha, Y. Huang, and Y. Lu, «Увеличение пропускной способности PIFA путем изменения ширины питающих и закорачивающих пластин», IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters , vol. 8, стр. 637–640, 2009 г.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

18. D. Caratelli, R. Cicchetti, G. Bit-Babik и A. Faraone, «E-образная патч-антенна с возмущениями для широкополосных приложений WLAN», IEEE Transactions on Antennas and Propagation , vol. 54, нет. 6, стр. 1871–1874, 2006.

    Посмотреть по адресу:

    Сайт издателя | Google Scholar

19. К. А. Баланис, Теория антенн: анализ и проектирование , John Wiley & Sons, 3-е издание, 2005 г.

Это статья с открытым доступом, распространяемая в соответствии с лицензией Creative Commons Attribution License, которая разрешает неограниченное использование, распространение и воспроизведение на любом носителе при условии надлежащего цитирования оригинальной работы.

Обзор разработки космических мембранных антенн

Технология мембранных антенн является очень многообещающим подходом к получению большой апертуры при малом весе и малом занимаемом объеме. В последние десятилетия были проведены обширные исследования активных и пассивных мембранных антенн. Однако практические космические применения редки из-за многих проблем, например, поддержания точности на поверхности, надежности на орбите и совместимости с окружающей средой. В этой статье кратко излагаются история и современные достижения космических мембранных антенн. Были введены отражатели с изогнутой поверхностью, конформные антенны с активной мембраной, плоские антенны с мембранными решетками и плоские мембранные антенны с отражающими решетками, соответственно. Были представлены радиочастотная конструкция, механизм развертывания, материал, эксперимент, применение и метод анализа. Подводя итог преимуществам и проблемам современных мембранных антенн, эта статья призвана дать представление о существующих проблемах и будущих тенденциях космических мембранных антенн.

1. Введение

Космические антенны широко используются в телекоммуникациях, навигации, дистанционном зондировании, исследовании дальнего космоса, военных и других областях [1], и они разработаны для обеспечения высокого коэффициента усиления, высокой точности, легкости, интеллектуальности и возможности реконфигурации. Особенности. Несмотря на требования миниатюризации многих радиочастотных устройств, часто ожидается, что бортовые антенны будут иметь большую апертуру. Это сделано для достижения более высокой чувствительности и меньших размеров клемм на земле. Кроме того, появляется интерес к низкочастотным приложениям, таким как поиск и спасание на ОВЧ и УВЧ, радар с синтезированной апертурой (SAR) на биомассе на УКВ и другие военные программы. Эти тенденции требуют космических антенн еще большего физического размера, например, нескольких сотен квадратных метров или больше.

Мембранная антенна является очень многообещающим подходом для получения большой апертуры, поскольку мембраны могут быть спроектированы так, чтобы иметь высокий коэффициент уплотнения по площади. По сравнению с традиционными жесткими или зонтичными антеннами мембранные антенны обычно имеют меньший вес и меньший объем. По сравнению с ячеистыми антеннами мембранные антенны могут иметь меньше деталей и более высокую надежность. В последние десятилетия обширные исследования мембранных антенн проводились в США [2, 3], Европе [4, 5], Китае [6, 7], Японии [8–10] и др. Однако в Применение мембранных антенн на орбите все еще редко, поскольку при исследовании мембранных антенн существует много проблем, среди которых наиболее важной является обеспечение высокой точности формы для очень тонкой мембраны.

Мембранные антенны можно разделить на две категории: мембранные антенны с изогнутой поверхностью и плоские мембранные антенны. Рефлекторы с криволинейной поверхностью в основном имеют параболическую, цилиндрическую или сферическую форму. Также есть исследования по конформным активным антеннам с криволинейной поверхностью. Плоские мембранные антенны, с другой стороны, включают в себя активные антенные решетки и пассивные антенны с отражающими решетками. Ранние исследования в основном проводились на мембранных отражателях с изогнутой поверхностью. Одним из успешных приложений на орбите является проект IN-STEP (Программа экспериментов с космическими технологиями) [11–15] в 1996. В последнее время очень быстро разрабатываются планарные мембранные антенны, и одним из успешных примеров является запуск спутника R3D2 (Демонстрация развертывания по снижению радиочастотного риска) [16] в 2019 году. в литературе [2, 17–20]. Лю и др. [6] сравнили различные типы мембранных отражателей, в том числе надувные [21], упругие ребра с приводом [22, 23], надувание полимера с памятью формы [24, 25] и электростатическое формование [26, 27]. В последние годы планарные мембранные антенны, особенно антенны с отражательной решеткой, становятся все более привлекательными, но в предыдущих обзорах они еще мало обсуждались. Таким образом, цель этой статьи состоит в том, чтобы представить обзор современных мембранных антенн, включая отражатели с криволинейной поверхностью, конформные мембранные антенны, плоские антенные решетки и антенны с отражающими решетками. Будут представлены история, передовые технологии, достоинства и проблемы, чтобы представить развитие и перспективы космических мембранных антенн.

2. Криволинейные мембранные антенны

2.1. Развертываемые рефлекторы

Ранние исследования космических мембранных антенн обычно проводились на надувных рефлекторах. Первым успешным применением на орбите стал проект IN-STEP (Программа экспериментов с космическими технологиями) [11–15] в 1996 г. На орбите был развернут 14-метровый надувной параболический мембранный отражатель (рис. хотя последовательность развертывания не была реализована, как планировалось, из-за недооценки остаточного газа и энергии деформации, отражатель в конце концов завершил свое развертывание. Цель эксперимента заключалась в основном в проверке механизма развертывания и измерении точности поверхности и структурного демпфирования. Радиочастотные характеристики этой антенны недоступны, но авторы упомянули потенциальные приложения, которые включают мобильную связь, радиометрию, микроволновое зондирование, интерферометрию со сверхдлинной базой и космический радар в диапазоне от 0,3 до 90 ГГц.

Европейское космическое агентство (ESA) и космическое подразделение Contraves [28] изучали надувно-жесткие антенны (рис. 1(c)) 1980-х годов. Рефлекторы диаметром от 3,5 м до 12 м изготавливались из кевларового волокна, пропитанного полимерными смолами и твердеющего под действием солнечного излучения. Электромагнитные характеристики были проверены для 6-метрового рефлектора [29], который представляет собой масштабную модель (1 : 3) интерферометрического спутника Quasat с очень длинной базой. Результаты показали, что антенна имеет усиление 37,74 дБи и эффективность 72,4% на частоте 1,6 ГГц, усиление 47,41 дБи и эффективность 71,7% на частоте 5,0 ГГц и усиление 60,21 дБи и эффективность 43,1% на частоте 22 ГГц. Поверхностные ошибки были менее 1 мм и могли привести к ухудшению усиления не более чем на 2,3 дБ. Другие исследования надувных отражателей можно найти в последующие годы, например, 3,2-метровый надувной отражатель [30], 35-метровый надувной отражатель для проекта NEXRAD (Next Generation Weather Radar) [31] и надувной параболический отражатель для CubeSats. [32]. Ван и др. из HIT (Харбинский технологический институт) [33] сообщил о 3-метровом надувном отражателе, армированном решеткой (рис. 1(b)) в 2020 г. Мембранный отражатель состоит из надувной камеры и усиленной решеткой конструкции из полимера с памятью формы, орбите, он будет развернут путем нагрева и надувания. После жесткости решетчатая структура может обеспечить достаточную жесткость, и передняя мембрана больше не нужна. Жесткость может быть улучшена более чем на 50% по сравнению с надувной антенной.

Основной проблемой надувных антенн является точность формы и поверхности. Надутый газ будет просачиваться медленно, а возможные удары микрометеоритов, безусловно, ускорят этот процесс. Хотя технология жесткости и усиленные ребра могут решить эту проблему, нельзя обойтись без системы хранения и повышения давления газа. Эти факторы увеличат вес и риск. Более того, точно поддерживать криволинейную поверхность, очевидно, сложнее, чем плоскую конфигурацию.

Использование фермы с приводом от двигателя или энергии деформации — еще один способ развертывания мембранных отражателей. Эластичные ребра могут использоваться для развертывания параболической мембраны наподобие зонтика [34]. Сообщалось, что 1,5-метровый мембранный отражатель с эластичным ребром, приводимый в движение, имеет поверхностную точность среднеквадратичного значения. 2 мм [35]. Полимер с памятью формы (SMP) [24] также можно использовать в качестве опорных конструкций отражателя или для обеспечения развертывающей силы. TUM (Технический университет Мюнхена) разработал зонтикообразную антенну [36, 37], которая раскрывается с помощью пружин, управляемых одним двигателем. Был использован специальный материал CFRS (углеродные волокна, армирующие силиконовый эластомер), который жестче металлических сеток и мягче твердых панелей и получил название оболочки-мембраны. Эксперименты показали среднеквадратичное значение 0,2  мм. погрешность такого рефлектора. ВЧ-тесты в диапазоне от 8 ГГц до 10ГГц показали, что потери на отражение составляют менее 0,1 дБ.

С 1980-х годов НАСА приступило к изучению электростатических мембранных отражателей, которые используют электрод для создания кулоновской силы и притягивают мембрану для формирования желательной изогнутой поверхности [38]. На протяжении десятилетий было проведено множество исследований электростатических формирующих мембранных отражателей, таких как 5-метровая антенна SRS и Northrop Grumman [39] и 0,5-метровая, 2-метровая и 5-метровая антенны Xidian University (рис. 1(d). )) [26].

2.2. Конформные активные мембранные антенны

Мембранные антенны с криволинейными поверхностями в основном являются пассивными рефлекторами; однако можно найти несколько активных мембранных антенн с изогнутыми поверхностями. В основном они используются в качестве конформных антенн на стратосферных дирижаблях, которые рассматриваются в качестве перспективной альтернативы спутникам в будущем.

Проект Integrated Sensor Is Structure [40] DARPA (Агентство перспективных оборонных исследовательских проектов) направлен на управление стратосферным дирижаблем на высоте более 20 000 м, который несет встроенный радиолокационный датчик для наблюдения за полем боя, отслеживания и управления огнем. Беспилотный дирижабль спроектирован как устойчивая, не требующая обслуживания система, подобная спутнику, которая никогда не приземлится после взлета и будет работать более 10 лет. В радиолокационной системе используются двухчастотные мембранные фазированные антенные решетки UHF и X-диапазона с конформной конструкцией. Антенна имеет низкую поверхностную плотность (<2 кг/м ² ) и устанавливается на поверхность цилиндрического гелиевого баллона, который находится под избыточным давлением, чем дирижабль, для создания устойчивой конфигурации. Антенна объективной системы имеет диаметр 50,5 м и высоту 36 м и содержит более десятков миллионов элементов, а демонстрационная система меньше. Цилиндрическая антенна может коммутировать выбор подрешеток, чтобы соответствовать азимуту луча и отслеживать все воздушные, наземные и морские цели на 360 °. Поскольку требуется огромное количество модулей T/R, микросхема SiGe IC с массой менее 60  мг предназначена для модуля X-диапазона, и долгосрочная цель состоит в том, чтобы разработать элемент стоимости менее 10 долларов.

Восточно-китайский научно-исследовательский институт электронной техники [41] представил конформную мембранную антенну на дирижаблях. Мембранная накладная антенная решетка с надувной полостью установлена ​​на поверхности дирижабля и имеет плотность 0,6 кг/м ² . Размер фазированной решетки P-диапазона составляет около . Тесты показали, что антенна имеет ширину полосы 40% на центральной частоте 375 МГц, а усиление составляет около 1012 дБ. Конформная решетка может сканировать 30° в вертикальной плоскости и 45° в азимутальной плоскости.

Можно найти и другие типы конформных антенн, в которых для развертывания используются мембраны. Токийский технологический институт представил 3 U CubeSat OrigamiSat-1 [42] с многофункциональной развертываемой мембраной, которая объединяет пленочные солнечные элементы и дипольные антенны из сплава с памятью формы. Антенны были подключены к передатчику УВЧ и приемнику УКВ. CubeSat был запущен в 2019 году, но через шесть дней потерял связь.

3. Планарные мембранные антенны

3.1. Мембранные антенные решетки

В связи с быстрым развитием антенн с фазированной решеткой для космических платформ требуются электронно-управляемые, широкоапертурные и легкие антенны. Традиционная антенна с фазированной решеткой обычно имеет массовую плотность 8~15 кг/м ² , включая антенную решетку, электронику и механические конструкции. Это не может удовлетворить требованиям будущего SAR с большой апертурой (радар с синтезированной апертурой). Для достижения большой апертуры (несколько сотен квадратных метров) при небольшом укладываемом объеме были разработаны развертываемые мембранные антенные решетки с активной решеткой.

В 1990-х годах JPL разработала первую надувную мембранную антенную решетку. ILC Dover Inc. и L’Garde Corp построили функциональную модель L-диапазона размером 1/3 (). Антенна состоит из прямоугольного каркаса из дутых труб и трехслойных мембран с микрополосковыми накладными элементами и контурами. Мембрана изготовлена ​​из каптона 50  мкм мкм с травлением меди 5  мкм мкм. Верхний слой имеет микрополосковые накладки и силовые разделительные линии для обеспечения горизонтально поляризованного поля; средний слой — заземляющий слой с прорезями; нижний слой имеет микрополосковые линии для создания вертикально поляризованного поля. Антенна в среднем имеет плотность 1,7 кг/м ² и имеет пиковое усиление 25,2 дБ на частоте 1,25 ГГц и эффективность апертуры 52%. CSA (Канадское космическое агентство) [43–46] разработало мембранную антенну, которую можно использовать для высотомеров на поверхности моря и радаров с синтезированной апертурой C-диапазона на низкой околоземной или планетарной орбите. Представлена ​​модель, натянутая контактной системой. На мембранной антенне было выполнено динамическое моделирование и оптимизация натяжения. DLR (Немецкий аэрокосмический центр) [47–49] разработал мембранную антенну SAR, поддерживаемую X-образными развертываемыми штангами из углепластика (углепластика).

Для создания более гибких и легких активных мембранных антенн необходимы новые архитектуры и совместимые с мембраной модули передачи/приема (T/R). JPL разработала мембранную активную фазированную решетку L-диапазона [50, 51] в 2011 году. Антенна имеет элементы и использует очень легкие модули T / R для электронного управления лучом. Верхний уровень объединяет электронику T/R, распределительные сети ВЧ и постоянного тока, а также плоскость заземления. Нижний слой имеет голый диэлектрик с одной стороны и излучающие пятна с другой стороны. Были протестированы радиочастотные характеристики на частоте 1,26 ГГц, и хорошие результаты были получены при угле сканирования до 30°.

Восточно-китайский научно-исследовательский институт электронной техники (ECRIEE) [7] представил мембранную антенну с двойной круговой поляризацией P-диапазона. Антенна состоит из трех слоев с излучающими вверх и вниз пластинами и заземляющей пластиной. Антенна имеет элементы, которые образуют приемопередающую подрешетку и две приемные подрешетки. Испытания показали полосу пропускания антенны 27%, и хорошие результаты были достигнуты при угле сканирования до 15°. Aerospace System Engineering Shanghai [52] представила мембранную антенну в 2018 году. Антенная решетка имеет пять слоев: два слоя с патчами, слой зазора, слой питания и слой отражения. Результаты испытаний показали, что требуемая плоскостность ±10 мм была соблюдена. Рабочие характеристики этой антенны отсутствуют в литературе.

Технология планарных мембранных антенных решеток развивается в сторону большой апертуры, управляемости и легкости, с миниатюрными и совместимыми с мембраной модулями T/R.

3.2. Мембранные антенны с отражательной решеткой

В антенне с отражательной решеткой используется облучатель с пространственным освещением и плоский рефлектор вместо параболического рефлектора в традиционных антеннах. Путем печати на подложке металлических пластин с различными характеристиками фазового сдвига планарный отражатель может фокусировать электромагнитный луч подобно параболической поверхности. С одной стороны, по сравнению с активными антенными решетками, в отражательных антенных решетках отсутствуют сложные делители, фидерная сеть и фазовращатели; таким образом, они могут быть простыми и иметь легкий вес. С другой стороны, по сравнению с традиционными рефлекторными антеннами, их конструктивная свобода значительно улучшена благодаря дизайну патчей, многослойному дизайну и другим методам, которые могут быть полезны для низких боковых лепестков и других технических требований. Рефлекторные антенны сочетают в себе преимущества рефлекторов и матричных антенн и имеют очень многообещающие перспективы.

Для использования в космосе патчи отражающей матрицы можно удобно напечатать на плоской мембране, и нет необходимости поддерживать сложную криволинейную поверхность. Таким образом, мембрана может быть спроектирована таким образом, чтобы ее можно было сложить в очень маленьком объеме. Кроме того, развертываемые рамы могут иметь больший коэффициент уплотнения, чем параболические антенны.

Концепция антенн с отражающими решетками была представлена ​​в 1963 году Берри и др. [53], но до недавнего времени он не применялся в космосе. Ранняя отражательная антенная решетка состоит из облучателя и короткозамкнутой металлической волноводной решетки. Регулируя длину волновода, можно настроить импеданс и фазу. Ранняя отражающая матрица большая и тяжелая и долгое время не привлекала особого внимания. Фелан [54] представил концепцию четырехлучевой спирально-фазовой отражательной решетки в 1919 году. 77 и использовали диоды для регулировки фаз. Малагизи [55] использовал круглые патчи с диодами для достижения возможности управления лучом. В 1980-х и 1990-х годах, с быстрым развитием микрополосковых технологий, антенны с отражательной решеткой стали легче и нашли широкое применение. Появилось много типов отражающих решеток, таких как складная отражательная решетка [56], цельнометаллическая отражательная решетка [57, 58], надувная отражательная решетка [59], формирующая диаграмму направленности отражательная решетка [60, 61], многочастотная отражательная решетка, получаемая за счет многослойных частотно-селективных конструкций [62]. –64], многочастотная отражательная решетка, получаемая за счет накладных конструкций [65, 66], и многолучевая отражающая решетка [67]. Микрополосковые отражательные антенные решетки могут быть гибкими и подходящими для массового производства. Между тем, затраты могут быть эффективно снижены за счет печати или травления микрополосковых элементов на подложках. Одним из важных недостатков антенн с отражающими решетками является узкая полоса пропускания (обычно от 3% до 5%). Однако в последние годы появилось много новых методов для решения этой проблемы, таких как многослойные схемы [68], шлейфы с фазовой задержкой [69].], конструкции широкополосных патчей [70], двухчастотные или многочастотные комбинации [71]. Пропускная способность была улучшена до более чем 10%, даже 30%.

Первой успешной отражающей антенной на орбите является антенна ISARA (Integrated Solar Array and Reflectarray Antenna) CubeSat [72, 73] от JPL в 2017 году. Антенна интегрирована с солнечными панелями и состоит из трех панелей. Рефлектор Ka-диапазона обеспечивает усиление 33,5 дБи и мощность ~24 Вт при массе 0,5 кг. Он использует подпружиненные петли для складывания панелей и укладывается в объеме 3 U ( см ³ ). Второй отражатель, когда-либо запущенный в космос, — это антенна миссии MarCO (Mars Cube One) [74] в 2018 году. Двойные спутники CubeSat были развернуты для обеспечения ретрансляции данных для космического корабля InSight с расстояния до Марса 160 миллионов километров. Каждая антенна работает с 29 dBi на частоте 8,4 ГГц и имеет апертуру , состоящую из трех складных панелей. Также можно найти другие конструкции складных отражающих решеток, такие как антенна Ku-диапазона с двойной поляризацией [75] для радиолокационного высотомера JPL, которая состоит из пяти панелей и имеет апертуру. ВЧ-тесты показали усиление 37 дБ H-pol и эффективность 25%. В проекте SWOT (Surface Water Ocean Topography) [76] также планировалось использовать апертурную отражательную решетку. Чахат и др. разработал антенну с отражательной решеткой Кассегрена, которая состоит из 14 панелей, работает в Ka-диапазоне с усилением 48 дБи для измерения атмосферы [77, 78].

Чтобы получить более высокий коэффициент уплотнения и более низкую поверхностную плотность, считается, что мембраны используются в качестве подложек космических антенн с отражающими решетками. Первые исследования антенн с мембранными отражателями можно найти в 1990-х годах. Хуанг и др. из JPL [79, 80] разработали 1-метровую надувную антенну с отражательной решеткой X-диапазона. Двухслойные мембраны натягивались надутой трубкой тора, а облучатель поддерживался распорками треноги. Трубки изготовлены из кевлара с уретановым покрытием. Расстояние между двумя слоями составляло 1,3 мм и было разделено множеством маленьких пенопластовых дисков. Мембрана изготовлена ​​из каптона толщиной 0,05  мм с 5  мкм мкм медное покрытие. ВЧ-тесты показали, что антенна с круговой поляризацией имеет коэффициент усиления 33,7 дБ на частоте 8,3 ГГц и полосу пропускания -1 дБ 3%. Уровень боковых лепестков составляет -18 дБ, что выше ожидаемых -25 дБ. Эффективность 37% также оказалась не такой, как ожидалось (50%). Это связано с производственными и другими ошибками. Еще одна 3-метровая надувная мембранная отражательная антенна [81] также была разработана JPL и ILC Dover Inc. Рама представляла собой надувную трубу в форме подковы и соединялась с мембраной с помощью 16 регулируемых точек. Использовалась однослойная полиимидная мембрана толщиной 0,13 мм, одна сторона которой была покрыта протравленной медью, а другая — непротравленной медью в качестве заземляющего слоя. Также были разработаны надувно-жесткие каркасы для поддержки мембранной отражательной решетки. ВЧ-тесты показали усиление 50 дБи на частоте 32 ГГц с полосой пропускания -3 дБ, равной 2 %. Измеренный КПД составляет всего 10% (далеко от ожидаемых 40%), что было связано с конструктивным недостатком. 3-метровая антенна Ka-диапазона была представлена ​​JPL [82]. Прямоугольную раму можно сворачивать вверх и вниз как киноэкран, а трубы были сделаны из жесткой алюминиевой армированной пружинной ленты. После того, как боновые заграждения были надуты в космосе, они вскоре затвердеют и больше не будут нуждаться в газе для надувания.

Поскольку для этого подхода требуется система хранения и надувания газа, которая не имеет преимуществ в плане легкости и надежности, были предложены новые механизмы развертывания. Northrop Grumman и MMA Design LLC [83] разработали антенну DaHGR (Deployable High Gain Reflectarray). Четыре двигателя используются для привода бистабильных композитных лент, а также для контроля скорости и последовательности развертывания. Мембрана поддерживается и натягивается подпружиненным восьмиугольным токоприемником. Были изучены антенны от 0,8  м до 3,6 м, и эксперименты по складыванию и развертыванию показали от 0,6 до 0,9 мм.мм среднеквадратичное значение поверхностные ошибки. Позже MMA Design LLC сообщила о демонстрационном проекте 2,25 м (усиление 45,4 дБи и эффективность апертуры 68%), 5-метровом прототипе и 4,2-метровом РЧ-проекте [84]. Также развертывание ведется 4-мя моторами, лентами и натяжными стропами. Пантограф вокруг мембраны обеспечивает поддержку и натяжение. ООО «ММА Дизайн» также разработало 1-метровую антенну T-DaHGR для проекта MAXWELL (Multiple Access X-band Wave Experiment, расположенного на НОО) [85], который представляет собой 6-дюймовый CubeSat в рамках университетской программы Nanosat Исследовательской лаборатории ВВС. 9.

Арья и др. [86] из JPL представили антенну LADeR (Large-Area Deployable Reflectarray). Рефлекторная решетка X-диапазона состоит из 4340 кросс-дипольных элементов. Он приводится в действие четырьмя стрелами и продуманным механизмом. Подложка не является ни мембраной, ни сплошной панелью. Это сборно-разборная композитная конструкция со значительной жесткостью на изгиб. Антенна состоит из нескольких полос, изготовленных из эпоксидной смолы, армированной кварцевой тканью, и намотана на четыре S-образных пружины в виде звезды. Полиимидные пленки с травлением меди крепятся к композитным подложкам в виде микрополоскового слоя и грунтового слоя. Антенна имеет реальную плотность 779г/м ² и представляет среднеквадратичное значение. ошибка поверхности 0,5  мм в экспериментах. ВЧ-тесты показали усиление 39,6 дБи на частоте 8,4 ГГц, а пиковое усиление упало на 0,3 дБ после укладки.

Спутник Capella-1 (Denali) [87, 88] использовал SAR-антенну X-диапазона в виде оригами с площадью 8 м ² . Общая масса спутника составляет менее 40 кг, он был запущен в 2018 году. Это был первый спутник (только для демонстрации технологии) в группировке из 30 спутников, разработанной Capella Space. Информация о конструкции очень ограничена в общедоступной литературе, но она выглядит как пассивная или активная мембранная антенна. Однако Capella Space отказалась от этой конструкции и использовала сетчатые антенны для Capella-2 (Sequoia) и следующих спутников, которые фактически начали предоставлять изображения SAR.

Первая успешная мембранная отражательная решетка на орбите — это антенна спутника R3D2 (Демонстрация развертывания для снижения радиочастотного риска), разработанная DARPA в 2019 году. Антенна, разработанная MMA Design LLC, имеет апертуру 2,25 метра и развертывается с помощью двигателей и пантографа. Эта миссия успешно продемонстрировала и подтвердила возможность использования мембранных отражающих решеток для космических приложений. Антенна работает от УВЧ до Ка-диапазона; однако подробные данные о радиочастотных характеристиках недоступны.

4. Анализ, прогнозирование и поддержание точности

Точность формы и поверхности является наиболее сложной проблемой при исследованиях мембранных антенн. Помимо использования в антеннах, большие развертываемые мембранные конструкции также можно найти в других аэрокосмических областях, таких как солнечные паруса или устройства для спуска с орбиты. Однако ни одна из этих мембранных структур не требует более высокой точности поверхности, чем мембранные антенны, из-за прямой зависимости между поверхностным искажением и электромагнитными характеристиками. Поэтому, безусловно, необходимы очень тщательные исследования точности мембранных антенн.

4.1. Механика складок и складок

Феномен сморщивания вызывается нестабильностью тонких мембран и является типичным отказом в космических мембранных структурах [89]. Морщины приведут к большим искажениям поверхности и ухудшению электромагнитных характеристик антенн. Теоретические и численные исследования морщин в основном основаны на следующих двух подходах:

4.1.1. Теория напряженного поля

Эта теория была первоначально изучена Вагнером и др. [90]. Он пренебрегает жесткостью мембран при изгибе и предполагает, что морщины возникают в области сжатия. На основе теории поля напряженности появилось несколько подходов, включая подходы с модифицированной конститутивной матрицей [91–95] и подходы с модифицированным тензором деформации [96, 97]. Эти модели применялись в алгоритмах конечных элементов [98, 99] и могут предсказывать области складок в плоскости. Однако теория поля натяжения не может получить внеплоскостные детали морщин и их эволюционных особенностей; поэтому он обычно не подходит для точного расчета деформации мембраны при анализе бортовой антенны.

4.1.2. Shell Buckling Theory

Эта теория предполагает, что мембрана представляет собой тонкую оболочку с небольшой жесткостью на изгиб, и неустойчивость возникает, когда напряжение сжатия достигает предела. Амплитуда и длина волны морщин затем могут быть получены путем анализа изгиба мембраны [100–102]. В численных приложениях неявные алгоритмы [103, 104] и явные схемы [105, 106] используются для получения неплоских деталей складок. В этом методе существуют проблемы, такие как его чувствительность к пространственной дискретизации и трудности с конвергенцией, но он по-прежнему является очень важным подходом для прогнозирования механического поведения космических мембран.

Складки представляют собой неустранимую пластическую деформацию мембран, которая сильно влияет на механические характеристики. Большинство исследований складок основано на балочной модели. В начале 1966 г. MacNeal и Robbins [107] представили модель эластично-пластической балки для анализа развертывания складчатой ​​мембраны. С увеличением усилия развертывания деформация будет переходить из упругой области в пластическую. Murphey [108] разработал матричные модели лучей с треугольными/прямоугольными узорами и синусоидальными/линейными формами для изучения случайных складок на развертываемых поверхностях. Можно найти и другие исследования деформации растягивающихся мембран со складками с использованием балочной модели [109].–112], большая деформация, поворотная жесткость складок и модель шарнирного соединения балок.

4.2. Структурная динамика и мультифизический анализ

Из-за присущей тонкопленочным структурам нелинейности возникают проблемы как в теоретическом, так и в численном подходах к структурно-динамическому анализу. Численный нелинейный анализ динамики и устойчивости на больших сложных гибких мембранах можно найти [46, 113, 114], для развернутых мембранных конструкций, а для моделирования процесса развертывания необходима модель жестко-гибкой связи с учетом шарнирного контакта. Кроме того, для развертывания инфляции необходим алгоритм взаимодействия жидкости и конструкции, основанный на произвольном методе Лагранжа-Эйлера (ALE) или методе частиц. Анализ развертывания можно найти в [115, 116].

На электромагнитные характеристики мембранных антенн влияет окружающая среда на орбите, которая представляет собой световые, электромагнитные, тепловые и структурные поля связи. Мультифизический анализ антенн в основном проводится численными методами [117–121] и обычно фокусируется на влиянии деформации конструкции на диаграмму направленности. Чжан и др. В работе [122] изучался эффект связи между электромагнитным и структурным полем для 14-метровой антенны с параболической мембраной. Лу и др. В работе [123] проведено численное исследование плоской фазированной антенной решетки в космической тепловой среде. Другие исследования включают эффект мультифизической связи планарных активных фазированных антенных решеток [124, 125] и дизайн структурно-электронного синтеза [126].

4.3. Эксперименты, методы измерения и контроля

В настоящее время основными методами измерения аэрокосмических гибких конструкций являются метод цифровой фотограмметрии [127–129] и метод лазерного сканирования [130]. Можно измерить как статическую форму, так и процесс вибрации. Были рассмотрены фотограмметриальные испытания надувной антенны в Исследовательском центре НАСА в Лэнгли [131].

Для надувных мембранных антенн и мембранных антенн с механическим приводом непросто активно контролировать форму и точность поверхности отражателя после его развертывания на орбите. В пассивном методе контроля вибрации обычно используются демпферы и тросы. Упомянутые выше электростатические мембранные отражатели представляют собой осуществимый метод активного контроля в реальном времени. Другие активные методы управления включают в себя граничное или кабельное управление [132, 133]. Фанг и др. [134] из JPL (Лаборатория реактивного движения) представили метод управления пьезоэлектрической мембраной. Мембранные приводы из PVDF (поливинилиденфторида) были прикреплены к мембранному отражателю и обеспечивали движущую силу для управления формой антенны. Как метод электростатического формования, так и пьезоэлектрические приводы требуют очень высокого напряжения (> 1 кВ), что сильно ограничивает их практическое космическое применение.

4.4. Материалы и совместимость с окружающей средой

Полиимид является наиболее часто используемым материалом для космических мембранных антенн из-за его хороших механических свойств, термической стабильности и антирадиационной способности. Гузман и др. [135] рассмотрели достижения в области полиимидных материалов для космического применения. Во время эксплуатации в космосе мембраны подвергаются воздействию сверхвысокого вакуума, ультрафиолетового излучения, ионизирующего излучения, возможного воздействия микрометеороидов и космического мусора [136]. На НОО (низкая околоземная орбита) атомарный кислород может вызвать значительное разрушение полимеров. Были проведены исследования по деградации механических свойств полиимидных мембран при облучении атомарным кислородом [137, 138]. Другие эффекты окружающей среды включают электростатический заряд и разряд, термические циклы (обычно от -100 до 100°C) и столкновение космического мусора или метеороидов со сверхвысокой скоростью ~10 км/с. Типичным методом повышения живучести полиимидной мембраны является добавление различных защитных покрытий. Например, SiO 9Покрытие 0107 2 можно использовать для предотвращения атомарного кислорода, а оксид индия-олова (ITO) можно использовать для защиты от электростатического разряда. Можно найти и другие покрытия, такие как TiO ₂ , SnO ₂ , Al ₂ O ₃ , NH ₃ и H ₂ O [135, 139–141].

Помимо полиимида, для мембранных антенн можно найти и другие материалы, такие как вышеупомянутая эпоксидная смола, армированная кварцевой тканью [86], и силиконовый эластомер, армированный углеродными волокнами [37]. Материалы для мембранных антенн развиваются в направлении улучшения механических свойств (высокая жесткость и низкая плотность) и лучшей совместимости с окружающей средой (устойчивость к различным космическим опасностям).

До сих пор большинство мембранных антенн все еще находились в стадии концептуального проектирования и наземных испытаний. По сравнению с зрелыми антеннами с жесткой поверхностью и металлическими сетчатыми антеннами, многие технологии мембранных антенн все еще нуждаются в валидации и проверке. Тем не менее, как новая тенденция в космических приложениях, технология мембранных антенн, которая может обеспечить большую апертуру при малом весе и малом объеме памяти, имеет очень многообещающее будущее.

5.1. Проблемы

Текущие трудности с мембранными антеннами можно заключить следующим образом:

5.1.1. Теоретический метод прогнозирования и проектирования

Теоретические модели, включая аналитические и численные методы, необходимы для решения нелинейных динамических и мультифизических характеристик мембранных антенн. Учитывая морщины, складки, большую деформацию и эффекты связи мембранных антенн, теоретическую модель, которая может точно предсказать характеристики на орбите, определенно нелегко создать. Более того, для антенн с очень большой апертурой при наземных испытаниях обычно используется модель меньшего масштаба, а безразмерный и эквивалентный анализ очень сложен.

5.1.2. Мониторинг, поддержание и контроль формы и точности поверхности

Поскольку тонкая мембрана практически не имеет жесткости на изгиб, она будет деформироваться и вибрировать при небольшом воздействии и имеет тенденцию вибрировать в течение длительного времени из-за отсутствия демпфирования. Орбитальный мониторинг формы и точности поверхности в режиме реального времени — первый шаг к активному контролю мембраны. Как упоминалось выше, современные методы контроля являются преждевременными.

5.1.3. Метод складывания и развертывания с высоким коэффициентом уплотнения

Всегда желателен метод складывания и упаковки с высоким коэффициентом уплотнения. Метод упаковки также должен вызывать меньше непоправимых складок. Между тем, механизмы развертывания должны быть тщательно спроектированы, с меньшим потреблением энергии, плавным и контролируемым процессом и высокой надежностью.

5.1.4. Легкие и надежные подложки и электроника

Материалы для мембран должны быть легкими и безопасными для окружающей среды, с достаточной жесткостью и контролируемым тепловым расширением. Кроме того, материалы и архитектура электроники должны быть оптимизированы для получения тонких, легких и надежных модулей.

5.2. Перспективы

Основываясь на современных технологиях, можно сделать следующие выводы о возможных направлениях космических мембранных антенн:

5.2.1. На пути к крупномасштабным и маломасштабным

Мембранные антенны с большой апертурой и высокой точностью крайне необходимы для исследования дальнего космоса, наблюдения Земли с высоким разрешением, военных и других областей. Между тем, разработка малых спутников и CubeSats также требует гибких и многофункциональных мембранных антенн.

5.2.2. На пути к высокой предсказуемости и управляемости

Теоретические инструменты для прогнозирования поведения антенн на орбите развиваются в направлении быстрого и точного. Технология цифровых двойников является одним из новых методов прогнозирования. Кроме того, мембраны с использованием новых интеллектуальных материалов обеспечат активное управление конфигурацией и функциями в режиме реального времени.

5.2.3. На пути к жесткой и гибкой комбинации

Современные мембранные антенны представляют собой связанные системы с гибкими антеннами и жесткими рамами. Благодаря упомянутому выше развитию можно проектировать конструкции с полужесткостью, настраиваемой жесткостью и другими новыми характеристиками. Будущие мембранные антенны могут быть достаточно гибкими, чтобы их можно было упаковать в очень небольшой объем, и достичь достаточной жесткости и точности поверхности после развертывания.

Доступность данных

Данные этого исследования можно получить у соответствующего автора по запросу.

Конфликт интересов

Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов в отношении этой работы.

Вклад авторов

Минг-Цзянь Ли участвовал в концептуализации, обзоре литературы, написании — первоначальный проект, а также написании — обзоре и редактировании. Мэн Ли, Ю-Фей Лю, Синь-Юй Гэн и Юань-Юань Ли внесли свой вклад в концептуализацию.

Благодарности

Эта работа была поддержана Национальным фондом естественных наук Китая в рамках гранта № 52105287 и объединенным исследовательским фондом Лаборатории космических технологий Qian Xuesen и China Spacesat Co., Ltd. (DFH).

Авторское право

Авторское право © 2022 Ming-Jian Li et al. Эксклюзивный лицензиат Пекинского технологического института Press. Распространяется по лицензии Creative Commons Attribution License (CC BY 4.0).

472kHz.org

Антенны

Как минимум для передачи требуется выделенная (настроенная) антенна.
Из-за длины волны 630 метров четвертьволновая или даже полуволновая антенна практически не работает. Таким образом, большинство антенн, используемых в диапазоне 472 кГц, являются короткими (по сравнению с длиной волны), что приводит к очень малому сопротивлению излучения и большой реактивной составляющей импеданса антенны.

Самая популярная антенна на 630 м — вертикальный несимметричный вибратор с верхней загрузкой. Это может показаться сложным, но это довольно простая антенна. На самом деле это просто причудливое название для одного или нескольких горизонтальных проводов (верхняя загрузка) с прикрепленным где-то вертикальным выпадающим проводом. Это может быть даже диполь на 80 м или 160 м, где линия питания действует как раскрывающийся провод (просто соедините обе стороны линии питания вместе на нижнем конце).
Основные правила для эффективной «проволочной антенны» на 630 м:

• Поднимите как можно больше проводов как можно выше.
• Держите подальше от зданий, деревьев и т. д.

Короткий вертикальный монополь будет действовать как емкость (C _V ) последовательно с сопротивлением излучения (R _A ) и сопротивлением потерь (R _G ). Ток антенны (I) будет линейно уменьшаться от точки питания к вершине антенны, где он достигнет 0, а напряжение по всей антенне будет одинаковым.
Импеданс короткой вертикальной несимметричной антенны имеет емкостную составляющую, которая составляет примерно 6 пФ на метр. Эту емкостную составляющую необходимо компенсировать последовательной индуктивностью, так называемой нагрузочной катушкой (L). Потери в нагрузочной катушке также будут вносить свой вклад в общее сопротивление потерь.
На высоте 630 м хорошее приближение сопротивления излучения короткого вертикального монополя без препятствий без верхней нагрузки составляет:

.

Р _А  = Н ² /1000
(R _A  = сопротивление излучению в Ом, H = высота антенны в м)

Учтите, что напряжение антенны может составлять несколько кВ! Вертикальный несимметричный вибратор высотой 10 м будет иметь емкость антенны около 60 пФ. Для этого потребуется нагрузочная катушка 1,87 мГн. Реактивное сопротивление нагрузочной катушки составляет 5584 Ом (на частоте 475 кГц). Если сопротивление потерь составляет 40 Ом, а мощность передатчика составляет 100 Вт, ток антенны будет 1,58 А. Этот ток проходит через нагрузочную катушку и создаст напряжение антенны 8,82 кВ.

Радиационная стойкость короткого вертикального монополя может быть улучшена за счет увеличения среднего тока. Это делается путем «загрузки» антенны сверху: добавления горизонтальной секции вверху вертикальной части.
Помимо улучшения сопротивления излучению, верхняя нагрузка также увеличивает емкость антенны, что приводит к двум дополнительным преимуществам:

• Загрузочная катушка может быть меньше и, следовательно, иметь меньшие потери.
• Напряжение антенны будет ниже.

Верхняя нагрузка увеличивает емкость антенны примерно на 5 пФ на метр.
На высоте 630 м радиационная стойкость вертикального монополя с верхней загрузкой составляет примерно:

R _A  = ((10·л _H +6·л _V )/(5 · L _H +6·л _V )) 90 3 · ^{2 2 2 ) /1000}
(R _A = сопротивление излучению в Ом, L _H = длина горизонтального провода (проводов), L _В = длина вертикального провода, H = высота антенны в м)

Бесконечная верхняя нагрузка в четыре раза увеличивает радиационное сопротивление короткого вертикального монополя.
Сопротивление потерям, которое мы хотим сохранить как можно ниже, определяется:

• Проводимость грунта: чем лучше проводимость грунта, тем меньше потери. Проводимость грунта варьируется от 1000 мСм/м (соленая вода) до 0,01 мСм/м (очень сухая почва).
• Крупные объекты, такие как здания и деревья: если держать их подальше от таких объектов, сопротивление потерям будет как можно ниже.
• Потери в нагрузочной катушке: Использование провода достаточного диаметра и хорошая техника намотки позволяют снизить эти потери. Кроме того, чем меньше индуктивность, необходимая для приведения антенны в резонанс, тем меньше будут потери.

В большинстве случаев сопротивление потерь находится в диапазоне от 10 до 100 Ом.

Вертикальный монополь с верхней нагрузкой может быть сконструирован по-разному, в зависимости от местных условий. Некоторые разновидности:

Короткий вертикальный несимметричный вибратор над идеальной (проводящей) землей имеет коэффициент усиления 3 (4,77 дБи, 2,62 дБд) и угол взлета 0°. По мере снижения проводимости грунта коэффициент усиления будет уменьшаться, а угол взлета будет увеличиваться.

Альтернативой вертикальному несимметричному вибратору (с верхней загрузкой) является рамочная антенна. Здесь также применимо правило «чем больше, тем лучше».
Если рамочная антенна мала по сравнению с длиной волны (что весьма вероятно на 630 м), импеданс будет иметь индуктивный компонент (L _A ), который необходимо нейтрализовать последовательным конденсатором. Обратите внимание, что небольшая рамочная антенна будет иметь гораздо меньшее общее сопротивление (R _A + R _G ) по сравнению с вертикальным несимметричным вибратором. Это приводит к большому току антенны. Поскольку этот ток также протекает через последовательный конденсатор, вам понадобятся очень приличные конденсаторы.
Антенный ток небольшой рамочной антенны постоянен, в то время как напряжение антенны падает линейно.
Рамочная антенна гораздо менее подвержена экологическим потерям по сравнению с вертикальным несимметричным вибратором. В результате потери на окружающую среду часто не являются доминирующими по сравнению с потерями на сопротивлении проводов (включая скин-эффект!) и потерями в последовательных конденсаторах.
Сопротивление излучения небольшой рамочной антенны определяется площадью петли A. На расстоянии 630 м хорошее приближение сопротивления излучения составляет:

R _рад = A ² /5130000
(R _рад = сопротивление излучению в Ом, A = площадь контура в м ² )

Индуктивность небольшой рамочной антенны зависит от формы, размера и диаметра провода. Хорошее приближение дает формула IN3ODT:

L = 0,2·P·ln((3340·A)/(d·P))
(L = индуктивность контура в мкГн, P = периметр контура в м, A = площадь контура в м ² , d = диаметр провода в мм)

Небольшая рамочная антенна имеет теоретическое усиление 1,5 (1,76 дБи, -0,39 дБд).

Для согласования небольших антенн требуется в основном 2 шага:

1. Приведение антенны в резонанс (устранение реактивной составляющей в импедансе антенны). Для короткого вертикального несимметричного вибратора это делается с помощью нагрузочной катушки, для небольшой рамочной антенны потребуется последовательный конденсатор.
   Поскольку полоса пропускания этих антенн довольно мала, вам, вероятно, потребуется настроить резонанс в зависимости от частоты передачи (QSY) или даже при изменении погоды. По этой причине нагрузочная катушка или последовательный конденсатор или, по крайней мере, его часть должны быть регулируемыми.
2. Согласуйте импеданс резонирующей антенны с импедансом передатчика (обычно 50 Ом). Хотя это можно сделать, подключив нагрузочную катушку или последовательный конденсатор, часто удобнее использовать согласующий трансформатор или, в конечном итоге, LC-цепь.
   Поскольку импеданс антенны будет в основном определяться сопротивлением потерь антенной системы, а не сопротивлением излучения, вам также может потребоваться настроить согласование импеданса в зависимости от сезонных изменений или даже изменений погоды.

Важным параметром передающей антенны на 630 м является эффективность. Этот КПД (η) представляет собой отношение сопротивления излучения (R _A ) и суммы сопротивления излучения и сопротивления потерь (R _G ):

η = Р _А  / (Р _А + Р _Г )

• Сопротивление излучению в основном определяется высотой антенны и отношением длины горизонтальных (верхних) проводов к высоте. Типичные значения составляют от 0,1 до 1 Ом для небольшого вертикального несимметричного вибратора с верхней нагрузкой и от 0,001 до 0,1 Ом для небольшой рамочной антенны.
• Сопротивление потерь определяется потерями в окружающей среде и потерями в нагрузочной катушке для вертикального несимметричного вибратора (обычно от 10 до 100 Ом). Для небольшой рамочной антенны сопротивление провода и потери в последовательных конденсаторах часто являются преобладающими (обычно от 0,1 до 1 Ом).

Это означает, что типичная эффективность передающей антенны на расстоянии 630 м находится в диапазоне от 0,1% (-30 дБ) до 10% (-10 дБ), если только у вас нет действительно большой антенны, эффективность которой может достигать 50% или более.